光センサおよびそれを備えた携帯電話ならびにデジタルカメラ
【課題】低照度から高照度までの入力に対してリニアな出力を得ることが可能であるとともに、フォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正することができる光センサを実現する。
【解決手段】光センサ（１）において、第１のアナログ−デジタル変換回路（１１）に、第１のフォトダイオード（ＰＤ１）の出力電流の温度依存性を補正する温度係数を有する抵抗を備えた第１の基準電流源が備えられ、第２のアナログ−デジタル変換回路（１２）に、第２のフォトダイオード（ＰＤ２）の出力電流の温度依存性を補正する温度係数を有する抵抗を備えた第２の基準電流源が備えられ、第１の基準電流源を用いて出力された第１の検出結果（ＡＤＣＯＵＴ１）と、第２の基準電流源を用いて出力された第２の検出結果（ＡＤＣＯＵＴ１）とから、第２のフォトダイオード（１２）による可視波長域の受光強度を検出することによって照度を測定する。
【解決手段】光センサ（１）において、第１のアナログ−デジタル変換回路（１１）に、第１のフォトダイオード（ＰＤ１）の出力電流の温度依存性を補正する温度係数を有する抵抗を備えた第１の基準電流源が備えられ、第２のアナログ−デジタル変換回路（１２）に、第２のフォトダイオード（ＰＤ２）の出力電流の温度依存性を補正する温度係数を有する抵抗を備えた第２の基準電流源が備えられ、第１の基準電流源を用いて出力された第１の検出結果（ＡＤＣＯＵＴ１）と、第２の基準電流源を用いて出力された第２の検出結果（ＡＤＣＯＵＴ１）とから、第２のフォトダイオード（１２）による可視波長域の受光強度を検出することによって照度を測定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、照度の検出、近接物体の検知、測距などを行う光センサに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話やデジタルカメラ等に備えられる液晶パネルには、外乱の照度に応じて液晶のバックライトの発光量を制御するために、照度センサを搭載することへの要望がある。また、携帯電話やデジタルカメラ等に備えられる液晶パネルには、顔が近づいた時はバックライトの電源をＯＦＦ状態として低消費電力化を図るために、近接センサを搭載する要望が増えている。また、近接センサの出力値は検知距離に反比例するため、近接センサを測距センサとしても利用することへの要望もある。
【０００３】
照度センサ、近接センサ、および、測距センサは、従来はアナログ型であったが、高い分解能が要求され、デジタル型が一般的となっている。
【０００４】
照度センサには、数ｌｘ〜数万ｌｘの広い入力照度範囲で動作することが求められる。また、照度センサのフォトダイオードの出力電流には温度依存性があるため、周囲温度が変動した場合でも正確な照度を検出できるようにする必要がある。また、近接センサには、そのＬＥＤ出力に温度依存性があることから、周囲温度が変動した場合でも正確に近接物体の有無を検知できることが望まれる。同様に、測距センサも、そのＬＥＤ出力に温度依存性があることから、周囲温度が変動した場合でも正確に物体の距離を検知できることが望まれる。
【０００５】
以下に、照度センサへの上記の要求を満足するための回路方式について述べる。
【０００６】
照度センサの温度補正の方式として、例えば特許文献１で提案された方式がある。特許文献１においては、対数圧縮型アナログ−デジタル変換回路を用いた出力温度特性の改善がなされている（従来例１とする）。
【０００７】
図１２に、照度センサ１１０に対数圧縮型アナログ−デジタル変換回路を備えることによってセンサ出力の温度補正を行う従来例１の構成を示す。照度センサ１１０は、カレントミラー回路１１１、対数増幅器１１２、および、アナログ−デジタル変換回路１１３を備えている。カレントミラー回路１１１はトランジスタＴｒ１０１とトランジスタＴｒ１０２とからなるトランジスタ対を有している。トランジスタＴｒ１０１の電流枝には、可視〜赤外の波長域に分光感度を有するフォトダイオード（＝可視〜赤外波長域用のフォトダイオード：Visible and IR）ＰＤ１０１が、トランジスタＴｒ１０２の電流枝には、赤外の波長域に分光感度を有するフォトダイオード（＝赤外波長域用のフォトダイオード：IR only）ＰＤ１０２が、それぞれ配置される。
【０００８】
カレントミラー回路１１１においては、トランジスタＴｒ１０２の電流枝を流れるフォトダイオードＰＤ１０２の出力電流Ｉｉｒが他方の電流枝に折り返される。折り返された電流ＩｉｒはフォトダイオードＰＤ１０１の出力電流Ｉｖ＋ｉｒから減算され、減算されて得られる可視光に対応する電流Ｉｖが対数増幅器１１２に入力される。
【０００９】
対数増幅器１１２は、入力された電流Ｉｖを、ｐｎ接合への印加電圧Ｖｄと当該ｐｎ接合に流れる電流Ｉｄとの関係
Ｖｄ＝２．３０×（ｋＴ／ｑ）×ｌｏｇ１０（Ｉｄ／Ｉｓ） ・・・（１）
に基づいて対数圧縮し、電圧に変換して出力する。但し、Ｉｓはｐｎ接合の逆方向電流、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷をそれぞれ示す。上記ｐｎ接合には、ダイオードあるいはバイポーラトランジスタのエミッタ−ベース接合が用いられる。
【００１０】
対数増幅器１１２の出力は、逐次比較型（Successive Approximation Register）アナログ−デジタル変換回路１１３によってデジタル出力となる。
【００１１】
式（１）におけるＩｓの温度依存性が大きいため、Ｖｄの温度依存性も大きい。そこで、特許文献１では、逐次比較型アナログ−デジタル変換回路１１３に温度依存性を有する基準電圧を供給する基準電圧源１１３ａを用いることにより、対数変換係数の温度変動を低減させる。これにより、対数増幅器１１２が有する温度依存性が抑制されるようになっている。
【００１２】
また、照度センサの温度補正の他の方式として、例えば特許文献２で提案された方式がある。特許文献２においては、照度センサにカレントミラー回路を用いることによって温度特性の改善がなされている（従来例２とする）。
【００１３】
図１３に、従来例２による、温度補正を行う照度センサ１２０の構成を示す。照度センサ１２０は、入射光を電流に変換するフォトダイオードＰＤ１０５と、正の温度係数を有する抵抗Ｒ１１１を備えた第１のカレントミラー回路１２１と、電流出力用の第２のカレントミラー回路１２２とを備える。第１のカレントミラー回路１２１は、トランジスタＴｒ１１１とトランジスタＴｒ１１２とからなるトランジスタ対を備えている。トランジスタＴｒ１１２のエミッタ面積はトラジスタＴｒ１１１のエミッタ面積のｎ倍（ｎ＞１）である。第１のカレントミラー回路１２１において、フォトダイオードＰＤ１０５の出力電流Ｉ１１１は上記トランジスタ対によって折り返されてより大きな電流Ｉ１１２となり、当該電流Ｉ１１２が第２のカレントミラー回路１２２でさらに増幅されて出力電流Ｉｏとなる。
【００１４】
上記構成において、
（トランジスタＴｒ１１１のベース・エミッタ間電圧）＝（トランジスタＴｒ１１２のベース・エミッタ間電圧）＋Ｒ１１１×Ｉ１１２
であるので、
Ｖｔ×lｎ（Ｉ１１１／Ｉｓ）＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉ１１２／［ｎ×Ｉｓ］）＋Ｒ１×Ｉ２
・・・（２）
となる。ここで、Ｖｔ＝ｋＴ／ｑであり、Ｉｓは単位面積あたりの逆方向飽和電流、ｋはボルツマン定数、ｑは電子の電荷、Ｔは絶対温度をそれぞれ示す。
【００１５】
従って、式（２）より、フォトダイオードＰＤ１０５の出力電流Ｉ１１１が大きい場合に、左辺と右辺第１項とはともに対数で増加するため、右辺第２項のＲ１×Ｉ２はあまり大きくなることができない、すなわち、電流Ｉ２はあまり大きくなることができずに対数圧縮される。熱電圧Ｖｔが絶対温度Ｔに比例することから、抵抗Ｒ１１１に正の温度係数を与えることにより、出力電流Ｉｏの温度依存性を抑制できることが当該引用文献２において数値シミュレーションにより検証されている。
【００１６】
また、照度センサには、対数圧縮を用いないでリニアな出力を得る方式も提案されている（従来例３とする）。
【００１７】
図１４に、アナログ−デジタル変換回路を用いて２つのセンサ出力をデジタル値に変換した後に２つのデジタル値の減算を行う従来例３の照度センサ１３０の構成を示す。照度センサ１３０は、赤外の波長域に分光感度を有するフォトダイオードＰＤ１１１、可視〜赤外の波長域に分光感度を有するフォトダイオードＰＤ１１２、アナログ−デジタル変換回路１３１、および、アナログ−デジタル変換回路１３２を備えている。
【００１８】
フォトダイオードＰＤ１１１の出力電流はアナログ−デジタル変換回路１３１の入力電流Ｉｉｎ１０１となり、フォトダイオードＰＤ１１２の出力電流はアナログ−デジタル変換回路１３２の入力電流Ｉｉｎ１０２となる。入力電流Ｉｉｎ１０１をアナログ−デジタル変換回路１３１によってアナログ−デジタル変換した結果を出力ＡＤＣＯＵＴ１０１、入力電流Ｉｉｎ１０２をアナログ−デジタル変換回路１３２によってアナログ−デジタル変換した結果を出力ＡＤＣＯＵＴ１０２とする。
【００１９】
出力ＡＤＣＯＵＴ１０１をα倍して、出力ＡＤＣＯＵＴ１０２から減算することにより、従来例１と同じ結果がデジタル演算で得られる。演算はソフトウェアで容易に行うことができる。すなわち、
ＡＤＣＯＵＴ１０２−ＡＤＣＯＵＴ１０１×α＝Ｉｉｎ１０２−Ｉｉｎ１０１×α
・・・（３）
フォトダイオードＰＤ１１１とフォトダイオードＰＤ１１２とは、光の波長に対する分光感度特性が異なるため、式（３）では補正係数αを用いて、フォトダイオードＰＤ１１２に流れる電流Ｉｉｎ１０２からフォトダイオードＰＤ１１１に流れる電流Ｉｉｎ１０１の大きさに応じた電流（Ｉｉｎ１０１×α）を減算している。これにより、照度センサにおいて視感度に近い分光感度特性を実現することが可能になる。
【００２０】
照度センサでは、太陽光、蛍光灯などの光をフォトダイオードで電流に変換し、積分型のアナログ−デジタル変換回路でデジタル出力する方式も一般的となっている。従来例３の場合には、積分型のアナログ−デジタル変換回路を用いると、入射光に対してリニアな出力を得ることができる。
【００２１】
なお、近接センサには、近年、積分型のアナログ−デジタル変換回路および発光ダイオードの駆動回路を備える方式が採用されている。
【００２２】
図１５に、一般的な近接センサ１４０の構成を示す（例えば特許文献３参照）。
【００２３】
この近接センサ１４０は、フォトダイオードＰＤ１２１、発光ダイオードＬＥＤ１０１、および制御回路１４１を備えている。制御回路１４１によって発光ダイオードＬＥＤ１０１を駆動し、近接検知物体１４２からの反射光を受光用のフォトダイオードＰＤ１２１によって電流に変換し、制御回路１４１によって近接検知物体１４２の有無を検知する。
【００２４】
図１６（ａ）・（ｂ）の波形図に示すように、発光ダイオードＬＥＤ１０１を駆動している期間Ｔ１の受光検知出力Ｄｏｕｔであるデータ（Ｄａｔａ１）と発光ダイオードＬＥＤ１０１を駆動していない期間Ｔ２の受光検知出力Ｄｏｕｔであるデータ（Ｄａｔａ２）との差分を近接データ（Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２）とする。
【００２５】
図１６（ａ）に示すように、近接検知物体１４２がある場合には、近接検知物体１４２からの反射光が強いため、フォトダイオードＰＤ１２１の出力電流は大きい。この場合には検知結果の近接データ（Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２）が制御回路１４１の閾値Ｄａｔａ(th1)を超えるので、この検知結果を「近接」と判断する。図１６（ｂ）に示すように、近接検知物体１４２がない場合には、近接検知物体１４２からの反射光が弱いため、フォトダイオードＰＤ１２１の出力電流は小さい。このような場合には検知結果の近接データ（Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２）が上記閾値Ｄａｔａ(th1)を超えないので、この検知結果を「非近接」と判断する。
【００２６】
また、近接センサ１４２の受光強度の測定値は検知距離の２乗に反比例するため、測定値に基づいて近接センサ１４１から測距物体である近接検知物体１４２までの検知距離を算出することで、近接センサ１４２を測距センサとして適用することが可能である。図１７（ａ）・（ｂ）に、測拒によって測距物体の遠近判定を行うときの波形を示す。図１７（ａ）に示すように、測距物体が近距離に存在する場合には、近接データ（Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２）が制御回路１４１の閾値Ｄａｔａ(th2)を超えるので、検知距離を「近距離」と判断する。図１７（ｂ）に示すように、測距物体が遠距離に存在する場合には、近接データ（Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２）が上記閾値Ｄａｔａ(th2)を超えないので、検知距離を「遠距離」と判断する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２７】
【特許文献１】日本国公開特許公報「特開２００８−５４０７７号公報（公開日：２００８年３月６日）」
【特許文献２】日本国公開特許公報「特開２０１０−２７８３８３号公報（公開日：２０１０年１２月９日）」
【特許文献３】日本国公開特許公報「特開２０１０−１２７６３５号公報（公開日：２０１０年６月１０日）」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
しかしながら、上記従来例１および従来例２の照度センサでは、対数圧縮の温度依存性の補正を行い得る一方、フォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正することができない。また、受光強度の検知結果に対して対数圧縮を行っているため、低照度から高照度までの入力に対してリニアな出力を得ることができない。上記従来例３の照度センサは、リニアな出力を得ることができる一方、赤外域を受光するフォトダイオードの出力電流と可視〜赤外域を受光するフォトダイオードの出力電流とのそれぞれの温度依存性が異なるため、両出力の差分で表される最終検知結果を、広い温度範囲で変動のないように得ることができない場合がある。
【００２９】
このように、従来の照度センサには、低照度から高照度までの広い入力ダイナミックレンジに対してリニアな出力を得ることと、フォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正することとを両立させたものがないという問題があった。
【００３０】
本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであり、その目的は、低照度から高照度までの入力に対してリニアな出力を得ることが可能であるとともに、フォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正することができる光センサ、およびそれを備えた携帯電話ならびにデジタルカメラを実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
赤外波長域に分光感度を有する第１のフォトダイオードと、上記第１のフォトダイオードの出力電流をアナログ−デジタル変換して得られる第１の検出結果を出力する第１のアナログ−デジタル変換回路と、可視波長域から赤外波長域に亘って分光感度を有する第２のフォトダイオードと、上記第２のフォトダイオードの出力電流をアナログ−デジタル変換して得られる第２の検出結果を出力する第２のアナログ−デジタル変換回路とを備えた光センサであって、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路および上記第２のアナログ−デジタル変換回路はそれぞれ、入力アナログ量を積分して出力する充電回路と上記充電回路に電流を供給する基準電流源とを備えるとともに、上記基準電流源から供給される基準電流によって放電電荷が与えられた上記充電回路に対する上記入力アナログ量の積分電荷の蓄積速度を検出することにより、上記入力アナログ量のアナログ−デジタル変換を行う積分型アナログ−デジタル変換回路であり、
各上記基準電流源は、温度係数を有する抵抗を備えているとともに、出力する電流値が、上記基準電流源に入力される基準電圧を上記抵抗の抵抗値で割った値に制御され、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路に、上記基準電流源として、上記第１のフォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正する上記温度係数を有する上記抵抗を備えた第１の基準電流源が備えられ、
上記第２のアナログ−デジタル変換回路に、上記基準電流源として、上記第２のフォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正する上記温度係数を有する上記抵抗を備えた第２の基準電流源が備えられ、
上記第１の基準電流源を用いて出力された上記第１の検出結果と、上記第２の基準電流源を用いて出力された上記第２の検出結果とから、上記第２のフォトダイオードによる可視波長域の受光強度を検出することによって照度を測定することを特徴としている。
【００３２】
上記の発明によれば、赤外波長域に分光感度を有する第１のフォトダイオードの出力電流の温度依存性については、第１のアナログ−デジタル変換回路が備える第１の基準電流源の抵抗の温度係数に応じた基準電流の大きさの温度依存性、すなわち充電回路に与える放電電荷量の温度依存性によってある程度あるいは完全に相殺することができる。この温度依存性の相殺によって第１の検出結果の温度依存性が補正される。可視波長域から赤外波長域に亘って分光感度を有する第２のフォトダイオードの出力電流の温度依存性については、第２のアナログ−デジタル変換回路が備える第１の基準電流源の抵抗の温度係数に応じた基準電流の大きさの温度依存性、すなわち充電回路に与える放電電荷量の温度依存性によってある程度あるいは完全に相殺することができる。この温度依存性の相殺によって第２の検出結果の温度依存性が補正される。
【００３３】
このように、第１のフォトダイオードと第２のフォトダイオードＰＤ２とで互いに温度依存性が異なっていても、第１のアナログ−デジタル変換回路の第１の基準電流源と第２のアナログ−デジタル変換回路の第１の基準電流源とで個別に温度依存性の補正を行うことができる。これにより、第１のアナログ−デジタル変換回路の出力および第２のアナログ−デジタル変換回路の出力、従って光センサの出力を、広い温度範囲に亘って温度変動誤差の抑制された値として得ることができる。この出力の温度補償は、光センサを照度センサとして用いる場合に特に有効である。また、積分型アナログ−デジタル変換回路の出力は入力に対してリニアに変化するので、低照度から高照度までの幅広い入力照度範囲に対して均等な分解能でデジタル出力を得ることができる。
【００３４】
以上により、低照度から高照度までの入力に対してリニアな出力を得ることが可能であるとともに、フォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正することができる光センサを実現することができるという効果を奏する。
【００３５】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
発光ダイオードと、上記発光ダイオードの駆動を行う回路とを備えており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、さらに、上記基準電流源として、入力アナログ量を積分して出力する充電回路と上記充電回路に電流を供給する第３の基準電流源を備えており、
上記第３の基準電流源が備える上記抵抗は、上記発光ダイオードの発光出力の温度依存性を補正する上記温度係数を有しており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、上記発光ダイオードを駆動しないときに上記第１の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力する一方、上記発光ダイオードを駆動するときに上記第３の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力し、
上記発光ダイオードを駆動しないときに、上記第１の検出結果および上記第２の検出結果から上記第２のフォトダイオードによる可視波長域の受光強度を検出し、
上記発光ダイオードを駆動するときに、上記第１の検出結果から、上記発光ダイオードから放射され物体から反射されて上記第１のフォトダイオードによって受光された赤外波長域の光の受光強度を検出することによって上記物体の有無を検知することを特徴としている。
【００３６】
上記の発明によれば、光センサを、出力の温度依存性が補正された近接センサとして用いることができるという効果を奏する。
【００３７】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
上記発光ダイオードを駆動するときに、上記第１の検出結果から、上記発光ダイオードから放射され物体から反射されて上記第１のフォトダイオードによって受光された赤外波長域の光の受光強度を検出することによって上記物体までの距離を検知することを特徴としている。
【００３８】
上記の発明によれば、光センサを、出力の温度依存性が補正された測距センサとして用いることができるという効果を奏する。
【００３９】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
発光ダイオードと、上記発光ダイオードの駆動を行う回路とを備えており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、さらに、入力アナログ量を積分して出力する充電回路と上記充電回路に電流を供給する第３の基準電流源を備えており、
上記第３の基準電流源が備える上記抵抗は、上記発光ダイオードの発光出力の温度依存性を補正する上記温度係数を有しており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、上記発光ダイオードを駆動しないときに上記第１の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力する一方、上記発光ダイオードを駆動するときに上記第３の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力し、
上記発光ダイオードを駆動しないときに、上記第１の検出結果および上記第２の検出結果から上記第２のフォトダイオードによる可視波長域の受光強度を検出し、
上記発光ダイオードを駆動するときに、上記第１の検出結果から、上記発光ダイオードから放射され物体から反射されて上記第１のフォトダイオードによって受光された赤外波長域の光の受光強度を検出することによって上記物体までの距離を検知することを特徴としている。
【００４０】
上記の発明によれば、光センサを、出力の温度依存性が補正された測距センサとして用いることができるという効果を奏する。
【００４１】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
上記第１の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数と、上記第２の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数とは互いに異なっていることを特徴としている。
【００４２】
上記の発明によれば、互いに温度依存性の異なる第１のフォトダイオードの出力電流と第２のフォトダイオードの出力電流とから検出した光センサ出力の温度依存性を縮小することができるという効果を奏する。
【００４３】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
上記第１の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数は３０００ｐｐｍ／℃であり、上記第２の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数は−１００ｐｐｍ／℃であることを特徴としている。
【００４４】
上記の発明によれば、一般的な半導体製品として製造される、赤外波長域用のフォトダイオードと、可視〜赤外波長域用のフォトダイオードとに対して、それぞれの温度依存性を基準電流の温度依存性によって良好に相殺することができるという効果を奏する。
【００４５】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
上記第３の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数は５０００ｐｐｍ／℃であることを特徴としている。
【００４６】
上記の発明によれば、一般的な発光ダイオードＬＥＤに対して、近接センサあるいは測距センサに用いる光源としての温度依存性の補正を行うことができるという効果を奏する。
【００４７】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
上記積分型アナログ−デジタル変換回路は、
比較器であって、上記充電回路による上記入力アナログ量の積分出力を上記比較器に入力される基準電圧と比較して、上記積分出力が上記比較器に入力される基準電圧以下であることを示す第１の出力レベルと上記積分出力が上記比較器に入力される基準電圧を超えることを示す第２の出力レベルとからなるパルス信号を出力する比較器と、
上記比較器に入力される基準電圧の供給端子と上記充電回路の出力との間の導通と遮断とを切り替える第１のスイッチと、
アナログ−デジタル変換に使用される上記基準電流源の出力と上記充電回路の入力との間の導通と遮断とを切り替える第２のスイッチと、
アナログ−デジタル変換動作を制御するとともに、アナログ−デジタル変換期間に上記比較器が出力したパルスの数に応じたデジタル値を出力する一方、上記比較器の出力が上記第１の出力レベルから上記第２の出力レベルへと変化するごとに上記第２のスイッチを導通させるとともに、上記比較器の出力が上記第２の出力レベルから上記第１の出力レベルへと変化するごとに上記第２のスイッチを遮断させる制御回路と備えていることを特徴としている。
【００４８】
上記の発明によれば、積分型アナログ−デジタル変換回路が備えている特性である、広いダイナミックレンジと高い分解能のアナログ−デジタル変換とが可能であるという効果を奏する。また、基準電流の温度係数を調整することにより、積分型アナログーデジタル変換回路の温度係数を調整することが容易に可能であるという効果を奏する。
【００４９】
本発明の携帯電話は、上記課題を解決するために、
上記光センサと、画面を表示する液晶パネルと、上記液晶パネルを照射するバックライトと、上記光センサの出力に基づいて上記バックライトの輝度を制御するバックライト制御部とを備えていることを特徴としている。
【００５０】
上記の発明によれば、正確な光センサの検出結果に基づいたバックライトの輝度制御などの装置制御を行うことができる携帯電話を提供することができるという効果を奏する。
【００５１】
本発明のデジタルカメラは、上記課題を解決するために、
上記光センサと、画面を表示する液晶パネルと、上記液晶パネルを照射するバックライトと、上記光センサの出力に基づいて上記バックライトの輝度を制御するバックライト制御部とを備えていることを特徴としている。
【００５２】
上記の発明によれば、正確な光センサの検出結果に基づいたバックライトの輝度制御などの装置制御を行うことができるデジタルカメラを提供することができるという効果を奏する。
【発明の効果】
【００５３】
本発明の光センサは、以上のように、
赤外波長域に分光感度を有する第１のフォトダイオードと、上記第１のフォトダイオードの出力電流をアナログ−デジタル変換して得られる第１の検出結果を出力する第１のアナログ−デジタル変換回路と、可視波長域から赤外波長域に亘って分光感度を有する第２のフォトダイオードと、上記第２のフォトダイオードの出力電流をアナログ−デジタル変換して得られる第２の検出結果を出力する第２のアナログ−デジタル変換回路とを備えた光センサであって、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路および上記第２のアナログ−デジタル変換回路はそれぞれ、入力アナログ量を積分して出力する充電回路と上記充電回路に電流を供給する基準電流源とを備えるとともに、上記基準電流源から供給される基準電流によって放電電荷が与えられた上記充電回路に対する上記入力アナログ量の積分電荷の蓄積速度を検出することにより、上記入力アナログ量のアナログ−デジタル変換を行う積分型アナログ−デジタル変換回路であり、
各上記基準電流源は、温度係数を有する抵抗を備えているとともに、出力する電流値が、上記基準電流源に入力される基準電圧を上記抵抗の抵抗値で割った値に制御され、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路に、上記基準電流源として、上記第１のフォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正する上記温度係数を有する上記抵抗を備えた第１の基準電流源が備えられ、
上記第２のアナログ−デジタル変換回路に、上記基準電流源として、上記第２のフォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正する上記温度係数を有する上記抵抗を備えた第２の基準電流源が備えられ、
上記第１の基準電流源を用いて出力された上記第１の検出結果と、上記第２の基準電流源を用いて出力された上記第２の検出結果とから、上記第２のフォトダイオードによる可視波長域の受光強度を検出することによって照度を測定する。
【００５４】
以上により、低照度から高照度までの入力に対してリニアな出力を得ることが可能であるとともに、フォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正することができる光センサを実現することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明の実施形態を示すものであり、光センサ回路の第１の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】本発明の実施形態を示すものであり、光センサ回路の第２の構成を示す回路ブロック図である。
【図３】本発明の実施形態を示すものであり、フォトダイオードの分光感度特性を示すグラフである。
【図４】本発明の実施形態を示すものであり、（ａ）は赤外波長域に分光感度を有するフォトダイオードの構成を示す断面図であり、（ｂ）は可視波長域に分光感度を有するフォトダイオードの構成を示す断面図である。
【図５】本発明の実施形態を示すものであり、積分型アナログ−デジタル変換回路の構成を示す回路ブロック図である。
【図６】図５の積分型アナログ−デジタル変換回路の動作を示す波形図である。
【図７】本発明の実施形態を示すものであり、基準電流源の構成を示す回路図である。
【図８】本発明の実施形態を示すものであり、基準電圧源の構成を示す回路図である。
【図９】本発明の実施形態を示すものであり、携帯電話の構成を示す斜視図である。
【図１０】本発明の実施形態を示すものであり、デジタルカメラの構成を示す斜視図である。
【図１１】本発明の実施形態を示すものであり、照度センサおよび近接センサを備える液晶表示装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】従来技術を示すものであり、照度センサの第１の従来例の構成を示す回路ブロック図である。
【図１３】従来技術を示すものであり、照度センサの第２の従来例の構成を示す回路ブロック図である。
【図１４】従来技術を示すものであり、照度センサの第３の従来例の構成を示す回路ブロック図である。
【図１５】従来技術を示すものであり、近接センサの構成を示す回路ブロック図である。
【図１６】図１５の近接センサの動作を説明する波形図であり、（ａ）は近接を検出する場合の波形図を示し、（ｂ）は非近接を検出する場合の波形図を示す。
【図１７】図１５の近接センサを測距センサとして動作させた場合の波形図であり、（ａ）は近距離であることを検出する場合の波形図を示し、（ｂ）は遠距離であることを検出する場合の波形図を示す。
【発明を実施するための形態】
【００５６】
〔実施の形態１〕
本発明の実施形態について図１、３−８を用いて説明すれば、以下の通りである。
＜光センサの全体構成＞
図１に、本実施形態に係る光センサ１の構成を示す。
【００５７】
光センサ１は照度センサとして機能するものである。光センサ１は、フォトダイオード（第１のフォトダイオード）ＰＤ１、フォトダイオード（第２のフォトダイオード）ＰＤ２、アナログ−デジタル変換回路（第１のアナログ−デジタル変換回路）１１、および、アナログ−デジタル変換回路（第２のアナログ−デジタル変換回路）１２を備えている。
【００５８】
フォトダイオードＰＤ１は赤外波長域に分光感度を有する、赤外波長域用のフォトダイオード（IR only）である。フォトダイオードＰＤ２は可視波長域から赤外波長域に亘って分光感度を有する、可視〜赤外波長域用のフォトダイオード（Visible and IR）である。フォトダイオードＰＤ１のアノードは接地されており、カソードはアナログ−デジタル変換回路１１の入力に接続されている。これにより、フォトダイオードＰＤ１の出力電流はアナログ−デジタル変換回路１１の入力電流Ｉｉｎ１となる。フォトダイオードＰＤ２のアノードは接地されており、カソードはアナログ−デジタル変換回路１２の入力に接続されている。これにより、フォトダイオードＰＤ２の出力電流はアナログ−デジタル変換回路１２の入力電流Ｉｉｎ２となる。
【００５９】
アナログ−デジタル変換回路１１は後述するように積分型アナログ−デジタル変換回路である。アナログ−デジタル変換回路１１は基準電流源回路１１ａを備えている。アナログ−デジタル変換回路１１は、後述するように、入力アナログ量を積分して出力する。アナログ−デジタル変換回路１１は、基準電流源回路１１ａから供給される電流によって放電電荷が与えられた充電回路に対する入力アナログ量の積分電荷の蓄積速度を検出することにより、入力アナログ量のアナログ−デジタル変換を行う。入力アナログ量は、ここでは入力電流Ｉｉｎ１である。アナログ−デジタル変換回路１１による入力アナログ量のアナログ−デジタル変換結果はデジタルの出力（第１の検出結果）ＡＤＣＯＵＴ１となる。
【００６０】
アナログ−デジタル変換回路１２も積分型アナログ−デジタル変換回路である。アナログ−デジタル変換回路１２は基準電流源回路１２ａを備えている。アナログ−デジタル変換回路１２は、アナログ−デジタル変換回路１１と同じく、基準電流源回路１２ａから供給される電流によって放電電荷が与えられた充電回路に対する入力アナログ量の積分電荷の蓄積速度を検出することにより、入力アナログ量のアナログ−デジタル変換を行う。入力アナログ量は、ここでは入力電流Ｉｉｎ２である。アナログ−デジタル変換回路１２による入力アナログ量のアナログ−デジタル変換結果はデジタルの出力（第２の検出結果）ＡＤＣＯＵＴ２となる。
【００６１】
光センサ１は、出力ＡＤＣＯＵＴ１および出力ＡＤＣＯＵＴ２を用いて、図示しないデータ処理部によって、式（３）と同様に、
ＡＤＣＯＵＴ２−ＡＤＣＯＵＴ１×α＝Ｉｉｎ２−Ｉｉｎ１×α ・・・（４）
を計算する。このようにして、光センサ１は、出力ＡＤＣＯＵＴ１および出力ＡＤＣＯＵＴ２からフォトダイオードＰＤ２による可視波長域の受光強度を検出する。
【００６２】
フォトダイオードＰＤ１とフォトダイオードＰＤ２とは、図３に示すように、光の波長に対する分光感度特性が異なるため、式（４）では補正係数αを用いて、フォトダイオードＰＤ２に流れる電流Ｉｉｎ２からフォトダイオードＰＤ１に流れる電流Ｉｉｎ１の大きさに応じた電流（Ｉｉｎ１×α）を減算している。これにより、照度センサにおいて視感度に近い分光感度特性を実現することが可能になる。
【００６３】
次に、光センサ１の各部の詳細な構成について説明する。
＜フォトダイオードの構成＞
図４（ａ）にフォトダイオードＰＤ１の構成を、図４（ｂ）にフォトダイオードＰＤ２の構成をそれぞれ示す。
【００６４】
図４（ａ）に示すように、フォトダイオードＰＤ１は、Ｐ型基板４０１の中にＮ型ウェル４０２が形成されるとともに、上記Ｎ型ウェル４０２の中にＰ型拡散層４０３が形成された構成を有している。Ｐ型基板４０１とＮ型ウェル４０２との接合部によって、Ｐ型基板４０１側をアノードとしＮ型ウェル４０２側をカソードとする、赤外光を吸収するフォトダイオード部ＰＤ(ir)１が構成されている。フォトダイオード部ＰＤ(ir)１のアノードはフォトダイオードＰＤ１のアノードとして接地されており、フォトダイオード部ＰＤ(ir)１のカソードはフォトダイオードＰＤ１のカソードとしてアナログ−デジタル変換回路１１の入力に接続されている。
【００６５】
また、Ｎ型ウェル４０２とＰ型拡散層４０３との接合部によって、Ｐ型拡散層４０３側をアノードとしＮ型ウェル４０２側をカソードとする、可視光を吸収するフォトダイオード部ＰＤ(vis)１が構成されている。フォトダイオード部ＰＤ(vis)１のアノードとカソードとは互いに短絡されている。
【００６６】
図４（ｂ）に示すように、フォトダイオードＰＤ２は、Ｐ型基板４０１の中にＮ型ウェル４０２が形成されるとともに、上記Ｎ型ウェル４０２の中にＰ型拡散層４０３が形成された構成を有している。Ｐ型基板４０１とＮ型ウェル４０２との接合部によって、Ｐ型基板４０１側をアノードとしＮ型ウェル４０２側をカソードとする、赤外光を吸収するフォトダイオード部ＰＤ(ir)２が構成されている。フォトダイオード部ＰＤ(ir)２のアノードはフォトダイオードＰＤ２のアノードとして接地されており、フォトダイオード部ＰＤ(ir)２のカソードはフォトダイオードＰＤ２のカソードとしてアナログ−デジタル変換回路１２の入力に接続されている。
【００６７】
また、Ｎ型ウェル４０２とＰ型拡散層４０３との接合部によって、Ｐ型拡散層４０３側をアノードとしＮ型ウェル４０２側をカソードとする、可視光を吸収するフォトダイオード部ＰＤ(vis)２が構成されている。フォトダイオード部ＰＤ(vis)２のアノードは接地されている。
＜アナログ−デジタル変換回路の構成＞
図５に、アナログ−デジタル変換回路１１および１２に用いる積分型アナログ−デジタル変換回路１０の構成を示す。
【００６８】
積分型アナログ−デジタル変換回路１０は、充電回路１０ａ、比較回路１０ｂ、制御回路１０ｃ、および、放電回路１０ｄを備えている。
【００６９】
充電回路１０ａは、オペアンプＡＭＰ１と容量Ｃ１とを備えている。オペアンプＡＭＰ１の反転入力は充電回路１０ａの入力であり、積分型アナログ−デジタル変換回路１０の入力ＩＮに接続されている。オペアンプＡＭＰ１の非反転入力は０Ｖに接地されている。容量Ｃ１はオペアンプＡＭＰ１の出力と反転入力との間に接続されている。オペアンプＡＭＰ１の出力は充電回路１０ａの積分出力としての電圧ｖｓｉｇである。
【００７０】
比較回路１０ｂは、比較器ＣＭＰ１と基準電圧源Ｖ１とスイッチ（第１のスイッチ）ＳＷ１とを備えている。比較器ＣＭＰ１の非反転入力は比較回路１０ｂの入力であり、充電回路１０ａの電圧ｖｓｉｇに接続されている。比較器ＣＭＰ１の反転入力は、基準電圧源Ｖ１が発生する基準電圧Ｖ１の供給端子に接続されている。比較器ＣＭＰ１は、比較器ＣＭＰ１の非反転入力に印加される電圧ｖｓｉｇを比較器ＣＭＰ１の反転入力に印加される基準電圧Ｖ１と比較し、電圧ｖｓｉｇが基準電圧Ｖ１以下であればそのことを示す出力レベル（第１の出力レベル）であるＬｏｗを出力する一方、電圧ｖｓｉｇが基準電圧Ｖ１を超えていればそのことを示す出力レベル（第２の出力レベル）であるＨｉｇｈを出力する。比較器ＣＭＰ１の出力は比較回路１０ｂの出力電圧としての出力ｃｏｍｐであり、非アクティブレベルのＬｏｗとアクティブレベルのＨｉｇｈとからなるパルス信号である。第１の出力レベルをＨｉｇｈに、第２の出力レベルをＬｏｗにそれぞれ設定してもよく、出力ｃｏｍｐのアクティブレベルをＨｉｇｈとＬｏｗとのいずれに設定するかで、使用する論理レベルが適宜決定される。スイッチＳＷ１は、基準電圧Ｖ１の供給端子と比較回路１０ｂの入力すなわち充電回路１０ａの出力との間の導通と遮断とを、制御信号ｓ１に従って切り替えるように設けられている。制御信号ｓ１は積分型アナログ−デジタル変換回路１０の内部、または光センサ１の内部、または光センサ１が搭載された機器の内部で生成される。
【００７１】
制御回路１０ｃは、フリップフロップ１３とカウンタ１４とを備えており、アナログ−デジタル変換動作を制御する。フリップフロップ１３はＤフリップフロップで構成されている。フリップフリップ１３のＤ入力は比較回路１０ｂの出力ｃｏｍｐに接続されており、クロック入力にはクロック信号ｃｌｋが入力される。クロック入力にクロック信号ｃｌｋのクロックパルスが入力されるごとに、例えば当該クロックパルスの立ち上がりエッジにおいて、Ｄ入力となっている出力ｃｏｍｐのレベルを出力する。このようにして構成されるフリップフロップ１３の出力を信号ｃｈａｒｇｅとする。
【００７２】
カウンタ１４は信号ｃｈａｒｇｅのパルス数をカウントし、カウント値を積分型アナログ−デジタル変換回路１０の出力ＡＤＣＯＵＴとして出力する。
【００７３】
放電回路１０ｄは、図１の基準電流源回路１１ａおよび１２ａに相当しており、基準電流源（基準電流源回路１１ａの第１の基準電流源、基準電流源回路１２ａの第２の基準電流源）ＩＲＥＦとスイッチ（第２のスイッチ）ＳＷ２とを備えている。基準電流源ＩＲＥＦは電源Ｖｄｄを用いて基準電流ＩＲＥＦを生成する。スイッチＳＷ２は、基準電流源ＩＲＥＦの出力と積分型アナログ−デジタル変換回路１０の入力ＩＮすなわち充電回路の入力との間の導通と遮断とを、信号ｃｈａｒｇｅの示すレベルに従って切り替えるように設けられている。
【００７４】
次に、上記の構成の積分型アナログ−デジタル変換回路１０の動作について説明する。
【００７５】
図６に示すように、まずアナログ−デジタル変換を行う前（時刻ｔ０以前）に制御信号ｓ１によって比較回路１０ｂのスイッチＳＷ１は導通している。スイッチＳＷ１が導通することにより、充電回路１０ａの電圧ｖｓｉｇは基準電圧Ｖ１に等しくなる。スイッチＳＷ１は、積分型アナログ−デジタル変換回路１０のアナログ−デジタル変換の開始（時刻ｔ０）と同時に遮断され、アナログ−デジタル変換期間ｔ(conv)に亘って遮断が保持される。図６の各信号タイミングはクロック信号ｃｌｋに同期するように設定されている。
【００７６】
また、時刻ｔ０に、放電回路１０ｄのスイッチＳＷ２が図示しない経路で供給される制御信号によって導通する。これにより、充電回路１０ａの容量Ｃ１が、基準電流源ＩＲＥＦから供給される基準電流ＩＲＥＦによってプリチャージされる。アナログ−デジタル変換期間ｔ(conv)中は入力電流Ｉｉｎ（入力電流Ｉｉｎ１およびＩｉｎ２を代表してＩｉｎと記載する）が流れ続けているので、プリチャージ後の容量Ｃ１の電荷は入力電流Ｉｉｎの大きさにも依存する。スイッチＳＷ２はクロック信号ｃｌｋの１周期に等しい期間ｔ(clk)だけ導通して時刻ｔ１に遮断される。このプリチャージ動作によって、容量Ｃ１に（ＩＲＥＦ×ｔ(clk)）の電荷を放電させる。放電完了時には、電圧ｖｓｉｇは基準電圧Ｖ１よりも低い電圧となる。
【００７７】
時刻ｔ１から、フォトダイオードＰＤ１あるいはＰＤ２からの入力電流Ｉｉｎ（入力電流Ｉｉｎ１およびＩｉｎ２を代表してＩｉｎと記載する）のみが供給されることによって容量Ｃ１に積分電荷が蓄積され、電圧ｖｓｉｇが上昇する。電圧ｖｓｉｇが基準電圧Ｖ１を超えると比較器ＣＭＰ１の出力ｃｏｍｐはＨｉｇｈとなる。出力ｃｏｍｐがＨｉｇｈとなってから次のクロック信号ｃｌｋの立ち上がりエッジ（時刻ｔ３）で、フリップフロップ１３がＨｉｇｈを出力する。これにより、信号ｃｈａｒｇｅはＨｉｇｈとなり、カウンタ１４はＨｉｇｈのパルスＰを１つカウントする。同時にスイッチＳＷ２が信号ｃｈａｒｇｅによって導通し、基準電流源ＩＲＥＦによって容量Ｃ１が再び放電を行う。この放電によって電圧ｖｓｉｇが基準電圧Ｖ１以下となった時点で出力ｃｏｍｐはＬｏｗとなる。出力ｃｏｍｐがＬｏｗとなってから次のクロック信号ｃｌｋの立ち上がりエッジ（時刻ｔ５）で、信号ｃｈａｒｇｅがＬｏｗとなり、パルスＰが立ち下がる。パルスＰが立ち下がるとスイッチＳＷ２が遮断されるので、容量Ｃ１に再び入力電流Ｉｉｎによって積分電荷が蓄積される。
【００７８】
制御回路１０ｃは、比較器ＣＭＰ１の出力ｃｏｍｐがＬｏｗからＨｉｇｈへと変化するごとにスイッチＳＷ２を導通させるとともに、比較器ＣＭＰ１の出力ｃｏｍｐがＨｉｇｈからＬｏｗへと変化するごとにスイッチＳＷ２を遮断させる制御を行うことになる。
【００７９】
このようにして、アナログ−デジタル変換期間ｔ(conv)にパルスＰが繰り返し生成される。パルスＰの総数はカウンタ１４によってカウントされて出力ＡＤＣＯＵＴとなる。入力電流Ｉｉｎによる容量Ｃ１の積分電荷の蓄積速度は、入力電流Ｉｉｎが大きいほど大きいため、入力電流Ｉｉｎが大きいほどアナログ−デジタル変換期間ｔ(conv)にカウントされるパルスＰの数すなわち容量Ｃ１の放電回数は多くなる。
【００８０】
以上のアナログ−デジタル変換動作について以下に定量的な説明を行う。
【００８１】
積分型アナログ−デジタル変換回路１０は、アナログ−デジタル変換期間ｔ(conv)に、入力電流Ｉｉｎにより容量Ｃ１に与えられる総充電電荷量と、プリャージ期間を含めて基準電流源ＩＲＥＦにより容量Ｃ１に与えられる総放電電荷量とが、互いに等しくなるように動作する。
【００８２】
アナログ−デジタル変換期間ｔ(conv)の総充電電荷量：Ｉｉｎ×ｔ(conv)
アナログ−デジタル変換期間ｔ(conv)の総放電電荷量：ＩＲＥＦ×t(clk)×ｃｏｕｎｔ
（但しｃｏｕｎｔはカウンタ１４によってカウントされるパルスＰの総数）とすると、総充電電荷量＝総放電電荷量であるから、
ｃｏｕｎｔ＝（Ｉｉｎ×ｔ(conv)）／（ＩＲＥＦ×ｔ(clk)）
となり、最小分解能は（ＩＲＥＦ×ｔ(clk)）で決定されることになる。
【００８３】
ここで、ｔ(conv)＝ｔ(clk)×２ｎ（ｎは分解能）となるように設定すると、
ｃｏｕｎｔ＝Ｉｉｎ／ＩＲＥＦ×２ｎ ・・・（５）
となる。
【００８４】
例えば、分解能ｎ＝１６ビットに設定する場合には、カウント数（ｃｏｕｎｔ）として、入力電流Ｉｉｎに応じたデジタル値が０〜６５５３５の範囲で出力されることになる。
【００８５】
これにより、積分型アナログ−デジタル変換回路が備えている特性である、広いダイナミックレンジと高い分解能のアナログ−デジタル変換とが可能である。また、式（５）より、基準電流ＩＲＥＦの温度係数を調整することにより、積分型アナログーデジタル変換回路１０の温度係数を調整することが容易に可能である。
【００８６】
なお、信号ｃｈａｒｇｅのパルスＰの数をカウントすることは出力ｃｏｍｐのパルス数をカウントすることに等しい。従って、制御回路１０ｃは、アナログ−デジタル変換期間に比較器ＣＭＰ１が出力したパルスの数に応じたデジタル値を出力するように構成されていれば、アナログ−デジタル変換動作を実現することができる。積分型アナログ−デジタル変換回路１０においてはフリップフロップ１３が設けられているが、これは、出力ｃｏｍｐを信号ｃｈａｒｇｅに変えてスイッチＳＷ２の開閉タイミングを図るために設けられているため、必ずしも必要ではない。カウンタ１４は出力ｃｏｍｐのパルス数を直接カウントしてもよい。フリップフロップ１３には、クロック信号ｃｌｋに従って動作することにより積分型アナログ−デジタル変換回路１０の動作を制御する機能があるが、これは例えばカウンタ１４を同期カウンタとしてカウンタ１４の動作から積分型アナログ−デジタル変換回路１０の動作タイミングを生成することでも代用可能である。また、信号ｃｈａｒｇｅのパルスＰの発生をこの動作タイミングによって出力ｃｏｍｐのパルス発生から遅延させて生成することも、同期カウンタの動作タイミングを利用するなどにより適宜可能である。さらには、信号ｃｈａｒｇｅのパルスＰを出力ｃｏｍｐのパルス発生から遅延させて発生させるかどうかについても、容量Ｃ１の放電開始のタイミングを回路の都合で適宜設定すればよいので、任意である。
【００８７】
図７に、基準電流源ＩＲＥＦの構成を示す。
【００８８】
基準電流源ＩＲＥＦは、オペアンプ７１、トランジスタＴｒ７１、トランジスタＴｒ７２、および、温度係数を有する抵抗Ｒ１を備えている。オペアンプ７１の反転入力には後述する基準電圧源ＶＲＥＦが発生する基準電圧ＶＲＥＦが入力される。オペアンプ７１の非反転入力は抵抗Ｒ１の一端に接続されている。抵抗Ｒ１の他端は接地されている。
【００８９】
トランジスタＴｒ７１はｐチャネル型の電界効果トランジスタである。トランジスタＴｒ７１のソースは電源に接続されており、トランジスタＴｒ７１のドレインは抵抗Ｒ１の上記一端に接続されている。
【００９０】
トランジスタＴｒ７２はｐチャネル型の電界効果トランジスタである。トランジスタＴｒ７２のソースは上記電源に接続されており、トランジスタＴｒ７１のドレインは基準電流ＩＲＥＦの出力となっている。このとき、出力される基準電流ＩＲＥＦは、基準電圧ＶＲＥＦを抵抗Ｒ１の抵抗値Ｒ１で割った値、
ＩＲＥＦ＝ＶＲＥＦ／Ｒ１
である。
【００９１】
図８に、基準電圧源ＶＲＥＦの構成を示す。基準電圧源ＶＲＥＦは、半導体回路では一般的な定電圧回路であって、温度変動があっても一定の電圧を出力するバンドギャップ定電圧回路からなる。
【００９２】
基準電圧源ＶＲＥＦは、オペアンプ８１、トランジスタＴｒ８１、トランジスタＴｒ８２、トランジスタＴｒ８３、トランジスタＱ８１、トランジスタＱ８２、トランジスタＱ８３、抵抗Ｒ１０、および、抵抗Ｒ１１を備えている。
【００９３】
トランジスタＴｒ８１、トランジスタＴｒ８２、および、トランジスタＴｒ８３はｐチャネル型の電界効果トランジスタである。トランジスタＱ８１、トランジスタＱ８２、および、トランジスタＱ８３は、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタである。
【００９４】
トランジスタＴｒ８１、トランジスタＴｒ８２、および、トランジスタＴｒ８３の各ゲートは互いに接続されている。トランジスタＴｒ８１、トランジスタＴｒ８２、および、トランジスタＴｒ８３の各ソースは同じ電源に接続されている。トランジスタＴｒ８１のドレインはトランジスタＱ８１のエミッタに接続されている。トランジスタＴｒ８２のドレインは抵抗Ｒ１０を介してトランジスタＱ８２のエミッタに接続されている。トランジスタＴｒ８３のドレインは抵抗Ｒ１１を介してトランジスタＱ８３のエミッタに接続されている。トランジスタＱ８２のエミッタ面積はトランジスタＱ８１のエミッタ面積のｎ倍（ｎはｎ＞１の任意数として記載）である。トランジスタＱ８１、トランジスタＱ８２、および、トランジスタＱ８３の各ベースおよび各コレクタは接地されている。
【００９５】
オペアンプ８１の反転入力はトランジスタＴｒ８１とトランジスタＱ８１との接続点に接続されている。オペアンプ８１の非反転入力はトランジスタＴｒ８２と抵抗Ｒ１０との接続点に接続されている。
【００９６】
トランジスタＴｒ８３と抵抗Ｒ１１との接続点が基準電圧ＶＲＥＦの出力である。
【００９７】
図１のフォトダイオードＰＤ１およびＰＤ２のそれぞれの出力電流には温度依存性がある。従って、この温度依存性を補正しないまま入力電流Ｉｉｎ１および入力電流Ｉｉｎ２のアナログ−デジタル変換を行うと、出力ＡＤＣＯＵＴ１および出力ＡＤＣＯＵＴ２に誤差が生じる。また、フォトダイオードＰＤ１の温度依存性とフォトダイオードＰＤ２の温度依存性とが互いに異なっていることから、式（４）の結果に誤差が生じる。
【００９８】
そこで、基準電流源ＩＲＥＦに前記抵抗Ｒ１を設けることによって、アナログ−デジタル変換回路１１にフォトダイオードＰＤ１の温度依存性に合わせた変換の補正を施すとともに、アナログ−デジタル変換回路１２にフォトダイオードＰＤ２の温度依存性に合わせた変換の補正を施す。
【００９９】
抵抗Ｒ１の抵抗値は抵抗Ｒ１の温度係数に応じた値であるので、抵抗Ｒ１の電圧降下は当該温度係数を反映した値となる。例えば、温度が上昇すると、抵抗Ｒ１が正の温度係数を有している場合には、抵抗Ｒ１の電圧降下が増大する。これにより、オペアンプ７１の反転入力と非反転入力との差が大きくなって、オペアンプ７１の出力電圧が上昇してトランジスタＴｒ７１およびＴｒ７２のドレイン電流が抑制される。この結果、基準電流ＩＲＥＦが減少して、出力電流の温度依存性が負となる赤外波長域用のフォトダイオードＰＤ１の出力変動を相殺することができる。また、同様にして、抵抗Ｒ１が負の温度係数を有している場合には、出力電流の温度依存性が正となる可視〜赤外波長域用のフォトダイオードＰＤ２の出力変動を相殺することができる。
【０１００】
例えば、フォトダイオードＰＤ１の温度依存性が約−３０００ｐｐｍ／℃、フォトダイオードＰＤ２の温度依存性が約１００ｐｐｍ／℃であるとすると、アナログ−デジタル変換回路１１が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数を３０００ｐｐｍ／℃、アナログ−デジタル変換回路１２が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数を−１００ｐｐｍ／℃とすることにより、温度補正が可能である。この例では、フォトダイオードＰＤ１およびＰＤ２の各温度依存性を、正負が反転した同じ値の、基準電流ＩＲＥＦの大きさの温度依存性によって完全に相殺しているが、正負が反転した互いに異なる値の温度依存性によってある程度の相殺を行うようにしてもよい。いずれにしても、光センサ出力の温度依存性を縮小することができるので、有効な温度補正を行い得る。
【０１０１】
そして、光センサ出力の温度依存性を縮小し得るのであれば、アナログ−デジタル変換回路１１が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数と、アナログ−デジタル変換回路１２が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数とが、互いに異なる値となっているだけでもよい。実際に、２つの抵抗Ｒ１について、例えば上記温度係数の数値例から僅かにずらした数値の温度係数を設定することでも、光センサ出力の温度依存性を縮小し得ることは明らかである。
【０１０２】
以上のような温度係数の設定方法に従えば、一般的な半導体製品で製造されるフォトダイオードに対して、照度センサ用に温度補正を行うことができる。また、一般的に、半導体回路では、拡散抵抗はプラスの温度係数を持ち、ポリシリコン抵抗はマイナスの温度係数を持つ。２種類の抵抗を組み合わせることで、任意の温度係数を選ぶことが可能である。
【０１０３】
本実施形態によれば、赤外波長域に分光感度を有するフォトダイオードＰＤ１の出力電流の温度依存性については、アナログ−デジタル変換回路１１が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数に応じた基準電流ＩＲＥＦの大きさの温度依存性、すなわち充電回路１０ａに与える放電電荷量の温度依存性によってある程度あるいは完全に相殺することができる。この温度依存性の相殺によって出力ＡＤＣＯＵＴ１の温度依存性が補正される。可視波長域から赤外波長域に亘って分光感度を有するフォトダイオードＰＤ２の出力電流の温度依存性については、アナログ−デジタル変換回路１２が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数に応じた基準電流ＩＲＥＦの大きさの温度依存性、すなわち充電回路１０ａに与える放電電荷量の温度依存性によってある程度あるいは完全に相殺することができる。この温度依存性の相殺によって出力ＡＤＣＯＵＴ２の温度依存性が補正される。
【０１０４】
このように、赤外波長域用のフォトダイオードＰＤ１と可視〜赤外波長域用のフォトダイオードＰＤ２とで互いに温度依存性が異なっていても、アナログ−デジタル変換回路１１の基準電流源ＩＲＥＦとアナログ−デジタル変換回路１２の基準電流源ＩＲＥＦとで個別に温度依存性の補正を行うことができる。これにより、アナログ−デジタル変換回路１１の出力ＡＤＣＯＵＴ１およびアナログ−デジタル変換回路１２の出力ＡＤＣＯＵＴ２、従って光センサ１の出力を、広い温度範囲に亘って温度変動誤差の抑制された値として得ることができる。この出力の温度補償は、光センサ１を照度センサとして用いる場合に特に有効である。また、積分型アナログ−デジタル変換回路１０の出力は入力に対してリニアに変化するので、低照度から高照度までの幅広い入力照度範囲に対して均等な分解能でデジタル出力を得ることができる。
〔実施の形態２〕
本発明の他の実施形態についてさらに図２を用いて説明すれば、以下の通りである。なお、これまでに説明した部材と同じ符号を付した部材は、特に断らない限りこれまでに説明した部材と同じ機能を有するものとし、その詳細な説明を省略する。
＜光センサの全体構成＞
図２に、本実施形態に係る光センサ２の構成を示す。
【０１０５】
照度センサが搭載された機器には近接センサおよび測距センサも搭載されることが望ましいことが多い。従って、前記の実施の形態で説明した照度センサが、近接センサおよび測距センサのＬＥＤ出力の温度依存性をも補償できる回路であれば非常に好ましい。そこで、光センサ２は、フォトダイオード（第１のフォトダイオード）ＰＤ１、フォトダイオード（第２のフォトダイオード）ＰＤ２、アナログ−デジタル変換回路（第１のアナログ−デジタル変換回路）２１、アナログ−デジタル変換回路（第２のアナログ−デジタル変換回路）２２、および、発光部２０を備えている。
【０１０６】
発光部２０は、発光ダイオードＬＥＤ、ＬＥＤ駆動回路２３、および、ＬＥＤ制御回路２４を備えている。発光ダイオードＬＥＤは例えば９５０ｎｍの赤外光を放射する。ＬＥＤ駆動回路２３はＬＥＤ制御回路２４からの制御に従って発光ダイオードＬＥＤを駆動する。ＬＥＤ駆動回路２３およびＬＥＤ制御回路２４は、発光ダイオードＬＥＤの駆動を行う回路を構成している。
【０１０７】
光センサ２は、発光部２０を使用しないときには照度センサとして機能し得るとともに、発光部２０を使用するときには近接センサおよび測距センサとして機能し得る。発光部２０を使用するときには、駆動される発光ダイオードＬＥＤから光が放射される。放射された光が近接検知物体（物体）２５によって反射されると、フォトダイオードＰＤ１で反射光を受光する。そのときのフォトダイオードＰＤ１の出力電流がアナログ−デジタル変換回路２１によってアナログ−デジタル変換され、近接検知物体２５の近接が検知される。近接および非近接の判定方法は図１６（ａ）に示したものと同様である。また、近接検知物体２５からの反射光を受光すると、図１６（ｂ）に示した判定方法によって光センサ２から近接検知物体２５までの測距を行うことができる。
【０１０８】
発光部２０を使用するときと使用しないときとで受光光の検出処理を変えるため、アナログ−デジタル変換回路２１は、図５の積分型アナログ−デジタル変換回路１０において、放電回路１０ｄに相当する回路として基準電流源回路２１ａおよび基準電流源回路２１ｂを備えた構成である。また、アナログ−デジタル変換回路２１は、スイッチＳＷ２１ａおよびスイッチＳＷ２１ｂを備えている。アナログ−デジタル変換回路２１は、フォトダイオードＰＤ１の出力電流を入力電流Ｉｉｎ１としてアナログ−デジタル変換を行う。
【０１０９】
基準電流源回路２１ａは、光センサ２を照度センサとして用いるときに、スイッチＳＷ２１ａを介してアナログ−デジタル変換回路２１の入力ＩＮに接続されて使用される放電回路である。基準電流源回路２１ｂは、光センサ２を近接センサあるいは測距センサとして用いるときに、スイッチＳＷ２１ｂを介してアナログ−デジタル変換回路２１の入力ＩＮに接続されて使用される放電回路である。
【０１１０】
また、アナログ−デジタル変換回路２２は、図５の積分型アナログ−デジタル変換回路１０において、放電回路１０ｄに相当する回路として基準電流源回路２２ａを備えた構成である。アナログ−デジタル変換回路２２は、光センサ２を照度センサとして用いるときに使用される。
【０１１１】
このように、光センサ２は、発光ダイオードＬＥＤを駆動しないときに、出力ＡＤＣＯＵＴ１および出力ＡＤＣＯＵＴ２の検出結果からフォトダイオードＰＤ２による可視波長域の受光強度を検出する。また、発光ダイオードＬＥＤを駆動するときに、出力ＡＤＣＯＵＴ１の検出結果からフォトダイオードＰＤ１による赤外波長域の受光強度を検出する。
【０１１２】
基準電流源回路２１ａの基準電流源（第１の基準電流源）ＩＲＥＦが備える抵抗Ｒ１は、フォトダイオードＰＤ１の温度依存性を補正するための温度係数を有する。基準電流源回路２１ｂの基準電流源（第３の基準電流源）ＩＲＥＦが備える抵抗Ｒ１は、発光ダイオードＬＥＤの温度依存性を補正するための温度係数を有する。基準電流源回路２２ａの基準電流源（第２の基準電流源）ＩＲＥＦが備える抵抗Ｒ１は、フォトダイオードＰＤ２の温度依存性を補正するための温度係数を有する。
【０１１３】
例えば、フォトダイオードＰＤ１の温度依存性が約−３０００ｐｐｍ／℃、フォトダイオードＰＤ２の温度依存性が約１００ｐｐｍ／℃であるとすると、アナログ−デジタル変換回路２１が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数を３０００ｐｐｍ／℃、アナログ−デジタル変換回路２２が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数を−１００ｐｐｍ／℃とすることにより、温度補正が可能である。光センサ２を照度センサとして使用するときの出力の温度依存性の補正については実施の形態１の場合と同様である。
【０１１４】
光センサ２を近接センサとして動作する場合には、フォトダイオードＰＤ１は発光ダイオードＬＥＤから波長９５０ｎｍのみの光を受光するため、照度センサとして動作する場合よりも温度依存性が比較的小さい。しかし、発光ダイオードＬＥＤの発光強度の温度依存性が大きく支配的となる。発光ダイオードＬＥＤの温度依存性が約−５０００ｐｐｍ／℃である場合に、基準電流源回路２１ｃの基準電流源ＩＲＥＦが備える抵抗Ｒ１の温度係数を５０００ｐｐｍ／℃に設定することにより、近接センサの出力の温度依存性を補正することが可能である。なお、温度依存性のある程度の相殺および完全な相殺については、前記の実施の形態で述べたことがそのまま当てはまる。
【０１１５】
基準電流源回路２１ｃの基準電流源ＩＲＥＦが備える抵抗Ｒ１の温度係数を、発光ダイオードＬＥＤの発光強度の温度依存性をある程度のあるいは完全な相殺によって補正するように設定することにより、光センサ２を、出力の温度依存性が補正された近接センサとして用いることができる。また、近接センサの測定値は検知距離の２乗に反比例するため、光センサ２を当該測定値から検知距離を算出する構成とすることで、出力の温度依存性が補正された測距センサとして用いることができる。
【０１１６】
また、抵抗Ｒ１の温度係数を５０００ｐｐｍ／℃に設定する構成により、一般的な発光ダイオードＬＥＤに対して、近接センサあるいは測距センサに用いる光源として、温度依存性の補正を行うことができる。
【０１１７】
以下に、図５に示す積分型アナログーデジタル変換回路１０を本実施の形態に適用した場合の、アナログ−デジタル変換動作について説明する。
【０１１８】
式（５）より、アナログーデジタル変換回路２１のデジタルの出力ＡＤＣＯＵＴ１、アナログーデジタル変換回路２２のデジタルの出力ＡＤＣＯＵＴ２を、それぞれｃｏｕｎｔ１，ｃｏｕｎｔ２とすると
ｃｏｕｎｔ１＝Ｉｉｎ１／ＩＲＥＦ１×２ｎ
ｃｏｕｎｔ２＝Ｉｉｎ２／ＩＲＥＦ２×２ｎ
但し、アナログ−デジタル変換回路２１の基準電流源回路２１ａが備える基準電流源ＩＲＥＦの基準電流をＩＲＥＦ１、アナログ−デジタル変換回路２２の基準電流源回路２２ａが備える基準電流源ＩＲＥＦの基準電流をＩＲＥＦ２とした。基準電流ＩＲＥＦ１およびＩＲＥＦ２のそれぞれに対応する抵抗Ｒ１の温度係数を設定することにより、赤外波長域用のフォトダイオードＰＤ１の入力電流Ｉｉｎ１の大きさをアナログ−デジタル変換して出力するアナログーデジタル変換回路２１と、可視〜赤外波長域用のフォトダイオードＰＤ２の入力電流Ｉｉｎ２の大きさをアナログ−デジタル変換して出力するアナログーデジタル変換回路２２とのそれぞれについて、出力の温度依存性を補正することができる。従って、前記の実施の形態と同様に、フォトダイオードＰＤ１の温度依存性とフォトダイオードＰＤ２の温度依存性とが互いに異なる場合でも、広い温度範囲で正確な照度を測定することが可能である。
【０１１９】
また、発光ダイオードＬＥＤを発光させて近接検知物体２５の反射光をアナログ−デジタル変換回路２１で検出した場合のアナログ−デジタル変換回路２１のデジタルの出力ＡＤＣＯＵＴ１をｃｏｕｎｔ３とすると、
ｃｏｕｎｔ３＝Ｉｉｎ１／ＩＲＥＦ３×２ｎ
である。但し、アナログ−デジタル変換回路２１の基準電流源回路２１ｂが備える基準電流源ＩＲＥＦの基準電流をＩＲＥＦ３とした。基準電流ＩＲＥＦ３に対応する抵抗Ｒ１の温度係数を設定することにより、発光ダイオードＬＥＤを発光させて近接検知物体２５から反射された光をアナログ−デジタル変換して出力するアナログ−デジタル変換回路２１の出力の温度依存性を補正することができる。よって、近接センサまたは測拒センサにおいて発光ダイオードＬＥＤに温度依存性がある場合でも、広い温度範囲で正確な検知を行うことが可能である。
【０１２０】
また、図７および図８の構成を光センサ２に適用した場合に、
ｃｏｕｎｔ１＝Ｉｉｎ１／ＩＲＥＦ１×２ｎ＝Ｉｉｎ１×Ｒ１１／ＶＲＥＦ×２ｎ
ｃｏｕｎｔ２＝Ｉｉｎ２／ＩＲＥＦ２×２ｎ＝Ｉｉｎ２×Ｒ１２／ＶＲＥＦ×２ｎ
ｃｏｕｎｔ３＝Ｉｉｎ３／ＩＲＥＦ３×２ｎ＝Ｉｉｎ３×Ｒ１３／ＶＲＥＦ×２ｎ
となる。但し、基準電流源回路２１ａが備える抵抗Ｒ１の抵抗を抵抗Ｒ１１、基準電流源回路２２ａが備える抵抗Ｒ１の抵抗を抵抗Ｒ１２、基準電流源回路２１ｂが備える抵抗Ｒ１の抵抗を抵抗Ｒ１３とした。従って、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の温度係数をそれぞれ個別に設定することで、それぞれの温度依存性の補正の度合いを選択することができる。
【０１２１】
一般的に、半導体回路では、拡散抵抗はプラスの温度係数を持ち、ポリシリコン抵抗はマイナスの温度係数を持つ。２種類の抵抗を組み合わせることで、任意の温度係数を選ぶことが可能である。
〔実施の形態３〕
本発明の他の実施形態についてさらに図９ないし図１１を用いて説明すれば、以下の通りである。
【０１２２】
図９に本実施の形態に係る携帯電話９００の構成を説明する斜視図を示す。
【０１２３】
図９に示すように、携帯電話９００は、光センサ９０１として、前述した光センサ１または光センサ２を備える。携帯電話９００は画面を表示する液晶パネル９０２を備えている。携帯電話９００は、光センサ９０１が光センサ１または光センサ２である場合に、照度センサとして検出した周囲光の強度に応じて、バックライト制御部が液晶パネル９０２を液晶パネル９０２の背面側から照射するＬＥＤバックライトなどのバックライトの点灯・非点灯を切り替える、あるいは、当該バックライトの輝度を調節する。また、携帯電話９００は、光センサ９０１が光センサ２である場合に、近接検知物体２５が存在する近接状態であるか存在しない非近接状態であるかを検知して、液晶パネル９０２の表示のオン・オフを切り替える。これにより、従来の光センサを備える携帯電話よりも正確な光センサの検出結果に基づいたバックライトの輝度制御などの装置制御を行うことができるので、ユーザーの使用感を向上させることが出来る。
【０１２４】
図１０に本実施の形態に係るデジタルカメラ（デジタルスチルカメラ）９０５の構成を説明する斜視図を示す。
【０１２５】
図１０に示すように、デジタルカメラ９０５は、光センサ９０３として、前述した光センサ１または光センサ２を備える。デジタルカメラ９０５は液晶モニタ９０４を備えている。デジタルカメラ９０５は、光センサ９０３が光センサ１または光センサ２である場合に、照度センサとして検出した周囲光の強度に応じて、液晶パネル９０４を液晶パネル９０４の背面側から照らすＬＥＤバックライトなどのバックライトの点灯・非点灯を切り替える、あるいは、当該バックライトの輝度を調節する。また、デジタルカメラ９０５は、光センサ９０３が光センサ２である場合に、近接検知物体２５が存在する近接状態であるか存在しない非近接状態であるかを検知して、液晶パネル９０４の表示のオン・オフを切り替える。これにより、従来の光センサを備えるデジタルカメラよりも正確な光センサの検出結果に基づいたバックライトの輝度制御などの装置制御を行うことができるので、ユーザーの使用感を向上させることが出来る。
【０１２６】
図１１に上記液晶パネル９０２・９０４に使用可能な液晶パネルを備えた液晶表示装置１００の構成を示す。液晶表示装置１００は液晶パネル１０１、光センサ９０１あるいは光センサ９０３としての照度／近接センサ１０２、バックライト制御部１０３、および、バックライト１０４を備えている。照度／近接センサ１０２の中の照度センサは周囲光強度を検知してバックライト制御部１０３に検知結果ＤＯＵＴを伝達し、バックライト制御部１０３はバックライト１０４の輝度を制御する。また、照度／近接センサ１０２の中の近接センサは近接検知物体２５としての顔が近づいたか否の検知を行ってバックライト制御部１０３に検知結果ＤＯＵＴを伝達し、バックライト制御部１０３はバックライト１０４の電源のＯＮ／ＯＦＦを制御する。
【０１２７】
本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、上記実施形態を技術常識に基づいて適宜変更したものやそれらを組み合わせて得られるものも本発明の実施形態に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１２８】
本発明は、照度センサや近接センサ、測距センサが搭載される電子機器に好適に使用することができる。
【符号の説明】
【０１２９】
１ 光センサ
２ 光センサ
１０ 積分型アナログ−デジタル変換回路
１０ａ 充電回路
１０ｃ 制御回路
１１ アナログ−デジタル変換回路（第１のアナログ−デジタル変換回路）
１２ アナログ−デジタル変換回路（第２のアナログ−デジタル変換回路）
２１ アナログ−デジタル変換回路（第１のアナログ−デジタル変換回路）
２２ アナログ−デジタル変換回路（第２のアナログ−デジタル変換回路）
２５ 近接検知物体（物体）
ＰＤ１ フォトダイオード（第１のフォトダイオード）
ＰＤ２ フォトダイオード（第２のフォトダイオード）
Ｉｉｎ１ 入力電流（入力アナログ量）
Ｉｉｎ２ 入力電流（入力アナログ量）
ＡＤＣＯＵＴ１ 出力（第１の検出結果）
ＡＤＣＯＵＴ２ 出力（第２の検出結果）
ＩＲＥＦ 基準電流源（基準電流源回路２１ａの第１の基準電流源、基準電流源回路２２ａの第２の基準電流源、基準電流源回路２１ｂの第３の基準電流源）
ＣＭＰ１ 比較器
ＳＷ１ スイッチ（第１のスイッチ）
ＳＷ２ スイッチ（第２のスイッチ）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、照度の検出、近接物体の検知、測距などを行う光センサに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話やデジタルカメラ等に備えられる液晶パネルには、外乱の照度に応じて液晶のバックライトの発光量を制御するために、照度センサを搭載することへの要望がある。また、携帯電話やデジタルカメラ等に備えられる液晶パネルには、顔が近づいた時はバックライトの電源をＯＦＦ状態として低消費電力化を図るために、近接センサを搭載する要望が増えている。また、近接センサの出力値は検知距離に反比例するため、近接センサを測距センサとしても利用することへの要望もある。
【０００３】
照度センサ、近接センサ、および、測距センサは、従来はアナログ型であったが、高い分解能が要求され、デジタル型が一般的となっている。
【０００４】
照度センサには、数ｌｘ〜数万ｌｘの広い入力照度範囲で動作することが求められる。また、照度センサのフォトダイオードの出力電流には温度依存性があるため、周囲温度が変動した場合でも正確な照度を検出できるようにする必要がある。また、近接センサには、そのＬＥＤ出力に温度依存性があることから、周囲温度が変動した場合でも正確に近接物体の有無を検知できることが望まれる。同様に、測距センサも、そのＬＥＤ出力に温度依存性があることから、周囲温度が変動した場合でも正確に物体の距離を検知できることが望まれる。
【０００５】
以下に、照度センサへの上記の要求を満足するための回路方式について述べる。
【０００６】
照度センサの温度補正の方式として、例えば特許文献１で提案された方式がある。特許文献１においては、対数圧縮型アナログ−デジタル変換回路を用いた出力温度特性の改善がなされている（従来例１とする）。
【０００７】
図１２に、照度センサ１１０に対数圧縮型アナログ−デジタル変換回路を備えることによってセンサ出力の温度補正を行う従来例１の構成を示す。照度センサ１１０は、カレントミラー回路１１１、対数増幅器１１２、および、アナログ−デジタル変換回路１１３を備えている。カレントミラー回路１１１はトランジスタＴｒ１０１とトランジスタＴｒ１０２とからなるトランジスタ対を有している。トランジスタＴｒ１０１の電流枝には、可視〜赤外の波長域に分光感度を有するフォトダイオード（＝可視〜赤外波長域用のフォトダイオード：Visible and IR）ＰＤ１０１が、トランジスタＴｒ１０２の電流枝には、赤外の波長域に分光感度を有するフォトダイオード（＝赤外波長域用のフォトダイオード：IR only）ＰＤ１０２が、それぞれ配置される。
【０００８】
カレントミラー回路１１１においては、トランジスタＴｒ１０２の電流枝を流れるフォトダイオードＰＤ１０２の出力電流Ｉｉｒが他方の電流枝に折り返される。折り返された電流ＩｉｒはフォトダイオードＰＤ１０１の出力電流Ｉｖ＋ｉｒから減算され、減算されて得られる可視光に対応する電流Ｉｖが対数増幅器１１２に入力される。
【０００９】
対数増幅器１１２は、入力された電流Ｉｖを、ｐｎ接合への印加電圧Ｖｄと当該ｐｎ接合に流れる電流Ｉｄとの関係
Ｖｄ＝２．３０×（ｋＴ／ｑ）×ｌｏｇ１０（Ｉｄ／Ｉｓ） ・・・（１）
に基づいて対数圧縮し、電圧に変換して出力する。但し、Ｉｓはｐｎ接合の逆方向電流、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷をそれぞれ示す。上記ｐｎ接合には、ダイオードあるいはバイポーラトランジスタのエミッタ−ベース接合が用いられる。
【００１０】
対数増幅器１１２の出力は、逐次比較型（Successive Approximation Register）アナログ−デジタル変換回路１１３によってデジタル出力となる。
【００１１】
式（１）におけるＩｓの温度依存性が大きいため、Ｖｄの温度依存性も大きい。そこで、特許文献１では、逐次比較型アナログ−デジタル変換回路１１３に温度依存性を有する基準電圧を供給する基準電圧源１１３ａを用いることにより、対数変換係数の温度変動を低減させる。これにより、対数増幅器１１２が有する温度依存性が抑制されるようになっている。
【００１２】
また、照度センサの温度補正の他の方式として、例えば特許文献２で提案された方式がある。特許文献２においては、照度センサにカレントミラー回路を用いることによって温度特性の改善がなされている（従来例２とする）。
【００１３】
図１３に、従来例２による、温度補正を行う照度センサ１２０の構成を示す。照度センサ１２０は、入射光を電流に変換するフォトダイオードＰＤ１０５と、正の温度係数を有する抵抗Ｒ１１１を備えた第１のカレントミラー回路１２１と、電流出力用の第２のカレントミラー回路１２２とを備える。第１のカレントミラー回路１２１は、トランジスタＴｒ１１１とトランジスタＴｒ１１２とからなるトランジスタ対を備えている。トランジスタＴｒ１１２のエミッタ面積はトラジスタＴｒ１１１のエミッタ面積のｎ倍（ｎ＞１）である。第１のカレントミラー回路１２１において、フォトダイオードＰＤ１０５の出力電流Ｉ１１１は上記トランジスタ対によって折り返されてより大きな電流Ｉ１１２となり、当該電流Ｉ１１２が第２のカレントミラー回路１２２でさらに増幅されて出力電流Ｉｏとなる。
【００１４】
上記構成において、
（トランジスタＴｒ１１１のベース・エミッタ間電圧）＝（トランジスタＴｒ１１２のベース・エミッタ間電圧）＋Ｒ１１１×Ｉ１１２
であるので、
Ｖｔ×lｎ（Ｉ１１１／Ｉｓ）＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉ１１２／［ｎ×Ｉｓ］）＋Ｒ１×Ｉ２
・・・（２）
となる。ここで、Ｖｔ＝ｋＴ／ｑであり、Ｉｓは単位面積あたりの逆方向飽和電流、ｋはボルツマン定数、ｑは電子の電荷、Ｔは絶対温度をそれぞれ示す。
【００１５】
従って、式（２）より、フォトダイオードＰＤ１０５の出力電流Ｉ１１１が大きい場合に、左辺と右辺第１項とはともに対数で増加するため、右辺第２項のＲ１×Ｉ２はあまり大きくなることができない、すなわち、電流Ｉ２はあまり大きくなることができずに対数圧縮される。熱電圧Ｖｔが絶対温度Ｔに比例することから、抵抗Ｒ１１１に正の温度係数を与えることにより、出力電流Ｉｏの温度依存性を抑制できることが当該引用文献２において数値シミュレーションにより検証されている。
【００１６】
また、照度センサには、対数圧縮を用いないでリニアな出力を得る方式も提案されている（従来例３とする）。
【００１７】
図１４に、アナログ−デジタル変換回路を用いて２つのセンサ出力をデジタル値に変換した後に２つのデジタル値の減算を行う従来例３の照度センサ１３０の構成を示す。照度センサ１３０は、赤外の波長域に分光感度を有するフォトダイオードＰＤ１１１、可視〜赤外の波長域に分光感度を有するフォトダイオードＰＤ１１２、アナログ−デジタル変換回路１３１、および、アナログ−デジタル変換回路１３２を備えている。
【００１８】
フォトダイオードＰＤ１１１の出力電流はアナログ−デジタル変換回路１３１の入力電流Ｉｉｎ１０１となり、フォトダイオードＰＤ１１２の出力電流はアナログ−デジタル変換回路１３２の入力電流Ｉｉｎ１０２となる。入力電流Ｉｉｎ１０１をアナログ−デジタル変換回路１３１によってアナログ−デジタル変換した結果を出力ＡＤＣＯＵＴ１０１、入力電流Ｉｉｎ１０２をアナログ−デジタル変換回路１３２によってアナログ−デジタル変換した結果を出力ＡＤＣＯＵＴ１０２とする。
【００１９】
出力ＡＤＣＯＵＴ１０１をα倍して、出力ＡＤＣＯＵＴ１０２から減算することにより、従来例１と同じ結果がデジタル演算で得られる。演算はソフトウェアで容易に行うことができる。すなわち、
ＡＤＣＯＵＴ１０２−ＡＤＣＯＵＴ１０１×α＝Ｉｉｎ１０２−Ｉｉｎ１０１×α
・・・（３）
フォトダイオードＰＤ１１１とフォトダイオードＰＤ１１２とは、光の波長に対する分光感度特性が異なるため、式（３）では補正係数αを用いて、フォトダイオードＰＤ１１２に流れる電流Ｉｉｎ１０２からフォトダイオードＰＤ１１１に流れる電流Ｉｉｎ１０１の大きさに応じた電流（Ｉｉｎ１０１×α）を減算している。これにより、照度センサにおいて視感度に近い分光感度特性を実現することが可能になる。
【００２０】
照度センサでは、太陽光、蛍光灯などの光をフォトダイオードで電流に変換し、積分型のアナログ−デジタル変換回路でデジタル出力する方式も一般的となっている。従来例３の場合には、積分型のアナログ−デジタル変換回路を用いると、入射光に対してリニアな出力を得ることができる。
【００２１】
なお、近接センサには、近年、積分型のアナログ−デジタル変換回路および発光ダイオードの駆動回路を備える方式が採用されている。
【００２２】
図１５に、一般的な近接センサ１４０の構成を示す（例えば特許文献３参照）。
【００２３】
この近接センサ１４０は、フォトダイオードＰＤ１２１、発光ダイオードＬＥＤ１０１、および制御回路１４１を備えている。制御回路１４１によって発光ダイオードＬＥＤ１０１を駆動し、近接検知物体１４２からの反射光を受光用のフォトダイオードＰＤ１２１によって電流に変換し、制御回路１４１によって近接検知物体１４２の有無を検知する。
【００２４】
図１６（ａ）・（ｂ）の波形図に示すように、発光ダイオードＬＥＤ１０１を駆動している期間Ｔ１の受光検知出力Ｄｏｕｔであるデータ（Ｄａｔａ１）と発光ダイオードＬＥＤ１０１を駆動していない期間Ｔ２の受光検知出力Ｄｏｕｔであるデータ（Ｄａｔａ２）との差分を近接データ（Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２）とする。
【００２５】
図１６（ａ）に示すように、近接検知物体１４２がある場合には、近接検知物体１４２からの反射光が強いため、フォトダイオードＰＤ１２１の出力電流は大きい。この場合には検知結果の近接データ（Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２）が制御回路１４１の閾値Ｄａｔａ(th1)を超えるので、この検知結果を「近接」と判断する。図１６（ｂ）に示すように、近接検知物体１４２がない場合には、近接検知物体１４２からの反射光が弱いため、フォトダイオードＰＤ１２１の出力電流は小さい。このような場合には検知結果の近接データ（Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２）が上記閾値Ｄａｔａ(th1)を超えないので、この検知結果を「非近接」と判断する。
【００２６】
また、近接センサ１４２の受光強度の測定値は検知距離の２乗に反比例するため、測定値に基づいて近接センサ１４１から測距物体である近接検知物体１４２までの検知距離を算出することで、近接センサ１４２を測距センサとして適用することが可能である。図１７（ａ）・（ｂ）に、測拒によって測距物体の遠近判定を行うときの波形を示す。図１７（ａ）に示すように、測距物体が近距離に存在する場合には、近接データ（Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２）が制御回路１４１の閾値Ｄａｔａ(th2)を超えるので、検知距離を「近距離」と判断する。図１７（ｂ）に示すように、測距物体が遠距離に存在する場合には、近接データ（Ｄａｔａ１−Ｄａｔａ２）が上記閾値Ｄａｔａ(th2)を超えないので、検知距離を「遠距離」と判断する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２７】
【特許文献１】日本国公開特許公報「特開２００８−５４０７７号公報（公開日：２００８年３月６日）」
【特許文献２】日本国公開特許公報「特開２０１０−２７８３８３号公報（公開日：２０１０年１２月９日）」
【特許文献３】日本国公開特許公報「特開２０１０−１２７６３５号公報（公開日：２０１０年６月１０日）」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
しかしながら、上記従来例１および従来例２の照度センサでは、対数圧縮の温度依存性の補正を行い得る一方、フォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正することができない。また、受光強度の検知結果に対して対数圧縮を行っているため、低照度から高照度までの入力に対してリニアな出力を得ることができない。上記従来例３の照度センサは、リニアな出力を得ることができる一方、赤外域を受光するフォトダイオードの出力電流と可視〜赤外域を受光するフォトダイオードの出力電流とのそれぞれの温度依存性が異なるため、両出力の差分で表される最終検知結果を、広い温度範囲で変動のないように得ることができない場合がある。
【００２９】
このように、従来の照度センサには、低照度から高照度までの広い入力ダイナミックレンジに対してリニアな出力を得ることと、フォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正することとを両立させたものがないという問題があった。
【００３０】
本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであり、その目的は、低照度から高照度までの入力に対してリニアな出力を得ることが可能であるとともに、フォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正することができる光センサ、およびそれを備えた携帯電話ならびにデジタルカメラを実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
赤外波長域に分光感度を有する第１のフォトダイオードと、上記第１のフォトダイオードの出力電流をアナログ−デジタル変換して得られる第１の検出結果を出力する第１のアナログ−デジタル変換回路と、可視波長域から赤外波長域に亘って分光感度を有する第２のフォトダイオードと、上記第２のフォトダイオードの出力電流をアナログ−デジタル変換して得られる第２の検出結果を出力する第２のアナログ−デジタル変換回路とを備えた光センサであって、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路および上記第２のアナログ−デジタル変換回路はそれぞれ、入力アナログ量を積分して出力する充電回路と上記充電回路に電流を供給する基準電流源とを備えるとともに、上記基準電流源から供給される基準電流によって放電電荷が与えられた上記充電回路に対する上記入力アナログ量の積分電荷の蓄積速度を検出することにより、上記入力アナログ量のアナログ−デジタル変換を行う積分型アナログ−デジタル変換回路であり、
各上記基準電流源は、温度係数を有する抵抗を備えているとともに、出力する電流値が、上記基準電流源に入力される基準電圧を上記抵抗の抵抗値で割った値に制御され、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路に、上記基準電流源として、上記第１のフォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正する上記温度係数を有する上記抵抗を備えた第１の基準電流源が備えられ、
上記第２のアナログ−デジタル変換回路に、上記基準電流源として、上記第２のフォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正する上記温度係数を有する上記抵抗を備えた第２の基準電流源が備えられ、
上記第１の基準電流源を用いて出力された上記第１の検出結果と、上記第２の基準電流源を用いて出力された上記第２の検出結果とから、上記第２のフォトダイオードによる可視波長域の受光強度を検出することによって照度を測定することを特徴としている。
【００３２】
上記の発明によれば、赤外波長域に分光感度を有する第１のフォトダイオードの出力電流の温度依存性については、第１のアナログ−デジタル変換回路が備える第１の基準電流源の抵抗の温度係数に応じた基準電流の大きさの温度依存性、すなわち充電回路に与える放電電荷量の温度依存性によってある程度あるいは完全に相殺することができる。この温度依存性の相殺によって第１の検出結果の温度依存性が補正される。可視波長域から赤外波長域に亘って分光感度を有する第２のフォトダイオードの出力電流の温度依存性については、第２のアナログ−デジタル変換回路が備える第１の基準電流源の抵抗の温度係数に応じた基準電流の大きさの温度依存性、すなわち充電回路に与える放電電荷量の温度依存性によってある程度あるいは完全に相殺することができる。この温度依存性の相殺によって第２の検出結果の温度依存性が補正される。
【００３３】
このように、第１のフォトダイオードと第２のフォトダイオードＰＤ２とで互いに温度依存性が異なっていても、第１のアナログ−デジタル変換回路の第１の基準電流源と第２のアナログ−デジタル変換回路の第１の基準電流源とで個別に温度依存性の補正を行うことができる。これにより、第１のアナログ−デジタル変換回路の出力および第２のアナログ−デジタル変換回路の出力、従って光センサの出力を、広い温度範囲に亘って温度変動誤差の抑制された値として得ることができる。この出力の温度補償は、光センサを照度センサとして用いる場合に特に有効である。また、積分型アナログ−デジタル変換回路の出力は入力に対してリニアに変化するので、低照度から高照度までの幅広い入力照度範囲に対して均等な分解能でデジタル出力を得ることができる。
【００３４】
以上により、低照度から高照度までの入力に対してリニアな出力を得ることが可能であるとともに、フォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正することができる光センサを実現することができるという効果を奏する。
【００３５】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
発光ダイオードと、上記発光ダイオードの駆動を行う回路とを備えており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、さらに、上記基準電流源として、入力アナログ量を積分して出力する充電回路と上記充電回路に電流を供給する第３の基準電流源を備えており、
上記第３の基準電流源が備える上記抵抗は、上記発光ダイオードの発光出力の温度依存性を補正する上記温度係数を有しており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、上記発光ダイオードを駆動しないときに上記第１の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力する一方、上記発光ダイオードを駆動するときに上記第３の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力し、
上記発光ダイオードを駆動しないときに、上記第１の検出結果および上記第２の検出結果から上記第２のフォトダイオードによる可視波長域の受光強度を検出し、
上記発光ダイオードを駆動するときに、上記第１の検出結果から、上記発光ダイオードから放射され物体から反射されて上記第１のフォトダイオードによって受光された赤外波長域の光の受光強度を検出することによって上記物体の有無を検知することを特徴としている。
【００３６】
上記の発明によれば、光センサを、出力の温度依存性が補正された近接センサとして用いることができるという効果を奏する。
【００３７】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
上記発光ダイオードを駆動するときに、上記第１の検出結果から、上記発光ダイオードから放射され物体から反射されて上記第１のフォトダイオードによって受光された赤外波長域の光の受光強度を検出することによって上記物体までの距離を検知することを特徴としている。
【００３８】
上記の発明によれば、光センサを、出力の温度依存性が補正された測距センサとして用いることができるという効果を奏する。
【００３９】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
発光ダイオードと、上記発光ダイオードの駆動を行う回路とを備えており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、さらに、入力アナログ量を積分して出力する充電回路と上記充電回路に電流を供給する第３の基準電流源を備えており、
上記第３の基準電流源が備える上記抵抗は、上記発光ダイオードの発光出力の温度依存性を補正する上記温度係数を有しており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、上記発光ダイオードを駆動しないときに上記第１の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力する一方、上記発光ダイオードを駆動するときに上記第３の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力し、
上記発光ダイオードを駆動しないときに、上記第１の検出結果および上記第２の検出結果から上記第２のフォトダイオードによる可視波長域の受光強度を検出し、
上記発光ダイオードを駆動するときに、上記第１の検出結果から、上記発光ダイオードから放射され物体から反射されて上記第１のフォトダイオードによって受光された赤外波長域の光の受光強度を検出することによって上記物体までの距離を検知することを特徴としている。
【００４０】
上記の発明によれば、光センサを、出力の温度依存性が補正された測距センサとして用いることができるという効果を奏する。
【００４１】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
上記第１の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数と、上記第２の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数とは互いに異なっていることを特徴としている。
【００４２】
上記の発明によれば、互いに温度依存性の異なる第１のフォトダイオードの出力電流と第２のフォトダイオードの出力電流とから検出した光センサ出力の温度依存性を縮小することができるという効果を奏する。
【００４３】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
上記第１の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数は３０００ｐｐｍ／℃であり、上記第２の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数は−１００ｐｐｍ／℃であることを特徴としている。
【００４４】
上記の発明によれば、一般的な半導体製品として製造される、赤外波長域用のフォトダイオードと、可視〜赤外波長域用のフォトダイオードとに対して、それぞれの温度依存性を基準電流の温度依存性によって良好に相殺することができるという効果を奏する。
【００４５】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
上記第３の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数は５０００ｐｐｍ／℃であることを特徴としている。
【００４６】
上記の発明によれば、一般的な発光ダイオードＬＥＤに対して、近接センサあるいは測距センサに用いる光源としての温度依存性の補正を行うことができるという効果を奏する。
【００４７】
本発明の光センサは、上記課題を解決するために、
上記積分型アナログ−デジタル変換回路は、
比較器であって、上記充電回路による上記入力アナログ量の積分出力を上記比較器に入力される基準電圧と比較して、上記積分出力が上記比較器に入力される基準電圧以下であることを示す第１の出力レベルと上記積分出力が上記比較器に入力される基準電圧を超えることを示す第２の出力レベルとからなるパルス信号を出力する比較器と、
上記比較器に入力される基準電圧の供給端子と上記充電回路の出力との間の導通と遮断とを切り替える第１のスイッチと、
アナログ−デジタル変換に使用される上記基準電流源の出力と上記充電回路の入力との間の導通と遮断とを切り替える第２のスイッチと、
アナログ−デジタル変換動作を制御するとともに、アナログ−デジタル変換期間に上記比較器が出力したパルスの数に応じたデジタル値を出力する一方、上記比較器の出力が上記第１の出力レベルから上記第２の出力レベルへと変化するごとに上記第２のスイッチを導通させるとともに、上記比較器の出力が上記第２の出力レベルから上記第１の出力レベルへと変化するごとに上記第２のスイッチを遮断させる制御回路と備えていることを特徴としている。
【００４８】
上記の発明によれば、積分型アナログ−デジタル変換回路が備えている特性である、広いダイナミックレンジと高い分解能のアナログ−デジタル変換とが可能であるという効果を奏する。また、基準電流の温度係数を調整することにより、積分型アナログーデジタル変換回路の温度係数を調整することが容易に可能であるという効果を奏する。
【００４９】
本発明の携帯電話は、上記課題を解決するために、
上記光センサと、画面を表示する液晶パネルと、上記液晶パネルを照射するバックライトと、上記光センサの出力に基づいて上記バックライトの輝度を制御するバックライト制御部とを備えていることを特徴としている。
【００５０】
上記の発明によれば、正確な光センサの検出結果に基づいたバックライトの輝度制御などの装置制御を行うことができる携帯電話を提供することができるという効果を奏する。
【００５１】
本発明のデジタルカメラは、上記課題を解決するために、
上記光センサと、画面を表示する液晶パネルと、上記液晶パネルを照射するバックライトと、上記光センサの出力に基づいて上記バックライトの輝度を制御するバックライト制御部とを備えていることを特徴としている。
【００５２】
上記の発明によれば、正確な光センサの検出結果に基づいたバックライトの輝度制御などの装置制御を行うことができるデジタルカメラを提供することができるという効果を奏する。
【発明の効果】
【００５３】
本発明の光センサは、以上のように、
赤外波長域に分光感度を有する第１のフォトダイオードと、上記第１のフォトダイオードの出力電流をアナログ−デジタル変換して得られる第１の検出結果を出力する第１のアナログ−デジタル変換回路と、可視波長域から赤外波長域に亘って分光感度を有する第２のフォトダイオードと、上記第２のフォトダイオードの出力電流をアナログ−デジタル変換して得られる第２の検出結果を出力する第２のアナログ−デジタル変換回路とを備えた光センサであって、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路および上記第２のアナログ−デジタル変換回路はそれぞれ、入力アナログ量を積分して出力する充電回路と上記充電回路に電流を供給する基準電流源とを備えるとともに、上記基準電流源から供給される基準電流によって放電電荷が与えられた上記充電回路に対する上記入力アナログ量の積分電荷の蓄積速度を検出することにより、上記入力アナログ量のアナログ−デジタル変換を行う積分型アナログ−デジタル変換回路であり、
各上記基準電流源は、温度係数を有する抵抗を備えているとともに、出力する電流値が、上記基準電流源に入力される基準電圧を上記抵抗の抵抗値で割った値に制御され、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路に、上記基準電流源として、上記第１のフォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正する上記温度係数を有する上記抵抗を備えた第１の基準電流源が備えられ、
上記第２のアナログ−デジタル変換回路に、上記基準電流源として、上記第２のフォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正する上記温度係数を有する上記抵抗を備えた第２の基準電流源が備えられ、
上記第１の基準電流源を用いて出力された上記第１の検出結果と、上記第２の基準電流源を用いて出力された上記第２の検出結果とから、上記第２のフォトダイオードによる可視波長域の受光強度を検出することによって照度を測定する。
【００５４】
以上により、低照度から高照度までの入力に対してリニアな出力を得ることが可能であるとともに、フォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正することができる光センサを実現することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明の実施形態を示すものであり、光センサ回路の第１の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】本発明の実施形態を示すものであり、光センサ回路の第２の構成を示す回路ブロック図である。
【図３】本発明の実施形態を示すものであり、フォトダイオードの分光感度特性を示すグラフである。
【図４】本発明の実施形態を示すものであり、（ａ）は赤外波長域に分光感度を有するフォトダイオードの構成を示す断面図であり、（ｂ）は可視波長域に分光感度を有するフォトダイオードの構成を示す断面図である。
【図５】本発明の実施形態を示すものであり、積分型アナログ−デジタル変換回路の構成を示す回路ブロック図である。
【図６】図５の積分型アナログ−デジタル変換回路の動作を示す波形図である。
【図７】本発明の実施形態を示すものであり、基準電流源の構成を示す回路図である。
【図８】本発明の実施形態を示すものであり、基準電圧源の構成を示す回路図である。
【図９】本発明の実施形態を示すものであり、携帯電話の構成を示す斜視図である。
【図１０】本発明の実施形態を示すものであり、デジタルカメラの構成を示す斜視図である。
【図１１】本発明の実施形態を示すものであり、照度センサおよび近接センサを備える液晶表示装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】従来技術を示すものであり、照度センサの第１の従来例の構成を示す回路ブロック図である。
【図１３】従来技術を示すものであり、照度センサの第２の従来例の構成を示す回路ブロック図である。
【図１４】従来技術を示すものであり、照度センサの第３の従来例の構成を示す回路ブロック図である。
【図１５】従来技術を示すものであり、近接センサの構成を示す回路ブロック図である。
【図１６】図１５の近接センサの動作を説明する波形図であり、（ａ）は近接を検出する場合の波形図を示し、（ｂ）は非近接を検出する場合の波形図を示す。
【図１７】図１５の近接センサを測距センサとして動作させた場合の波形図であり、（ａ）は近距離であることを検出する場合の波形図を示し、（ｂ）は遠距離であることを検出する場合の波形図を示す。
【発明を実施するための形態】
【００５６】
〔実施の形態１〕
本発明の実施形態について図１、３−８を用いて説明すれば、以下の通りである。
＜光センサの全体構成＞
図１に、本実施形態に係る光センサ１の構成を示す。
【００５７】
光センサ１は照度センサとして機能するものである。光センサ１は、フォトダイオード（第１のフォトダイオード）ＰＤ１、フォトダイオード（第２のフォトダイオード）ＰＤ２、アナログ−デジタル変換回路（第１のアナログ−デジタル変換回路）１１、および、アナログ−デジタル変換回路（第２のアナログ−デジタル変換回路）１２を備えている。
【００５８】
フォトダイオードＰＤ１は赤外波長域に分光感度を有する、赤外波長域用のフォトダイオード（IR only）である。フォトダイオードＰＤ２は可視波長域から赤外波長域に亘って分光感度を有する、可視〜赤外波長域用のフォトダイオード（Visible and IR）である。フォトダイオードＰＤ１のアノードは接地されており、カソードはアナログ−デジタル変換回路１１の入力に接続されている。これにより、フォトダイオードＰＤ１の出力電流はアナログ−デジタル変換回路１１の入力電流Ｉｉｎ１となる。フォトダイオードＰＤ２のアノードは接地されており、カソードはアナログ−デジタル変換回路１２の入力に接続されている。これにより、フォトダイオードＰＤ２の出力電流はアナログ−デジタル変換回路１２の入力電流Ｉｉｎ２となる。
【００５９】
アナログ−デジタル変換回路１１は後述するように積分型アナログ−デジタル変換回路である。アナログ−デジタル変換回路１１は基準電流源回路１１ａを備えている。アナログ−デジタル変換回路１１は、後述するように、入力アナログ量を積分して出力する。アナログ−デジタル変換回路１１は、基準電流源回路１１ａから供給される電流によって放電電荷が与えられた充電回路に対する入力アナログ量の積分電荷の蓄積速度を検出することにより、入力アナログ量のアナログ−デジタル変換を行う。入力アナログ量は、ここでは入力電流Ｉｉｎ１である。アナログ−デジタル変換回路１１による入力アナログ量のアナログ−デジタル変換結果はデジタルの出力（第１の検出結果）ＡＤＣＯＵＴ１となる。
【００６０】
アナログ−デジタル変換回路１２も積分型アナログ−デジタル変換回路である。アナログ−デジタル変換回路１２は基準電流源回路１２ａを備えている。アナログ−デジタル変換回路１２は、アナログ−デジタル変換回路１１と同じく、基準電流源回路１２ａから供給される電流によって放電電荷が与えられた充電回路に対する入力アナログ量の積分電荷の蓄積速度を検出することにより、入力アナログ量のアナログ−デジタル変換を行う。入力アナログ量は、ここでは入力電流Ｉｉｎ２である。アナログ−デジタル変換回路１２による入力アナログ量のアナログ−デジタル変換結果はデジタルの出力（第２の検出結果）ＡＤＣＯＵＴ２となる。
【００６１】
光センサ１は、出力ＡＤＣＯＵＴ１および出力ＡＤＣＯＵＴ２を用いて、図示しないデータ処理部によって、式（３）と同様に、
ＡＤＣＯＵＴ２−ＡＤＣＯＵＴ１×α＝Ｉｉｎ２−Ｉｉｎ１×α ・・・（４）
を計算する。このようにして、光センサ１は、出力ＡＤＣＯＵＴ１および出力ＡＤＣＯＵＴ２からフォトダイオードＰＤ２による可視波長域の受光強度を検出する。
【００６２】
フォトダイオードＰＤ１とフォトダイオードＰＤ２とは、図３に示すように、光の波長に対する分光感度特性が異なるため、式（４）では補正係数αを用いて、フォトダイオードＰＤ２に流れる電流Ｉｉｎ２からフォトダイオードＰＤ１に流れる電流Ｉｉｎ１の大きさに応じた電流（Ｉｉｎ１×α）を減算している。これにより、照度センサにおいて視感度に近い分光感度特性を実現することが可能になる。
【００６３】
次に、光センサ１の各部の詳細な構成について説明する。
＜フォトダイオードの構成＞
図４（ａ）にフォトダイオードＰＤ１の構成を、図４（ｂ）にフォトダイオードＰＤ２の構成をそれぞれ示す。
【００６４】
図４（ａ）に示すように、フォトダイオードＰＤ１は、Ｐ型基板４０１の中にＮ型ウェル４０２が形成されるとともに、上記Ｎ型ウェル４０２の中にＰ型拡散層４０３が形成された構成を有している。Ｐ型基板４０１とＮ型ウェル４０２との接合部によって、Ｐ型基板４０１側をアノードとしＮ型ウェル４０２側をカソードとする、赤外光を吸収するフォトダイオード部ＰＤ(ir)１が構成されている。フォトダイオード部ＰＤ(ir)１のアノードはフォトダイオードＰＤ１のアノードとして接地されており、フォトダイオード部ＰＤ(ir)１のカソードはフォトダイオードＰＤ１のカソードとしてアナログ−デジタル変換回路１１の入力に接続されている。
【００６５】
また、Ｎ型ウェル４０２とＰ型拡散層４０３との接合部によって、Ｐ型拡散層４０３側をアノードとしＮ型ウェル４０２側をカソードとする、可視光を吸収するフォトダイオード部ＰＤ(vis)１が構成されている。フォトダイオード部ＰＤ(vis)１のアノードとカソードとは互いに短絡されている。
【００６６】
図４（ｂ）に示すように、フォトダイオードＰＤ２は、Ｐ型基板４０１の中にＮ型ウェル４０２が形成されるとともに、上記Ｎ型ウェル４０２の中にＰ型拡散層４０３が形成された構成を有している。Ｐ型基板４０１とＮ型ウェル４０２との接合部によって、Ｐ型基板４０１側をアノードとしＮ型ウェル４０２側をカソードとする、赤外光を吸収するフォトダイオード部ＰＤ(ir)２が構成されている。フォトダイオード部ＰＤ(ir)２のアノードはフォトダイオードＰＤ２のアノードとして接地されており、フォトダイオード部ＰＤ(ir)２のカソードはフォトダイオードＰＤ２のカソードとしてアナログ−デジタル変換回路１２の入力に接続されている。
【００６７】
また、Ｎ型ウェル４０２とＰ型拡散層４０３との接合部によって、Ｐ型拡散層４０３側をアノードとしＮ型ウェル４０２側をカソードとする、可視光を吸収するフォトダイオード部ＰＤ(vis)２が構成されている。フォトダイオード部ＰＤ(vis)２のアノードは接地されている。
＜アナログ−デジタル変換回路の構成＞
図５に、アナログ−デジタル変換回路１１および１２に用いる積分型アナログ−デジタル変換回路１０の構成を示す。
【００６８】
積分型アナログ−デジタル変換回路１０は、充電回路１０ａ、比較回路１０ｂ、制御回路１０ｃ、および、放電回路１０ｄを備えている。
【００６９】
充電回路１０ａは、オペアンプＡＭＰ１と容量Ｃ１とを備えている。オペアンプＡＭＰ１の反転入力は充電回路１０ａの入力であり、積分型アナログ−デジタル変換回路１０の入力ＩＮに接続されている。オペアンプＡＭＰ１の非反転入力は０Ｖに接地されている。容量Ｃ１はオペアンプＡＭＰ１の出力と反転入力との間に接続されている。オペアンプＡＭＰ１の出力は充電回路１０ａの積分出力としての電圧ｖｓｉｇである。
【００７０】
比較回路１０ｂは、比較器ＣＭＰ１と基準電圧源Ｖ１とスイッチ（第１のスイッチ）ＳＷ１とを備えている。比較器ＣＭＰ１の非反転入力は比較回路１０ｂの入力であり、充電回路１０ａの電圧ｖｓｉｇに接続されている。比較器ＣＭＰ１の反転入力は、基準電圧源Ｖ１が発生する基準電圧Ｖ１の供給端子に接続されている。比較器ＣＭＰ１は、比較器ＣＭＰ１の非反転入力に印加される電圧ｖｓｉｇを比較器ＣＭＰ１の反転入力に印加される基準電圧Ｖ１と比較し、電圧ｖｓｉｇが基準電圧Ｖ１以下であればそのことを示す出力レベル（第１の出力レベル）であるＬｏｗを出力する一方、電圧ｖｓｉｇが基準電圧Ｖ１を超えていればそのことを示す出力レベル（第２の出力レベル）であるＨｉｇｈを出力する。比較器ＣＭＰ１の出力は比較回路１０ｂの出力電圧としての出力ｃｏｍｐであり、非アクティブレベルのＬｏｗとアクティブレベルのＨｉｇｈとからなるパルス信号である。第１の出力レベルをＨｉｇｈに、第２の出力レベルをＬｏｗにそれぞれ設定してもよく、出力ｃｏｍｐのアクティブレベルをＨｉｇｈとＬｏｗとのいずれに設定するかで、使用する論理レベルが適宜決定される。スイッチＳＷ１は、基準電圧Ｖ１の供給端子と比較回路１０ｂの入力すなわち充電回路１０ａの出力との間の導通と遮断とを、制御信号ｓ１に従って切り替えるように設けられている。制御信号ｓ１は積分型アナログ−デジタル変換回路１０の内部、または光センサ１の内部、または光センサ１が搭載された機器の内部で生成される。
【００７１】
制御回路１０ｃは、フリップフロップ１３とカウンタ１４とを備えており、アナログ−デジタル変換動作を制御する。フリップフロップ１３はＤフリップフロップで構成されている。フリップフリップ１３のＤ入力は比較回路１０ｂの出力ｃｏｍｐに接続されており、クロック入力にはクロック信号ｃｌｋが入力される。クロック入力にクロック信号ｃｌｋのクロックパルスが入力されるごとに、例えば当該クロックパルスの立ち上がりエッジにおいて、Ｄ入力となっている出力ｃｏｍｐのレベルを出力する。このようにして構成されるフリップフロップ１３の出力を信号ｃｈａｒｇｅとする。
【００７２】
カウンタ１４は信号ｃｈａｒｇｅのパルス数をカウントし、カウント値を積分型アナログ−デジタル変換回路１０の出力ＡＤＣＯＵＴとして出力する。
【００７３】
放電回路１０ｄは、図１の基準電流源回路１１ａおよび１２ａに相当しており、基準電流源（基準電流源回路１１ａの第１の基準電流源、基準電流源回路１２ａの第２の基準電流源）ＩＲＥＦとスイッチ（第２のスイッチ）ＳＷ２とを備えている。基準電流源ＩＲＥＦは電源Ｖｄｄを用いて基準電流ＩＲＥＦを生成する。スイッチＳＷ２は、基準電流源ＩＲＥＦの出力と積分型アナログ−デジタル変換回路１０の入力ＩＮすなわち充電回路の入力との間の導通と遮断とを、信号ｃｈａｒｇｅの示すレベルに従って切り替えるように設けられている。
【００７４】
次に、上記の構成の積分型アナログ−デジタル変換回路１０の動作について説明する。
【００７５】
図６に示すように、まずアナログ−デジタル変換を行う前（時刻ｔ０以前）に制御信号ｓ１によって比較回路１０ｂのスイッチＳＷ１は導通している。スイッチＳＷ１が導通することにより、充電回路１０ａの電圧ｖｓｉｇは基準電圧Ｖ１に等しくなる。スイッチＳＷ１は、積分型アナログ−デジタル変換回路１０のアナログ−デジタル変換の開始（時刻ｔ０）と同時に遮断され、アナログ−デジタル変換期間ｔ(conv)に亘って遮断が保持される。図６の各信号タイミングはクロック信号ｃｌｋに同期するように設定されている。
【００７６】
また、時刻ｔ０に、放電回路１０ｄのスイッチＳＷ２が図示しない経路で供給される制御信号によって導通する。これにより、充電回路１０ａの容量Ｃ１が、基準電流源ＩＲＥＦから供給される基準電流ＩＲＥＦによってプリチャージされる。アナログ−デジタル変換期間ｔ(conv)中は入力電流Ｉｉｎ（入力電流Ｉｉｎ１およびＩｉｎ２を代表してＩｉｎと記載する）が流れ続けているので、プリチャージ後の容量Ｃ１の電荷は入力電流Ｉｉｎの大きさにも依存する。スイッチＳＷ２はクロック信号ｃｌｋの１周期に等しい期間ｔ(clk)だけ導通して時刻ｔ１に遮断される。このプリチャージ動作によって、容量Ｃ１に（ＩＲＥＦ×ｔ(clk)）の電荷を放電させる。放電完了時には、電圧ｖｓｉｇは基準電圧Ｖ１よりも低い電圧となる。
【００７７】
時刻ｔ１から、フォトダイオードＰＤ１あるいはＰＤ２からの入力電流Ｉｉｎ（入力電流Ｉｉｎ１およびＩｉｎ２を代表してＩｉｎと記載する）のみが供給されることによって容量Ｃ１に積分電荷が蓄積され、電圧ｖｓｉｇが上昇する。電圧ｖｓｉｇが基準電圧Ｖ１を超えると比較器ＣＭＰ１の出力ｃｏｍｐはＨｉｇｈとなる。出力ｃｏｍｐがＨｉｇｈとなってから次のクロック信号ｃｌｋの立ち上がりエッジ（時刻ｔ３）で、フリップフロップ１３がＨｉｇｈを出力する。これにより、信号ｃｈａｒｇｅはＨｉｇｈとなり、カウンタ１４はＨｉｇｈのパルスＰを１つカウントする。同時にスイッチＳＷ２が信号ｃｈａｒｇｅによって導通し、基準電流源ＩＲＥＦによって容量Ｃ１が再び放電を行う。この放電によって電圧ｖｓｉｇが基準電圧Ｖ１以下となった時点で出力ｃｏｍｐはＬｏｗとなる。出力ｃｏｍｐがＬｏｗとなってから次のクロック信号ｃｌｋの立ち上がりエッジ（時刻ｔ５）で、信号ｃｈａｒｇｅがＬｏｗとなり、パルスＰが立ち下がる。パルスＰが立ち下がるとスイッチＳＷ２が遮断されるので、容量Ｃ１に再び入力電流Ｉｉｎによって積分電荷が蓄積される。
【００７８】
制御回路１０ｃは、比較器ＣＭＰ１の出力ｃｏｍｐがＬｏｗからＨｉｇｈへと変化するごとにスイッチＳＷ２を導通させるとともに、比較器ＣＭＰ１の出力ｃｏｍｐがＨｉｇｈからＬｏｗへと変化するごとにスイッチＳＷ２を遮断させる制御を行うことになる。
【００７９】
このようにして、アナログ−デジタル変換期間ｔ(conv)にパルスＰが繰り返し生成される。パルスＰの総数はカウンタ１４によってカウントされて出力ＡＤＣＯＵＴとなる。入力電流Ｉｉｎによる容量Ｃ１の積分電荷の蓄積速度は、入力電流Ｉｉｎが大きいほど大きいため、入力電流Ｉｉｎが大きいほどアナログ−デジタル変換期間ｔ(conv)にカウントされるパルスＰの数すなわち容量Ｃ１の放電回数は多くなる。
【００８０】
以上のアナログ−デジタル変換動作について以下に定量的な説明を行う。
【００８１】
積分型アナログ−デジタル変換回路１０は、アナログ−デジタル変換期間ｔ(conv)に、入力電流Ｉｉｎにより容量Ｃ１に与えられる総充電電荷量と、プリャージ期間を含めて基準電流源ＩＲＥＦにより容量Ｃ１に与えられる総放電電荷量とが、互いに等しくなるように動作する。
【００８２】
アナログ−デジタル変換期間ｔ(conv)の総充電電荷量：Ｉｉｎ×ｔ(conv)
アナログ−デジタル変換期間ｔ(conv)の総放電電荷量：ＩＲＥＦ×t(clk)×ｃｏｕｎｔ
（但しｃｏｕｎｔはカウンタ１４によってカウントされるパルスＰの総数）とすると、総充電電荷量＝総放電電荷量であるから、
ｃｏｕｎｔ＝（Ｉｉｎ×ｔ(conv)）／（ＩＲＥＦ×ｔ(clk)）
となり、最小分解能は（ＩＲＥＦ×ｔ(clk)）で決定されることになる。
【００８３】
ここで、ｔ(conv)＝ｔ(clk)×２ｎ（ｎは分解能）となるように設定すると、
ｃｏｕｎｔ＝Ｉｉｎ／ＩＲＥＦ×２ｎ ・・・（５）
となる。
【００８４】
例えば、分解能ｎ＝１６ビットに設定する場合には、カウント数（ｃｏｕｎｔ）として、入力電流Ｉｉｎに応じたデジタル値が０〜６５５３５の範囲で出力されることになる。
【００８５】
これにより、積分型アナログ−デジタル変換回路が備えている特性である、広いダイナミックレンジと高い分解能のアナログ−デジタル変換とが可能である。また、式（５）より、基準電流ＩＲＥＦの温度係数を調整することにより、積分型アナログーデジタル変換回路１０の温度係数を調整することが容易に可能である。
【００８６】
なお、信号ｃｈａｒｇｅのパルスＰの数をカウントすることは出力ｃｏｍｐのパルス数をカウントすることに等しい。従って、制御回路１０ｃは、アナログ−デジタル変換期間に比較器ＣＭＰ１が出力したパルスの数に応じたデジタル値を出力するように構成されていれば、アナログ−デジタル変換動作を実現することができる。積分型アナログ−デジタル変換回路１０においてはフリップフロップ１３が設けられているが、これは、出力ｃｏｍｐを信号ｃｈａｒｇｅに変えてスイッチＳＷ２の開閉タイミングを図るために設けられているため、必ずしも必要ではない。カウンタ１４は出力ｃｏｍｐのパルス数を直接カウントしてもよい。フリップフロップ１３には、クロック信号ｃｌｋに従って動作することにより積分型アナログ−デジタル変換回路１０の動作を制御する機能があるが、これは例えばカウンタ１４を同期カウンタとしてカウンタ１４の動作から積分型アナログ−デジタル変換回路１０の動作タイミングを生成することでも代用可能である。また、信号ｃｈａｒｇｅのパルスＰの発生をこの動作タイミングによって出力ｃｏｍｐのパルス発生から遅延させて生成することも、同期カウンタの動作タイミングを利用するなどにより適宜可能である。さらには、信号ｃｈａｒｇｅのパルスＰを出力ｃｏｍｐのパルス発生から遅延させて発生させるかどうかについても、容量Ｃ１の放電開始のタイミングを回路の都合で適宜設定すればよいので、任意である。
【００８７】
図７に、基準電流源ＩＲＥＦの構成を示す。
【００８８】
基準電流源ＩＲＥＦは、オペアンプ７１、トランジスタＴｒ７１、トランジスタＴｒ７２、および、温度係数を有する抵抗Ｒ１を備えている。オペアンプ７１の反転入力には後述する基準電圧源ＶＲＥＦが発生する基準電圧ＶＲＥＦが入力される。オペアンプ７１の非反転入力は抵抗Ｒ１の一端に接続されている。抵抗Ｒ１の他端は接地されている。
【００８９】
トランジスタＴｒ７１はｐチャネル型の電界効果トランジスタである。トランジスタＴｒ７１のソースは電源に接続されており、トランジスタＴｒ７１のドレインは抵抗Ｒ１の上記一端に接続されている。
【００９０】
トランジスタＴｒ７２はｐチャネル型の電界効果トランジスタである。トランジスタＴｒ７２のソースは上記電源に接続されており、トランジスタＴｒ７１のドレインは基準電流ＩＲＥＦの出力となっている。このとき、出力される基準電流ＩＲＥＦは、基準電圧ＶＲＥＦを抵抗Ｒ１の抵抗値Ｒ１で割った値、
ＩＲＥＦ＝ＶＲＥＦ／Ｒ１
である。
【００９１】
図８に、基準電圧源ＶＲＥＦの構成を示す。基準電圧源ＶＲＥＦは、半導体回路では一般的な定電圧回路であって、温度変動があっても一定の電圧を出力するバンドギャップ定電圧回路からなる。
【００９２】
基準電圧源ＶＲＥＦは、オペアンプ８１、トランジスタＴｒ８１、トランジスタＴｒ８２、トランジスタＴｒ８３、トランジスタＱ８１、トランジスタＱ８２、トランジスタＱ８３、抵抗Ｒ１０、および、抵抗Ｒ１１を備えている。
【００９３】
トランジスタＴｒ８１、トランジスタＴｒ８２、および、トランジスタＴｒ８３はｐチャネル型の電界効果トランジスタである。トランジスタＱ８１、トランジスタＱ８２、および、トランジスタＱ８３は、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタである。
【００９４】
トランジスタＴｒ８１、トランジスタＴｒ８２、および、トランジスタＴｒ８３の各ゲートは互いに接続されている。トランジスタＴｒ８１、トランジスタＴｒ８２、および、トランジスタＴｒ８３の各ソースは同じ電源に接続されている。トランジスタＴｒ８１のドレインはトランジスタＱ８１のエミッタに接続されている。トランジスタＴｒ８２のドレインは抵抗Ｒ１０を介してトランジスタＱ８２のエミッタに接続されている。トランジスタＴｒ８３のドレインは抵抗Ｒ１１を介してトランジスタＱ８３のエミッタに接続されている。トランジスタＱ８２のエミッタ面積はトランジスタＱ８１のエミッタ面積のｎ倍（ｎはｎ＞１の任意数として記載）である。トランジスタＱ８１、トランジスタＱ８２、および、トランジスタＱ８３の各ベースおよび各コレクタは接地されている。
【００９５】
オペアンプ８１の反転入力はトランジスタＴｒ８１とトランジスタＱ８１との接続点に接続されている。オペアンプ８１の非反転入力はトランジスタＴｒ８２と抵抗Ｒ１０との接続点に接続されている。
【００９６】
トランジスタＴｒ８３と抵抗Ｒ１１との接続点が基準電圧ＶＲＥＦの出力である。
【００９７】
図１のフォトダイオードＰＤ１およびＰＤ２のそれぞれの出力電流には温度依存性がある。従って、この温度依存性を補正しないまま入力電流Ｉｉｎ１および入力電流Ｉｉｎ２のアナログ−デジタル変換を行うと、出力ＡＤＣＯＵＴ１および出力ＡＤＣＯＵＴ２に誤差が生じる。また、フォトダイオードＰＤ１の温度依存性とフォトダイオードＰＤ２の温度依存性とが互いに異なっていることから、式（４）の結果に誤差が生じる。
【００９８】
そこで、基準電流源ＩＲＥＦに前記抵抗Ｒ１を設けることによって、アナログ−デジタル変換回路１１にフォトダイオードＰＤ１の温度依存性に合わせた変換の補正を施すとともに、アナログ−デジタル変換回路１２にフォトダイオードＰＤ２の温度依存性に合わせた変換の補正を施す。
【００９９】
抵抗Ｒ１の抵抗値は抵抗Ｒ１の温度係数に応じた値であるので、抵抗Ｒ１の電圧降下は当該温度係数を反映した値となる。例えば、温度が上昇すると、抵抗Ｒ１が正の温度係数を有している場合には、抵抗Ｒ１の電圧降下が増大する。これにより、オペアンプ７１の反転入力と非反転入力との差が大きくなって、オペアンプ７１の出力電圧が上昇してトランジスタＴｒ７１およびＴｒ７２のドレイン電流が抑制される。この結果、基準電流ＩＲＥＦが減少して、出力電流の温度依存性が負となる赤外波長域用のフォトダイオードＰＤ１の出力変動を相殺することができる。また、同様にして、抵抗Ｒ１が負の温度係数を有している場合には、出力電流の温度依存性が正となる可視〜赤外波長域用のフォトダイオードＰＤ２の出力変動を相殺することができる。
【０１００】
例えば、フォトダイオードＰＤ１の温度依存性が約−３０００ｐｐｍ／℃、フォトダイオードＰＤ２の温度依存性が約１００ｐｐｍ／℃であるとすると、アナログ−デジタル変換回路１１が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数を３０００ｐｐｍ／℃、アナログ−デジタル変換回路１２が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数を−１００ｐｐｍ／℃とすることにより、温度補正が可能である。この例では、フォトダイオードＰＤ１およびＰＤ２の各温度依存性を、正負が反転した同じ値の、基準電流ＩＲＥＦの大きさの温度依存性によって完全に相殺しているが、正負が反転した互いに異なる値の温度依存性によってある程度の相殺を行うようにしてもよい。いずれにしても、光センサ出力の温度依存性を縮小することができるので、有効な温度補正を行い得る。
【０１０１】
そして、光センサ出力の温度依存性を縮小し得るのであれば、アナログ−デジタル変換回路１１が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数と、アナログ−デジタル変換回路１２が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数とが、互いに異なる値となっているだけでもよい。実際に、２つの抵抗Ｒ１について、例えば上記温度係数の数値例から僅かにずらした数値の温度係数を設定することでも、光センサ出力の温度依存性を縮小し得ることは明らかである。
【０１０２】
以上のような温度係数の設定方法に従えば、一般的な半導体製品で製造されるフォトダイオードに対して、照度センサ用に温度補正を行うことができる。また、一般的に、半導体回路では、拡散抵抗はプラスの温度係数を持ち、ポリシリコン抵抗はマイナスの温度係数を持つ。２種類の抵抗を組み合わせることで、任意の温度係数を選ぶことが可能である。
【０１０３】
本実施形態によれば、赤外波長域に分光感度を有するフォトダイオードＰＤ１の出力電流の温度依存性については、アナログ−デジタル変換回路１１が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数に応じた基準電流ＩＲＥＦの大きさの温度依存性、すなわち充電回路１０ａに与える放電電荷量の温度依存性によってある程度あるいは完全に相殺することができる。この温度依存性の相殺によって出力ＡＤＣＯＵＴ１の温度依存性が補正される。可視波長域から赤外波長域に亘って分光感度を有するフォトダイオードＰＤ２の出力電流の温度依存性については、アナログ−デジタル変換回路１２が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数に応じた基準電流ＩＲＥＦの大きさの温度依存性、すなわち充電回路１０ａに与える放電電荷量の温度依存性によってある程度あるいは完全に相殺することができる。この温度依存性の相殺によって出力ＡＤＣＯＵＴ２の温度依存性が補正される。
【０１０４】
このように、赤外波長域用のフォトダイオードＰＤ１と可視〜赤外波長域用のフォトダイオードＰＤ２とで互いに温度依存性が異なっていても、アナログ−デジタル変換回路１１の基準電流源ＩＲＥＦとアナログ−デジタル変換回路１２の基準電流源ＩＲＥＦとで個別に温度依存性の補正を行うことができる。これにより、アナログ−デジタル変換回路１１の出力ＡＤＣＯＵＴ１およびアナログ−デジタル変換回路１２の出力ＡＤＣＯＵＴ２、従って光センサ１の出力を、広い温度範囲に亘って温度変動誤差の抑制された値として得ることができる。この出力の温度補償は、光センサ１を照度センサとして用いる場合に特に有効である。また、積分型アナログ−デジタル変換回路１０の出力は入力に対してリニアに変化するので、低照度から高照度までの幅広い入力照度範囲に対して均等な分解能でデジタル出力を得ることができる。
〔実施の形態２〕
本発明の他の実施形態についてさらに図２を用いて説明すれば、以下の通りである。なお、これまでに説明した部材と同じ符号を付した部材は、特に断らない限りこれまでに説明した部材と同じ機能を有するものとし、その詳細な説明を省略する。
＜光センサの全体構成＞
図２に、本実施形態に係る光センサ２の構成を示す。
【０１０５】
照度センサが搭載された機器には近接センサおよび測距センサも搭載されることが望ましいことが多い。従って、前記の実施の形態で説明した照度センサが、近接センサおよび測距センサのＬＥＤ出力の温度依存性をも補償できる回路であれば非常に好ましい。そこで、光センサ２は、フォトダイオード（第１のフォトダイオード）ＰＤ１、フォトダイオード（第２のフォトダイオード）ＰＤ２、アナログ−デジタル変換回路（第１のアナログ−デジタル変換回路）２１、アナログ−デジタル変換回路（第２のアナログ−デジタル変換回路）２２、および、発光部２０を備えている。
【０１０６】
発光部２０は、発光ダイオードＬＥＤ、ＬＥＤ駆動回路２３、および、ＬＥＤ制御回路２４を備えている。発光ダイオードＬＥＤは例えば９５０ｎｍの赤外光を放射する。ＬＥＤ駆動回路２３はＬＥＤ制御回路２４からの制御に従って発光ダイオードＬＥＤを駆動する。ＬＥＤ駆動回路２３およびＬＥＤ制御回路２４は、発光ダイオードＬＥＤの駆動を行う回路を構成している。
【０１０７】
光センサ２は、発光部２０を使用しないときには照度センサとして機能し得るとともに、発光部２０を使用するときには近接センサおよび測距センサとして機能し得る。発光部２０を使用するときには、駆動される発光ダイオードＬＥＤから光が放射される。放射された光が近接検知物体（物体）２５によって反射されると、フォトダイオードＰＤ１で反射光を受光する。そのときのフォトダイオードＰＤ１の出力電流がアナログ−デジタル変換回路２１によってアナログ−デジタル変換され、近接検知物体２５の近接が検知される。近接および非近接の判定方法は図１６（ａ）に示したものと同様である。また、近接検知物体２５からの反射光を受光すると、図１６（ｂ）に示した判定方法によって光センサ２から近接検知物体２５までの測距を行うことができる。
【０１０８】
発光部２０を使用するときと使用しないときとで受光光の検出処理を変えるため、アナログ−デジタル変換回路２１は、図５の積分型アナログ−デジタル変換回路１０において、放電回路１０ｄに相当する回路として基準電流源回路２１ａおよび基準電流源回路２１ｂを備えた構成である。また、アナログ−デジタル変換回路２１は、スイッチＳＷ２１ａおよびスイッチＳＷ２１ｂを備えている。アナログ−デジタル変換回路２１は、フォトダイオードＰＤ１の出力電流を入力電流Ｉｉｎ１としてアナログ−デジタル変換を行う。
【０１０９】
基準電流源回路２１ａは、光センサ２を照度センサとして用いるときに、スイッチＳＷ２１ａを介してアナログ−デジタル変換回路２１の入力ＩＮに接続されて使用される放電回路である。基準電流源回路２１ｂは、光センサ２を近接センサあるいは測距センサとして用いるときに、スイッチＳＷ２１ｂを介してアナログ−デジタル変換回路２１の入力ＩＮに接続されて使用される放電回路である。
【０１１０】
また、アナログ−デジタル変換回路２２は、図５の積分型アナログ−デジタル変換回路１０において、放電回路１０ｄに相当する回路として基準電流源回路２２ａを備えた構成である。アナログ−デジタル変換回路２２は、光センサ２を照度センサとして用いるときに使用される。
【０１１１】
このように、光センサ２は、発光ダイオードＬＥＤを駆動しないときに、出力ＡＤＣＯＵＴ１および出力ＡＤＣＯＵＴ２の検出結果からフォトダイオードＰＤ２による可視波長域の受光強度を検出する。また、発光ダイオードＬＥＤを駆動するときに、出力ＡＤＣＯＵＴ１の検出結果からフォトダイオードＰＤ１による赤外波長域の受光強度を検出する。
【０１１２】
基準電流源回路２１ａの基準電流源（第１の基準電流源）ＩＲＥＦが備える抵抗Ｒ１は、フォトダイオードＰＤ１の温度依存性を補正するための温度係数を有する。基準電流源回路２１ｂの基準電流源（第３の基準電流源）ＩＲＥＦが備える抵抗Ｒ１は、発光ダイオードＬＥＤの温度依存性を補正するための温度係数を有する。基準電流源回路２２ａの基準電流源（第２の基準電流源）ＩＲＥＦが備える抵抗Ｒ１は、フォトダイオードＰＤ２の温度依存性を補正するための温度係数を有する。
【０１１３】
例えば、フォトダイオードＰＤ１の温度依存性が約−３０００ｐｐｍ／℃、フォトダイオードＰＤ２の温度依存性が約１００ｐｐｍ／℃であるとすると、アナログ−デジタル変換回路２１が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数を３０００ｐｐｍ／℃、アナログ−デジタル変換回路２２が備える基準電流源ＩＲＥＦの抵抗Ｒ１の温度係数を−１００ｐｐｍ／℃とすることにより、温度補正が可能である。光センサ２を照度センサとして使用するときの出力の温度依存性の補正については実施の形態１の場合と同様である。
【０１１４】
光センサ２を近接センサとして動作する場合には、フォトダイオードＰＤ１は発光ダイオードＬＥＤから波長９５０ｎｍのみの光を受光するため、照度センサとして動作する場合よりも温度依存性が比較的小さい。しかし、発光ダイオードＬＥＤの発光強度の温度依存性が大きく支配的となる。発光ダイオードＬＥＤの温度依存性が約−５０００ｐｐｍ／℃である場合に、基準電流源回路２１ｃの基準電流源ＩＲＥＦが備える抵抗Ｒ１の温度係数を５０００ｐｐｍ／℃に設定することにより、近接センサの出力の温度依存性を補正することが可能である。なお、温度依存性のある程度の相殺および完全な相殺については、前記の実施の形態で述べたことがそのまま当てはまる。
【０１１５】
基準電流源回路２１ｃの基準電流源ＩＲＥＦが備える抵抗Ｒ１の温度係数を、発光ダイオードＬＥＤの発光強度の温度依存性をある程度のあるいは完全な相殺によって補正するように設定することにより、光センサ２を、出力の温度依存性が補正された近接センサとして用いることができる。また、近接センサの測定値は検知距離の２乗に反比例するため、光センサ２を当該測定値から検知距離を算出する構成とすることで、出力の温度依存性が補正された測距センサとして用いることができる。
【０１１６】
また、抵抗Ｒ１の温度係数を５０００ｐｐｍ／℃に設定する構成により、一般的な発光ダイオードＬＥＤに対して、近接センサあるいは測距センサに用いる光源として、温度依存性の補正を行うことができる。
【０１１７】
以下に、図５に示す積分型アナログーデジタル変換回路１０を本実施の形態に適用した場合の、アナログ−デジタル変換動作について説明する。
【０１１８】
式（５）より、アナログーデジタル変換回路２１のデジタルの出力ＡＤＣＯＵＴ１、アナログーデジタル変換回路２２のデジタルの出力ＡＤＣＯＵＴ２を、それぞれｃｏｕｎｔ１，ｃｏｕｎｔ２とすると
ｃｏｕｎｔ１＝Ｉｉｎ１／ＩＲＥＦ１×２ｎ
ｃｏｕｎｔ２＝Ｉｉｎ２／ＩＲＥＦ２×２ｎ
但し、アナログ−デジタル変換回路２１の基準電流源回路２１ａが備える基準電流源ＩＲＥＦの基準電流をＩＲＥＦ１、アナログ−デジタル変換回路２２の基準電流源回路２２ａが備える基準電流源ＩＲＥＦの基準電流をＩＲＥＦ２とした。基準電流ＩＲＥＦ１およびＩＲＥＦ２のそれぞれに対応する抵抗Ｒ１の温度係数を設定することにより、赤外波長域用のフォトダイオードＰＤ１の入力電流Ｉｉｎ１の大きさをアナログ−デジタル変換して出力するアナログーデジタル変換回路２１と、可視〜赤外波長域用のフォトダイオードＰＤ２の入力電流Ｉｉｎ２の大きさをアナログ−デジタル変換して出力するアナログーデジタル変換回路２２とのそれぞれについて、出力の温度依存性を補正することができる。従って、前記の実施の形態と同様に、フォトダイオードＰＤ１の温度依存性とフォトダイオードＰＤ２の温度依存性とが互いに異なる場合でも、広い温度範囲で正確な照度を測定することが可能である。
【０１１９】
また、発光ダイオードＬＥＤを発光させて近接検知物体２５の反射光をアナログ−デジタル変換回路２１で検出した場合のアナログ−デジタル変換回路２１のデジタルの出力ＡＤＣＯＵＴ１をｃｏｕｎｔ３とすると、
ｃｏｕｎｔ３＝Ｉｉｎ１／ＩＲＥＦ３×２ｎ
である。但し、アナログ−デジタル変換回路２１の基準電流源回路２１ｂが備える基準電流源ＩＲＥＦの基準電流をＩＲＥＦ３とした。基準電流ＩＲＥＦ３に対応する抵抗Ｒ１の温度係数を設定することにより、発光ダイオードＬＥＤを発光させて近接検知物体２５から反射された光をアナログ−デジタル変換して出力するアナログ−デジタル変換回路２１の出力の温度依存性を補正することができる。よって、近接センサまたは測拒センサにおいて発光ダイオードＬＥＤに温度依存性がある場合でも、広い温度範囲で正確な検知を行うことが可能である。
【０１２０】
また、図７および図８の構成を光センサ２に適用した場合に、
ｃｏｕｎｔ１＝Ｉｉｎ１／ＩＲＥＦ１×２ｎ＝Ｉｉｎ１×Ｒ１１／ＶＲＥＦ×２ｎ
ｃｏｕｎｔ２＝Ｉｉｎ２／ＩＲＥＦ２×２ｎ＝Ｉｉｎ２×Ｒ１２／ＶＲＥＦ×２ｎ
ｃｏｕｎｔ３＝Ｉｉｎ３／ＩＲＥＦ３×２ｎ＝Ｉｉｎ３×Ｒ１３／ＶＲＥＦ×２ｎ
となる。但し、基準電流源回路２１ａが備える抵抗Ｒ１の抵抗を抵抗Ｒ１１、基準電流源回路２２ａが備える抵抗Ｒ１の抵抗を抵抗Ｒ１２、基準電流源回路２１ｂが備える抵抗Ｒ１の抵抗を抵抗Ｒ１３とした。従って、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の温度係数をそれぞれ個別に設定することで、それぞれの温度依存性の補正の度合いを選択することができる。
【０１２１】
一般的に、半導体回路では、拡散抵抗はプラスの温度係数を持ち、ポリシリコン抵抗はマイナスの温度係数を持つ。２種類の抵抗を組み合わせることで、任意の温度係数を選ぶことが可能である。
〔実施の形態３〕
本発明の他の実施形態についてさらに図９ないし図１１を用いて説明すれば、以下の通りである。
【０１２２】
図９に本実施の形態に係る携帯電話９００の構成を説明する斜視図を示す。
【０１２３】
図９に示すように、携帯電話９００は、光センサ９０１として、前述した光センサ１または光センサ２を備える。携帯電話９００は画面を表示する液晶パネル９０２を備えている。携帯電話９００は、光センサ９０１が光センサ１または光センサ２である場合に、照度センサとして検出した周囲光の強度に応じて、バックライト制御部が液晶パネル９０２を液晶パネル９０２の背面側から照射するＬＥＤバックライトなどのバックライトの点灯・非点灯を切り替える、あるいは、当該バックライトの輝度を調節する。また、携帯電話９００は、光センサ９０１が光センサ２である場合に、近接検知物体２５が存在する近接状態であるか存在しない非近接状態であるかを検知して、液晶パネル９０２の表示のオン・オフを切り替える。これにより、従来の光センサを備える携帯電話よりも正確な光センサの検出結果に基づいたバックライトの輝度制御などの装置制御を行うことができるので、ユーザーの使用感を向上させることが出来る。
【０１２４】
図１０に本実施の形態に係るデジタルカメラ（デジタルスチルカメラ）９０５の構成を説明する斜視図を示す。
【０１２５】
図１０に示すように、デジタルカメラ９０５は、光センサ９０３として、前述した光センサ１または光センサ２を備える。デジタルカメラ９０５は液晶モニタ９０４を備えている。デジタルカメラ９０５は、光センサ９０３が光センサ１または光センサ２である場合に、照度センサとして検出した周囲光の強度に応じて、液晶パネル９０４を液晶パネル９０４の背面側から照らすＬＥＤバックライトなどのバックライトの点灯・非点灯を切り替える、あるいは、当該バックライトの輝度を調節する。また、デジタルカメラ９０５は、光センサ９０３が光センサ２である場合に、近接検知物体２５が存在する近接状態であるか存在しない非近接状態であるかを検知して、液晶パネル９０４の表示のオン・オフを切り替える。これにより、従来の光センサを備えるデジタルカメラよりも正確な光センサの検出結果に基づいたバックライトの輝度制御などの装置制御を行うことができるので、ユーザーの使用感を向上させることが出来る。
【０１２６】
図１１に上記液晶パネル９０２・９０４に使用可能な液晶パネルを備えた液晶表示装置１００の構成を示す。液晶表示装置１００は液晶パネル１０１、光センサ９０１あるいは光センサ９０３としての照度／近接センサ１０２、バックライト制御部１０３、および、バックライト１０４を備えている。照度／近接センサ１０２の中の照度センサは周囲光強度を検知してバックライト制御部１０３に検知結果ＤＯＵＴを伝達し、バックライト制御部１０３はバックライト１０４の輝度を制御する。また、照度／近接センサ１０２の中の近接センサは近接検知物体２５としての顔が近づいたか否の検知を行ってバックライト制御部１０３に検知結果ＤＯＵＴを伝達し、バックライト制御部１０３はバックライト１０４の電源のＯＮ／ＯＦＦを制御する。
【０１２７】
本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、上記実施形態を技術常識に基づいて適宜変更したものやそれらを組み合わせて得られるものも本発明の実施形態に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１２８】
本発明は、照度センサや近接センサ、測距センサが搭載される電子機器に好適に使用することができる。
【符号の説明】
【０１２９】
１ 光センサ
２ 光センサ
１０ 積分型アナログ−デジタル変換回路
１０ａ 充電回路
１０ｃ 制御回路
１１ アナログ−デジタル変換回路（第１のアナログ−デジタル変換回路）
１２ アナログ−デジタル変換回路（第２のアナログ−デジタル変換回路）
２１ アナログ−デジタル変換回路（第１のアナログ−デジタル変換回路）
２２ アナログ−デジタル変換回路（第２のアナログ−デジタル変換回路）
２５ 近接検知物体（物体）
ＰＤ１ フォトダイオード（第１のフォトダイオード）
ＰＤ２ フォトダイオード（第２のフォトダイオード）
Ｉｉｎ１ 入力電流（入力アナログ量）
Ｉｉｎ２ 入力電流（入力アナログ量）
ＡＤＣＯＵＴ１ 出力（第１の検出結果）
ＡＤＣＯＵＴ２ 出力（第２の検出結果）
ＩＲＥＦ 基準電流源（基準電流源回路２１ａの第１の基準電流源、基準電流源回路２２ａの第２の基準電流源、基準電流源回路２１ｂの第３の基準電流源）
ＣＭＰ１ 比較器
ＳＷ１ スイッチ（第１のスイッチ）
ＳＷ２ スイッチ（第２のスイッチ）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
赤外波長域に分光感度を有する第１のフォトダイオードと、上記第１のフォトダイオードの出力電流をアナログ−デジタル変換して得られる第１の検出結果を出力する第１のアナログ−デジタル変換回路と、可視波長域から赤外波長域に亘って分光感度を有する第２のフォトダイオードと、上記第２のフォトダイオードの出力電流をアナログ−デジタル変換して得られる第２の検出結果を出力する第２のアナログ−デジタル変換回路とを備えた光センサであって、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路および上記第２のアナログ−デジタル変換回路はそれぞれ、入力アナログ量を積分して出力する充電回路と上記充電回路に電流を供給する基準電流源とを備えるとともに、上記基準電流源から供給される基準電流によって放電電荷が与えられた上記充電回路に対する上記入力アナログ量の積分電荷の蓄積速度を検出することにより、上記入力アナログ量のアナログ−デジタル変換を行う積分型アナログ−デジタル変換回路であり、
各上記基準電流源は、温度係数を有する抵抗を備えているとともに、出力する電流値が、上記基準電流源に入力される基準電圧を上記抵抗の抵抗値で割った値に制御され、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路に、上記基準電流源として、上記第１のフォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正する上記温度係数を有する上記抵抗を備えた第１の基準電流源が備えられ、
上記第２のアナログ−デジタル変換回路に、上記基準電流源として、上記第２のフォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正する上記温度係数を有する上記抵抗を備えた第２の基準電流源が備えられ、
上記第１の基準電流源を用いて出力された上記第１の検出結果と、上記第２の基準電流源を用いて出力された上記第２の検出結果とから、上記第２のフォトダイオードによる可視波長域の受光強度を検出することによって照度を測定することを特徴とする光センサ。
【請求項２】
発光ダイオードと、上記発光ダイオードの駆動を行う回路とを備えており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、さらに、上記基準電流源として、入力アナログ量を積分して出力する充電回路と上記充電回路に電流を供給する第３の基準電流源を備えており、
上記第３の基準電流源が備える上記抵抗は、上記発光ダイオードの発光出力の温度依存性を補正する上記温度係数を有しており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、上記発光ダイオードを駆動しないときに上記第１の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力する一方、上記発光ダイオードを駆動するときに上記第３の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力し、
上記発光ダイオードを駆動しないときに、上記第１の検出結果および上記第２の検出結果から上記第２のフォトダイオードによる可視波長域の受光強度を検出し、
上記発光ダイオードを駆動するときに、上記第１の検出結果から、上記発光ダイオードから放射され物体から反射されて上記第１のフォトダイオードによって受光された赤外波長域の光の受光強度を検出することによって上記物体の有無を検知することを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
【請求項３】
上記発光ダイオードを駆動するときに、上記第１の検出結果から、上記発光ダイオードから放射され物体から反射されて上記第１のフォトダイオードによって受光された赤外波長域の光の受光強度を検出することによって上記物体までの距離を検知することを特徴とする請求項２に記載の光センサ。
【請求項４】
発光ダイオードと、上記発光ダイオードの駆動を行う回路とを備えており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、さらに、入力アナログ量を積分して出力する充電回路と上記充電回路に電流を供給する第３の基準電流源を備えており、
上記第３の基準電流源が備える上記抵抗は、上記発光ダイオードの発光出力の温度依存性を補正する上記温度係数を有しており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、上記発光ダイオードを駆動しないときに上記第１の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力する一方、上記発光ダイオードを駆動するときに上記第３の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力し、
上記発光ダイオードを駆動しないときに、上記第１の検出結果および上記第２の検出結果から上記第２のフォトダイオードによる可視波長域の受光強度を検出し、
上記発光ダイオードを駆動するときに、上記第１の検出結果から、上記発光ダイオードから放射され物体から反射されて上記第１のフォトダイオードによって受光された赤外波長域の光の受光強度を検出することによって上記物体までの距離を検知することを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
【請求項５】
上記第１の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数と、上記第２の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数とは互いに異なっていることを特徴とする請求項１から４までのいずれか１項に記載の光センサ。
【請求項６】
上記第１の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数は３０００ｐｐｍ／℃であり、上記第２の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数は−１００ｐｐｍ／℃であることを特徴とする請求項５に記載の光センサ。
【請求項７】
上記第３の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数は５０００ｐｐｍ／℃であることを特徴とする請求項２から４までのいずれか１項に記載の光センサ。
【請求項８】
上記積分型アナログ−デジタル変換回路は、
比較器であって、上記充電回路による上記入力アナログ量の積分出力を上記比較器に入力される基準電圧と比較して、上記積分出力が上記比較器に入力される基準電圧以下であることを示す第１の出力レベルと上記積分出力が上記比較器に入力される基準電圧を超えることを示す第２の出力レベルとからなるパルス信号を出力する比較器と、
上記比較器に入力される基準電圧の供給端子と上記充電回路の出力との間の導通と遮断とを切り替える第１のスイッチと、
アナログ−デジタル変換に使用される上記基準電流源の出力と上記充電回路の入力との間の導通と遮断とを切り替える第２のスイッチと、
アナログ−デジタル変換動作を制御するとともに、アナログ−デジタル変換期間に上記比較器が出力したパルスの数に応じたデジタル値を出力する一方、上記比較器の出力が上記第１の出力レベルから上記第２の出力レベルへと変化するごとに上記第２のスイッチを導通させるとともに、上記比較器の出力が上記第２の出力レベルから上記第１の出力レベルへと変化するごとに上記第２のスイッチを遮断させる制御回路と備えていることを特徴とする請求項１から７までのいずれか１項に記載の光センサ。
【請求項９】
請求項１から８までのいずれか１項に記載した光センサと、画面を表示する液晶パネルと、上記液晶パネルを照射するバックライトと、上記光センサの出力に基づいて上記バックライトの輝度を制御するバックライト制御部とを備えていることを特徴とする携帯電話。
【請求項１０】
請求項１から８までのいずれか１項に記載した光センサと、画面を表示する液晶パネルと、上記液晶パネルを照射するバックライトと、上記光センサの出力に基づいて上記バックライトの輝度を制御するバックライト制御部とを備えていることを特徴とするデジタルカメラ。
【請求項１】
赤外波長域に分光感度を有する第１のフォトダイオードと、上記第１のフォトダイオードの出力電流をアナログ−デジタル変換して得られる第１の検出結果を出力する第１のアナログ−デジタル変換回路と、可視波長域から赤外波長域に亘って分光感度を有する第２のフォトダイオードと、上記第２のフォトダイオードの出力電流をアナログ−デジタル変換して得られる第２の検出結果を出力する第２のアナログ−デジタル変換回路とを備えた光センサであって、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路および上記第２のアナログ−デジタル変換回路はそれぞれ、入力アナログ量を積分して出力する充電回路と上記充電回路に電流を供給する基準電流源とを備えるとともに、上記基準電流源から供給される基準電流によって放電電荷が与えられた上記充電回路に対する上記入力アナログ量の積分電荷の蓄積速度を検出することにより、上記入力アナログ量のアナログ−デジタル変換を行う積分型アナログ−デジタル変換回路であり、
各上記基準電流源は、温度係数を有する抵抗を備えているとともに、出力する電流値が、上記基準電流源に入力される基準電圧を上記抵抗の抵抗値で割った値に制御され、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路に、上記基準電流源として、上記第１のフォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正する上記温度係数を有する上記抵抗を備えた第１の基準電流源が備えられ、
上記第２のアナログ−デジタル変換回路に、上記基準電流源として、上記第２のフォトダイオードの出力電流の温度依存性を補正する上記温度係数を有する上記抵抗を備えた第２の基準電流源が備えられ、
上記第１の基準電流源を用いて出力された上記第１の検出結果と、上記第２の基準電流源を用いて出力された上記第２の検出結果とから、上記第２のフォトダイオードによる可視波長域の受光強度を検出することによって照度を測定することを特徴とする光センサ。
【請求項２】
発光ダイオードと、上記発光ダイオードの駆動を行う回路とを備えており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、さらに、上記基準電流源として、入力アナログ量を積分して出力する充電回路と上記充電回路に電流を供給する第３の基準電流源を備えており、
上記第３の基準電流源が備える上記抵抗は、上記発光ダイオードの発光出力の温度依存性を補正する上記温度係数を有しており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、上記発光ダイオードを駆動しないときに上記第１の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力する一方、上記発光ダイオードを駆動するときに上記第３の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力し、
上記発光ダイオードを駆動しないときに、上記第１の検出結果および上記第２の検出結果から上記第２のフォトダイオードによる可視波長域の受光強度を検出し、
上記発光ダイオードを駆動するときに、上記第１の検出結果から、上記発光ダイオードから放射され物体から反射されて上記第１のフォトダイオードによって受光された赤外波長域の光の受光強度を検出することによって上記物体の有無を検知することを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
【請求項３】
上記発光ダイオードを駆動するときに、上記第１の検出結果から、上記発光ダイオードから放射され物体から反射されて上記第１のフォトダイオードによって受光された赤外波長域の光の受光強度を検出することによって上記物体までの距離を検知することを特徴とする請求項２に記載の光センサ。
【請求項４】
発光ダイオードと、上記発光ダイオードの駆動を行う回路とを備えており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、さらに、入力アナログ量を積分して出力する充電回路と上記充電回路に電流を供給する第３の基準電流源を備えており、
上記第３の基準電流源が備える上記抵抗は、上記発光ダイオードの発光出力の温度依存性を補正する上記温度係数を有しており、
上記第１のアナログ−デジタル変換回路は、上記発光ダイオードを駆動しないときに上記第１の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力する一方、上記発光ダイオードを駆動するときに上記第３の基準電流源を使用して上記第１の検出結果を出力し、
上記発光ダイオードを駆動しないときに、上記第１の検出結果および上記第２の検出結果から上記第２のフォトダイオードによる可視波長域の受光強度を検出し、
上記発光ダイオードを駆動するときに、上記第１の検出結果から、上記発光ダイオードから放射され物体から反射されて上記第１のフォトダイオードによって受光された赤外波長域の光の受光強度を検出することによって上記物体までの距離を検知することを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
【請求項５】
上記第１の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数と、上記第２の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数とは互いに異なっていることを特徴とする請求項１から４までのいずれか１項に記載の光センサ。
【請求項６】
上記第１の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数は３０００ｐｐｍ／℃であり、上記第２の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数は−１００ｐｐｍ／℃であることを特徴とする請求項５に記載の光センサ。
【請求項７】
上記第３の基準電流源が備える上記抵抗の温度係数は５０００ｐｐｍ／℃であることを特徴とする請求項２から４までのいずれか１項に記載の光センサ。
【請求項８】
上記積分型アナログ−デジタル変換回路は、
比較器であって、上記充電回路による上記入力アナログ量の積分出力を上記比較器に入力される基準電圧と比較して、上記積分出力が上記比較器に入力される基準電圧以下であることを示す第１の出力レベルと上記積分出力が上記比較器に入力される基準電圧を超えることを示す第２の出力レベルとからなるパルス信号を出力する比較器と、
上記比較器に入力される基準電圧の供給端子と上記充電回路の出力との間の導通と遮断とを切り替える第１のスイッチと、
アナログ−デジタル変換に使用される上記基準電流源の出力と上記充電回路の入力との間の導通と遮断とを切り替える第２のスイッチと、
アナログ−デジタル変換動作を制御するとともに、アナログ−デジタル変換期間に上記比較器が出力したパルスの数に応じたデジタル値を出力する一方、上記比較器の出力が上記第１の出力レベルから上記第２の出力レベルへと変化するごとに上記第２のスイッチを導通させるとともに、上記比較器の出力が上記第２の出力レベルから上記第１の出力レベルへと変化するごとに上記第２のスイッチを遮断させる制御回路と備えていることを特徴とする請求項１から７までのいずれか１項に記載の光センサ。
【請求項９】
請求項１から８までのいずれか１項に記載した光センサと、画面を表示する液晶パネルと、上記液晶パネルを照射するバックライトと、上記光センサの出力に基づいて上記バックライトの輝度を制御するバックライト制御部とを備えていることを特徴とする携帯電話。
【請求項１０】
請求項１から８までのいずれか１項に記載した光センサと、画面を表示する液晶パネルと、上記液晶パネルを照射するバックライトと、上記光センサの出力に基づいて上記バックライトの輝度を制御するバックライト制御部とを備えていることを特徴とするデジタルカメラ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２０１２−２３１０３１（Ｐ２０１２−２３１０３１Ａ）
【公開日】平成２４年１１月２２日（２０１２．１１．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−９８６６２（Ｐ２０１１−９８６６２）
【出願日】平成２３年４月２６日（２０１１．４．２６）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１１月２２日（２０１２．１１．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年４月２６日（２０１１．４．２６）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
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