電力変換装置および電力変換用の半導体装置
【課題】磁気エネルギー回生回路により磁気エネルギーを蓄積・回生する際の導通損失を減らして、電力変換の効率向上が可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】磁気エネルギー回生回路１０は、４個の逆導通半導体スイッチ１１〜１４で構成されたブリッジ回路、およびブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサ１５を有する。制御回路２０は、各逆導通半導体スイッチ１１〜１４の各ゲートＧ１〜Ｇ４を制御するためのスイッチング信号Ｓ１〜Ｓ４を出力するものであって、磁気エネルギー回生回路１０を交流電源３０もしくは誘導性の負荷４０に同期する周波数でオンオフ制御を行うように構成されている。
【解決手段】磁気エネルギー回生回路１０は、４個の逆導通半導体スイッチ１１〜１４で構成されたブリッジ回路、およびブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサ１５を有する。制御回路２０は、各逆導通半導体スイッチ１１〜１４の各ゲートＧ１〜Ｇ４を制御するためのスイッチング信号Ｓ１〜Ｓ４を出力するものであって、磁気エネルギー回生回路１０を交流電源３０もしくは誘導性の負荷４０に同期する周波数でオンオフ制御を行うように構成されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源と誘導性負荷の間で直列に接続配置され、誘導性負荷に供給される電流波形を制御する電力変換装置に関し、とくに交流発電機あるいは交流電動機などを含む交流回路に流れる電流を制御する際のスイッチング損失を低減した電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数の半導体スイッチング素子をオンオフ制御することにより電力の変換を行う電力変換装置は、従来から広く知られている。
図７は、従来のＰＷＭ制御を行うための電力変換装置を示す図である。ここでは、交流発電機１００からの電源電圧は、４個の逆導通半導体スイッチ２０１〜２０４で構成されたブリッジ回路２００によって制御される。このブリッジ回路２００は、負荷回路３００に所定の大きさで電源供給を行うハードスイッチング回路を構成している。また、逆導通半導体スイッチ２０１〜２０４は、それぞれ逆並列に接続されたフリーホイールダイオード（ＦＷＤ）を備えていて、逆方向の電流を導通させるように構成されている。
【０００３】
こうした交流回路においては、負荷回路３００内のリアクタンスだけでなく、電源との間の配線に含まれるインダクタンス成分、あるいは交流発電機１００の内部に存在するインダクタンス成分により、リアクタンス電圧が発生する。そして、リアクタンス電圧の損失により負荷電流の力率が低下すると、負荷回路３００での電流減少や位相遅れが生じる。
【０００４】
低力率の交流回路では、こうした負荷回路３００で消費される電力や交流発電機１００から得られる電力が減少するという問題を回避するため、磁気エネルギー回生回路によって力率を改善するようにしていた。磁気エネルギー回生回路では、インダクタンスに蓄えられた磁気エネルギーを蓄積回生することでリアクタンス電圧の損失を補償することができるからである。
【０００５】
たとえば特許文献１には、負荷電流を遮断した場合の回路に残っている磁気エネルギーをブリッジ回路内に設けられた蓄積コンデンサに蓄え、次回のオン時にそのエネルギーを負荷に放電して電流を急速に上昇させる無損失な「電流順逆両方向スナバーエネルギー回生方式スイッチ」の発明が開示されている。
【０００６】
一方、電力変換装置の変換効率を向上させるためには、電力変換装置に用いられるスイッチング素子に低オン電圧の半導体装置を用いて導通損失を減らすとともに、高速スイッチング特性を持つスイッチング素子により、さらに導通損失を減らす必要がある。そのため、低オン電圧特性や高速スイッチング特性だけでなく、さらには高い負荷が加わっても破壊しないという負荷短絡耐量特性という、それぞれがトレードオフ関係にある特性を同時に改善する半導体装置の開発が行われてきた（たとえば、特許文献２、あるいは３参照）。
【特許文献１】特開２０００−３５８３５９号公報（段落番号［００１１］〜［００１６］、および図２）
【特許文献２】特開２００６−２２８９６１号公報（段落番号［００１２］〜［００２０］、および図１）
【特許文献３】特開２００６−５９８７６号公報（段落番号［００４３］〜［００５１］、および図１〜図４）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来の磁気エネルギー回生回路では、スイッチング素子としてＰＷＭ制御を行う電力変換装置等に使用されているものと同一の半導体装置が使用されていた。すなわち、こうした半導体装置として低オン電圧特性、高速スイッチング特性、および負荷短絡耐量特性を備えたものが選択されていた。たとえば上述した特許文献２、あるいは３に開示されているような絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：ＩＧＢＴ）を低オン電圧のスイッチング素子として製造するには、そのコレクタ側から少数キャリアを高注入する必要がある。
【０００８】
ところが、こうしたＩＧＢＴでは高濃度キャリアのためにターンオフ損失が増加するという問題があって、低オン電圧特性、高速スイッチング特性、負荷短絡耐量特性がそれぞれトレードオフ関係となるため、すべての特性を同時に改善したスイッチング素子としてＩＧＢＴを製造することが困難であった。そのため、従来から電力変換装置に用いられる電力変換用の半導体装置では低オン電圧化が図られておらず、半導体装置によるエネルギー変換効率を十分に向上させることができないという問題があった。
【０００９】
しかも、磁気エネルギー回生回路ではスイッチング素子を直列に接続することにより電力変換装置が構成されており、電流が通過するスイッチング素子数が増え、全電流がスイッチング素子に流れる。そのため、磁気エネルギー回生回路での導通損失が増加するという問題もあった。
【００１０】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、磁気エネルギー回生回路により磁気エネルギーを蓄積・回生する際の導通損失を減らして、電力変換の効率向上が可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１１】
また、本発明の別の目的は、そのような電力変換装置に用いられる電力変換用の半導体装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明では、上記問題を解決するために、交流電源と誘導性負荷の間で直列に接続配置され、前記誘導性負荷に供給される電流波形を制御する電力変換装置において、４個の逆導通半導体スイッチで構成されたブリッジ回路、および前記ブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサを有する磁気エネルギー回生回路と、前記磁気エネルギー回生回路を前記交流電源もしくは前記誘導性負荷に同期する周波数でオンオフ制御を行うように、前記逆導通半導体スイッチの各ゲートに制御信号を出力する制御回路と、を備えたことを特徴とする電力変換装置が提供される。
【００１３】
この電力変換装置では、磁気エネルギー回生回路において、逆導通半導体スイッチがオフ時に誘導性負荷、もしくは交流電源である発電機などに蓄えられた磁気エネルギーが蓄積・回生される。そして、この磁気エネルギー回生回路に低オン電圧化を実現した半導体装置を用いることで、その導通損失を低減することができる。
【００１４】
また、こうした電力変換装置に用いられる電力変換用の半導体装置において、ゲート・エミッタ間の電圧（Ｖｇｅ）で駆動され、入力信号によってオンオフ制御ができる自己消弧形の逆導通半導体スイッチであって、コレクタ領域の不純物濃度が５×１０16ｃｍ-3以上の半導体層によって構成されていることを特徴とする電力変換用の半導体装置が提供される。
【００１５】
この半導体装置では、そのコレクタ領域の不純物濃度を少なくとも５×１０16ｃｍ-3まで高くすることによって、スイッチング損失は増加するがオン電圧を１．９Ｖ以下にまで低下できる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、電力変換の効率向上が可能な電力変換装置、およびそのような電力変換装置に用いて好適な電力変換用の半導体装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を示す図である。
この図１の電力変換装置は、磁気エネルギー回生回路１０と制御回路２０とから構成され、磁気エネルギー回生回路１０が交流電源３０と誘導性の負荷４０の間で直列に接続配置され、負荷４０に供給される電流波形を制御するものである。磁気エネルギー回生回路１０は、４個の逆導通半導体スイッチ１１〜１４で構成されたブリッジ回路、およびブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサ１５を有する。４個の逆導通半導体スイッチ１１〜１４には、それぞれ逆方向の電流を導通させるためにフリーホイールダイオード（ＦＷＤ）が逆並列に接続されている。制御回路２０は、各逆導通半導体スイッチ１１〜１４の各ゲートＧ１〜Ｇ４を制御するためのスイッチング信号Ｓ１〜Ｓ４を出力するものであって、磁気エネルギー回生回路１０を誘導性の負荷４０に同期する周波数でオンオフ制御を行うように構成されている。
【００１８】
なお、交流電源３０が交流発電機であれば、ここからの周波数信号を制御回路２０に出力して、磁気エネルギー回生回路１０をオンオフ制御することができる。
つぎに、磁気エネルギー回生回路１０の動作について説明する。
【００１９】
図２は、磁気エネルギー回生回路のスイッチングパターンを示す図である。同図（ａ）には、誘導性の負荷４０における電圧波形（電源電圧Ｅ）を示している。また、同図（ｂ）、（ｃ）には、それぞれスイッチング信号Ｓ１，Ｓ３とスイッチング信号Ｓ２，Ｓ４を示している。
【００２０】
制御回路２０では、ブリッジ回路を構成する４個の逆導通半導体スイッチ１１〜１４のゲートＧ１〜Ｇ４に対して、対角線上に位置するペアの逆導通半導体スイッチ１１，１３と１２，１４を電源電圧Ｅと同一周期でそれぞれ交互にオンするように、スイッチング信号Ｓ１，Ｓ３とスイッチング信号Ｓ２，Ｓ４がそれぞれ供給されている。
【００２１】
ここで、進み角αは電源電圧Ｅとスイッチング信号Ｓ１，Ｓ３との位相差である。逆導通半導体スイッチ１１，１３は、電源電圧Ｅの位相に対して基本的に進み角α（＝９０°）のタイミングでオンする。ただし、この進み角αは誘導性の負荷４０の回路定数と磁気エネルギー回生回路１０内のコンデンサ１５の大きさに応じて、０〜１８０°の範囲で調整する必要がある。
【００２２】
磁気エネルギー回生回路１０内のコンデンサ１５には、電源電圧Ｅの半周期分のインダクタンスエネルギーだけが蓄えられる。そのため、従来の電力変換装置で用いられている平滑コンデンサに比べて、磁気エネルギー回生回路１０内のコンデンサ１５には小さなコンデンサ容量のものを用いればよい。また、アーム短絡時にコンデンサ１５に蓄積していた全エネルギーが逆導通半導体スイッチ１１〜１４に流れるが、その蓄積エネルギーが少ない。したがって、逆導通半導体スイッチ１１〜１４には負荷短絡耐量が小さいものを使用できる。
【００２３】
つぎに、逆導通半導体スイッチ１１〜１４として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、単にＩＧＢＴという。）を用いた場合の、上述した構成の電力変換装置の作用効果について説明する。
【００２４】
図３は、磁気エネルギー回生回路１０を構成する一つのＩＧＢＴのターンオフ波形を示す図、図４は、磁気エネルギー回生回路１０と従来のハードスイッチング回路（図７）を構成するＩＧＢＴのターンオフ軌跡を比較して示す図である。
【００２５】
図３では、ターンオフ時に一つのＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃが遮断されると、そのコレクタ・エミッタ間のＶｃｅ電圧波形がゆっくりと変化する状態を示している。磁気エネルギー回生回路１０でのＩＧＢＴのターンオフ時には、この図３に示すように、Ｖｃｅ電圧は急激に上昇しない。ＩＧＢＴのＶｃｅ電圧は、磁気エネルギー回生回路内部のコンデンサ１５に等しい電圧となるからである。
【００２６】
したがって、磁気エネルギー回生回路１０内部のコンデンサ１５に適切な静電容量値のものを使用すると、ＩＧＢＴはソフトスイッチング動作を行い、ターンオフ時に高電圧が発生しない。
【００２７】
一方、図７に示したハードスイッチング回路を構成するＩＧＢＴでは、ターンオフ時に電流の急激な変化により配線インダクタンスなどでサージ電圧が誘起される。このときのターンオフ動作軌跡は図４（ｂ）に示すようになる。すなわち、ハードスイッチング回路では広い半導体素子の逆バイアス安全動作領域（Reverse bias Safety Operating Area：以下、ＲＢＳＯＡ領域という。）を持つＩＧＢＴが必要となる。
【００２８】
このように、ハードスイッチング回路ではターンオフ時にＩｃが大きく減少し始める前にＶｃｅ電圧が急減に上昇しているが、磁気エネルギー回生回路１０では、コレクタ電流Ｉｃが減少し始めると同時にコンデンサ１５の充電が開始され、コンデンサ電圧とともにＶｃｅ電圧が上昇する。このとき、コンデンサ電圧は磁気エネルギー回生回路１０のインダクタンス成分とコンデンサ１５の容量値とで決まる時定数で上昇するため、Ｖｃｅ電圧はハードスイッチング回路に比べ緩やかに上昇する。したがって、磁気エネルギー回生回路１０でのターンオフ軌跡は図４（ａ）に示すようになり、広いＲＢＳＯＡが必要ないＩＧＢＴの設計が可能となる。
【００２９】
以上に説明したように、本発明の電力変換装置では、スイッチング信号Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング周波数が図７に示すようなＰＷＭ制御等を行う電力変換装置等でのスイッチング周波数（数ｋＨｚ）に比べて極めて低周波（数１０Ｈｚ）で動作する。そのため、磁気エネルギー回生回路１０に適用される逆導通半導体スイッチ１１〜１４には、高速スイッチング特性を必要とせず、少なくとも１．９Ｖ程度の低オン電圧化だけが要求されることになる。
【００３０】
したがって、電力変換装置に磁気エネルギー回生回路１０を用いることによって、ＰＷＭ制御の電力変換装置とは異なり、ＩＧＢＴにおけるトレードオフ関係の制約から解放され、低オン電圧・低速スイッチングのＩＧＢＴを用いることで、電力変換装置の変換効率を高めることができる。また、磁気エネルギー回生回路１０のスイッチング周波数は、ＰＷＭ整流器などの数ｋＨｚよりも極端に低い、たとえば数１０Ｈｚ程度であるから、１パルスあたりのスイッチング損失が増加したとしても、電力変換装置全体でのスイッチング損失を大幅に低減できる。
【００３１】
つぎに、電力変換装置に用いられる電力変換用のＩＧＢＴとして好適なトレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴについて説明する。
図５は、トレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴの断面構造を示す図である。
【００３２】
図５（ａ）に示すように、トレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴでは、ｎ-ドリフト層５１の表面側には、ｐベース領域５２を貫通するトレンチ５３が設けられている。ゲート電極は、トレンチ５３内にゲート酸化膜を介して設けられている。
【００３３】
ｎ+エミッタ領域５４は、ｐベース領域５２内にトレンチ５３と接して設けられている。エミッタ電極５５は、ｐベース領域５２およびｎ+エミッタ領域５４に接触し、かつ層間絶縁膜５６によりトレンチ５３内のゲート電極から絶縁されている。
【００３４】
ｎ-ドリフト層５１の裏面側には、ホールの注入層となるｐ+コレクタ層５７が設けられている。また、ｎ+フィールドストップ層５８が、ｐ+コレクタ層５７とｎ-ドリフト層５１との間に設けられている。
【００３５】
図５（ｂ）には、トレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴのエミッタ電極を間引きした断面構造を示している。基板の表面側ではトレンチ５３からゲート端子Ｇが、エミッタ電極５５からエミッタ端子Ｅがそれぞれ引き出され、その裏面側のコレクタ電極５９からコレクタ端子Ｃが引き出されている。
【００３６】
こうしたＩＧＢＴは、具体的には以下のような手順で製造される。
最初に、基板裏面からｐ+コレクタ層５７の不純物を活性化する。つぎに、レーザアニール法によって熱処理を行って、ｐ+コレクタ層５７の不純物濃度を従来の値（１×１０16ｃｍ-3）以上の大きさ、たとえば５×１０16ｃｍ-3にまで高める。これによって、少数キャリア注入効率を上げることができる。ｐ+コレクタ層５７の不純物濃度を高くすると、電流の遮断能力が徐々に低下する。よって、広いＲＢＳＯＡが必要ではないとはいえ、実用上は定格電流の３倍程度の電流遮断能力が必要となる。あるいは、ｐ+コレクタ層５７の不純物濃度の上限を実用的な濃度である１×１０19ｃｍ-3として設計するとよい。
【００３７】
こうして、ＩＧＢＴのオン電圧Ｖｃｅが１．５Ｖ程度まで低減でき、そのバイポーラ特性の強化を図ることができる。この場合、ｐ+コレクタ層５７の不純物濃度をｎ-ドリフト層５１の不純物濃度より高くするだけであっても、オン電圧Ｖｃｅが１．９Ｖ以下にまで低下して、従来装置より変換効率が向上する。
【００３８】
さらに、基板表面をトレンチゲート構造とすることで、総チャネル長を従来のＩＧＢＴよりも長く構成することができ、基板表面のＭＯＳゲートからの電子電流の供給を増加させるようにしている。１２．８ｍｍ角のチップサイズのＩＧＢＴでは、従来その総チャネル長が２４２０ｍｍであったが、ここではその２倍、すなわち５０００ｍｍ程度のものが実現できる。
【００３９】
なお、ここではライフタイムコントロールは行っていない。また、フリーホイールダイオード（ＦＷＤ）に関してもライフタイム制御を弱め、あるいはまったく行わないで、低オン電圧化を図ることができる。
【００４０】
図６は、オン電圧と１パルス当りのターンオフ損失との関係を示すＶｃｅ−Ｅｏｆｆ特性図である。
ここでは、従来のＩＧＢＴとレーザアニールによって低オン電圧化したＩＧＢＴを、それぞれ１２５℃の使用条件の下で同じハードスイッチング回路に用いた場合を比較している。レーザアニール法によって熱処理を行ったＩＧＢＴ（●印）では、ターンオフ損失（Ｅｏｆｆ）が増加している。しかし、オン電圧（Ｖｃｅ）に関しては、従来のもの（□印）よりも約０．７Ｖ低い、１．５Ｖ程度の電力変換用の半導体装置として実現できる。
【００４１】
なお、ダイオード素子に関しても同様の設計を行うことで、従来型のものに比ベオン電圧が０．４Ｖ低い１．４Ｖのダイオード素子を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の実施の形態に係る電力変換装置を示す図である。
【図２】磁気エネルギー回生回路のスイッチングパターンを示す図である。
【図３】磁気エネルギー回生回路を構成する一つのＩＧＢＴのターンオフ波形を示す図である。
【図４】磁気エネルギー回生回路と従来のハードスイッチング回路を構成するＩＧＢＴのターンオフ軌跡を比較して示す図である。
【図５】トレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴの断面構造を示す図である。
【図６】オン電圧と１パルス当りのターンオフ損失との関係を示すＶｃｅ−Ｅｏｆｆ特性図である。
【図７】従来のＰＷＭ制御を行うための電力変換装置を示す図である。
【符号の説明】
【００４３】
１０ 磁気エネルギー回生回路
１１〜１４ 逆導通半導体スイッチ
１５ コンデンサ
２０ 制御回路
３０ 交流電源
４０ 誘導性負荷
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源と誘導性負荷の間で直列に接続配置され、誘導性負荷に供給される電流波形を制御する電力変換装置に関し、とくに交流発電機あるいは交流電動機などを含む交流回路に流れる電流を制御する際のスイッチング損失を低減した電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数の半導体スイッチング素子をオンオフ制御することにより電力の変換を行う電力変換装置は、従来から広く知られている。
図７は、従来のＰＷＭ制御を行うための電力変換装置を示す図である。ここでは、交流発電機１００からの電源電圧は、４個の逆導通半導体スイッチ２０１〜２０４で構成されたブリッジ回路２００によって制御される。このブリッジ回路２００は、負荷回路３００に所定の大きさで電源供給を行うハードスイッチング回路を構成している。また、逆導通半導体スイッチ２０１〜２０４は、それぞれ逆並列に接続されたフリーホイールダイオード（ＦＷＤ）を備えていて、逆方向の電流を導通させるように構成されている。
【０００３】
こうした交流回路においては、負荷回路３００内のリアクタンスだけでなく、電源との間の配線に含まれるインダクタンス成分、あるいは交流発電機１００の内部に存在するインダクタンス成分により、リアクタンス電圧が発生する。そして、リアクタンス電圧の損失により負荷電流の力率が低下すると、負荷回路３００での電流減少や位相遅れが生じる。
【０００４】
低力率の交流回路では、こうした負荷回路３００で消費される電力や交流発電機１００から得られる電力が減少するという問題を回避するため、磁気エネルギー回生回路によって力率を改善するようにしていた。磁気エネルギー回生回路では、インダクタンスに蓄えられた磁気エネルギーを蓄積回生することでリアクタンス電圧の損失を補償することができるからである。
【０００５】
たとえば特許文献１には、負荷電流を遮断した場合の回路に残っている磁気エネルギーをブリッジ回路内に設けられた蓄積コンデンサに蓄え、次回のオン時にそのエネルギーを負荷に放電して電流を急速に上昇させる無損失な「電流順逆両方向スナバーエネルギー回生方式スイッチ」の発明が開示されている。
【０００６】
一方、電力変換装置の変換効率を向上させるためには、電力変換装置に用いられるスイッチング素子に低オン電圧の半導体装置を用いて導通損失を減らすとともに、高速スイッチング特性を持つスイッチング素子により、さらに導通損失を減らす必要がある。そのため、低オン電圧特性や高速スイッチング特性だけでなく、さらには高い負荷が加わっても破壊しないという負荷短絡耐量特性という、それぞれがトレードオフ関係にある特性を同時に改善する半導体装置の開発が行われてきた（たとえば、特許文献２、あるいは３参照）。
【特許文献１】特開２０００−３５８３５９号公報（段落番号［００１１］〜［００１６］、および図２）
【特許文献２】特開２００６−２２８９６１号公報（段落番号［００１２］〜［００２０］、および図１）
【特許文献３】特開２００６−５９８７６号公報（段落番号［００４３］〜［００５１］、および図１〜図４）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来の磁気エネルギー回生回路では、スイッチング素子としてＰＷＭ制御を行う電力変換装置等に使用されているものと同一の半導体装置が使用されていた。すなわち、こうした半導体装置として低オン電圧特性、高速スイッチング特性、および負荷短絡耐量特性を備えたものが選択されていた。たとえば上述した特許文献２、あるいは３に開示されているような絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：ＩＧＢＴ）を低オン電圧のスイッチング素子として製造するには、そのコレクタ側から少数キャリアを高注入する必要がある。
【０００８】
ところが、こうしたＩＧＢＴでは高濃度キャリアのためにターンオフ損失が増加するという問題があって、低オン電圧特性、高速スイッチング特性、負荷短絡耐量特性がそれぞれトレードオフ関係となるため、すべての特性を同時に改善したスイッチング素子としてＩＧＢＴを製造することが困難であった。そのため、従来から電力変換装置に用いられる電力変換用の半導体装置では低オン電圧化が図られておらず、半導体装置によるエネルギー変換効率を十分に向上させることができないという問題があった。
【０００９】
しかも、磁気エネルギー回生回路ではスイッチング素子を直列に接続することにより電力変換装置が構成されており、電流が通過するスイッチング素子数が増え、全電流がスイッチング素子に流れる。そのため、磁気エネルギー回生回路での導通損失が増加するという問題もあった。
【００１０】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、磁気エネルギー回生回路により磁気エネルギーを蓄積・回生する際の導通損失を減らして、電力変換の効率向上が可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１１】
また、本発明の別の目的は、そのような電力変換装置に用いられる電力変換用の半導体装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明では、上記問題を解決するために、交流電源と誘導性負荷の間で直列に接続配置され、前記誘導性負荷に供給される電流波形を制御する電力変換装置において、４個の逆導通半導体スイッチで構成されたブリッジ回路、および前記ブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサを有する磁気エネルギー回生回路と、前記磁気エネルギー回生回路を前記交流電源もしくは前記誘導性負荷に同期する周波数でオンオフ制御を行うように、前記逆導通半導体スイッチの各ゲートに制御信号を出力する制御回路と、を備えたことを特徴とする電力変換装置が提供される。
【００１３】
この電力変換装置では、磁気エネルギー回生回路において、逆導通半導体スイッチがオフ時に誘導性負荷、もしくは交流電源である発電機などに蓄えられた磁気エネルギーが蓄積・回生される。そして、この磁気エネルギー回生回路に低オン電圧化を実現した半導体装置を用いることで、その導通損失を低減することができる。
【００１４】
また、こうした電力変換装置に用いられる電力変換用の半導体装置において、ゲート・エミッタ間の電圧（Ｖｇｅ）で駆動され、入力信号によってオンオフ制御ができる自己消弧形の逆導通半導体スイッチであって、コレクタ領域の不純物濃度が５×１０16ｃｍ-3以上の半導体層によって構成されていることを特徴とする電力変換用の半導体装置が提供される。
【００１５】
この半導体装置では、そのコレクタ領域の不純物濃度を少なくとも５×１０16ｃｍ-3まで高くすることによって、スイッチング損失は増加するがオン電圧を１．９Ｖ以下にまで低下できる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、電力変換の効率向上が可能な電力変換装置、およびそのような電力変換装置に用いて好適な電力変換用の半導体装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を示す図である。
この図１の電力変換装置は、磁気エネルギー回生回路１０と制御回路２０とから構成され、磁気エネルギー回生回路１０が交流電源３０と誘導性の負荷４０の間で直列に接続配置され、負荷４０に供給される電流波形を制御するものである。磁気エネルギー回生回路１０は、４個の逆導通半導体スイッチ１１〜１４で構成されたブリッジ回路、およびブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサ１５を有する。４個の逆導通半導体スイッチ１１〜１４には、それぞれ逆方向の電流を導通させるためにフリーホイールダイオード（ＦＷＤ）が逆並列に接続されている。制御回路２０は、各逆導通半導体スイッチ１１〜１４の各ゲートＧ１〜Ｇ４を制御するためのスイッチング信号Ｓ１〜Ｓ４を出力するものであって、磁気エネルギー回生回路１０を誘導性の負荷４０に同期する周波数でオンオフ制御を行うように構成されている。
【００１８】
なお、交流電源３０が交流発電機であれば、ここからの周波数信号を制御回路２０に出力して、磁気エネルギー回生回路１０をオンオフ制御することができる。
つぎに、磁気エネルギー回生回路１０の動作について説明する。
【００１９】
図２は、磁気エネルギー回生回路のスイッチングパターンを示す図である。同図（ａ）には、誘導性の負荷４０における電圧波形（電源電圧Ｅ）を示している。また、同図（ｂ）、（ｃ）には、それぞれスイッチング信号Ｓ１，Ｓ３とスイッチング信号Ｓ２，Ｓ４を示している。
【００２０】
制御回路２０では、ブリッジ回路を構成する４個の逆導通半導体スイッチ１１〜１４のゲートＧ１〜Ｇ４に対して、対角線上に位置するペアの逆導通半導体スイッチ１１，１３と１２，１４を電源電圧Ｅと同一周期でそれぞれ交互にオンするように、スイッチング信号Ｓ１，Ｓ３とスイッチング信号Ｓ２，Ｓ４がそれぞれ供給されている。
【００２１】
ここで、進み角αは電源電圧Ｅとスイッチング信号Ｓ１，Ｓ３との位相差である。逆導通半導体スイッチ１１，１３は、電源電圧Ｅの位相に対して基本的に進み角α（＝９０°）のタイミングでオンする。ただし、この進み角αは誘導性の負荷４０の回路定数と磁気エネルギー回生回路１０内のコンデンサ１５の大きさに応じて、０〜１８０°の範囲で調整する必要がある。
【００２２】
磁気エネルギー回生回路１０内のコンデンサ１５には、電源電圧Ｅの半周期分のインダクタンスエネルギーだけが蓄えられる。そのため、従来の電力変換装置で用いられている平滑コンデンサに比べて、磁気エネルギー回生回路１０内のコンデンサ１５には小さなコンデンサ容量のものを用いればよい。また、アーム短絡時にコンデンサ１５に蓄積していた全エネルギーが逆導通半導体スイッチ１１〜１４に流れるが、その蓄積エネルギーが少ない。したがって、逆導通半導体スイッチ１１〜１４には負荷短絡耐量が小さいものを使用できる。
【００２３】
つぎに、逆導通半導体スイッチ１１〜１４として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、単にＩＧＢＴという。）を用いた場合の、上述した構成の電力変換装置の作用効果について説明する。
【００２４】
図３は、磁気エネルギー回生回路１０を構成する一つのＩＧＢＴのターンオフ波形を示す図、図４は、磁気エネルギー回生回路１０と従来のハードスイッチング回路（図７）を構成するＩＧＢＴのターンオフ軌跡を比較して示す図である。
【００２５】
図３では、ターンオフ時に一つのＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃが遮断されると、そのコレクタ・エミッタ間のＶｃｅ電圧波形がゆっくりと変化する状態を示している。磁気エネルギー回生回路１０でのＩＧＢＴのターンオフ時には、この図３に示すように、Ｖｃｅ電圧は急激に上昇しない。ＩＧＢＴのＶｃｅ電圧は、磁気エネルギー回生回路内部のコンデンサ１５に等しい電圧となるからである。
【００２６】
したがって、磁気エネルギー回生回路１０内部のコンデンサ１５に適切な静電容量値のものを使用すると、ＩＧＢＴはソフトスイッチング動作を行い、ターンオフ時に高電圧が発生しない。
【００２７】
一方、図７に示したハードスイッチング回路を構成するＩＧＢＴでは、ターンオフ時に電流の急激な変化により配線インダクタンスなどでサージ電圧が誘起される。このときのターンオフ動作軌跡は図４（ｂ）に示すようになる。すなわち、ハードスイッチング回路では広い半導体素子の逆バイアス安全動作領域（Reverse bias Safety Operating Area：以下、ＲＢＳＯＡ領域という。）を持つＩＧＢＴが必要となる。
【００２８】
このように、ハードスイッチング回路ではターンオフ時にＩｃが大きく減少し始める前にＶｃｅ電圧が急減に上昇しているが、磁気エネルギー回生回路１０では、コレクタ電流Ｉｃが減少し始めると同時にコンデンサ１５の充電が開始され、コンデンサ電圧とともにＶｃｅ電圧が上昇する。このとき、コンデンサ電圧は磁気エネルギー回生回路１０のインダクタンス成分とコンデンサ１５の容量値とで決まる時定数で上昇するため、Ｖｃｅ電圧はハードスイッチング回路に比べ緩やかに上昇する。したがって、磁気エネルギー回生回路１０でのターンオフ軌跡は図４（ａ）に示すようになり、広いＲＢＳＯＡが必要ないＩＧＢＴの設計が可能となる。
【００２９】
以上に説明したように、本発明の電力変換装置では、スイッチング信号Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング周波数が図７に示すようなＰＷＭ制御等を行う電力変換装置等でのスイッチング周波数（数ｋＨｚ）に比べて極めて低周波（数１０Ｈｚ）で動作する。そのため、磁気エネルギー回生回路１０に適用される逆導通半導体スイッチ１１〜１４には、高速スイッチング特性を必要とせず、少なくとも１．９Ｖ程度の低オン電圧化だけが要求されることになる。
【００３０】
したがって、電力変換装置に磁気エネルギー回生回路１０を用いることによって、ＰＷＭ制御の電力変換装置とは異なり、ＩＧＢＴにおけるトレードオフ関係の制約から解放され、低オン電圧・低速スイッチングのＩＧＢＴを用いることで、電力変換装置の変換効率を高めることができる。また、磁気エネルギー回生回路１０のスイッチング周波数は、ＰＷＭ整流器などの数ｋＨｚよりも極端に低い、たとえば数１０Ｈｚ程度であるから、１パルスあたりのスイッチング損失が増加したとしても、電力変換装置全体でのスイッチング損失を大幅に低減できる。
【００３１】
つぎに、電力変換装置に用いられる電力変換用のＩＧＢＴとして好適なトレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴについて説明する。
図５は、トレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴの断面構造を示す図である。
【００３２】
図５（ａ）に示すように、トレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴでは、ｎ-ドリフト層５１の表面側には、ｐベース領域５２を貫通するトレンチ５３が設けられている。ゲート電極は、トレンチ５３内にゲート酸化膜を介して設けられている。
【００３３】
ｎ+エミッタ領域５４は、ｐベース領域５２内にトレンチ５３と接して設けられている。エミッタ電極５５は、ｐベース領域５２およびｎ+エミッタ領域５４に接触し、かつ層間絶縁膜５６によりトレンチ５３内のゲート電極から絶縁されている。
【００３４】
ｎ-ドリフト層５１の裏面側には、ホールの注入層となるｐ+コレクタ層５７が設けられている。また、ｎ+フィールドストップ層５８が、ｐ+コレクタ層５７とｎ-ドリフト層５１との間に設けられている。
【００３５】
図５（ｂ）には、トレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴのエミッタ電極を間引きした断面構造を示している。基板の表面側ではトレンチ５３からゲート端子Ｇが、エミッタ電極５５からエミッタ端子Ｅがそれぞれ引き出され、その裏面側のコレクタ電極５９からコレクタ端子Ｃが引き出されている。
【００３６】
こうしたＩＧＢＴは、具体的には以下のような手順で製造される。
最初に、基板裏面からｐ+コレクタ層５７の不純物を活性化する。つぎに、レーザアニール法によって熱処理を行って、ｐ+コレクタ層５７の不純物濃度を従来の値（１×１０16ｃｍ-3）以上の大きさ、たとえば５×１０16ｃｍ-3にまで高める。これによって、少数キャリア注入効率を上げることができる。ｐ+コレクタ層５７の不純物濃度を高くすると、電流の遮断能力が徐々に低下する。よって、広いＲＢＳＯＡが必要ではないとはいえ、実用上は定格電流の３倍程度の電流遮断能力が必要となる。あるいは、ｐ+コレクタ層５７の不純物濃度の上限を実用的な濃度である１×１０19ｃｍ-3として設計するとよい。
【００３７】
こうして、ＩＧＢＴのオン電圧Ｖｃｅが１．５Ｖ程度まで低減でき、そのバイポーラ特性の強化を図ることができる。この場合、ｐ+コレクタ層５７の不純物濃度をｎ-ドリフト層５１の不純物濃度より高くするだけであっても、オン電圧Ｖｃｅが１．９Ｖ以下にまで低下して、従来装置より変換効率が向上する。
【００３８】
さらに、基板表面をトレンチゲート構造とすることで、総チャネル長を従来のＩＧＢＴよりも長く構成することができ、基板表面のＭＯＳゲートからの電子電流の供給を増加させるようにしている。１２．８ｍｍ角のチップサイズのＩＧＢＴでは、従来その総チャネル長が２４２０ｍｍであったが、ここではその２倍、すなわち５０００ｍｍ程度のものが実現できる。
【００３９】
なお、ここではライフタイムコントロールは行っていない。また、フリーホイールダイオード（ＦＷＤ）に関してもライフタイム制御を弱め、あるいはまったく行わないで、低オン電圧化を図ることができる。
【００４０】
図６は、オン電圧と１パルス当りのターンオフ損失との関係を示すＶｃｅ−Ｅｏｆｆ特性図である。
ここでは、従来のＩＧＢＴとレーザアニールによって低オン電圧化したＩＧＢＴを、それぞれ１２５℃の使用条件の下で同じハードスイッチング回路に用いた場合を比較している。レーザアニール法によって熱処理を行ったＩＧＢＴ（●印）では、ターンオフ損失（Ｅｏｆｆ）が増加している。しかし、オン電圧（Ｖｃｅ）に関しては、従来のもの（□印）よりも約０．７Ｖ低い、１．５Ｖ程度の電力変換用の半導体装置として実現できる。
【００４１】
なお、ダイオード素子に関しても同様の設計を行うことで、従来型のものに比ベオン電圧が０．４Ｖ低い１．４Ｖのダイオード素子を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の実施の形態に係る電力変換装置を示す図である。
【図２】磁気エネルギー回生回路のスイッチングパターンを示す図である。
【図３】磁気エネルギー回生回路を構成する一つのＩＧＢＴのターンオフ波形を示す図である。
【図４】磁気エネルギー回生回路と従来のハードスイッチング回路を構成するＩＧＢＴのターンオフ軌跡を比較して示す図である。
【図５】トレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴの断面構造を示す図である。
【図６】オン電圧と１パルス当りのターンオフ損失との関係を示すＶｃｅ−Ｅｏｆｆ特性図である。
【図７】従来のＰＷＭ制御を行うための電力変換装置を示す図である。
【符号の説明】
【００４３】
１０ 磁気エネルギー回生回路
１１〜１４ 逆導通半導体スイッチ
１５ コンデンサ
２０ 制御回路
３０ 交流電源
４０ 誘導性負荷
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と誘導性負荷の間で直列に接続配置され、前記誘導性負荷に供給される電流波形を制御する電力変換装置において、
４個の逆導通半導体スイッチで構成されたブリッジ回路、および前記ブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサを有する磁気エネルギー回生回路と、
前記磁気エネルギー回生回路を前記交流電源もしくは前記誘導性負荷に同期する周波数でオンオフ制御を行うように、前記逆導通半導体スイッチの各ゲートに制御信号を出力する制御回路と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記逆導通半導体スイッチのうち互いに対角線に位置する一対を同時にオン／オフするように、前記制御信号を出力することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記磁気エネルギー回生回路は、前記逆導通半導体スイッチの少なくとも１つが、そのオン電圧を１．９Ｖ以下に設計された絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記請求項１に記載の電力変換装置に用いられる電力変換用の半導体装置において、
ゲート・エミッタ間の電圧（Ｖｇｅ）で駆動され、入力信号によってオンオフ制御ができる自己消弧形の逆導通半導体スイッチであって、コレクタ領域の不純物濃度が５×１０16ｃｍ-3以上の半導体層によって構成されていることを特徴とする電力変換用の半導体装置。
【請求項５】
前記逆導通半導体スイッチは、基板表面側に形成されたトレンチゲートと、基板裏面側に形成されたフィールドストップ（ＦＳ）層とを有するトレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴであることを特徴とする請求項４記載の半導体装置。
【請求項６】
前記逆導通半導体スイッチは、コレクタ領域へのイオン注入後の熱処理がレーザアニール法によって実施されたものであることを特徴とする請求項４記載の半導体装置。
【請求項１】
交流電源と誘導性負荷の間で直列に接続配置され、前記誘導性負荷に供給される電流波形を制御する電力変換装置において、
４個の逆導通半導体スイッチで構成されたブリッジ回路、および前記ブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサを有する磁気エネルギー回生回路と、
前記磁気エネルギー回生回路を前記交流電源もしくは前記誘導性負荷に同期する周波数でオンオフ制御を行うように、前記逆導通半導体スイッチの各ゲートに制御信号を出力する制御回路と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記逆導通半導体スイッチのうち互いに対角線に位置する一対を同時にオン／オフするように、前記制御信号を出力することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記磁気エネルギー回生回路は、前記逆導通半導体スイッチの少なくとも１つが、そのオン電圧を１．９Ｖ以下に設計された絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記請求項１に記載の電力変換装置に用いられる電力変換用の半導体装置において、
ゲート・エミッタ間の電圧（Ｖｇｅ）で駆動され、入力信号によってオンオフ制御ができる自己消弧形の逆導通半導体スイッチであって、コレクタ領域の不純物濃度が５×１０16ｃｍ-3以上の半導体層によって構成されていることを特徴とする電力変換用の半導体装置。
【請求項５】
前記逆導通半導体スイッチは、基板表面側に形成されたトレンチゲートと、基板裏面側に形成されたフィールドストップ（ＦＳ）層とを有するトレンチゲート型ＦＳ−ＩＧＢＴであることを特徴とする請求項４記載の半導体装置。
【請求項６】
前記逆導通半導体スイッチは、コレクタ領域へのイオン注入後の熱処理がレーザアニール法によって実施されたものであることを特徴とする請求項４記載の半導体装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００８−１７１２９４（Ｐ２００８−１７１２９４Ａ）
【公開日】平成２０年７月２４日（２００８．７．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−５３５４（Ｐ２００７−５３５４）
【出願日】平成１９年１月１５日（２００７．１．１５）
【出願人】（５０３３６１２４８）富士電機デバイステクノロジー株式会社 (1,023)
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年７月２４日（２００８．７．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年１月１５日（２００７．１．１５）
【出願人】（５０３３６１２４８）富士電機デバイステクノロジー株式会社 (1,023)
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
【Ｆターム（参考）】
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