照明用低圧電源回路、照明装置および照明用低圧電源出力方法
【課題】負荷電流をほぼ一定に制御しつつ、１に近い力率を得られる小型で低価格なＬＥＤなどの照明用低圧電源回路を得る。
【解決手段】交流電源を整流回路１により整流して、力率制御回路２により、照明用低圧電源を出力する照明用低圧電源回路において、前記力率制御回路２が、降圧型からなり、かつ電流制限機能を有する。
【解決手段】交流電源を整流回路１により整流して、力率制御回路２により、照明用低圧電源を出力する照明用低圧電源回路において、前記力率制御回路２が、降圧型からなり、かつ電流制限機能を有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、照明用低圧電源回路、照明装置および照明用低圧電源出力方法に関し、特に有機ＥＬやＬＥＤなどの直流点灯光源を用いた照明用低圧電源回路、照明装置および照明用低圧電源出力方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、高輝度ＬＥＤや有機ＥＬなどの開発が進んでおり、照明用途にも近いうちに使われようとしている。高輝度ＬＥＤや有機ＥＬは、蛍光灯と比較してまだ発光効率は低いものの、小型化、薄型化、長寿命化が可能と言われていることや、何より水銀レスが可能であることが照明用光源として有望視されている。
【０００３】
また、高輝度ＬＥＤや有機ＥＬは、どちらも直流駆動素子であり、これら直流駆動素子に直流電流を流すことにより発光する素子である。従って、この直流駆動素子を家庭用の交流電源を用いて発光させるためには、交流電源を直流電源に変換する電源を必要がある。また、高輝度ＬＥＤや有機ＥＬは、どちらも一定電流を流すことによって安定に発光する素子であるので電流を制限する回路が必要である。なお、これら直流駆動素子の発光効率が劇的に向上しない限り、これら直流駆動素子を照明装置として使用するには５０〜２００Ｗの電力が必要になる。
【０００４】
一方、電力の大きな照明装置は力率改善回路を備えている必要がある。従来、一般的に用いられている力率改善回路は、昇圧型である。この力率改善回路は、出力電圧が電源が１００Ｖの場合、２００〜３００Ｖの直流電圧となり、そのままではＬＥＤなどの低電圧素子には使用できない。そのため、その直流電圧出力をさらに電流制限回路で一定電流に制限すると共に、ＬＥＤの駆動電圧まで電圧を降下させて点灯させるのが最も単純な方法である。しかし、その場合には、回路規模が大きくなり、低価格化の障害になる。
【０００５】
従来用いられている力率改善回路は昇圧回路であるため、その出力電圧はＡＣ電源電圧ＶＡＣの最大瞬時値よりも高い必要が有る。例えば、電源電圧が１００Ｖの場合、２００Ｖ〜３００Ｖと設定される。一方、ＬＥＤの順方向電圧降下は２〜４Ｖ、有機ＥＬでも１０〜２０Ｖと低く、複数個の素子を直列に駆動したとしてもあまりに力率改善回路の出力電圧が高いため、力率改善回路によるこれらの素子に直接駆動は困難であった。
【０００６】
従って、従来例では力率改善回路の後に、定電流回路を挿入して、一定電流をＬＥＤなどの負荷に供給すると同時に、力率改善回路の高い出力電圧をＬＥＤなどの負荷の低い駆動電圧にまで下げる回路を必要としていた。従って回路が複雑になり、部品点数が増し、価格を低くできないという問題が有った。
【０００７】
従来例１の回路構成を、図４のブロック図に示す。図４の左約半分は力率改善回路であり、図４の右約半分は定電流回路である。また、図５（ａ）（ｂ）は図４の力率制御回路および電流制御回路のブロック図、図６（ａ）〜（ｆ）は図４，５の動作を説明する波形図である。
【０００８】
この図４の力率改善回路の主要部は、ダイオードブリッジ１と、トランスＴ１と、スイッチ素子Ｑ１と、このスイッチ素子Ｑ１を制御する力率制御回路２ａと、出力フィルタ３とから構成される。この力率改善回路は、ＡＣ電源電圧ＶＡＣ（図６（ａ））と電源電流ＩＡＣの位相を制御して力率を改善する。力率改善回路の出力Ｖ７は、図４の右約半分である定電流回路に供給され、負荷６のＬＥＤに流れるＬＥＤ電流ＩＬＥＤを一定値に制御する。
【０００９】
図５（ａ）は図４の力率制御回路２ａの詳細を説明するブロック図である。この力率制御回路２ａは、乗算器１１、基準電源１２ａ、誤差増幅器１４ａ、比較器１６ａ、ドライバ１７ａ、ゼロ電流検出器１８、フリップフロップ１９から構成される。
【００１０】
力率改善回路の出力Ｖ７は、抵抗Ｒ５とＲ６で分圧された出力分圧Ｖ３（図６（ｃ））として、制御ＩＣの力率制御回路２ａにフィードバックされる。この出力分圧Ｖ３は、基準電源１２ａの基準電圧と誤差増幅器１４ａで比較され、その差が増幅されて乗算器１１の一方の入力端子に印加される。乗算器１１のもう一方の入力端子には、ＡＣ入力であるＶＡＣをダイオードブリッジ１（Ｄ１）によって全波整流し抵抗Ｒ１とＲ２によって適当な値に分圧された電圧Ｖ２（図６（ｂ））が加わる。乗算器１１は、これらの電圧を乗算した電圧Ｖ４（図６（ｄ））を発生し、比較器１６ａの一方の端子に出力する。従って、乗算器１１の出力Ｖ４は、ＡＣ電源電圧ＶＡＣに相似で、振幅が力率改善回路の出力電圧Ｖ７に比例した電圧となる。
【００１１】
比較器１６ａのもう一方の入力端子には、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流値ＩＱ１を抵抗Ｒ６によって電圧値に変換した変換電圧Ｖ８（図６（ｄ））が加わる。スイッチ素子Ｑ１は、トランスＴ１に流れる電流ＩＴ１が０になった時点から変換電圧Ｖ８が乗算電圧Ｖ４に達するまでの間ＯＮとなる。その間、電流はほぼ直線的に増加するが、その増加の割合はトランスＴ１の一次インダクタンスと電源電圧ＶＡＣの瞬時値によって決まる。
【００１２】
上記ＯＮ期間が終了し、スイッチ素子Ｑ１がＯＦＦすると、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流は瞬時に０になり、鋸歯状波になるが、トランスＴ１の一次巻線には一次インダクタンスで決まる減少電流がある期間流れた後、０になる電流が流れる（図６（ｅ）のＩＴ１）。このトランスＴ１はゼロ電流検出も行うが、同時に昇圧チョッパ回路のインダクタンスとして、エネルギーの変換（すなわち電圧の変換）の機能がある。
【００１３】
これを繰り返してトランスＴ１の一次巻線には三角波状の断続電流が流れる。なお、電圧Ｖ８の高周波数は、ＶＡＣの周波数より十分大きい周波数となるように部品を選び、通常２０〜２００ｋＨｚである。
【００１４】
比較器１６ａの出力は、フリップフロップ１９のリセット端子に供給される。このフリップフロップ１９は、セットされている間スイッチ素子Ｑ１はＯＮとなる。この比較器１６ａにより前述の電圧Ｖ４と電圧Ｖ８が比較され、電圧Ｖ４よりも電圧Ｖ８が大きくなると、比較器１６ａの出力が反転してフリップフロップ１９をリセットし、スイッチ素子Ｑ１をＯＦＦにする。
【００１５】
また、スイッチ素子Ｑ１がＯＦＦになった瞬間に、トランスＴ１の一次巻線には逆起電力が発生し、ダイオードＤ３を通じてコンデンサＣ３を充電する。この充電電流が流れている間は、スイッチ素子Ｑ１がＯＦＦになった後もトランスＴ１の一次巻線には徐々に減少する電流ＩＴ１が流れ続ける。
【００１６】
トランスＴ１の一次巻線に流れる電流ＩＴ１がゼロになったことを、トランスＴ１の二次巻線とゼロ電流検出器１８によって検出する。ゼロ電流検出器１８が、電流ＩＴ１がゼロになったことを検出すると、フリップフロップ１９をセットしてスイッチ素子Ｑ１をＯＮにする。
【００１７】
以上の動作を繰り返すことによって、トランスＴ１の一次巻線に流れる電流ＩＴ１の平均値、すなわち電源入力電流ＩＡＣの位相はＡＣ電源電圧ＶＡＣの位相に等しくなり（図６（ｆ））、力率はほぼ１に制御される。
【００１８】
また、力率制御回路２ａにはその出力電圧Ｖ７がフィードバックされるから、力率制御回路２ａの出力電圧Ｖ７は略一定値に制御され、その大きさはＡＣ電源電圧が１００Ｖの場合、通常２００〜３００Ｖに設定される。
【００１９】
また、定電流回路部は、広く用いられているチョッパ型の降圧回路からなり、定電流回路部は、電流制御回路７と、スイッチ素子Ｑ２、フィルタ３とから構成される。図５（ｂ）は、図４の電流制御回路７の詳細を説明するブロック図である。この電流制御回路７は、基準電源２２、誤差増幅器２３、鋸歯状波発振器２１、比較器２４、ドライバ２５から構成される。
【００２０】
電流制御回路７は、負荷電流を抵抗Ｒ４により電圧Ｖ９として検出し、誤差増幅器２３の一方に入力する。誤差増幅器２３の他方には基準電源２２からの基準電圧が入力される。この誤差増幅器２３の出力は、比較器２４で、鋸歯状波発振器２１の出力と比較され、比較器２４の出力はドライバ２５を介して出力され、スイッチ素子Ｑ２を駆動する。
【００２１】
このスイッチ素子Ｑ２が、チョッパ型の降圧回路となっている。電流制御回路７は、負荷（ＬＥＤ）電流ＩＬＥＤを抵抗Ｒ４で電圧に変換した電圧Ｖ９をフィードバックすることにより、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤを一定に保つと同時にＬＥＤの駆動に適した低電圧を出力する。
【００２２】
この従来例１の回路は、前述のように、力率改善回路の後に、定電流回路を挿入して、高い出力電圧を降下させて、定電流をＬＥＤなどの負荷に供給していた。そのためこの回路を構成するための、高耐圧部品のスイッチング素子、ダイオード、コイル、大型のコンデンサなどを必要とし、装置が大型化するという不都合があった。すなわち、回路が複雑になり、部品点数が増し、価格を低くできないという問題があった。
【００２３】
また、他の従来例２として、特許文献１に示された放電灯点灯装置がある。この放電灯点灯装置は、出力回路を簡易化したもので、図７のブロック図に示されている。この放電灯点灯装置は、ダイオードブリッジ１ａ、昇降圧コンバータ３１、極性切換回路３２、始動パルス発生回路３３、制御電源回路３４、制御部３５から構成される。 ダイオードブリッジ１ａは商用交流ＡＣを全波整流し、昇降圧コンバータ３１は全波整流された電圧の昇圧および降圧を行い、極性切換回路３２はスイッチ素子Ｑ３ａ〜ｄから構成されて放電灯６ａに流れる電流の極性を切り変える。また、始動パルス発生回路３３は高圧パルスを発生させて負荷６ａの放電灯を始動させる。
【００２４】
また、昇降圧コンバータ３１は、スイッチング素子Ｑ２、トランスＴ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２から構成されている。また、制御部３５は、商用交流のゼロクロスを検出する検出回路４１、昇降圧コンバータ３１を制御する制御回路４２、電流検出抵抗Ｒ４による放電灯の電流を検出する電流検出部４３、始動パルス発生回路３３を制御する始動パルス制御回路４４、目標電流演算回路４５、極性切換回路３２を制御する極性切換制御回路４５から構成されている。
【００２５】
この放電灯点灯装置の動作を説明する。まず、商用交流電源から電力が供給されると、制御電源回路３４が制御部３５への制御電源を生成して供給し、制御部３５が動作を開始する。制御部３５では、始動パルス制御回路４４が始動パルス発生回路３３を制御し、放電灯に高圧パルスを印加して放電灯６ａを点灯させる。
【００２６】
放電灯６ａが点灯すると、電流検出抵抗Ｒ４に電流が流れ始め、この電流を電流検出回路４３が検出する。一方、目標電流演算回路４５では目標電流が演算される。そこで、極性切換制御回路４６は、電流検出回路４３により検出された電流と目標電流演算回路４５により演算された目標電流を比較し、検出電流と目標電流が等しくなるように昇降圧コンバータ３１を制御し、フィードバック制御を行う。
【００２７】
昇降圧コンバータ３１では、スイッチング素子Ｑ１は数十ｋＨｚの高周波でＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、スイッチング素子Ｑ１がＯＮ状態の場合にはトランスＴ１の一次側に電流が流れて、トランスＴ１にエネルギーが蓄積される。一方、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ状態の場合には、蓄えられたエネルギーがトランスＴ１の二次側に電力として放出される。放出された電力は、数十ｋＨｚの高周波なので、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２により高周波成分が除去されて放電灯に供給される。
【００２８】
そこでコンバータ制御回路４２は、目標電流演算回路４５による目標電流よりも電流検出回路４３による検出電流が少ない場合には、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ状態の時間を増やすことにより、二次側に放出される電力を増加させ、放電灯６ａに流れる電流を増やす。また、目標電流より検出電流が大きい場合には、スイッチング素子Ｑ２のＯＮ状態の時間を減らすことにより、二次側に放出される電力を減少させ、放電灯６ａに流れる電流を減らす。これらの動作を高速で行うことにより、放電灯の電流が目標電流と一致するように制御する。
【００２９】
次に、極性切換制御回路４６は、極性切換回路３２を制御し、スイッチ素子Ｑ３ａ，Ｑ３ｄの組とスイッチング素子Ｑ３ｃ，Ｑ３ｂの組を交互にＯＮ状態にさせることにより、昇降圧コンバータ３１から出力された直流電流を交流電流とし、放電灯に流す。そこで、検出回路４１は、商用交流電源における電圧の周期的な変化において、零ボルトになった場合にゼロクロス検出信号を出力する。
【００３０】
目標電流演算回路４５は、ゼロクロス検出回路４１からのゼロクロス検出信号を受け、商用交流電圧波形に対して、０度および１８０度付近では目標電流値を小さく、９０度および２７０度付近では目標電流値を大きくなるように目標電流を演算する。制御部３５は、検出回路４１からのゼロクロス検出信号を受け、スイッチング素子５ａ、５ｄの組はＯＮ状態とＯＦＦ状態を切り替え、スイッチング素子５ｃ、５ｂの組はＯＮ状態とＯＦＦ状態を切り替える。
【００３１】
これにより、放電灯６ａに流れる電流は、極性が０度、１８０度で切り換えられ、商用交流電源ＶＡＣに同期した正弦波状の電流となる。商用交流電源ＶＡＣから放電灯点灯装置に流れ込む電流と放電灯６ａに流れる電流は比例関係にあるので、放電灯点灯装置の入力電流も商用交流電源に同期した正弦波状の電流となり、入力力率が高くなり、また、昇圧インバータのような力率改善回路が不要であるため、小型で安価な放電灯点灯装置を得ることができる。
【００３２】
【特許文献１】再特ＷＯ２００１−０６０１２９号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３３】
しかし、この従来技術（従来例１）では、照明装置として使用するには、５０〜２００Ｗの電力が必要になる。このように電力の大きな照明装置は、力率改善回路を備える必要がある。この力率改善回路の出力はさらに電流制限回路で一定電流にしているが、前述のとおり回路規模が大きくなり、低価格化の障害になる。
【００３４】
そこで本発明では、力率改善回路に電流制限機能も持たせることを検討した。この方法であると、発光素子に流れる電流のフィードバックの時定数は交流電源の周期に比べて十分大きくとる必要があるので、発光素子に流れる電流の急激な変化には追従できないという欠点がある。また、どうしても交流電源のリップル成分が発光素子電流に乗ることは避けられず、多少の輝度リップルが出るという欠点もある。これらは、いずれも電流制限回路を別に設ける方法では表れない欠点である。
【００３５】
また、特許文献１（従来例２）の場合は、出力回路を簡易化した電灯点灯装置が示されているが、放電灯点灯のための回路であるため、極性切替え回路によって放電灯に流れる電流の極性を切り替える交流点灯装置となっている。そのため、主要な目的である力率を改善するためには極性の切換えを商用電源の周波数に同期して行う必要があり、極性切替えが不可欠の要素技術である。そのため直流駆動素子であるＬＥＤや有機ＥＬの点灯を目的としたものには使用することが出来ない。
【００３６】
本発明の主な目的は、負荷電流をほぼ一定に制御し、１に近い力率を得られると共に、小型で低価格な照明用低圧電源回路、照明装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
本発明の構成は、交流電源を整流回路により整流して、力率制御回路により、照明用低圧電源を出力する照明用電源回路において、前記力率制御回路が、降圧型からなり、かつ電流制限機能を有することを特徴とする。
【００３８】
本発明において、力率制御回路が、整流回路の出力および電源電流の検出出力により駆動されると共に、前記力率制御回路からの制御出力により切替えられるスイッチング素子と、このスイッチング素子の出力により制御される降圧型のトランスと、このトランスの出力を整流しかつ受動素子により高周波成分をフィルタする簡易出力回路と、この簡易出力回路の出力電流から前記電源電流の検出出力を得る電流検出回路とを含むことができ、また、トランスは、一入力端がスイッチング素子の出力に接続されると共に他の入力端が整流回路の出力に接続されることができ、また、力率制御回路が、負荷電流の検出出力を所定基準値と比較してその誤差を増幅し、この増幅出力と整流回路の出力とを乗算し、この乗算出力と所定高周波信号とを比較し、この比較出力によりスイッチング素子を駆動することができ、また、所定高周波信号が２０〜２００ＫＨｚの鋸歯状波信号からなる ことができる。
【００３９】
本発明の照明装置の構成は、上述した照明用電源回路を、照明用光源に接続して用いたことを特徴とする。
【００４０】
本発明において、照明用光源が、有機ＥＬやＬＥＤなどの直流点灯光源であることができる。
【００４１】
本発明の照明用低圧電源出力方法の構成は、交流電源を整流回路により整流して、この整流出力を力率制御回路により制御し、照明用低圧電源を出力する照明用電源出力方法において、前記力率制御回路が、降圧型回路からなり、かつ電流制限機能を有することを特徴とする。
【００４２】
本発明において、力率制御回路が、整流回路の出力および電源電流の検出出力により駆動されると共に、前記力率制御回路からの制御出力によりスイッチング素子を切換駆動し、このスイッチング素子の出力により降圧型のトランスを制御し、このトランスの出力を整流しかつ受動素子により高周波成分をフィルタして電源電流を出力し、前記電源の出力電流から前記負荷電流検出出力を得ることができ、また、力率制御回路が、負荷電流の検出出力を所定基準値と比較してその誤差を増幅し、この増幅出力と整流回路の出力を乗算し、この乗算出力と所定高周波信号とを比較し、この比較出力によりスイッチング素子を駆動することができる。
【００４３】
本発明の照明方法の構成は、上述の照明用電源出力方法により得られた照明用電源出力で照明用光源を駆動して照明することを特徴とする。
【００４４】
本発明において、照明用光源に、有機ＥＬやＬＥＤなどの直流点灯光源を用いることが出来る。
【発明の効果】
【００４５】
以上説明したように、本発明の構成によれば、降圧型の力率制御回路に負荷に流れる電流をフィードバックさせ、この力率制御回路に負荷に流れる電流を制限する機能を持たせているので、別個に負荷に流れる電流を制限する回路を設ける必要が無く、小型で低価格な照明用低圧電源回路および照明装置を構成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４６】
図１は本発明の一実施形態の照明用電源回路のブロック図、図２（ａ）〜（ｆ）は本実施形態の照明用電源回路の動作を説明する波形図である。この図１に示すように、本実施形態の対象とする被駆動素子は、直流で駆動できる有機ＥＬやＬＥＤなどの電流制御型発光素子であればよいので、以下の説明ではＬＥＤを被駆動素子として説明する。
【００４７】
本実施形態の特徴は、降圧型の力率制御回路にＬＥＤに流れる電流の制限機能を持たせたことである。すなわち、本実施形態の照明用電源回路は、交流電源ＶＡＣを整流回路１により整流して、この整流出力を力率制御回路２により制御し、照明用低圧電源を出力する照明用低圧電源回路において、前記力率制御回路２が、降圧型回路からなり、かつ電流制限機能を有することを特徴としている。
【００４８】
なお、有機ＥＬやＬＥＤなどの電流制御型発光素子は、一定の電流をＬＥＤやＥＬに流すと、それらが持つ順方向電圧降下で出力電圧は決まってしまうので、出力電圧をフィードバックして制御する必要はない。
【００４９】
更に、整流出力を力率制御回路２により制御するとは、整流回路の出力および電源電流の検出出力により駆動して照明用低圧電源を出力することである。また、力率制御回路２の電流制限機能とは、電源電流の検出出力を所定基準値と比較して駆動することにより、出力電流が一定になるよう制御された照明用低圧電源を出力することである。
【００５０】
本実施形態の照明用電源回路は、力率制御回路２と、この力率制御回路２からの制御出力により切替えられるスイッチング素子Ｑ１と、このスイッチング素子Ｑ１の出力により制御される降圧型のトランスＴ１と、このトランスＴ１の出力をダイオードＤ２により整流しかつ受動素子（インダクタＬ２，コンデンサＣ２）により高周波成分をフィルタする簡易出力回路と、この簡易出力回路の出力電流から前記電源電流の検出出力を得る電流検出回路（抵抗Ｒ４とＶ−Ｉ変換回路４）とをさらに含むものである。
【００５１】
この図１の照明用電源回路の主要部は、ダイオードブリッジ１と、トランスＴ１と、スイッチ素子Ｑ１と、このスイッチ素子Ｑ１を制御する力率制御回路２と、ダイオードＤ２と、出力フィルタ３と、Ｖ−Ｉ変換回路４、フォトカップラ５から構成される。
【００５２】
図１において、まず交流電源ＶＡＣ（図２（ａ））は、ダイオードブリッジ１により全波整流される。この全波整流出力Ｖ１はトランスＴ１の一次巻線を介してスイッチング素子Ｑ１の一端に接続される。また、力率制御回路２は、制御ＩＣから構成され、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング時間を制御することによって、交流電源ＶＡＣとそれに流れる電源電流ＩＡＣの位相を制御して力率を改善する。スイッチング素子Ｑ１は、力率制御回路２によってＯＮ／ＯＦＦ制御され、トランスＴ１の一次電流を断続する。トランスＴ１は、断続する一次電流によるエネルギーを二次側に伝達すると共に、一次巻線と二次巻線の比に相当する昇圧比で二次巻線に電圧を発生する。
【００５３】
ダイオードブリッジ１によって整流された全波整流電圧Ｖ１は、抵抗Ｒ１とＲ２により適当な値に分圧され、この分圧電圧Ｖ２が力率制御回路２の端子ＦＢ１に供給される（図２（ｂ））。
【００５４】
また、トランスＴ１の二次電圧は、ダイオードＤ２により整流される。この整流出力は、さらにインダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる出力フィルタ３を介して負荷６のＬＥＤに供給される。出力フィルタ３は整流された電圧をリップルの少ない直流に変換される。
【００５５】
負荷６のＬＥＤは、照明装置の光源となる発光ダイオードで、単独又は複数個を直列接続として用いられる。負荷６の帰還ラインには抵抗Ｒ４が設けられ、抵抗Ｒ４はＬＥＤに流れる電流ＩＬＥＤを検出する。この負荷６で検出された出力は、Ｖ−Ｉ変換回路５で電流に変換された後、フォトカップラ５を通じて力率制御回路２の端子ＦＢ２に帰還電圧Ｖ３（図２（ｃ））としてフィードバックされる。
【００５６】
なお、抵抗Ｒ３を直列接続したフォトカップラ５は、力率制御回路２の端子ＲＥＦからの基準電圧が供給され、その直列接続端から帰還電圧Ｖ３を出力し、力率制御回路２の端子ＦＢ２に供給する。力率制御回路２は、これら分圧電圧Ｖ２と帰還電圧Ｖ３とを入力してスイッチ素子Ｑ１を制御する。
【００５７】
本実施形態の照明用低圧電源回路は、図１のように、照明用低圧電源出力を負荷６のＬＥＤに接続し、交流電源を供給する。この照明用低圧電源回路からの照明用低圧電源出力により、ＬＥＤが駆動されると、ＬＥＤを発光させることができるので、照明装置として使用することが出来る。
【００５８】
本実施形態の照明用低圧電源出力方法としては、交流電源を整流回路１により整流して、この整流出力を力率制御回路２により制御し、照明用低圧電源を出力することができる。また、照明方法としては、上述の照明用電源出力方法により得られた照明用電源出力で照明用光源を駆動して照明することができる。
【００５９】
本実施形態では、電源回路の力率制御回路２を降圧型として電流制限機能も持たせることとしている。通常、このような構成の場合、発光素子に流れる電流のフィードバックの時定数は交流電源の周期に比べて十分大きくとる必要があるので、発光素子に流れる電流の急激な変化には追従できないという問題がある。また、どうしても交流電源のリップル成分が発光素子電流に乗ることは避けられず、多少の輝度リップルが出るという問題もある。しかし、照明装置として一定輝度で使用することを考えると、発光素子電流の急激な変化が起こるとは考えにくく、また多少の輝度リップルがあったとしても、電源回路の実用上差し支えのない場合が多いので、簡易型構成とし、コストダウンを図っている。
【００６０】
通常、力率改善回路２は、出力電圧をフィードバックしてほぼ一定値に保つように動作するが、本実施形態は、このフィードバックを電流値のフィードバックとしただけなので、簡易に構成できるという特徴がある。
【００６１】
従来の力率制御回路には、多くの場合、昇圧形の回路が用いられてきた。その場合には、ＡＣ電源電圧の最大瞬時値よりも力率制御回路の出力電圧が高く、蛍光灯などの高い電圧を必要とする点灯回路には適していた。しかし、ＬＥＤや有機ＥＬのように低電圧素子を駆動するには適しておらず、力率改善回路の後に電圧をそれらの負荷に適した電圧まで下げるための回路が必要であった。
【００６２】
本実施形態では、力率制御回路２に降圧型の回路を用いているため、別個に電圧を下げる回路を必要とせず、さらに負荷ＬＥＤに流れる電流を一定に制御する機能も力率制御回路に持たせたため、回路を簡素化することができる。
【００６３】
このようにして、本実施形態では、力率制御すると同時に、光源である負荷ＬＥＤに流れる電流ＩＬＥＤの大きさに応じた信号を制御回路にフィードバックしているので、本実施形態による電源回路は、力率を改善すると共に、ＬＥＤに常に一定の大きさの電流を流すように動作している。このような構成によって、別個にＬＥＤの電流を制限する電流制限回路を設ける必要が無いので、小型で低価格なＬＥＤ照明装置の電源回路を構成することができる。
【００６４】
本実施形態によれば、別個に電流制限回路を設けることなく、より簡単な回路構成で所望のＬＥＤ照明装置を実現できることから、小型で低価格なＬＥＤの照明装置用電源回路を実現できる。
【００６５】
さらに、力率改善回路を備えているため電源電流が低く抑えられ、大きな出力の照明装置であっても電源配線に与える負担を軽減することができる。
【実施例１】
【００６６】
図１の実施形態において、図１に用いる力率制御回路２の詳細を説明したものが、第１の実施例である。図３は図１に用いる力率制御回路２の実施例を説明するブロック図である。この力率制御回路２は、乗算器１１、基準電源１２、分圧器１３、誤差増幅器１４、鋸歯状波発振器１５、比較器１６、ドライバ１７から構成される。本実施例は、力率制御回路２が、負荷電流の検出出力を所定基準値と誤差増幅器１４で比較してその誤差を増幅し、この増幅出力と整流回路の出力を乗算器１１で乗算し、この乗算出力と所定高周波信号とを比較器１６で比較し、この比較出力によりスイッチング素子Ｑ１を駆動する。
【００６７】
次に、図１〜図３を用いて本実施例による電源回路の詳細な動作を説明する。負荷６に流れる電流ＩＬＥＤは、抵抗Ｒ４で電圧に変換された後、Ｖ−Ｉ変換回路４やフォトカプラ５を通じて帰還電圧Ｖ３（図２（ｃ））として力率制御回路２に入力される。この帰還電圧Ｖ３は誤差増幅器１４によって基準電圧と比較され、その差の電圧が増幅されて乗算器１１の一方の入力端子に印加される。乗算器１１のもう一方の入力端子には、分圧電圧Ｖ２が加わる。乗算器１１は、これらの電圧を乗算した電圧Ｖ４を発生し、比較器１６の一方の端子に出力する。従って、乗算器１１の出力Ｖ４は、ＡＣ電源電圧ＶＡＣに相似で、振幅がＬＥＤに流れる電流ＩＬＥＤに比例した電圧となる（図２（ｄ）（ｅ）のＶ４）。
【００６８】
比較器１６の他方の端子には、鋸歯状波発生器１５で発生する一定の周期と振幅の鋸歯状波（図２（ｄ）（ｅ）のＶ５）が加わる。この鋸歯状波の周波数は、従来例と同様に、通常２０〜２００ｋＨｚである。比較器１６では、これらの入力電圧を比較して出力にパルス幅変調されたパルスを発生する。比較器１６の出力はドライバ１７で電力増幅されスイッチング素子Ｑ１のゲートを駆動する（図２（ｆ））。従って、スイッチング素子Ｑ１は、比較器１６によって発生するパルス幅変調されたパルス信号でトランスＴ１に流れる電流を断続する。
【００６９】
このような構成をとることによって、トランスＴ１の一次側に流れる電流の平均値、すなわち交流電源の入力電流ＩＡＣの位相（図２（ａ））は、交流電圧ＶＡＣの位相に極めて近くなり力率は１に近くなる。
【００７０】
力率制御回路２の端子ＦＢ１に印加された電圧Ｖ２は、図２（ａ）に示すように、電源電圧ＶＡＣと同じ位相の半波整流波形である。また、電流ＩＬＥＤは、図２ （ｂ ）に示すように、ほぼ直流電流となる。このため、電流ＩＬＥＤに対応するフィードバック信号Ｖ３もほぼ直流の電圧となる。電圧Ｖ２とＶ３は力率制御回路２の内部の乗算器で乗算された後、電圧Ｖ３と比較され、ＧＡＴＥ端子からスイッチング素子Ｑ１をスイッチする信号として出力される。つまり、力率制御回路２には、電圧Ｖ３とＶ２がフィードバックされるが、電圧Ｖ３のフィードバックの時定数を大きく、電圧Ｖ２のフィードバックの時定数を小さく設定することにより、短い時間スパンでは電圧Ｖ２に追従し、長い時間スパンでは電圧Ｖ３、つまり平均電流ＩＬＥＤを一定にするように動作する。
【００７１】
その結果、電源電流としては、平均すると図２（ａ）に示すように、電源電圧ＶＡＣと位相の一致した電流ＩＡＣが流れ、力率はほぼ１に近い値となる。また、ＬＥＤ１には所望のほぼ一定な電流が流れる。
【実施例２】
【００７２】
図１の第１の実施例では、スイッチ素子Ｑ１としてＦＥＴを示し、またフィードバック信号の伝達素子として、ＬＥＤとフォトトランジスタを内蔵したフォトカプラ５を示している。この他の実施例として、スイッチ素子Ｑ１として、トランジスタやＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのスイッチング素子も適用可能である。また、フォトカプラの代わりに、発光素子と受光素子間が電気的に絶縁され、かつ信号の伝達が可能であれば発光素子や受光素子の種類を問わず適用可能である。なお、図１の実施例では、トランスＴ１とフォトカプラ５により、一次側と二次側を電気的に分離している。この分離は使い勝手の良さを優先するためであるが、分離することは、本実施例の機能を実現する上での不可欠な要素ではない。
【産業上の利用可能性】
【００７３】
本発明は、有機ＥＬやＬＥＤを光源として用いた照明装置の電源装置に応用することができる。また、現在は商品化された例は少ないが、今後読書灯や案内灯や装飾照明、さらには蛍光灯に代わる一般家庭用照明装置や店舗用照明に用途が広がるものと考えられる。
【００７４】
照明装置として、これらの光源を用いる場合には、電源装置として、１）電源が交流であり、２）電源電流が大きい場合には力率改善回路が必要であり、さらに３）小型で低価格であることが求められる。本発明によれば、これらの条件をもつ照明用低圧電源回路、照明装置が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】本発明の第１の実施形態を説明する電源回路のブロック図である。
【図２】（ａ）〜（ｆ）は図１の動作を説明する波形図である。
【図３】図１の力率改善制御回路の部分の具体例のブロック図である。
【図４】従来例の一般の電源回路を説明するブロック図である。
【図５】（ａ）（ｂ）は図４の力率改善制御回路、電流制御回路の部分のブロック図である。
【図６】（ａ）〜（ｆ）は図５の動作を説明する波形図である。
【図７】他の従来例の電源回路を説明するブロック図である。
【符号の説明】
【００７６】
１，１ａ ダイオードブリッジ
２，２ａ 力率制御回路
３ 出力フィルタ
４ ＶーＩ変換回路
５ フォトカップラ
６ 負荷（ＬＥＤ）
６ａ 負荷（放電灯）
７ 電流制御回路
１１ 乗算器
１２，１２ａ，２２ 基準電源
１３ 分圧器
１４，１４ａ，２３ 誤差増幅器
１５，２１ 鋸歯状波発振器
１６，１６ａ，２４ 比較器
１７ ドライバ
１８ ゼロ電流検出器
１９ フリップフロップ
３１ 昇降圧コンバータ
３２ 極性切換回路
３３ 始動パルス発生回路
３４ 制御電源回路
３５ 制御部
４１ ゼロクロス検出回路
４２ コンバータ制御回路
４３ 電流検出回路
４４ 始動パルス制御回路
４５ 目標電流演算回路
４６ 極性切換制御回路
Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード
Ｌ１，Ｌ２ インダクタ
Ｑ１，Ｑ２ スイッチ素子
Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗
Ｔ１ トランス
【技術分野】
【０００１】
本発明は、照明用低圧電源回路、照明装置および照明用低圧電源出力方法に関し、特に有機ＥＬやＬＥＤなどの直流点灯光源を用いた照明用低圧電源回路、照明装置および照明用低圧電源出力方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、高輝度ＬＥＤや有機ＥＬなどの開発が進んでおり、照明用途にも近いうちに使われようとしている。高輝度ＬＥＤや有機ＥＬは、蛍光灯と比較してまだ発光効率は低いものの、小型化、薄型化、長寿命化が可能と言われていることや、何より水銀レスが可能であることが照明用光源として有望視されている。
【０００３】
また、高輝度ＬＥＤや有機ＥＬは、どちらも直流駆動素子であり、これら直流駆動素子に直流電流を流すことにより発光する素子である。従って、この直流駆動素子を家庭用の交流電源を用いて発光させるためには、交流電源を直流電源に変換する電源を必要がある。また、高輝度ＬＥＤや有機ＥＬは、どちらも一定電流を流すことによって安定に発光する素子であるので電流を制限する回路が必要である。なお、これら直流駆動素子の発光効率が劇的に向上しない限り、これら直流駆動素子を照明装置として使用するには５０〜２００Ｗの電力が必要になる。
【０００４】
一方、電力の大きな照明装置は力率改善回路を備えている必要がある。従来、一般的に用いられている力率改善回路は、昇圧型である。この力率改善回路は、出力電圧が電源が１００Ｖの場合、２００〜３００Ｖの直流電圧となり、そのままではＬＥＤなどの低電圧素子には使用できない。そのため、その直流電圧出力をさらに電流制限回路で一定電流に制限すると共に、ＬＥＤの駆動電圧まで電圧を降下させて点灯させるのが最も単純な方法である。しかし、その場合には、回路規模が大きくなり、低価格化の障害になる。
【０００５】
従来用いられている力率改善回路は昇圧回路であるため、その出力電圧はＡＣ電源電圧ＶＡＣの最大瞬時値よりも高い必要が有る。例えば、電源電圧が１００Ｖの場合、２００Ｖ〜３００Ｖと設定される。一方、ＬＥＤの順方向電圧降下は２〜４Ｖ、有機ＥＬでも１０〜２０Ｖと低く、複数個の素子を直列に駆動したとしてもあまりに力率改善回路の出力電圧が高いため、力率改善回路によるこれらの素子に直接駆動は困難であった。
【０００６】
従って、従来例では力率改善回路の後に、定電流回路を挿入して、一定電流をＬＥＤなどの負荷に供給すると同時に、力率改善回路の高い出力電圧をＬＥＤなどの負荷の低い駆動電圧にまで下げる回路を必要としていた。従って回路が複雑になり、部品点数が増し、価格を低くできないという問題が有った。
【０００７】
従来例１の回路構成を、図４のブロック図に示す。図４の左約半分は力率改善回路であり、図４の右約半分は定電流回路である。また、図５（ａ）（ｂ）は図４の力率制御回路および電流制御回路のブロック図、図６（ａ）〜（ｆ）は図４，５の動作を説明する波形図である。
【０００８】
この図４の力率改善回路の主要部は、ダイオードブリッジ１と、トランスＴ１と、スイッチ素子Ｑ１と、このスイッチ素子Ｑ１を制御する力率制御回路２ａと、出力フィルタ３とから構成される。この力率改善回路は、ＡＣ電源電圧ＶＡＣ（図６（ａ））と電源電流ＩＡＣの位相を制御して力率を改善する。力率改善回路の出力Ｖ７は、図４の右約半分である定電流回路に供給され、負荷６のＬＥＤに流れるＬＥＤ電流ＩＬＥＤを一定値に制御する。
【０００９】
図５（ａ）は図４の力率制御回路２ａの詳細を説明するブロック図である。この力率制御回路２ａは、乗算器１１、基準電源１２ａ、誤差増幅器１４ａ、比較器１６ａ、ドライバ１７ａ、ゼロ電流検出器１８、フリップフロップ１９から構成される。
【００１０】
力率改善回路の出力Ｖ７は、抵抗Ｒ５とＲ６で分圧された出力分圧Ｖ３（図６（ｃ））として、制御ＩＣの力率制御回路２ａにフィードバックされる。この出力分圧Ｖ３は、基準電源１２ａの基準電圧と誤差増幅器１４ａで比較され、その差が増幅されて乗算器１１の一方の入力端子に印加される。乗算器１１のもう一方の入力端子には、ＡＣ入力であるＶＡＣをダイオードブリッジ１（Ｄ１）によって全波整流し抵抗Ｒ１とＲ２によって適当な値に分圧された電圧Ｖ２（図６（ｂ））が加わる。乗算器１１は、これらの電圧を乗算した電圧Ｖ４（図６（ｄ））を発生し、比較器１６ａの一方の端子に出力する。従って、乗算器１１の出力Ｖ４は、ＡＣ電源電圧ＶＡＣに相似で、振幅が力率改善回路の出力電圧Ｖ７に比例した電圧となる。
【００１１】
比較器１６ａのもう一方の入力端子には、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流値ＩＱ１を抵抗Ｒ６によって電圧値に変換した変換電圧Ｖ８（図６（ｄ））が加わる。スイッチ素子Ｑ１は、トランスＴ１に流れる電流ＩＴ１が０になった時点から変換電圧Ｖ８が乗算電圧Ｖ４に達するまでの間ＯＮとなる。その間、電流はほぼ直線的に増加するが、その増加の割合はトランスＴ１の一次インダクタンスと電源電圧ＶＡＣの瞬時値によって決まる。
【００１２】
上記ＯＮ期間が終了し、スイッチ素子Ｑ１がＯＦＦすると、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流は瞬時に０になり、鋸歯状波になるが、トランスＴ１の一次巻線には一次インダクタンスで決まる減少電流がある期間流れた後、０になる電流が流れる（図６（ｅ）のＩＴ１）。このトランスＴ１はゼロ電流検出も行うが、同時に昇圧チョッパ回路のインダクタンスとして、エネルギーの変換（すなわち電圧の変換）の機能がある。
【００１３】
これを繰り返してトランスＴ１の一次巻線には三角波状の断続電流が流れる。なお、電圧Ｖ８の高周波数は、ＶＡＣの周波数より十分大きい周波数となるように部品を選び、通常２０〜２００ｋＨｚである。
【００１４】
比較器１６ａの出力は、フリップフロップ１９のリセット端子に供給される。このフリップフロップ１９は、セットされている間スイッチ素子Ｑ１はＯＮとなる。この比較器１６ａにより前述の電圧Ｖ４と電圧Ｖ８が比較され、電圧Ｖ４よりも電圧Ｖ８が大きくなると、比較器１６ａの出力が反転してフリップフロップ１９をリセットし、スイッチ素子Ｑ１をＯＦＦにする。
【００１５】
また、スイッチ素子Ｑ１がＯＦＦになった瞬間に、トランスＴ１の一次巻線には逆起電力が発生し、ダイオードＤ３を通じてコンデンサＣ３を充電する。この充電電流が流れている間は、スイッチ素子Ｑ１がＯＦＦになった後もトランスＴ１の一次巻線には徐々に減少する電流ＩＴ１が流れ続ける。
【００１６】
トランスＴ１の一次巻線に流れる電流ＩＴ１がゼロになったことを、トランスＴ１の二次巻線とゼロ電流検出器１８によって検出する。ゼロ電流検出器１８が、電流ＩＴ１がゼロになったことを検出すると、フリップフロップ１９をセットしてスイッチ素子Ｑ１をＯＮにする。
【００１７】
以上の動作を繰り返すことによって、トランスＴ１の一次巻線に流れる電流ＩＴ１の平均値、すなわち電源入力電流ＩＡＣの位相はＡＣ電源電圧ＶＡＣの位相に等しくなり（図６（ｆ））、力率はほぼ１に制御される。
【００１８】
また、力率制御回路２ａにはその出力電圧Ｖ７がフィードバックされるから、力率制御回路２ａの出力電圧Ｖ７は略一定値に制御され、その大きさはＡＣ電源電圧が１００Ｖの場合、通常２００〜３００Ｖに設定される。
【００１９】
また、定電流回路部は、広く用いられているチョッパ型の降圧回路からなり、定電流回路部は、電流制御回路７と、スイッチ素子Ｑ２、フィルタ３とから構成される。図５（ｂ）は、図４の電流制御回路７の詳細を説明するブロック図である。この電流制御回路７は、基準電源２２、誤差増幅器２３、鋸歯状波発振器２１、比較器２４、ドライバ２５から構成される。
【００２０】
電流制御回路７は、負荷電流を抵抗Ｒ４により電圧Ｖ９として検出し、誤差増幅器２３の一方に入力する。誤差増幅器２３の他方には基準電源２２からの基準電圧が入力される。この誤差増幅器２３の出力は、比較器２４で、鋸歯状波発振器２１の出力と比較され、比較器２４の出力はドライバ２５を介して出力され、スイッチ素子Ｑ２を駆動する。
【００２１】
このスイッチ素子Ｑ２が、チョッパ型の降圧回路となっている。電流制御回路７は、負荷（ＬＥＤ）電流ＩＬＥＤを抵抗Ｒ４で電圧に変換した電圧Ｖ９をフィードバックすることにより、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤを一定に保つと同時にＬＥＤの駆動に適した低電圧を出力する。
【００２２】
この従来例１の回路は、前述のように、力率改善回路の後に、定電流回路を挿入して、高い出力電圧を降下させて、定電流をＬＥＤなどの負荷に供給していた。そのためこの回路を構成するための、高耐圧部品のスイッチング素子、ダイオード、コイル、大型のコンデンサなどを必要とし、装置が大型化するという不都合があった。すなわち、回路が複雑になり、部品点数が増し、価格を低くできないという問題があった。
【００２３】
また、他の従来例２として、特許文献１に示された放電灯点灯装置がある。この放電灯点灯装置は、出力回路を簡易化したもので、図７のブロック図に示されている。この放電灯点灯装置は、ダイオードブリッジ１ａ、昇降圧コンバータ３１、極性切換回路３２、始動パルス発生回路３３、制御電源回路３４、制御部３５から構成される。 ダイオードブリッジ１ａは商用交流ＡＣを全波整流し、昇降圧コンバータ３１は全波整流された電圧の昇圧および降圧を行い、極性切換回路３２はスイッチ素子Ｑ３ａ〜ｄから構成されて放電灯６ａに流れる電流の極性を切り変える。また、始動パルス発生回路３３は高圧パルスを発生させて負荷６ａの放電灯を始動させる。
【００２４】
また、昇降圧コンバータ３１は、スイッチング素子Ｑ２、トランスＴ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２から構成されている。また、制御部３５は、商用交流のゼロクロスを検出する検出回路４１、昇降圧コンバータ３１を制御する制御回路４２、電流検出抵抗Ｒ４による放電灯の電流を検出する電流検出部４３、始動パルス発生回路３３を制御する始動パルス制御回路４４、目標電流演算回路４５、極性切換回路３２を制御する極性切換制御回路４５から構成されている。
【００２５】
この放電灯点灯装置の動作を説明する。まず、商用交流電源から電力が供給されると、制御電源回路３４が制御部３５への制御電源を生成して供給し、制御部３５が動作を開始する。制御部３５では、始動パルス制御回路４４が始動パルス発生回路３３を制御し、放電灯に高圧パルスを印加して放電灯６ａを点灯させる。
【００２６】
放電灯６ａが点灯すると、電流検出抵抗Ｒ４に電流が流れ始め、この電流を電流検出回路４３が検出する。一方、目標電流演算回路４５では目標電流が演算される。そこで、極性切換制御回路４６は、電流検出回路４３により検出された電流と目標電流演算回路４５により演算された目標電流を比較し、検出電流と目標電流が等しくなるように昇降圧コンバータ３１を制御し、フィードバック制御を行う。
【００２７】
昇降圧コンバータ３１では、スイッチング素子Ｑ１は数十ｋＨｚの高周波でＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、スイッチング素子Ｑ１がＯＮ状態の場合にはトランスＴ１の一次側に電流が流れて、トランスＴ１にエネルギーが蓄積される。一方、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ状態の場合には、蓄えられたエネルギーがトランスＴ１の二次側に電力として放出される。放出された電力は、数十ｋＨｚの高周波なので、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２により高周波成分が除去されて放電灯に供給される。
【００２８】
そこでコンバータ制御回路４２は、目標電流演算回路４５による目標電流よりも電流検出回路４３による検出電流が少ない場合には、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ状態の時間を増やすことにより、二次側に放出される電力を増加させ、放電灯６ａに流れる電流を増やす。また、目標電流より検出電流が大きい場合には、スイッチング素子Ｑ２のＯＮ状態の時間を減らすことにより、二次側に放出される電力を減少させ、放電灯６ａに流れる電流を減らす。これらの動作を高速で行うことにより、放電灯の電流が目標電流と一致するように制御する。
【００２９】
次に、極性切換制御回路４６は、極性切換回路３２を制御し、スイッチ素子Ｑ３ａ，Ｑ３ｄの組とスイッチング素子Ｑ３ｃ，Ｑ３ｂの組を交互にＯＮ状態にさせることにより、昇降圧コンバータ３１から出力された直流電流を交流電流とし、放電灯に流す。そこで、検出回路４１は、商用交流電源における電圧の周期的な変化において、零ボルトになった場合にゼロクロス検出信号を出力する。
【００３０】
目標電流演算回路４５は、ゼロクロス検出回路４１からのゼロクロス検出信号を受け、商用交流電圧波形に対して、０度および１８０度付近では目標電流値を小さく、９０度および２７０度付近では目標電流値を大きくなるように目標電流を演算する。制御部３５は、検出回路４１からのゼロクロス検出信号を受け、スイッチング素子５ａ、５ｄの組はＯＮ状態とＯＦＦ状態を切り替え、スイッチング素子５ｃ、５ｂの組はＯＮ状態とＯＦＦ状態を切り替える。
【００３１】
これにより、放電灯６ａに流れる電流は、極性が０度、１８０度で切り換えられ、商用交流電源ＶＡＣに同期した正弦波状の電流となる。商用交流電源ＶＡＣから放電灯点灯装置に流れ込む電流と放電灯６ａに流れる電流は比例関係にあるので、放電灯点灯装置の入力電流も商用交流電源に同期した正弦波状の電流となり、入力力率が高くなり、また、昇圧インバータのような力率改善回路が不要であるため、小型で安価な放電灯点灯装置を得ることができる。
【００３２】
【特許文献１】再特ＷＯ２００１−０６０１２９号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３３】
しかし、この従来技術（従来例１）では、照明装置として使用するには、５０〜２００Ｗの電力が必要になる。このように電力の大きな照明装置は、力率改善回路を備える必要がある。この力率改善回路の出力はさらに電流制限回路で一定電流にしているが、前述のとおり回路規模が大きくなり、低価格化の障害になる。
【００３４】
そこで本発明では、力率改善回路に電流制限機能も持たせることを検討した。この方法であると、発光素子に流れる電流のフィードバックの時定数は交流電源の周期に比べて十分大きくとる必要があるので、発光素子に流れる電流の急激な変化には追従できないという欠点がある。また、どうしても交流電源のリップル成分が発光素子電流に乗ることは避けられず、多少の輝度リップルが出るという欠点もある。これらは、いずれも電流制限回路を別に設ける方法では表れない欠点である。
【００３５】
また、特許文献１（従来例２）の場合は、出力回路を簡易化した電灯点灯装置が示されているが、放電灯点灯のための回路であるため、極性切替え回路によって放電灯に流れる電流の極性を切り替える交流点灯装置となっている。そのため、主要な目的である力率を改善するためには極性の切換えを商用電源の周波数に同期して行う必要があり、極性切替えが不可欠の要素技術である。そのため直流駆動素子であるＬＥＤや有機ＥＬの点灯を目的としたものには使用することが出来ない。
【００３６】
本発明の主な目的は、負荷電流をほぼ一定に制御し、１に近い力率を得られると共に、小型で低価格な照明用低圧電源回路、照明装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
本発明の構成は、交流電源を整流回路により整流して、力率制御回路により、照明用低圧電源を出力する照明用電源回路において、前記力率制御回路が、降圧型からなり、かつ電流制限機能を有することを特徴とする。
【００３８】
本発明において、力率制御回路が、整流回路の出力および電源電流の検出出力により駆動されると共に、前記力率制御回路からの制御出力により切替えられるスイッチング素子と、このスイッチング素子の出力により制御される降圧型のトランスと、このトランスの出力を整流しかつ受動素子により高周波成分をフィルタする簡易出力回路と、この簡易出力回路の出力電流から前記電源電流の検出出力を得る電流検出回路とを含むことができ、また、トランスは、一入力端がスイッチング素子の出力に接続されると共に他の入力端が整流回路の出力に接続されることができ、また、力率制御回路が、負荷電流の検出出力を所定基準値と比較してその誤差を増幅し、この増幅出力と整流回路の出力とを乗算し、この乗算出力と所定高周波信号とを比較し、この比較出力によりスイッチング素子を駆動することができ、また、所定高周波信号が２０〜２００ＫＨｚの鋸歯状波信号からなる ことができる。
【００３９】
本発明の照明装置の構成は、上述した照明用電源回路を、照明用光源に接続して用いたことを特徴とする。
【００４０】
本発明において、照明用光源が、有機ＥＬやＬＥＤなどの直流点灯光源であることができる。
【００４１】
本発明の照明用低圧電源出力方法の構成は、交流電源を整流回路により整流して、この整流出力を力率制御回路により制御し、照明用低圧電源を出力する照明用電源出力方法において、前記力率制御回路が、降圧型回路からなり、かつ電流制限機能を有することを特徴とする。
【００４２】
本発明において、力率制御回路が、整流回路の出力および電源電流の検出出力により駆動されると共に、前記力率制御回路からの制御出力によりスイッチング素子を切換駆動し、このスイッチング素子の出力により降圧型のトランスを制御し、このトランスの出力を整流しかつ受動素子により高周波成分をフィルタして電源電流を出力し、前記電源の出力電流から前記負荷電流検出出力を得ることができ、また、力率制御回路が、負荷電流の検出出力を所定基準値と比較してその誤差を増幅し、この増幅出力と整流回路の出力を乗算し、この乗算出力と所定高周波信号とを比較し、この比較出力によりスイッチング素子を駆動することができる。
【００４３】
本発明の照明方法の構成は、上述の照明用電源出力方法により得られた照明用電源出力で照明用光源を駆動して照明することを特徴とする。
【００４４】
本発明において、照明用光源に、有機ＥＬやＬＥＤなどの直流点灯光源を用いることが出来る。
【発明の効果】
【００４５】
以上説明したように、本発明の構成によれば、降圧型の力率制御回路に負荷に流れる電流をフィードバックさせ、この力率制御回路に負荷に流れる電流を制限する機能を持たせているので、別個に負荷に流れる電流を制限する回路を設ける必要が無く、小型で低価格な照明用低圧電源回路および照明装置を構成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４６】
図１は本発明の一実施形態の照明用電源回路のブロック図、図２（ａ）〜（ｆ）は本実施形態の照明用電源回路の動作を説明する波形図である。この図１に示すように、本実施形態の対象とする被駆動素子は、直流で駆動できる有機ＥＬやＬＥＤなどの電流制御型発光素子であればよいので、以下の説明ではＬＥＤを被駆動素子として説明する。
【００４７】
本実施形態の特徴は、降圧型の力率制御回路にＬＥＤに流れる電流の制限機能を持たせたことである。すなわち、本実施形態の照明用電源回路は、交流電源ＶＡＣを整流回路１により整流して、この整流出力を力率制御回路２により制御し、照明用低圧電源を出力する照明用低圧電源回路において、前記力率制御回路２が、降圧型回路からなり、かつ電流制限機能を有することを特徴としている。
【００４８】
なお、有機ＥＬやＬＥＤなどの電流制御型発光素子は、一定の電流をＬＥＤやＥＬに流すと、それらが持つ順方向電圧降下で出力電圧は決まってしまうので、出力電圧をフィードバックして制御する必要はない。
【００４９】
更に、整流出力を力率制御回路２により制御するとは、整流回路の出力および電源電流の検出出力により駆動して照明用低圧電源を出力することである。また、力率制御回路２の電流制限機能とは、電源電流の検出出力を所定基準値と比較して駆動することにより、出力電流が一定になるよう制御された照明用低圧電源を出力することである。
【００５０】
本実施形態の照明用電源回路は、力率制御回路２と、この力率制御回路２からの制御出力により切替えられるスイッチング素子Ｑ１と、このスイッチング素子Ｑ１の出力により制御される降圧型のトランスＴ１と、このトランスＴ１の出力をダイオードＤ２により整流しかつ受動素子（インダクタＬ２，コンデンサＣ２）により高周波成分をフィルタする簡易出力回路と、この簡易出力回路の出力電流から前記電源電流の検出出力を得る電流検出回路（抵抗Ｒ４とＶ−Ｉ変換回路４）とをさらに含むものである。
【００５１】
この図１の照明用電源回路の主要部は、ダイオードブリッジ１と、トランスＴ１と、スイッチ素子Ｑ１と、このスイッチ素子Ｑ１を制御する力率制御回路２と、ダイオードＤ２と、出力フィルタ３と、Ｖ−Ｉ変換回路４、フォトカップラ５から構成される。
【００５２】
図１において、まず交流電源ＶＡＣ（図２（ａ））は、ダイオードブリッジ１により全波整流される。この全波整流出力Ｖ１はトランスＴ１の一次巻線を介してスイッチング素子Ｑ１の一端に接続される。また、力率制御回路２は、制御ＩＣから構成され、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング時間を制御することによって、交流電源ＶＡＣとそれに流れる電源電流ＩＡＣの位相を制御して力率を改善する。スイッチング素子Ｑ１は、力率制御回路２によってＯＮ／ＯＦＦ制御され、トランスＴ１の一次電流を断続する。トランスＴ１は、断続する一次電流によるエネルギーを二次側に伝達すると共に、一次巻線と二次巻線の比に相当する昇圧比で二次巻線に電圧を発生する。
【００５３】
ダイオードブリッジ１によって整流された全波整流電圧Ｖ１は、抵抗Ｒ１とＲ２により適当な値に分圧され、この分圧電圧Ｖ２が力率制御回路２の端子ＦＢ１に供給される（図２（ｂ））。
【００５４】
また、トランスＴ１の二次電圧は、ダイオードＤ２により整流される。この整流出力は、さらにインダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる出力フィルタ３を介して負荷６のＬＥＤに供給される。出力フィルタ３は整流された電圧をリップルの少ない直流に変換される。
【００５５】
負荷６のＬＥＤは、照明装置の光源となる発光ダイオードで、単独又は複数個を直列接続として用いられる。負荷６の帰還ラインには抵抗Ｒ４が設けられ、抵抗Ｒ４はＬＥＤに流れる電流ＩＬＥＤを検出する。この負荷６で検出された出力は、Ｖ−Ｉ変換回路５で電流に変換された後、フォトカップラ５を通じて力率制御回路２の端子ＦＢ２に帰還電圧Ｖ３（図２（ｃ））としてフィードバックされる。
【００５６】
なお、抵抗Ｒ３を直列接続したフォトカップラ５は、力率制御回路２の端子ＲＥＦからの基準電圧が供給され、その直列接続端から帰還電圧Ｖ３を出力し、力率制御回路２の端子ＦＢ２に供給する。力率制御回路２は、これら分圧電圧Ｖ２と帰還電圧Ｖ３とを入力してスイッチ素子Ｑ１を制御する。
【００５７】
本実施形態の照明用低圧電源回路は、図１のように、照明用低圧電源出力を負荷６のＬＥＤに接続し、交流電源を供給する。この照明用低圧電源回路からの照明用低圧電源出力により、ＬＥＤが駆動されると、ＬＥＤを発光させることができるので、照明装置として使用することが出来る。
【００５８】
本実施形態の照明用低圧電源出力方法としては、交流電源を整流回路１により整流して、この整流出力を力率制御回路２により制御し、照明用低圧電源を出力することができる。また、照明方法としては、上述の照明用電源出力方法により得られた照明用電源出力で照明用光源を駆動して照明することができる。
【００５９】
本実施形態では、電源回路の力率制御回路２を降圧型として電流制限機能も持たせることとしている。通常、このような構成の場合、発光素子に流れる電流のフィードバックの時定数は交流電源の周期に比べて十分大きくとる必要があるので、発光素子に流れる電流の急激な変化には追従できないという問題がある。また、どうしても交流電源のリップル成分が発光素子電流に乗ることは避けられず、多少の輝度リップルが出るという問題もある。しかし、照明装置として一定輝度で使用することを考えると、発光素子電流の急激な変化が起こるとは考えにくく、また多少の輝度リップルがあったとしても、電源回路の実用上差し支えのない場合が多いので、簡易型構成とし、コストダウンを図っている。
【００６０】
通常、力率改善回路２は、出力電圧をフィードバックしてほぼ一定値に保つように動作するが、本実施形態は、このフィードバックを電流値のフィードバックとしただけなので、簡易に構成できるという特徴がある。
【００６１】
従来の力率制御回路には、多くの場合、昇圧形の回路が用いられてきた。その場合には、ＡＣ電源電圧の最大瞬時値よりも力率制御回路の出力電圧が高く、蛍光灯などの高い電圧を必要とする点灯回路には適していた。しかし、ＬＥＤや有機ＥＬのように低電圧素子を駆動するには適しておらず、力率改善回路の後に電圧をそれらの負荷に適した電圧まで下げるための回路が必要であった。
【００６２】
本実施形態では、力率制御回路２に降圧型の回路を用いているため、別個に電圧を下げる回路を必要とせず、さらに負荷ＬＥＤに流れる電流を一定に制御する機能も力率制御回路に持たせたため、回路を簡素化することができる。
【００６３】
このようにして、本実施形態では、力率制御すると同時に、光源である負荷ＬＥＤに流れる電流ＩＬＥＤの大きさに応じた信号を制御回路にフィードバックしているので、本実施形態による電源回路は、力率を改善すると共に、ＬＥＤに常に一定の大きさの電流を流すように動作している。このような構成によって、別個にＬＥＤの電流を制限する電流制限回路を設ける必要が無いので、小型で低価格なＬＥＤ照明装置の電源回路を構成することができる。
【００６４】
本実施形態によれば、別個に電流制限回路を設けることなく、より簡単な回路構成で所望のＬＥＤ照明装置を実現できることから、小型で低価格なＬＥＤの照明装置用電源回路を実現できる。
【００６５】
さらに、力率改善回路を備えているため電源電流が低く抑えられ、大きな出力の照明装置であっても電源配線に与える負担を軽減することができる。
【実施例１】
【００６６】
図１の実施形態において、図１に用いる力率制御回路２の詳細を説明したものが、第１の実施例である。図３は図１に用いる力率制御回路２の実施例を説明するブロック図である。この力率制御回路２は、乗算器１１、基準電源１２、分圧器１３、誤差増幅器１４、鋸歯状波発振器１５、比較器１６、ドライバ１７から構成される。本実施例は、力率制御回路２が、負荷電流の検出出力を所定基準値と誤差増幅器１４で比較してその誤差を増幅し、この増幅出力と整流回路の出力を乗算器１１で乗算し、この乗算出力と所定高周波信号とを比較器１６で比較し、この比較出力によりスイッチング素子Ｑ１を駆動する。
【００６７】
次に、図１〜図３を用いて本実施例による電源回路の詳細な動作を説明する。負荷６に流れる電流ＩＬＥＤは、抵抗Ｒ４で電圧に変換された後、Ｖ−Ｉ変換回路４やフォトカプラ５を通じて帰還電圧Ｖ３（図２（ｃ））として力率制御回路２に入力される。この帰還電圧Ｖ３は誤差増幅器１４によって基準電圧と比較され、その差の電圧が増幅されて乗算器１１の一方の入力端子に印加される。乗算器１１のもう一方の入力端子には、分圧電圧Ｖ２が加わる。乗算器１１は、これらの電圧を乗算した電圧Ｖ４を発生し、比較器１６の一方の端子に出力する。従って、乗算器１１の出力Ｖ４は、ＡＣ電源電圧ＶＡＣに相似で、振幅がＬＥＤに流れる電流ＩＬＥＤに比例した電圧となる（図２（ｄ）（ｅ）のＶ４）。
【００６８】
比較器１６の他方の端子には、鋸歯状波発生器１５で発生する一定の周期と振幅の鋸歯状波（図２（ｄ）（ｅ）のＶ５）が加わる。この鋸歯状波の周波数は、従来例と同様に、通常２０〜２００ｋＨｚである。比較器１６では、これらの入力電圧を比較して出力にパルス幅変調されたパルスを発生する。比較器１６の出力はドライバ１７で電力増幅されスイッチング素子Ｑ１のゲートを駆動する（図２（ｆ））。従って、スイッチング素子Ｑ１は、比較器１６によって発生するパルス幅変調されたパルス信号でトランスＴ１に流れる電流を断続する。
【００６９】
このような構成をとることによって、トランスＴ１の一次側に流れる電流の平均値、すなわち交流電源の入力電流ＩＡＣの位相（図２（ａ））は、交流電圧ＶＡＣの位相に極めて近くなり力率は１に近くなる。
【００７０】
力率制御回路２の端子ＦＢ１に印加された電圧Ｖ２は、図２（ａ）に示すように、電源電圧ＶＡＣと同じ位相の半波整流波形である。また、電流ＩＬＥＤは、図２ （ｂ ）に示すように、ほぼ直流電流となる。このため、電流ＩＬＥＤに対応するフィードバック信号Ｖ３もほぼ直流の電圧となる。電圧Ｖ２とＶ３は力率制御回路２の内部の乗算器で乗算された後、電圧Ｖ３と比較され、ＧＡＴＥ端子からスイッチング素子Ｑ１をスイッチする信号として出力される。つまり、力率制御回路２には、電圧Ｖ３とＶ２がフィードバックされるが、電圧Ｖ３のフィードバックの時定数を大きく、電圧Ｖ２のフィードバックの時定数を小さく設定することにより、短い時間スパンでは電圧Ｖ２に追従し、長い時間スパンでは電圧Ｖ３、つまり平均電流ＩＬＥＤを一定にするように動作する。
【００７１】
その結果、電源電流としては、平均すると図２（ａ）に示すように、電源電圧ＶＡＣと位相の一致した電流ＩＡＣが流れ、力率はほぼ１に近い値となる。また、ＬＥＤ１には所望のほぼ一定な電流が流れる。
【実施例２】
【００７２】
図１の第１の実施例では、スイッチ素子Ｑ１としてＦＥＴを示し、またフィードバック信号の伝達素子として、ＬＥＤとフォトトランジスタを内蔵したフォトカプラ５を示している。この他の実施例として、スイッチ素子Ｑ１として、トランジスタやＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのスイッチング素子も適用可能である。また、フォトカプラの代わりに、発光素子と受光素子間が電気的に絶縁され、かつ信号の伝達が可能であれば発光素子や受光素子の種類を問わず適用可能である。なお、図１の実施例では、トランスＴ１とフォトカプラ５により、一次側と二次側を電気的に分離している。この分離は使い勝手の良さを優先するためであるが、分離することは、本実施例の機能を実現する上での不可欠な要素ではない。
【産業上の利用可能性】
【００７３】
本発明は、有機ＥＬやＬＥＤを光源として用いた照明装置の電源装置に応用することができる。また、現在は商品化された例は少ないが、今後読書灯や案内灯や装飾照明、さらには蛍光灯に代わる一般家庭用照明装置や店舗用照明に用途が広がるものと考えられる。
【００７４】
照明装置として、これらの光源を用いる場合には、電源装置として、１）電源が交流であり、２）電源電流が大きい場合には力率改善回路が必要であり、さらに３）小型で低価格であることが求められる。本発明によれば、これらの条件をもつ照明用低圧電源回路、照明装置が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】本発明の第１の実施形態を説明する電源回路のブロック図である。
【図２】（ａ）〜（ｆ）は図１の動作を説明する波形図である。
【図３】図１の力率改善制御回路の部分の具体例のブロック図である。
【図４】従来例の一般の電源回路を説明するブロック図である。
【図５】（ａ）（ｂ）は図４の力率改善制御回路、電流制御回路の部分のブロック図である。
【図６】（ａ）〜（ｆ）は図５の動作を説明する波形図である。
【図７】他の従来例の電源回路を説明するブロック図である。
【符号の説明】
【００７６】
１，１ａ ダイオードブリッジ
２，２ａ 力率制御回路
３ 出力フィルタ
４ ＶーＩ変換回路
５ フォトカップラ
６ 負荷（ＬＥＤ）
６ａ 負荷（放電灯）
７ 電流制御回路
１１ 乗算器
１２，１２ａ，２２ 基準電源
１３ 分圧器
１４，１４ａ，２３ 誤差増幅器
１５，２１ 鋸歯状波発振器
１６，１６ａ，２４ 比較器
１７ ドライバ
１８ ゼロ電流検出器
１９ フリップフロップ
３１ 昇降圧コンバータ
３２ 極性切換回路
３３ 始動パルス発生回路
３４ 制御電源回路
３５ 制御部
４１ ゼロクロス検出回路
４２ コンバータ制御回路
４３ 電流検出回路
４４ 始動パルス制御回路
４５ 目標電流演算回路
４６ 極性切換制御回路
Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード
Ｌ１，Ｌ２ インダクタ
Ｑ１，Ｑ２ スイッチ素子
Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗
Ｔ１ トランス
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流回路により整流して、この整流出力を力率制御回路により制御し、照明用低圧電源を出力する照明用低圧電源回路において、前記力率制御回路が、降圧型回路からなり、かつ電流制限機能を有することを特徴とする照明用低圧電源回路。
【請求項２】
前記力率制御回路が、前記整流回路の出力および電源電流の検出出力により駆動されると共に、前記力率制御回路からの制御出力により切替えられるスイッチング素子と、このスイッチング素子の出力により制御される降圧型のトランスと、このトランスの出力を整流しかつ受動素子により高周波成分をフィルタする簡易出力回路と、この簡易出力回路の出力電流から前記電源電流の検出出力を得る電流検出回路とをさらに含む請求項１記載の照明用低圧電源回路。
【請求項３】
前記トランスが、一入力端が前記スイッチング素子の出力に接続されると共に他の入力端が前記整流回路の出力に接続された請求項２記載の照明用低圧電源回路。
【請求項４】
前記力率制御回路が、負荷電流の検出出力を所定基準値と比較してその誤差を増幅し、この増幅出力と前記整流回路の出力を乗算し、この乗算出力と所定高周波信号とを比較し、この比較出力によりスイッチング素子を駆動する請求項２または３記載の照明用低圧電源回路。
【請求項５】
前記所定高周波信号が２０〜２００ＫＨｚの鋸歯状波信号からなる請求項４記載の照明用低圧電源回路。
【請求項６】
請求項１乃至５のうちの１項に記載の照明用低圧電源回路を、照明用光源に接続して用いたことを特徴とする照明装置。
【請求項７】
前記照明用光源が、有機ＥＬやＬＥＤなどの直流点灯光源である請求項６記載の照明装置。
【請求項８】
交流電源を整流回路により整流して、この整流出力を力率制御回路により制御し、照明用低圧電源を出力する照明用電源出力方法において、前記力率制御回路が、降圧型回路からなり、かつ電流制限機能を有することを特徴とする照明用電源出力方法。
【請求項９】
前記力率制御回路が、前記整流回路の出力および電源電流の検出出力により駆動されると共に、前記力率制御回路からの制御出力によりスイッチング素子を切換駆動し、このスイッチング素子の出力により降圧型のトランスを制御し、このトランスの出力を整流しかつ受動素子により高周波成分をフィルタして前記電源電流を出力し、前記電源電流から前記電源電流の検出出力を得る請求項８記載の照明用電源出力方法。
【請求項１０】
前記力率制御回路が、負荷電流の検出出力を所定基準値と比較してその誤差を増幅し、この増幅出力と前記整流回路の出力を乗算し、この乗算出力と所定高周波信号とを比較し、この比較出力により前記スイッチング素子を駆動する請求項８記載の照明用電源出力方法。
【請求項１１】
請求項８乃至１０のうちの１項に記載の照明用電源出力方法により得られた照明用電源出力で照明用光源を駆動して照明することを特徴とする照明方法。
【請求項１２】
前記照明用光源に、有機ＥＬやＬＥＤなどの直流点灯光源を用いる請求項１１記載の照明方法。
【請求項１】
交流電源を整流回路により整流して、この整流出力を力率制御回路により制御し、照明用低圧電源を出力する照明用低圧電源回路において、前記力率制御回路が、降圧型回路からなり、かつ電流制限機能を有することを特徴とする照明用低圧電源回路。
【請求項２】
前記力率制御回路が、前記整流回路の出力および電源電流の検出出力により駆動されると共に、前記力率制御回路からの制御出力により切替えられるスイッチング素子と、このスイッチング素子の出力により制御される降圧型のトランスと、このトランスの出力を整流しかつ受動素子により高周波成分をフィルタする簡易出力回路と、この簡易出力回路の出力電流から前記電源電流の検出出力を得る電流検出回路とをさらに含む請求項１記載の照明用低圧電源回路。
【請求項３】
前記トランスが、一入力端が前記スイッチング素子の出力に接続されると共に他の入力端が前記整流回路の出力に接続された請求項２記載の照明用低圧電源回路。
【請求項４】
前記力率制御回路が、負荷電流の検出出力を所定基準値と比較してその誤差を増幅し、この増幅出力と前記整流回路の出力を乗算し、この乗算出力と所定高周波信号とを比較し、この比較出力によりスイッチング素子を駆動する請求項２または３記載の照明用低圧電源回路。
【請求項５】
前記所定高周波信号が２０〜２００ＫＨｚの鋸歯状波信号からなる請求項４記載の照明用低圧電源回路。
【請求項６】
請求項１乃至５のうちの１項に記載の照明用低圧電源回路を、照明用光源に接続して用いたことを特徴とする照明装置。
【請求項７】
前記照明用光源が、有機ＥＬやＬＥＤなどの直流点灯光源である請求項６記載の照明装置。
【請求項８】
交流電源を整流回路により整流して、この整流出力を力率制御回路により制御し、照明用低圧電源を出力する照明用電源出力方法において、前記力率制御回路が、降圧型回路からなり、かつ電流制限機能を有することを特徴とする照明用電源出力方法。
【請求項９】
前記力率制御回路が、前記整流回路の出力および電源電流の検出出力により駆動されると共に、前記力率制御回路からの制御出力によりスイッチング素子を切換駆動し、このスイッチング素子の出力により降圧型のトランスを制御し、このトランスの出力を整流しかつ受動素子により高周波成分をフィルタして前記電源電流を出力し、前記電源電流から前記電源電流の検出出力を得る請求項８記載の照明用電源出力方法。
【請求項１０】
前記力率制御回路が、負荷電流の検出出力を所定基準値と比較してその誤差を増幅し、この増幅出力と前記整流回路の出力を乗算し、この乗算出力と所定高周波信号とを比較し、この比較出力により前記スイッチング素子を駆動する請求項８記載の照明用電源出力方法。
【請求項１１】
請求項８乃至１０のうちの１項に記載の照明用電源出力方法により得られた照明用電源出力で照明用光源を駆動して照明することを特徴とする照明方法。
【請求項１２】
前記照明用光源に、有機ＥＬやＬＥＤなどの直流点灯光源を用いる請求項１１記載の照明方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００７−８０７７１（Ｐ２００７−８０７７１Ａ）
【公開日】平成１９年３月２９日（２００７．３．２９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−２７０００４（Ｐ２００５−２７０００４）
【出願日】平成１７年９月１６日（２００５．９．１６）
【出願人】（３０００２２３５３）ＮＥＣライティング株式会社 (483)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年３月２９日（２００７．３．２９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年９月１６日（２００５．９．１６）
【出願人】（３０００２２３５３）ＮＥＣライティング株式会社 (483)
【Ｆターム（参考）】
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