受信部終端方式
【課題】 差動伝送方式の受信端において、ディファレンシャルモードに対し素子のばらつきに起因し発生する線路間のスキューが発生しない伝送路等化方式とし、前記等化方式は不要なコモンモードに対しては等化（高域補償）として動作せず、コモンモードの輻射を抑えると共にコモンモードに対し整合の取れた終端を施す事を目的とする。
【解決手段】 線路間にディファレンシャルモード信号用の終端回路を二端子回路網として構成し、前記回路網に伝送路上での減衰を補償する特性を与える。
コモンモード信号を分離する回路を用い、コモンモード信号に対し整合終端とする。
【解決手段】 線路間にディファレンシャルモード信号用の終端回路を二端子回路網として構成し、前記回路網に伝送路上での減衰を補償する特性を与える。
コモンモード信号を分離する回路を用い、コモンモード信号に対し整合終端とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、差動伝送路を用い信号の伝送を行う基板間、装置間のインタフェースにおいて、伝送路上で生じる減衰特性を受信端で補償する等化方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高速な信号をプリント配線板上のパターンやケーブルで伝送する場合、不要輻射ノイズを抑制するために、低電圧差動信号伝送（Ｌｏｗ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ：ＬＶＤＳ）技術が利用されるケースが増えている。
【０００３】
一般に低電圧差動信号伝送において、差動信号が流れる２本の伝送線路間には、逆相のディファレンシャルモード電流だけが流れるように、差動信号送信ＩＣは設計されている。図５は一般的なＬＶＤＳインタフェースの伝送方式の一例を示した説明図である。
【０００４】
図５において、送信側ドライバＩＣ１と受信側レシーバＩＣ２の間は、奇モードインピーダンスZoo（差動状態における各信号線の基準電位に対する特性インピーダンス）の特性インピーダンスを持つ往路伝送線路３と復路伝送線路４により結ばれている。
【０００５】
往路伝送線路３と復路伝送線路４とは電気的特性を等しくし、いわゆる平衡伝送路が形成され差動信号線路となっている。往路伝送線路３と復路伝送線路４とは受信側レシーバＩＣ２の入力端近傍において差動伝送路インピーダンス：Zdiffとほぼ等しいインピーダンスで終端される。一般的なＬＶＤＳインタフェースにおいてこの差動伝送路インピーダンスは１００Ωの純抵抗に設定される事が多く、１００Ωの終端抵抗５で終端されている。
【０００６】
ドライバＩＣ１が約３．５ｍＡの電流を駆動する場合、終端抵抗５においては約３５０ｍＶの電圧が発生することになる。
【０００７】
ドライバＩＣ１に入力される信号に基づいて、往路伝送線路３、復路伝送線路４の間に電位差が生ずる差動信号を生成する。
【０００８】
差動信号によりディファレンシャルモード電流は図中の矢印に示す様に、往路伝送線路３と復路伝送線路４では逆方向に流れている。これに対して、受信側レシーバＩＣ２は差動信号を０−５Ｖあるいは０−３．３Ｖ等の電源電位に基づく論理振幅で動作するＣＭＯＳレベルに変換し、これをシングルエンド信号出力としてレシーバＩＣ２は出力する。
【０００９】
ＬＶＤＳの原理は、送信側ドライバＩＣ１で発生した信号電流を、往路伝送線路３と復路伝送線路４の組み合わせによる平衡伝送路と、受信側レシーバＩＣ２近傍の終端抵抗５とで形成されるループに流すことによって、終端抵抗５の部分に信号電圧を発生させて信号を伝送するものである。信号のＬ論理／Ｈ論理は、電流の流れる向きを切り替えることにより識別する。この時、往路伝送線路３と復路伝送線路４を流れる電流は、理想的には大きさが同じで向きが逆である為に、往路伝送線路３と復路伝送線路４に流れる電流によって発生する磁界は互いに打ち消しあい、結果として放射ノイズやクロストークノイズの発生を抑制することができる。また、外来のノイズに対しても、影響の受け方が往路伝送線路３と復路伝送線路４とで相対的に同じであれば、信号の論理に影響せずノイズ耐性にも優れている。
【００１０】
このような差動伝送方式は、基板上の信号接続のみならず基板間接続、機器間接続等で用いられる。
【００１１】
また、近年各種インタフェースおよびネットワークの高速化およびその普及にともない、同軸ケーブルに比べコスト的に有利な平衡ケーブル伝送が主流となっている。
【００１２】
伝送信号の高速化にともない、プリント基板上の線路、基板間および機器間のケーブルにおける高域減衰特性が無視できなくなっており、受信端で伝送線路での減衰を補償する等化回路、または送信側で事前に伝送線路の減衰量分を強調して送出するプリエンファシス動作、もしくはその両方の手段によって補償を行う事で符号間干渉を防ぎ、正常に受信識別が行われるように操作される。
【００１３】
一般にプリント基板上の線路、メタルケーブルの減衰特性は、導体の素材、物理構成によって生じる導体損と、導体を取り巻く絶縁体（誘電体）によって生じる誘電損からなり、ともに周波数が高くなるほど減衰が顕著に表れる。
【００１４】
基板上の線路、メタルケーブルの減衰特性:Lc(f)は一般に次の近似式で表される。
【００１５】
【数１】
【００１６】
ここでｆは周波数であり、a及びｂはそれぞれ導体損失係数、誘電体損失係数であり、線路もしくはケーブル固有の値を持つ。またLc(f)は単位長あたりの減衰量（デシベル値）であり、ケーブル長に比例して減衰量が変化する。
【００１７】
誘電体損失係数ｂは導体損失係数aと比べはるかに小さな値となるため、比較的周波数の低い領域では伝送損失は周波数のルートに比例すると考えることができる。
【００１８】
このような線路、ケーブルでの減衰特性を補償するために、送信側のプリエンファシス回路ないしは受信側の等化回路に上式の逆振幅特性を与える事によって周波数に対する平坦度を得、符号間干渉を防いでいる。
【００１９】
送信側でのプリエンファシス方式は、高域の信号振幅を大きくするため、送信ドライバの出力能力の問題、伝送路からの不要輻射問題、さらには受信端での減衰量を送信側で予測する事が困難であるという理由からあまり用いられる事が無い。
【００２０】
差動伝送路での減衰特性（周波数−振幅特性）を補償するために、一般に持ちられている受信端での等化回路の例を図６に示す。
【００２１】
同図１は送信ドライバＩＣであり、差動信号が伝送路３および伝送路４を用いて伝送される。
【００２２】
伝送路３および伝送路４を伝送された信号は減衰を受け、特に高い周波数領域の成分がより大きな減衰を受け受信端に到達する。
【００２３】
受信端では伝送路上に配置された抵抗６、８およびコンデンサ７、９、さらに伝送路間に接続された負荷抵抗５によって伝送路上での減衰を補償し、平坦な周波数−振幅特性と成るように定数が設定される。
【００２４】
図７で、この等化回路の部分に着目し説明する。
【００２５】
同図４１は信号源であり差動信号電圧として2・V1の信号源とする。この信号源インピーダンスは2xRsであり、抵抗４２および抵抗４３で表す。これらから成る信号源から負荷に対して差動電流が流れ負荷４８および４９に差動出力電圧が現れる。
【００２６】
負荷４８および負荷４９が等しいインピーダンス：Rbである場合、その接合点は仮想グラウンドとみなされ為、解析上簡単のため同図上部について説明する。
【００２７】
同図上部について着目すると、信号源４１を半分の電圧V1を出力する信号源と考え、またその信号源インピーダンス：Rsとなる。
【００２８】
このような信号源に抵抗４４およびコンデンサ４５の並列回路が直列に挿入され、負荷抵抗４８に接続されたときの出力電圧：V2(ω)は図８に示すような特性をもつ。
【００２９】
第１式で表した通常の伝送路の特性は、図８に示す振幅特性と反対の関係となり、ω＜ω2の角周波数範囲において定数を選ぶ事によってある程度の補正を行う事が出来る。
【００３０】
実際には差動信号として扱うため、負荷抵抗４８および４９はひとつの素子（抵抗）で構成され、その両端に現れる負荷電圧は、2xV2となる。
【００３１】
差動伝送方式において、本来伝送すべきディファレンシャルモード信号のみについて考えるとこれまで説明した等化方式および終端処理がなされているが、送信ドライバＩＣの特性により発生しているコモンモード信号および伝送路上に励起されるコモンモード雑音が受信端での不整合反射によってもたらされる不要輻射を考えると、コモンモード信号に対する終端回路を具備する事が望ましい。
【００３２】
このコモンモード電流成分を抑制するには、差動信号線路のプリント配線板のグラウンド（ＧＮＤ）に対する結合を強くする事が考えられる。そこで、受信側レシーバＩＣ２の入力端近傍に、差動信号伝送線路の差動インピーダンス（Ｚdiff）に整合した抵抗値を有する部品を、往路伝送線路３、復路伝送線路４の間に直列に配置する通常の終端方法に代わり、センタータップ終端と呼ばれる終端方法を用いて不要輻射ノイズ問題を解決することが考えられている。（参考資料：「トランジスタ技術」１９９７年７月号特集ｐ．２８０）。
【００３３】
センタタップ終端回路を用いた等化回路の一例を図９に示す。
【００３４】
図中１は送信側ドライバＩＣであり、２は受信側レシーバＩＣである。送信側ドライバＩＣ１から受信側レシーバＩＣ２へ、往路伝送線路３及び復路伝送線路４により信号が伝送される。往路伝送線路３と復路伝送線路４とは電気的特性が等しく共に等しい奇モード特性インピーダンス：Zooを持ち、平衡伝送路が形成され差動信号線路となっている。
【００３５】
受信側レシーバＩＣ２の入力端において、それぞれが差動信号伝送線路の差動特性インピーダンス：Ｚdiffの１／２である終端抵抗１１、１２が、往路伝送線路３と復路伝送線路４との間に直列に接続され、抵抗１１、１２の間に抵抗１３の一端を接続しグラウンドへ接続されている。
【００３６】
このように構成したとき、抵抗１１と抵抗１２の素子値が等しい場合、ディファレンシャルモード信号に対し抵抗１３は仮想グラウンドとグラウンドの間に接続された状態となり、負荷は抵抗１１と抵抗１２の直列合成となる。
【００３７】
一方コモンモード信号に対しては、それぞれの線路３および線路４を独立に考える事ができ、それぞれがグラウンドをリターンパスとして構成される。
【００３８】
したがってコモンモード信号の終端回路は、線路３に対して抵抗１１と、抵抗１３の素子値を二倍した値を足した素子値で構成される。線路４に対しても同様に抵抗１２と、抵抗１３の素子値を二倍した値を足した素子値で構成される。
【００３９】
このような構成にする事によってディファレンシャルモードおよびコモンモードの両方の信号に対して終端する事ができる。
【００４０】
このような終端方式をとった差動伝送方式においても図６と同様の伝送路等化方式が有効である。図９中、抵抗６とコンデンサ７の組み合わせ、および抵抗８とコンデンサ９の組み合わせ、さらには終端抵抗１１および１２からなる回路構成で与えられる周波数−振幅特性によって伝送路の逆特性を与え、等化を実現する。
【００４１】
図１０は他の従来例である。図９と同様にディファレンシャルモードおよびコモンモードの両方の信号に対して終端を可能とする方式であり、終端方法を変えたものである。この場合も前述同様の等化が実現される。
【００４２】
又、従来例としては、例えば特許文献１と特許文献２をあげることが出来る。
【特許文献１】特開２００４−０９６３５１号公報
【特許文献２】特開２００４−１５３６２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４３】
前述した従来の等化方式において、それぞれの伝送路ならびに受信端に配置された等化回路素子値ならびに負荷回路素子値が平衡状態にあるときに完全な差動伝送が実現される。
【００４４】
しかしながら従来の等化回路方式ではそれぞれの伝送路に等化回路を個別に配置されているため、素子値のばらつきによって個々の等化特性が異なり、完全な平衡状態とは成らない。これは図９ないしは図１０のような終端方式を取った場合の終端抵抗のばらつきによっても平衡状態が保てなくなる。
【００４５】
また、等化回路が個々の線路に独立して配置され、それぞれが個々のリアクタンス素子を持つため、遅延時間のばらつきが発生する問題がある。
【００４６】
更には、等化回路が平衡伝送路に挿入される形式であるため、本来の目的であるディファレンシャルモード信号のみならず不要なコモンモード信号に対しても高域が強調される結果となり、不要輻射の点で不利となる問題があった。
【００４７】
本発明では前記問題に鑑み、差動伝送方式において主たる伝送目的であるディファレンシャルモード信号に対し常にバランスの取れた等化回路とすると共に、コモンモード信号に対し無用な高域強調を行わず、不要輻射を低減する等化終端回路を提供する事を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４８】
本発明では、ディファレンシャルモード信号用の終端回路とコモンモード信号用の終端回路を独立した構成とし、ディファレンシャルモードに対する終端回路および等化回路を二端子回路網で構成し、それぞれの伝送路間を接続すると共に、コモンモード信号用終端回路を別途構成するようにする。
【００４９】
それぞれのモードに対して独立した終端回路を構成するためには、共通の伝送路を伝播してきたそれぞれのモードの信号を分離する必要があり、そのための伝送モード分離回路を用いる。
【００５０】
図２で、具体的に説明する。
【００５１】
同図３、４はお互い結合された平衡伝送路である。同図右端は受信部であり、ディファレンシャルモード信号は、ディファレンシャルモード等化終端４１にて終端される。この終端４１は２端子回路網とし、線路間のバランスを保った等化器ならびに終端器となる。
【００５２】
一方、コモンモード信号は先の等化終端４１はハイインピーダンス素子として振舞うため、モード分離回路４２に導かれ、コモンモード終端４３にて整合終端される。
【００５３】
モード分離回路４２は、ディファレンシャルモードとして伝播してきた信号に対してハイインピーダンスとなり、コモンモードとして伝播してきた信号についてのみ透過させる回路網である。
【００５４】
本発明の差動伝送方式の受信端における等化終端方式は、同図に示すようにモード分離回路４２を用い、それぞれのモードの終端回路を並列に配置したものである。
【００５５】
このようにそれぞれ独立した終端回路ならびに等化回路構成とする事が出来るため、ディファレンシャルモードの終端はバランスの取れた２端子回路網を使用することができ、従来の等化方式で問題となった素子値のばらつき等によって発生する不完全な平衡状態となることと、線路間の遅延時間差を防ぐ事が出来、更には不要なモードの不要輻射を低減した差動等化終端回路を実現できる。
【発明の効果】
【００５６】
以上説明したように本発明によれば、差動伝送方式の受信端において、ディファレンシャルモード信号にのみ等化特性を与え、コモンモード信号に対し不要な高域強調せず、なおかつ整合終端を可能とし、不要輻射の低減、伝送路間の遅延時間差の低減ならびに伝送路上に励起されるコモンモード雑音を効果的に相殺する事が出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５７】
本発明の実施例を、図１を用いて説明する。
【００５８】
同図２１、２２はそれぞれ送信側の差動信号入力ポートであり、極性が反転したディファレンシャル信号がそれぞれ入力される。
【００５９】
それぞれ正負反転した信号が差動伝送路２５、２６をそれぞれ右端の受信部に向けて伝送される。
【００６０】
本来の伝送目的であるディファレンシャルモード信号は、抵抗２７、２８およびインダクタ２９から成るディファレンシャルモード信号終端回路で終端され、受信出力ポート２３および２４に差動出力される。
【００６１】
一方、コモンモード信号は前記ディファレンシャルモード信号用終端回路では終端されず、トランス３０を透過し、コモンモードインピーダンスに整合された抵抗器３１にて整合終端される。
【００６２】
トランス３０は、ディファレンシャルモード信号（互いに逆相）の信号が入力されると、お互いの電流が発生する磁束の方向が同じとなるため、大きなインダクタンスとして動作し、ディファレンシャルモード信号を透過させない。
【００６３】
したがって伝送されてきたディファレンシャルモード信号はディファレンシャルモード信号終端回路（素子２７、２８、２９で構成）でのみ終端され、受信出力ポート２３、２４に差動出力される。
【００６４】
一方互いに同相であるコモンモード信号に対して、先のトランス３０はお互いの磁束を打ち消しあう動作をし、低インピーダンス素子として振舞う。したがって、コモンモード信号はトランス３０を透過し抵抗３１にて整合終端される。また、コモンモード信号は、ディファレンシャルモード信号終端回路の両端に同電位を与えるため、コモンモード電流が流れず受信出力ポート２３、２４間にコモンモード電圧を与えない。
【００６５】
ディファレンシャルモード信号に対する終端部分の動作について図３にて説明する。
【００６６】
同図４１は信号源であり差動信号電圧として2・V1の信号源とする。この信号源インピーダンスは2xRsであり、抵抗４２および抵抗４３で表す。これらから成る信号源から負荷に対して差動電流が流れる。
【００６７】
図１に示したディファレンシャルモード信号に対する負荷部分は、仮想グラウンドを考慮すると、図３のように各素子値を等しく二分配して仮想グラウンドに対して対称に素子を配置した回路に書き直す事ができる。ここで各素子値を、
R27'＝ R27/2 (抵抗５１、５２)
R28'＝ R28/2 (抵抗５３、５４)
L29'＝ L29/2 (インダクタ５５、５６)
と表現する。
【００６８】
図３上部について着目すると、信号源４１を半分の電圧V1を出力する信号源と考え、またその信号源インピーダンス：Rsとなる。
【００６９】
このような信号源に抵抗５１および、インダクタンス５５と抵抗５３の並列回路が負荷として接続され、このとき仮想グラウンドを基準に考えた負荷電圧：V2(ω)は図４に示すような特性をもち、従来の技術で説明した等化回路を伝送路上に配置した場合と同様の等化特性をディファレンシャルモード負荷に与える事ができる。
【００７０】
一方、コモンモード信号に対して上記説明した回路は影響を与えず、コモンモード信号は図１に示される抵抗３１で終端され、高域の強調（等化動作）されない。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】本発明の実施例を説明する図
【図２】本発明の実施例の構成を説明する図
【図３】本発明の実施例の動作を説明する図
【図４】本発明の実施例の動作特性を説明する図
【図５】一般的な差動伝送方式の一例を示した説明図
【図６】従来の差動伝送方式の等化回路の一例を示した説明図
【図７】従来の差動伝送方式の等価回路の動作を説明する図
【図８】従来の差動伝送方式の等価回路の動作特性を説明する図
【図９】従来の差動伝送方式の等価終端回路例を示した図
【図１０】従来の差動伝送方式の等価終端回路例を示した図
【符号の説明】
【００７２】
1 送信ドライバＩＣ
2 受信ＩＣ
3、4、25、26 差動伝送路
5 終端抵抗
6、8、11、12、13、14、15、16、44、46、48、49、51、52、53、54 抵抗器
7、9、45、47 コンデンサ
29、55、56 インダクタ
30 トランス
31 コモンモード用終端抵抗
42、43 信号源インピーダンス
【技術分野】
【０００１】
本発明は、差動伝送路を用い信号の伝送を行う基板間、装置間のインタフェースにおいて、伝送路上で生じる減衰特性を受信端で補償する等化方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高速な信号をプリント配線板上のパターンやケーブルで伝送する場合、不要輻射ノイズを抑制するために、低電圧差動信号伝送（Ｌｏｗ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ：ＬＶＤＳ）技術が利用されるケースが増えている。
【０００３】
一般に低電圧差動信号伝送において、差動信号が流れる２本の伝送線路間には、逆相のディファレンシャルモード電流だけが流れるように、差動信号送信ＩＣは設計されている。図５は一般的なＬＶＤＳインタフェースの伝送方式の一例を示した説明図である。
【０００４】
図５において、送信側ドライバＩＣ１と受信側レシーバＩＣ２の間は、奇モードインピーダンスZoo（差動状態における各信号線の基準電位に対する特性インピーダンス）の特性インピーダンスを持つ往路伝送線路３と復路伝送線路４により結ばれている。
【０００５】
往路伝送線路３と復路伝送線路４とは電気的特性を等しくし、いわゆる平衡伝送路が形成され差動信号線路となっている。往路伝送線路３と復路伝送線路４とは受信側レシーバＩＣ２の入力端近傍において差動伝送路インピーダンス：Zdiffとほぼ等しいインピーダンスで終端される。一般的なＬＶＤＳインタフェースにおいてこの差動伝送路インピーダンスは１００Ωの純抵抗に設定される事が多く、１００Ωの終端抵抗５で終端されている。
【０００６】
ドライバＩＣ１が約３．５ｍＡの電流を駆動する場合、終端抵抗５においては約３５０ｍＶの電圧が発生することになる。
【０００７】
ドライバＩＣ１に入力される信号に基づいて、往路伝送線路３、復路伝送線路４の間に電位差が生ずる差動信号を生成する。
【０００８】
差動信号によりディファレンシャルモード電流は図中の矢印に示す様に、往路伝送線路３と復路伝送線路４では逆方向に流れている。これに対して、受信側レシーバＩＣ２は差動信号を０−５Ｖあるいは０−３．３Ｖ等の電源電位に基づく論理振幅で動作するＣＭＯＳレベルに変換し、これをシングルエンド信号出力としてレシーバＩＣ２は出力する。
【０００９】
ＬＶＤＳの原理は、送信側ドライバＩＣ１で発生した信号電流を、往路伝送線路３と復路伝送線路４の組み合わせによる平衡伝送路と、受信側レシーバＩＣ２近傍の終端抵抗５とで形成されるループに流すことによって、終端抵抗５の部分に信号電圧を発生させて信号を伝送するものである。信号のＬ論理／Ｈ論理は、電流の流れる向きを切り替えることにより識別する。この時、往路伝送線路３と復路伝送線路４を流れる電流は、理想的には大きさが同じで向きが逆である為に、往路伝送線路３と復路伝送線路４に流れる電流によって発生する磁界は互いに打ち消しあい、結果として放射ノイズやクロストークノイズの発生を抑制することができる。また、外来のノイズに対しても、影響の受け方が往路伝送線路３と復路伝送線路４とで相対的に同じであれば、信号の論理に影響せずノイズ耐性にも優れている。
【００１０】
このような差動伝送方式は、基板上の信号接続のみならず基板間接続、機器間接続等で用いられる。
【００１１】
また、近年各種インタフェースおよびネットワークの高速化およびその普及にともない、同軸ケーブルに比べコスト的に有利な平衡ケーブル伝送が主流となっている。
【００１２】
伝送信号の高速化にともない、プリント基板上の線路、基板間および機器間のケーブルにおける高域減衰特性が無視できなくなっており、受信端で伝送線路での減衰を補償する等化回路、または送信側で事前に伝送線路の減衰量分を強調して送出するプリエンファシス動作、もしくはその両方の手段によって補償を行う事で符号間干渉を防ぎ、正常に受信識別が行われるように操作される。
【００１３】
一般にプリント基板上の線路、メタルケーブルの減衰特性は、導体の素材、物理構成によって生じる導体損と、導体を取り巻く絶縁体（誘電体）によって生じる誘電損からなり、ともに周波数が高くなるほど減衰が顕著に表れる。
【００１４】
基板上の線路、メタルケーブルの減衰特性:Lc(f)は一般に次の近似式で表される。
【００１５】
【数１】
【００１６】
ここでｆは周波数であり、a及びｂはそれぞれ導体損失係数、誘電体損失係数であり、線路もしくはケーブル固有の値を持つ。またLc(f)は単位長あたりの減衰量（デシベル値）であり、ケーブル長に比例して減衰量が変化する。
【００１７】
誘電体損失係数ｂは導体損失係数aと比べはるかに小さな値となるため、比較的周波数の低い領域では伝送損失は周波数のルートに比例すると考えることができる。
【００１８】
このような線路、ケーブルでの減衰特性を補償するために、送信側のプリエンファシス回路ないしは受信側の等化回路に上式の逆振幅特性を与える事によって周波数に対する平坦度を得、符号間干渉を防いでいる。
【００１９】
送信側でのプリエンファシス方式は、高域の信号振幅を大きくするため、送信ドライバの出力能力の問題、伝送路からの不要輻射問題、さらには受信端での減衰量を送信側で予測する事が困難であるという理由からあまり用いられる事が無い。
【００２０】
差動伝送路での減衰特性（周波数−振幅特性）を補償するために、一般に持ちられている受信端での等化回路の例を図６に示す。
【００２１】
同図１は送信ドライバＩＣであり、差動信号が伝送路３および伝送路４を用いて伝送される。
【００２２】
伝送路３および伝送路４を伝送された信号は減衰を受け、特に高い周波数領域の成分がより大きな減衰を受け受信端に到達する。
【００２３】
受信端では伝送路上に配置された抵抗６、８およびコンデンサ７、９、さらに伝送路間に接続された負荷抵抗５によって伝送路上での減衰を補償し、平坦な周波数−振幅特性と成るように定数が設定される。
【００２４】
図７で、この等化回路の部分に着目し説明する。
【００２５】
同図４１は信号源であり差動信号電圧として2・V1の信号源とする。この信号源インピーダンスは2xRsであり、抵抗４２および抵抗４３で表す。これらから成る信号源から負荷に対して差動電流が流れ負荷４８および４９に差動出力電圧が現れる。
【００２６】
負荷４８および負荷４９が等しいインピーダンス：Rbである場合、その接合点は仮想グラウンドとみなされ為、解析上簡単のため同図上部について説明する。
【００２７】
同図上部について着目すると、信号源４１を半分の電圧V1を出力する信号源と考え、またその信号源インピーダンス：Rsとなる。
【００２８】
このような信号源に抵抗４４およびコンデンサ４５の並列回路が直列に挿入され、負荷抵抗４８に接続されたときの出力電圧：V2(ω)は図８に示すような特性をもつ。
【００２９】
第１式で表した通常の伝送路の特性は、図８に示す振幅特性と反対の関係となり、ω＜ω2の角周波数範囲において定数を選ぶ事によってある程度の補正を行う事が出来る。
【００３０】
実際には差動信号として扱うため、負荷抵抗４８および４９はひとつの素子（抵抗）で構成され、その両端に現れる負荷電圧は、2xV2となる。
【００３１】
差動伝送方式において、本来伝送すべきディファレンシャルモード信号のみについて考えるとこれまで説明した等化方式および終端処理がなされているが、送信ドライバＩＣの特性により発生しているコモンモード信号および伝送路上に励起されるコモンモード雑音が受信端での不整合反射によってもたらされる不要輻射を考えると、コモンモード信号に対する終端回路を具備する事が望ましい。
【００３２】
このコモンモード電流成分を抑制するには、差動信号線路のプリント配線板のグラウンド（ＧＮＤ）に対する結合を強くする事が考えられる。そこで、受信側レシーバＩＣ２の入力端近傍に、差動信号伝送線路の差動インピーダンス（Ｚdiff）に整合した抵抗値を有する部品を、往路伝送線路３、復路伝送線路４の間に直列に配置する通常の終端方法に代わり、センタータップ終端と呼ばれる終端方法を用いて不要輻射ノイズ問題を解決することが考えられている。（参考資料：「トランジスタ技術」１９９７年７月号特集ｐ．２８０）。
【００３３】
センタタップ終端回路を用いた等化回路の一例を図９に示す。
【００３４】
図中１は送信側ドライバＩＣであり、２は受信側レシーバＩＣである。送信側ドライバＩＣ１から受信側レシーバＩＣ２へ、往路伝送線路３及び復路伝送線路４により信号が伝送される。往路伝送線路３と復路伝送線路４とは電気的特性が等しく共に等しい奇モード特性インピーダンス：Zooを持ち、平衡伝送路が形成され差動信号線路となっている。
【００３５】
受信側レシーバＩＣ２の入力端において、それぞれが差動信号伝送線路の差動特性インピーダンス：Ｚdiffの１／２である終端抵抗１１、１２が、往路伝送線路３と復路伝送線路４との間に直列に接続され、抵抗１１、１２の間に抵抗１３の一端を接続しグラウンドへ接続されている。
【００３６】
このように構成したとき、抵抗１１と抵抗１２の素子値が等しい場合、ディファレンシャルモード信号に対し抵抗１３は仮想グラウンドとグラウンドの間に接続された状態となり、負荷は抵抗１１と抵抗１２の直列合成となる。
【００３７】
一方コモンモード信号に対しては、それぞれの線路３および線路４を独立に考える事ができ、それぞれがグラウンドをリターンパスとして構成される。
【００３８】
したがってコモンモード信号の終端回路は、線路３に対して抵抗１１と、抵抗１３の素子値を二倍した値を足した素子値で構成される。線路４に対しても同様に抵抗１２と、抵抗１３の素子値を二倍した値を足した素子値で構成される。
【００３９】
このような構成にする事によってディファレンシャルモードおよびコモンモードの両方の信号に対して終端する事ができる。
【００４０】
このような終端方式をとった差動伝送方式においても図６と同様の伝送路等化方式が有効である。図９中、抵抗６とコンデンサ７の組み合わせ、および抵抗８とコンデンサ９の組み合わせ、さらには終端抵抗１１および１２からなる回路構成で与えられる周波数−振幅特性によって伝送路の逆特性を与え、等化を実現する。
【００４１】
図１０は他の従来例である。図９と同様にディファレンシャルモードおよびコモンモードの両方の信号に対して終端を可能とする方式であり、終端方法を変えたものである。この場合も前述同様の等化が実現される。
【００４２】
又、従来例としては、例えば特許文献１と特許文献２をあげることが出来る。
【特許文献１】特開２００４−０９６３５１号公報
【特許文献２】特開２００４−１５３６２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４３】
前述した従来の等化方式において、それぞれの伝送路ならびに受信端に配置された等化回路素子値ならびに負荷回路素子値が平衡状態にあるときに完全な差動伝送が実現される。
【００４４】
しかしながら従来の等化回路方式ではそれぞれの伝送路に等化回路を個別に配置されているため、素子値のばらつきによって個々の等化特性が異なり、完全な平衡状態とは成らない。これは図９ないしは図１０のような終端方式を取った場合の終端抵抗のばらつきによっても平衡状態が保てなくなる。
【００４５】
また、等化回路が個々の線路に独立して配置され、それぞれが個々のリアクタンス素子を持つため、遅延時間のばらつきが発生する問題がある。
【００４６】
更には、等化回路が平衡伝送路に挿入される形式であるため、本来の目的であるディファレンシャルモード信号のみならず不要なコモンモード信号に対しても高域が強調される結果となり、不要輻射の点で不利となる問題があった。
【００４７】
本発明では前記問題に鑑み、差動伝送方式において主たる伝送目的であるディファレンシャルモード信号に対し常にバランスの取れた等化回路とすると共に、コモンモード信号に対し無用な高域強調を行わず、不要輻射を低減する等化終端回路を提供する事を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４８】
本発明では、ディファレンシャルモード信号用の終端回路とコモンモード信号用の終端回路を独立した構成とし、ディファレンシャルモードに対する終端回路および等化回路を二端子回路網で構成し、それぞれの伝送路間を接続すると共に、コモンモード信号用終端回路を別途構成するようにする。
【００４９】
それぞれのモードに対して独立した終端回路を構成するためには、共通の伝送路を伝播してきたそれぞれのモードの信号を分離する必要があり、そのための伝送モード分離回路を用いる。
【００５０】
図２で、具体的に説明する。
【００５１】
同図３、４はお互い結合された平衡伝送路である。同図右端は受信部であり、ディファレンシャルモード信号は、ディファレンシャルモード等化終端４１にて終端される。この終端４１は２端子回路網とし、線路間のバランスを保った等化器ならびに終端器となる。
【００５２】
一方、コモンモード信号は先の等化終端４１はハイインピーダンス素子として振舞うため、モード分離回路４２に導かれ、コモンモード終端４３にて整合終端される。
【００５３】
モード分離回路４２は、ディファレンシャルモードとして伝播してきた信号に対してハイインピーダンスとなり、コモンモードとして伝播してきた信号についてのみ透過させる回路網である。
【００５４】
本発明の差動伝送方式の受信端における等化終端方式は、同図に示すようにモード分離回路４２を用い、それぞれのモードの終端回路を並列に配置したものである。
【００５５】
このようにそれぞれ独立した終端回路ならびに等化回路構成とする事が出来るため、ディファレンシャルモードの終端はバランスの取れた２端子回路網を使用することができ、従来の等化方式で問題となった素子値のばらつき等によって発生する不完全な平衡状態となることと、線路間の遅延時間差を防ぐ事が出来、更には不要なモードの不要輻射を低減した差動等化終端回路を実現できる。
【発明の効果】
【００５６】
以上説明したように本発明によれば、差動伝送方式の受信端において、ディファレンシャルモード信号にのみ等化特性を与え、コモンモード信号に対し不要な高域強調せず、なおかつ整合終端を可能とし、不要輻射の低減、伝送路間の遅延時間差の低減ならびに伝送路上に励起されるコモンモード雑音を効果的に相殺する事が出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５７】
本発明の実施例を、図１を用いて説明する。
【００５８】
同図２１、２２はそれぞれ送信側の差動信号入力ポートであり、極性が反転したディファレンシャル信号がそれぞれ入力される。
【００５９】
それぞれ正負反転した信号が差動伝送路２５、２６をそれぞれ右端の受信部に向けて伝送される。
【００６０】
本来の伝送目的であるディファレンシャルモード信号は、抵抗２７、２８およびインダクタ２９から成るディファレンシャルモード信号終端回路で終端され、受信出力ポート２３および２４に差動出力される。
【００６１】
一方、コモンモード信号は前記ディファレンシャルモード信号用終端回路では終端されず、トランス３０を透過し、コモンモードインピーダンスに整合された抵抗器３１にて整合終端される。
【００６２】
トランス３０は、ディファレンシャルモード信号（互いに逆相）の信号が入力されると、お互いの電流が発生する磁束の方向が同じとなるため、大きなインダクタンスとして動作し、ディファレンシャルモード信号を透過させない。
【００６３】
したがって伝送されてきたディファレンシャルモード信号はディファレンシャルモード信号終端回路（素子２７、２８、２９で構成）でのみ終端され、受信出力ポート２３、２４に差動出力される。
【００６４】
一方互いに同相であるコモンモード信号に対して、先のトランス３０はお互いの磁束を打ち消しあう動作をし、低インピーダンス素子として振舞う。したがって、コモンモード信号はトランス３０を透過し抵抗３１にて整合終端される。また、コモンモード信号は、ディファレンシャルモード信号終端回路の両端に同電位を与えるため、コモンモード電流が流れず受信出力ポート２３、２４間にコモンモード電圧を与えない。
【００６５】
ディファレンシャルモード信号に対する終端部分の動作について図３にて説明する。
【００６６】
同図４１は信号源であり差動信号電圧として2・V1の信号源とする。この信号源インピーダンスは2xRsであり、抵抗４２および抵抗４３で表す。これらから成る信号源から負荷に対して差動電流が流れる。
【００６７】
図１に示したディファレンシャルモード信号に対する負荷部分は、仮想グラウンドを考慮すると、図３のように各素子値を等しく二分配して仮想グラウンドに対して対称に素子を配置した回路に書き直す事ができる。ここで各素子値を、
R27'＝ R27/2 (抵抗５１、５２)
R28'＝ R28/2 (抵抗５３、５４)
L29'＝ L29/2 (インダクタ５５、５６)
と表現する。
【００６８】
図３上部について着目すると、信号源４１を半分の電圧V1を出力する信号源と考え、またその信号源インピーダンス：Rsとなる。
【００６９】
このような信号源に抵抗５１および、インダクタンス５５と抵抗５３の並列回路が負荷として接続され、このとき仮想グラウンドを基準に考えた負荷電圧：V2(ω)は図４に示すような特性をもち、従来の技術で説明した等化回路を伝送路上に配置した場合と同様の等化特性をディファレンシャルモード負荷に与える事ができる。
【００７０】
一方、コモンモード信号に対して上記説明した回路は影響を与えず、コモンモード信号は図１に示される抵抗３１で終端され、高域の強調（等化動作）されない。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】本発明の実施例を説明する図
【図２】本発明の実施例の構成を説明する図
【図３】本発明の実施例の動作を説明する図
【図４】本発明の実施例の動作特性を説明する図
【図５】一般的な差動伝送方式の一例を示した説明図
【図６】従来の差動伝送方式の等化回路の一例を示した説明図
【図７】従来の差動伝送方式の等価回路の動作を説明する図
【図８】従来の差動伝送方式の等価回路の動作特性を説明する図
【図９】従来の差動伝送方式の等価終端回路例を示した図
【図１０】従来の差動伝送方式の等価終端回路例を示した図
【符号の説明】
【００７２】
1 送信ドライバＩＣ
2 受信ＩＣ
3、4、25、26 差動伝送路
5 終端抵抗
6、8、11、12、13、14、15、16、44、46、48、49、51、52、53、54 抵抗器
7、9、45、47 コンデンサ
29、55、56 インダクタ
30 トランス
31 コモンモード用終端抵抗
42、43 信号源インピーダンス
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信装置と受信装置間を、平衡伝送路を通信媒体として、差動信号を伝送する通信方式で、
受信端で、各差動伝送路間に信号終端器として二端子回路網を配置し、その二端子回路網に任意の周波数−振幅特性を与える事を特徴とする受信部終端方式。
【請求項２】
ディファレンシャルモード信号と、コモンモード信号を分離するためのモード分離回路を用い、コモンモード用の終端回路を別途構成したことを特徴とする、請求項１に記載の受信部終端方式。
【請求項３】
ディファレンシャルモード信号と、コモンモード信号を分離するためのモード分離回路に、ディファレンシャルモードを阻止し、コモンモードに対して透過となる巻き方をしたトランスを用いた、請求項３の受信部終端方式。
【請求項１】
送信装置と受信装置間を、平衡伝送路を通信媒体として、差動信号を伝送する通信方式で、
受信端で、各差動伝送路間に信号終端器として二端子回路網を配置し、その二端子回路網に任意の周波数−振幅特性を与える事を特徴とする受信部終端方式。
【請求項２】
ディファレンシャルモード信号と、コモンモード信号を分離するためのモード分離回路を用い、コモンモード用の終端回路を別途構成したことを特徴とする、請求項１に記載の受信部終端方式。
【請求項３】
ディファレンシャルモード信号と、コモンモード信号を分離するためのモード分離回路に、ディファレンシャルモードを阻止し、コモンモードに対して透過となる巻き方をしたトランスを用いた、請求項３の受信部終端方式。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２００６−３４５２５９（Ｐ２００６−３４５２５９Ａ）
【公開日】平成１８年１２月２１日（２００６．１２．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−１６９４３７（Ｐ２００５−１６９４３７）
【出願日】平成１７年６月９日（２００５．６．９）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年１２月２１日（２００６．１２．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年６月９日（２００５．６．９）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]