電源装置
【課題】スイッチ素子の数を削減するとともに、スイッチ素子のスイッチング損失、ノイズを低減できる電源装置。
【解決手段】直流電源Vinを断続することによりパルス電圧を発生する電圧発生回路13と、第1スイッチ手段Q2を有し、電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、第1スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第1交流電圧を発生して負荷7-1〜17-nの一端に出力する第1交流電圧発生回路1aと、第2スイッチ手段Q4を有し、電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、第2スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第2交流電圧を発生して負荷の他端に出力する第2交流電圧発生回路1bとを備える。
【解決手段】直流電源Vinを断続することによりパルス電圧を発生する電圧発生回路13と、第1スイッチ手段Q2を有し、電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、第1スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第1交流電圧を発生して負荷7-1〜17-nの一端に出力する第1交流電圧発生回路1aと、第2スイッチ手段Q4を有し、電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、第2スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第2交流電圧を発生して負荷の他端に出力する第2交流電圧発生回路1bとを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、直流電圧をトランスを介して別の直流電圧に変換する直流電源装置と、直流電圧をトランスを介して交流電圧に変換する交流電源装置を備えた電源装置に関し、特に交流電圧を負荷としての放電灯に供給して放電灯を点灯させる技術に関する。
【背景技術】
【0002】
交流電源装置は、直流電圧をトランスを介して交流電圧に変換するもので、交流電圧により負荷を駆動することができる。この交流電源装置に負荷を接続した装置の一例としては、交流電圧により負荷としての冷陰極放電灯を点灯させる放電灯点灯装置が知られている。
【0003】
冷陰極放電灯(CCFL:Cold Cathode Fluorescent Lamp)は、一般的に、交流電源装置により、数10kHzの周波数で且つ数百V〜千数百Vの電圧が印加されることにより点灯する。また、外部電極蛍光灯(EEFL:External Electrode Fluorescent Lamp)と呼ばれる蛍光管もある。外部電極蛍光灯と冷陰極放電灯とは電極の構造が相違し、それ以外の相違はほとんどなく、発光原理も冷陰極放電灯と同じである。このため、外部電極蛍光灯や冷陰極放電灯を点灯させるための交流電源装置は、原理的には同じである。このため、以下、冷陰極放電灯(放電灯と略称する。)を用いて説明する。
【0004】
放電灯と交流電源装置は、液晶TV、液晶モニタ、照明装置、液晶表示装置、看板などに用いられている。交流電源装置に求められる特性としては、(a)交流電圧周波数が50kHz程度であり、(b)放電灯に印加される電圧は交流電圧で、正負対称の波形である。
【0005】
(a)について、放電灯に印加される電圧周波数は、一般的におおよそ10kHz〜100kHz程度である。これは、放電灯の輝度特性や効率特性、放電灯をセットに組み込んだときの輝度特性など、様々な特性を考慮し、ユーザーが決定する。交流電源装置は、決定された周波数、又はその付近の周波数で駆動される。このため、交流電源装置の都合で周波数を設定、変化させることができないことが多い。液晶TVや液晶モニタ、照明装置などではおおよそ50kHz付近で用いられることが多いので、以下、50kHzの交流電源装置を用いるものとする。
【0006】
(b)について、一般的に、放電灯に印加される電圧は交流電圧で、正負対称の波形である必要がある。放電灯はガラスのチューブ状になっており、内部には水銀、希ガス等が封入されている。この放電灯に直流電圧を印加しても発光はする。しかし、内部の水銀が片方に片寄ってしまい、次第に放電灯両端での輝度に差が出てきてしまうため、寿命が著しく短くなる。このため、放電灯には交流電圧を印加するが、交流電圧であつても電圧波形の正負の形に違いがあれば、水銀分布の偏りが生じてしまう可能性がある。このため、正負対称の波形を印加することが求められる。また、理想的には正弦波や台形波が良く、実際にも正弦波電圧を印加する印加システムが多い。
【0007】
また、液晶TVなどでは映像処理信号や音声処理信号など様々な信号系統があり、それらの周波数と交流電圧の駆動周波数とが干渉し、画像や音声に悪影響を与えることがある。このため、交流電圧の駆動周波数を干渉の発生しない一定の周波数で動作させることが求められることが多い。
【0008】
図4に従来の非共振型ハーフブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図を示す。この放電灯点灯装置は、直流電源Vinの直流電圧をMOSFET等からなるスイッチ素子Q1,Q2で図5に示すゲート信号Q1g,Q2gに基づいてスイッチングして矩形波電圧を生成し、リアクトルL1とコンデンサC2とのフィルタ作用により正負対称の正弦波電圧にして、トランスT1により所望の電圧値に変換してコンデンサC2から電圧Voutを出力する。これによれば、2つのスイッチ素子で容易に正負対称の正弦波電圧Voutが得られるので、コスト面で有利である。
【0009】
次に、放電灯点灯装置の動作を図5に示すタイミングチャートに従って説明する。時刻t11〜時刻t12において、スイッチ素子Q1がオンすると、コンデンサC1が充電されるとともにトランスT1の1次巻線P1に電流が流れる。時刻t13〜時刻t14において、スイッチ素子Q2がオンすると、コンデンサC1が放電してトランスT1の1次巻線P1に逆方向に電流が流れる。これにより、1次巻線P1に交流電流が流れる。
【0010】
時刻t12〜時刻t13、時刻t14〜時刻t15の期間では、主にコンデンサC1とコンデンサC2のキャパシタンス成分と1次巻線P1のインダクタンス成分との直並列共振作用により1次巻線P1に流れる電流が振動し、ダイオードD1,D2が導通する期間が生じる。電流波形Q1i,Q2iで負側に流れている電流がそれぞれダイオードD1,D2に流れる電流である。ここで、時刻t11について注目すると、ダイオードD2が導通している時にスイッチ素子Q1がオンする。ダイオードには蓄積効果があるため、ごくわずかの期間であるが、ダイオードは逆方向に電流を流してしまう。即ち、スイッチ素子Q1からスイッチ素子Q2へ短絡電流が流れる。短絡電流の電流量、時間は主にダイオードD2の逆回復時間特性で決まる。この時間が短いダイオードであれば短絡電流を小さくできるが、原理的にゼロにはならない。即ち、時刻t11でスイッチ素子Q1がオンした瞬間にスイッチングロスが生じる。
【0011】
同様に、時刻t13でもダイオードD1の逆回復時間特性によりスイッチ素子Q2がオンした瞬間にスイッチングロスが生じる。また、短絡電流が流れるため、ノイズの面でも不利である。即ち、各スイッチ素子Q1,Q2はハードスイッチング動作を行う。
【0012】
図6に従来の共振型フルブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図を示す。この放電灯点灯装置は、直流電源Vinの直流電圧をスイッチ素子Q1〜Q4で図7に示すゲート信号Q1g〜Q4gに基づいてスイッチングして矩形波電圧を生成し、リアクトルL1とコンデンサC2とのフィルタ作用により正負対称の正弦波電圧にして、トランスT1により所望の電圧値に変換してコンデンサC2から電圧Voutを出力する。
【0013】
図7のタイミングチャートに示すように、スイッチ素子Q1とスイッチ素子Q2とは、所定のデッドタイムを有するゲート信号Q1g,Q2gにより相補的にオン/オフ動作する。スイッチ素子Q3とスイッチ素子Q4とは、所定のデッドタイムを有するゲート信号Q3g,Q4gにより相補的オン/オフ動作する。スイッチ素子Q1,Q2による第1アームのゲート信号Q1g,Q2gと、スイッチ素子Q3,Q4とによる第2アームのゲート信号Q3g,Q4gとは、180度位相差を有する。図7において、Q1v〜Q4vはスイッチ素子Q1〜Q4のドレイン−ソース間電圧、Q1i〜Q4iはスイッチ素子Q1〜Q4のドレイン電流、VTは1次巻線P1とリアクトルL1との直列回路の両端電圧、Vs1は2次巻線S1の両端電圧である。
【0014】
図6に示す回路は、図7に示すタイミングチャートで共振動作を行うので、各スイッチ素子のオン時にスイッチングロスは発生しない。また、出力電圧として正負対称の正弦波電圧が得られるので、効率特性重視あるいはノイズ特性重視の交流電源として用いられている。しかし、4個のスイッチ素子が必要であるため、コスト面で不利てある。
【0015】
図8に従来の放電灯点灯装置の配置例1を示す。図8では、放電灯点灯装置である液晶TVを裏側から見た図である。パネル13aの表側には放電灯7−1〜7−nが併設され、インバータ基板11aをパネル13aの右側に寄せて配置してコネクタ15a,15b、電線9a,9bを介して放電灯7−1〜7−nに接続する。図9に図8に示す放電灯点灯装置の配置例1の回路例1を示した。
【0016】
しかし、図9の回路例1では、パネルのサイズ、即ち、放電灯がある程度以上長くなった場合には回路を構成できない。これは放電灯が長くなるほど放電灯のインピーダンスが高くなるのでトランスT1には高い出力電圧が必要になるからである。出力電圧が高いほどトランスの絶縁構造や安全対策が困難になり、トランスが大型化、高コスト化してしまう。一般的には2000〜2500Vrms程度の出力電圧が限界である。
【0017】
放電灯が長い場合には、図10に示す放電灯点灯装置を用いて、トランスT1とトランスT2とをそれぞれ逆位相で動作することにより、各トランスT1,T2の出力電圧を半分にすることができる。図11は図10に示す放電灯点灯装置の回路例2の配置例2を示す図である。しかし、図11では、トランスT2の2次巻線S2の出力配線が長くなってしまう。出力配線は高圧高周波であるため、出力配線が長いほどリーク電流が増大し効率が低下してしまう。また、ノイズの発生源にもなってしまう。
【0018】
図12に示す回路例3は、図11の配置例2の問題を解決したものである。図12に示す放電灯点灯装置は、パネル13aの両端にインバータ基板11d,11eを配置し、インバータ基板11dに実装された交流電源装置の交流電圧とインバータ基板11eに実装された交流電源装置の交流電圧とを180度位相差で動作させて放電灯7−1〜7−nに両端に印加する。制御回路10bは、スイッチ素子Q1〜Q4をスイッチングして正負対称の正弦波電圧をトランスT1の2次巻線S1に出力する。制御回路10cは、スイッチ素子Q1〜Q4に対して、180度位相差を設けてスイッチ素子Q5〜Q8をスイッチングして正負対称の正弦波電圧をトランスT2の2次巻線S2に出力する。これによれば、高圧高周波配線が最短で配置できるため、特に大型液晶パネルでは良く用いられている。
【0019】
なお、従来の技術として例えば、特許文献1がある。
【特許文献1】特開平8−162280号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0020】
しかし、図12の回路例3では、2つの交流電源装置が必要であるため、フルブリッジ回路を適用した場合には8つのスイッチ素子が必要である。また、ハーフブリッジ回路を適用してスイッチ素子を4個にすることができるが、前述したようにハードスイッチング動作となってしまうため、スイッチング損失、ノイズの面で不利である。また、図12に示す回路例3では、制御回路10bと制御回路10cとの2つの制御回路を設けているとともに制御回路間で同期をとる必要があるため、制御回路が増えて高価になる。
【0021】
また液晶TVなどのシステム全体では交流電源装置以外に信号処理や音声出力用に直流電源装置も必要になる。
【0022】
本発明の課題は、交流電源装置と直流電源装置を組み合わせることで、スイッチ素子の数を削減するとともに、スイッチ素子のスイッチング損失、ノイズを低減できる電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0023】
前記課題を解決するために、請求項1の発明は、直流電源を断続することによりパルス電圧を発生する電圧発生回路と、第1スイッチ手段を有し、前記電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、前記第1スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第1交流電圧を発生して負荷の一端に出力する第1交流電圧発生回路と、第2スイッチ手段を有し、前記電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、前記第2スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第2交流電圧を発生して前記負荷の他端に出力する第2交流電圧発生回路とを備えることを特徴とする。
【0024】
請求項2の発明は、請求項1記載の電源装置において、前記パルス電圧に同期して前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とを交互にオンさせる第1制御回路を備えたことを特徴とする。
【0025】
請求項3の発明は、請求項2記載の電源装置において、前記第1制御回路は、前記パルス電圧が印加される期間に前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段をオフさせることを特徴とする。
【0026】
請求項4の発明は、請求項1乃至請求項3のいずれか1項記載の交流電源装置において、前記第1交流電圧発生回路は、前記第1スイッチ手段に接続される1次巻線と誘起される電圧を前記第1交流電圧として出力する2次巻線とを有する第1トランスを有し、前記第2交流電圧発生回路は、前記第2スイッチ手段に接続される1次巻線と誘起される電圧を前記第2交流電圧として出力する2次巻線とを有する第2トランスを有することを特徴とする。
【0027】
請求項5の発明は、請求項4記載の電源装置において、前記第1交流電圧発生回路は、前記第1トランスの2次巻線と前記負荷の一端との間に接続された第1コンデンサを有し、前記第2交流電圧発生回路は、前記第2トランスの2次巻線と前記負荷の他端との間に接続された第2コンデンサを有することを特徴とする。
【0028】
請求項6の発明は、請求項4記載の電源装置において、前記第1交流電圧発生回路は、前記第1トランスの2次巻線と前記負荷の一端との間に前記第1トランスの1次巻線及び2次巻線間のリーケージインダクタンスを有し、前記第2交流電圧発生回路は、前記第2トランスの2次巻線と前記負荷の他端との間に前記第2トランスの1次巻線及び2次巻線間のリーケージインダクタンスを有することを特徴とする。
【0029】
請求項7の発明は、請求項1記載の電源装置において、前記電圧発生回路は、前記直流電源の両極間に直列に接続され、オン/オフすることによりパルス電圧を発生する第3スイッチ手段及び第4スイッチ手段と、前記第3スイッチ手段または前記第4スイッチ手段に並列に接続された第3トランスの1次巻線と第3コンデンサからなり、前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段のオン/オフにより発生したパルス電圧が印加される第3直列共振回路と、前記第3トランスの2次巻線に発生するパルス電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、前記直流出力電圧に基づき前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段を交互にオン/オフさせる第2制御回路とを有することを特徴とする。
【0030】
請求項8の発明は、請求項7記載の電源装置において、前記第1制御回路は、前記第3スイッチ手段又は前記第4スイッチ手段のオンに同期して、前記第2制御回路の前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段の動作周波数に対して一周期おきに前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とを交互にオン/オフさせることを特徴とする。
【0031】
請求項9の発明は、請求項7記載の電源装置において、前記第1制御回路は、前記第3スイッチ手段又は前記第4スイッチ手段のオンに同期して、前記第2制御回路の前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段の動作周波数に対して一周期おきに前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とを交互にオン/オフさせ、且つ前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とのオン/オフを間欠周期で繰り返させる、又は前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とのオン/オフを完全に停止する機能を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【0032】
本発明によれば、第1交流電圧発生回路は、電圧発生回路のパルス電圧が印加され、第1スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第1交流電圧を発生して負荷の一端に出力し、第2交流電圧発生回路は、パルス電圧が印加され、第2スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第2交流電圧を発生して負荷の他端に出力するので、負荷の両端に印加される電圧は正負対称波形になる。従って、負荷の両端電圧が正負対称波形であるので、水銀の偏りによる寿命の低減は起きにくい。また、交流電源装置と直流電源装置を組み合わせることで、スイッチ素子の数を削減するとともに、スイッチ素子のスイッチング損失、ノイズを低減できる。
【0033】
また、第1制御回路は、第3スイッチ手段又は第4スイッチ手段のオンに同期して、第2制御回路の第3スイッチ手段及び第4スイッチ手段の動作周波数に対して一周期おきに第1スイッチ手段と第2スイッチ手段とを交互にオン/オフさせるので、負荷の両端に印加される電圧は正負対称波形になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0034】
以下、本発明の電源装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。以下の実施例では、本発明の交流電源装置を放電灯点灯装置に適用した場合について説明する。この放電灯点灯装置は、本発明の交流電源装置に負荷としての放電灯が接続されて構成される。
【0035】
なお、この例では、負荷を放電灯としたが、負荷は放電灯でなくても良く、本発明の交流電源装置は、その他の負荷に適用しても良い。
【実施例1】
【0036】
図1は本発明の実施例1の電源装置の構成を示す図である。図1に示す電源装置は、DC/DCコンバータ部13と、パネル3aの両端に配置されたインバータ基板1aとインバータ基板1bからなるインバータ部とにより構成されている。
【0037】
DC/DCコンバータ部13において、直流電源Vinの両端にはMOSFET等からなるスイッチ素子Q11とMOSFET等からなるスイッチ素子Q12との直列回路が接続されている。スイッチ素子Q12のドレイン−ソース間にはリアクトルL10とトランスT10の1次巻線P10とコンデンサC10からなる第3直列共振回路が接続されている。トランスT10の2次巻線S10の両端には、ダイオードD10とコンデンサC11からなる整流平滑回路が接続され、コンデンサC10の両端電圧を直流出力電圧Voとして負荷12に供給している。
【0038】
また、コンデンサC10と負荷12との接続点には制御回路5aが接続されている。制御回路5aは、スイッチ素子Q11,Q12にゲート信号Q11g,Q12gを印加してスイッチ素子Q11,Q12をオン/オフさせることにより、直流出力電圧Voが所望の電圧になるよう制御する。
【0039】
なお、スイッチ素子Q11,Q12のドレイン−ソース間のダイオードD11,D12はスイッチ素子Q11,Q12の寄生ダイオードであっても良い。また、リアクトルL10はトランスT10の1次巻線P10と2次巻線S10間のリーケージインダクタンスであっても良い。
【0040】
次に、DC/DCコンバータ部13の動作を図2のタイミングチャートを参照しながら説明する。
【0041】
図2において、Q11g,Q12gはスイッチ素子Q11,Q12のゲート信号、Q12vはスイッチ素子Q12のドレイン−ソース間電圧、C10iはコンデンサC10に流れる電流、D10iはダイオードD10に流れる電流である。
【0042】
図2に示すように、周期1/f=Tの期間において、制御回路5aからゲート信号Q11g,Q12gがスイッチ素子Q11,Q12に交互に印加されて、スイッチ素子Q11とスイッチ素子Q12とは周波数fで交互にオン/オフする。
【0043】
なお、ゲート信号Q11gとゲート信号Q12gとの間にはスイッチ素子Q11,Q12が同時にオンするのを防ぐために、ゲート信号Q11,Q12がともにLレベルとなるデッドタイムが設けられている。
【0044】
時刻t10において、スイッチ素子Q11がオンすると、リアクトルL10とトランスT10の1次巻線P10とコンデンサC10からなる第3直列共振回路に入力電圧Vinが印加され、第3直列共振回路にはコンデンサC10を充電する方向の電流C10iが流れる。なお、スイッチ素子Q11がオンした直後には、共振動作によりコンデンサC10を放電する方向の電流が流れている。
【0045】
次に、時刻t11において、スイッチ素子Q11がオフして、スイッチ素子Q12がオンすると、第3直列共振回路に流れる電流C10iはコンデンサC10を放電する方向に切り替わるとともに、トランスT10、コンデンサC10に蓄えられたエネルギーを2次巻線S10を通して出力に放出する。なお、スイッチ素子Q12がオンした直後には、共振動作によりコンデンサC10を充電する方向の電流が流れている。
【0046】
このようにスイッチ素子Q11とスイッチ素子Q12とが交互にオン/オフを繰り返すと、スイッチ素子Q11のオンデューティをDonとすると、コンデンサC10はVin×Donの電圧を中心に充放電を繰り返す。
【0047】
スイッチ素子Q12のオン期間において、コンデンサC10の電圧がトランスT10の2次側へ放出される。このため、直流出力電圧VoはおよそVin×Don×(S10/P10)となる。即ち、制御回路5aがスイッチ素子Q11とスイッチ素子Q12とのオンデューティを制御することにより、直流出力電圧Voを所望の電圧に調整する。
【0048】
次にインバータ部について説明する。インバータ基板1aにおいて、スイッチ素子Q11とスイッチ素子Q12との接続点とグランドとの間には、コンデンサC1とリアクトルL1とトランスT1の1次巻線P1とスイッチ素子Q2との直列回路が接続されている。回生用のダイオードD5は、アノードがスイッチ素子Q2のドレイン及び1次巻線P1の一端とに接続され、カソードがスイッチ素子Q11とスイッチ素子Q12との接続点とコンデンサC1の一端とに接続されている。
【0049】
トランスT1の2次巻線S1の両端にはコンデンサC2が並列に接続され、トランスT1の2次巻線S1とコンデンサC2との接続点(非グランド電位側)には一端が共通に接続されたバラストコンデンサCa1〜Canが接続されている。バラストコンデンサCa1〜Canの他端は、放電灯7−1〜7−nの一端(a側)に接続されている。リアクトルL1とコンデンサC2とのフィルタを介して正負非対称波形の交流電圧がコンデンサC2に出力される。
【0050】
次に、インバータ基板1bにおいて、スイッチ素子Q11とスイッチ素子Q12との接続点とグランドとの間には、コンデンサC3とリアクトルL2とトランスT2の1次巻線P2とスイッチ素子Q4との直列回路が接続されている。回生用のダイオードD6は、アノードがスイッチ素子Q4のドレイン及び1次巻線P2の一端とに接続され、カソードがスイッチ素子Q11とスイッチ素子Q12との接続点とコンデンサC3の一端とに接続されている。
【0051】
トランスT2の2次巻線S2の両端にはコンデンサC4が並列に接続され、トランスT2の2次巻線S2とコンデンサC4との接続点(非グランド電位側)には一端が共通に接続されたバラストコンデンサCb1〜Cbnが接続されている。バラストコンデンサCb1〜Cbnの他端は、放電灯7−1〜7−nの他端(b側)に接続されている。リアクトルL2とコンデンサC4とのフィルタを介して正負非対称波形の交流電圧がコンデンサC4に出力される。
【0052】
なお、スイッチ素子Q2,Q4のドレイン−ソース間のダイオードD2,D4はスイッチ素子Q2,Q4の寄生ダイオードであっても良い。また、リアクトルL1はトランスT1の1次巻線P1と2次巻線S1との間のリーケージインダクタンスであっても良く、リアクトルL2はトランスT2の1次巻線P2と2次巻線S2との間のリーケージインダクタンスであっても良い。また、コンデンサC2,C4は、配線等の寄生容量を用いても良い。その場合、コンデンサC2,C4は削除、または小型化できる。
【0053】
また、トランスT1の2次巻線S1と放電灯7−1〜7−nの一端との間にトランスT1の1次巻線P1及び2次巻線S1間のリーケージインダクタンスを有していても良い。また、トランスT2の2次巻線P2と放電灯7−1〜7−nの他端との間にトランスT2の1次巻線P2及び2次巻線S2間のリーケージインダクタンスを有していても良い。
【0054】
制御回路5bは、ゲート信号Q2g,Q4gによりスイッチ素子Q2とスイッチ素子Q4とを所定のデットタイムを有して交互にオン/オフさせる。また、制御回路5bは、スイッチ素子Q12のオンに同期してゲート信号Q2g,Q4gを、DC/DCコンバータ部13の動作周波数に対して一周期おきに交互にスイッチ素子Q2,Q4に印加する。
【0055】
次にインバータ部の動作を図3のタイミングチャートを参照しながら説明する。図3において、Q11g,Q12g,Q2g,Q4gはスイッチ素子Q11,Q12,Q2,Q4のゲート信号、Q12v,Q2v,Q4vはスイッチ素子Q12,Q2,Q4のドレイン−ソース間電圧、Q11i,Q12i,Q2i,Q4iはスイッチ素子Q11,Q12,Q2,Q4のドレイン電流、Vs1,Vs2はトランスT1、トランスT2の2次巻線S1,S2の両端電圧、Vabは放電灯7−1〜7−nの両端に印加される電圧である。
【0056】
まず、時刻t20において、ゲート信号Q12gによりスイッチ素子Q12がオンすると、電流Q12iが流れる。これに同期してスイッチ素子Q2には制御回路5bからゲート信号Q2gが印加され、スイッチ素子Q2がオンして、電流Q2iが流れる。このとき、スイッチ素子Q12がオンしているので、スイッチ素子Q11,Q12の接続点の電位は略0Vである。このため、コンデンサC1とリアクトルL1とトランスT1の1次巻線P1との第1直列共振回路には外部から電圧が印加されず、コンデンサC1の電荷を放電する方向の電流が流れる。
【0057】
次に、時刻t21において、ゲート信号Q12gによりスイッチ素子Q12がオフし、ゲート信号Q11gによりスイッチ素子Q11がオンすると、電流Q11iが流れて、第1直列共振回路にはスイッチ素子Q11を通して入力電圧Vinが印加される。このため、第1直列共振回路に流れる電流はコンデンサC1を充電する方向に変わる。
【0058】
次に、時刻t22において、制御回路5bからスイッチ素子Q2に印加されるゲート信号Q2gがLレベルになると、ゲート信号Q2gによりスイッチ素子Q2がオフし、第1直列共振回路に流れていた電流はダイオードD5を通してトランスT1をリセットする方向に切り替わる。
【0059】
時刻t23において、ゲート信号Q11gによりスイッチ素子Q11がオフし、ゲート信号Q12gによりスイッチ素子Q12が再度オンすると、電流Q12iが流れる。これに同期してスイッチ素子Q4には制御回路5bからゲート信号Q4gが印加され、スイッチ素子Q4がオンして、電流Q4iが流れる。このとき、スイッチ素子Q12がオンしているので、スイッチ素子Q11,Q12の接続点の電位は略0Vである。このため、コンデンサC3とリアクトルL2とトランスT2の1次巻線P2との第2直列共振回路には外部から電圧が印加されず、コンデンサC3の電荷を放電する方向の電流が流れる。
【0060】
時刻t24において、ゲート信号Q12gによりスイッチ素子Q12がオフし、ゲート信号Q11gによりスイッチ素子Q11がオンすると、第2直列共振回路にはスイッチ素子Q11を通して入力電圧Vinが印加される。このため、第2直列共振回路に流れる電流はコンデンサC3を充電する方向に変わる。
【0061】
次に、時刻t25において、制御回路5bからスイッチ素子Q4に印加されるゲート信号Q4gがLレベルになると、ゲート信号Q4gによりスイッチ素子Q4がオフし、第2直列共振回路に流れていた電流はダイオードD6を通してトランスT2をリセットする方向に切り替わる。
【0062】
そして、時刻t26において、ゲート信号Q11gによりスイッチ素子Q11がオフすると、時刻t20〜時刻t25の動作を繰り返す。
【0063】
このように、DC/DCコンバータ部13の動作周波数に対して一周期おきにスイッチ素子Q2とスイッチ素子Q4とをオン/オフすると、第1直列共振回路と第2直列共振回路の共振動作により、トランスT1の2次巻線S1とトランスT2の2次巻線S2には、図3に示すように、2次巻線電圧Vs1,電圧Vs2のような正負非対称の電圧が発生する。
【0064】
スイッチ素子Q2,Q4は、DC/DCコンバータ部13の動作周波数に対して一周期おきに交互にオン/オフしているので、トランスT1の2次巻線Vs1とトランスT2の2次巻線Vs2とは、180度位相がずれた相似形の状態となる。
【0065】
2次巻線電圧Vs1が放電灯7−1〜7−nの一端に印加され、2次巻線電圧Vs2が放電灯7−1〜7−nの他端に印加されると、放電灯7−1〜7−nの両端には2次巻線電圧Vs1と2次巻線電圧Vs2との差電圧が印加される。即ち、放電灯7−1〜7−nの両端に印加される電圧Vabは正負対称波形になる。従って、放電灯7−1〜7−nの両端電圧が正負対称波形であるので、水銀の偏りによる寿命の低減は起きにくい。
【0066】
また、制御回路5bは、放電灯7−1〜7−nの電流値、トランスT1,T2の巻線電流、スイッチ素子Q2,Q4の電流等に基づき、スイッチ素子Q2,Q4のオン幅を制御することにより放電灯の電力、電流、輝度を制御することができる。
【0067】
また、実施例1の電源装置において、スイッチ素子Q2,Q4,Q11,Q12がオンするタイミングにおいて、スイッチ素子Q2,Q4,Q11,Q12に流れる電流はゼロ、あるいは負の電流となっており、貫通電流が流れず、また、スイッチング損失、スイッチングノイズが軽減できる。
【0068】
また、DC/DCコンバータ部13は、スイッチング損失やトランスの鉄損を考慮して、一般的には50kHz〜100kHz程度の周波数で動作させる。これに対して、放電灯に印加する交流電圧の周波数は、パネルメーカーやセットメーカーの要求により30kHz〜50kHzと決められている。この周波数でDC/DCコンバータ部13を動作させるには、トランスの飽和磁束密度の関係上、コアサイズを大きくする必要がある。
【0069】
しかし、実施例1の電源装置では、DC/DCコンバータ部13の動作周波数(例えば100KHz)は、放電灯7−1〜7−nに印加する交流電圧の周波数(例えば50KHz)の2倍の周波数とすることができるので、トランスT10のコアを小型化でき、コストを低減できる。
【0070】
また、液晶TVなどの放電点灯装置では、輝度を幅広く調整するために、放電灯に印加する交流電圧の実効値を制御するだけでなく、インバータを間欠発振させて放電灯の輝度を調整している。実施例1の電源装置において、インバータの間欠発振動作を行うには、スイッチ素子Q2,Q4のみの発振を停止すれば良く、DC/DCコンバータ部13の動作には影響をしない。また、インバータを動作/停止しても良い。
【0071】
このように実施例1の電源装置では、スイッチ素子の使用数は従来のフルブリッジ構成のインバータと同じままで、共振動作が行え、正負対称の正弦波電圧を放電灯両端に印加でき、さらに直流電圧も出力できる。このため、DC/DCコンバータ部13、インバータ部の電源装置全体ではスイッチ素子の数を削減するとともに、スイッチ素子のスイッチング損失、ノイズを低減できる。
【0072】
実施例1の電源装置で、DC/DCコンバータ部13は、周波数固定でスイッチ素子Q11のデューティを制御したが、放電灯に印加する交流電圧の周波数の規定がない場合には、例えばスイッチ素子Q12のオン期間を固定として、スイッチ素子Q11のオン幅を可変して出力電圧を制御してもよい。
【0073】
また、実施例1では、スイッチ素子Q12のオン期間にトランスT1,T2の2次側へ電力を供給する構成としたが、スイッチ素子Q11のオン期間にトランスT1,T2の2次側へ電力を供給する構成としてもよい。
【0074】
なお、実施例1の放電灯点灯装置では、放電灯が複数個であったが、放電灯は単数(1灯)であっても良い。
【図面の簡単な説明】
【0075】
【図1】本発明の実施例1の放電灯点灯装置の構成を示す図である。
【図2】本発明の実施例1の放電灯点灯装置の各部のタイミングチャートである。
【図3】本発明の実施例1の放電灯点灯装置の各部の詳細なタイミングチャートである。
【図4】従来の非共振型ハーフブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図5】図4に示す放電灯点灯装置の各部のタイミングチャートである。
【図6】従来の共振型フルブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図7】図6に示す放電灯点灯装置の各部のタイミングチャートである。
【図8】従来の放電灯点灯装置の配置例1を示す図である。
【図9】図8に示す放電灯点灯装置の配置例1の回路例1を示す図である。
【図10】従来の放電灯点灯装置の回路例2を示す図である。
【図11】図10に示す放電灯点灯装置の回路例2の配置例2を示す図である。
【図12】従来の放電灯点灯装置の回路例3を示す図である。
【符号の説明】
【0076】
T1,T2,T10 トランス
P1,P2,P10 1次巻線
S1,S2,S10 2次巻線
C1〜C4,C10,C11 コンデンサ
Ca1〜Can,Cb1〜Cbn バラストコンデンサ
D1〜D8,D10〜D12 ダイオード
Q1〜Q8,Q11,Q12 スイッチ素子
L1,L2,L10 リアクトル
Vin,Vina,Vinb 直流電源
1a,1b,11a〜11e インバータ基板
3a,13a パネル
7−1〜7−n 放電灯
5a,5b,10b,10c 制御回路
12 負荷
13 DC/DCコンバータ部
【技術分野】
【0001】
本発明は、直流電圧をトランスを介して別の直流電圧に変換する直流電源装置と、直流電圧をトランスを介して交流電圧に変換する交流電源装置を備えた電源装置に関し、特に交流電圧を負荷としての放電灯に供給して放電灯を点灯させる技術に関する。
【背景技術】
【0002】
交流電源装置は、直流電圧をトランスを介して交流電圧に変換するもので、交流電圧により負荷を駆動することができる。この交流電源装置に負荷を接続した装置の一例としては、交流電圧により負荷としての冷陰極放電灯を点灯させる放電灯点灯装置が知られている。
【0003】
冷陰極放電灯(CCFL:Cold Cathode Fluorescent Lamp)は、一般的に、交流電源装置により、数10kHzの周波数で且つ数百V〜千数百Vの電圧が印加されることにより点灯する。また、外部電極蛍光灯(EEFL:External Electrode Fluorescent Lamp)と呼ばれる蛍光管もある。外部電極蛍光灯と冷陰極放電灯とは電極の構造が相違し、それ以外の相違はほとんどなく、発光原理も冷陰極放電灯と同じである。このため、外部電極蛍光灯や冷陰極放電灯を点灯させるための交流電源装置は、原理的には同じである。このため、以下、冷陰極放電灯(放電灯と略称する。)を用いて説明する。
【0004】
放電灯と交流電源装置は、液晶TV、液晶モニタ、照明装置、液晶表示装置、看板などに用いられている。交流電源装置に求められる特性としては、(a)交流電圧周波数が50kHz程度であり、(b)放電灯に印加される電圧は交流電圧で、正負対称の波形である。
【0005】
(a)について、放電灯に印加される電圧周波数は、一般的におおよそ10kHz〜100kHz程度である。これは、放電灯の輝度特性や効率特性、放電灯をセットに組み込んだときの輝度特性など、様々な特性を考慮し、ユーザーが決定する。交流電源装置は、決定された周波数、又はその付近の周波数で駆動される。このため、交流電源装置の都合で周波数を設定、変化させることができないことが多い。液晶TVや液晶モニタ、照明装置などではおおよそ50kHz付近で用いられることが多いので、以下、50kHzの交流電源装置を用いるものとする。
【0006】
(b)について、一般的に、放電灯に印加される電圧は交流電圧で、正負対称の波形である必要がある。放電灯はガラスのチューブ状になっており、内部には水銀、希ガス等が封入されている。この放電灯に直流電圧を印加しても発光はする。しかし、内部の水銀が片方に片寄ってしまい、次第に放電灯両端での輝度に差が出てきてしまうため、寿命が著しく短くなる。このため、放電灯には交流電圧を印加するが、交流電圧であつても電圧波形の正負の形に違いがあれば、水銀分布の偏りが生じてしまう可能性がある。このため、正負対称の波形を印加することが求められる。また、理想的には正弦波や台形波が良く、実際にも正弦波電圧を印加する印加システムが多い。
【0007】
また、液晶TVなどでは映像処理信号や音声処理信号など様々な信号系統があり、それらの周波数と交流電圧の駆動周波数とが干渉し、画像や音声に悪影響を与えることがある。このため、交流電圧の駆動周波数を干渉の発生しない一定の周波数で動作させることが求められることが多い。
【0008】
図4に従来の非共振型ハーフブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図を示す。この放電灯点灯装置は、直流電源Vinの直流電圧をMOSFET等からなるスイッチ素子Q1,Q2で図5に示すゲート信号Q1g,Q2gに基づいてスイッチングして矩形波電圧を生成し、リアクトルL1とコンデンサC2とのフィルタ作用により正負対称の正弦波電圧にして、トランスT1により所望の電圧値に変換してコンデンサC2から電圧Voutを出力する。これによれば、2つのスイッチ素子で容易に正負対称の正弦波電圧Voutが得られるので、コスト面で有利である。
【0009】
次に、放電灯点灯装置の動作を図5に示すタイミングチャートに従って説明する。時刻t11〜時刻t12において、スイッチ素子Q1がオンすると、コンデンサC1が充電されるとともにトランスT1の1次巻線P1に電流が流れる。時刻t13〜時刻t14において、スイッチ素子Q2がオンすると、コンデンサC1が放電してトランスT1の1次巻線P1に逆方向に電流が流れる。これにより、1次巻線P1に交流電流が流れる。
【0010】
時刻t12〜時刻t13、時刻t14〜時刻t15の期間では、主にコンデンサC1とコンデンサC2のキャパシタンス成分と1次巻線P1のインダクタンス成分との直並列共振作用により1次巻線P1に流れる電流が振動し、ダイオードD1,D2が導通する期間が生じる。電流波形Q1i,Q2iで負側に流れている電流がそれぞれダイオードD1,D2に流れる電流である。ここで、時刻t11について注目すると、ダイオードD2が導通している時にスイッチ素子Q1がオンする。ダイオードには蓄積効果があるため、ごくわずかの期間であるが、ダイオードは逆方向に電流を流してしまう。即ち、スイッチ素子Q1からスイッチ素子Q2へ短絡電流が流れる。短絡電流の電流量、時間は主にダイオードD2の逆回復時間特性で決まる。この時間が短いダイオードであれば短絡電流を小さくできるが、原理的にゼロにはならない。即ち、時刻t11でスイッチ素子Q1がオンした瞬間にスイッチングロスが生じる。
【0011】
同様に、時刻t13でもダイオードD1の逆回復時間特性によりスイッチ素子Q2がオンした瞬間にスイッチングロスが生じる。また、短絡電流が流れるため、ノイズの面でも不利である。即ち、各スイッチ素子Q1,Q2はハードスイッチング動作を行う。
【0012】
図6に従来の共振型フルブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図を示す。この放電灯点灯装置は、直流電源Vinの直流電圧をスイッチ素子Q1〜Q4で図7に示すゲート信号Q1g〜Q4gに基づいてスイッチングして矩形波電圧を生成し、リアクトルL1とコンデンサC2とのフィルタ作用により正負対称の正弦波電圧にして、トランスT1により所望の電圧値に変換してコンデンサC2から電圧Voutを出力する。
【0013】
図7のタイミングチャートに示すように、スイッチ素子Q1とスイッチ素子Q2とは、所定のデッドタイムを有するゲート信号Q1g,Q2gにより相補的にオン/オフ動作する。スイッチ素子Q3とスイッチ素子Q4とは、所定のデッドタイムを有するゲート信号Q3g,Q4gにより相補的オン/オフ動作する。スイッチ素子Q1,Q2による第1アームのゲート信号Q1g,Q2gと、スイッチ素子Q3,Q4とによる第2アームのゲート信号Q3g,Q4gとは、180度位相差を有する。図7において、Q1v〜Q4vはスイッチ素子Q1〜Q4のドレイン−ソース間電圧、Q1i〜Q4iはスイッチ素子Q1〜Q4のドレイン電流、VTは1次巻線P1とリアクトルL1との直列回路の両端電圧、Vs1は2次巻線S1の両端電圧である。
【0014】
図6に示す回路は、図7に示すタイミングチャートで共振動作を行うので、各スイッチ素子のオン時にスイッチングロスは発生しない。また、出力電圧として正負対称の正弦波電圧が得られるので、効率特性重視あるいはノイズ特性重視の交流電源として用いられている。しかし、4個のスイッチ素子が必要であるため、コスト面で不利てある。
【0015】
図8に従来の放電灯点灯装置の配置例1を示す。図8では、放電灯点灯装置である液晶TVを裏側から見た図である。パネル13aの表側には放電灯7−1〜7−nが併設され、インバータ基板11aをパネル13aの右側に寄せて配置してコネクタ15a,15b、電線9a,9bを介して放電灯7−1〜7−nに接続する。図9に図8に示す放電灯点灯装置の配置例1の回路例1を示した。
【0016】
しかし、図9の回路例1では、パネルのサイズ、即ち、放電灯がある程度以上長くなった場合には回路を構成できない。これは放電灯が長くなるほど放電灯のインピーダンスが高くなるのでトランスT1には高い出力電圧が必要になるからである。出力電圧が高いほどトランスの絶縁構造や安全対策が困難になり、トランスが大型化、高コスト化してしまう。一般的には2000〜2500Vrms程度の出力電圧が限界である。
【0017】
放電灯が長い場合には、図10に示す放電灯点灯装置を用いて、トランスT1とトランスT2とをそれぞれ逆位相で動作することにより、各トランスT1,T2の出力電圧を半分にすることができる。図11は図10に示す放電灯点灯装置の回路例2の配置例2を示す図である。しかし、図11では、トランスT2の2次巻線S2の出力配線が長くなってしまう。出力配線は高圧高周波であるため、出力配線が長いほどリーク電流が増大し効率が低下してしまう。また、ノイズの発生源にもなってしまう。
【0018】
図12に示す回路例3は、図11の配置例2の問題を解決したものである。図12に示す放電灯点灯装置は、パネル13aの両端にインバータ基板11d,11eを配置し、インバータ基板11dに実装された交流電源装置の交流電圧とインバータ基板11eに実装された交流電源装置の交流電圧とを180度位相差で動作させて放電灯7−1〜7−nに両端に印加する。制御回路10bは、スイッチ素子Q1〜Q4をスイッチングして正負対称の正弦波電圧をトランスT1の2次巻線S1に出力する。制御回路10cは、スイッチ素子Q1〜Q4に対して、180度位相差を設けてスイッチ素子Q5〜Q8をスイッチングして正負対称の正弦波電圧をトランスT2の2次巻線S2に出力する。これによれば、高圧高周波配線が最短で配置できるため、特に大型液晶パネルでは良く用いられている。
【0019】
なお、従来の技術として例えば、特許文献1がある。
【特許文献1】特開平8−162280号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0020】
しかし、図12の回路例3では、2つの交流電源装置が必要であるため、フルブリッジ回路を適用した場合には8つのスイッチ素子が必要である。また、ハーフブリッジ回路を適用してスイッチ素子を4個にすることができるが、前述したようにハードスイッチング動作となってしまうため、スイッチング損失、ノイズの面で不利である。また、図12に示す回路例3では、制御回路10bと制御回路10cとの2つの制御回路を設けているとともに制御回路間で同期をとる必要があるため、制御回路が増えて高価になる。
【0021】
また液晶TVなどのシステム全体では交流電源装置以外に信号処理や音声出力用に直流電源装置も必要になる。
【0022】
本発明の課題は、交流電源装置と直流電源装置を組み合わせることで、スイッチ素子の数を削減するとともに、スイッチ素子のスイッチング損失、ノイズを低減できる電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0023】
前記課題を解決するために、請求項1の発明は、直流電源を断続することによりパルス電圧を発生する電圧発生回路と、第1スイッチ手段を有し、前記電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、前記第1スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第1交流電圧を発生して負荷の一端に出力する第1交流電圧発生回路と、第2スイッチ手段を有し、前記電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、前記第2スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第2交流電圧を発生して前記負荷の他端に出力する第2交流電圧発生回路とを備えることを特徴とする。
【0024】
請求項2の発明は、請求項1記載の電源装置において、前記パルス電圧に同期して前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とを交互にオンさせる第1制御回路を備えたことを特徴とする。
【0025】
請求項3の発明は、請求項2記載の電源装置において、前記第1制御回路は、前記パルス電圧が印加される期間に前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段をオフさせることを特徴とする。
【0026】
請求項4の発明は、請求項1乃至請求項3のいずれか1項記載の交流電源装置において、前記第1交流電圧発生回路は、前記第1スイッチ手段に接続される1次巻線と誘起される電圧を前記第1交流電圧として出力する2次巻線とを有する第1トランスを有し、前記第2交流電圧発生回路は、前記第2スイッチ手段に接続される1次巻線と誘起される電圧を前記第2交流電圧として出力する2次巻線とを有する第2トランスを有することを特徴とする。
【0027】
請求項5の発明は、請求項4記載の電源装置において、前記第1交流電圧発生回路は、前記第1トランスの2次巻線と前記負荷の一端との間に接続された第1コンデンサを有し、前記第2交流電圧発生回路は、前記第2トランスの2次巻線と前記負荷の他端との間に接続された第2コンデンサを有することを特徴とする。
【0028】
請求項6の発明は、請求項4記載の電源装置において、前記第1交流電圧発生回路は、前記第1トランスの2次巻線と前記負荷の一端との間に前記第1トランスの1次巻線及び2次巻線間のリーケージインダクタンスを有し、前記第2交流電圧発生回路は、前記第2トランスの2次巻線と前記負荷の他端との間に前記第2トランスの1次巻線及び2次巻線間のリーケージインダクタンスを有することを特徴とする。
【0029】
請求項7の発明は、請求項1記載の電源装置において、前記電圧発生回路は、前記直流電源の両極間に直列に接続され、オン/オフすることによりパルス電圧を発生する第3スイッチ手段及び第4スイッチ手段と、前記第3スイッチ手段または前記第4スイッチ手段に並列に接続された第3トランスの1次巻線と第3コンデンサからなり、前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段のオン/オフにより発生したパルス電圧が印加される第3直列共振回路と、前記第3トランスの2次巻線に発生するパルス電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、前記直流出力電圧に基づき前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段を交互にオン/オフさせる第2制御回路とを有することを特徴とする。
【0030】
請求項8の発明は、請求項7記載の電源装置において、前記第1制御回路は、前記第3スイッチ手段又は前記第4スイッチ手段のオンに同期して、前記第2制御回路の前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段の動作周波数に対して一周期おきに前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とを交互にオン/オフさせることを特徴とする。
【0031】
請求項9の発明は、請求項7記載の電源装置において、前記第1制御回路は、前記第3スイッチ手段又は前記第4スイッチ手段のオンに同期して、前記第2制御回路の前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段の動作周波数に対して一周期おきに前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とを交互にオン/オフさせ、且つ前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とのオン/オフを間欠周期で繰り返させる、又は前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とのオン/オフを完全に停止する機能を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【0032】
本発明によれば、第1交流電圧発生回路は、電圧発生回路のパルス電圧が印加され、第1スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第1交流電圧を発生して負荷の一端に出力し、第2交流電圧発生回路は、パルス電圧が印加され、第2スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第2交流電圧を発生して負荷の他端に出力するので、負荷の両端に印加される電圧は正負対称波形になる。従って、負荷の両端電圧が正負対称波形であるので、水銀の偏りによる寿命の低減は起きにくい。また、交流電源装置と直流電源装置を組み合わせることで、スイッチ素子の数を削減するとともに、スイッチ素子のスイッチング損失、ノイズを低減できる。
【0033】
また、第1制御回路は、第3スイッチ手段又は第4スイッチ手段のオンに同期して、第2制御回路の第3スイッチ手段及び第4スイッチ手段の動作周波数に対して一周期おきに第1スイッチ手段と第2スイッチ手段とを交互にオン/オフさせるので、負荷の両端に印加される電圧は正負対称波形になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0034】
以下、本発明の電源装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。以下の実施例では、本発明の交流電源装置を放電灯点灯装置に適用した場合について説明する。この放電灯点灯装置は、本発明の交流電源装置に負荷としての放電灯が接続されて構成される。
【0035】
なお、この例では、負荷を放電灯としたが、負荷は放電灯でなくても良く、本発明の交流電源装置は、その他の負荷に適用しても良い。
【実施例1】
【0036】
図1は本発明の実施例1の電源装置の構成を示す図である。図1に示す電源装置は、DC/DCコンバータ部13と、パネル3aの両端に配置されたインバータ基板1aとインバータ基板1bからなるインバータ部とにより構成されている。
【0037】
DC/DCコンバータ部13において、直流電源Vinの両端にはMOSFET等からなるスイッチ素子Q11とMOSFET等からなるスイッチ素子Q12との直列回路が接続されている。スイッチ素子Q12のドレイン−ソース間にはリアクトルL10とトランスT10の1次巻線P10とコンデンサC10からなる第3直列共振回路が接続されている。トランスT10の2次巻線S10の両端には、ダイオードD10とコンデンサC11からなる整流平滑回路が接続され、コンデンサC10の両端電圧を直流出力電圧Voとして負荷12に供給している。
【0038】
また、コンデンサC10と負荷12との接続点には制御回路5aが接続されている。制御回路5aは、スイッチ素子Q11,Q12にゲート信号Q11g,Q12gを印加してスイッチ素子Q11,Q12をオン/オフさせることにより、直流出力電圧Voが所望の電圧になるよう制御する。
【0039】
なお、スイッチ素子Q11,Q12のドレイン−ソース間のダイオードD11,D12はスイッチ素子Q11,Q12の寄生ダイオードであっても良い。また、リアクトルL10はトランスT10の1次巻線P10と2次巻線S10間のリーケージインダクタンスであっても良い。
【0040】
次に、DC/DCコンバータ部13の動作を図2のタイミングチャートを参照しながら説明する。
【0041】
図2において、Q11g,Q12gはスイッチ素子Q11,Q12のゲート信号、Q12vはスイッチ素子Q12のドレイン−ソース間電圧、C10iはコンデンサC10に流れる電流、D10iはダイオードD10に流れる電流である。
【0042】
図2に示すように、周期1/f=Tの期間において、制御回路5aからゲート信号Q11g,Q12gがスイッチ素子Q11,Q12に交互に印加されて、スイッチ素子Q11とスイッチ素子Q12とは周波数fで交互にオン/オフする。
【0043】
なお、ゲート信号Q11gとゲート信号Q12gとの間にはスイッチ素子Q11,Q12が同時にオンするのを防ぐために、ゲート信号Q11,Q12がともにLレベルとなるデッドタイムが設けられている。
【0044】
時刻t10において、スイッチ素子Q11がオンすると、リアクトルL10とトランスT10の1次巻線P10とコンデンサC10からなる第3直列共振回路に入力電圧Vinが印加され、第3直列共振回路にはコンデンサC10を充電する方向の電流C10iが流れる。なお、スイッチ素子Q11がオンした直後には、共振動作によりコンデンサC10を放電する方向の電流が流れている。
【0045】
次に、時刻t11において、スイッチ素子Q11がオフして、スイッチ素子Q12がオンすると、第3直列共振回路に流れる電流C10iはコンデンサC10を放電する方向に切り替わるとともに、トランスT10、コンデンサC10に蓄えられたエネルギーを2次巻線S10を通して出力に放出する。なお、スイッチ素子Q12がオンした直後には、共振動作によりコンデンサC10を充電する方向の電流が流れている。
【0046】
このようにスイッチ素子Q11とスイッチ素子Q12とが交互にオン/オフを繰り返すと、スイッチ素子Q11のオンデューティをDonとすると、コンデンサC10はVin×Donの電圧を中心に充放電を繰り返す。
【0047】
スイッチ素子Q12のオン期間において、コンデンサC10の電圧がトランスT10の2次側へ放出される。このため、直流出力電圧VoはおよそVin×Don×(S10/P10)となる。即ち、制御回路5aがスイッチ素子Q11とスイッチ素子Q12とのオンデューティを制御することにより、直流出力電圧Voを所望の電圧に調整する。
【0048】
次にインバータ部について説明する。インバータ基板1aにおいて、スイッチ素子Q11とスイッチ素子Q12との接続点とグランドとの間には、コンデンサC1とリアクトルL1とトランスT1の1次巻線P1とスイッチ素子Q2との直列回路が接続されている。回生用のダイオードD5は、アノードがスイッチ素子Q2のドレイン及び1次巻線P1の一端とに接続され、カソードがスイッチ素子Q11とスイッチ素子Q12との接続点とコンデンサC1の一端とに接続されている。
【0049】
トランスT1の2次巻線S1の両端にはコンデンサC2が並列に接続され、トランスT1の2次巻線S1とコンデンサC2との接続点(非グランド電位側)には一端が共通に接続されたバラストコンデンサCa1〜Canが接続されている。バラストコンデンサCa1〜Canの他端は、放電灯7−1〜7−nの一端(a側)に接続されている。リアクトルL1とコンデンサC2とのフィルタを介して正負非対称波形の交流電圧がコンデンサC2に出力される。
【0050】
次に、インバータ基板1bにおいて、スイッチ素子Q11とスイッチ素子Q12との接続点とグランドとの間には、コンデンサC3とリアクトルL2とトランスT2の1次巻線P2とスイッチ素子Q4との直列回路が接続されている。回生用のダイオードD6は、アノードがスイッチ素子Q4のドレイン及び1次巻線P2の一端とに接続され、カソードがスイッチ素子Q11とスイッチ素子Q12との接続点とコンデンサC3の一端とに接続されている。
【0051】
トランスT2の2次巻線S2の両端にはコンデンサC4が並列に接続され、トランスT2の2次巻線S2とコンデンサC4との接続点(非グランド電位側)には一端が共通に接続されたバラストコンデンサCb1〜Cbnが接続されている。バラストコンデンサCb1〜Cbnの他端は、放電灯7−1〜7−nの他端(b側)に接続されている。リアクトルL2とコンデンサC4とのフィルタを介して正負非対称波形の交流電圧がコンデンサC4に出力される。
【0052】
なお、スイッチ素子Q2,Q4のドレイン−ソース間のダイオードD2,D4はスイッチ素子Q2,Q4の寄生ダイオードであっても良い。また、リアクトルL1はトランスT1の1次巻線P1と2次巻線S1との間のリーケージインダクタンスであっても良く、リアクトルL2はトランスT2の1次巻線P2と2次巻線S2との間のリーケージインダクタンスであっても良い。また、コンデンサC2,C4は、配線等の寄生容量を用いても良い。その場合、コンデンサC2,C4は削除、または小型化できる。
【0053】
また、トランスT1の2次巻線S1と放電灯7−1〜7−nの一端との間にトランスT1の1次巻線P1及び2次巻線S1間のリーケージインダクタンスを有していても良い。また、トランスT2の2次巻線P2と放電灯7−1〜7−nの他端との間にトランスT2の1次巻線P2及び2次巻線S2間のリーケージインダクタンスを有していても良い。
【0054】
制御回路5bは、ゲート信号Q2g,Q4gによりスイッチ素子Q2とスイッチ素子Q4とを所定のデットタイムを有して交互にオン/オフさせる。また、制御回路5bは、スイッチ素子Q12のオンに同期してゲート信号Q2g,Q4gを、DC/DCコンバータ部13の動作周波数に対して一周期おきに交互にスイッチ素子Q2,Q4に印加する。
【0055】
次にインバータ部の動作を図3のタイミングチャートを参照しながら説明する。図3において、Q11g,Q12g,Q2g,Q4gはスイッチ素子Q11,Q12,Q2,Q4のゲート信号、Q12v,Q2v,Q4vはスイッチ素子Q12,Q2,Q4のドレイン−ソース間電圧、Q11i,Q12i,Q2i,Q4iはスイッチ素子Q11,Q12,Q2,Q4のドレイン電流、Vs1,Vs2はトランスT1、トランスT2の2次巻線S1,S2の両端電圧、Vabは放電灯7−1〜7−nの両端に印加される電圧である。
【0056】
まず、時刻t20において、ゲート信号Q12gによりスイッチ素子Q12がオンすると、電流Q12iが流れる。これに同期してスイッチ素子Q2には制御回路5bからゲート信号Q2gが印加され、スイッチ素子Q2がオンして、電流Q2iが流れる。このとき、スイッチ素子Q12がオンしているので、スイッチ素子Q11,Q12の接続点の電位は略0Vである。このため、コンデンサC1とリアクトルL1とトランスT1の1次巻線P1との第1直列共振回路には外部から電圧が印加されず、コンデンサC1の電荷を放電する方向の電流が流れる。
【0057】
次に、時刻t21において、ゲート信号Q12gによりスイッチ素子Q12がオフし、ゲート信号Q11gによりスイッチ素子Q11がオンすると、電流Q11iが流れて、第1直列共振回路にはスイッチ素子Q11を通して入力電圧Vinが印加される。このため、第1直列共振回路に流れる電流はコンデンサC1を充電する方向に変わる。
【0058】
次に、時刻t22において、制御回路5bからスイッチ素子Q2に印加されるゲート信号Q2gがLレベルになると、ゲート信号Q2gによりスイッチ素子Q2がオフし、第1直列共振回路に流れていた電流はダイオードD5を通してトランスT1をリセットする方向に切り替わる。
【0059】
時刻t23において、ゲート信号Q11gによりスイッチ素子Q11がオフし、ゲート信号Q12gによりスイッチ素子Q12が再度オンすると、電流Q12iが流れる。これに同期してスイッチ素子Q4には制御回路5bからゲート信号Q4gが印加され、スイッチ素子Q4がオンして、電流Q4iが流れる。このとき、スイッチ素子Q12がオンしているので、スイッチ素子Q11,Q12の接続点の電位は略0Vである。このため、コンデンサC3とリアクトルL2とトランスT2の1次巻線P2との第2直列共振回路には外部から電圧が印加されず、コンデンサC3の電荷を放電する方向の電流が流れる。
【0060】
時刻t24において、ゲート信号Q12gによりスイッチ素子Q12がオフし、ゲート信号Q11gによりスイッチ素子Q11がオンすると、第2直列共振回路にはスイッチ素子Q11を通して入力電圧Vinが印加される。このため、第2直列共振回路に流れる電流はコンデンサC3を充電する方向に変わる。
【0061】
次に、時刻t25において、制御回路5bからスイッチ素子Q4に印加されるゲート信号Q4gがLレベルになると、ゲート信号Q4gによりスイッチ素子Q4がオフし、第2直列共振回路に流れていた電流はダイオードD6を通してトランスT2をリセットする方向に切り替わる。
【0062】
そして、時刻t26において、ゲート信号Q11gによりスイッチ素子Q11がオフすると、時刻t20〜時刻t25の動作を繰り返す。
【0063】
このように、DC/DCコンバータ部13の動作周波数に対して一周期おきにスイッチ素子Q2とスイッチ素子Q4とをオン/オフすると、第1直列共振回路と第2直列共振回路の共振動作により、トランスT1の2次巻線S1とトランスT2の2次巻線S2には、図3に示すように、2次巻線電圧Vs1,電圧Vs2のような正負非対称の電圧が発生する。
【0064】
スイッチ素子Q2,Q4は、DC/DCコンバータ部13の動作周波数に対して一周期おきに交互にオン/オフしているので、トランスT1の2次巻線Vs1とトランスT2の2次巻線Vs2とは、180度位相がずれた相似形の状態となる。
【0065】
2次巻線電圧Vs1が放電灯7−1〜7−nの一端に印加され、2次巻線電圧Vs2が放電灯7−1〜7−nの他端に印加されると、放電灯7−1〜7−nの両端には2次巻線電圧Vs1と2次巻線電圧Vs2との差電圧が印加される。即ち、放電灯7−1〜7−nの両端に印加される電圧Vabは正負対称波形になる。従って、放電灯7−1〜7−nの両端電圧が正負対称波形であるので、水銀の偏りによる寿命の低減は起きにくい。
【0066】
また、制御回路5bは、放電灯7−1〜7−nの電流値、トランスT1,T2の巻線電流、スイッチ素子Q2,Q4の電流等に基づき、スイッチ素子Q2,Q4のオン幅を制御することにより放電灯の電力、電流、輝度を制御することができる。
【0067】
また、実施例1の電源装置において、スイッチ素子Q2,Q4,Q11,Q12がオンするタイミングにおいて、スイッチ素子Q2,Q4,Q11,Q12に流れる電流はゼロ、あるいは負の電流となっており、貫通電流が流れず、また、スイッチング損失、スイッチングノイズが軽減できる。
【0068】
また、DC/DCコンバータ部13は、スイッチング損失やトランスの鉄損を考慮して、一般的には50kHz〜100kHz程度の周波数で動作させる。これに対して、放電灯に印加する交流電圧の周波数は、パネルメーカーやセットメーカーの要求により30kHz〜50kHzと決められている。この周波数でDC/DCコンバータ部13を動作させるには、トランスの飽和磁束密度の関係上、コアサイズを大きくする必要がある。
【0069】
しかし、実施例1の電源装置では、DC/DCコンバータ部13の動作周波数(例えば100KHz)は、放電灯7−1〜7−nに印加する交流電圧の周波数(例えば50KHz)の2倍の周波数とすることができるので、トランスT10のコアを小型化でき、コストを低減できる。
【0070】
また、液晶TVなどの放電点灯装置では、輝度を幅広く調整するために、放電灯に印加する交流電圧の実効値を制御するだけでなく、インバータを間欠発振させて放電灯の輝度を調整している。実施例1の電源装置において、インバータの間欠発振動作を行うには、スイッチ素子Q2,Q4のみの発振を停止すれば良く、DC/DCコンバータ部13の動作には影響をしない。また、インバータを動作/停止しても良い。
【0071】
このように実施例1の電源装置では、スイッチ素子の使用数は従来のフルブリッジ構成のインバータと同じままで、共振動作が行え、正負対称の正弦波電圧を放電灯両端に印加でき、さらに直流電圧も出力できる。このため、DC/DCコンバータ部13、インバータ部の電源装置全体ではスイッチ素子の数を削減するとともに、スイッチ素子のスイッチング損失、ノイズを低減できる。
【0072】
実施例1の電源装置で、DC/DCコンバータ部13は、周波数固定でスイッチ素子Q11のデューティを制御したが、放電灯に印加する交流電圧の周波数の規定がない場合には、例えばスイッチ素子Q12のオン期間を固定として、スイッチ素子Q11のオン幅を可変して出力電圧を制御してもよい。
【0073】
また、実施例1では、スイッチ素子Q12のオン期間にトランスT1,T2の2次側へ電力を供給する構成としたが、スイッチ素子Q11のオン期間にトランスT1,T2の2次側へ電力を供給する構成としてもよい。
【0074】
なお、実施例1の放電灯点灯装置では、放電灯が複数個であったが、放電灯は単数(1灯)であっても良い。
【図面の簡単な説明】
【0075】
【図1】本発明の実施例1の放電灯点灯装置の構成を示す図である。
【図2】本発明の実施例1の放電灯点灯装置の各部のタイミングチャートである。
【図3】本発明の実施例1の放電灯点灯装置の各部の詳細なタイミングチャートである。
【図4】従来の非共振型ハーフブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図5】図4に示す放電灯点灯装置の各部のタイミングチャートである。
【図6】従来の共振型フルブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図7】図6に示す放電灯点灯装置の各部のタイミングチャートである。
【図8】従来の放電灯点灯装置の配置例1を示す図である。
【図9】図8に示す放電灯点灯装置の配置例1の回路例1を示す図である。
【図10】従来の放電灯点灯装置の回路例2を示す図である。
【図11】図10に示す放電灯点灯装置の回路例2の配置例2を示す図である。
【図12】従来の放電灯点灯装置の回路例3を示す図である。
【符号の説明】
【0076】
T1,T2,T10 トランス
P1,P2,P10 1次巻線
S1,S2,S10 2次巻線
C1〜C4,C10,C11 コンデンサ
Ca1〜Can,Cb1〜Cbn バラストコンデンサ
D1〜D8,D10〜D12 ダイオード
Q1〜Q8,Q11,Q12 スイッチ素子
L1,L2,L10 リアクトル
Vin,Vina,Vinb 直流電源
1a,1b,11a〜11e インバータ基板
3a,13a パネル
7−1〜7−n 放電灯
5a,5b,10b,10c 制御回路
12 負荷
13 DC/DCコンバータ部
【特許請求の範囲】
【請求項1】
直流電源を断続することによりパルス電圧を発生する電圧発生回路と、
第1スイッチ手段を有し、前記電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、前記第1スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第1交流電圧を発生して負荷の一端に出力する第1交流電圧発生回路と、
第2スイッチ手段を有し、前記電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、前記第2スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第2交流電圧を発生して前記負荷の他端に出力する第2交流電圧発生回路と、
を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項2】
前記パルス電圧に同期して前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とを交互にオンさせる第1制御回路を備えたことを特徴とする請求項1記載の電源装置。
【請求項3】
前記第1制御回路は、前記パルス電圧が印加される期間に前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段をオフさせることを特徴とする請求項2記載の電源装置。
【請求項4】
前記第1交流電圧発生回路は、前記第1スイッチ手段に接続される1次巻線と誘起される電圧を前記第1交流電圧として出力する2次巻線とを有する第1トランスを有し、
前記第2交流電圧発生回路は、前記第2スイッチ手段に接続される1次巻線と誘起される電圧を前記第2交流電圧として出力する2次巻線とを有する第2トランスを有することを特徴とする請求項1乃至請求項3のいずれか1項記載の電源装置。
【請求項5】
前記第1交流電圧発生回路は、前記第1トランスの2次巻線と前記負荷の一端との間に接続された第1コンデンサを有し、
前記第2交流電圧発生回路は、前記第2トランスの2次巻線と前記負荷の他端との間に接続された第2コンデンサを有することを特徴とする請求項4記載の電源装置。
【請求項6】
前記第1交流電圧発生回路は、前記第1トランスの2次巻線と前記負荷の一端との間に前記第1トランスの1次巻線及び2次巻線間のリーケージインダクタンスを有し、
前記第2交流電圧発生回路は、前記第2トランスの2次巻線と前記負荷の他端との間に前記第2トランスの1次巻線及び2次巻線間のリーケージインダクタンスを有することを特徴とする請求項4記載の電源装置。
【請求項7】
前記電圧発生回路は、
前記直流電源の両極間に直列に接続され、オン/オフすることによりパルス電圧を発生する第3スイッチ手段及び第4スイッチ手段と、
前記第3スイッチ手段または前記第4スイッチ手段に並列に接続された第3トランスの1次巻線と第3コンデンサからなり、前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段のオン/オフにより発生したパルス電圧が印加される第3直列共振回路と、
前記第3トランスの2次巻線に発生するパルス電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、
前記直流出力電圧に基づき前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段を交互にオン/オフさせる第2制御回路と、
を有することを特徴とする請求項1記載の電源装置。
【請求項8】
前記第1制御回路は、前記第3スイッチ手段又は前記第4スイッチ手段のオンに同期して、前記第2制御回路の前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段の動作周波数に対して一周期おきに前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とを交互にオン/オフさせることを特徴とする請求項7記載の電源装置。
【請求項9】
前記第1制御回路は、前記第3スイッチ手段又は前記第4スイッチ手段のオンに同期して、前記第2制御回路の前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段の動作周波数に対して一周期おきに前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とを交互にオン/オフさせ、且つ前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とのオン/オフを間欠周期で繰り返させる、又は前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とのオン/オフを完全に停止する機能を有することを特徴とする請求項7記載の電源装置。
【請求項1】
直流電源を断続することによりパルス電圧を発生する電圧発生回路と、
第1スイッチ手段を有し、前記電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、前記第1スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第1交流電圧を発生して負荷の一端に出力する第1交流電圧発生回路と、
第2スイッチ手段を有し、前記電圧発生回路で発生するパルス電圧が印加される位置に接続され、前記第2スイッチ手段のオン/オフにより正負非対称波形の第2交流電圧を発生して前記負荷の他端に出力する第2交流電圧発生回路と、
を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項2】
前記パルス電圧に同期して前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とを交互にオンさせる第1制御回路を備えたことを特徴とする請求項1記載の電源装置。
【請求項3】
前記第1制御回路は、前記パルス電圧が印加される期間に前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段をオフさせることを特徴とする請求項2記載の電源装置。
【請求項4】
前記第1交流電圧発生回路は、前記第1スイッチ手段に接続される1次巻線と誘起される電圧を前記第1交流電圧として出力する2次巻線とを有する第1トランスを有し、
前記第2交流電圧発生回路は、前記第2スイッチ手段に接続される1次巻線と誘起される電圧を前記第2交流電圧として出力する2次巻線とを有する第2トランスを有することを特徴とする請求項1乃至請求項3のいずれか1項記載の電源装置。
【請求項5】
前記第1交流電圧発生回路は、前記第1トランスの2次巻線と前記負荷の一端との間に接続された第1コンデンサを有し、
前記第2交流電圧発生回路は、前記第2トランスの2次巻線と前記負荷の他端との間に接続された第2コンデンサを有することを特徴とする請求項4記載の電源装置。
【請求項6】
前記第1交流電圧発生回路は、前記第1トランスの2次巻線と前記負荷の一端との間に前記第1トランスの1次巻線及び2次巻線間のリーケージインダクタンスを有し、
前記第2交流電圧発生回路は、前記第2トランスの2次巻線と前記負荷の他端との間に前記第2トランスの1次巻線及び2次巻線間のリーケージインダクタンスを有することを特徴とする請求項4記載の電源装置。
【請求項7】
前記電圧発生回路は、
前記直流電源の両極間に直列に接続され、オン/オフすることによりパルス電圧を発生する第3スイッチ手段及び第4スイッチ手段と、
前記第3スイッチ手段または前記第4スイッチ手段に並列に接続された第3トランスの1次巻線と第3コンデンサからなり、前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段のオン/オフにより発生したパルス電圧が印加される第3直列共振回路と、
前記第3トランスの2次巻線に発生するパルス電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、
前記直流出力電圧に基づき前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段を交互にオン/オフさせる第2制御回路と、
を有することを特徴とする請求項1記載の電源装置。
【請求項8】
前記第1制御回路は、前記第3スイッチ手段又は前記第4スイッチ手段のオンに同期して、前記第2制御回路の前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段の動作周波数に対して一周期おきに前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とを交互にオン/オフさせることを特徴とする請求項7記載の電源装置。
【請求項9】
前記第1制御回路は、前記第3スイッチ手段又は前記第4スイッチ手段のオンに同期して、前記第2制御回路の前記第3スイッチ手段及び前記第4スイッチ手段の動作周波数に対して一周期おきに前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とを交互にオン/オフさせ、且つ前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とのオン/オフを間欠周期で繰り返させる、又は前記第1スイッチ手段と前記第2スイッチ手段とのオン/オフを完全に停止する機能を有することを特徴とする請求項7記載の電源装置。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【公開番号】特開2009−231107(P2009−231107A)
【公開日】平成21年10月8日(2009.10.8)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2008−76156(P2008−76156)
【出願日】平成20年3月24日(2008.3.24)
【出願人】(000106276)サンケン電気株式会社 (982)
【Fターム(参考)】
【公開日】平成21年10月8日(2009.10.8)
【国際特許分類】
【出願日】平成20年3月24日(2008.3.24)
【出願人】(000106276)サンケン電気株式会社 (982)
【Fターム(参考)】
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