電子部品およびその電子部品を用いた電力変換器
【課題】スイッチング素子としてＳｉＣ半導体装置はモータ等の負荷を駆動、制御する電力変換器に用いられているが、ＳｉＣ半導体装置に内在するボディダイオードに還流が流れ、ＳｉＣ半導体装置の結晶劣化が進行するのを防止するためショットキバリアダイオードＳＢＤを還流ダイオードを備える技術が示されているが、還流電流の増大化に対して充分な構成ではないという問題点を解消するため、還流時の電圧を検知して、しきい値以上のとき、ＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮしてＳＢＤと分流する。
【解決手段】ＳＢＤの電圧を検出して、ＳＢＤのＯＮ開始電圧値とＳｉＣ半導体装置に内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧値との間のしきい値以上となったとき、ＳｉＣ半導体装置のＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮし、検出時電圧より小さく０Ｖよりも大きいしきい値以下にＳＢＤの電圧が下がったときＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする。
【解決手段】ＳＢＤの電圧を検出して、ＳＢＤのＯＮ開始電圧値とＳｉＣ半導体装置に内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧値との間のしきい値以上となったとき、ＳｉＣ半導体装置のＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮし、検出時電圧より小さく０Ｖよりも大きいしきい値以下にＳＢＤの電圧が下がったときＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はスイッチング素子として、ＳｉＣ半導体装置を備えた電子部品に関するものであり、特にＳｉＣ半導体装置にＳｉＣ−ＦＥＴとＳｉＣショットキバリアダイオードを用いたスイッチング用電子部品に係るものである。
【背景技術】
【０００２】
Ｓｉに代わるパワー半導体デバイスとして、ＳｉＣ半導体装置の開発が盛んである。このＳｉＣ半導体装置はＳｉ半導体装置に比較して、高温での動作が可能であること、低損失での動作が可能であることなどの利点があり、より小型の半導体装置を実現することができる。しかしながら、ＳｉＣ−ＦＥＴをスイッチング素子として例えばモータ等の負荷を駆動制御する電力変換器等に用いる場合、ＳｉＣ−ＦＥＴに内在するダイオード（ボディダイオード）を還流ダイオードとして用いると、ボディダイオードによるバイポーラ動作によりＳｉＣ半導体装置の結晶劣化が進行すると考えられている（例えば、非特許文献１）。ＳｉＣ半導体装置の結晶劣化が進行すると、ボディダイオードのＯＮ電圧が上昇し、さらにはＳｉＣ−ＦＥＴそのものが破壊する可能性がある。このような問題点に対して、還流ダイオードをＳｉＣ−ＦＥＴと逆並列に接続し、還流モード時にはボディダイオードを用いずに還流ダイオードに電流を流すことが示されている（例えば、特許文献１）。
【０００３】
【非特許文献１】荒井和雄、吉田貞史 共編、ＳｉＣ素子の基礎と応用（オーム社、２００３）
【特許文献１】特開２００２−２９９６２５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
前記特許文献１に示されたＳｉＣ半導体装置は、還流ダイオードにＳｉＣのショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）を用いている。ＳＢＤはＯＮ開始電圧がボディダイオードに比較して低いため、還流電流としてのＳＢＤの通電電流値が小さいときはボディダイオードに還流電流の流れることは無い。
しかしながら、前記特許文献１に示された構成では順方向の還流電流増加に伴い、ＳＢＤのＯＮ電圧が増大すると、ボディダイオードのＯＮ開始電圧を越える場合があり、このような場合にはボディダイオードに還流電流が流れ、その結果、ＳｉＣ−ＦＥＴの故障率が上昇するという問題点がある。このような問題点を解消するには、ＳＢＤの面積を大きくすればボディダイオードに通電されないようにすることができるが、半導体装置の微細化に逆行し、またコスト高となるという問題点が派生する。また特許文献１に示された構成のＳｉＣ−ＦＥＴを電力変換器に用いると、ＳｉＣ−ＦＥＴの故障率が上昇し、信頼性の低い電力変換器となるという問題点がある。
【０００５】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであって、スイッチング素子にＳｉＣ−ＦＥＴを用いる場合、還流時に還流ダイオードに発生する電圧を検出して、この電圧が所定のしきい値電圧を越えたときにＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮすることでＳｉＣ−ＦＥＴのボディダイオードの還流を抑制し、故障率の低いＳｉＣ−ＦＥＴ装置を備えたスイッチング用の電子部品およびその電子部品を用いた電力変換器を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る電子部品は、スイッチング素子用ＳｉＣ−ＦＥＴと、このＳｉＣ−ＦＥＴに逆並列に接続されたＳｉＣショットキバリアダイオードとで構成されるＳｉＣ半導体装置と、ＳｉＣ−ＦＥＴを駆動する駆動回路と、ＳｉＣショットキバリアダイオードの電圧を検出する電圧検出回路とを備え、電圧検出回路に設けられた電圧検出手段がＳｉＣショットキバリアダイオードの電圧を検出するとともに、この検出電圧が電圧検出手段につながるヒステリシス付き比較器に設定された、ＳｉＣショットキバリアダイオードのＯＮ開始電圧値とＳｉＣ−ＦＥＴに内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧値との間の第１のしきい値電圧以上の値になった時、ヒステリシス付き比較器は駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮする信号を出力し、その後検出電圧がＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮした時の検出電圧値よりも小さく、０Ｖよりも大きい第２のしきい値以下となった時、ヒステリシス付き比較器は駆動回路を介して前記ＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする信号を出力するものである。
【０００７】
また、この発明に係る電力変換器は、３相交流電源をダイオードで整流し、負荷につながるスイッチング素子を有する電子部品を備え、ダイオードの出力にはコンデンサと、３相毎に、複数の直列接続の電子部品が並列に接続されるとともに、複数の電子部品の直列接続の中間点が負荷に接続されており、この負荷は複数の電子部品が動作することで制御されるものであり、複数の電子部品は、スイッチング素子用ＳｉＣ−ＦＥＴと、このＳｉＣ−ＦＥＴに逆並列に接続されたＳｉＣショットキバリアダイオードとで構成されるＳｉＣ半導体装置と、ＳｉＣ−ＦＥＴを駆動する駆動回路と、ＳｉＣ半導体装置に直列に接続された電流・電流変化率検出回路とを備え、
電流・電流変化率検出回路はＳｉＣ半導体装置に流れる還流が増加する時の電流／電圧変換手段の出力電圧値とＳｉＣショットキバリアダイオードのＯＮ開始電圧値とＳｉＣ−ＦＥＴに内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧値との間に設定されたしきい値電圧とを比較して、出力電圧値＞しきい値電圧値の場合に、駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮする信号を出力する第１の信号出力回路と、ＳｉＣ半導体装置に流れる還流が減少する時の電流／電圧変換手段の出力電圧値を微分し、この微分値が予め設定された値と比較して微分値＜しきい値の場合に、駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする信号を出力する第２の信号出力回路とを備えているものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明に係る電子部品は、電圧検出回路に設けられた電圧検出手段がＳｉＣショットキバリアダイオードの電圧を検出するとともに、この検出電圧がヒステリシス付き比較器に設定された、ＳｉＣショットキバリアダイオードのＯＮ開始電圧値とＳｉＣ−ＦＥＴに内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧値との間の第１のしきい値電圧以上の値になった時、ヒステリシス付き比較器は駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮする信号を出力し、その後、検出電圧がＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮした時の検出電圧値よりも小さく、０Ｖよりも大きい第２のしきい値以下となった時、ヒステリシス付き比較器は駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする信号を出力するので、ボディダイオードがＯＮするまでの電流値が増えるとともにＳｉＣ−ＦＥＴとＳｉＣショットキバリアダイオードに分流されてＳｉＣ−ＦＥＴのボディダイオードへの還流が抑制され、ＳｉＣ−ＦＥＴの故障率を低くしたスイッチング用の電子部品を実現できる。
【０００９】
またこの発明に係る電力変換器は、３相交流を整流するダイオードの出力する３相毎に複数の直列接続のスイッチング素子を有する電子部品が並列接続され、この電子部品の中間点が負荷に接続されており、電子部品の電流・電流変化率検出回路はＳｉＣ半導体装置に流れる還流が増加する時の電流／電圧変換手段の出力電圧値と、ＳｉＣショットキバリアダイオードのＯＮ開始電圧とＳｉＣ−ＦＥＴに内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧との間に設定されたしきい値電圧とを比較して、出力電圧値＞しきい値電圧値の場合に、駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮする信号を出力する第１の信号出力回路と、ＳｉＣ半導体装置に流れる還流が減少する時の電流／電圧変換手段の出力電圧値を微分し、この微分値が予め設定された値と比較して微分値＜しきい値の場合に、駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする信号を出力する第２の信号出力回路とを備えているので、ボディダイオードがＯＮするまでの電流値が増加するとともに、還流がＳｉＣ−ＦＥＴとＳＢＤに分流するので、ボディダイオードへの還流が抑制され、ＳｉＣ−ＦＥＴの故障率を低くするとともに、ＳｉＣ−ＦＥＴのＯＦＦを還流電流が小さくなり始めるときの電流変化率を規定しているため、ＳｉＣ−ＦＥＴのＯＦＦを早くすることができ、電力変換器の相手アームとの同時ＯＮを防ぐことが可能となり、短絡電流による損傷を防止した安定した動作の電力変換器となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図に基づいて説明する。
図１は、例えば交流電源を整流し、モータ負荷を駆動する電力変換器等に用いられるスイッチング素子としての半導体装置５０を備えた電子部品１００を示すブロック図である。
図において、半導体装置５０を構成するＳｉＣ−ＦＥＴ１にはボディダイオード２が内在し、ＳｉＣ−ＦＥＴ１と逆並列に還流ダイオードとしてＳｉＣ半導体のショットキバリアダイオード３（以下、ＳＢＤと称す）が接続されている。制御信号に従ってＳｉＣ−ＦＥＴ１を駆動する駆動回路４がＳｉＣ−ＦＥＴ１の制御端子に接続されている。ＳＢＤ３のアノードとカソード間電圧Ｖａｋを電圧検出手段２４が検知して駆動回路４にＯＮ信号を送る電圧検出回路５がＳＢＤ３と並列に接続される。ＳＢＤ３とボディダイオード２の電圧電流特性を図２に示す。電圧検出回路５は、ＳＢＤ３のＯＮ開始電圧ＶＳＢＤ＿ｔｈとボディダイオード２のＯＮ開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈの間に位置するしきい電圧Ｖｔｈ（後述するＶｔｈ＿ｕｐに相当する）とＶａｋを比較し、Ｖａｋが大きければＯＮ信号を駆動回路４に送る。そのため、電圧検出回路５は電圧検出手段２４と、しきい電圧Ｖｔｈに設定された基準電圧源１２を有するヒステリシス付き比較器８からなる。ここで、ボディダイオード２を内在するＳｉＣ−ＦＥＴ１およびＳＢＤ３は同一基板上に形成されたＳｉＣ半導体装置５０を構成するものであり、駆動回路４、電圧検出回路５とを合わせてモジュール化することによって電子部品１００を構成している。
【００１１】
ここで、ＳｉＣ−ＦＥＴ１のボディダイオード２のＯＮ開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈに関して述べる。バイポーラ動作が結晶劣化の進行を進める原因と考えられることから、バイポーラ動作が開始する電流値に対応する電圧値をＶＢＤ＿ｔｈとするのが自然である。そもそもバイポーラ動作とは電子とホールが同時に電気伝導を荷っている状態である。パワーデバイスにおいてはバイポーラ動作で使用するときは、電子濃度ｎｅとホール濃度ｎｈがほぼ等しい状態である（例えば、非特許文献２）。
上記の電子濃度とホール濃度が等しいという条件と、ＰＮ接合ダイオードに関するショックレーモデル（例えば、非特許文献３）及び電荷制御モデル（例えば、非特許文献４）からＳｉＣ−ＦＥＴ１のボディダイオード２のＯＮ開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈを以下の式で示すことが出来る。
【００１２】
【数１】
【００１３】
ここで、ｋｂ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電荷素量、Ｎｄ：ドリフトｎ層のドーパント濃度、ｄ：ドリフト層膜厚、Ｌｐ：ホール拡散長、Ｄｐ：ホール拡散係数、Ｐｎ０：ドリフトｎ層での熱平衡状態におけるホール濃度、τ：ホールのライフタイム、である。
【００１４】
同様にＳｉＣ−ＦＥＴ１のボディダイオード２の電流電圧特性を計算した結果を図３に示す。但し、τ=０．７μｓ、Ｎｄ／Ｐｎ０=１．３×１０３３（１２５℃）、ｄ=１２．５×１０−４［ｃｍ］、Ｄｐ／Ｌｐ=５５５０［ｃｍ／ｓ］（１２５℃）とした。図３では、ＳｉＣ−ＦＥＴ１のボディダイオード２の温度が２５℃、１２５℃、２７５℃の電流電圧特性とそれぞれのＯＮ開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈ(２５℃)、ＶＢＤ＿ｔｈ(１２５℃)、ＶＢＤ＿ｔｈ(２７５℃)を示している。また、ＯＮ開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈ以上における電流電圧特性を線形近似した直線と電流密度ゼロでの交点の電圧をＶ´ＢＤ＿ｔｈ(２５℃)、Ｖ´ＢＤ＿ｔｈ(１２５℃)、Ｖ´ＢＤ＿ｔｈ(２７５℃)としている。２５℃、１２５℃、２７５℃におけるＶＢＤ＿ｔｈとＶ´ＢＤ＿ｔｈの値を表１に示す。
【００１５】
【表１】
【００１６】
表１からそれぞれの温度におけるＶＢＤ＿ｔｈとＶ´ＢＤ＿ｔｈがほぼ一致することが判る。ＯＮ開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈは電子濃度ｎｅとホール濃度ｎｈが等しくなる状態であり、キャリア密度が大きくなり電気伝導度が急激に増大する。この現象は伝導度変調として知られている（例えば、非特許文献５）。従って、ＶＢＤ＿ｔｈは電気伝導度が急激に増大する電圧と見なすことができ、電流電圧特性においてその特性が大きく変化する点である。そのため導通開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈ以上における電流電圧特性を線形近似した直線から求めた電圧Ｖ´ＢＤ＿ｔｈとＶＢＤ＿ｔｈは良く一致すると考えられる。
【００１７】
以上の考察から、ボディダイオード２の導通開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈは電流電圧特性においてその特性が大きく変化する点であり、その点に対応する電圧以上における電流電圧特性を線形近似した直線から求めた電圧Ｖ´ＢＤ＿ｔｈとしてもよい。たとえば、図２で示したボディダイオード２の電圧‐電流特性と導通開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈの関係は上記考察に基づいたものである。
【００１８】
電圧検出回路５の詳細を図４に示す。前述した図１では、ＳＢＤ３のアノードとカソード間電圧Ｖａｋを分圧しない例を示したが、この図４では、Ｖａｋを分圧して分圧回路６に取り込んだ場合を示している。
図に示すように電圧検出手段２４の分圧回路６でＶａｋを分圧し、差動増幅回路７で増幅した信号ＶＡＭＰをヒステリシス付き比較器８で比較する。ヒステリシス付き比較器８には、第１しきい値電圧Ｖｔｈ−ＵＰと第２のしきい値電圧Ｖｔｈ−ＬＯが設定されている。この第１しきい値電圧Ｖｔｈ−ＵＰはＳＢＤ３のＯＮ開始電圧値ＶＳＢＤ＿ｔｈと、ＳｉＣ−ＦＥＴ１に内在するボディダイオード２のＯＮ開始電圧値ＶＢＤ＿ｔｈとの間の値としている。ここで、ＳＢＤ３のＯＮ開始電圧値ＶＳＢＤ＿ｔｈ＜ボディダイオード２のＯＮ開始電圧値ＶＢＤ＿ｔｈである。上記の差動増幅回路７からの信号ＶＡＭＰをヒステリシス付き比較器８が第１のしきい値電圧Ｖｔｈ−ＵＰ（前述したＶｔｈに相当する）を有する基準電圧源１２の出力と比較し、ＶＡＭＰ＞Ｖｔｈ−ＵＰのとき、ＯＮ信号を駆動回路４に出力し駆動回路４はＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮするよう信号出力する。
一方、第２のしきい値電圧Ｖｔｈ−ＬＯは、前記電圧検出回路５と駆動回路４との信号によって前記ＳｉＣ−ＦＥＴ１がＯＮした時の差動増幅回路７の出力電圧よりも小さく、０Ｖよりも大きい電圧に設定されており、上記ＳｉＣ−ＦＥＴ１がＯＮされた後に分圧回路６を介し、差動増幅回路７からの出力信号ＶＡＭＰが第２のしきい値Ｖｔｈ−ＬＯ以下となった時、駆動回路４を介してＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＦＦする信号を出力する。
ヒステリシス付き比較器８は比較器１１、基準電圧源１２、抵抗９，１０から構成される。分圧回路６は、図５（ａ）〜（ｄ）に示すいずれかの回路のように抵抗、あるいは抵抗とコンデンサで構成される。
【００１９】
このような構成にすれば、ボディダイオード２に還流電流が流れ出す前に、電圧検出回路５が駆動回路４にＯＮ指令を送りＳｉＣ−ＦＥＴ１がＯＮする。ＳｉＣ−ＦＥＴ１とＳＢＤ３の二つの電流経路を有するので、還流ダイオードのみを用いる場合と比べて、ボディダイオード２がＯＮするまでの電流値は図２に示すとおり、ＩＳＢＤ，ＭＡＸからＩＤ，ＭＡＸ分だけ大きく保つことができ、また還流がＳｉＣ−ＦＥＴ１とＳＢＤ３に分流するのでボディダイオード２の電流が抑制されるので、ＳｉＣ−ＦＥＴ１の故障率を低く保てる。
【００２０】
【非特許文献２】S. M. Sze, Physica of Semiconductor Devices 2nd, JOHN WILEY & SONS, New York, 1981, 37.
【非特許文献３】S. M. Sze, Physica of Semiconductor Devices 2nd, JOHN WILEY & SONS, New York, 1981, 84-87.
【非特許文献４】B. J. Baliga, Power Semiconductor Devices, PWS PUBLISHING COMPANY, Boston, 1996, 172.
【非特許文献５】B. J. Baliga, Power Semiconductor Devices, PWS PUBLISHING COMPANY, Boston, 1996, 159.
【００２１】
実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２によるＳｉＣ半導体装置５０を備えた電子部品１００を示すブロック図である。図において、図１と同一符号は同一または相当部分を表すので説明を省略する。
実施の形態１では、ＳＢＤ３のアノードとカソード間電圧ＶａｋをもとにＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮさせたが、本実施の形態２では電流値ＩＡＬＬをもとにＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮさせる。図６に示すように、半導体装置５０を構成するＳｉＣ−ＦＥＴ１、ＳＢＤ３と直列に電流検出回路１３を接続する。電流検出回路１３はＳｉＣ−ＦＥＴ１、ＳＢＤ３すなわち半導体装置５０に流れる還流電流の和ＩＡＬＬを検知して駆動回路４にＯＮ信号を送る。実施の形態１で述べた第１のしきい値電圧Ｖｔｈ-ＵＰと同じ値の電圧値をしきい値Ｖｔｈとし、このしきい値ＶｔｈとＩＡＬＬを比較し、ＩＡＬＬの方が大きければＯＮ信号を駆動回路４に送る。
【００２２】
電流検出回路１３の詳細な回路を図７に示す。電流／電圧変換手段をなす検出抵抗１４の両端電圧を差動増幅回路７で増幅した信号ＶＩＡＬＬを、比較器１１でしきい値電圧Ｖｔｈに設定された参照電圧を有する基準電圧源１２と比較する。基準電圧源１２の電圧値Ｖｔｈよりも差動増幅回路７の出力が大きければＯＮ信号を駆動回路４に出力し、ＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮする。その後、ＳｉＣ半導体装置５０に流れる還流電流を検出する電流／電圧変換手段の検出電圧が、前記しきい値電圧Ｖｔｈ以下となった時に比較器１１は駆動回路４を介してＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＦＦする信号を出力する。この実施の形態２は前述した実施の形態１のＶａｋに代替して、ＳｉＣ−ＦＥＴ１、ＳＢＤ３に流れる電流値ＩＡＬＬを電流／電圧変換手段で電圧に変換した値をＶＩＡＬＬとしているものである。
【００２３】
また、図８に他の電流検出回路１３の構成を示す。この構成ではホール素子１５で電流を検出し、上述と同様な動作を行う。ホール素子１５を用いているため非接触で電流を検出するため、主回路において損失が生じない利点がある。
【００２４】
このような構成にすれば、ボディダイオード２に還流電流が流れ出す前に、電流検出回路１３が駆動回路４にＯＮ指令を送りＳｉＣ−ＦＥＴ１がＯＮする。還流電流がＳｉＣ−ＦＥＴ１とＳＢＤ３の二つの電流経路を有するので、還流ダイオードのみを用いる場合と比べて、ボディダイオード２がＯＮするまでの電流値を図３に示すとおり、ＩＳＢＤ，ＭＡＸからＩＤ，ＭＡＸ分だけ大きく保つことができ、また還流がＳｉＣ−ＦＥＴ１とＳＢＤ３に分流するのでボディダイオード２の電流が抑制されるので、ＳｉＣ−ＦＥＴ１の故障率を低く保てる。
【００２５】
実施の形態３．
次に実施の形態３による半導体スイッチ回路５０を備えた電子部品と、この電子部品複数個でモータ負荷を駆動する電力変換器に用いた形態について説明する。
この実施の形態３による電子部品を組み合わせることで図９に示すような電力変換器３００が構成される。図９では、交流電源３１をダイオード整流器３２で整流し、コンデンサ３３で平滑し、複数の電子部品１００ａ１〜１００ａ６で構成される電力変換器３００でモータ負荷３４を駆動している。
ダイオード整流器３２の出力側にはコンデンサと３相毎に複数、図９の例では２個に直列接続された半導体スイッチ回路１００ａ１〜１００ａ６が３並列接続されており、直列接続の中間点はそれぞれ負荷３４に接続されている。図９を用いてＳｉＣ−ＦＥＴ１と逆並列に接続されたＳＢＤ３に電流が流れる様子を説明する。半導体スイッチ回路である電子部品１００ａ１と１００ａ５、１００ａ６がＯＮしていると、コンデンサ３３とこれらの半導体スイッチ１００ａ１、１００ａ５、１００ａ６とモータ負荷３４からなる閉ループに電流が流れる。この状態から半導体スイッチ回路１００ａ１がＯＦＦすると、モータ負荷３４に流れている電流がそのまま流れ続けようとするため、半導体スイッチ回路１００ａ４のダイオードがＯＮし、半導体スイッチ回路１００ａ４、１００ａ５、１００ａ６とモータ負荷３４からなる閉ループに電流が流れる。このように、モータ負荷３４のようなインダクタンス成分を持つ負荷を駆動する電力変換器３００では、必ず半導体スイッチに対向するボディダイオード２とＳＢＤ３に電流が流れるパターンが存在する。なお、ボディダイオード２とＳＢＤ３に電流が流れるのは、図１０の電力変換器３００に限ったものではなく、あらゆる電力変換器に適用可能である。
【００２６】
上記した電力変換器３００に用いられる半導体スイッチ回路である電子部品１００を構成するＳｉＣ半導体装置５０を図１０に示す。図１０において、実施の形態２の図６と同一符号は同一部分または相当部分を表すので説明を省略する。
この実施の形態３では、ＳｉＣ半導体装置５０に流れる還流電流を電流・電流変化率検出回路２３が検出して電圧に変換し、その値がしきい値以上となったらＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮする点は、前述した実施の形態２と同様であるが、この実施の形態３ではその後、ＳｉＣ−ＦＥＴ１とＳＢＤ３に流れる還流電流ＩＡＬＬを電流・電流変化率検出回路２３が検出し、微分回路が電流変化率を求め、所定の電流変化率に達したときに、ＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＦＦする機能を備えている。以下、構成の詳細と動作を説明する。
【００２７】
図１０において、ＳｉＣ半導体装置５０を構成するＳｉＣ−ＦＥＴ１とＳＢＤ３と直列に、電流・電流変化率検出回路２３が設けられており、その詳細を図１１に示す。
図９に示した電力変換器３００における、例えば半導体スイッチ回路１００ａ１が制御信号によりＯＦＦ状態にあるとする。このとき図１１の電流／電圧変換手段を構成する検出抵抗１４で検出される電圧を差動増幅回路７で増幅し、ＳＢＤ３のＯＮ開始電圧値とボディダイオード２のＯＮ開始電圧値との間の電圧値をしきい値電圧値Ｖｔｈとして設定された基準電圧源１２を有する第１の比較器１１ａは、差動増幅回路７の出力信号がＶｔｈ以上となったらハイレベル信号をＯＲ回路２２に出力し、駆動回路４を介してＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮする。
【００２８】
ＳｉＣ−ＦＥＴ１がＯＮされた後、後述する図１２（ａ）に示すＰ点を境に還流電流が減少始める。電流・電流変化率検出回路２３はＳｉＣ−ＦＥＴ１、ＳＢＤ３に流れる還流電流の和ＩＡＬＬを検出抵抗１４で電圧検出し、差動増幅回路７で増幅しその出力はバッファ１６を通り、コンデンサ１７、抵抗１８で構成される微分回路で微分される。微分された電圧値の内、負の微分電圧値は基準電圧源１９に設定されている所定のしきい値電圧と比較され、負の微分電圧値＜しきい値電圧のとき、第２の比較器２０はハイレベル信号を出力し、ＮＯＴ回路２１で反転された後、ＯＲ回路２２に出力され駆動回路４を介してＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＦＦする。
図１２は電子部品１００ａ１の半導体装置５０に流れる還流電流波形を模式的に示す図である。図１２（ａ）はＳＢＤ３のしきい値ＩＳＢＤ＿ｔｈを越えたＳｉＣ−ＦＥＴ１、ＳＢＤ３の電流和ＩＡＬＬを示し、Ｐ点より還流電流が減少始める。図１２（ｂ）は差動増幅器７が図１２（ａ）と相似な電圧波形ＶＩＡＬＬを出力する波形を示す。第１の比較器１１ａではＶＩＡＬＬと基準電圧源１２で設定されるＶｔｈと比較し、ＶｔｈよりＶＩＡＬＬが大きければハイレベル信号を出力する（図１２（ｆ））。図１２（ｃ）は図１２（ｂ）を微分回路で微分した波形で、しきい値電圧ｄＩ／ｄｔ（ｔｈ）を合わせて示している。図１２（ｄ）は第２の比較器２０の出力波形を、図１２（ｅ）は、ＮＯＴ回路２１での反転波形を示す。
【００２９】
このような実施の形態３の構成を備えた電子部品１００は、還流電流がしきい値以上となったとき、ＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮさせるので、ＳｉＣ−ＦＥＴ１とＳＢＤ３との電流経路を有することとなり、前述した図２に示すようにボディダイオード２がＯＮするまでの電流値をＩＳＢＤ，ＭＡＸからＩＤ，ＭＡＸ分だけ大きくすることができるとともに、ボディダイオード２への電流を抑制することができ、ＳｉＣ−ＦＥＴ１の故障率を低くすることができる。また、上記ＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮの状態からＯＦＦする時期を還流電流が減少し始めるときの電流変化率で規定しているため、ＯＦＦ動作を早くすることができる。ここでＳｉＣ−ＦＥＴのＯＦＦが遅い半導体スイッチング素子を備えた電子部品を電力変換器３００に用いた場合の問題点を図９を用いて説明する。
【００３０】
図９において、半導体スイッチ回路の電子部品１００ａ１、１００ａ５、１００ａ６がＯＮしていると、コンデンサ３３とこれら電子部品１００ａ１、１００ａ５、１００ａ６とモータ負荷３４からなる閉ループに電流が流れる。この状態から電子部品１００ａ１がＯＦＦするとモータ負荷に流れている電流がそのまま流れ続けようとするため、電子部品１００ａ４をＯＮさせ、電子部品１００ａ４、１００ａ５、１００ａ６とモータ負荷３４からなる閉ループに電流が流れる。この状態から電子部品１００ａ４をＯＦＦさせた後、再び電子部品１００ａ１をＯＮする制御パターンがあるが、電子部品１００ａ４のＳｉＣ−ＦＥＴ１のＯＦＦ動作が遅いと、上アームである電子部品１００ａ１のと、下アームである電子部品１００ａ４が同時ＯＮする期間が生じ、過大な短絡電流が流れて損失する恐れがある。しかしながらこの実施の形態３による電子部品１００を採用した電力変換器３００では、上下アームの同時ＯＮを防止することが可能であり、ＳｉＣ−ＦＥＴ１の故障率を低下させた優れた電力変換器を提供することが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００３１】
この発明の実施の形態１、２の電子部品は、ＳｉＣ半導体装置を用いたスイッチング素子に適用でき、実施の形態３の電子部品はモータ等の負荷を制御する電力変換器に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】実施の形態１の電子部品を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１〜３のＳｉＣ−ＦＥＴ、ＳＢＤ、ボディダイオードの電圧−電流特性を説明する図である。
【図３】ボディダイオードの電圧・電流特性を説明する図である。
【図４】実施の形態１の電圧検出回路を示すブロック図である。
【図５】実施の形態１の分圧回路の構成を示す図である。
【図６】実施の形態２の電子部品を示すブロック図である。
【図７】実施の形態２の電流検出回路を示すブロック図である。
【図８】実施の形態２の他の電流検出回路を示すブロック図である。
【図９】実施の形態３の電子部品を用いた電力変換器を示すブロック図である。
【図１０】実施の形態３の電子部品を示すブロック図である。
【図１１】実施の形態３の電流・電流変化率検出回路を示すブロック図である。
【図１２】実施の形態３の電流波形を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００３３】
１ ＳｉＣ−ＦＥＴ、２ ボディダイオード、
３ ショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）、４ 駆動回路、５ 電圧検出回路、
６ 分圧回路、７ 差動増幅回路、８ ヒステリシス付き比較器、１２ 基準電圧源、
１３ 電流検出回路、１８ 抵抗、２３ 電流・電流変化率検出回路、
２４ 電圧検出手段、３１ 交流電源、３２ ダイオード、３３ コンデンサ、
３４ 負荷、５０ 半導体装置、１００，１００ａ１〜１００ａ６ 電子部品、
３００ 電力変換器。
【技術分野】
【０００１】
この発明はスイッチング素子として、ＳｉＣ半導体装置を備えた電子部品に関するものであり、特にＳｉＣ半導体装置にＳｉＣ−ＦＥＴとＳｉＣショットキバリアダイオードを用いたスイッチング用電子部品に係るものである。
【背景技術】
【０００２】
Ｓｉに代わるパワー半導体デバイスとして、ＳｉＣ半導体装置の開発が盛んである。このＳｉＣ半導体装置はＳｉ半導体装置に比較して、高温での動作が可能であること、低損失での動作が可能であることなどの利点があり、より小型の半導体装置を実現することができる。しかしながら、ＳｉＣ−ＦＥＴをスイッチング素子として例えばモータ等の負荷を駆動制御する電力変換器等に用いる場合、ＳｉＣ−ＦＥＴに内在するダイオード（ボディダイオード）を還流ダイオードとして用いると、ボディダイオードによるバイポーラ動作によりＳｉＣ半導体装置の結晶劣化が進行すると考えられている（例えば、非特許文献１）。ＳｉＣ半導体装置の結晶劣化が進行すると、ボディダイオードのＯＮ電圧が上昇し、さらにはＳｉＣ−ＦＥＴそのものが破壊する可能性がある。このような問題点に対して、還流ダイオードをＳｉＣ−ＦＥＴと逆並列に接続し、還流モード時にはボディダイオードを用いずに還流ダイオードに電流を流すことが示されている（例えば、特許文献１）。
【０００３】
【非特許文献１】荒井和雄、吉田貞史 共編、ＳｉＣ素子の基礎と応用（オーム社、２００３）
【特許文献１】特開２００２−２９９６２５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
前記特許文献１に示されたＳｉＣ半導体装置は、還流ダイオードにＳｉＣのショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）を用いている。ＳＢＤはＯＮ開始電圧がボディダイオードに比較して低いため、還流電流としてのＳＢＤの通電電流値が小さいときはボディダイオードに還流電流の流れることは無い。
しかしながら、前記特許文献１に示された構成では順方向の還流電流増加に伴い、ＳＢＤのＯＮ電圧が増大すると、ボディダイオードのＯＮ開始電圧を越える場合があり、このような場合にはボディダイオードに還流電流が流れ、その結果、ＳｉＣ−ＦＥＴの故障率が上昇するという問題点がある。このような問題点を解消するには、ＳＢＤの面積を大きくすればボディダイオードに通電されないようにすることができるが、半導体装置の微細化に逆行し、またコスト高となるという問題点が派生する。また特許文献１に示された構成のＳｉＣ−ＦＥＴを電力変換器に用いると、ＳｉＣ−ＦＥＴの故障率が上昇し、信頼性の低い電力変換器となるという問題点がある。
【０００５】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであって、スイッチング素子にＳｉＣ−ＦＥＴを用いる場合、還流時に還流ダイオードに発生する電圧を検出して、この電圧が所定のしきい値電圧を越えたときにＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮすることでＳｉＣ−ＦＥＴのボディダイオードの還流を抑制し、故障率の低いＳｉＣ−ＦＥＴ装置を備えたスイッチング用の電子部品およびその電子部品を用いた電力変換器を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る電子部品は、スイッチング素子用ＳｉＣ−ＦＥＴと、このＳｉＣ−ＦＥＴに逆並列に接続されたＳｉＣショットキバリアダイオードとで構成されるＳｉＣ半導体装置と、ＳｉＣ−ＦＥＴを駆動する駆動回路と、ＳｉＣショットキバリアダイオードの電圧を検出する電圧検出回路とを備え、電圧検出回路に設けられた電圧検出手段がＳｉＣショットキバリアダイオードの電圧を検出するとともに、この検出電圧が電圧検出手段につながるヒステリシス付き比較器に設定された、ＳｉＣショットキバリアダイオードのＯＮ開始電圧値とＳｉＣ−ＦＥＴに内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧値との間の第１のしきい値電圧以上の値になった時、ヒステリシス付き比較器は駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮする信号を出力し、その後検出電圧がＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮした時の検出電圧値よりも小さく、０Ｖよりも大きい第２のしきい値以下となった時、ヒステリシス付き比較器は駆動回路を介して前記ＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする信号を出力するものである。
【０００７】
また、この発明に係る電力変換器は、３相交流電源をダイオードで整流し、負荷につながるスイッチング素子を有する電子部品を備え、ダイオードの出力にはコンデンサと、３相毎に、複数の直列接続の電子部品が並列に接続されるとともに、複数の電子部品の直列接続の中間点が負荷に接続されており、この負荷は複数の電子部品が動作することで制御されるものであり、複数の電子部品は、スイッチング素子用ＳｉＣ−ＦＥＴと、このＳｉＣ−ＦＥＴに逆並列に接続されたＳｉＣショットキバリアダイオードとで構成されるＳｉＣ半導体装置と、ＳｉＣ−ＦＥＴを駆動する駆動回路と、ＳｉＣ半導体装置に直列に接続された電流・電流変化率検出回路とを備え、
電流・電流変化率検出回路はＳｉＣ半導体装置に流れる還流が増加する時の電流／電圧変換手段の出力電圧値とＳｉＣショットキバリアダイオードのＯＮ開始電圧値とＳｉＣ−ＦＥＴに内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧値との間に設定されたしきい値電圧とを比較して、出力電圧値＞しきい値電圧値の場合に、駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮする信号を出力する第１の信号出力回路と、ＳｉＣ半導体装置に流れる還流が減少する時の電流／電圧変換手段の出力電圧値を微分し、この微分値が予め設定された値と比較して微分値＜しきい値の場合に、駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする信号を出力する第２の信号出力回路とを備えているものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明に係る電子部品は、電圧検出回路に設けられた電圧検出手段がＳｉＣショットキバリアダイオードの電圧を検出するとともに、この検出電圧がヒステリシス付き比較器に設定された、ＳｉＣショットキバリアダイオードのＯＮ開始電圧値とＳｉＣ−ＦＥＴに内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧値との間の第１のしきい値電圧以上の値になった時、ヒステリシス付き比較器は駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮする信号を出力し、その後、検出電圧がＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮした時の検出電圧値よりも小さく、０Ｖよりも大きい第２のしきい値以下となった時、ヒステリシス付き比較器は駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする信号を出力するので、ボディダイオードがＯＮするまでの電流値が増えるとともにＳｉＣ−ＦＥＴとＳｉＣショットキバリアダイオードに分流されてＳｉＣ−ＦＥＴのボディダイオードへの還流が抑制され、ＳｉＣ−ＦＥＴの故障率を低くしたスイッチング用の電子部品を実現できる。
【０００９】
またこの発明に係る電力変換器は、３相交流を整流するダイオードの出力する３相毎に複数の直列接続のスイッチング素子を有する電子部品が並列接続され、この電子部品の中間点が負荷に接続されており、電子部品の電流・電流変化率検出回路はＳｉＣ半導体装置に流れる還流が増加する時の電流／電圧変換手段の出力電圧値と、ＳｉＣショットキバリアダイオードのＯＮ開始電圧とＳｉＣ−ＦＥＴに内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧との間に設定されたしきい値電圧とを比較して、出力電圧値＞しきい値電圧値の場合に、駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮする信号を出力する第１の信号出力回路と、ＳｉＣ半導体装置に流れる還流が減少する時の電流／電圧変換手段の出力電圧値を微分し、この微分値が予め設定された値と比較して微分値＜しきい値の場合に、駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする信号を出力する第２の信号出力回路とを備えているので、ボディダイオードがＯＮするまでの電流値が増加するとともに、還流がＳｉＣ−ＦＥＴとＳＢＤに分流するので、ボディダイオードへの還流が抑制され、ＳｉＣ−ＦＥＴの故障率を低くするとともに、ＳｉＣ−ＦＥＴのＯＦＦを還流電流が小さくなり始めるときの電流変化率を規定しているため、ＳｉＣ−ＦＥＴのＯＦＦを早くすることができ、電力変換器の相手アームとの同時ＯＮを防ぐことが可能となり、短絡電流による損傷を防止した安定した動作の電力変換器となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図に基づいて説明する。
図１は、例えば交流電源を整流し、モータ負荷を駆動する電力変換器等に用いられるスイッチング素子としての半導体装置５０を備えた電子部品１００を示すブロック図である。
図において、半導体装置５０を構成するＳｉＣ−ＦＥＴ１にはボディダイオード２が内在し、ＳｉＣ−ＦＥＴ１と逆並列に還流ダイオードとしてＳｉＣ半導体のショットキバリアダイオード３（以下、ＳＢＤと称す）が接続されている。制御信号に従ってＳｉＣ−ＦＥＴ１を駆動する駆動回路４がＳｉＣ−ＦＥＴ１の制御端子に接続されている。ＳＢＤ３のアノードとカソード間電圧Ｖａｋを電圧検出手段２４が検知して駆動回路４にＯＮ信号を送る電圧検出回路５がＳＢＤ３と並列に接続される。ＳＢＤ３とボディダイオード２の電圧電流特性を図２に示す。電圧検出回路５は、ＳＢＤ３のＯＮ開始電圧ＶＳＢＤ＿ｔｈとボディダイオード２のＯＮ開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈの間に位置するしきい電圧Ｖｔｈ（後述するＶｔｈ＿ｕｐに相当する）とＶａｋを比較し、Ｖａｋが大きければＯＮ信号を駆動回路４に送る。そのため、電圧検出回路５は電圧検出手段２４と、しきい電圧Ｖｔｈに設定された基準電圧源１２を有するヒステリシス付き比較器８からなる。ここで、ボディダイオード２を内在するＳｉＣ−ＦＥＴ１およびＳＢＤ３は同一基板上に形成されたＳｉＣ半導体装置５０を構成するものであり、駆動回路４、電圧検出回路５とを合わせてモジュール化することによって電子部品１００を構成している。
【００１１】
ここで、ＳｉＣ−ＦＥＴ１のボディダイオード２のＯＮ開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈに関して述べる。バイポーラ動作が結晶劣化の進行を進める原因と考えられることから、バイポーラ動作が開始する電流値に対応する電圧値をＶＢＤ＿ｔｈとするのが自然である。そもそもバイポーラ動作とは電子とホールが同時に電気伝導を荷っている状態である。パワーデバイスにおいてはバイポーラ動作で使用するときは、電子濃度ｎｅとホール濃度ｎｈがほぼ等しい状態である（例えば、非特許文献２）。
上記の電子濃度とホール濃度が等しいという条件と、ＰＮ接合ダイオードに関するショックレーモデル（例えば、非特許文献３）及び電荷制御モデル（例えば、非特許文献４）からＳｉＣ−ＦＥＴ１のボディダイオード２のＯＮ開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈを以下の式で示すことが出来る。
【００１２】
【数１】
【００１３】
ここで、ｋｂ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電荷素量、Ｎｄ：ドリフトｎ層のドーパント濃度、ｄ：ドリフト層膜厚、Ｌｐ：ホール拡散長、Ｄｐ：ホール拡散係数、Ｐｎ０：ドリフトｎ層での熱平衡状態におけるホール濃度、τ：ホールのライフタイム、である。
【００１４】
同様にＳｉＣ−ＦＥＴ１のボディダイオード２の電流電圧特性を計算した結果を図３に示す。但し、τ=０．７μｓ、Ｎｄ／Ｐｎ０=１．３×１０３３（１２５℃）、ｄ=１２．５×１０−４［ｃｍ］、Ｄｐ／Ｌｐ=５５５０［ｃｍ／ｓ］（１２５℃）とした。図３では、ＳｉＣ−ＦＥＴ１のボディダイオード２の温度が２５℃、１２５℃、２７５℃の電流電圧特性とそれぞれのＯＮ開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈ(２５℃)、ＶＢＤ＿ｔｈ(１２５℃)、ＶＢＤ＿ｔｈ(２７５℃)を示している。また、ＯＮ開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈ以上における電流電圧特性を線形近似した直線と電流密度ゼロでの交点の電圧をＶ´ＢＤ＿ｔｈ(２５℃)、Ｖ´ＢＤ＿ｔｈ(１２５℃)、Ｖ´ＢＤ＿ｔｈ(２７５℃)としている。２５℃、１２５℃、２７５℃におけるＶＢＤ＿ｔｈとＶ´ＢＤ＿ｔｈの値を表１に示す。
【００１５】
【表１】
【００１６】
表１からそれぞれの温度におけるＶＢＤ＿ｔｈとＶ´ＢＤ＿ｔｈがほぼ一致することが判る。ＯＮ開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈは電子濃度ｎｅとホール濃度ｎｈが等しくなる状態であり、キャリア密度が大きくなり電気伝導度が急激に増大する。この現象は伝導度変調として知られている（例えば、非特許文献５）。従って、ＶＢＤ＿ｔｈは電気伝導度が急激に増大する電圧と見なすことができ、電流電圧特性においてその特性が大きく変化する点である。そのため導通開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈ以上における電流電圧特性を線形近似した直線から求めた電圧Ｖ´ＢＤ＿ｔｈとＶＢＤ＿ｔｈは良く一致すると考えられる。
【００１７】
以上の考察から、ボディダイオード２の導通開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈは電流電圧特性においてその特性が大きく変化する点であり、その点に対応する電圧以上における電流電圧特性を線形近似した直線から求めた電圧Ｖ´ＢＤ＿ｔｈとしてもよい。たとえば、図２で示したボディダイオード２の電圧‐電流特性と導通開始電圧ＶＢＤ＿ｔｈの関係は上記考察に基づいたものである。
【００１８】
電圧検出回路５の詳細を図４に示す。前述した図１では、ＳＢＤ３のアノードとカソード間電圧Ｖａｋを分圧しない例を示したが、この図４では、Ｖａｋを分圧して分圧回路６に取り込んだ場合を示している。
図に示すように電圧検出手段２４の分圧回路６でＶａｋを分圧し、差動増幅回路７で増幅した信号ＶＡＭＰをヒステリシス付き比較器８で比較する。ヒステリシス付き比較器８には、第１しきい値電圧Ｖｔｈ−ＵＰと第２のしきい値電圧Ｖｔｈ−ＬＯが設定されている。この第１しきい値電圧Ｖｔｈ−ＵＰはＳＢＤ３のＯＮ開始電圧値ＶＳＢＤ＿ｔｈと、ＳｉＣ−ＦＥＴ１に内在するボディダイオード２のＯＮ開始電圧値ＶＢＤ＿ｔｈとの間の値としている。ここで、ＳＢＤ３のＯＮ開始電圧値ＶＳＢＤ＿ｔｈ＜ボディダイオード２のＯＮ開始電圧値ＶＢＤ＿ｔｈである。上記の差動増幅回路７からの信号ＶＡＭＰをヒステリシス付き比較器８が第１のしきい値電圧Ｖｔｈ−ＵＰ（前述したＶｔｈに相当する）を有する基準電圧源１２の出力と比較し、ＶＡＭＰ＞Ｖｔｈ−ＵＰのとき、ＯＮ信号を駆動回路４に出力し駆動回路４はＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮするよう信号出力する。
一方、第２のしきい値電圧Ｖｔｈ−ＬＯは、前記電圧検出回路５と駆動回路４との信号によって前記ＳｉＣ−ＦＥＴ１がＯＮした時の差動増幅回路７の出力電圧よりも小さく、０Ｖよりも大きい電圧に設定されており、上記ＳｉＣ−ＦＥＴ１がＯＮされた後に分圧回路６を介し、差動増幅回路７からの出力信号ＶＡＭＰが第２のしきい値Ｖｔｈ−ＬＯ以下となった時、駆動回路４を介してＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＦＦする信号を出力する。
ヒステリシス付き比較器８は比較器１１、基準電圧源１２、抵抗９，１０から構成される。分圧回路６は、図５（ａ）〜（ｄ）に示すいずれかの回路のように抵抗、あるいは抵抗とコンデンサで構成される。
【００１９】
このような構成にすれば、ボディダイオード２に還流電流が流れ出す前に、電圧検出回路５が駆動回路４にＯＮ指令を送りＳｉＣ−ＦＥＴ１がＯＮする。ＳｉＣ−ＦＥＴ１とＳＢＤ３の二つの電流経路を有するので、還流ダイオードのみを用いる場合と比べて、ボディダイオード２がＯＮするまでの電流値は図２に示すとおり、ＩＳＢＤ，ＭＡＸからＩＤ，ＭＡＸ分だけ大きく保つことができ、また還流がＳｉＣ−ＦＥＴ１とＳＢＤ３に分流するのでボディダイオード２の電流が抑制されるので、ＳｉＣ−ＦＥＴ１の故障率を低く保てる。
【００２０】
【非特許文献２】S. M. Sze, Physica of Semiconductor Devices 2nd, JOHN WILEY & SONS, New York, 1981, 37.
【非特許文献３】S. M. Sze, Physica of Semiconductor Devices 2nd, JOHN WILEY & SONS, New York, 1981, 84-87.
【非特許文献４】B. J. Baliga, Power Semiconductor Devices, PWS PUBLISHING COMPANY, Boston, 1996, 172.
【非特許文献５】B. J. Baliga, Power Semiconductor Devices, PWS PUBLISHING COMPANY, Boston, 1996, 159.
【００２１】
実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２によるＳｉＣ半導体装置５０を備えた電子部品１００を示すブロック図である。図において、図１と同一符号は同一または相当部分を表すので説明を省略する。
実施の形態１では、ＳＢＤ３のアノードとカソード間電圧ＶａｋをもとにＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮさせたが、本実施の形態２では電流値ＩＡＬＬをもとにＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮさせる。図６に示すように、半導体装置５０を構成するＳｉＣ−ＦＥＴ１、ＳＢＤ３と直列に電流検出回路１３を接続する。電流検出回路１３はＳｉＣ−ＦＥＴ１、ＳＢＤ３すなわち半導体装置５０に流れる還流電流の和ＩＡＬＬを検知して駆動回路４にＯＮ信号を送る。実施の形態１で述べた第１のしきい値電圧Ｖｔｈ-ＵＰと同じ値の電圧値をしきい値Ｖｔｈとし、このしきい値ＶｔｈとＩＡＬＬを比較し、ＩＡＬＬの方が大きければＯＮ信号を駆動回路４に送る。
【００２２】
電流検出回路１３の詳細な回路を図７に示す。電流／電圧変換手段をなす検出抵抗１４の両端電圧を差動増幅回路７で増幅した信号ＶＩＡＬＬを、比較器１１でしきい値電圧Ｖｔｈに設定された参照電圧を有する基準電圧源１２と比較する。基準電圧源１２の電圧値Ｖｔｈよりも差動増幅回路７の出力が大きければＯＮ信号を駆動回路４に出力し、ＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮする。その後、ＳｉＣ半導体装置５０に流れる還流電流を検出する電流／電圧変換手段の検出電圧が、前記しきい値電圧Ｖｔｈ以下となった時に比較器１１は駆動回路４を介してＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＦＦする信号を出力する。この実施の形態２は前述した実施の形態１のＶａｋに代替して、ＳｉＣ−ＦＥＴ１、ＳＢＤ３に流れる電流値ＩＡＬＬを電流／電圧変換手段で電圧に変換した値をＶＩＡＬＬとしているものである。
【００２３】
また、図８に他の電流検出回路１３の構成を示す。この構成ではホール素子１５で電流を検出し、上述と同様な動作を行う。ホール素子１５を用いているため非接触で電流を検出するため、主回路において損失が生じない利点がある。
【００２４】
このような構成にすれば、ボディダイオード２に還流電流が流れ出す前に、電流検出回路１３が駆動回路４にＯＮ指令を送りＳｉＣ−ＦＥＴ１がＯＮする。還流電流がＳｉＣ−ＦＥＴ１とＳＢＤ３の二つの電流経路を有するので、還流ダイオードのみを用いる場合と比べて、ボディダイオード２がＯＮするまでの電流値を図３に示すとおり、ＩＳＢＤ，ＭＡＸからＩＤ，ＭＡＸ分だけ大きく保つことができ、また還流がＳｉＣ−ＦＥＴ１とＳＢＤ３に分流するのでボディダイオード２の電流が抑制されるので、ＳｉＣ−ＦＥＴ１の故障率を低く保てる。
【００２５】
実施の形態３．
次に実施の形態３による半導体スイッチ回路５０を備えた電子部品と、この電子部品複数個でモータ負荷を駆動する電力変換器に用いた形態について説明する。
この実施の形態３による電子部品を組み合わせることで図９に示すような電力変換器３００が構成される。図９では、交流電源３１をダイオード整流器３２で整流し、コンデンサ３３で平滑し、複数の電子部品１００ａ１〜１００ａ６で構成される電力変換器３００でモータ負荷３４を駆動している。
ダイオード整流器３２の出力側にはコンデンサと３相毎に複数、図９の例では２個に直列接続された半導体スイッチ回路１００ａ１〜１００ａ６が３並列接続されており、直列接続の中間点はそれぞれ負荷３４に接続されている。図９を用いてＳｉＣ−ＦＥＴ１と逆並列に接続されたＳＢＤ３に電流が流れる様子を説明する。半導体スイッチ回路である電子部品１００ａ１と１００ａ５、１００ａ６がＯＮしていると、コンデンサ３３とこれらの半導体スイッチ１００ａ１、１００ａ５、１００ａ６とモータ負荷３４からなる閉ループに電流が流れる。この状態から半導体スイッチ回路１００ａ１がＯＦＦすると、モータ負荷３４に流れている電流がそのまま流れ続けようとするため、半導体スイッチ回路１００ａ４のダイオードがＯＮし、半導体スイッチ回路１００ａ４、１００ａ５、１００ａ６とモータ負荷３４からなる閉ループに電流が流れる。このように、モータ負荷３４のようなインダクタンス成分を持つ負荷を駆動する電力変換器３００では、必ず半導体スイッチに対向するボディダイオード２とＳＢＤ３に電流が流れるパターンが存在する。なお、ボディダイオード２とＳＢＤ３に電流が流れるのは、図１０の電力変換器３００に限ったものではなく、あらゆる電力変換器に適用可能である。
【００２６】
上記した電力変換器３００に用いられる半導体スイッチ回路である電子部品１００を構成するＳｉＣ半導体装置５０を図１０に示す。図１０において、実施の形態２の図６と同一符号は同一部分または相当部分を表すので説明を省略する。
この実施の形態３では、ＳｉＣ半導体装置５０に流れる還流電流を電流・電流変化率検出回路２３が検出して電圧に変換し、その値がしきい値以上となったらＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮする点は、前述した実施の形態２と同様であるが、この実施の形態３ではその後、ＳｉＣ−ＦＥＴ１とＳＢＤ３に流れる還流電流ＩＡＬＬを電流・電流変化率検出回路２３が検出し、微分回路が電流変化率を求め、所定の電流変化率に達したときに、ＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＦＦする機能を備えている。以下、構成の詳細と動作を説明する。
【００２７】
図１０において、ＳｉＣ半導体装置５０を構成するＳｉＣ−ＦＥＴ１とＳＢＤ３と直列に、電流・電流変化率検出回路２３が設けられており、その詳細を図１１に示す。
図９に示した電力変換器３００における、例えば半導体スイッチ回路１００ａ１が制御信号によりＯＦＦ状態にあるとする。このとき図１１の電流／電圧変換手段を構成する検出抵抗１４で検出される電圧を差動増幅回路７で増幅し、ＳＢＤ３のＯＮ開始電圧値とボディダイオード２のＯＮ開始電圧値との間の電圧値をしきい値電圧値Ｖｔｈとして設定された基準電圧源１２を有する第１の比較器１１ａは、差動増幅回路７の出力信号がＶｔｈ以上となったらハイレベル信号をＯＲ回路２２に出力し、駆動回路４を介してＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮする。
【００２８】
ＳｉＣ−ＦＥＴ１がＯＮされた後、後述する図１２（ａ）に示すＰ点を境に還流電流が減少始める。電流・電流変化率検出回路２３はＳｉＣ−ＦＥＴ１、ＳＢＤ３に流れる還流電流の和ＩＡＬＬを検出抵抗１４で電圧検出し、差動増幅回路７で増幅しその出力はバッファ１６を通り、コンデンサ１７、抵抗１８で構成される微分回路で微分される。微分された電圧値の内、負の微分電圧値は基準電圧源１９に設定されている所定のしきい値電圧と比較され、負の微分電圧値＜しきい値電圧のとき、第２の比較器２０はハイレベル信号を出力し、ＮＯＴ回路２１で反転された後、ＯＲ回路２２に出力され駆動回路４を介してＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＦＦする。
図１２は電子部品１００ａ１の半導体装置５０に流れる還流電流波形を模式的に示す図である。図１２（ａ）はＳＢＤ３のしきい値ＩＳＢＤ＿ｔｈを越えたＳｉＣ−ＦＥＴ１、ＳＢＤ３の電流和ＩＡＬＬを示し、Ｐ点より還流電流が減少始める。図１２（ｂ）は差動増幅器７が図１２（ａ）と相似な電圧波形ＶＩＡＬＬを出力する波形を示す。第１の比較器１１ａではＶＩＡＬＬと基準電圧源１２で設定されるＶｔｈと比較し、ＶｔｈよりＶＩＡＬＬが大きければハイレベル信号を出力する（図１２（ｆ））。図１２（ｃ）は図１２（ｂ）を微分回路で微分した波形で、しきい値電圧ｄＩ／ｄｔ（ｔｈ）を合わせて示している。図１２（ｄ）は第２の比較器２０の出力波形を、図１２（ｅ）は、ＮＯＴ回路２１での反転波形を示す。
【００２９】
このような実施の形態３の構成を備えた電子部品１００は、還流電流がしきい値以上となったとき、ＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮさせるので、ＳｉＣ−ＦＥＴ１とＳＢＤ３との電流経路を有することとなり、前述した図２に示すようにボディダイオード２がＯＮするまでの電流値をＩＳＢＤ，ＭＡＸからＩＤ，ＭＡＸ分だけ大きくすることができるとともに、ボディダイオード２への電流を抑制することができ、ＳｉＣ−ＦＥＴ１の故障率を低くすることができる。また、上記ＳｉＣ−ＦＥＴ１をＯＮの状態からＯＦＦする時期を還流電流が減少し始めるときの電流変化率で規定しているため、ＯＦＦ動作を早くすることができる。ここでＳｉＣ−ＦＥＴのＯＦＦが遅い半導体スイッチング素子を備えた電子部品を電力変換器３００に用いた場合の問題点を図９を用いて説明する。
【００３０】
図９において、半導体スイッチ回路の電子部品１００ａ１、１００ａ５、１００ａ６がＯＮしていると、コンデンサ３３とこれら電子部品１００ａ１、１００ａ５、１００ａ６とモータ負荷３４からなる閉ループに電流が流れる。この状態から電子部品１００ａ１がＯＦＦするとモータ負荷に流れている電流がそのまま流れ続けようとするため、電子部品１００ａ４をＯＮさせ、電子部品１００ａ４、１００ａ５、１００ａ６とモータ負荷３４からなる閉ループに電流が流れる。この状態から電子部品１００ａ４をＯＦＦさせた後、再び電子部品１００ａ１をＯＮする制御パターンがあるが、電子部品１００ａ４のＳｉＣ−ＦＥＴ１のＯＦＦ動作が遅いと、上アームである電子部品１００ａ１のと、下アームである電子部品１００ａ４が同時ＯＮする期間が生じ、過大な短絡電流が流れて損失する恐れがある。しかしながらこの実施の形態３による電子部品１００を採用した電力変換器３００では、上下アームの同時ＯＮを防止することが可能であり、ＳｉＣ−ＦＥＴ１の故障率を低下させた優れた電力変換器を提供することが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００３１】
この発明の実施の形態１、２の電子部品は、ＳｉＣ半導体装置を用いたスイッチング素子に適用でき、実施の形態３の電子部品はモータ等の負荷を制御する電力変換器に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】実施の形態１の電子部品を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１〜３のＳｉＣ−ＦＥＴ、ＳＢＤ、ボディダイオードの電圧−電流特性を説明する図である。
【図３】ボディダイオードの電圧・電流特性を説明する図である。
【図４】実施の形態１の電圧検出回路を示すブロック図である。
【図５】実施の形態１の分圧回路の構成を示す図である。
【図６】実施の形態２の電子部品を示すブロック図である。
【図７】実施の形態２の電流検出回路を示すブロック図である。
【図８】実施の形態２の他の電流検出回路を示すブロック図である。
【図９】実施の形態３の電子部品を用いた電力変換器を示すブロック図である。
【図１０】実施の形態３の電子部品を示すブロック図である。
【図１１】実施の形態３の電流・電流変化率検出回路を示すブロック図である。
【図１２】実施の形態３の電流波形を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００３３】
１ ＳｉＣ−ＦＥＴ、２ ボディダイオード、
３ ショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）、４ 駆動回路、５ 電圧検出回路、
６ 分圧回路、７ 差動増幅回路、８ ヒステリシス付き比較器、１２ 基準電圧源、
１３ 電流検出回路、１８ 抵抗、２３ 電流・電流変化率検出回路、
２４ 電圧検出手段、３１ 交流電源、３２ ダイオード、３３ コンデンサ、
３４ 負荷、５０ 半導体装置、１００，１００ａ１〜１００ａ６ 電子部品、
３００ 電力変換器。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子用ＳｉＣ−ＦＥＴと、このＳｉＣ−ＦＥＴに逆並列に接続されたＳｉＣショットキバリアダイオードとで構成されるＳｉＣ半導体装置と、前記ＳｉＣ−ＦＥＴを駆動する駆動回路と、前記ＳｉＣショットキバリアダイオードの電圧を検出する電圧検出回路とを備えた電子部品において、前記電圧検出回路に設けられた電圧検出手段が前記ＳｉＣショットキバリアダイオードの電圧を検出するとともに、この検出電圧が前記電圧検出手段につながるヒステリシス付き比較器に設定された、前記ＳｉＣショットキバリアダイオードのＯＮ開始電圧値と前記ＳｉＣ−ＦＥＴに内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧値との間の第１のしきい値電圧以上の値になった時、前記ヒステリシス付き比較器は前記駆動回路を介して前記ＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮする信号を出力し、その後ＳｉＣショットキバリアダイオードから検出される電圧が前記ＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮした時の前記検出電圧値よりも小さく、０Ｖよりも大きい第２のしきい値電圧以下となった時、前記ヒステリシス付き比較器は前記駆動回路を介して前記ＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする信号を出力することを特徴とする電子部品。
【請求項２】
スイッチング素子用ＳｉＣ−ＦＥＴと、このＳｉＣ−ＦＥＴに逆並列に接続されたＳｉＣショットキバリアダイオードとで構成されるＳｉＣ半導体装置と、前記ＳｉＣ−ＦＥＴを駆動する駆動回路と、前記ＳｉＣ半導体装置に直列接続された電流検出回路とを備えた電子部品において、前記電流検出回路に設けられた電流／電圧変換手段が前記ＳｉＣ半導体装置に流れる還流電流を検出して電圧に変換するとともに、この変換電圧が前記電流／電圧変換手段につながる比較器に設定された、前記ＳｉＣショットキバリアダイオードのＯＮ開始電圧値と前記ＳｉＣ−ＦＥＴに内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧値との間のしきい値電圧以上の値になった時、前記比較器は前記駆動回路を介して前記ＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮする信号を出力し、その後前記電流／電圧変換手段で検出される電圧が前記しきい値以下となった時、前記比較器は前記駆動回路を介して前記ＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする信号を出力することを特徴とする電子部品。
【請求項３】
スイッチング素子用ＳｉＣ−ＦＥＴと、このＳｉＣ−ＦＥＴに逆並列に接続されたＳｉＣショットキバリアダイオードとで構成されるＳｉＣ半導体装置と、前記ＳｉＣ−ＦＥＴを駆動する駆動回路と、前記ＳｉＣ半導体装置に直列に接続された電流・電流変化率検出回路とを備えた電子部品において、
前記ＳｉＣ半導体装置に流れる還流が増加する時、前記電流・電流変化率検出回路に設けられた電流／電圧変換手段の出力する電圧値と、前記ＳｉＣショットキバリアダイオードのＯＮ開始電圧と前記ＳｉＣ−ＦＥＴに内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧との間に設定されたしきい値電圧とを比較して、前記出力電圧値＞しきい値電圧値の場合に、前記駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮする信号を出力する第１の信号出力回路と、前記ＳｉＣ半導体装置に流れる還流が減少する時の前記電流／電圧変換手段の出力電圧値を微分し、この微分値が予め設定された値と比較して微分値＜しきい値の場合に、前記駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする信号を出力する第２の信号出力回路とを備えたことを特徴とする電子部品。
【請求項４】
３相交流電源をダイオード整流器で整流し、負荷につながるスイッチング素子を有する電子部品を備えた電力変換器において、
前記ダイオード整流器の出力にはコンデンサと、３相毎に、複数の直列接続の前記電子部品が並列に接続されるとともに、前記複数の電子部品の直列接続の中間点が前記負荷に接続されており、この負荷は前記複数の電子部品が動作することで制御されるものであり、前記複数の電子部品に前記請求項３に記載の電子部品が用いられていることを特徴とする電力変換器。
【請求項１】
スイッチング素子用ＳｉＣ−ＦＥＴと、このＳｉＣ−ＦＥＴに逆並列に接続されたＳｉＣショットキバリアダイオードとで構成されるＳｉＣ半導体装置と、前記ＳｉＣ−ＦＥＴを駆動する駆動回路と、前記ＳｉＣショットキバリアダイオードの電圧を検出する電圧検出回路とを備えた電子部品において、前記電圧検出回路に設けられた電圧検出手段が前記ＳｉＣショットキバリアダイオードの電圧を検出するとともに、この検出電圧が前記電圧検出手段につながるヒステリシス付き比較器に設定された、前記ＳｉＣショットキバリアダイオードのＯＮ開始電圧値と前記ＳｉＣ−ＦＥＴに内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧値との間の第１のしきい値電圧以上の値になった時、前記ヒステリシス付き比較器は前記駆動回路を介して前記ＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮする信号を出力し、その後ＳｉＣショットキバリアダイオードから検出される電圧が前記ＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮした時の前記検出電圧値よりも小さく、０Ｖよりも大きい第２のしきい値電圧以下となった時、前記ヒステリシス付き比較器は前記駆動回路を介して前記ＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする信号を出力することを特徴とする電子部品。
【請求項２】
スイッチング素子用ＳｉＣ−ＦＥＴと、このＳｉＣ−ＦＥＴに逆並列に接続されたＳｉＣショットキバリアダイオードとで構成されるＳｉＣ半導体装置と、前記ＳｉＣ−ＦＥＴを駆動する駆動回路と、前記ＳｉＣ半導体装置に直列接続された電流検出回路とを備えた電子部品において、前記電流検出回路に設けられた電流／電圧変換手段が前記ＳｉＣ半導体装置に流れる還流電流を検出して電圧に変換するとともに、この変換電圧が前記電流／電圧変換手段につながる比較器に設定された、前記ＳｉＣショットキバリアダイオードのＯＮ開始電圧値と前記ＳｉＣ−ＦＥＴに内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧値との間のしきい値電圧以上の値になった時、前記比較器は前記駆動回路を介して前記ＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮする信号を出力し、その後前記電流／電圧変換手段で検出される電圧が前記しきい値以下となった時、前記比較器は前記駆動回路を介して前記ＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする信号を出力することを特徴とする電子部品。
【請求項３】
スイッチング素子用ＳｉＣ−ＦＥＴと、このＳｉＣ−ＦＥＴに逆並列に接続されたＳｉＣショットキバリアダイオードとで構成されるＳｉＣ半導体装置と、前記ＳｉＣ−ＦＥＴを駆動する駆動回路と、前記ＳｉＣ半導体装置に直列に接続された電流・電流変化率検出回路とを備えた電子部品において、
前記ＳｉＣ半導体装置に流れる還流が増加する時、前記電流・電流変化率検出回路に設けられた電流／電圧変換手段の出力する電圧値と、前記ＳｉＣショットキバリアダイオードのＯＮ開始電圧と前記ＳｉＣ−ＦＥＴに内在するボディダイオードのＯＮ開始電圧との間に設定されたしきい値電圧とを比較して、前記出力電圧値＞しきい値電圧値の場合に、前記駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＮする信号を出力する第１の信号出力回路と、前記ＳｉＣ半導体装置に流れる還流が減少する時の前記電流／電圧変換手段の出力電圧値を微分し、この微分値が予め設定された値と比較して微分値＜しきい値の場合に、前記駆動回路を介してＳｉＣ−ＦＥＴをＯＦＦする信号を出力する第２の信号出力回路とを備えたことを特徴とする電子部品。
【請求項４】
３相交流電源をダイオード整流器で整流し、負荷につながるスイッチング素子を有する電子部品を備えた電力変換器において、
前記ダイオード整流器の出力にはコンデンサと、３相毎に、複数の直列接続の前記電子部品が並列に接続されるとともに、前記複数の電子部品の直列接続の中間点が前記負荷に接続されており、この負荷は前記複数の電子部品が動作することで制御されるものであり、前記複数の電子部品に前記請求項３に記載の電子部品が用いられていることを特徴とする電力変換器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２００８−１７２３７（Ｐ２００８−１７２３７Ａ）
【公開日】平成２０年１月２４日（２００８．１．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１８７２９９（Ｐ２００６−１８７２９９）
【出願日】平成１８年７月７日（２００６．７．７）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１月２４日（２００８．１．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年７月７日（２００６．７．７）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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