スイッチ回路
【課題】高い周波数においても大電力を扱う用途に適用できるスイッチ回路を提供する。
【解決手段】スイッチング素子である電界効果トランジスタに並列に接続されており、夫々炭化珪素（ＳｉＣ）及び窒化ガリウム（ＧａＮ）からなる２つのショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）について、順方向に導通し始めるオン電圧の高低に応じて、順方向の電圧に対する電流の変化率が大小となるようにする。これにより、オン電圧が低い方のＧａＮからなるＳＢＤから環流電流を先に導通させ、順方向の電圧の上昇と共に、オン電圧が高い方のＳｉＣからなるＳＢＤへより多くの環流電流を分流させるように導通させて、環流電流による導通損失を各ＳＢＤに分散させる。
【解決手段】スイッチング素子である電界効果トランジスタに並列に接続されており、夫々炭化珪素（ＳｉＣ）及び窒化ガリウム（ＧａＮ）からなる２つのショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）について、順方向に導通し始めるオン電圧の高低に応じて、順方向の電圧に対する電流の変化率が大小となるようにする。これにより、オン電圧が低い方のＧａＮからなるＳＢＤから環流電流を先に導通させ、順方向の電圧の上昇と共に、オン電圧が高い方のＳｉＣからなるＳＢＤへより多くの環流電流を分流させるように導通させて、環流電流による導通損失を各ＳＢＤに分散させる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１個又は直列接続された複数個のダイオードからなる環流用ダイオード装置をスイッチング素子に複数個並列に接続したスイッチ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＤＣ−ＤＣコンバータ、インバータ等の電力変換器の用途が大電力の領域に拡大しており、装置の小型化に向けた課題として電力変換器の高周波化への要望が高まっている。電力変換器のスイッチ回路には、主にシリコンを半導体材料とする電界効果トランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチング素子が用いられており、これらのスイッチング素子には、負荷から環流する電流をバイパスするための環流用ダイオードが並列に接続されることが多い。
【０００３】
環流用ダイオードを順方向に流れる電流が遮断される場合、環流用ダイオード中に蓄積されていたキャリアに起因するリカバリ電流が逆方向に流れて熱損失となる。このようなリカバリ電流は、電力変換器の変換周期ごとに発生し、電力変換器が扱う電力（電圧及び電流）の増大と共にリカバリ電流による熱損失も増加する。このため、高い周波数で大電力を扱う電力変換器において損失を低減するには、リカバリ電流が流れるリカバリ時間（逆回復時間）の短い環流用ダイオードを用いる必要がある。
【０００４】
環流用ダイオードにＰＮ接合ダイオード又はＰｉＮ接合ダイオードを用いた場合、少数キャリアの蓄積によるリカバリ時間が多少なりとも発生するが、金属と半導体との接合によって生じるショットキ障壁を利用したショットキバリアダイオードでは、少数キャリアの蓄積がないため、リカバリ時間が極めて短いものとなる。但し、ショットキバリアダイオードは、同じ半導体材料からなるＰＮ接合ダイオード又はＰｉＮ接合ダイオードと比較して逆方向耐電圧（以下、逆耐圧という）を高めるのが困難であるため、高電圧を扱う用途には不向きである。
【０００５】
昨今、シリコンに代わる半導体材料として、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）等のワイドバンドギャップ半導体が注目されている。ワイドバンドギャップ半導体は、絶縁破壊電界強度がシリコンを１桁上回り、シリコンより高い熱伝導率及び大きな飽和電子速度を有することなどから、半導体素子に用いた場合、高逆耐圧化、高耐熱化、及び高周波化が図られ、特にスイッチング素子に用いたときは、低いオン抵抗に由来して低損失化が可能となる。また、ワイドバンドギャップ半導体をＰＮ接合ダイオード又はＰｉＮ接合ダイオードに用いたときは、リカバリ時間が短縮化される一方で、バンドギャップの大きさ故に順方向に導通し始める電圧（以下、オン電圧という）が高くなるが、ショットキバリアダイオードに用いたときは、高逆耐圧化を実現しつつリカバリ時間を極めて短くし、且つオン電圧を低くすることが可能である。
【０００６】
より具体的には、炭化珪素からなるショットキバリアダイオードでは、シリコンからなるＰＮ接合ダイオードよりオン電圧が大きくなるが、窒化ガリウムからなるショットキバリアダイオードでは、シリコンからなるＰＮ接合ダイオードとオン電圧を同等にすることができる。但し、窒化ガリウムからなるショットキバリアダイオードは、現状では大電流に対応する素子が開発途上にある。
【０００７】
上述したワイドバンドギャップ半導体からなる半導体素子の特性に着目した環流用ダイオードに係る発明として、特許文献１では、炭化珪素からなる第１の環流用ダイオードと、シリコンからなり第１の環流用ダイオードよりオン電圧が低い第２の環流用ダイオードとをスイッチング素子に並列に接続してリカバリ電流を穏やかに減少させることにより、リカバリ電流に起因する損失を低減しつつ高速化を図る技術が開示されている。また、特許文献２では、ワイドバンドギャップ半導体からなるショットキバリアダイオードと、シリコンからなりオン電圧が前記ショットキバリアダイオードと略等しいＰｉＮ接合ダイオードとをスイッチング素子に並列に接続して両方のダイオードを並列的に動作させることにより、リカバリ電流に起因する損失を低減する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００９−３２７６９号公報
【特許文献２】特開２００８−２７１２０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１及び２に開示された技術は、何れも、リカバリ時間の短い環流用ダイオードとリカバリ時間がやや長い環流用ダイオードとを並列に接続してリカバリ電流の減少率を小さくすることにより、回路内の容量及びインダクタンス成分の共振によるスイッチングノイズ（スイッチング素子の両端電圧の振動）を低減するものであり、リカバリ時間が短縮化されたダイオードの特徴を損なうことなく大電力の用途に適用できるようにするものではなかった。
【００１０】
本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、高い周波数においても大電力を扱う用途に適用できるスイッチ回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明に係るスイッチ回路は、１個又は直列接続された複数個のダイオードを環流用ダイオード装置とし、順方向に導通し始めるオン電圧が相異なる複数の環流用ダイオード装置をスイッチング素子に並列に接続したスイッチ回路において、前記環流用ダイオード装置は、シリコンより大きいバンドギャップを有する半導体材料からなり、オン電圧の高低に応じて導通後の電圧に対する電流の変化率が大小となるようにしてあることを特徴とする。
【００１２】
本発明にあっては、ワイドバンドギャップ半導体からなる複数の環流用ダイオード装置は、順方向に導通し始めるオン電圧が高いほど順方向の電圧に対する電流の変化率が大きくなるようにしてある。
これにより、オン電圧が最も低い環流用ダイオード装置から環流電流が先に導通し始め、順方向の電圧の上昇と共に、オン電圧がより高い環流用ダイオード装置へより多くの環流電流が分流するように導通するため、環流電流による導通損失が各環流用ダイオード装置に分散される。また、環流用ダイオード装置が単一である場合と比較して順方向の電圧が全体的に低下するため、環流電流による導通損失の合計値が低減される。更にまた、各環流用ダイオード装置が高逆耐圧であることから高電圧のスイッチングが可能であり、リカバリ時間が短いために高い周波数領域までスイッチング損失が低減される。
【００１３】
本発明に係るスイッチ回路は、前記複数の環流用ダイオード装置の少なくとも１つは、ショットキバリアダイオードで構成されることを特徴とする。
【００１４】
本発明にあっては、オン電圧が低くリカバリ時間が極めて短いショットキバリアダイオードからなる環流用ダイオード装置に環流電流が分流するため、環流電流による導通損失及びリカバリ電流によるスイッチング損失が低減される。また、２つ以上のショットキバリアダイオードを直列に接続して１つの環流用ダイオード装置にすることとした場合は、１つのショットキバリアダイオードの導通後の電圧が、他の環流用ダイオード装置のオン電圧より低いときであっても、ショットキバリアダイオードからなる環流用ダイオード装置と他の環流用ダイオード装置とで環流電流が分流されるようになる。
【００１５】
本発明に係るスイッチ回路は、前記複数の環流用ダイオード装置は、相異なる半導体材料からなるショットキバリアダイオードで構成されることを特徴とする。
【００１６】
本発明にあっては、ショットキバリアダイオードからなる各環流用ダイオード装置のオン電圧が低くリカバリ時間が極めて短いため、環流電流による導通損失及びリカバリ電流によるスイッチング損失が大幅に低減される。また、ショットキバリアダイオードの半導体材料が相異なるため、各環流用ダイオード装置を構成するダイオードが１個であったとしても、オン電圧に差が生じて各環流用ダイオード装置間で環流電流が効果的に分流される。
【００１７】
本発明に係るスイッチ回路は、前記相異なる半導体材料には、炭化珪素及び窒化ガリウムが含まれることを特徴とする。
【００１８】
本発明にあっては、窒化ガリウム（以下、ＧａＮという）からなるショットキバリアダイオードのオン電圧が、炭化珪素（以下、ＳｉＣという）からなるショットキバリアダイオード（以下、ＳＢＤという）のオン電圧より明らかに低いため、夫々の環流用ダイオード装置間で環流電流がより効果的に分流される。
また、ＧａＮからなる小電力用に適したＳＢＤが先に環流電流を導通させ、ＳｉＣからなる大電力用のＳＢＤが後に環流電流の大半を導通させ得るため、半導体材料の違いによるＳＢＤの特性に合わせた応用が可能となる。
【００１９】
本発明に係るスイッチ回路は、前記スイッチング素子は、炭化珪素を半導体材料とする電界効果トランジスタであることを特徴とする。
【００２０】
本発明にあっては、スイッチング素子がＳｉＣからなるため、ワイドバンドギャップ半導体からなる環流用ダイオード装置と相まって、大電力を高周波でスイッチングする電力変換器に適用することができる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、オン電圧が最も低い環流用ダイオード装置から環流電流が先に導通し始め、順方向の電圧の上昇と共に、オン電圧がより高い環流用ダイオード装置へより多くの環流電流が分流するように導通するため、環流電流による導通損失が各環流用ダイオード装置に分散される。また、環流用ダイオード装置が単一である場合と比較して順方向の電圧が全体的に低下するため、環流電流による導通損失の合計値が低減される。更にまた、各環流用ダイオード装置が高逆耐圧であることから高電圧のスイッチングが可能であり、リカバリ時間が短いために高い周波数領域までスイッチング損失が低減される。
従って、高い周波数においても大電力を扱う用途に適用することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施の形態１に係るインバータの構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係るインバータの構成を示す回路図である。
【図３】ＳｉＣ及びＧａＮを半導体材料とするＳＢＤの順方向特性の例を示す特性図である。
【図４】ＳｉＣ及びＧａＮを半導体材料とするＳＢＤの順方向特性の例を示す特性図である。
【図５】環流用ダイオード装置の順方向電流に対する電圧の特性を模式的に示す特性図である。
【図６】インバータの各スイッチ回路の損失をスイッチング素子の導通損失とその他の損失とに分けて示す説明図である。
【図７】ＳｉＣを半導体材料とするＳＢＤ、及びＧａＮを半導体材料とするＰＮ接合ダイオードの順方向特性の例を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明をその実施の形態を示す図面に基づいて詳述する。
（実施の形態１）
図１及び図２は、本発明の実施の形態１に係るインバータの構成を示す回路図である。図中電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２，ＦＥＴ３，ＦＥＴ４の夫々はスイッチング素子である。また、電界効果トランジスタＦＥＴ１及びダイオードＤ１１，Ｄ１２、電界効果トランジスタＦＥＴ２及びダイオードＤ２１，Ｄ２２、電界効果トランジスタＦＥＴ３及びダイオードＤ３１，Ｄ３２、並びに電界効果トランジスタＦＥＴ４及びダイオードＤ１１，Ｄ１２の夫々はスイッチ回路であり、これらがいわゆるフルブリッジを構成するように接続されている。ダイオードＤ１１，Ｄ１２、Ｄ２１，２２、Ｄ３１，Ｄ３２、及びＤ４１，Ｄ４２の夫々は、電界効果トランジスタＦＥＴ１、ＦＥＴ２、ＦＥＴ３、及びＦＥＴ４に対し環流用ダイオード装置（いわゆる環流用ダイオード）として機能するものである。
【００２４】
より具体的には、抵抗負荷Ｒ１及び容量負荷Ｃ１の並列回路と誘導負荷Ｌ１とが直列に接続された直並列回路からなる負荷ＬＤ１の一端子に、電界効果トランジスタＦＥＴ１のソース及びダイオードＤ１１，Ｄ１２のアノードと、電界効果トランジスタＦＥＴ２のドレイン及びダイオードＤ２１，Ｄ２２のカソードとが接続されている。また、負荷ＬＤ１の他端子には、電界効果トランジスタＦＥＴ３のソース及びダイオードＤ３１，Ｄ３２のアノードと、電界効果トランジスタＦＥＴ４のドレイン及びダイオードＤ４１，Ｄ４２のカソードとが接続されている。
【００２５】
電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２のドレインとダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ３１，Ｄ３２のカソードとは直流電源の電源ライン＋Ｂに接続されており、電界効果トランジスタＦＥＴ２，ＦＥＴ４のソースとダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ４１，Ｄ４２のアノードとは、接地電位に接続されている。電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２，ＦＥＴ３，ＦＥＴ４夫々のゲートＧ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４には、図示しないインバータの駆動回路からゲート制御信号が与えられ、電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ４と、電界効果トランジスタＦＥＴ３，ＦＥＴ２とが交互にオン／オフを繰り返すことによって、負荷ＬＤ１が交流で駆動されるようになっている。
【００２６】
尚、上述したインバータでは、電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２、又は電界効果トランジスタＦＥＴ３，ＦＥＴ４が同時にオンして電源ライン＋Ｂから接地電位へ短絡電流が導通することがないように、電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２，ＦＥＴ３，ＦＥＴ４が全てオフとなる期間（いわゆるデッドタイム）を設けるようにしてある。以下、図１及び図２を用いて、夫々デッドタイム中及びデッドタイム直後のインバータの動作について説明する。
【００２７】
図１において、電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２，ＦＥＴ３，ＦＥＴ４が全てオフとなった場合、デッドタイムに至る前に負荷ＬＤ１の誘導負荷Ｌ１に蓄えられていたエネルギーにより、負荷ＬＤ１には環流電流が流れ続ける。例えば、図１に矢印で示した向きに負荷電流が流れていたときは、接地電位からダイオードＤ２１，Ｄ２２、負荷ＬＤ１、及びダイオードＤ３１，Ｄ３２を通じて電源ライン＋Ｂへ電流が流入する。このとき、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ４１，Ｄ４２には、電源ライン＋Ｂの電圧に略等しい逆電圧が印加されるため、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ４１，Ｄ４２の逆耐圧は、電源ライン＋Ｂの電圧値に耐えるだけのものにしてある。
【００２８】
次に、図２において電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ４がオンした場合、電源ライン＋Ｂから電界効果トランジスタＦＥＴ１、負荷ＬＤ１、及び電界効果トランジスタＦＥＴ４を通じて、図２に矢印で示した向きに接地電位へ負荷電流が流れる。この場合、ダイオードＤ２１，Ｄ２２のカソードの電圧は、ほぼ電源ライン＋Ｂの電圧まで引き上げられ、ダイオードＤ２１，Ｄ２２のアノードの電圧は、略接地電位に引き下げられるため、ダイオードＤ２１，Ｄ２２、Ｄ３１，Ｄ３２には電源ライン＋Ｂの電圧値に相当する逆電圧が印加される。従って、ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ３１，Ｄ３２の逆耐圧は、電源ライン＋Ｂの電圧値に耐えるだけのものにしてある。
【００２９】
ここで、ダイオードＤ２１，Ｄ２２、Ｄ３１，Ｄ３２にリカバリ時間の長いダイオードを用いた場合は、リカバリ電流が流れている時間だけ電界効果トランジスタＦＥＴ１からダイオードＤ２１，Ｄ２２へ、及びダイオードＤ３１，Ｄ３２からＦＥＴ４へ、夫々リカバリ電流が流れてインバータの損失となるが、本実施の形態１では、ダイオードＤ２１，Ｄ２２、Ｄ３１，Ｄ３２にリカバリ時間の短いダイオードを用いて上述した損失を低減している。
【００３０】
以下では、上述したインバータの各スイッチ回路に用いた環流用ダイオード装置について説明する。
図３及び図４は、ＳｉＣ及びＧａＮを半導体材料とするＳＢＤの順方向特性の例を示す特性図である。各図の横軸は順方向電圧（Ｖ）を表し、縦軸は電流（Ａ）を表す。また、各図中の実線及び破線は、夫々ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤの特性を示す。これらのＳＢＤは、何れもリカバリ時間が極めて短く、逆耐圧が５００Ｖを越えるものである。
【００３１】
図３において、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤは、順方向に電流が導通し始めるオン電圧が何れも０．９Ｖ以下であり、オン電圧が比較的低いために先に導通し初めるＧａＮのＳＢＤは、オン電圧が比較的高いために後から導通し始めるＳｉＣのＳＢＤよりも、導通後の電圧に対する電流の変化率が小さくなるようにしてある。これにより、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤを夫々環流用ダイオード装置として並列に接続した場合、順方向電圧が約１Ｖより小さいときはオン電圧が低いＧａＮのＳＢＤにより多くの電流が流れ、順方向電圧が約１Ｖより大きいときはオン電圧が高いＳｉＣのＳＢＤにより多くの電流が流れる。また、順方向電圧が１Ｖのときの電流は夫々約３．５Ａであるため、環流電流が７Ａ（３．５Ａ×２）より大きくなる領域では、大電流を流せるＳｉＣのＳＢＤにより多くの環流電流を分流させるようにして各ＳＢＤに導通損失を分散させることができる。
【００３２】
図４において、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤが順方向に導通し始めるオン電圧を夫々ＶｎＳｉＣ及びＶｎＧａＮとする。また、環流用ダイオード装置としてＳｉＣのＳＢＤ又はＧａＮのＳＢＤを単独で使用した場合、環流電流（Ｉｒ）が流れたときの順方向電圧を夫々ＶｒＳｉＣ及びＶｒＧａＮとする。本実施の形態１では、順方向電圧に対してＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤに流れる電流が略等しくなるときの電流値の約２倍の環流電流が、インバータの各環流用ダイオード装置に流れるものとして説明するが、これより大きい環流電流が流れる用途に適用してもよいことは言うまでもない。
【００３３】
図５は、環流用ダイオード装置の順方向電流に対する電圧の特性を模式的に示す特性図である。図５は、図４の縦軸と横軸とを逆にした図に基づいて模式化したものである。図５の横軸は順方向電流（Ａ）を表し、縦軸は電圧（Ｖ）を表す。また、図中の実線及び破線は、夫々ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤを環流用ダイオード装置として用いた場合の順方向電流−電圧特性を示し、一点鎖線は、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤを夫々環流用ダイオード装置として並列に接続した場合の順方向電流−電圧特性を示す。一点鎖線の特性図は、同一の電圧に対して実線及び破線が夫々示す順方向電流値を横軸方向に加算して作図したものである。本実施の形態１では、実線及び破線が直線で近似されるものであるため、一点鎖線も直線で描かれるものとなる。
【００３４】
図５において、実線及び破線が夫々示すＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤの特性は、右肩上がりで交差する直線であり、縦軸の切片は夫々ＶｎＳｉＣ及びＶｎＧａＮとなっている。これらの特性によって示される環流用ダイオード装置に環流電流（Ｉｒ）を流した場合、ＳｉＣのＳＢＤ又はＧａＮのＳＢＤを単独で環流用ダイオード装置に用いたときの電圧は、夫々ＶｒＳｉＣ及びＶｒＧａＮとなるのに対し、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤを夫々環流用ダイオード装置として並列に接続したときの電圧は、ＶｒＳｉＣ及びＶｒＧａＮの何れよりも小さいＶｒ［ＳｉＣ＋ＧａＮ］となる。
【００３５】
以上のことから、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤを夫々環流用ダイオード装置として並列に接続した場合は、ＳｉＣのＳＢＤ又はＧａＮのＳＢＤを単独で環流用ダイオード装置に用いた場合と比較して、同じ環流電流を流したとしても順方向の電圧が低下するため、環流用ダイオード装置全体として導通損失を低減できることがわかる。またこの場合、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤには、Ｖｒ［ＳｉＣ＋ＧａＮ］の電圧に対応する順方向電流しか流れないため、各ＳＢＤに環流電流が分流されることが図５から読み取れる。
【００３６】
図６は、インバータの各スイッチ回路の損失をスイッチング素子の導通損失とその他の損失とに分けて示す説明図である。図６の横軸はスイッチングの周波数（Ｈｚ）を表し、縦軸はスイッチ回路がスイッチングする電力に対するスイッチ回路の損失（％）を表す。図中の破線は、スイッチング素子（電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４）の導通損失を示すものである。また、実線及び一点鎖線は、スイッチング素子のスイッチング損失と、環流用ダイオード装置の全損失（導通損失及びスイッチング損失）との和について、夫々環流用ダイオード装置がＳｉＣのＳＢＤである場合と、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤを夫々環流用ダイオード装置として並列に接続したものである場合とについて示すものである。
尚、ここでのスイッチ回路がスイッチングする電力は、約２ｋＷ（２００Ｖ×１０Ａ）である。
【００３７】
図６において、破線で示されるスイッチング素子の導通損失は、負荷ＬＤ１に供給される電流がスイッチング素子を導通する際の損失に相当するため、スイッチングの周波数に依存しない横方向に延びる直線で表される。これに対し、実線及び一点鎖線で示されるその他の損失には、スイッチングの都度発生する環流電流が環流用ダイオード装置を導通する際の導通損失と、スイッチング素子及び環流用ダイオード装置のスイッチングの際に過渡的に発生する損失とが含まれているため、スイッチングの周波数の増大と共に増加する傾向にある。この場合においても、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤを夫々環流用ダイオードとして並列に接続したときは、ＳｉＣのＳＢＤを単独で環流用ダイオード装置に用いたときと比較して、環流電流による導通損が少ないため、図の一点鎖線で示されるように損失が低減される。
【００３８】
以上のように本実施の形態１によれば、夫々ＳｉＣ及びＧａＮからなり電界効果トランジスタに対して並列に接続された２つの環流用ダイオード装置は、順方向に導通し始めるオン電圧が高いほど順方向の電圧に対する電流の変化率が大きくなるようにしてある。
これにより、オン電圧が低い方のＧａＮからなる環流用ダイオード装置から環流電流が先に導通し始め、順方向の電圧の上昇と共に、オン電圧が高い方のＳｉＣからなる環流用ダイオード装置へより多くの環流電流が分流するように導通するため、環流電流による導通損失が各環流用ダイオード装置に分散される。また、環流用ダイオード装置がＳｉＣ又はＧａＮからなる単一のダイオードである場合と比較して順方向の電圧が全体的に低下するため、環流電流による導通損失の合計値が低減される。更にまた、各環流用ダイオード装置が高逆耐圧であることから、２００Ｖを越える高電圧のスイッチングが可能であり、リカバリ時間が短いため高い周波数領域までスイッチング損失が低減される。
従って、高い周波数においても大電力を扱う用途に適用することができる。
【００３９】
また、オン電圧が低くリカバリ時間が極めて短いＳＢＤからなる２つの環流用ダイオード装置に環流電流が分流するため、環流電流による導通損失及びリカバリ電流によるスイッチング損失を大幅に低減することができる。
【００４０】
更にまた、ＳＢＤからなる２つの環流用ダイオード装置の半導体材料が相異なるため、各環流用ダイオード装置のオン電圧の差を利用して各環流用ダイオード装置間で環流電流を効果的に分流させることができる。
【００４１】
更にまた、ＧａＮのＳＢＤのオン電圧が、ＳｉＣのＳＢＤのオン電圧より明らかに低いため、夫々の環流用ダイオード装置間で環流電流をより効果的に分流させることができる。そして、小電力に適したＧａＮのＳＢＤが先に環流電流を導通させ、大電力用のＳｉＣのＳＢＤが後に環流電流の大半を導通させ得るため、半導体材料の違いによるＳＢＤの特性に合わせた応用が可能となる。
【００４２】
更にまた、スイッチング素子がＳｉＣからなる電界効果トランジスタであるため、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ及びＧａＮからなる環流用ダイオード装置と相まって、大電力を高周波でスイッチングする電力変換器に適用することができる。
【００４３】
尚、本実施の形態１にあっては、ワイドバンドギャップ半導体としてＳｉＣ及びＧａＮを用いた例を示したが、これに限定されるものではなく、ダイヤモンド、窒化アルミニウム等の他のワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。
【００４４】
また、１つのスイッチング素子に２つの環流用ダイオード装置を並列に接続したが、３つ以上の環流用ダイオード装置を並列に接続してもよい。
【００４５】
更にまた、スイッチング素子としてＳｉＣからなる電界効果トランジスタを用いたが、これに限定されるものではなく、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いてもよい。
【００４６】
（実施の形態２）
実施の形態１は、１つのスイッチング素子に並列に接続される２つの環流用ダイオード装置の夫々が１つのダイオードで構成される形態であるのに対し、実施の形態２は、１つのスイッチング素子に並列に接続される２つの環流用ダイオード装置の一方が複数のダイオードで構成される形態である。
【００４７】
図７は、ＳｉＣを半導体材料とするＳＢＤ、及びＧａＮを半導体材料とするＰＮ接合ダイオードの順方向特性の例を示す特性図である。図７の横軸は順方向電圧（Ｖ）を表し、縦軸は電流（Ａ）を表す。また、図中の実線、一点鎖線、及び破線は、夫々ＳｉＣのＳＢＤ、ＳｉＣのＳＢＤを３個直列に接続したもの、及びＧａＮのＰＮ接合ダイオードの特性を示す。
【００４８】
図７において、破線で示されるＧａＮのＰＮ接合ダイオードが順方向に導通し始めるオン電圧は約３．８Ｖであり、実線で示されるＳｉＣのＳＢＤとは特性図が交わることがないため、これらのダイオードを並列に接続したとしても全ての環流電流がＳｉＣのＳＢＤに流れる結果となる。そこで本実施の形態２では、ＳｉＣのＳＢＤを３個直列に接続した環流用ダイオード装置とＧａＮのＰＮ接合ダイオードからなる環流用ダイオード装置とを並列に接続する。このように接続することにより、図７の一点鎖線及び破線で示すように、２つの環流用ダイオード装置の特性図を交わらせて環流電流を各環流用ダイオード装置に適切に分流させることができる。
【００４９】
その他、実施の形態１に対応する箇所には同様の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００５０】
以上のように本実施の形態２によれば、ＳｉＣのＳＢＤを３個直列に接続して１つの環流用ダイオード装置にしてあるため、ＳｉＣのＳＢＤが導通した後の電圧が、ＧａＮのＰＮ接合ダイオードのオン電圧より低いにも関わらず、ＳｉＣのＳＢＤとＧａＮのＰＮ接合ダイオードとで環流電流が分流されるようにすることができる。
【００５１】
尚、本実施の形態２にあっては、３個直列に接続したＳＢＤとＧａＮのＰＮ接合ダイオードとを並列に接続したが、これに限定されるものではなく、図７に示すような特性図が交わるような領域で使用する限り、１個又は２個直列のＳＢＤとＰＮ接合ダイオードとを並列に接続するようにしてもよい。
【符号の説明】
【００５２】
Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ３１、Ｄ３２、Ｄ４１、Ｄ４２ 環流用ダイオード装置
ＦＥＴ１、ＦＥＴ２、ＦＥＴ３、ＦＥＴ４ 電界効果トランジスタ（スイッチング素子）
Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４ ゲート
ＬＤ１ 負荷
Ｌ１ 誘導負荷
Ｃ１ 容量負荷
Ｒ１ 抵抗負荷
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１個又は直列接続された複数個のダイオードからなる環流用ダイオード装置をスイッチング素子に複数個並列に接続したスイッチ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＤＣ−ＤＣコンバータ、インバータ等の電力変換器の用途が大電力の領域に拡大しており、装置の小型化に向けた課題として電力変換器の高周波化への要望が高まっている。電力変換器のスイッチ回路には、主にシリコンを半導体材料とする電界効果トランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチング素子が用いられており、これらのスイッチング素子には、負荷から環流する電流をバイパスするための環流用ダイオードが並列に接続されることが多い。
【０００３】
環流用ダイオードを順方向に流れる電流が遮断される場合、環流用ダイオード中に蓄積されていたキャリアに起因するリカバリ電流が逆方向に流れて熱損失となる。このようなリカバリ電流は、電力変換器の変換周期ごとに発生し、電力変換器が扱う電力（電圧及び電流）の増大と共にリカバリ電流による熱損失も増加する。このため、高い周波数で大電力を扱う電力変換器において損失を低減するには、リカバリ電流が流れるリカバリ時間（逆回復時間）の短い環流用ダイオードを用いる必要がある。
【０００４】
環流用ダイオードにＰＮ接合ダイオード又はＰｉＮ接合ダイオードを用いた場合、少数キャリアの蓄積によるリカバリ時間が多少なりとも発生するが、金属と半導体との接合によって生じるショットキ障壁を利用したショットキバリアダイオードでは、少数キャリアの蓄積がないため、リカバリ時間が極めて短いものとなる。但し、ショットキバリアダイオードは、同じ半導体材料からなるＰＮ接合ダイオード又はＰｉＮ接合ダイオードと比較して逆方向耐電圧（以下、逆耐圧という）を高めるのが困難であるため、高電圧を扱う用途には不向きである。
【０００５】
昨今、シリコンに代わる半導体材料として、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）等のワイドバンドギャップ半導体が注目されている。ワイドバンドギャップ半導体は、絶縁破壊電界強度がシリコンを１桁上回り、シリコンより高い熱伝導率及び大きな飽和電子速度を有することなどから、半導体素子に用いた場合、高逆耐圧化、高耐熱化、及び高周波化が図られ、特にスイッチング素子に用いたときは、低いオン抵抗に由来して低損失化が可能となる。また、ワイドバンドギャップ半導体をＰＮ接合ダイオード又はＰｉＮ接合ダイオードに用いたときは、リカバリ時間が短縮化される一方で、バンドギャップの大きさ故に順方向に導通し始める電圧（以下、オン電圧という）が高くなるが、ショットキバリアダイオードに用いたときは、高逆耐圧化を実現しつつリカバリ時間を極めて短くし、且つオン電圧を低くすることが可能である。
【０００６】
より具体的には、炭化珪素からなるショットキバリアダイオードでは、シリコンからなるＰＮ接合ダイオードよりオン電圧が大きくなるが、窒化ガリウムからなるショットキバリアダイオードでは、シリコンからなるＰＮ接合ダイオードとオン電圧を同等にすることができる。但し、窒化ガリウムからなるショットキバリアダイオードは、現状では大電流に対応する素子が開発途上にある。
【０００７】
上述したワイドバンドギャップ半導体からなる半導体素子の特性に着目した環流用ダイオードに係る発明として、特許文献１では、炭化珪素からなる第１の環流用ダイオードと、シリコンからなり第１の環流用ダイオードよりオン電圧が低い第２の環流用ダイオードとをスイッチング素子に並列に接続してリカバリ電流を穏やかに減少させることにより、リカバリ電流に起因する損失を低減しつつ高速化を図る技術が開示されている。また、特許文献２では、ワイドバンドギャップ半導体からなるショットキバリアダイオードと、シリコンからなりオン電圧が前記ショットキバリアダイオードと略等しいＰｉＮ接合ダイオードとをスイッチング素子に並列に接続して両方のダイオードを並列的に動作させることにより、リカバリ電流に起因する損失を低減する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００９−３２７６９号公報
【特許文献２】特開２００８−２７１２０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１及び２に開示された技術は、何れも、リカバリ時間の短い環流用ダイオードとリカバリ時間がやや長い環流用ダイオードとを並列に接続してリカバリ電流の減少率を小さくすることにより、回路内の容量及びインダクタンス成分の共振によるスイッチングノイズ（スイッチング素子の両端電圧の振動）を低減するものであり、リカバリ時間が短縮化されたダイオードの特徴を損なうことなく大電力の用途に適用できるようにするものではなかった。
【００１０】
本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、高い周波数においても大電力を扱う用途に適用できるスイッチ回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明に係るスイッチ回路は、１個又は直列接続された複数個のダイオードを環流用ダイオード装置とし、順方向に導通し始めるオン電圧が相異なる複数の環流用ダイオード装置をスイッチング素子に並列に接続したスイッチ回路において、前記環流用ダイオード装置は、シリコンより大きいバンドギャップを有する半導体材料からなり、オン電圧の高低に応じて導通後の電圧に対する電流の変化率が大小となるようにしてあることを特徴とする。
【００１２】
本発明にあっては、ワイドバンドギャップ半導体からなる複数の環流用ダイオード装置は、順方向に導通し始めるオン電圧が高いほど順方向の電圧に対する電流の変化率が大きくなるようにしてある。
これにより、オン電圧が最も低い環流用ダイオード装置から環流電流が先に導通し始め、順方向の電圧の上昇と共に、オン電圧がより高い環流用ダイオード装置へより多くの環流電流が分流するように導通するため、環流電流による導通損失が各環流用ダイオード装置に分散される。また、環流用ダイオード装置が単一である場合と比較して順方向の電圧が全体的に低下するため、環流電流による導通損失の合計値が低減される。更にまた、各環流用ダイオード装置が高逆耐圧であることから高電圧のスイッチングが可能であり、リカバリ時間が短いために高い周波数領域までスイッチング損失が低減される。
【００１３】
本発明に係るスイッチ回路は、前記複数の環流用ダイオード装置の少なくとも１つは、ショットキバリアダイオードで構成されることを特徴とする。
【００１４】
本発明にあっては、オン電圧が低くリカバリ時間が極めて短いショットキバリアダイオードからなる環流用ダイオード装置に環流電流が分流するため、環流電流による導通損失及びリカバリ電流によるスイッチング損失が低減される。また、２つ以上のショットキバリアダイオードを直列に接続して１つの環流用ダイオード装置にすることとした場合は、１つのショットキバリアダイオードの導通後の電圧が、他の環流用ダイオード装置のオン電圧より低いときであっても、ショットキバリアダイオードからなる環流用ダイオード装置と他の環流用ダイオード装置とで環流電流が分流されるようになる。
【００１５】
本発明に係るスイッチ回路は、前記複数の環流用ダイオード装置は、相異なる半導体材料からなるショットキバリアダイオードで構成されることを特徴とする。
【００１６】
本発明にあっては、ショットキバリアダイオードからなる各環流用ダイオード装置のオン電圧が低くリカバリ時間が極めて短いため、環流電流による導通損失及びリカバリ電流によるスイッチング損失が大幅に低減される。また、ショットキバリアダイオードの半導体材料が相異なるため、各環流用ダイオード装置を構成するダイオードが１個であったとしても、オン電圧に差が生じて各環流用ダイオード装置間で環流電流が効果的に分流される。
【００１７】
本発明に係るスイッチ回路は、前記相異なる半導体材料には、炭化珪素及び窒化ガリウムが含まれることを特徴とする。
【００１８】
本発明にあっては、窒化ガリウム（以下、ＧａＮという）からなるショットキバリアダイオードのオン電圧が、炭化珪素（以下、ＳｉＣという）からなるショットキバリアダイオード（以下、ＳＢＤという）のオン電圧より明らかに低いため、夫々の環流用ダイオード装置間で環流電流がより効果的に分流される。
また、ＧａＮからなる小電力用に適したＳＢＤが先に環流電流を導通させ、ＳｉＣからなる大電力用のＳＢＤが後に環流電流の大半を導通させ得るため、半導体材料の違いによるＳＢＤの特性に合わせた応用が可能となる。
【００１９】
本発明に係るスイッチ回路は、前記スイッチング素子は、炭化珪素を半導体材料とする電界効果トランジスタであることを特徴とする。
【００２０】
本発明にあっては、スイッチング素子がＳｉＣからなるため、ワイドバンドギャップ半導体からなる環流用ダイオード装置と相まって、大電力を高周波でスイッチングする電力変換器に適用することができる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、オン電圧が最も低い環流用ダイオード装置から環流電流が先に導通し始め、順方向の電圧の上昇と共に、オン電圧がより高い環流用ダイオード装置へより多くの環流電流が分流するように導通するため、環流電流による導通損失が各環流用ダイオード装置に分散される。また、環流用ダイオード装置が単一である場合と比較して順方向の電圧が全体的に低下するため、環流電流による導通損失の合計値が低減される。更にまた、各環流用ダイオード装置が高逆耐圧であることから高電圧のスイッチングが可能であり、リカバリ時間が短いために高い周波数領域までスイッチング損失が低減される。
従って、高い周波数においても大電力を扱う用途に適用することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施の形態１に係るインバータの構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態１に係るインバータの構成を示す回路図である。
【図３】ＳｉＣ及びＧａＮを半導体材料とするＳＢＤの順方向特性の例を示す特性図である。
【図４】ＳｉＣ及びＧａＮを半導体材料とするＳＢＤの順方向特性の例を示す特性図である。
【図５】環流用ダイオード装置の順方向電流に対する電圧の特性を模式的に示す特性図である。
【図６】インバータの各スイッチ回路の損失をスイッチング素子の導通損失とその他の損失とに分けて示す説明図である。
【図７】ＳｉＣを半導体材料とするＳＢＤ、及びＧａＮを半導体材料とするＰＮ接合ダイオードの順方向特性の例を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明をその実施の形態を示す図面に基づいて詳述する。
（実施の形態１）
図１及び図２は、本発明の実施の形態１に係るインバータの構成を示す回路図である。図中電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２，ＦＥＴ３，ＦＥＴ４の夫々はスイッチング素子である。また、電界効果トランジスタＦＥＴ１及びダイオードＤ１１，Ｄ１２、電界効果トランジスタＦＥＴ２及びダイオードＤ２１，Ｄ２２、電界効果トランジスタＦＥＴ３及びダイオードＤ３１，Ｄ３２、並びに電界効果トランジスタＦＥＴ４及びダイオードＤ１１，Ｄ１２の夫々はスイッチ回路であり、これらがいわゆるフルブリッジを構成するように接続されている。ダイオードＤ１１，Ｄ１２、Ｄ２１，２２、Ｄ３１，Ｄ３２、及びＤ４１，Ｄ４２の夫々は、電界効果トランジスタＦＥＴ１、ＦＥＴ２、ＦＥＴ３、及びＦＥＴ４に対し環流用ダイオード装置（いわゆる環流用ダイオード）として機能するものである。
【００２４】
より具体的には、抵抗負荷Ｒ１及び容量負荷Ｃ１の並列回路と誘導負荷Ｌ１とが直列に接続された直並列回路からなる負荷ＬＤ１の一端子に、電界効果トランジスタＦＥＴ１のソース及びダイオードＤ１１，Ｄ１２のアノードと、電界効果トランジスタＦＥＴ２のドレイン及びダイオードＤ２１，Ｄ２２のカソードとが接続されている。また、負荷ＬＤ１の他端子には、電界効果トランジスタＦＥＴ３のソース及びダイオードＤ３１，Ｄ３２のアノードと、電界効果トランジスタＦＥＴ４のドレイン及びダイオードＤ４１，Ｄ４２のカソードとが接続されている。
【００２５】
電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２のドレインとダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ３１，Ｄ３２のカソードとは直流電源の電源ライン＋Ｂに接続されており、電界効果トランジスタＦＥＴ２，ＦＥＴ４のソースとダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ４１，Ｄ４２のアノードとは、接地電位に接続されている。電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２，ＦＥＴ３，ＦＥＴ４夫々のゲートＧ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４には、図示しないインバータの駆動回路からゲート制御信号が与えられ、電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ４と、電界効果トランジスタＦＥＴ３，ＦＥＴ２とが交互にオン／オフを繰り返すことによって、負荷ＬＤ１が交流で駆動されるようになっている。
【００２６】
尚、上述したインバータでは、電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２、又は電界効果トランジスタＦＥＴ３，ＦＥＴ４が同時にオンして電源ライン＋Ｂから接地電位へ短絡電流が導通することがないように、電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２，ＦＥＴ３，ＦＥＴ４が全てオフとなる期間（いわゆるデッドタイム）を設けるようにしてある。以下、図１及び図２を用いて、夫々デッドタイム中及びデッドタイム直後のインバータの動作について説明する。
【００２７】
図１において、電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２，ＦＥＴ３，ＦＥＴ４が全てオフとなった場合、デッドタイムに至る前に負荷ＬＤ１の誘導負荷Ｌ１に蓄えられていたエネルギーにより、負荷ＬＤ１には環流電流が流れ続ける。例えば、図１に矢印で示した向きに負荷電流が流れていたときは、接地電位からダイオードＤ２１，Ｄ２２、負荷ＬＤ１、及びダイオードＤ３１，Ｄ３２を通じて電源ライン＋Ｂへ電流が流入する。このとき、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ４１，Ｄ４２には、電源ライン＋Ｂの電圧に略等しい逆電圧が印加されるため、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ４１，Ｄ４２の逆耐圧は、電源ライン＋Ｂの電圧値に耐えるだけのものにしてある。
【００２８】
次に、図２において電界効果トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ４がオンした場合、電源ライン＋Ｂから電界効果トランジスタＦＥＴ１、負荷ＬＤ１、及び電界効果トランジスタＦＥＴ４を通じて、図２に矢印で示した向きに接地電位へ負荷電流が流れる。この場合、ダイオードＤ２１，Ｄ２２のカソードの電圧は、ほぼ電源ライン＋Ｂの電圧まで引き上げられ、ダイオードＤ２１，Ｄ２２のアノードの電圧は、略接地電位に引き下げられるため、ダイオードＤ２１，Ｄ２２、Ｄ３１，Ｄ３２には電源ライン＋Ｂの電圧値に相当する逆電圧が印加される。従って、ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ３１，Ｄ３２の逆耐圧は、電源ライン＋Ｂの電圧値に耐えるだけのものにしてある。
【００２９】
ここで、ダイオードＤ２１，Ｄ２２、Ｄ３１，Ｄ３２にリカバリ時間の長いダイオードを用いた場合は、リカバリ電流が流れている時間だけ電界効果トランジスタＦＥＴ１からダイオードＤ２１，Ｄ２２へ、及びダイオードＤ３１，Ｄ３２からＦＥＴ４へ、夫々リカバリ電流が流れてインバータの損失となるが、本実施の形態１では、ダイオードＤ２１，Ｄ２２、Ｄ３１，Ｄ３２にリカバリ時間の短いダイオードを用いて上述した損失を低減している。
【００３０】
以下では、上述したインバータの各スイッチ回路に用いた環流用ダイオード装置について説明する。
図３及び図４は、ＳｉＣ及びＧａＮを半導体材料とするＳＢＤの順方向特性の例を示す特性図である。各図の横軸は順方向電圧（Ｖ）を表し、縦軸は電流（Ａ）を表す。また、各図中の実線及び破線は、夫々ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤの特性を示す。これらのＳＢＤは、何れもリカバリ時間が極めて短く、逆耐圧が５００Ｖを越えるものである。
【００３１】
図３において、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤは、順方向に電流が導通し始めるオン電圧が何れも０．９Ｖ以下であり、オン電圧が比較的低いために先に導通し初めるＧａＮのＳＢＤは、オン電圧が比較的高いために後から導通し始めるＳｉＣのＳＢＤよりも、導通後の電圧に対する電流の変化率が小さくなるようにしてある。これにより、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤを夫々環流用ダイオード装置として並列に接続した場合、順方向電圧が約１Ｖより小さいときはオン電圧が低いＧａＮのＳＢＤにより多くの電流が流れ、順方向電圧が約１Ｖより大きいときはオン電圧が高いＳｉＣのＳＢＤにより多くの電流が流れる。また、順方向電圧が１Ｖのときの電流は夫々約３．５Ａであるため、環流電流が７Ａ（３．５Ａ×２）より大きくなる領域では、大電流を流せるＳｉＣのＳＢＤにより多くの環流電流を分流させるようにして各ＳＢＤに導通損失を分散させることができる。
【００３２】
図４において、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤが順方向に導通し始めるオン電圧を夫々ＶｎＳｉＣ及びＶｎＧａＮとする。また、環流用ダイオード装置としてＳｉＣのＳＢＤ又はＧａＮのＳＢＤを単独で使用した場合、環流電流（Ｉｒ）が流れたときの順方向電圧を夫々ＶｒＳｉＣ及びＶｒＧａＮとする。本実施の形態１では、順方向電圧に対してＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤに流れる電流が略等しくなるときの電流値の約２倍の環流電流が、インバータの各環流用ダイオード装置に流れるものとして説明するが、これより大きい環流電流が流れる用途に適用してもよいことは言うまでもない。
【００３３】
図５は、環流用ダイオード装置の順方向電流に対する電圧の特性を模式的に示す特性図である。図５は、図４の縦軸と横軸とを逆にした図に基づいて模式化したものである。図５の横軸は順方向電流（Ａ）を表し、縦軸は電圧（Ｖ）を表す。また、図中の実線及び破線は、夫々ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤを環流用ダイオード装置として用いた場合の順方向電流−電圧特性を示し、一点鎖線は、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤを夫々環流用ダイオード装置として並列に接続した場合の順方向電流−電圧特性を示す。一点鎖線の特性図は、同一の電圧に対して実線及び破線が夫々示す順方向電流値を横軸方向に加算して作図したものである。本実施の形態１では、実線及び破線が直線で近似されるものであるため、一点鎖線も直線で描かれるものとなる。
【００３４】
図５において、実線及び破線が夫々示すＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤの特性は、右肩上がりで交差する直線であり、縦軸の切片は夫々ＶｎＳｉＣ及びＶｎＧａＮとなっている。これらの特性によって示される環流用ダイオード装置に環流電流（Ｉｒ）を流した場合、ＳｉＣのＳＢＤ又はＧａＮのＳＢＤを単独で環流用ダイオード装置に用いたときの電圧は、夫々ＶｒＳｉＣ及びＶｒＧａＮとなるのに対し、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤを夫々環流用ダイオード装置として並列に接続したときの電圧は、ＶｒＳｉＣ及びＶｒＧａＮの何れよりも小さいＶｒ［ＳｉＣ＋ＧａＮ］となる。
【００３５】
以上のことから、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤを夫々環流用ダイオード装置として並列に接続した場合は、ＳｉＣのＳＢＤ又はＧａＮのＳＢＤを単独で環流用ダイオード装置に用いた場合と比較して、同じ環流電流を流したとしても順方向の電圧が低下するため、環流用ダイオード装置全体として導通損失を低減できることがわかる。またこの場合、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤには、Ｖｒ［ＳｉＣ＋ＧａＮ］の電圧に対応する順方向電流しか流れないため、各ＳＢＤに環流電流が分流されることが図５から読み取れる。
【００３６】
図６は、インバータの各スイッチ回路の損失をスイッチング素子の導通損失とその他の損失とに分けて示す説明図である。図６の横軸はスイッチングの周波数（Ｈｚ）を表し、縦軸はスイッチ回路がスイッチングする電力に対するスイッチ回路の損失（％）を表す。図中の破線は、スイッチング素子（電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４）の導通損失を示すものである。また、実線及び一点鎖線は、スイッチング素子のスイッチング損失と、環流用ダイオード装置の全損失（導通損失及びスイッチング損失）との和について、夫々環流用ダイオード装置がＳｉＣのＳＢＤである場合と、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤを夫々環流用ダイオード装置として並列に接続したものである場合とについて示すものである。
尚、ここでのスイッチ回路がスイッチングする電力は、約２ｋＷ（２００Ｖ×１０Ａ）である。
【００３７】
図６において、破線で示されるスイッチング素子の導通損失は、負荷ＬＤ１に供給される電流がスイッチング素子を導通する際の損失に相当するため、スイッチングの周波数に依存しない横方向に延びる直線で表される。これに対し、実線及び一点鎖線で示されるその他の損失には、スイッチングの都度発生する環流電流が環流用ダイオード装置を導通する際の導通損失と、スイッチング素子及び環流用ダイオード装置のスイッチングの際に過渡的に発生する損失とが含まれているため、スイッチングの周波数の増大と共に増加する傾向にある。この場合においても、ＳｉＣのＳＢＤ及びＧａＮのＳＢＤを夫々環流用ダイオードとして並列に接続したときは、ＳｉＣのＳＢＤを単独で環流用ダイオード装置に用いたときと比較して、環流電流による導通損が少ないため、図の一点鎖線で示されるように損失が低減される。
【００３８】
以上のように本実施の形態１によれば、夫々ＳｉＣ及びＧａＮからなり電界効果トランジスタに対して並列に接続された２つの環流用ダイオード装置は、順方向に導通し始めるオン電圧が高いほど順方向の電圧に対する電流の変化率が大きくなるようにしてある。
これにより、オン電圧が低い方のＧａＮからなる環流用ダイオード装置から環流電流が先に導通し始め、順方向の電圧の上昇と共に、オン電圧が高い方のＳｉＣからなる環流用ダイオード装置へより多くの環流電流が分流するように導通するため、環流電流による導通損失が各環流用ダイオード装置に分散される。また、環流用ダイオード装置がＳｉＣ又はＧａＮからなる単一のダイオードである場合と比較して順方向の電圧が全体的に低下するため、環流電流による導通損失の合計値が低減される。更にまた、各環流用ダイオード装置が高逆耐圧であることから、２００Ｖを越える高電圧のスイッチングが可能であり、リカバリ時間が短いため高い周波数領域までスイッチング損失が低減される。
従って、高い周波数においても大電力を扱う用途に適用することができる。
【００３９】
また、オン電圧が低くリカバリ時間が極めて短いＳＢＤからなる２つの環流用ダイオード装置に環流電流が分流するため、環流電流による導通損失及びリカバリ電流によるスイッチング損失を大幅に低減することができる。
【００４０】
更にまた、ＳＢＤからなる２つの環流用ダイオード装置の半導体材料が相異なるため、各環流用ダイオード装置のオン電圧の差を利用して各環流用ダイオード装置間で環流電流を効果的に分流させることができる。
【００４１】
更にまた、ＧａＮのＳＢＤのオン電圧が、ＳｉＣのＳＢＤのオン電圧より明らかに低いため、夫々の環流用ダイオード装置間で環流電流をより効果的に分流させることができる。そして、小電力に適したＧａＮのＳＢＤが先に環流電流を導通させ、大電力用のＳｉＣのＳＢＤが後に環流電流の大半を導通させ得るため、半導体材料の違いによるＳＢＤの特性に合わせた応用が可能となる。
【００４２】
更にまた、スイッチング素子がＳｉＣからなる電界効果トランジスタであるため、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ及びＧａＮからなる環流用ダイオード装置と相まって、大電力を高周波でスイッチングする電力変換器に適用することができる。
【００４３】
尚、本実施の形態１にあっては、ワイドバンドギャップ半導体としてＳｉＣ及びＧａＮを用いた例を示したが、これに限定されるものではなく、ダイヤモンド、窒化アルミニウム等の他のワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。
【００４４】
また、１つのスイッチング素子に２つの環流用ダイオード装置を並列に接続したが、３つ以上の環流用ダイオード装置を並列に接続してもよい。
【００４５】
更にまた、スイッチング素子としてＳｉＣからなる電界効果トランジスタを用いたが、これに限定されるものではなく、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いてもよい。
【００４６】
（実施の形態２）
実施の形態１は、１つのスイッチング素子に並列に接続される２つの環流用ダイオード装置の夫々が１つのダイオードで構成される形態であるのに対し、実施の形態２は、１つのスイッチング素子に並列に接続される２つの環流用ダイオード装置の一方が複数のダイオードで構成される形態である。
【００４７】
図７は、ＳｉＣを半導体材料とするＳＢＤ、及びＧａＮを半導体材料とするＰＮ接合ダイオードの順方向特性の例を示す特性図である。図７の横軸は順方向電圧（Ｖ）を表し、縦軸は電流（Ａ）を表す。また、図中の実線、一点鎖線、及び破線は、夫々ＳｉＣのＳＢＤ、ＳｉＣのＳＢＤを３個直列に接続したもの、及びＧａＮのＰＮ接合ダイオードの特性を示す。
【００４８】
図７において、破線で示されるＧａＮのＰＮ接合ダイオードが順方向に導通し始めるオン電圧は約３．８Ｖであり、実線で示されるＳｉＣのＳＢＤとは特性図が交わることがないため、これらのダイオードを並列に接続したとしても全ての環流電流がＳｉＣのＳＢＤに流れる結果となる。そこで本実施の形態２では、ＳｉＣのＳＢＤを３個直列に接続した環流用ダイオード装置とＧａＮのＰＮ接合ダイオードからなる環流用ダイオード装置とを並列に接続する。このように接続することにより、図７の一点鎖線及び破線で示すように、２つの環流用ダイオード装置の特性図を交わらせて環流電流を各環流用ダイオード装置に適切に分流させることができる。
【００４９】
その他、実施の形態１に対応する箇所には同様の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００５０】
以上のように本実施の形態２によれば、ＳｉＣのＳＢＤを３個直列に接続して１つの環流用ダイオード装置にしてあるため、ＳｉＣのＳＢＤが導通した後の電圧が、ＧａＮのＰＮ接合ダイオードのオン電圧より低いにも関わらず、ＳｉＣのＳＢＤとＧａＮのＰＮ接合ダイオードとで環流電流が分流されるようにすることができる。
【００５１】
尚、本実施の形態２にあっては、３個直列に接続したＳＢＤとＧａＮのＰＮ接合ダイオードとを並列に接続したが、これに限定されるものではなく、図７に示すような特性図が交わるような領域で使用する限り、１個又は２個直列のＳＢＤとＰＮ接合ダイオードとを並列に接続するようにしてもよい。
【符号の説明】
【００５２】
Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ３１、Ｄ３２、Ｄ４１、Ｄ４２ 環流用ダイオード装置
ＦＥＴ１、ＦＥＴ２、ＦＥＴ３、ＦＥＴ４ 電界効果トランジスタ（スイッチング素子）
Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４ ゲート
ＬＤ１ 負荷
Ｌ１ 誘導負荷
Ｃ１ 容量負荷
Ｒ１ 抵抗負荷
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１個又は直列接続された複数個のダイオードを環流用ダイオード装置とし、順方向に導通し始めるオン電圧が相異なる複数の環流用ダイオード装置をスイッチング素子に並列に接続したスイッチ回路において、
前記環流用ダイオード装置は、シリコンより大きいバンドギャップを有する半導体材料からなり、オン電圧の高低に応じて導通後の電圧に対する電流の変化率が大小となるようにしてあること
を特徴とするスイッチ回路。
【請求項２】
前記複数の環流用ダイオード装置の少なくとも１つは、ショットキバリアダイオードで構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチ回路。
【請求項３】
前記複数の環流用ダイオード装置は、相異なる半導体材料からなるショットキバリアダイオードで構成されることを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチ回路。
【請求項４】
前記相異なる半導体材料には、炭化珪素及び窒化ガリウムが含まれることを特徴とする請求項３に記載のスイッチ回路。
【請求項５】
前記スイッチング素子は、炭化珪素を半導体材料とする電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１から４までの何れか１項に記載のスイッチ回路。
【請求項１】
１個又は直列接続された複数個のダイオードを環流用ダイオード装置とし、順方向に導通し始めるオン電圧が相異なる複数の環流用ダイオード装置をスイッチング素子に並列に接続したスイッチ回路において、
前記環流用ダイオード装置は、シリコンより大きいバンドギャップを有する半導体材料からなり、オン電圧の高低に応じて導通後の電圧に対する電流の変化率が大小となるようにしてあること
を特徴とするスイッチ回路。
【請求項２】
前記複数の環流用ダイオード装置の少なくとも１つは、ショットキバリアダイオードで構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチ回路。
【請求項３】
前記複数の環流用ダイオード装置は、相異なる半導体材料からなるショットキバリアダイオードで構成されることを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチ回路。
【請求項４】
前記相異なる半導体材料には、炭化珪素及び窒化ガリウムが含まれることを特徴とする請求項３に記載のスイッチ回路。
【請求項５】
前記スイッチング素子は、炭化珪素を半導体材料とする電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１から４までの何れか１項に記載のスイッチ回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１１−４２４３（Ｐ２０１１−４２４３Ａ）
【公開日】平成２３年１月６日（２０１１．１．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１４６４６４（Ｐ２００９−１４６４６４）
【出願日】平成２１年６月１９日（２００９．６．１９）
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１月６日（２０１１．１．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年６月１９日（２００９．６．１９）
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【Ｆターム（参考）】
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