電圧電流変換回路及び電圧制御発振器
【課題】入力電圧に対する出力電流の動作範囲の拡大できる電圧電流変換回路を提供する。
【解決手段】入力電圧ＩＮがトランジスターＭ４の閾値電圧以下の場合には、トランジスターＭ４はオフである。一方、トランジスターＭ９によって入力電圧ＩＮがレベルシフトされる。そのレベルシフト後の印加電圧ＶＡによってトランジスターＭ１０がオンし、Ｍ１０に流れるＩ１０が、トランジスターＭ１に流れるＩ１となる。また、入力電圧ＩＮがＭ４の閾値電圧を超える場合には、Ｍ４がオンし、Ｍ４に流れるＩ４と、Ｍ１０に流れるＩ１０との和が、Ｍ１に流れるＩ１となる。そして、Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３によって形成されるカレントミラー回路によって、Ｍ１に流れるＩ１に応じた電流が、負荷回路１０，１２に供給される。
【解決手段】入力電圧ＩＮがトランジスターＭ４の閾値電圧以下の場合には、トランジスターＭ４はオフである。一方、トランジスターＭ９によって入力電圧ＩＮがレベルシフトされる。そのレベルシフト後の印加電圧ＶＡによってトランジスターＭ１０がオンし、Ｍ１０に流れるＩ１０が、トランジスターＭ１に流れるＩ１となる。また、入力電圧ＩＮがＭ４の閾値電圧を超える場合には、Ｍ４がオンし、Ｍ４に流れるＩ４と、Ｍ１０に流れるＩ１０との和が、Ｍ１に流れるＩ１となる。そして、Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３によって形成されるカレントミラー回路によって、Ｍ１に流れるＩ１に応じた電流が、負荷回路１０，１２に供給される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧に応じた電流を負荷に供給する電圧電流変換回路等に関する。
【背景技術】
【０００２】
制御電圧によって発振周波数を制御する電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）では、入力段に、制御電圧を電流に変換する電圧電流変換回路が設けられることがある（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図５は、従来の電圧電流変換回路９の回路構成の一例である。この電圧電流変換回路９は、入力電圧ＩＮに応じた電流を負荷回路１０，１２に供給する回路であり、トランジスターＭ１〜Ｍ６を備えて構成される。
【０００４】
トランジスターＭ４は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、ゲート端子に印加された入力電圧ＩＮが閾値電圧Ｖｔｈ以上の場合にＯＮとなり、印加電圧ＩＮに応じたドレイン電流Ｉ４が流れる。
【０００５】
トランジスターＭ１，Ｍ２，Ｍ３は、何れも、ｐ型ＭＯＳＦＥＴである。トランジスターＭ１と、トランジスターＭ２，Ｍ３それぞれとは、カレントミラー回路を形成する。トランジスターＭ４がオンとなると、トランジスターＭ１がオンとなり、トランジスターＭ４のドレイン電流Ｉ４と同じドレイン電流Ｉ１が、トランジスターＭ１に流れる。そして、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１に応じた電流が、トランジスターＭ２，Ｍ３それぞれに流れ、トランジスターＭ２に流れるドレイン電流Ｉ２に応じた電流が、カレントミラー回路を形成するトランジスターＭ５，Ｍ６を介して、負荷回路１０に供給されるとともに、トランジスターＭ３に流れる電流が、負荷回路１２に供給される。
【０００６】
また、図６は、従来の電圧電流変換回路９における信号波形である。図６では、横軸を時刻、縦軸を信号レベルとして、上から順に、入力電圧ＩＮ、トランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１のそれぞれの信号波形を示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平８−１３９５９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、ＭＯＳトランジスターには、ゲート端子に所定の閾値電圧以上の電圧が印加されると、オンしてドレイン電流が流れ始めるという特性がある。このため、図５に示した従来の電圧電流変換回路９では、入力電圧ＩＮがトランジスターＭ４の閾値電圧以上とならないと、トランジスターＭ４がオンにならずドレイン電流Ｉ４が流れない。つまり、負荷回路１０，１２に電流が供給されない。すなわち、入力電圧ＩＮに応じた電流が負荷に供給される「電圧電流変換動作」が行われる入力電圧ＩＮの範囲（入力電圧動作範囲）は、「トランジスターＭ４の閾値電圧」から「電源電圧Ｖｄｄ」までの範囲であり、「ゼロ」から「トランジスターＭ４の閾値電圧」の範囲では、電圧電流変換動作が行われない。
【０００９】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、電圧電流変換回路における、入力電圧に対する出力電流の動作範囲を拡大させることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するための第１の形態は、入力電圧に応じた電流を負荷に供給する電圧電流変換回路であって、ゲート端子に印加された入力電圧が閾値電圧以上の場合に、当該入力電圧に応じた電流を負荷に供給する第１のトランジスター部と、前記入力電圧を、前記閾値電圧以上の電圧にレベルシフトさせるレベルシフト部と、前記レベルシフト後の電圧がゲート端子に印加され、印加電圧が閾値電圧以上の場合に、印加電圧に応じた電流を供給する第２のトランジスター部と、を備えた電圧電流変換回路である。
【００１１】
この第１の形態によれば、入力電圧が閾値電圧以上の場合には、第１トランジスター部によって、入力電圧に応じた電流が負荷に供給され、入力電圧が閾値電圧未満の場合には、第２トランジスター部によって、入力電圧をレベルシフトした電圧に応じた電流が負荷に供給される。
【００１２】
また、第２トランジスター部において、入力電圧は、閾値電圧以上の電圧にレベルシフトされる。つまり、入力電圧が閾値電圧未満であっても、入力電圧に応じた電流が負荷に供給される。これにより、入力電圧に応じた電流が負荷に供給される入力電圧の範囲（入力電圧動作範囲）の下限電圧は、閾値電圧未満の電圧となり、従来回路に比較して、入力電圧動作範囲の拡大が実現される。
【００１３】
第２の形態として、第１の形態の電圧電流変換回路であって、前記第１のトランジスター部は、前記第１のトランジスター部の閾値電圧を所定電圧に設定するための閾値電圧調整部を有する、電圧電流変換回路を構成しても良い。
【００１４】
この第２の形態によれば、第１のトランジスター部の閾値電圧が所定電圧に調整される。入力電圧が閾値電圧以上の場合、負荷に供給される電流は、第１トランジスター部，及び、第２トランジスター部それぞれによって供給される電流の和となる。このため、例えば、負荷に応じて第２トランジスター部の閾値電圧を変更し、第２トランジスター部から電流が供給され始める入力電圧を調整することで、負荷に供給する電流を調整することが可能となる。
【００１５】
第３の形態として、第１又は第２の形態の電圧電流変換回路であって、前記第１のトランジスター部は、前記入力電圧と供給する電流との関係特性を所定特性とするための第１の特性調整部を有する、電圧電流変換回路を構成しても良い。
【００１６】
この第３の形態によれば、入力電圧と、第１のトランジスター部によって負荷に供給される電流との関係特性が、所定特性に調整される。
【００１７】
第４の形態として、第１〜第３の何れかの形態の電圧電流変換回路であって、前記第２のトランジスター部は、前記レベルシフト後の電圧と供給する電流との関係特性を所定特性とするための第２の特性調整部を有する、電圧電流変換回路を構成しても良い。
【００１８】
この第４の形態によれば、入力電圧をレベルシフトした電圧と、第２のトランジスター部によって負荷に供給される電流との関係特性が、所定特性に調整される。
【００１９】
更に、第５の形態として、第１〜第４の何れかの形態の電圧電流変換回路を入力段に備え、当該電圧電流変換回路によって変換された電流に応じた周波数を発振させる電圧制御発振器を構成しても良い。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】電圧電流変換回路の回路構成図。
【図２】図１の電圧電流変換回路における信号波形図。
【図３】電圧電流変換回路の他の回路構成図。
【図４】図３の電圧電流変換回路における信号波形図。
【図５】従来の電圧電流変換回路の回路構成図。
【図６】図５の電圧電流変換回路における信号波形図。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
［構成］
図１は、本実施形態の電圧電流変換回路１の回路構成図である。この電圧電流変換回路１は、入力電圧ＩＮに応じた電流を負荷回路１０，１２に供給する回路であり、ＭＯＳトランジスターＭ１〜９と、抵抗Ｒ１とを備えて構成される。
【００２２】
トランジスターＭ７，Ｍ８は、何れもｐ型ＭＯＳＦＥＴである。このトランジスターＭ７，Ｍ８は、カレントミラー回路を形成しており、ソースフォロワ回路を形成するトランジスターＭ９に、ドレイン電流Ｉ８を供給する電流源として機能する。ドレイン電流Ｉ８は、トランジスターＭ８によって、トランジスターＭ７のドレイン端子と接地電位ＧＮＤとの間に接続された抵抗Ｒ１にかかる電圧に応じて供給される。なお、このトランジスターＭ７，Ｍ８は、ソースフォロワ回路の電流源として機能すれば良いので、トランジスターＭ７，Ｍ８に替えて所定の抵抗Ｒを設けることにしても良い。
【００２３】
トランジスターＭ９は、ｐ型ＭＯＳＦＥＴであり、ドレイン端子が接地電位ＧＮＤに接続され、ソース端子がトランジスターＭ７，Ｍ８で形成される定電流源に接続されてソースフォロワ回路を形成する。これにより、トランジスターＭ９は、レベルシフト回路として機能し、ゲート端子に印加された入力電圧ＩＮを、トランジスターＭ９の閾値電圧Ｖだけレベルシフトする。レベルシフトされた電圧は、トランジスターＭ９のソース電位となる。また、トランジスターＭ９は、バックゲート端子が電源電圧Ｖｄｄに接続されており、このバックゲート電位によって、閾値電圧が、ゼロバイアス時の閾値電圧Ｖｔｈ０よりも高くなっている（基板バイアス効果）。なお、このトランジスターＭ９が「レベルシフト部」に相当する。
【００２４】
トランジスターＭ１０は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子がトランジスターＭ１を介して電源電圧Ｖｄｄに接続され、ドレイン端子及びバックゲート端子が接地電位ＧＮＤに接続され、ゲート端子にはトランジスターＭ９のソース電位が、印加電圧ＶＡとなって印加される。そして、ゲート端子への印加電圧ＶＡが閾値電圧を超えると、オンとなって印加電圧ＶＡに応じたドレイン電流Ｉ１０が流れる。なお、このトランジスターＭ１０が「第２のトランジスター部」に相当する。
【００２５】
トランジスターＭ４は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子がトランジスターＭ１を介して電源電圧Ｖｄｄに接続され、ドレイン端子及びバックゲート端子が接地電位ＧＮＤに接続され、ゲート端子には入力電圧ＩＮが印加される。そして、ゲート端子への印加電圧ＩＮが閾値電圧を超えると、印加電圧に応じたドレイン電流Ｉ４が流れる。なお、このトランジスターＭ４が、「第１のトランジスター部」に相当する。
【００２６】
トランジスターＭ１，Ｍ２，Ｍ３は、何れもｐ型ＭＯＳＦＥＴである。このトランジスターＭ１と、トランジスターＭ２，Ｍ３それぞれとで、カレントミラー回路を形成しており、トランジスターＭ１のドレイン電流Ｉ１に応じて、トランジスターＭ２，Ｍ３それぞれのドレイン電流Ｉ２，Ｉ３が流れる。
【００２７】
トランジスターＭ１には、トランジスターＭ４のドレイン電流Ｉ４と、トランジスターＭ１０のドレイン電流Ｉ１０との和電流が流れる。そして、トランジスターＭ２に流れるドレイン電流Ｉ２に応じた電流が、トランジスターＭ５，Ｍ６を介して、負荷回路１０に供給される。また、トランジスターＭ３に流れるドレイン電流Ｉ３が、負荷回路１２に供給される。
【００２８】
トランジスターＭ５，Ｍ６は、何れもｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、カレントミラー回路を形成する。すなわち、トランジスターＭ２に流れるドレイン電流Ｉ２に応じてトランジスターＭ６にドレイン電流Ｉ６が流れ、このトランジスターＭ６に流れるドレイン電流Ｉ６が負荷回路１０に供給される。
【００２９】
負荷回路１０，１２は、供給電流によって出力が制御される電子機器である。例えば、供給電流を駆動電流として発振周波数が制御される発振器であり、この場合、「電圧電流変換回路１、及び、負荷回路１０」或いは「電圧電流変換回路１、及び、負荷回路１２」が、入力電圧ＩＮによって発振周波数が制御されるＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御発振器）となる。
【００３０】
［動作］
次に、この電圧電流変換回路１の動作を、信号波形を参照して説明する。図２は、電圧電流変換回路１における信号波形を示す図である。図２では、横軸を時刻、縦軸を信号レベルとして、上から順に、入力電圧ＩＮ、Ｍ１０のゲート印加電圧ＶＡ、トランジスターＭ４のドレイン電流Ｉ４、トランジスターＭ１０のドレイン電流Ｉ１０、トランジスターＭ１のドレイン電流Ｉ１のそれぞれの信号波形を示している。また、図２は、入力電圧ＩＮを、ゼロから電源電圧Ｖｄｄに達するまで線形に増加させた後、電源電圧Ｖｄｄからゼロまで線形に減少させた場合である。なお、トランジスターＭ４の閾値電圧は「０．３Ｖ」、トランジスターＭ９の閾値電圧は「０．６Ｖ」、電源電圧Ｖｄｄは「１Ｖ」である。
【００３１】
先ず、入力電圧ＩＮがゼロでは（時刻ｔ０）、トランジスターＭ９はオンであり、このトランジスターＭ９の閾値電圧が、トランジスターＭ１０のゲート端子への印加電圧ＶＡとなる。図２では、印加電位ＶＡは「約０．６Ｖ」となっている。この印加電圧ＶＡがトランジスターＭ１０のゲート端子へ印加されてオンとなり、印加電圧ＶＡに応じたドレイン電流Ｉ１０が流れる。図２では、トランジスターＭ１０のドレイン電流Ｉ１０は「約０．８Ａ」となっている。
【００３２】
一方、トランジスターＭ４はオフであり、このトランジスターＭ４のドレイン電流Ｉ４はゼロである。従って、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０が、トランジスターＭ１のドレイン電流Ｉ１となり、この電流Ｉ１に応じた電流が、負荷回路１０，１２それぞれに供給される。
【００３３】
次いで、入力電圧ＩＮが上昇し、トランジスターＭ４の閾値電圧に達するまでの期間では（時刻ｔ０〜ｔ１）、トランジスターＭ９がオンであるため、入力電圧ＩＮの上昇に伴ってトランジスターＭ９のソース電位、すなわちトランジスターＭ１０への印加電圧ＶＡも上昇し、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０も増加する。一方、トランジスターＭ４はオフのままであり、このトランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４はゼロのままである。従って、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０がトランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１となり、入力電圧ＩＮの上昇に伴って増加する。
【００３４】
続いて、入力電圧ＩＮがトランジスターＭ４の閾値電圧に達すると（時刻ｔ１）、トランジスターＭ４がオンし、このトランジスターＭ４にドレイン電流Ｉ４が流れ始める。一方、トランジスターＭ９の閾値電圧はトランジスターＭ４の閾値電圧よりも高いため、トランジスターＭ９はオンのままである。つまり、トランジスターＭ１０のドレイン電流Ｉ１０と、トランジスターＭ４のドレイン電流Ｉ４との和が、トランジスターＭ１のドレイン電流Ｉ１となる。
【００３５】
そして、入力電圧ＩＮの上昇に伴って、トランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４が増加するとともに、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０も増加する。つまり、入力電圧ＩＮの上昇に伴って、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１が増加する。
【００３６】
このとき、トランジスターＭ９のソース電位、すなわち印加電圧ＶＡは、電源電圧Ｖｄｄに達すると飽和する。図２では、入力電圧ＩＮが「約０．６Ｖ」の時点（時刻ｔ２）で、印加電圧ＶＡが飽和している。印加電圧ＶＡが飽和すると、それ以降は、トランジスターＭ１０の電流Ｉ１０は増加せずほぼ一定のままとなる。
【００３７】
その後、入力電圧ＩＮが電源電圧Ｖｄｄに達した後（時刻ｔ３）、低下していくと、この入力電圧ＩＮの低下に伴って、トランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４が減少する。従って、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１が減少する。入力電圧ＩＮが更に低下し、飽和していたトランジスターＭ１０のゲート端子への印加電位ＶＡが低下すると、この印加電圧ＶＡの低下に伴って、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０が減少する。
【００３８】
そして、入力電圧ＩＮがトランジスターＭ４の閾値電圧まで低下すると（時刻ｔ４）、トランジスターＭ４がオフとなり、流れるドレイン電流Ｉ４がゼロとなる。このとき、トランジスターＭ９はオンのままであり、Ｍ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０が、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１となる。
【００３９】
このように、電圧電流変換回路１では、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１の信号波形は、入力電圧ＩＮにほぼ比例した波形となる。
【００４０】
［作用・効果］
このように、本実施形態の電圧電流変換回路１では、入力電圧ＩＮがトランジスターＭ４の閾値電圧以下の場合には、トランジスターＭ４はオフである。一方、ソースフォロワ回路を形成するトランジスターＭ９によって入力電圧ＩＮがレベルシフトされる。そして、トランジスターＭ９のソース電位をゲート端子への印加電圧ＶＡとするトランジスターＭ１０がオンし、このトランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０が、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流となる。また、入力電圧ＩＮがトランジスターＭ４の閾値電圧を超える場合には、トランジスターＭ４がオンし、このトランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４と、トランジスターＭ１０に流れるドレインで電流Ｉ１０との和が、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１となる。これにより、入力電圧ＩＮに応じた電流を負荷回路１０，１２に供給できる入力電圧ＩＮの動作範囲を、「ゼロから電源電圧Ｖｄｄ」までの範囲とすることができる。
【００４１】
［変形例］
なお、本発明の適用可能な実施形態は、上述の実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能なのは勿論である。
【００４２】
（Ａ）変形回路
上述の実施形態における電圧電流変換回路１は、負荷回路１０，１２に供給する電流を調整するため、例えば、図３に示す電圧電流変換回路３として構成しても良い。
【００４３】
図３に示す電圧電流変換回路３は、上述の実施形態における電圧電流変換回路１（図１参照）において、トランジスターＭ１１，Ｍ１２，Ｍ１３を追加した構成である。
【００４４】
トランジスターＭ１１は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、トランジスターＭ１０に直列接続されている。なお、このトランジスターＭ１０，Ｍ１１が、「第２トランジスター部」に相当する。トランジスターＭ１１によって、印加電圧ＶＡに対する、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０の特性が調整される。なお、このトランジスターＭ１１が「第２の特性調整部」に相当する。
【００４５】
トランジスターＭ１２，Ｍ１３は、何れも、ｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、トランジスターＭ４に直列接続されている。なお、このトランジスターＭ４，Ｍ１２，Ｍ１３が、「第１トランジスター部」に相当する。トランジスターＭ１３によって、トランジスターＭ４にドレイン電流Ｉ４が流れ始める入力電圧ＩＮ、すなわち、「第１トランジスター部」としての閾値電圧が調整される。なお、このトランジスターＭ１３が「閾値電圧調整部」に相当する。また、トランジスターＭ１２によって、入力電圧ＩＮに対する、トランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４の特性が調整される。なお、このトランジスターＭ１２が「第１の特性調整部」に相当する。
【００４６】
図４は、電圧電流変換回路３における信号波形の一例である。同図では、横軸を時刻、縦軸を信号レベルとして、上から順に、入力電圧ＩＮ、印加電圧ＶＡ、トランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１のそれぞれの信号波形を示している。また、図２に示した信号波形の場合と同様に、入力電圧ＩＮは、ゼロから電源電圧Ｖｄｄに達するまで上昇させた後、再度、ゼロまで低下させた場合を示している。
【００４７】
この図４の電圧電流変換回路３における信号波形と、図２の電圧電流変換回路１における信号波形とを比較すると、図４の電圧電流変換回路３における信号波形では、トランジスターＭ４にドレイン電流Ｉ４が流れ始める入力電圧ＩＮが上昇している。すなわち、トランジスターＭ４の閾値電圧が上昇している。図４では、入力電圧ＩＮが「約０．４Ｖ」でドレイン電流Ｉ４が流れ始めており、トランジスターＭ４の閾値電圧が「約０．１Ｖ（＝０．４Ｖ−０．３Ｖ）」上昇している。これは、トランジスターＭ１３によるものである。
【００４８】
また、トランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４の信号波形の形状が異なっている。つまり、入力電圧ＩＮに対する、トランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４の特性が異なる。これは、トランジスターＭ１２によるものである。
【００４９】
また、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０の信号波形の形状が異なっている。つまり、印加電圧ＶＡに対する、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０の特性が異なる。これは、トランジスターＭ１１によるものである。
【００５０】
このように、追加されるトランジスターＭ１１，Ｍ１２，Ｍ１３によって、入力電圧ＩＮと、ドレイン電流Ｉ４，Ｉ１０それぞれとの特性、すなわち、入力電圧ＩＮと負荷回路１０，１２への供給電流との特性を調整することができる。このため、例えば、電圧電流変換回路１と負荷回路１０，１２とをＶＣＯとして用いる場合、ＶＣＯでは、入力電圧ＩＮ（制御電圧）と発振周波数との電圧電流特性を線形特性とすることが求められるため、トランジスターＭ１１，Ｍ１２，Ｍ１３を適切に選択することで、所望の線形特性とすることができる。
【符号の説明】
【００５１】
１ 電圧電流変換回路
Ｍ１〜Ｍ１４ トランジスター
１０，１２ 負荷回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧に応じた電流を負荷に供給する電圧電流変換回路等に関する。
【背景技術】
【０００２】
制御電圧によって発振周波数を制御する電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）では、入力段に、制御電圧を電流に変換する電圧電流変換回路が設けられることがある（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図５は、従来の電圧電流変換回路９の回路構成の一例である。この電圧電流変換回路９は、入力電圧ＩＮに応じた電流を負荷回路１０，１２に供給する回路であり、トランジスターＭ１〜Ｍ６を備えて構成される。
【０００４】
トランジスターＭ４は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、ゲート端子に印加された入力電圧ＩＮが閾値電圧Ｖｔｈ以上の場合にＯＮとなり、印加電圧ＩＮに応じたドレイン電流Ｉ４が流れる。
【０００５】
トランジスターＭ１，Ｍ２，Ｍ３は、何れも、ｐ型ＭＯＳＦＥＴである。トランジスターＭ１と、トランジスターＭ２，Ｍ３それぞれとは、カレントミラー回路を形成する。トランジスターＭ４がオンとなると、トランジスターＭ１がオンとなり、トランジスターＭ４のドレイン電流Ｉ４と同じドレイン電流Ｉ１が、トランジスターＭ１に流れる。そして、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１に応じた電流が、トランジスターＭ２，Ｍ３それぞれに流れ、トランジスターＭ２に流れるドレイン電流Ｉ２に応じた電流が、カレントミラー回路を形成するトランジスターＭ５，Ｍ６を介して、負荷回路１０に供給されるとともに、トランジスターＭ３に流れる電流が、負荷回路１２に供給される。
【０００６】
また、図６は、従来の電圧電流変換回路９における信号波形である。図６では、横軸を時刻、縦軸を信号レベルとして、上から順に、入力電圧ＩＮ、トランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１のそれぞれの信号波形を示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平８−１３９５９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、ＭＯＳトランジスターには、ゲート端子に所定の閾値電圧以上の電圧が印加されると、オンしてドレイン電流が流れ始めるという特性がある。このため、図５に示した従来の電圧電流変換回路９では、入力電圧ＩＮがトランジスターＭ４の閾値電圧以上とならないと、トランジスターＭ４がオンにならずドレイン電流Ｉ４が流れない。つまり、負荷回路１０，１２に電流が供給されない。すなわち、入力電圧ＩＮに応じた電流が負荷に供給される「電圧電流変換動作」が行われる入力電圧ＩＮの範囲（入力電圧動作範囲）は、「トランジスターＭ４の閾値電圧」から「電源電圧Ｖｄｄ」までの範囲であり、「ゼロ」から「トランジスターＭ４の閾値電圧」の範囲では、電圧電流変換動作が行われない。
【０００９】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、電圧電流変換回路における、入力電圧に対する出力電流の動作範囲を拡大させることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するための第１の形態は、入力電圧に応じた電流を負荷に供給する電圧電流変換回路であって、ゲート端子に印加された入力電圧が閾値電圧以上の場合に、当該入力電圧に応じた電流を負荷に供給する第１のトランジスター部と、前記入力電圧を、前記閾値電圧以上の電圧にレベルシフトさせるレベルシフト部と、前記レベルシフト後の電圧がゲート端子に印加され、印加電圧が閾値電圧以上の場合に、印加電圧に応じた電流を供給する第２のトランジスター部と、を備えた電圧電流変換回路である。
【００１１】
この第１の形態によれば、入力電圧が閾値電圧以上の場合には、第１トランジスター部によって、入力電圧に応じた電流が負荷に供給され、入力電圧が閾値電圧未満の場合には、第２トランジスター部によって、入力電圧をレベルシフトした電圧に応じた電流が負荷に供給される。
【００１２】
また、第２トランジスター部において、入力電圧は、閾値電圧以上の電圧にレベルシフトされる。つまり、入力電圧が閾値電圧未満であっても、入力電圧に応じた電流が負荷に供給される。これにより、入力電圧に応じた電流が負荷に供給される入力電圧の範囲（入力電圧動作範囲）の下限電圧は、閾値電圧未満の電圧となり、従来回路に比較して、入力電圧動作範囲の拡大が実現される。
【００１３】
第２の形態として、第１の形態の電圧電流変換回路であって、前記第１のトランジスター部は、前記第１のトランジスター部の閾値電圧を所定電圧に設定するための閾値電圧調整部を有する、電圧電流変換回路を構成しても良い。
【００１４】
この第２の形態によれば、第１のトランジスター部の閾値電圧が所定電圧に調整される。入力電圧が閾値電圧以上の場合、負荷に供給される電流は、第１トランジスター部，及び、第２トランジスター部それぞれによって供給される電流の和となる。このため、例えば、負荷に応じて第２トランジスター部の閾値電圧を変更し、第２トランジスター部から電流が供給され始める入力電圧を調整することで、負荷に供給する電流を調整することが可能となる。
【００１５】
第３の形態として、第１又は第２の形態の電圧電流変換回路であって、前記第１のトランジスター部は、前記入力電圧と供給する電流との関係特性を所定特性とするための第１の特性調整部を有する、電圧電流変換回路を構成しても良い。
【００１６】
この第３の形態によれば、入力電圧と、第１のトランジスター部によって負荷に供給される電流との関係特性が、所定特性に調整される。
【００１７】
第４の形態として、第１〜第３の何れかの形態の電圧電流変換回路であって、前記第２のトランジスター部は、前記レベルシフト後の電圧と供給する電流との関係特性を所定特性とするための第２の特性調整部を有する、電圧電流変換回路を構成しても良い。
【００１８】
この第４の形態によれば、入力電圧をレベルシフトした電圧と、第２のトランジスター部によって負荷に供給される電流との関係特性が、所定特性に調整される。
【００１９】
更に、第５の形態として、第１〜第４の何れかの形態の電圧電流変換回路を入力段に備え、当該電圧電流変換回路によって変換された電流に応じた周波数を発振させる電圧制御発振器を構成しても良い。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】電圧電流変換回路の回路構成図。
【図２】図１の電圧電流変換回路における信号波形図。
【図３】電圧電流変換回路の他の回路構成図。
【図４】図３の電圧電流変換回路における信号波形図。
【図５】従来の電圧電流変換回路の回路構成図。
【図６】図５の電圧電流変換回路における信号波形図。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
［構成］
図１は、本実施形態の電圧電流変換回路１の回路構成図である。この電圧電流変換回路１は、入力電圧ＩＮに応じた電流を負荷回路１０，１２に供給する回路であり、ＭＯＳトランジスターＭ１〜９と、抵抗Ｒ１とを備えて構成される。
【００２２】
トランジスターＭ７，Ｍ８は、何れもｐ型ＭＯＳＦＥＴである。このトランジスターＭ７，Ｍ８は、カレントミラー回路を形成しており、ソースフォロワ回路を形成するトランジスターＭ９に、ドレイン電流Ｉ８を供給する電流源として機能する。ドレイン電流Ｉ８は、トランジスターＭ８によって、トランジスターＭ７のドレイン端子と接地電位ＧＮＤとの間に接続された抵抗Ｒ１にかかる電圧に応じて供給される。なお、このトランジスターＭ７，Ｍ８は、ソースフォロワ回路の電流源として機能すれば良いので、トランジスターＭ７，Ｍ８に替えて所定の抵抗Ｒを設けることにしても良い。
【００２３】
トランジスターＭ９は、ｐ型ＭＯＳＦＥＴであり、ドレイン端子が接地電位ＧＮＤに接続され、ソース端子がトランジスターＭ７，Ｍ８で形成される定電流源に接続されてソースフォロワ回路を形成する。これにより、トランジスターＭ９は、レベルシフト回路として機能し、ゲート端子に印加された入力電圧ＩＮを、トランジスターＭ９の閾値電圧Ｖだけレベルシフトする。レベルシフトされた電圧は、トランジスターＭ９のソース電位となる。また、トランジスターＭ９は、バックゲート端子が電源電圧Ｖｄｄに接続されており、このバックゲート電位によって、閾値電圧が、ゼロバイアス時の閾値電圧Ｖｔｈ０よりも高くなっている（基板バイアス効果）。なお、このトランジスターＭ９が「レベルシフト部」に相当する。
【００２４】
トランジスターＭ１０は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子がトランジスターＭ１を介して電源電圧Ｖｄｄに接続され、ドレイン端子及びバックゲート端子が接地電位ＧＮＤに接続され、ゲート端子にはトランジスターＭ９のソース電位が、印加電圧ＶＡとなって印加される。そして、ゲート端子への印加電圧ＶＡが閾値電圧を超えると、オンとなって印加電圧ＶＡに応じたドレイン電流Ｉ１０が流れる。なお、このトランジスターＭ１０が「第２のトランジスター部」に相当する。
【００２５】
トランジスターＭ４は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子がトランジスターＭ１を介して電源電圧Ｖｄｄに接続され、ドレイン端子及びバックゲート端子が接地電位ＧＮＤに接続され、ゲート端子には入力電圧ＩＮが印加される。そして、ゲート端子への印加電圧ＩＮが閾値電圧を超えると、印加電圧に応じたドレイン電流Ｉ４が流れる。なお、このトランジスターＭ４が、「第１のトランジスター部」に相当する。
【００２６】
トランジスターＭ１，Ｍ２，Ｍ３は、何れもｐ型ＭＯＳＦＥＴである。このトランジスターＭ１と、トランジスターＭ２，Ｍ３それぞれとで、カレントミラー回路を形成しており、トランジスターＭ１のドレイン電流Ｉ１に応じて、トランジスターＭ２，Ｍ３それぞれのドレイン電流Ｉ２，Ｉ３が流れる。
【００２７】
トランジスターＭ１には、トランジスターＭ４のドレイン電流Ｉ４と、トランジスターＭ１０のドレイン電流Ｉ１０との和電流が流れる。そして、トランジスターＭ２に流れるドレイン電流Ｉ２に応じた電流が、トランジスターＭ５，Ｍ６を介して、負荷回路１０に供給される。また、トランジスターＭ３に流れるドレイン電流Ｉ３が、負荷回路１２に供給される。
【００２８】
トランジスターＭ５，Ｍ６は、何れもｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、カレントミラー回路を形成する。すなわち、トランジスターＭ２に流れるドレイン電流Ｉ２に応じてトランジスターＭ６にドレイン電流Ｉ６が流れ、このトランジスターＭ６に流れるドレイン電流Ｉ６が負荷回路１０に供給される。
【００２９】
負荷回路１０，１２は、供給電流によって出力が制御される電子機器である。例えば、供給電流を駆動電流として発振周波数が制御される発振器であり、この場合、「電圧電流変換回路１、及び、負荷回路１０」或いは「電圧電流変換回路１、及び、負荷回路１２」が、入力電圧ＩＮによって発振周波数が制御されるＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御発振器）となる。
【００３０】
［動作］
次に、この電圧電流変換回路１の動作を、信号波形を参照して説明する。図２は、電圧電流変換回路１における信号波形を示す図である。図２では、横軸を時刻、縦軸を信号レベルとして、上から順に、入力電圧ＩＮ、Ｍ１０のゲート印加電圧ＶＡ、トランジスターＭ４のドレイン電流Ｉ４、トランジスターＭ１０のドレイン電流Ｉ１０、トランジスターＭ１のドレイン電流Ｉ１のそれぞれの信号波形を示している。また、図２は、入力電圧ＩＮを、ゼロから電源電圧Ｖｄｄに達するまで線形に増加させた後、電源電圧Ｖｄｄからゼロまで線形に減少させた場合である。なお、トランジスターＭ４の閾値電圧は「０．３Ｖ」、トランジスターＭ９の閾値電圧は「０．６Ｖ」、電源電圧Ｖｄｄは「１Ｖ」である。
【００３１】
先ず、入力電圧ＩＮがゼロでは（時刻ｔ０）、トランジスターＭ９はオンであり、このトランジスターＭ９の閾値電圧が、トランジスターＭ１０のゲート端子への印加電圧ＶＡとなる。図２では、印加電位ＶＡは「約０．６Ｖ」となっている。この印加電圧ＶＡがトランジスターＭ１０のゲート端子へ印加されてオンとなり、印加電圧ＶＡに応じたドレイン電流Ｉ１０が流れる。図２では、トランジスターＭ１０のドレイン電流Ｉ１０は「約０．８Ａ」となっている。
【００３２】
一方、トランジスターＭ４はオフであり、このトランジスターＭ４のドレイン電流Ｉ４はゼロである。従って、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０が、トランジスターＭ１のドレイン電流Ｉ１となり、この電流Ｉ１に応じた電流が、負荷回路１０，１２それぞれに供給される。
【００３３】
次いで、入力電圧ＩＮが上昇し、トランジスターＭ４の閾値電圧に達するまでの期間では（時刻ｔ０〜ｔ１）、トランジスターＭ９がオンであるため、入力電圧ＩＮの上昇に伴ってトランジスターＭ９のソース電位、すなわちトランジスターＭ１０への印加電圧ＶＡも上昇し、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０も増加する。一方、トランジスターＭ４はオフのままであり、このトランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４はゼロのままである。従って、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０がトランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１となり、入力電圧ＩＮの上昇に伴って増加する。
【００３４】
続いて、入力電圧ＩＮがトランジスターＭ４の閾値電圧に達すると（時刻ｔ１）、トランジスターＭ４がオンし、このトランジスターＭ４にドレイン電流Ｉ４が流れ始める。一方、トランジスターＭ９の閾値電圧はトランジスターＭ４の閾値電圧よりも高いため、トランジスターＭ９はオンのままである。つまり、トランジスターＭ１０のドレイン電流Ｉ１０と、トランジスターＭ４のドレイン電流Ｉ４との和が、トランジスターＭ１のドレイン電流Ｉ１となる。
【００３５】
そして、入力電圧ＩＮの上昇に伴って、トランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４が増加するとともに、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０も増加する。つまり、入力電圧ＩＮの上昇に伴って、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１が増加する。
【００３６】
このとき、トランジスターＭ９のソース電位、すなわち印加電圧ＶＡは、電源電圧Ｖｄｄに達すると飽和する。図２では、入力電圧ＩＮが「約０．６Ｖ」の時点（時刻ｔ２）で、印加電圧ＶＡが飽和している。印加電圧ＶＡが飽和すると、それ以降は、トランジスターＭ１０の電流Ｉ１０は増加せずほぼ一定のままとなる。
【００３７】
その後、入力電圧ＩＮが電源電圧Ｖｄｄに達した後（時刻ｔ３）、低下していくと、この入力電圧ＩＮの低下に伴って、トランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４が減少する。従って、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１が減少する。入力電圧ＩＮが更に低下し、飽和していたトランジスターＭ１０のゲート端子への印加電位ＶＡが低下すると、この印加電圧ＶＡの低下に伴って、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０が減少する。
【００３８】
そして、入力電圧ＩＮがトランジスターＭ４の閾値電圧まで低下すると（時刻ｔ４）、トランジスターＭ４がオフとなり、流れるドレイン電流Ｉ４がゼロとなる。このとき、トランジスターＭ９はオンのままであり、Ｍ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０が、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１となる。
【００３９】
このように、電圧電流変換回路１では、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１の信号波形は、入力電圧ＩＮにほぼ比例した波形となる。
【００４０】
［作用・効果］
このように、本実施形態の電圧電流変換回路１では、入力電圧ＩＮがトランジスターＭ４の閾値電圧以下の場合には、トランジスターＭ４はオフである。一方、ソースフォロワ回路を形成するトランジスターＭ９によって入力電圧ＩＮがレベルシフトされる。そして、トランジスターＭ９のソース電位をゲート端子への印加電圧ＶＡとするトランジスターＭ１０がオンし、このトランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０が、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流となる。また、入力電圧ＩＮがトランジスターＭ４の閾値電圧を超える場合には、トランジスターＭ４がオンし、このトランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４と、トランジスターＭ１０に流れるドレインで電流Ｉ１０との和が、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１となる。これにより、入力電圧ＩＮに応じた電流を負荷回路１０，１２に供給できる入力電圧ＩＮの動作範囲を、「ゼロから電源電圧Ｖｄｄ」までの範囲とすることができる。
【００４１】
［変形例］
なお、本発明の適用可能な実施形態は、上述の実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能なのは勿論である。
【００４２】
（Ａ）変形回路
上述の実施形態における電圧電流変換回路１は、負荷回路１０，１２に供給する電流を調整するため、例えば、図３に示す電圧電流変換回路３として構成しても良い。
【００４３】
図３に示す電圧電流変換回路３は、上述の実施形態における電圧電流変換回路１（図１参照）において、トランジスターＭ１１，Ｍ１２，Ｍ１３を追加した構成である。
【００４４】
トランジスターＭ１１は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、トランジスターＭ１０に直列接続されている。なお、このトランジスターＭ１０，Ｍ１１が、「第２トランジスター部」に相当する。トランジスターＭ１１によって、印加電圧ＶＡに対する、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０の特性が調整される。なお、このトランジスターＭ１１が「第２の特性調整部」に相当する。
【００４５】
トランジスターＭ１２，Ｍ１３は、何れも、ｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、トランジスターＭ４に直列接続されている。なお、このトランジスターＭ４，Ｍ１２，Ｍ１３が、「第１トランジスター部」に相当する。トランジスターＭ１３によって、トランジスターＭ４にドレイン電流Ｉ４が流れ始める入力電圧ＩＮ、すなわち、「第１トランジスター部」としての閾値電圧が調整される。なお、このトランジスターＭ１３が「閾値電圧調整部」に相当する。また、トランジスターＭ１２によって、入力電圧ＩＮに対する、トランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４の特性が調整される。なお、このトランジスターＭ１２が「第１の特性調整部」に相当する。
【００４６】
図４は、電圧電流変換回路３における信号波形の一例である。同図では、横軸を時刻、縦軸を信号レベルとして、上から順に、入力電圧ＩＮ、印加電圧ＶＡ、トランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０、トランジスターＭ１に流れるドレイン電流Ｉ１のそれぞれの信号波形を示している。また、図２に示した信号波形の場合と同様に、入力電圧ＩＮは、ゼロから電源電圧Ｖｄｄに達するまで上昇させた後、再度、ゼロまで低下させた場合を示している。
【００４７】
この図４の電圧電流変換回路３における信号波形と、図２の電圧電流変換回路１における信号波形とを比較すると、図４の電圧電流変換回路３における信号波形では、トランジスターＭ４にドレイン電流Ｉ４が流れ始める入力電圧ＩＮが上昇している。すなわち、トランジスターＭ４の閾値電圧が上昇している。図４では、入力電圧ＩＮが「約０．４Ｖ」でドレイン電流Ｉ４が流れ始めており、トランジスターＭ４の閾値電圧が「約０．１Ｖ（＝０．４Ｖ−０．３Ｖ）」上昇している。これは、トランジスターＭ１３によるものである。
【００４８】
また、トランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４の信号波形の形状が異なっている。つまり、入力電圧ＩＮに対する、トランジスターＭ４に流れるドレイン電流Ｉ４の特性が異なる。これは、トランジスターＭ１２によるものである。
【００４９】
また、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０の信号波形の形状が異なっている。つまり、印加電圧ＶＡに対する、トランジスターＭ１０に流れるドレイン電流Ｉ１０の特性が異なる。これは、トランジスターＭ１１によるものである。
【００５０】
このように、追加されるトランジスターＭ１１，Ｍ１２，Ｍ１３によって、入力電圧ＩＮと、ドレイン電流Ｉ４，Ｉ１０それぞれとの特性、すなわち、入力電圧ＩＮと負荷回路１０，１２への供給電流との特性を調整することができる。このため、例えば、電圧電流変換回路１と負荷回路１０，１２とをＶＣＯとして用いる場合、ＶＣＯでは、入力電圧ＩＮ（制御電圧）と発振周波数との電圧電流特性を線形特性とすることが求められるため、トランジスターＭ１１，Ｍ１２，Ｍ１３を適切に選択することで、所望の線形特性とすることができる。
【符号の説明】
【００５１】
１ 電圧電流変換回路
Ｍ１〜Ｍ１４ トランジスター
１０，１２ 負荷回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧に応じた電流を負荷に供給する電圧電流変換回路であって、
ゲート端子に印加された入力電圧が閾値電圧以上の場合に、当該入力電圧に応じた電流を負荷に供給する第１のトランジスター部と、
前記入力電圧を、前記閾値電圧以上の電圧にレベルシフトさせるレベルシフト部と、
前記レベルシフト後の電圧がゲート端子に印加され、印加電圧が閾値電圧以上の場合に、印加電圧に応じた電流を供給する第２のトランジスター部と、
を備えた電圧電流変換回路。
【請求項２】
前記第１のトランジスター部は、
前記第１のトランジスター部の閾値電圧を所定電圧に設定するための閾値電圧調整部を有する、
請求項１に記載の電圧電流変換回路。
【請求項３】
前記第１のトランジスター部は、
前記入力電圧と供給する電流との関係特性を所定特性とするための第１の特性調整部を有する、
請求項１又は２に記載の電圧電流変換回路。
【請求項４】
前記第２のトランジスター部は、
前記レベルシフト後の電圧と供給する電流との関係特性を所定特性とするための第２の特性調整部を有する、
請求項１〜３の何れか一項に記載の電圧電流変換回路。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか一項に記載の電圧電流変換回路を入力段に備え、当該電圧電流変換回路によって変換された電流に応じた周波数を発振させる電圧制御発振器。
【請求項１】
入力電圧に応じた電流を負荷に供給する電圧電流変換回路であって、
ゲート端子に印加された入力電圧が閾値電圧以上の場合に、当該入力電圧に応じた電流を負荷に供給する第１のトランジスター部と、
前記入力電圧を、前記閾値電圧以上の電圧にレベルシフトさせるレベルシフト部と、
前記レベルシフト後の電圧がゲート端子に印加され、印加電圧が閾値電圧以上の場合に、印加電圧に応じた電流を供給する第２のトランジスター部と、
を備えた電圧電流変換回路。
【請求項２】
前記第１のトランジスター部は、
前記第１のトランジスター部の閾値電圧を所定電圧に設定するための閾値電圧調整部を有する、
請求項１に記載の電圧電流変換回路。
【請求項３】
前記第１のトランジスター部は、
前記入力電圧と供給する電流との関係特性を所定特性とするための第１の特性調整部を有する、
請求項１又は２に記載の電圧電流変換回路。
【請求項４】
前記第２のトランジスター部は、
前記レベルシフト後の電圧と供給する電流との関係特性を所定特性とするための第２の特性調整部を有する、
請求項１〜３の何れか一項に記載の電圧電流変換回路。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか一項に記載の電圧電流変換回路を入力段に備え、当該電圧電流変換回路によって変換された電流に応じた周波数を発振させる電圧制御発振器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１１−２５９０１０（Ｐ２０１１−２５９０１０Ａ）
【公開日】平成２３年１２月２２日（２０１１．１２．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１２９０２８（Ｐ２０１０−１２９０２８）
【出願日】平成２２年６月４日（２０１０．６．４）
【出願人】（０００００２３６９）セイコーエプソン株式会社 (51,324)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１２月２２日（２０１１．１２．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年６月４日（２０１０．６．４）
【出願人】（０００００２３６９）セイコーエプソン株式会社 (51,324)
【Ｆターム（参考）】
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