電源回路
【課題】平衡ラインに入れているコンデンサに端子外れや接触不良が起きても２次側漏洩電流の増加による感電事故を未然に防止する。
【解決手段】インバータ回路１０から整流平滑回路１６に高周波電力を伝送する平衡ラインに入れた一対のコンデンサを４端子コンデンサ３８，４０とし、インバータ回路１０のコイル２８に対する直流電力供給を、４端子コンデンサの同一電極に設けた２端子ａ，ｂを介して行い、端子外れ又は接触不良に対しインバータ回路１０を停止させる。また平衡ラインから整流平滑回路１６に高周波電力を入力する平衡不平衡変換回路１４につき、２系統化して冗長接続する。
【解決手段】インバータ回路１０から整流平滑回路１６に高周波電力を伝送する平衡ラインに入れた一対のコンデンサを４端子コンデンサ３８，４０とし、インバータ回路１０のコイル２８に対する直流電力供給を、４端子コンデンサの同一電極に設けた２端子ａ，ｂを介して行い、端子外れ又は接触不良に対しインバータ回路１０を停止させる。また平衡ラインから整流平滑回路１６に高周波電力を入力する平衡不平衡変換回路１４につき、２系統化して冗長接続する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１次側インバータと２次側整流回路又は交流変換回路をコンデンサにより絶縁分離した電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、インバータを使用したスイッチングレギュレータなどの電源回路にあっては、インバータのスイッチング周波数の増加に伴いそれまでのトランスによる１次側と２次側の絶縁分離では、規定の絶縁性能を確保するための絶縁構造の複雑化と大型化が避けられないことから、インバータの１次側と負荷を接続する２次側とをコンデンサにより絶縁分離している。
【０００３】
このようなコンデンサによる絶縁分離型の電源回路にあっては、直流電力を１次側インバータにより所定の周波数の高周波電力に変換した後にコンデンサによる絶縁障壁を介して整流平滑回路で直流電力に変換して負荷に供給するか、又は平滑回路で平滑した交流電力を負荷に供給している。
【０００４】
更に、コンデンサの１次側に１次側インバータ回路が発生した高周波電圧を不平衡電圧から平衡電圧への変換する不平衡平衡変換回路を設けると共に、コンデンサの２次側に平衡電圧を不平衡電圧へ変換する平衡不平衡変換回路を設け、コンデンサを介して接続する信号ラインを平衡ラインとすることで、平衡ラインに相互に逆向きとなる高周波電流を流すことによる打消し作用で２次側とグランド間に流れる漏洩電流を小さくし、漏洩電流の抑制で２次側での感電事故を防止するようにしている。
【特許文献１】特許第３０４３９４７号公報
【特許文献２】特開昭６３−１４８６１０号公報
【特許文献３】実開昭５７−２９１２９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、このような１次側インバータと２次側整流回路又は交流変換回路の平衡ラインに入れた一対のコンデンサによって１次側２次側間の絶縁と、高周波伝送電流の打ち消しにより漏洩電流を低減している従来の電源回路にあっては、平衡ラインに入れている一対のコンデンサのうちの片側が外れたり、リードの半田付けが接触不良となった場合、平衡ラインの電流差動による高周波電流の打ち消し作用がなくなり、このため不平衡となって高周波電流の差分が大きくなり、漏洩電流が増加し、２次側の端子に人が触れた場合には感電事故を起こす問題があった。
【０００６】
本発明は、平衡ラインに入れているコンデンサに端子外れや接触不良が起きても２次側漏洩電流の増加による感電事故を未然に防止するフェイルセーフ機能を備えた電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この目的を達成するため本発明の電源回路は次のように構成する。本発明は、スイッチング素子のスイッチング動作によりトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側のインバータ回路と高周波電圧を整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側と２次側絶縁用の一対のコンデンサを介して接続し、インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡平衡変換回路を１次側に設けるとともに、不平衡平衡変換回路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡不平衡変換回路を２次側に設けた電源回路を対象とする。
【０００８】
このような電源回路につき、本発明は、平衡ラインに入れた一対のコンデンサを４端子以上の多端子コンデンサとし、インバータ回路に対する直流電力供給を、多端子コンデンサの同一電極に設けた２端子を介して行い、端子外れ又は接触不良に対しインバータ回路を停止させることを特徴とする。
【０００９】
本発明の別の形態にあっては、伝送ラインに入れた一対のコンデンサを４端子以上の多端子コンデンサとし、多端子コンデンサの各電極に設けた複数端子から接続先の回路部位に対し複数の分離した系統ラインを冗長接続したことを特徴とする。
【００１０】
本発明の別の形態にあっては、一対の多端子コンデンサで接続される１次側の不平衡平衡変換回路と２次側の平衡不平衡変換回路又は整流平滑回路の何れか一方又は両方を２系統設けて冗長接続したことを特徴とする。
【００１１】
本発明の別の形態にあっては、不平衡平衡変換回路の平衡出力コイルをインバータ回路の安定電位から分離絶縁、または平衡不平衡変換回路の平衡入力コイルを整流平滑回路の安定電位から分離絶縁したことを特徴とする。
【００１２】
本発明の別の形態にあっては、不平衡平衡変換回路又は平衡不平衡変換回路に接続されたコンデンサの端子が外れた時に発生する漏洩電流を検出してインバータ回路を停止するインバータ停止回路部を設けたことを特徴とする。
【００１３】
ここで、インバータ停止回路部は、インバータ回路の安定電位と不平衡平衡変換回路の平衡出力コイルの中性点の間に１次コイルを接続したコモンモードトランスと、コモンモードトランスの２次コイルの発生電圧から漏洩電流を検出する漏洩電流検知回路と、漏洩電流検知回路の検出漏洩電流が所定の閾値以上のときインバータ回路に遮断信号を出力して停止させる停止制御回路とを備えたことを特徴とする。
【００１４】
またインバータ停止回路部は、インバータ回路に対する直流電力の入力ライン間に設けた検出コイル付きのコモンモードトランスと、コモンモードトランスの検知コイルの発生電圧から漏洩電流を検出する漏洩電流検知回路と、漏洩電流検知回路の検出漏洩電流が所定の閾値以上のときインバータ回路に遮断信号を出力して停止させる停止制御回路とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
更に、インバータ停止回路部は平衡不平衡変換回路の不平衡出力コイルの中性点と整流平滑回路の安定電位との間に１次コイルを接続したコモンモード検知トランスと、コモンモード検知トランスの２次コイルの発生電圧から漏洩電流を検出する漏洩電流検知回路と、漏洩電流検知回路の検出漏洩電流が所定の閾値以上のときインバータ回路のスイッチング動作を停止する停止回路とを備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、１次側インバータから２次側整流回路又は交流変換回路に高周波電力を伝送する平衡ラインに入れた絶縁用のコンデンサに端子外れなどの異常が発生しても、インバータを停止するか、或いは冗長構成により平衡状態を維持した運転を継続させ、不平衡状態となることによる漏洩電流の増加を未然に防止し、感電などの重大な事故を確実に防ぐことができる。
【００１７】
特に、１次側インバータから２次側整流回路又は交流変換回路に高周波電力を伝送する平衡ラインに入れたコンデンサとして、例えば４端子コンデンサを使用したことで、平衡ラインの冗長接続と異常発生時のインバータ停止が、簡単な回路構成により低コストで実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明の電源回路の実施形態にあっては、１次側インバータの高周波電力を２次側整流回路又は交流変換回路に伝送する平衡ラインに設けた一対の多端子コンデンサの端子外れに対し次の５つのフェイルセーフモードを適用する。
【００１９】
第１モード：端子外れで１次側インバータを停止
第２モード：平衡ラインに対する４端子コンデンサの端子冗長接続
第３モード：平衡ラインの１次側電力供給部又は２次側電力受給部の２系統化
第４モード：平衡ラインの絶縁分離
第５モード：端子外れで流れる漏洩電流を検知して１次側インバータを停止
【００２０】
図１は本発明による電源回路の第１実施形態であり、１次側インバータの高周波電力を２次側整流平滑回路に伝送する平衡ラインに設けた一対の多端子コンデンサの端子外れに対し、
（１）端子外れで１次側インバータを停止する第１モード
（２）平衡ラインに対する４端子コンデンサの端子冗長接続を行う第２モード、
を適用したことを特徴とする。
【００２１】
図１において、第１実施形態の電源回路は、１次側から２次側に向けて、インバータ回路１０、不平衡平衡変換回路１２、平衡不平衡変換回路１４及び整流平滑回路１６を設けている。
【００２２】
インバータ回路１０は、直流電力をスイッチング動作により所定の第１周波数の高周波電力に変換して出力する。整流平滑回路１６は交流直流変換回路であり、インバータ回路１０から供給された高周波電力を、整流した後に平滑して負荷に出力する。
【００２３】
不平衡平衡変換回路１２は、インバータ回路１０から出力された高周波電圧を不平衡電圧から平衡電圧に変換する。平衡不平衡変換回路１４は、不平衡平衡変換回路１２から出力された平衡電圧を不平衡電圧に変換して整流平滑回路１６に供給する。ここで、１次側のインバータ回路１０としてはプッシュプルインバータ回路を使用している。
【００２４】
更に図１の実施形態を具体的に説明すると次のようになる。交流電源１８からの交流出力はブリッジ整流回路２０により全波整流され、コンデンサ２２により平滑される。プッシュプルインバータを構成するインバータ回路１０は、スイッチング素子としてＦＥＴ２４，２６を有し、ＦＥＴ２４，２６はドライブ回路３０によりオン、オフ制御される。
【００２５】
ＦＥＴ２４，２６のソース端子は安定化電位に共通接続され、ドレイン側は平衡ラインに接続した一対の４端子コンデンサ３８，４０のそれぞれの共通電極を介して、１次コイル２８の両端にそれぞれ接続されている。また１次コイル２８の中間タップは、コイル３２を介してブリッジ整流回路のプラス側に接続されている。
【００２６】
１次コイル２８にはＦＥＴ２４，２６のオン、オフ動作により高周波電圧が発生し、１次コイル２８は同時にインバータ回路１０で発生した不平衡電圧を平衡電圧に変換して出力する不平衡平衡変換回路１２を構成している。コイル３２とコンデンサ３４，３６は、１次コイル２８に発生する高周波電圧の矩形波をサイン波に変換している。
【００２７】
プッシュプルインバータを用いたインバータ回路１０の出力、即ち１次コイル２８で構成される不平衡平衡変換回路１２の出力は、一対の平衡ラインを介して平衡不平衡変換ライン１４に接続され、更に整流８４平滑回路１６に接続されている。
【００２８】
この不平衡平衡変換回路１２と平衡不平衡変換回路１４の間の平衡ラインには、各ラインごとに４端子コンデンサ３８，４０が設けられている。４端子コンデンサ３８はリード端子ａ，ｂ，ｃ，ｄを備え、リード端子ａ，ｂは一方のコンデンサ電極に共通接続されており、リード端子ｃ，ｄは他方のコンデンサ電極に共通接続されている。
【００２９】
このような４端子コンデンサ３８としては、例えば図２に示す４端子コンデンサが使用できる。図２は本発明の電源回路で使用する４端子コンデンサの説明図である。図２（Ａ）は積層セラミックタイプの４端子コンデンサ３８であり、一対の電極３８ａ，３８ｂを備え、電極３８ａにつき両側にリード電極ａ，ｂを取り出し、また電極３８ｂについても同様に両側に電極ｃ，ｄを取り出している。
【００３０】
図２（Ｂ）は本発明の電源回路で使用する４端子コンデンサ３８の他の例であり、この４端子コンデンサ３８にあっては円盤状のセラミックコンデンサを使用しており、一方のコンデンサ電極からリード端子ａ，ｂが引き出され、他方の電極からリード端子ｃ，ｄが引き出されている。
【００３１】
再び図１を参照するに、平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８，４０における１次側の電極から引き出されたリード端子ａ，ｂにつき、本発明にあっては、第１モードである４端子コンデンサ３８の端子外れで１次側のインバータ回路１０の動作を停止するための回路接続を行っている。
【００３２】
即ち、第１インバータ１０に設けたＦＥＴ２４，２６のドレイン側を４端子コンデンサ３８のリード端子ａに接続し、同じ電極に接続しているリード端子ｂを１次コイル２８に接続している。
【００３３】
このため４端子コンデンサ３８，４０におけるリード端子ａまたはリード端子ｂが外れた場合、ＦＥＴ２４または２６のドレインと１次コイル２８の接続が切り離され、ドライブ回路３０によりＦＥＴ２４，２６をオン、オフ動作しても、リード端子ａまたはｂが外れている系統については１次コイル２８に電流が流れず、プッシュプルインバータとしての動作は停止する。
【００３４】
なお４端子コンデンサ３８または４０のいずれか一方のリード端子ａ，ｂの外れに対しては、ＦＥＴ２４，２６のオン、オフ動作により、いずれか一方のオン、オフ動作で１次コイル２８に過大電流がながれてＦＥＴが破壊し、インバータ動作が停止して高周波電力が発生しないことから、平衡ラインがリード端子外れで不平衡状態となっても、２次側の整流平滑回路１６に流れ込む漏洩電流も十分に抑えられ、感電事故を防止できる。
【００３５】
以上のように、４端子コンデンサ３８，４０の両方についてリード端子ａ，ｂのいずれかの端子外れが起きた場合には、インバータ回路１０の動作は完全に停止する。
【００３６】
４端子コンデンサ３８，４０を備えた平衡ラインに続いて設けられた平衡不平衡変換回路１４は、平衡ラインに対する４端子コンデンサの端子冗長接続である第２モードが適用されている。
【００３７】
平衡不平衡変換回路１４は、４端子コンデンサ３８側に設けた２系統の平衡入力コイル４２、４端子コンデンサ４０側に設けた２本の平衡入力コイル４４、更に整流平滑回路１６側に接続された不平衡出力コイル４６で構成されており、各コイルは電磁誘導結合されている。
【００３８】
４端子コンデンサ３８のリード端子ｃは平衡入力コイル４２ｂに接続され、またリード端子ｄも平衡入力コイル４２に接続され、平衡入力コイル４２の反対側は整流平滑回路１６の安定電位に接続されている。
【００３９】
同様に、４端子コンデンサ４０のリード端子ｃは平衡入力コイル４４に接続され、リード端子ｂも平衡入力コイル４４ａに接続され、平衡入力コイル４４の反対側は整流平滑回路１６の安定電位に共通接続されている。
【００４０】
即ち、この整流平滑回路１６に対する２次側電力供給部となる平衡不平衡変換回路１４において、本発明にあっては、平衡ラインに４端子コンデンサ３８，４０を設けることで、その２次側の端子を冗長接続としており、４端子コンデンサ３８，４０のリード端子ｃ，ｄのいずれか一方に端子外れが起きても、正常な端子による平衡状態が維持できることで、フェイルセーフを図っている。
【００４１】
ここで平衡入力コイル４２には１次コイル２８における中間タップから見た高周波電圧とは逆方向の電圧が発生し、また平衡入力コイル４４にも１次コイル２８の中間タップから見た高周波電圧とは逆方向の電圧が発生し、この平衡入力電圧による電磁誘導を受けて平衡出力コイル４６に不平衡電圧が発生し、これが整流平滑回路１６に供給されることになる。
【００４２】
整流平滑回路１６は、コンデンサ４８に続いてブリッジ整流回路５０を持ち、ブリッジ整流回路５０の出力に抵抗５５を介して出力制御素子としてのＦＥＴ５２を接続している。ブリッジ整流回路５０の全波整流による直流電力は、制御回路５４によるＦＥＴ５２の制御動作により、インバータ回路１０の高周波電力を脈流電力に変換し、この脈流電力をコイル５６とコンデンサ５８で直流に平滑して、負荷６０に出力している。制御回路５４は整流平滑回路１６による直流出力電圧を規定の一定電圧となるようにＦＥＴ５２を制御している。
【００４３】
ここで、平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８，４０としては、交流電源１８及び整流平滑回路１６の周波数、例えば５０〜６０Ｈｚに対しては高インピーダンスであり、且つインバータ回路１０の高周波信号に対しては低インピーダンスとなるように容量を選定する必要があり、インバータ回路１０の周波数が例えば１０ＭＨｚ程度であった場合には、１０００ｐＦの容量のものを使用すればよい。また４端子コンデンサ３８，４０の耐圧としては３ＫＶ〜４ＫＶと十分に高いものを使用している。
【００４４】
更に、４端子コンデンサ３８，４０による絶縁障壁を設けた平衡ラインを介してインバータ回路１０と整流平滑回路１６を接続することで、インバータ回路１０からの高周波電力の伝送については、平衡ラインにより高周波電流が打ち消し合う方向に流れるため、高周波電流の差電流に起因したグランド側への漏洩電流を極めて少なくすることができ、整流平滑回路１６を設けている２次側の端子に人が手を触れた際の感電事故を確実に防止することができる。
【００４５】
また、不平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８，４０に端子外れなどの異常が起きた場合、インバータ回路１０の動作が停止するか、あるいは平衡不平衡変換回路１４におけるコンデンサ端子冗長化により、端子外れに対し平衡状態が崩れることがなく、この結果、４端子コンデンサ３８，４０に端子外れが起きても漏洩電流を十分に抑えることができ、２次側における感電事故を防止できる。
【００４６】
図３は本発明による電源回路の第２実施形態であり、この実施形態にあっては、１次側のインバータ回路１０として共振インバータ回路を使用しており、平衡ラインに設けたコンデンサ端子電圧の外れに対しては
（１）端子外れで１次側インバータを停止する第１モード、
（２）平衡ラインに対する４端子コンデンサの端子冗長接続となる第２モード、
を適用したことを特徴とする。
【００４７】
図３において、交流電源１８からの交流出力はコンデンサ６２を介して、コイル６４ａ、６４ｂを有する不平衡平衡変換回路１２に入力する。インバータ回路１０は共振インバータ回路を構成しており、コンデンサ６６、コイル６８、ＦＥＴ７０及びドライブ回路７２で構成される。
【００４８】
ドライブ回路７２は、制御回路９６により制御されてＦＥＴ７０をオン、オフすることにより、高周波のサイン波に対し不平衡電圧から平衡電圧への変換を行うが、交流電源１８の交流出力に対しては不平衡から平衡への変換作用は持たない。
【００４９】
不平衡状態のまま不平衡平衡変換回路１２を通過した交流出力は、その交流電位の変化に応じてインバータ回路１０の共振インバータにより高周波のサイン波に変換される。高周波のサイン波は半サイクルずつ、コイル６４ａ，６４ｂのそれぞれに逆向きに発生し、平衡ラインに設けている４端子コンデンサ３８，４０に供給される。共振インバータを用いたインバータ回路１０は、４端子コンデンサ３８，４０による絶縁障壁を介して２次側に接続されている。
【００５０】
ここで不平衡平衡変換回路１２のコイル６４ａ，６４ｂの２次側は、平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８，４０の同一電極側のリード端子ａからリード端子ｂを介して共振インバータを構成するインバータ回路１０に接続されている。このため４端子コンデンサ３８，４０におけるリード端子ａ，ｂに端子外れが起きると、インバータ回路１０に対する不平衡状態となる交流出力の供給が停止され、インバータ回路１０は停止することになる。
【００５１】
４端子コンデンサ３８，４０の２次側に設けた平衡不平衡変換回路１４は、平衡入力コイル７６ａ，７６ｂと不平衡出力コイル７８を備えており、平衡入力コイル７６ａにはコイル６４ａに発生した電圧と逆方向の電圧が発生し、また平衡入力コイル７６ｂにはコイル６４ａに発生した電圧と逆方向の電圧が発生し、この発生電圧の電磁誘導を受けて、２次コイルとなる不平衡出力コイル７８に同方向の電圧を発生する。なお、コンデンサ７４は平衡ラインの２次側の発生電圧を低くするために設けている。
【００５２】
２次側は整流平滑回路ではなく交流変換回路１７としている。交流変換回路１７は、コンデンサ８０、ＦＥＴ８２，８４、ダイオード８６，８８、ドライブ回路９０、コイル９２及びコンデンサ９４で構成される。交流変換回路１７は、ドライブ回路９０によるＦＥＴ８２，８４のオン、オフ制御により交流入力を交流出力に変換して負荷６０に供給する。なお、コンデンサ９４はノイズ吸収用に設けられている。
【００５３】
ここで、平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８，４０の２次側のリード端子ｃ，ｄについては平衡不平衡変換回路１４の平衡入力コイル７６ａ．７６ｂに対する接続ラインを２系統の接続ラインとしている。このため、リード端子ｃ，ｄのいずれか一方に端子外れが起きても、平衡ラインから４端子コンデンサ３８，４０が切り離されることがなく、端子外れに対し不平衡状態とならずに平衡状態を維持することのできるフェイルセーフ動作が実現できる。
【００５４】
このため４端子コンデンサ３８，４０に端子外れが起きた場合、１次側のリード端子ａ，ｂの端子外れについては共振インバータを用いたインバータ回路１０の動作を停止し、一方、２次側のリード端子ｃ，ｄの端子外れについては２系統の接続で端子外れによる不平衡状態となることを防止し、端子外れに対し４端子コンデンサ３８，４０による絶縁障壁を備えた平衡ラインを維持できることで、平衡ラインに流れる高周波電流の打ち消しにより、差動電流として生ずるグランドに対する漏洩電流を抑制し、２次側の端子に触れた際などの感電事故を確実に防止できる。
【００５５】
図４は本発明による電源回路の第３実施形態であり、この第３実施形態にあっては１次側のインバータ回路１０として自励ハーフブリッジインバータ回路を用いたことを特徴とし、更に平衡ラインに設けたコンデンサ端子外れに対するフェイルセーフとして
（１）平衡ラインに対する４端子コンデンサの端子冗長接続となる第２モード、
（２）平衡ラインの１次側電力供給部の２系統化となる第３モード、更に
（３）平衡ラインの絶縁分離となる第４モード、
を適用したことを特徴とする。
【００５６】
図４において、交流電源１８からの交流出力はブリッジ整流回路９８により全波整流され、コンデンサ１００，１０２により２分割される。インバータ回路１０は自励ハーフブリッジインバータ回路を構成しており、スイッチング素子としてＦＥＴ１０３，１０４を有し、ＦＥＴ１０３，１０４のゲート側にはコンデンサ１０６，１０８及び検出コイル１１０，１１２がそれぞれ設けられている。
【００５７】
抵抗１１６，１１８はＦＥＴ１０３，１０４の駆動電圧を供給し、ダイオード１１７，１１９はＦＥＴ１０３，１０４のゲートを保護するために設けられている。自励発振によりＦＥＴ１０３，１０４のオン、オフ動作が行われると、１次コイル１２０に高周波電圧が発生する。コンデンサ１００，１０２の中間接続点とＦＥＴ１０３，１０４との中間接続点との間に設けられた１次コイル１２０とコンデンサ１２２の直列回路は、１次コイル１２０に発生する高周波電圧の矩形波をサイン波に変換するために設けられている。
【００５８】
１次コイル１２０に対し設けられたコイル１２４，１２６は不平衡平衡変換回路１２を構成しており、１次コイル１２０に発生した高周波電圧である不平衡電圧による電磁誘導を受けてコイル１２４，１２６に平衡電圧を発生し、不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う。この場合、コイル１２４には１次コイル１２０と同方向の高周波電圧が発生し、コイル１１２には１次コイル１２０と逆方向の高周波電圧が発生する。
【００５９】
自励ハーフブリッジインバータ回路を用いたインバータ回路１０の高周波出力は、１次側と２次側を絶縁分離する４端子コンデンサ３８，４０を設けた平衡ラインを介して２次側の整流平滑回路１６に接続されている。
【００６０】
整流平滑回路１６は、可変容量制御素子１２８、ブリッジ整流回路１３２、コイル１３４、コンデンサ１３６及び制御回路１３０で構成されており、コンデンサ１３６で平滑された直流出力電圧は制御回路１３０に出力され、制御回路１３０は直流出力電圧に応じて可変容量制御素子１２８の容量を可変とし、直流出力電圧を規定電圧に制御する。
【００６１】
ここで、平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８，４０における２次側のリード端子ｃ，ｄにつき、整流平滑回路１６の入力ラインに対し２系統接続とする第２モードによる端子冗長接続が行われている。このため、４端子コンデンサ３８，４０のリード端子ｃ，ｄのいずれか一方に端子外れが起きたとしても、平衡ラインにおける４端子コンデンサ３８，４０の絶縁障壁としての機能は失われず、また平衡状態も維持され、端子外れによる漏洩電流の増加で短絡事故を起こすことを防止できる。
【００６２】
また、平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８，４０の１次側のリード端子ａ，ｂにつき、不平衡平衡変換回路１２に設けている平衡出力コイルとなるコイル１２４，１２６につき２系統の接続とすることで、第３モードのフェイルセーフを図っている。
【００６３】
更に不平衡平衡変換回路１２に設けている平衡出力コイルとなるコイル１２４，１２６は、トランス構造により１次側と絶縁分離されており、４端子コンデンサ３８，４０による絶縁分離に加え、不平衡平衡変換回路１２における絶縁分離により、１次側と２次側の絶縁分離を更に強化することができる。
【００６４】
なお図４の実施形態にあっては、２次側の発生電圧が低いことから２次側に平衡不平衡変換回路１４を設ける必要がないが、２次側の発生電圧が高い場合には整流平滑回路１６の入力段に例えば図１に示したような平衡不平衡変換回路１４を設ければよい。
【００６５】
図５は本発明による電源回路の第４実施形態であり、この第４実施形態は１次側のインバータ回路１０としてフルブリッジインバータ回路を使用し、平衡ラインに設けたコンデンサの端子外れに対するフェースセーフとして
（１）平衡ラインの１次側の電力受給部の２系統を行う第３モード、
（２）平衡ラインを絶縁分離する第４モード、
を適用したことを特徴とする。
【００６６】
図５において、直流電圧１１に続いて設けられたインバータ回路１０はフルブリッジインバータ回路を構成している。すなわちＦＥＴ１４０，１４２，１４４，１４６でフルブリッジを構成し、ドライブ回路１４８によるＦＥＴ１４０，１４２とＦＥＴ１４４，１４６が交互にオン、オフ動作され、これにより１次巻線１５４に高周波電圧が発生する。コイル１５０とコンデンサ１５２は発生する高周波電圧を矩形波からサイン波に変換している。
【００６７】
第1ブリッジインバータ回路１０に続いては、不平衡平衡変換回路１２が設けられ、１次コイル１５４に発生して高周波電圧による不平衡電圧から平衡電圧の変換を行う。不平衡平衡変換回路12は不平衡入力コイルとなる１次コイル１５４に対し、平衡出力コイルとなる２つのコイル１５６，１５７を備えており、コイル１５６，１５７には１次コイル１５４と同方向の電圧が発生する。
【００６８】
ここで不平衡平衡変換回路１２はトランス構造により、１次コイル１５４とコイル１５６，１５７も分離しており、これが第４モードによる平衡ラインの１次側の絶縁分離の適用である。
【００６９】
不平衡平衡変換回路１２からの平衡ラインには、それぞれ一対のコンデンサ３８ａ，３８ｂとコンデンサ４０ａ，４０ｂが設けられ、その２次側に平衡不平衡変換回路１４を設けている。平衡不平衡変換回路１４は１次側にコイル１５８、１５９を設け、コイル１５８，１５９にはコイル１５６，１５７の発生電圧と逆方向の電圧が発生する。
【００７０】
コイル１５８，１５９に対してはトランス構造にる絶縁分離を介して整流平滑回路１６の電力受給部となる２次コイル１６０が設けられている。この平衡不平衡変換回路１４においても、トランス構造による絶縁分離による第４モードのフェイルセーフの適用が行われている。
【００７１】
この結果、図５の実施形態の平衡ラインにあっては、インバータ回路１０及び整流平滑回路１６のそれぞれに対して平衡ライン１次側と２次側をトランス構造により絶縁分離すると共に、平衡ラインに設けた一対のコンデンサ３８ａ，３８ｂ，４０ａ，４０ｂにより絶縁分離を行っている。
【００７２】
一対のコンデンサ３８ａ，３８ｂ，４０ａ，４０ｂの１次側のリード端子ａ，ａ‘とｂ，ｂ’に対しては不平衡平衡変換回路１２に設けたコイル１５６，１５７がそれぞれ接続されており、一対のコンデンサ３８ａ，３８ｂと４０ａ，４０ｂから見ると平衡ラインの１次側が２系統接続されている。また一対のコンデンサ３８ａ，３８ｂと４０ａ，４０ｂの２次側のリード端子ｃ，ｃ‘とｄ，ｄ’に対しては平衡不平衡変換ライン１４のコイル１５８，１５９がそれぞれ接続されており、一対のコンデンサ３８ａ，３８ｂと４０ａ，４０ｂから見ると２次側についても２系統の対応接続が行われている。
【００７３】
すなわち平衡ラインに設けた４端子コンデンサ８，４０の1次側及び２次側につき、１次側についてはコイル１５６，１５７が並列接続され、２次側についてはコイル１５８，１５９が並列接続されていることになる。このため一対のコンデンサ３８ａ，３８ｂと４０ａ，４０ｂのリード端子にいずれかの端子外れが起きたとしても、必ず正常な１系統が残ることで平衡ラインの平衡状態を維持し、漏洩電流の増加による感電事故の発生を未然に防止できる。この平衡ラインに対する４端子コンデンサの１次側及び２次側の２重接続は第３モードによるフェイルセーフの適用である。
【００７４】
平衡不平衡変換回路１４の２次コイル１６０に発生した電圧はブリッジ整流回路１６２により全波整流され、コンデンサ１６４，１６６により平滑され、交流変換回路１７に供給される。交流変換回路１７は、ＦＥＴ１７０，１７２、ダイオード１７４、１７６、ドライブ回路１７８、コイル１８０及びコンデンサ１８２から構成されている。
【００７５】
ドライブ回路１７８はＦＥＴ１７０，１７２をオン、オフ制御することで直流電力を交流電力に変換し、さらにコイル１８０及びコンデンサ１８２で矩形波をサイン波に変換し、負荷６０に変換した交流電力を供給する。
【００７６】
制御回路１６８はインバータ回路１０の入力側の直流電圧と出力側の交流電圧を入力しており、直流入力電圧が一定電圧となるようにインバータ回路１０のドライブ回路１４８のスイッチング制御を行い、同時に交流出力電圧が一定となるように交流変換回路１７のドライブ回路１７８のスイッチング制御を行っている。
【００７７】
図６は本発明による電源回路の第５実施形態であり、この第5実施形態にあってはインバータ回路としてシングルインバータ回路を使用しており、また平衡ラインのコンデンサ端子外れに対しては、
（１）平衡ラインの２次側電力受給部の２系統化を行う第３モード、
（２）端子外れで流れる漏洩電流を検出して１次側インバータを検出する第５モード、
を適用としたことを特徴とする。
【００７８】
図６において、直流電流１１に対しては、インバータ回路１０としてシングルインバータ回路が接続されている。インバータ回路１０はトランスの１次コイル１８４に対しコイル１５６を介してＦＥＴ１８８を直列に接続しており、ＦＥＴ１８８はパルス発生回路１９０によりオン、オフ制御され、これにより１次コイル１８４に高周波電圧が発生する。１次コイル１８４にはコンデンサ１９２が接続され、コンデンサ１９２とコイル１８６により１次コイル１８４に発生する高周波電圧を矩形波からサイン波にしている。
【００７９】
インバータ回路１０の１次コイル１８４に対しては２次側にコイル１９２，１９４が設けられ、この１次側コイル１８４と２次側コイル１９２、１９４のトランス構造により不平衡平衡変換回路１２を構成している。不平衡平衡変換回路１２は、不平衡出力コイルとなる１次側コイル１８４に発生した平衡電圧を不平衡入力コイルとなるコイル１９２，１９４に発生する平衡電圧に変換する。すなわちコイル１９２には１次コイル１８４に発生した高周波電圧とは逆方向の電圧が発生し、コイル１９４には１次コイル１８４に発生した高周波電圧と同方向の電圧が発生する。
【００８０】
不平衡平衡変換回路１２からは平衡ラインが引き出され、４端子コンデンサ３８、４０を介して整流平滑回路１６に接続される。この実施形態にあっては４端子コンデンサ３８，４０については１次側、２次側それぞれについて回路接続を２系統した第３モードによるフェイルセーフが適用されている。
【００８１】
すなわち４端子コンデンサ３８，４０の１次側のリード端子ａ，ｂについては個別に信号ラインが引き出され２系統化している。同様に４端子コンデンサ３８，４０の２次側のリード端子ｃ，ｄについても、２系統に信号ラインが引き出されている。
【００８２】
４端子コンデンサ３８，４０の２次側の２系統ラインに対応して、整流平滑回路１６には２つのブリッジ整流回路２０２，２０４が設けられている。すなわち４端子コンデンサ３８，４０のリード端子ｃに対し、ブリッジ整流回路２０２が接続され、一方、４端子コンデンサのリード端子ｄに対し別のブリッジ整流回路２０２が接続されている。
【００８３】
このため平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８、４０につき１次側のリード端子ａ、ｂのいずれか一方に端子外れが起きても平衡ラインの平衡状態は維持できる。また２次側のリード端子ｃ、ｄのいずれかに端子外れが起きてもブリッジ制御回路２０２，２０４の正常な側から整流出力を得ることができる。
【００８４】
整流平滑回路１６は制御回路２０２によるＦＥＴ１９８のオン、オフ制御によりコンデンサ１９６、１９７と４端子コンデンサの容量比率を変化させ、結果として整流前の平均電圧を低くした電圧に変換し、ブリシッジ整流回路２０２，２０４で全波整流した後にコイル２０２及びコンデンサ２０８で平滑し、負荷６２に制御回路２００より規定電圧に安定化された直流電圧を供給している。
【００８５】
さらに図６の実施形態にあっては、インバータ回路１０側にコモンモードトランス２１０、漏洩電流検出回路２１２及び停止指示回路２１４を設け、４端子コンデンサ３８，４０により分離した平衡ラインにコンデンサ端子外れなどが起きて漏洩電流が増加した際に、この漏洩電流を検出してインバータ回路１０を停止するためのインバータ停止回路部を設けている。
【００８６】
コモンモードトランス２１０はコイル２１０ａ，２１０ｂをもち、１次側のコイル２１０ａをインバータ回路１０の安定電位と不平衡平衡変換回路１２に設けた平衡のコイル１９２，１９４の中性点との間に接続している。４端子コンデンサ３８、４０を接続している平衡ラインが正常であれば、平衡ラインを流れる高周波電圧の打ち消し作業によりグランド側に流れる漏洩電流、すなわち高周波ラインにおける各電流の差分に応じた電流はごく小さく、コモンモードトランス２１０の２次コイル（検知コイル）２１０ｂの発生電圧が極めて小さい。
【００８７】
しかしながら、４端子コンデンサ３８、４０における異常や端子外れなどによる不平衡状態になると、平衡ラインにおける各高周波電流の間に大きな差が生じ、この差電流の間に漏洩電流がコモンモードトランス２１０の１次コイル２１０ａに流れることで２次コイル２１０ｂに大きな電圧が発生する。
【００８８】
２次コイル２１０ｂの漏洩電流に起因して発生電圧は漏洩電流検出回路２１２で例えば直流電圧に変換され、所定の閾値電圧を超えた際に停止指示回路２１４からインバータ回路１０のパルス発生回路１９０に遮断信号を出力して動作を停止する。
【００８９】
４端子コンデンサ３８、４０を設けた平衡ラインにコンデンサ端子外れなどの異常により不平衡となる障害が発生した場合、漏洩電流を検出してインバータ回路１０が停止されるため、不平衡状態により漏洩電流により整流平滑回路１６側の端子に手を触れるなどして起こる感電事故を確実に防止できる。
【００９０】
尚、図６の実施形態にあっては整流平滑回路１６の発生電圧が低いことから平衡不平衡変換回路を設けていないが、発生電圧が大きい場合には平衡不平衡変換回路を設ければよい。
【００９１】
図７は本発明の電源回路の第６実施形態であり、この第６実施形態にあっては平衡ラインについては従来と同じ２端子のコンデンサを使用し、平衡ラインにおけるコンデンサの端子外れなどによる不平衡状態に対しては、１次側、２次側それぞれについて設けた漏洩電流検出回路により１次側インバータを停止させる第５モードのフェイルセーフを行うようにしたことを特徴とする。
【００９２】
図７において、１次側のインバータ回路１０は図６の実施形態と同様、シングルインバータ回路を使用しており、トランスの１次コイル１８４、ＦＥＴ１８８、コイル１８６及びコンデンサ１９１で構成される。また不平衡平衡変換回路１２もトランスの２次コイルとしてコイル１９２、１９４を設けており、図６の実施形態と同じである。
【００９３】
不平衡平衡変換回路１２から引き出された平衡ラインについては、この実施形態にあっては従来と同じ２端子のコンデンサ２１０，２１２を設け、１次側と２次側を絶縁している。平衡ラインに続いては整流平滑回路１６の入力ラインに平衡不平衡変換回路１４を設けている。
【００９４】
平衡不平衡変換回路１４には平衡入力コイルとなるコイル２１４、２１６と不平衡出力コイルとなる２１８で構成される。平衡不平衡変換回路１４のコイル２１４には不平衡平衡変換回路１２のコイル１９２の発生電圧と逆方向の電圧が発生する。またコイル２１６にはコイル１９４と逆方向の電圧が発生する。コイル２１４、２１６の２次側が共通接続され、整流平滑回路１６の安定電位に接続されている。整流平滑回路１６は交流変換後に整流平滑を行う回路であり、図６に設けたブリッジ整流回路２０４とコンデンサ１９７を除いたと同じ回路構成を備えている。
【００９５】
このようなインバータ回路１０、不平衡平衡変換回路１２、平衡ライン、平衡不平衡変換回路１４及び整流平滑回路１６で構成される電源回路につき、第６実施形態にあっては、直流電源１１からインバータ回路１０に対する直流電源供給ラインにコモンモードトランス２２０を設けている。
【００９６】
コモンモードトランス２２０はコイル２２０ａ、２２０ｂをもち、さらに検出コイル２２０ｃを備えている。コンデンサ２１０、２１２を設けた平衡ラインが正常な場合には平衡ラインを相互に逆向きに流れる高周波電流による差電流は略ゼロとなり、漏洩電流はほとんど流れず、この結果、コモンモードトランス２２０のコイル２２０ａ、２２０ｂに流れる直流電流も同じ値で相互に打ち消しあっており、検出コイル２２０ｃに発生電圧はない。
【００９７】
コンデンサ２１０、２１２を設けた平衡ラインでコンデンサ端子外れなどが生じて不平衡状態になると漏洩電流が流れ、この漏洩電流に応じてコモンモードトランス２２０の検出コイル２２０ｃにインバータ回路１０の高周波電圧に応じた電圧が発生する。
【００９８】
この検出コイル２２０ｃの高周波電圧はブリッジ整流回路２２２で全波整流された後、漏洩電流検知回路２２４に入力される。漏洩電流検知回路２２４は抵抗２２６、２３０、ツェナーダイオード２２８及びアンプ２３１で構成される。ダイオードブリッジ２２２による全波整流電圧がツェナーダイオード２２８のツェナー電圧を超えるとツェナーダイオード２２８が導通し、抵抗２３０に電圧が発生する。
【００９９】
このためアンプ２３１より信号電圧が出力し、これを受けて停止指示回路２３１が遮断信号をダイオード２３４を介してインバータ回路１０のパルス発生回路１９０に出力することでインバータ回路１０の動作が停止する。
【０１００】
一方、整流平滑回路１６についてもコモンモードトランス２３６を設けている。コモンモードトランス２３６は１次コイル２３６ａと２次コイル２３６ｂを持ち、１次コイル２３６ａを整流平滑回路１６の安定電位と平衡不平衡変換回路１４の平衡入力用のコイル２１４、２１６の中性点Ｐとの間に接続している。
【０１０１】
コンデンサ２１０，２１２を接続した平衡ラインが正常な場合、コモンモードトランス２３６の１次コイル２３６ａに漏洩電流が流れることはないが、コンデンサ２１０，２１２の端子外れなどにより不平衡状態になると平衡ラインの差電流に応じた漏洩電流がコモンモードトランス２３６の１次コイル２３６ａにも流れ、２次コイル２３６ｂにインバータ回路１０の高周波電圧に応じた電圧が漏洩電流の大きさに応じて発生する。
【０１０２】
２次コイル２３６ｂの発生電圧はブリッジ整流回路２３８で全波整流された後、漏洩電流検知回路２４０で所定の閾値以上となった場合に停止指示回路２４２を作動してダイオード２３５を介してインバータ回路１０のパルス発生回路１９０に遮断信号を出力し、インバータ回路１０を停止する。漏洩電流検知回路２４０としては１次側の漏洩電流検知回路２２４と同じ回路構成としている。
【０１０３】
このように図７の第６実施形態にあっては、１次側と２次側を結ぶ平衡ラインに設けたコンデンサ２１０，２１２のいずれかに端子外れが生じて不平衡状態になると、不平衡状態で流れる漏洩電流を検出して１次側のインバータ回路１０の動作を停止し、不平衡状態となったまま電源回路が運用されることによる漏洩電流に起因した感電事故を確実に防止することができる。
【０１０４】
尚、上記の実施形態にあっては平衡ラインのコンデンサ端子外れに対し、第１モードから第５モードのフェイルセーフの適用は、いずれかひとつのモードを最小限適用すれば良く、更に必要に応じて複数のモードを組み合わせて適用することもできる。
【０１０５】
また上記の実施形態にあっては、多端子コンデンサとして４端子コンデンサを例にとるものであったが、更に端子数の多い多端子コンデンサを使用しても良い。
【０１０６】
また本発明は上記の実施形態に限定されず、その目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含む。さらに本発明は上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。
【図面の簡単な説明】
【０１０７】
【図１】本発明の電源回路の第１実施形態を示した回路ブロック図
【図２】本発明の電源回路で使用する４端子コンデンサの説明図
【図３】本発明の電源回路の第２実施形態を示した回路ブロック図
【図４】本発明の電源回路の第３実施形態を示した回路ブロック図
【図５】本発明の電源回路の第４実施形態を示した回路ブロック図
【図６】本発明の電源回路の第５実施形態を示した回路ブロック図
【図７】本発明の電源回路の第６実施形態を示した回路ブロック図
【符号の説明】
【０１０８】
１０：インバータ回路
１１：直流電源
１２不平衡平衡変換回路
１４平衡不平衡変換回路
１６：整流平滑回路
１７：交流変換回路
１８：交流電源
２０，５０，９８，１３２，１６２，２０２，２２２，２３８：ブリッジ整流回路
２２，３４，３６，３８ａ，３８ｂ，４０ａ，４０ｂ，４８，５８，６２，６６，７４，８０，９４，１００，１０２，１０６，１０８，１２２，１３６，１５２，１６４，１６６，１８２，１９１，１９６，１９７，２０８，２１０，２１２：コンデンサ
２４，２６，５２，７０，８２，８４，１０３，１０４，１４０，１４２，１４４，１４６，１７０，１７２，１８８，１９８：ＦＥＴ
２８，３２，４２，４４，４６，５６，６４ａ，６４ｂ，６８，７６ａ，７６ｂ，７８，１１０，１１２，１２０，１２４，１２６，１３４，１５０，１５４，１５６，１５７，１５８，１５９，１６０，１８０，１８４，１８６，１９２，１９４，１９２，２１０ａ，２１０ｂ，２１４，２１６，２１８，２２０ａ，２２０ｂ，２２０ｃ，２３６ａ，２３６ｂ：コイル
３０，７２，９０，１４８，１７８：ドライブ回路
３２，５６：コイル
３８，４０：４端子コンデンサ
５４，９６，１３０，１６８，２００：制御回路
６０：負荷
１２８：可変容量制御素子
１９０：パルス発生回路
２１０，２２０，２３６：コモンモードトランス
２１２，２２４，２４０：漏洩電流検知回路
２１４，２３２，２４２：停止指示回路
２２８：ツェナーダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１次側インバータと２次側整流回路又は交流変換回路をコンデンサにより絶縁分離した電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、インバータを使用したスイッチングレギュレータなどの電源回路にあっては、インバータのスイッチング周波数の増加に伴いそれまでのトランスによる１次側と２次側の絶縁分離では、規定の絶縁性能を確保するための絶縁構造の複雑化と大型化が避けられないことから、インバータの１次側と負荷を接続する２次側とをコンデンサにより絶縁分離している。
【０００３】
このようなコンデンサによる絶縁分離型の電源回路にあっては、直流電力を１次側インバータにより所定の周波数の高周波電力に変換した後にコンデンサによる絶縁障壁を介して整流平滑回路で直流電力に変換して負荷に供給するか、又は平滑回路で平滑した交流電力を負荷に供給している。
【０００４】
更に、コンデンサの１次側に１次側インバータ回路が発生した高周波電圧を不平衡電圧から平衡電圧への変換する不平衡平衡変換回路を設けると共に、コンデンサの２次側に平衡電圧を不平衡電圧へ変換する平衡不平衡変換回路を設け、コンデンサを介して接続する信号ラインを平衡ラインとすることで、平衡ラインに相互に逆向きとなる高周波電流を流すことによる打消し作用で２次側とグランド間に流れる漏洩電流を小さくし、漏洩電流の抑制で２次側での感電事故を防止するようにしている。
【特許文献１】特許第３０４３９４７号公報
【特許文献２】特開昭６３−１４８６１０号公報
【特許文献３】実開昭５７−２９１２９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、このような１次側インバータと２次側整流回路又は交流変換回路の平衡ラインに入れた一対のコンデンサによって１次側２次側間の絶縁と、高周波伝送電流の打ち消しにより漏洩電流を低減している従来の電源回路にあっては、平衡ラインに入れている一対のコンデンサのうちの片側が外れたり、リードの半田付けが接触不良となった場合、平衡ラインの電流差動による高周波電流の打ち消し作用がなくなり、このため不平衡となって高周波電流の差分が大きくなり、漏洩電流が増加し、２次側の端子に人が触れた場合には感電事故を起こす問題があった。
【０００６】
本発明は、平衡ラインに入れているコンデンサに端子外れや接触不良が起きても２次側漏洩電流の増加による感電事故を未然に防止するフェイルセーフ機能を備えた電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この目的を達成するため本発明の電源回路は次のように構成する。本発明は、スイッチング素子のスイッチング動作によりトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側のインバータ回路と高周波電圧を整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側と２次側絶縁用の一対のコンデンサを介して接続し、インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡平衡変換回路を１次側に設けるとともに、不平衡平衡変換回路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡不平衡変換回路を２次側に設けた電源回路を対象とする。
【０００８】
このような電源回路につき、本発明は、平衡ラインに入れた一対のコンデンサを４端子以上の多端子コンデンサとし、インバータ回路に対する直流電力供給を、多端子コンデンサの同一電極に設けた２端子を介して行い、端子外れ又は接触不良に対しインバータ回路を停止させることを特徴とする。
【０００９】
本発明の別の形態にあっては、伝送ラインに入れた一対のコンデンサを４端子以上の多端子コンデンサとし、多端子コンデンサの各電極に設けた複数端子から接続先の回路部位に対し複数の分離した系統ラインを冗長接続したことを特徴とする。
【００１０】
本発明の別の形態にあっては、一対の多端子コンデンサで接続される１次側の不平衡平衡変換回路と２次側の平衡不平衡変換回路又は整流平滑回路の何れか一方又は両方を２系統設けて冗長接続したことを特徴とする。
【００１１】
本発明の別の形態にあっては、不平衡平衡変換回路の平衡出力コイルをインバータ回路の安定電位から分離絶縁、または平衡不平衡変換回路の平衡入力コイルを整流平滑回路の安定電位から分離絶縁したことを特徴とする。
【００１２】
本発明の別の形態にあっては、不平衡平衡変換回路又は平衡不平衡変換回路に接続されたコンデンサの端子が外れた時に発生する漏洩電流を検出してインバータ回路を停止するインバータ停止回路部を設けたことを特徴とする。
【００１３】
ここで、インバータ停止回路部は、インバータ回路の安定電位と不平衡平衡変換回路の平衡出力コイルの中性点の間に１次コイルを接続したコモンモードトランスと、コモンモードトランスの２次コイルの発生電圧から漏洩電流を検出する漏洩電流検知回路と、漏洩電流検知回路の検出漏洩電流が所定の閾値以上のときインバータ回路に遮断信号を出力して停止させる停止制御回路とを備えたことを特徴とする。
【００１４】
またインバータ停止回路部は、インバータ回路に対する直流電力の入力ライン間に設けた検出コイル付きのコモンモードトランスと、コモンモードトランスの検知コイルの発生電圧から漏洩電流を検出する漏洩電流検知回路と、漏洩電流検知回路の検出漏洩電流が所定の閾値以上のときインバータ回路に遮断信号を出力して停止させる停止制御回路とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
更に、インバータ停止回路部は平衡不平衡変換回路の不平衡出力コイルの中性点と整流平滑回路の安定電位との間に１次コイルを接続したコモンモード検知トランスと、コモンモード検知トランスの２次コイルの発生電圧から漏洩電流を検出する漏洩電流検知回路と、漏洩電流検知回路の検出漏洩電流が所定の閾値以上のときインバータ回路のスイッチング動作を停止する停止回路とを備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、１次側インバータから２次側整流回路又は交流変換回路に高周波電力を伝送する平衡ラインに入れた絶縁用のコンデンサに端子外れなどの異常が発生しても、インバータを停止するか、或いは冗長構成により平衡状態を維持した運転を継続させ、不平衡状態となることによる漏洩電流の増加を未然に防止し、感電などの重大な事故を確実に防ぐことができる。
【００１７】
特に、１次側インバータから２次側整流回路又は交流変換回路に高周波電力を伝送する平衡ラインに入れたコンデンサとして、例えば４端子コンデンサを使用したことで、平衡ラインの冗長接続と異常発生時のインバータ停止が、簡単な回路構成により低コストで実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
本発明の電源回路の実施形態にあっては、１次側インバータの高周波電力を２次側整流回路又は交流変換回路に伝送する平衡ラインに設けた一対の多端子コンデンサの端子外れに対し次の５つのフェイルセーフモードを適用する。
【００１９】
第１モード：端子外れで１次側インバータを停止
第２モード：平衡ラインに対する４端子コンデンサの端子冗長接続
第３モード：平衡ラインの１次側電力供給部又は２次側電力受給部の２系統化
第４モード：平衡ラインの絶縁分離
第５モード：端子外れで流れる漏洩電流を検知して１次側インバータを停止
【００２０】
図１は本発明による電源回路の第１実施形態であり、１次側インバータの高周波電力を２次側整流平滑回路に伝送する平衡ラインに設けた一対の多端子コンデンサの端子外れに対し、
（１）端子外れで１次側インバータを停止する第１モード
（２）平衡ラインに対する４端子コンデンサの端子冗長接続を行う第２モード、
を適用したことを特徴とする。
【００２１】
図１において、第１実施形態の電源回路は、１次側から２次側に向けて、インバータ回路１０、不平衡平衡変換回路１２、平衡不平衡変換回路１４及び整流平滑回路１６を設けている。
【００２２】
インバータ回路１０は、直流電力をスイッチング動作により所定の第１周波数の高周波電力に変換して出力する。整流平滑回路１６は交流直流変換回路であり、インバータ回路１０から供給された高周波電力を、整流した後に平滑して負荷に出力する。
【００２３】
不平衡平衡変換回路１２は、インバータ回路１０から出力された高周波電圧を不平衡電圧から平衡電圧に変換する。平衡不平衡変換回路１４は、不平衡平衡変換回路１２から出力された平衡電圧を不平衡電圧に変換して整流平滑回路１６に供給する。ここで、１次側のインバータ回路１０としてはプッシュプルインバータ回路を使用している。
【００２４】
更に図１の実施形態を具体的に説明すると次のようになる。交流電源１８からの交流出力はブリッジ整流回路２０により全波整流され、コンデンサ２２により平滑される。プッシュプルインバータを構成するインバータ回路１０は、スイッチング素子としてＦＥＴ２４，２６を有し、ＦＥＴ２４，２６はドライブ回路３０によりオン、オフ制御される。
【００２５】
ＦＥＴ２４，２６のソース端子は安定化電位に共通接続され、ドレイン側は平衡ラインに接続した一対の４端子コンデンサ３８，４０のそれぞれの共通電極を介して、１次コイル２８の両端にそれぞれ接続されている。また１次コイル２８の中間タップは、コイル３２を介してブリッジ整流回路のプラス側に接続されている。
【００２６】
１次コイル２８にはＦＥＴ２４，２６のオン、オフ動作により高周波電圧が発生し、１次コイル２８は同時にインバータ回路１０で発生した不平衡電圧を平衡電圧に変換して出力する不平衡平衡変換回路１２を構成している。コイル３２とコンデンサ３４，３６は、１次コイル２８に発生する高周波電圧の矩形波をサイン波に変換している。
【００２７】
プッシュプルインバータを用いたインバータ回路１０の出力、即ち１次コイル２８で構成される不平衡平衡変換回路１２の出力は、一対の平衡ラインを介して平衡不平衡変換ライン１４に接続され、更に整流８４平滑回路１６に接続されている。
【００２８】
この不平衡平衡変換回路１２と平衡不平衡変換回路１４の間の平衡ラインには、各ラインごとに４端子コンデンサ３８，４０が設けられている。４端子コンデンサ３８はリード端子ａ，ｂ，ｃ，ｄを備え、リード端子ａ，ｂは一方のコンデンサ電極に共通接続されており、リード端子ｃ，ｄは他方のコンデンサ電極に共通接続されている。
【００２９】
このような４端子コンデンサ３８としては、例えば図２に示す４端子コンデンサが使用できる。図２は本発明の電源回路で使用する４端子コンデンサの説明図である。図２（Ａ）は積層セラミックタイプの４端子コンデンサ３８であり、一対の電極３８ａ，３８ｂを備え、電極３８ａにつき両側にリード電極ａ，ｂを取り出し、また電極３８ｂについても同様に両側に電極ｃ，ｄを取り出している。
【００３０】
図２（Ｂ）は本発明の電源回路で使用する４端子コンデンサ３８の他の例であり、この４端子コンデンサ３８にあっては円盤状のセラミックコンデンサを使用しており、一方のコンデンサ電極からリード端子ａ，ｂが引き出され、他方の電極からリード端子ｃ，ｄが引き出されている。
【００３１】
再び図１を参照するに、平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８，４０における１次側の電極から引き出されたリード端子ａ，ｂにつき、本発明にあっては、第１モードである４端子コンデンサ３８の端子外れで１次側のインバータ回路１０の動作を停止するための回路接続を行っている。
【００３２】
即ち、第１インバータ１０に設けたＦＥＴ２４，２６のドレイン側を４端子コンデンサ３８のリード端子ａに接続し、同じ電極に接続しているリード端子ｂを１次コイル２８に接続している。
【００３３】
このため４端子コンデンサ３８，４０におけるリード端子ａまたはリード端子ｂが外れた場合、ＦＥＴ２４または２６のドレインと１次コイル２８の接続が切り離され、ドライブ回路３０によりＦＥＴ２４，２６をオン、オフ動作しても、リード端子ａまたはｂが外れている系統については１次コイル２８に電流が流れず、プッシュプルインバータとしての動作は停止する。
【００３４】
なお４端子コンデンサ３８または４０のいずれか一方のリード端子ａ，ｂの外れに対しては、ＦＥＴ２４，２６のオン、オフ動作により、いずれか一方のオン、オフ動作で１次コイル２８に過大電流がながれてＦＥＴが破壊し、インバータ動作が停止して高周波電力が発生しないことから、平衡ラインがリード端子外れで不平衡状態となっても、２次側の整流平滑回路１６に流れ込む漏洩電流も十分に抑えられ、感電事故を防止できる。
【００３５】
以上のように、４端子コンデンサ３８，４０の両方についてリード端子ａ，ｂのいずれかの端子外れが起きた場合には、インバータ回路１０の動作は完全に停止する。
【００３６】
４端子コンデンサ３８，４０を備えた平衡ラインに続いて設けられた平衡不平衡変換回路１４は、平衡ラインに対する４端子コンデンサの端子冗長接続である第２モードが適用されている。
【００３７】
平衡不平衡変換回路１４は、４端子コンデンサ３８側に設けた２系統の平衡入力コイル４２、４端子コンデンサ４０側に設けた２本の平衡入力コイル４４、更に整流平滑回路１６側に接続された不平衡出力コイル４６で構成されており、各コイルは電磁誘導結合されている。
【００３８】
４端子コンデンサ３８のリード端子ｃは平衡入力コイル４２ｂに接続され、またリード端子ｄも平衡入力コイル４２に接続され、平衡入力コイル４２の反対側は整流平滑回路１６の安定電位に接続されている。
【００３９】
同様に、４端子コンデンサ４０のリード端子ｃは平衡入力コイル４４に接続され、リード端子ｂも平衡入力コイル４４ａに接続され、平衡入力コイル４４の反対側は整流平滑回路１６の安定電位に共通接続されている。
【００４０】
即ち、この整流平滑回路１６に対する２次側電力供給部となる平衡不平衡変換回路１４において、本発明にあっては、平衡ラインに４端子コンデンサ３８，４０を設けることで、その２次側の端子を冗長接続としており、４端子コンデンサ３８，４０のリード端子ｃ，ｄのいずれか一方に端子外れが起きても、正常な端子による平衡状態が維持できることで、フェイルセーフを図っている。
【００４１】
ここで平衡入力コイル４２には１次コイル２８における中間タップから見た高周波電圧とは逆方向の電圧が発生し、また平衡入力コイル４４にも１次コイル２８の中間タップから見た高周波電圧とは逆方向の電圧が発生し、この平衡入力電圧による電磁誘導を受けて平衡出力コイル４６に不平衡電圧が発生し、これが整流平滑回路１６に供給されることになる。
【００４２】
整流平滑回路１６は、コンデンサ４８に続いてブリッジ整流回路５０を持ち、ブリッジ整流回路５０の出力に抵抗５５を介して出力制御素子としてのＦＥＴ５２を接続している。ブリッジ整流回路５０の全波整流による直流電力は、制御回路５４によるＦＥＴ５２の制御動作により、インバータ回路１０の高周波電力を脈流電力に変換し、この脈流電力をコイル５６とコンデンサ５８で直流に平滑して、負荷６０に出力している。制御回路５４は整流平滑回路１６による直流出力電圧を規定の一定電圧となるようにＦＥＴ５２を制御している。
【００４３】
ここで、平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８，４０としては、交流電源１８及び整流平滑回路１６の周波数、例えば５０〜６０Ｈｚに対しては高インピーダンスであり、且つインバータ回路１０の高周波信号に対しては低インピーダンスとなるように容量を選定する必要があり、インバータ回路１０の周波数が例えば１０ＭＨｚ程度であった場合には、１０００ｐＦの容量のものを使用すればよい。また４端子コンデンサ３８，４０の耐圧としては３ＫＶ〜４ＫＶと十分に高いものを使用している。
【００４４】
更に、４端子コンデンサ３８，４０による絶縁障壁を設けた平衡ラインを介してインバータ回路１０と整流平滑回路１６を接続することで、インバータ回路１０からの高周波電力の伝送については、平衡ラインにより高周波電流が打ち消し合う方向に流れるため、高周波電流の差電流に起因したグランド側への漏洩電流を極めて少なくすることができ、整流平滑回路１６を設けている２次側の端子に人が手を触れた際の感電事故を確実に防止することができる。
【００４５】
また、不平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８，４０に端子外れなどの異常が起きた場合、インバータ回路１０の動作が停止するか、あるいは平衡不平衡変換回路１４におけるコンデンサ端子冗長化により、端子外れに対し平衡状態が崩れることがなく、この結果、４端子コンデンサ３８，４０に端子外れが起きても漏洩電流を十分に抑えることができ、２次側における感電事故を防止できる。
【００４６】
図３は本発明による電源回路の第２実施形態であり、この実施形態にあっては、１次側のインバータ回路１０として共振インバータ回路を使用しており、平衡ラインに設けたコンデンサ端子電圧の外れに対しては
（１）端子外れで１次側インバータを停止する第１モード、
（２）平衡ラインに対する４端子コンデンサの端子冗長接続となる第２モード、
を適用したことを特徴とする。
【００４７】
図３において、交流電源１８からの交流出力はコンデンサ６２を介して、コイル６４ａ、６４ｂを有する不平衡平衡変換回路１２に入力する。インバータ回路１０は共振インバータ回路を構成しており、コンデンサ６６、コイル６８、ＦＥＴ７０及びドライブ回路７２で構成される。
【００４８】
ドライブ回路７２は、制御回路９６により制御されてＦＥＴ７０をオン、オフすることにより、高周波のサイン波に対し不平衡電圧から平衡電圧への変換を行うが、交流電源１８の交流出力に対しては不平衡から平衡への変換作用は持たない。
【００４９】
不平衡状態のまま不平衡平衡変換回路１２を通過した交流出力は、その交流電位の変化に応じてインバータ回路１０の共振インバータにより高周波のサイン波に変換される。高周波のサイン波は半サイクルずつ、コイル６４ａ，６４ｂのそれぞれに逆向きに発生し、平衡ラインに設けている４端子コンデンサ３８，４０に供給される。共振インバータを用いたインバータ回路１０は、４端子コンデンサ３８，４０による絶縁障壁を介して２次側に接続されている。
【００５０】
ここで不平衡平衡変換回路１２のコイル６４ａ，６４ｂの２次側は、平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８，４０の同一電極側のリード端子ａからリード端子ｂを介して共振インバータを構成するインバータ回路１０に接続されている。このため４端子コンデンサ３８，４０におけるリード端子ａ，ｂに端子外れが起きると、インバータ回路１０に対する不平衡状態となる交流出力の供給が停止され、インバータ回路１０は停止することになる。
【００５１】
４端子コンデンサ３８，４０の２次側に設けた平衡不平衡変換回路１４は、平衡入力コイル７６ａ，７６ｂと不平衡出力コイル７８を備えており、平衡入力コイル７６ａにはコイル６４ａに発生した電圧と逆方向の電圧が発生し、また平衡入力コイル７６ｂにはコイル６４ａに発生した電圧と逆方向の電圧が発生し、この発生電圧の電磁誘導を受けて、２次コイルとなる不平衡出力コイル７８に同方向の電圧を発生する。なお、コンデンサ７４は平衡ラインの２次側の発生電圧を低くするために設けている。
【００５２】
２次側は整流平滑回路ではなく交流変換回路１７としている。交流変換回路１７は、コンデンサ８０、ＦＥＴ８２，８４、ダイオード８６，８８、ドライブ回路９０、コイル９２及びコンデンサ９４で構成される。交流変換回路１７は、ドライブ回路９０によるＦＥＴ８２，８４のオン、オフ制御により交流入力を交流出力に変換して負荷６０に供給する。なお、コンデンサ９４はノイズ吸収用に設けられている。
【００５３】
ここで、平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８，４０の２次側のリード端子ｃ，ｄについては平衡不平衡変換回路１４の平衡入力コイル７６ａ．７６ｂに対する接続ラインを２系統の接続ラインとしている。このため、リード端子ｃ，ｄのいずれか一方に端子外れが起きても、平衡ラインから４端子コンデンサ３８，４０が切り離されることがなく、端子外れに対し不平衡状態とならずに平衡状態を維持することのできるフェイルセーフ動作が実現できる。
【００５４】
このため４端子コンデンサ３８，４０に端子外れが起きた場合、１次側のリード端子ａ，ｂの端子外れについては共振インバータを用いたインバータ回路１０の動作を停止し、一方、２次側のリード端子ｃ，ｄの端子外れについては２系統の接続で端子外れによる不平衡状態となることを防止し、端子外れに対し４端子コンデンサ３８，４０による絶縁障壁を備えた平衡ラインを維持できることで、平衡ラインに流れる高周波電流の打ち消しにより、差動電流として生ずるグランドに対する漏洩電流を抑制し、２次側の端子に触れた際などの感電事故を確実に防止できる。
【００５５】
図４は本発明による電源回路の第３実施形態であり、この第３実施形態にあっては１次側のインバータ回路１０として自励ハーフブリッジインバータ回路を用いたことを特徴とし、更に平衡ラインに設けたコンデンサ端子外れに対するフェイルセーフとして
（１）平衡ラインに対する４端子コンデンサの端子冗長接続となる第２モード、
（２）平衡ラインの１次側電力供給部の２系統化となる第３モード、更に
（３）平衡ラインの絶縁分離となる第４モード、
を適用したことを特徴とする。
【００５６】
図４において、交流電源１８からの交流出力はブリッジ整流回路９８により全波整流され、コンデンサ１００，１０２により２分割される。インバータ回路１０は自励ハーフブリッジインバータ回路を構成しており、スイッチング素子としてＦＥＴ１０３，１０４を有し、ＦＥＴ１０３，１０４のゲート側にはコンデンサ１０６，１０８及び検出コイル１１０，１１２がそれぞれ設けられている。
【００５７】
抵抗１１６，１１８はＦＥＴ１０３，１０４の駆動電圧を供給し、ダイオード１１７，１１９はＦＥＴ１０３，１０４のゲートを保護するために設けられている。自励発振によりＦＥＴ１０３，１０４のオン、オフ動作が行われると、１次コイル１２０に高周波電圧が発生する。コンデンサ１００，１０２の中間接続点とＦＥＴ１０３，１０４との中間接続点との間に設けられた１次コイル１２０とコンデンサ１２２の直列回路は、１次コイル１２０に発生する高周波電圧の矩形波をサイン波に変換するために設けられている。
【００５８】
１次コイル１２０に対し設けられたコイル１２４，１２６は不平衡平衡変換回路１２を構成しており、１次コイル１２０に発生した高周波電圧である不平衡電圧による電磁誘導を受けてコイル１２４，１２６に平衡電圧を発生し、不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う。この場合、コイル１２４には１次コイル１２０と同方向の高周波電圧が発生し、コイル１１２には１次コイル１２０と逆方向の高周波電圧が発生する。
【００５９】
自励ハーフブリッジインバータ回路を用いたインバータ回路１０の高周波出力は、１次側と２次側を絶縁分離する４端子コンデンサ３８，４０を設けた平衡ラインを介して２次側の整流平滑回路１６に接続されている。
【００６０】
整流平滑回路１６は、可変容量制御素子１２８、ブリッジ整流回路１３２、コイル１３４、コンデンサ１３６及び制御回路１３０で構成されており、コンデンサ１３６で平滑された直流出力電圧は制御回路１３０に出力され、制御回路１３０は直流出力電圧に応じて可変容量制御素子１２８の容量を可変とし、直流出力電圧を規定電圧に制御する。
【００６１】
ここで、平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８，４０における２次側のリード端子ｃ，ｄにつき、整流平滑回路１６の入力ラインに対し２系統接続とする第２モードによる端子冗長接続が行われている。このため、４端子コンデンサ３８，４０のリード端子ｃ，ｄのいずれか一方に端子外れが起きたとしても、平衡ラインにおける４端子コンデンサ３８，４０の絶縁障壁としての機能は失われず、また平衡状態も維持され、端子外れによる漏洩電流の増加で短絡事故を起こすことを防止できる。
【００６２】
また、平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８，４０の１次側のリード端子ａ，ｂにつき、不平衡平衡変換回路１２に設けている平衡出力コイルとなるコイル１２４，１２６につき２系統の接続とすることで、第３モードのフェイルセーフを図っている。
【００６３】
更に不平衡平衡変換回路１２に設けている平衡出力コイルとなるコイル１２４，１２６は、トランス構造により１次側と絶縁分離されており、４端子コンデンサ３８，４０による絶縁分離に加え、不平衡平衡変換回路１２における絶縁分離により、１次側と２次側の絶縁分離を更に強化することができる。
【００６４】
なお図４の実施形態にあっては、２次側の発生電圧が低いことから２次側に平衡不平衡変換回路１４を設ける必要がないが、２次側の発生電圧が高い場合には整流平滑回路１６の入力段に例えば図１に示したような平衡不平衡変換回路１４を設ければよい。
【００６５】
図５は本発明による電源回路の第４実施形態であり、この第４実施形態は１次側のインバータ回路１０としてフルブリッジインバータ回路を使用し、平衡ラインに設けたコンデンサの端子外れに対するフェースセーフとして
（１）平衡ラインの１次側の電力受給部の２系統を行う第３モード、
（２）平衡ラインを絶縁分離する第４モード、
を適用したことを特徴とする。
【００６６】
図５において、直流電圧１１に続いて設けられたインバータ回路１０はフルブリッジインバータ回路を構成している。すなわちＦＥＴ１４０，１４２，１４４，１４６でフルブリッジを構成し、ドライブ回路１４８によるＦＥＴ１４０，１４２とＦＥＴ１４４，１４６が交互にオン、オフ動作され、これにより１次巻線１５４に高周波電圧が発生する。コイル１５０とコンデンサ１５２は発生する高周波電圧を矩形波からサイン波に変換している。
【００６７】
第1ブリッジインバータ回路１０に続いては、不平衡平衡変換回路１２が設けられ、１次コイル１５４に発生して高周波電圧による不平衡電圧から平衡電圧の変換を行う。不平衡平衡変換回路12は不平衡入力コイルとなる１次コイル１５４に対し、平衡出力コイルとなる２つのコイル１５６，１５７を備えており、コイル１５６，１５７には１次コイル１５４と同方向の電圧が発生する。
【００６８】
ここで不平衡平衡変換回路１２はトランス構造により、１次コイル１５４とコイル１５６，１５７も分離しており、これが第４モードによる平衡ラインの１次側の絶縁分離の適用である。
【００６９】
不平衡平衡変換回路１２からの平衡ラインには、それぞれ一対のコンデンサ３８ａ，３８ｂとコンデンサ４０ａ，４０ｂが設けられ、その２次側に平衡不平衡変換回路１４を設けている。平衡不平衡変換回路１４は１次側にコイル１５８、１５９を設け、コイル１５８，１５９にはコイル１５６，１５７の発生電圧と逆方向の電圧が発生する。
【００７０】
コイル１５８，１５９に対してはトランス構造にる絶縁分離を介して整流平滑回路１６の電力受給部となる２次コイル１６０が設けられている。この平衡不平衡変換回路１４においても、トランス構造による絶縁分離による第４モードのフェイルセーフの適用が行われている。
【００７１】
この結果、図５の実施形態の平衡ラインにあっては、インバータ回路１０及び整流平滑回路１６のそれぞれに対して平衡ライン１次側と２次側をトランス構造により絶縁分離すると共に、平衡ラインに設けた一対のコンデンサ３８ａ，３８ｂ，４０ａ，４０ｂにより絶縁分離を行っている。
【００７２】
一対のコンデンサ３８ａ，３８ｂ，４０ａ，４０ｂの１次側のリード端子ａ，ａ‘とｂ，ｂ’に対しては不平衡平衡変換回路１２に設けたコイル１５６，１５７がそれぞれ接続されており、一対のコンデンサ３８ａ，３８ｂと４０ａ，４０ｂから見ると平衡ラインの１次側が２系統接続されている。また一対のコンデンサ３８ａ，３８ｂと４０ａ，４０ｂの２次側のリード端子ｃ，ｃ‘とｄ，ｄ’に対しては平衡不平衡変換ライン１４のコイル１５８，１５９がそれぞれ接続されており、一対のコンデンサ３８ａ，３８ｂと４０ａ，４０ｂから見ると２次側についても２系統の対応接続が行われている。
【００７３】
すなわち平衡ラインに設けた４端子コンデンサ８，４０の1次側及び２次側につき、１次側についてはコイル１５６，１５７が並列接続され、２次側についてはコイル１５８，１５９が並列接続されていることになる。このため一対のコンデンサ３８ａ，３８ｂと４０ａ，４０ｂのリード端子にいずれかの端子外れが起きたとしても、必ず正常な１系統が残ることで平衡ラインの平衡状態を維持し、漏洩電流の増加による感電事故の発生を未然に防止できる。この平衡ラインに対する４端子コンデンサの１次側及び２次側の２重接続は第３モードによるフェイルセーフの適用である。
【００７４】
平衡不平衡変換回路１４の２次コイル１６０に発生した電圧はブリッジ整流回路１６２により全波整流され、コンデンサ１６４，１６６により平滑され、交流変換回路１７に供給される。交流変換回路１７は、ＦＥＴ１７０，１７２、ダイオード１７４、１７６、ドライブ回路１７８、コイル１８０及びコンデンサ１８２から構成されている。
【００７５】
ドライブ回路１７８はＦＥＴ１７０，１７２をオン、オフ制御することで直流電力を交流電力に変換し、さらにコイル１８０及びコンデンサ１８２で矩形波をサイン波に変換し、負荷６０に変換した交流電力を供給する。
【００７６】
制御回路１６８はインバータ回路１０の入力側の直流電圧と出力側の交流電圧を入力しており、直流入力電圧が一定電圧となるようにインバータ回路１０のドライブ回路１４８のスイッチング制御を行い、同時に交流出力電圧が一定となるように交流変換回路１７のドライブ回路１７８のスイッチング制御を行っている。
【００７７】
図６は本発明による電源回路の第５実施形態であり、この第5実施形態にあってはインバータ回路としてシングルインバータ回路を使用しており、また平衡ラインのコンデンサ端子外れに対しては、
（１）平衡ラインの２次側電力受給部の２系統化を行う第３モード、
（２）端子外れで流れる漏洩電流を検出して１次側インバータを検出する第５モード、
を適用としたことを特徴とする。
【００７８】
図６において、直流電流１１に対しては、インバータ回路１０としてシングルインバータ回路が接続されている。インバータ回路１０はトランスの１次コイル１８４に対しコイル１５６を介してＦＥＴ１８８を直列に接続しており、ＦＥＴ１８８はパルス発生回路１９０によりオン、オフ制御され、これにより１次コイル１８４に高周波電圧が発生する。１次コイル１８４にはコンデンサ１９２が接続され、コンデンサ１９２とコイル１８６により１次コイル１８４に発生する高周波電圧を矩形波からサイン波にしている。
【００７９】
インバータ回路１０の１次コイル１８４に対しては２次側にコイル１９２，１９４が設けられ、この１次側コイル１８４と２次側コイル１９２、１９４のトランス構造により不平衡平衡変換回路１２を構成している。不平衡平衡変換回路１２は、不平衡出力コイルとなる１次側コイル１８４に発生した平衡電圧を不平衡入力コイルとなるコイル１９２，１９４に発生する平衡電圧に変換する。すなわちコイル１９２には１次コイル１８４に発生した高周波電圧とは逆方向の電圧が発生し、コイル１９４には１次コイル１８４に発生した高周波電圧と同方向の電圧が発生する。
【００８０】
不平衡平衡変換回路１２からは平衡ラインが引き出され、４端子コンデンサ３８、４０を介して整流平滑回路１６に接続される。この実施形態にあっては４端子コンデンサ３８，４０については１次側、２次側それぞれについて回路接続を２系統した第３モードによるフェイルセーフが適用されている。
【００８１】
すなわち４端子コンデンサ３８，４０の１次側のリード端子ａ，ｂについては個別に信号ラインが引き出され２系統化している。同様に４端子コンデンサ３８，４０の２次側のリード端子ｃ，ｄについても、２系統に信号ラインが引き出されている。
【００８２】
４端子コンデンサ３８，４０の２次側の２系統ラインに対応して、整流平滑回路１６には２つのブリッジ整流回路２０２，２０４が設けられている。すなわち４端子コンデンサ３８，４０のリード端子ｃに対し、ブリッジ整流回路２０２が接続され、一方、４端子コンデンサのリード端子ｄに対し別のブリッジ整流回路２０２が接続されている。
【００８３】
このため平衡ラインに設けた４端子コンデンサ３８、４０につき１次側のリード端子ａ、ｂのいずれか一方に端子外れが起きても平衡ラインの平衡状態は維持できる。また２次側のリード端子ｃ、ｄのいずれかに端子外れが起きてもブリッジ制御回路２０２，２０４の正常な側から整流出力を得ることができる。
【００８４】
整流平滑回路１６は制御回路２０２によるＦＥＴ１９８のオン、オフ制御によりコンデンサ１９６、１９７と４端子コンデンサの容量比率を変化させ、結果として整流前の平均電圧を低くした電圧に変換し、ブリシッジ整流回路２０２，２０４で全波整流した後にコイル２０２及びコンデンサ２０８で平滑し、負荷６２に制御回路２００より規定電圧に安定化された直流電圧を供給している。
【００８５】
さらに図６の実施形態にあっては、インバータ回路１０側にコモンモードトランス２１０、漏洩電流検出回路２１２及び停止指示回路２１４を設け、４端子コンデンサ３８，４０により分離した平衡ラインにコンデンサ端子外れなどが起きて漏洩電流が増加した際に、この漏洩電流を検出してインバータ回路１０を停止するためのインバータ停止回路部を設けている。
【００８６】
コモンモードトランス２１０はコイル２１０ａ，２１０ｂをもち、１次側のコイル２１０ａをインバータ回路１０の安定電位と不平衡平衡変換回路１２に設けた平衡のコイル１９２，１９４の中性点との間に接続している。４端子コンデンサ３８、４０を接続している平衡ラインが正常であれば、平衡ラインを流れる高周波電圧の打ち消し作業によりグランド側に流れる漏洩電流、すなわち高周波ラインにおける各電流の差分に応じた電流はごく小さく、コモンモードトランス２１０の２次コイル（検知コイル）２１０ｂの発生電圧が極めて小さい。
【００８７】
しかしながら、４端子コンデンサ３８、４０における異常や端子外れなどによる不平衡状態になると、平衡ラインにおける各高周波電流の間に大きな差が生じ、この差電流の間に漏洩電流がコモンモードトランス２１０の１次コイル２１０ａに流れることで２次コイル２１０ｂに大きな電圧が発生する。
【００８８】
２次コイル２１０ｂの漏洩電流に起因して発生電圧は漏洩電流検出回路２１２で例えば直流電圧に変換され、所定の閾値電圧を超えた際に停止指示回路２１４からインバータ回路１０のパルス発生回路１９０に遮断信号を出力して動作を停止する。
【００８９】
４端子コンデンサ３８、４０を設けた平衡ラインにコンデンサ端子外れなどの異常により不平衡となる障害が発生した場合、漏洩電流を検出してインバータ回路１０が停止されるため、不平衡状態により漏洩電流により整流平滑回路１６側の端子に手を触れるなどして起こる感電事故を確実に防止できる。
【００９０】
尚、図６の実施形態にあっては整流平滑回路１６の発生電圧が低いことから平衡不平衡変換回路を設けていないが、発生電圧が大きい場合には平衡不平衡変換回路を設ければよい。
【００９１】
図７は本発明の電源回路の第６実施形態であり、この第６実施形態にあっては平衡ラインについては従来と同じ２端子のコンデンサを使用し、平衡ラインにおけるコンデンサの端子外れなどによる不平衡状態に対しては、１次側、２次側それぞれについて設けた漏洩電流検出回路により１次側インバータを停止させる第５モードのフェイルセーフを行うようにしたことを特徴とする。
【００９２】
図７において、１次側のインバータ回路１０は図６の実施形態と同様、シングルインバータ回路を使用しており、トランスの１次コイル１８４、ＦＥＴ１８８、コイル１８６及びコンデンサ１９１で構成される。また不平衡平衡変換回路１２もトランスの２次コイルとしてコイル１９２、１９４を設けており、図６の実施形態と同じである。
【００９３】
不平衡平衡変換回路１２から引き出された平衡ラインについては、この実施形態にあっては従来と同じ２端子のコンデンサ２１０，２１２を設け、１次側と２次側を絶縁している。平衡ラインに続いては整流平滑回路１６の入力ラインに平衡不平衡変換回路１４を設けている。
【００９４】
平衡不平衡変換回路１４には平衡入力コイルとなるコイル２１４、２１６と不平衡出力コイルとなる２１８で構成される。平衡不平衡変換回路１４のコイル２１４には不平衡平衡変換回路１２のコイル１９２の発生電圧と逆方向の電圧が発生する。またコイル２１６にはコイル１９４と逆方向の電圧が発生する。コイル２１４、２１６の２次側が共通接続され、整流平滑回路１６の安定電位に接続されている。整流平滑回路１６は交流変換後に整流平滑を行う回路であり、図６に設けたブリッジ整流回路２０４とコンデンサ１９７を除いたと同じ回路構成を備えている。
【００９５】
このようなインバータ回路１０、不平衡平衡変換回路１２、平衡ライン、平衡不平衡変換回路１４及び整流平滑回路１６で構成される電源回路につき、第６実施形態にあっては、直流電源１１からインバータ回路１０に対する直流電源供給ラインにコモンモードトランス２２０を設けている。
【００９６】
コモンモードトランス２２０はコイル２２０ａ、２２０ｂをもち、さらに検出コイル２２０ｃを備えている。コンデンサ２１０、２１２を設けた平衡ラインが正常な場合には平衡ラインを相互に逆向きに流れる高周波電流による差電流は略ゼロとなり、漏洩電流はほとんど流れず、この結果、コモンモードトランス２２０のコイル２２０ａ、２２０ｂに流れる直流電流も同じ値で相互に打ち消しあっており、検出コイル２２０ｃに発生電圧はない。
【００９７】
コンデンサ２１０、２１２を設けた平衡ラインでコンデンサ端子外れなどが生じて不平衡状態になると漏洩電流が流れ、この漏洩電流に応じてコモンモードトランス２２０の検出コイル２２０ｃにインバータ回路１０の高周波電圧に応じた電圧が発生する。
【００９８】
この検出コイル２２０ｃの高周波電圧はブリッジ整流回路２２２で全波整流された後、漏洩電流検知回路２２４に入力される。漏洩電流検知回路２２４は抵抗２２６、２３０、ツェナーダイオード２２８及びアンプ２３１で構成される。ダイオードブリッジ２２２による全波整流電圧がツェナーダイオード２２８のツェナー電圧を超えるとツェナーダイオード２２８が導通し、抵抗２３０に電圧が発生する。
【００９９】
このためアンプ２３１より信号電圧が出力し、これを受けて停止指示回路２３１が遮断信号をダイオード２３４を介してインバータ回路１０のパルス発生回路１９０に出力することでインバータ回路１０の動作が停止する。
【０１００】
一方、整流平滑回路１６についてもコモンモードトランス２３６を設けている。コモンモードトランス２３６は１次コイル２３６ａと２次コイル２３６ｂを持ち、１次コイル２３６ａを整流平滑回路１６の安定電位と平衡不平衡変換回路１４の平衡入力用のコイル２１４、２１６の中性点Ｐとの間に接続している。
【０１０１】
コンデンサ２１０，２１２を接続した平衡ラインが正常な場合、コモンモードトランス２３６の１次コイル２３６ａに漏洩電流が流れることはないが、コンデンサ２１０，２１２の端子外れなどにより不平衡状態になると平衡ラインの差電流に応じた漏洩電流がコモンモードトランス２３６の１次コイル２３６ａにも流れ、２次コイル２３６ｂにインバータ回路１０の高周波電圧に応じた電圧が漏洩電流の大きさに応じて発生する。
【０１０２】
２次コイル２３６ｂの発生電圧はブリッジ整流回路２３８で全波整流された後、漏洩電流検知回路２４０で所定の閾値以上となった場合に停止指示回路２４２を作動してダイオード２３５を介してインバータ回路１０のパルス発生回路１９０に遮断信号を出力し、インバータ回路１０を停止する。漏洩電流検知回路２４０としては１次側の漏洩電流検知回路２２４と同じ回路構成としている。
【０１０３】
このように図７の第６実施形態にあっては、１次側と２次側を結ぶ平衡ラインに設けたコンデンサ２１０，２１２のいずれかに端子外れが生じて不平衡状態になると、不平衡状態で流れる漏洩電流を検出して１次側のインバータ回路１０の動作を停止し、不平衡状態となったまま電源回路が運用されることによる漏洩電流に起因した感電事故を確実に防止することができる。
【０１０４】
尚、上記の実施形態にあっては平衡ラインのコンデンサ端子外れに対し、第１モードから第５モードのフェイルセーフの適用は、いずれかひとつのモードを最小限適用すれば良く、更に必要に応じて複数のモードを組み合わせて適用することもできる。
【０１０５】
また上記の実施形態にあっては、多端子コンデンサとして４端子コンデンサを例にとるものであったが、更に端子数の多い多端子コンデンサを使用しても良い。
【０１０６】
また本発明は上記の実施形態に限定されず、その目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含む。さらに本発明は上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。
【図面の簡単な説明】
【０１０７】
【図１】本発明の電源回路の第１実施形態を示した回路ブロック図
【図２】本発明の電源回路で使用する４端子コンデンサの説明図
【図３】本発明の電源回路の第２実施形態を示した回路ブロック図
【図４】本発明の電源回路の第３実施形態を示した回路ブロック図
【図５】本発明の電源回路の第４実施形態を示した回路ブロック図
【図６】本発明の電源回路の第５実施形態を示した回路ブロック図
【図７】本発明の電源回路の第６実施形態を示した回路ブロック図
【符号の説明】
【０１０８】
１０：インバータ回路
１１：直流電源
１２不平衡平衡変換回路
１４平衡不平衡変換回路
１６：整流平滑回路
１７：交流変換回路
１８：交流電源
２０，５０，９８，１３２，１６２，２０２，２２２，２３８：ブリッジ整流回路
２２，３４，３６，３８ａ，３８ｂ，４０ａ，４０ｂ，４８，５８，６２，６６，７４，８０，９４，１００，１０２，１０６，１０８，１２２，１３６，１５２，１６４，１６６，１８２，１９１，１９６，１９７，２０８，２１０，２１２：コンデンサ
２４，２６，５２，７０，８２，８４，１０３，１０４，１４０，１４２，１４４，１４６，１７０，１７２，１８８，１９８：ＦＥＴ
２８，３２，４２，４４，４６，５６，６４ａ，６４ｂ，６８，７６ａ，７６ｂ，７８，１１０，１１２，１２０，１２４，１２６，１３４，１５０，１５４，１５６，１５７，１５８，１５９，１６０，１８０，１８４，１８６，１９２，１９４，１９２，２１０ａ，２１０ｂ，２１４，２１６，２１８，２２０ａ，２２０ｂ，２２０ｃ，２３６ａ，２３６ｂ：コイル
３０，７２，９０，１４８，１７８：ドライブ回路
３２，５６：コイル
３８，４０：４端子コンデンサ
５４，９６，１３０，１６８，２００：制御回路
６０：負荷
１２８：可変容量制御素子
１９０：パルス発生回路
２１０，２２０，２３６：コモンモードトランス
２１２，２２４，２４０：漏洩電流検知回路
２１４，２３２，２４２：停止指示回路
２２８：ツェナーダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子のスイッチング動作によりトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側のインバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側と２次側絶縁用の一対のコンデンサを介して接続し、前記インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡平衡変換回路を１次側に設けるとともに、該不平衡平衡変換回路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡不平衡変換回路を２次側に設けた電源回路に於いて、
前記一対のコンデンサを４端子以上の多端子コンデンサとし、前記インバータ回路に対する直流電力供給を、前記多端子コンデンサの同一電極に設けた２端子を介して行い、前記端子外れ又は接触不良に対し前記インバータ回路を停止させることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
スイッチング素子のスイッチング動作によりトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側のインバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側と２次側絶縁用の一対のコンデンサを介して接続し、前記インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡平衡変換回路を１次側に設けるとともに、該不平衡平衡変換回路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡不平衡変換回路を２次側に設けた電源回路に於いて、
前記一対のコンデンサを４端子以上の多端子コンデンサとし、前記多端子コンデンサの各電極に設けた複数端子から接続先の回路部位に対し複数の分離した系統ラインを冗長接続したことを特徴とする電源回路。
【請求項３】
スイッチング素子のスイッチング動作によりトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側のインバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側と２次側絶縁用の一対のコンデンサを介して接続し、前記インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡平衡変換回路を１次側に設けるとともに、該不平衡平衡変換回路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡不平衡変換回路を２次側に設けた電源回路に於いて、
前記一対の多端子コンデンサで接続される１次側の不平衡平衡変換回路と２次側の平衡不平衡変換回路又は整流平滑回路の何れか一方又は両方を２系統設けて冗長接続したことを特徴とする電源回路。
【請求項４】
スイッチング素子のスイッチング動作によりトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側のインバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側と２次側絶縁用の一対のコンデンサを介して接続し、前記インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡平衡変換回路を１次側に設けるとともに、該不平衡平衡変換回路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡不平衡変換回路を２次側に設けた電源回路に於いて、
前記一対のコンデンサを４端子以上の多端子コンデンサとし、前記不平衡平衡変換回路の平衡出力コイルを前記インバータ回路の安定電位から分離絶縁、または前記平衡不平衡変換回路の平衡入力コイルを前記整流平滑回路の安定電位から分離絶縁したことを特徴とする電源回路。
【請求項５】
スイッチング素子のスイッチング動作によりトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側のインバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側と２次側絶縁用の一対のコンデンサを介して接続し、前記インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡平衡変換回路を１次側に設けるとともに、該不平衡平衡変換回路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡不平衡変換回路を２次側に設けた電源回路に於いて、
前記不平衡平衡変換回路又は前記平衡不平衡変換回路に接続された前記コンデンサの端子が外れた時に発生する漏洩電流を検出して前記インバータ回路を停止するインバータ停止回路部を設けたことを特徴とする電源回路。
【請求項６】
請求項５記載の電源回路に於いて、前記インバータ停止回路部は、
前記インバータ回路の安定電位と前記不平衡平衡変換回路の平衡出力コイルの中性点との間に１次コイルを接続したコモンモードトランスと、
前記コモンモードトランスの２次コイルの発生電圧から漏洩電流を検出する漏洩電流検知回路と、
前記漏洩電流検知回路の検出漏洩電流が所定の閾値以上のとき前記インバータ回路に遮断信号を出力して停止させる停止制御回路と、
を備えたことを特徴とする電源回路。
【請求項７】
請求項５記載の電源回路に於いて、前記インバータ停止回路部は、
前記インバータ回路に対する直流電力の入力ライン間に設けた検出コイル付きのコモンモードトランスと、
前記コモンモードトランスの検知コイルの発生電圧から漏洩電流を検出する漏洩電流検知回路と、
前記漏洩電流検知回路の検出漏洩電流が所定の閾値以上のとき前記インバータ回路に遮断信号を出力して停止させる停止制御回路と、
を備えたことを特徴とする電源回路。
【請求項８】
請求項５記載の電源回路に於いて、前記インバータ停止回路部は、
前記平衡不平衡変換回路の不平衡出力コイルと前記整流平滑回路の安定電位との間に１次コイルを接続したコモンモード検知トランスと、
前記コモンモード検知トランスの２次コイルの発生電圧から漏洩電流を検出する漏洩電流検知回路と、
前記漏洩電流検知回路の検出漏洩電流が所定の閾値以上のとき前記インバータ回路のスイッチング動作を停止する停止回路と、
を備えたことを特徴とする電源回路。
【請求項９】
請求項１乃至５のいずれかに記載の電源回路に於いて、前記整流平滑回路の代わりに交流変換回路を設けたことを特徴とする電源回路。
【請求項１】
スイッチング素子のスイッチング動作によりトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側のインバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側と２次側絶縁用の一対のコンデンサを介して接続し、前記インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡平衡変換回路を１次側に設けるとともに、該不平衡平衡変換回路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡不平衡変換回路を２次側に設けた電源回路に於いて、
前記一対のコンデンサを４端子以上の多端子コンデンサとし、前記インバータ回路に対する直流電力供給を、前記多端子コンデンサの同一電極に設けた２端子を介して行い、前記端子外れ又は接触不良に対し前記インバータ回路を停止させることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
スイッチング素子のスイッチング動作によりトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側のインバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側と２次側絶縁用の一対のコンデンサを介して接続し、前記インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡平衡変換回路を１次側に設けるとともに、該不平衡平衡変換回路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡不平衡変換回路を２次側に設けた電源回路に於いて、
前記一対のコンデンサを４端子以上の多端子コンデンサとし、前記多端子コンデンサの各電極に設けた複数端子から接続先の回路部位に対し複数の分離した系統ラインを冗長接続したことを特徴とする電源回路。
【請求項３】
スイッチング素子のスイッチング動作によりトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側のインバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側と２次側絶縁用の一対のコンデンサを介して接続し、前記インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡平衡変換回路を１次側に設けるとともに、該不平衡平衡変換回路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡不平衡変換回路を２次側に設けた電源回路に於いて、
前記一対の多端子コンデンサで接続される１次側の不平衡平衡変換回路と２次側の平衡不平衡変換回路又は整流平滑回路の何れか一方又は両方を２系統設けて冗長接続したことを特徴とする電源回路。
【請求項４】
スイッチング素子のスイッチング動作によりトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側のインバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側と２次側絶縁用の一対のコンデンサを介して接続し、前記インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡平衡変換回路を１次側に設けるとともに、該不平衡平衡変換回路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡不平衡変換回路を２次側に設けた電源回路に於いて、
前記一対のコンデンサを４端子以上の多端子コンデンサとし、前記不平衡平衡変換回路の平衡出力コイルを前記インバータ回路の安定電位から分離絶縁、または前記平衡不平衡変換回路の平衡入力コイルを前記整流平滑回路の安定電位から分離絶縁したことを特徴とする電源回路。
【請求項５】
スイッチング素子のスイッチング動作によりトランスの１次巻線に高周波電圧を発生する１次側のインバータ回路と前記高周波電圧を整流平滑する２次側の整流平滑回路を１次側と２次側絶縁用の一対のコンデンサを介して接続し、前記インバータ回路が発生した前記高周波電圧の不平衡電圧から平衡電圧への変換を行う不平衡平衡変換回路を１次側に設けるとともに、該不平衡平衡変換回路の出力の平衡電圧から不平衡電圧への変換を行う平衡不平衡変換回路を２次側に設けた電源回路に於いて、
前記不平衡平衡変換回路又は前記平衡不平衡変換回路に接続された前記コンデンサの端子が外れた時に発生する漏洩電流を検出して前記インバータ回路を停止するインバータ停止回路部を設けたことを特徴とする電源回路。
【請求項６】
請求項５記載の電源回路に於いて、前記インバータ停止回路部は、
前記インバータ回路の安定電位と前記不平衡平衡変換回路の平衡出力コイルの中性点との間に１次コイルを接続したコモンモードトランスと、
前記コモンモードトランスの２次コイルの発生電圧から漏洩電流を検出する漏洩電流検知回路と、
前記漏洩電流検知回路の検出漏洩電流が所定の閾値以上のとき前記インバータ回路に遮断信号を出力して停止させる停止制御回路と、
を備えたことを特徴とする電源回路。
【請求項７】
請求項５記載の電源回路に於いて、前記インバータ停止回路部は、
前記インバータ回路に対する直流電力の入力ライン間に設けた検出コイル付きのコモンモードトランスと、
前記コモンモードトランスの検知コイルの発生電圧から漏洩電流を検出する漏洩電流検知回路と、
前記漏洩電流検知回路の検出漏洩電流が所定の閾値以上のとき前記インバータ回路に遮断信号を出力して停止させる停止制御回路と、
を備えたことを特徴とする電源回路。
【請求項８】
請求項５記載の電源回路に於いて、前記インバータ停止回路部は、
前記平衡不平衡変換回路の不平衡出力コイルと前記整流平滑回路の安定電位との間に１次コイルを接続したコモンモード検知トランスと、
前記コモンモード検知トランスの２次コイルの発生電圧から漏洩電流を検出する漏洩電流検知回路と、
前記漏洩電流検知回路の検出漏洩電流が所定の閾値以上のとき前記インバータ回路のスイッチング動作を停止する停止回路と、
を備えたことを特徴とする電源回路。
【請求項９】
請求項１乃至５のいずれかに記載の電源回路に於いて、前記整流平滑回路の代わりに交流変換回路を設けたことを特徴とする電源回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００６−３２５３３７（Ｐ２００６−３２５３３７Ａ）
【公開日】平成１８年１１月３０日（２００６．１１．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−１４６５２５（Ｐ２００５−１４６５２５）
【出願日】平成１７年５月１９日（２００５．５．１９）
【出願人】（０００１０３２０８）コーセル株式会社 (80)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年１１月３０日（２００６．１１．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年５月１９日（２００５．５．１９）
【出願人】（０００１０３２０８）コーセル株式会社 (80)
【Ｆターム（参考）】
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