伝導性ノイズフィルタ
【課題】電源側における漏れ電流の補償が可能で、かつ、相殺用電圧を低くすることが可能な伝導性ノイズフィルタを提供する。
【解決手段】交流電源１の出力を直流電圧に変換する整流器４と、電力用半導体素子のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器６とを有する系に適用される伝導性ノイズフィルタである。 電力用半導体素子のスイッチング動作時に発生するコモンモード電圧を、交流電源１と整流器４間の線路３に接続された接地コンデンサ１４を介して検出するコモンモード電圧検出手段１５と、検出したコモンモード電圧に基づいて、コモンモード電圧と同じ大きさの逆極性の相殺用電圧を発生し、この相殺用電圧を線路３における交流電源１と接地コンデンサ１４の接続点との間に重畳させてコモンモード電圧を相殺する相殺用電圧源８とを備える。
【解決手段】交流電源１の出力を直流電圧に変換する整流器４と、電力用半導体素子のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器６とを有する系に適用される伝導性ノイズフィルタである。 電力用半導体素子のスイッチング動作時に発生するコモンモード電圧を、交流電源１と整流器４間の線路３に接続された接地コンデンサ１４を介して検出するコモンモード電圧検出手段１５と、検出したコモンモード電圧に基づいて、コモンモード電圧と同じ大きさの逆極性の相殺用電圧を発生し、この相殺用電圧を線路３における交流電源１と接地コンデンサ１４の接続点との間に重畳させてコモンモード電圧を相殺する相殺用電圧源８とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パワーエレクトロニクス機器で発生する伝導性ノイズを低減する伝導性ノイズフィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのパワー半導体デバイスの発展に伴って、インバータのスイッチング周波数が高周波化している。スイッチング周波数が高周波化されると、電動機の騒音や振動が低減するとともに、電圧、電流、トルクなどを制御する能力が向上するが、反面、電動機巻き線の浮遊容量を介して接地線に高周波漏れ電流（コモンモード電流）が流れることになる。コモンモード電流は、インバータの電流制御に悪い影響を与え、また、漏電ブレーカの誤作動などの電磁障害（ＥＭＩ：Electromagnetic Interference ）を引き起こす恐れがある。そこで、従来においては、コモンモード電流を最小にするため、このコモンモード電流を分流させるような受動フィルタや該コモンモード電流を補償する能動フィルタを用いている。
【０００３】
図１１は、特許文献１に記載されたアクティブコモンモードキャンセラの公知例を示す。このアクティブコモンモードキャンセラは、電圧形ＰＷＭインバータにより誘導電動機をベクトル制御するシステムの主回路に適用されている。
この主回路では、三相交流電源１０１の交流出力が整流器１０２によって直流に変換され、この整流器１０２の直流出力が平滑用コンデンサ１０３によって平滑される。平滑用コンデンサ１０３で平滑された直流電圧は、電圧形ＰＷＭインバータ１０４に入力され、このＰＷＭインバータ１０４に設けられた電力用半導体素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換される。インバータ１０４の三相交流出力は、ケーブル１０５を介して誘導電動機１０６に供給される。なお、誘導電動機１０６のフレームは、接地線を介して接地端子に接続されている。
【０００４】
コモンモードキャンセラ１０７は、ＰＷＭインバータ１０４の出力端に接続されている。このコモンモードキャンセラ１０７において、静電容量がＣ０である３つのコンデンサ１０８は、コモンモード電圧を検出するためにインバータ１０４の三相交流出力端にスター結線されている。このスター結線の中性点より得られるコモンモード電圧は、コンプリメンタリのトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２を用いたプッシュプル形のエミッタフォロワ回路１０９によって電力増幅された後、静電容量がＣ１である一対のコンデンサ１１０を介してコモンモードトランス１１１の一次側コイルに入力される。このコモンモードトランス１１１の二次側コイルは、三相ケーブル１０５の途中に設けられている。このコモンモードキャンセラ１０７は、その駆動電源をインバータ１０４の入力側より得ている。
【０００５】
上記エミッタフォロワ回路１０９は、コモンモード電圧をキャンセルするための制御電圧源として設けられている。この制御電圧源には、ＰＷＭインバータ１０４がスイッチング動作する毎にステップ状に変化するコモンモード電圧を忠実に出力することが可能な高速応答性と低い出カインピーダンス特性とが要求されるが、上記エミッタフォロワ回路１０９によれば、この要求を満たすことができる。
【０００６】
上記コモンモードキャンセラ１０７の作用を図１２に示す等価回路を参照して説明する。図１２において、符号Ｃｍは上記電動機１０６の巻線とフレーム間の浮遊容量を示し、符号ｌおよびｒは経路全体の配線のインダクタンス分および抵抗分をそれぞれ示している。
上記ＰＷＭインバータ１０４の一相がスイッチングした場合には、このインバータ１０４から出力されるコモンモード電圧ＶinvがＥｄ／３の大きさでステップ状に変化する。上記エミッタフォロワ回路１０９は、コモンモード電圧Ｖinv（Ｅｄ／３）を入力して、それと同じ大きさの電圧Ｖｃを出力する制御電圧源として表している。また、エミッタフォロワ回路９の出力端に接続されたコモンモードトランス１１１は、漏れインダクタンスを無視して励磁インダクタンスＬｍのみで表している。
【０００７】
インバータ１０４は、スイッチング動作する毎にステップ状に変化する零相電圧、すなわちコモンモード電圧を出力し、その結果、コモンモード電流ｉ（ｔ）が電動機１０６の巻線とフレ一ム間の漂遊容量を通して接地線に流れる。このとき、スター結線されたコンデンサ１０８を介して上記コモンモード電圧Ｖinvが検出され、このコモンモード電圧Ｖinvと大きさが等しく極性が逆の電圧Ｖｃがコモンモードトランス１１１に出力される。この結果、コモンモード電圧Ｖinvが打ち消されて、コモンモード電流ｉ（ｔ）が流れなくなる。このように、コモンモードキャンセラ１０７は、コモンモード電圧Ｖinvとコモンモード電流ｉ（ｔ）の双方を同時に除去するように作用する。
【特許文献１】特開平１０−９４２４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
図１３は、デバイスの浮遊容量を考量したコモンモード電圧の等価回路を示す。この図１３では、伝導性ノイズを測定するＬＩＳＮ (line impedance stabilization network；擬似電源回路網)１１２を合わせて示している。この図１３において、符号Ｃｙは接地コンデンサを示している。この接地コンデンサＣｙは、図１１に示す電源１０１の出力に接続されたケーブルと接地点との間にノイズフィルタ要素して設けられたものであって、インバータを使用する場合には慣用的に使用される。また、符号Ｃｂは、インバータ１０４の浮遊容量を示している。
図１２で説明したように、アクティブコモンモードキャンセラ１０７は、コモンモードトランス１１１にコモンモード電圧Ｖinvと大きさが等しい逆極性の電圧Ｖｃを注入する。したがって、図１３に示すように、インバータ１０４と電動機１０６との間のコモンモード電圧Ｖinvが電圧Ｖｃで打ち消されて、電動機１０６（図１１参照）側で発生する漏れ電流Ｉｍが除去される。
【０００９】
しかし、上記アクティブコモンモードキャンセラ１０７は、インバータ１０４とＬＳＩＮ１１２の間でのコモンモード電圧をキャンセルする機能を有していないので、ＬＳＩＮ１１２を流れる漏れ電流Ｉ２および接地コンデンサＣyを流れる電流Ｉ３（Ｉ１=Ｉ２+Ｉ３）の補償が不可能である。
また、上記アクティブコモンモードキャンセラ１０７では、コモンモード電圧Ｖinvを打ち消すための高電圧を制御電圧源（エミッタフォロワ回路１０９）から出力させるため、図１１に示したように、該制御電圧源に印加する電源をインバータ１０４の入力側から取っているので、エミッタフォロワ回路１０９を構成するトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２として高耐圧のトランジスタを使用する必要がある。これは、集積化を図る上で不利な条件になる。
【００１０】
そこで、本発明は、電源側における漏れ電流の補償が可能で、かつ、相殺用電圧を低くすることが可能な伝導性ノイズフィルタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、交流電源の出力を直流電圧に変換する整流器と、電力用半導体素子のスイッチング動作により前記直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器とを有する系に適用される伝導性ノイズフィルタであって、 前記電力用半導体素子のスイッチング動作時に発生するコモンモード電圧を、前記交流電源と前記整流器間の線路に接続された接地コンデンサを介して検出するコモンモード電圧検出手段と、前記検出したコモンモード電圧に基づいて、該コモンモード電圧と同じ大きさの逆極性の相殺用電圧を発生し、この相殺用電圧を前記線路における前記交流電源と前記接地コンデンサの接続点との間に重畳させて前記コモンモード電圧を相殺する相殺用電圧源と、を備えることを特徴としている。
【００１２】
前記コモンモード電圧検出手段は、前記接地コンデンサと接地点との間に設けられた分圧用コンデンサを備え、前記接地コンデンサで検出される前記コモンモード電圧を前記分圧用コンデンサで分圧して出力するように構成することができる。
【００１３】
前記相殺用電圧源では、前記相殺用電圧を重畳するための手段として例えばコモンモードトランスを使用することができる。このコモンモードトランスは、前記検出したコモンモード電圧に対応する電圧を一次側に入力するとともに、前記線路における前記交流電源と前記接地コンデンサの間に二次側を介装し、前記二次側に前記相殺用電圧が誘起されように前記一次側と二次側の巻線比が設定される。
【００１４】
前記検出したコモンモード電圧を増幅する増幅器をさらに備えることができる。この場合、該増幅器の出力により前記一次側に入力する電圧が決定され、前記増幅器のゲインに応じて前記巻数比が設定される。
前記相殺用電圧源は、前記コモンモードトランスの前記一次側に接続されたプッシュプル形のエミッタフォロワ回路を備えることができる。
また、この相殺用電圧源は、前記検出したコモンモード電圧の特定の周波数の成分を抽出するフィルタを備えることができる。この場合、この特定の周波数の成分に基づいて前記相殺用電圧が発生される。
前記フィルタとしては、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタのいずれかを適用することができる。
【００１５】
高周波領域のノイズを低減するためのコイルをさらに備えることできる。このコイルは、前記交流電源と前記相殺用電圧の重畳部位間の線路、前記相殺用電圧の重畳部位と前記接地コンデンサの接続部位間の線路、前記接地コンデンサの接続部位と前記整流器間の線路、前記電力変換器の出力に接続された線路、前記整流器と前記電力変換器間の線路等に設けられる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、パワーデバイズの浮遊容量を介して漏れ電流を補償することができる。また、接地コンデンサを利用してコモンモード電圧を検出するので、相殺用電圧を低くすることができ、これによって、低圧の部品で構成することが可能になる。一般的に低圧の部品は高周波特性がすぐれているので、より高周波のノイズに対する補賞を行うことができる。また安価であるため、低価格に構成できるという利点も得られる。
また、相殺用電圧源にフィルタを設けて、特定の周波数成分のみ補償するようにすれば、コモンモードトランスの電圧時間積を小さくして、該トランスの小型化を図ることが可能になる。
さらに、高周波領域のノイズを低減するコイルを併用すれば、上記フィルタとしてローパスフィルタやバンドパスフィルタを使用した場合でも、高周波領域のノイズを低減することが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本発明に係る伝導性ノイズフィルタの第１の実施形態を示す回路構成図である。本実施形態に係るノイズフィルタは、電圧形ＰＷＭインバータにより誘導電動機を制御するシステムに適用されている。
【００１８】
図１において、三相交流電源１の交流出力は、伝導性ノイズを測定するために設けられたＬＩＳＮ (line impedance stabilization network; 擬似電源回路網)２と、ケーブル３とを介して整流器４に入力され、この整流器４によって直流に変換される。そして、整流器４の直流出力は、平滑用コンデンサ５によって平滑された後、電圧形ＰＷＭインバータ６に入力され、このＰＷＭインバータ６に設けられた電力用半導体素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換される。そして、このインバータ６の三相交流出力が誘導電動機７に供給される。なお、誘導電動機７のフレームは接地線を介して接地端子に接続されている。
【００１９】
制御電圧源８は、コモンモードトランス９と、プッシュプル形のエミッタフォロワ回路１０と、オペレーショナルアンプ１１と、エミッタフォロワ回路１０およびオペレーショナルアンプ１１に電源を供給する正側電源１２、負側電源１３とを備えている。
コモンモードトランス９は、一次コイルが電源１２、１３の中性点とエミッタフォロワ回路１０の出力との間に介装され、二次コイルがケーブル３の途中に介装されている。エミッタフォロワ回路１０は、コンプリメンタリトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２によって構成され、その入力にオペレーショナルアンプ１１の出力が接続されている。オペレーショナルアンプ１１は、接地ラインが電源１２、１３の中性点と接続されている。
【００２０】
次に、保護回路１５について説明する。上記三相ケーブル３には、互いに等しい容量を有する３つの接地コンデンサ１４の一端が接続されている。保護回路１５は、上記各接地コンデンサ１４の他端と接地点との間に介装された分圧用コンデンサ１６と、この分圧用コンデンサ１６に並列接続された分圧用コンデンサ１７，１８の直列回路と、分圧用コンデンサ１７に並列接続されたツェナダイオード１９，２０の直列回路とを備えている。ツェナダイオード１９，２０は、互いの方向が逆となる形態で接続されているので、正負の過大電圧がオペレーショナルアンプ１１の入力に加わるのを防止する。なお、接地コンデンサ１４は、通常は設置点に直接接続されるが、本実施形態ではこの接地コンデンサ１４をコモンモード電圧の検出手段として用いているので、上記するように、分圧用コンデンサ１６〜１８を介して接地されている。
なお、この保護回路１５は、接地コンデンサ１４で検出されるコモンモード電圧によってオペレーショナルアンプ１１、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２などの能動素子が破壊されるのを防止するために設けられている。
【００２１】
図１において、三相交流電源１の交流出力は、ＬＩＳＮ２、ケーブル３を介して整流器４に入力され、ここで直流に変換される。この整流器４の直流出力は、平滑用コンデンサ５によって平滑された後、電圧形ＰＷＭインバータ６に入力される。電圧形ＰＷＭインバータ６は、入力される直流電圧を電力用半導体素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換し、この三相交流電圧を誘導電動機７に出力する。なお、誘導電動機７のフレームは、接地線を介して接地端子に接続されている。
【００２２】
上記ＰＷＭインバータ６は、スイッチング動作する毎にＥｄ／３の大きさでステップ状に変化する零相電圧、すなわちコモンモード電圧Ｖinvを出力する。接地コンデンサ１４は、このコモンモード電圧Ｖinvに基づいてケーブル３に発生するコモンモード電圧（後述するように、コモンモード電圧Ｖinvよりも低い値を示す）を検出し、また保護回路１５は、この接地コンデンサ１４が検出した電圧をコンデンサ１６〜１８によって分圧する。
【００２３】
保護回路１５から出力される分圧電圧は、オペレーショナルアンプ１１によって反転増幅された後、エミッタフォロワ回路１０を介してコモンモードトランス９の一次巻線に入力される。オペレーショナルアンプ１１には、差動増幅型のものや反転増幅型のものなどを用いることができる。コモンモードトランス９は、このときに、接地コンデンサ１４で検出される電圧とは極性が逆で大きさが等しい電圧が二次巻線に誘起されるようにその巻線比が設定されている。コモンモードトランス９の二次巻線に誘起されたこの電圧は、ケーブル３におけるコモンモード電圧に重畳され、この結果、このコモンモード電圧が相殺されて、電源１側への漏れ電流が補償される。
ここで、オペレーショナルアンプ１１のゲイン値を調整することにより、コモンモードトランス９の巻数比を変更することができる。
例えば、オペレーショナルアンプ１１のゲイン値を１、コモンモードトランスの一次側：二次側の巻数比を１：４としていたものに対し、オペレーショナルアンプ１１のゲイン値を２に変更すれば、コモンモードトランス９の一次側：二次側の巻数比を１：２とすることができる。
このように、オペレーショナルアンプ１１のゲインの変更により、コモンモードトランス９の巻数比を変更することができるため、コモンモードトランス９の設計の自由度が高くなる。特に、巻数が少ないとトランスが設計しやすい。
【００２４】
図２は、浮遊容量を考量した等価回路を示している。この図２において、符号Ｌｍは上記コモンモードトランス９の励磁インダクタンスを、符号Ｃｙは接地コンデンサ１４の容量を、符号ＣｂはＰＷＭインバータ６の浮遊容量を、Ｃｍは誘導電動機７の浮遊容量をそれぞれ示し、また、符号ｌおよびｒは経路全体の配線のインダクタンス分および抵抗分をそれぞれ示している。
【００２５】
上記ＰＷＭインバータ６の浮遊容量Ｃｂは非常に小さいので、接地コンデンサ１４と電動機の浮遊容量Ｃｍは直列に繋がっていると見なすことができる。従って、接地コンデンサ１４で検出されるコモンモード電圧をＶ１とすると、このコモンモード電圧Ｖ１は、ＰＷＭインバータ６から出力されるコモンモード電圧Ｖinvを接地コンデンサ１４（Ｃｙ）と電動機の浮遊容量Ｃｍとで分圧したものとなる。つまり、電圧Ｖ１とＶinvにはＶ１＜Ｖinvという関係が成立する。
コモンモードトランス９は、接地コンデンサ１４で検出される電圧Ｖ１とは極性が逆で大きさが等しい電圧Ｖ２を二次巻線に誘起し、この電圧Ｖ２によって電圧Ｖ１を打ち消すので、電源１側への漏れ電流Ｉ１，Ｉ２およびＩ３（伝導性ノイズ）を低減もしくはなくすことができる。そして、図２の等価回路から明らかなように、電源１側での漏れ電流の低減は、結果的に電動機７の漏れ電流Ｉｍも低減することになる。
【００２６】
本実施形態に係る伝導性ノイズフィルタは、コモンモード電圧をコモンモードトランスの出力で打ち消すという原理において、図１１に示したノイズキャンセラ１０７と共通している。しかし、電源１側のケーブル３に接続された接地コンデンサ１４をコモンモード電圧の検出手段として用いているので、上述したように、接地コンデンサ１４（Ｃｙ）と電動機の浮遊容量Ｃｍとの分圧作用によって打ち消すべきコモンモード電圧Ｖ１がＰＷＭインバータ６から出力されるコモンモード電圧Ｖinvよりも低電圧になる。
【００２７】
この結果、コモンモード電圧Ｖ１を打ち消すためのコモンモードトランス９の出力電圧Ｖ２も低電圧で良いことになり、これは、エミッタフォロワ回路１０に印加する電源電圧が低くて良いこと、換言すれば、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に低耐圧のものを使用できることを意味している。低耐圧のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の使用は、コストの低減を図る上でかつ制御電圧源８等の集積化を図る上で有利となる。もちろん、打消し電圧V２が低圧で良いことは、コモンモードトランス９の小型化にも寄与する。
なお、本実施形態に係る伝導性ノイズフィルタによれば、前記従来のノイズキャンセラ回路では補償できない、デバイスの浮遷容量Ｃｂを介して流れる漏れ電流をも検出して補償することができるため、高いノイズの低減効果が得られる.
【００２８】
図３は、本発明の第２の実施形態を示している。この第２の実施形態は、制御電圧源２１の構成においてのみ図１に示す実施形態と相違する。この制御電圧源２１は、図１に示す制御電圧源８のオペレーショナルアンプ１１に代えてバンドパスフィルタ２２を設けた構成を有する。
バンドパスフィルタ２２は、反転増幅オペレーショナルアンプ２３に入力コンデンサ２４、入力抵抗２５、帰還コンデンサ２６および帰還抵抗２７を組み合わせた周知の構成をもち、保護回路１５で分圧されたコモンモード電圧の特定周波数帯域の成分のみを通過させる。
従って、この第２の実施形態では、コモンモードトランス９より接地コンデンサ１４で検出された特定周波数帯域の成分のコモンモード電圧と大きさが等しい逆極性の電圧が出力される。この電圧は、ケーブル３における接地コンデンサ１４と電源１間に重畳されるので、上記特定周波数成分のコモンモード電圧がこの電圧で相殺される。
【００２９】
このように、この第２の実施形態では、コモンモード電圧の特定周波数帯域の成分のみを補償するため、コモンモードトランス９の電圧時間積が小さくなる。これは、コモンモードトランス９が飽和しにくくなることを意味するので、本実施形態によれば、コモンモードトランス９をより小型化することが可能になる。
【００３０】
図４は、本発明の第３の実施形態を示している。この第３の実施形態の制御電圧源２８は、図１に示す制御電圧源８のオペレーショナルアンプ１１に代えてローパスフィルタ２９を設けた構成を有する。
ローパスフィルタ２９は、保護回路１５で分圧されたコモンモード電圧の特定周波数以下（カットオフ周波数以下）の成分のみを通過させる。従って、この第３の実施形態では、上記特定周波数以下の成分のコモンモード電圧が打ち消されることになる。この実施形態によってもコモンモードトランス９の電圧時間積が小さくなるので、このコモンモードトランス９の小型化が可能になる。
【００３１】
図５は、本発明の第４の実施形態を示している。この第４の実施形態の制御電圧源３０は、図１に示す制御電圧源８のオペレーショナルアンプ１１に代えてハイパスフィルタ３１を設けた構成を有する。
ハイパスフィルタ３１は、保護回路１５で分圧されたコモンモード電圧の特定周波数以上（カットオフ周波数以上）の成分のみを通過させる。従って、この第４の実施形態では、上記特定周波数以上の成分のコモンモード電圧が打ち消されることになる。この実施形態によってもコモンモードトランス９の小型化が可能になる。
【００３２】
図６〜図１０は、それぞれ本発明の第５〜第９の実施形態を示している。この第５〜第９の実施形態は、それぞれコイル３２〜３６を設けた点において図３の実施形態と相違する。
図６の実施形態におけるコイル３２は、ケーブル３における電源１とコモンモードトランス９との間に、図７の実施形態におけるコイル３３は、ケーブル３におけるコモンモードトランス９と接地コンデンサ１４の間に、図８の実施形態におけるコイル３４は、ケーブル３における接地コンデンサ１４と整流器４の間に、図９の実施形態におけるコイル３５は、ＰＷＭインバータ６と誘導電動機７とを結ぶケーブルに、図９の実施形態におけるコイル３５は、ＰＷＭインバータ６と誘導電動機７とを結ぶケーブルに、図１０の実施形態におけるコイル３６は、整流器４とＰＷＭインバータ６とを結ぶ線路（ＤＣリンク部）にそれぞれ設けられている。
【００３３】
周知のように、コイルは高周波特性の補償にすぐれている。従って、第５〜第９の実施形態によれば、バンドパスフィルタ２２によって規定される通過上限周波数よりも高い周波数のノイズに対する低減効果が得られる。
図４に示す実施形態においても、上記コイル３２〜３６を設けることによって、ローパスフィルタ２９によって規定される通過上限周波数よりも高い周波数のノイズに対する低減効果を得ることができる。
【００３４】
ところで、第１の実施形態の制御電圧源８では、バンドパスフィルタハイや、ローパスフィルタを使用していないが、能動素子であるトランジスタ（例えば、エミッタフォロワ回路１０のトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２）の高周波応答性に起因して、高周波領域でのノイズ低減効果に限界を生じることがある。したがって、第１の実施形態においても、上記コイル３２〜３６を設けることによって高周波領域の雑音端子電圧の低減降下を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すブロック回路図である。
【図２】図１の実施形態の等価回路図である。
【図３】バンドパスフィルタを用いた本発明の第２の実施形態を示すブロック回路図である。
【図４】ローパスフィルタを用いた本発明の第３の実施形態を示すブロック回路図である。
【図５】ハイパスフィルタを用いた本発明の第４の実施形態を示すブロック回路図である。
【図６】コイルを付加した本発明の第５の実施形態を示すブロック回路図である。
【図７】コイルを付加した本発明の第６の実施形態を示すブロック回路図である。
【図８】コイルを付加した本発明の第７の実施形態を示すブロック回路図である。
【図９】コイルを付加した本発明の第８の実施形態を示すブロック回路図である。
【図１０】コイルを付加した本発明の第９の実施形態を示すブロック回路図である。
【図１１】従来のアクティブコモンモードキャンセラの構成を示すブロック回路図である。
【図１２】図１１のアクティブコモンモードキャンセラの作用を示す等価回路図である。
【図１３】図１１のアクティブコモンモードキャンセラの作用をデバイスの浮遊容量を考量して示す等価回路図である。
【符号の説明】
【００３６】
１ 三相交流電源
２ ＬＩＳＮ（擬似電源回路網）
３ ケーブル
４ 整流器
５ 平滑用コンデンサ
６ ＰＷＭインバータ
７ 誘導電動機
８，２１，２８，３０ 制御電圧源
９ コモンモードトランス
１０ エミッタフォロワ回路
１２，１３ 電源
１４ 接地コンデンサ
１５ 保護回路
１６〜１８ 分圧用コンデンサ
１９，２０ ツェナダイオード
２２ バンドパスフィルタ
２９ ローパスフィルタ
３１ ハイパスフィルタ
３２〜３６ コイル
Ｔｒ１，Ｔｒ２ トランジスタ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パワーエレクトロニクス機器で発生する伝導性ノイズを低減する伝導性ノイズフィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのパワー半導体デバイスの発展に伴って、インバータのスイッチング周波数が高周波化している。スイッチング周波数が高周波化されると、電動機の騒音や振動が低減するとともに、電圧、電流、トルクなどを制御する能力が向上するが、反面、電動機巻き線の浮遊容量を介して接地線に高周波漏れ電流（コモンモード電流）が流れることになる。コモンモード電流は、インバータの電流制御に悪い影響を与え、また、漏電ブレーカの誤作動などの電磁障害（ＥＭＩ：Electromagnetic Interference ）を引き起こす恐れがある。そこで、従来においては、コモンモード電流を最小にするため、このコモンモード電流を分流させるような受動フィルタや該コモンモード電流を補償する能動フィルタを用いている。
【０００３】
図１１は、特許文献１に記載されたアクティブコモンモードキャンセラの公知例を示す。このアクティブコモンモードキャンセラは、電圧形ＰＷＭインバータにより誘導電動機をベクトル制御するシステムの主回路に適用されている。
この主回路では、三相交流電源１０１の交流出力が整流器１０２によって直流に変換され、この整流器１０２の直流出力が平滑用コンデンサ１０３によって平滑される。平滑用コンデンサ１０３で平滑された直流電圧は、電圧形ＰＷＭインバータ１０４に入力され、このＰＷＭインバータ１０４に設けられた電力用半導体素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換される。インバータ１０４の三相交流出力は、ケーブル１０５を介して誘導電動機１０６に供給される。なお、誘導電動機１０６のフレームは、接地線を介して接地端子に接続されている。
【０００４】
コモンモードキャンセラ１０７は、ＰＷＭインバータ１０４の出力端に接続されている。このコモンモードキャンセラ１０７において、静電容量がＣ０である３つのコンデンサ１０８は、コモンモード電圧を検出するためにインバータ１０４の三相交流出力端にスター結線されている。このスター結線の中性点より得られるコモンモード電圧は、コンプリメンタリのトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２を用いたプッシュプル形のエミッタフォロワ回路１０９によって電力増幅された後、静電容量がＣ１である一対のコンデンサ１１０を介してコモンモードトランス１１１の一次側コイルに入力される。このコモンモードトランス１１１の二次側コイルは、三相ケーブル１０５の途中に設けられている。このコモンモードキャンセラ１０７は、その駆動電源をインバータ１０４の入力側より得ている。
【０００５】
上記エミッタフォロワ回路１０９は、コモンモード電圧をキャンセルするための制御電圧源として設けられている。この制御電圧源には、ＰＷＭインバータ１０４がスイッチング動作する毎にステップ状に変化するコモンモード電圧を忠実に出力することが可能な高速応答性と低い出カインピーダンス特性とが要求されるが、上記エミッタフォロワ回路１０９によれば、この要求を満たすことができる。
【０００６】
上記コモンモードキャンセラ１０７の作用を図１２に示す等価回路を参照して説明する。図１２において、符号Ｃｍは上記電動機１０６の巻線とフレーム間の浮遊容量を示し、符号ｌおよびｒは経路全体の配線のインダクタンス分および抵抗分をそれぞれ示している。
上記ＰＷＭインバータ１０４の一相がスイッチングした場合には、このインバータ１０４から出力されるコモンモード電圧ＶinvがＥｄ／３の大きさでステップ状に変化する。上記エミッタフォロワ回路１０９は、コモンモード電圧Ｖinv（Ｅｄ／３）を入力して、それと同じ大きさの電圧Ｖｃを出力する制御電圧源として表している。また、エミッタフォロワ回路９の出力端に接続されたコモンモードトランス１１１は、漏れインダクタンスを無視して励磁インダクタンスＬｍのみで表している。
【０００７】
インバータ１０４は、スイッチング動作する毎にステップ状に変化する零相電圧、すなわちコモンモード電圧を出力し、その結果、コモンモード電流ｉ（ｔ）が電動機１０６の巻線とフレ一ム間の漂遊容量を通して接地線に流れる。このとき、スター結線されたコンデンサ１０８を介して上記コモンモード電圧Ｖinvが検出され、このコモンモード電圧Ｖinvと大きさが等しく極性が逆の電圧Ｖｃがコモンモードトランス１１１に出力される。この結果、コモンモード電圧Ｖinvが打ち消されて、コモンモード電流ｉ（ｔ）が流れなくなる。このように、コモンモードキャンセラ１０７は、コモンモード電圧Ｖinvとコモンモード電流ｉ（ｔ）の双方を同時に除去するように作用する。
【特許文献１】特開平１０−９４２４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
図１３は、デバイスの浮遊容量を考量したコモンモード電圧の等価回路を示す。この図１３では、伝導性ノイズを測定するＬＩＳＮ (line impedance stabilization network；擬似電源回路網)１１２を合わせて示している。この図１３において、符号Ｃｙは接地コンデンサを示している。この接地コンデンサＣｙは、図１１に示す電源１０１の出力に接続されたケーブルと接地点との間にノイズフィルタ要素して設けられたものであって、インバータを使用する場合には慣用的に使用される。また、符号Ｃｂは、インバータ１０４の浮遊容量を示している。
図１２で説明したように、アクティブコモンモードキャンセラ１０７は、コモンモードトランス１１１にコモンモード電圧Ｖinvと大きさが等しい逆極性の電圧Ｖｃを注入する。したがって、図１３に示すように、インバータ１０４と電動機１０６との間のコモンモード電圧Ｖinvが電圧Ｖｃで打ち消されて、電動機１０６（図１１参照）側で発生する漏れ電流Ｉｍが除去される。
【０００９】
しかし、上記アクティブコモンモードキャンセラ１０７は、インバータ１０４とＬＳＩＮ１１２の間でのコモンモード電圧をキャンセルする機能を有していないので、ＬＳＩＮ１１２を流れる漏れ電流Ｉ２および接地コンデンサＣyを流れる電流Ｉ３（Ｉ１=Ｉ２+Ｉ３）の補償が不可能である。
また、上記アクティブコモンモードキャンセラ１０７では、コモンモード電圧Ｖinvを打ち消すための高電圧を制御電圧源（エミッタフォロワ回路１０９）から出力させるため、図１１に示したように、該制御電圧源に印加する電源をインバータ１０４の入力側から取っているので、エミッタフォロワ回路１０９を構成するトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２として高耐圧のトランジスタを使用する必要がある。これは、集積化を図る上で不利な条件になる。
【００１０】
そこで、本発明は、電源側における漏れ電流の補償が可能で、かつ、相殺用電圧を低くすることが可能な伝導性ノイズフィルタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、交流電源の出力を直流電圧に変換する整流器と、電力用半導体素子のスイッチング動作により前記直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器とを有する系に適用される伝導性ノイズフィルタであって、 前記電力用半導体素子のスイッチング動作時に発生するコモンモード電圧を、前記交流電源と前記整流器間の線路に接続された接地コンデンサを介して検出するコモンモード電圧検出手段と、前記検出したコモンモード電圧に基づいて、該コモンモード電圧と同じ大きさの逆極性の相殺用電圧を発生し、この相殺用電圧を前記線路における前記交流電源と前記接地コンデンサの接続点との間に重畳させて前記コモンモード電圧を相殺する相殺用電圧源と、を備えることを特徴としている。
【００１２】
前記コモンモード電圧検出手段は、前記接地コンデンサと接地点との間に設けられた分圧用コンデンサを備え、前記接地コンデンサで検出される前記コモンモード電圧を前記分圧用コンデンサで分圧して出力するように構成することができる。
【００１３】
前記相殺用電圧源では、前記相殺用電圧を重畳するための手段として例えばコモンモードトランスを使用することができる。このコモンモードトランスは、前記検出したコモンモード電圧に対応する電圧を一次側に入力するとともに、前記線路における前記交流電源と前記接地コンデンサの間に二次側を介装し、前記二次側に前記相殺用電圧が誘起されように前記一次側と二次側の巻線比が設定される。
【００１４】
前記検出したコモンモード電圧を増幅する増幅器をさらに備えることができる。この場合、該増幅器の出力により前記一次側に入力する電圧が決定され、前記増幅器のゲインに応じて前記巻数比が設定される。
前記相殺用電圧源は、前記コモンモードトランスの前記一次側に接続されたプッシュプル形のエミッタフォロワ回路を備えることができる。
また、この相殺用電圧源は、前記検出したコモンモード電圧の特定の周波数の成分を抽出するフィルタを備えることができる。この場合、この特定の周波数の成分に基づいて前記相殺用電圧が発生される。
前記フィルタとしては、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタのいずれかを適用することができる。
【００１５】
高周波領域のノイズを低減するためのコイルをさらに備えることできる。このコイルは、前記交流電源と前記相殺用電圧の重畳部位間の線路、前記相殺用電圧の重畳部位と前記接地コンデンサの接続部位間の線路、前記接地コンデンサの接続部位と前記整流器間の線路、前記電力変換器の出力に接続された線路、前記整流器と前記電力変換器間の線路等に設けられる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、パワーデバイズの浮遊容量を介して漏れ電流を補償することができる。また、接地コンデンサを利用してコモンモード電圧を検出するので、相殺用電圧を低くすることができ、これによって、低圧の部品で構成することが可能になる。一般的に低圧の部品は高周波特性がすぐれているので、より高周波のノイズに対する補賞を行うことができる。また安価であるため、低価格に構成できるという利点も得られる。
また、相殺用電圧源にフィルタを設けて、特定の周波数成分のみ補償するようにすれば、コモンモードトランスの電圧時間積を小さくして、該トランスの小型化を図ることが可能になる。
さらに、高周波領域のノイズを低減するコイルを併用すれば、上記フィルタとしてローパスフィルタやバンドパスフィルタを使用した場合でも、高周波領域のノイズを低減することが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本発明に係る伝導性ノイズフィルタの第１の実施形態を示す回路構成図である。本実施形態に係るノイズフィルタは、電圧形ＰＷＭインバータにより誘導電動機を制御するシステムに適用されている。
【００１８】
図１において、三相交流電源１の交流出力は、伝導性ノイズを測定するために設けられたＬＩＳＮ (line impedance stabilization network; 擬似電源回路網)２と、ケーブル３とを介して整流器４に入力され、この整流器４によって直流に変換される。そして、整流器４の直流出力は、平滑用コンデンサ５によって平滑された後、電圧形ＰＷＭインバータ６に入力され、このＰＷＭインバータ６に設けられた電力用半導体素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換される。そして、このインバータ６の三相交流出力が誘導電動機７に供給される。なお、誘導電動機７のフレームは接地線を介して接地端子に接続されている。
【００１９】
制御電圧源８は、コモンモードトランス９と、プッシュプル形のエミッタフォロワ回路１０と、オペレーショナルアンプ１１と、エミッタフォロワ回路１０およびオペレーショナルアンプ１１に電源を供給する正側電源１２、負側電源１３とを備えている。
コモンモードトランス９は、一次コイルが電源１２、１３の中性点とエミッタフォロワ回路１０の出力との間に介装され、二次コイルがケーブル３の途中に介装されている。エミッタフォロワ回路１０は、コンプリメンタリトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２によって構成され、その入力にオペレーショナルアンプ１１の出力が接続されている。オペレーショナルアンプ１１は、接地ラインが電源１２、１３の中性点と接続されている。
【００２０】
次に、保護回路１５について説明する。上記三相ケーブル３には、互いに等しい容量を有する３つの接地コンデンサ１４の一端が接続されている。保護回路１５は、上記各接地コンデンサ１４の他端と接地点との間に介装された分圧用コンデンサ１６と、この分圧用コンデンサ１６に並列接続された分圧用コンデンサ１７，１８の直列回路と、分圧用コンデンサ１７に並列接続されたツェナダイオード１９，２０の直列回路とを備えている。ツェナダイオード１９，２０は、互いの方向が逆となる形態で接続されているので、正負の過大電圧がオペレーショナルアンプ１１の入力に加わるのを防止する。なお、接地コンデンサ１４は、通常は設置点に直接接続されるが、本実施形態ではこの接地コンデンサ１４をコモンモード電圧の検出手段として用いているので、上記するように、分圧用コンデンサ１６〜１８を介して接地されている。
なお、この保護回路１５は、接地コンデンサ１４で検出されるコモンモード電圧によってオペレーショナルアンプ１１、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２などの能動素子が破壊されるのを防止するために設けられている。
【００２１】
図１において、三相交流電源１の交流出力は、ＬＩＳＮ２、ケーブル３を介して整流器４に入力され、ここで直流に変換される。この整流器４の直流出力は、平滑用コンデンサ５によって平滑された後、電圧形ＰＷＭインバータ６に入力される。電圧形ＰＷＭインバータ６は、入力される直流電圧を電力用半導体素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換し、この三相交流電圧を誘導電動機７に出力する。なお、誘導電動機７のフレームは、接地線を介して接地端子に接続されている。
【００２２】
上記ＰＷＭインバータ６は、スイッチング動作する毎にＥｄ／３の大きさでステップ状に変化する零相電圧、すなわちコモンモード電圧Ｖinvを出力する。接地コンデンサ１４は、このコモンモード電圧Ｖinvに基づいてケーブル３に発生するコモンモード電圧（後述するように、コモンモード電圧Ｖinvよりも低い値を示す）を検出し、また保護回路１５は、この接地コンデンサ１４が検出した電圧をコンデンサ１６〜１８によって分圧する。
【００２３】
保護回路１５から出力される分圧電圧は、オペレーショナルアンプ１１によって反転増幅された後、エミッタフォロワ回路１０を介してコモンモードトランス９の一次巻線に入力される。オペレーショナルアンプ１１には、差動増幅型のものや反転増幅型のものなどを用いることができる。コモンモードトランス９は、このときに、接地コンデンサ１４で検出される電圧とは極性が逆で大きさが等しい電圧が二次巻線に誘起されるようにその巻線比が設定されている。コモンモードトランス９の二次巻線に誘起されたこの電圧は、ケーブル３におけるコモンモード電圧に重畳され、この結果、このコモンモード電圧が相殺されて、電源１側への漏れ電流が補償される。
ここで、オペレーショナルアンプ１１のゲイン値を調整することにより、コモンモードトランス９の巻数比を変更することができる。
例えば、オペレーショナルアンプ１１のゲイン値を１、コモンモードトランスの一次側：二次側の巻数比を１：４としていたものに対し、オペレーショナルアンプ１１のゲイン値を２に変更すれば、コモンモードトランス９の一次側：二次側の巻数比を１：２とすることができる。
このように、オペレーショナルアンプ１１のゲインの変更により、コモンモードトランス９の巻数比を変更することができるため、コモンモードトランス９の設計の自由度が高くなる。特に、巻数が少ないとトランスが設計しやすい。
【００２４】
図２は、浮遊容量を考量した等価回路を示している。この図２において、符号Ｌｍは上記コモンモードトランス９の励磁インダクタンスを、符号Ｃｙは接地コンデンサ１４の容量を、符号ＣｂはＰＷＭインバータ６の浮遊容量を、Ｃｍは誘導電動機７の浮遊容量をそれぞれ示し、また、符号ｌおよびｒは経路全体の配線のインダクタンス分および抵抗分をそれぞれ示している。
【００２５】
上記ＰＷＭインバータ６の浮遊容量Ｃｂは非常に小さいので、接地コンデンサ１４と電動機の浮遊容量Ｃｍは直列に繋がっていると見なすことができる。従って、接地コンデンサ１４で検出されるコモンモード電圧をＶ１とすると、このコモンモード電圧Ｖ１は、ＰＷＭインバータ６から出力されるコモンモード電圧Ｖinvを接地コンデンサ１４（Ｃｙ）と電動機の浮遊容量Ｃｍとで分圧したものとなる。つまり、電圧Ｖ１とＶinvにはＶ１＜Ｖinvという関係が成立する。
コモンモードトランス９は、接地コンデンサ１４で検出される電圧Ｖ１とは極性が逆で大きさが等しい電圧Ｖ２を二次巻線に誘起し、この電圧Ｖ２によって電圧Ｖ１を打ち消すので、電源１側への漏れ電流Ｉ１，Ｉ２およびＩ３（伝導性ノイズ）を低減もしくはなくすことができる。そして、図２の等価回路から明らかなように、電源１側での漏れ電流の低減は、結果的に電動機７の漏れ電流Ｉｍも低減することになる。
【００２６】
本実施形態に係る伝導性ノイズフィルタは、コモンモード電圧をコモンモードトランスの出力で打ち消すという原理において、図１１に示したノイズキャンセラ１０７と共通している。しかし、電源１側のケーブル３に接続された接地コンデンサ１４をコモンモード電圧の検出手段として用いているので、上述したように、接地コンデンサ１４（Ｃｙ）と電動機の浮遊容量Ｃｍとの分圧作用によって打ち消すべきコモンモード電圧Ｖ１がＰＷＭインバータ６から出力されるコモンモード電圧Ｖinvよりも低電圧になる。
【００２７】
この結果、コモンモード電圧Ｖ１を打ち消すためのコモンモードトランス９の出力電圧Ｖ２も低電圧で良いことになり、これは、エミッタフォロワ回路１０に印加する電源電圧が低くて良いこと、換言すれば、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に低耐圧のものを使用できることを意味している。低耐圧のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の使用は、コストの低減を図る上でかつ制御電圧源８等の集積化を図る上で有利となる。もちろん、打消し電圧V２が低圧で良いことは、コモンモードトランス９の小型化にも寄与する。
なお、本実施形態に係る伝導性ノイズフィルタによれば、前記従来のノイズキャンセラ回路では補償できない、デバイスの浮遷容量Ｃｂを介して流れる漏れ電流をも検出して補償することができるため、高いノイズの低減効果が得られる.
【００２８】
図３は、本発明の第２の実施形態を示している。この第２の実施形態は、制御電圧源２１の構成においてのみ図１に示す実施形態と相違する。この制御電圧源２１は、図１に示す制御電圧源８のオペレーショナルアンプ１１に代えてバンドパスフィルタ２２を設けた構成を有する。
バンドパスフィルタ２２は、反転増幅オペレーショナルアンプ２３に入力コンデンサ２４、入力抵抗２５、帰還コンデンサ２６および帰還抵抗２７を組み合わせた周知の構成をもち、保護回路１５で分圧されたコモンモード電圧の特定周波数帯域の成分のみを通過させる。
従って、この第２の実施形態では、コモンモードトランス９より接地コンデンサ１４で検出された特定周波数帯域の成分のコモンモード電圧と大きさが等しい逆極性の電圧が出力される。この電圧は、ケーブル３における接地コンデンサ１４と電源１間に重畳されるので、上記特定周波数成分のコモンモード電圧がこの電圧で相殺される。
【００２９】
このように、この第２の実施形態では、コモンモード電圧の特定周波数帯域の成分のみを補償するため、コモンモードトランス９の電圧時間積が小さくなる。これは、コモンモードトランス９が飽和しにくくなることを意味するので、本実施形態によれば、コモンモードトランス９をより小型化することが可能になる。
【００３０】
図４は、本発明の第３の実施形態を示している。この第３の実施形態の制御電圧源２８は、図１に示す制御電圧源８のオペレーショナルアンプ１１に代えてローパスフィルタ２９を設けた構成を有する。
ローパスフィルタ２９は、保護回路１５で分圧されたコモンモード電圧の特定周波数以下（カットオフ周波数以下）の成分のみを通過させる。従って、この第３の実施形態では、上記特定周波数以下の成分のコモンモード電圧が打ち消されることになる。この実施形態によってもコモンモードトランス９の電圧時間積が小さくなるので、このコモンモードトランス９の小型化が可能になる。
【００３１】
図５は、本発明の第４の実施形態を示している。この第４の実施形態の制御電圧源３０は、図１に示す制御電圧源８のオペレーショナルアンプ１１に代えてハイパスフィルタ３１を設けた構成を有する。
ハイパスフィルタ３１は、保護回路１５で分圧されたコモンモード電圧の特定周波数以上（カットオフ周波数以上）の成分のみを通過させる。従って、この第４の実施形態では、上記特定周波数以上の成分のコモンモード電圧が打ち消されることになる。この実施形態によってもコモンモードトランス９の小型化が可能になる。
【００３２】
図６〜図１０は、それぞれ本発明の第５〜第９の実施形態を示している。この第５〜第９の実施形態は、それぞれコイル３２〜３６を設けた点において図３の実施形態と相違する。
図６の実施形態におけるコイル３２は、ケーブル３における電源１とコモンモードトランス９との間に、図７の実施形態におけるコイル３３は、ケーブル３におけるコモンモードトランス９と接地コンデンサ１４の間に、図８の実施形態におけるコイル３４は、ケーブル３における接地コンデンサ１４と整流器４の間に、図９の実施形態におけるコイル３５は、ＰＷＭインバータ６と誘導電動機７とを結ぶケーブルに、図９の実施形態におけるコイル３５は、ＰＷＭインバータ６と誘導電動機７とを結ぶケーブルに、図１０の実施形態におけるコイル３６は、整流器４とＰＷＭインバータ６とを結ぶ線路（ＤＣリンク部）にそれぞれ設けられている。
【００３３】
周知のように、コイルは高周波特性の補償にすぐれている。従って、第５〜第９の実施形態によれば、バンドパスフィルタ２２によって規定される通過上限周波数よりも高い周波数のノイズに対する低減効果が得られる。
図４に示す実施形態においても、上記コイル３２〜３６を設けることによって、ローパスフィルタ２９によって規定される通過上限周波数よりも高い周波数のノイズに対する低減効果を得ることができる。
【００３４】
ところで、第１の実施形態の制御電圧源８では、バンドパスフィルタハイや、ローパスフィルタを使用していないが、能動素子であるトランジスタ（例えば、エミッタフォロワ回路１０のトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２）の高周波応答性に起因して、高周波領域でのノイズ低減効果に限界を生じることがある。したがって、第１の実施形態においても、上記コイル３２〜３６を設けることによって高周波領域の雑音端子電圧の低減降下を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すブロック回路図である。
【図２】図１の実施形態の等価回路図である。
【図３】バンドパスフィルタを用いた本発明の第２の実施形態を示すブロック回路図である。
【図４】ローパスフィルタを用いた本発明の第３の実施形態を示すブロック回路図である。
【図５】ハイパスフィルタを用いた本発明の第４の実施形態を示すブロック回路図である。
【図６】コイルを付加した本発明の第５の実施形態を示すブロック回路図である。
【図７】コイルを付加した本発明の第６の実施形態を示すブロック回路図である。
【図８】コイルを付加した本発明の第７の実施形態を示すブロック回路図である。
【図９】コイルを付加した本発明の第８の実施形態を示すブロック回路図である。
【図１０】コイルを付加した本発明の第９の実施形態を示すブロック回路図である。
【図１１】従来のアクティブコモンモードキャンセラの構成を示すブロック回路図である。
【図１２】図１１のアクティブコモンモードキャンセラの作用を示す等価回路図である。
【図１３】図１１のアクティブコモンモードキャンセラの作用をデバイスの浮遊容量を考量して示す等価回路図である。
【符号の説明】
【００３６】
１ 三相交流電源
２ ＬＩＳＮ（擬似電源回路網）
３ ケーブル
４ 整流器
５ 平滑用コンデンサ
６ ＰＷＭインバータ
７ 誘導電動機
８，２１，２８，３０ 制御電圧源
９ コモンモードトランス
１０ エミッタフォロワ回路
１２，１３ 電源
１４ 接地コンデンサ
１５ 保護回路
１６〜１８ 分圧用コンデンサ
１９，２０ ツェナダイオード
２２ バンドパスフィルタ
２９ ローパスフィルタ
３１ ハイパスフィルタ
３２〜３６ コイル
Ｔｒ１，Ｔｒ２ トランジスタ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の出力を直流電圧に変換する整流器と、電力用半導体素子のスイッチング動作により前記直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器とを有する系に適用される伝導性ノイズフィルタであって、
前記電力用半導体素子のスイッチング動作時に発生するコモンモード電圧を、前記交流電源と前記整流器間の線路に接続された接地コンデンサを介して検出するコモンモード電圧検出手段と、
前記検出したコモンモード電圧に基づいて、該コモンモード電圧と同じ大きさの逆極性の相殺用電圧を発生し、この相殺用電圧を前記線路における前記交流電源と前記接地コンデンサの接続点との間に重畳させて前記コモンモード電圧を相殺する相殺用電圧源と、
を備えることを特徴とする能動素子を用いた伝導性ノイズフィルタ。
【請求項２】
前記コモンモード電圧検出手段は、前記接地コンデンサと接地点との間に設けられた分圧用コンデンサを備え、前記接地コンデンサで検出される前記コモンモード電圧を前記分圧用コンデンサで分圧して出力することを特徴とする請求項１に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項３】
前記相殺用電圧源は、前記相殺用電圧を重畳するための手段としてコモンモードトランスを使用し、このコモンモードトランスは、前記検出したコモンモード電圧に対応する電圧を一次側に入力するとともに、前記線路における前記交流電源と前記接地コンデンサの間に二次側を介装し、前記二次側に前記相殺用電圧が誘起されるように前記一次側と二次側の巻線比が設定されていることを特徴とする請求項１に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項４】
前記検出したコモンモード電圧を増幅する増幅器を備え、該増幅器の出力により前記一次側に入力する電圧が決定され、前記増幅器のゲインに応じて前記巻数比が設定されることを特徴とする請求項３に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項５】
前記相殺用電圧源は、前記コモンモードトランスの前記一次側に接続されたプッシュプル形のエミッタフォロワ回路を備えることを特徴とする請求項３に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項６】
前記相殺用電圧源は、前記検出したコモンモード電圧の特定の周波数の成分を抽出するフィルタを備え、この特定の周波数の成分に基づいて前記相殺用電圧を発生するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項７】
前記フィルタは、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタのいずれかであることを特徴とする請求項６に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項８】
高周波領域のノイズを低減するためのコイルをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項９】
前記コイルが前記交流電源と前記相殺用電圧の重畳部位間の線路に設けられていることを特徴とする請求項８に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項１０】
前記コイルが前記相殺用電圧の重畳部位と前記接地コンデンサの接続部位間の線路に設けられていることを特徴とする請求項８に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項１１】
前記コイルが前記接地コンデンサの接続部位と前記整流器間の線路に設けられていることを特徴とする請求項８に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項１２】
前記コイルが前記電力変換器の出力に接続された線路に設けられていることを特徴とする請求項８に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項１３】
前記コイルが前記整流器と前記電力変換器間の線路に設けられていることを特徴とする請求項８に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項１】
交流電源の出力を直流電圧に変換する整流器と、電力用半導体素子のスイッチング動作により前記直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器とを有する系に適用される伝導性ノイズフィルタであって、
前記電力用半導体素子のスイッチング動作時に発生するコモンモード電圧を、前記交流電源と前記整流器間の線路に接続された接地コンデンサを介して検出するコモンモード電圧検出手段と、
前記検出したコモンモード電圧に基づいて、該コモンモード電圧と同じ大きさの逆極性の相殺用電圧を発生し、この相殺用電圧を前記線路における前記交流電源と前記接地コンデンサの接続点との間に重畳させて前記コモンモード電圧を相殺する相殺用電圧源と、
を備えることを特徴とする能動素子を用いた伝導性ノイズフィルタ。
【請求項２】
前記コモンモード電圧検出手段は、前記接地コンデンサと接地点との間に設けられた分圧用コンデンサを備え、前記接地コンデンサで検出される前記コモンモード電圧を前記分圧用コンデンサで分圧して出力することを特徴とする請求項１に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項３】
前記相殺用電圧源は、前記相殺用電圧を重畳するための手段としてコモンモードトランスを使用し、このコモンモードトランスは、前記検出したコモンモード電圧に対応する電圧を一次側に入力するとともに、前記線路における前記交流電源と前記接地コンデンサの間に二次側を介装し、前記二次側に前記相殺用電圧が誘起されるように前記一次側と二次側の巻線比が設定されていることを特徴とする請求項１に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項４】
前記検出したコモンモード電圧を増幅する増幅器を備え、該増幅器の出力により前記一次側に入力する電圧が決定され、前記増幅器のゲインに応じて前記巻数比が設定されることを特徴とする請求項３に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項５】
前記相殺用電圧源は、前記コモンモードトランスの前記一次側に接続されたプッシュプル形のエミッタフォロワ回路を備えることを特徴とする請求項３に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項６】
前記相殺用電圧源は、前記検出したコモンモード電圧の特定の周波数の成分を抽出するフィルタを備え、この特定の周波数の成分に基づいて前記相殺用電圧を発生するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項７】
前記フィルタは、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタのいずれかであることを特徴とする請求項６に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項８】
高周波領域のノイズを低減するためのコイルをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項９】
前記コイルが前記交流電源と前記相殺用電圧の重畳部位間の線路に設けられていることを特徴とする請求項８に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項１０】
前記コイルが前記相殺用電圧の重畳部位と前記接地コンデンサの接続部位間の線路に設けられていることを特徴とする請求項８に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項１１】
前記コイルが前記接地コンデンサの接続部位と前記整流器間の線路に設けられていることを特徴とする請求項８に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項１２】
前記コイルが前記電力変換器の出力に接続された線路に設けられていることを特徴とする請求項８に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【請求項１３】
前記コイルが前記整流器と前記電力変換器間の線路に設けられていることを特徴とする請求項８に記載の伝導性ノイズフィルタ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１０−５７２６８（Ｐ２０１０−５７２６８Ａ）
【公開日】平成２２年３月１１日（２０１０．３．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２１９５３１（Ｐ２００８−２１９５３１）
【出願日】平成２０年８月２８日（２００８．８．２８）
【出願人】（５９１０８３２４４）富士電機システムズ株式会社 (1,717)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年３月１１日（２０１０．３．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年８月２８日（２００８．８．２８）
【出願人】（５９１０８３２４４）富士電機システムズ株式会社 (1,717)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]