スイッチング・コントローラ
駆動信号を提供する回路を提供する。前記回路は、活性入力および中性入力と、駆動信号を提供する出力と、マスター論理ゲートと、を備える。前記第１の出力は、マスター論理ゲートの出力に接続される。ＤＣ信号は、前記入力の状態が変化したときに前記マスター論理ゲートの前記出力が変化するように前記マスター論理ゲートの入力に接続される。前記活性入力には第１のシャントが接続され、前記第１のシャントは、前記活性入力の電圧が前記中性入力の電圧に対して正から負に変化し、逆もまた同様に変化するのに応答して、前記回路のＩＮおよびＯＵＴの切り換えを行うことができるように構成される。また、前記シャントは、前記マスター論理ゲートの前記入力をバイパスするために前記ＤＣ信号の短絡回路を提供するように構成される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１つまたは複数の駆動信号を提供する回路に関するものである。この回路は特に、トランジスタのような１つまたは複数のスイッチに駆動信号を提供するスイッチング・コントローラであり得る。このスイッチング・コントローラは、例えばＡＣ信号を調節するスイッチング・レギュレータでの応用が可能である。一例としては、接続機器または電気グリッドに供給する前に調節を必要とする可能性があるＡＣ信号を生成する家庭用熱電併給（ｄｏｍｅｓｔｉｃ ｃｏｍｂｉｎｅｄ ｈｅａｔ ａｎｄ ｐｏｗｅｒ：ｄｃｈｐ）ジェネレータによって生成されるＡＣ信号を挙げることができる。
【背景技術】
【０００２】
ＡＣ信号の参照によって駆動されるスイッチング回路を使用する状況が多く発生する。ここで採用されるスイッチは、典型的にはそれぞれのベース／ゲートに駆動信号を提供することによって切り換えられるトランジスタである。スイッチング回路自体がＡＣ信号に作用することもある。例えば、スイッチング・レギュレータはＡＣ信号の調節を行うことができるが、スイッチング・レギュレータは、ＡＣ信号が正から負に移行し、逆もまた同様に移行する際に切り換えを有効化することができるように、正の半サイクルの調節と負の半サイクルの調節とを別々に行うことが可能である。
【０００３】
ここで本発明の背景として、本出願人の企図する本発明の１つの応用例を説明する。ここで挙げる応用例は、家庭環境での給湯および集中暖房を実現するｄｃｈｐユニットである。本出願人の国際特許出願第ＰＣＴ／ＧＢ０３／００１２００号には、スターリング・エンジンを備えたｄｃｈｐユニットが記載されている。このようなｄｃｈｐユニットは、世帯の集中暖房と給湯の要件を満たすだけでなく、高いエネルギー効率で電気を生成するのに使用することもできるので有益である。そのように生成された電気は世帯内で使用することも、世帯に配電する電気グリッドに買い取らせることも可能である。
【０００４】
ｄｃｈｐユニットによって生成される電気は、幹線電気グリッドへの供給に適するように厳密に調節されなければならない。さらに、調節では、ｄｃｈｐユニットに接続された家電製品の需要を満足させることも必要とされる。このような調節としては周波数制御、電圧制御、あるいは電流制御を挙げることができ、通常であれば他の場所で使用されるＡＣ波形に許容できない揺らぎを生じさせる恐れがある電圧および電流の過渡状態および定常状態の変動制御を含むこともできる。
【０００５】
図１は、ＤＣ波形を調節するのに使用され得るよく知られたバック（Ｂｕｃｋ）レギュレータを示す。このレギュレータは、通常パルス幅変調方式に従って切り換えられる、所望の平均出力電圧を提供するトランジスタを備える。インダクタおよびキャパシタは、パルス化された出力を平滑化して、その出力から提供されるＤＣ電圧信号に加わるリプルが最小限に抑えられるようにする。このレギュレータは、トランジスタがＯＦＦにスイッチされるときに電流フローを維持しようと試みるインダクタによって生成される大きな逆電圧からトランジスタを保護するクランプ用ダイオード（「フライバック・ダイオード（ｆｌｙｂａｃｋ ｄｉｏｄｅ）」としても知られる）の働きをするように設けられたダイオードも含む。
【０００６】
１対のバック・レギュレータを組み合わせてＡＣ電源用レギュレータを提供することもできる。図２は、欧州特許出願公開第０，６３１，３７２号に開示されるレギュレータを再現している。このレギュレータは、ディマー・スイッチから操作される照明に給電するためにＡＣ入力を変換して可変電圧のＤＣ出力を提供する。図２のＡで示されるように、関連するダイオードを有する１対のトランジスタが設けられており、ここでは一方のトランジスタがＡＣ入力の正の半サイクルを変調し、他方のトランジスタがＡＣ入力の負の半サイクルを変調する。これらのトランジスタの動作は、必要とされる変調を実現する駆動信号を使用して制御される。図２のＢで示されるように、１対のクランプ用ダイオード、ここでは半サイクル毎に１つのクランプ用ダイオードが設けられており、これらは該当する半サイクル中に関連するトランジスタによってＩＮおよびＯＵＴの回路切り換えが行われる。したがって、正と負の両方の半サイクルがパルス幅変調され、その結果得られる出力がインダクタおよびキャパシタによって平滑化されることになる。
【発明の開示】
【０００７】
上記の背景技術に対して本発明の第１の態様によれば、駆動信号を提供する回路であって、ＡＣ信号を受信する活性入力および中性入力と、第１の駆動信号を提供する第１の出力と、入力および出力を有し、前記第１の出力の接続先となるマスター論理ゲートと、前記マスター論理ゲートの前記入力に接続されるＤＣ信号を受信する信号入力であって、前記信号入力に接続された前記入力の状態が変化したときに前記マスター論理ゲートの前記出力が変化する、信号入力と、前記活性入力に接続される第１のシャントであって、前記活性入力の電圧が前記中性入力の電圧に対して正から負に変化し、逆もまた同様に変化するのに応答して、前記回路のＩＮおよびＯＵＴの切り換えを行うことができるように構成された第１のシャントを備え、前記第１のシャントは、前記マスター論理ゲートの前記入力をバイパスするために前記ＤＣ信号の短絡回路を提供するように構成され、それによって前記マスター論理ゲートの前記出力の状態が前記活性入力の状態に依存することになる、回路が提供される。
【０００８】
好都合なことに、この構成によって前記第１の駆動信号の厳密な制御が可能となる単純な回路が提供される。「第１の出力」、「第１の駆動信号」、および「第１のシャント」という用語が使用されているが、場合によっては諸種の特徴のうちの１つしか存在しない場合もあり、したがって「第１の」という用語の存在が必ずしも他の特徴の存在を暗示するものではないことを理解されたい。実際、現時点で好ましいとされる一実施形態では、２つの出力から２つの駆動信号が提供されることも、３つのシャントが使用されることもある。また、「マスター」論理ゲートという用語が便宜上使用されているが、この用語は必ずしも他の論理ゲートの存在を暗示するものではなく、他の論理ゲートとの間の階層構造の存在を暗示するものでもない。
【０００９】
さらに、上記の説明は、ＡＣ信号の極性が変化する厳密なタイミングでシャントが切り換えられることを意味するものと解釈すべきではない。例えば、以下でより詳細に説明するように、ゼロ周辺のオフセットを使用して、ゼロ・クロスの直前または直後にスイッチングが有効になるようにすることもできる。
【００１０】
前記第１のシャントは、（例えば直接的な電気接続を介して）前記活性入力の状態に直接応答することも間接的に応答することもできる。例えば、前記第１のシャントは前記中性入力に接続することができる。言うまでもなく、前記ＡＣ信号がゼロ・ボルトを通過したことによる前記中性入力の変化に対する直接的な応答は、前記活性入力の変化に対応する。
【００１１】
任意選択で、前記回路は、前記中性入力に接続される第２のシャントであって、前記中性入力の電圧が前記活性入力の電圧に対して正から負に移行し、逆もまた同様に移行するのに応答して切り換え可能な第２のシャントをさらに備えることができ、前記第２のシャントは、前記活性入力からグラウンドに続く信号の短絡回路を提供し、それによって、前記中性入力の電圧が前記活性入力の電圧に対して負であるときに前記第１のシャントをバイパスし、前記活性入力をグラウンドにクランプするように構成される。したがって、前記活性入力は、前記回路の動作に影響を与えない。
【００１２】
前記回路は、前記マスター論理ゲートに接続される第３のシャントであって、前記マスター論理ゲートの出力の状態が「ｈｉｇｈ」から「ｌｏｗ」に移行し、逆もまた同様に移行するのに応答して切り換え可能な第３のシャントをさらに備えることもでき、前記第３のシャントは、前記中性入力からグラウンドに続く信号の短絡回路を提供し、それによって、前記活性入力の電圧が前記中性入力の電圧に対して正であるときに前記第２のシャントをバイパスし、前記中性入力をグラウンドにクランプするように構成される。前記第２のシャントと前記第３のシャントは互いに置き換えることができる。すなわち、前記第２のシャントを使用して前記活性入力をグラウンドにクランプすることもできる。したがって、第３のシャントを使用して前記中性入力をグラウンドにクランプすることもできる。
【００１３】
前記回路は、第２の駆動信号を提供する第２の出力をさらに備えることが好ましく、任意選択で、前記第２の出力は、前記マスター論理ゲートの出力に接続される。有利なことに、一方の駆動信号がＯＮであり、他方の駆動信号がＯＦＦである場合に、前記第２の出力の論理状態を前記第１の出力に対して反転させるように構成された１つまたは複数の論理ゲートを介して、前記第２の出力を前記マスター論理ゲートの出力と連結させることができる。言うまでもなく、必要に応じて論理ゲートを使用して他の出力を提供し生成することもできる。
【００１４】
前記回路を使用してインダクタを含む回路に駆動信号を提供することができる。この場合、前記回路は、前記インダクタから信号を受信するコイル入力を備えることが有益であり、前記活性入力の電圧が前記中性入力の電圧に対して正であり、かつ前記コイル入力が「ｌｏｗ」であるときにだけ、前記第１の駆動信号が前記第１の出力に提供されるように構成される。通常であればインダクタの放電によって生じる逆電圧がトランジスタを損傷させる恐れがあるため、上記の構成は、シャントの切り換えを行うことが可能なトランジスタをシャント内で使用する場合には特に有益である。
【００１５】
このような構成は、それ自体の他方の入力が前記コイル入力に接続されたＮＯＲゲートの一方の入力に前記マスター論理ゲートの出力を接続することによって実施することができる。前記ＮＯＲゲートの出力は、前記第１の出力を提供する。この場合、前記回路は、第２の駆動信号を提供する第２の出力をさらに備え、前記中性入力の電圧が前記活性入力の電圧に対して負であり、かつ前記コイル入力が「ｌｏｗ」であるときにだけ、前記第２の駆動信号が前記第２の出力に提供されるように構成することができる。前記コイル入力は、前記インダクタの両端の電圧を直接または間接的に示すように構成することができる。例えば、前記インダクタと直接接続することも、前記インダクタが放電する前記回路の別の部分と接続することもできる。
【００１６】
本発明の第２の態様によれば、ＡＣ信号を調節するスイッチング・レギュレータであって、ＡＣ入力信号を受信する入力端子と、出力信号を提供する出力端子と、前記出力端子側に提示される前記出力信号を平滑化するように構成されたインダクタおよびキャパシタと、前記ＡＣ入力信号の正の半サイクルおよび負の半サイクルをそれぞれ調節するように構成された正の半サイクル部分および負の半サイクル部分と、を備え、前記正の半サイクル部分および前記負の半サイクル部分はそれぞれ、前記ＡＣ入力信号の前記各半サイクルを変調するように動作可能な変調用トランジスタであって、前記変調用トランジスタの一方の半サイクル中は前記変調用トランジスタ内の電流フローを可能にし、他方の半サイクル中は前記変調用トランジスタ内の電流フローを阻止するように構成された関連する変調器ダイオードを有する変調用トランジスタと、前記変調用トランジスタを逆バイアス電圧から保護するように構成されたクランプ用ダイオードであって、前記変調用トランジスタの一方の半サイクル中に前記クランプ用ダイオードを前記レギュレータに接続し、他方の半サイクル中に前記クランプ用ダイオードを前記レギュレータから切断するように動作可能な関連するクランプ・スイッチを有するクランプ用ダイオードと、を備える、スイッチング・レギュレータが提供される。前記レギュレータは、前記変調用トランジスタに前記第１および第２の駆動信号を提供して前記変調用トランジスタを切り換えるように動作可能な上述の回路を備える第１のスイッチング・コントローラと、前記クランプ・スイッチに前記第１および第２の駆動信号を提供して前記クランプ・スイッチを切り換えるように動作可能な上述の回路を備える第２の別個のスイッチング・コントローラと、をさらに備える。
【００１７】
本発明の第３の態様によれば、ＡＣ入力信号を調節するように動作可能なスイッチング・レギュレータに第１の駆動信号を提供する方法であって、前記ＡＣ信号の前記正の半サイクルまたは前記負の半サイクルの一方の半サイクル中に「ｈｉｇｈ」の第１の駆動信号を提供するステップと、前記正の半サイクルまたは前記負の半サイクルの他方の半サイクル中に「ｌｏｗ」の第１の駆動信号を提供するステップと、前記ＡＣ入力信号を監視し、前記ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを超過し、第１の閾値を通過したときにだけ、前記第１の駆動信号を「ｈｉｇｈ」から「ｌｏｗ」に、またはその逆に切り換えるステップと、前記ＡＣ入力信号の一方の半サイクルの間だけ動作することが可能となるように、前記ＡＣレギュレータのスイッチに前記第１の駆動信号を提供するステップと、を含む方法が提供される。前記第１の閾値はゼロ・ボルトとすることも、例えば前記ＡＣ入力信号について予期される雑音よりも大きい量のゼロ・ボルトからのオフセットとすることもできる。
【００１８】
様々な態様に係る本発明の好ましい特徴（任意選択）は、添付の特許請求の範囲に記載されている。
【００１９】
したがって、様々な態様に係る本発明を用いると、ＡＣ入力信号の正の半サイクルから負の半サイクルへの切り換え中にレギュレータに提供され得る駆動信号の入念な管理が可能となる。特に、本発明を用いると、例えば通常ならＡＣ信号がゼロ・ボルトを通過する際に発生し得るＡＣ信号の揺らぎに起因して２つのトランジスタが同時に切り換えられることを防止するために、２つの駆動信号が同時に「ｈｉｇｈ」とならないように管理することが可能となる。
【００２０】
ここで単なる例示として、本発明をより理解しやすくするために添付の図面を参照しながら好ましい諸実施形態について説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図３は、出力端子１２ａ、１２ｂの１対のゲート駆動信号を提供する駆動回路１０を示す。これらのゲート駆動信号は、活性入力（ｌｉｖｅ ｉｎｐｕｔ）１４および中性入力（ｎｅｕｔｒａｌ ｉｎｐｕｔ）１６で受信されるＡＣ入力信号を基準にして生成される。論理は、ゲート駆動信号がｈｉｇｈ状態またはｌｏｗ状態を有することができるように提供される。さらに、駆動回路１０は、端子１２ａがｈｉｇｈのときに端子１２ｂの出力がｌｏｗとなり、逆もまた同様となるように構成される。ＡＣ入力信号が正から負に切り換わり、負から正に戻る際は、端子１２ａ、１２ｂの両方の出力がｈｉｇｈになることがないように、端子１２ａ、１２ｂの出力の状態はｈｉｇｈからｌｏｗに切り換わり、またはその逆に切り換わる。切り換えが行われる厳密な時期のさらなる詳細は、以下のセクションのうちの１つで示される。
【００２２】
図３から分かるように、駆動回路の論理部分は、１対のＮＯＴゲート１８ａ、１８ｂを備えることができる。本例では、ＮＯＴゲート１８ａがマスター論理ゲートとなる。ＮＯＴゲート１８ａ、１８ｂの周囲にキャパシタ２２を含むシャント２０を延在させて駆動回路の応答性を改善することができる。ＮＯＴゲート１８ａの出力は、端子１２ａ側の出力を提供し、また、ＮＯＴゲート１８ｂに引き渡されて端子１２ｂ側の出力を提供するように反転される。それ故、端子１２ａ、１２ｂに提示される出力はｈｉｇｈとｌｏｗの組合せであり、主にマスター論理ゲートであるＮＯＴゲート１８ａの出力によって制御される。
【００２３】
回路１０は、それぞれグラウンド２４に続くシャントを提供するように構成された３つのトランジスタＱ１、Ｑ２、およびＱ３を含むこともできる。トランジスタＱ３をＯＮ／ＯＦＦ切り換えすることによってＮＯＴゲート１８ａの入力に電流が流れるかどうかを判定することができ、これによってゲート駆動信号の状態を判定することができる。トランジスタＱ１は、ＡＣ入力信号が負のときに活性端子（ｌｉｖｅ ｔｅｒｍｉｎａｌ）１４をグラウンド２４にクランプするために設けることができる。同様に、トランジスタＱ２は、ＡＣ入力信号が正のときに中性端子（ｎｅｕｔｒａｌ ｔｅｒｍｉｎａｌ）１６をグラウンド２４にクランプするために設けることができる。
【００２４】
例示的な駆動回路１０の動作を以下に示す。出発点として、活性端子１４は正の半サイクルの立ち上がり側で正となり、中性端子１６は負の半サイクルの立ち下がり側で負となるものと仮定する。次に、正の活性端子１４は、それ自体が導通状態となるような電流がトランジスタＱ３に流れることを確認する。したがって、ＤＣ電源２６からの電流は、トランジスタＱ３を介してＮＯＴゲート１８ａではなくグラウンド２４に流れる。したがって、ＮＯＴゲート１８ａへの入力はｌｏｗとなり、その出力はｈｉｇｈとなる。この出力は、出力端子１２ａの出力が「ｈｉｇｈ」となるように出力端子１２ａ側で確認される。ＮＯＴゲート１８ａからの「ｈｉｇｈ」の出力はＮＯＴゲート１８ｂの入力となり、したがって、ＮＯＴゲート１８ｂは端子１２ｂ側で確認される「ｌｏｗ」の出力を生成する。
【００２５】
フィードバック・ループ２８は、ＮＯＴゲート１８ａからの「ｈｉｇｈ」の出力をトランジスタＱ２のベース部分に引き渡し、その結果トランジスタＱ２は導通状態となる。したがって、トランジスタＱ２は、中性端子１５をグラウンド２４にクランプするシャントを提供する。中性端子１６はトランジスタＱ１にも接続されており、したがって、シャントがトランジスタＱ２を経由することを考慮すると、トランジスタＱ１はＯＦＦ状態である。言うまでもなく、ＯＦＦ状態のトランジスタＱ１は、活性端子１４からの電流がグラウンド２４に直接流れるのではなくトランジスタＱ３に流れることを保証するものである。
【００２６】
ＡＣ入力信号の極性が変化すると、活性端子１４はゼロとなり、その後中性端子１６に対して負となる。それ故、トランジスタＱ３には電流が流れずＯＦＦ状態となる。トランジスタＱ３がＯＦＦ状態にあるときは、ＤＣ電源２６からの電流がＮＯＴゲート１８ａに流れる。「ｈｉｇｈ」の入力があったときは、ＮＯＴゲート１８ａが端子１２ａ側で確認される「ｌｏｗ」の出力を生成する。ＮＯＴゲート１８ａからの「ｌｏｗ」の出力は、端子１２ｂの「ｈｉｇｈ」の出力となるようにＮＯＴゲート１８ｂによって反転される。ＮＯＴゲート１８ａからの「ｌｏｗ」の出力は、フィードバック・ループ２８を介してトランジスタＱ２のベース部分で確認され、その結果トランジスタＱ２がＯＦＦに切り換えられる。中性端子１６のグラウンド２４へのクランプがそれ以上行われず、中性端子１６が徐々に正に近付いていくときは、トランジスタＱ１に電流が流れＯＮ状態となる。トランジスタＱ１が導通状態になったときは、活性端子１４がグラウンド２４にクランプされる。
【００２７】
ＡＣ入力信号の極性が再び変化すると、中性入力１６がゼロに降下することによってトランジスタＱ１がＯＦＦに切り換わり、中性入力１６が正の端子１４に対して負となるため、ダイオードＤ１がトランジスタＱ１およびＱ２を保護する。したがって、活性端子１４のグラウンド２４へのクランプはそれ以上行われない。活性端子１４が正の状態となったときは、トランジスタＱ３がＯＮに切り換わり、その結果ＮＯＴゲート１８ａに対する入力が「ｌｏｗ」となり、出力端子１２ａ、１２ｂで確認される状態が反転される。ＮＯＴゲート１８ａからの「ｈｉｇｈ」の出力がトランジスタＱ２に供給されると、トランジスタＱ２がＯＮ状態となり、中性端子１６がグラウンド２４にクランプされる。
【００２８】
これらのクランプ・サイクルは別の手法で考えることもできる。活性端子１４が中性端子１６に対して正であるときは（すなわちＡＣ入力信号の正の半サイクル中は）、中性入力１６がトランジスタＱ２を介して参照（０Ｖ）レベルとしてのグラウンド２４にクランプされる。同様に、中性入力１４が活性入力１６に対して負であるときは（負の半サイクル中は）、活性入力１４がトランジスタＱ１を介して基準レベルとしてのグラウンド２４にクランプされる。基準レベルの切り換えをゼロ・ボルトから約１ボルト（ｏｎｅ ｖｏｌｔ ｏｆ ｚｅｒｏ ｖｏｌｔｓ）の範囲内に制限し、各出力端子１２ａ、ｂに提示される駆動信号の遷移の切り換えを調節することにより、駆動回路は、逆極性接続に起因する損傷からそれ自体を保護するだけでなく、駆動素子（例えばトランジスタ）も保護するようになる。
【００２９】
次に、上述した駆動回路１０の例示的な応用例について説明する。この応用例において、駆動回路１０は、出力端子１２ａ、１２ｂ側に提示されるゲート駆動信号を使用してＡＣレギュレータ内で動作する各対のトランジスタを駆動する２つのスイッチング・コントローラで使用される。以下では、具体的な応用例に応じて駆動回路１０に施され得る修正についても説明する。
【００３０】
（レギュレータ・アセンブリ）
図４は、本発明を実施するのに適した部品を含むレギュレータ・アセンブリ１０１のブロック図である。
【００３１】
９６から分かるように、活線１０４および中性線１０６上でそれぞれＡＣ入力信号が受信され、各信号がＡＣレギュレータ１００に引き渡される。このＡＣ入力信号は浮動状態であってよく、すなわち、必ずしも接地する必要はない。ＡＣレギュレータ１００は、ＡＣ入力信号の実際の調節を行うものであり、図３に示されるレギュレータ・アセンブリ１０１内の他の部品の制御下で操作される。
【００３２】
以下の説明から明らかとなるように、ＡＣレギュレータ１００は次の４つのトランジスタ、すなわち、切り換えによってＡＣ信号の変調を行い、それによってＡＣ入力信号の調節を行う２つのトランジスタと、変調用トランジスタを保護するためにクランプ用ダイオードを有効化することができる２つのトランジスタとを備える。各クランプ用トランジスタは、クランプ電源ユニット（ＰＳＵ）１４２から給電されるクランプ・スイッチング・コントローラ１２６の制御下で動作し、ＰＳＵ １４２は、ＡＣ入力信号から電力を取り込む。
【００３３】
同様に、各変調用トランジスタは、変調器ＰＳＵ １２４から給電される関連する変調器スイッチング・コントローラ１２４を有し、変調器ＰＳＵ １２４は、ＡＣ入力信号から電力を取り込む。
【００３４】
変調器スイッチング・コントローラ１２４は、１対の変調用トランジスタ間の動作を単に切り換えるだけで、一方または他方の変調用トランジスタの動作を可能にするものである。各変調用トランジスタの実際の切り換えは、パルス幅変調（ＰＷＭ）手法に従って制御される。したがって、ＰＷＭモジュール９０は、変調器スイッチング・コントローラ１２４から一方または他方の変調用トランジスタの動作を可能にする（またはいずれの動作も無効にする）信号を受信する。ＰＷＭモジュール９０は、電圧比較器９２および電流比較器９４からの信号も受信する。
【００３５】
電圧比較器９２は、ＡＣ入力信号を参照し、ＡＣ入力信号の変調を有効化してＡＣ出力信号の電圧を制御するように動作する。電流比較器９４もＡＣ入力信号を参照するが、電流比較器９４は、レギュレータ・アセンブリ１０１に接続された１つまたは複数の負荷（ｌｏａｄ）に流れる電流を示す信号９９も受信する。電流比較器９４は、ＡＣ入力信号の変調を有効化して負荷に提供される電力を制御するように動作する。
【００３６】
レギュレータ・アセンブリ１０１は、次の２つのモードのいずれか、すなわち電圧比較器９２の管理下におかれる電圧制御モードと、電流比較器９４の管理下におかれる電流制御モードのいずれかで動作することができる。どちらのモードを使用するかは、負荷から取り込まれる電流を監視することによって判定することができる。通常の電流が必要とされる場合には、電圧制御モードを使用することができ、すなわち、電圧比較器９２がＰＷＭモジュール９０を制御し、ＰＷＭモジュール９０がＡＣレギュレータ１００を制御する。一方、過剰電流が必要とされる場合には、（少なくとも短い期間の間は）電流制御モードを使用することができ、すなわち、電流比較器９４がＰＷＭモジュール９０を制御し、ＰＷＭモジュール９０がＡＣレギュレータ１００を制御する。各モードについては以下のセクションでより詳細に説明する。
【００３７】
いずれにせよ、レギュレータ・アセンブリ１０１に接続された１つまたは複数の負荷に流れる電流を示す信号９９も受信する電流過負荷検出器９７によって、限界が与えられる可能性がある。電流が大きすぎる場合、または過剰電流の持続時間が長すぎる場合には、これを短絡として解釈することができ、電流過負荷検出器はＡＣレギュレータ１００の動作を停止させるように動作することができる。このような動作は、電流過負荷検出器９７がＰＷＭモジュール９０を制御することによって実現することができる。
【００３８】
上述のレギュレータ・アセンブリ１０１を使用してｄｃｈｐジェネレータなどのジェネレータをグリッドまたは接続機器に接続することができる。例えば、レギュレータ・アセンブリ１０１は、ｄｃｈｐユニットのオルタネータと電気グリッドおよび家電機器との間のブリッジを形成することができ、それにより、オルタネータによって生成される信号が電気グリッドへの投入及び／又は接続機器への供給に適することを保証することができる。
【００３９】
（電圧制御および電流制御）
上述のように、本発明で企図される応用例の１つは、それ自体のオルタネータからＡＣ信号が生成されるｄｃｈｐユニット内のスターリング・エンジンである。このような低慣性ジェネレータの特定の要件は、負荷需要に関わらずジェネレータ端子の両端間の適切なインピーダンスを提供することである。オルタネータが過度に高いインピーダンスまたは過度に低いインピーダンスを感知した場合には、その結果過電圧および波形歪みが生じる可能性があり、また、開路状態や短絡状態のような極端な場合には、ジェネレータの物理的損傷が発生する可能性もある。
【００４０】
オルタネータは、それ自体が電気幹線（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｍａｉｎｓ）に直接接続されたときは適度に安定なインピーダンスが確実に提示されるようになっている。さらに、オルタネータは、調節要件に従って収容される回路を監視することによって損傷を与える故障および過渡事象から保護される。しかしながら、接続機器に電気エネルギーを提供するｄｃｈｐユニットが使用され、そのｄｃｈｐユニットが電気幹線から切断されたときは、グリッドの停電が発生した場合と同様に、オルタネータに固有の保護は存在しない。こうした状況下で、オルタネータの電気出力の両端に接続された接続機器に対応する負荷は、ゼロからオルタネータの完全レート出力まで変化する可能性がある。実際、各機器が最初にｄｃｈｐユニットに接続されるときは、各負荷がオルタネータから通常提供される電流よりも遥かに大きい「インラッシュ」電流を必要とする可能性がある。
【００４１】
このような低慣性ジェネレータに対してすべての負荷需要条件下で安定なインピーダンスが提示されるように保証することは有利である。この処理は、電圧制御動作モードおよび電流制御動作モードを使用して実施される。また、電流制御動作モードは、以下で説明するように最初の接続時に生じる家電機器のインラッシュ電流に対処する仕組みを提供する。
【００４２】
本実施形態において、ＡＣ入力信号は、公称電圧および最大電流を有する。例えば、ＡＣ入力信号は、４．３Ａの最大電流で２３０Ｖ ＲＭＳの信号を生成するように動作するｄｃｈｐユニット内のオルタネータによって生成することができる。
【００４３】
接続されている負荷から取り込まれる電流を監視して、その電流が４．３Ａの限界を超えているかどうかを判定することができる。４．３Ａ以下の電流が取り込まれている間にレギュレータを電圧制御モードで動作させ、それによってＡＣ出力信号の波形が２３０Ｖ ＲＭＳの振幅の理想的な正弦波と厳密に一致するように制御することができる。このモードでは、オルタネータが定インピーダンスを確認するように過電流をダンプ抵抗にダンプすることができる。
【００４４】
しかしながら、多くの状況では４．３Ａを超える電流が必要とされる可能性がある。例えば、レギュレータにトースターを接続する場合、最初にスイッチを入れるときに大きな電流が必要となる。冷えた過熱素子では当初２４Ａもの電流が取り込まれる可能性がある。このような大きな電流需要は、レギュレータ１００内のキャパシタが放電する（それによって取り込まれている電流が示される）際の電圧降下として感知することができ、その場合にはレギュレータ・アセンブリ１０１を電流制御モードに変更することができる。
【００４５】
電流制御モードでは、オルタネータから最大４．３Ａの定電流が取り込まれる。この電力は、ＡＣレギュレータ１００内のインダクタに供給される。インダクタから導出されるＡＣ出力信号は、２３０Ｖ ＲＭＳ未満まで降下させ得る電圧を有することができ、それによって使用可能な電力を利用して電流を４．３Ａ超まで上昇させることにより、需要が確実に満たされるようにすることができる。したがって、電流比較器９４がオルタネータから取り込まれる最大値の電流を制御しながら、接続されている負荷により高い電流が分配されることを可能にする動作を行っている間に、電圧を変化させることが可能となる。
【００４６】
多くの状況がそうであるように、トースターは、過熱素子を温めている短い期間の間だけ大きな電流を取り込む。過熱素子が温められた後は、トースターは典型的には２．４Ａしか必要としないので、レギュレータの通常の動作範囲に十分収まることになる。したがって、電流需要が最大値の４．３Ａを下回ったときに動作モードを電圧制御モードに戻すことができる。
【００４７】
実際には、２つの異なる閾値を使用して乱調（すなわち、信号内の雑音に起因する度重なる切り換えによって生じる連続的な閾値超過）を防止するヒステリシスを提供することができる。電圧制御モードで動作しているときは、２２０Ｖ ＲＭＳへの電圧降下を使用して、過剰な電流需要が示されることから、電流制御モードに切り換えるよう指示するのに十分な大きさの電圧降下を示すことができる。電流制御モードで動作しているときは、２２５Ｖ ＲＭＳへの電圧上昇を使用して、電流需要が通常の状態に戻ったことから、電圧制御モードに切り換えるよう指示することができる。したがって、電圧が２２０Ｖ ＲＭＳの閾値を下回るまで降下したときは、信号の雑音揺らぎが非常に小さくなるので、２２５Ｖ ＲＭＳの閾値を超過することはなく、したがって制御が不用意に早い段階で電圧モードに切り換えられることもない。５Ｖの閾値差は、その差が予期される雑音変動よりも大きくなるように選択されている。同様に、動作を電圧制御に変更するために電圧を２２５Ｖ ＲＭＳの閾値を超えるまで増加させるには、制御を電流モードに戻す前に電圧を２２０Ｖ ＲＭＳまでかなり大幅に降下させる必要があるが、そのような降下幅は信号内の雑音で埋め合わせるには大きすぎる。
【００４８】
（ＡＣレギュレータ）
図５には、本発明を使用することが可能なＡＣレギュレータ１００が示されている。ＡＣレギュレータ１００は、ＡＣ源に接続される１対の入力端子１０２を備える。本実施形態において、入力端子１０２は、ｄｃｈｐユニット内で動作するスターリング・エンジンのオルタネータの出力を受信する。ＡＣレギュレータ１００は、活線１０４と中性線１０６との間の入力としてそれぞれ公称２４０ＶのＡＣ信号を受信する。ＡＣレギュレータ１００は、１対の出力端子１０８の所望のＡＣ出力信号を提供する。本実施形態では、ｄｃｈｐユニットからのＡＣ入力が調節された後、そのＡＣ入力が出力端子１０８からｄｃｈｐユニットから電力を取り込む複数の接続家電製品に分配される。さらに、レギュレータ１００は、幹線電源（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｍａｉｎｓ ｓｕｐｐｌｙ）に供給される調節済みのＡＣ信号を提供することができる。
【００４９】
ＡＣレギュレータ１００は事実上、２つのバック・レギュレータの組合せを備える。したがって、ＡＣレギュレータ１００は、いずれもＡＣ入力信号をパルス幅変調して所望の信号がＡＣ出力信号として提供されるように動作する１対の変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂを備える。適切なＰＷＭ手法およびそれらの実装形態は、当技術分野でよく知られている。本明細書の他の部分でも説明されているように、ＰＷＭを実行してＡＣ出力信号の電圧または電流を制御することができる。
【００５０】
一方のトランジスタ１１０ａは、ＡＣ入力信号の正の半サイクル中に変調を行い、他方のトランジスタ１１０ｂは、負の半サイクル中に変調を行う。この動作方法を可能にするために、トランジスタ１１０ａ、１１０ｂは直列に配置され、各トランジスタ１１０ａ、１１０ｂは、それぞれ変調器ダイオード１１２ａ、１１２ｂを備えた関連するシャントを有する。ＡＣ入力信号の負の半サイクル中は変調用トランジスタ１１０ｂがバイパスされ、ＡＣ入力信号の負の半サイクル中は変調用トランジスタ１１０ａがバイパスされるように、これらの２つの変調器ダイオード１１２ａ、１１２ｂにはそれぞれ逆のバイアスが掛けられる。
【００５１】
また、正の半サイクル中はダイオード１１４ａがクランプ用ダイオードとして働き、負の半サイクル中はダイオード１１４ｂがクランプ用ダイオードとして働くことができるように、それぞれ逆のバイアスが掛けられる１対のクランプ用ダイオード１１４ａ、１１４ｂも設けられている。スイッチ型のシャント１１６ａ、１１６ｂは、各クランプ用ダイオード１１４ａ、１１４ｂの動作が必要とされない半サイクル中それらをバイパスすることができるように設けられている。スイッチは１対のトランジスタ１１８ａ、１１８ｂによって提供され、以下ではこれらのトランジスタを上述の変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂと区別するために、クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂと呼ぶ。
【００５２】
変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂから提供される信号を平滑化するインダクタ１２０およびキャパシタ１２２が設けられており、これによって出力端子１０８で必要とされる出力信号が提供される。
【００５３】
レギュレータ１００は以下のように操作することができる。
【００５４】
ＡＣ入力信号の正の半サイクル中は、活線１０４から電流が流れ、変調器ダイオード１１２ａによってブロックされ、その結果、電流はパルス幅変調手法に従ってゲーティングされる変調用トランジスタ１１０ａに流れることになる。その後電流は、変調器ダイオード１１２ｂを介しシャントに沿って変調用トランジスタ１１０ｂをバイパスする（すなわちＯＦＦに切り換えられる）。その後、各出力端子１０８で確認される電流フローを平滑化するように動作するインダクタ１２０およびキャパシタ１２２に突発電流が流れ込む。クランプ用ダイオード１１４ａは、インダクタ１２０が電流フローを維持しようと試みるときに生じる逆電圧から変調用トランジスタ１１０ａを保護する。これは、クランプ用ダイオード１１４ｂをバイパスするために、クランプ用トランジスタ１１８ａがＯＮに切り換えられ、クランプ用トランジスタ１１８ｂがＯＦＦに切り換えられることに起因する。これにより、中性線１０６からシャント１１６ａを介しクランプ用トランジスタ１１８ａを経た後、クランプ用ダイオード１１４ａを通って活線１０４に至る電流経路だけが設けられることが保証される。
【００５５】
ＡＣ入力信号の負の半サイクル中は、中性線１０６から変調用トランジスタ１１０ｂを介して活線１０４に至る電流フローが達成される。変調器ダイオード１１２ｂは、電流がパルス幅変調手法に従ってゲーティングされる変調用トランジスタ１１０ｂを通過することになるように電流フローをブロックする。電流は、変調器ダイオード１１２ａを介しシャントに沿って変調用トランジスタ１１０ａをバイパスする（すなわちＯＦＦに切り換えられる）。インダクタ１２０およびキャパシタ１２２は、ここでも各出力端子１０８で確認される電流フローを平滑化するように動作する。ここでは、インダクタ１２０が電流フローを維持しようと試みるときの変調用トランジスタ１１０ｂの保護を他方のクランプ用ダイオード１１４ｂが行うことになる。これは、クランプ用ダイオード１１４ａをバイパスするために、クランプ用トランジスタ１１８ｂがＯＮに切り換えられ、クランプ用トランジスタ１１８ａがＯＦＦに切り換えられることに起因する。これにより、活線１０４からシャント１１６ｂを介しクランプ用トランジスタ１１８ｂを経た後、クランプ用ダイオード１１４ｂを通って中性線１０６に至る電流経路だけが設けられることが保証される。
【００５６】
（スイッチング・コントローラ）
図６は、図５のレギュレータに加えて、変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂに関連する変調器スイッチング・コントローラ１２４と、クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂに関連するクランプ・スイッチング・コントローラ１２６も示している。
【００５７】
スイッチング・コントローラ１２４、１２６は、関連する電源ユニット（ＰＳＵ）１３２、１４２（図６では個別の図示は省略）から給電可能な電力を必要とする。ＰＳＵのさらなる詳細は以下のセクションで示される。
【００５８】
次に、図３の一般的な回路の具体的な実装形態の説明に移る。図７は、クランプ・スイッチング・コントローラ１２６を詳細に示す。本例において、クランプ・スイッチング・コントローラ１２６は、後で説明するようにクランプＰＳＵ １４２から＋１５ＶのＤＣ信号を受信する。図面から分かるように、図７のクランプ・スイッチング・コントローラは、事実上図３の駆動回路１０に対応する。同様の部分には同様の参照番号が付されるが、図７では図３の参照番号に２００を加えてある。
【００５９】
図７の回路の違いの１つは、ＮＯＴゲートではなくＮＯＲゲートを使用して論理が実装される点である。ＮＯＲゲート２１８ａ、２１８ｂがＮＯＴゲートと同様に機能することを保証するために、各入力は、よく知られる２つの構成で配置される。ＮＯＲゲート２１８ａに関しては、第２の入力がグラウンド２２４に結合される。ＮＯＲゲート２１８ｂに関しては、両方の入力に同じ信号（ＮＯＲゲート２１８ａからの出力）が供給される。これらの構成は入れ替えることができ、また、同じ構成をＮＯＲゲート２１８ａとＮＯＲゲート２１８ｂの両方に使用することもできる。ＮＯＲゲート２１８ａ、２１８ｂからの出力は、それぞれ２１２ａ、２１２ｂで示されている。これらの出力２１２ａ、２１２ｂは、図７では出力端子としては示されず、後続のＮＯＲゲート２３０ａ、２３０ｂに引き渡され、以下ではこれらのゲートの機能について説明する。
【００６０】
先の説明から分かるように、活性端子２１４が正となる正の半サイクル中は、出力２１２ａが「ｈｉｇｈ」となり、出力２１２ｂが「ｌｏｗ」となる。このとき、トランジスタＱ３がＯＮになることで、ＮＯＲゲートに対する入力が「ｌｏｗ」に保たれ、トランジスタＱ２がＯＮになることで、中性端子２１６がグラウンド２２４にクランプされ、トランジスタＱ１がＯＦＦになることで、活性端子２１４がグラウンド２２４にクランプされないことが保証される。中性端子２１６が正となる負の半サイクル中は、出力２１２ａが「ｌｏｗ」となり、出力２１２ｂが「ｈｉｇｈ」となる。このとき、トランジスタＱ３がＯＦＦになることで、ＮＯＲゲートに対する入力を「ｈｉｇｈ」にすることが可能となり、トランジスタＱ２がＯＦＦになることで、中性端子２１６がグラウンド２２４にクランプされないことが保証されるとともに、トランジスタＱ１をＯＮにして活性端子２１４をグラウンド２２４にクランプすることが可能となる。
【００６１】
この追加的なＮＯＲゲート２３０ａ、２３０ｂは、ＡＣレギュレータ１００内のインダクタ１２０の両端に残留電圧が存在するときに、出力端子２１２ａ、２１２ｂに提示される２つのゲート駆動信号が活動化されることがないように保証するために含まれている。これにより、クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂがその期間中に動作不能な状態を保つことを保証することによって、インダクタ１２０が放電する際に発生する逆電圧から各クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂが保護される。
【００６２】
この処理は、実際には、それ自体の他方の入力がコイル端子２３４を介してインダクタ・コイル１２０の「トップ・エンド」に接続されているＮＯＲゲート２３０ａの一方の入力に、出力２１２ａを引き渡すことによって達成される。したがって、インダクタ１２０から電流が流れておらず、２１２ａの出力も「ｌｏｗ」であるときは、出力端子２３２ａ上では「ｈｉｇｈ」の出力だけが確認される。負の半サイクル中に出力２１２ａが「ｌｏｗ」であるときは、クランプ用ダイオード１１４ｂがアクティブとなることを保証するために、その負の半サイクル中にシャント１１６ｂが定位置となるように、端子２３２ａ側のゲート駆動信号がクランプ用トランジスタ１１８ｂに引き渡される。負の半サイクル中は、出力２１２ｂが「ｈｉｇｈ」となり、したがって端子２１２ｂ側のゲート駆動信号が常に「ｌｏｗ」となる。このゲート駆動信号はクランプ用トランジスタ１１８ａに供給され、その結果、クランプ用トランジスタ１１８ａがＯＦＦ状態を保ち、クランプ用ダイオード１１４ｂがアクティブ状態を保つことが保証される。
【００６３】
出力２１２ｂは、それ自体の他方の入力が中性端子２１６に接続されているＮＯＲゲート２３０ｂの一方の入力に引き渡され、それによってインダクタ・コイル１２０の「バック・エンド」上の電圧を確認する。その結果、端子２３２ｂに提示されるゲート駆動信号は、両方のインダクタ１２０が正の半サイクル中に放電した（端子２１２ｂ側の出力が「ｌｏｗ」となる）ときにだけ「ｈｉｇｈ」となる。したがって、正の半サイクル中は、端子２３２ｂ側の「ｈｉｇｈ」の出力によってクランプ用トランジスタ１１８ａがＯＮに切り換わり、端子２３２ａ側の「ｌｏｗ」の出力によってクランプ用トランジスタ１１８ｂがＯＦＦとなることが保証される。これにより、クランプ用ダイオード１１４ａは、正の半サイクルの全体をとおしてアクティブとなる。
【００６４】
各半サイクルの開始点では２１２ａおよび２１２ｂの各出力が反転されるが、各端子２３２ａ、２３２ｂに提示されるゲート駆動信号はいずれも、インダクタ１２０の両端の残留電圧によってＯＦＦに保たれる。それ故、クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂはいずれもＯＦＦのままとなり、したがってインダクタ１２０が完全に放電されるまで保護されることになる。
【００６５】
図８は、変調器ＰＳＵ １３２から５Ｖの供給を受ける変調器スイッチング・コントローラ１２４を示す。図示の５Ｖの供給は、変調器ＰＳＵ １３２から提供される１２Ｖから任意の標準的な手法で取得することができる（実際には、変調器ＰＳＵ １３２を使用して１２Ｖを必要とする他のコンポーネントに給電するため、図示の構成となっている）。図８の回路は、図３および図７の回路と非常に類似しており、したがって、図８では図３の参照番号に３００を加えた同様の参照番号が使用されている。変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂは（クランプ用ダイオード１１４ａ、１１４ｂによって）インダクタ１２０が放電する際に発生する逆電流から保護されるので、ＮＯＲゲートを含める必要はなく、インダクタ１２０の電圧参照を含める必要もない。また、活性端子３１４および中性端子３１６は、変調器スイッチング・コントローラ１２４がクランプ・スイッチング・コントローラ１２６に対して１８０°ずれた位相で動作することが保証されるように効果的に反転される。
【００６６】
このため、トランジスタＱ１は依然として活性端子３１４をグラウンド３２４にクランプするように動作し、トランジスタＱ２は中性端子３１６をグラウンド３２４にクランプするように動作し、トランジスタＱ３はＮＯＴゲート３１８ａに対する入力を設定するように動作する。これにより、中性端子３１６が活性入力３１４に対して正であるときは、トランジスタＱ３のベース側で中性端子３１６が導通状態にあることが確認される。したがって、変調器ＰＳＵ １３２からの電流がグラウンド３２４に流れ、その結果ＮＯＴゲート３１８ａに対する入力が「ｌｏｗ」となることが保証される。これは、ＮＯＴゲート３１８ａの出力が「ｈｉｇｈ」となり、出力端子２３２ａ側で確認されることを意味する。ＮＯＴゲート３１８ａからの「ｈｉｇｈ」の出力は、ＮＯＴゲート３１８ｂに引き渡され、その結果、それ自体の出力が出力端子３１２ｂ上で「ｌｏｗ」として確認されることが保証される。さらに、ＮＯＴゲート３１８ａからの「ｈｉｇｈ」の出力は、フィードバック・ループ３２８に沿って引き渡され、それによってトランジスタＱ１がＯＮに保たれる。したがって、活性端子３１４は、トランジスタＱ１を介してグラウンド３２４にクランプされる。活性端子３１４がグラウンドにクランプされたときは、トランジスタＱ２がＯＦＦに保たれ、その結果、中性端子３１６がグラウンドにクランプされないことが保証される。
【００６７】
活性入力３１４側のＡＣ入力信号が中性入力３１６に対して正に向かうとき、中性入力１６はゼロに降下し、それによってトランジスタＱ３がＯＦＦに切り換えられる。これにより、ＮＯＴゲート３１８ａに対する入力が「ｈｉｇｈ」に向かうことが確認され、その結果、端子３１２ａ側では「ｌｏｗ」の出力が、端子３１２ｂ側では「ｈｉｇｈ」の出力が得られることになる。ＮＯＴゲート３１８ａからの「ｌｏｗ」の出力は、フィードバック・ループ３２８を介してトランジスタＱ１によって確認され、したがってトランジスタＱ１がＯＦＦに切り換わる。トランジスタＱ１がＯＦＦに切り換えられたときに、活性端子３１４はそれ以上グラウンド３２４にクランプされなくなり、その時点から正に向かう活性端子３１４の電位によってトランジスタＱ２がＯＮに切り換えられ、それにより、中性端子３１６がグラウンド３２４にクランプされる。
【００６８】
したがって、正の半サイクル中は、端子３１２ａ側のゲート駆動信号が「ｌｏｗ」となり、端子３１２ｂ側のゲート駆動信号が「ｈｉｇｈ」となる。これとは逆に、負の半サイクル中は、端子３１２ａ側のゲート駆動信号が「ｈｉｇｈ」となり、端子３１２ｂ側のゲート駆動信号が「ｌｏｗ」となる。端子３１２ａは変調用トランジスタ１１０ｂに接続され、端子３１２ｂは変調用トランジスタ１１０ａに接続されている。これにより、正の半サイクル中に（端子３１２ｂが「ｈｉｇｈ」のときに）変調用トランジスタ１１０ａを切り換えることができ、負の半サイクル中に（端子３１２ａが「ｈｉｇｈ」のときに）変調用トランジスタ１１０ｂを切り換えることができることが保証される。上述のように、ゲート駆動信号は、変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂに直接供給されるのではなく、必要とされる調節済みの信号を生成するＰＷＭモジュール９０によってパルス幅変調が施される。したがって、変調器スイッチング・コントローラ１２４は、変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂをＰＷＭモジュール９０によって切り換えることが可能となる時点を制御し、それ以外のすべての時点で変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂがＯＦＦとなることを保証するように動作する。
【００６９】
上記の実施形態では、「ｈｉｇｈ」の値を有する駆動信号を使用して各駆動信号の接続先となるトランジスタ（または駆動信号によって駆動可能なその他のデバイス）を駆動している。言うまでもなく、各デバイスが反転論理に従って動作する（すなわち、「ｈｉｇｈ」の信号ではなく「ｌｏｗ」の駆動信号によって各デバイスを活動化する必要がある）場合にも、上記の各実施形態は、それぞれの論理出力が反転されるように容易に適合することができる。
【００７０】
（スイッチング・コントローラＰＳＵ）
各ＰＳＵは、例えばｄｃｈｐユニットから供給されるＡＣ信号のようなＡＣ入力信号から均等に電力を取り込むことができる。図６から分かるように、変調器ＰＳＵ １３２は、ＡＣ入力信号の負の半サイクルの間だけ電力を受け取るように、適切にバイアスが掛けられたダイオード１２８を介して中性線１０６から電力を取り込むことができる。これとは逆に、クランプＰＳＵ １４２は、ＡＣ入力信号の正の半サイクルの間だけ電力を受け取るように、適切にバイアスが掛けられたダイオード１３０を介して活線１０４から電力を取り込むことができる。したがって、ＰＳＵ １３２および１４２は、それぞれ交互の半サイクルの間に電力を取り込むことができる。さらに、ＰＳＵ １３２および１４２は、それぞれ均等に電力を取り込んでｄｃｈｐユニットからのＡＣ信号の整合性を保証することができ、また、非対称の電流波形をスイッチング・コントローラ１３２および１４２にもたらすこともできる。これにより、通常であれば複雑さと費用が高まるはずの力率改善の必要がなくなる。
【００７１】
図９は、変調器ＰＳＵ １３２の一実施形態を示す。上述のとおり、このＰＳＵ １３２は、ＡＣ入力信号の負の半サイクル中に電力を取り込むことができる。この例では、電流フローが中性線１０６から活線１０４に流れる。本実施形態で使用される変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂは、１２ＶのＤＣ電圧で４０ｍＡの最大定常電流を必要とする。１２Ｖのレベルは、２０：１のスイッチング比で操作されるスイッチ１３４を使用することによって２４０Ｖの入力から得ることができる。１２Ｖの滑らかなＤＣ出力を保証するために、ダイオード１３６および平滑化コンポーネント（インダクタ１３８およびキャパシタ１４０）を含めることができる。変調器ＰＳＵ １３２は、必要とされる４０ｍＡの平均電流を供給するために、負の半サイクルの動作中に８０ｍＡの電流を取り込むことができる。２０：１というスイッチング比は、電力を一定に維持しなければならないためＡＣ入力から４ｍＡの電流が取り込まれることを指す（スイッチの両端で電圧が２４０Ｖから１２Ｖに降下することを思い出されたい）。
【００７２】
図１０は、クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂのクランプＰＳＵ １４２を示す。上述のように、このＰＳＵ １４２は、ＡＣ入力信号の正の半サイクル中に電力を取り込むことができる。クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂは、変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂよりもずっと低い頻度で切り換わるため、それらと比べると必要とする電流もかなり少ないものとなる。具体的には、クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂは、１５ＶのＤＣ電圧で１．８ｍＡの最大定常電流を必要とする。その結果、図９に示されるようなスイッチング回路は好ましくない。その代わりに、必要とされる１５Ｖを定格電圧とするツェナー・ダイオード１４４を使用してシャント調節され得る単純な半波整流回路を使用することができる。この回路の消費電力は、スイッチ１３４が電界効果トランジスタとして実装され得る図９の回路よりも低くなる可能性がある。
【００７３】
ツェナー・ダイオード１４４を使用して出力の両端の電圧を１５Ｖに制限することができ、並列キャパシタ１４６を使用して出力を平滑化し、負の半サイクル中の放電に備えて正の半サイクルの間にエネルギーを蓄積することができる。必要とされる１．８ｍＡの平均電流は、正の半サイクルの間だけ３．６ｍＡの電流を取り込むことによって得ることができる。この３．６ｍＡの電流は、オームの法則に従い、３３ｋΩの２つの直列抵抗１４８を使用して必要な６６ｋΩの抵抗を提供することにより、２４０Ｖの入力から得ることができる。
【００７４】
上記のＰＳＵ １３２およびクランプＰＳＵ １４２に関する２つの異なる構成が使用される場合、各構成では、ＡＣ入力信号から電力を均等に取り込むことを可能にしながら、各構成に関連するトランジスタ１１０ａ、１１０ｂおよびトランジスタ１１８ａ、１１８ｂに大きく異なる瞬間電流が提供され得ることが保証される。
【００７５】
上記ではＰＳＵ １３２、１４２に関する２つの具体例が示されているが、他のＰＳＵを使用してトランジスタ１１０ａ、１１０ｂおよびトランジスタ１１８ａ、１１８ｂに給電することもできる。例えば、ＰＳＵ １３２と１４２の両方をスイッチャとすることも、線形構成とすることもできる。各ＰＳＵが共通の設計を有することもできる。別法として、チャージ・ポンプをＰＳＵとして使用して電圧を増幅または減少させることもできる。適切な一例は、４段Ｄｉｃｋｓｏｎチャージ・ポンプである。このようなチャージ・ポンプはインダクタを使用しないため、通常であれば干渉を引き起こす恐れがある大きな磁場を発生させることはない。
【００７６】
（極性切り換えのタイミング）
先のセクションでは、正の半サイクルと負の半サイクルとの間の変更を有効化するスイッチング・コントローラ１２４、１２６と、それぞれのＰＳＵ １３２、１４２とについて説明してきた。このセクションでは、正のスイッチングから負のスイッチングに変更する正確なタイミングがどのように管理され得るかについて説明する。ＡＣ入力信号が完全な正弦波信号とはならない可能性があることに関連する潜在的な問題を回避するために、このタイミングは厳密に制御する必要がある。図１１は、例えばｄｃｈｐユニットから取得され得る不均一なＡＣ入力信号の一例を示す（ただし図を分かりやすくするために強調してある）。このような不均一な信号では、正の半サイクルから負の半サイクルに変化する際に必ずしも単一のゼロ・クロスがもたらされない可能性があり、その逆もまた同様である。以下から分かるように、信号上の雑音が３つ以上のゼロ・クロスをもたらす可能性がある。
【００７７】
トランジスタ１１０ａ、１１０ｂおよび１１８ａ、１１８ｂが繰り返し切り換われば非効率につながるのが関の山であり、最悪の場合にはトランジスタ１１０ａ、１１０ｂおよび１１８ａ、１１８ｂに損傷を与えることもあるため、これを確実に回避するために、スイッチングはゼロ・ボルト周辺で厳密に制御する必要がある。さらに、トランジスタ１１０ａ、１１０ｂおよび１１８ａ、１１８ｂのスイッチングは、１１０ａと１１０ｂのトランジスタ対と、１１８ａと１１８ｂのトランジスタ対の両方のトランジスタ対が同じタイミングでスイッチングされないことが保証されるように制御しなければならない。特に、シャント１１６ａ、１１６ｂに沿って活線１０４から中性線１０６までの短絡回路が形成されないように、クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂを同じタイミングでＯＮに切り換えることができないようにすべきである。
【００７８】
これらの問題を回避するために、スイッチングが一切許可されないゼロ・ボルト周辺の「デッド・ゾーン（ｄｅａｄ ｚｏｎｅ）」が生み出されるスイッチング・レジームを実装することができる。この目的で、各極性変更毎に１対のオフセットを使用することができ、例えば正から負のスイッチングでは−Ｖ１と−Ｖｓｗｉｔｃｈのオフセットを、負から正のスイッチングでは＋Ｖ１と＋Ｖｓｗｉｔｃｈのオフセットを使用することができる。これらのオフセットは図１０に示されている。
【００７９】
±Ｖ１のオフセットにより、活性入力と中性入力との間の電圧が±Ｖ１の狭帯域に収まるときは常に「ゼロ・ボルト」条件が満たされるようなデッド・ゾーンが生み出される。この狭帯域に収まるゼロ・ボルトをＡＣ入力信号が通過する際に生じるＡＣ入力信号内の揺らぎによって起こる正と負の間の遷移は、この回路に関して言えばゼロと区別することができない。このため、±Ｖ１の値は、バックグラウンド信号の雑音レベルよりも大きくなるように選択することができる。
【００８０】
トランジスタ１１０ａ、１１０ｂおよび１１８ａ、１１８ｂのアクティブ・スイッチングは、ＡＣ入力信号の電圧が＋Ｖｓｗｉｔｃｈを超えたときに開始される。アクティブ・スイッチングは、ＡＣ入力信号が±Ｖ１のオフセットを下回ると停止される。各オフセットは、（正の信号に関する）＋Ｖ１から＋Ｖｓｗｉｔｃｈまでの帯域と、（負の信号に関する）−Ｖ１から−Ｖｓｗｉｔｃｈまでの帯域とを生み出し、これによって「乱調」（通常であればＡＣ入力信号が単一の作動レベルの上下に変動することによって生じるはずの、スイッチングの可能化および無効化の急速な繰り返し）を解消するヒステリシスが提供される。これらの帯域は、予想される雑音の大きさよりも大きくなるように設定することができる。
【００８１】
正の半サイクルから開始する場合、変調用トランジスタ１１０ａはアクティブとなり、ＰＷＭ手法に従ってＡＣ入力信号を変調するために切り換えられる。変調用トランジスタ１１０ｂはＯＦＦとなる。クランプ用トランジスタ１１８ａがＯＮとなり、クランプ用トランジスタ１１８ｂがＯＦＦとなることで、クランプ用ダイオード１１４ａが有効となることが保証される。ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトに向かって下がっていき、これが＋Ｖ１の閾値を通過すると、変調用トランジスタ１１０ａとクランプ用トランジスタ１１８ａがどちらもＯＦＦに切り換わる。それ故、ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを通過する前に、すべてのトランジスタ１１０ａ、１１０ｂ、１１８ａ、１１８ｂがＯＦＦに切り換えられることになる。インダクタ１２０はＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを通過すると放電するため、各オフセットは、インダクタ１２０が完全に放電される前にスイッチングが開始されないことを保証するのに役立つ。上述のように、クランプ・スイッチング・コントローラ１２６は、ゲート駆動信号が、インダクタ１２０の両端の電圧がゼロに下がるまで「ｈｉｇｈ」になることがないように各論理ゲート２３２ａ、ｂによって制御される点で、フェイル・セーフの役割を果たす。
【００８２】
ＡＣ入力信号は徐々に負に近付いていき、１番目のオフセット−Ｖ１を通過する。これにより、スイッチング・コントローラ１２４、１２６を正モードから負モードに切り換えることができる。すなわち、トランジスタＱ１、Ｑ２、およびＱ３の状態が切り換わり、活性端子２１４、３１４がそれぞれグラウンド２２４、３２４にクランプされることになる。この時点でスイッチング・コントローラ１２４、１２６の動作準備が整うことになるが、ゲート駆動信号は、２番目のオフセット−Ｖｓｗｉｔｃｈを通過するまで「ｌｏｗ」に維持される。−Ｖｓｗｉｔｃｈを通過すると、クランプ・スイッチング・コントローラ１２６は、「ｈｉｇｈ」駆動信号を送信してクランプ用トランジスタ１１８ｂをＯＮに切り換え、それによってクランプ用ダイオード１１４ｂを有効にすることができる。その後、クランプ・スイッチング・コントローラ１２４は、変調用トランジスタ１１０ｂが必要なパルス幅変調手法に従ってスイッチングを開始することができるように、「ｈｉｇｈ」駆動信号を設定することができる。クランプ用トランジスタ１１８ｂが変調用トランジスタ１１０ｂよりも先にＯＮに切り換わることを保証するために、変調用トランジスタ１１０ｂの−Ｖｓｗｉｔｃｈよりもクランプ用トランジスタ１１０ｂの−Ｖｓｗｉｔｃｈの方がゼロ・ボルトに近くなるように設定することができる。
【００８３】
ＡＣ入力信号が再び下がり始めたときは、−Ｖ１のオフセットを通過したときにだけスイッチングが停止される。
【００８４】
以下の説明から分かるように、ＡＣ入力信号を負から正に切り換えるときは、上記と逆のプロトコルを使用することができる。簡潔に言えば、変調用トランジスタ１１０ｂおよびクランプ用トランジスタ１１８ｂがＯＦＦに切り換わり、ゼロ・ボルトを通過し、＋Ｖ１に到達した時点でスイッチング・コントローラ１２４、１２６が負から正に向かい（トランジスタＱ１、Ｑ２、およびＱ３が切り換わり、中性端子２１６、３１６がグラウンド２２４、３２４にクランプされ）、最終的に＋Ｖｓｗｉｔｃｈに到達した時点で、まずクランプ用トランジスタ１１８ａがＯＮに切り換わり、その後変調用トランジスタ１１０ａがＯＮに切り換わる。
【００８５】
図１１は、±Ｖ１および±Ｖｓｗｉｔｃｈの例示的な値を示す。実際には、これらの値は変更することができる。上述のように、変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂがスイッチングを開始する前にクランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂがＯＮになることが保証されるように、変調器スイッチング・コントローラ１２４とクランプ・スイッチング・コントローラ１２６とで異なる値、例えば異なる±Ｖｓｗｉｔｃｈの値を使用することができる。図１１は、ゼロ・ボルトからの対称的なオフセットを有する±Ｖ１および±Ｖｓｗｉｔｃｈのオフセット対を示す。ただし、オフセットは必ずしも対照的である必要はない。例えば、＋Ｖ１の大きさは、ＰＳＵ １３２、１４２によって使用される不均衡な瞬間電力ドレインの影響で−Ｖ１と異なる可能性もある。以下から想起されるように、正の半サイクルから負の半サイクルの間に得られる平均電力が均衡していても、瞬間レベルは変動する可能性がある。
【００８６】
スイッチング・コントローラ１２４、１２６を使用したこのスイッチング手法の正確な実装形態は、トランジスタおよびダイオードの電圧降下、電流増幅要因、電圧切り換え特性などの素子特性を考慮に入れたコンポーネント値の選択に依存する。当業者なら、各コンポーネントおよびコンポーネント値の適切な選択肢を計算または実験測定あるいはその両方によって容易に決定することができるであろう。
【００８７】
（ＡＣ入力信号の調節）
次に、図１２ａおよび図１２ｂを参照して、電圧比較器９２または電流比較器９４がＰＷＭモジュール９０と連動してＡＣ入力信号の調節を行う方法について説明する。電圧比較器９２と電流比較器９４の動作様式は、事実上同様である。その理由は、電流比較器９４は電流を調節するように動作するが、実際には抵抗の両端の電圧を監視することによって電流の調節を行う（すなわち、電流比較器９４は電圧制御を介して、電流制御を間接的に有効化する）からである。したがって、以下の概要は、電圧比較器９２と電流比較器９４の両方の動作に適用される。
【００８８】
レギュレータ・アセンブリ１０１は、ＡＣ入力信号を調節してＡＣ出力信号を提供する。５０で、ＡＣ入力信号がサンプリングされ、サンプリング済みのＡＣ信号が入力波形５２として生成される。実際には、フィードバック・ループが出力信号の参照を提供し、この参照を５０でサンプリングすることもできる。したがって、サンプリング済みのＡＣ信号はＡＣ入力信号を反映し、下流の出力信号に導入された誤差を補正するように修正される。
【００８９】
サンプリング済みのＡＣ信号５２は、５４で整流済みのＡＣ信号を生成するために全波整流器５６によって全波整流されることもある。その場合には、６０で所望の出力電圧、本例では２３０Ｖ ＲＭＳを基準に整流済みのＡＣ信号をスケーリングすることにより、スケーリング済みのＡＣ信号５８を生成することができる。
【００９０】
これと並行して、サンプリング済みのＡＣ信号５２を使用して、ゼロ・ボルトを通過するサンプリング済みのＡＣ信号５２と一致するようなトリガ・パルス６２を生成することができる。このようなゼロ・クロスはソフトウェアを使用して検出することができ、また、デジタル・フィルタリングを使用してゼロ・クロス周辺の雑音効果を取り除くこともでき、ソフトウェア・パターン・マッチングを利用して位相同期を改善することも可能である。６８で示されるように、コンピュータ６４は、これらのトリガ・パルス６２を使用して同期化された参照信号６６を生成する。参照信号６６は正弦波に対応するが、全波整流ＡＣ信号と等価な信号となるように各ローブが正方向だけに延びている。参照信号６６は、スケーリング済みのＡＣ信号５８がゼロ・ボルトに到達するのと同期してゼロ・ボルトに到達するように、トリガ・パルス６２を使用してサンプリング済みのＡＣ信号５２との同期がとられる。
【００９１】
このような正弦波の参照信号６６は、ルックアップ・テーブルを使用してデジタル／アナログ変換器に値を供給することによって生成される。正弦波形のうちの０〜π／２ラジアン部分に関する値だけが記憶され、例えばπ／２〜πラジアン部分で各値の反転値が使用され、この形状がπ〜２πラジアン部分で繰り返される。
【００９２】
７０で、参照信号６６からスケーリング済みのＡＣ信号５８を減算（すなわち瞬間値から瞬間値を減算）して誤差信号７２を生成することができる。正の値だけが得られることを保証するためにオフセットが導入される。上記の減算は、例えば適切なオフセットで動作する異なる増幅器で実行されてもよい。したがって、誤差信号７２は正の値だけを含む。
【００９３】
上記から分かるように、この誤差信号７２はＡＣ入力信号の位相の関数となる。この位相変動は、７４で、誤差信号を参照信号６６で除算して％誤差信号７８を提供するように動作する乗算器チップ７８によって取り除くことができる。次に８０で、この％誤差信号７８を使用してＡＣ入力信号を変調することができる。参照信号６６と誤差信号７２はいずれも単極性信号であるので、乗算器チップ７８は単一の象限で動作すれば済むことになる。これによって乗算器チップ７８のコストと複雑さが大幅に低減される。さらに、このような単象限動作の使用によって他の利点も得られる。例えば、象限間の切り換えを行うときに（すなわち、ある入力の極性が変化するときに）固有のクロスオーバ歪みおよび線形性の不整合が回避される。さらに、通常であればリアクティブ成分（干渉フィルタ・チョークなど）の動作特性を変化させることもあるＤＣオフセットがＡＣ入力信号内に存在する場合は、双方の半サイクルが正方向に向かうもの（ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｇｏｉｎｇ）として扱われ、それらの双方の半サイクルにＤＣオフセットが均等に追加されることになる。したがって、例えばこのＤＣオフセットを正および負の各半サイクルに追加した場合にも、ゼロ・ボルトを基準にした全体の波形は変化しないことになる。また、フィードバック・ループは、レギュレータ自体から導入されるＤＣオフセットを補償する。
【００９４】
上記の変調はパルス幅変調手法に従って実行することができ、変調を介して信号の誤差を取り除くことができる。例えば、％誤差信号７８とランプ信号とを比較することにより、当該％誤差信号７８とランプ信号とが交差する場所を利用してパルス幅を定義することができる。例えば、レギュレータが必要とされるＡＣ出力信号を生成している場合には、参照信号と（整流およびスケーリング後の）サンプリング済みのＡＣ信号とが一致し、その結果ゼロの％誤差信号が得られる。これにより、変調においてＡＣ入力信号の電圧が変化しないような全幅パルスが生じる。入力されるＡＣ信号は一般にＡＣ出力信号に必要とされるよりも大きくなるため、このような状況は例外的といえる。それ故、入力されるＡＣ信号の電圧が必要とされている電圧を超える状況の方が遥かに多く発生する。このような状況がサンプリング済みのＡＣ信号に反映され、その結果より小さいパルスを発生させる誤差信号７８が得られる。これらのより小さいパルスによって入力されたＡＣ信号が変調され、ＡＣ出力信号の電圧が必要なレベルまで降圧される。
【００９５】
参照信号６６の大きさと、サンプリング済みのＡＣ信号５２のスケーリングの程度は、ＡＣ入力信号が所望の２３０Ｖ ＲＭＳとなったときにゼロの％誤差信号７８が得られるように選択される。本発明の利点の１つはその柔軟性にあり、例えば参照信号６６の生成およびスケーリングは、任意の所望の出力電圧と適合するように変更することができ、例えばその地域の電気グリッドと適合するように変更することもできる。
【００９６】
言うまでもなく、上記の構成には様々な修正を施すことができる。例えば、参照信号６６を基準にしたＡＣ入力信号のスケーリングが必要とされたときは、ＡＣ入力信号または参照信号６６あるいはその両方に対してスケーリングを実行することができる。また、７４の除算が終わるまではスケーリングを実行することができないようにしてもよい。例えば、％誤差をスケーリングのために増幅器に引き渡すこともできる。
【００９７】
上記の実施形態には、添付の特許請求の範囲で定義される本発明の趣旨から必ずしも逸脱することなく様々な変更を施すことができることが当業者には理解されるだろう。
【００９８】
上記のレギュレータ・アセンブリ１０１は、家電製品で使用されるｄｃｈｐユニット内のスターリング・エンジンによって提供されるＡＣ供給を調節する文脈で説明されてきた。しかしながら、本発明に係る調節は、他の有益な用途を見出すことができる。レギュレータ・アセンブリ１０１は事実上、ジェネレータや幹線電源など任意の電圧源の下流で動作するように設計されている。
【００９９】
例えば、レギュレータ・アセンブリ１０１を使用してスターリング・エンジンのオルタネータと幹線電源との間のインターフェースを緩衝することにより、通常であれば出力波形が崩壊するほど大きな揺らぎを引き起こす恐れがある電圧および電流の過渡状態および定常状態の変動を防止することができる。このような構成により、グリッド電源の品質劣化に対応する安全措置の場合と同様に、制御システムで生じるエンジン停止の可能性が低下する。
【０１００】
本発明に係るレギュレータ・アセンブリ１０１の好ましい利点の１つは、スタンド・アロン・ジェネレータとそれ自体の負荷（接続機器など）との間の接続を電気グリッドの制約に関わらず任意の国または市場で実現できることである。可能なグリッドおよびエンジンの周波数範囲に応じて電圧を設定する手段を提供することにより、スイッチング・レギュレータは、様々な市場の様々なグリッドと整合する機器での使用に適した電圧／周波数モデルを提供することができる。
【０１０１】
レギュレータ・アセンブリ１０１は、ｄｃｈｐユニット以外の文脈で使用することもできる。例えば、レギュレータ・アセンブリ１０１は、幹線電源と照明回路のような家庭用回路との間の緩衝器として使用することができる。電圧波形を制御することにより、大きな影響なしに、消費電力を調整（ａｄｊｕｓｔ）して電流需要の瞬間的な急増に対処し、力率を改善し、電気効率の改善によってコストを削減することが可能となる。また、波形制御を使用して、低品質の電源または高波高率の負荷のピーク電流需要に起因する揺らぎを緩和することもできる。実際、レギュレータ・アセンブリ１０１を利用すると、従来達成することができなかった蛍光照明の点火と後の調光とを確実に行うことができるようになる。
【０１０２】
本発明に係るレギュレータ・アセンブリ１０１の他の用途は、幹線電源と電気モータとの接続である。この場合、レギュレータ・アセンブリ１０１は、非常に低コストで単純な節電器およびコントローラとして動作し、その結果、通常の駆動装置と比較してモータ損失も低くなる。
【図面の簡単な説明】
【０１０３】
【図１】既知のバック・レギュレータの回路図である。
【図２】事実上２つのバック・レギュレータを組み合わせた既知のＡＣレギュレータの回路図である。
【図３】第１および第２のゲート駆動信号を供給する駆動回路の回路図である。
【図４】ＡＣ入力信号を受信し、ＡＣ出力信号を生成するように動作可能なレギュレータのブロック図である。
【図５】本発明に係るＡＣレギュレータの一部を示す回路図である。
【図６】図５の回路を含む本発明に係るＡＣレギュレータと、関連するスイッチング・コントローラとを示す回路図である。
【図７】クランプ・スイッチング・コントローラの回路図である。
【図８】変調器スイッチング・コントローラの回路図である。
【図９】１対の変調用トランジスタを制御する図６のスイッチング・コントローラのうちの一方の電源を示す回路図である。
【図１０】クランプ用ダイオードに関連する１対のトランジスタを制御する図６のスイッチング・コントローラのうちの一方の電源を示す回路図である。
【図１１】正から負および負から正へのスイッチング変更を行う際に使用される不均一なＡＣ入力信号と、各オフセットとを示すグラフである。
【図１２ａ】本発明の一実施形態に係るＡＣ信号を調節する方法のブロック図である。
【図１２ｂ】図１２ａの方法の一実装形態の概略図である。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１つまたは複数の駆動信号を提供する回路に関するものである。この回路は特に、トランジスタのような１つまたは複数のスイッチに駆動信号を提供するスイッチング・コントローラであり得る。このスイッチング・コントローラは、例えばＡＣ信号を調節するスイッチング・レギュレータでの応用が可能である。一例としては、接続機器または電気グリッドに供給する前に調節を必要とする可能性があるＡＣ信号を生成する家庭用熱電併給（ｄｏｍｅｓｔｉｃ ｃｏｍｂｉｎｅｄ ｈｅａｔ ａｎｄ ｐｏｗｅｒ：ｄｃｈｐ）ジェネレータによって生成されるＡＣ信号を挙げることができる。
【背景技術】
【０００２】
ＡＣ信号の参照によって駆動されるスイッチング回路を使用する状況が多く発生する。ここで採用されるスイッチは、典型的にはそれぞれのベース／ゲートに駆動信号を提供することによって切り換えられるトランジスタである。スイッチング回路自体がＡＣ信号に作用することもある。例えば、スイッチング・レギュレータはＡＣ信号の調節を行うことができるが、スイッチング・レギュレータは、ＡＣ信号が正から負に移行し、逆もまた同様に移行する際に切り換えを有効化することができるように、正の半サイクルの調節と負の半サイクルの調節とを別々に行うことが可能である。
【０００３】
ここで本発明の背景として、本出願人の企図する本発明の１つの応用例を説明する。ここで挙げる応用例は、家庭環境での給湯および集中暖房を実現するｄｃｈｐユニットである。本出願人の国際特許出願第ＰＣＴ／ＧＢ０３／００１２００号には、スターリング・エンジンを備えたｄｃｈｐユニットが記載されている。このようなｄｃｈｐユニットは、世帯の集中暖房と給湯の要件を満たすだけでなく、高いエネルギー効率で電気を生成するのに使用することもできるので有益である。そのように生成された電気は世帯内で使用することも、世帯に配電する電気グリッドに買い取らせることも可能である。
【０００４】
ｄｃｈｐユニットによって生成される電気は、幹線電気グリッドへの供給に適するように厳密に調節されなければならない。さらに、調節では、ｄｃｈｐユニットに接続された家電製品の需要を満足させることも必要とされる。このような調節としては周波数制御、電圧制御、あるいは電流制御を挙げることができ、通常であれば他の場所で使用されるＡＣ波形に許容できない揺らぎを生じさせる恐れがある電圧および電流の過渡状態および定常状態の変動制御を含むこともできる。
【０００５】
図１は、ＤＣ波形を調節するのに使用され得るよく知られたバック（Ｂｕｃｋ）レギュレータを示す。このレギュレータは、通常パルス幅変調方式に従って切り換えられる、所望の平均出力電圧を提供するトランジスタを備える。インダクタおよびキャパシタは、パルス化された出力を平滑化して、その出力から提供されるＤＣ電圧信号に加わるリプルが最小限に抑えられるようにする。このレギュレータは、トランジスタがＯＦＦにスイッチされるときに電流フローを維持しようと試みるインダクタによって生成される大きな逆電圧からトランジスタを保護するクランプ用ダイオード（「フライバック・ダイオード（ｆｌｙｂａｃｋ ｄｉｏｄｅ）」としても知られる）の働きをするように設けられたダイオードも含む。
【０００６】
１対のバック・レギュレータを組み合わせてＡＣ電源用レギュレータを提供することもできる。図２は、欧州特許出願公開第０，６３１，３７２号に開示されるレギュレータを再現している。このレギュレータは、ディマー・スイッチから操作される照明に給電するためにＡＣ入力を変換して可変電圧のＤＣ出力を提供する。図２のＡで示されるように、関連するダイオードを有する１対のトランジスタが設けられており、ここでは一方のトランジスタがＡＣ入力の正の半サイクルを変調し、他方のトランジスタがＡＣ入力の負の半サイクルを変調する。これらのトランジスタの動作は、必要とされる変調を実現する駆動信号を使用して制御される。図２のＢで示されるように、１対のクランプ用ダイオード、ここでは半サイクル毎に１つのクランプ用ダイオードが設けられており、これらは該当する半サイクル中に関連するトランジスタによってＩＮおよびＯＵＴの回路切り換えが行われる。したがって、正と負の両方の半サイクルがパルス幅変調され、その結果得られる出力がインダクタおよびキャパシタによって平滑化されることになる。
【発明の開示】
【０００７】
上記の背景技術に対して本発明の第１の態様によれば、駆動信号を提供する回路であって、ＡＣ信号を受信する活性入力および中性入力と、第１の駆動信号を提供する第１の出力と、入力および出力を有し、前記第１の出力の接続先となるマスター論理ゲートと、前記マスター論理ゲートの前記入力に接続されるＤＣ信号を受信する信号入力であって、前記信号入力に接続された前記入力の状態が変化したときに前記マスター論理ゲートの前記出力が変化する、信号入力と、前記活性入力に接続される第１のシャントであって、前記活性入力の電圧が前記中性入力の電圧に対して正から負に変化し、逆もまた同様に変化するのに応答して、前記回路のＩＮおよびＯＵＴの切り換えを行うことができるように構成された第１のシャントを備え、前記第１のシャントは、前記マスター論理ゲートの前記入力をバイパスするために前記ＤＣ信号の短絡回路を提供するように構成され、それによって前記マスター論理ゲートの前記出力の状態が前記活性入力の状態に依存することになる、回路が提供される。
【０００８】
好都合なことに、この構成によって前記第１の駆動信号の厳密な制御が可能となる単純な回路が提供される。「第１の出力」、「第１の駆動信号」、および「第１のシャント」という用語が使用されているが、場合によっては諸種の特徴のうちの１つしか存在しない場合もあり、したがって「第１の」という用語の存在が必ずしも他の特徴の存在を暗示するものではないことを理解されたい。実際、現時点で好ましいとされる一実施形態では、２つの出力から２つの駆動信号が提供されることも、３つのシャントが使用されることもある。また、「マスター」論理ゲートという用語が便宜上使用されているが、この用語は必ずしも他の論理ゲートの存在を暗示するものではなく、他の論理ゲートとの間の階層構造の存在を暗示するものでもない。
【０００９】
さらに、上記の説明は、ＡＣ信号の極性が変化する厳密なタイミングでシャントが切り換えられることを意味するものと解釈すべきではない。例えば、以下でより詳細に説明するように、ゼロ周辺のオフセットを使用して、ゼロ・クロスの直前または直後にスイッチングが有効になるようにすることもできる。
【００１０】
前記第１のシャントは、（例えば直接的な電気接続を介して）前記活性入力の状態に直接応答することも間接的に応答することもできる。例えば、前記第１のシャントは前記中性入力に接続することができる。言うまでもなく、前記ＡＣ信号がゼロ・ボルトを通過したことによる前記中性入力の変化に対する直接的な応答は、前記活性入力の変化に対応する。
【００１１】
任意選択で、前記回路は、前記中性入力に接続される第２のシャントであって、前記中性入力の電圧が前記活性入力の電圧に対して正から負に移行し、逆もまた同様に移行するのに応答して切り換え可能な第２のシャントをさらに備えることができ、前記第２のシャントは、前記活性入力からグラウンドに続く信号の短絡回路を提供し、それによって、前記中性入力の電圧が前記活性入力の電圧に対して負であるときに前記第１のシャントをバイパスし、前記活性入力をグラウンドにクランプするように構成される。したがって、前記活性入力は、前記回路の動作に影響を与えない。
【００１２】
前記回路は、前記マスター論理ゲートに接続される第３のシャントであって、前記マスター論理ゲートの出力の状態が「ｈｉｇｈ」から「ｌｏｗ」に移行し、逆もまた同様に移行するのに応答して切り換え可能な第３のシャントをさらに備えることもでき、前記第３のシャントは、前記中性入力からグラウンドに続く信号の短絡回路を提供し、それによって、前記活性入力の電圧が前記中性入力の電圧に対して正であるときに前記第２のシャントをバイパスし、前記中性入力をグラウンドにクランプするように構成される。前記第２のシャントと前記第３のシャントは互いに置き換えることができる。すなわち、前記第２のシャントを使用して前記活性入力をグラウンドにクランプすることもできる。したがって、第３のシャントを使用して前記中性入力をグラウンドにクランプすることもできる。
【００１３】
前記回路は、第２の駆動信号を提供する第２の出力をさらに備えることが好ましく、任意選択で、前記第２の出力は、前記マスター論理ゲートの出力に接続される。有利なことに、一方の駆動信号がＯＮであり、他方の駆動信号がＯＦＦである場合に、前記第２の出力の論理状態を前記第１の出力に対して反転させるように構成された１つまたは複数の論理ゲートを介して、前記第２の出力を前記マスター論理ゲートの出力と連結させることができる。言うまでもなく、必要に応じて論理ゲートを使用して他の出力を提供し生成することもできる。
【００１４】
前記回路を使用してインダクタを含む回路に駆動信号を提供することができる。この場合、前記回路は、前記インダクタから信号を受信するコイル入力を備えることが有益であり、前記活性入力の電圧が前記中性入力の電圧に対して正であり、かつ前記コイル入力が「ｌｏｗ」であるときにだけ、前記第１の駆動信号が前記第１の出力に提供されるように構成される。通常であればインダクタの放電によって生じる逆電圧がトランジスタを損傷させる恐れがあるため、上記の構成は、シャントの切り換えを行うことが可能なトランジスタをシャント内で使用する場合には特に有益である。
【００１５】
このような構成は、それ自体の他方の入力が前記コイル入力に接続されたＮＯＲゲートの一方の入力に前記マスター論理ゲートの出力を接続することによって実施することができる。前記ＮＯＲゲートの出力は、前記第１の出力を提供する。この場合、前記回路は、第２の駆動信号を提供する第２の出力をさらに備え、前記中性入力の電圧が前記活性入力の電圧に対して負であり、かつ前記コイル入力が「ｌｏｗ」であるときにだけ、前記第２の駆動信号が前記第２の出力に提供されるように構成することができる。前記コイル入力は、前記インダクタの両端の電圧を直接または間接的に示すように構成することができる。例えば、前記インダクタと直接接続することも、前記インダクタが放電する前記回路の別の部分と接続することもできる。
【００１６】
本発明の第２の態様によれば、ＡＣ信号を調節するスイッチング・レギュレータであって、ＡＣ入力信号を受信する入力端子と、出力信号を提供する出力端子と、前記出力端子側に提示される前記出力信号を平滑化するように構成されたインダクタおよびキャパシタと、前記ＡＣ入力信号の正の半サイクルおよび負の半サイクルをそれぞれ調節するように構成された正の半サイクル部分および負の半サイクル部分と、を備え、前記正の半サイクル部分および前記負の半サイクル部分はそれぞれ、前記ＡＣ入力信号の前記各半サイクルを変調するように動作可能な変調用トランジスタであって、前記変調用トランジスタの一方の半サイクル中は前記変調用トランジスタ内の電流フローを可能にし、他方の半サイクル中は前記変調用トランジスタ内の電流フローを阻止するように構成された関連する変調器ダイオードを有する変調用トランジスタと、前記変調用トランジスタを逆バイアス電圧から保護するように構成されたクランプ用ダイオードであって、前記変調用トランジスタの一方の半サイクル中に前記クランプ用ダイオードを前記レギュレータに接続し、他方の半サイクル中に前記クランプ用ダイオードを前記レギュレータから切断するように動作可能な関連するクランプ・スイッチを有するクランプ用ダイオードと、を備える、スイッチング・レギュレータが提供される。前記レギュレータは、前記変調用トランジスタに前記第１および第２の駆動信号を提供して前記変調用トランジスタを切り換えるように動作可能な上述の回路を備える第１のスイッチング・コントローラと、前記クランプ・スイッチに前記第１および第２の駆動信号を提供して前記クランプ・スイッチを切り換えるように動作可能な上述の回路を備える第２の別個のスイッチング・コントローラと、をさらに備える。
【００１７】
本発明の第３の態様によれば、ＡＣ入力信号を調節するように動作可能なスイッチング・レギュレータに第１の駆動信号を提供する方法であって、前記ＡＣ信号の前記正の半サイクルまたは前記負の半サイクルの一方の半サイクル中に「ｈｉｇｈ」の第１の駆動信号を提供するステップと、前記正の半サイクルまたは前記負の半サイクルの他方の半サイクル中に「ｌｏｗ」の第１の駆動信号を提供するステップと、前記ＡＣ入力信号を監視し、前記ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを超過し、第１の閾値を通過したときにだけ、前記第１の駆動信号を「ｈｉｇｈ」から「ｌｏｗ」に、またはその逆に切り換えるステップと、前記ＡＣ入力信号の一方の半サイクルの間だけ動作することが可能となるように、前記ＡＣレギュレータのスイッチに前記第１の駆動信号を提供するステップと、を含む方法が提供される。前記第１の閾値はゼロ・ボルトとすることも、例えば前記ＡＣ入力信号について予期される雑音よりも大きい量のゼロ・ボルトからのオフセットとすることもできる。
【００１８】
様々な態様に係る本発明の好ましい特徴（任意選択）は、添付の特許請求の範囲に記載されている。
【００１９】
したがって、様々な態様に係る本発明を用いると、ＡＣ入力信号の正の半サイクルから負の半サイクルへの切り換え中にレギュレータに提供され得る駆動信号の入念な管理が可能となる。特に、本発明を用いると、例えば通常ならＡＣ信号がゼロ・ボルトを通過する際に発生し得るＡＣ信号の揺らぎに起因して２つのトランジスタが同時に切り換えられることを防止するために、２つの駆動信号が同時に「ｈｉｇｈ」とならないように管理することが可能となる。
【００２０】
ここで単なる例示として、本発明をより理解しやすくするために添付の図面を参照しながら好ましい諸実施形態について説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図３は、出力端子１２ａ、１２ｂの１対のゲート駆動信号を提供する駆動回路１０を示す。これらのゲート駆動信号は、活性入力（ｌｉｖｅ ｉｎｐｕｔ）１４および中性入力（ｎｅｕｔｒａｌ ｉｎｐｕｔ）１６で受信されるＡＣ入力信号を基準にして生成される。論理は、ゲート駆動信号がｈｉｇｈ状態またはｌｏｗ状態を有することができるように提供される。さらに、駆動回路１０は、端子１２ａがｈｉｇｈのときに端子１２ｂの出力がｌｏｗとなり、逆もまた同様となるように構成される。ＡＣ入力信号が正から負に切り換わり、負から正に戻る際は、端子１２ａ、１２ｂの両方の出力がｈｉｇｈになることがないように、端子１２ａ、１２ｂの出力の状態はｈｉｇｈからｌｏｗに切り換わり、またはその逆に切り換わる。切り換えが行われる厳密な時期のさらなる詳細は、以下のセクションのうちの１つで示される。
【００２２】
図３から分かるように、駆動回路の論理部分は、１対のＮＯＴゲート１８ａ、１８ｂを備えることができる。本例では、ＮＯＴゲート１８ａがマスター論理ゲートとなる。ＮＯＴゲート１８ａ、１８ｂの周囲にキャパシタ２２を含むシャント２０を延在させて駆動回路の応答性を改善することができる。ＮＯＴゲート１８ａの出力は、端子１２ａ側の出力を提供し、また、ＮＯＴゲート１８ｂに引き渡されて端子１２ｂ側の出力を提供するように反転される。それ故、端子１２ａ、１２ｂに提示される出力はｈｉｇｈとｌｏｗの組合せであり、主にマスター論理ゲートであるＮＯＴゲート１８ａの出力によって制御される。
【００２３】
回路１０は、それぞれグラウンド２４に続くシャントを提供するように構成された３つのトランジスタＱ１、Ｑ２、およびＱ３を含むこともできる。トランジスタＱ３をＯＮ／ＯＦＦ切り換えすることによってＮＯＴゲート１８ａの入力に電流が流れるかどうかを判定することができ、これによってゲート駆動信号の状態を判定することができる。トランジスタＱ１は、ＡＣ入力信号が負のときに活性端子（ｌｉｖｅ ｔｅｒｍｉｎａｌ）１４をグラウンド２４にクランプするために設けることができる。同様に、トランジスタＱ２は、ＡＣ入力信号が正のときに中性端子（ｎｅｕｔｒａｌ ｔｅｒｍｉｎａｌ）１６をグラウンド２４にクランプするために設けることができる。
【００２４】
例示的な駆動回路１０の動作を以下に示す。出発点として、活性端子１４は正の半サイクルの立ち上がり側で正となり、中性端子１６は負の半サイクルの立ち下がり側で負となるものと仮定する。次に、正の活性端子１４は、それ自体が導通状態となるような電流がトランジスタＱ３に流れることを確認する。したがって、ＤＣ電源２６からの電流は、トランジスタＱ３を介してＮＯＴゲート１８ａではなくグラウンド２４に流れる。したがって、ＮＯＴゲート１８ａへの入力はｌｏｗとなり、その出力はｈｉｇｈとなる。この出力は、出力端子１２ａの出力が「ｈｉｇｈ」となるように出力端子１２ａ側で確認される。ＮＯＴゲート１８ａからの「ｈｉｇｈ」の出力はＮＯＴゲート１８ｂの入力となり、したがって、ＮＯＴゲート１８ｂは端子１２ｂ側で確認される「ｌｏｗ」の出力を生成する。
【００２５】
フィードバック・ループ２８は、ＮＯＴゲート１８ａからの「ｈｉｇｈ」の出力をトランジスタＱ２のベース部分に引き渡し、その結果トランジスタＱ２は導通状態となる。したがって、トランジスタＱ２は、中性端子１５をグラウンド２４にクランプするシャントを提供する。中性端子１６はトランジスタＱ１にも接続されており、したがって、シャントがトランジスタＱ２を経由することを考慮すると、トランジスタＱ１はＯＦＦ状態である。言うまでもなく、ＯＦＦ状態のトランジスタＱ１は、活性端子１４からの電流がグラウンド２４に直接流れるのではなくトランジスタＱ３に流れることを保証するものである。
【００２６】
ＡＣ入力信号の極性が変化すると、活性端子１４はゼロとなり、その後中性端子１６に対して負となる。それ故、トランジスタＱ３には電流が流れずＯＦＦ状態となる。トランジスタＱ３がＯＦＦ状態にあるときは、ＤＣ電源２６からの電流がＮＯＴゲート１８ａに流れる。「ｈｉｇｈ」の入力があったときは、ＮＯＴゲート１８ａが端子１２ａ側で確認される「ｌｏｗ」の出力を生成する。ＮＯＴゲート１８ａからの「ｌｏｗ」の出力は、端子１２ｂの「ｈｉｇｈ」の出力となるようにＮＯＴゲート１８ｂによって反転される。ＮＯＴゲート１８ａからの「ｌｏｗ」の出力は、フィードバック・ループ２８を介してトランジスタＱ２のベース部分で確認され、その結果トランジスタＱ２がＯＦＦに切り換えられる。中性端子１６のグラウンド２４へのクランプがそれ以上行われず、中性端子１６が徐々に正に近付いていくときは、トランジスタＱ１に電流が流れＯＮ状態となる。トランジスタＱ１が導通状態になったときは、活性端子１４がグラウンド２４にクランプされる。
【００２７】
ＡＣ入力信号の極性が再び変化すると、中性入力１６がゼロに降下することによってトランジスタＱ１がＯＦＦに切り換わり、中性入力１６が正の端子１４に対して負となるため、ダイオードＤ１がトランジスタＱ１およびＱ２を保護する。したがって、活性端子１４のグラウンド２４へのクランプはそれ以上行われない。活性端子１４が正の状態となったときは、トランジスタＱ３がＯＮに切り換わり、その結果ＮＯＴゲート１８ａに対する入力が「ｌｏｗ」となり、出力端子１２ａ、１２ｂで確認される状態が反転される。ＮＯＴゲート１８ａからの「ｈｉｇｈ」の出力がトランジスタＱ２に供給されると、トランジスタＱ２がＯＮ状態となり、中性端子１６がグラウンド２４にクランプされる。
【００２８】
これらのクランプ・サイクルは別の手法で考えることもできる。活性端子１４が中性端子１６に対して正であるときは（すなわちＡＣ入力信号の正の半サイクル中は）、中性入力１６がトランジスタＱ２を介して参照（０Ｖ）レベルとしてのグラウンド２４にクランプされる。同様に、中性入力１４が活性入力１６に対して負であるときは（負の半サイクル中は）、活性入力１４がトランジスタＱ１を介して基準レベルとしてのグラウンド２４にクランプされる。基準レベルの切り換えをゼロ・ボルトから約１ボルト（ｏｎｅ ｖｏｌｔ ｏｆ ｚｅｒｏ ｖｏｌｔｓ）の範囲内に制限し、各出力端子１２ａ、ｂに提示される駆動信号の遷移の切り換えを調節することにより、駆動回路は、逆極性接続に起因する損傷からそれ自体を保護するだけでなく、駆動素子（例えばトランジスタ）も保護するようになる。
【００２９】
次に、上述した駆動回路１０の例示的な応用例について説明する。この応用例において、駆動回路１０は、出力端子１２ａ、１２ｂ側に提示されるゲート駆動信号を使用してＡＣレギュレータ内で動作する各対のトランジスタを駆動する２つのスイッチング・コントローラで使用される。以下では、具体的な応用例に応じて駆動回路１０に施され得る修正についても説明する。
【００３０】
（レギュレータ・アセンブリ）
図４は、本発明を実施するのに適した部品を含むレギュレータ・アセンブリ１０１のブロック図である。
【００３１】
９６から分かるように、活線１０４および中性線１０６上でそれぞれＡＣ入力信号が受信され、各信号がＡＣレギュレータ１００に引き渡される。このＡＣ入力信号は浮動状態であってよく、すなわち、必ずしも接地する必要はない。ＡＣレギュレータ１００は、ＡＣ入力信号の実際の調節を行うものであり、図３に示されるレギュレータ・アセンブリ１０１内の他の部品の制御下で操作される。
【００３２】
以下の説明から明らかとなるように、ＡＣレギュレータ１００は次の４つのトランジスタ、すなわち、切り換えによってＡＣ信号の変調を行い、それによってＡＣ入力信号の調節を行う２つのトランジスタと、変調用トランジスタを保護するためにクランプ用ダイオードを有効化することができる２つのトランジスタとを備える。各クランプ用トランジスタは、クランプ電源ユニット（ＰＳＵ）１４２から給電されるクランプ・スイッチング・コントローラ１２６の制御下で動作し、ＰＳＵ １４２は、ＡＣ入力信号から電力を取り込む。
【００３３】
同様に、各変調用トランジスタは、変調器ＰＳＵ １２４から給電される関連する変調器スイッチング・コントローラ１２４を有し、変調器ＰＳＵ １２４は、ＡＣ入力信号から電力を取り込む。
【００３４】
変調器スイッチング・コントローラ１２４は、１対の変調用トランジスタ間の動作を単に切り換えるだけで、一方または他方の変調用トランジスタの動作を可能にするものである。各変調用トランジスタの実際の切り換えは、パルス幅変調（ＰＷＭ）手法に従って制御される。したがって、ＰＷＭモジュール９０は、変調器スイッチング・コントローラ１２４から一方または他方の変調用トランジスタの動作を可能にする（またはいずれの動作も無効にする）信号を受信する。ＰＷＭモジュール９０は、電圧比較器９２および電流比較器９４からの信号も受信する。
【００３５】
電圧比較器９２は、ＡＣ入力信号を参照し、ＡＣ入力信号の変調を有効化してＡＣ出力信号の電圧を制御するように動作する。電流比較器９４もＡＣ入力信号を参照するが、電流比較器９４は、レギュレータ・アセンブリ１０１に接続された１つまたは複数の負荷（ｌｏａｄ）に流れる電流を示す信号９９も受信する。電流比較器９４は、ＡＣ入力信号の変調を有効化して負荷に提供される電力を制御するように動作する。
【００３６】
レギュレータ・アセンブリ１０１は、次の２つのモードのいずれか、すなわち電圧比較器９２の管理下におかれる電圧制御モードと、電流比較器９４の管理下におかれる電流制御モードのいずれかで動作することができる。どちらのモードを使用するかは、負荷から取り込まれる電流を監視することによって判定することができる。通常の電流が必要とされる場合には、電圧制御モードを使用することができ、すなわち、電圧比較器９２がＰＷＭモジュール９０を制御し、ＰＷＭモジュール９０がＡＣレギュレータ１００を制御する。一方、過剰電流が必要とされる場合には、（少なくとも短い期間の間は）電流制御モードを使用することができ、すなわち、電流比較器９４がＰＷＭモジュール９０を制御し、ＰＷＭモジュール９０がＡＣレギュレータ１００を制御する。各モードについては以下のセクションでより詳細に説明する。
【００３７】
いずれにせよ、レギュレータ・アセンブリ１０１に接続された１つまたは複数の負荷に流れる電流を示す信号９９も受信する電流過負荷検出器９７によって、限界が与えられる可能性がある。電流が大きすぎる場合、または過剰電流の持続時間が長すぎる場合には、これを短絡として解釈することができ、電流過負荷検出器はＡＣレギュレータ１００の動作を停止させるように動作することができる。このような動作は、電流過負荷検出器９７がＰＷＭモジュール９０を制御することによって実現することができる。
【００３８】
上述のレギュレータ・アセンブリ１０１を使用してｄｃｈｐジェネレータなどのジェネレータをグリッドまたは接続機器に接続することができる。例えば、レギュレータ・アセンブリ１０１は、ｄｃｈｐユニットのオルタネータと電気グリッドおよび家電機器との間のブリッジを形成することができ、それにより、オルタネータによって生成される信号が電気グリッドへの投入及び／又は接続機器への供給に適することを保証することができる。
【００３９】
（電圧制御および電流制御）
上述のように、本発明で企図される応用例の１つは、それ自体のオルタネータからＡＣ信号が生成されるｄｃｈｐユニット内のスターリング・エンジンである。このような低慣性ジェネレータの特定の要件は、負荷需要に関わらずジェネレータ端子の両端間の適切なインピーダンスを提供することである。オルタネータが過度に高いインピーダンスまたは過度に低いインピーダンスを感知した場合には、その結果過電圧および波形歪みが生じる可能性があり、また、開路状態や短絡状態のような極端な場合には、ジェネレータの物理的損傷が発生する可能性もある。
【００４０】
オルタネータは、それ自体が電気幹線（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｍａｉｎｓ）に直接接続されたときは適度に安定なインピーダンスが確実に提示されるようになっている。さらに、オルタネータは、調節要件に従って収容される回路を監視することによって損傷を与える故障および過渡事象から保護される。しかしながら、接続機器に電気エネルギーを提供するｄｃｈｐユニットが使用され、そのｄｃｈｐユニットが電気幹線から切断されたときは、グリッドの停電が発生した場合と同様に、オルタネータに固有の保護は存在しない。こうした状況下で、オルタネータの電気出力の両端に接続された接続機器に対応する負荷は、ゼロからオルタネータの完全レート出力まで変化する可能性がある。実際、各機器が最初にｄｃｈｐユニットに接続されるときは、各負荷がオルタネータから通常提供される電流よりも遥かに大きい「インラッシュ」電流を必要とする可能性がある。
【００４１】
このような低慣性ジェネレータに対してすべての負荷需要条件下で安定なインピーダンスが提示されるように保証することは有利である。この処理は、電圧制御動作モードおよび電流制御動作モードを使用して実施される。また、電流制御動作モードは、以下で説明するように最初の接続時に生じる家電機器のインラッシュ電流に対処する仕組みを提供する。
【００４２】
本実施形態において、ＡＣ入力信号は、公称電圧および最大電流を有する。例えば、ＡＣ入力信号は、４．３Ａの最大電流で２３０Ｖ ＲＭＳの信号を生成するように動作するｄｃｈｐユニット内のオルタネータによって生成することができる。
【００４３】
接続されている負荷から取り込まれる電流を監視して、その電流が４．３Ａの限界を超えているかどうかを判定することができる。４．３Ａ以下の電流が取り込まれている間にレギュレータを電圧制御モードで動作させ、それによってＡＣ出力信号の波形が２３０Ｖ ＲＭＳの振幅の理想的な正弦波と厳密に一致するように制御することができる。このモードでは、オルタネータが定インピーダンスを確認するように過電流をダンプ抵抗にダンプすることができる。
【００４４】
しかしながら、多くの状況では４．３Ａを超える電流が必要とされる可能性がある。例えば、レギュレータにトースターを接続する場合、最初にスイッチを入れるときに大きな電流が必要となる。冷えた過熱素子では当初２４Ａもの電流が取り込まれる可能性がある。このような大きな電流需要は、レギュレータ１００内のキャパシタが放電する（それによって取り込まれている電流が示される）際の電圧降下として感知することができ、その場合にはレギュレータ・アセンブリ１０１を電流制御モードに変更することができる。
【００４５】
電流制御モードでは、オルタネータから最大４．３Ａの定電流が取り込まれる。この電力は、ＡＣレギュレータ１００内のインダクタに供給される。インダクタから導出されるＡＣ出力信号は、２３０Ｖ ＲＭＳ未満まで降下させ得る電圧を有することができ、それによって使用可能な電力を利用して電流を４．３Ａ超まで上昇させることにより、需要が確実に満たされるようにすることができる。したがって、電流比較器９４がオルタネータから取り込まれる最大値の電流を制御しながら、接続されている負荷により高い電流が分配されることを可能にする動作を行っている間に、電圧を変化させることが可能となる。
【００４６】
多くの状況がそうであるように、トースターは、過熱素子を温めている短い期間の間だけ大きな電流を取り込む。過熱素子が温められた後は、トースターは典型的には２．４Ａしか必要としないので、レギュレータの通常の動作範囲に十分収まることになる。したがって、電流需要が最大値の４．３Ａを下回ったときに動作モードを電圧制御モードに戻すことができる。
【００４７】
実際には、２つの異なる閾値を使用して乱調（すなわち、信号内の雑音に起因する度重なる切り換えによって生じる連続的な閾値超過）を防止するヒステリシスを提供することができる。電圧制御モードで動作しているときは、２２０Ｖ ＲＭＳへの電圧降下を使用して、過剰な電流需要が示されることから、電流制御モードに切り換えるよう指示するのに十分な大きさの電圧降下を示すことができる。電流制御モードで動作しているときは、２２５Ｖ ＲＭＳへの電圧上昇を使用して、電流需要が通常の状態に戻ったことから、電圧制御モードに切り換えるよう指示することができる。したがって、電圧が２２０Ｖ ＲＭＳの閾値を下回るまで降下したときは、信号の雑音揺らぎが非常に小さくなるので、２２５Ｖ ＲＭＳの閾値を超過することはなく、したがって制御が不用意に早い段階で電圧モードに切り換えられることもない。５Ｖの閾値差は、その差が予期される雑音変動よりも大きくなるように選択されている。同様に、動作を電圧制御に変更するために電圧を２２５Ｖ ＲＭＳの閾値を超えるまで増加させるには、制御を電流モードに戻す前に電圧を２２０Ｖ ＲＭＳまでかなり大幅に降下させる必要があるが、そのような降下幅は信号内の雑音で埋め合わせるには大きすぎる。
【００４８】
（ＡＣレギュレータ）
図５には、本発明を使用することが可能なＡＣレギュレータ１００が示されている。ＡＣレギュレータ１００は、ＡＣ源に接続される１対の入力端子１０２を備える。本実施形態において、入力端子１０２は、ｄｃｈｐユニット内で動作するスターリング・エンジンのオルタネータの出力を受信する。ＡＣレギュレータ１００は、活線１０４と中性線１０６との間の入力としてそれぞれ公称２４０ＶのＡＣ信号を受信する。ＡＣレギュレータ１００は、１対の出力端子１０８の所望のＡＣ出力信号を提供する。本実施形態では、ｄｃｈｐユニットからのＡＣ入力が調節された後、そのＡＣ入力が出力端子１０８からｄｃｈｐユニットから電力を取り込む複数の接続家電製品に分配される。さらに、レギュレータ１００は、幹線電源（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｍａｉｎｓ ｓｕｐｐｌｙ）に供給される調節済みのＡＣ信号を提供することができる。
【００４９】
ＡＣレギュレータ１００は事実上、２つのバック・レギュレータの組合せを備える。したがって、ＡＣレギュレータ１００は、いずれもＡＣ入力信号をパルス幅変調して所望の信号がＡＣ出力信号として提供されるように動作する１対の変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂを備える。適切なＰＷＭ手法およびそれらの実装形態は、当技術分野でよく知られている。本明細書の他の部分でも説明されているように、ＰＷＭを実行してＡＣ出力信号の電圧または電流を制御することができる。
【００５０】
一方のトランジスタ１１０ａは、ＡＣ入力信号の正の半サイクル中に変調を行い、他方のトランジスタ１１０ｂは、負の半サイクル中に変調を行う。この動作方法を可能にするために、トランジスタ１１０ａ、１１０ｂは直列に配置され、各トランジスタ１１０ａ、１１０ｂは、それぞれ変調器ダイオード１１２ａ、１１２ｂを備えた関連するシャントを有する。ＡＣ入力信号の負の半サイクル中は変調用トランジスタ１１０ｂがバイパスされ、ＡＣ入力信号の負の半サイクル中は変調用トランジスタ１１０ａがバイパスされるように、これらの２つの変調器ダイオード１１２ａ、１１２ｂにはそれぞれ逆のバイアスが掛けられる。
【００５１】
また、正の半サイクル中はダイオード１１４ａがクランプ用ダイオードとして働き、負の半サイクル中はダイオード１１４ｂがクランプ用ダイオードとして働くことができるように、それぞれ逆のバイアスが掛けられる１対のクランプ用ダイオード１１４ａ、１１４ｂも設けられている。スイッチ型のシャント１１６ａ、１１６ｂは、各クランプ用ダイオード１１４ａ、１１４ｂの動作が必要とされない半サイクル中それらをバイパスすることができるように設けられている。スイッチは１対のトランジスタ１１８ａ、１１８ｂによって提供され、以下ではこれらのトランジスタを上述の変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂと区別するために、クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂと呼ぶ。
【００５２】
変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂから提供される信号を平滑化するインダクタ１２０およびキャパシタ１２２が設けられており、これによって出力端子１０８で必要とされる出力信号が提供される。
【００５３】
レギュレータ１００は以下のように操作することができる。
【００５４】
ＡＣ入力信号の正の半サイクル中は、活線１０４から電流が流れ、変調器ダイオード１１２ａによってブロックされ、その結果、電流はパルス幅変調手法に従ってゲーティングされる変調用トランジスタ１１０ａに流れることになる。その後電流は、変調器ダイオード１１２ｂを介しシャントに沿って変調用トランジスタ１１０ｂをバイパスする（すなわちＯＦＦに切り換えられる）。その後、各出力端子１０８で確認される電流フローを平滑化するように動作するインダクタ１２０およびキャパシタ１２２に突発電流が流れ込む。クランプ用ダイオード１１４ａは、インダクタ１２０が電流フローを維持しようと試みるときに生じる逆電圧から変調用トランジスタ１１０ａを保護する。これは、クランプ用ダイオード１１４ｂをバイパスするために、クランプ用トランジスタ１１８ａがＯＮに切り換えられ、クランプ用トランジスタ１１８ｂがＯＦＦに切り換えられることに起因する。これにより、中性線１０６からシャント１１６ａを介しクランプ用トランジスタ１１８ａを経た後、クランプ用ダイオード１１４ａを通って活線１０４に至る電流経路だけが設けられることが保証される。
【００５５】
ＡＣ入力信号の負の半サイクル中は、中性線１０６から変調用トランジスタ１１０ｂを介して活線１０４に至る電流フローが達成される。変調器ダイオード１１２ｂは、電流がパルス幅変調手法に従ってゲーティングされる変調用トランジスタ１１０ｂを通過することになるように電流フローをブロックする。電流は、変調器ダイオード１１２ａを介しシャントに沿って変調用トランジスタ１１０ａをバイパスする（すなわちＯＦＦに切り換えられる）。インダクタ１２０およびキャパシタ１２２は、ここでも各出力端子１０８で確認される電流フローを平滑化するように動作する。ここでは、インダクタ１２０が電流フローを維持しようと試みるときの変調用トランジスタ１１０ｂの保護を他方のクランプ用ダイオード１１４ｂが行うことになる。これは、クランプ用ダイオード１１４ａをバイパスするために、クランプ用トランジスタ１１８ｂがＯＮに切り換えられ、クランプ用トランジスタ１１８ａがＯＦＦに切り換えられることに起因する。これにより、活線１０４からシャント１１６ｂを介しクランプ用トランジスタ１１８ｂを経た後、クランプ用ダイオード１１４ｂを通って中性線１０６に至る電流経路だけが設けられることが保証される。
【００５６】
（スイッチング・コントローラ）
図６は、図５のレギュレータに加えて、変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂに関連する変調器スイッチング・コントローラ１２４と、クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂに関連するクランプ・スイッチング・コントローラ１２６も示している。
【００５７】
スイッチング・コントローラ１２４、１２６は、関連する電源ユニット（ＰＳＵ）１３２、１４２（図６では個別の図示は省略）から給電可能な電力を必要とする。ＰＳＵのさらなる詳細は以下のセクションで示される。
【００５８】
次に、図３の一般的な回路の具体的な実装形態の説明に移る。図７は、クランプ・スイッチング・コントローラ１２６を詳細に示す。本例において、クランプ・スイッチング・コントローラ１２６は、後で説明するようにクランプＰＳＵ １４２から＋１５ＶのＤＣ信号を受信する。図面から分かるように、図７のクランプ・スイッチング・コントローラは、事実上図３の駆動回路１０に対応する。同様の部分には同様の参照番号が付されるが、図７では図３の参照番号に２００を加えてある。
【００５９】
図７の回路の違いの１つは、ＮＯＴゲートではなくＮＯＲゲートを使用して論理が実装される点である。ＮＯＲゲート２１８ａ、２１８ｂがＮＯＴゲートと同様に機能することを保証するために、各入力は、よく知られる２つの構成で配置される。ＮＯＲゲート２１８ａに関しては、第２の入力がグラウンド２２４に結合される。ＮＯＲゲート２１８ｂに関しては、両方の入力に同じ信号（ＮＯＲゲート２１８ａからの出力）が供給される。これらの構成は入れ替えることができ、また、同じ構成をＮＯＲゲート２１８ａとＮＯＲゲート２１８ｂの両方に使用することもできる。ＮＯＲゲート２１８ａ、２１８ｂからの出力は、それぞれ２１２ａ、２１２ｂで示されている。これらの出力２１２ａ、２１２ｂは、図７では出力端子としては示されず、後続のＮＯＲゲート２３０ａ、２３０ｂに引き渡され、以下ではこれらのゲートの機能について説明する。
【００６０】
先の説明から分かるように、活性端子２１４が正となる正の半サイクル中は、出力２１２ａが「ｈｉｇｈ」となり、出力２１２ｂが「ｌｏｗ」となる。このとき、トランジスタＱ３がＯＮになることで、ＮＯＲゲートに対する入力が「ｌｏｗ」に保たれ、トランジスタＱ２がＯＮになることで、中性端子２１６がグラウンド２２４にクランプされ、トランジスタＱ１がＯＦＦになることで、活性端子２１４がグラウンド２２４にクランプされないことが保証される。中性端子２１６が正となる負の半サイクル中は、出力２１２ａが「ｌｏｗ」となり、出力２１２ｂが「ｈｉｇｈ」となる。このとき、トランジスタＱ３がＯＦＦになることで、ＮＯＲゲートに対する入力を「ｈｉｇｈ」にすることが可能となり、トランジスタＱ２がＯＦＦになることで、中性端子２１６がグラウンド２２４にクランプされないことが保証されるとともに、トランジスタＱ１をＯＮにして活性端子２１４をグラウンド２２４にクランプすることが可能となる。
【００６１】
この追加的なＮＯＲゲート２３０ａ、２３０ｂは、ＡＣレギュレータ１００内のインダクタ１２０の両端に残留電圧が存在するときに、出力端子２１２ａ、２１２ｂに提示される２つのゲート駆動信号が活動化されることがないように保証するために含まれている。これにより、クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂがその期間中に動作不能な状態を保つことを保証することによって、インダクタ１２０が放電する際に発生する逆電圧から各クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂが保護される。
【００６２】
この処理は、実際には、それ自体の他方の入力がコイル端子２３４を介してインダクタ・コイル１２０の「トップ・エンド」に接続されているＮＯＲゲート２３０ａの一方の入力に、出力２１２ａを引き渡すことによって達成される。したがって、インダクタ１２０から電流が流れておらず、２１２ａの出力も「ｌｏｗ」であるときは、出力端子２３２ａ上では「ｈｉｇｈ」の出力だけが確認される。負の半サイクル中に出力２１２ａが「ｌｏｗ」であるときは、クランプ用ダイオード１１４ｂがアクティブとなることを保証するために、その負の半サイクル中にシャント１１６ｂが定位置となるように、端子２３２ａ側のゲート駆動信号がクランプ用トランジスタ１１８ｂに引き渡される。負の半サイクル中は、出力２１２ｂが「ｈｉｇｈ」となり、したがって端子２１２ｂ側のゲート駆動信号が常に「ｌｏｗ」となる。このゲート駆動信号はクランプ用トランジスタ１１８ａに供給され、その結果、クランプ用トランジスタ１１８ａがＯＦＦ状態を保ち、クランプ用ダイオード１１４ｂがアクティブ状態を保つことが保証される。
【００６３】
出力２１２ｂは、それ自体の他方の入力が中性端子２１６に接続されているＮＯＲゲート２３０ｂの一方の入力に引き渡され、それによってインダクタ・コイル１２０の「バック・エンド」上の電圧を確認する。その結果、端子２３２ｂに提示されるゲート駆動信号は、両方のインダクタ１２０が正の半サイクル中に放電した（端子２１２ｂ側の出力が「ｌｏｗ」となる）ときにだけ「ｈｉｇｈ」となる。したがって、正の半サイクル中は、端子２３２ｂ側の「ｈｉｇｈ」の出力によってクランプ用トランジスタ１１８ａがＯＮに切り換わり、端子２３２ａ側の「ｌｏｗ」の出力によってクランプ用トランジスタ１１８ｂがＯＦＦとなることが保証される。これにより、クランプ用ダイオード１１４ａは、正の半サイクルの全体をとおしてアクティブとなる。
【００６４】
各半サイクルの開始点では２１２ａおよび２１２ｂの各出力が反転されるが、各端子２３２ａ、２３２ｂに提示されるゲート駆動信号はいずれも、インダクタ１２０の両端の残留電圧によってＯＦＦに保たれる。それ故、クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂはいずれもＯＦＦのままとなり、したがってインダクタ１２０が完全に放電されるまで保護されることになる。
【００６５】
図８は、変調器ＰＳＵ １３２から５Ｖの供給を受ける変調器スイッチング・コントローラ１２４を示す。図示の５Ｖの供給は、変調器ＰＳＵ １３２から提供される１２Ｖから任意の標準的な手法で取得することができる（実際には、変調器ＰＳＵ １３２を使用して１２Ｖを必要とする他のコンポーネントに給電するため、図示の構成となっている）。図８の回路は、図３および図７の回路と非常に類似しており、したがって、図８では図３の参照番号に３００を加えた同様の参照番号が使用されている。変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂは（クランプ用ダイオード１１４ａ、１１４ｂによって）インダクタ１２０が放電する際に発生する逆電流から保護されるので、ＮＯＲゲートを含める必要はなく、インダクタ１２０の電圧参照を含める必要もない。また、活性端子３１４および中性端子３１６は、変調器スイッチング・コントローラ１２４がクランプ・スイッチング・コントローラ１２６に対して１８０°ずれた位相で動作することが保証されるように効果的に反転される。
【００６６】
このため、トランジスタＱ１は依然として活性端子３１４をグラウンド３２４にクランプするように動作し、トランジスタＱ２は中性端子３１６をグラウンド３２４にクランプするように動作し、トランジスタＱ３はＮＯＴゲート３１８ａに対する入力を設定するように動作する。これにより、中性端子３１６が活性入力３１４に対して正であるときは、トランジスタＱ３のベース側で中性端子３１６が導通状態にあることが確認される。したがって、変調器ＰＳＵ １３２からの電流がグラウンド３２４に流れ、その結果ＮＯＴゲート３１８ａに対する入力が「ｌｏｗ」となることが保証される。これは、ＮＯＴゲート３１８ａの出力が「ｈｉｇｈ」となり、出力端子２３２ａ側で確認されることを意味する。ＮＯＴゲート３１８ａからの「ｈｉｇｈ」の出力は、ＮＯＴゲート３１８ｂに引き渡され、その結果、それ自体の出力が出力端子３１２ｂ上で「ｌｏｗ」として確認されることが保証される。さらに、ＮＯＴゲート３１８ａからの「ｈｉｇｈ」の出力は、フィードバック・ループ３２８に沿って引き渡され、それによってトランジスタＱ１がＯＮに保たれる。したがって、活性端子３１４は、トランジスタＱ１を介してグラウンド３２４にクランプされる。活性端子３１４がグラウンドにクランプされたときは、トランジスタＱ２がＯＦＦに保たれ、その結果、中性端子３１６がグラウンドにクランプされないことが保証される。
【００６７】
活性入力３１４側のＡＣ入力信号が中性入力３１６に対して正に向かうとき、中性入力１６はゼロに降下し、それによってトランジスタＱ３がＯＦＦに切り換えられる。これにより、ＮＯＴゲート３１８ａに対する入力が「ｈｉｇｈ」に向かうことが確認され、その結果、端子３１２ａ側では「ｌｏｗ」の出力が、端子３１２ｂ側では「ｈｉｇｈ」の出力が得られることになる。ＮＯＴゲート３１８ａからの「ｌｏｗ」の出力は、フィードバック・ループ３２８を介してトランジスタＱ１によって確認され、したがってトランジスタＱ１がＯＦＦに切り換わる。トランジスタＱ１がＯＦＦに切り換えられたときに、活性端子３１４はそれ以上グラウンド３２４にクランプされなくなり、その時点から正に向かう活性端子３１４の電位によってトランジスタＱ２がＯＮに切り換えられ、それにより、中性端子３１６がグラウンド３２４にクランプされる。
【００６８】
したがって、正の半サイクル中は、端子３１２ａ側のゲート駆動信号が「ｌｏｗ」となり、端子３１２ｂ側のゲート駆動信号が「ｈｉｇｈ」となる。これとは逆に、負の半サイクル中は、端子３１２ａ側のゲート駆動信号が「ｈｉｇｈ」となり、端子３１２ｂ側のゲート駆動信号が「ｌｏｗ」となる。端子３１２ａは変調用トランジスタ１１０ｂに接続され、端子３１２ｂは変調用トランジスタ１１０ａに接続されている。これにより、正の半サイクル中に（端子３１２ｂが「ｈｉｇｈ」のときに）変調用トランジスタ１１０ａを切り換えることができ、負の半サイクル中に（端子３１２ａが「ｈｉｇｈ」のときに）変調用トランジスタ１１０ｂを切り換えることができることが保証される。上述のように、ゲート駆動信号は、変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂに直接供給されるのではなく、必要とされる調節済みの信号を生成するＰＷＭモジュール９０によってパルス幅変調が施される。したがって、変調器スイッチング・コントローラ１２４は、変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂをＰＷＭモジュール９０によって切り換えることが可能となる時点を制御し、それ以外のすべての時点で変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂがＯＦＦとなることを保証するように動作する。
【００６９】
上記の実施形態では、「ｈｉｇｈ」の値を有する駆動信号を使用して各駆動信号の接続先となるトランジスタ（または駆動信号によって駆動可能なその他のデバイス）を駆動している。言うまでもなく、各デバイスが反転論理に従って動作する（すなわち、「ｈｉｇｈ」の信号ではなく「ｌｏｗ」の駆動信号によって各デバイスを活動化する必要がある）場合にも、上記の各実施形態は、それぞれの論理出力が反転されるように容易に適合することができる。
【００７０】
（スイッチング・コントローラＰＳＵ）
各ＰＳＵは、例えばｄｃｈｐユニットから供給されるＡＣ信号のようなＡＣ入力信号から均等に電力を取り込むことができる。図６から分かるように、変調器ＰＳＵ １３２は、ＡＣ入力信号の負の半サイクルの間だけ電力を受け取るように、適切にバイアスが掛けられたダイオード１２８を介して中性線１０６から電力を取り込むことができる。これとは逆に、クランプＰＳＵ １４２は、ＡＣ入力信号の正の半サイクルの間だけ電力を受け取るように、適切にバイアスが掛けられたダイオード１３０を介して活線１０４から電力を取り込むことができる。したがって、ＰＳＵ １３２および１４２は、それぞれ交互の半サイクルの間に電力を取り込むことができる。さらに、ＰＳＵ １３２および１４２は、それぞれ均等に電力を取り込んでｄｃｈｐユニットからのＡＣ信号の整合性を保証することができ、また、非対称の電流波形をスイッチング・コントローラ１３２および１４２にもたらすこともできる。これにより、通常であれば複雑さと費用が高まるはずの力率改善の必要がなくなる。
【００７１】
図９は、変調器ＰＳＵ １３２の一実施形態を示す。上述のとおり、このＰＳＵ １３２は、ＡＣ入力信号の負の半サイクル中に電力を取り込むことができる。この例では、電流フローが中性線１０６から活線１０４に流れる。本実施形態で使用される変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂは、１２ＶのＤＣ電圧で４０ｍＡの最大定常電流を必要とする。１２Ｖのレベルは、２０：１のスイッチング比で操作されるスイッチ１３４を使用することによって２４０Ｖの入力から得ることができる。１２Ｖの滑らかなＤＣ出力を保証するために、ダイオード１３６および平滑化コンポーネント（インダクタ１３８およびキャパシタ１４０）を含めることができる。変調器ＰＳＵ １３２は、必要とされる４０ｍＡの平均電流を供給するために、負の半サイクルの動作中に８０ｍＡの電流を取り込むことができる。２０：１というスイッチング比は、電力を一定に維持しなければならないためＡＣ入力から４ｍＡの電流が取り込まれることを指す（スイッチの両端で電圧が２４０Ｖから１２Ｖに降下することを思い出されたい）。
【００７２】
図１０は、クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂのクランプＰＳＵ １４２を示す。上述のように、このＰＳＵ １４２は、ＡＣ入力信号の正の半サイクル中に電力を取り込むことができる。クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂは、変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂよりもずっと低い頻度で切り換わるため、それらと比べると必要とする電流もかなり少ないものとなる。具体的には、クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂは、１５ＶのＤＣ電圧で１．８ｍＡの最大定常電流を必要とする。その結果、図９に示されるようなスイッチング回路は好ましくない。その代わりに、必要とされる１５Ｖを定格電圧とするツェナー・ダイオード１４４を使用してシャント調節され得る単純な半波整流回路を使用することができる。この回路の消費電力は、スイッチ１３４が電界効果トランジスタとして実装され得る図９の回路よりも低くなる可能性がある。
【００７３】
ツェナー・ダイオード１４４を使用して出力の両端の電圧を１５Ｖに制限することができ、並列キャパシタ１４６を使用して出力を平滑化し、負の半サイクル中の放電に備えて正の半サイクルの間にエネルギーを蓄積することができる。必要とされる１．８ｍＡの平均電流は、正の半サイクルの間だけ３．６ｍＡの電流を取り込むことによって得ることができる。この３．６ｍＡの電流は、オームの法則に従い、３３ｋΩの２つの直列抵抗１４８を使用して必要な６６ｋΩの抵抗を提供することにより、２４０Ｖの入力から得ることができる。
【００７４】
上記のＰＳＵ １３２およびクランプＰＳＵ １４２に関する２つの異なる構成が使用される場合、各構成では、ＡＣ入力信号から電力を均等に取り込むことを可能にしながら、各構成に関連するトランジスタ１１０ａ、１１０ｂおよびトランジスタ１１８ａ、１１８ｂに大きく異なる瞬間電流が提供され得ることが保証される。
【００７５】
上記ではＰＳＵ １３２、１４２に関する２つの具体例が示されているが、他のＰＳＵを使用してトランジスタ１１０ａ、１１０ｂおよびトランジスタ１１８ａ、１１８ｂに給電することもできる。例えば、ＰＳＵ １３２と１４２の両方をスイッチャとすることも、線形構成とすることもできる。各ＰＳＵが共通の設計を有することもできる。別法として、チャージ・ポンプをＰＳＵとして使用して電圧を増幅または減少させることもできる。適切な一例は、４段Ｄｉｃｋｓｏｎチャージ・ポンプである。このようなチャージ・ポンプはインダクタを使用しないため、通常であれば干渉を引き起こす恐れがある大きな磁場を発生させることはない。
【００７６】
（極性切り換えのタイミング）
先のセクションでは、正の半サイクルと負の半サイクルとの間の変更を有効化するスイッチング・コントローラ１２４、１２６と、それぞれのＰＳＵ １３２、１４２とについて説明してきた。このセクションでは、正のスイッチングから負のスイッチングに変更する正確なタイミングがどのように管理され得るかについて説明する。ＡＣ入力信号が完全な正弦波信号とはならない可能性があることに関連する潜在的な問題を回避するために、このタイミングは厳密に制御する必要がある。図１１は、例えばｄｃｈｐユニットから取得され得る不均一なＡＣ入力信号の一例を示す（ただし図を分かりやすくするために強調してある）。このような不均一な信号では、正の半サイクルから負の半サイクルに変化する際に必ずしも単一のゼロ・クロスがもたらされない可能性があり、その逆もまた同様である。以下から分かるように、信号上の雑音が３つ以上のゼロ・クロスをもたらす可能性がある。
【００７７】
トランジスタ１１０ａ、１１０ｂおよび１１８ａ、１１８ｂが繰り返し切り換われば非効率につながるのが関の山であり、最悪の場合にはトランジスタ１１０ａ、１１０ｂおよび１１８ａ、１１８ｂに損傷を与えることもあるため、これを確実に回避するために、スイッチングはゼロ・ボルト周辺で厳密に制御する必要がある。さらに、トランジスタ１１０ａ、１１０ｂおよび１１８ａ、１１８ｂのスイッチングは、１１０ａと１１０ｂのトランジスタ対と、１１８ａと１１８ｂのトランジスタ対の両方のトランジスタ対が同じタイミングでスイッチングされないことが保証されるように制御しなければならない。特に、シャント１１６ａ、１１６ｂに沿って活線１０４から中性線１０６までの短絡回路が形成されないように、クランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂを同じタイミングでＯＮに切り換えることができないようにすべきである。
【００７８】
これらの問題を回避するために、スイッチングが一切許可されないゼロ・ボルト周辺の「デッド・ゾーン（ｄｅａｄ ｚｏｎｅ）」が生み出されるスイッチング・レジームを実装することができる。この目的で、各極性変更毎に１対のオフセットを使用することができ、例えば正から負のスイッチングでは−Ｖ１と−Ｖｓｗｉｔｃｈのオフセットを、負から正のスイッチングでは＋Ｖ１と＋Ｖｓｗｉｔｃｈのオフセットを使用することができる。これらのオフセットは図１０に示されている。
【００７９】
±Ｖ１のオフセットにより、活性入力と中性入力との間の電圧が±Ｖ１の狭帯域に収まるときは常に「ゼロ・ボルト」条件が満たされるようなデッド・ゾーンが生み出される。この狭帯域に収まるゼロ・ボルトをＡＣ入力信号が通過する際に生じるＡＣ入力信号内の揺らぎによって起こる正と負の間の遷移は、この回路に関して言えばゼロと区別することができない。このため、±Ｖ１の値は、バックグラウンド信号の雑音レベルよりも大きくなるように選択することができる。
【００８０】
トランジスタ１１０ａ、１１０ｂおよび１１８ａ、１１８ｂのアクティブ・スイッチングは、ＡＣ入力信号の電圧が＋Ｖｓｗｉｔｃｈを超えたときに開始される。アクティブ・スイッチングは、ＡＣ入力信号が±Ｖ１のオフセットを下回ると停止される。各オフセットは、（正の信号に関する）＋Ｖ１から＋Ｖｓｗｉｔｃｈまでの帯域と、（負の信号に関する）−Ｖ１から−Ｖｓｗｉｔｃｈまでの帯域とを生み出し、これによって「乱調」（通常であればＡＣ入力信号が単一の作動レベルの上下に変動することによって生じるはずの、スイッチングの可能化および無効化の急速な繰り返し）を解消するヒステリシスが提供される。これらの帯域は、予想される雑音の大きさよりも大きくなるように設定することができる。
【００８１】
正の半サイクルから開始する場合、変調用トランジスタ１１０ａはアクティブとなり、ＰＷＭ手法に従ってＡＣ入力信号を変調するために切り換えられる。変調用トランジスタ１１０ｂはＯＦＦとなる。クランプ用トランジスタ１１８ａがＯＮとなり、クランプ用トランジスタ１１８ｂがＯＦＦとなることで、クランプ用ダイオード１１４ａが有効となることが保証される。ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトに向かって下がっていき、これが＋Ｖ１の閾値を通過すると、変調用トランジスタ１１０ａとクランプ用トランジスタ１１８ａがどちらもＯＦＦに切り換わる。それ故、ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを通過する前に、すべてのトランジスタ１１０ａ、１１０ｂ、１１８ａ、１１８ｂがＯＦＦに切り換えられることになる。インダクタ１２０はＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを通過すると放電するため、各オフセットは、インダクタ１２０が完全に放電される前にスイッチングが開始されないことを保証するのに役立つ。上述のように、クランプ・スイッチング・コントローラ１２６は、ゲート駆動信号が、インダクタ１２０の両端の電圧がゼロに下がるまで「ｈｉｇｈ」になることがないように各論理ゲート２３２ａ、ｂによって制御される点で、フェイル・セーフの役割を果たす。
【００８２】
ＡＣ入力信号は徐々に負に近付いていき、１番目のオフセット−Ｖ１を通過する。これにより、スイッチング・コントローラ１２４、１２６を正モードから負モードに切り換えることができる。すなわち、トランジスタＱ１、Ｑ２、およびＱ３の状態が切り換わり、活性端子２１４、３１４がそれぞれグラウンド２２４、３２４にクランプされることになる。この時点でスイッチング・コントローラ１２４、１２６の動作準備が整うことになるが、ゲート駆動信号は、２番目のオフセット−Ｖｓｗｉｔｃｈを通過するまで「ｌｏｗ」に維持される。−Ｖｓｗｉｔｃｈを通過すると、クランプ・スイッチング・コントローラ１２６は、「ｈｉｇｈ」駆動信号を送信してクランプ用トランジスタ１１８ｂをＯＮに切り換え、それによってクランプ用ダイオード１１４ｂを有効にすることができる。その後、クランプ・スイッチング・コントローラ１２４は、変調用トランジスタ１１０ｂが必要なパルス幅変調手法に従ってスイッチングを開始することができるように、「ｈｉｇｈ」駆動信号を設定することができる。クランプ用トランジスタ１１８ｂが変調用トランジスタ１１０ｂよりも先にＯＮに切り換わることを保証するために、変調用トランジスタ１１０ｂの−Ｖｓｗｉｔｃｈよりもクランプ用トランジスタ１１０ｂの−Ｖｓｗｉｔｃｈの方がゼロ・ボルトに近くなるように設定することができる。
【００８３】
ＡＣ入力信号が再び下がり始めたときは、−Ｖ１のオフセットを通過したときにだけスイッチングが停止される。
【００８４】
以下の説明から分かるように、ＡＣ入力信号を負から正に切り換えるときは、上記と逆のプロトコルを使用することができる。簡潔に言えば、変調用トランジスタ１１０ｂおよびクランプ用トランジスタ１１８ｂがＯＦＦに切り換わり、ゼロ・ボルトを通過し、＋Ｖ１に到達した時点でスイッチング・コントローラ１２４、１２６が負から正に向かい（トランジスタＱ１、Ｑ２、およびＱ３が切り換わり、中性端子２１６、３１６がグラウンド２２４、３２４にクランプされ）、最終的に＋Ｖｓｗｉｔｃｈに到達した時点で、まずクランプ用トランジスタ１１８ａがＯＮに切り換わり、その後変調用トランジスタ１１０ａがＯＮに切り換わる。
【００８５】
図１１は、±Ｖ１および±Ｖｓｗｉｔｃｈの例示的な値を示す。実際には、これらの値は変更することができる。上述のように、変調用トランジスタ１１０ａ、１１０ｂがスイッチングを開始する前にクランプ用トランジスタ１１８ａ、１１８ｂがＯＮになることが保証されるように、変調器スイッチング・コントローラ１２４とクランプ・スイッチング・コントローラ１２６とで異なる値、例えば異なる±Ｖｓｗｉｔｃｈの値を使用することができる。図１１は、ゼロ・ボルトからの対称的なオフセットを有する±Ｖ１および±Ｖｓｗｉｔｃｈのオフセット対を示す。ただし、オフセットは必ずしも対照的である必要はない。例えば、＋Ｖ１の大きさは、ＰＳＵ １３２、１４２によって使用される不均衡な瞬間電力ドレインの影響で−Ｖ１と異なる可能性もある。以下から想起されるように、正の半サイクルから負の半サイクルの間に得られる平均電力が均衡していても、瞬間レベルは変動する可能性がある。
【００８６】
スイッチング・コントローラ１２４、１２６を使用したこのスイッチング手法の正確な実装形態は、トランジスタおよびダイオードの電圧降下、電流増幅要因、電圧切り換え特性などの素子特性を考慮に入れたコンポーネント値の選択に依存する。当業者なら、各コンポーネントおよびコンポーネント値の適切な選択肢を計算または実験測定あるいはその両方によって容易に決定することができるであろう。
【００８７】
（ＡＣ入力信号の調節）
次に、図１２ａおよび図１２ｂを参照して、電圧比較器９２または電流比較器９４がＰＷＭモジュール９０と連動してＡＣ入力信号の調節を行う方法について説明する。電圧比較器９２と電流比較器９４の動作様式は、事実上同様である。その理由は、電流比較器９４は電流を調節するように動作するが、実際には抵抗の両端の電圧を監視することによって電流の調節を行う（すなわち、電流比較器９４は電圧制御を介して、電流制御を間接的に有効化する）からである。したがって、以下の概要は、電圧比較器９２と電流比較器９４の両方の動作に適用される。
【００８８】
レギュレータ・アセンブリ１０１は、ＡＣ入力信号を調節してＡＣ出力信号を提供する。５０で、ＡＣ入力信号がサンプリングされ、サンプリング済みのＡＣ信号が入力波形５２として生成される。実際には、フィードバック・ループが出力信号の参照を提供し、この参照を５０でサンプリングすることもできる。したがって、サンプリング済みのＡＣ信号はＡＣ入力信号を反映し、下流の出力信号に導入された誤差を補正するように修正される。
【００８９】
サンプリング済みのＡＣ信号５２は、５４で整流済みのＡＣ信号を生成するために全波整流器５６によって全波整流されることもある。その場合には、６０で所望の出力電圧、本例では２３０Ｖ ＲＭＳを基準に整流済みのＡＣ信号をスケーリングすることにより、スケーリング済みのＡＣ信号５８を生成することができる。
【００９０】
これと並行して、サンプリング済みのＡＣ信号５２を使用して、ゼロ・ボルトを通過するサンプリング済みのＡＣ信号５２と一致するようなトリガ・パルス６２を生成することができる。このようなゼロ・クロスはソフトウェアを使用して検出することができ、また、デジタル・フィルタリングを使用してゼロ・クロス周辺の雑音効果を取り除くこともでき、ソフトウェア・パターン・マッチングを利用して位相同期を改善することも可能である。６８で示されるように、コンピュータ６４は、これらのトリガ・パルス６２を使用して同期化された参照信号６６を生成する。参照信号６６は正弦波に対応するが、全波整流ＡＣ信号と等価な信号となるように各ローブが正方向だけに延びている。参照信号６６は、スケーリング済みのＡＣ信号５８がゼロ・ボルトに到達するのと同期してゼロ・ボルトに到達するように、トリガ・パルス６２を使用してサンプリング済みのＡＣ信号５２との同期がとられる。
【００９１】
このような正弦波の参照信号６６は、ルックアップ・テーブルを使用してデジタル／アナログ変換器に値を供給することによって生成される。正弦波形のうちの０〜π／２ラジアン部分に関する値だけが記憶され、例えばπ／２〜πラジアン部分で各値の反転値が使用され、この形状がπ〜２πラジアン部分で繰り返される。
【００９２】
７０で、参照信号６６からスケーリング済みのＡＣ信号５８を減算（すなわち瞬間値から瞬間値を減算）して誤差信号７２を生成することができる。正の値だけが得られることを保証するためにオフセットが導入される。上記の減算は、例えば適切なオフセットで動作する異なる増幅器で実行されてもよい。したがって、誤差信号７２は正の値だけを含む。
【００９３】
上記から分かるように、この誤差信号７２はＡＣ入力信号の位相の関数となる。この位相変動は、７４で、誤差信号を参照信号６６で除算して％誤差信号７８を提供するように動作する乗算器チップ７８によって取り除くことができる。次に８０で、この％誤差信号７８を使用してＡＣ入力信号を変調することができる。参照信号６６と誤差信号７２はいずれも単極性信号であるので、乗算器チップ７８は単一の象限で動作すれば済むことになる。これによって乗算器チップ７８のコストと複雑さが大幅に低減される。さらに、このような単象限動作の使用によって他の利点も得られる。例えば、象限間の切り換えを行うときに（すなわち、ある入力の極性が変化するときに）固有のクロスオーバ歪みおよび線形性の不整合が回避される。さらに、通常であればリアクティブ成分（干渉フィルタ・チョークなど）の動作特性を変化させることもあるＤＣオフセットがＡＣ入力信号内に存在する場合は、双方の半サイクルが正方向に向かうもの（ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｇｏｉｎｇ）として扱われ、それらの双方の半サイクルにＤＣオフセットが均等に追加されることになる。したがって、例えばこのＤＣオフセットを正および負の各半サイクルに追加した場合にも、ゼロ・ボルトを基準にした全体の波形は変化しないことになる。また、フィードバック・ループは、レギュレータ自体から導入されるＤＣオフセットを補償する。
【００９４】
上記の変調はパルス幅変調手法に従って実行することができ、変調を介して信号の誤差を取り除くことができる。例えば、％誤差信号７８とランプ信号とを比較することにより、当該％誤差信号７８とランプ信号とが交差する場所を利用してパルス幅を定義することができる。例えば、レギュレータが必要とされるＡＣ出力信号を生成している場合には、参照信号と（整流およびスケーリング後の）サンプリング済みのＡＣ信号とが一致し、その結果ゼロの％誤差信号が得られる。これにより、変調においてＡＣ入力信号の電圧が変化しないような全幅パルスが生じる。入力されるＡＣ信号は一般にＡＣ出力信号に必要とされるよりも大きくなるため、このような状況は例外的といえる。それ故、入力されるＡＣ信号の電圧が必要とされている電圧を超える状況の方が遥かに多く発生する。このような状況がサンプリング済みのＡＣ信号に反映され、その結果より小さいパルスを発生させる誤差信号７８が得られる。これらのより小さいパルスによって入力されたＡＣ信号が変調され、ＡＣ出力信号の電圧が必要なレベルまで降圧される。
【００９５】
参照信号６６の大きさと、サンプリング済みのＡＣ信号５２のスケーリングの程度は、ＡＣ入力信号が所望の２３０Ｖ ＲＭＳとなったときにゼロの％誤差信号７８が得られるように選択される。本発明の利点の１つはその柔軟性にあり、例えば参照信号６６の生成およびスケーリングは、任意の所望の出力電圧と適合するように変更することができ、例えばその地域の電気グリッドと適合するように変更することもできる。
【００９６】
言うまでもなく、上記の構成には様々な修正を施すことができる。例えば、参照信号６６を基準にしたＡＣ入力信号のスケーリングが必要とされたときは、ＡＣ入力信号または参照信号６６あるいはその両方に対してスケーリングを実行することができる。また、７４の除算が終わるまではスケーリングを実行することができないようにしてもよい。例えば、％誤差をスケーリングのために増幅器に引き渡すこともできる。
【００９７】
上記の実施形態には、添付の特許請求の範囲で定義される本発明の趣旨から必ずしも逸脱することなく様々な変更を施すことができることが当業者には理解されるだろう。
【００９８】
上記のレギュレータ・アセンブリ１０１は、家電製品で使用されるｄｃｈｐユニット内のスターリング・エンジンによって提供されるＡＣ供給を調節する文脈で説明されてきた。しかしながら、本発明に係る調節は、他の有益な用途を見出すことができる。レギュレータ・アセンブリ１０１は事実上、ジェネレータや幹線電源など任意の電圧源の下流で動作するように設計されている。
【００９９】
例えば、レギュレータ・アセンブリ１０１を使用してスターリング・エンジンのオルタネータと幹線電源との間のインターフェースを緩衝することにより、通常であれば出力波形が崩壊するほど大きな揺らぎを引き起こす恐れがある電圧および電流の過渡状態および定常状態の変動を防止することができる。このような構成により、グリッド電源の品質劣化に対応する安全措置の場合と同様に、制御システムで生じるエンジン停止の可能性が低下する。
【０１００】
本発明に係るレギュレータ・アセンブリ１０１の好ましい利点の１つは、スタンド・アロン・ジェネレータとそれ自体の負荷（接続機器など）との間の接続を電気グリッドの制約に関わらず任意の国または市場で実現できることである。可能なグリッドおよびエンジンの周波数範囲に応じて電圧を設定する手段を提供することにより、スイッチング・レギュレータは、様々な市場の様々なグリッドと整合する機器での使用に適した電圧／周波数モデルを提供することができる。
【０１０１】
レギュレータ・アセンブリ１０１は、ｄｃｈｐユニット以外の文脈で使用することもできる。例えば、レギュレータ・アセンブリ１０１は、幹線電源と照明回路のような家庭用回路との間の緩衝器として使用することができる。電圧波形を制御することにより、大きな影響なしに、消費電力を調整（ａｄｊｕｓｔ）して電流需要の瞬間的な急増に対処し、力率を改善し、電気効率の改善によってコストを削減することが可能となる。また、波形制御を使用して、低品質の電源または高波高率の負荷のピーク電流需要に起因する揺らぎを緩和することもできる。実際、レギュレータ・アセンブリ１０１を利用すると、従来達成することができなかった蛍光照明の点火と後の調光とを確実に行うことができるようになる。
【０１０２】
本発明に係るレギュレータ・アセンブリ１０１の他の用途は、幹線電源と電気モータとの接続である。この場合、レギュレータ・アセンブリ１０１は、非常に低コストで単純な節電器およびコントローラとして動作し、その結果、通常の駆動装置と比較してモータ損失も低くなる。
【図面の簡単な説明】
【０１０３】
【図１】既知のバック・レギュレータの回路図である。
【図２】事実上２つのバック・レギュレータを組み合わせた既知のＡＣレギュレータの回路図である。
【図３】第１および第２のゲート駆動信号を供給する駆動回路の回路図である。
【図４】ＡＣ入力信号を受信し、ＡＣ出力信号を生成するように動作可能なレギュレータのブロック図である。
【図５】本発明に係るＡＣレギュレータの一部を示す回路図である。
【図６】図５の回路を含む本発明に係るＡＣレギュレータと、関連するスイッチング・コントローラとを示す回路図である。
【図７】クランプ・スイッチング・コントローラの回路図である。
【図８】変調器スイッチング・コントローラの回路図である。
【図９】１対の変調用トランジスタを制御する図６のスイッチング・コントローラのうちの一方の電源を示す回路図である。
【図１０】クランプ用ダイオードに関連する１対のトランジスタを制御する図６のスイッチング・コントローラのうちの一方の電源を示す回路図である。
【図１１】正から負および負から正へのスイッチング変更を行う際に使用される不均一なＡＣ入力信号と、各オフセットとを示すグラフである。
【図１２ａ】本発明の一実施形態に係るＡＣ信号を調節する方法のブロック図である。
【図１２ｂ】図１２ａの方法の一実装形態の概略図である。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動信号を提供する回路であって、
ＡＣ信号を受信する活性入力および中性入力と、
第１の駆動信号を提供する第１の出力と、
入力および出力を有し、前記第１の出力の接続先となるマスター論理ゲートと、
前記マスター論理ゲートの前記入力に接続されるＤＣ信号を受信する信号入力であって、前記信号入力に接続された前記入力の状態が変化したときに前記マスター論理ゲートの前記出力が変化する、信号入力と、
前記活性入力に接続される第１のシャントであって、前記活性入力の電圧が前記中性入力の電圧に対して正から負に変化し、逆もまた同様に変化するのに応答して、前記回路のＩＮおよびＯＵＴの切り換えを行うことができるように構成された第１のシャント
を備え、
前記第１のシャントは、前記マスター論理ゲートの前記入力をバイパスするために前記ＤＣ信号の短絡回路を提供するように構成され、それによって前記マスター論理ゲートの前記出力の状態が前記活性入力の状態に依存することになる、
回路。
【請求項２】
前記中性入力に接続される第２のシャントであって、前記中性入力の電圧が前記活性入力の電圧に対して正から負に移行し、逆もまた同様に移行するのに応答して切り換え可能な第２のシャントをさらに備え、前記第２のシャントは、前記活性入力からグラウンドに続く信号の短絡回路を提供し、それによって、前記中性入力の電圧が前記活性入力の電圧に対して負であるときに前記第１のシャントをバイパスし、前記活性入力をグラウンドにクランプするように構成される、請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記マスター論理ゲートに接続される第３のシャントであって、前記マスター論理ゲートの出力の状態が「ｈｉｇｈ」から「ｌｏｗ」に移行し、逆もまた同様に移行するのに応答して切り換え可能な第３のシャントをさらに備え、前記第３のシャントは、前記中性入力からグラウンドに続く信号の短絡回路を提供し、それによって、前記活性入力の電圧が前記中性入力の電圧に対して正であるときに前記第２のシャントをバイパスし、前記中性入力をグラウンドにクランプするように構成される、請求項２に記載の回路。
【請求項４】
第２の駆動信号を提供する第２の出力をさらに備え、前記第２の出力は、前記マスター論理ゲートの出力に接続される、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の回路。
【請求項５】
前記第２の出力は、前記第２の出力の論理状態を前記第１の出力に対して反転させるように構成された１つまたは複数の論理ゲートを介して前記マスター論理ゲートの出力と連結される、請求項４に記載の回路。
【請求項６】
前記マスター論理ゲートは、ＮＯＴゲートである、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の回路。
【請求項７】
前記マスター論理ゲートは、グラウンドに接続された第２の入力を有するＮＯＲゲートである、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の回路。
【請求項８】
前記第１のシャントは、前記活性入力の電圧が前記中性入力の電圧に対して正であるときに動作することができるように切り換え可能である、請求項７に記載の回路。
【請求項９】
前記第１の駆動信号を受信する回路内のインダクタから信号を受信するコイル入力をさらに備え、前記活性入力の電圧が前記中性入力の電圧に対して正であり、かつ前記コイル入力が「ｌｏｗ」であるときにだけ、前記第１の駆動信号が前記第１の出力に提供されるように構成される請求項１乃至８のいずれか一項に記載の回路。
【請求項１０】
前記マスター論理ゲートの出力は、それ自体の他方の入力が前記コイル入力に接続されたＮＯＲゲートの一方の入力に接続され、前記ＮＯＲゲートの出力は、前記第１の出力を提供する、請求項９に記載の回路。
【請求項１１】
前記マスター論理ゲートの出力に接続され、第２の駆動信号を提供する第２の出力をさらに備え、前記中性入力の電圧が前記活性入力の電圧に対して負であり、かつ前記コイル入力が「ｌｏｗ」であるときにだけ、前記第２の駆動信号が前記第２の出力に提供されるように構成された請求項９または１０に記載の回路。
【請求項１２】
前記マスター論理ゲートの出力はＮＯＴゲートに接続され、またはＮＯＲゲートの両方の入力に接続され、前記出力は、それ自体の他方の入力が前記中性入力に接続され、それ自体の出力が前記第２の出力を提供するＮＯＲゲートの一方の入力に接続される、請求項１１に記載の回路。
【請求項１３】
ＡＣ信号を調節するスイッチング・レギュレータであって、
ＡＣ入力信号を受信する入力端子と、
出力信号を提供する出力端子と、
前記出力端子側に提示される前記出力信号を平滑化するように構成されたインダクタおよびキャパシタと、
前記ＡＣ入力信号の正の半サイクルおよび負の半サイクルをそれぞれ調節するように構成された正の半サイクル部分および負の半サイクル部分と、
を備え、
前記正の半サイクル部分および前記負の半サイクル部分はそれぞれ、
前記ＡＣ入力信号の前記各半サイクルを変調するように動作可能な変調用トランジスタであって、前記変調用トランジスタの一方の半サイクル中は前記変調用トランジスタ内の電流フローを可能にし、他方の半サイクル中は前記変調用トランジスタ内の電流フローを阻止するように構成された関連する変調器ダイオードを有する変調用トランジスタと、
前記変調用トランジスタを逆バイアス電圧から保護するように構成されたクランプ用ダイオードであって、前記変調用トランジスタの一方の半サイクル中に前記クランプ用ダイオードを前記レギュレータに接続し、他方の半サイクル中に前記クランプ用ダイオードを前記レギュレータから切断するように動作可能な関連するクランプ・スイッチを有するクランプ用ダイオードと、
を備え、
前記変調用トランジスタに前記第１および第２の駆動信号を提供して前記変調用トランジスタを切り換えるように動作可能な、請求項４または請求項５乃至１２のいずれか一項に記載の回路を備える第１のスイッチング・コントローラと、
前記クランプ・スイッチに前記第１および第２の駆動信号を提供して前記クランプ・スイッチを切り換えるように動作可能な、請求項４または請求項５乃至１２のいずれか一項に記載の回路を備える第２の別個のスイッチング・コントローラと、
をさらに備えるスイッチング・レギュレータ。
【請求項１４】
前記クランプ・スイッチはトランジスタである、請求項１３に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項１５】
前記第１のスイッチング・コントローラおよび前記第２のスイッチング・コントローラは、それぞれ前記ＡＣ入力信号から電力を得るように動作可能な第１の電源および第２の電源を含む、請求項１３または１４に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項１６】
前記第１および第２の電源は、前記ＡＣ入力信号から独立して電力を得るように動作可能であり、前記第１および第２のスイッチング・コントローラは、前記ＡＣ入力信号を参照して独立して切り換わるように構成され、前記独立した参照は、前記第１および第２のスイッチング・コントローラが互いに同期をとりながら切り換わるような前記ＡＣ入力信号のゼロ・クロスとなる、請求項１５に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項１７】
前記第１の電源は、前記ＡＣ入力信号の一方の半サイクルから電力を得るように構成され、前記第２の電源は、前記ＡＣ入力信号の他方の半サイクルから電力を得るように構成される、請求項１５または１６に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項１８】
前記第１および第２の電源は、前記ＡＣ入力信号から実質的に等しい平均電力量を取り込むように構成される、請求項１７に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項１９】
前記第１および第２の電源は、それぞれ前記第１および第２のスイッチング・コントローラに実質的に異なる瞬間電流を提供するように構成される、請求項１８に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項２０】
前記第１および第２の電源の少なくとも一方は、前記ＡＣ入力信号から取り込まれる信号の電圧を減少させる、請求項１９に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項２１】
前記第１および第２の電源の少なくとも一方は、一方の半サイクル中にエネルギーを蓄積し、他方の半サイクル中にエネルギーを放出するように動作可能なキャパシタを備える、請求項１６乃至２０のいずれか一項に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項２２】
前記第１のスイッチング・コントローラ及び／又は前記第２のスイッチング・コントローラは、前記ＡＣ入力信号の前記正の半サイクルまたは前記負の半サイクルのいずれか一方だけが、それぞれ前記第１の電源または前記第２の電源に流れることを可能にするように構成された関連するダイオードを有する、請求項１６乃至２１のいずれか一項に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項２３】
前記第１および第２のスイッチング・コントローラはいずれも逆バイアスが掛かるように構成された関連するダイオードを有し、その結果、前記電源の一方が前記ＡＣ入力信号の前記正の半サイクルを受信し、前記電源の他方が前記ＡＣ入力信号の前記負の半サイクルを受信する、請求項２２に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項２４】
前記第１のスイッチング・コントローラは、前記ＡＣ入力信号から電力を得て、その電力を前記変調用トランジスタに供給するように動作可能な第１の電源を含む、請求項１５乃至２３のいずれか一項に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項２５】
前記第２のスイッチング・コントローラは、前記ＡＣ入力信号から電力を得て、その電力を前記クランプ・スイッチとして動作するクランプ用トランジスタに供給するように動作可能な第２の電源を含む、請求項１５乃至２４のいずれか一項に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項２６】
ＡＣ入力信号を調節するように動作可能なスイッチング・レギュレータに第１の駆動信号を提供する方法であって、
前記ＡＣ信号の前記正の半サイクルまたは前記負の半サイクルの一方の半サイクル中に「ｈｉｇｈ」の第１の駆動信号を提供するステップと、
前記正の半サイクルまたは前記負の半サイクルの他方の半サイクル中に「ｌｏｗ」の第１の駆動信号を提供するステップと、
前記ＡＣ入力信号を監視し、前記ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを超過し、第１の閾値を通過したときにだけ、前記第１の駆動信号を「ｈｉｇｈ」から「ｌｏｗ」に、またはその逆に切り換えるステップと、
前記ＡＣ入力信号の一方の半サイクルの間だけ動作することが可能となるように、前記ＡＣレギュレータのスイッチに前記第１の駆動信号を提供するステップと、
を含む方法。
【請求項２７】
前記スイッチング・レギュレータに前記第２の駆動信号を提供するステップと、
前記ＡＣ信号の前記正の半サイクル中に前記「ｈｉｇｈ」の第１の駆動信号および「ｌｏｗ」の第２の駆動信号を提供するステップと、
前記負の半サイクル中に「ｌｏｗ」の第１の駆動信号および「ｈｉｇｈ」の第２の駆動信号を提供するステップと、
前記ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを超過し、第１の正の閾値を通過したときにだけ前記第１の駆動信号を「ｌｏｗ」から「ｈｉｇｈ」に切り換えるステップと、
前記ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを超過し、第１の負の閾値を通過したときにだけ前記第２の駆動信号を「ｌｏｗ」から「ｈｉｇｈ」に切り換えるステップと、
前記ＡＣレギュレータの第１のスイッチおよび第２のスイッチにそれぞれ前記第１の駆動信号および前記第２の駆動信号を提供し、その結果、前記第１のスイッチが前記正の半サイクル中に動作することが可能となり、前記第２のスイッチが前記負の半サイクル中に動作することが可能となるようにするステップと、
をさらに含む請求項２６に記載の方法。
【請求項２８】
シャントを操作してマスター論理ゲートの入力が「ｈｉｇｈ」となるのかそれとも「ｌｏｗ」となるのかを制御するステップをさらに含み、前記マスター論理ゲートの出力は、前記第１および第２の駆動信号を決定し、前記シャントは、前記ＡＣ入力信号が前記第１の正の閾値を通過したとき、および前記ＡＣ入力信号が前記第１の負の閾値を通過したときに切り換えられる、請求項２７に記載の方法。
【請求項２９】
前記ＡＣ入力信号の前記負の半サイクル中に前記ＡＣ入力信号を受信した活性端子をグラウンドにクランプするステップと、
前記ＡＣ入力信号の前記正の半サイクル中に前記ＡＣ入力信号を受信した中性端子をグラウンドにクランプするステップと、
を含み、
前記ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを超過し、第２の負の閾値を通過したときに前記活性端子をクランプすることによって切り換えが行われ、また、前記ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを超過し、第２の正の閾値を通過したときに前記中性端子をクランプすることによって切り換えが行われる、
請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
前記第２の正の閾値の大きさは、前記第１の正の閾値よりも小さく、前記第２の負の閾値の大きさは、前記第１の負の閾値よりも小さい、請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の回路を使用するステップを含む請求項２６乃至３０のいずれか一項に記載の方法。
【請求項３２】
請求項１３乃至２５のいずれか一項に記載のスイッチング・レギュレータを使用するステップを含む請求項２６乃至３０のいずれか一項に記載の方法。
【請求項３３】
前記ＡＣ入力信号の一方の半サイクルから電力を取り込むことによって前記第１のスイッチング・コントローラに給電し、
前記ＡＣ入力信号の他方の半サイクルから電力を取り込むことによって前記第２のスイッチング・コントローラに給電する
ことによって前記スイッチング・レギュレータに電力を提供するステップをさらに含み、
各半サイクル中に取り込まれる平均電力は実質的に同一である、
請求項３２に記載の方法。
【請求項３４】
前記第１のスイッチング・コントローラを使用して前記変調用トランジスタに電流を提供するステップと、前記第２のスイッチング・コントローラを使用して前記クランプ・スイッチに電流を提供するステップと、をさらに含み、前記第１および第２のスイッチング・コントローラから提供される瞬間電流は実質的に異なるものである、請求項３３に記載の方法。
【請求項３５】
家庭用熱電併給ユニットであって、オルタネータと、請求項１３乃至２５のいずれか一項に記載のスイッチング・レギュレータと、を備え、前記スイッチング・レギュレータは、前記オルタネータから前記ＡＣ入力信号として提供される信号を受信するように構成される、家庭用熱電併給ユニット。
【請求項３６】
電気グリッドに接続された請求項３５に記載のユニットであって、前記スイッチング・レギュレータは、前記電気グリッドに出力信号を提供するように構成される、ユニット。
【請求項３７】
請求項３５に記載のユニットであって、それ自体に少なくとも１つの電気機器が接続されており、前記スイッチング・レギュレータは、前記電気機器に出力信号を提供するように構成される、ユニット。
【請求項１】
駆動信号を提供する回路であって、
ＡＣ信号を受信する活性入力および中性入力と、
第１の駆動信号を提供する第１の出力と、
入力および出力を有し、前記第１の出力の接続先となるマスター論理ゲートと、
前記マスター論理ゲートの前記入力に接続されるＤＣ信号を受信する信号入力であって、前記信号入力に接続された前記入力の状態が変化したときに前記マスター論理ゲートの前記出力が変化する、信号入力と、
前記活性入力に接続される第１のシャントであって、前記活性入力の電圧が前記中性入力の電圧に対して正から負に変化し、逆もまた同様に変化するのに応答して、前記回路のＩＮおよびＯＵＴの切り換えを行うことができるように構成された第１のシャント
を備え、
前記第１のシャントは、前記マスター論理ゲートの前記入力をバイパスするために前記ＤＣ信号の短絡回路を提供するように構成され、それによって前記マスター論理ゲートの前記出力の状態が前記活性入力の状態に依存することになる、
回路。
【請求項２】
前記中性入力に接続される第２のシャントであって、前記中性入力の電圧が前記活性入力の電圧に対して正から負に移行し、逆もまた同様に移行するのに応答して切り換え可能な第２のシャントをさらに備え、前記第２のシャントは、前記活性入力からグラウンドに続く信号の短絡回路を提供し、それによって、前記中性入力の電圧が前記活性入力の電圧に対して負であるときに前記第１のシャントをバイパスし、前記活性入力をグラウンドにクランプするように構成される、請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記マスター論理ゲートに接続される第３のシャントであって、前記マスター論理ゲートの出力の状態が「ｈｉｇｈ」から「ｌｏｗ」に移行し、逆もまた同様に移行するのに応答して切り換え可能な第３のシャントをさらに備え、前記第３のシャントは、前記中性入力からグラウンドに続く信号の短絡回路を提供し、それによって、前記活性入力の電圧が前記中性入力の電圧に対して正であるときに前記第２のシャントをバイパスし、前記中性入力をグラウンドにクランプするように構成される、請求項２に記載の回路。
【請求項４】
第２の駆動信号を提供する第２の出力をさらに備え、前記第２の出力は、前記マスター論理ゲートの出力に接続される、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の回路。
【請求項５】
前記第２の出力は、前記第２の出力の論理状態を前記第１の出力に対して反転させるように構成された１つまたは複数の論理ゲートを介して前記マスター論理ゲートの出力と連結される、請求項４に記載の回路。
【請求項６】
前記マスター論理ゲートは、ＮＯＴゲートである、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の回路。
【請求項７】
前記マスター論理ゲートは、グラウンドに接続された第２の入力を有するＮＯＲゲートである、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の回路。
【請求項８】
前記第１のシャントは、前記活性入力の電圧が前記中性入力の電圧に対して正であるときに動作することができるように切り換え可能である、請求項７に記載の回路。
【請求項９】
前記第１の駆動信号を受信する回路内のインダクタから信号を受信するコイル入力をさらに備え、前記活性入力の電圧が前記中性入力の電圧に対して正であり、かつ前記コイル入力が「ｌｏｗ」であるときにだけ、前記第１の駆動信号が前記第１の出力に提供されるように構成される請求項１乃至８のいずれか一項に記載の回路。
【請求項１０】
前記マスター論理ゲートの出力は、それ自体の他方の入力が前記コイル入力に接続されたＮＯＲゲートの一方の入力に接続され、前記ＮＯＲゲートの出力は、前記第１の出力を提供する、請求項９に記載の回路。
【請求項１１】
前記マスター論理ゲートの出力に接続され、第２の駆動信号を提供する第２の出力をさらに備え、前記中性入力の電圧が前記活性入力の電圧に対して負であり、かつ前記コイル入力が「ｌｏｗ」であるときにだけ、前記第２の駆動信号が前記第２の出力に提供されるように構成された請求項９または１０に記載の回路。
【請求項１２】
前記マスター論理ゲートの出力はＮＯＴゲートに接続され、またはＮＯＲゲートの両方の入力に接続され、前記出力は、それ自体の他方の入力が前記中性入力に接続され、それ自体の出力が前記第２の出力を提供するＮＯＲゲートの一方の入力に接続される、請求項１１に記載の回路。
【請求項１３】
ＡＣ信号を調節するスイッチング・レギュレータであって、
ＡＣ入力信号を受信する入力端子と、
出力信号を提供する出力端子と、
前記出力端子側に提示される前記出力信号を平滑化するように構成されたインダクタおよびキャパシタと、
前記ＡＣ入力信号の正の半サイクルおよび負の半サイクルをそれぞれ調節するように構成された正の半サイクル部分および負の半サイクル部分と、
を備え、
前記正の半サイクル部分および前記負の半サイクル部分はそれぞれ、
前記ＡＣ入力信号の前記各半サイクルを変調するように動作可能な変調用トランジスタであって、前記変調用トランジスタの一方の半サイクル中は前記変調用トランジスタ内の電流フローを可能にし、他方の半サイクル中は前記変調用トランジスタ内の電流フローを阻止するように構成された関連する変調器ダイオードを有する変調用トランジスタと、
前記変調用トランジスタを逆バイアス電圧から保護するように構成されたクランプ用ダイオードであって、前記変調用トランジスタの一方の半サイクル中に前記クランプ用ダイオードを前記レギュレータに接続し、他方の半サイクル中に前記クランプ用ダイオードを前記レギュレータから切断するように動作可能な関連するクランプ・スイッチを有するクランプ用ダイオードと、
を備え、
前記変調用トランジスタに前記第１および第２の駆動信号を提供して前記変調用トランジスタを切り換えるように動作可能な、請求項４または請求項５乃至１２のいずれか一項に記載の回路を備える第１のスイッチング・コントローラと、
前記クランプ・スイッチに前記第１および第２の駆動信号を提供して前記クランプ・スイッチを切り換えるように動作可能な、請求項４または請求項５乃至１２のいずれか一項に記載の回路を備える第２の別個のスイッチング・コントローラと、
をさらに備えるスイッチング・レギュレータ。
【請求項１４】
前記クランプ・スイッチはトランジスタである、請求項１３に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項１５】
前記第１のスイッチング・コントローラおよび前記第２のスイッチング・コントローラは、それぞれ前記ＡＣ入力信号から電力を得るように動作可能な第１の電源および第２の電源を含む、請求項１３または１４に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項１６】
前記第１および第２の電源は、前記ＡＣ入力信号から独立して電力を得るように動作可能であり、前記第１および第２のスイッチング・コントローラは、前記ＡＣ入力信号を参照して独立して切り換わるように構成され、前記独立した参照は、前記第１および第２のスイッチング・コントローラが互いに同期をとりながら切り換わるような前記ＡＣ入力信号のゼロ・クロスとなる、請求項１５に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項１７】
前記第１の電源は、前記ＡＣ入力信号の一方の半サイクルから電力を得るように構成され、前記第２の電源は、前記ＡＣ入力信号の他方の半サイクルから電力を得るように構成される、請求項１５または１６に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項１８】
前記第１および第２の電源は、前記ＡＣ入力信号から実質的に等しい平均電力量を取り込むように構成される、請求項１７に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項１９】
前記第１および第２の電源は、それぞれ前記第１および第２のスイッチング・コントローラに実質的に異なる瞬間電流を提供するように構成される、請求項１８に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項２０】
前記第１および第２の電源の少なくとも一方は、前記ＡＣ入力信号から取り込まれる信号の電圧を減少させる、請求項１９に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項２１】
前記第１および第２の電源の少なくとも一方は、一方の半サイクル中にエネルギーを蓄積し、他方の半サイクル中にエネルギーを放出するように動作可能なキャパシタを備える、請求項１６乃至２０のいずれか一項に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項２２】
前記第１のスイッチング・コントローラ及び／又は前記第２のスイッチング・コントローラは、前記ＡＣ入力信号の前記正の半サイクルまたは前記負の半サイクルのいずれか一方だけが、それぞれ前記第１の電源または前記第２の電源に流れることを可能にするように構成された関連するダイオードを有する、請求項１６乃至２１のいずれか一項に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項２３】
前記第１および第２のスイッチング・コントローラはいずれも逆バイアスが掛かるように構成された関連するダイオードを有し、その結果、前記電源の一方が前記ＡＣ入力信号の前記正の半サイクルを受信し、前記電源の他方が前記ＡＣ入力信号の前記負の半サイクルを受信する、請求項２２に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項２４】
前記第１のスイッチング・コントローラは、前記ＡＣ入力信号から電力を得て、その電力を前記変調用トランジスタに供給するように動作可能な第１の電源を含む、請求項１５乃至２３のいずれか一項に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項２５】
前記第２のスイッチング・コントローラは、前記ＡＣ入力信号から電力を得て、その電力を前記クランプ・スイッチとして動作するクランプ用トランジスタに供給するように動作可能な第２の電源を含む、請求項１５乃至２４のいずれか一項に記載のスイッチング・レギュレータ。
【請求項２６】
ＡＣ入力信号を調節するように動作可能なスイッチング・レギュレータに第１の駆動信号を提供する方法であって、
前記ＡＣ信号の前記正の半サイクルまたは前記負の半サイクルの一方の半サイクル中に「ｈｉｇｈ」の第１の駆動信号を提供するステップと、
前記正の半サイクルまたは前記負の半サイクルの他方の半サイクル中に「ｌｏｗ」の第１の駆動信号を提供するステップと、
前記ＡＣ入力信号を監視し、前記ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを超過し、第１の閾値を通過したときにだけ、前記第１の駆動信号を「ｈｉｇｈ」から「ｌｏｗ」に、またはその逆に切り換えるステップと、
前記ＡＣ入力信号の一方の半サイクルの間だけ動作することが可能となるように、前記ＡＣレギュレータのスイッチに前記第１の駆動信号を提供するステップと、
を含む方法。
【請求項２７】
前記スイッチング・レギュレータに前記第２の駆動信号を提供するステップと、
前記ＡＣ信号の前記正の半サイクル中に前記「ｈｉｇｈ」の第１の駆動信号および「ｌｏｗ」の第２の駆動信号を提供するステップと、
前記負の半サイクル中に「ｌｏｗ」の第１の駆動信号および「ｈｉｇｈ」の第２の駆動信号を提供するステップと、
前記ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを超過し、第１の正の閾値を通過したときにだけ前記第１の駆動信号を「ｌｏｗ」から「ｈｉｇｈ」に切り換えるステップと、
前記ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを超過し、第１の負の閾値を通過したときにだけ前記第２の駆動信号を「ｌｏｗ」から「ｈｉｇｈ」に切り換えるステップと、
前記ＡＣレギュレータの第１のスイッチおよび第２のスイッチにそれぞれ前記第１の駆動信号および前記第２の駆動信号を提供し、その結果、前記第１のスイッチが前記正の半サイクル中に動作することが可能となり、前記第２のスイッチが前記負の半サイクル中に動作することが可能となるようにするステップと、
をさらに含む請求項２６に記載の方法。
【請求項２８】
シャントを操作してマスター論理ゲートの入力が「ｈｉｇｈ」となるのかそれとも「ｌｏｗ」となるのかを制御するステップをさらに含み、前記マスター論理ゲートの出力は、前記第１および第２の駆動信号を決定し、前記シャントは、前記ＡＣ入力信号が前記第１の正の閾値を通過したとき、および前記ＡＣ入力信号が前記第１の負の閾値を通過したときに切り換えられる、請求項２７に記載の方法。
【請求項２９】
前記ＡＣ入力信号の前記負の半サイクル中に前記ＡＣ入力信号を受信した活性端子をグラウンドにクランプするステップと、
前記ＡＣ入力信号の前記正の半サイクル中に前記ＡＣ入力信号を受信した中性端子をグラウンドにクランプするステップと、
を含み、
前記ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを超過し、第２の負の閾値を通過したときに前記活性端子をクランプすることによって切り換えが行われ、また、前記ＡＣ入力信号がゼロ・ボルトを超過し、第２の正の閾値を通過したときに前記中性端子をクランプすることによって切り換えが行われる、
請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
前記第２の正の閾値の大きさは、前記第１の正の閾値よりも小さく、前記第２の負の閾値の大きさは、前記第１の負の閾値よりも小さい、請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の回路を使用するステップを含む請求項２６乃至３０のいずれか一項に記載の方法。
【請求項３２】
請求項１３乃至２５のいずれか一項に記載のスイッチング・レギュレータを使用するステップを含む請求項２６乃至３０のいずれか一項に記載の方法。
【請求項３３】
前記ＡＣ入力信号の一方の半サイクルから電力を取り込むことによって前記第１のスイッチング・コントローラに給電し、
前記ＡＣ入力信号の他方の半サイクルから電力を取り込むことによって前記第２のスイッチング・コントローラに給電する
ことによって前記スイッチング・レギュレータに電力を提供するステップをさらに含み、
各半サイクル中に取り込まれる平均電力は実質的に同一である、
請求項３２に記載の方法。
【請求項３４】
前記第１のスイッチング・コントローラを使用して前記変調用トランジスタに電流を提供するステップと、前記第２のスイッチング・コントローラを使用して前記クランプ・スイッチに電流を提供するステップと、をさらに含み、前記第１および第２のスイッチング・コントローラから提供される瞬間電流は実質的に異なるものである、請求項３３に記載の方法。
【請求項３５】
家庭用熱電併給ユニットであって、オルタネータと、請求項１３乃至２５のいずれか一項に記載のスイッチング・レギュレータと、を備え、前記スイッチング・レギュレータは、前記オルタネータから前記ＡＣ入力信号として提供される信号を受信するように構成される、家庭用熱電併給ユニット。
【請求項３６】
電気グリッドに接続された請求項３５に記載のユニットであって、前記スイッチング・レギュレータは、前記電気グリッドに出力信号を提供するように構成される、ユニット。
【請求項３７】
請求項３５に記載のユニットであって、それ自体に少なくとも１つの電気機器が接続されており、前記スイッチング・レギュレータは、前記電気機器に出力信号を提供するように構成される、ユニット。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２ａ】
【図１２ｂ】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２ａ】
【図１２ｂ】
【公表番号】特表２００９−５２２９９４（Ｐ２００９−５２２９９４Ａ）
【公表日】平成２１年６月１１日（２００９．６．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−５４８０３１（Ｐ２００８−５４８０３１）
【出願日】平成１８年１２月２８日（２００６．１２．２８）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＧＢ２００６／００４９５３
【国際公開番号】ＷＯ２００７／０７７４３４
【国際公開日】平成１９年７月１２日（２００７．７．１２）
【出願人】（５０３１３８５５８）マイクロゲン エナジー リミテッド (28)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２１年６月１１日（２００９．６．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年１２月２８日（２００６．１２．２８）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＧＢ２００６／００４９５３
【国際公開番号】ＷＯ２００７／０７７４３４
【国際公開日】平成１９年７月１２日（２００７．７．１２）
【出願人】（５０３１３８５５８）マイクロゲン エナジー リミテッド (28)
【Ｆターム（参考）】
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