電力変換装置
【課題】スイッチング損失を抑制できる電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１４０において、制御回路１７２は、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じた電気角ごとのパルス波形を表すＰＨＭパルスを、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相について生成する。そして、生成した各相のＰＨＭパルスに基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちＰＨＭパルスの電圧値が他の２相とは異なるいずれか１相を特定し、その特定した１相について、ＰＨＭパルスの電圧値を所定のゼロベクトルトリガ信号の周期ごとに反転させ、その反転後のＰＨＭパルスおよび他の２相のＰＨＭパルスに基づくゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号を、制御信号としてドライバ回路１７４へ出力する。
【解決手段】電力変換装置１４０において、制御回路１７２は、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じた電気角ごとのパルス波形を表すＰＨＭパルスを、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相について生成する。そして、生成した各相のＰＨＭパルスに基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちＰＨＭパルスの電圧値が他の２相とは異なるいずれか１相を特定し、その特定した１相について、ＰＨＭパルスの電圧値を所定のゼロベクトルトリガ信号の周期ごとに反転させ、その反転後のＰＨＭパルスおよび他の２相のＰＨＭパルスに基づくゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号を、制御信号としてドライバ回路１７４へ出力する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に、または交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電力を受け、上記直流電力を回転電機などの電気的な負荷に供給するための交流電力に変換する電力変換装置は、複数のスイッチング素子を備えており、上記スイッチング素子がスイッチング動作を繰り返すことにより、供給された直流電力を交流電力に変換する。上記電力変換装置の多くは、さらに上記スイッチング素子のスイッチング動作により、回転電機に誘起された交流電力を直流電力に変換するためにも使用される。上述のスイッチング素子は、一定の周波数で変化する搬送波を使用したパルス幅変調方式（以下ＰＷＭ方式と記す）に基づいて制御されているものが一般的である。ＰＷＭ方式では、搬送波の周波数を高くすることにより、制御精度が向上し、また回転電機の発生トルクが滑らかになる傾向がある。
【０００３】
しかし上記スイッチング素子は遮断状態から導通状態への切り替り時、あるいは導通状態から遮断状態への切り替り時に電力損失が増大し、発熱量が増大する。
【０００４】
電力変換装置の一例は、特開昭６３−２３４８７８号公報（特許文献１参照）に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開昭６２−２３９８６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述のスイッチング素子の電力損失を低減することが望ましく、また電力損失を低減することにより、スイッチング素子の発熱量を低減できる。そのためには上記スイッチング素子のスイッチング回数を低減することが望ましい。しかし上述のとおり、一般に使用されているＰＷＭ方式では、上記スイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数を低減するために搬送波の周波数を低くすると、電力変換装置から出力される電流の歪が大きくなり、トルク脈動の増大につながる。
【０００７】
本発明は、スイッチング損失の低減を図ることができる電力変換装置を提供すること、あるいはスイッチング損失の低減を図ることができる電力変換装置の制御方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明による電力変換装置は、直流電力を受け、回転電機（またはモータ）を駆動するための交流電力を発生するインバータ回路と、直流電力をインバータ回路に供給するための平滑用コンデンサと、インバータ回路を制御するための制御回路と、制御回路の出力に基づきインバータ回路を駆動するためのドライバ回路と、を備える。インバータ回路は、Ｕ相とＶ相とＷ相の各上アームを構成するための複数のスイッチング素子と、Ｕ相とＶ相とＷ相の各下アームを構成するための複数のスイッチング素子とを有し、上アームと下アームとの間に回転電機（またはモータ）の固定子巻線が接続されることにより構成される直列回路に平滑用コンデンサからの直流電力が供給され、上アームおよび下アームのＵ相とＶ相とＷ相の各スイッチング素子が順に導通および遮断を繰り返すことにより、回転電機（またはモータ）を駆動するための交流電力を発生する。制御回路は、交流電力の所定高調波を低減して上アームおよび下アームの各スイッチング素子をそれぞれ制御するための、回転電機（またはモータ）の回転状態に応じた電気角ごとのパルス波形を、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相について生成し、生成した各相のパルス波形に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちパルス波形の電圧値が他の２相とは異なるいずれか１相を特定し、特定した１相についてパルス波形の電圧値を所定のトリガ周期ごとに反転させ、その反転後のパルス波形および他の２相のパルス波形に基づく制御信号をドライバ回路へ出力する。ドライバ回路は、制御回路からの制御信号に基づいて、上アームおよび下アームの各スイッチング素子の動作を制御する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、スイッチング損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】ハイブリッド車の制御ブロックを示す図である。
【図２】電気回路の構成を示す図である。
【図３】制御モードの切替を示す図である。
【図４】ＰＷＭ制御と矩形波制御を説明する図である。
【図５】矩形波制御において生じる高調波成分の例を示す図である。
【図６】一実施の形態に係る制御回路によるモータ制御系を示す図である。
【図７】ＰＷＭ制御用のパルス変調器の構成を示す図である。
【図８】ＰＨＭ制御のパルス生成器（位相カウンタ）の構成を示す図である。
【図９】ＰＨＭ制御のパルス生成器（タイマーカウンタ）の構成を示す図である。
【図１０】テーブル検索によるパルス生成の手順を示すフローチャートである。
【図１１】リアルタイム演算によるパルス生成の手順を示すフローチャートである。
【図１２】パルスパターン演算の手順を示すフローチャートである。
【図１３】位相カウンタによるパルスの生成方法を示す図である。
【図１４】ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形（３次、５次、７次高調波削除の線間電圧）の一例を示す図である。
【図１５】線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合の説明図である。
【図１６】ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形（３次、５次、７次高調波削除の線間電圧）の一例を示す図である。
【図１７】図１６の線間電圧波形に対応する相電圧波形の一例を示す図である。
【図１８】線間電圧と相端子電圧の変換表を示す図である。
【図１９】矩形波制御モードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を示す図である。
【図２０】図１４の線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を示す図である。
【図２１】変調度を変化させたときの線間電圧パルスにおける基本波と削除対象の高調波成分の振幅の大きさを示した図である。
【図２２】ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形（３次、５次高調波削除の線間電圧）の一例を示す図である。
【図２３】図２２の線間電圧波形に対応する相電圧波形の一例を示す図である。
【図２４】ＰＷＭパルス信号の生成方法を説明するための図である。
【図２５】ＰＷＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。
【図２６】ＰＷＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。
【図２７】ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形とＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形とを比較する図である。
【図２８】ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とにおけるパルス形状の違いについて説明するための図である。
【図２９】モータ回転速度とＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形との関係を示す図である。
【図３０】ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御において生成される線間電圧パルス数および相電圧パルスとモータ回転速度との関係を示す図である。
【図３１】一実施の形態に係る制御回路によって行われるモータ制御のフローチャートを示す図である。
【図３２】ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御のパルス生成器の構成を示す図である。
【図３３】リミッタが行う演算を示す図である。
【図３４】相電圧ＰＨＭパルスから相電圧ゼロベクトルパルス及びゼロベクトルモードへの変換表を示す図である。
【図３５】パルス生成の手順を示すフローチャートである。
【図３６】パルス生成の手順を示すフローチャートである。
【図３７】パルス生成の基本原理を示す図である。
【図３８】スイッチングのオン（立上がり）、オフ（立下がり）位相のテーブルの例を示す図である。
【図３９】従来のＰＨＭ制御の相電圧パルスからＰＨＭ外郭パルスを作成するための相電圧パルスを抜き出す様子を示す図である。
【図４０】図３９で抜き出した相電圧パルスからＰＨＭ外郭パルスに変換する過程を示す図である。
【図４１】ゼロベクトル判定器が行うゼロベクトル判定を説明する図である。
【図４２】ゼロベクトル決定器が行うゼロベクトル決定を説明する図である。
【図４３】ゼロベクトル決定におけるラッチの有無を説明する図である。
【図４４】切替器が行う切替判定を説明する図である。
【図４５】ラッチ無しゼロベクトル決定の場合に切替器から出力される相電圧パルスの例を示す図である。
【図４６】ラッチ有りゼロベクトル決定の場合に切替器から出力される相電圧パルスの例を示す図である。
【図４７】ＰＷＭ制御における電流制御器（ＡＣＲ）周期と電流サンプリングタイミング及び相電圧パルスの関係を示す図である。
【図４８】変調度とトルク・回転数の関係を示す図である。
【図４９】パルス連続性補償を行わない場合に出力されるパルス波形の例を示す図である。
【図５０】パルス連続性補償を行った場合に出力されるパルス波形の例を示す図である。
【図５１】最小パルス幅制限を行った場合に出力されるパルス波形の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
上記発明が解決しようとする課題の欄や発明の効果の欄に記載の内容に加え、以下の実施の形態では、製品化の上で望ましい課題が解決でき、また製品化の上で望ましい効果を奏する。その幾つかを次に記載すると共に実施の形態の説明でも、具体的な課題の解決や具体的な効果について説明する。
【００１２】
〔スイッチング素子のスイッチング回数の低減〕
以下の実施の形態で説明する電力変換装置では、一定の周波数で変化する搬送波を使用したパルス幅変調方式であるＰＷＭ制御モードと、直流電力から変換される交流出力の波形の角度すなわち位相に基づいて、スイッチング素子のスイッチング動作を制御するために、駆動回路から駆動信号をスイッチング素子に供給し、上記スイッチング素子が、変換される交流電力の位相に対応付けられて導通あるいは遮断のスイッチング動作を行い、前記スイッチング素子のスイッチング回数がＰＷＭ制御よりも少ない制御モードと、を適切に切り替えて回転電機を駆動している。このような構成および作用により、上記スイッチング素子のスイッチング動作の単位時間当たりの回数あるいは交流電力の１サイクル当たりのスイッチング回数を、一般のＰＷＭ方式に比べ低減できる。
【００１３】
なお、スイッチング素子としては、動作速度が速く、また制御信号に基づき導通および遮断動作の両方を制御できる素子が望ましく、このような素子として例えばinsulated gate bipolar transistor（以下ＩＧＢＴと記す）や電界効果トランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）があり、これらの素子は応答性や制御性の点から望ましい。
【００１４】
上記電力変換装置から出力される交流電力は回転電機などで構成されるインダクタンス回路に供給され、インダクタンスの作用に基づいて交流電流が流れる。以下の実施の形態ではインダクタンス回路としてモータやジェネレータの作用を為す回転電機を例に挙げ説明している。回転電機を駆動する交流電力を発生するために本発明を使用することは、効果の点から、最適であるが、回転電機以外のインダクタンス回路に交流電力を供給する電力変換装置としても使用できる。
【００１５】
以下の実施の形態では、回転電機の回転速度の速いまたは制御回路が出力しようとする交流出力周波数の速い第１の動作範囲では、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、スイッチング素子のスイッチング動作を発生し、一方上記第１の動作範囲より回転電機の回転速度が遅いまたは制御回路が出力しようとする交流電圧周波数の遅い第２の動作領域では、一定周波数の搬送波に基づいてスイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ方式で上記スイッチング素子を制御する。上記第２の動作領域には上記回転電機の回転子が停止状態を含めることができる。なお、以下の実施の形態では回転電機としてモータおよび発電機として使用されるモータジェネレータを例に説明する。
【００１６】
〔基本的制御〕
以下に説明の実施の形態では、基本的制御として、交流電力を供給する回転電機の低速運転状態あるいは供給しようとする交流出力の周波数が低い状態ではＰＷＭ制御で、上記交流電力を発生し、回転電機の回転速度が上昇した状態あるいは供給しようとする交流周波数の周波数が高い状態では、以下に説明するＰＨＭ制御又は本実施形態のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御による交流電力の発生制御に移行する。これにより歪の影響をできるだけ押さえ、スイッチング素子のスイッチング回数低減を実現できる。
【００１７】
また上記基本制御とは別の観点で、以下の実施の形態で説明の如く、回転電機の高速運転状態または高出力運転では、ＰＨＭ制御の内のスイッチング回数が最少の矩形波制御に移行できる。
【００１８】
以下に説明のＰＨＭ制御では、出力する交流波形の位相に対応してスイッチングタイミングが制御され、変調度を高くするにつれて交流出力、例えば交流電圧の半周期（電気角のゼロからπ、あるいはπから２π）におけるスイッチング回数が徐々に減少し、最後は、半周期に１回導通するだけとなる矩形波制御に移行する。同様にＰＨＭ制御では、モータ線間電圧から削除する削除対象高調波次数の数を減らしていくと、交流出力、例えば交流電圧の半周期（電気角のゼロからπ、あるいはπから２π）におけるスイッチング回数が徐々に減少し、最後は、半周期に１回導通するだけとなる矩形波制御に移行する。例えば、最初は３次、５次、７次、１１次および１３次の高調波を削除対象とし、次に３次、５次、７次および１１次の高調波を削除対象とし、次に３次、５次および７次の高調波を削除対象とし、次に３次および５次の高調波を削除対象とし、最後に削除対象とする高調波なし（矩形波制御）とすることで、ＰＨＭ制御における削除対象高調波次数を次第に減らしていくことができる。このように以下の実施の形態では、スイッチング素子のスイッチング回数が最少となる矩形波制御にスムーズに移行できるメリットもあり、このため制御性に優れている。
【００１９】
本発明の実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照しながら以下詳細に説明する。本発明の実施形態に係る電力変換装置は、ハイブリッド用の自動車（以下ＨＥＶと記す）や純粋な電気自動車（以下ＥＶと記す）の回転電機を駆動する為の交流電力を発生する電力変換装置に適用した例である。ＨＥＶ用の電力変換装置もＥＶ用の電力変換装置も基本的な構成や制御において共通するところが多く、代表例として、本発明の実施形態に係る電力変換装置をハイブリッド自動車に適用した場合の制御構成と電力変換装置の回路構成について、図１と図２を用いて説明する。図１はハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。
【００２０】
本発明の実施形態に係る電力変換装置では、自動車に搭載される車載電機システムの車載用の電力変換装置について説明する。特に、車両駆動用電機システムに用いられ、搭載環境や動作的環境などが大変厳しい車両駆動用電力変換装置を例に挙げて説明する。車両駆動用電力変換装置は、車両駆動用の回転電機を駆動する制御装置として車両駆動用電機システムに備えられる。この車両駆動用の電力変換装置は、車載電源を構成する車載バッテリ或いは車載発電装置から供給された直流電力を所定の交流電力に変換し、得られた交流電力を上記回転電機に供給して上記回転電機を駆動する。また、上記回転電機は電動機の機能に加え発電機としての機能も有しているので、上記電力変換装置は運転モードに応じ、直流電力を交流電力に変換するだけでなく、上記回転電機が発生する交流電力を直流電力に変換する動作も行う。変換された直流電力は車載バッテリに供給される。
【００２１】
なお、本実施形態の構成は、自動車やトラックなどの車両駆動用の電力変換装置として最適である。しかし、これら以外の電力変換装置、例えば電車や船舶、航空機などの電力変換装置、さらに工場の設備を駆動する回転電機、例えばファンやポンプに供給する交流電力を発生する為の産業用の電力変換装置、或いは家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する回転電機の制御装置に用いられたりする電力変換装置に対しても適用可能である。
【００２２】
図１において、ＨＥＶ１１０は１つの電動車両であり、２つの車両駆動用システムを備えている。その１つは、内燃機関であるエンジン１２０を動力源としたエンジンシステムである。エンジンシステムは、主としてＨＥＶの駆動源として用いられる。もう１つは、モータジェネレータ１９２，１９４を動力源とした車載電機システムである。車載電機システムは、主としてＨＥＶの駆動源及びＨＥＶの電力発生源として用いられる。モータジェネレータ１９２，１９４は例えば同期機あるいは誘導機などの回転電機の一例であり、運転方法によりモータとしても発電機としても動作するので、ここではモータジェネレータと記すこととする。
【００２３】
車体のフロント部には前輪車軸１１４が回転可能に軸支されている。前輪車軸１１４の両端には１対の前輪１１２が設けられている。車体のリア部には後輪車軸（図示省略）が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には１対の後輪が設けられている。本実施形態のＨＥＶでは、動力によって駆動される主輪を前輪１１２とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式や四輪駆動方式を採用しても構わない。
【００２４】
前輪車軸１１４の中央部には前輪側ディファレンシャルギア（以下、「前輪側ＤＥＦ」と記述する）１１６が設けられている。前輪車軸１１４は前輪側ＤＥＦ１１６の出力側に機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６の入力側には変速機１１８の出力軸が機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６は、変速機１１８によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸１１４に分配する差動式動力分配機構である。変速機１１８の入力側にはモータジェネレータ１９２の出力側が機械的に接続されている。モータジェネレータ１９２の入力側には動力分配機構１２２を介してエンジン１２０の出力側及びモータジェネレータ１９４の出力側が機械的に接続されている。尚、モータジェネレータ１９２，１９４及び動力分配機構１２２は、変速機１１８の筐体の内部に収納されている。
【００２５】
モータジェネレータ１９２，１９４は、回転子に永久磁石を備えた同期機である。固定子の電機子巻線に供給される交流電力が電力変換装置１４０，１４２によって制御されることにより、モータジェネレータ１９２，１９４の駆動が制御される。電力変換装置１４０，１４２にはバッテリ１３６が電気的に接続されている。バッテリ１３６と電力変換装置１４０，１４２との相互において電力の授受が可能である。
【００２６】
本実施形態の車載電機システムは、モータジェネレータ１９２及び電力変換装置１４０からなる第１電動発電ユニットと、モータジェネレータ１９４及び電力変換装置１４２からなる第２電動発電ユニットとの２つを備えており、運転状態に応じてそれらを使い分けている。すなわち、エンジン１２０からの動力によって車両を駆動している場合において、車両の駆動トルクをアシストする場合には、第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。また、同様の場合において、車両の車速をアシストする場合には、第１電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第２電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。
【００２７】
また、本実施形態では、バッテリ１３６の電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータ１９２の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施形態では、第１電動発電ユニット又は第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力或いは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ１３６を充電できる。
【００２８】
バッテリ１３６はさらに補機用のモータ１９５を駆動するための電源としても使用される。補機用のモータとしては、例えばエアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータ、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動するモータである。バッテリ１３６から電力変換装置４３に直流電力が供給され、電力変換装置４３で交流の電力に変換されてモータ１９５に供給される。電力変換装置４３は、電力変換装置１４０や１４２と同様の機能を持ち、モータ１９５に供給する交流の位相や周波数、電力を制御する。例えばモータ１９５の回転子の回転に対し進み位相の交流電力を供給することにより、モータ１９５はトルクを発生する。一方、遅れ位相の交流電力を発生することで、モータ１９５は発電機として作用し、回生制動状態の運転となる。このような電力変換装置４３の制御機能は、電力変換装置１４０や１４２の制御機能と同様である。モータ１９５の容量はモータジェネレータ１９２や１９４の容量より小さいので、電力変換装置４３の最大変換電力は電力変換装置１４０や１４２より小さい。しかし、電力変換装置４３の回路構成および動作は基本的に電力変換装置１４０や１４２の回路構成や動作と類似している。
【００２９】
電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３さらにコンデンサモジュール５００は電気的に密接な関係にある。さらに発熱に対する対策が必要な点が共通している。また装置の体積をできるだけ小さく作ることが望まれている。これらの点から以下で詳述する電力変換装置は、電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３さらにコンデンサモジュール５００を電力変換装置の筐体内に内蔵している。この構成により、小型で信頼性の高い装置が実現できる。
【００３０】
また電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３さらにコンデンサモジュール５００を一つの筐体に内蔵することで、配線の簡素化やノイズ対策で効果がある。またコンデンサモジュール５００と電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３との接続回路のインダクタンスを低減でき、スパイク電圧を低減できると共に、発熱の低減や放熱効率の向上を図ることができる。
【００３１】
次に、図２を用いて電力変換装置１４０や１４２あるいは電力変換装置４３の電気回路構成を説明する。尚、図１〜図２に示す実施形態では、電力変換装置１４０や１４２あるいは電力変換装置４３をそれぞれ個別に構成する場合を例に挙げて説明する。電力変換装置１４０や１４２あるいは電力変換装置４３は同様の構成で同様の作用を為し、同様の機能を有している。ここでは、代表例として電力変換装置１４０の説明を行う。
【００３２】
本実施形態に係る電力変換装置２００は、電力変換装置１４０とコンデンサモジュール５００とを備える。電力変換装置１４０は、パワースイッチング回路１４４と制御部１７０とを有している。また、パワースイッチング回路１４４は、上アームとして動作するスイッチング素子と下アームとして動作するスイッチング素子を有している。この実施の形態ではスイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を使用している。上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８はダイオード１５６と並列接続されており、下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０はダイオード１６６と並列接続されている。上下アームの直列回路１５０を複数有し（図２の例では３つの上下アームの直列回路１５０，１５０，１５０）、それぞれの上下アームの直列回路１５０の中点部分（接続点１６９）から交流端子１５９を通してモータジェネレータ１９２への交流電力線（交流バスバー）１８６と接続する構成である。また、制御部１７０はパワースイッチング回路１４４を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４へ信号線１７６を介して制御信号を供給する制御回路１７２と、を有している。
【００３３】
上アームと下アームのＩＧＢＴ３２８や３３０は、スイッチング素子であり、制御部１７０から出力された駆動信号を受けて動作し、バッテリ１３６から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。この変換された電力はモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される。上述のとおり、電力変換装置１４０はモータジェネレータ１９２が発生する三相交流電力を直流電力に変換する動作も行う。
【００３４】
本実施形態に係る電力変換装置２００は、図１に記載の如く電力変換装置１４０と１４２さらに電力変換装置４３とコンデンサモジュール５００を有している。上述のとおり電力変換装置１４０と１４２さらに電力変換装置４３は同様の回路構成であるので、ここでは電力変換装置１４０を代表として記載し、電力変換装置１４２と電力変換装置４３は、既に上述したとおり省略した。
【００３５】
パワースイッチング回路１４４は３相のブリッジ回路により構成されているインバータ回路である。バッテリ１３６の正極側と負極側には、直流正極端子３１４と直流負極端子３１６が電気的に接続されている。直流正極端子３１４と直流負極端子３１６の間には、各相に対応する上下アームの直列回路１５０，１５０，１５０がそれぞれ電気的に並列に接続されている。ここで、上下アームの直列回路１５０をアームと記載する。各アームは、上アーム側のスイッチング素子３２８及びダイオード１５６と、下アーム側のスイッチング素子３３０及びダイオード１６６とを備えている。
【００３６】
本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ３２８や３３０を用いることを例示している。ＩＧＢＴ３２８や３３０は、コレクタ電極１５３，１６３、エミッタ電極（信号用エミッタ電極端子１５５，１６５）、ゲート電極（ゲート電極端子１５４，１６４）を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極１５３，１６３とエミッタ電極との間には、ダイオード１５６，１６６が図示するように電気的に並列に接続されている。ダイオード１５６，１６６は、カソード電極及びアノード電極の２つの電極を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように、カソード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極に、アノード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極にそれぞれ電気的に接続されている。スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい。この場合は、ダイオード１５６やダイオード１６６は不要となる。
【００３７】
上下アームの直列回路１５０は、３相のモータジェネレータ１９２に供給する交流電力の各相に対応しており、各直列回路１５０，１５０，１５０は、ＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極とＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極１６３を接続する接続点１６９はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電力を出力するのに使用される。各相の上記接続点１６９がそれぞれ交流端子１５９とコネクタ１８８を介して、モータジェネレータ１９２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線（同期電動機では固定子巻線）と接続されることにより、上記電機子巻線にＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流が流れる。上記上下アームの直列回路同士は電気的に並列接続されている。上アームのＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３は、正極端子（Ｐ端子）１５７を介してコンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極に、下アームのＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極は、負極端子（Ｎ端子）１５８を介してコンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極に、それぞれ直流バスバーなどを介して電気的に接続されている。
【００３８】
コンデンサモジュール５００は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制する平滑回路を構成するためのものである。コンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の正極側が、コンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の負極側が、それぞれ直流コネクタ１３８を介して電気的に接続されている。これにより、コンデンサモジュール５００は、上アームＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３とバッテリ１３６の正極側との間と、下アームＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極とバッテリ１３６の負極側との間で接続され、バッテリ１３６と上下アームの直列回路１５０に対して電気的に並列接続される。
【００３９】
制御部１７０は、ＩＧＢＴ３２８，３３０を導通や遮断の作動を制御する働きをし、制御部１７０は、他の制御装置やセンサなどからの入力情報に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する制御回路１７２と、制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成するドライバ回路１７４とを備えている。
【００４０】
制御回路１７２は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータを備えている。このマイクロコンピュータには、入力情報として、モータジェネレータ１９２に対して要求される目標トルク値、上下アームの直列回路１５０からモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される電流値、及びモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置が入力される。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ１８０から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ１９２に設けられた回転磁極センサ１９３から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。
【００４１】
制御回路１７２内のマイクロコンピュータは、入力された目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、このｄ，ｑ軸の電圧指令値からパルス状の駆動信号を生成する。制御回路１７２は後述するように２種類の方式の駆動信号を発生する機能を有する。この２種類の方式の駆動信号は、インダクタンス負荷であるモータジェネレータ１９２の状態に基づいて、あるいは変換しようとする交流電力の周波数、などに基づいて、選択される。
【００４２】
上記２種類の方式の内の１つは、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０のスイッチング動作を制御する変調方式（ＰＨＭ方式として後述する）である。上記２種類の方式の内の他の１つは、一般にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる変調方式である。
【００４３】
ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３３０のゲート電極に出力する。また、上アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからパルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３２８のゲート電極に出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８，３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。こうして制御部１７０からの駆動信号（ドライブ信号）に応じて行われる各ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作により、電力変換装置１４０は、直流電源であるバッテリ１３６から供給される電圧を、電気角で2π/3 rad毎にずらしたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電圧に変換し、３相交流モータであるモータジェネレータ１９２に供給する。なお、電気角とは、モータジェネレータ１９２の回転状態、具体的には回転子の位置に対応するものであって、0から2πの間で周期的に変化する。この電気角をパラメータとして用いることで、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じて、各ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング状態、すなわちＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電圧を決定することができる。
【００４４】
また、制御部１７０は、異常検知（過電流、過電圧、過温度など）を行い、上下アームの直列回路１５０を保護している。このため、制御部１７０にはセンシング情報が入力されている。例えば各アームの信号用エミッタ電極端子１５５，１６５からは各ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極に流れる電流の情報が、対応する駆動部（ＩＣ）に入力されている。これにより、各駆動部（ＩＣ）は過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応するＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、対応するＩＧＢＴ３２８，３３０を過電流から保護する。上下アームの直列回路１５０に設けられた温度センサ（不図示）からは上下アームの直列回路１５０の温度の情報がマイクロコンピュータに入力されている。また、マイクロコンピュータには上下アームの直列回路１５０の直流正極側の電圧の情報が入力されている。マイクロコンピュータは、それらの情報に基づいて過温度検知及び過電圧検知を行い、過温度或いは過電圧が検知された場合には全てのＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、上下アームの直列回路１５０、引いては、この回路１５０を含む半導体モジュール、を過温度或いは過電圧から保護する。
【００４５】
図２において、上下アームの直列回路１５０は、上アームのＩＧＢＴ３２８及び上アームのダイオード１５６と、下アームのＩＧＢＴ３３０及び下アームのダイオード１６６との直列回路である。ＩＧＢＴ３２８，３３０は、スイッチング用半導体素子である。パワースイッチング回路１４４の上下アームのＩＧＢＴ３２８，３３０の導通および遮断動作が一定の順で切り替わる。この切り替わり時のモータジェネレータ１９２の固定子巻線の電流は、ダイオード１５６，１６６によって作られる回路を流れる。
【００４６】
上下アームの直列回路１５０は、図示するように、Ｐｏｓｉｔｉｖｅ端子（Ｐ端子、正極端子）１５７、Ｎｅｇａｔｉｖｅ端子（Ｎ端子１５８、負極端子）、上下アームの接続点１６９からの交流端子１５９、上アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１５５、上アームのゲート電極端子１５４、下アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１６５、下アームのゲート端子電極１６４、を備えている。また、電力変換装置２００は、入力側に直流コネクタ１３８を有し、出力側に交流コネクタ１８８を有して、それぞれのコネクタ１３８と１８８を通してバッテリ１３６とモータジェネレータ１９２にそれぞれ接続される。また、モータジェネレータへ出力する３相交流の各相の出力を発生する回路として、各相に２つの上下アームの直列回路を並列接続する回路構成の電力変換装置であってもよい。
【００４７】
制御部１７０の制御回路１７２は、２種類の方式の駆動信号を発生する機能を有している。上記２種類の方式の内の１つは、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０のスイッチング動作を制御する変調方式（ＰＨＭ方式として後述する）である。上記２種類の方式の内の他の１つは、一般にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる変調方式である。
【００４８】
図３を用い、電力変換装置１４０において行われる制御モードの切り替えについて説明する。電力変換装置１４０は、モータすなわちモータジェネレータ１９２の回転速度または出力しようとする交流電力の周波数に応じて、ＰＷＭ制御方式と後述のＰＨＭ制御方又はゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御、を切り替えて使用する。図３は、電力変換装置１４０における制御モードの切り替えの様子を示している。図３の横軸はモータジェネレータの回転数（r/min）、または出力しようとする交流電力の周波数(Hz)を表しており、縦軸はモータジェネレータのトルク(Nm)を表している。
【００４９】
出力しようとする交流電力の周波数とモータジェネレータ回転数は、以下の式（１）のように表すことができる。
（出力しようとする交流電力周波数）
＝（モータジェネレータ極対数）×（回転数）/60 (Hz)・・・・（１）
【００５０】
なお、制御モードを切り替える回転速度または周波数は任意に変更可能である。またＰＨＭ制御モードと後に説明する本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御モードの切替は、電力変換装置と組み合わされる回転電機や回転電機以外のインダクタンス回路の特性に合わせて適宜切替えれば良い。
【００５１】
以下に説明するＰＨＭ制御は、モータジェネレータ１９２の回転速度が停止状態を含む低速状態では、ＰＷＭ制御に比べスイッチング素子のスイッチング回数が少ない。そのため、出力する交流電力の大きさによっては、モータジェネレータ１９２のインダクタンス回路に流れる電流波形の歪が大きくなり制御性に問題が生じる場合がある。しかし、モータジェネレータ１９２のインダクタンス負荷が大きくなる中高速度域では、出力しようとする交流出力から特定の高調波成分を削除すれば、残留するスイッチング回数を低減しても、インダクタンス回路に流れる電流波形歪みは低減できる。よってスイッチング素子の電力損失を低減できるといった効果がある。
【００５２】
以下に説明するゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御は、ＰＨＭ制御よりは若干スイッチング回数が増えるものの、ＰＷＭ制御よりも少ないスイッチング回数でスイッチング損失を低減できるといった効果がある。さらにモータ電流から削除対象高調波を削除しつつＰＨＭ制御よりもモータ電流歪みを少なくしトルク脈動を低減することが出来るといった効果がある。さらに前記トルク脈動を低減できることから、従来ＰＨＭ制御が適用できずＰＷＭ制御を行っていた低回転速度または低周波領域へゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御の適用を拡大できるといった効果がある。
【００５３】
そこで、ＰＨＭ制御またはゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御をＰＷＭ制御方式による制御と組み合わせることで、上記のようなＰＨＭ制御やゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御の欠点を補うことができる。
【００５４】
例えば自動車が停止状態から走行を開始する場合に、前記モータジェネレータ１９２は停止状態で大きなトルクを発生することが必要である。また車両の高級感を出すためには、滑らかな発進と加速が望ましい。車両の発進時および加速時は、滑らかな加速を実現する為に、前記モータジェネレータ１９２に供給する交流電力の歪を少なくすることが望ましく、ＰＷＭ制御方式でパワースイッチング回路１４４が有するスイッチング素子のスイッチング動作を制御する。
【００５５】
前記モータジェネレータ１９２の低速運転状態では、供給できる交流電流に限界が有り、最大発生トルクを抑えた制御を行う。前記モータジェネレータ１９２の回転速度が増加するにつけて内部誘起電圧が高くなり、電流の供給量が減少する傾向となる。このため前記モータジェネレータ１９２の出力トルクは回転速度が増大すると低下する傾向となる。
【００５６】
ＰＷＭ方式による制御とＰＨＭ制御又は本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御との切り換えのモータジェネレータの回転速度は特に制限されるものではないが、モータジェネレータ１９２のインダクタンス負荷の大きい中高速領域はＰＨＭ方式の制御に大変適する運転領域である。この領域では、ＰＷＭ方式による制御に対してＰＨＭ方式の制御の方がスイッチング素子のスイッチング回数が少なく、損失の低減効果が大きい。もしモータジェネレータ１９２の特性上インダクタンス負荷が十分大きくならない場合、つまり従来のＰＨＭ制御ではトルク脈動が大きくなってしまう場合は、本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御に切替えれば良い。この運転領域は市街地走行において利用され易い運転領域であり、ＰＨＭ方式の制御は生活に密着した運転領域において大きな効果を発揮する。
【００５７】
本実施例では、ＰＷＭ制御方式で制御するモード（以下ＰＷＭ制御モード）は、モータジェネレータ１９２の回転速度が比較的低い領域で使用し、一方比較的回転速度が高い領域では後述するＰＨＭ制御モード又は本発明のゼロベクトル再配置型制御モードを使用する。ＰＷＭ制御モードにおいて、電力変換装置１４０は前述したようなＰＷＭ信号を用いた制御を行う。すなわち、制御回路１７２内のマイクロコンピュータにより、入力された目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、これをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値に変換する。そして、各相の電圧指令値に応じた正弦波を基本波として、これを搬送波である所定周期の三角波と比較し、その比較結果に基づいて決定したパルス幅を有するパルス状の変調波をドライバ回路１７４に出力する。この変調波に応じた駆動信号をドライバ回路１７４から各相の上下アームにそれぞれ対応するＩＧＢＴ３２８，３３０へ出力することにより、バッテリ１３６から出力された直流電圧が３相交流電圧に変換され、モータジェネレータ１９２へ供給される。
【００５８】
ＰＨＭの内容については後で詳しく説明する。ＰＨＭ制御モード及び本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御において制御回路１７２により生成された変調波は、ドライバ回路１７４に出力される。これにより、当該変調波に応じた駆動信号がドライバ回路１７４から各相の対応するＩＧＢＴ３２８，３３０へ出力される。その結果、バッテリ１３６から出力された直流電圧が３相交流電圧に変換され、モータジェネレータ１９２へ供給される。
【００５９】
電力変換装置１４０のようにスイッチング素子を用いて直流電力を交流電力に変換する場合、単位時間当たりあるいは交流電力の所定位相あたりのスイッチング回数を少なくすると、スイッチング損失を低減することができる反面、変換される交流電力に高調波成分が多く含まれる傾向があるためにトルク脈動が増大し、モータジェネレータ制御の応答性が悪化する可能性がある。そこで本発明では、上記のようにＰＷＭ制御モードとＰＨＭ制御モード又は本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御モードとを、変換しようとする交流電力の周波数あるいはこの周波数と関連があるモータジェネレータの回転速度に応じて切り替えることで、低次の高調波の影響を受けにくいモータジェネレータ回転域、すなわち中高速回転域ではＰＨＭ制御方式又は本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御を適用し、トルク脈動の発生しやすい低速回転域ではＰＷＭ制御方式を適用するようにしている。このようにすることで、トルク脈動の増大を比較的低く抑えることができ、スイッチング損失の低減が出来る。また、本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御は従来のＰＨＭ制御よりもより低回転域においてもトルク脈動が少なく、スイッチング回数がＰＷＭ制御よりも少ないために、スイッチング損失を低減できるモータジェネレータ動作領域を拡大できる。
【００６０】
なお、スイッチング回数が最小となるモータジェネレータの制御状態として、モータの電気角2πごとに各相のスイッチング素子を１回ずつオンオフする矩形波による制御状態がある。この矩形波による制御状態は、上記のＰＨＭ制御方式又は本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御においては、変換される交流出力波形における変調度の増大に従って減少する半周期あたりのスイッチング回数の最終的な状態として、ＰＨＭ制御または本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御方式の一制御形態として捉えることができる。この点については後で詳しく説明する。
【００６１】
次にＰＨＭ制御方式を説明するために、先ず始めにＰＷＭ制御と矩形波制御について図４を参照して説明する。ＰＷＭ制御の場合は一定周波数の搬送波と出力しようとする交流波形との大小比較に基づいて、スイッチング素子の導通や遮断のタイミングを定め、スイッチング素子を制御する方式である。ＰＷＭ制御を用いることで変換される交流波形は略正弦波となり脈動の少ない交流電力をモータに供給でき、トルク脈動が少ないモータ制御が可能となる。一方単位時間当たりあるいは交流波形の周期毎のスイッチング回数が多いためにスイッチング損失やコモンモード電流によるコモンモードノイズが大きい欠点がある。これに対して、極端な例として、１パルスの矩形波を用いてスイッチング素子を制御する場合は、スイッチング回数が少ないためにスイッチング損失を少なくできる。その一方で、変換される交流波形はインダンタンス負荷の影響を無視すると矩形波状となり、正弦波に対して５次、７次、１１次、・・・等の高調波成分が含まれた状態と見ることができる。矩形波をフーリエ展開すると基本正弦波に加え、５次、７次、１１次、・・・等の高調波成分があらわれる。この高調波成分がトルク脈動の原因となる電流歪を生じることとなる。このように、ＰＷＭ制御と矩形波制御は互いに対極的な関係にある。
【００６２】
矩形波状にスイッチング素子の導通および遮断を制御したと仮定した場合に、交流電力に生じる高調波成分の例を図５に示す。図５（ａ）は、矩形波状に変化する交流波形を基本波である正弦波と５次、７次、１１次、・・・等の高調波成分に分解した例である。図５（ａ）に示す矩形波のフーリエ級数展開は、式（２）のように表される。
f(ωt)＝4/π×{sinωt＋(sin3ωt)/3＋(sin5ωt)/5＋(sin7ωt)/7＋・・・} （２）
【００６３】
式（２）は、4/π・（sinωt）で表される基本波の正弦波と、これの高調波成分である３次、５次、７次・・・の各成分とにより、図５（ａ）に示す矩形波が形成されることを示している。このように、基本波に対してより高次の高調波を合成していくことで矩形波に近づくことが分かる。
【００６４】
図５（ｂ）は、基本波、３次高調波、５次高調波の各振幅をそれぞれ比較した様子を示している。図５（ａ）の矩形波の振幅を１とすると、基本波の振幅は１．２７、３次高調波の振幅は０．４２、５次高調波の振幅は０．２５とそれぞれ表される。このように、高調波の次数が上がるほどその振幅は小さくなるため、矩形波制御における影響が小さくなることが分かる。
【００６５】
矩形波形状にスイッチング素子を導通および遮断した場合に発生する可能性があるトルク脈動の観点から、影響の大きい低次の高調波成分を削除しつつ、一方影響が小さい高次の高調波成分は残留させることで、スイッチング回数を低減し、スイッチング損失が少なくしかもトルク脈動の増大を低く抑えることができる電力変換装置を実現できる。本実施の形態で使用するＰＨＭ制御では、特に振幅の大きい５次や７次といった低次高調波を削除し、交流電流が有する高調波成分を制御の状態に応じてある程度削減した交流電力を出力する。モータジェネレータ線間電圧に高次高調波成分が残留しても、インダクタンス負荷のフィルタリング（抑制）効果により、モータジェネレータ交流電流からは高次高調波成分がフィルタリング（抑制）される。前記フィルタリング効果はモータジェネレータそのものの巻線インダクタンス大きい程、また電力変換装置の出力しようと交流電力の周波数が大きい程、効果が大きくなる。これにより、モータ制御のトルク脈動の影響を小さくし、一方使用上問題が無い範囲でモータジェネレータ交流電流に高調波成分が含まれている状態とすることで、スイッチング回数を低減し、スイッチング損失を低減するようにしている。このような制御方式を、上述のとおり、この明細書ではＰＨＭ制御方式と記載している。
【００６６】
さらに以下の実施の形態では、ＰＨＭ制御方式における高調波の影響が大きいあるいは制御性が悪くなるモータジェネレータ低回転域、つまり低周波の交流電力を出力している状態で、ＰＷＭ制御方式を使用するようにしている。具体的には、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とをモータの回転速度に応じて切り替え、回転速度の低い領域でＰＷＭ方式を使用して制御することで、低速回転域と高速回転域のそれぞれにおいて望ましいモータ制御を行うようにしている。または、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とを出力しようとしている交流出力、例えば交流電圧の周波数に応じて切り替え、周波数の低い領域でＰＷＭ方式を使用して制御することで、低周波数域と高周波数域のそれぞれにおいて望ましいモータ制御を行うようにしている。
【００６７】
本発明の一実施の形態に係る制御回路１７２によるモータ制御系を図６に示す。制御回路１７２には、上位の制御装置より、目標トルク値としてのトルク指令T*が入力される。トルク指令・電流指令変換器４１０は、入力されたトルク指令T*と、回転磁極センサ１９３により検出された磁極位置信号θに基づく回転速度情報とに基づいて、予め記憶されたトルク−回転速度マップのデータを用いて、ｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*を求める。トルク指令・電流指令変換器４１０において求められたｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*は、電流制御器（ＡＣＲ）４２０、４２１および４２２にそれぞれ出力される。
【００６８】
電流制御器（ＡＣＲ）４２０、４２１および４２２は、トルク指令・電流指令変換器４１０から出力されたｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*と、電流センサ１８０により検出されたモータジェネレータ１９２の相電流検出信号lu、lv、lwが制御回路１７２上の図示しない３相２相変換器において回転センサ−からの磁極位置信号によりｄ,ｑ軸上に変換されたＩｄ,Ｉｑ電流信号とに基づいて、モータジェネレータ１９２を流れる電流がｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*に追従するように、ｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*をそれぞれ演算する。電流制御器（ＡＣＲ）４２０において求められたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*は、従来のＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０へ出力される。また、電流制御器（ＡＣＲ）４２２において求められたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*は、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０へ出力される。一方、電流制御器（ＡＣＲ）４２１において求められたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*は、ＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０へ出力される。
【００６９】
ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０は、電圧位相差演算器４３１、変調度演算器４３２、パルス生成器４３４により構成される。電流制御器４２０から出力されたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*は、パルス変調器４３０において電圧位相差演算器４３１と変調度演算器４３２に入力される。
【００７０】
電圧位相差演算器４３１は、モータジェネレータ１９２の磁極位置とｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*が表す電圧位相との位相差、すなわち電圧位相差を算出する。この電圧位相差をδとすると、電圧位相差δは式（３）で表される。
δ=arctan(-Vd*/Vq*) ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（３）
【００７１】
電圧位相差演算器４３１は、さらに上記の電圧位相差δに回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θが表すロータ位相を加算することで、電圧位相を算出する。そして、算出した電圧位相に応じた電圧位相信号θvをパルス生成器４３４へ出力する。この電圧位相信号θvは、磁極位置信号θが表すロータ位相をθreとすると式（４）で表される。
θv=δ+θre＋π・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
【００７２】
変調度演算器４３２は、ｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*が表すベクトルの大きさをバッテリ１３６の電圧で正規化することにより変調度を算出し、その変調度に応じた変調度信号ａをパルス生成器４３４へ出力する。この実施の形態では、上記変調度信号aは、図２に示すパワースイッチング回路１４４に供給される直流電圧であるバッテリ電圧に基づいて定められることになり、バッテリ電圧が高くなると変調度ａは小さくなる傾向となる。また指令値の振幅値が大きくなると変調度ａは大きくなる傾向となる。具体的にはバッテリ電圧をVdcとすると式（５）で表される。なお、式（５）において、Vdはｄ軸電圧指令信号Vd*の振幅値、Vqはｑ軸電圧指令信号Vq*の振幅値をそれぞれ表す。
a=（√(2/3)）(√（Vd^2+Vq^2）)/ (Vdc/2)・・・・・・・・・・・・・・・（５）
【００７３】
パルス生成器４３４は、電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θvと、変調度演算器４３２からの変調度信号aとに基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のＰＨＭ制御に基づくパルス信号を生成する。そして、生成したパルス信号を切換器４５０へ出力する。このパルス信号が切換器４５０からドライバ回路１７４へ出力されることにより、各スイッチング素子に駆動信号が出力される。なお、ＰＨＭ制御に基づくパルス信号（以下ＰＨＭパルス信号と記す）の発生方法については、後で詳しく説明する。
【００７４】
ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０は、前述のＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０と同じ電圧位相差演算器４３１および変調度演算器４３２と、パルス生成器４３８とにより構成される。パルス変調器４７０において、電圧位相差演算器４３１と変調度演算器４３２は前述のように、電流制御器４２２から出力されたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*に基づいて、電圧位相信号θvと変調度信号aをパルス生成器４３８へそれぞれ出力する。
【００７５】
パルス生成器４３８は、電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θvと、変調度演算器４３２からの変調度信号aとに基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のパルス信号を生成する。そして、生成したパルス信号を切換器４５０を介してドライバ回路１７４へ出力する。これにより、各スイッチング素子に駆動信号が出力される。なお、パルス生成器４３８は、前述のＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０におけるパルス生成器４３４とは異なる方法により、ＰＨＭ制御に基づくパルス信号を生成する。このパルス信号（以下ゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号）の生成方法については、後で詳しく説明する。
【００７６】
一方、ＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０は、電流制御器４２１から出力されたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*と、回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θが表すロータ位相θreとに基づいて、周知のＰＷＭ方式により、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のＰＷＭ制御に基づくパルス信号（以下ＰＷＭパルス信号と記す）を生成する。そして、生成したＰＷＭパルス信号を切換器４５０へ出力する。このパルス信号が切換器４５０からドライバ回路１７４に供給されることにより、ドライバ回路１７４から駆動信号が各スイッチング素子に供給される。
【００７７】
図７はＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０の構成を示す図である。ＰＷＭ制御用パルス変調器４４０は、電流制御器４２１からのｄ軸電圧指令Vd*およびｑ軸指令電圧Vqと、回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θが表すロータ位相θreとを受け、２軸の指令電圧を３相の電圧指令信号に変換する２相３相変換器４９０と、特定の周波数の三角波キャリアを発生させる搬送波発生器４９２と、３相の電圧指令信号と三角波キャリアを比較して、各相のスイッチング素子の導通または遮断するパルス信号を切換器４５０に出力する比較器４９１を有する。
【００７８】
切換器４５０は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０から出力されたＰＨＭパルス信号、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０から出力されたゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号、またはＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０から出力されたＰＷＭパルス信号のいずれかを選択する。この切換器４５０によるパルス信号の選択は、前述のようにモータジェネレータ１９２の回転速度または電力変換装置１４０が出力しようとする交流電力周波数に応じて行われる。すなわち、モータジェネレータ１９２の回転速度が切替ラインとして設定された所定のしきい値よりも低い場合は、ＰＷＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置１４０においてＰＷＭ制御方式が適用されるようにする。また、モータジェネレータ１９２の回転速度がしきい値よりも高い場合は、ＰＨＭパルス信号またはゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置１４０において従来のＰＨＭ制御方式またはゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御が適用されるようにする。こうして切換器４５０において選択されたＰＨＭパルス信号、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号、またはＰＷＭパルス信号は、ドライバ回路１７４へ出力される。
【００７９】
上記のように切換器４５０は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０から出力されたＰＨＭパルス信号、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０から出力されたゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号、またはＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０から出力されたＰＷＭパルス信号のいずれかを選択する。この切換器４５０によるパルス信号の選択は、前述の式（１）で表される制御回路１７２の出力しようとする交流出力、例えば交流電圧の周波数に応じて行ってもよい。すなわち、モータジェネレータ１９２へ制御回路１７２が出力しようとする周波数が切替ラインとして設定された所定のしきい値よりも低い場合は、ＰＷＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置１４０においてＰＷＭ制御方式が適用されるようにする。また、モータジェネレータ１９２へ制御回路１７２が出力しようとする周波数がしきい値よりも高い場合は、ＰＨＭパルス信号またはゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置１４０において従来のＰＨＭ制御方式またはゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御が適用されるようにする。こうして切換器４５０において選択されたＰＨＭパルス信号、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号、またはＰＷＭパルス信号は、ドライバ回路１７４へ出力される。
【００８０】
以上説明したようにして、制御回路１７２からドライバ回路１７４に対して、ＰＨＭパルス信号、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号、またはＰＷＭパルス信号が変調波として出力される。この変調波に応じて、ドライバ回路１７４よりパワースイッチング回路１４４の各ＩＧＢＴ３２８，３３０へ駆動信号が出力される。
【００８１】
ここで図６のＰＨＭ制御のパルス生成器４３４の詳細について説明する。パルス生成器４３４は、たとえば図８に示すように、ＰＨＭパルス位相検索器４３５と、パルス補正器４３７と、位相カウンタ比較を行うパルス出力器４３６によって実現される。または、たとえば図９に示すように、ＰＨＭパルス位相検索器４３５と、パルス補正器４３７と、位相／時間変換器およびタイマカウンタ比較器によって構成されるパルス出力器４３６’によって実現される。
【００８２】
ＰＨＭパルス位相検索器４３５は、電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θv、変調度演算器４３２からの変調度信号aおよび、回転磁極センサー１９３からの磁極位置信号θが表すロータ位相θre、および角速度演算器４６０からの電気角速度信号ωreに基づいて、予め記憶されたスイッチングパルスの位相情報のテーブルから、スイッチングパルスを出力すべき立上がり位相θonおよび立下がり位相θoffをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上下各アームについて検索し、その検索結果の情報をパルス補正器４３７へ出力する。
【００８３】
パルス補正器４３７は、ＰＨＭパルス位相検索器４３５でデータ検索による演算で求められた立上がり位相θonおよび立下がり位相θoffに対して、最小パルス幅制限とパルス連続性補償を行うためのパルス補正処理などの補正すなわち微調整を施し、その結果をパルス補正後の立上がり位相θon'および立下がり位相θoff'としてパルス出力器４３６へ出力する。最小パルス幅制限とは、スイッチングのオン（立上がり）位相θonおよびオフ（立下がり）位相θoffに応じたパルス幅が所定の最小パルス幅未満となるような場合に、そのパルス幅を最小パルス幅として出力することである。このときの最小パルス幅は、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０の応答速度などに応じて定められる。一方、パルス連続性補償とは、一制御周期前の予測に基づいて生成されたパルス波形と今回の制御周期で生成すべきパルス波形との間でパルスパターンが変化しており、そのままではパルス連続性が保てなくなるような場合に、パルス連続性が保たれるようにパルス波形を変化して出力することである。なお、こうしたパルスパターンの変化は、外乱等の要因でモータジェネレータ１９２の状態が急峻に変化したときや、制御モードを切り替えたときなどに生じる。これらのパルス補正処理の具体的な内容については、後で詳しく説明する。
【００８４】
図８のパルス出力器４３６は、パルス補正器４３７から出力されたパルス補正後の立上がり位相θon'および立下がり位相θoff'に基づいて、位相カウンタとのコンペアマッチ機能を用いて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上下各アームに対するスイッチング指令としてのＰＨＭパルス信号をそれぞれ生成する。パルス出力器４３６により生成された各相の上下各アームに対する６種類のＰＨＭパルス信号は、前述のように切換器４５０へ出力される。
【００８５】
一方、図９のパルス出力器４３６’は、位相／時間変換器により、パルス補正器４３７から出力されたパルス補正後の立上がり位相θon'および立下がり位相θoff'を、立上がり時間Tonおよび立下がり時間Toffにそれぞれ変換する。そして、タイマカウンタ比較器により、立上がり時間Tonおよび立下がり時間Toffに基づいて、タイマカウンタとのコンペアマッチ機能を用いて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上下各アームに対するスイッチング指令としてのＰＨＭパルス信号をそれぞれ生成する。パルス出力器４３６’により生成された各相の上下各アームに対する６種類のＰＨＭパルス信号は、図８の場合と同様に切換器４５０へ出力される。
【００８６】
図８または図９に示したようなパルス生成器４３４によるパルス生成の手順を詳細に説明したフローチャートを図１０に示す。パルス生成器４３４のＰＨＭパルス位相検索器４３５は、ステップ８０１において変調度信号aを入力信号として取り込み、ステップ８０２においてパルス変調器４３０の電圧位相差演算器４３１から出力される電圧位相信号θvを入力信号として取り込む。このとき図３７に示すように、まずはじめに電流制御器（ＡＣＲ）４２０の現制御周期Ｔｎの先頭に電圧位相差演算機４３１によりロータ位相θreが取得される。このロータ位相θreに基づいて、電圧位相差演算器４３１において前述の式（４）により電圧位相θvが演算され、電圧位相信号θvがパルス生成器４３４に出力される。
【００８７】
ＰＨＭパルス位相検索器４３５は、続くステップ８０３において角度演算器４６０からの電気角速度信号ωreと磁極位置信号θが表すロータ位相θreを入力信号として取り込む。
【００８８】
ＰＨＭパルス位相検索器４３５は、続くステップ８０４において、入力された電圧位相信号θv、ロータ位相θreおよび電気角速度信号ωreに基づいて、制御遅れ時間を考慮して、次の制御周期に対応する電圧位相の範囲を演算する。ここでは、電気角速度ωreに制御周期Ｔｎの長さを乗算することで、図３７の一制御周期Ｔｎ当りの位相変化量θｎを算出する。その後、電圧位相信号θvと角速度演算器４６０からの電気角速度信号ωreから、次の制御周期Ｔｎ+1の開始位相θv1および終了位相θv2を算出する。具体的には、電圧位相θvに位相変化量θnを加えることで、制御周期Ｔｎの終了位相、すなわち次の制御周期Ｔｎ+1の開始位相θv1を求める。また、位相変化量θnを２倍した値を電圧位相θvに加えることで、次の制御周期Ｔｎ+1の終了位相θv2を求める。
【００８９】
その後ステップ８０５において、ＰＨＭパルス位相検索器４３５はＲＯＭ検索を行う。このＲＯＭ検索では、入力された変調度信号aに基づいて、ステップ８０４で演算された次の制御周期Ｔｎ＋１の電圧位相の範囲θv1〜θv2において、ＲＯＭ（不図示）に予め記憶されたテーブルより、スイッチングのオンのタイミングを規定する立上がり位相θonとスイッチングオフのタイミングを規定する立下がり位相θoffとをＵ相、Ｖ相、Ｗ相各相分について検索する。尚、図３７の実施例では電圧位相の範囲θv1〜θv2でスイッチングオンオフの位相が各１回合計２回であったが、回数は２回に限定されるものではない。
【００９０】
このＲＯＭ検索において用いられる立上がり、立下がり位相のテーブルの例を図３８に示す。ここでは、ａ１からａnまでの各変調度について立上がり位相と立下がり位相をテーブル化した例を示している。
【００９１】
ＰＨＭパルス位相検索器４３５は、ステップ８０５のＲＯＭ検索によって得られた次制御周期Ｔｎ＋1に対応する電圧位相の範囲のスイッチングのオンとオフの位相をそれぞれ表す立上がり位相θonおよび立下がり位相θoffを、ステップ８０６においてパルス補正器４３７へ出力する。パルス補正器４３７は、ステップ８７２において、立上がり位相θonおよび立下がり位相θoffに対して、最小パルス幅制限とパルス連続性補償を行うためのパルス補正処理を行い、パルス補正後の立上がり位相θon'および立下がり位相θoff'をパルス出力器４３６（図８の場合）またはパルス出力器４３６’（図９の場合）へ出力する。
【００９２】
パルス出力器４３６、４３６’は、ステップ８７３において、現制御周期Ｔｎ期間で演算されパルス補正器４３７から出力されたパルス補正後の立上がり位相θon'および立下がり位相θoff'に基づいて、パルス信号を出力する目標位相値を更新する。この目標位相値の更新は、次の制御周期Ｔｎ＋1の先頭で行う。
【００９３】
その後、制御周期Ｔｎ＋1でパルス出力器４３６（図８の場合）は、ステップ８０７において、ステップ８７３で更新された目標位相値を位相カウンタと比較し、その比較結果に基づいてＰＨＭパルス信号を生成する。一方、制御周期Ｔｎ＋1でパルス出力器４３６’（図９の場合）は、ステップ８０７において、位相／時間変換器により、ステップ８７３で更新された目標位相値を立上がり時間Tonおよび立下がり時間Toffを表す目標時間値に変換する。そして、タイマカウンタ比較器により、目標時間値をタイマカウンタと比較し、その比較結果に基づいてＰＨＭパルス信号を生成する。
【００９４】
パルス出力器４３６、４３６’は、ステップ８０７で生成したＰＨＭパルス信号を、次のステップ８０８において切換器４５０へ出力する。以上説明したステップ８０１〜８０８の処理がパルス生成器４３４において行われることにより、ＰＨＭパルス信号が生成される。
【００９５】
あるいは、図１０のフローチャートにかえて、図１１のフローチャートに示す処理をパルス生成器４３４において実行することにより、パルス生成を行うようにしてもよい。この処理は、図１０のフローチャートに示したように予め記憶しているテーブルを用いてスイッチング位相を検索するテーブル検索方式を使わず、電流制御器（ＡＣＲ）の制御周期毎にスイッチング位相を生成する方式である。
【００９６】
パルス生成器４３４のＰＨＭパルス位相検索器４３５は、ステップ８０１において変調度信号aを入力信号として取り込み、ステップ８０２においてパルス変調器４３０の電圧位相差演算器４３１から出力される電圧位相信号θvを入力信号として取り込む。このとき図３７に示すように、まずはじめに電流制御器（ＡＣＲ）４２０の現制御周期Ｔｎの先頭に電圧位相差演算機４３１によりロータ位相θreが取得される。このロータ位相θreに基づいて、電圧位相差演算器４３１において前述の式（４）により電圧位相θvが演算され、電圧位相信号θvがパルス生成器４３４に出力される。
【００９７】
ＰＨＭパルス位相検索器４３５は、続くステップ８０３において角度演算器４６０からの電気角速度信号ωreと磁極位置信号θが表すロータ位相θreを入力信号として取り込む。
【００９８】
ＰＨＭパルス位相検索器４３５は、続くステップ８０４において、入力された電圧位相信号θv、ロータ位相θreおよび電気角速度信号ωreに基づいて、制御遅れ時間を考慮して、次の制御周期に対応する電圧位相の範囲を演算する。ここでは、電気角速度ωreに制御周期Ｔｎの長さを乗算することで、図３７の一制御周期Ｔｎ当りの位相変化量θｎを算出する。その後、電圧位相信号θvと角速度演算器４６０からの電気角速度信号ωreから、次の制御周期Ｔｎ+1の開始位相θv1および終了位相θv2を算出する。具体的には、電圧位相θvに位相変化量θnを加えることで、制御周期Ｔｎの終了位相、すなわち次の制御周期Ｔｎ+1の開始位相θv1を求める。また、位相変化量θnを２倍した値を電圧位相θvに加えることで、次の制御周期Ｔｎ+1の終了位相θv2を求める。θv2−θv1が次制御周期Ｔｎ+1の電圧位相の範囲となる。
【００９９】
続いてステップ８２０でＰＨＭパルス位相検索器４３５はスイッチングのオンとオフの位相をそれぞれ表す立上がり位相θonおよび立下がり位相θoffを電流制御器（ＡＣＲ）４２０の制御周期毎に決定するためのパルスパターン演算（演算内容は後で説明する。）を行う。パルスパターン演算を行ったら、パルス生成器４３４は、図１０のステップ８０６を実行した後と同様に、次制御周期Ｔｎ＋1に対応する電圧位相の範囲のスイッチングのオンとオフの位相をそれぞれ表す立上がり位相θonおよび立下がり位相θoffを出力し、ステップ８７２、８７３、８０７および８０８の処理を、パルス補正器４３７とパルス出力器４３６、４３６’により行う。
【０１００】
ステップ８２０におけるパルスパターン演算処理の詳細を図１２のフローチャートに示す。パルス生成器４３４は、ステップ８２１において、回転速度や動作状態に基づいてモータジェネレータ線間電圧から削除する高調波次数を指定する。こうして指定された高調波次数に従って、パルス生成器４３４は続くステップ８２２において行列演算などの処理を行い、ステップ８２３においてパルス基準角度を出力する。
【０１０１】
ステップ８２１〜８２３までのパルス生成過程は、以下の式（６）〜（９）で示す行列式に則って演算される。
【０１０２】
ここでは、一例として、３次、５次、７次成分を消去する場合を取り上げる。
【０１０３】
パルス生成器４３４は、削除する高調波次数として３次、５次、７次の高調波成分をステップ８２１において指定すると、次のステップ８２２において行列演算を行う。
【０１０４】
ここで３次、５次、７次の消去次数に対して式（６）のような行ベクトルを作る。
【０１０５】
【数１】
・・・（６）
【０１０６】
式（６）の右辺括弧内の各要素はk1/3、k2/5、k3/7となっている。k1、k2、k3は任意の奇数を選択することができる。ただし、k1=3,9,15、k2=5,15,25、k3=7,21,35などを選択してはならない。この条件下で、３次、５次、７次成分は完全に消去される。
【０１０７】
上記をより一般的に記すと、分母の値を削除する高調波次数とし、分子の値を分母の奇数倍を除く任意の奇数とすることで、式（６）の各要素の値を決定することができる。ここで式（６）の例では、消去次数が３種類（３次、５次、７次）であるため行ベクトルの要素数を３つとしている。同様に、Ｎ種類の消去次数に対して要素数Ｎの行ベクトルを設定し、各要素の値を決定することができる。
【０１０８】
なお、式（６）において、各要素の分子と分母の値を上記のもの以外とすることで、高調波成分を削除するかわりに、そのスペクトルを整形することもできる。そのため、高調波成分の削除ではなくスペクトル整形を主な目的として、各要素の分子と分母の値を任意に選択してもよい。その場合、分子と分母の値は必ずしも整数である必要はないが、分子の値として分母の奇数倍を選択してはならない。また、分子と分母の値は定数である必要はなく、時間に応じて変化する値でもよい。
【０１０９】
上記のように、分母と分子の組み合わせでその値が決定される要素が３つの場合は、式（６）のように３列のベクトルを設定することができる。同様に、分母と分子の組み合わせでその値が決定される要素数Ｎのベクトル、すなわちＮ列のベクトルを設定することができる。以下では、このＮ列のベクトルを高調波準拠位相ベクトルと呼ぶこととする。
【０１１０】
高調波準拠位相ベクトルが式（６）のように３列のベクトルである場合は、その高調波準拠位相ベクトルを転置して式（７）の演算をする。その結果、S1〜S4までのパルス基準角度が得られる。
【０１１１】
パルス基準角度S1〜S4は、電圧パルスの中心位置を表わすパラメータであり、後述する三角波キャリアと比較される。このようにパルス基準角度が４個（S1〜S4）である場合、一般的には、線間電圧一周期当たりのパルス数は１６個となる。
【０１１２】
【数２】
・・・（７）
【０１１３】
また、式（６）のかわりに式（８）のように高調波準拠位相ベクトルが４列の場合は、行列演算式（９）を施す。
【０１１４】
【数３】
・・・（８）
【０１１５】
【数４】
・・・（９）
【０１１６】
その結果、S1〜S8までのパルス基準角度出力が得られる。このとき線間電圧一周期当たりのパルス数は３２個となる。
【０１１７】
モータジェネレータの線間電圧から削除する高調波成分の数とパルス数との関係は、一般的には次のとおりである。すなわち、削除する高調波成分が２つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は８パルスであり、削除する高調波成分が３つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は１６パルスであり、削除する高調波成分が４つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は３２パルスであり、削除する高調波成分が５つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は６４パルスである。同様に、削除する高調波成分の数が１つ増すにつれて、線間電圧一周期当たりのパルス数が２倍になる。ここで、通常モータジェネレータ線間電圧では３の倍数の高次高調波はお互いに打ち消し合うため、削除する高調波成分に加えなくても良い。しかしながら、本ＰＨＭパルス生成算出過程においては、便宜上３次高調波のみ削除対象の高調波成分に含めている。
【０１１８】
ただし、線間電圧で正のパルスと負のパルスが重畳するようなパルス配置の場合、パルス数は上記とは異なる場合がある。
【０１１９】
上記のようにしてパルス生成器４３４において生成されるＰＨＭパルス信号により、ＵＶ線間電圧、ＶＷ線間電圧、ＷＵ線間電圧の３種類の線間電圧においてパルス波形がそれぞれ形成される。これらの各線間電圧のパルス波形は、それぞれ2π/3の位相差を有する同一のパルス波形である。したがって、以下では各線間電圧を代表して、ＵＶ線間電圧のみを説明する。
【０１２０】
ここで、ＵＶ線間電圧の基準位相θuvlと電圧位相信号θvおよびロータ位相θreとの間には、式（１０）の関係がある。
【０１２１】
θuvl=θv＋π/6=θre＋δ＋7π/6 [rad] ・・・・・・・・・・・・・・・（１０）
【０１２２】
式（１０）で表されるＵＶ線間電圧の波形は、θuvl＝π/2，3π/2の位置を中心に線対称であり、かつ、θuvl＝0，πの位置を中心に点対称となる。したがって、ＵＶ線間電圧パルスの１周期（θuvlが0から2πまで）の波形は、θuvlが0からπ/2までの間のパルス波形を元に、これをπ/2毎に左右対称または上下対称に配置することによって表現できる。
【０１２３】
これを実現するひとつの方法が、0≦θuvl≦π/2の範囲におけるＵＶ線間電圧パルスの中心位相を４チャンネルの位相カウンタと比較し、その比較結果に基づいて、１周期すなわち0≦θuvl≦2πの範囲についてＵＶ線間電圧パルスを生成するアルゴリズムである。その概念図を図１３に示す。
【０１２４】
図１３は0≦θuvl≦π/2の範囲における線間電圧パルスが４つである場合の例を示している。図１３において、パルス基準角度S1〜S4は、その４つのパルスの中心位相を表す。
【０１２５】
carr1(θuvl)，carr2(θuvl)，carr3(θuvl)，carr4(θuvl)は、４チャンネルの位相カウンタの各々を表している。これらの各位相カウンタは、いずれも基準位相θuvlに対して2π radの周期を持つ三角波である。また、carr1(θuvl) とcarr2(θuvl)は振幅方向にdθの偏差を持ち、carr3(θuvl)とcarr4(θuvl)の関係も同様である。
【０１２６】
dθは線間電圧パルスの幅を表している。このパルス幅dθに対して基本波の振幅が線形に変化する。
【０１２７】
線間電圧パルスは、各位相カウンタcarr1(θuvl)，carr2(θuvl)，carr3(θuvl)，carr4(θuvl)と、0≦θuvl≦π/2の範囲におけるパルスの中心位相を表すパルス基準角度S1〜S4との各交点に形成される。これにより、９０度毎に対称的なパターンのパルス信号が生成される。
【０１２８】
より詳細には、carr1(θuvl)，carr2(θuvl)とS1〜S4とがそれぞれ一致した点において、正の振幅を有する幅dθのパルスが生成される。一方、carr3(θuvl)，carr4(θuvl) とS1〜S4とがそれぞれ一致した点において、負の振幅を有する幅dθのパルスが生成される。
【０１２９】
以上説明したような方法を用いて生成した線間電圧の波形を変調度毎に描いた一例を図１４に示す。図１４では、式（６）のk1、k2、k3の値として、k1=1、k2=1、k3=3をそれぞれ選択し、変調度を０から１．０まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図１４により、変調度の増加とほぼ比例してパルス幅が増加していることが分かる。こうしてパルス幅を増加させることで、電圧の実効値を増加させることができる。ただし、θuvl=0，π，2π付近のパルスは、変調度０．４以上において、変調度が変化してもパルス幅は変化していない。このような現象は、正の振幅を有するパルスと負の振幅を有するパルスが重なり合うことで生じるものである。
【０１３０】
上述したように、上記実施の形態では、ドライバ回路１７４から駆動信号をパワースイッチング回路１４４の各スイッチング素子に送ることにより、各スイッチング素子は出力しようとする交流電力の位相に基づいてスイッチング動作を行う。交流電力の一周期におけるスイッチング素子のスイッチング回数は、除去しようとする高調波の種類が増えるほど、増える傾向となる。
【０１３１】
また別の観点で見ると、供給される直流電力の電圧が低下すると変調度が増加し、導通している各スイッチング動作の導通期間が長くなる傾向となる。またモータなどの回転電機を駆動する場合に回転電機の発生トルクを大きくする場合には変調度が大きくなり、結果的に各スイッチング動作の導通期間が長くなり、回転電機の発生トルクを小さくする場合には、各スイッチング動作の導通期間が短くなる。導通期間が増大し、遮断時間が短くなった場合、つまりスイッチング間隔がある程度短くなった場合には、安全にスイッチング素子を遮断できない可能性が有り、その場合は遮断させないで導通状態のままそれに続く導通期間につながる制御が行われる。逆に、各スイッチング動作の導通期間が短くなり通電期間が短縮した場合にも、安全にスイッチング素子を通電できない可能性があり、その場合は通電させないで遮断期間に繋がる制御が行われる。
【０１３２】
また別の観点で見ると、出力される交流出力の歪の影響が大きくなる周波数の低い状態、特に回転電機が停止状態あるいは回転速度が非常に低い状態では、ＰＨＭ方式の制御ではなく、定周期の搬送波を利用するＰＷＭ方式でパワースイッチング回路１４４を制御し、回転速度が増加した状態で従来のＰＨＭ方式またはゼロベクトル再配置型ＰＨＭ方式に切り換えてパワースイッチング回路１４４を制御する。本発明を自動車駆動用の電力変換装置の適用した場合には、車が停止状態から発進して加速する段階は、車の高級感に影響するなどの理由で特にトルク脈動の影響を少なくすることが望ましい。このため少なくとも車が停止状態から発進する状態はＰＷＭ方式でパワースイッチング回路１４４を制御し、ある程度加速した後従来のＰＨＭ方式またはゼロベクトル再配置型ＰＨＭ方式の制御に切り換える。このようにすることで、少なくとも発進時はトルク脈動の少ない制御が実現でき、少なくとも通常の運転である定速走行に移った状態ではスイッチングロスの少ないＰＨＭ方式で制御することか可能となり、トルク脈動の影響を抑えながら損失の少ない制御を実現できる。
【０１３３】
本発明において用いられるＰＨＭパルス信号によると、上記のように変調度を固定したときに、例外を除き、パルス幅が等しいパルス列による線間電圧波形を形成することを特徴とする。なお、例外的に線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合とは、上記のように正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスが重なった場合である。この場合、パルスが重なった部分を正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスに分解すると、パルスの幅は全域で必ず等しい。つまり、パルス幅の変化で変調度が変化する。
【０１３４】
ここで、例外的に線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合について、さらに図１５を用いて詳細に説明する。図１５の上部には、図１４において変調度１．０のときの線間電圧パルス波形のうち、π/2≦θuvl≦3π/2の範囲を拡大したものを示している。この線間電圧パルス波形では、中心付近の２つのパルスが他のパルスとは異なるパルス幅を有している。
【０１３５】
図１５の下部には、こうしたパルス幅が他とは異なる部分を分解した様子を示している。この図から、当該部分では、他のパルスと同じパルス幅をそれぞれ有する正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なっており、これらのパルスが合成されることによって他とは異なるパルス幅のパルスが形成されていることが分かる。すなわち、こうしてパルスの重なりを分解することで、ＰＨＭパルス信号に応じて形成される線間電圧のパルス波形は、一定のパルス幅を有するパルスによって構成されていることが分かる。
【０１３６】
本発明において従来のＰＨＭ制御により生成されるＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の他の一例を図１６に示す。ここでは、式（６）のk1、k2、k3の値として、k1=1、k2=3、k3=3をそれぞれ選択し、変調度を０から１．２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図１６では、変調度が１．１８以上になると、θuvl=π/2、3π/2の位置において、互いに隣接する左右対称の２つのパルス間の隙間がなくなっている。したがって、変調度が１．１８未満の範囲では狙った高調波成分を削除できるが、変調度がこれ以上になると高調波成分を有効に削除できないことが分かる。さらに変調度を大きくしていくと、他の位置においても隣接するパルス間の隙間がなくなっていき、最終的に変調度１．２７において矩形波の線間電圧パルス波形となる。
【０１３７】
尚、本線間電圧パルス波形例でもパルス幅が一定でないところがあるが、図１５で説明した原理と同様に、同じパルス幅をそれぞれ有する正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なって、これらのパルスが合成されることによって他とは異なるパルス幅のパルスが形成されていることは同じである。
【０１３８】
図１６に示した線間電圧パルス波形を対応する相電圧パルス波形で表した例を図１７に示す。図１７でも図１６と同様に、変調度が１．１８以上になると隣接する２つのパルス間の隙間がなくなっていくことが分かる。なお、図１７の相電圧パルス波形と図１６の線間電圧パルス波形との間には、π/6の位相差がある。
【０１３９】
図１６に示すように、変調度を大きくして出力する交流電圧の波高値を増大するとき、制御回路１７２は変調度が１．１８未満の範囲において、線間電圧パルス数を変えずにパルスの幅を増大する。これにより、スイッチング素子の導通回数および遮断回数を同じとして、その導通幅を増大するように制御する。一方、変調度を大きくして出力する交流電力の波高値を増大させていくと、それに応じて線間電圧パルスが０である期間、すなわちスイッチング素子の遮断幅が狭くなっていき、変調度が１．１８以上になるとスイッチング素子を遮断できない状態になる。このような状態において制御回路１７２は、線間電圧パルス同士が重なる部分を１つのパルスに合成してパルス数を減少していく。これにより、当該期間においてスイッチング素子の導通状態を続けるようにして、スイッチング素子の導通回数および遮断回数を少なくする。ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形はこのような特徴を有している。
【０１４０】
次に、線間電圧パルスを相電圧パルスに変換する方法について説明する。図１８は、線間電圧パルスから相電圧パルスへの変換において用いられる変換表の例を示している。この表中で左端の列に記載されている１〜６の各モードは、取り得るスイッチング状態ごとに番号を割り当てたものである。モード１〜６では、線間電圧から出力電圧への関係が１対１に決まっている。これらの各モードは、直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間に対応している。なお、図１８の表中に記載されている線間電圧は、異なる相の電位差として取りうるパターンをバッテリ電圧Ｖｄｃで正規化して整理したものである。
【０１４１】
図１８において、たとえば、モード１ではＶｕｖ→１、Ｖｖｗ→０、Ｖｕ→−１と示されているが、これはＶｕ−Ｖｖ＝Ｖｄｃ、Ｖｖ−Ｖｗ＝０、Ｖｗ−Ｖｕ＝−Ｖｄｃとなる場合を正規化して示している。このときの相電圧すなわち相端子電圧（ゲート電圧に比例）は、図１８の表によるとＶｕ→１（Ｕ相の上アームをオン、下アームをオフ）、Ｖｖ→０（Ｖ相の上アームをオフ、下アームをオン）、Ｖｗ→０（Ｗ相の上アームをオフ、下アームをオン）となる。すなわち、図１８の表では、Ｖｕ＝Ｖｄｃ、Ｖｖ＝０、Ｖｗ＝０となる場合を正規化して示している。モード２〜６も、モード１と同様の考え方で成り立っている。
【０１４２】
図１８の変換表を用いて矩形波の状態でパワースイッチング回路１４４を制御するモードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を図１９に示す。図１９において、上段は線間電圧の代表例としてＵＶ線間電圧Ｖｕｖを示しており、その下にＵ相端子電圧Ｖｕ、Ｖ相端子電圧Ｖｖ、Ｗ相端子電圧Ｖｗを示している。図１９に示すように、矩形波制御モードでは図１８の変換表に示したモードが１から６まで順番に変化する。なお、矩形波制御モードでは後述する３相短絡期間（モード０,７）は存在しない。
【０１４３】
図２０は、図１４に例示した線間電圧パルス波形を図１８の変換表に従って相電圧パルスに変換する様子を示している。図２０において、上段は線間電圧の代表例としてＵＶ線間電圧パルスを示しており、その下にＵ相端子電圧Ｖｕ、Ｖ相端子電圧Ｖｖ、Ｗ相端子電圧Ｖｗを示している。
【０１４４】
図２０の上部には、モード（直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間）の番号、および３相短絡となっている期間を示している。３相短絡の期間では３相の上アームをすべてオンにするか３相の下アームをすべてオンにするかのいずれかであるが、スイッチング損失や導通損失の状況に応じて、どちらかのスイッチモードを選択すればよい。
【０１４５】
たとえば、ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖｕが１、Ｖ相端子電圧Ｖｖが０である（モード１，６）。ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが０のときは、Ｕ相端子電圧ＶｕとＶ相端子電圧Ｖｖが同じ値、すなわちＶｕが１かつＶｖが１（モード２、３相短絡）、またはＶｕが０かつＶｖが０（モード５、３相短絡）のいずれかである。ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが−１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖｕが０、Ｖ相端子電圧Ｖｖが１である（モード３，４）。このような関係に基づいて、相電圧すなわち相端子電圧の各パルス（ゲート電圧パルス）が生成される。
【０１４６】
図２０において、線間電圧パルスと各相の相端子電圧パルスのパターンは、位相θuvlに対して、π／３を最小単位として準周期的に繰り返されるパターンとなっている。つまり、０≦θuvl≦π／３の期間のＵ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θuvl≦２π／３のＷ相端子電圧のパターンと同じである。また、０≦θuvl≦π／３の期間のＶ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θuvl≦２π／３のＵ相端子電圧のパターンと同じであり、０≦θuvl≦π／３の期間のＷ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θuvl≦２π／３のＶ相端子電圧のパターンと同じである。モータの回転速度と出力が一定である定常状態においては、こうした特徴が特に顕著に表れる。
【０１４７】
ここで、上記のモード１〜６を、異なる相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８と下アーム用のＩＧＢＴ３３０をそれぞれオンさせて直流電源であるバッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に電流を供給する第１の期間として定義する。また、３相短絡期間を、全相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０のいずれか一方をオンさせてモータジェネレータ１９２に蓄積されたエネルギーでトルクを維持する第２の期間と定義する。図２０に示す例では、これら第１の期間と第２の期間を電気角に応じて交互に形成していることが分かる。
【０１４８】
さらに図２０では、たとえば０≦θuvl≦π／３の期間において、第１の期間としてのモード６および５を、第２の期間としての３相短絡期間を間に挟んで交互に繰り返している。ここで図１８から分かるように、モード６では、Ｖ相において下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンする一方で、他のＵ相、Ｗ相では、Ｖ相と異なる側、すなわち上アーム用のＩＧＢＴ３２８をオンしている。他方、モード５では、Ｗ相において上アーム用のＩＧＢＴ３２８をオンする一方で、他のＵ相、Ｖ相では、Ｗ相と異なる側、すなわち下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンしている。すなわち、第１の期間では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか１相（モード６ではＶ相、モード５ではＷ相）を選択し、この選択した１相について、上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせると共に、他の２相（モード６ではＵ相およびＷ相、モード５ではＵ相およびＶ相）について、選択した１相とは異なる側のアーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせる。また、第１の期間ごとに選択する１相（Ｖ相、Ｗ相）を交替している。
【０１４９】
０≦θuvl≦π／３以外の期間でも上記と同様に、第１の期間としてのモード１〜６のいずれかを、第２の期間としての３相短絡期間を間に挟んで交互に繰り返す。すなわち、π／３≦θuvl≦２π／３の期間ではモード１および６を、２π／３≦θuvl≦πの期間ではモード２および１を、π≦θuvl≦４π／３の期間ではモード３および２を、４π／３≦θuvl≦５πの期間ではモード４および３を、５π／３≦θuvl≦２πの期間ではモード５および４を、それぞれ交互に繰り返す。これにより、上記と同様に、第１の期間では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか１相を選択し、選択した１相について、上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせると共に、他の２相について、選択した１相とは異なる側のアーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせる。また、第１の期間ごとに選択する１相を交替する。
【０１５０】
以上説明したように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか２相の上アーム用のＩＧＢＴ３２８が導通状態であるときは、他の１相の上アーム用のＩＧＢＴ３２８を導通状態とすることで３相短絡期間となり、遮断状態とすることでいずれかのモードとなる。すなわち、制御回路１７２は当該ＩＧＢＴ３２８の導通および遮断によって３相短絡期間を制御することができる。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか２相の下アーム用のＩＧＢＴ３３０が導通状態であるときも同様に、他の１相の下アーム用のＩＧＢＴ３３０を導通状態とすることで３相短絡期間となり、遮断状態とすることでいずれかのモードとなる。すなわち、制御回路１７２は当該ＩＧＢＴ３３０の導通および遮断によって３相短絡期間を制御することができる。
【０１５１】
ところで、上記の第１の期間すなわちモード１〜６の期間を形成する電気角位置と、この期間の長さとは、モータジェネレータ１９２に対するトルクや回転速度などの要求指令に応じて変化させることができる。すなわち前述のように、モータの回転速度やトルクの変化に伴って削除する高調波の次数を変化させるために、第１の期間を形成する特定の電気角位置を変化させる。あるいは、モータの回転速度やトルクの変化に応じて、第１の期間の長さすなわちパルス幅を変化させ、変調度を変化させる。これにより、モータを流れる交流電流の波形、より具体的には交流電流の高調波成分を所望の値に変化させ、この変化により、バッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に供給する電力を制御することができる。なお、特定の電気角位置と第１の期間の長さは、いずれか一方のみを変化させてもよいし、両方を同時に変化させてもよい。
【０１５２】
ここで、パルスの形状と電圧には以下の関係がある。図示したパルスの幅は電圧の実効値を変化させる効果があり、線間電圧のパルス幅が広いときには電圧の実効値は大きく、狭いときには電圧の実効値が小さい。また、削除する高調波の個数が少ない場合は、電圧の実効値が高いため、変調度の上限が矩形波に近づく。この効果は、回転電機（モータジェネレータ１９２）の誘起電圧が高い回転域で有効であり、通常のＰＷＭで制御した場合の線間電圧よりも高い電圧を回転電機に供給することができる。すなわち、直流電源であるバッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に電力を供給する第１の期間の長さと、この第１の期間を形成する特定の電気角位置とを変化させることで、モータジェネレータ１９２に印加する交流電圧の実効値を変化させ、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じた出力を得ることができる。
【０１５３】
また、図２０に示す駆動信号のパルス形状は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相について、任意のθuvlすなわち電気角を中心に左右非対称となっている。さらに、パルスのオン期間またはオフ期間のうち少なくとも一方がθuvl（電気角）でπ／３以上にわたって連続する期間を含んでいる。たとえばＵ相では、θuvl＝π／２付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間と、θuvl＝３π／２付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間とを有している。同様に、Ｖ相では、θuvl＝π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間と、θuvl＝７π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間とを有しており、Ｗ相では、θuvl＝５π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間と、θuvl＝１１π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間とを有している。上述したようにＵ相，Ｖ相，Ｗ相各相の電気角2π当りのパルス数は、線間電圧のパルス数に応じて順次決定されるが、電気角2π間の各パルス間隔は不均一である。このようなパルス形状の特徴を有している。
【０１５４】
以上説明したように、本実施形態の電力変換装置によれば、ＰＨＭ制御モードが選択されているときに、直流電源からモータに電力を供給する第１の期間と、３相フルブリッジの全相上アームをオン或いは全相下アームをオンさせる第２の期間を、電気角に応じた特定のタイミングで交互に発生させる。これにより、ＰＷＭ制御モードが選択されている場合に比べて、スイッチングの頻度が1/7から1/10以下で済む。したがって、スイッチング損失を低減することができる。
【０１５５】
次に、図１６で例示したように変調度を変化させたときの線間電圧パルス波形における高調波成分の削除の様子について説明する。図２１は、変調度を変化させたときの線間電圧パルスにおける基本波と削除対象の高調波成分の振幅の大きさを示した図である。
【０１５６】
図２１（ａ）では、３次および５次の高調波を削除対象とした線間電圧パルスにおける基本波と各高調波の振幅の例を示している。この図によると、変調度が１．２以上の範囲では５次高調波が削除しきれずに現れることが分かる。図２１（ｂ）では、３次、５次および７次の高調波を削除対象とした線間電圧パルスにおける基本波と各高調波の振幅の例を示している。この図によると、変調度が１．１８以上の範囲では５次および７次の高調波が削除しきれずに現れることが分かる。
【０１５７】
なお、図２１（ａ）に対応する線間電圧パルス波形と相電圧パルス波形の例を図２２、２３にそれぞれ示す。ここでは、要素数が２である行ベクトルを設定し、各要素（k1/3、k2/5）におけるk1、k2の値としてk1=1、k2=3をそれぞれ選択して、変調度を０から１．２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形と相電圧波形の例を示している。また、図２１（ｂ）は、図１６、１７にそれぞれ示した線間電圧パルス波形と相電圧パルス波形に対応している。
【０１５８】
上記の説明から、変調度がある一定の値を超えると、削除対象とした高調波が削除しきれずに現れ始めることが分かる。また、削除対象とする高調波の種類（数）が多いほど、低い変調度で高調波を削除しきれなくなることが分かる。
【０１５９】
次に、図６に示したＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０におけるＰＷＭパルス信号の生成方法について、図２４を参照して説明する。図２４（ａ）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相における電圧指令信号と、ＰＷＭパルスの生成に用いる三角波キャリアとの波形を示している。各相の電圧指令信号は、位相を互いに2π/3ずつずらした正弦波の指令信号であり、変調度に応じて振幅が変化する。この電圧指令信号と三角波キャリア信号とをＵ、Ｖ、Ｗの各相についてそれぞれ比較し、両者の交点をパルスのオンオフのタイミングとすることで、図２４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）にそれぞれ示すようなＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対する電圧パルス波形が生成される。なお、これらのパルス波形におけるパルス数は、いずれも三角波キャリアにおける三角波パルス数に等しい。
【０１６０】
図２４（ｅ）は、ＵＶ線間電圧の波形を示している。このパルス数は、三角波キャリアにおける三角波パルス数の２倍、すなわち各相に対する上記の電圧パルス波形におけるパルス数の２倍に等しい。なお、他の線間電圧、すなわちＶＷ線間電圧およびＷＵ線間電圧についても同様である。
【０１６１】
図２５は、ＰＷＭパルス信号によって形成される線間電圧の波形を変調度毎に描いた一例を示している。ここでは、変調度を０から１．２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図２５では、変調度が１．１７以上になると、互いに隣接する２つのパルス間の隙間がなくなり、合わせて１つのパルスとなっている。こうしたパルス信号は過変調ＰＷＭパルスと呼ばれる。最終的には変調度１．２７において、矩形波の線間電圧パルス波形となる。
【０１６２】
図２５に示した線間電圧パルス波形を対応する相電圧パルス波形で表した例を図２６に示す。図２６でも図２５と同様に、変調度が１．１７以上になると隣接する２つのパルス間の隙間がなくなっていくことが分かる。なお、図２６の相電圧パルス波形と図２５の線間電圧パルス波形との間には、π/6の位相差がある。
【０１６３】
ここで、ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形とＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形とを比較する。図２７（ａ）は、ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図１４において変調度０．４の線間電圧パルス波形に相当する。一方、図２７（ｂ）は、ＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図２５において変調度０．４の線間電圧パルス波形に相当する。
【０１６４】
図２７（ａ）と図２７（ｂ）とをパルス数について比較すると、図２７（ａ）に示すＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の方が、図２７（ｂ）に示すＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形よりも大幅にパルス数が少ないことが分かる。したがって、ＰＨＭパルス信号を用いると、生成される線間電圧パルス数が少ないために制御応答性はＰＷＭ信号の場合よりも低下するが、ＰＷＭ信号を用いた場合よりもスイッチング回数を大幅に減らすことができる。その結果、スイッチング損失も大幅に低減することができる。
【０１６５】
次に、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とにおけるパルス形状の違いについて、図２８を参照して説明する。図２８（ａ）は、ＰＷＭパルス信号の生成に用いられる三角波キャリアと、このＰＷＭパルス信号によって生成されるＵ相電圧、Ｖ相電圧およびＵＶ線間電圧とを示している。図２８（ｂ）は、ＰＨＭパルス信号によって生成されるＵ相電圧、Ｖ相電圧およびＵＶ線間電圧を示している。これらの図を比較すると、ＰＷＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスのパルス幅が一定ではないのに対して、ＰＨＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスのパルス幅が一定であることが分かる。なお、前述のようにパルス幅が一定とはならない場合もあるが、これは正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なることによるものであり、パルスの重なりを分解すれば全てのパルスで同じパルス幅となる。また、ＰＷＭパルス信号を用いた場合は三角波キャリアがモータ回転速度の変動に関わらず一定であるため、ＵＶ線間電圧の各パルスの間隔もモータ回転速度によらず一定であるのに対して、ＰＨＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスの間隔がモータ回転速度に応じて変化することが分かる。
【０１６６】
図２９は、モータ回転速度とＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形との関係を示している。図２９（ａ）は、所定のモータ回転速度におけるＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図１４において変調度０．４の線間電圧パルス波形に相当するものであり、電気角（ＵＶ線間電圧の基準位相θuvl）2π当たり１６パルスを有する。
【０１６７】
図２９（ｂ）は、図２９（ａ）のモータ回転速度を２倍としたときのＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。なお、図２９（ｂ）の横軸の長さは、時間軸に対して図２９（ａ）と等価となるようにしている。図２９（ａ）と図２９（ｂ）とを比較すると、電気角2π当たりのパルス数は１６パルスで変わらないが、同一時間内のパルス数が図２９（ｂ）では２倍となっていることが分かる。
【０１６８】
図２９（ｃ）は、図２９（ａ）のモータ回転速度を１／２倍としたときのＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。なお、図２９（ｃ）の横軸の長さも、図２９（ｂ）と同様に時間軸に対して図２９（ａ）と等価となるようにしている。図２９（ａ）と図２９（ｃ）とを比較すると、図２９（ｃ）では電気角π当たりのパルス数が８パルスであるため、電気角2π当たりのパルス数では１６パルスで変わらないが、同一時間内のパルス数が図２９（ｃ）では１／２倍となっていることが分かる。
【０１６９】
以上説明したように、ＰＨＭパルス信号を用いた場合は、モータ回転速度に比例して線間電圧パルスの単位時間当たりのパルス数が変化する。すなわち、電気角2π当たりのパルス数を考えると、これはモータ回転速度によらず一定である。一方、ＰＷＭパルス信号を用いた場合は、図２８で説明したように、モータ回転速度によらず線間電圧パルスのパルス数は一定である。すなわち、電気角2π当たりのパルス数を考えると、これはモータ回転速度が上昇するほど低減する。
【０１７０】
図３０（ａ）は、ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御においてそれぞれ生成される電気角2π当たり（すなわち線間電圧一周期当たり）の線間電圧パルス数と、モータ回転速度との関係を示している。図３０（ｂ）は、ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御においてそれぞれ生成される電気角2π当たり（すなわち相電圧一周期当たり）の相電圧パルス数と、モータ回転速度との関係を示している。なお図３０（ａ）、（ｂ）では、８極モータ（極対数４）を用いて、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波成分を３，５，７次の３つとし、正弦波ＰＷＭ制御で用いる三角波キャリアの周波数を１０ｋＨｚとした場合の例を示している。このように電気角2π当たりの線間電圧パルス数および相電圧パルス数は、ＰＷＭ制御の場合はモータ回転速度が上昇するほど減少していくのに対して、ＰＨＭ制御の場合はモータ回転速度によらず一定であることが分かる。なお、ＰＷＭ制御における線間電圧パルス数は、式（１１）で求めることができる。
【０１７１】
（線間電圧パルス数）
＝（三角波キャリアの周波数）／｛（極対数）×（モータ回転速度）／６０｝×２
・・・（１１）
【０１７２】
なお、図３０（ａ）、（ｂ）では、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波成分を３つとした場合の線間電圧一周期当たりの線間電圧パルス数が１６であり、相電圧パルス数が１１であることを示したが、前記線間電圧パルス数は削除対象とする高調波成分の数に応じて前述のように変化する。すなわち、削除対象の高調波成分が２つである場合は８、削除対象の高調波成分が４つである場合は３２、削除対象の高調波成分が５つである場合は６４のように、削除対象とする高調波成分の数が１つ増すにつれて、線間電圧一周期当たりのパルス数が２倍になる。
【０１７３】
以上説明した実施の形態に係る制御回路１７２によって行われるモータ制御のフローチャートを図３１に示す。ステップ９０１において、制御回路１７２はモータジェネレータ１９２の回転速度情報を取得する。この回転速度情報は、回転磁極センサ１９３から出力される磁極位置信号θに基づいて求められる。
【０１７４】
ステップ９０２において、制御回路１７２は、ステップ９０１で取得した回転速度情報に基づいて、モータ回転速度が所定の切替回転速度以上であるか否かを判定する。モータ回転速度が切替回転速度以上であればステップ９０４へ進み、切替回転速度未満であればステップ９０３へ進む。
【０１７５】
ステップ９０４において、制御回路１７２は、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波の次数を決定する。ここでは前述のように、３次、５次、７次などの高調波を削除対象として決定することができる。なお、モータ回転速度に応じて削除対象とする高調波の数を変化させてもよい。たとえば、モータ回転速度が比較的低い場合は３次、５次および７次の高調波を削除対象とし、モータ回転速度が比較的高い場合は３次および５次の高調波を削除対象とする。このように、モータ回転速度が高くなるほど削除対象とする高調波の数を少なくすることで、高調波によるトルク脈動の影響を受けにくい高速回転域ではＰＨＭパルス信号のパルス数を減らして、スイッチング損失をより一層効果的に減少させることができる。
【０１７６】
ステップ９０５において、制御回路１７２は、ステップ９０４で決定した次数の高調波を削除対象とするＰＨＭ制御を行う。このとき、削除対象の高調波の次数に応じたＰＨＭパルス信号が前述のような生成方法に従ってＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０により生成されると共に、そのＰＨＭパルス信号が切換器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。または、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０により後述するような方法に従って生成されるゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号を切換器４５０において選択し、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力されるようにしてもよい。ステップ９０５を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻り、上記のような処理を繰り返す。
【０１７７】
ステップ９０６において、制御回路１７２は矩形波制御を行う。矩形波制御は、前述のようにＰＨＭ制御の一形態、すなわちＰＨＭ制御において変調度を最大としたもの、または削除対象の高調波次数が無いものと考えることができる。矩形波制御では高調波を削除することはできないが、スイッチング回数を最小とすることができる。なお、矩形波制御に用いられるパルス信号は、ＰＨＭ制御の場合と同様にパルス変調器４３０によって生成することができる。このパルス信号が切換器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。ステップ９０６を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻り、上記のような処理を繰り返す。
【０１７８】
ステップ９０３において、制御回路１７２はＰＷＭ制御を行う。このとき、所定の三角波キャリアと電圧指令信号との比較結果に基づいて、前述のような生成方法によりＰＷＭパルス信号がパルス変調器４４０において生成されると共に、そのＰＷＭパルス信号が切換器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。ステップ９０３を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻り、上記のような処理を繰り返す。
【０１７９】
次に本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御方式を説明するために、基本となるＰＨＭ外郭パルス波形の選定について説明する。すでに前述したように、従来のＰＨＭ制御では変調度がある一定の閾値を超えると、削除対象とした高調波が削除しきれずに現れ始める。例えば、図１６は従来のＰＨＭ制御モードにおける３次、５次、７次高調波削除の線間電圧波形の一例を示す図で、図１７は図１６に対応する従来のＰＨＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。この場合、図２１（ｂ）からも分かるように変調度１.１８が前記閾値となる。
【０１８０】
図３９は図１７と同じ相電圧波形の例を示すものである。本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御では、図３９に示すように、従来のＰＨＭ制御の相電圧パルス波形から変調度１.１８の相電圧パルス波形をＰＨＭ外郭パルス作成のために抜き出す。
【０１８１】
続いて、前記抜き出した相電圧パルスをお互いπ/3の位相差を持ってＵＶＷ３相に展開すると、図４０の様になる。このＵＶＷ各相の相電圧パルスをＵphm、Ｖphm、Ｗphmとする。図４０の上側の図に示すように、変調度１.１８のＵＶＷ各相の相電圧パルス波形Ｕphm、Ｖphm、Ｗphmでは、上アーム全部オン（図１８のモード７）または下アーム全部オン（図１８のモード０）となる三相短絡期間が適宜配置されている。
【０１８２】
変調度１.１８から徐々に変調度を上げていくと、相電圧パルス波形Ｕphm、Ｖphm、Ｗphmにおいて前記三相短絡期間が徐々に短くなり、変調度１.２０のところでは、図４０の下側の図に示すように三相短絡期間が無くなる。すなわち、図４０の下側の図に示す変調度１.２０における相電圧パルス波形Ｕphm、Ｖphm、Ｗphmは、前記変調度１.１８における相電圧パルス波形Ｕphm、Ｖphm、Ｗphmから前記三相短絡期間を削除した波形である。
【０１８３】
本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御では、変調度０〜１.２０間における相電圧パルス波形を図４０の下側の図に示すような変調度１.２０の相電圧パルス波形に固定して、この波形を基本となるＰＨＭ外郭パルスとして用いる。すなわち、従来のＰＨＭ制御では、図１６、１７の様に変調度の増減に応じて線間電圧パルス、相電圧パルスの各パルス幅や位相が変化するが、本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御では、変調度０〜１.２０の間では変調度が変わっても、基本となるＰＨＭ外郭パルス波形は図４０の下側の図に示す変調度１.２０の波形のまま変化しない。変調度０〜１.２０の間の変調度の調整には、後に詳しく説明するゼロベクトルを挿入することで対応する。
【０１８４】
尚、変調度１.２０以上は従来のＰＨＭ制御と同じである。
【０１８５】
尚、本実施例ではＰＨＭ外郭パルスを３次５次７次高調波削除ＰＨＭ相電圧パルスから作成したが、本発明が適用されるシステムの特性に合わせて、別の高調波次数削除ＰＨＭパルス、例えば３次５次高調波削除パルスや３次５次７次１１次高調波削除パルスから作成しても良い。
【０１８６】
図６の制御回路１７２に設けられたゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０において、パルス生成器４３８により実現される本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号の生成方法の詳細について説明する。本実施形態におけるパルス生成器４３８の構成を図３２に示す。図６に示したモータ制御系では、システム性能からの要求などに応じて、モータジェネレータ１９２に対する制御周期として、たとえば数百μｓ程度の制御周期が予め定められている。パルス生成器４３８は、この制御周期ごとに、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０の状態を繰り返し演算する。この演算結果に応じて、次の制御周期におけるＰＨＭパルス信号を生成し、切換器４５０へ出力する。
【０１８７】
ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０に備えられたパルス生成器４３８は、例えば図３２に示すように、リミッタ４６３、ＰＨＭパルス位相検索器４６４、三角波発生器４６１、比較器４６２、ゼロベクトル判定器４６５、ゼロベクトル決定器４６６、切替器４６７、パルス補正器４６８、パルス出力器４６９により実現される。
【０１８８】
ここで図３５及び３６は本発明のパルス生成器４３８によるパルス生成手段を詳細に説明したフローチャートである。図３２、図３５および図３６を用いて、本実施例の制御内容を説明する。図３５のステップ８０１において、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０の変調度演算器４３２からパルス生成器４３８に変調度信号ａが入力される。以降では、説明の便宜上、リミッタ４６３入力前の変調度をａin（この場合、変調度ａと変調度ａinは等しくなる）、リミッタ４６３出力後の変調度をａoutと表記する。
【０１８９】
ステップ８０１ａにおいて、リミッタ４６３は変調度ａinを入力信号として取り込み、図３３に示す演算を行う。変調度ａinは0〜1.27の任意の値を取るが、リミッタ４６３は図３３に示すように、入力される変調度がａin＜1.20ならば、ａinの値に関わらず出力値ａout＝1.20を出力する。一方、入力される変調度がａin≧1.20ならば、ａinの値をそのまま出力値ａout（＝ａin）として出力する。なお、本実施例では、リミッタ４６３によるリミット値を1.20とし、ａin＜1.20ならばリミッタ４６３からａout＝1.20が出力されることとしたが、削除する高調波の次数によって、そのリミット値は変化させても良い。例えば、本実施例では削除する高調波次数が３次、５次、７次であったが、削除する高調波次数が変わって、例えば３次、５次、７次、１１次となった場合にリミット値が変化しても構わない。しかし、所望の高調波を除くことができる限界の変調度の相電圧波形から３相短絡期間（ゼロベクトルモード）を削除してできるＰＨＭ外郭パルスの変調度をリミット値として用いる場合のほうが、高出力を出すことができる変調度が基となってゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号の生成が行われるので、無駄な出力低下が無く、リミット値の設定としてはより好ましい。このように出力される変調度a outを制御することによって、所望の高調波を抑制しつつ、導通回数を限界まで低減した導通パターンを元に、実際に出力される駆動信号を出力することが可能となる。
【０１９０】
ＰＨＭパルス位相検索器４６４は、ステップ８０２において、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０の電圧位相差演算器４３１から出力される電圧位相信号θvを入力信号として取り込む。このとき図３７に示すように、まずはじめに制御周期Tnの先頭において、電圧位相差演算器４３１によりロータ位相θreが取得される。このロータ位相θreに基づいて、電圧位相差演算器４３１において前述の式（４）により電圧位相θvが演算され、電圧位相信号θvがパルス生成器４３８へ出力されている。
【０１９１】
ＰＨＭパルス位相検索器４６４は、続くステップ８０３において、角速度演算器４６０からの電気角速度信号ωreと磁極位置信号θが表すロータ位相θreを入力信号として取り込む。
【０１９２】
ＰＨＭパルス位相検索器４６４は、ステップ８０４において、入力された電圧位相信号θv、ロータ位相θreおよび電気角速度信号ωreに基づいて、次の制御周期に対応する電圧位相の範囲を演算する。ここでは、電気角速度ωreに制御周期Ｔｎの長さを乗算することで、一制御周期Ｔｎ当たりの位相変化量θnを算出する。その後、電圧位相信号θvと角速度演算器４６０からの電気角速度信号ωreから、次の制御周期Ｔｎ+1の開始位相θv1および終了位相θv2を算出する。具体的には、電圧位相θvに位相変化量θnを加えることで、制御周期Ｔｎの終了位相、すなわち次の制御周期Ｔｎ+1の開始位相θv1を求める。また、位相変化量θnを２倍した値を電圧位相θvに加えることで、次の制御周期Ｔｎ+1の終了位相θv2を求める。θv2−θv1が次制御周期Ｔｎ+1の電圧位相の範囲となる。
【０１９３】
さらに、ステップ８０５において、ＰＨＭパルス位相検索器４６４はＲＯＭ検索を行う。このＲＯＭ検索では、入力された変調度信号ａoutに基づいて、ステップ８０４で演算された次の制御周期Ｔｎ+1の電圧位相の範囲θv1〜θv2において、ＲＯＭ（不図示）に予め記憶されたテーブルより、スイッチングオンのタイミングを規定する立上がり位相θonと、スイッチングオフのタイミングを規定する立下がり位相θoffとをＵ相、Ｖ相、Ｗ相各相分について検索する。
【０１９４】
このＲＯＭ検索において用いられる立上がり、立下がり位相のテーブルの例を図３８に示す。ここでは、ａ１からａnまでの各変調度について立上がり位相と立下がり位相をテーブル化した例を示している。このテーブルは従来のＰＨＭ制御でも使用しており、本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御では主にリミッタ４６３のリミット値以上の変調度ａout部分が使われる。
【０１９５】
ＰＨＭパルス検索器４６４は、ステップ８０６において、ステップ８０５のＲＯＭ検索によって得られたＵＶＷ各相のスイッチングのオンとオフの位相の情報、すなわち立上がり位相θonおよび立下がり位相θoffの情報を、ＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｗphmとして、ゼロベクトル判定器４６５及び切替器４６７に出力する。
【０１９６】
ここで、ＰＨＭパルス位相検索器４６４がステップ８０６で出力するＰＨＭパルスは、変調度ａによって異なる。例えば、変調度ａ≦１.２０の場合はＲＯＭ検索によりＰＨＭ外郭パルス（変調度ａ＝１.２０相当）がＵphm、Ｖphm、Ｗphmとして出力され、変調度ａ＞１.２０の場合はＲＯＭ検索により従来のＰＨＭパルスがＵphm、Ｖphm、Ｗphmとして出力される。
【０１９７】
三角波発生器４６１は、ステップ８５０において、電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期に同期した三角波を発生し、比較器４６２に出力する。なお、本実施例では、三角波発生器４６１が発生する三角波とＰＨＭパルス位相検索器４６４が出力するＰＨＭパルスとは非同期である。しかし、これらを同期させてもよい。たとえば、三角波発生器４６１に電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θvを入力信号として取り込んで、同期ＰＷＭと同様に電気角一周期当りの三角波パルス数を任意に決めることで、三角波発生器４６１が発生する三角波とＰＨＭパルス位相検索器４６４が出力するＰＨＭパルスとを同期させることが可能である。この場合、三角波発生器４６１が発生する三角波は、電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期とは非同期となる。
【０１９８】
比較器４６２は、ステップ８５１において、変調度演算器４３２からパルス生成器４３８に入力された変調度ａinと、三角波発生器４６１から出力された三角波とを入力信号として取り込み、これらを比較する。この比較結果に基づいて、ステップ８５２においてゼロベクトルトリガ信号を生成し、ゼロベクトル決定器４６６および切替器４６７へ出力する。なお、前述のように三角波発生器４６１が発生する三角波の周期は、電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期に同期すなわち略一致しているため、比較器４６２が発生するゼロベクトルトリガ信号の周期も同様に、電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期に同期すなわち略一致している。
【０１９９】
図４２を用いて、比較器４６２におけるゼロベクトルトリガ信号の生成方法を説明する。比較器４６２では、三角波発生器４６１で作られた三角波と変調度ａinとを比較する。なお図４２では、変調度ａinが０.９である場合の例を示している。その結果、図４２において下側の図に示すように、三角波より変調度ａinが大きい場合はゼロベクトルトリガ信号として１（Ｈｉｇｈ）を出力し、三角波より変調度ａinが小さい場合はゼロベクトルトリガ信号として０（Ｌｏｗ）を出力する。このようにして、出力しようとする交流電力に応じた変調度ａinに基づいて、ゼロベクトルトリガ信号が１（Ｈｉｇｈ）である期間とゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅をそれぞれ決定する。なお、比較器４６２において、三角波の振幅に対応する変調度ａinの最大値はリミッタ４６３のリミット値１.２０に設定されている。従って、仮に１.２０以上の変調度ａinが比較器４６２に入力された場合は、三角波よりも変調度が常に大きいため、ゼロベクトルトリガ信号は１（Ｈｉｇｈ）のみが出力される。
【０２００】
ゼロベクトル判定器４６５は、ステップ８０６でＰＨＭパルス位相検索器４６４から出力されるＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｗphmを入力信号として取り込み、ステップ８６０において、図３４の変換表に示す規則に従ってゼロベクトル判定を行う。そして、ステップ８６０のゼロベクトル判定結果を表すゼロベクトルモード信号Ａをステップ８６１においてゼロベクトル決定器４６６に出力する。上述のように、入力信号Ｕphm、Ｖphm、Ｗphmは図４０にて示されたＰＨＭ外郭パルスまたは従来のＰＨＭパルスのいずれかである。
【０２０１】
図４１を参照して、ゼロベクトル判定器４６５が行うゼロベクトル判定について詳細に説明する。ゼロベクトル判定器４６５は、ＰＨＭパルス位相検索器４６４からステップ８０６で出力されたＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｗphmの各波形を、図４１に示すように、図３４の変換表が表すモード１〜６にそれぞれ対応する複数の領域に分割する。ここで図４１では、図４０の下側の図に示した変調度１.２０のＰＨＭ外郭パルスがＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、ＷphmとしてＰＨＭパルス位相検索器４６４からゼロベクトル判定器４６５に入力された場合の例を示している。なお、図４０で示すように、ＰＨＭ外郭パルスにはモード７及び０のゼロベクトルモード（三相短絡）が含まれていない。
【０２０２】
続いてゼロベクトル判定器４６５は、図３４の変換表に示す規則に従って、モード１〜６の各領域毎にゼロベクトルモード０または７のいずれが対応するかを判定する。図３４の変換表には、モード１〜６の各々について、最少のスイッチング回数で移行できるゼロベクトルモードがモード０とモード７のどちらであるかが示されている。この変換表に基づいて、ＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｗphmの各波形を分割したモード１〜６の各領域毎に対応するゼロベクトルモードをそれぞれ判定することで、ゼロベクトル判定を行う。そして、判定結果をゼロベクトルモード信号Ａとしてゼロベクトル決定器４６６へ出力する。
【０２０３】
例えば、図４１に範囲１で示した領域はモード５なので、
Ｕ相：上アームオフ/下アームオン→０
Ｖ相：上アームオフ/下アームオン→０
Ｗ相：上アームオン/下アームオフ→１
となり、各アームの状態をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順に並べると、（００１）と表すことが出来る。この（００１）の状態から選択できるゼロベクトルモードはモード０（０００）とモード７（１１１）があるが、各アームの状態変化数を比較すると、
モード５（００１）→モード０（０００） Ｗ相のみ状態変化、
モード５（００１）→モード７（１１１） Ｕ相とＶ相が状態変化、
となり、状態変化すなわちスイッチング回数が最少で移行できるゼロベクトルモードは、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各ゼロベクトルパルスがＺＶｕ＝０、ＺＶｖ＝０、ＺＶｗ＝０であり、Ｗ相のみ状態変化させればよいモード０（０００）となる。
【０２０４】
同様に図４１に範囲２で示した領域はモード６なので、
Ｕ相：上アームオン/下アームオフ→１
Ｖ相：上アームオフ/下アームオン→０
Ｗ相：上アームオン/下アームオフ→１
となり、各アームの状態をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順に並べると、（１０１）と表すことが出来る。この（１０１）の状態から選択できるゼロベクトルモードはモード０（０００）とモード７（１１１）があるが、各アームの状態変化数を比較すると、
モード６（１０１）→モード０（０００） Ｕ相とＷ相が状態変化、
モード６（１０１）→モード７（１１１） Ｖ相のみ状態変化、
となり、状態変化すなわちスイッチング回数が最少で移行できるゼロベクトルモードは、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各ゼロベクトルパルスがＺＶｕ＝１、ＺＶｖ＝１、ＺＶｗ＝１であり、Ｖ相のみ状態変化させればよいモード７（１１１）となる。
【０２０５】
以上説明したのと同様の演算を繰り返すことで、ゼロベクトル判定器４６５はゼロベクトル判定を行う。こうしてゼロベクトル判定が行われることにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうち、ゼロベクトルモードに移行するときのスイッチング回数を最少とするために状態変化すべきいずれか１相、すなわちパルス波形の電圧値が他の２相とは異なるいずれか１相が特定される。
【０２０６】
ゼロベクトル決定器４６６は、ステップ８６１でゼロベクトル判定器４６５から出力されたゼロベクトルモード信号Ａと、ステップ８５２で比較器４６２から出力されたゼロベクトルトリガ信号とを入力信号として取り込み、ステップ８６２においてこれらの入力信号を比較することにより、ゼロベクトル決定を行う。具体的には、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間におけるゼロベクトルモード信号Ａが表すゼロベクトルモードを判定し、そのゼロベクトルモードをＰＨＭパルスに挿入すべきゼロベクトルモードとして決定することにより、ゼロベクトル決定を行う。そして、ステップ８６３において、ステップ８６２のゼロベクトル決定結果を表すゼロベクトルモード信号Ｂを切替器４６７へ出力する。
【０２０７】
図４２を参照して、ゼロベクトル決定器４６６が行うゼロベクトル決定を説明する。ゼロベクトル決定器４６６は、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）であるときのゼロベクトル判定器４６５からのゼロベクトルモード信号Ａがモード０とモード７のいずれのゼロベクトルモードであるかを判定することで、その時点でＰＨＭパルスに挿入すべきゼロベクトルモードを決定する。そして、決定したゼロベクトルモードをゼロベクトルモード信号Ｂとして切替器４６７へ出力する。すなわち、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間がゼロベクトルモード７の範囲に有る場合は、ゼロベクトルモード信号Ｂとしてゼロベクトルモード７を出力する。一方、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間がゼロベクトルモード０の範囲に有る場合は、ゼロベクトルモード信号Ｂとしてゼロベクトルモード０を出力する。
【０２０８】
図４３を参照して、さらにゼロベクトル決定器４６６が行うゼロベクトル決定におけるラッチの有無を説明する。図４３では、説明を分かりやすくするため、図４２よりも変調度を小さくした場合の例を示している。三角波発生器４６１で発生する三角波は前述のように電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期に同期しているが、ＰＨＭパルス位相検索器４６４が出力するＰＨＭパルスとは非同期であるため、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間にゼロベクトルモード信号Ａが１種類のゼロベクトルモードのみを表すとは限らない。例えば、図４３に期間Ａ〜Ｆとして示した６期間では、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間において、ゼロベクトルモード信号Ａが複数（本実施例では２種類）のゼロベクトルモードをそれぞれ表している。このような場合、ゼロベクトル決定器４６６では、複数のゼロベクトルモードをそのままＰＨＭパルスに挿入すべきゼロベクトルモードとして決定するゼロベクトル決定の方法（ラッチ無しゼロベクトル決定）、または、最初のゼロベクトルモードをＰＨＭパルスに挿入すべきゼロベクトルモードとして決定するゼロベクトル決定の方法（ラッチ有りゼロベクトル決定）のいずれかを用いる。なお、ラッチ有りゼロベクトル決定を用いる場合は、これを実現するためのラッチ回路がゼロベクトル決定器４６６内に設けられる（不図示）。
【０２０９】
ラッチ無しゼロベクトル決定では、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間にゼロベクトルモード信号Ａが複数種類のゼロベクトルモードを表している場合であっても、そのゼロベクトルモードをそのままゼロベクトルモード信号Ｂとしてゼロベクトル決定器４６６から出力する。例えば、図４３に示すように、期間Ａではゼロベクトルモード信号Ａがモード０と７の２種類のゼロベクトルモードを表しているが、ゼロベクトル決定器４６６は、そのままゼロベクトルモード信号Ｂとしてモード０と７をステップ８６３にて出力する。同様に、期間Ｂではモード０と７、期間Ｃではモード７と０、期間Ｄではモード７と０、期間Ｅではモード０と７、期間Ｆではモード０と７を、それぞれゼロベクトルモード信号Ｂとしてゼロベクトル決定器４６６から出力する。
【０２１０】
一方、ラッチ有りゼロベクトル決定では、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間にゼロベクトルモード信号Ａが複数種類のゼロベクトルモードを表している場合、すなわち、ゼロベクトル判定器４６５のゼロベクトル判定により状態変化すべき相として特定された１相がゼロベクトルトリガ信号０（Ｌｏｗ）の期間内で変化している場合は、最初のゼロベクトルモードのみをゼロベクトルモード信号Ｂとしてゼロベクトル決定器４６６から出力する。例えば、図４３に示すように、期間Ａではゼロベクトルモード信号Ａがモード０と７の２種類のゼロベクトルモードを表しているが、ゼロベクトル決定器４６６は、ベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間に最初に入るゼロベクトルモード信号Ａの値、すなわちモード０をゼロベクトルモード信号Ｂとして出力する。同様に、期間Ｂではモード０、期間Ｃではモード７、期間Ｄではモード７、期間Ｅではモード０、期間Ｆではモード０を、それぞれゼロベクトルモード信号Ｂとしてゼロベクトル決定器４６６からステップ８６３にて出力する。なお、こうしたゼロベクトル決定におけるラッチ有無の効果に関しては後で説明する。
【０２１１】
切替器４６７は、ステップ８７０において、ステップ８０６でＰＨＭパルス位相検索器４６４から出力されるＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｕphmと、ステップ８６３でゼロベクトル決定器４６６から出力されるゼロベクトルモード信号Ｂと、ステップ８５２で比較器４６２から電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期に同期して出力されるゼロベクトルトリガ信号とを入力信号として取り込み、これらの入力信号に基づいて、ＰＨＭパルス（ＰＨＭ外郭パルス含む）を出力するのかゼロベクトルパルスを出力するのかを決定するための切替判定を行う。そして、この切替判定の結果に応じて、ステップ８７１において、ＰＨＭパルス（ＰＨＭ外郭パルス含む）又はゼロベクトルパルスを相電圧パルスＵ、Ｖ、Ｗとしてパルス補正器４６８へ出力する。
【０２１２】
図４４を参照して、切替器４６７が行う切替判定について説明する。切替器４６７は、比較器４６２からのゼロベクトルトリガ信号をトリガーとして、ＰＨＭパルス位相検索器４６４からのＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｕphm、またはゼロベクトル決定器４６６からのゼロベクトルモード信号Ｂが表すゼロベクトルモードに応じたゼロベクトルパルスのいずれかを選択することで、切替判定を行う。そして、選択したパルスを相電圧パルスＵ、Ｖ、Ｗとしてパルス補正器４６８へ出力する。なお、図４４では、ゼロベクトルモード信号Ｂが図４２に示した値である場合の例を示している。
【０２１３】
具体的には、ゼロベクトルトリガ信号が１（Ｈｉｇｈ）の期間では、ＰＨＭパルス位相検索器４６４からのＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｕphm、すなわち、ステップ８０５のＲＯＭ検索で得られた、ＵＶＷ各相のスイッチングのオンとオフの位相の情報であるＰＨＭパルス（ＰＨＭ外郭パルス含む）を選択し、相電圧パルスＵ、Ｖ、Ｗとしてパルス補正器４６８に出力する。一方、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間では、ゼロベクトルモード信号Ｂに応じたゼロベクトルパルスを強制的に選択する。すなわち、ＵＶＷ各相の全上アームオン（モード７）又は全下アームオン（モード０）となるように、ＵＶＷ各相のスイッチングのオンとオフの位相の情報を、相電圧パルスＵ、Ｖ、Ｗとしてパルス補正器４６８に出力する。
【０２１４】
以上説明したように、切替器４６７により、ゼロベクトルトリガ信号が１（Ｈｉｇｈ）の期間はＰＨＭパルスを選択し、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間はゼロベクトルモード信号Ｂが表すゼロベクトルモードに応じたゼロベクトルパルスを選択することで、ゼロベクトルトリガ信号の周期ごとに、ＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｕphmのうちいずれか１つのパルス波形の電圧値が反転される。このとき反転される相は、前述のようにゼロベクトル判定器４６５がステップ８６０でゼロベクトル判定を行うことによって特定した相であり、反転される期間すなわち電気角の幅は、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅に応じて決定される。なお、ゼロベクトル決定器４６６において前述のようなラッチ有りゼロベクトル決定が行われている場合は、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅内でゼロベクトル判定の結果が変化しても、ゼロベクトルモードの挿入開始時点、すなわちゼロベクトルトリガ信号の立下り時点におけるゼロベクトル判定の結果に応じて、ＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｕphmのうちいずれか１つのパルス波形の電圧値が反転され、その反転後の電圧値と他の２相の電圧値とがゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅内でそれぞれ維持される。このようにして、ＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｕphmに対してゼロベクトルモードが電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期に同期して挿入されることになる。
【０２１５】
上記のようにゼロベクトルモードを電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期に同期して挿入することの利点に関して、図４７を用いて以下に説明する。一般にＰＷＭ制御では、電流制御周期に同期した搬送波（本実施例では三角波キャリア）と電圧指令を比較することで相電圧パルスを生成している。図４７に示した相電流波形のように、スイッチングオン期間に電流が増加し、オフ期間に減少する。そのため、ＰＷＭ制御では通常、三角波キャリアの山または谷、または山谷両方のタイミングでモータに流れる電流値をサンプリングして、電流フィードバックに使用している。このようにすることで、相電圧パルスと電流サンプリングタイミングが同期するので、常に安定したタイミング、つまり各相電圧パルスの真ん中で電流値をサンプリング出来る利点があり、サンプリングした電流値を電流フィードバックに使用できる。
【０２１６】
上記のＰＷＭ制御と同様に、本発明のＰＨＭ制御では、ゼロベクトルトリガ信号の周期を電流制御器（ＡＣＲ）４２２による電流制御周期に同期すなわち略一致させている。このようにすることで、ＰＨＭパルスに挿入されるゼロベクトルパルスと電流サンプリングタイミングが同期するので、常に安定したタイミングでサンプリングした電流値を電流フィードバックに使用できる。
【０２１７】
次に、ゼロベクトル決定器４６６が行うゼロベクトル決定におけるラッチ有無の効果について説明する。図４５は、ゼロベクトル決定器４６６がラッチ無しゼロベクトル決定を用いた場合に切替器４６７から出力されるＵＶＷ各相の相電圧パルスの例を示したものである。また、図４６は、ゼロベクトル決定器４６６がラッチ有りゼロベクトル決定を用いた場合に切替器４６７から出力されるＵＶＷ各相の相電圧パルスの例を示している。
【０２１８】
図４５および図４６に示すように、ゼロベクトルトリガ信号に同期して、ＰＨＭパルス位相検索器４６４からＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｕphmとして出力されるＰＨＭ外郭パルスに適宜ゼロベクトルモードに応じたゼロベクトルパルスが挿入される。こうしてゼロベクトルパルスが挿入された後のＵＶＷ各相電圧パルス数を一周期（電気角２π）の半周期間（電気角π）当りで比較すると、図４５のラッチ無しゼロベクトル決定の場合は１０パルスであり（図中の□で囲まれた数字はゼロベクトルモードＢの０又は７のどちらによって生成されたパルスなのかを意味する）、図４６のラッチ有りゼロベクトル決定の場合は８パルスとなっている。すなわち、ラッチ有りゼロベクトル決定を用いた場合の方が、ラッチ無しゼロベクトル決定を用いた場合よりもスイッチング回数を低減できるため、スイッチング損失の低減を図ることができる。
【０２１９】
ここで、ＰＨＭ外郭パルスにゼロベクトル期間が重なった場合、切替器４６７ではゼロベクトルモード信号Ｂに応じたゼロベクトルパルスが強制的に選択されるため、切替器４６７から出力される相電圧パルスＵ、Ｖ、Ｗは、図４５、４６の破線楕円部に示す様に、元のＰＨＭ外郭パルスの波形から若干変形する。その結果、ＰＨＭパルスの誤差が増加し、狙った削除対象高調波が徐々に出現する。この傾向は、変調度が低くなりゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）期間が長くなると顕著となる。
【０２２０】
図４８は、変調度とモータジェネレータ１９２のトルク及び回転速度との関係を示している。図４８に示すように、変調度はトルク指令と回転速度に概略比例する。そのため、前述のＰＨＭパルス誤差が許容できないほど増加する場合は、回転速度だけでなく変調度によっても、本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御から適宜ＰＷＭ制御に切り替えたり、従来のＰＨＭ制御に切り替えたりすれば良い。
【０２２１】
パルス補正器４６８は、ステップ８７１で切替器４６７から出力された相電圧パルスＵ、Ｖ、Ｗのパルス補正処理をステップ８７２において行う。このパルス補正処理は、図１０、１１で説明したパルス補正処理と同様のものである。すなわち、切替器４６７より出力されたＵ、Ｖ、Ｗ各相電圧パルスのスイッチングのオン（立上がり）位相θonとオフ（立下がり）位相θoffに対して、最小パルス幅制限とパルス連続性補償を行うためのパルス補正処理をステップ８７２で行う。そして、パルス補正後のスイッチングのオン（立上がり）位相θon'およびオフ（立下がり）位相θoff'を補正後の相電圧パルスＵ’、Ｖ’、Ｗ’としてパルス出力器４６８へ出力する。このパルス補正処理の具体的な内容は後で詳しく説明する。
【０２２２】
ステップ８７３では、パルス出力器４６９により、現制御周期Ｔｎ期間で演算されパルス補正器４６８から出力された補正後の相電圧パルスＵ’、Ｖ’、Ｗ’に基づいて、パルス信号を出力する目標位相値を更新する。この目標位相値の更新は、図１０、１１で説明したのと同様に、次の制御周期のＴｎ+1先頭で行う。
【０２２３】
ステップ８０７では、パルス出力器４６９により、ステップ８７３で更新された目標位相値に基づいてパルス信号を生成するための位相カウンタ比較またはタイマカウンタ比較を行う。すなわち、位相カウンタ比較の場合は、位相カウンタの値をステップ８７３で設定された目標位相値と比較する。この比較結果に基づいて、パルス補正後のスイッチングのオン（立上がり）位相θon'においてパルス信号を立ち上げると共に、パルス補正後のスイッチングのオフ（立下がり）位相θoff'においてパルス信号を立ち下げることで、相電圧パルス信号を生成する。一方、タイマカウンタ比較の場合は、位相／時間変換器（不図示）により、ステップ８７３で設定された目標位相値を立上がり時間Tonおよび立下がり時間Toffを表す目標時間値に変換する。そして、タイマカウンタ比較器により、タイマカウンタの値を設定された目標時間値と比較する。この比較結果に基づいて、スイッチングのオン（立上がり）時間Tonにおいてパルス信号を立ち上げると共に、スイッチングのオフ（立下がり）時間Toffにおいてパルス信号を立ち下げることで、相電圧パルス信号を生成する。
【０２２４】
ステップ８０８では、パルス出力器４６９により、ステップ８０７で生成した相電圧パルス信号をゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号として切換器４５０へ出力する。
【０２２５】
以上説明した処理がパルス生成器４３８において行われることにより、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０から出力されるゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号としての相電圧パルス信号が生成される。
【０２２６】
次に、図４９、５０、５１を用いて、ステップ８７２で実行されるパルス補正処理について説明する。前述したようにパルス補正処理は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０が有するパルス生成器４３４に含まれる図８，９のパルス補正器４３７、および、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０が有するパルス生成器４３８に含まれる図３２のパルス補正器４６８において、生成される相電圧パルスに対して最小パルス幅制限とパルス連続性補償を施すために実行される。
【０２２７】
最小パルス幅制限とは、ＰＨＭパルス位相検索器４３５（パルス補正器４３７の場合）または切替器４６７（パルス補正器４６８の場合）から出力されたスイッチングのオン（立上がり）位相θonおよびオフ（立下がり）位相θoffに応じたパルス幅が所定の最小パルス幅未満となるような場合に、そのパルス幅を最小パルス幅として出力することである。このときの最小パルス幅は、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０の応答速度などに応じて定められる。一方、パルス連続性補償とは、一制御周期前の予測に基づいて生成されたパルス波形と今回の制御周期で生成すべきパルス波形との間でパルスパターンが変化しており、そのままではパルス連続性が保てなくなるような場合に、パルス連続性が保たれるようにパルス波形を変化して出力することである。なお、こうしたパルスパターンの変化は、外乱等の要因でモータジェネレータ１９２の状態が急峻に変化したときや、制御モードを切り替えたときなどに生じる。
【０２２８】
図４９は、パルス連続性補償を行わない場合に出力されるパルス波形の例を示している。制御周期Tn-1において、前述のような方法によりスイッチングのオン（立上がり）位相θonが算出され、制御周期Tnにおけるパルス波形１１ａが出力されたとする。このパルス波形１１ａは、制御周期Tnにおいて変更することはできない。その後、制御周期Tnにおいてパルスパターンが変化し、次の制御周期Tn+1におけるパルス波形１１ｂが演算されたとする。このパルス波形１１ｂは、制御周期Tn+1の期間では常にオフでありパルスが存在しないため、制御周期Tn+1においてスイッチングのオン（立上がり）位相θonおよびオフ（立下がり）位相θoffは設定されない。しかし、制御周期Tnで既に出力されたパルス波形１１ａでは、位相θv1においてオフではなくオンとなっている。そのため、実際の出力パルス波形１１ｃでは、制御周期Tn+1において本来はオフとすべきところがオンとなってしまう。このように、パルス連続性補償を行わないと、パルスパターンが途中で変化したときにパルスの連続性が保てなくなってしまうことがある。
【０２２９】
図５０は、パルス連続性補償を行った場合に出力されるパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Tnで次の制御周期Tn+1のパルス波形１２ｂを演算したら、そのパルス波形１２ｂの開始位相θv1におけるオンオフ状態、すなわちスイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０の導通または遮断の制御状態を確認し、制御周期Tnのパルス波形１２ａと比較する。その結果、パルス波形１２ａとパルス波形１２ｂのオンオフ状態が位相θv1において一致しておらず、両パルス波形が不連続な関係となっている場合は、補正後のパルス波形１２ｃのオンオフ状態を位相θv1で強制的に切り替える。これにより、パルスの連続性が保たれるようにすることができる。
【０２３０】
すなわち、図５０に示すように位相θv1においてパルス波形１２ａがオンであり、パルス波形１２ｂがオフである場合は、位相θv1において補正後のパルス波形１２ｃを強制的にオフとする。この場合、位相θv1がパルス補正後のスイッチングのオフ（立下がり）位相θoff'として新たに設定される。一方、５０とは反対に、位相θv1においてパルス波形１２ａがオフであり、パルス波形１２ｂがオンである場合は、位相θv1において補正後のパルス波形１２ｄを強制的にオンとする。この場合、位相θv1がパルス補正後の立上がり位相θon'として新たに設定される。なお、パルス波形１２ａとパルス波形１２ｂのオンオフ状態が位相θv1において一致しており、両パルス波形が連続している場合は、このようなパルス連続性補償は行われない。
【０２３１】
なお、パルス連続性補償によって補正後のパルス波形を強制的にオンまたはオフする場合は、最小パルス幅制限により、そのパルス幅が前述の最小パルス幅未満とならないようにデッドタイムを考慮してパルスが出力される。
【０２３２】
図５１は、最小パルス幅制限を行った場合に出力されるパルス波形の例を示している。制御周期Tn-1において制御周期Tnのスイッチングのオン（立上がり）位相θonが算出されてパルス波形１３ａが出力された後、制御周期Tnにおいてパルスパターンが変化し、次の制御周期Tn+1におけるパルス波形１３ｂが演算されたとする。この場合、上記のようなパルス連続性補償により、位相θv1において補正後のパルス波形１３ｃが強制的にオフとされるが、このときのパルス幅が最小パルス幅未満であったとする。このような場合、最小パルス幅制限が行われ、パルス幅が最小パルス幅まで拡大される。その結果、位相θv1からずらしたタイミングにおいてオフとなる補正後のパルス波形１３ｄが出力される。このとき、拡大後のパルス幅に応じた位相がパルス補正後のスイッチングのオフ（立下がり）位相θoff'として新たに設定される。なお、図５１では補正後のパルス波形を強制的にオフする場合の例を示したが、強制的にオンする場合もこれと同様である。
【０２３３】
以上説明した実施の形態の電力変換装置１４０によれば、既に説明した様々な作用効果に加えて、次のような作用効果を奏することができる。
【０２３４】
（１）インバータ回路であるパワースイッチング回路１４４は、Ｕ相とＶ相とＷ相の各上アームを構成するためのスイッチング素子である複数のＩＧＢＴ３２８と、Ｕ相とＶ相とＷ相の各下アームを構成するためのスイッチング素子である複数のＩＧＢＴ３３０とを有する。そして、上アームと下アームとの間にモータジェネレータ１９２の固定子巻線が接続されることにより構成される直列回路にコンデンサモジュール５００からの直流電力が供給され、上アームおよび下アームのＵ相とＶ相とＷ相の各ＩＧＢＴ３２８，３３０が順に導通および遮断を繰り返すことにより、モータジェネレータ１９２を駆動するための交流電力を発生する。制御回路１７２は、ＰＨＭパルス検索器４６４により、パワースイッチング回路１４４により発生される交流電力の所定高調波を低減して上アームおよび下アームの各ＩＧＢＴ３２８，３３０をそれぞれ制御するための、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じた電気角ごとのパルス波形を表すＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｗphmを、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相について生成する。そして、生成した各相のＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｗphmに基づいて、ゼロベクトル判定器４６５が行うゼロベクトル判定により、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちＰＨＭパルスの電圧値が他の２相とは異なるいずれか１相を特定し、その特定した１相について、切替器４６７により、ＰＨＭパルスＵphm、ＶphmまたはＷphmの電圧値を所定のゼロベクトルトリガ信号の周期ごとに反転させ、その反転後のＰＨＭパルスおよび他の２相のＰＨＭパルスに基づくゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号を、制御信号としてドライバ回路１７４へ出力する。ドライバ回路１７４は、制御回路１７２からの制御信号に基づいて、上アームおよび下アームの各ＩＧＢＴ３２８，３３０の動作を制御する。このようにしたので、スイッチング損失の低減を図ることができる電力変換装置を提供でき、また、スイッチング損失の低減を図ることができる電力変換装置の制御方法を提供できる。
【０２３５】
（２）パワースイッチング回路１４４は、電流センサ１８０によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電流を検出する。制御回路１７２は、電流センサ１８０により検出された各相の電流と、外部の制御装置から入力される目標トルク値としてのトルク指令T*とに基づいて、トルク指令・電流指令変換器４１０および電流制御器（ＡＣＲ）４２２により、ｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*を所定の制御周期ごとに演算して出力する。このとき、ゼロベクトルトリガ信号の周期は、電流制御器（ＡＣＲ）４２２による制御周期と略一致するようにした。これにより、常に安定したタイミングで各相の電流を検出し、制御回路１７２の制御における電流フィードバックに使用できるため、モータジェネレータ１９２の駆動を適切に制御することができる。
【０２３６】
（３）制御回路１７２は、リミッタ４６３およびＰＨＭパルス検索器４６４により、所定高調波を低減可能な変調度の上限値に応じた相電圧パルス波形から、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電圧値が全て一致する３相短絡期間のパルスを除去することにより、ＰＨＭ外郭パルスである相電圧パルス波形Ｕphm、Ｖphm、Ｗphmを生成する。このようにしたので、所望の高調波を抑制しつつ、上アームおよび下アームの各ＩＧＢＴ３２８，３３０の導通回数を減らしてスイッチング損失の低減を図ることができる。
【０２３７】
（４）制御回路１７２は、パワースイッチング回路１４４により発生する交流電力に応じた変調度ａinに基づいて、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅を比較器４６２において決定する。これにより、ゼロベクトル判定で特定された１相について切替器４６７がＰＨＭパルスＵphm、ＶphmまたはＷphmの電圧値をゼロベクトルトリガ信号の周期ごとに反転させる電気角の幅を決定するようにした。そのため、出力しようとする交流電力に応じた適切な電気角の幅でＰＨＭパルスＵphm、ＶphmまたはＷphmの電圧値を反転させ、ゼロベクトルパルスを挿入することができる。
【０２３８】
（５）制御回路１７２は、比較器４６２において、変調度ａinを三角波発生器４６１が発生する所定周期の三角波と比較することにより、ゼロベクトルトリガ信号の周期と、切替器４６７がＰＨＭパルスＵphm、ＶphmまたはＷphmの電圧値をゼロベクトルトリガ信号の周期ごとに反転させる電気角の幅、すなわちゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅とを決定する。このようにしたので、ゼロベクトルトリガ信号の周期およびゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅を適切かつ容易に決定することができる。
【０２３９】
（６）制御回路１７２は、ゼロベクトル決定器４６６においてラッチ有りゼロベクトル決定を行うことができる。その場合、ゼロベクトル判定器４６５が行うゼロベクトル判定で特定された１相が、ゼロベクトルトリガ信号の周期の開始時点から、切替器４６７がＰＨＭパルスＵphm、ＶphmまたはＷphmの電圧値をゼロベクトルトリガ信号の周期ごとに反転させる電気角の幅、すなわちゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅以内で変化する場合は、ゼロベクトルトリガ信号の周期の開始時点で特定された１相についてＰＨＭパルスＵphm、ＶphmまたはＷphmの電圧値を反転させ、その反転後の電圧値と他の２相の電圧値とをゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅内でそれぞれ維持するようにした。これにより、さらにスイッチング回数を少なくしてスイッチング損失の低減を図ることができる。
【０２４０】
（７）パワースイッチング回路１４４により発生される交流電力において低減する高調波は、５次高調波を少なくとも含むことが好ましい。このようにすれば、モータジェネレータ１９２のトルク脈動に対する影響が大きい低次の高調波成分を低減できるため、トルク脈動を効果的に抑制することができる。
【符号の説明】
【０２４１】
４３ 電力変換装置
１１０ 電動車両
１１２ 前輪
１１４ 前輪車軸
１１６ 前輪側ディファレンシャルギア（前輪側ＤＥＦ）
１１８ 変速機
１２０ エンジン
１２２ 動力分配機構
１３６ バッテリ
１３８ 直流コネクタ
１４０ 電力変換装置
１４２ 電力変換装置
１４４ パワースイッチング回路
１５０ 上下アーム直列回路
１５３ コレクタ電極
１５４ ゲート電極
１５５ エミッタ電極
１５６ ダイオード
１５７ 正極端子（Ｐ端子）
１５８ 負極端子（Ｎ端子）
１５９ 交流端子
１６３ コレクタ電極
１６４ ゲート電極
１６５ エミッタ電極
１６６ ダイオ−ド
１６９ 接続点
１７０ 制御部
１７２ 制御回路
１７４ ドライバ回路
１８６ 交流電力線
１８０ 電流センサ
１８８ 交流コネクタ
１９２ モータジェネレータ
１９３ 回転磁極センサ
１９４ モータジェネレータ
１９５ 補機用のモータ
２００ 電力変換装置
３１４ 直流正極端子
３１６ 直流負極端子
３２８ ＩＧＢＴ
３３０ ＩＧＢＴ
４１０ トルク指令・電流指令変換器
４２０ 電流制御器（ＡＣＲ）
４２１ 電流制御器（ＡＣＲ）
４２２ 電流制御器（ＡＣＲ）
４３０ ＰＨＭ制御用のパルス変調器
４３１ 電圧位相差演算器
４３２ 変調度演算器
４３４ パルス生成器
４３５ ＰＨＭパルス位相検索器
４３６ パルス出力器
４３６’ パルス出力器
４３７ パルス補正器
４３８ パルス生成器
４４０ ＰＷＭ制御用のパルス変調器
４５０ 切換器
４６０ 角速度演算器
４６１ 三角波発生器
４６２ 比較器
４６３ リミッタ
４６４ ＰＨＭパルス位相検索器
４６５ ゼロベクトル判定器
４６６ ゼロベクトル決定器
４６７ 切替器
４６８ パルス補正器
４６９ パルス出力器
４７０ ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器
４９０ ２相３相変換器
４９１ 比較器
４９２ 搬送波発生器
５００ コンデンサモジュール
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に、または交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電力を受け、上記直流電力を回転電機などの電気的な負荷に供給するための交流電力に変換する電力変換装置は、複数のスイッチング素子を備えており、上記スイッチング素子がスイッチング動作を繰り返すことにより、供給された直流電力を交流電力に変換する。上記電力変換装置の多くは、さらに上記スイッチング素子のスイッチング動作により、回転電機に誘起された交流電力を直流電力に変換するためにも使用される。上述のスイッチング素子は、一定の周波数で変化する搬送波を使用したパルス幅変調方式（以下ＰＷＭ方式と記す）に基づいて制御されているものが一般的である。ＰＷＭ方式では、搬送波の周波数を高くすることにより、制御精度が向上し、また回転電機の発生トルクが滑らかになる傾向がある。
【０００３】
しかし上記スイッチング素子は遮断状態から導通状態への切り替り時、あるいは導通状態から遮断状態への切り替り時に電力損失が増大し、発熱量が増大する。
【０００４】
電力変換装置の一例は、特開昭６３−２３４８７８号公報（特許文献１参照）に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開昭６２−２３９８６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述のスイッチング素子の電力損失を低減することが望ましく、また電力損失を低減することにより、スイッチング素子の発熱量を低減できる。そのためには上記スイッチング素子のスイッチング回数を低減することが望ましい。しかし上述のとおり、一般に使用されているＰＷＭ方式では、上記スイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数を低減するために搬送波の周波数を低くすると、電力変換装置から出力される電流の歪が大きくなり、トルク脈動の増大につながる。
【０００７】
本発明は、スイッチング損失の低減を図ることができる電力変換装置を提供すること、あるいはスイッチング損失の低減を図ることができる電力変換装置の制御方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明による電力変換装置は、直流電力を受け、回転電機（またはモータ）を駆動するための交流電力を発生するインバータ回路と、直流電力をインバータ回路に供給するための平滑用コンデンサと、インバータ回路を制御するための制御回路と、制御回路の出力に基づきインバータ回路を駆動するためのドライバ回路と、を備える。インバータ回路は、Ｕ相とＶ相とＷ相の各上アームを構成するための複数のスイッチング素子と、Ｕ相とＶ相とＷ相の各下アームを構成するための複数のスイッチング素子とを有し、上アームと下アームとの間に回転電機（またはモータ）の固定子巻線が接続されることにより構成される直列回路に平滑用コンデンサからの直流電力が供給され、上アームおよび下アームのＵ相とＶ相とＷ相の各スイッチング素子が順に導通および遮断を繰り返すことにより、回転電機（またはモータ）を駆動するための交流電力を発生する。制御回路は、交流電力の所定高調波を低減して上アームおよび下アームの各スイッチング素子をそれぞれ制御するための、回転電機（またはモータ）の回転状態に応じた電気角ごとのパルス波形を、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相について生成し、生成した各相のパルス波形に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちパルス波形の電圧値が他の２相とは異なるいずれか１相を特定し、特定した１相についてパルス波形の電圧値を所定のトリガ周期ごとに反転させ、その反転後のパルス波形および他の２相のパルス波形に基づく制御信号をドライバ回路へ出力する。ドライバ回路は、制御回路からの制御信号に基づいて、上アームおよび下アームの各スイッチング素子の動作を制御する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、スイッチング損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】ハイブリッド車の制御ブロックを示す図である。
【図２】電気回路の構成を示す図である。
【図３】制御モードの切替を示す図である。
【図４】ＰＷＭ制御と矩形波制御を説明する図である。
【図５】矩形波制御において生じる高調波成分の例を示す図である。
【図６】一実施の形態に係る制御回路によるモータ制御系を示す図である。
【図７】ＰＷＭ制御用のパルス変調器の構成を示す図である。
【図８】ＰＨＭ制御のパルス生成器（位相カウンタ）の構成を示す図である。
【図９】ＰＨＭ制御のパルス生成器（タイマーカウンタ）の構成を示す図である。
【図１０】テーブル検索によるパルス生成の手順を示すフローチャートである。
【図１１】リアルタイム演算によるパルス生成の手順を示すフローチャートである。
【図１２】パルスパターン演算の手順を示すフローチャートである。
【図１３】位相カウンタによるパルスの生成方法を示す図である。
【図１４】ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形（３次、５次、７次高調波削除の線間電圧）の一例を示す図である。
【図１５】線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合の説明図である。
【図１６】ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形（３次、５次、７次高調波削除の線間電圧）の一例を示す図である。
【図１７】図１６の線間電圧波形に対応する相電圧波形の一例を示す図である。
【図１８】線間電圧と相端子電圧の変換表を示す図である。
【図１９】矩形波制御モードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を示す図である。
【図２０】図１４の線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を示す図である。
【図２１】変調度を変化させたときの線間電圧パルスにおける基本波と削除対象の高調波成分の振幅の大きさを示した図である。
【図２２】ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形（３次、５次高調波削除の線間電圧）の一例を示す図である。
【図２３】図２２の線間電圧波形に対応する相電圧波形の一例を示す図である。
【図２４】ＰＷＭパルス信号の生成方法を説明するための図である。
【図２５】ＰＷＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。
【図２６】ＰＷＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。
【図２７】ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形とＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形とを比較する図である。
【図２８】ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とにおけるパルス形状の違いについて説明するための図である。
【図２９】モータ回転速度とＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形との関係を示す図である。
【図３０】ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御において生成される線間電圧パルス数および相電圧パルスとモータ回転速度との関係を示す図である。
【図３１】一実施の形態に係る制御回路によって行われるモータ制御のフローチャートを示す図である。
【図３２】ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御のパルス生成器の構成を示す図である。
【図３３】リミッタが行う演算を示す図である。
【図３４】相電圧ＰＨＭパルスから相電圧ゼロベクトルパルス及びゼロベクトルモードへの変換表を示す図である。
【図３５】パルス生成の手順を示すフローチャートである。
【図３６】パルス生成の手順を示すフローチャートである。
【図３７】パルス生成の基本原理を示す図である。
【図３８】スイッチングのオン（立上がり）、オフ（立下がり）位相のテーブルの例を示す図である。
【図３９】従来のＰＨＭ制御の相電圧パルスからＰＨＭ外郭パルスを作成するための相電圧パルスを抜き出す様子を示す図である。
【図４０】図３９で抜き出した相電圧パルスからＰＨＭ外郭パルスに変換する過程を示す図である。
【図４１】ゼロベクトル判定器が行うゼロベクトル判定を説明する図である。
【図４２】ゼロベクトル決定器が行うゼロベクトル決定を説明する図である。
【図４３】ゼロベクトル決定におけるラッチの有無を説明する図である。
【図４４】切替器が行う切替判定を説明する図である。
【図４５】ラッチ無しゼロベクトル決定の場合に切替器から出力される相電圧パルスの例を示す図である。
【図４６】ラッチ有りゼロベクトル決定の場合に切替器から出力される相電圧パルスの例を示す図である。
【図４７】ＰＷＭ制御における電流制御器（ＡＣＲ）周期と電流サンプリングタイミング及び相電圧パルスの関係を示す図である。
【図４８】変調度とトルク・回転数の関係を示す図である。
【図４９】パルス連続性補償を行わない場合に出力されるパルス波形の例を示す図である。
【図５０】パルス連続性補償を行った場合に出力されるパルス波形の例を示す図である。
【図５１】最小パルス幅制限を行った場合に出力されるパルス波形の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
上記発明が解決しようとする課題の欄や発明の効果の欄に記載の内容に加え、以下の実施の形態では、製品化の上で望ましい課題が解決でき、また製品化の上で望ましい効果を奏する。その幾つかを次に記載すると共に実施の形態の説明でも、具体的な課題の解決や具体的な効果について説明する。
【００１２】
〔スイッチング素子のスイッチング回数の低減〕
以下の実施の形態で説明する電力変換装置では、一定の周波数で変化する搬送波を使用したパルス幅変調方式であるＰＷＭ制御モードと、直流電力から変換される交流出力の波形の角度すなわち位相に基づいて、スイッチング素子のスイッチング動作を制御するために、駆動回路から駆動信号をスイッチング素子に供給し、上記スイッチング素子が、変換される交流電力の位相に対応付けられて導通あるいは遮断のスイッチング動作を行い、前記スイッチング素子のスイッチング回数がＰＷＭ制御よりも少ない制御モードと、を適切に切り替えて回転電機を駆動している。このような構成および作用により、上記スイッチング素子のスイッチング動作の単位時間当たりの回数あるいは交流電力の１サイクル当たりのスイッチング回数を、一般のＰＷＭ方式に比べ低減できる。
【００１３】
なお、スイッチング素子としては、動作速度が速く、また制御信号に基づき導通および遮断動作の両方を制御できる素子が望ましく、このような素子として例えばinsulated gate bipolar transistor（以下ＩＧＢＴと記す）や電界効果トランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）があり、これらの素子は応答性や制御性の点から望ましい。
【００１４】
上記電力変換装置から出力される交流電力は回転電機などで構成されるインダクタンス回路に供給され、インダクタンスの作用に基づいて交流電流が流れる。以下の実施の形態ではインダクタンス回路としてモータやジェネレータの作用を為す回転電機を例に挙げ説明している。回転電機を駆動する交流電力を発生するために本発明を使用することは、効果の点から、最適であるが、回転電機以外のインダクタンス回路に交流電力を供給する電力変換装置としても使用できる。
【００１５】
以下の実施の形態では、回転電機の回転速度の速いまたは制御回路が出力しようとする交流出力周波数の速い第１の動作範囲では、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、スイッチング素子のスイッチング動作を発生し、一方上記第１の動作範囲より回転電機の回転速度が遅いまたは制御回路が出力しようとする交流電圧周波数の遅い第２の動作領域では、一定周波数の搬送波に基づいてスイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ方式で上記スイッチング素子を制御する。上記第２の動作領域には上記回転電機の回転子が停止状態を含めることができる。なお、以下の実施の形態では回転電機としてモータおよび発電機として使用されるモータジェネレータを例に説明する。
【００１６】
〔基本的制御〕
以下に説明の実施の形態では、基本的制御として、交流電力を供給する回転電機の低速運転状態あるいは供給しようとする交流出力の周波数が低い状態ではＰＷＭ制御で、上記交流電力を発生し、回転電機の回転速度が上昇した状態あるいは供給しようとする交流周波数の周波数が高い状態では、以下に説明するＰＨＭ制御又は本実施形態のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御による交流電力の発生制御に移行する。これにより歪の影響をできるだけ押さえ、スイッチング素子のスイッチング回数低減を実現できる。
【００１７】
また上記基本制御とは別の観点で、以下の実施の形態で説明の如く、回転電機の高速運転状態または高出力運転では、ＰＨＭ制御の内のスイッチング回数が最少の矩形波制御に移行できる。
【００１８】
以下に説明のＰＨＭ制御では、出力する交流波形の位相に対応してスイッチングタイミングが制御され、変調度を高くするにつれて交流出力、例えば交流電圧の半周期（電気角のゼロからπ、あるいはπから２π）におけるスイッチング回数が徐々に減少し、最後は、半周期に１回導通するだけとなる矩形波制御に移行する。同様にＰＨＭ制御では、モータ線間電圧から削除する削除対象高調波次数の数を減らしていくと、交流出力、例えば交流電圧の半周期（電気角のゼロからπ、あるいはπから２π）におけるスイッチング回数が徐々に減少し、最後は、半周期に１回導通するだけとなる矩形波制御に移行する。例えば、最初は３次、５次、７次、１１次および１３次の高調波を削除対象とし、次に３次、５次、７次および１１次の高調波を削除対象とし、次に３次、５次および７次の高調波を削除対象とし、次に３次および５次の高調波を削除対象とし、最後に削除対象とする高調波なし（矩形波制御）とすることで、ＰＨＭ制御における削除対象高調波次数を次第に減らしていくことができる。このように以下の実施の形態では、スイッチング素子のスイッチング回数が最少となる矩形波制御にスムーズに移行できるメリットもあり、このため制御性に優れている。
【００１９】
本発明の実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照しながら以下詳細に説明する。本発明の実施形態に係る電力変換装置は、ハイブリッド用の自動車（以下ＨＥＶと記す）や純粋な電気自動車（以下ＥＶと記す）の回転電機を駆動する為の交流電力を発生する電力変換装置に適用した例である。ＨＥＶ用の電力変換装置もＥＶ用の電力変換装置も基本的な構成や制御において共通するところが多く、代表例として、本発明の実施形態に係る電力変換装置をハイブリッド自動車に適用した場合の制御構成と電力変換装置の回路構成について、図１と図２を用いて説明する。図１はハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。
【００２０】
本発明の実施形態に係る電力変換装置では、自動車に搭載される車載電機システムの車載用の電力変換装置について説明する。特に、車両駆動用電機システムに用いられ、搭載環境や動作的環境などが大変厳しい車両駆動用電力変換装置を例に挙げて説明する。車両駆動用電力変換装置は、車両駆動用の回転電機を駆動する制御装置として車両駆動用電機システムに備えられる。この車両駆動用の電力変換装置は、車載電源を構成する車載バッテリ或いは車載発電装置から供給された直流電力を所定の交流電力に変換し、得られた交流電力を上記回転電機に供給して上記回転電機を駆動する。また、上記回転電機は電動機の機能に加え発電機としての機能も有しているので、上記電力変換装置は運転モードに応じ、直流電力を交流電力に変換するだけでなく、上記回転電機が発生する交流電力を直流電力に変換する動作も行う。変換された直流電力は車載バッテリに供給される。
【００２１】
なお、本実施形態の構成は、自動車やトラックなどの車両駆動用の電力変換装置として最適である。しかし、これら以外の電力変換装置、例えば電車や船舶、航空機などの電力変換装置、さらに工場の設備を駆動する回転電機、例えばファンやポンプに供給する交流電力を発生する為の産業用の電力変換装置、或いは家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する回転電機の制御装置に用いられたりする電力変換装置に対しても適用可能である。
【００２２】
図１において、ＨＥＶ１１０は１つの電動車両であり、２つの車両駆動用システムを備えている。その１つは、内燃機関であるエンジン１２０を動力源としたエンジンシステムである。エンジンシステムは、主としてＨＥＶの駆動源として用いられる。もう１つは、モータジェネレータ１９２，１９４を動力源とした車載電機システムである。車載電機システムは、主としてＨＥＶの駆動源及びＨＥＶの電力発生源として用いられる。モータジェネレータ１９２，１９４は例えば同期機あるいは誘導機などの回転電機の一例であり、運転方法によりモータとしても発電機としても動作するので、ここではモータジェネレータと記すこととする。
【００２３】
車体のフロント部には前輪車軸１１４が回転可能に軸支されている。前輪車軸１１４の両端には１対の前輪１１２が設けられている。車体のリア部には後輪車軸（図示省略）が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には１対の後輪が設けられている。本実施形態のＨＥＶでは、動力によって駆動される主輪を前輪１１２とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式や四輪駆動方式を採用しても構わない。
【００２４】
前輪車軸１１４の中央部には前輪側ディファレンシャルギア（以下、「前輪側ＤＥＦ」と記述する）１１６が設けられている。前輪車軸１１４は前輪側ＤＥＦ１１６の出力側に機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６の入力側には変速機１１８の出力軸が機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６は、変速機１１８によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸１１４に分配する差動式動力分配機構である。変速機１１８の入力側にはモータジェネレータ１９２の出力側が機械的に接続されている。モータジェネレータ１９２の入力側には動力分配機構１２２を介してエンジン１２０の出力側及びモータジェネレータ１９４の出力側が機械的に接続されている。尚、モータジェネレータ１９２，１９４及び動力分配機構１２２は、変速機１１８の筐体の内部に収納されている。
【００２５】
モータジェネレータ１９２，１９４は、回転子に永久磁石を備えた同期機である。固定子の電機子巻線に供給される交流電力が電力変換装置１４０，１４２によって制御されることにより、モータジェネレータ１９２，１９４の駆動が制御される。電力変換装置１４０，１４２にはバッテリ１３６が電気的に接続されている。バッテリ１３６と電力変換装置１４０，１４２との相互において電力の授受が可能である。
【００２６】
本実施形態の車載電機システムは、モータジェネレータ１９２及び電力変換装置１４０からなる第１電動発電ユニットと、モータジェネレータ１９４及び電力変換装置１４２からなる第２電動発電ユニットとの２つを備えており、運転状態に応じてそれらを使い分けている。すなわち、エンジン１２０からの動力によって車両を駆動している場合において、車両の駆動トルクをアシストする場合には、第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。また、同様の場合において、車両の車速をアシストする場合には、第１電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第２電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。
【００２７】
また、本実施形態では、バッテリ１３６の電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータ１９２の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施形態では、第１電動発電ユニット又は第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力或いは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ１３６を充電できる。
【００２８】
バッテリ１３６はさらに補機用のモータ１９５を駆動するための電源としても使用される。補機用のモータとしては、例えばエアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータ、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動するモータである。バッテリ１３６から電力変換装置４３に直流電力が供給され、電力変換装置４３で交流の電力に変換されてモータ１９５に供給される。電力変換装置４３は、電力変換装置１４０や１４２と同様の機能を持ち、モータ１９５に供給する交流の位相や周波数、電力を制御する。例えばモータ１９５の回転子の回転に対し進み位相の交流電力を供給することにより、モータ１９５はトルクを発生する。一方、遅れ位相の交流電力を発生することで、モータ１９５は発電機として作用し、回生制動状態の運転となる。このような電力変換装置４３の制御機能は、電力変換装置１４０や１４２の制御機能と同様である。モータ１９５の容量はモータジェネレータ１９２や１９４の容量より小さいので、電力変換装置４３の最大変換電力は電力変換装置１４０や１４２より小さい。しかし、電力変換装置４３の回路構成および動作は基本的に電力変換装置１４０や１４２の回路構成や動作と類似している。
【００２９】
電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３さらにコンデンサモジュール５００は電気的に密接な関係にある。さらに発熱に対する対策が必要な点が共通している。また装置の体積をできるだけ小さく作ることが望まれている。これらの点から以下で詳述する電力変換装置は、電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３さらにコンデンサモジュール５００を電力変換装置の筐体内に内蔵している。この構成により、小型で信頼性の高い装置が実現できる。
【００３０】
また電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３さらにコンデンサモジュール５００を一つの筐体に内蔵することで、配線の簡素化やノイズ対策で効果がある。またコンデンサモジュール５００と電力変換装置１４０や１４２および電力変換装置４３との接続回路のインダクタンスを低減でき、スパイク電圧を低減できると共に、発熱の低減や放熱効率の向上を図ることができる。
【００３１】
次に、図２を用いて電力変換装置１４０や１４２あるいは電力変換装置４３の電気回路構成を説明する。尚、図１〜図２に示す実施形態では、電力変換装置１４０や１４２あるいは電力変換装置４３をそれぞれ個別に構成する場合を例に挙げて説明する。電力変換装置１４０や１４２あるいは電力変換装置４３は同様の構成で同様の作用を為し、同様の機能を有している。ここでは、代表例として電力変換装置１４０の説明を行う。
【００３２】
本実施形態に係る電力変換装置２００は、電力変換装置１４０とコンデンサモジュール５００とを備える。電力変換装置１４０は、パワースイッチング回路１４４と制御部１７０とを有している。また、パワースイッチング回路１４４は、上アームとして動作するスイッチング素子と下アームとして動作するスイッチング素子を有している。この実施の形態ではスイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を使用している。上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８はダイオード１５６と並列接続されており、下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０はダイオード１６６と並列接続されている。上下アームの直列回路１５０を複数有し（図２の例では３つの上下アームの直列回路１５０，１５０，１５０）、それぞれの上下アームの直列回路１５０の中点部分（接続点１６９）から交流端子１５９を通してモータジェネレータ１９２への交流電力線（交流バスバー）１８６と接続する構成である。また、制御部１７０はパワースイッチング回路１４４を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４へ信号線１７６を介して制御信号を供給する制御回路１７２と、を有している。
【００３３】
上アームと下アームのＩＧＢＴ３２８や３３０は、スイッチング素子であり、制御部１７０から出力された駆動信号を受けて動作し、バッテリ１３６から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。この変換された電力はモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される。上述のとおり、電力変換装置１４０はモータジェネレータ１９２が発生する三相交流電力を直流電力に変換する動作も行う。
【００３４】
本実施形態に係る電力変換装置２００は、図１に記載の如く電力変換装置１４０と１４２さらに電力変換装置４３とコンデンサモジュール５００を有している。上述のとおり電力変換装置１４０と１４２さらに電力変換装置４３は同様の回路構成であるので、ここでは電力変換装置１４０を代表として記載し、電力変換装置１４２と電力変換装置４３は、既に上述したとおり省略した。
【００３５】
パワースイッチング回路１４４は３相のブリッジ回路により構成されているインバータ回路である。バッテリ１３６の正極側と負極側には、直流正極端子３１４と直流負極端子３１６が電気的に接続されている。直流正極端子３１４と直流負極端子３１６の間には、各相に対応する上下アームの直列回路１５０，１５０，１５０がそれぞれ電気的に並列に接続されている。ここで、上下アームの直列回路１５０をアームと記載する。各アームは、上アーム側のスイッチング素子３２８及びダイオード１５６と、下アーム側のスイッチング素子３３０及びダイオード１６６とを備えている。
【００３６】
本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ３２８や３３０を用いることを例示している。ＩＧＢＴ３２８や３３０は、コレクタ電極１５３，１６３、エミッタ電極（信号用エミッタ電極端子１５５，１６５）、ゲート電極（ゲート電極端子１５４，１６４）を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極１５３，１６３とエミッタ電極との間には、ダイオード１５６，１６６が図示するように電気的に並列に接続されている。ダイオード１５６，１６６は、カソード電極及びアノード電極の２つの電極を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように、カソード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極に、アノード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極にそれぞれ電気的に接続されている。スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい。この場合は、ダイオード１５６やダイオード１６６は不要となる。
【００３７】
上下アームの直列回路１５０は、３相のモータジェネレータ１９２に供給する交流電力の各相に対応しており、各直列回路１５０，１５０，１５０は、ＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極とＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極１６３を接続する接続点１６９はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電力を出力するのに使用される。各相の上記接続点１６９がそれぞれ交流端子１５９とコネクタ１８８を介して、モータジェネレータ１９２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線（同期電動機では固定子巻線）と接続されることにより、上記電機子巻線にＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流が流れる。上記上下アームの直列回路同士は電気的に並列接続されている。上アームのＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３は、正極端子（Ｐ端子）１５７を介してコンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極に、下アームのＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極は、負極端子（Ｎ端子）１５８を介してコンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極に、それぞれ直流バスバーなどを介して電気的に接続されている。
【００３８】
コンデンサモジュール５００は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制する平滑回路を構成するためのものである。コンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の正極側が、コンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の負極側が、それぞれ直流コネクタ１３８を介して電気的に接続されている。これにより、コンデンサモジュール５００は、上アームＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３とバッテリ１３６の正極側との間と、下アームＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極とバッテリ１３６の負極側との間で接続され、バッテリ１３６と上下アームの直列回路１５０に対して電気的に並列接続される。
【００３９】
制御部１７０は、ＩＧＢＴ３２８，３３０を導通や遮断の作動を制御する働きをし、制御部１７０は、他の制御装置やセンサなどからの入力情報に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する制御回路１７２と、制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成するドライバ回路１７４とを備えている。
【００４０】
制御回路１７２は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータを備えている。このマイクロコンピュータには、入力情報として、モータジェネレータ１９２に対して要求される目標トルク値、上下アームの直列回路１５０からモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される電流値、及びモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置が入力される。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ１８０から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ１９２に設けられた回転磁極センサ１９３から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。
【００４１】
制御回路１７２内のマイクロコンピュータは、入力された目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、このｄ，ｑ軸の電圧指令値からパルス状の駆動信号を生成する。制御回路１７２は後述するように２種類の方式の駆動信号を発生する機能を有する。この２種類の方式の駆動信号は、インダクタンス負荷であるモータジェネレータ１９２の状態に基づいて、あるいは変換しようとする交流電力の周波数、などに基づいて、選択される。
【００４２】
上記２種類の方式の内の１つは、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０のスイッチング動作を制御する変調方式（ＰＨＭ方式として後述する）である。上記２種類の方式の内の他の１つは、一般にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる変調方式である。
【００４３】
ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３３０のゲート電極に出力する。また、上アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからパルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３２８のゲート電極に出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８，３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。こうして制御部１７０からの駆動信号（ドライブ信号）に応じて行われる各ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作により、電力変換装置１４０は、直流電源であるバッテリ１３６から供給される電圧を、電気角で2π/3 rad毎にずらしたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電圧に変換し、３相交流モータであるモータジェネレータ１９２に供給する。なお、電気角とは、モータジェネレータ１９２の回転状態、具体的には回転子の位置に対応するものであって、0から2πの間で周期的に変化する。この電気角をパラメータとして用いることで、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じて、各ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング状態、すなわちＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電圧を決定することができる。
【００４４】
また、制御部１７０は、異常検知（過電流、過電圧、過温度など）を行い、上下アームの直列回路１５０を保護している。このため、制御部１７０にはセンシング情報が入力されている。例えば各アームの信号用エミッタ電極端子１５５，１６５からは各ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極に流れる電流の情報が、対応する駆動部（ＩＣ）に入力されている。これにより、各駆動部（ＩＣ）は過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応するＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、対応するＩＧＢＴ３２８，３３０を過電流から保護する。上下アームの直列回路１５０に設けられた温度センサ（不図示）からは上下アームの直列回路１５０の温度の情報がマイクロコンピュータに入力されている。また、マイクロコンピュータには上下アームの直列回路１５０の直流正極側の電圧の情報が入力されている。マイクロコンピュータは、それらの情報に基づいて過温度検知及び過電圧検知を行い、過温度或いは過電圧が検知された場合には全てのＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、上下アームの直列回路１５０、引いては、この回路１５０を含む半導体モジュール、を過温度或いは過電圧から保護する。
【００４５】
図２において、上下アームの直列回路１５０は、上アームのＩＧＢＴ３２８及び上アームのダイオード１５６と、下アームのＩＧＢＴ３３０及び下アームのダイオード１６６との直列回路である。ＩＧＢＴ３２８，３３０は、スイッチング用半導体素子である。パワースイッチング回路１４４の上下アームのＩＧＢＴ３２８，３３０の導通および遮断動作が一定の順で切り替わる。この切り替わり時のモータジェネレータ１９２の固定子巻線の電流は、ダイオード１５６，１６６によって作られる回路を流れる。
【００４６】
上下アームの直列回路１５０は、図示するように、Ｐｏｓｉｔｉｖｅ端子（Ｐ端子、正極端子）１５７、Ｎｅｇａｔｉｖｅ端子（Ｎ端子１５８、負極端子）、上下アームの接続点１６９からの交流端子１５９、上アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１５５、上アームのゲート電極端子１５４、下アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１６５、下アームのゲート端子電極１６４、を備えている。また、電力変換装置２００は、入力側に直流コネクタ１３８を有し、出力側に交流コネクタ１８８を有して、それぞれのコネクタ１３８と１８８を通してバッテリ１３６とモータジェネレータ１９２にそれぞれ接続される。また、モータジェネレータへ出力する３相交流の各相の出力を発生する回路として、各相に２つの上下アームの直列回路を並列接続する回路構成の電力変換装置であってもよい。
【００４７】
制御部１７０の制御回路１７２は、２種類の方式の駆動信号を発生する機能を有している。上記２種類の方式の内の１つは、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０のスイッチング動作を制御する変調方式（ＰＨＭ方式として後述する）である。上記２種類の方式の内の他の１つは、一般にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる変調方式である。
【００４８】
図３を用い、電力変換装置１４０において行われる制御モードの切り替えについて説明する。電力変換装置１４０は、モータすなわちモータジェネレータ１９２の回転速度または出力しようとする交流電力の周波数に応じて、ＰＷＭ制御方式と後述のＰＨＭ制御方又はゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御、を切り替えて使用する。図３は、電力変換装置１４０における制御モードの切り替えの様子を示している。図３の横軸はモータジェネレータの回転数（r/min）、または出力しようとする交流電力の周波数(Hz)を表しており、縦軸はモータジェネレータのトルク(Nm)を表している。
【００４９】
出力しようとする交流電力の周波数とモータジェネレータ回転数は、以下の式（１）のように表すことができる。
（出力しようとする交流電力周波数）
＝（モータジェネレータ極対数）×（回転数）/60 (Hz)・・・・（１）
【００５０】
なお、制御モードを切り替える回転速度または周波数は任意に変更可能である。またＰＨＭ制御モードと後に説明する本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御モードの切替は、電力変換装置と組み合わされる回転電機や回転電機以外のインダクタンス回路の特性に合わせて適宜切替えれば良い。
【００５１】
以下に説明するＰＨＭ制御は、モータジェネレータ１９２の回転速度が停止状態を含む低速状態では、ＰＷＭ制御に比べスイッチング素子のスイッチング回数が少ない。そのため、出力する交流電力の大きさによっては、モータジェネレータ１９２のインダクタンス回路に流れる電流波形の歪が大きくなり制御性に問題が生じる場合がある。しかし、モータジェネレータ１９２のインダクタンス負荷が大きくなる中高速度域では、出力しようとする交流出力から特定の高調波成分を削除すれば、残留するスイッチング回数を低減しても、インダクタンス回路に流れる電流波形歪みは低減できる。よってスイッチング素子の電力損失を低減できるといった効果がある。
【００５２】
以下に説明するゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御は、ＰＨＭ制御よりは若干スイッチング回数が増えるものの、ＰＷＭ制御よりも少ないスイッチング回数でスイッチング損失を低減できるといった効果がある。さらにモータ電流から削除対象高調波を削除しつつＰＨＭ制御よりもモータ電流歪みを少なくしトルク脈動を低減することが出来るといった効果がある。さらに前記トルク脈動を低減できることから、従来ＰＨＭ制御が適用できずＰＷＭ制御を行っていた低回転速度または低周波領域へゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御の適用を拡大できるといった効果がある。
【００５３】
そこで、ＰＨＭ制御またはゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御をＰＷＭ制御方式による制御と組み合わせることで、上記のようなＰＨＭ制御やゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御の欠点を補うことができる。
【００５４】
例えば自動車が停止状態から走行を開始する場合に、前記モータジェネレータ１９２は停止状態で大きなトルクを発生することが必要である。また車両の高級感を出すためには、滑らかな発進と加速が望ましい。車両の発進時および加速時は、滑らかな加速を実現する為に、前記モータジェネレータ１９２に供給する交流電力の歪を少なくすることが望ましく、ＰＷＭ制御方式でパワースイッチング回路１４４が有するスイッチング素子のスイッチング動作を制御する。
【００５５】
前記モータジェネレータ１９２の低速運転状態では、供給できる交流電流に限界が有り、最大発生トルクを抑えた制御を行う。前記モータジェネレータ１９２の回転速度が増加するにつけて内部誘起電圧が高くなり、電流の供給量が減少する傾向となる。このため前記モータジェネレータ１９２の出力トルクは回転速度が増大すると低下する傾向となる。
【００５６】
ＰＷＭ方式による制御とＰＨＭ制御又は本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御との切り換えのモータジェネレータの回転速度は特に制限されるものではないが、モータジェネレータ１９２のインダクタンス負荷の大きい中高速領域はＰＨＭ方式の制御に大変適する運転領域である。この領域では、ＰＷＭ方式による制御に対してＰＨＭ方式の制御の方がスイッチング素子のスイッチング回数が少なく、損失の低減効果が大きい。もしモータジェネレータ１９２の特性上インダクタンス負荷が十分大きくならない場合、つまり従来のＰＨＭ制御ではトルク脈動が大きくなってしまう場合は、本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御に切替えれば良い。この運転領域は市街地走行において利用され易い運転領域であり、ＰＨＭ方式の制御は生活に密着した運転領域において大きな効果を発揮する。
【００５７】
本実施例では、ＰＷＭ制御方式で制御するモード（以下ＰＷＭ制御モード）は、モータジェネレータ１９２の回転速度が比較的低い領域で使用し、一方比較的回転速度が高い領域では後述するＰＨＭ制御モード又は本発明のゼロベクトル再配置型制御モードを使用する。ＰＷＭ制御モードにおいて、電力変換装置１４０は前述したようなＰＷＭ信号を用いた制御を行う。すなわち、制御回路１７２内のマイクロコンピュータにより、入力された目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、これをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値に変換する。そして、各相の電圧指令値に応じた正弦波を基本波として、これを搬送波である所定周期の三角波と比較し、その比較結果に基づいて決定したパルス幅を有するパルス状の変調波をドライバ回路１７４に出力する。この変調波に応じた駆動信号をドライバ回路１７４から各相の上下アームにそれぞれ対応するＩＧＢＴ３２８，３３０へ出力することにより、バッテリ１３６から出力された直流電圧が３相交流電圧に変換され、モータジェネレータ１９２へ供給される。
【００５８】
ＰＨＭの内容については後で詳しく説明する。ＰＨＭ制御モード及び本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御において制御回路１７２により生成された変調波は、ドライバ回路１７４に出力される。これにより、当該変調波に応じた駆動信号がドライバ回路１７４から各相の対応するＩＧＢＴ３２８，３３０へ出力される。その結果、バッテリ１３６から出力された直流電圧が３相交流電圧に変換され、モータジェネレータ１９２へ供給される。
【００５９】
電力変換装置１４０のようにスイッチング素子を用いて直流電力を交流電力に変換する場合、単位時間当たりあるいは交流電力の所定位相あたりのスイッチング回数を少なくすると、スイッチング損失を低減することができる反面、変換される交流電力に高調波成分が多く含まれる傾向があるためにトルク脈動が増大し、モータジェネレータ制御の応答性が悪化する可能性がある。そこで本発明では、上記のようにＰＷＭ制御モードとＰＨＭ制御モード又は本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御モードとを、変換しようとする交流電力の周波数あるいはこの周波数と関連があるモータジェネレータの回転速度に応じて切り替えることで、低次の高調波の影響を受けにくいモータジェネレータ回転域、すなわち中高速回転域ではＰＨＭ制御方式又は本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御を適用し、トルク脈動の発生しやすい低速回転域ではＰＷＭ制御方式を適用するようにしている。このようにすることで、トルク脈動の増大を比較的低く抑えることができ、スイッチング損失の低減が出来る。また、本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御は従来のＰＨＭ制御よりもより低回転域においてもトルク脈動が少なく、スイッチング回数がＰＷＭ制御よりも少ないために、スイッチング損失を低減できるモータジェネレータ動作領域を拡大できる。
【００６０】
なお、スイッチング回数が最小となるモータジェネレータの制御状態として、モータの電気角2πごとに各相のスイッチング素子を１回ずつオンオフする矩形波による制御状態がある。この矩形波による制御状態は、上記のＰＨＭ制御方式又は本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御においては、変換される交流出力波形における変調度の増大に従って減少する半周期あたりのスイッチング回数の最終的な状態として、ＰＨＭ制御または本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御方式の一制御形態として捉えることができる。この点については後で詳しく説明する。
【００６１】
次にＰＨＭ制御方式を説明するために、先ず始めにＰＷＭ制御と矩形波制御について図４を参照して説明する。ＰＷＭ制御の場合は一定周波数の搬送波と出力しようとする交流波形との大小比較に基づいて、スイッチング素子の導通や遮断のタイミングを定め、スイッチング素子を制御する方式である。ＰＷＭ制御を用いることで変換される交流波形は略正弦波となり脈動の少ない交流電力をモータに供給でき、トルク脈動が少ないモータ制御が可能となる。一方単位時間当たりあるいは交流波形の周期毎のスイッチング回数が多いためにスイッチング損失やコモンモード電流によるコモンモードノイズが大きい欠点がある。これに対して、極端な例として、１パルスの矩形波を用いてスイッチング素子を制御する場合は、スイッチング回数が少ないためにスイッチング損失を少なくできる。その一方で、変換される交流波形はインダンタンス負荷の影響を無視すると矩形波状となり、正弦波に対して５次、７次、１１次、・・・等の高調波成分が含まれた状態と見ることができる。矩形波をフーリエ展開すると基本正弦波に加え、５次、７次、１１次、・・・等の高調波成分があらわれる。この高調波成分がトルク脈動の原因となる電流歪を生じることとなる。このように、ＰＷＭ制御と矩形波制御は互いに対極的な関係にある。
【００６２】
矩形波状にスイッチング素子の導通および遮断を制御したと仮定した場合に、交流電力に生じる高調波成分の例を図５に示す。図５（ａ）は、矩形波状に変化する交流波形を基本波である正弦波と５次、７次、１１次、・・・等の高調波成分に分解した例である。図５（ａ）に示す矩形波のフーリエ級数展開は、式（２）のように表される。
f(ωt)＝4/π×{sinωt＋(sin3ωt)/3＋(sin5ωt)/5＋(sin7ωt)/7＋・・・} （２）
【００６３】
式（２）は、4/π・（sinωt）で表される基本波の正弦波と、これの高調波成分である３次、５次、７次・・・の各成分とにより、図５（ａ）に示す矩形波が形成されることを示している。このように、基本波に対してより高次の高調波を合成していくことで矩形波に近づくことが分かる。
【００６４】
図５（ｂ）は、基本波、３次高調波、５次高調波の各振幅をそれぞれ比較した様子を示している。図５（ａ）の矩形波の振幅を１とすると、基本波の振幅は１．２７、３次高調波の振幅は０．４２、５次高調波の振幅は０．２５とそれぞれ表される。このように、高調波の次数が上がるほどその振幅は小さくなるため、矩形波制御における影響が小さくなることが分かる。
【００６５】
矩形波形状にスイッチング素子を導通および遮断した場合に発生する可能性があるトルク脈動の観点から、影響の大きい低次の高調波成分を削除しつつ、一方影響が小さい高次の高調波成分は残留させることで、スイッチング回数を低減し、スイッチング損失が少なくしかもトルク脈動の増大を低く抑えることができる電力変換装置を実現できる。本実施の形態で使用するＰＨＭ制御では、特に振幅の大きい５次や７次といった低次高調波を削除し、交流電流が有する高調波成分を制御の状態に応じてある程度削減した交流電力を出力する。モータジェネレータ線間電圧に高次高調波成分が残留しても、インダクタンス負荷のフィルタリング（抑制）効果により、モータジェネレータ交流電流からは高次高調波成分がフィルタリング（抑制）される。前記フィルタリング効果はモータジェネレータそのものの巻線インダクタンス大きい程、また電力変換装置の出力しようと交流電力の周波数が大きい程、効果が大きくなる。これにより、モータ制御のトルク脈動の影響を小さくし、一方使用上問題が無い範囲でモータジェネレータ交流電流に高調波成分が含まれている状態とすることで、スイッチング回数を低減し、スイッチング損失を低減するようにしている。このような制御方式を、上述のとおり、この明細書ではＰＨＭ制御方式と記載している。
【００６６】
さらに以下の実施の形態では、ＰＨＭ制御方式における高調波の影響が大きいあるいは制御性が悪くなるモータジェネレータ低回転域、つまり低周波の交流電力を出力している状態で、ＰＷＭ制御方式を使用するようにしている。具体的には、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とをモータの回転速度に応じて切り替え、回転速度の低い領域でＰＷＭ方式を使用して制御することで、低速回転域と高速回転域のそれぞれにおいて望ましいモータ制御を行うようにしている。または、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とを出力しようとしている交流出力、例えば交流電圧の周波数に応じて切り替え、周波数の低い領域でＰＷＭ方式を使用して制御することで、低周波数域と高周波数域のそれぞれにおいて望ましいモータ制御を行うようにしている。
【００６７】
本発明の一実施の形態に係る制御回路１７２によるモータ制御系を図６に示す。制御回路１７２には、上位の制御装置より、目標トルク値としてのトルク指令T*が入力される。トルク指令・電流指令変換器４１０は、入力されたトルク指令T*と、回転磁極センサ１９３により検出された磁極位置信号θに基づく回転速度情報とに基づいて、予め記憶されたトルク−回転速度マップのデータを用いて、ｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*を求める。トルク指令・電流指令変換器４１０において求められたｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*は、電流制御器（ＡＣＲ）４２０、４２１および４２２にそれぞれ出力される。
【００６８】
電流制御器（ＡＣＲ）４２０、４２１および４２２は、トルク指令・電流指令変換器４１０から出力されたｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*と、電流センサ１８０により検出されたモータジェネレータ１９２の相電流検出信号lu、lv、lwが制御回路１７２上の図示しない３相２相変換器において回転センサ−からの磁極位置信号によりｄ,ｑ軸上に変換されたＩｄ,Ｉｑ電流信号とに基づいて、モータジェネレータ１９２を流れる電流がｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*に追従するように、ｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*をそれぞれ演算する。電流制御器（ＡＣＲ）４２０において求められたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*は、従来のＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０へ出力される。また、電流制御器（ＡＣＲ）４２２において求められたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*は、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０へ出力される。一方、電流制御器（ＡＣＲ）４２１において求められたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*は、ＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０へ出力される。
【００６９】
ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０は、電圧位相差演算器４３１、変調度演算器４３２、パルス生成器４３４により構成される。電流制御器４２０から出力されたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*は、パルス変調器４３０において電圧位相差演算器４３１と変調度演算器４３２に入力される。
【００７０】
電圧位相差演算器４３１は、モータジェネレータ１９２の磁極位置とｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*が表す電圧位相との位相差、すなわち電圧位相差を算出する。この電圧位相差をδとすると、電圧位相差δは式（３）で表される。
δ=arctan(-Vd*/Vq*) ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（３）
【００７１】
電圧位相差演算器４３１は、さらに上記の電圧位相差δに回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θが表すロータ位相を加算することで、電圧位相を算出する。そして、算出した電圧位相に応じた電圧位相信号θvをパルス生成器４３４へ出力する。この電圧位相信号θvは、磁極位置信号θが表すロータ位相をθreとすると式（４）で表される。
θv=δ+θre＋π・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
【００７２】
変調度演算器４３２は、ｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*が表すベクトルの大きさをバッテリ１３６の電圧で正規化することにより変調度を算出し、その変調度に応じた変調度信号ａをパルス生成器４３４へ出力する。この実施の形態では、上記変調度信号aは、図２に示すパワースイッチング回路１４４に供給される直流電圧であるバッテリ電圧に基づいて定められることになり、バッテリ電圧が高くなると変調度ａは小さくなる傾向となる。また指令値の振幅値が大きくなると変調度ａは大きくなる傾向となる。具体的にはバッテリ電圧をVdcとすると式（５）で表される。なお、式（５）において、Vdはｄ軸電圧指令信号Vd*の振幅値、Vqはｑ軸電圧指令信号Vq*の振幅値をそれぞれ表す。
a=（√(2/3)）(√（Vd^2+Vq^2）)/ (Vdc/2)・・・・・・・・・・・・・・・（５）
【００７３】
パルス生成器４３４は、電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θvと、変調度演算器４３２からの変調度信号aとに基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のＰＨＭ制御に基づくパルス信号を生成する。そして、生成したパルス信号を切換器４５０へ出力する。このパルス信号が切換器４５０からドライバ回路１７４へ出力されることにより、各スイッチング素子に駆動信号が出力される。なお、ＰＨＭ制御に基づくパルス信号（以下ＰＨＭパルス信号と記す）の発生方法については、後で詳しく説明する。
【００７４】
ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０は、前述のＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０と同じ電圧位相差演算器４３１および変調度演算器４３２と、パルス生成器４３８とにより構成される。パルス変調器４７０において、電圧位相差演算器４３１と変調度演算器４３２は前述のように、電流制御器４２２から出力されたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*に基づいて、電圧位相信号θvと変調度信号aをパルス生成器４３８へそれぞれ出力する。
【００７５】
パルス生成器４３８は、電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θvと、変調度演算器４３２からの変調度信号aとに基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のパルス信号を生成する。そして、生成したパルス信号を切換器４５０を介してドライバ回路１７４へ出力する。これにより、各スイッチング素子に駆動信号が出力される。なお、パルス生成器４３８は、前述のＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０におけるパルス生成器４３４とは異なる方法により、ＰＨＭ制御に基づくパルス信号を生成する。このパルス信号（以下ゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号）の生成方法については、後で詳しく説明する。
【００７６】
一方、ＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０は、電流制御器４２１から出力されたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*と、回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θが表すロータ位相θreとに基づいて、周知のＰＷＭ方式により、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のＰＷＭ制御に基づくパルス信号（以下ＰＷＭパルス信号と記す）を生成する。そして、生成したＰＷＭパルス信号を切換器４５０へ出力する。このパルス信号が切換器４５０からドライバ回路１７４に供給されることにより、ドライバ回路１７４から駆動信号が各スイッチング素子に供給される。
【００７７】
図７はＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０の構成を示す図である。ＰＷＭ制御用パルス変調器４４０は、電流制御器４２１からのｄ軸電圧指令Vd*およびｑ軸指令電圧Vqと、回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θが表すロータ位相θreとを受け、２軸の指令電圧を３相の電圧指令信号に変換する２相３相変換器４９０と、特定の周波数の三角波キャリアを発生させる搬送波発生器４９２と、３相の電圧指令信号と三角波キャリアを比較して、各相のスイッチング素子の導通または遮断するパルス信号を切換器４５０に出力する比較器４９１を有する。
【００７８】
切換器４５０は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０から出力されたＰＨＭパルス信号、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０から出力されたゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号、またはＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０から出力されたＰＷＭパルス信号のいずれかを選択する。この切換器４５０によるパルス信号の選択は、前述のようにモータジェネレータ１９２の回転速度または電力変換装置１４０が出力しようとする交流電力周波数に応じて行われる。すなわち、モータジェネレータ１９２の回転速度が切替ラインとして設定された所定のしきい値よりも低い場合は、ＰＷＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置１４０においてＰＷＭ制御方式が適用されるようにする。また、モータジェネレータ１９２の回転速度がしきい値よりも高い場合は、ＰＨＭパルス信号またはゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置１４０において従来のＰＨＭ制御方式またはゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御が適用されるようにする。こうして切換器４５０において選択されたＰＨＭパルス信号、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号、またはＰＷＭパルス信号は、ドライバ回路１７４へ出力される。
【００７９】
上記のように切換器４５０は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０から出力されたＰＨＭパルス信号、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０から出力されたゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号、またはＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０から出力されたＰＷＭパルス信号のいずれかを選択する。この切換器４５０によるパルス信号の選択は、前述の式（１）で表される制御回路１７２の出力しようとする交流出力、例えば交流電圧の周波数に応じて行ってもよい。すなわち、モータジェネレータ１９２へ制御回路１７２が出力しようとする周波数が切替ラインとして設定された所定のしきい値よりも低い場合は、ＰＷＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置１４０においてＰＷＭ制御方式が適用されるようにする。また、モータジェネレータ１９２へ制御回路１７２が出力しようとする周波数がしきい値よりも高い場合は、ＰＨＭパルス信号またはゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置１４０において従来のＰＨＭ制御方式またはゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御が適用されるようにする。こうして切換器４５０において選択されたＰＨＭパルス信号、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号、またはＰＷＭパルス信号は、ドライバ回路１７４へ出力される。
【００８０】
以上説明したようにして、制御回路１７２からドライバ回路１７４に対して、ＰＨＭパルス信号、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号、またはＰＷＭパルス信号が変調波として出力される。この変調波に応じて、ドライバ回路１７４よりパワースイッチング回路１４４の各ＩＧＢＴ３２８，３３０へ駆動信号が出力される。
【００８１】
ここで図６のＰＨＭ制御のパルス生成器４３４の詳細について説明する。パルス生成器４３４は、たとえば図８に示すように、ＰＨＭパルス位相検索器４３５と、パルス補正器４３７と、位相カウンタ比較を行うパルス出力器４３６によって実現される。または、たとえば図９に示すように、ＰＨＭパルス位相検索器４３５と、パルス補正器４３７と、位相／時間変換器およびタイマカウンタ比較器によって構成されるパルス出力器４３６’によって実現される。
【００８２】
ＰＨＭパルス位相検索器４３５は、電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θv、変調度演算器４３２からの変調度信号aおよび、回転磁極センサー１９３からの磁極位置信号θが表すロータ位相θre、および角速度演算器４６０からの電気角速度信号ωreに基づいて、予め記憶されたスイッチングパルスの位相情報のテーブルから、スイッチングパルスを出力すべき立上がり位相θonおよび立下がり位相θoffをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上下各アームについて検索し、その検索結果の情報をパルス補正器４３７へ出力する。
【００８３】
パルス補正器４３７は、ＰＨＭパルス位相検索器４３５でデータ検索による演算で求められた立上がり位相θonおよび立下がり位相θoffに対して、最小パルス幅制限とパルス連続性補償を行うためのパルス補正処理などの補正すなわち微調整を施し、その結果をパルス補正後の立上がり位相θon'および立下がり位相θoff'としてパルス出力器４３６へ出力する。最小パルス幅制限とは、スイッチングのオン（立上がり）位相θonおよびオフ（立下がり）位相θoffに応じたパルス幅が所定の最小パルス幅未満となるような場合に、そのパルス幅を最小パルス幅として出力することである。このときの最小パルス幅は、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０の応答速度などに応じて定められる。一方、パルス連続性補償とは、一制御周期前の予測に基づいて生成されたパルス波形と今回の制御周期で生成すべきパルス波形との間でパルスパターンが変化しており、そのままではパルス連続性が保てなくなるような場合に、パルス連続性が保たれるようにパルス波形を変化して出力することである。なお、こうしたパルスパターンの変化は、外乱等の要因でモータジェネレータ１９２の状態が急峻に変化したときや、制御モードを切り替えたときなどに生じる。これらのパルス補正処理の具体的な内容については、後で詳しく説明する。
【００８４】
図８のパルス出力器４３６は、パルス補正器４３７から出力されたパルス補正後の立上がり位相θon'および立下がり位相θoff'に基づいて、位相カウンタとのコンペアマッチ機能を用いて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上下各アームに対するスイッチング指令としてのＰＨＭパルス信号をそれぞれ生成する。パルス出力器４３６により生成された各相の上下各アームに対する６種類のＰＨＭパルス信号は、前述のように切換器４５０へ出力される。
【００８５】
一方、図９のパルス出力器４３６’は、位相／時間変換器により、パルス補正器４３７から出力されたパルス補正後の立上がり位相θon'および立下がり位相θoff'を、立上がり時間Tonおよび立下がり時間Toffにそれぞれ変換する。そして、タイマカウンタ比較器により、立上がり時間Tonおよび立下がり時間Toffに基づいて、タイマカウンタとのコンペアマッチ機能を用いて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上下各アームに対するスイッチング指令としてのＰＨＭパルス信号をそれぞれ生成する。パルス出力器４３６’により生成された各相の上下各アームに対する６種類のＰＨＭパルス信号は、図８の場合と同様に切換器４５０へ出力される。
【００８６】
図８または図９に示したようなパルス生成器４３４によるパルス生成の手順を詳細に説明したフローチャートを図１０に示す。パルス生成器４３４のＰＨＭパルス位相検索器４３５は、ステップ８０１において変調度信号aを入力信号として取り込み、ステップ８０２においてパルス変調器４３０の電圧位相差演算器４３１から出力される電圧位相信号θvを入力信号として取り込む。このとき図３７に示すように、まずはじめに電流制御器（ＡＣＲ）４２０の現制御周期Ｔｎの先頭に電圧位相差演算機４３１によりロータ位相θreが取得される。このロータ位相θreに基づいて、電圧位相差演算器４３１において前述の式（４）により電圧位相θvが演算され、電圧位相信号θvがパルス生成器４３４に出力される。
【００８７】
ＰＨＭパルス位相検索器４３５は、続くステップ８０３において角度演算器４６０からの電気角速度信号ωreと磁極位置信号θが表すロータ位相θreを入力信号として取り込む。
【００８８】
ＰＨＭパルス位相検索器４３５は、続くステップ８０４において、入力された電圧位相信号θv、ロータ位相θreおよび電気角速度信号ωreに基づいて、制御遅れ時間を考慮して、次の制御周期に対応する電圧位相の範囲を演算する。ここでは、電気角速度ωreに制御周期Ｔｎの長さを乗算することで、図３７の一制御周期Ｔｎ当りの位相変化量θｎを算出する。その後、電圧位相信号θvと角速度演算器４６０からの電気角速度信号ωreから、次の制御周期Ｔｎ+1の開始位相θv1および終了位相θv2を算出する。具体的には、電圧位相θvに位相変化量θnを加えることで、制御周期Ｔｎの終了位相、すなわち次の制御周期Ｔｎ+1の開始位相θv1を求める。また、位相変化量θnを２倍した値を電圧位相θvに加えることで、次の制御周期Ｔｎ+1の終了位相θv2を求める。
【００８９】
その後ステップ８０５において、ＰＨＭパルス位相検索器４３５はＲＯＭ検索を行う。このＲＯＭ検索では、入力された変調度信号aに基づいて、ステップ８０４で演算された次の制御周期Ｔｎ＋１の電圧位相の範囲θv1〜θv2において、ＲＯＭ（不図示）に予め記憶されたテーブルより、スイッチングのオンのタイミングを規定する立上がり位相θonとスイッチングオフのタイミングを規定する立下がり位相θoffとをＵ相、Ｖ相、Ｗ相各相分について検索する。尚、図３７の実施例では電圧位相の範囲θv1〜θv2でスイッチングオンオフの位相が各１回合計２回であったが、回数は２回に限定されるものではない。
【００９０】
このＲＯＭ検索において用いられる立上がり、立下がり位相のテーブルの例を図３８に示す。ここでは、ａ１からａnまでの各変調度について立上がり位相と立下がり位相をテーブル化した例を示している。
【００９１】
ＰＨＭパルス位相検索器４３５は、ステップ８０５のＲＯＭ検索によって得られた次制御周期Ｔｎ＋1に対応する電圧位相の範囲のスイッチングのオンとオフの位相をそれぞれ表す立上がり位相θonおよび立下がり位相θoffを、ステップ８０６においてパルス補正器４３７へ出力する。パルス補正器４３７は、ステップ８７２において、立上がり位相θonおよび立下がり位相θoffに対して、最小パルス幅制限とパルス連続性補償を行うためのパルス補正処理を行い、パルス補正後の立上がり位相θon'および立下がり位相θoff'をパルス出力器４３６（図８の場合）またはパルス出力器４３６’（図９の場合）へ出力する。
【００９２】
パルス出力器４３６、４３６’は、ステップ８７３において、現制御周期Ｔｎ期間で演算されパルス補正器４３７から出力されたパルス補正後の立上がり位相θon'および立下がり位相θoff'に基づいて、パルス信号を出力する目標位相値を更新する。この目標位相値の更新は、次の制御周期Ｔｎ＋1の先頭で行う。
【００９３】
その後、制御周期Ｔｎ＋1でパルス出力器４３６（図８の場合）は、ステップ８０７において、ステップ８７３で更新された目標位相値を位相カウンタと比較し、その比較結果に基づいてＰＨＭパルス信号を生成する。一方、制御周期Ｔｎ＋1でパルス出力器４３６’（図９の場合）は、ステップ８０７において、位相／時間変換器により、ステップ８７３で更新された目標位相値を立上がり時間Tonおよび立下がり時間Toffを表す目標時間値に変換する。そして、タイマカウンタ比較器により、目標時間値をタイマカウンタと比較し、その比較結果に基づいてＰＨＭパルス信号を生成する。
【００９４】
パルス出力器４３６、４３６’は、ステップ８０７で生成したＰＨＭパルス信号を、次のステップ８０８において切換器４５０へ出力する。以上説明したステップ８０１〜８０８の処理がパルス生成器４３４において行われることにより、ＰＨＭパルス信号が生成される。
【００９５】
あるいは、図１０のフローチャートにかえて、図１１のフローチャートに示す処理をパルス生成器４３４において実行することにより、パルス生成を行うようにしてもよい。この処理は、図１０のフローチャートに示したように予め記憶しているテーブルを用いてスイッチング位相を検索するテーブル検索方式を使わず、電流制御器（ＡＣＲ）の制御周期毎にスイッチング位相を生成する方式である。
【００９６】
パルス生成器４３４のＰＨＭパルス位相検索器４３５は、ステップ８０１において変調度信号aを入力信号として取り込み、ステップ８０２においてパルス変調器４３０の電圧位相差演算器４３１から出力される電圧位相信号θvを入力信号として取り込む。このとき図３７に示すように、まずはじめに電流制御器（ＡＣＲ）４２０の現制御周期Ｔｎの先頭に電圧位相差演算機４３１によりロータ位相θreが取得される。このロータ位相θreに基づいて、電圧位相差演算器４３１において前述の式（４）により電圧位相θvが演算され、電圧位相信号θvがパルス生成器４３４に出力される。
【００９７】
ＰＨＭパルス位相検索器４３５は、続くステップ８０３において角度演算器４６０からの電気角速度信号ωreと磁極位置信号θが表すロータ位相θreを入力信号として取り込む。
【００９８】
ＰＨＭパルス位相検索器４３５は、続くステップ８０４において、入力された電圧位相信号θv、ロータ位相θreおよび電気角速度信号ωreに基づいて、制御遅れ時間を考慮して、次の制御周期に対応する電圧位相の範囲を演算する。ここでは、電気角速度ωreに制御周期Ｔｎの長さを乗算することで、図３７の一制御周期Ｔｎ当りの位相変化量θｎを算出する。その後、電圧位相信号θvと角速度演算器４６０からの電気角速度信号ωreから、次の制御周期Ｔｎ+1の開始位相θv1および終了位相θv2を算出する。具体的には、電圧位相θvに位相変化量θnを加えることで、制御周期Ｔｎの終了位相、すなわち次の制御周期Ｔｎ+1の開始位相θv1を求める。また、位相変化量θnを２倍した値を電圧位相θvに加えることで、次の制御周期Ｔｎ+1の終了位相θv2を求める。θv2−θv1が次制御周期Ｔｎ+1の電圧位相の範囲となる。
【００９９】
続いてステップ８２０でＰＨＭパルス位相検索器４３５はスイッチングのオンとオフの位相をそれぞれ表す立上がり位相θonおよび立下がり位相θoffを電流制御器（ＡＣＲ）４２０の制御周期毎に決定するためのパルスパターン演算（演算内容は後で説明する。）を行う。パルスパターン演算を行ったら、パルス生成器４３４は、図１０のステップ８０６を実行した後と同様に、次制御周期Ｔｎ＋1に対応する電圧位相の範囲のスイッチングのオンとオフの位相をそれぞれ表す立上がり位相θonおよび立下がり位相θoffを出力し、ステップ８７２、８７３、８０７および８０８の処理を、パルス補正器４３７とパルス出力器４３６、４３６’により行う。
【０１００】
ステップ８２０におけるパルスパターン演算処理の詳細を図１２のフローチャートに示す。パルス生成器４３４は、ステップ８２１において、回転速度や動作状態に基づいてモータジェネレータ線間電圧から削除する高調波次数を指定する。こうして指定された高調波次数に従って、パルス生成器４３４は続くステップ８２２において行列演算などの処理を行い、ステップ８２３においてパルス基準角度を出力する。
【０１０１】
ステップ８２１〜８２３までのパルス生成過程は、以下の式（６）〜（９）で示す行列式に則って演算される。
【０１０２】
ここでは、一例として、３次、５次、７次成分を消去する場合を取り上げる。
【０１０３】
パルス生成器４３４は、削除する高調波次数として３次、５次、７次の高調波成分をステップ８２１において指定すると、次のステップ８２２において行列演算を行う。
【０１０４】
ここで３次、５次、７次の消去次数に対して式（６）のような行ベクトルを作る。
【０１０５】
【数１】
・・・（６）
【０１０６】
式（６）の右辺括弧内の各要素はk1/3、k2/5、k3/7となっている。k1、k2、k3は任意の奇数を選択することができる。ただし、k1=3,9,15、k2=5,15,25、k3=7,21,35などを選択してはならない。この条件下で、３次、５次、７次成分は完全に消去される。
【０１０７】
上記をより一般的に記すと、分母の値を削除する高調波次数とし、分子の値を分母の奇数倍を除く任意の奇数とすることで、式（６）の各要素の値を決定することができる。ここで式（６）の例では、消去次数が３種類（３次、５次、７次）であるため行ベクトルの要素数を３つとしている。同様に、Ｎ種類の消去次数に対して要素数Ｎの行ベクトルを設定し、各要素の値を決定することができる。
【０１０８】
なお、式（６）において、各要素の分子と分母の値を上記のもの以外とすることで、高調波成分を削除するかわりに、そのスペクトルを整形することもできる。そのため、高調波成分の削除ではなくスペクトル整形を主な目的として、各要素の分子と分母の値を任意に選択してもよい。その場合、分子と分母の値は必ずしも整数である必要はないが、分子の値として分母の奇数倍を選択してはならない。また、分子と分母の値は定数である必要はなく、時間に応じて変化する値でもよい。
【０１０９】
上記のように、分母と分子の組み合わせでその値が決定される要素が３つの場合は、式（６）のように３列のベクトルを設定することができる。同様に、分母と分子の組み合わせでその値が決定される要素数Ｎのベクトル、すなわちＮ列のベクトルを設定することができる。以下では、このＮ列のベクトルを高調波準拠位相ベクトルと呼ぶこととする。
【０１１０】
高調波準拠位相ベクトルが式（６）のように３列のベクトルである場合は、その高調波準拠位相ベクトルを転置して式（７）の演算をする。その結果、S1〜S4までのパルス基準角度が得られる。
【０１１１】
パルス基準角度S1〜S4は、電圧パルスの中心位置を表わすパラメータであり、後述する三角波キャリアと比較される。このようにパルス基準角度が４個（S1〜S4）である場合、一般的には、線間電圧一周期当たりのパルス数は１６個となる。
【０１１２】
【数２】
・・・（７）
【０１１３】
また、式（６）のかわりに式（８）のように高調波準拠位相ベクトルが４列の場合は、行列演算式（９）を施す。
【０１１４】
【数３】
・・・（８）
【０１１５】
【数４】
・・・（９）
【０１１６】
その結果、S1〜S8までのパルス基準角度出力が得られる。このとき線間電圧一周期当たりのパルス数は３２個となる。
【０１１７】
モータジェネレータの線間電圧から削除する高調波成分の数とパルス数との関係は、一般的には次のとおりである。すなわち、削除する高調波成分が２つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は８パルスであり、削除する高調波成分が３つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は１６パルスであり、削除する高調波成分が４つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は３２パルスであり、削除する高調波成分が５つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は６４パルスである。同様に、削除する高調波成分の数が１つ増すにつれて、線間電圧一周期当たりのパルス数が２倍になる。ここで、通常モータジェネレータ線間電圧では３の倍数の高次高調波はお互いに打ち消し合うため、削除する高調波成分に加えなくても良い。しかしながら、本ＰＨＭパルス生成算出過程においては、便宜上３次高調波のみ削除対象の高調波成分に含めている。
【０１１８】
ただし、線間電圧で正のパルスと負のパルスが重畳するようなパルス配置の場合、パルス数は上記とは異なる場合がある。
【０１１９】
上記のようにしてパルス生成器４３４において生成されるＰＨＭパルス信号により、ＵＶ線間電圧、ＶＷ線間電圧、ＷＵ線間電圧の３種類の線間電圧においてパルス波形がそれぞれ形成される。これらの各線間電圧のパルス波形は、それぞれ2π/3の位相差を有する同一のパルス波形である。したがって、以下では各線間電圧を代表して、ＵＶ線間電圧のみを説明する。
【０１２０】
ここで、ＵＶ線間電圧の基準位相θuvlと電圧位相信号θvおよびロータ位相θreとの間には、式（１０）の関係がある。
【０１２１】
θuvl=θv＋π/6=θre＋δ＋7π/6 [rad] ・・・・・・・・・・・・・・・（１０）
【０１２２】
式（１０）で表されるＵＶ線間電圧の波形は、θuvl＝π/2，3π/2の位置を中心に線対称であり、かつ、θuvl＝0，πの位置を中心に点対称となる。したがって、ＵＶ線間電圧パルスの１周期（θuvlが0から2πまで）の波形は、θuvlが0からπ/2までの間のパルス波形を元に、これをπ/2毎に左右対称または上下対称に配置することによって表現できる。
【０１２３】
これを実現するひとつの方法が、0≦θuvl≦π/2の範囲におけるＵＶ線間電圧パルスの中心位相を４チャンネルの位相カウンタと比較し、その比較結果に基づいて、１周期すなわち0≦θuvl≦2πの範囲についてＵＶ線間電圧パルスを生成するアルゴリズムである。その概念図を図１３に示す。
【０１２４】
図１３は0≦θuvl≦π/2の範囲における線間電圧パルスが４つである場合の例を示している。図１３において、パルス基準角度S1〜S4は、その４つのパルスの中心位相を表す。
【０１２５】
carr1(θuvl)，carr2(θuvl)，carr3(θuvl)，carr4(θuvl)は、４チャンネルの位相カウンタの各々を表している。これらの各位相カウンタは、いずれも基準位相θuvlに対して2π radの周期を持つ三角波である。また、carr1(θuvl) とcarr2(θuvl)は振幅方向にdθの偏差を持ち、carr3(θuvl)とcarr4(θuvl)の関係も同様である。
【０１２６】
dθは線間電圧パルスの幅を表している。このパルス幅dθに対して基本波の振幅が線形に変化する。
【０１２７】
線間電圧パルスは、各位相カウンタcarr1(θuvl)，carr2(θuvl)，carr3(θuvl)，carr4(θuvl)と、0≦θuvl≦π/2の範囲におけるパルスの中心位相を表すパルス基準角度S1〜S4との各交点に形成される。これにより、９０度毎に対称的なパターンのパルス信号が生成される。
【０１２８】
より詳細には、carr1(θuvl)，carr2(θuvl)とS1〜S4とがそれぞれ一致した点において、正の振幅を有する幅dθのパルスが生成される。一方、carr3(θuvl)，carr4(θuvl) とS1〜S4とがそれぞれ一致した点において、負の振幅を有する幅dθのパルスが生成される。
【０１２９】
以上説明したような方法を用いて生成した線間電圧の波形を変調度毎に描いた一例を図１４に示す。図１４では、式（６）のk1、k2、k3の値として、k1=1、k2=1、k3=3をそれぞれ選択し、変調度を０から１．０まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図１４により、変調度の増加とほぼ比例してパルス幅が増加していることが分かる。こうしてパルス幅を増加させることで、電圧の実効値を増加させることができる。ただし、θuvl=0，π，2π付近のパルスは、変調度０．４以上において、変調度が変化してもパルス幅は変化していない。このような現象は、正の振幅を有するパルスと負の振幅を有するパルスが重なり合うことで生じるものである。
【０１３０】
上述したように、上記実施の形態では、ドライバ回路１７４から駆動信号をパワースイッチング回路１４４の各スイッチング素子に送ることにより、各スイッチング素子は出力しようとする交流電力の位相に基づいてスイッチング動作を行う。交流電力の一周期におけるスイッチング素子のスイッチング回数は、除去しようとする高調波の種類が増えるほど、増える傾向となる。
【０１３１】
また別の観点で見ると、供給される直流電力の電圧が低下すると変調度が増加し、導通している各スイッチング動作の導通期間が長くなる傾向となる。またモータなどの回転電機を駆動する場合に回転電機の発生トルクを大きくする場合には変調度が大きくなり、結果的に各スイッチング動作の導通期間が長くなり、回転電機の発生トルクを小さくする場合には、各スイッチング動作の導通期間が短くなる。導通期間が増大し、遮断時間が短くなった場合、つまりスイッチング間隔がある程度短くなった場合には、安全にスイッチング素子を遮断できない可能性が有り、その場合は遮断させないで導通状態のままそれに続く導通期間につながる制御が行われる。逆に、各スイッチング動作の導通期間が短くなり通電期間が短縮した場合にも、安全にスイッチング素子を通電できない可能性があり、その場合は通電させないで遮断期間に繋がる制御が行われる。
【０１３２】
また別の観点で見ると、出力される交流出力の歪の影響が大きくなる周波数の低い状態、特に回転電機が停止状態あるいは回転速度が非常に低い状態では、ＰＨＭ方式の制御ではなく、定周期の搬送波を利用するＰＷＭ方式でパワースイッチング回路１４４を制御し、回転速度が増加した状態で従来のＰＨＭ方式またはゼロベクトル再配置型ＰＨＭ方式に切り換えてパワースイッチング回路１４４を制御する。本発明を自動車駆動用の電力変換装置の適用した場合には、車が停止状態から発進して加速する段階は、車の高級感に影響するなどの理由で特にトルク脈動の影響を少なくすることが望ましい。このため少なくとも車が停止状態から発進する状態はＰＷＭ方式でパワースイッチング回路１４４を制御し、ある程度加速した後従来のＰＨＭ方式またはゼロベクトル再配置型ＰＨＭ方式の制御に切り換える。このようにすることで、少なくとも発進時はトルク脈動の少ない制御が実現でき、少なくとも通常の運転である定速走行に移った状態ではスイッチングロスの少ないＰＨＭ方式で制御することか可能となり、トルク脈動の影響を抑えながら損失の少ない制御を実現できる。
【０１３３】
本発明において用いられるＰＨＭパルス信号によると、上記のように変調度を固定したときに、例外を除き、パルス幅が等しいパルス列による線間電圧波形を形成することを特徴とする。なお、例外的に線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合とは、上記のように正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスが重なった場合である。この場合、パルスが重なった部分を正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスに分解すると、パルスの幅は全域で必ず等しい。つまり、パルス幅の変化で変調度が変化する。
【０１３４】
ここで、例外的に線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合について、さらに図１５を用いて詳細に説明する。図１５の上部には、図１４において変調度１．０のときの線間電圧パルス波形のうち、π/2≦θuvl≦3π/2の範囲を拡大したものを示している。この線間電圧パルス波形では、中心付近の２つのパルスが他のパルスとは異なるパルス幅を有している。
【０１３５】
図１５の下部には、こうしたパルス幅が他とは異なる部分を分解した様子を示している。この図から、当該部分では、他のパルスと同じパルス幅をそれぞれ有する正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なっており、これらのパルスが合成されることによって他とは異なるパルス幅のパルスが形成されていることが分かる。すなわち、こうしてパルスの重なりを分解することで、ＰＨＭパルス信号に応じて形成される線間電圧のパルス波形は、一定のパルス幅を有するパルスによって構成されていることが分かる。
【０１３６】
本発明において従来のＰＨＭ制御により生成されるＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の他の一例を図１６に示す。ここでは、式（６）のk1、k2、k3の値として、k1=1、k2=3、k3=3をそれぞれ選択し、変調度を０から１．２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図１６では、変調度が１．１８以上になると、θuvl=π/2、3π/2の位置において、互いに隣接する左右対称の２つのパルス間の隙間がなくなっている。したがって、変調度が１．１８未満の範囲では狙った高調波成分を削除できるが、変調度がこれ以上になると高調波成分を有効に削除できないことが分かる。さらに変調度を大きくしていくと、他の位置においても隣接するパルス間の隙間がなくなっていき、最終的に変調度１．２７において矩形波の線間電圧パルス波形となる。
【０１３７】
尚、本線間電圧パルス波形例でもパルス幅が一定でないところがあるが、図１５で説明した原理と同様に、同じパルス幅をそれぞれ有する正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なって、これらのパルスが合成されることによって他とは異なるパルス幅のパルスが形成されていることは同じである。
【０１３８】
図１６に示した線間電圧パルス波形を対応する相電圧パルス波形で表した例を図１７に示す。図１７でも図１６と同様に、変調度が１．１８以上になると隣接する２つのパルス間の隙間がなくなっていくことが分かる。なお、図１７の相電圧パルス波形と図１６の線間電圧パルス波形との間には、π/6の位相差がある。
【０１３９】
図１６に示すように、変調度を大きくして出力する交流電圧の波高値を増大するとき、制御回路１７２は変調度が１．１８未満の範囲において、線間電圧パルス数を変えずにパルスの幅を増大する。これにより、スイッチング素子の導通回数および遮断回数を同じとして、その導通幅を増大するように制御する。一方、変調度を大きくして出力する交流電力の波高値を増大させていくと、それに応じて線間電圧パルスが０である期間、すなわちスイッチング素子の遮断幅が狭くなっていき、変調度が１．１８以上になるとスイッチング素子を遮断できない状態になる。このような状態において制御回路１７２は、線間電圧パルス同士が重なる部分を１つのパルスに合成してパルス数を減少していく。これにより、当該期間においてスイッチング素子の導通状態を続けるようにして、スイッチング素子の導通回数および遮断回数を少なくする。ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形はこのような特徴を有している。
【０１４０】
次に、線間電圧パルスを相電圧パルスに変換する方法について説明する。図１８は、線間電圧パルスから相電圧パルスへの変換において用いられる変換表の例を示している。この表中で左端の列に記載されている１〜６の各モードは、取り得るスイッチング状態ごとに番号を割り当てたものである。モード１〜６では、線間電圧から出力電圧への関係が１対１に決まっている。これらの各モードは、直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間に対応している。なお、図１８の表中に記載されている線間電圧は、異なる相の電位差として取りうるパターンをバッテリ電圧Ｖｄｃで正規化して整理したものである。
【０１４１】
図１８において、たとえば、モード１ではＶｕｖ→１、Ｖｖｗ→０、Ｖｕ→−１と示されているが、これはＶｕ−Ｖｖ＝Ｖｄｃ、Ｖｖ−Ｖｗ＝０、Ｖｗ−Ｖｕ＝−Ｖｄｃとなる場合を正規化して示している。このときの相電圧すなわち相端子電圧（ゲート電圧に比例）は、図１８の表によるとＶｕ→１（Ｕ相の上アームをオン、下アームをオフ）、Ｖｖ→０（Ｖ相の上アームをオフ、下アームをオン）、Ｖｗ→０（Ｗ相の上アームをオフ、下アームをオン）となる。すなわち、図１８の表では、Ｖｕ＝Ｖｄｃ、Ｖｖ＝０、Ｖｗ＝０となる場合を正規化して示している。モード２〜６も、モード１と同様の考え方で成り立っている。
【０１４２】
図１８の変換表を用いて矩形波の状態でパワースイッチング回路１４４を制御するモードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を図１９に示す。図１９において、上段は線間電圧の代表例としてＵＶ線間電圧Ｖｕｖを示しており、その下にＵ相端子電圧Ｖｕ、Ｖ相端子電圧Ｖｖ、Ｗ相端子電圧Ｖｗを示している。図１９に示すように、矩形波制御モードでは図１８の変換表に示したモードが１から６まで順番に変化する。なお、矩形波制御モードでは後述する３相短絡期間（モード０,７）は存在しない。
【０１４３】
図２０は、図１４に例示した線間電圧パルス波形を図１８の変換表に従って相電圧パルスに変換する様子を示している。図２０において、上段は線間電圧の代表例としてＵＶ線間電圧パルスを示しており、その下にＵ相端子電圧Ｖｕ、Ｖ相端子電圧Ｖｖ、Ｗ相端子電圧Ｖｗを示している。
【０１４４】
図２０の上部には、モード（直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間）の番号、および３相短絡となっている期間を示している。３相短絡の期間では３相の上アームをすべてオンにするか３相の下アームをすべてオンにするかのいずれかであるが、スイッチング損失や導通損失の状況に応じて、どちらかのスイッチモードを選択すればよい。
【０１４５】
たとえば、ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖｕが１、Ｖ相端子電圧Ｖｖが０である（モード１，６）。ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが０のときは、Ｕ相端子電圧ＶｕとＶ相端子電圧Ｖｖが同じ値、すなわちＶｕが１かつＶｖが１（モード２、３相短絡）、またはＶｕが０かつＶｖが０（モード５、３相短絡）のいずれかである。ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが−１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖｕが０、Ｖ相端子電圧Ｖｖが１である（モード３，４）。このような関係に基づいて、相電圧すなわち相端子電圧の各パルス（ゲート電圧パルス）が生成される。
【０１４６】
図２０において、線間電圧パルスと各相の相端子電圧パルスのパターンは、位相θuvlに対して、π／３を最小単位として準周期的に繰り返されるパターンとなっている。つまり、０≦θuvl≦π／３の期間のＵ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θuvl≦２π／３のＷ相端子電圧のパターンと同じである。また、０≦θuvl≦π／３の期間のＶ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θuvl≦２π／３のＵ相端子電圧のパターンと同じであり、０≦θuvl≦π／３の期間のＷ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θuvl≦２π／３のＶ相端子電圧のパターンと同じである。モータの回転速度と出力が一定である定常状態においては、こうした特徴が特に顕著に表れる。
【０１４７】
ここで、上記のモード１〜６を、異なる相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８と下アーム用のＩＧＢＴ３３０をそれぞれオンさせて直流電源であるバッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に電流を供給する第１の期間として定義する。また、３相短絡期間を、全相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０のいずれか一方をオンさせてモータジェネレータ１９２に蓄積されたエネルギーでトルクを維持する第２の期間と定義する。図２０に示す例では、これら第１の期間と第２の期間を電気角に応じて交互に形成していることが分かる。
【０１４８】
さらに図２０では、たとえば０≦θuvl≦π／３の期間において、第１の期間としてのモード６および５を、第２の期間としての３相短絡期間を間に挟んで交互に繰り返している。ここで図１８から分かるように、モード６では、Ｖ相において下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンする一方で、他のＵ相、Ｗ相では、Ｖ相と異なる側、すなわち上アーム用のＩＧＢＴ３２８をオンしている。他方、モード５では、Ｗ相において上アーム用のＩＧＢＴ３２８をオンする一方で、他のＵ相、Ｖ相では、Ｗ相と異なる側、すなわち下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンしている。すなわち、第１の期間では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか１相（モード６ではＶ相、モード５ではＷ相）を選択し、この選択した１相について、上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせると共に、他の２相（モード６ではＵ相およびＷ相、モード５ではＵ相およびＶ相）について、選択した１相とは異なる側のアーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせる。また、第１の期間ごとに選択する１相（Ｖ相、Ｗ相）を交替している。
【０１４９】
０≦θuvl≦π／３以外の期間でも上記と同様に、第１の期間としてのモード１〜６のいずれかを、第２の期間としての３相短絡期間を間に挟んで交互に繰り返す。すなわち、π／３≦θuvl≦２π／３の期間ではモード１および６を、２π／３≦θuvl≦πの期間ではモード２および１を、π≦θuvl≦４π／３の期間ではモード３および２を、４π／３≦θuvl≦５πの期間ではモード４および３を、５π／３≦θuvl≦２πの期間ではモード５および４を、それぞれ交互に繰り返す。これにより、上記と同様に、第１の期間では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか１相を選択し、選択した１相について、上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせると共に、他の２相について、選択した１相とは異なる側のアーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせる。また、第１の期間ごとに選択する１相を交替する。
【０１５０】
以上説明したように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか２相の上アーム用のＩＧＢＴ３２８が導通状態であるときは、他の１相の上アーム用のＩＧＢＴ３２８を導通状態とすることで３相短絡期間となり、遮断状態とすることでいずれかのモードとなる。すなわち、制御回路１７２は当該ＩＧＢＴ３２８の導通および遮断によって３相短絡期間を制御することができる。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか２相の下アーム用のＩＧＢＴ３３０が導通状態であるときも同様に、他の１相の下アーム用のＩＧＢＴ３３０を導通状態とすることで３相短絡期間となり、遮断状態とすることでいずれかのモードとなる。すなわち、制御回路１７２は当該ＩＧＢＴ３３０の導通および遮断によって３相短絡期間を制御することができる。
【０１５１】
ところで、上記の第１の期間すなわちモード１〜６の期間を形成する電気角位置と、この期間の長さとは、モータジェネレータ１９２に対するトルクや回転速度などの要求指令に応じて変化させることができる。すなわち前述のように、モータの回転速度やトルクの変化に伴って削除する高調波の次数を変化させるために、第１の期間を形成する特定の電気角位置を変化させる。あるいは、モータの回転速度やトルクの変化に応じて、第１の期間の長さすなわちパルス幅を変化させ、変調度を変化させる。これにより、モータを流れる交流電流の波形、より具体的には交流電流の高調波成分を所望の値に変化させ、この変化により、バッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に供給する電力を制御することができる。なお、特定の電気角位置と第１の期間の長さは、いずれか一方のみを変化させてもよいし、両方を同時に変化させてもよい。
【０１５２】
ここで、パルスの形状と電圧には以下の関係がある。図示したパルスの幅は電圧の実効値を変化させる効果があり、線間電圧のパルス幅が広いときには電圧の実効値は大きく、狭いときには電圧の実効値が小さい。また、削除する高調波の個数が少ない場合は、電圧の実効値が高いため、変調度の上限が矩形波に近づく。この効果は、回転電機（モータジェネレータ１９２）の誘起電圧が高い回転域で有効であり、通常のＰＷＭで制御した場合の線間電圧よりも高い電圧を回転電機に供給することができる。すなわち、直流電源であるバッテリ１３６からモータジェネレータ１９２に電力を供給する第１の期間の長さと、この第１の期間を形成する特定の電気角位置とを変化させることで、モータジェネレータ１９２に印加する交流電圧の実効値を変化させ、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じた出力を得ることができる。
【０１５３】
また、図２０に示す駆動信号のパルス形状は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相について、任意のθuvlすなわち電気角を中心に左右非対称となっている。さらに、パルスのオン期間またはオフ期間のうち少なくとも一方がθuvl（電気角）でπ／３以上にわたって連続する期間を含んでいる。たとえばＵ相では、θuvl＝π／２付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間と、θuvl＝３π／２付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間とを有している。同様に、Ｖ相では、θuvl＝π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間と、θuvl＝７π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間とを有しており、Ｗ相では、θuvl＝５π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間と、θuvl＝１１π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間とを有している。上述したようにＵ相，Ｖ相，Ｗ相各相の電気角2π当りのパルス数は、線間電圧のパルス数に応じて順次決定されるが、電気角2π間の各パルス間隔は不均一である。このようなパルス形状の特徴を有している。
【０１５４】
以上説明したように、本実施形態の電力変換装置によれば、ＰＨＭ制御モードが選択されているときに、直流電源からモータに電力を供給する第１の期間と、３相フルブリッジの全相上アームをオン或いは全相下アームをオンさせる第２の期間を、電気角に応じた特定のタイミングで交互に発生させる。これにより、ＰＷＭ制御モードが選択されている場合に比べて、スイッチングの頻度が1/7から1/10以下で済む。したがって、スイッチング損失を低減することができる。
【０１５５】
次に、図１６で例示したように変調度を変化させたときの線間電圧パルス波形における高調波成分の削除の様子について説明する。図２１は、変調度を変化させたときの線間電圧パルスにおける基本波と削除対象の高調波成分の振幅の大きさを示した図である。
【０１５６】
図２１（ａ）では、３次および５次の高調波を削除対象とした線間電圧パルスにおける基本波と各高調波の振幅の例を示している。この図によると、変調度が１．２以上の範囲では５次高調波が削除しきれずに現れることが分かる。図２１（ｂ）では、３次、５次および７次の高調波を削除対象とした線間電圧パルスにおける基本波と各高調波の振幅の例を示している。この図によると、変調度が１．１８以上の範囲では５次および７次の高調波が削除しきれずに現れることが分かる。
【０１５７】
なお、図２１（ａ）に対応する線間電圧パルス波形と相電圧パルス波形の例を図２２、２３にそれぞれ示す。ここでは、要素数が２である行ベクトルを設定し、各要素（k1/3、k2/5）におけるk1、k2の値としてk1=1、k2=3をそれぞれ選択して、変調度を０から１．２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形と相電圧波形の例を示している。また、図２１（ｂ）は、図１６、１７にそれぞれ示した線間電圧パルス波形と相電圧パルス波形に対応している。
【０１５８】
上記の説明から、変調度がある一定の値を超えると、削除対象とした高調波が削除しきれずに現れ始めることが分かる。また、削除対象とする高調波の種類（数）が多いほど、低い変調度で高調波を削除しきれなくなることが分かる。
【０１５９】
次に、図６に示したＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０におけるＰＷＭパルス信号の生成方法について、図２４を参照して説明する。図２４（ａ）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相における電圧指令信号と、ＰＷＭパルスの生成に用いる三角波キャリアとの波形を示している。各相の電圧指令信号は、位相を互いに2π/3ずつずらした正弦波の指令信号であり、変調度に応じて振幅が変化する。この電圧指令信号と三角波キャリア信号とをＵ、Ｖ、Ｗの各相についてそれぞれ比較し、両者の交点をパルスのオンオフのタイミングとすることで、図２４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）にそれぞれ示すようなＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対する電圧パルス波形が生成される。なお、これらのパルス波形におけるパルス数は、いずれも三角波キャリアにおける三角波パルス数に等しい。
【０１６０】
図２４（ｅ）は、ＵＶ線間電圧の波形を示している。このパルス数は、三角波キャリアにおける三角波パルス数の２倍、すなわち各相に対する上記の電圧パルス波形におけるパルス数の２倍に等しい。なお、他の線間電圧、すなわちＶＷ線間電圧およびＷＵ線間電圧についても同様である。
【０１６１】
図２５は、ＰＷＭパルス信号によって形成される線間電圧の波形を変調度毎に描いた一例を示している。ここでは、変調度を０から１．２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図２５では、変調度が１．１７以上になると、互いに隣接する２つのパルス間の隙間がなくなり、合わせて１つのパルスとなっている。こうしたパルス信号は過変調ＰＷＭパルスと呼ばれる。最終的には変調度１．２７において、矩形波の線間電圧パルス波形となる。
【０１６２】
図２５に示した線間電圧パルス波形を対応する相電圧パルス波形で表した例を図２６に示す。図２６でも図２５と同様に、変調度が１．１７以上になると隣接する２つのパルス間の隙間がなくなっていくことが分かる。なお、図２６の相電圧パルス波形と図２５の線間電圧パルス波形との間には、π/6の位相差がある。
【０１６３】
ここで、ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形とＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形とを比較する。図２７（ａ）は、ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図１４において変調度０．４の線間電圧パルス波形に相当する。一方、図２７（ｂ）は、ＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図２５において変調度０．４の線間電圧パルス波形に相当する。
【０１６４】
図２７（ａ）と図２７（ｂ）とをパルス数について比較すると、図２７（ａ）に示すＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の方が、図２７（ｂ）に示すＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形よりも大幅にパルス数が少ないことが分かる。したがって、ＰＨＭパルス信号を用いると、生成される線間電圧パルス数が少ないために制御応答性はＰＷＭ信号の場合よりも低下するが、ＰＷＭ信号を用いた場合よりもスイッチング回数を大幅に減らすことができる。その結果、スイッチング損失も大幅に低減することができる。
【０１６５】
次に、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とにおけるパルス形状の違いについて、図２８を参照して説明する。図２８（ａ）は、ＰＷＭパルス信号の生成に用いられる三角波キャリアと、このＰＷＭパルス信号によって生成されるＵ相電圧、Ｖ相電圧およびＵＶ線間電圧とを示している。図２８（ｂ）は、ＰＨＭパルス信号によって生成されるＵ相電圧、Ｖ相電圧およびＵＶ線間電圧を示している。これらの図を比較すると、ＰＷＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスのパルス幅が一定ではないのに対して、ＰＨＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスのパルス幅が一定であることが分かる。なお、前述のようにパルス幅が一定とはならない場合もあるが、これは正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なることによるものであり、パルスの重なりを分解すれば全てのパルスで同じパルス幅となる。また、ＰＷＭパルス信号を用いた場合は三角波キャリアがモータ回転速度の変動に関わらず一定であるため、ＵＶ線間電圧の各パルスの間隔もモータ回転速度によらず一定であるのに対して、ＰＨＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスの間隔がモータ回転速度に応じて変化することが分かる。
【０１６６】
図２９は、モータ回転速度とＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形との関係を示している。図２９（ａ）は、所定のモータ回転速度におけるＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図１４において変調度０．４の線間電圧パルス波形に相当するものであり、電気角（ＵＶ線間電圧の基準位相θuvl）2π当たり１６パルスを有する。
【０１６７】
図２９（ｂ）は、図２９（ａ）のモータ回転速度を２倍としたときのＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。なお、図２９（ｂ）の横軸の長さは、時間軸に対して図２９（ａ）と等価となるようにしている。図２９（ａ）と図２９（ｂ）とを比較すると、電気角2π当たりのパルス数は１６パルスで変わらないが、同一時間内のパルス数が図２９（ｂ）では２倍となっていることが分かる。
【０１６８】
図２９（ｃ）は、図２９（ａ）のモータ回転速度を１／２倍としたときのＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。なお、図２９（ｃ）の横軸の長さも、図２９（ｂ）と同様に時間軸に対して図２９（ａ）と等価となるようにしている。図２９（ａ）と図２９（ｃ）とを比較すると、図２９（ｃ）では電気角π当たりのパルス数が８パルスであるため、電気角2π当たりのパルス数では１６パルスで変わらないが、同一時間内のパルス数が図２９（ｃ）では１／２倍となっていることが分かる。
【０１６９】
以上説明したように、ＰＨＭパルス信号を用いた場合は、モータ回転速度に比例して線間電圧パルスの単位時間当たりのパルス数が変化する。すなわち、電気角2π当たりのパルス数を考えると、これはモータ回転速度によらず一定である。一方、ＰＷＭパルス信号を用いた場合は、図２８で説明したように、モータ回転速度によらず線間電圧パルスのパルス数は一定である。すなわち、電気角2π当たりのパルス数を考えると、これはモータ回転速度が上昇するほど低減する。
【０１７０】
図３０（ａ）は、ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御においてそれぞれ生成される電気角2π当たり（すなわち線間電圧一周期当たり）の線間電圧パルス数と、モータ回転速度との関係を示している。図３０（ｂ）は、ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御においてそれぞれ生成される電気角2π当たり（すなわち相電圧一周期当たり）の相電圧パルス数と、モータ回転速度との関係を示している。なお図３０（ａ）、（ｂ）では、８極モータ（極対数４）を用いて、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波成分を３，５，７次の３つとし、正弦波ＰＷＭ制御で用いる三角波キャリアの周波数を１０ｋＨｚとした場合の例を示している。このように電気角2π当たりの線間電圧パルス数および相電圧パルス数は、ＰＷＭ制御の場合はモータ回転速度が上昇するほど減少していくのに対して、ＰＨＭ制御の場合はモータ回転速度によらず一定であることが分かる。なお、ＰＷＭ制御における線間電圧パルス数は、式（１１）で求めることができる。
【０１７１】
（線間電圧パルス数）
＝（三角波キャリアの周波数）／｛（極対数）×（モータ回転速度）／６０｝×２
・・・（１１）
【０１７２】
なお、図３０（ａ）、（ｂ）では、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波成分を３つとした場合の線間電圧一周期当たりの線間電圧パルス数が１６であり、相電圧パルス数が１１であることを示したが、前記線間電圧パルス数は削除対象とする高調波成分の数に応じて前述のように変化する。すなわち、削除対象の高調波成分が２つである場合は８、削除対象の高調波成分が４つである場合は３２、削除対象の高調波成分が５つである場合は６４のように、削除対象とする高調波成分の数が１つ増すにつれて、線間電圧一周期当たりのパルス数が２倍になる。
【０１７３】
以上説明した実施の形態に係る制御回路１７２によって行われるモータ制御のフローチャートを図３１に示す。ステップ９０１において、制御回路１７２はモータジェネレータ１９２の回転速度情報を取得する。この回転速度情報は、回転磁極センサ１９３から出力される磁極位置信号θに基づいて求められる。
【０１７４】
ステップ９０２において、制御回路１７２は、ステップ９０１で取得した回転速度情報に基づいて、モータ回転速度が所定の切替回転速度以上であるか否かを判定する。モータ回転速度が切替回転速度以上であればステップ９０４へ進み、切替回転速度未満であればステップ９０３へ進む。
【０１７５】
ステップ９０４において、制御回路１７２は、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波の次数を決定する。ここでは前述のように、３次、５次、７次などの高調波を削除対象として決定することができる。なお、モータ回転速度に応じて削除対象とする高調波の数を変化させてもよい。たとえば、モータ回転速度が比較的低い場合は３次、５次および７次の高調波を削除対象とし、モータ回転速度が比較的高い場合は３次および５次の高調波を削除対象とする。このように、モータ回転速度が高くなるほど削除対象とする高調波の数を少なくすることで、高調波によるトルク脈動の影響を受けにくい高速回転域ではＰＨＭパルス信号のパルス数を減らして、スイッチング損失をより一層効果的に減少させることができる。
【０１７６】
ステップ９０５において、制御回路１７２は、ステップ９０４で決定した次数の高調波を削除対象とするＰＨＭ制御を行う。このとき、削除対象の高調波の次数に応じたＰＨＭパルス信号が前述のような生成方法に従ってＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０により生成されると共に、そのＰＨＭパルス信号が切換器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。または、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０により後述するような方法に従って生成されるゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号を切換器４５０において選択し、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力されるようにしてもよい。ステップ９０５を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻り、上記のような処理を繰り返す。
【０１７７】
ステップ９０６において、制御回路１７２は矩形波制御を行う。矩形波制御は、前述のようにＰＨＭ制御の一形態、すなわちＰＨＭ制御において変調度を最大としたもの、または削除対象の高調波次数が無いものと考えることができる。矩形波制御では高調波を削除することはできないが、スイッチング回数を最小とすることができる。なお、矩形波制御に用いられるパルス信号は、ＰＨＭ制御の場合と同様にパルス変調器４３０によって生成することができる。このパルス信号が切換器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。ステップ９０６を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻り、上記のような処理を繰り返す。
【０１７８】
ステップ９０３において、制御回路１７２はＰＷＭ制御を行う。このとき、所定の三角波キャリアと電圧指令信号との比較結果に基づいて、前述のような生成方法によりＰＷＭパルス信号がパルス変調器４４０において生成されると共に、そのＰＷＭパルス信号が切換器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。ステップ９０３を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻り、上記のような処理を繰り返す。
【０１７９】
次に本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御方式を説明するために、基本となるＰＨＭ外郭パルス波形の選定について説明する。すでに前述したように、従来のＰＨＭ制御では変調度がある一定の閾値を超えると、削除対象とした高調波が削除しきれずに現れ始める。例えば、図１６は従来のＰＨＭ制御モードにおける３次、５次、７次高調波削除の線間電圧波形の一例を示す図で、図１７は図１６に対応する従来のＰＨＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。この場合、図２１（ｂ）からも分かるように変調度１.１８が前記閾値となる。
【０１８０】
図３９は図１７と同じ相電圧波形の例を示すものである。本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御では、図３９に示すように、従来のＰＨＭ制御の相電圧パルス波形から変調度１.１８の相電圧パルス波形をＰＨＭ外郭パルス作成のために抜き出す。
【０１８１】
続いて、前記抜き出した相電圧パルスをお互いπ/3の位相差を持ってＵＶＷ３相に展開すると、図４０の様になる。このＵＶＷ各相の相電圧パルスをＵphm、Ｖphm、Ｗphmとする。図４０の上側の図に示すように、変調度１.１８のＵＶＷ各相の相電圧パルス波形Ｕphm、Ｖphm、Ｗphmでは、上アーム全部オン（図１８のモード７）または下アーム全部オン（図１８のモード０）となる三相短絡期間が適宜配置されている。
【０１８２】
変調度１.１８から徐々に変調度を上げていくと、相電圧パルス波形Ｕphm、Ｖphm、Ｗphmにおいて前記三相短絡期間が徐々に短くなり、変調度１.２０のところでは、図４０の下側の図に示すように三相短絡期間が無くなる。すなわち、図４０の下側の図に示す変調度１.２０における相電圧パルス波形Ｕphm、Ｖphm、Ｗphmは、前記変調度１.１８における相電圧パルス波形Ｕphm、Ｖphm、Ｗphmから前記三相短絡期間を削除した波形である。
【０１８３】
本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御では、変調度０〜１.２０間における相電圧パルス波形を図４０の下側の図に示すような変調度１.２０の相電圧パルス波形に固定して、この波形を基本となるＰＨＭ外郭パルスとして用いる。すなわち、従来のＰＨＭ制御では、図１６、１７の様に変調度の増減に応じて線間電圧パルス、相電圧パルスの各パルス幅や位相が変化するが、本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御では、変調度０〜１.２０の間では変調度が変わっても、基本となるＰＨＭ外郭パルス波形は図４０の下側の図に示す変調度１.２０の波形のまま変化しない。変調度０〜１.２０の間の変調度の調整には、後に詳しく説明するゼロベクトルを挿入することで対応する。
【０１８４】
尚、変調度１.２０以上は従来のＰＨＭ制御と同じである。
【０１８５】
尚、本実施例ではＰＨＭ外郭パルスを３次５次７次高調波削除ＰＨＭ相電圧パルスから作成したが、本発明が適用されるシステムの特性に合わせて、別の高調波次数削除ＰＨＭパルス、例えば３次５次高調波削除パルスや３次５次７次１１次高調波削除パルスから作成しても良い。
【０１８６】
図６の制御回路１７２に設けられたゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０において、パルス生成器４３８により実現される本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号の生成方法の詳細について説明する。本実施形態におけるパルス生成器４３８の構成を図３２に示す。図６に示したモータ制御系では、システム性能からの要求などに応じて、モータジェネレータ１９２に対する制御周期として、たとえば数百μｓ程度の制御周期が予め定められている。パルス生成器４３８は、この制御周期ごとに、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０の状態を繰り返し演算する。この演算結果に応じて、次の制御周期におけるＰＨＭパルス信号を生成し、切換器４５０へ出力する。
【０１８７】
ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０に備えられたパルス生成器４３８は、例えば図３２に示すように、リミッタ４６３、ＰＨＭパルス位相検索器４６４、三角波発生器４６１、比較器４６２、ゼロベクトル判定器４６５、ゼロベクトル決定器４６６、切替器４６７、パルス補正器４６８、パルス出力器４６９により実現される。
【０１８８】
ここで図３５及び３６は本発明のパルス生成器４３８によるパルス生成手段を詳細に説明したフローチャートである。図３２、図３５および図３６を用いて、本実施例の制御内容を説明する。図３５のステップ８０１において、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０の変調度演算器４３２からパルス生成器４３８に変調度信号ａが入力される。以降では、説明の便宜上、リミッタ４６３入力前の変調度をａin（この場合、変調度ａと変調度ａinは等しくなる）、リミッタ４６３出力後の変調度をａoutと表記する。
【０１８９】
ステップ８０１ａにおいて、リミッタ４６３は変調度ａinを入力信号として取り込み、図３３に示す演算を行う。変調度ａinは0〜1.27の任意の値を取るが、リミッタ４６３は図３３に示すように、入力される変調度がａin＜1.20ならば、ａinの値に関わらず出力値ａout＝1.20を出力する。一方、入力される変調度がａin≧1.20ならば、ａinの値をそのまま出力値ａout（＝ａin）として出力する。なお、本実施例では、リミッタ４６３によるリミット値を1.20とし、ａin＜1.20ならばリミッタ４６３からａout＝1.20が出力されることとしたが、削除する高調波の次数によって、そのリミット値は変化させても良い。例えば、本実施例では削除する高調波次数が３次、５次、７次であったが、削除する高調波次数が変わって、例えば３次、５次、７次、１１次となった場合にリミット値が変化しても構わない。しかし、所望の高調波を除くことができる限界の変調度の相電圧波形から３相短絡期間（ゼロベクトルモード）を削除してできるＰＨＭ外郭パルスの変調度をリミット値として用いる場合のほうが、高出力を出すことができる変調度が基となってゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号の生成が行われるので、無駄な出力低下が無く、リミット値の設定としてはより好ましい。このように出力される変調度a outを制御することによって、所望の高調波を抑制しつつ、導通回数を限界まで低減した導通パターンを元に、実際に出力される駆動信号を出力することが可能となる。
【０１９０】
ＰＨＭパルス位相検索器４６４は、ステップ８０２において、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０の電圧位相差演算器４３１から出力される電圧位相信号θvを入力信号として取り込む。このとき図３７に示すように、まずはじめに制御周期Tnの先頭において、電圧位相差演算器４３１によりロータ位相θreが取得される。このロータ位相θreに基づいて、電圧位相差演算器４３１において前述の式（４）により電圧位相θvが演算され、電圧位相信号θvがパルス生成器４３８へ出力されている。
【０１９１】
ＰＨＭパルス位相検索器４６４は、続くステップ８０３において、角速度演算器４６０からの電気角速度信号ωreと磁極位置信号θが表すロータ位相θreを入力信号として取り込む。
【０１９２】
ＰＨＭパルス位相検索器４６４は、ステップ８０４において、入力された電圧位相信号θv、ロータ位相θreおよび電気角速度信号ωreに基づいて、次の制御周期に対応する電圧位相の範囲を演算する。ここでは、電気角速度ωreに制御周期Ｔｎの長さを乗算することで、一制御周期Ｔｎ当たりの位相変化量θnを算出する。その後、電圧位相信号θvと角速度演算器４６０からの電気角速度信号ωreから、次の制御周期Ｔｎ+1の開始位相θv1および終了位相θv2を算出する。具体的には、電圧位相θvに位相変化量θnを加えることで、制御周期Ｔｎの終了位相、すなわち次の制御周期Ｔｎ+1の開始位相θv1を求める。また、位相変化量θnを２倍した値を電圧位相θvに加えることで、次の制御周期Ｔｎ+1の終了位相θv2を求める。θv2−θv1が次制御周期Ｔｎ+1の電圧位相の範囲となる。
【０１９３】
さらに、ステップ８０５において、ＰＨＭパルス位相検索器４６４はＲＯＭ検索を行う。このＲＯＭ検索では、入力された変調度信号ａoutに基づいて、ステップ８０４で演算された次の制御周期Ｔｎ+1の電圧位相の範囲θv1〜θv2において、ＲＯＭ（不図示）に予め記憶されたテーブルより、スイッチングオンのタイミングを規定する立上がり位相θonと、スイッチングオフのタイミングを規定する立下がり位相θoffとをＵ相、Ｖ相、Ｗ相各相分について検索する。
【０１９４】
このＲＯＭ検索において用いられる立上がり、立下がり位相のテーブルの例を図３８に示す。ここでは、ａ１からａnまでの各変調度について立上がり位相と立下がり位相をテーブル化した例を示している。このテーブルは従来のＰＨＭ制御でも使用しており、本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御では主にリミッタ４６３のリミット値以上の変調度ａout部分が使われる。
【０１９５】
ＰＨＭパルス検索器４６４は、ステップ８０６において、ステップ８０５のＲＯＭ検索によって得られたＵＶＷ各相のスイッチングのオンとオフの位相の情報、すなわち立上がり位相θonおよび立下がり位相θoffの情報を、ＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｗphmとして、ゼロベクトル判定器４６５及び切替器４６７に出力する。
【０１９６】
ここで、ＰＨＭパルス位相検索器４６４がステップ８０６で出力するＰＨＭパルスは、変調度ａによって異なる。例えば、変調度ａ≦１.２０の場合はＲＯＭ検索によりＰＨＭ外郭パルス（変調度ａ＝１.２０相当）がＵphm、Ｖphm、Ｗphmとして出力され、変調度ａ＞１.２０の場合はＲＯＭ検索により従来のＰＨＭパルスがＵphm、Ｖphm、Ｗphmとして出力される。
【０１９７】
三角波発生器４６１は、ステップ８５０において、電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期に同期した三角波を発生し、比較器４６２に出力する。なお、本実施例では、三角波発生器４６１が発生する三角波とＰＨＭパルス位相検索器４６４が出力するＰＨＭパルスとは非同期である。しかし、これらを同期させてもよい。たとえば、三角波発生器４６１に電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θvを入力信号として取り込んで、同期ＰＷＭと同様に電気角一周期当りの三角波パルス数を任意に決めることで、三角波発生器４６１が発生する三角波とＰＨＭパルス位相検索器４６４が出力するＰＨＭパルスとを同期させることが可能である。この場合、三角波発生器４６１が発生する三角波は、電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期とは非同期となる。
【０１９８】
比較器４６２は、ステップ８５１において、変調度演算器４３２からパルス生成器４３８に入力された変調度ａinと、三角波発生器４６１から出力された三角波とを入力信号として取り込み、これらを比較する。この比較結果に基づいて、ステップ８５２においてゼロベクトルトリガ信号を生成し、ゼロベクトル決定器４６６および切替器４６７へ出力する。なお、前述のように三角波発生器４６１が発生する三角波の周期は、電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期に同期すなわち略一致しているため、比較器４６２が発生するゼロベクトルトリガ信号の周期も同様に、電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期に同期すなわち略一致している。
【０１９９】
図４２を用いて、比較器４６２におけるゼロベクトルトリガ信号の生成方法を説明する。比較器４６２では、三角波発生器４６１で作られた三角波と変調度ａinとを比較する。なお図４２では、変調度ａinが０.９である場合の例を示している。その結果、図４２において下側の図に示すように、三角波より変調度ａinが大きい場合はゼロベクトルトリガ信号として１（Ｈｉｇｈ）を出力し、三角波より変調度ａinが小さい場合はゼロベクトルトリガ信号として０（Ｌｏｗ）を出力する。このようにして、出力しようとする交流電力に応じた変調度ａinに基づいて、ゼロベクトルトリガ信号が１（Ｈｉｇｈ）である期間とゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅をそれぞれ決定する。なお、比較器４６２において、三角波の振幅に対応する変調度ａinの最大値はリミッタ４６３のリミット値１.２０に設定されている。従って、仮に１.２０以上の変調度ａinが比較器４６２に入力された場合は、三角波よりも変調度が常に大きいため、ゼロベクトルトリガ信号は１（Ｈｉｇｈ）のみが出力される。
【０２００】
ゼロベクトル判定器４６５は、ステップ８０６でＰＨＭパルス位相検索器４６４から出力されるＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｗphmを入力信号として取り込み、ステップ８６０において、図３４の変換表に示す規則に従ってゼロベクトル判定を行う。そして、ステップ８６０のゼロベクトル判定結果を表すゼロベクトルモード信号Ａをステップ８６１においてゼロベクトル決定器４６６に出力する。上述のように、入力信号Ｕphm、Ｖphm、Ｗphmは図４０にて示されたＰＨＭ外郭パルスまたは従来のＰＨＭパルスのいずれかである。
【０２０１】
図４１を参照して、ゼロベクトル判定器４６５が行うゼロベクトル判定について詳細に説明する。ゼロベクトル判定器４６５は、ＰＨＭパルス位相検索器４６４からステップ８０６で出力されたＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｗphmの各波形を、図４１に示すように、図３４の変換表が表すモード１〜６にそれぞれ対応する複数の領域に分割する。ここで図４１では、図４０の下側の図に示した変調度１.２０のＰＨＭ外郭パルスがＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、ＷphmとしてＰＨＭパルス位相検索器４６４からゼロベクトル判定器４６５に入力された場合の例を示している。なお、図４０で示すように、ＰＨＭ外郭パルスにはモード７及び０のゼロベクトルモード（三相短絡）が含まれていない。
【０２０２】
続いてゼロベクトル判定器４６５は、図３４の変換表に示す規則に従って、モード１〜６の各領域毎にゼロベクトルモード０または７のいずれが対応するかを判定する。図３４の変換表には、モード１〜６の各々について、最少のスイッチング回数で移行できるゼロベクトルモードがモード０とモード７のどちらであるかが示されている。この変換表に基づいて、ＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｗphmの各波形を分割したモード１〜６の各領域毎に対応するゼロベクトルモードをそれぞれ判定することで、ゼロベクトル判定を行う。そして、判定結果をゼロベクトルモード信号Ａとしてゼロベクトル決定器４６６へ出力する。
【０２０３】
例えば、図４１に範囲１で示した領域はモード５なので、
Ｕ相：上アームオフ/下アームオン→０
Ｖ相：上アームオフ/下アームオン→０
Ｗ相：上アームオン/下アームオフ→１
となり、各アームの状態をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順に並べると、（００１）と表すことが出来る。この（００１）の状態から選択できるゼロベクトルモードはモード０（０００）とモード７（１１１）があるが、各アームの状態変化数を比較すると、
モード５（００１）→モード０（０００） Ｗ相のみ状態変化、
モード５（００１）→モード７（１１１） Ｕ相とＶ相が状態変化、
となり、状態変化すなわちスイッチング回数が最少で移行できるゼロベクトルモードは、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各ゼロベクトルパルスがＺＶｕ＝０、ＺＶｖ＝０、ＺＶｗ＝０であり、Ｗ相のみ状態変化させればよいモード０（０００）となる。
【０２０４】
同様に図４１に範囲２で示した領域はモード６なので、
Ｕ相：上アームオン/下アームオフ→１
Ｖ相：上アームオフ/下アームオン→０
Ｗ相：上アームオン/下アームオフ→１
となり、各アームの状態をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順に並べると、（１０１）と表すことが出来る。この（１０１）の状態から選択できるゼロベクトルモードはモード０（０００）とモード７（１１１）があるが、各アームの状態変化数を比較すると、
モード６（１０１）→モード０（０００） Ｕ相とＷ相が状態変化、
モード６（１０１）→モード７（１１１） Ｖ相のみ状態変化、
となり、状態変化すなわちスイッチング回数が最少で移行できるゼロベクトルモードは、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各ゼロベクトルパルスがＺＶｕ＝１、ＺＶｖ＝１、ＺＶｗ＝１であり、Ｖ相のみ状態変化させればよいモード７（１１１）となる。
【０２０５】
以上説明したのと同様の演算を繰り返すことで、ゼロベクトル判定器４６５はゼロベクトル判定を行う。こうしてゼロベクトル判定が行われることにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうち、ゼロベクトルモードに移行するときのスイッチング回数を最少とするために状態変化すべきいずれか１相、すなわちパルス波形の電圧値が他の２相とは異なるいずれか１相が特定される。
【０２０６】
ゼロベクトル決定器４６６は、ステップ８６１でゼロベクトル判定器４６５から出力されたゼロベクトルモード信号Ａと、ステップ８５２で比較器４６２から出力されたゼロベクトルトリガ信号とを入力信号として取り込み、ステップ８６２においてこれらの入力信号を比較することにより、ゼロベクトル決定を行う。具体的には、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間におけるゼロベクトルモード信号Ａが表すゼロベクトルモードを判定し、そのゼロベクトルモードをＰＨＭパルスに挿入すべきゼロベクトルモードとして決定することにより、ゼロベクトル決定を行う。そして、ステップ８６３において、ステップ８６２のゼロベクトル決定結果を表すゼロベクトルモード信号Ｂを切替器４６７へ出力する。
【０２０７】
図４２を参照して、ゼロベクトル決定器４６６が行うゼロベクトル決定を説明する。ゼロベクトル決定器４６６は、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）であるときのゼロベクトル判定器４６５からのゼロベクトルモード信号Ａがモード０とモード７のいずれのゼロベクトルモードであるかを判定することで、その時点でＰＨＭパルスに挿入すべきゼロベクトルモードを決定する。そして、決定したゼロベクトルモードをゼロベクトルモード信号Ｂとして切替器４６７へ出力する。すなわち、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間がゼロベクトルモード７の範囲に有る場合は、ゼロベクトルモード信号Ｂとしてゼロベクトルモード７を出力する。一方、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間がゼロベクトルモード０の範囲に有る場合は、ゼロベクトルモード信号Ｂとしてゼロベクトルモード０を出力する。
【０２０８】
図４３を参照して、さらにゼロベクトル決定器４６６が行うゼロベクトル決定におけるラッチの有無を説明する。図４３では、説明を分かりやすくするため、図４２よりも変調度を小さくした場合の例を示している。三角波発生器４６１で発生する三角波は前述のように電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期に同期しているが、ＰＨＭパルス位相検索器４６４が出力するＰＨＭパルスとは非同期であるため、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間にゼロベクトルモード信号Ａが１種類のゼロベクトルモードのみを表すとは限らない。例えば、図４３に期間Ａ〜Ｆとして示した６期間では、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間において、ゼロベクトルモード信号Ａが複数（本実施例では２種類）のゼロベクトルモードをそれぞれ表している。このような場合、ゼロベクトル決定器４６６では、複数のゼロベクトルモードをそのままＰＨＭパルスに挿入すべきゼロベクトルモードとして決定するゼロベクトル決定の方法（ラッチ無しゼロベクトル決定）、または、最初のゼロベクトルモードをＰＨＭパルスに挿入すべきゼロベクトルモードとして決定するゼロベクトル決定の方法（ラッチ有りゼロベクトル決定）のいずれかを用いる。なお、ラッチ有りゼロベクトル決定を用いる場合は、これを実現するためのラッチ回路がゼロベクトル決定器４６６内に設けられる（不図示）。
【０２０９】
ラッチ無しゼロベクトル決定では、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間にゼロベクトルモード信号Ａが複数種類のゼロベクトルモードを表している場合であっても、そのゼロベクトルモードをそのままゼロベクトルモード信号Ｂとしてゼロベクトル決定器４６６から出力する。例えば、図４３に示すように、期間Ａではゼロベクトルモード信号Ａがモード０と７の２種類のゼロベクトルモードを表しているが、ゼロベクトル決定器４６６は、そのままゼロベクトルモード信号Ｂとしてモード０と７をステップ８６３にて出力する。同様に、期間Ｂではモード０と７、期間Ｃではモード７と０、期間Ｄではモード７と０、期間Ｅではモード０と７、期間Ｆではモード０と７を、それぞれゼロベクトルモード信号Ｂとしてゼロベクトル決定器４６６から出力する。
【０２１０】
一方、ラッチ有りゼロベクトル決定では、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間にゼロベクトルモード信号Ａが複数種類のゼロベクトルモードを表している場合、すなわち、ゼロベクトル判定器４６５のゼロベクトル判定により状態変化すべき相として特定された１相がゼロベクトルトリガ信号０（Ｌｏｗ）の期間内で変化している場合は、最初のゼロベクトルモードのみをゼロベクトルモード信号Ｂとしてゼロベクトル決定器４６６から出力する。例えば、図４３に示すように、期間Ａではゼロベクトルモード信号Ａがモード０と７の２種類のゼロベクトルモードを表しているが、ゼロベクトル決定器４６６は、ベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間に最初に入るゼロベクトルモード信号Ａの値、すなわちモード０をゼロベクトルモード信号Ｂとして出力する。同様に、期間Ｂではモード０、期間Ｃではモード７、期間Ｄではモード７、期間Ｅではモード０、期間Ｆではモード０を、それぞれゼロベクトルモード信号Ｂとしてゼロベクトル決定器４６６からステップ８６３にて出力する。なお、こうしたゼロベクトル決定におけるラッチ有無の効果に関しては後で説明する。
【０２１１】
切替器４６７は、ステップ８７０において、ステップ８０６でＰＨＭパルス位相検索器４６４から出力されるＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｕphmと、ステップ８６３でゼロベクトル決定器４６６から出力されるゼロベクトルモード信号Ｂと、ステップ８５２で比較器４６２から電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期に同期して出力されるゼロベクトルトリガ信号とを入力信号として取り込み、これらの入力信号に基づいて、ＰＨＭパルス（ＰＨＭ外郭パルス含む）を出力するのかゼロベクトルパルスを出力するのかを決定するための切替判定を行う。そして、この切替判定の結果に応じて、ステップ８７１において、ＰＨＭパルス（ＰＨＭ外郭パルス含む）又はゼロベクトルパルスを相電圧パルスＵ、Ｖ、Ｗとしてパルス補正器４６８へ出力する。
【０２１２】
図４４を参照して、切替器４６７が行う切替判定について説明する。切替器４６７は、比較器４６２からのゼロベクトルトリガ信号をトリガーとして、ＰＨＭパルス位相検索器４６４からのＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｕphm、またはゼロベクトル決定器４６６からのゼロベクトルモード信号Ｂが表すゼロベクトルモードに応じたゼロベクトルパルスのいずれかを選択することで、切替判定を行う。そして、選択したパルスを相電圧パルスＵ、Ｖ、Ｗとしてパルス補正器４６８へ出力する。なお、図４４では、ゼロベクトルモード信号Ｂが図４２に示した値である場合の例を示している。
【０２１３】
具体的には、ゼロベクトルトリガ信号が１（Ｈｉｇｈ）の期間では、ＰＨＭパルス位相検索器４６４からのＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｕphm、すなわち、ステップ８０５のＲＯＭ検索で得られた、ＵＶＷ各相のスイッチングのオンとオフの位相の情報であるＰＨＭパルス（ＰＨＭ外郭パルス含む）を選択し、相電圧パルスＵ、Ｖ、Ｗとしてパルス補正器４６８に出力する。一方、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間では、ゼロベクトルモード信号Ｂに応じたゼロベクトルパルスを強制的に選択する。すなわち、ＵＶＷ各相の全上アームオン（モード７）又は全下アームオン（モード０）となるように、ＵＶＷ各相のスイッチングのオンとオフの位相の情報を、相電圧パルスＵ、Ｖ、Ｗとしてパルス補正器４６８に出力する。
【０２１４】
以上説明したように、切替器４６７により、ゼロベクトルトリガ信号が１（Ｈｉｇｈ）の期間はＰＨＭパルスを選択し、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）の期間はゼロベクトルモード信号Ｂが表すゼロベクトルモードに応じたゼロベクトルパルスを選択することで、ゼロベクトルトリガ信号の周期ごとに、ＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｕphmのうちいずれか１つのパルス波形の電圧値が反転される。このとき反転される相は、前述のようにゼロベクトル判定器４６５がステップ８６０でゼロベクトル判定を行うことによって特定した相であり、反転される期間すなわち電気角の幅は、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅に応じて決定される。なお、ゼロベクトル決定器４６６において前述のようなラッチ有りゼロベクトル決定が行われている場合は、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅内でゼロベクトル判定の結果が変化しても、ゼロベクトルモードの挿入開始時点、すなわちゼロベクトルトリガ信号の立下り時点におけるゼロベクトル判定の結果に応じて、ＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｕphmのうちいずれか１つのパルス波形の電圧値が反転され、その反転後の電圧値と他の２相の電圧値とがゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅内でそれぞれ維持される。このようにして、ＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｕphmに対してゼロベクトルモードが電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期に同期して挿入されることになる。
【０２１５】
上記のようにゼロベクトルモードを電流制御器（ＡＣＲ）４２２の制御周期に同期して挿入することの利点に関して、図４７を用いて以下に説明する。一般にＰＷＭ制御では、電流制御周期に同期した搬送波（本実施例では三角波キャリア）と電圧指令を比較することで相電圧パルスを生成している。図４７に示した相電流波形のように、スイッチングオン期間に電流が増加し、オフ期間に減少する。そのため、ＰＷＭ制御では通常、三角波キャリアの山または谷、または山谷両方のタイミングでモータに流れる電流値をサンプリングして、電流フィードバックに使用している。このようにすることで、相電圧パルスと電流サンプリングタイミングが同期するので、常に安定したタイミング、つまり各相電圧パルスの真ん中で電流値をサンプリング出来る利点があり、サンプリングした電流値を電流フィードバックに使用できる。
【０２１６】
上記のＰＷＭ制御と同様に、本発明のＰＨＭ制御では、ゼロベクトルトリガ信号の周期を電流制御器（ＡＣＲ）４２２による電流制御周期に同期すなわち略一致させている。このようにすることで、ＰＨＭパルスに挿入されるゼロベクトルパルスと電流サンプリングタイミングが同期するので、常に安定したタイミングでサンプリングした電流値を電流フィードバックに使用できる。
【０２１７】
次に、ゼロベクトル決定器４６６が行うゼロベクトル決定におけるラッチ有無の効果について説明する。図４５は、ゼロベクトル決定器４６６がラッチ無しゼロベクトル決定を用いた場合に切替器４６７から出力されるＵＶＷ各相の相電圧パルスの例を示したものである。また、図４６は、ゼロベクトル決定器４６６がラッチ有りゼロベクトル決定を用いた場合に切替器４６７から出力されるＵＶＷ各相の相電圧パルスの例を示している。
【０２１８】
図４５および図４６に示すように、ゼロベクトルトリガ信号に同期して、ＰＨＭパルス位相検索器４６４からＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｕphmとして出力されるＰＨＭ外郭パルスに適宜ゼロベクトルモードに応じたゼロベクトルパルスが挿入される。こうしてゼロベクトルパルスが挿入された後のＵＶＷ各相電圧パルス数を一周期（電気角２π）の半周期間（電気角π）当りで比較すると、図４５のラッチ無しゼロベクトル決定の場合は１０パルスであり（図中の□で囲まれた数字はゼロベクトルモードＢの０又は７のどちらによって生成されたパルスなのかを意味する）、図４６のラッチ有りゼロベクトル決定の場合は８パルスとなっている。すなわち、ラッチ有りゼロベクトル決定を用いた場合の方が、ラッチ無しゼロベクトル決定を用いた場合よりもスイッチング回数を低減できるため、スイッチング損失の低減を図ることができる。
【０２１９】
ここで、ＰＨＭ外郭パルスにゼロベクトル期間が重なった場合、切替器４６７ではゼロベクトルモード信号Ｂに応じたゼロベクトルパルスが強制的に選択されるため、切替器４６７から出力される相電圧パルスＵ、Ｖ、Ｗは、図４５、４６の破線楕円部に示す様に、元のＰＨＭ外郭パルスの波形から若干変形する。その結果、ＰＨＭパルスの誤差が増加し、狙った削除対象高調波が徐々に出現する。この傾向は、変調度が低くなりゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）期間が長くなると顕著となる。
【０２２０】
図４８は、変調度とモータジェネレータ１９２のトルク及び回転速度との関係を示している。図４８に示すように、変調度はトルク指令と回転速度に概略比例する。そのため、前述のＰＨＭパルス誤差が許容できないほど増加する場合は、回転速度だけでなく変調度によっても、本発明のゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御から適宜ＰＷＭ制御に切り替えたり、従来のＰＨＭ制御に切り替えたりすれば良い。
【０２２１】
パルス補正器４６８は、ステップ８７１で切替器４６７から出力された相電圧パルスＵ、Ｖ、Ｗのパルス補正処理をステップ８７２において行う。このパルス補正処理は、図１０、１１で説明したパルス補正処理と同様のものである。すなわち、切替器４６７より出力されたＵ、Ｖ、Ｗ各相電圧パルスのスイッチングのオン（立上がり）位相θonとオフ（立下がり）位相θoffに対して、最小パルス幅制限とパルス連続性補償を行うためのパルス補正処理をステップ８７２で行う。そして、パルス補正後のスイッチングのオン（立上がり）位相θon'およびオフ（立下がり）位相θoff'を補正後の相電圧パルスＵ’、Ｖ’、Ｗ’としてパルス出力器４６８へ出力する。このパルス補正処理の具体的な内容は後で詳しく説明する。
【０２２２】
ステップ８７３では、パルス出力器４６９により、現制御周期Ｔｎ期間で演算されパルス補正器４６８から出力された補正後の相電圧パルスＵ’、Ｖ’、Ｗ’に基づいて、パルス信号を出力する目標位相値を更新する。この目標位相値の更新は、図１０、１１で説明したのと同様に、次の制御周期のＴｎ+1先頭で行う。
【０２２３】
ステップ８０７では、パルス出力器４６９により、ステップ８７３で更新された目標位相値に基づいてパルス信号を生成するための位相カウンタ比較またはタイマカウンタ比較を行う。すなわち、位相カウンタ比較の場合は、位相カウンタの値をステップ８７３で設定された目標位相値と比較する。この比較結果に基づいて、パルス補正後のスイッチングのオン（立上がり）位相θon'においてパルス信号を立ち上げると共に、パルス補正後のスイッチングのオフ（立下がり）位相θoff'においてパルス信号を立ち下げることで、相電圧パルス信号を生成する。一方、タイマカウンタ比較の場合は、位相／時間変換器（不図示）により、ステップ８７３で設定された目標位相値を立上がり時間Tonおよび立下がり時間Toffを表す目標時間値に変換する。そして、タイマカウンタ比較器により、タイマカウンタの値を設定された目標時間値と比較する。この比較結果に基づいて、スイッチングのオン（立上がり）時間Tonにおいてパルス信号を立ち上げると共に、スイッチングのオフ（立下がり）時間Toffにおいてパルス信号を立ち下げることで、相電圧パルス信号を生成する。
【０２２４】
ステップ８０８では、パルス出力器４６９により、ステップ８０７で生成した相電圧パルス信号をゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号として切換器４５０へ出力する。
【０２２５】
以上説明した処理がパルス生成器４３８において行われることにより、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０から出力されるゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号としての相電圧パルス信号が生成される。
【０２２６】
次に、図４９、５０、５１を用いて、ステップ８７２で実行されるパルス補正処理について説明する。前述したようにパルス補正処理は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０が有するパルス生成器４３４に含まれる図８，９のパルス補正器４３７、および、ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器４７０が有するパルス生成器４３８に含まれる図３２のパルス補正器４６８において、生成される相電圧パルスに対して最小パルス幅制限とパルス連続性補償を施すために実行される。
【０２２７】
最小パルス幅制限とは、ＰＨＭパルス位相検索器４３５（パルス補正器４３７の場合）または切替器４６７（パルス補正器４６８の場合）から出力されたスイッチングのオン（立上がり）位相θonおよびオフ（立下がり）位相θoffに応じたパルス幅が所定の最小パルス幅未満となるような場合に、そのパルス幅を最小パルス幅として出力することである。このときの最小パルス幅は、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０の応答速度などに応じて定められる。一方、パルス連続性補償とは、一制御周期前の予測に基づいて生成されたパルス波形と今回の制御周期で生成すべきパルス波形との間でパルスパターンが変化しており、そのままではパルス連続性が保てなくなるような場合に、パルス連続性が保たれるようにパルス波形を変化して出力することである。なお、こうしたパルスパターンの変化は、外乱等の要因でモータジェネレータ１９２の状態が急峻に変化したときや、制御モードを切り替えたときなどに生じる。
【０２２８】
図４９は、パルス連続性補償を行わない場合に出力されるパルス波形の例を示している。制御周期Tn-1において、前述のような方法によりスイッチングのオン（立上がり）位相θonが算出され、制御周期Tnにおけるパルス波形１１ａが出力されたとする。このパルス波形１１ａは、制御周期Tnにおいて変更することはできない。その後、制御周期Tnにおいてパルスパターンが変化し、次の制御周期Tn+1におけるパルス波形１１ｂが演算されたとする。このパルス波形１１ｂは、制御周期Tn+1の期間では常にオフでありパルスが存在しないため、制御周期Tn+1においてスイッチングのオン（立上がり）位相θonおよびオフ（立下がり）位相θoffは設定されない。しかし、制御周期Tnで既に出力されたパルス波形１１ａでは、位相θv1においてオフではなくオンとなっている。そのため、実際の出力パルス波形１１ｃでは、制御周期Tn+1において本来はオフとすべきところがオンとなってしまう。このように、パルス連続性補償を行わないと、パルスパターンが途中で変化したときにパルスの連続性が保てなくなってしまうことがある。
【０２２９】
図５０は、パルス連続性補償を行った場合に出力されるパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Tnで次の制御周期Tn+1のパルス波形１２ｂを演算したら、そのパルス波形１２ｂの開始位相θv1におけるオンオフ状態、すなわちスイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０の導通または遮断の制御状態を確認し、制御周期Tnのパルス波形１２ａと比較する。その結果、パルス波形１２ａとパルス波形１２ｂのオンオフ状態が位相θv1において一致しておらず、両パルス波形が不連続な関係となっている場合は、補正後のパルス波形１２ｃのオンオフ状態を位相θv1で強制的に切り替える。これにより、パルスの連続性が保たれるようにすることができる。
【０２３０】
すなわち、図５０に示すように位相θv1においてパルス波形１２ａがオンであり、パルス波形１２ｂがオフである場合は、位相θv1において補正後のパルス波形１２ｃを強制的にオフとする。この場合、位相θv1がパルス補正後のスイッチングのオフ（立下がり）位相θoff'として新たに設定される。一方、５０とは反対に、位相θv1においてパルス波形１２ａがオフであり、パルス波形１２ｂがオンである場合は、位相θv1において補正後のパルス波形１２ｄを強制的にオンとする。この場合、位相θv1がパルス補正後の立上がり位相θon'として新たに設定される。なお、パルス波形１２ａとパルス波形１２ｂのオンオフ状態が位相θv1において一致しており、両パルス波形が連続している場合は、このようなパルス連続性補償は行われない。
【０２３１】
なお、パルス連続性補償によって補正後のパルス波形を強制的にオンまたはオフする場合は、最小パルス幅制限により、そのパルス幅が前述の最小パルス幅未満とならないようにデッドタイムを考慮してパルスが出力される。
【０２３２】
図５１は、最小パルス幅制限を行った場合に出力されるパルス波形の例を示している。制御周期Tn-1において制御周期Tnのスイッチングのオン（立上がり）位相θonが算出されてパルス波形１３ａが出力された後、制御周期Tnにおいてパルスパターンが変化し、次の制御周期Tn+1におけるパルス波形１３ｂが演算されたとする。この場合、上記のようなパルス連続性補償により、位相θv1において補正後のパルス波形１３ｃが強制的にオフとされるが、このときのパルス幅が最小パルス幅未満であったとする。このような場合、最小パルス幅制限が行われ、パルス幅が最小パルス幅まで拡大される。その結果、位相θv1からずらしたタイミングにおいてオフとなる補正後のパルス波形１３ｄが出力される。このとき、拡大後のパルス幅に応じた位相がパルス補正後のスイッチングのオフ（立下がり）位相θoff'として新たに設定される。なお、図５１では補正後のパルス波形を強制的にオフする場合の例を示したが、強制的にオンする場合もこれと同様である。
【０２３３】
以上説明した実施の形態の電力変換装置１４０によれば、既に説明した様々な作用効果に加えて、次のような作用効果を奏することができる。
【０２３４】
（１）インバータ回路であるパワースイッチング回路１４４は、Ｕ相とＶ相とＷ相の各上アームを構成するためのスイッチング素子である複数のＩＧＢＴ３２８と、Ｕ相とＶ相とＷ相の各下アームを構成するためのスイッチング素子である複数のＩＧＢＴ３３０とを有する。そして、上アームと下アームとの間にモータジェネレータ１９２の固定子巻線が接続されることにより構成される直列回路にコンデンサモジュール５００からの直流電力が供給され、上アームおよび下アームのＵ相とＶ相とＷ相の各ＩＧＢＴ３２８，３３０が順に導通および遮断を繰り返すことにより、モータジェネレータ１９２を駆動するための交流電力を発生する。制御回路１７２は、ＰＨＭパルス検索器４６４により、パワースイッチング回路１４４により発生される交流電力の所定高調波を低減して上アームおよび下アームの各ＩＧＢＴ３２８，３３０をそれぞれ制御するための、モータジェネレータ１９２の回転状態に応じた電気角ごとのパルス波形を表すＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｗphmを、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相について生成する。そして、生成した各相のＰＨＭパルスＵphm、Ｖphm、Ｗphmに基づいて、ゼロベクトル判定器４６５が行うゼロベクトル判定により、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちＰＨＭパルスの電圧値が他の２相とは異なるいずれか１相を特定し、その特定した１相について、切替器４６７により、ＰＨＭパルスＵphm、ＶphmまたはＷphmの電圧値を所定のゼロベクトルトリガ信号の周期ごとに反転させ、その反転後のＰＨＭパルスおよび他の２相のＰＨＭパルスに基づくゼロベクトル再配置型ＰＨＭパルス信号を、制御信号としてドライバ回路１７４へ出力する。ドライバ回路１７４は、制御回路１７２からの制御信号に基づいて、上アームおよび下アームの各ＩＧＢＴ３２８，３３０の動作を制御する。このようにしたので、スイッチング損失の低減を図ることができる電力変換装置を提供でき、また、スイッチング損失の低減を図ることができる電力変換装置の制御方法を提供できる。
【０２３５】
（２）パワースイッチング回路１４４は、電流センサ１８０によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電流を検出する。制御回路１７２は、電流センサ１８０により検出された各相の電流と、外部の制御装置から入力される目標トルク値としてのトルク指令T*とに基づいて、トルク指令・電流指令変換器４１０および電流制御器（ＡＣＲ）４２２により、ｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*を所定の制御周期ごとに演算して出力する。このとき、ゼロベクトルトリガ信号の周期は、電流制御器（ＡＣＲ）４２２による制御周期と略一致するようにした。これにより、常に安定したタイミングで各相の電流を検出し、制御回路１７２の制御における電流フィードバックに使用できるため、モータジェネレータ１９２の駆動を適切に制御することができる。
【０２３６】
（３）制御回路１７２は、リミッタ４６３およびＰＨＭパルス検索器４６４により、所定高調波を低減可能な変調度の上限値に応じた相電圧パルス波形から、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電圧値が全て一致する３相短絡期間のパルスを除去することにより、ＰＨＭ外郭パルスである相電圧パルス波形Ｕphm、Ｖphm、Ｗphmを生成する。このようにしたので、所望の高調波を抑制しつつ、上アームおよび下アームの各ＩＧＢＴ３２８，３３０の導通回数を減らしてスイッチング損失の低減を図ることができる。
【０２３７】
（４）制御回路１７２は、パワースイッチング回路１４４により発生する交流電力に応じた変調度ａinに基づいて、ゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅を比較器４６２において決定する。これにより、ゼロベクトル判定で特定された１相について切替器４６７がＰＨＭパルスＵphm、ＶphmまたはＷphmの電圧値をゼロベクトルトリガ信号の周期ごとに反転させる電気角の幅を決定するようにした。そのため、出力しようとする交流電力に応じた適切な電気角の幅でＰＨＭパルスＵphm、ＶphmまたはＷphmの電圧値を反転させ、ゼロベクトルパルスを挿入することができる。
【０２３８】
（５）制御回路１７２は、比較器４６２において、変調度ａinを三角波発生器４６１が発生する所定周期の三角波と比較することにより、ゼロベクトルトリガ信号の周期と、切替器４６７がＰＨＭパルスＵphm、ＶphmまたはＷphmの電圧値をゼロベクトルトリガ信号の周期ごとに反転させる電気角の幅、すなわちゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅とを決定する。このようにしたので、ゼロベクトルトリガ信号の周期およびゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅を適切かつ容易に決定することができる。
【０２３９】
（６）制御回路１７２は、ゼロベクトル決定器４６６においてラッチ有りゼロベクトル決定を行うことができる。その場合、ゼロベクトル判定器４６５が行うゼロベクトル判定で特定された１相が、ゼロベクトルトリガ信号の周期の開始時点から、切替器４６７がＰＨＭパルスＵphm、ＶphmまたはＷphmの電圧値をゼロベクトルトリガ信号の周期ごとに反転させる電気角の幅、すなわちゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅以内で変化する場合は、ゼロベクトルトリガ信号の周期の開始時点で特定された１相についてＰＨＭパルスＵphm、ＶphmまたはＷphmの電圧値を反転させ、その反転後の電圧値と他の２相の電圧値とをゼロベクトルトリガ信号が０（Ｌｏｗ）である期間の幅内でそれぞれ維持するようにした。これにより、さらにスイッチング回数を少なくしてスイッチング損失の低減を図ることができる。
【０２４０】
（７）パワースイッチング回路１４４により発生される交流電力において低減する高調波は、５次高調波を少なくとも含むことが好ましい。このようにすれば、モータジェネレータ１９２のトルク脈動に対する影響が大きい低次の高調波成分を低減できるため、トルク脈動を効果的に抑制することができる。
【符号の説明】
【０２４１】
４３ 電力変換装置
１１０ 電動車両
１１２ 前輪
１１４ 前輪車軸
１１６ 前輪側ディファレンシャルギア（前輪側ＤＥＦ）
１１８ 変速機
１２０ エンジン
１２２ 動力分配機構
１３６ バッテリ
１３８ 直流コネクタ
１４０ 電力変換装置
１４２ 電力変換装置
１４４ パワースイッチング回路
１５０ 上下アーム直列回路
１５３ コレクタ電極
１５４ ゲート電極
１５５ エミッタ電極
１５６ ダイオード
１５７ 正極端子（Ｐ端子）
１５８ 負極端子（Ｎ端子）
１５９ 交流端子
１６３ コレクタ電極
１６４ ゲート電極
１６５ エミッタ電極
１６６ ダイオ−ド
１６９ 接続点
１７０ 制御部
１７２ 制御回路
１７４ ドライバ回路
１８６ 交流電力線
１８０ 電流センサ
１８８ 交流コネクタ
１９２ モータジェネレータ
１９３ 回転磁極センサ
１９４ モータジェネレータ
１９５ 補機用のモータ
２００ 電力変換装置
３１４ 直流正極端子
３１６ 直流負極端子
３２８ ＩＧＢＴ
３３０ ＩＧＢＴ
４１０ トルク指令・電流指令変換器
４２０ 電流制御器（ＡＣＲ）
４２１ 電流制御器（ＡＣＲ）
４２２ 電流制御器（ＡＣＲ）
４３０ ＰＨＭ制御用のパルス変調器
４３１ 電圧位相差演算器
４３２ 変調度演算器
４３４ パルス生成器
４３５ ＰＨＭパルス位相検索器
４３６ パルス出力器
４３６’ パルス出力器
４３７ パルス補正器
４３８ パルス生成器
４４０ ＰＷＭ制御用のパルス変調器
４５０ 切換器
４６０ 角速度演算器
４６１ 三角波発生器
４６２ 比較器
４６３ リミッタ
４６４ ＰＨＭパルス位相検索器
４６５ ゼロベクトル判定器
４６６ ゼロベクトル決定器
４６７ 切替器
４６８ パルス補正器
４６９ パルス出力器
４７０ ゼロベクトル再配置型ＰＨＭ制御用のパルス変調器
４９０ ２相３相変換器
４９１ 比較器
４９２ 搬送波発生器
５００ コンデンサモジュール
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を受け、回転電機（またはモータ）を駆動するための交流電力を発生するインバータ回路と、
直流電力を前記インバータ回路に供給するための平滑用コンデンサと、
前記インバータ回路を制御するための制御回路と、
前記制御回路の出力に基づき前記インバータ回路を駆動するためのドライバ回路と、を備え、
前記インバータ回路は、Ｕ相とＶ相とＷ相の各上アームを構成するための複数のスイッチング素子と、Ｕ相とＶ相とＷ相の各下アームを構成するための複数のスイッチング素子とを有し、上アームと下アームとの間に前記回転電機（またはモータ）の固定子巻線が接続されることにより構成される直列回路に前記平滑用コンデンサからの直流電力が供給され、前記上アームおよび前記下アームのＵ相とＶ相とＷ相の各スイッチング素子が順に導通および遮断を繰り返すことにより、前記回転電機（またはモータ）を駆動するための交流電力を発生し、
前記制御回路は、前記交流電力の所定高調波を低減して前記上アームおよび前記下アームの各スイッチング素子をそれぞれ制御するための、前記回転電機（またはモータ）の回転状態に応じた電気角ごとのパルス波形を、前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相について生成し、生成した前記各相のパルス波形に基づいて、前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうち前記パルス波形の電圧値が他の２相とは異なるいずれか１相を特定し、前記特定した１相について前記パルス波形の電圧値を所定のトリガ周期ごとに反転させ、その反転後のパルス波形および前記他の２相のパルス波形に基づく制御信号を前記ドライバ回路へ出力し、
前記ドライバ回路は、前記制御回路からの制御信号に基づいて、前記上アームおよび前記下アームの各スイッチング素子の動作を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電流を検出する電流検出手段をさらに備え、
前記制御回路は、前記電流検出手段により検出された各相の電流と、外部から入力されるトルク指令とに基づいて、電圧指令信号を所定の制御周期ごとに演算して出力し、
前記トリガ周期は、前記制御周期と略一致することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
前記制御回路は、前記所定高調波を低減可能な変調度の上限値に応じたパルス波形から、前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電圧値が全て一致する３相短絡期間のパルスを除去することにより、前記パルス波形を生成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
前記制御回路は、前記交流電力に応じた変調度に基づいて、前記特定した１相について前記パルス波形の電圧値を前記トリガ周期ごとに反転させる電気角の幅を決定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項４に記載の電力変換装置において、
前記制御回路は、前記変調度を所定周期の三角波と比較することにより、前記トリガ周期および前記電気角の幅を決定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項４または請求項５に記載の電力変換装置において、
前記制御回路は、前記特定した１相が前記トリガ周期の開始時点から前記決定した電気角の幅以内で変化する場合は、前記トリガ周期の開始時点で特定した１相について前記パルス波形の電圧値を反転させ、その反転後の電圧値と他の２相の電圧値とを前記決定した電気角の幅内でそれぞれ維持することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
前記所定高調波は、５次高調波を少なくとも含むことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１】
直流電力を受け、回転電機（またはモータ）を駆動するための交流電力を発生するインバータ回路と、
直流電力を前記インバータ回路に供給するための平滑用コンデンサと、
前記インバータ回路を制御するための制御回路と、
前記制御回路の出力に基づき前記インバータ回路を駆動するためのドライバ回路と、を備え、
前記インバータ回路は、Ｕ相とＶ相とＷ相の各上アームを構成するための複数のスイッチング素子と、Ｕ相とＶ相とＷ相の各下アームを構成するための複数のスイッチング素子とを有し、上アームと下アームとの間に前記回転電機（またはモータ）の固定子巻線が接続されることにより構成される直列回路に前記平滑用コンデンサからの直流電力が供給され、前記上アームおよび前記下アームのＵ相とＶ相とＷ相の各スイッチング素子が順に導通および遮断を繰り返すことにより、前記回転電機（またはモータ）を駆動するための交流電力を発生し、
前記制御回路は、前記交流電力の所定高調波を低減して前記上アームおよび前記下アームの各スイッチング素子をそれぞれ制御するための、前記回転電機（またはモータ）の回転状態に応じた電気角ごとのパルス波形を、前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相について生成し、生成した前記各相のパルス波形に基づいて、前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうち前記パルス波形の電圧値が他の２相とは異なるいずれか１相を特定し、前記特定した１相について前記パルス波形の電圧値を所定のトリガ周期ごとに反転させ、その反転後のパルス波形および前記他の２相のパルス波形に基づく制御信号を前記ドライバ回路へ出力し、
前記ドライバ回路は、前記制御回路からの制御信号に基づいて、前記上アームおよび前記下アームの各スイッチング素子の動作を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電流を検出する電流検出手段をさらに備え、
前記制御回路は、前記電流検出手段により検出された各相の電流と、外部から入力されるトルク指令とに基づいて、電圧指令信号を所定の制御周期ごとに演算して出力し、
前記トリガ周期は、前記制御周期と略一致することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
前記制御回路は、前記所定高調波を低減可能な変調度の上限値に応じたパルス波形から、前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電圧値が全て一致する３相短絡期間のパルスを除去することにより、前記パルス波形を生成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
前記制御回路は、前記交流電力に応じた変調度に基づいて、前記特定した１相について前記パルス波形の電圧値を前記トリガ周期ごとに反転させる電気角の幅を決定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項４に記載の電力変換装置において、
前記制御回路は、前記変調度を所定周期の三角波と比較することにより、前記トリガ周期および前記電気角の幅を決定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項４または請求項５に記載の電力変換装置において、
前記制御回路は、前記特定した１相が前記トリガ周期の開始時点から前記決定した電気角の幅以内で変化する場合は、前記トリガ周期の開始時点で特定した１相について前記パルス波形の電圧値を反転させ、その反転後の電圧値と他の２相の電圧値とを前記決定した電気角の幅内でそれぞれ維持することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
前記所定高調波は、５次高調波を少なくとも含むことを特徴とする電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図４２】
【図４３】
【図４４】
【図４５】
【図４６】
【図４７】
【図４８】
【図４９】
【図５０】
【図５１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図４２】
【図４３】
【図４４】
【図４５】
【図４６】
【図４７】
【図４８】
【図４９】
【図５０】
【図５１】
【公開番号】特開２０１２−１６５４９５（Ｐ２０１２−１６５４９５Ａ）
【公開日】平成２４年８月３０日（２０１２．８．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２１９２５（Ｐ２０１１−２１９２５）
【出願日】平成２３年２月３日（２０１１．２．３）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年８月３０日（２０１２．８．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年２月３日（２０１１．２．３）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]