異なるサブバンド領域同士の間の通過によるデータ処理方法
本発明は、第１の個数Ｌのサブバンド成分から第２の個数Ｍのサブバンド成分への、異なるサブバンド領域同士の間の通過によるデータ処理に関する。第３の個数Ｋ、すなわち、第１の個数Ｌと第２の個数Ｍとの間の最小公倍数を求めた後に、ａ）ＫがＬと異なっていると、このデータ処理は、ｐ2個の多相成分ベクトル（ｐ２＝ＫＬ）を得るために、ブロック内で、直列／並列変換によって、入力ベクトルＸ（ｚ）を配置することにあり、ｂ）出力ベクトルＹ（ｚ）を形成するｐ1個の多相成分ベクトル（ただし、ｐ1＝Ｋ／Ｍ）を得るために、ｐ2個の多相成分ベクトルに次元Ｋ×Ｋの正方行列フィルタリングＴ（ｚ）を適用し、および第３の個数Ｋが第２の個数Ｍと異なると、出力ベクトルＹ（ｚ）を得るために、並列／直列変換によるブロックを配置する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特に、しかし限定されるものではないが、２つのタイプの圧縮符号化／復号の間のトランス符号化(transcoding)のために、異なるサブバンド領域同士の間の切替によるデータの処理に関する。
【背景技術】
【０００２】
マルチメディア信号のディジタル符号化フォーマットの最近の発展は、著しく大きな圧縮率を可能にしている。さらに、転送ネットワークおよびアクセスネットワークの容量の増加が、現在、ディジタルマルチメディアコンテンツ（音声、オーディオ、イメージ、ビデオなど）の一般大衆による毎日の使用を保証している。このコンテンツの使用は、さまざまなタイプの端末（コンピュータ、移動端末、パーソナルアシスタント（ＰＤＡ）、テレビジョンデコーダ端末（「セットトップボックス」）など）上で、さまざまなタイプのネットワーク（ＩＰ、ＡＤＳＬ、ＤＶＢ、ＵＭＴＳなど）を介して行われる。マルチメディアコンテンツへのユーザによるこのアクセスは、これらのさまざまな端末上で、かつこれらのさまざまなネットワークにわたってトランスペアレントな形で行われなければならない概略図が図１に描かれている、「マルチメディアコンテンツへのユニバーサルアクセス」または「Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ Ａｃｃｅｓｓ（ユニバーサルマルチメディアアクセス）」を表す「ＵＭＡ」について話す。
【０００３】
端末の異質性に起因する主な問題の１つは、端末が解釈できる符号化フォーマットの多様性に関する。１つの考えられる解決策は、互換フォーマットでコンテンツを配信する前に、端末の能力を回復することであろう。この解決策は、当該マルチメディアコンテンツの配信のシナリオ（ダウンロード、ストリーミング、または放送）に従って、多かれ少なかれ有効であることがわかることがある。この解決策は、放送またはマルチキャストモードでのストリーミングなど、ある場合に適用不能になる。したがって、トランス符号化（または符号化フォーマットの変更）という概念が、重要であることがわかる。この動作は、伝送チェーンのさまざまなレベルで現れることができる。この動作は、たとえばデータベースに以前に格納されたコンテンツのフォーマットを変更するためにサーバレベルで現れることができ、あるいは、ネットワーク等内のゲートウェイで発生することなどができる。
【０００４】
トランス符号化の直接、かつ通常の方法は、コンテンツを復号することと、新しい符号化フォーマットでの表現を入手するためにそのコンテンツを記録することとにある。この方法は、一般に、かなりの計算能力を使用し、処理に起因するアルゴリズム的遅延が増え、時々、マルチメディア信号の認識品質をさらに劣化させるという欠点を有する。これらのパラメータは、マルチメディアの用途では非常に重要である。それらの改善（複雑さおよび遅延の減少と品質の維持）は、これらの用途の成功のための重要な要因である。この要因は実施の必須条件になることが多い。
【０００５】
これらのパラメータを改善するために、いわゆる「インテリジェントな」トランス符号化という原理が現れつつある。このタイプのトランス符号化は、新しい符号化フォーマットの再構成を可能にするパラメータを抽出するための、最初の符号化フォーマットの、最小限の部分的復号を実行することにある。したがって、この方法の成功は、アルゴリズム的複雑さおよびアルゴリズム的遅延を減らし、知覚(perceptual)品質を維持し、または高めさえするその能力によって測定される。
【０００６】
イメージおよびビデオの符号化では、トランス符号化に関する大きい努力が実行されてきた。本明細書では、たとえば、ＣＩＦからＱＣＩＦへのイメージサイズの、またはＭＰＥＧ−２フォーマットからＭＰＥＧ−４フォーマットへの変更を例に挙げる。通常、電話通信での音声信号のトランス符号化について、符号化フォーマットに関する問題を解決するための努力がなされている。その一方で、オーディオ信号の処理には、非常に少ないかほとんど取り組んでいない。この既存の努力は、同じフォーマット内でまたは非常に似た構造のある種の符号化フォーマットの間で切り替える時のビットレートを小さくする場合に限定されたままである。主な理由は、最も広く使用されているオーディオコーダが、変換（またはサブバンド）タイプであり、一般に、これらのコーダは異なる複数の変換または複数のフィルタバンクを使用するということにある。したがって、これらの変換またはフィルタバンクの領域での信号の表現同士の間で変換するシステムを実現することは、オーディオの分野でのインテリジェントなトランス符号化に関する他の問題に取り組むことができるようになる前に克服されなければならない最初の問題であることが理解されるであろう。
【０００７】
オーディオトランス符号化と、知覚オーディオサブバンド符号化の原理の短い注意の後に生じる主な問題の定義を以下に示す。
【０００８】
さまざまなタイプの用途のために、および広範囲のビットレートおよび品質のために設計された非常に多様なオーディオコーダが存在する。これらのコーダは、コンストラクタ（すなわち「所有者」）に固有であるか、国際組織の決定によって標準化される場合がある。さらに、これらのコーダのすべてが、共通の基本構造を有し、類似する原理に基づいている。
【０００９】
知覚周波数オーディオ符号化の基本原理は、人間の聴覚系の特性を利用することによって、情報のビットレートを下げることにある。オーディオ信号の直接には関連しない成分は除去される。この動作は、いわゆる「マスキング」という現象を使用している。このマスキング作用の説明は、主に周波数領域で行われるので、信号の表現は、周波数領域で実行される。
【００１０】
より具体的には、符号化・復号システムの基本方式が図２ａおよび２ｂに示されている。図２ａを参照すると、ディジタルオーディオ入力信号Ｓｅは、まず、解析フィルタのバンク２０によって分解される。その結果得られたスペクトル成分はその後、モジュール２２によって量子化され、そして符号化される。この処理から生じる雑音が聴こえないように、この量子化は知覚モデル２４の結果を使用する。最後に、符号化されたさまざまなパラメータの多重化が、モジュール２６によって実行され、したがって、オーディオフレームＳｃが構成される。
【００１１】
図２ｂを参照すると、復号は二重に実行される。モジュール２１による、オーディオフレームの多重分離の後に、これらさまざまなパラメータが復号され、モジュール２３によって信号のスペクトル成分が逆量子化される。
【００１２】
最後に、時間オーディオ信号が合成フィルタのバンク２５によって再構成される。
【００１３】
したがって、知覚オーディオ符号化システムの第１のステージは、時間／周波数変換に使用される解析フィルタのバンク２０からなる。広範囲のフィルタバンクおよび変換が、開発され、オーディオコーダで使用されてきた。例に過ぎないが、擬似ＱＭＦフィルタバンク、ハイブリッドフィルタバンク、ＭＤＣＴ変換バンクに言及する。ＭＤＣＴ変換は、現在、これに関して最も有効であることがわかりつつある。ＭＤＣＴ変換は、ＭＰＥＧ−４ ＡＡＣ、ＴｗｉｎＶＱ、およびＢＳＡＣに使用されるアルゴリズム、Ｄｏｌｂｙ ＡＣ−３標準規格、Ｆｒａｎｃｅ Ｔｅｌｅｃｏｍ社のＴＤＡＣコーダ／デコーダ（「Ｔｉｍｅ Ｄｏｍａｉｎ Ａｌｉａｓｉｎｇ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ」を表す）で使用されるアルゴリズム、ＵＩＴ−Ｔ標準規格Ｇ．７２２．１で使用されるアルゴリズムなどの、最も最近の効果的なオーディオ符号化アルゴリズムの基礎である。
【００１４】
これらのさまざまな変換は、別々に開発されてきたが、類似する一般的な数学的手法によって、さまざまな観点、すなわち、変調されたコサインフィルタバンク（ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｃｏｓｉｎｅ ｆｉｌｔｅｒ ｂａｎｋ）、重複直交変換（ｌａｐｐｅｄ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）（または「ＬＯＴ」）、およびより一般的に、最大デシメーション（ｍａｘｉｍａｌ ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）すなわちクリティカルサンプリング（ｃｒｉｔｉｃａｌ ｓａｍｐｌｉｎｇ）を用いるフィルタバンクについて、説明する。フィルタバンクのためのクリティカルサンプリングの特性が、サブサンプリング／オーバーサンプリング係数がサブバンドの個数と等しいことにあることを思い起こされたい。
【００１５】
図３ａおよび３ｂはそれぞれ、第１の符号化フォーマットに従うコーダＣＯ１と第２の符号化フォーマットに従うデコーダＤＥＣ２との間の、通信チェーン内の従来のトランス符号化方式およびインテリジェントトランス符号化方式を示している。従来のトランス符号化の場合、完全なデコード動作は、第１のフォーマットに従うデコーダモジュールＤＥＣ１（図３ａ）と、それに続く、第２のフォーマットに従うコーダモジュールＣＯ２による記録によって実行され、最終的に第２の符号化フォーマットで終わる。
【００１６】
図３ｂの場合、図３ａの２つのブロックＤＥＣ１およびＣＯ２は一方、「インテリジェントな」トランス符号化モジュールと呼ばれる統合されたモジュール３１に置換される。
【００１７】
図４には、インテリジェントなトランス符号化の実施によって合併される複数の動作の詳細が示されている。これは、従来のトランス符号化の、合成フィルタバンクＢＳ１の機能ブロックおよび解析フィルタバンクＢＡ２の機能ブロックを、モジュール３１内で、サブバンド領域同士間の直接変換のためのシステムになるように、統合することを主に含む。
【００１８】
さまざまなタイプのフィルタバンク（特にサブバンドの個数に関して異なるサイズの、および異なる構造の）をコーダによって使用することは、克服すべき第１の、そして主要な問題である。したがって、これは、フレームのサンプルの全セットを、第１のフィルタバンクの領域から宛先フィルタバンクの領域に入れ替えること含む。この入れ替えは、インテリジェントなオーディオトランス符号化システムで行われなければならない最初の動作である。
【００１９】
下記の表１は、最もよく知られた変換ベースのオーディオコーダで使用されるフィルタバンクのタイプならびにその特性に関する要約を示している。わかるように、最も広く使用されている１つであるＭＤＣＴ変換に加えて、複数の擬似ＱＭＦバンクがある。さらに、これらはすべて、完全な再構成という特性を正確にまたはほとんど満たす、最大デシメーションバンクおよび変調されたコサインバンクのファミリーの一部を形成している。
【００２０】
【表１】
【００２１】
ＡＡＣフォーマットとＡＣ−３フォーマットとの間の切替が現在、多くの関心を喚起していることが示されている。
【００２２】
下記の表２は、表１のサブバンド符号化のうちのあるタイプを、それらの応用例のいくつかを詳細に示しつつ、再び述べている。
【００２３】
【表２】
【００２４】
オーディオトランス符号化における公知の従来技術では、米国特許第６１３４５２３号が、ＭＰＥＧ−１レイヤ１または２によって符号化されたオーディオ信号の、符号化された領域でビットレートを下げる方法を提示している。この方法は、オーディオトランス符号化プロセスに似通ってはいるが、符号化フォーマット間の変更を一切実行せず、サブバンドの信号は、同じ変換された領域の表現すなわち、擬似ＱＭＦフィルタバンクの表現に留まる。ここで、信号は、ビットの新しい割振りに従って非常に単純に再量子化される。
【００２５】
さらに、米国特許出願第２００３／０１４９５５９号文書では、トランス符号化動作中に心理音響モデルの複雑さを減らす方法が提案されている。したがって、トランス符号化中にマスキング閾値を計算する動作に頼る必要をなくすために、この新しいシステムは、歪みテンプレートのデータベースに格納された値を使用する。この方法はトランス符号化の問題を扱ってはいるが、フィルタバンク領域同士間の切替に関する目的からは程遠いままである。
【００２６】
米国特許出願第２００３／０１４２４１号文書では、ＭＰＥＧ−１レイヤ２オーディオ符号化フォーマットとＭＰＥＧ−１レイヤ３オーディオ符号化フォーマットとの間のトランス符号化のシステムが提案されている。具体的に言うと、ＭＰＥＧ−１レイヤ２フォーマットは、擬似ＱＭＦ解析フィルタバンクを使用し、ＭＰＥＧ−１レイヤ３フォーマットは、同じフィルタバンクと、それに続く、前記バンクの出力サブバンド信号に適用されるサイズ１８のＭＤＣＴ変換とを使用する。「ハイブリッドフィルタバンク」について話す。この文書で提案された変換システムは、ＭＰＥＧ−１レイヤ２フレームのサブバンドの複数のサンプルの逆量子化の後にこの変換を適用することにある。したがって、このシステムは、この２つの符号化フォーマットの間の類似性から利益を得る。
【００２７】
本発明の趣旨の範囲内で追求される目的に関して、次の点に留意する。
【００２８】
この従来技術の技術は、トランス符号化のこの特定の場合にしか適用できない。
【００２９】
この技術は、新しい異なるサブバンド領域での変換を真に処理してはいない。この技術は単に、新しい、欠けている解析フィルタバンクをカスケード接続することを含み、このことは、周波数分解能を高めることを可能にする。
【００３０】
変換された領域でのマルチレート処理およびフィルタリングは、イメージおよび／またはビデオデータ処理の別の文脈で、特に参考文献：「２−Ｄ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ−Ｄｏｍａｉｎ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｌａｔｉｏｎ」、Ｊ．−Ｂ．Ｌｅｅ ａｎｄ Ａ．Ｅｌｅｆｔｈｅｒｉａｄｉｓ、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｆｏｒ Ｖｉｄｅｏ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、Ｖｏｌ．１０、Ｎｏ．５、２００年８月、を通じて既に公知である。
【００３１】
この文献は、変換された領域での線形フィルタリング（「変換領域フィルタリング（Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ−Ｄｏｍａｉｎ Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）」を表すＴＤＦ）方法の一般化を記述している。より具体的に言うと、この一般化は、第１の変換（逆）
【００３２】
【数１】
【００３３】
および第２の変換（直接）
【００３４】
【数２】
【００３５】
が同じサイズである場合に確立される。この一般化は、まず、この方法を、変換が同じサイズでない場合に拡張することにある。したがって、このプロセスを、「非均一ＴＤＦ」（すなわちＮＴＤＦ）と呼ぶ。その後、この方法を、フィルタリングに加えて、マルチレート処理動作（サブサンプリングおよびオーバーサンプリング）が変換された領域で追加され、「マルチレートＴＤＦ」（ＭＴＤＦ）が得られる場合に拡張する。
【００３６】
応用例として提案されているのが、変換がＤＣＴ（「離散コサイン変換（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｃｏｓｉｎｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）」を表す）である、特にイメージ応用例およびビデオ応用例（ＣＩＦイメージフォーマットとＱＣＩＦイメージフォーマットとの間の変換）についての、変換領域での分解能の変更である（「変換領域分解能変換（Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ−Ｄｏｍａｉｎ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｌａｔｉｏｎ）」を表すＴＤＲＴ）。したがって、この参考文献は、変換された領域でのフィルタリングだけに関心を持っている。記載された方法は、ＤＣＴ、ＤＳＴなど、オーバーラップのない変換の場合だけに限定されるが、通常は、ＭＬＴ（「変調された重複変換（Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｌａｐｐｅｄ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）」を表す）などのオーバーラップを伴う変換には適用できず、より一般的に、最大デシメーションを有するタイプのフィルタバンクには適用できず、これらのフィルタが、おそらくは、さらに、有限インパルス応答または無限インパルス応答を有する。
【００３７】
やはりイメージおよびビデオのトランス符号化の、異なるサイズのＤＣＴ領域同士の間の変換に関して、次の参考文献「Ｄｉｒｅｃｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ｔｏ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ Ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ」、Ａ．Ｎ．Ｓｋｏｄｒａｓ、ＩＥＥＥ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｌｅｔｔｅｒｓ、Ｖｏｌ．６、Ｎｏ．８、１９９９年８月、２０２〜２０４頁、を引用することができる。
【００３８】
この文書では、ＤＣＴ領域でのイメージサブサンプリングのための、異なるサイズのＤＣＴ変換同士の間で切り替える方法が提案されている。この方法の応用例の１つはトランス符号化であろう。さらに、この方法は、それぞれがサイズＮ／２の２つの隣接する変換されたベクトルからのサイズＮの変換されたベクトルの構成に限定される。
【００３９】
ＭＤＣＴ領域内の信号の表現とＤＦＴ領域（離散フーリエ変換）内の信号の表現との間で変換する方法が米国特許出願第２００３／００９３２８２号文書に提示されている。
【００４０】
この方法は、オーディオ信号を簡単に変更できる表現に変換するという目的で開発された。具体的に言うと、ＴＤＡＣフィルタバンクは、ＤＦＴフィルタバンクと異なって、より実用的であり、オーディオコーダにおいてより多く使用されている。さらに、この変換領域の信号の成分に対する処理または変更の実行は、スペクトルエイリアス成分の存在のために、適切でも十分に柔軟でもない。他方、ＤＦＴ表現は、タイムスケールの変更またはピッチのシフトなど、オーディオ信号に対して変更が行われる時に、より有用である。したがって、この参考文献は、逆ＭＤＣＴによる時間信号の合成およびその後のＤＦＴの適用にある従来の方法を適用するのではなく、ＭＤＣＴ領域とＤＦＴ領域の間で変換する直接方法を提案するものである。したがって、この方法は、符号化された領域で直接に変更を行うことを可能にする。この文書は、ＤＦＴ領域とＭＤＣＴ領域との間で変換する二重方法も提案しており、この二重方法は、変更後にオーディオ信号を再符号化する必要がある場合に有用であろう。
【００４１】
この参考文献では、複雑さに関する従来の変換方法との比較は低下を示さない。さらに、データの格納を可能にする、メモリの小さな増加が実証されている。
【００４２】
しかし、
・この参考文献に示された方法は特定の場合を扱う。この方法は、ＭＤＣＴ領域とＤＦＴ領域との間で変換する場合およびその逆の場合だけに限定される。
・この方法は、この２つのフィルタバンクが同じサイズである場合に限定される。
【００４３】
刊行物「Ａｎ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ＶＬＳＩ／ＦＰＧＡ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｆｏｒ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ａｎ Ａｎａｌｙｓｉｓ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋ ｆｏｌｌｏｗｉｎｇ ａ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋ」、Ｒａｖｉｎｄｒａ Ｓａｎｄｅ，Ａｎａｎｔｈａｒａｍａｎ Ｂａｌａｓｕｂｒａｍａｎｉａｎ、ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ、カナダ国ブリティッシュコロンビア州バンクーバー、２００４年５月２３〜２６日も引用することができる。
【００４４】
この刊行物は、Ｌ個のサブバンドを有する合成フィルタバンクと、それに続くＭ個のサブバンドを有する解析フィルタバンクとからなり、ＭとＬは互いの倍数であるシステムを実施する効率的な構造を開示している。この構造は、ＶＬＳＩ集積テクノロジ（「超大規模集積回路」）またはＦＰＧＡ（「フィールドプログラマブルゲートアレイ」）または並列プロセッサで実施するのに効率的である。この構造は、より少ない論理ブロック、より低い電力消費を必要とし、並列度を拡張することを可能にしている。提案された方法は、サブバンドに基づく１つの処理が、別のサブバンド処理に続き、中間合成信号が不要である状況に適用可能である。
【００４５】
しかし、
・上記した方法は、当該フィルタバンクが変調され、多相構造に分解されるという限定的な仮定をしている。
・この方法は、ＭおよびＬが互いの倍数である特定の場合だけに限定される。
【００４６】
サブバンド領域同士間で変換する方式の構造が、特に「Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋｓ」、Ｐ．Ｐ．Ｖａｉｄｙａｎａｔｈａｎ、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ、米国ニュージャージー州エングルウッドクリフ、１９９３年、１４８〜１５１頁で提示されたトランスマルチプレクシング（ｔｒａｎｓ−ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の問題の構造とのある種の類似性を示すことも指摘しなければならない。
【００４７】
具体的に言うと、ＴＤＭからＦＤＭへ（「時間領域多重化から周波数領域多重化へ）のトランスマルチプレクシングにおいて、合成フィルタバンクが使用される。インターレースされた時間信号を再構成するために（すなわち、ＦＤＭからＴＤＭへの逆トランスマルチプレクシング動作を実行するために）、解析フィルタバンクが使用される。したがって、ＴＤＭ→ＦＤＭ→ＴＤＭシステムの構造は、合成フィルタバンクおよび解析フィルタバンクのカスケード接続になり、これは、従来のトランス符号化システムでも使用されるものによく対応する。これらのトランスマルチプレクシングシステムで一般に提起される問題は、ＴＤＭ→ＦＤＭ→ＴＤＭ動作の後にひずみのない元の信号を再構成することである。これは、これらのフィルタバンク内に、完全ではない帯域フィルタの使用から生じるクロストークという現象に起因するひずみを除去することを主として含む。同じ参考文献「Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋｓ」、Ｐ．Ｐ．Ｖａｉｄｙａｎａｔｈａｎ、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ、米国ニュージャージー州エングルウッドクリフ、１９９３年、２５９〜２６６頁、に示された、合成フィルタおよび解析フィルタの賢明な設計が、この問題を克服することを可能にする。これらのフィルタに関する設計提案では、合成フィルタバンクと解析フィルタバンクとを合併し、これによってインテリジェントな変換システムを提案することになる方法が提示されている。
【００４８】
しかし、
・この文書で提案された多重化構造では、合成フィルタバンクおよび解析フィルタバンクが同じ個数のバンドを有する（Ｍ＝Ｌ）。
・トランス符号化におけるのと全く同じように合成フィルタバンクおよび解析フィルタバンクを合併するトランスマルチプレクシングシステムを構築する目的はない。これらの２つのフィルタバンクは、独立にカスケード接続されたままにされている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４９】
本発明は、上記した従来技術に関する状況を改善することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００５０】
このために、本発明は、第２の個数の各サブバンド成分Ｍを含む第２のベクトルを得るために、合成フィルタのバンクへ、そしてその後に解析フィルタのバンクへ、第１の個数Ｌの各のサブバンド成分を含む第１のベクトルへの適用を同じ処理内で圧縮することにある、異なるサブバンド領域の間で切り替えることによってデータを処理する、コンピュータリソースによって実施される方法を提案する。
【００５１】
本発明の趣旨内の方法は、
第３の個数Ｋ、すなわち第１の個数Ｌと第２の個数Ｍとの間の最小公倍数の判定の後に、
ａ）第３の個数Ｋが第１の個数Ｌと異なる場合に、ｐ2＝Ｋ／Ｌであるｐ2個の多相成分ベクトルを得るために、第１のベクトルの直列／並列変換によってブロック毎に配置するステップと、
ｂ）ｐ1＝Ｋ／Ｍである、第２のベクトルのｐ1個の多相成分ベクトルを得るために、次元Ｋ×Ｋの正方行列
【００５２】
【数３】
【００５３】
を含む、選択された行列フィルタリングをｐ2個の多相成分ベクトルへ適用するステップと、
ｃ）第３の個数Ｋが第２の個数Ｍと異なる場合に、第２のベクトルを得るために、並列／直列変換によるブロック毎に配置するステップと
を有する。
【００５４】
このように、本発明は、特に、以下でわかるように限定するものではなく、任意の第１タイプの符号化から任意の第２タイプの符号化へのトランス符号化を提案する。また、サブバンドの各個数ＭおよびＬは任意の自然整数であり、ほとんどの一般的な場合に、必ずしも比例関係によって関係しないことが理解されるであろう。
【００５５】
したがって、本発明の趣旨の範囲内の方法を、少なくとも１つの第２のタイプの圧縮符号化／復号への第１のタイプの圧縮符号化／復号グのトランス符号化へ有利なことに適用してもよい。この適用は、
第１の個数Ｌ個の各サブバンド成分を含む第１のベクトルの形態での、第１のタイプに従って少なくとも部分的にデコードされたデータを回復するステップと、
第１のベクトルを、第１のタイプによる合成フィルタのバンクに適用し、その後第２のタイプによる解析フィルタのバンクへ適用するステップと、
各々第２の個数Ｍのサブバンド成分を含み、第２のタイプによる後続のコーディングステップに適用できる第２のベクトルを回復するステップと
を同一処理内で構成することにある。
【００５６】
本発明は、サーバ、ゲートウェイ、または端末などの、通信ネットワーク内の機器のメモリに格納されるようになっており、本発明において請求された方法のすべてまたは一部を実施するための命令を含むコンピュータプログラム製品も目的としている。
【００５７】
本発明は、本発明において請求される方法を実施するコンピュータリソースを含む、サーバ、ゲートウェイ、または端末などの、通信ネットワーク用の機器をも目的としている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５８】
本発明の他の特徴および利点は、以下の詳細な説明および添付図面を調べる際に明らかになる。
【００５９】
サブバンド領域同士間で変換する方法を、以下下で本発明の全般的な提示で説明する。
【００６０】
第１の圧縮符号化システムによって使用され、Ｆk（ｚ）、ただし０≦ｋ≦Ｌ−１、と表されるそのフィルタによって定義されるＬバンド合成バンクと、第２の圧縮システム内で使用され、Ｈn（ｚ）、ただし０≦ｎ≦Ｍ−１、と表されるそのフィルタによって定義されるＭバンド解析フィルタバンクとを検討する。この２つの圧縮システムで使用される２つのフィルタバンクを、後でわかるように、優先的に最大デシメーションシステム（すなわち「クリティカルサンプリングシステム」）であると仮定する。
【００６１】
【数４】
【００６２】
と
【００６３】
【数５】
【００６４】
によって、それぞれ第１のフィルタバンクおよび第２のフィルタバンクの領域内の信号を表す、サブバンドの信号のベクトルを表す。
【００６５】
サブバンド領域同士間の変換の原理を、図５ａおよび５ｂによって示す。この原理は、合成バンクＢＳ１および解析バンクＢＡ２のカスケード接続（図５ａ）と等価な、サブバンド信号のベクトル
【００６６】
【数６】
【００６７】
の間で変換するシステム５１（図５ｂ）を見つけことを含む。その目的はアルゴリズムの複雑さ（すなわち、計算動作の回数および必要なメモリ）を減らすためにこれらの２つのフィルタバンクの間である種の数学計算動作を合併することである。したがって、他の目的は、この変換によって生じるアルゴリズム的遅延を最小限まで減らすことにある。
【００６８】
マルチレートブロックを使用することによって、図５ａの方式を、解析フィルタバンクが合成フィルタバンクに続く図６の方式によって表すことができる。Ｌ個のサブバンドを有する合成フィルタバンクは従来、各サブバンドｋ、ただし０≦ｋ≦Ｌ−１、において、合成フィルタＦk（ｚ）によるフィルタリングが続く、Ｌ倍のオーバーサンプリングの動作から構成される。したがって、入力ベクトル
【００６９】
【数７】
【００７０】
のｋ番目の成分に対応するサブバンド信号は、まずオーバーサンプリングされ、次いで、フィルタＦk（ｚ）によってフィルタリングされる。この合成バンクの出力において合成される時間信号
【００７１】
【数８】
【００７２】
は、その後、０≦ｋ≦Ｌ−１についてこれらのフィルタリングの結果を合計することによって得られる。
【００７３】
この時間信号は、その後、Ｍ個のサブバンドを有する解析バンクの入力を構成する。この入力は、サブバンドｎ、ただし０≦ｎ≦Ｍ−１、ごとに、解析フィルタＨn（ｚ）によるフィルタリングと、その後のＭ倍のオーバーサンプリング動作とを受ける。
【００７４】
【数９】
【００７５】
によるｚ変換の領域において表される、サブバンド信号の、サイズＭのベクトルがつぎに、この解析バンクの出力において得られる。したがって、時間信号の合成は、本発明の趣旨の範囲内の、後で説明する変換システムと対照的に、この従来の変換システムでは一般に必要である。
【００７６】
したがって、次に、本発明の趣旨の範囲内の変換システムを、一般表現に従って説明する。
【００７７】
【数１０】
【００７８】
となるように、Ｋによって、ＭおよびＬの最小公倍数を表し（すなわち、Ｋ＝ｌｃｍ（Ｍ，Ｌ））、ｐ1およびｐ2によって自然整数を表す。
【００７９】
信号ベクトル
【００８０】
【数１１】
【００８１】
のｐ2個の多相成分への分解から生じるベクトル
【００８２】
【数１２】
【００８３】
、信号ベクトル
【００８４】
【数１３】
【００８５】
のｐ1個の多相成分への分解から生じるベクトル
【００８６】
【数１４】
【００８７】
を考える。
【００８８】
【数１５】
【００８９】
によって、合成フィルタと解析フィルタとの間の積を一緒にまとめるサイズＭ×Ｌの行列を表す。したがって、この行列の要素は、
【００９０】
【数１６】
【００９１】
と書くことができ、行列形式では
【００９２】
【数１７】
【００９３】
と書くことができ、ここで、
【００９４】
【数１８】
【００９５】
と
【００９６】
【数１９】
【００９７】
は、それぞれ、第２のフィルタバンクの解析フィルタのベクトルおよび第１のフィルタバンクの合成フィルタのベクトルである。
【００９８】
サブバンド領域同士間の変換は、次の式によって与えられる。
【００９９】
【数２０】
【０１００】
変換行列
【０１０１】
【数２１】
【０１０２】
は、Ｋ×Ｋのサイズである。その式は、
【０１０３】
【数２２】
【０１０４】
によって与えられ、ここで、
【０１０５】
【数２３】
【０１０６】
は、要素が
【０１０７】
【数２４】
【０１０８】
と定義される、サイズｐ1×ｐ2の行列である。
【０１０９】
演算
【０１１０】
【数２５】
【０１１１】
は、
【０１１２】
【数２６】
【０１１３】
となるクロネッカ積を表す。
【０１１４】
演算
【０１１５】
【数２７】
【０１１６】
が、Ｋ個のサンプルのうちの１つのサンプルだけが保持されるサブサンプリングに対応する、Ｋ倍のデシメーションを表すことを想起されたい。
【０１１７】
本変換システムを、後でわかるように、このシステムが有利なことにいわゆる「線形周期時間変動（Ｌｉｎｅａｒ Ｐｅｒｉｏｄｉｃａｌｌｙ Ｔｉｍｅ Ｖａｒｙｉｎｇ）」システム、すなわちＬＰＴＶシステムであることを示す図７に示されているように、図式化することができる。
【０１１８】
図７では、進み
【０１１９】
【数２８】
【０１２０】
と遅延のチェーンとからなる、Ｐ2倍のデシメーション７２＿ｐ2−１から７２＿０が続く入力ブロック７１は、
【０１２１】
【数２９】
【０１２２】
と表されるｐ2個の入力ベクトルの各一続きを、サイズＫの単一のベクトル
【０１２３】
【数３０】
【０１２４】
内のブロックとして配置する機構と解釈することができる。後者のベクトル
【０１２５】
【数３１】
【０１２６】
は、その後、フィルタリング行列
【０１２７】
【数３２】
【０１２８】
に適用され（モジュール７４）、その結果は、ベクトル
【０１２９】
【数３３】
【０１３０】
と同じサイズのベクトル
【０１３１】
【数３４】
【０１３２】
である。
【０１３３】
当業者にとって慣例として、表記
【０１３４】
【数３５】
【０１３５】
が、単にそのｚ変換によるベクトル
【０１３６】
【数３６】
【０１３７】
の式に関し、一方、表記
【０１３８】
【数３７】
【０１３９】
が、時間領域のベクトル
【０１４０】
【数３８】
【０１４１】
の式に関することを想起されたい。
【０１４２】
図７の最後のブロック７３＿ｐ1−１から７３＿０は、最終的に、ベクトル
【０１４３】
【数３９】
【０１４４】
の、サイズＭのｐ1個の連続したサブベクトルを、出力としてベクトル
【０１４５】
【数４０】
【０１４６】
を生じるように直列にすることを可能にする。
【０１４７】
図７の入力ブロックおよび出力ブロックは最終的に、本発明の趣旨の範囲内の方法の主要なステップを要約した図８のブロックに配置する機構８１およびその後に直列に置く機構８２とほとんど異ならない。
【０１４８】
有利なことに、本発明の趣旨の範囲内の変換システムは最小限の遅延を有する。
【０１４９】
具体的に言うと、このサブバンド領域変換システムの目的の１つは、生じるアルゴリズム的遅延を最小にすることである。したがって、遅延を減らすために進みを導入することが必要である。
−合成フィルタバンクの入力において進み／遅延
【０１５０】
【数４１】
【０１５１】
を加え、
−２つのフィルタバンクの間で進み／遅延
【０１５２】
【数４２】
【０１５３】
を加えると、上記の式（５）は、
【０１５４】
【数４３】
【０１５５】
になる。
【０１５６】
指数ｅij＝ａＬ＋ｂ＋（ｉＭ−ｊＬ）、ただし０≦ｉ≦ｐ1−１，０≦ｊ≦ｐ2−１は、次の２つの極値の間で変動する。
【０１５７】
【数４４】
【０１５８】
行列
【０１５９】
【数４５】
【０１６０】
の要素フィルタは、
【０１６１】
【数４６】
【０１６２】
である場合に限って、すべてが因果関係（ｃａｕｓａｌ）を示す。
【０１６３】
したがって、本発明の趣旨の範囲内の変換システムは、さまざまな遅延を用いて、パラメータａおよびｂに関する異なる選択を行うことによって、しかし不等式（１２）が優先的に満たされるという条件付きで、構成することができる。
【０１６４】
したがって、パラメータａおよびｂは、サブバンド領域同士間で変換するシステムによって生じるアルゴリズム的遅延に作用することを可能にする調整パラメータと考えることができる。
【０１６５】
最小限のアルゴリズム的遅延を有する変換システムでは、最大の考えられる進みを導入することが適当である。したがって、ａおよびｂの選択は、
【０１６６】
【数４７】
【０１６７】
になるように優先的に行われる。
この選択では、式（８）は、
【０１６８】
【数４８】
【０１６９】
さもなくば
【０１７０】
【数４９】
【０１７１】
になり、ここで、
【０１７２】
【数５０】
【０１７３】
は、その要素が
【０１７４】
【数５１】
【０１７５】
と定義される行列である。
【０１７６】
したがって、関係（１６）は、本発明の趣旨の範囲内の変換システムによって生じるアルゴリズム的遅延を最小限まで減らすことを可能にする、変換行列
【０１７７】
【数５２】
【０１７８】
の一般式である。
【０１７９】
次では、最小限の遅延を有する変換システムの場合を検討する。
【０１８０】
表記ｅij＝Ｍ−１＋（ｉＭ−ｊＬ）、ただし、０≦ｉ≦ｐ1−１、かつ０≦ｊ≦ｐ2−１、を使用すると、行列
【０１８１】
【数５３】
【０１８２】
の行列要素
【０１８３】
【数５４】
【０１８４】
の次の解釈を、式（１５）に基づいて与えることができる。
【０１８５】
【数５５】
【０１８６】
関係（１８）において考慮される多相成分が、たとえば前述の参考文献
「Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋｓ」、Ｐ．Ｐ．Ｖａｉｄｙａｎａｔｈａｎ、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ、米国ニュージャージー州エングルウッドクリフ、１９９３年、に記載された、１から次数Ｋまでのタイプの分解に対応することに留意されたい。
【０１８７】
したがって、この解釈は、積フィルタＧnk（ｚ）＝Ｈn（ｚ）Ｆk（ｚ）、（０≦ｎ≦Ｍ−１、かつ０≦ｋ≦Ｌ−１）の、および遅延を追加することによって構成される対応するフィルタの１から次数Ｋまでのタイプの多相成分から直接、行列
【０１８８】
【数５６】
【０１８９】
を構成することを可能にする。
【０１９０】
行列
【０１９１】
【数５７】
【０１９２】
の要素をより明確に表すために、
【０１９３】
【数５８】
【０１９４】
と書く。
したがって、行列
【０１９５】
【数５９】
【０１９６】
の要素フィルタを、０≦ｍ，ｌ≦Ｋ−１について、
【０１９７】
【数６０】
【０１９８】
と書くことができる。
【０１９９】
後者の式（２０）で、整数ｉ、ｎおよびｊ、ｋは、次のようにｌおよびｍに依存する。
【０２００】
【数６１】
【０２０１】
ここで、
【０２０２】
【数６２】
【０２０３】
は、実数ｘの整数部分を表す。
【０２０４】
表記
【０２０５】
【数６３】
【０２０６】
（ただし、０≦ｒ≦Ｋ−１）は、１から次数Ｋまでのタイプの分解から生じる、フィルタＧnk（ｚ）の多相成分番号ｒを示す。
【０２０７】
多相成分
【０２０８】
【数６４】
【０２０９】
（ただし、０≦ｒ≦Ｋ−１）は、合成フィルタおよび解析フィルタが有限インパルス応答（すなわち「ＦＩＲ」）を有する場合に、直接、求めることができる。フィルタバンクの一方または両方が、再帰型フィルタ（無限インパルス応答、すなわち「ＩＩＲ」を有する）を使用する場合には、積フィルタＧnk（ｚ）も、無限インパルス応答を有する。そのような分解を実行する一般的な方法が、参考文献「Ｔｒａｉｔｅｍｅｎｔ ｄｕ ｓｉｇｎａｌ ａｕｄｉｏ ｄａｎｓ ｌｅ ｄｏｍａｉｎｅ ｃｏｄｅ：ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｅｔ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」［Ａｕｄｉｏ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｉｎ ｔｈｅ ｃｏｄｅｄ ｄｏｍａｉｎ：ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ａｎｄ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ］、Ａ．Ｂｅｎｊｅｌｌｏｕｎ Ｔｏｕｉｍｉ、ｅ’ｃｏｌｅ ｎａｔｉｏｎａｌｅ ｓｕｐｅ’ｒｉｅｕｒｅ ｄｅｓ ｔｅ’ｌｅ’ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｄｅ Ｐａｒｉｓからの博士論文、２００１年５月からの付録Ａ、題名「Ｐｏｌｙｐｈａｓｅ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ ｏｆ ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒｓ」に記載されていることが示す。
【０２１０】
Ｍ＝ｐＬの特定の場合の、本発明の趣旨の範囲内の解決策を以下に示す。
【０２１１】
Ｍ＝ｐＬの場合、Ｋ＝ｌｃｍ（Ｍ，Ｌ）＝Ｍ、かつｐ1＝１であると同時にｐ2＝ｐになる。そこで、式（４）は、
【０２１２】
【数６５】
【０２１３】
になる。ここで
【０２１４】
【数６６】
【０２１５】
は、信号
【０２１６】
【数６７】
【０２１７】
のベクトルの次数ｐの多相成分のベクトルである。
【０２１８】
この場合の変換行列は、サイズがＭ×Ｍであり、次のように書くことができる。
【０２１９】
【数６８】
【０２２０】
したがって、この行列は、合成フィルタおよび解析フィルタの積の、行列
【０２２１】
【数６９】
【０２２２】
の、１から次数Ｍまでのタイプの分解による、一般インデックス（ｐ−ｋ）Ｌ−１（ただし、０≦ｋ≦ｐ−１）の多相成分からそれぞれがなる行ベクトルである。
【０２２３】
より明示的には、行列
【０２２４】
【数７０】
【０２２５】
の要素フィルタは、
【０２２６】
【数７１】
【０２２７】
と書くことができ、ここで、ｊおよびｋは、関係
【０２２８】
【数７２】
【０２２９】
によってｌから得られる整数である。
【０２３０】
表記
【０２３１】
【数７３】
【０２３２】
（ただし、０≦ｒ≦Ｍ−１）は、次数Ｍまでの分解から生じる、フィルタＧmj（ｚ）の一般インデックスｒの多相成分を目指している。
【０２３３】
この変換システムの方式を、この特定の場合において、マルチレート表現として図９に、およびフィルタリング方法の主なステップを示す図１０に示す。
【０２３４】
Ｌ＝ｐＭの特定の場合における本発明の趣旨の範囲内の解決策を以下に示す。
【０２３５】
この特定の場合、Ｋ＝ｌｃｍ（Ｍ，Ｌ）＝Ｌ、かつｐ1＝ｐであると同時にｐ2＝１になる。したがって、式（４）は、
【０２３６】
【数７４】
【０２３７】
になる。ここで、
【０２３８】
【数７５】
【０２３９】
は、信号
【０２４０】
【数７６】
【０２４１】
のベクトルの次数ｐの多相成分のベクトルである。
【０２４２】
この場合の変換行列は、サイズがＬ×Ｌであり、次のように書くことができる。
【０２４３】
【数７７】
【０２４４】
したがって、この行列は、合成フィルタおよび解析フィルタの積の、行列
【０２４５】
【数７８】
【０２４６】
の、１から次数Ｌまでのタイプの分解による、一般インデックス（ｋ＋１）Ｍ−１（ただし、０≦ｋ≦ｐ−１）の多相成分からそれぞれがなる列ベクトルである。
【０２４７】
より明示的には、行列
【０２４８】
【数７９】
【０２４９】
の要素フィルタは次のように書くことができる。
【０２５０】
【数８０】
【０２５１】
ここで、ｉおよびｋは、
【０２５２】
【数８１】
【０２５３】
によってｍから得られる整数である。
【０２５４】
表記
【０２５５】
【数８２】
【０２５６】
（ただし０≦ｒ≦Ｌ−１）は、次数Ｌまでの分解から生じる、フィルタＧil（ｚ）の一般インデックスｒの多相成分を示す。
【０２５７】
パラメータａおよびｂの考えられる選択は、ａ＝０およびｂ＝Ｍ−１を採用することにある。他の選択は、最小限の遅延を有するシステムで終わるように等式（１４）が優先的に満たされるという条件で考えられる。
【０２５８】
変換システムのこの方式を、この場合において、マルチレート表現として図１１に、およびＬ＝ｐＭであるこの特定の場合のフィルタリング方法の主なステップを示す図１２に示す。
【０２５９】
ここで、本発明の趣旨の範囲内の変換システムを、線形周期時間変動システムの態様に従って説明する。この場合、合成バンクおよび解析バンクのフィルタが、優先的にクリティカルサンプリングフィルタであることを指摘しておく。
【０２６０】
図７によって与えられる変換システムの方式は、この方式が、参考文献
「Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋｓ」、Ｐ．Ｐ．Ｖａｉｄｙａｎａｔｈａｎ、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ、米国ニュージャージー州エングルウッドクリフ、１９９３年、セクション１０．１、の趣旨の範囲内の線形周期時間変動システム、すなわち「ＬＰＴＶ」システムであることを示す。
【０２６１】
このシステムの周期を求め、この特性を明確に示すその等価な構造を見つけるために、まず、特定な場合Ｌ＝ｐＭおよびＭ＝ｐＬを以下に述べる。
【０２６２】
ｆsによって、時間領域の信号のサンプリング周波数を表し、
【０２６３】
【数８３】
【０２６４】
によって、それぞれ第１のフィルタバンクおよび第２のフィルタバンクの領域でのサンプリング周波数を表す。また、
【０２６５】
【数８４】
【０２６６】
によって、それぞれ対応するサンプリング間隔を表す。これらのパラメータは、次の関係を満たす。
【０２６７】
【数８５】
【０２６８】
Ｌ＝ｐＭである特定の場合に、図７の方式および変換行列の式（２８）を考慮に入れて、これらから、変換システムが周期
【０２６９】
【数８６】
【０２７０】
を有する線形周期時間変動であると推論することができる。これは、図１３の構造によって表すことができる。この構造は、
【０２７１】
【数８７】
【０２７２】
によって定義されるｐ個の転送行列
【０２７３】
【数８８】
【０２７４】
の集合（ただし、０≦ｋ≦ｐ−１）を特徴とする。
【０２７５】
このシステムは、入力と出力で同じビットレートを有しない。入力でのビットレートは、
【０２７６】
【数８９】
【０２７７】
であり、出力ビットレートは、
【０２７８】
【数９０】
【０２７９】
である。転送行列
【０２８０】
【数９１】
【０２８１】
は、サンプリング周波数
【０２８２】
【数９２】
【０２８３】
で動作し、グローバルシステムは、このシステムの出力にあるスイッチ１３０（図１３）が、環状に、やはり出力のこの同じ周波数
【０２８４】
【数９３】
【０２８５】
で、ある行列ブロック
【０２８６】
【数９４】
【０２８７】
から他の行列ブロックにトグルしているかのように動作する。
【０２８８】
このシステムの出力
【０２８９】
【数９５】
【０２９０】
が、瞬間
【０２９１】
【数９６】
【０２９２】
に、瞬間
【０２９３】
【数９７】
【０２９４】
の行列
【０２９５】
【数９８】
【０２９６】
の出力と等しいことにも留意されたい。
【０２９７】
Ｍ＝ｐＬである他の特定の場合に、この場合に適用される変換行列の式（２４）を考慮に入れると、図７の方式は、図１４の方式になる。
【０２９８】
この変換システムは、関係（３３）によって定義され、それに続く、それらのすべての出力を合計することによって、したがって
【０２９９】
【数９９】
【０３００】
であるｐ個の行列
【０３０１】
【数１００】
【０３０２】
の集合（ただし、０≦ｋ≦ｐ−１）を特徴とする、周期
【０３０３】
【数１０１】
【０３０４】
を有するＬＰＴＶシステムと見なすことができる。
【０３０５】
このシステムの入力でのビットレートは、
【０３０６】
【数１０２】
【０３０７】
であり、出力ビットレートは、
【０３０８】
【数１０３】
【０３０９】
である。転送行列
【０３１０】
【数１０４】
【０３１１】
は、サンプリング周波数
【０３１２】
【数１０５】
【０３１３】
で動作し、このシステムは、このシステムの入力にあるスイッチ１４０（図１４）が、環状に、やはり入力のこの同じ周波数
【０３１４】
【数１０６】
【０３１５】
で、ある行列ブロック
【０３１６】
【数１０７】
【０３１７】
から他の行列ブロックにトグルしているかのように全体的に動作する。
【０３１８】
さらに、瞬間
【０３１９】
【数１０８】
【０３２０】
における、この変換システムの出力
【０３２１】
【数１０９】
【０３２２】
が、各瞬間
【０３２３】
【数１１０】
【０３２４】
に
【０３２５】
【数１１１】
【０３２６】
によって各々が供給される
【０３２７】
【数１１２】
【０３２８】
（ただし、０≦ｋ≦ｐ−１）の出力の合計と等しいことを指摘する。
【０３２９】
ここで、ＭおよびＬが必ずしも比例関係によって関係しない一般的な場合でのこのシステムの動作方法を説明する。図７の方式の、関係（１５）によって与えられる行列
【０３３０】
【数１１３】
【０３３１】
の形と、２つの特定の場合Ｌ＝ｐＭおよびＭ＝ｐＬについての上記の説明とを考慮に入れると、一般的な場合の変換システムを、図１５に示されているように図式化することができる。この一般的なシステムは、それぞれ周期
【０３３２】
【数１１４】
【０３３３】
を有する、ｐ1個の線形周期時間変動サブシステムを有する。この組からの次数ｉ（ただし、０≦ｉ≦ｐ1−１）のＬＰＴＶサブシステムは、次のｐ2個の転送行列
【０３３４】
【数１１５】
【０３３５】
【数１１６】
【０３３６】
を特徴とする。
【０３３７】
このサブシステムの組全体は並列に動作し、それらの出力のうちの１つが、周期
【０３３８】
【数１１７】
【０３３９】
で、このシステムの出力として周期的に選択される。このグローバルシステムは、周期ＫＴsの線形周期時間変動でもある。具体的に言うと、
【０３４０】
【数１１８】
【０３４１】
したがって、
【０３４２】
【数１１９】
【０３４３】
である。
【０３４４】
それぞれ図１５の構造の入力および出力において表された２つのスイッチ１５１および１５２は、周波数
【０３４５】
【数１２０】
【０３４６】
で動作し、この周波数は、転送行列
【０３４７】
【数１２１】
【０３４８】
の動作周波数でもある。
【０３４９】
瞬間
【０３５０】
【数１２２】
【０３５１】
におけるこのシステムの出力
【０３５２】
【数１２３】
【０３５３】
は、瞬間
【０３５４】
【数１２４】
【０３５５】
、ｉ＝ｎｍｏｄｐ1であるＬＰＴＶサブシステム番号ｉの出力と等しい。瞬間
【０３５６】
【数１２５】
【０３５７】
におけるこのシステムの入力
【０３５８】
【数１２６】
【０３５９】
は、ｐ1個のＬＰＴＶサブシステムの各々の番号ｊ、ここで、ｊ＝ｋｍｏｄｐ2、の入力に向けられる。
【０３６０】
このシステムの入力におけるビットレートは、
【０３６１】
【数１２７】
【０３６２】
であり、出力ビットレートは、
【０３６３】
【数１２８】
【０３６４】
であり、これによって、本発明の趣旨の範囲内の変換システムによる入力データの即座の処理が可能になる。
【０３６５】
フィルタ
【０３６６】
【数１２９】
【０３６７】
（ただし、０≦ｎ≦Ｍ−１かつ０≦ｋ≦Ｌ−１）、すなわち転送行列
【０３６８】
【数１３０】
【０３６９】
の要素はｅijに、したがってインデックスｉおよびｊに依存し、
【０３７０】
【数１３１】
【０３７１】
と
【０３７２】
【数１３２】
【０３７３】
と書くことができることを想起されたい。
【０３７４】
本発明の趣旨の範囲内の変換システムの有利な実施例を以下に説明する。
【０３７５】
Ｎ1によって、フィルタＦk（ｚ）（ただし０≦ｋ≦Ｌ−１）の長さを表し、Ｎ2によって、フィルタＨn（ｚ）（ただし０≦ｎ≦Ｌ−１）の長さを表す。これらの表記は、これらのフィルタが有限インパルス応答を有し、２つのフィルタバンクの各々について同じ長さを有する場合にのみ使用される。
【０３７６】
次の式は、
【０３７７】
【数１３３】
【０３７８】
に基づく行列フィルタリングブロックの入力および出力のベクトルに使用される。
【０３７９】
【数１３４】
【０３８０】
および
【０３８１】
【数１３５】
【０３８２】
行列フィルタリングに基づく実施例は、式（４）から、および一般的な図８の変換システムを表す方式から直接、生じる。したがって、各信号Ｖm［ｋ］、ただし０≦ｍ≦Ｋ−１、すなわちベクトル
【０３８３】
【数１３６】
【０３８４】
の成分は、フィルタＴml（ｚ）による信号Ｕ1［ｋ］、ただし０≦ｌ≦Ｋ−１、のそれぞれのフィルタリングの結果の合計である。
【０３８５】
有限インパルス応答合成フィルタバンクおよび有限インパルス応答解析フィルタバンクの場合、行列
【０３８６】
【数１３７】
【０３８７】
のすべての要素フィルタも有限インパルス応答フィルタである。従来、この場合、畳込み乗算特性に基づく高速フィルタリングプロセスを使用することが可能である。
【０３８８】
無限インパルス応答フィルタの場合、実施中に行列
【０３８９】
【数１３８】
【０３９０】
の要素同士の間である分母を因数分解することが可能であることを指摘する。
【０３９１】
ここで、オーバーラップ変換を使用する実施例を説明する。ここでは、合成バンクおよび解析バンクのフィルタが、有限インパルス応答を有し、最大デシメーションタイプであると仮定する。
【０３９２】
変換行列
【０３９３】
【数１３９】
【０３９４】
は、次のように表される。
【０３９５】
【数１４０】
【０３９６】
ここで、
【０３９７】
【数１４１】
【０３９８】
はサイズがＫ×Ｋの行列であり、ＮはフィルタＴml（ｚ）、すなわち
【０３９９】
【数１４２】
【０４００】
の要素の長さの最大値に対応する。
【０４０１】
この長さＮは、ほとんどの一般的な場合に、次の式によって与えられる。
【０４０２】
【数１４３】
【０４０３】
ここで、ｒ0は、
【０４０４】
【数１４４】
【０４０５】
によって与えられる。
【０４０６】
以下では、ケースバイケースで変動を考慮に入れて、長さＮの次の定義を使用する。
【０４０７】
【数１４５】
【０４０８】
したがって、行列
【０４０９】
【数１４６】
【０４１０】
によるフィルタリングの動作は、次のように書くことができる。
【０４１１】
【数１４７】
【０４１２】
【数１４８】
【０４１３】
によって定義される、サイズがＮＫ×Ｋの行列
【０４１４】
【数１４９】
【０４１５】
を考える。
【０４１６】
したがって、このシステムは、変換行列
【０４１７】
【数１５０】
【０４１８】
およびそれに続くオーバーラップを伴う加算演算によって構成することができる。この実施例は、特に「Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｗｉｔｈ Ｌａｐｐｅｄ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｓ」、Ｈ．Ｓ．Ｍａｌｖａｒ、Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ，Ｉｎｃ．、１９９２年、に記載されているように、オーバーラップ変換「ＬＴ」の合成部分に似ている。
【０４１９】
これは、図１６に、Ｎ＝３の特定の場合について示されている。行列
【０４２０】
【数１５１】
【０４２１】
を、「変換変換された行列（ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｄ ｍａｔｒｉｘ）」と呼ぶ。
【０４２２】
サブバンド領域同士の間で変換する計算手順は、次のように要約することができる。
１．第１のフィルタバンクのサブバンド信号
【０４２３】
【数１５２】
【０４２４】
のベクトルに対応する、変換システムへのｐ2個の連続したベクトル入力に基づいたベクトル
【０４２５】
【数１５３】
【０４２６】
の作成。
２．ベクトル
【０４２７】
【数１５４】
【０４２８】
を得るために、変換変換された行列
【０４２９】
【数１５５】
【０４３０】
によるベクトル
【０４３１】
【数１５６】
【０４３２】
の変換。すなわち
【０４３３】
【数１５７】
【０４３４】
３．図１６に示されている、Ｎ個の連続するベクトル
【０４３５】
【数１５８】
【０４３６】
のオーバーラップを伴った加算演算。この演算の出力は、ベクトル
【０４３７】
【数１５９】
【０４３８】
である。
４．第２のフィルタバンクの領域のサブバンド信号のベクトル
【０４３９】
【数１６０】
【０４４０】
を得るために、ベクトル
【０４４１】
【数１６１】
【０４４２】
の、サイズＭの連続するサブベクトルを直列にすること。
【０４４３】
好ましい実施形態による、ＬＰＴＶシステムを装ったシステムの表現に基づく実施例を以下に説明する。
【０４４４】
以下で述べる方法は、処理の並列性と、本方法を実施するためのコンピュータリソース（ソフトウェアまたはハードウェア）の効率的な使用とをもたらす。したがって、このシステムは、少なくとも有限インパルス応答フィルタバンクの場合の、現在好ましい実施形態である。
【０４４５】
上記で定義した転送行列
【０４４６】
【数１６２】
【０４４７】
の各々に関連する変換行列として、サイズがＮＭ×Ｌの行列
【０４４８】
【数１６３】
【０４４９】
（ただし、０≦ｉ≦ｐ1−１かつ０≦ｊ≦ｐ2−１）を考える。これらの行列が、
【０４５０】
【数１６４】
【０４５１】
によって表され、行列
【０４５２】
【数１６５】
【０４５３】
がサイズＭ×Ｌであるとすると、行列
【０４５４】
【数１６６】
【０４５５】
を次のように定義することができる。
【０４５６】
【数１６７】
【０４５７】
各転送行列
【０４５８】
【数１６８】
【０４５９】
は、同じ長さのフィルタを含み、ｅijの値に依存するので、対応する行列
【０４６０】
【数１６９】
【０４６１】
もｅijに依存する。行列
【０４６２】
【数１７０】
【０４６３】
は零部分行列を含み、その形は、次のように与えられる。
・０≦ｅij≦Ｋ−１の場合、
０≦ｅij≦ｒ0−１ならば、
【０４６４】
【数１７１】
【０４６５】
ｒ0≦ｅij≦Ｋ−１ならば、
【０４６６】
【数１７２】
【０４６７】
・ｅij＜０の場合、
０≦Ｋ＋ｅij≦ｒ0−１ならば、
【０４６８】
【数１７３】
【０４６９】
このケースは、Ｋ＋ｅmin≦ｒ0−１の場合にのみ存在することに留意されたい。さて、ｅmin＝Ｍ＋Ｌ−１−Ｋであり、その結果、このケースの存在条件は、ｒ0≧Ｍ＋Ｌになる。
【０４７０】
ｒ0≦Ｋ＋ｅij≦Ｋ−１ならば、
【０４７１】
【数１７４】
【０４７２】
【数１７５】
【０４７３】
がサイズＬ×Ｍの零行列を表すことを想起されたい。
【０４７４】
有利なことに、行列
【０４７５】
【数１７６】
【０４７６】
の零ブロックは、この行列による入力ベクトルの変換中の演算の削減を可能にする。
【０４７７】
【数１７７】
【０４７８】
の部分行列
【０４７９】
【数１７８】
【０４８０】
Ｐnと部分行列
【０４８１】
【数１７９】
【０４８２】
との間の次の関係に気づく。
【０４８３】
【数１８０】
【０４８４】
サブバンド領域同士間で変換する計算手順が図１７に示され、次のように行われる。
１．各新しい入力ベクトルＸ［ｋ］が、０≦ｉ≦ｐ1−１で、ｊ＝ｋｍｏｄｐ2である変換行列
【０４８５】
【数１８１】
【０４８６】
を特徴とするサブシステムの共通メモリに向けられる。
２．０≦ｉ≦ｐ1−１である各一定のｉについて、
ａ．ｊ＝ｋｍｏｄｐ2について、ベクトルＸ［ｋ］への変換
【０４８７】
【数１８２】
【０４８８】
の適用。この変換中に、行列
【０４８９】
【数１８３】
【０４９０】
の零ブロックを有利に考慮する。
【０４９１】
ｂ．ｊ＝０，…，ｐ2−１について、ステップ２．ａから生じるすべての変換されたベクトルを合計する。
【０４９２】
ｃ．ＬＰＴＶサブシステム番号ｉの出力
【０４９３】
【数１８４】
【０４９４】
を生成するために、ステップ２．ｂから生じる合計ベクトルに対してオーバーラップを伴う加算「ＯＬＡ」（「Ｏｖｅｒｌａｐ ａｎｄ Ａｄｄ」を表す）。
３．この変換システムの出力
【０４９５】
【数１８５】
【０４９６】
は、ｉ＝ｎｍｏｄｐ1であるＬＰＴＶサブシステム番号ｉの出力
【０４９７】
【数１８６】
【０４９８】
に対応する。
【０４９９】
ステップ２．ｃのオーバーラップを伴う加算は、（Ｎ−１）Ｍ個の要素のオーバーラップを伴って、長さＮＭのベクトルに対して行われる。
【０５００】
この手順が依然として、図１５の方式の原理に基づくことに留意されたい。
【０５０１】
Ｍ＝ｐＬである特定の場合に、
【０５０２】
【数１８７】
【０５０３】
、ただし０≦ｊ≦ｐ−１と表し、
【０５０４】
【数１８８】
【０５０５】
によって、対応する変換された行列を表す。この行列は次の形を有する。
【０５０６】
【数１８９】
【０５０７】
図１８に示された、サブバンド領域同士間で変換する計算ステップは、次のように行われる。
１．各新しい入力ベクトルＸ［ｋ］が、ｊ＝ｋｍｏｄｐである変換された行列
【０５０８】
【数１９０】
【０５０９】
を特徴とするサブシステムのメモリに向けられる。
２．ｊ＝ｋｍｏｄｐについて、ベクトルＸ［ｋ］への変換
【０５１０】
【数１９１】
【０５１１】
の適用。
３．０≦ｊ≦ｐ−１である、変換された行列
【０５１２】
【数１９２】
【０５１３】
を特徴とするサブシステムによって出力された、ステップ２から生じるベクトルを合計すること。
４．この変換システムの出力
【０５１４】
【数１９３】
【０５１５】
は、ステップ３から生じる合計ベクトルに対するオーバーラップを伴う加算の結果に対応する。
【０５１６】
Ｌ＝ｐＭである特定の場合に、
【０５１７】
【数１９４】
【０５１８】
と書き、
【０５１９】
【数１９５】
【０５２０】
によって、対応する変換された行列を表す。この行列は、次の形を有する。
【０５２１】
【数１９６】
【０５２２】
サブバンド領域同士間で変換する計算ステップは、図１９に示されており、次のように優先的に行われる。
１．各新しい入力ベクトルＸ［ｋ］が、転送行列
【０５２３】
【数１９７】
【０５２４】
、ただし０≦ｉ≦ｐ−１、を特徴とするすべてのサブシステムの共通メモリに向けられる。
２．０≦ｉ≦ｐ1−１である、一定のｉのそれぞれについて、ベクトル
【０５２５】
【数１９８】
【０５２６】
を得るために、ベクトルＸ［ｋ］への変換
【０５２７】
【数１９９】
【０５２８】
の適用およびその後のオーバーラップを伴う加算。
３．この変換システムの出力
【０５２９】
【数２００】
【０５３０】
は、ｉ＝ｎｍｏｄｐである転送行列
【０５３１】
【数２０１】
【０５３２】
を特徴とするサブシステムの出力
【０５３３】
【数２０２】
【０５３４】
に対応する。
【０５３５】
オーディオ符号化において最も広く使用されているフィルタバンクを以下に説明する。そのような符号化フォーマットを使用するフィルタバンク同士の間での切替のさまざまな場合の本変換システムのパラメータが、図２７で与えられ、ここで、パラメータＮが、上記の式（５６）によって与えられることも示す。
【０５３６】
変調されたコサインＦＩＲフィルタバンク同士の間の変換の場合、フィルタバンクは、解析フィルタおよび合成フィルタがロウパスプロトタイプフィルタＨ（ｚ）のコサイン変調によって得られることを特徴とする。Ｍ個のバンドを有するフィルタバンクの場合、解析フィルタおよび合成フィルタのインパルス応答の式は、
【０５３７】
【数２０３】
【０５３８】
によって与えられ、ここで、０≦ｎ≦Ｎ−１かつ
【０５３９】
【数２０４】
【０５４０】
であり、ｈ［ｎ］は、長さＮのプロトタイプフィルタのインパルス応答である。
【０５４１】
この種のフィルタバンクは、さらに次の条件、
−フィルタの長さがＮ＝２ｍＭによって与えられ、ここで、ｍは整数であり、
−合成フィルタが、
【０５４２】
【数２０５】
【０５４３】
によって与えられ、
−プロトタイプフィルタが、直線位相ｈ［ｎ］＝ｈ［Ｎ−１−ｎ］を有し、
−プロトタイプフィルタＨ（ｚ）の次数２Ｍの多相成分が、さらに、パワーコンプリメンタリティ（ｐｏｗｅｒ ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｉｔｙ）条件を満たし、これによって、プロトタイプフィルタを設計することを可能になる。
が満たされる場合、完全な再構成という特性を有する。
【０５４４】
式（５７）、（５８）、および上記の条件は、変調されたコサインおよび完全再構成のフィルタバンクを完全に特徴づけることを可能にする。
【０５４５】
これらの変調されたコサインおよび完全再構成のフィルタバンクは、現代のオーディオコーダのすべてのフィルタバンクの基礎である。ＭＰＥＧ−１／２レイヤ１および２のコーダの擬似ＱＭＦフィルタバンクであっても、プロトタイプフィルタが、完全再構成が満たされることを考慮するように十分によく設計されているならば、このカテゴリに関連付けることができる。
【０５４６】
変調されたコサインおよび完全再構成のフィルタバンクの特定の場合を構成する、異なるサイズのＭＤＣＴ変換同士間の変換では、例を、Ｎ＝２Ｍおよびｍ＝１のＴＤＡＣフィルタバンクとすることができる。ｍ＝１は、名前ＭＤＣＴ（「Ｍｏｄｉｆｉｅｄ ＤＣＴ」を表す）によっても知られているＭＬＴ変換（「Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｌａｐｐｅｄ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ」を表す）と考えることができる。この変換は、大多数の現代の周波数オーディオコーダ（ＭＰＥＧ−２／４ ＡＡＣ、ＰＡＣ、ＭＳＡｕｄｉｏ、ＴＤＡＣなど）で使用されている。
【０５４７】
合成フィルタバンクおよび解析フィルタバンクの式は、
【０５４８】
【数２０６】
【０５４９】
によって与えられる。
【０５５０】
完全な再構成を保証するために、ウィンドウｈ［ｎ］は、対称性条件
【０５５１】
【数２０７】
【０５５２】
およびパワーコンプリメンタリティ条件
【０５５３】
【数２０８】
【０５５４】
を満たさなければならない。
【０５５５】
これらの条件を満たすプロトタイプフィルタの考えられる単純な選択は、次の正弦波ウィンドウによって与えられる。
【０５５６】
【数２０９】
【０５５７】
このウィンドウの選択は、ＴＤＡＣコーダおよびＧ．７２２．１コーダで使用されている。もう１つの選択は、ＭＰＥＧ−４ ＡＡＣコーダ、ＢＳＡＣコーダ、Ｔｗｉｎ ＶＱコーダ、およびＡＣ−３コーダの場合と同様にＫａｉｓｅｒ−Ｂｅｓｓｅｌウィンドウから導出される（すなわち「ＫＢＤ」）ウィンドウを採用することにある。
【０５５８】
式（５９）および（６０）とウィンドウｈ［ｎ］の選択とが、したがって、ＭＤＣＴ変換に対応するフィルタバンクを完全に定めることが理解されるであろう。
【０５５９】
ＭＰＥＧ−１のＰＱＭＦフィルタバンクとＭＤＣＴの間の変換に関する限り、ＭＰＥＧ−１／２レイヤ１および２のコーダのフィルタバンクが、Ｍ＝３２個のバンクを有する擬似ＱＭＦであることが示される。これらの解析フィルタおよび合成フィルタは、０≦ｋ≦３１および０≦ｎ≦５１１について、
【０５６０】
【数２１０】
【０５６１】
と定義される。
【０５６２】
プロトタイプフィルタのインパルス応答の係数ｈ［ｎ］は、
「Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ ａｎｄ Ｓｔａｎｄａｒｄｓ」、Ｍ．Ｂｏｓｉ，Ｒ．Ｅ．Ｇｏｌｄｂｅｒｇ、９２〜９３頁、Ｋｌｕｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ（２００２年）、に見ることができる。
【０５６３】
ＭＰＥＧ−１ Ａｕｄｉｏ Ｌａｙｅｒ Ｉ−ＩＩ標準規格で与えられる値は、ウィンドウ（−１）lｈ（２ｌＭ＋ｊ）、ただし０≦ｊ≦２Ｍ−１かつ０≦ｌ≦ｍ−１、に対応する。
【０５６４】
サブバンド領域同士間の変換がフィルタリング処理と組み合わされる、本発明の態様を以下に説明する。
【０５６５】
トランス符号化動作中に、復号された信号を新しいフォーマットで記録する前に、その信号に対する中間処理を実行することが可能である。マルチメディア信号処理（オーディオ、画像、およびビデオ）の複数のケースは線形フィルタリングに基づく。次の例を挙げることができる。
・再サンプリング（ＣＩＦフォーマットからＱＣＩＦフォーマットへの切替）のための画像フィルタリングまたはビデオフィルタリング。
・サウンドスペイシャライゼーション（ｓｏｕｎｄ ｓｐａｔｉａｌｉｚａｔｉｏｎ）のためのＨＲＴＦフィルタ（「Ｈｅａｄ Ｒｅｌａｔｅｄ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ（頭部伝達関数）」）によるオーディオフィルタリング。これは、トランス符号化とスペイシャライゼーションを組み合わせることの興味深いケースの１つである。考えられる用途は、通常、テレビ会議オーディオブリッジでの処理になろう。
【０５６６】
図５ａのブロック図に関して、フィルタ
【０５６７】
【数２１１】
【０５６８】
が、２つの合成フィルタバンクと解析フィルタバンクとの間に導入され、それに等価なシステムが見つかる。ブロック図が図２０ａおよび２０ｂに示されている。
【０５６９】
フィルタリングと組み合わされた変換システムは、図５ｂに示されたものと同一タイプの方式によってモデル化することができる。しかし、この変換システムは、
【０５７０】
【数２１２】
【０５７１】
によって定義される新しいフィルタ行列
【０５７２】
【数２１３】
【０５７３】
を特徴とし、ここで、
【０５７４】
【数２１４】
【０５７５】
は、要素が
【０５７６】
【数２１５】
【０５７７】
によって与えられる、サイズがＭ×Ｌの行列である。
【０５７８】
上記の式（６４）において、行列
【０５７９】
【数２１６】
【０５８０】
は、式（１７）の定義に対応する。より明確には、式（６４）を
【０５８１】
【数２１７】
【０５８２】
と書くことができる。
【０５８３】
ここで、サンプリング周波数の変更と組み合わされた、サブバンド領域同士間の変換を説明する。
【０５８４】
ここでは、サンプリング周波数の変更が、第２の解析バンクによって再解析される前に、合成された時間信号に対して実行される場合を検討する。したがって、本発明の趣旨の範囲内のシステムは、図２１ａおよび２１ｂに示されているように、サブバンド領域同士間の変換とサンプリング周波数の変更とを組み合わせる。
【０５８５】
図２１ａにおいて、有理数の倍率
【０５８６】
【数２１８】
【０５８７】
によってサンプリング周波数を変更するシステムを考え、ここで、一般性を失わずに、
【数２１９】
【０５８８】
は、相対的に素と仮定される自然整数であり、したがって、ｇｃｄ（Ｑ，Ｒ）＝１になる。
【０５８９】
このシステムでは、フィルタＳPB（ｚ）は、正規化された遮断周波数
【０５９０】
【数２２０】
【０５９１】
と、通過帯域利得Ｑを有するロウパスフィルタである。
【０５９２】
ここで、Ｋ’をＱＬおよびＲＭの最小公倍数として定義し（Ｋ’＝ｌｃｍ（ＱＬ，ＲＭ））、ｑ1およびｑ2を、
【０５９３】
【数２２１】
【０５９４】
である２つの自然整数として定義する。ｑ1およびｑ2が、相対的に素であることに留意されたい。
【０５９５】
このケースでは、信号ベクトル
【０５９６】
【数２２２】
【０５９７】
のｑ2個の多相成分への分解から生じるベクトル
【０５９８】
【数２２３】
【０５９９】
と、信号ベクトル
【０６００】
【数２２４】
【０６０１】
のｑ1個の多相成分への分解から生じるベクトル
【０６０２】
【数２２５】
【０６０３】
を考える。
【０６０４】
サンプリング周波数の変更と組み合わされた変換システムは、図２２の図によってモデル化することができる。このシステムは、
【０６０５】
【数２２６】
【０６０６】
と定義されるサイズｑ1Ｍ×ｑ2Ｌのフィルタ行列
【０６０７】
【数２２７】
【０６０８】
を特徴とし、ここで、
【０６０９】
【数２２８】
【０６１０】
は、要素が
【０６１１】
【数２２９】
【０６１２】
によって与えられる、サイズがＭ×Ｌの行列であり、
【０６１３】
【数２３０】
【０６１４】
は、要素が
【０６１５】
【数２３１】
【０６１６】
と定義され、関係
【０６１７】
【数２３２】
【０６１８】
にも従う行列である。
【０６１９】
式（６９）によれば、
【０６２０】
【数２３３】
【０６２１】
は、倍率ＲによってオーバーサンプリングされたフィルタＨn（ｚ）と、フィルタＳPB（ｚ）と、倍率ＱによってオーバーサンプリングされたフィルタＦk（ｚ）との畳込みの結果と解釈される。
【０６２２】
グローバルシステムの遅延を減らすために、要素が
【０６２３】
【数２３４】
【０６２４】
と定義される行列
【０６２５】
【数２３５】
【０６２６】
を選択することが可能であり、ここで、ｃmax＝ｍａｘ｛ｎ∈Ｎ、ただしｈ≦ＲＭ−１かつｎはｇｃｄ（Ｌ，Ｒ）によって割り切れる｝である。
【０６２７】
同じ解釈は、上記で与えた行列
【０６２８】
【数２３６】
【０６２９】
の式に与えることができる。したがって、フィルタ
【０６３０】
【数２３７】
【０６３１】
、ただし０≦ｍ≦ｑ1Ｍ−１かつ０≦ｌ≦ｑ2Ｌ−１、すなわちこの行列の要素は、０≦ｍ≦ｑ1Ｍ−１および０≦ｌ≦ｑ2Ｌ−１について、次のように書くことができる。
【０６３２】
【数２３８】
【０６３３】
ただし、ｅ’ij＝ｃmax＋ｉＲＭ−ｊＱＬである。整数ｉ、ｎおよびｊ、ｋは、
【０６３４】
【数２３９】
【０６３５】
によってｌおよびｍから直接、得られる。
【０６３６】
サブバンド領域同士間で変換するシステムについて与えられた同じ展開および説明は、行列
【０６３７】
【数２４０】
【０６３８】
を
【０６３９】
【数２４１】
【０６４０】
で置換し、それを特徴付けるパラメータを考慮に入れる時に、この新しい組み合わされたシステムについて有効である。その結果、このシステムは、線形周期時間変動システム（ＬＰＴＶ）の形をとる。上記で説明した実施例の好ましい方法およびある特定の場合でのこのシステムの単純化も、この応用例で考えることができる。しかし、本システムで区別される特定の場合が、ＲＭおよびＱＬが互いの倍数である場合に関することに留意されたい。
【０６４１】
この場合、図２３によるシステムは、
【０６４２】
【数２４２】
【０６４３】
であるように、行列
【０６４４】
【数２４３】
【０６４５】
を用いて動作する。
【０６４６】
好ましくは、合成フィルタバンクおよび解析フィルタバンクならびに再サンプリングに使用されるロウパスフィルタが有限インパルス応答を有し、その結果、
【０６４７】
【数２４４】
【０６４８】
になり、ここで、行列
【０６４９】
【数２４５】
【０６５０】
がサイズＭ×Ｌであるという仮定の下で、オーバーラップ変換を使用する実施例の場合、図２４に示された行列
【０６５１】
【数２４６】
【０６５２】
の定義が次のように与られる。
【０６５３】
【数２４７】
【０６５４】
一般に、本発明が、信号の表現を１つのサブバンド領域（または変換）から他のサブバンド領域に変換する包括的解決策を与えることが理解されるであろう。この方法は、２つの圧縮システムによって使用されるフィルタバンクが、上記でわかるように最大デシメーションタイプである場合に関連して優先的に使用される。
【０６５５】
上記の詳細な説明は、本質的に、オーディオ符号化において本質的に重要であるが、説明された実施形態は、マルチメディア信号、特にビデオ、画像、音声符号化などに使用される信号のすべてのサブバンドコーダまたは変換ベースのコーダに対して意図されている。これらの実施形態は、合成バンクおよび解析バンクの縦続を示すすべてのデバイスで、特に次の例で実施することもできる。
・サブバンド音声(speech)とそれに続くサブバンドエコーキャンセルおよびその逆の品質の改善。
・エコーキャンセルアルゴリズムまたはサブバンド雑音抑制アルゴリズムとそれに続くサブバンドコーダ。
・サブバンドデコーダとそれに続くエコーキャンセルアルゴリズムまたはサブバンド抑制アルゴリズム。
・ＳＢＲ（「Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｂａｎｄ Ｒｅｐｌｉｃａｔｉｏｎ（スペクトル帯域複製）」を表す）などの方法によるオーディオ内の高周波帯を再構成する方法。というのは、この方法は、解析バンクを実施し、その入力が、オーディオデコーダからの出力であるからである。
【０６５６】
したがって、本発明の用途は、２つの異なる符号化フォーマットの間の単純なトランス符号化に決して限定されないことが理解されるであろう。
【０６５７】
それでも、オーディオトランス符号化への幾つかの適用を、以下に説明する。
【０６５８】
オーディオ符号化フォーマット同士の間のトランス符号化は、既存の端末、転送ネットワーク、およびアクセスネットワークの現在の多様性を考慮すれば、重要性が高まりつつある。
【０６５９】
オーディオコンテンツに対するサービスおよび配信のシナリオによれば、トランス符号化は、伝送チェーン内のさまざまな地点に現れることがある。次では、幾つかの考えられるケースを区別する。
【０６６０】
放送は、さまざまな種類のオーディオコーダを使用するディジタル放送システムに関する。したがって、欧州（ＤＶＢ標準規格）では、ＭＰＥＧ−２ ＢＣオーディオレイヤ２コーダが存在を示している。その一方で、米国では、Ｄｏｌｂｙ ＡＣ−３コーダが支持されている。日本では、ＭＰＥＧ−２ ＡＡＣコーダが選択されている。トランス符号化機構ＴＲＡＮＳは、図２５に示されているように、サーバＳＥＲから現れ、デコーダＤＥＣ１を備えた第１の端末ＴＥＲ１および別のデコーダＤＥＣ２を備えた別の端末ＴＥＲ２を宛先とするオーディオコンテンツを伝送するネットワークＲＥＳ内のゲートウェイＧＷにおいて有利である。
【０６６１】
いわゆるマルチキャストストリーミングの用途では、単一のコンテンツが、転送ネットワークＲＥＳ内の帯域幅最適化のために、幾つかの端末ＴＥＲ１、ＴＥＲ２に優先的に送信される。個人に合わせることは、各エンドユーザに対する、ネットワークの最終ノードのレベルで行われる。これらのユーザは、異なるデコーダをサポートする複数の端末を有することがあり、したがって、前述の図２５に示されているように、ネットワークのノード内のトランス符号化の有用性を有することがある。
【０６６２】
ユニキャストストリーミングの場合、トランス符号化ＴＲＡＮＳ（図２６）は、コンテンツを端末ＴＥＲ１、ＴＥＲ２の能力に合わせるようにサーバＳＥＲで行うことができる。端末の能力に関する情報は、サーバＳＥＲによって以前に受信され、分析されている。
【０６６３】
「ダウンロード」モードでは、オーディオコンテンツは、所与の符号化フォーマットで格納される。このコンテンツは、ダウンロードの前に、ユーザの各要求時に端末と適合するようにリアルタイムでトランス符号化される。
【０６６４】
グループ通信（テレビ会議、電話会議など）では、用いられる端末が、コーダ／デコーダに関して異なる能力を有することがある。オーディオブリッジを実施する集中テレビ会議アーキテクチャでは、トランス符号化がブリッジレベルで現れることがある。
【０６６５】
下記の表３は、アプリケーションの分野による、オーディオ符号化フォーマット同士の間の幾つかの考えられる有利なトランス符号化を示している。
【０６６６】
【表３】
【０６６７】
図２７は、符号化フォーマットのこれらの特定の場合に対する、本発明の趣旨の範囲内の変換システムのパラメータを示している。
【図面の簡単な説明】
【０６６８】
【図１】マルチメディアコンテンツへのユニバーサルアクセス（ＵＭＡ）の概念を概略的に示す図である。
【図２ａ】符号化時の知覚周波数オーディオ圧縮システムの基本方式を表す図である。
【図２ｂ】復号時の知覚周波数オーディオ圧縮システムの基本方式を表す図である。
【図３ａ】従来のトランス符号化を使用する通信チェーンを概略的に示す図である。
【図３ｂ】従来のインテリジェントトランス符号化を使用する通信チェーンを概略的に示す図である。
【図４】従来のトランス符号化（図の上側部分）およびインテリジェントトランス符号化（図の下側部分）を示すブロック図である。
【図５ａ】時間信号の合成とフィルタの新しいバンクを用いる解析との間の等価を定めるブロック図を概略的に表す図である。
【図５ｂ】２つのサブバンド領域同士の間の直接変換を定めるブロック図を概略的に表す図である。
【図６】サブバンド領域同士間の従来の変換のマルチレートのブロック毎の表現を示す図である。
【図７】本発明の趣旨の範囲内の、サブバンド領域同士間で変換するシステムのマルチレートのブロック毎の表現を示す図である。
【図８】本発明の趣旨の範囲内の、変換システムでのフィルタリングの方法を概略的に要約した図である。
【図９】Ｍ＝ｐＬである特定の場合の、本発明の趣旨の範囲内の変換システムのマルチレートのブロック毎の表現を示す図である。
【図１０】Ｍ＝ｐＬである特定の場合の、本発明の趣旨の範囲内の変換ステムでのフィルタリング方法を示す図である。
【図１１】Ｌ＝ｐＭである特定の場合の、本発明の趣旨の範囲内の変換システムのマルチレートのブロック毎の表現を示す図である。
【図１２】Ｌ＝ｐＭである特定の場合の、変換システムでのフィルタリング方法を示す図である。
【図１３】出力ビットレートと異なる入力ビットレートを有する、ＬＰＴＶシステムを装った、Ｌ＝ｐＭの場合の変換システムを示す図である。
【図１４】出力ビットレートと異なる入力ビットレートを有する、ＬＰＴＶシステムを装った、Ｍ＝ｐＬの場合の変換システムを示す図である。
【図１５】ＭおよびＬが、特定の比例関係によって関係していない一般的な場合の、ＬＰＴＶシステムを装った、本発明の趣旨の範囲内の変換システムを示す図である。
【図１６】Ｎ＝３の場合の変換とオーバーラップを伴う加算（「Ｏｖｅｒｌａｐ ａｎｄ Ａｄｄ」を表すＯＬＡと称する）の演算とによる、本発明の趣旨の範囲内の変換システムの実施例を示す図である。
【図１７】即座の処理を可能にする効率的な実施のための変換とオーバーラップを伴う加算ＯＬＡとに対応する実施形態での、本発明の趣旨の範囲内の変換システムを示す図である。
【図１８】Ｍ＝ｐＬである特定の場合の、即座の処理を可能にする効率的な実施のための変換およびオーバーラップを伴う加算ＯＬＡに対応する実施形態での、本発明の趣旨の範囲内の変換システムを示す図である。
【図１９】Ｌ＝ｐＭである特定の場合の、即座の処理を可能にする効率的な実施のための変換およびオーバーラップを伴う加算ＯＬＡに対応する実施形態での、本発明の趣旨の範囲内の変換システムを示す図である。
【図２０ａ】本発明の趣旨の範囲内の、サブバンド領域同士間の変換と組み合わされたフィルタリングを示す図である。
【図２０ｂ】本発明の趣旨の範囲内の等価なグローバルシステムを示す図である。
【図２１ａ】従来の、サブバンド領域同士間の変換とのサンプリング周波数の変更（すなわち「再サンプリング」）の組合せを示す図である。
【図２１ｂ】本発明の趣旨の範囲内の、サブバンド領域間の変換とのサンプリング周波数の変更（すなわち「再サンプリング」）の組合せを示す図である。
【図２２】再サンプリングと組み合わされた、サブバンド領域同士間の、本発明の趣旨の範囲内の変換のシステムのマルチレートのブロック毎の表現を示す図である。
【図２３】再サンプリングと組み合わされた変換に適用される、ＬＰＴＶシステムを装った、本発明の趣旨の範囲内のシステムを表す図である。
【図２４】図２３の変換システムの即座の処理を可能にする効率的な実施の変換およびオーバーラップを伴う加算ＯＬＡに対応する好ましい実施形態を表す図である。
【図２５】本発明の考えられる応用例に対する、通信ネットワークのゲートウェイＧＷで行われるトランス符号化を表す図である。
【図２６】サーバＳＥＲで直接行われるトランス符号化を表す図である。
【図２７】符号化フォーマットの特定の場合に対する、本発明の趣旨の範囲内の変換システムのパラメータを示す表である。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特に、しかし限定されるものではないが、２つのタイプの圧縮符号化／復号の間のトランス符号化(transcoding)のために、異なるサブバンド領域同士の間の切替によるデータの処理に関する。
【背景技術】
【０００２】
マルチメディア信号のディジタル符号化フォーマットの最近の発展は、著しく大きな圧縮率を可能にしている。さらに、転送ネットワークおよびアクセスネットワークの容量の増加が、現在、ディジタルマルチメディアコンテンツ（音声、オーディオ、イメージ、ビデオなど）の一般大衆による毎日の使用を保証している。このコンテンツの使用は、さまざまなタイプの端末（コンピュータ、移動端末、パーソナルアシスタント（ＰＤＡ）、テレビジョンデコーダ端末（「セットトップボックス」）など）上で、さまざまなタイプのネットワーク（ＩＰ、ＡＤＳＬ、ＤＶＢ、ＵＭＴＳなど）を介して行われる。マルチメディアコンテンツへのユーザによるこのアクセスは、これらのさまざまな端末上で、かつこれらのさまざまなネットワークにわたってトランスペアレントな形で行われなければならない概略図が図１に描かれている、「マルチメディアコンテンツへのユニバーサルアクセス」または「Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ Ａｃｃｅｓｓ（ユニバーサルマルチメディアアクセス）」を表す「ＵＭＡ」について話す。
【０００３】
端末の異質性に起因する主な問題の１つは、端末が解釈できる符号化フォーマットの多様性に関する。１つの考えられる解決策は、互換フォーマットでコンテンツを配信する前に、端末の能力を回復することであろう。この解決策は、当該マルチメディアコンテンツの配信のシナリオ（ダウンロード、ストリーミング、または放送）に従って、多かれ少なかれ有効であることがわかることがある。この解決策は、放送またはマルチキャストモードでのストリーミングなど、ある場合に適用不能になる。したがって、トランス符号化（または符号化フォーマットの変更）という概念が、重要であることがわかる。この動作は、伝送チェーンのさまざまなレベルで現れることができる。この動作は、たとえばデータベースに以前に格納されたコンテンツのフォーマットを変更するためにサーバレベルで現れることができ、あるいは、ネットワーク等内のゲートウェイで発生することなどができる。
【０００４】
トランス符号化の直接、かつ通常の方法は、コンテンツを復号することと、新しい符号化フォーマットでの表現を入手するためにそのコンテンツを記録することとにある。この方法は、一般に、かなりの計算能力を使用し、処理に起因するアルゴリズム的遅延が増え、時々、マルチメディア信号の認識品質をさらに劣化させるという欠点を有する。これらのパラメータは、マルチメディアの用途では非常に重要である。それらの改善（複雑さおよび遅延の減少と品質の維持）は、これらの用途の成功のための重要な要因である。この要因は実施の必須条件になることが多い。
【０００５】
これらのパラメータを改善するために、いわゆる「インテリジェントな」トランス符号化という原理が現れつつある。このタイプのトランス符号化は、新しい符号化フォーマットの再構成を可能にするパラメータを抽出するための、最初の符号化フォーマットの、最小限の部分的復号を実行することにある。したがって、この方法の成功は、アルゴリズム的複雑さおよびアルゴリズム的遅延を減らし、知覚(perceptual)品質を維持し、または高めさえするその能力によって測定される。
【０００６】
イメージおよびビデオの符号化では、トランス符号化に関する大きい努力が実行されてきた。本明細書では、たとえば、ＣＩＦからＱＣＩＦへのイメージサイズの、またはＭＰＥＧ−２フォーマットからＭＰＥＧ−４フォーマットへの変更を例に挙げる。通常、電話通信での音声信号のトランス符号化について、符号化フォーマットに関する問題を解決するための努力がなされている。その一方で、オーディオ信号の処理には、非常に少ないかほとんど取り組んでいない。この既存の努力は、同じフォーマット内でまたは非常に似た構造のある種の符号化フォーマットの間で切り替える時のビットレートを小さくする場合に限定されたままである。主な理由は、最も広く使用されているオーディオコーダが、変換（またはサブバンド）タイプであり、一般に、これらのコーダは異なる複数の変換または複数のフィルタバンクを使用するということにある。したがって、これらの変換またはフィルタバンクの領域での信号の表現同士の間で変換するシステムを実現することは、オーディオの分野でのインテリジェントなトランス符号化に関する他の問題に取り組むことができるようになる前に克服されなければならない最初の問題であることが理解されるであろう。
【０００７】
オーディオトランス符号化と、知覚オーディオサブバンド符号化の原理の短い注意の後に生じる主な問題の定義を以下に示す。
【０００８】
さまざまなタイプの用途のために、および広範囲のビットレートおよび品質のために設計された非常に多様なオーディオコーダが存在する。これらのコーダは、コンストラクタ（すなわち「所有者」）に固有であるか、国際組織の決定によって標準化される場合がある。さらに、これらのコーダのすべてが、共通の基本構造を有し、類似する原理に基づいている。
【０００９】
知覚周波数オーディオ符号化の基本原理は、人間の聴覚系の特性を利用することによって、情報のビットレートを下げることにある。オーディオ信号の直接には関連しない成分は除去される。この動作は、いわゆる「マスキング」という現象を使用している。このマスキング作用の説明は、主に周波数領域で行われるので、信号の表現は、周波数領域で実行される。
【００１０】
より具体的には、符号化・復号システムの基本方式が図２ａおよび２ｂに示されている。図２ａを参照すると、ディジタルオーディオ入力信号Ｓｅは、まず、解析フィルタのバンク２０によって分解される。その結果得られたスペクトル成分はその後、モジュール２２によって量子化され、そして符号化される。この処理から生じる雑音が聴こえないように、この量子化は知覚モデル２４の結果を使用する。最後に、符号化されたさまざまなパラメータの多重化が、モジュール２６によって実行され、したがって、オーディオフレームＳｃが構成される。
【００１１】
図２ｂを参照すると、復号は二重に実行される。モジュール２１による、オーディオフレームの多重分離の後に、これらさまざまなパラメータが復号され、モジュール２３によって信号のスペクトル成分が逆量子化される。
【００１２】
最後に、時間オーディオ信号が合成フィルタのバンク２５によって再構成される。
【００１３】
したがって、知覚オーディオ符号化システムの第１のステージは、時間／周波数変換に使用される解析フィルタのバンク２０からなる。広範囲のフィルタバンクおよび変換が、開発され、オーディオコーダで使用されてきた。例に過ぎないが、擬似ＱＭＦフィルタバンク、ハイブリッドフィルタバンク、ＭＤＣＴ変換バンクに言及する。ＭＤＣＴ変換は、現在、これに関して最も有効であることがわかりつつある。ＭＤＣＴ変換は、ＭＰＥＧ−４ ＡＡＣ、ＴｗｉｎＶＱ、およびＢＳＡＣに使用されるアルゴリズム、Ｄｏｌｂｙ ＡＣ−３標準規格、Ｆｒａｎｃｅ Ｔｅｌｅｃｏｍ社のＴＤＡＣコーダ／デコーダ（「Ｔｉｍｅ Ｄｏｍａｉｎ Ａｌｉａｓｉｎｇ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ」を表す）で使用されるアルゴリズム、ＵＩＴ−Ｔ標準規格Ｇ．７２２．１で使用されるアルゴリズムなどの、最も最近の効果的なオーディオ符号化アルゴリズムの基礎である。
【００１４】
これらのさまざまな変換は、別々に開発されてきたが、類似する一般的な数学的手法によって、さまざまな観点、すなわち、変調されたコサインフィルタバンク（ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｃｏｓｉｎｅ ｆｉｌｔｅｒ ｂａｎｋ）、重複直交変換（ｌａｐｐｅｄ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）（または「ＬＯＴ」）、およびより一般的に、最大デシメーション（ｍａｘｉｍａｌ ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）すなわちクリティカルサンプリング（ｃｒｉｔｉｃａｌ ｓａｍｐｌｉｎｇ）を用いるフィルタバンクについて、説明する。フィルタバンクのためのクリティカルサンプリングの特性が、サブサンプリング／オーバーサンプリング係数がサブバンドの個数と等しいことにあることを思い起こされたい。
【００１５】
図３ａおよび３ｂはそれぞれ、第１の符号化フォーマットに従うコーダＣＯ１と第２の符号化フォーマットに従うデコーダＤＥＣ２との間の、通信チェーン内の従来のトランス符号化方式およびインテリジェントトランス符号化方式を示している。従来のトランス符号化の場合、完全なデコード動作は、第１のフォーマットに従うデコーダモジュールＤＥＣ１（図３ａ）と、それに続く、第２のフォーマットに従うコーダモジュールＣＯ２による記録によって実行され、最終的に第２の符号化フォーマットで終わる。
【００１６】
図３ｂの場合、図３ａの２つのブロックＤＥＣ１およびＣＯ２は一方、「インテリジェントな」トランス符号化モジュールと呼ばれる統合されたモジュール３１に置換される。
【００１７】
図４には、インテリジェントなトランス符号化の実施によって合併される複数の動作の詳細が示されている。これは、従来のトランス符号化の、合成フィルタバンクＢＳ１の機能ブロックおよび解析フィルタバンクＢＡ２の機能ブロックを、モジュール３１内で、サブバンド領域同士間の直接変換のためのシステムになるように、統合することを主に含む。
【００１８】
さまざまなタイプのフィルタバンク（特にサブバンドの個数に関して異なるサイズの、および異なる構造の）をコーダによって使用することは、克服すべき第１の、そして主要な問題である。したがって、これは、フレームのサンプルの全セットを、第１のフィルタバンクの領域から宛先フィルタバンクの領域に入れ替えること含む。この入れ替えは、インテリジェントなオーディオトランス符号化システムで行われなければならない最初の動作である。
【００１９】
下記の表１は、最もよく知られた変換ベースのオーディオコーダで使用されるフィルタバンクのタイプならびにその特性に関する要約を示している。わかるように、最も広く使用されている１つであるＭＤＣＴ変換に加えて、複数の擬似ＱＭＦバンクがある。さらに、これらはすべて、完全な再構成という特性を正確にまたはほとんど満たす、最大デシメーションバンクおよび変調されたコサインバンクのファミリーの一部を形成している。
【００２０】
【表１】
【００２１】
ＡＡＣフォーマットとＡＣ−３フォーマットとの間の切替が現在、多くの関心を喚起していることが示されている。
【００２２】
下記の表２は、表１のサブバンド符号化のうちのあるタイプを、それらの応用例のいくつかを詳細に示しつつ、再び述べている。
【００２３】
【表２】
【００２４】
オーディオトランス符号化における公知の従来技術では、米国特許第６１３４５２３号が、ＭＰＥＧ−１レイヤ１または２によって符号化されたオーディオ信号の、符号化された領域でビットレートを下げる方法を提示している。この方法は、オーディオトランス符号化プロセスに似通ってはいるが、符号化フォーマット間の変更を一切実行せず、サブバンドの信号は、同じ変換された領域の表現すなわち、擬似ＱＭＦフィルタバンクの表現に留まる。ここで、信号は、ビットの新しい割振りに従って非常に単純に再量子化される。
【００２５】
さらに、米国特許出願第２００３／０１４９５５９号文書では、トランス符号化動作中に心理音響モデルの複雑さを減らす方法が提案されている。したがって、トランス符号化中にマスキング閾値を計算する動作に頼る必要をなくすために、この新しいシステムは、歪みテンプレートのデータベースに格納された値を使用する。この方法はトランス符号化の問題を扱ってはいるが、フィルタバンク領域同士間の切替に関する目的からは程遠いままである。
【００２６】
米国特許出願第２００３／０１４２４１号文書では、ＭＰＥＧ−１レイヤ２オーディオ符号化フォーマットとＭＰＥＧ−１レイヤ３オーディオ符号化フォーマットとの間のトランス符号化のシステムが提案されている。具体的に言うと、ＭＰＥＧ−１レイヤ２フォーマットは、擬似ＱＭＦ解析フィルタバンクを使用し、ＭＰＥＧ−１レイヤ３フォーマットは、同じフィルタバンクと、それに続く、前記バンクの出力サブバンド信号に適用されるサイズ１８のＭＤＣＴ変換とを使用する。「ハイブリッドフィルタバンク」について話す。この文書で提案された変換システムは、ＭＰＥＧ−１レイヤ２フレームのサブバンドの複数のサンプルの逆量子化の後にこの変換を適用することにある。したがって、このシステムは、この２つの符号化フォーマットの間の類似性から利益を得る。
【００２７】
本発明の趣旨の範囲内で追求される目的に関して、次の点に留意する。
【００２８】
この従来技術の技術は、トランス符号化のこの特定の場合にしか適用できない。
【００２９】
この技術は、新しい異なるサブバンド領域での変換を真に処理してはいない。この技術は単に、新しい、欠けている解析フィルタバンクをカスケード接続することを含み、このことは、周波数分解能を高めることを可能にする。
【００３０】
変換された領域でのマルチレート処理およびフィルタリングは、イメージおよび／またはビデオデータ処理の別の文脈で、特に参考文献：「２−Ｄ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ−Ｄｏｍａｉｎ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｌａｔｉｏｎ」、Ｊ．−Ｂ．Ｌｅｅ ａｎｄ Ａ．Ｅｌｅｆｔｈｅｒｉａｄｉｓ、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｆｏｒ Ｖｉｄｅｏ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、Ｖｏｌ．１０、Ｎｏ．５、２００年８月、を通じて既に公知である。
【００３１】
この文献は、変換された領域での線形フィルタリング（「変換領域フィルタリング（Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ−Ｄｏｍａｉｎ Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）」を表すＴＤＦ）方法の一般化を記述している。より具体的に言うと、この一般化は、第１の変換（逆）
【００３２】
【数１】
【００３３】
および第２の変換（直接）
【００３４】
【数２】
【００３５】
が同じサイズである場合に確立される。この一般化は、まず、この方法を、変換が同じサイズでない場合に拡張することにある。したがって、このプロセスを、「非均一ＴＤＦ」（すなわちＮＴＤＦ）と呼ぶ。その後、この方法を、フィルタリングに加えて、マルチレート処理動作（サブサンプリングおよびオーバーサンプリング）が変換された領域で追加され、「マルチレートＴＤＦ」（ＭＴＤＦ）が得られる場合に拡張する。
【００３６】
応用例として提案されているのが、変換がＤＣＴ（「離散コサイン変換（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｃｏｓｉｎｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）」を表す）である、特にイメージ応用例およびビデオ応用例（ＣＩＦイメージフォーマットとＱＣＩＦイメージフォーマットとの間の変換）についての、変換領域での分解能の変更である（「変換領域分解能変換（Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ−Ｄｏｍａｉｎ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｌａｔｉｏｎ）」を表すＴＤＲＴ）。したがって、この参考文献は、変換された領域でのフィルタリングだけに関心を持っている。記載された方法は、ＤＣＴ、ＤＳＴなど、オーバーラップのない変換の場合だけに限定されるが、通常は、ＭＬＴ（「変調された重複変換（Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｌａｐｐｅｄ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）」を表す）などのオーバーラップを伴う変換には適用できず、より一般的に、最大デシメーションを有するタイプのフィルタバンクには適用できず、これらのフィルタが、おそらくは、さらに、有限インパルス応答または無限インパルス応答を有する。
【００３７】
やはりイメージおよびビデオのトランス符号化の、異なるサイズのＤＣＴ領域同士の間の変換に関して、次の参考文献「Ｄｉｒｅｃｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ｔｏ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ Ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ」、Ａ．Ｎ．Ｓｋｏｄｒａｓ、ＩＥＥＥ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｌｅｔｔｅｒｓ、Ｖｏｌ．６、Ｎｏ．８、１９９９年８月、２０２〜２０４頁、を引用することができる。
【００３８】
この文書では、ＤＣＴ領域でのイメージサブサンプリングのための、異なるサイズのＤＣＴ変換同士の間で切り替える方法が提案されている。この方法の応用例の１つはトランス符号化であろう。さらに、この方法は、それぞれがサイズＮ／２の２つの隣接する変換されたベクトルからのサイズＮの変換されたベクトルの構成に限定される。
【００３９】
ＭＤＣＴ領域内の信号の表現とＤＦＴ領域（離散フーリエ変換）内の信号の表現との間で変換する方法が米国特許出願第２００３／００９３２８２号文書に提示されている。
【００４０】
この方法は、オーディオ信号を簡単に変更できる表現に変換するという目的で開発された。具体的に言うと、ＴＤＡＣフィルタバンクは、ＤＦＴフィルタバンクと異なって、より実用的であり、オーディオコーダにおいてより多く使用されている。さらに、この変換領域の信号の成分に対する処理または変更の実行は、スペクトルエイリアス成分の存在のために、適切でも十分に柔軟でもない。他方、ＤＦＴ表現は、タイムスケールの変更またはピッチのシフトなど、オーディオ信号に対して変更が行われる時に、より有用である。したがって、この参考文献は、逆ＭＤＣＴによる時間信号の合成およびその後のＤＦＴの適用にある従来の方法を適用するのではなく、ＭＤＣＴ領域とＤＦＴ領域の間で変換する直接方法を提案するものである。したがって、この方法は、符号化された領域で直接に変更を行うことを可能にする。この文書は、ＤＦＴ領域とＭＤＣＴ領域との間で変換する二重方法も提案しており、この二重方法は、変更後にオーディオ信号を再符号化する必要がある場合に有用であろう。
【００４１】
この参考文献では、複雑さに関する従来の変換方法との比較は低下を示さない。さらに、データの格納を可能にする、メモリの小さな増加が実証されている。
【００４２】
しかし、
・この参考文献に示された方法は特定の場合を扱う。この方法は、ＭＤＣＴ領域とＤＦＴ領域との間で変換する場合およびその逆の場合だけに限定される。
・この方法は、この２つのフィルタバンクが同じサイズである場合に限定される。
【００４３】
刊行物「Ａｎ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ＶＬＳＩ／ＦＰＧＡ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｆｏｒ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ａｎ Ａｎａｌｙｓｉｓ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋ ｆｏｌｌｏｗｉｎｇ ａ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋ」、Ｒａｖｉｎｄｒａ Ｓａｎｄｅ，Ａｎａｎｔｈａｒａｍａｎ Ｂａｌａｓｕｂｒａｍａｎｉａｎ、ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ、カナダ国ブリティッシュコロンビア州バンクーバー、２００４年５月２３〜２６日も引用することができる。
【００４４】
この刊行物は、Ｌ個のサブバンドを有する合成フィルタバンクと、それに続くＭ個のサブバンドを有する解析フィルタバンクとからなり、ＭとＬは互いの倍数であるシステムを実施する効率的な構造を開示している。この構造は、ＶＬＳＩ集積テクノロジ（「超大規模集積回路」）またはＦＰＧＡ（「フィールドプログラマブルゲートアレイ」）または並列プロセッサで実施するのに効率的である。この構造は、より少ない論理ブロック、より低い電力消費を必要とし、並列度を拡張することを可能にしている。提案された方法は、サブバンドに基づく１つの処理が、別のサブバンド処理に続き、中間合成信号が不要である状況に適用可能である。
【００４５】
しかし、
・上記した方法は、当該フィルタバンクが変調され、多相構造に分解されるという限定的な仮定をしている。
・この方法は、ＭおよびＬが互いの倍数である特定の場合だけに限定される。
【００４６】
サブバンド領域同士間で変換する方式の構造が、特に「Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋｓ」、Ｐ．Ｐ．Ｖａｉｄｙａｎａｔｈａｎ、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ、米国ニュージャージー州エングルウッドクリフ、１９９３年、１４８〜１５１頁で提示されたトランスマルチプレクシング（ｔｒａｎｓ−ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の問題の構造とのある種の類似性を示すことも指摘しなければならない。
【００４７】
具体的に言うと、ＴＤＭからＦＤＭへ（「時間領域多重化から周波数領域多重化へ）のトランスマルチプレクシングにおいて、合成フィルタバンクが使用される。インターレースされた時間信号を再構成するために（すなわち、ＦＤＭからＴＤＭへの逆トランスマルチプレクシング動作を実行するために）、解析フィルタバンクが使用される。したがって、ＴＤＭ→ＦＤＭ→ＴＤＭシステムの構造は、合成フィルタバンクおよび解析フィルタバンクのカスケード接続になり、これは、従来のトランス符号化システムでも使用されるものによく対応する。これらのトランスマルチプレクシングシステムで一般に提起される問題は、ＴＤＭ→ＦＤＭ→ＴＤＭ動作の後にひずみのない元の信号を再構成することである。これは、これらのフィルタバンク内に、完全ではない帯域フィルタの使用から生じるクロストークという現象に起因するひずみを除去することを主として含む。同じ参考文献「Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋｓ」、Ｐ．Ｐ．Ｖａｉｄｙａｎａｔｈａｎ、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ、米国ニュージャージー州エングルウッドクリフ、１９９３年、２５９〜２６６頁、に示された、合成フィルタおよび解析フィルタの賢明な設計が、この問題を克服することを可能にする。これらのフィルタに関する設計提案では、合成フィルタバンクと解析フィルタバンクとを合併し、これによってインテリジェントな変換システムを提案することになる方法が提示されている。
【００４８】
しかし、
・この文書で提案された多重化構造では、合成フィルタバンクおよび解析フィルタバンクが同じ個数のバンドを有する（Ｍ＝Ｌ）。
・トランス符号化におけるのと全く同じように合成フィルタバンクおよび解析フィルタバンクを合併するトランスマルチプレクシングシステムを構築する目的はない。これらの２つのフィルタバンクは、独立にカスケード接続されたままにされている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４９】
本発明は、上記した従来技術に関する状況を改善することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００５０】
このために、本発明は、第２の個数の各サブバンド成分Ｍを含む第２のベクトルを得るために、合成フィルタのバンクへ、そしてその後に解析フィルタのバンクへ、第１の個数Ｌの各のサブバンド成分を含む第１のベクトルへの適用を同じ処理内で圧縮することにある、異なるサブバンド領域の間で切り替えることによってデータを処理する、コンピュータリソースによって実施される方法を提案する。
【００５１】
本発明の趣旨内の方法は、
第３の個数Ｋ、すなわち第１の個数Ｌと第２の個数Ｍとの間の最小公倍数の判定の後に、
ａ）第３の個数Ｋが第１の個数Ｌと異なる場合に、ｐ2＝Ｋ／Ｌであるｐ2個の多相成分ベクトルを得るために、第１のベクトルの直列／並列変換によってブロック毎に配置するステップと、
ｂ）ｐ1＝Ｋ／Ｍである、第２のベクトルのｐ1個の多相成分ベクトルを得るために、次元Ｋ×Ｋの正方行列
【００５２】
【数３】
【００５３】
を含む、選択された行列フィルタリングをｐ2個の多相成分ベクトルへ適用するステップと、
ｃ）第３の個数Ｋが第２の個数Ｍと異なる場合に、第２のベクトルを得るために、並列／直列変換によるブロック毎に配置するステップと
を有する。
【００５４】
このように、本発明は、特に、以下でわかるように限定するものではなく、任意の第１タイプの符号化から任意の第２タイプの符号化へのトランス符号化を提案する。また、サブバンドの各個数ＭおよびＬは任意の自然整数であり、ほとんどの一般的な場合に、必ずしも比例関係によって関係しないことが理解されるであろう。
【００５５】
したがって、本発明の趣旨の範囲内の方法を、少なくとも１つの第２のタイプの圧縮符号化／復号への第１のタイプの圧縮符号化／復号グのトランス符号化へ有利なことに適用してもよい。この適用は、
第１の個数Ｌ個の各サブバンド成分を含む第１のベクトルの形態での、第１のタイプに従って少なくとも部分的にデコードされたデータを回復するステップと、
第１のベクトルを、第１のタイプによる合成フィルタのバンクに適用し、その後第２のタイプによる解析フィルタのバンクへ適用するステップと、
各々第２の個数Ｍのサブバンド成分を含み、第２のタイプによる後続のコーディングステップに適用できる第２のベクトルを回復するステップと
を同一処理内で構成することにある。
【００５６】
本発明は、サーバ、ゲートウェイ、または端末などの、通信ネットワーク内の機器のメモリに格納されるようになっており、本発明において請求された方法のすべてまたは一部を実施するための命令を含むコンピュータプログラム製品も目的としている。
【００５７】
本発明は、本発明において請求される方法を実施するコンピュータリソースを含む、サーバ、ゲートウェイ、または端末などの、通信ネットワーク用の機器をも目的としている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５８】
本発明の他の特徴および利点は、以下の詳細な説明および添付図面を調べる際に明らかになる。
【００５９】
サブバンド領域同士間で変換する方法を、以下下で本発明の全般的な提示で説明する。
【００６０】
第１の圧縮符号化システムによって使用され、Ｆk（ｚ）、ただし０≦ｋ≦Ｌ−１、と表されるそのフィルタによって定義されるＬバンド合成バンクと、第２の圧縮システム内で使用され、Ｈn（ｚ）、ただし０≦ｎ≦Ｍ−１、と表されるそのフィルタによって定義されるＭバンド解析フィルタバンクとを検討する。この２つの圧縮システムで使用される２つのフィルタバンクを、後でわかるように、優先的に最大デシメーションシステム（すなわち「クリティカルサンプリングシステム」）であると仮定する。
【００６１】
【数４】
【００６２】
と
【００６３】
【数５】
【００６４】
によって、それぞれ第１のフィルタバンクおよび第２のフィルタバンクの領域内の信号を表す、サブバンドの信号のベクトルを表す。
【００６５】
サブバンド領域同士間の変換の原理を、図５ａおよび５ｂによって示す。この原理は、合成バンクＢＳ１および解析バンクＢＡ２のカスケード接続（図５ａ）と等価な、サブバンド信号のベクトル
【００６６】
【数６】
【００６７】
の間で変換するシステム５１（図５ｂ）を見つけことを含む。その目的はアルゴリズムの複雑さ（すなわち、計算動作の回数および必要なメモリ）を減らすためにこれらの２つのフィルタバンクの間である種の数学計算動作を合併することである。したがって、他の目的は、この変換によって生じるアルゴリズム的遅延を最小限まで減らすことにある。
【００６８】
マルチレートブロックを使用することによって、図５ａの方式を、解析フィルタバンクが合成フィルタバンクに続く図６の方式によって表すことができる。Ｌ個のサブバンドを有する合成フィルタバンクは従来、各サブバンドｋ、ただし０≦ｋ≦Ｌ−１、において、合成フィルタＦk（ｚ）によるフィルタリングが続く、Ｌ倍のオーバーサンプリングの動作から構成される。したがって、入力ベクトル
【００６９】
【数７】
【００７０】
のｋ番目の成分に対応するサブバンド信号は、まずオーバーサンプリングされ、次いで、フィルタＦk（ｚ）によってフィルタリングされる。この合成バンクの出力において合成される時間信号
【００７１】
【数８】
【００７２】
は、その後、０≦ｋ≦Ｌ−１についてこれらのフィルタリングの結果を合計することによって得られる。
【００７３】
この時間信号は、その後、Ｍ個のサブバンドを有する解析バンクの入力を構成する。この入力は、サブバンドｎ、ただし０≦ｎ≦Ｍ−１、ごとに、解析フィルタＨn（ｚ）によるフィルタリングと、その後のＭ倍のオーバーサンプリング動作とを受ける。
【００７４】
【数９】
【００７５】
によるｚ変換の領域において表される、サブバンド信号の、サイズＭのベクトルがつぎに、この解析バンクの出力において得られる。したがって、時間信号の合成は、本発明の趣旨の範囲内の、後で説明する変換システムと対照的に、この従来の変換システムでは一般に必要である。
【００７６】
したがって、次に、本発明の趣旨の範囲内の変換システムを、一般表現に従って説明する。
【００７７】
【数１０】
【００７８】
となるように、Ｋによって、ＭおよびＬの最小公倍数を表し（すなわち、Ｋ＝ｌｃｍ（Ｍ，Ｌ））、ｐ1およびｐ2によって自然整数を表す。
【００７９】
信号ベクトル
【００８０】
【数１１】
【００８１】
のｐ2個の多相成分への分解から生じるベクトル
【００８２】
【数１２】
【００８３】
、信号ベクトル
【００８４】
【数１３】
【００８５】
のｐ1個の多相成分への分解から生じるベクトル
【００８６】
【数１４】
【００８７】
を考える。
【００８８】
【数１５】
【００８９】
によって、合成フィルタと解析フィルタとの間の積を一緒にまとめるサイズＭ×Ｌの行列を表す。したがって、この行列の要素は、
【００９０】
【数１６】
【００９１】
と書くことができ、行列形式では
【００９２】
【数１７】
【００９３】
と書くことができ、ここで、
【００９４】
【数１８】
【００９５】
と
【００９６】
【数１９】
【００９７】
は、それぞれ、第２のフィルタバンクの解析フィルタのベクトルおよび第１のフィルタバンクの合成フィルタのベクトルである。
【００９８】
サブバンド領域同士間の変換は、次の式によって与えられる。
【００９９】
【数２０】
【０１００】
変換行列
【０１０１】
【数２１】
【０１０２】
は、Ｋ×Ｋのサイズである。その式は、
【０１０３】
【数２２】
【０１０４】
によって与えられ、ここで、
【０１０５】
【数２３】
【０１０６】
は、要素が
【０１０７】
【数２４】
【０１０８】
と定義される、サイズｐ1×ｐ2の行列である。
【０１０９】
演算
【０１１０】
【数２５】
【０１１１】
は、
【０１１２】
【数２６】
【０１１３】
となるクロネッカ積を表す。
【０１１４】
演算
【０１１５】
【数２７】
【０１１６】
が、Ｋ個のサンプルのうちの１つのサンプルだけが保持されるサブサンプリングに対応する、Ｋ倍のデシメーションを表すことを想起されたい。
【０１１７】
本変換システムを、後でわかるように、このシステムが有利なことにいわゆる「線形周期時間変動（Ｌｉｎｅａｒ Ｐｅｒｉｏｄｉｃａｌｌｙ Ｔｉｍｅ Ｖａｒｙｉｎｇ）」システム、すなわちＬＰＴＶシステムであることを示す図７に示されているように、図式化することができる。
【０１１８】
図７では、進み
【０１１９】
【数２８】
【０１２０】
と遅延のチェーンとからなる、Ｐ2倍のデシメーション７２＿ｐ2−１から７２＿０が続く入力ブロック７１は、
【０１２１】
【数２９】
【０１２２】
と表されるｐ2個の入力ベクトルの各一続きを、サイズＫの単一のベクトル
【０１２３】
【数３０】
【０１２４】
内のブロックとして配置する機構と解釈することができる。後者のベクトル
【０１２５】
【数３１】
【０１２６】
は、その後、フィルタリング行列
【０１２７】
【数３２】
【０１２８】
に適用され（モジュール７４）、その結果は、ベクトル
【０１２９】
【数３３】
【０１３０】
と同じサイズのベクトル
【０１３１】
【数３４】
【０１３２】
である。
【０１３３】
当業者にとって慣例として、表記
【０１３４】
【数３５】
【０１３５】
が、単にそのｚ変換によるベクトル
【０１３６】
【数３６】
【０１３７】
の式に関し、一方、表記
【０１３８】
【数３７】
【０１３９】
が、時間領域のベクトル
【０１４０】
【数３８】
【０１４１】
の式に関することを想起されたい。
【０１４２】
図７の最後のブロック７３＿ｐ1−１から７３＿０は、最終的に、ベクトル
【０１４３】
【数３９】
【０１４４】
の、サイズＭのｐ1個の連続したサブベクトルを、出力としてベクトル
【０１４５】
【数４０】
【０１４６】
を生じるように直列にすることを可能にする。
【０１４７】
図７の入力ブロックおよび出力ブロックは最終的に、本発明の趣旨の範囲内の方法の主要なステップを要約した図８のブロックに配置する機構８１およびその後に直列に置く機構８２とほとんど異ならない。
【０１４８】
有利なことに、本発明の趣旨の範囲内の変換システムは最小限の遅延を有する。
【０１４９】
具体的に言うと、このサブバンド領域変換システムの目的の１つは、生じるアルゴリズム的遅延を最小にすることである。したがって、遅延を減らすために進みを導入することが必要である。
−合成フィルタバンクの入力において進み／遅延
【０１５０】
【数４１】
【０１５１】
を加え、
−２つのフィルタバンクの間で進み／遅延
【０１５２】
【数４２】
【０１５３】
を加えると、上記の式（５）は、
【０１５４】
【数４３】
【０１５５】
になる。
【０１５６】
指数ｅij＝ａＬ＋ｂ＋（ｉＭ−ｊＬ）、ただし０≦ｉ≦ｐ1−１，０≦ｊ≦ｐ2−１は、次の２つの極値の間で変動する。
【０１５７】
【数４４】
【０１５８】
行列
【０１５９】
【数４５】
【０１６０】
の要素フィルタは、
【０１６１】
【数４６】
【０１６２】
である場合に限って、すべてが因果関係（ｃａｕｓａｌ）を示す。
【０１６３】
したがって、本発明の趣旨の範囲内の変換システムは、さまざまな遅延を用いて、パラメータａおよびｂに関する異なる選択を行うことによって、しかし不等式（１２）が優先的に満たされるという条件付きで、構成することができる。
【０１６４】
したがって、パラメータａおよびｂは、サブバンド領域同士間で変換するシステムによって生じるアルゴリズム的遅延に作用することを可能にする調整パラメータと考えることができる。
【０１６５】
最小限のアルゴリズム的遅延を有する変換システムでは、最大の考えられる進みを導入することが適当である。したがって、ａおよびｂの選択は、
【０１６６】
【数４７】
【０１６７】
になるように優先的に行われる。
この選択では、式（８）は、
【０１６８】
【数４８】
【０１６９】
さもなくば
【０１７０】
【数４９】
【０１７１】
になり、ここで、
【０１７２】
【数５０】
【０１７３】
は、その要素が
【０１７４】
【数５１】
【０１７５】
と定義される行列である。
【０１７６】
したがって、関係（１６）は、本発明の趣旨の範囲内の変換システムによって生じるアルゴリズム的遅延を最小限まで減らすことを可能にする、変換行列
【０１７７】
【数５２】
【０１７８】
の一般式である。
【０１７９】
次では、最小限の遅延を有する変換システムの場合を検討する。
【０１８０】
表記ｅij＝Ｍ−１＋（ｉＭ−ｊＬ）、ただし、０≦ｉ≦ｐ1−１、かつ０≦ｊ≦ｐ2−１、を使用すると、行列
【０１８１】
【数５３】
【０１８２】
の行列要素
【０１８３】
【数５４】
【０１８４】
の次の解釈を、式（１５）に基づいて与えることができる。
【０１８５】
【数５５】
【０１８６】
関係（１８）において考慮される多相成分が、たとえば前述の参考文献
「Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋｓ」、Ｐ．Ｐ．Ｖａｉｄｙａｎａｔｈａｎ、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ、米国ニュージャージー州エングルウッドクリフ、１９９３年、に記載された、１から次数Ｋまでのタイプの分解に対応することに留意されたい。
【０１８７】
したがって、この解釈は、積フィルタＧnk（ｚ）＝Ｈn（ｚ）Ｆk（ｚ）、（０≦ｎ≦Ｍ−１、かつ０≦ｋ≦Ｌ−１）の、および遅延を追加することによって構成される対応するフィルタの１から次数Ｋまでのタイプの多相成分から直接、行列
【０１８８】
【数５６】
【０１８９】
を構成することを可能にする。
【０１９０】
行列
【０１９１】
【数５７】
【０１９２】
の要素をより明確に表すために、
【０１９３】
【数５８】
【０１９４】
と書く。
したがって、行列
【０１９５】
【数５９】
【０１９６】
の要素フィルタを、０≦ｍ，ｌ≦Ｋ−１について、
【０１９７】
【数６０】
【０１９８】
と書くことができる。
【０１９９】
後者の式（２０）で、整数ｉ、ｎおよびｊ、ｋは、次のようにｌおよびｍに依存する。
【０２００】
【数６１】
【０２０１】
ここで、
【０２０２】
【数６２】
【０２０３】
は、実数ｘの整数部分を表す。
【０２０４】
表記
【０２０５】
【数６３】
【０２０６】
（ただし、０≦ｒ≦Ｋ−１）は、１から次数Ｋまでのタイプの分解から生じる、フィルタＧnk（ｚ）の多相成分番号ｒを示す。
【０２０７】
多相成分
【０２０８】
【数６４】
【０２０９】
（ただし、０≦ｒ≦Ｋ−１）は、合成フィルタおよび解析フィルタが有限インパルス応答（すなわち「ＦＩＲ」）を有する場合に、直接、求めることができる。フィルタバンクの一方または両方が、再帰型フィルタ（無限インパルス応答、すなわち「ＩＩＲ」を有する）を使用する場合には、積フィルタＧnk（ｚ）も、無限インパルス応答を有する。そのような分解を実行する一般的な方法が、参考文献「Ｔｒａｉｔｅｍｅｎｔ ｄｕ ｓｉｇｎａｌ ａｕｄｉｏ ｄａｎｓ ｌｅ ｄｏｍａｉｎｅ ｃｏｄｅ：ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｅｔ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」［Ａｕｄｉｏ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｉｎ ｔｈｅ ｃｏｄｅｄ ｄｏｍａｉｎ：ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ａｎｄ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ］、Ａ．Ｂｅｎｊｅｌｌｏｕｎ Ｔｏｕｉｍｉ、ｅ’ｃｏｌｅ ｎａｔｉｏｎａｌｅ ｓｕｐｅ’ｒｉｅｕｒｅ ｄｅｓ ｔｅ’ｌｅ’ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｄｅ Ｐａｒｉｓからの博士論文、２００１年５月からの付録Ａ、題名「Ｐｏｌｙｐｈａｓｅ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ ｏｆ ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒｓ」に記載されていることが示す。
【０２１０】
Ｍ＝ｐＬの特定の場合の、本発明の趣旨の範囲内の解決策を以下に示す。
【０２１１】
Ｍ＝ｐＬの場合、Ｋ＝ｌｃｍ（Ｍ，Ｌ）＝Ｍ、かつｐ1＝１であると同時にｐ2＝ｐになる。そこで、式（４）は、
【０２１２】
【数６５】
【０２１３】
になる。ここで
【０２１４】
【数６６】
【０２１５】
は、信号
【０２１６】
【数６７】
【０２１７】
のベクトルの次数ｐの多相成分のベクトルである。
【０２１８】
この場合の変換行列は、サイズがＭ×Ｍであり、次のように書くことができる。
【０２１９】
【数６８】
【０２２０】
したがって、この行列は、合成フィルタおよび解析フィルタの積の、行列
【０２２１】
【数６９】
【０２２２】
の、１から次数Ｍまでのタイプの分解による、一般インデックス（ｐ−ｋ）Ｌ−１（ただし、０≦ｋ≦ｐ−１）の多相成分からそれぞれがなる行ベクトルである。
【０２２３】
より明示的には、行列
【０２２４】
【数７０】
【０２２５】
の要素フィルタは、
【０２２６】
【数７１】
【０２２７】
と書くことができ、ここで、ｊおよびｋは、関係
【０２２８】
【数７２】
【０２２９】
によってｌから得られる整数である。
【０２３０】
表記
【０２３１】
【数７３】
【０２３２】
（ただし、０≦ｒ≦Ｍ−１）は、次数Ｍまでの分解から生じる、フィルタＧmj（ｚ）の一般インデックスｒの多相成分を目指している。
【０２３３】
この変換システムの方式を、この特定の場合において、マルチレート表現として図９に、およびフィルタリング方法の主なステップを示す図１０に示す。
【０２３４】
Ｌ＝ｐＭの特定の場合における本発明の趣旨の範囲内の解決策を以下に示す。
【０２３５】
この特定の場合、Ｋ＝ｌｃｍ（Ｍ，Ｌ）＝Ｌ、かつｐ1＝ｐであると同時にｐ2＝１になる。したがって、式（４）は、
【０２３６】
【数７４】
【０２３７】
になる。ここで、
【０２３８】
【数７５】
【０２３９】
は、信号
【０２４０】
【数７６】
【０２４１】
のベクトルの次数ｐの多相成分のベクトルである。
【０２４２】
この場合の変換行列は、サイズがＬ×Ｌであり、次のように書くことができる。
【０２４３】
【数７７】
【０２４４】
したがって、この行列は、合成フィルタおよび解析フィルタの積の、行列
【０２４５】
【数７８】
【０２４６】
の、１から次数Ｌまでのタイプの分解による、一般インデックス（ｋ＋１）Ｍ−１（ただし、０≦ｋ≦ｐ−１）の多相成分からそれぞれがなる列ベクトルである。
【０２４７】
より明示的には、行列
【０２４８】
【数７９】
【０２４９】
の要素フィルタは次のように書くことができる。
【０２５０】
【数８０】
【０２５１】
ここで、ｉおよびｋは、
【０２５２】
【数８１】
【０２５３】
によってｍから得られる整数である。
【０２５４】
表記
【０２５５】
【数８２】
【０２５６】
（ただし０≦ｒ≦Ｌ−１）は、次数Ｌまでの分解から生じる、フィルタＧil（ｚ）の一般インデックスｒの多相成分を示す。
【０２５７】
パラメータａおよびｂの考えられる選択は、ａ＝０およびｂ＝Ｍ−１を採用することにある。他の選択は、最小限の遅延を有するシステムで終わるように等式（１４）が優先的に満たされるという条件で考えられる。
【０２５８】
変換システムのこの方式を、この場合において、マルチレート表現として図１１に、およびＬ＝ｐＭであるこの特定の場合のフィルタリング方法の主なステップを示す図１２に示す。
【０２５９】
ここで、本発明の趣旨の範囲内の変換システムを、線形周期時間変動システムの態様に従って説明する。この場合、合成バンクおよび解析バンクのフィルタが、優先的にクリティカルサンプリングフィルタであることを指摘しておく。
【０２６０】
図７によって与えられる変換システムの方式は、この方式が、参考文献
「Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋｓ」、Ｐ．Ｐ．Ｖａｉｄｙａｎａｔｈａｎ、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ、米国ニュージャージー州エングルウッドクリフ、１９９３年、セクション１０．１、の趣旨の範囲内の線形周期時間変動システム、すなわち「ＬＰＴＶ」システムであることを示す。
【０２６１】
このシステムの周期を求め、この特性を明確に示すその等価な構造を見つけるために、まず、特定な場合Ｌ＝ｐＭおよびＭ＝ｐＬを以下に述べる。
【０２６２】
ｆsによって、時間領域の信号のサンプリング周波数を表し、
【０２６３】
【数８３】
【０２６４】
によって、それぞれ第１のフィルタバンクおよび第２のフィルタバンクの領域でのサンプリング周波数を表す。また、
【０２６５】
【数８４】
【０２６６】
によって、それぞれ対応するサンプリング間隔を表す。これらのパラメータは、次の関係を満たす。
【０２６７】
【数８５】
【０２６８】
Ｌ＝ｐＭである特定の場合に、図７の方式および変換行列の式（２８）を考慮に入れて、これらから、変換システムが周期
【０２６９】
【数８６】
【０２７０】
を有する線形周期時間変動であると推論することができる。これは、図１３の構造によって表すことができる。この構造は、
【０２７１】
【数８７】
【０２７２】
によって定義されるｐ個の転送行列
【０２７３】
【数８８】
【０２７４】
の集合（ただし、０≦ｋ≦ｐ−１）を特徴とする。
【０２７５】
このシステムは、入力と出力で同じビットレートを有しない。入力でのビットレートは、
【０２７６】
【数８９】
【０２７７】
であり、出力ビットレートは、
【０２７８】
【数９０】
【０２７９】
である。転送行列
【０２８０】
【数９１】
【０２８１】
は、サンプリング周波数
【０２８２】
【数９２】
【０２８３】
で動作し、グローバルシステムは、このシステムの出力にあるスイッチ１３０（図１３）が、環状に、やはり出力のこの同じ周波数
【０２８４】
【数９３】
【０２８５】
で、ある行列ブロック
【０２８６】
【数９４】
【０２８７】
から他の行列ブロックにトグルしているかのように動作する。
【０２８８】
このシステムの出力
【０２８９】
【数９５】
【０２９０】
が、瞬間
【０２９１】
【数９６】
【０２９２】
に、瞬間
【０２９３】
【数９７】
【０２９４】
の行列
【０２９５】
【数９８】
【０２９６】
の出力と等しいことにも留意されたい。
【０２９７】
Ｍ＝ｐＬである他の特定の場合に、この場合に適用される変換行列の式（２４）を考慮に入れると、図７の方式は、図１４の方式になる。
【０２９８】
この変換システムは、関係（３３）によって定義され、それに続く、それらのすべての出力を合計することによって、したがって
【０２９９】
【数９９】
【０３００】
であるｐ個の行列
【０３０１】
【数１００】
【０３０２】
の集合（ただし、０≦ｋ≦ｐ−１）を特徴とする、周期
【０３０３】
【数１０１】
【０３０４】
を有するＬＰＴＶシステムと見なすことができる。
【０３０５】
このシステムの入力でのビットレートは、
【０３０６】
【数１０２】
【０３０７】
であり、出力ビットレートは、
【０３０８】
【数１０３】
【０３０９】
である。転送行列
【０３１０】
【数１０４】
【０３１１】
は、サンプリング周波数
【０３１２】
【数１０５】
【０３１３】
で動作し、このシステムは、このシステムの入力にあるスイッチ１４０（図１４）が、環状に、やはり入力のこの同じ周波数
【０３１４】
【数１０６】
【０３１５】
で、ある行列ブロック
【０３１６】
【数１０７】
【０３１７】
から他の行列ブロックにトグルしているかのように全体的に動作する。
【０３１８】
さらに、瞬間
【０３１９】
【数１０８】
【０３２０】
における、この変換システムの出力
【０３２１】
【数１０９】
【０３２２】
が、各瞬間
【０３２３】
【数１１０】
【０３２４】
に
【０３２５】
【数１１１】
【０３２６】
によって各々が供給される
【０３２７】
【数１１２】
【０３２８】
（ただし、０≦ｋ≦ｐ−１）の出力の合計と等しいことを指摘する。
【０３２９】
ここで、ＭおよびＬが必ずしも比例関係によって関係しない一般的な場合でのこのシステムの動作方法を説明する。図７の方式の、関係（１５）によって与えられる行列
【０３３０】
【数１１３】
【０３３１】
の形と、２つの特定の場合Ｌ＝ｐＭおよびＭ＝ｐＬについての上記の説明とを考慮に入れると、一般的な場合の変換システムを、図１５に示されているように図式化することができる。この一般的なシステムは、それぞれ周期
【０３３２】
【数１１４】
【０３３３】
を有する、ｐ1個の線形周期時間変動サブシステムを有する。この組からの次数ｉ（ただし、０≦ｉ≦ｐ1−１）のＬＰＴＶサブシステムは、次のｐ2個の転送行列
【０３３４】
【数１１５】
【０３３５】
【数１１６】
【０３３６】
を特徴とする。
【０３３７】
このサブシステムの組全体は並列に動作し、それらの出力のうちの１つが、周期
【０３３８】
【数１１７】
【０３３９】
で、このシステムの出力として周期的に選択される。このグローバルシステムは、周期ＫＴsの線形周期時間変動でもある。具体的に言うと、
【０３４０】
【数１１８】
【０３４１】
したがって、
【０３４２】
【数１１９】
【０３４３】
である。
【０３４４】
それぞれ図１５の構造の入力および出力において表された２つのスイッチ１５１および１５２は、周波数
【０３４５】
【数１２０】
【０３４６】
で動作し、この周波数は、転送行列
【０３４７】
【数１２１】
【０３４８】
の動作周波数でもある。
【０３４９】
瞬間
【０３５０】
【数１２２】
【０３５１】
におけるこのシステムの出力
【０３５２】
【数１２３】
【０３５３】
は、瞬間
【０３５４】
【数１２４】
【０３５５】
、ｉ＝ｎｍｏｄｐ1であるＬＰＴＶサブシステム番号ｉの出力と等しい。瞬間
【０３５６】
【数１２５】
【０３５７】
におけるこのシステムの入力
【０３５８】
【数１２６】
【０３５９】
は、ｐ1個のＬＰＴＶサブシステムの各々の番号ｊ、ここで、ｊ＝ｋｍｏｄｐ2、の入力に向けられる。
【０３６０】
このシステムの入力におけるビットレートは、
【０３６１】
【数１２７】
【０３６２】
であり、出力ビットレートは、
【０３６３】
【数１２８】
【０３６４】
であり、これによって、本発明の趣旨の範囲内の変換システムによる入力データの即座の処理が可能になる。
【０３６５】
フィルタ
【０３６６】
【数１２９】
【０３６７】
（ただし、０≦ｎ≦Ｍ−１かつ０≦ｋ≦Ｌ−１）、すなわち転送行列
【０３６８】
【数１３０】
【０３６９】
の要素はｅijに、したがってインデックスｉおよびｊに依存し、
【０３７０】
【数１３１】
【０３７１】
と
【０３７２】
【数１３２】
【０３７３】
と書くことができることを想起されたい。
【０３７４】
本発明の趣旨の範囲内の変換システムの有利な実施例を以下に説明する。
【０３７５】
Ｎ1によって、フィルタＦk（ｚ）（ただし０≦ｋ≦Ｌ−１）の長さを表し、Ｎ2によって、フィルタＨn（ｚ）（ただし０≦ｎ≦Ｌ−１）の長さを表す。これらの表記は、これらのフィルタが有限インパルス応答を有し、２つのフィルタバンクの各々について同じ長さを有する場合にのみ使用される。
【０３７６】
次の式は、
【０３７７】
【数１３３】
【０３７８】
に基づく行列フィルタリングブロックの入力および出力のベクトルに使用される。
【０３７９】
【数１３４】
【０３８０】
および
【０３８１】
【数１３５】
【０３８２】
行列フィルタリングに基づく実施例は、式（４）から、および一般的な図８の変換システムを表す方式から直接、生じる。したがって、各信号Ｖm［ｋ］、ただし０≦ｍ≦Ｋ−１、すなわちベクトル
【０３８３】
【数１３６】
【０３８４】
の成分は、フィルタＴml（ｚ）による信号Ｕ1［ｋ］、ただし０≦ｌ≦Ｋ−１、のそれぞれのフィルタリングの結果の合計である。
【０３８５】
有限インパルス応答合成フィルタバンクおよび有限インパルス応答解析フィルタバンクの場合、行列
【０３８６】
【数１３７】
【０３８７】
のすべての要素フィルタも有限インパルス応答フィルタである。従来、この場合、畳込み乗算特性に基づく高速フィルタリングプロセスを使用することが可能である。
【０３８８】
無限インパルス応答フィルタの場合、実施中に行列
【０３８９】
【数１３８】
【０３９０】
の要素同士の間である分母を因数分解することが可能であることを指摘する。
【０３９１】
ここで、オーバーラップ変換を使用する実施例を説明する。ここでは、合成バンクおよび解析バンクのフィルタが、有限インパルス応答を有し、最大デシメーションタイプであると仮定する。
【０３９２】
変換行列
【０３９３】
【数１３９】
【０３９４】
は、次のように表される。
【０３９５】
【数１４０】
【０３９６】
ここで、
【０３９７】
【数１４１】
【０３９８】
はサイズがＫ×Ｋの行列であり、ＮはフィルタＴml（ｚ）、すなわち
【０３９９】
【数１４２】
【０４００】
の要素の長さの最大値に対応する。
【０４０１】
この長さＮは、ほとんどの一般的な場合に、次の式によって与えられる。
【０４０２】
【数１４３】
【０４０３】
ここで、ｒ0は、
【０４０４】
【数１４４】
【０４０５】
によって与えられる。
【０４０６】
以下では、ケースバイケースで変動を考慮に入れて、長さＮの次の定義を使用する。
【０４０７】
【数１４５】
【０４０８】
したがって、行列
【０４０９】
【数１４６】
【０４１０】
によるフィルタリングの動作は、次のように書くことができる。
【０４１１】
【数１４７】
【０４１２】
【数１４８】
【０４１３】
によって定義される、サイズがＮＫ×Ｋの行列
【０４１４】
【数１４９】
【０４１５】
を考える。
【０４１６】
したがって、このシステムは、変換行列
【０４１７】
【数１５０】
【０４１８】
およびそれに続くオーバーラップを伴う加算演算によって構成することができる。この実施例は、特に「Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｗｉｔｈ Ｌａｐｐｅｄ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｓ」、Ｈ．Ｓ．Ｍａｌｖａｒ、Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ，Ｉｎｃ．、１９９２年、に記載されているように、オーバーラップ変換「ＬＴ」の合成部分に似ている。
【０４１９】
これは、図１６に、Ｎ＝３の特定の場合について示されている。行列
【０４２０】
【数１５１】
【０４２１】
を、「変換変換された行列（ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｄ ｍａｔｒｉｘ）」と呼ぶ。
【０４２２】
サブバンド領域同士の間で変換する計算手順は、次のように要約することができる。
１．第１のフィルタバンクのサブバンド信号
【０４２３】
【数１５２】
【０４２４】
のベクトルに対応する、変換システムへのｐ2個の連続したベクトル入力に基づいたベクトル
【０４２５】
【数１５３】
【０４２６】
の作成。
２．ベクトル
【０４２７】
【数１５４】
【０４２８】
を得るために、変換変換された行列
【０４２９】
【数１５５】
【０４３０】
によるベクトル
【０４３１】
【数１５６】
【０４３２】
の変換。すなわち
【０４３３】
【数１５７】
【０４３４】
３．図１６に示されている、Ｎ個の連続するベクトル
【０４３５】
【数１５８】
【０４３６】
のオーバーラップを伴った加算演算。この演算の出力は、ベクトル
【０４３７】
【数１５９】
【０４３８】
である。
４．第２のフィルタバンクの領域のサブバンド信号のベクトル
【０４３９】
【数１６０】
【０４４０】
を得るために、ベクトル
【０４４１】
【数１６１】
【０４４２】
の、サイズＭの連続するサブベクトルを直列にすること。
【０４４３】
好ましい実施形態による、ＬＰＴＶシステムを装ったシステムの表現に基づく実施例を以下に説明する。
【０４４４】
以下で述べる方法は、処理の並列性と、本方法を実施するためのコンピュータリソース（ソフトウェアまたはハードウェア）の効率的な使用とをもたらす。したがって、このシステムは、少なくとも有限インパルス応答フィルタバンクの場合の、現在好ましい実施形態である。
【０４４５】
上記で定義した転送行列
【０４４６】
【数１６２】
【０４４７】
の各々に関連する変換行列として、サイズがＮＭ×Ｌの行列
【０４４８】
【数１６３】
【０４４９】
（ただし、０≦ｉ≦ｐ1−１かつ０≦ｊ≦ｐ2−１）を考える。これらの行列が、
【０４５０】
【数１６４】
【０４５１】
によって表され、行列
【０４５２】
【数１６５】
【０４５３】
がサイズＭ×Ｌであるとすると、行列
【０４５４】
【数１６６】
【０４５５】
を次のように定義することができる。
【０４５６】
【数１６７】
【０４５７】
各転送行列
【０４５８】
【数１６８】
【０４５９】
は、同じ長さのフィルタを含み、ｅijの値に依存するので、対応する行列
【０４６０】
【数１６９】
【０４６１】
もｅijに依存する。行列
【０４６２】
【数１７０】
【０４６３】
は零部分行列を含み、その形は、次のように与えられる。
・０≦ｅij≦Ｋ−１の場合、
０≦ｅij≦ｒ0−１ならば、
【０４６４】
【数１７１】
【０４６５】
ｒ0≦ｅij≦Ｋ−１ならば、
【０４６６】
【数１７２】
【０４６７】
・ｅij＜０の場合、
０≦Ｋ＋ｅij≦ｒ0−１ならば、
【０４６８】
【数１７３】
【０４６９】
このケースは、Ｋ＋ｅmin≦ｒ0−１の場合にのみ存在することに留意されたい。さて、ｅmin＝Ｍ＋Ｌ−１−Ｋであり、その結果、このケースの存在条件は、ｒ0≧Ｍ＋Ｌになる。
【０４７０】
ｒ0≦Ｋ＋ｅij≦Ｋ−１ならば、
【０４７１】
【数１７４】
【０４７２】
【数１７５】
【０４７３】
がサイズＬ×Ｍの零行列を表すことを想起されたい。
【０４７４】
有利なことに、行列
【０４７５】
【数１７６】
【０４７６】
の零ブロックは、この行列による入力ベクトルの変換中の演算の削減を可能にする。
【０４７７】
【数１７７】
【０４７８】
の部分行列
【０４７９】
【数１７８】
【０４８０】
Ｐnと部分行列
【０４８１】
【数１７９】
【０４８２】
との間の次の関係に気づく。
【０４８３】
【数１８０】
【０４８４】
サブバンド領域同士間で変換する計算手順が図１７に示され、次のように行われる。
１．各新しい入力ベクトルＸ［ｋ］が、０≦ｉ≦ｐ1−１で、ｊ＝ｋｍｏｄｐ2である変換行列
【０４８５】
【数１８１】
【０４８６】
を特徴とするサブシステムの共通メモリに向けられる。
２．０≦ｉ≦ｐ1−１である各一定のｉについて、
ａ．ｊ＝ｋｍｏｄｐ2について、ベクトルＸ［ｋ］への変換
【０４８７】
【数１８２】
【０４８８】
の適用。この変換中に、行列
【０４８９】
【数１８３】
【０４９０】
の零ブロックを有利に考慮する。
【０４９１】
ｂ．ｊ＝０，…，ｐ2−１について、ステップ２．ａから生じるすべての変換されたベクトルを合計する。
【０４９２】
ｃ．ＬＰＴＶサブシステム番号ｉの出力
【０４９３】
【数１８４】
【０４９４】
を生成するために、ステップ２．ｂから生じる合計ベクトルに対してオーバーラップを伴う加算「ＯＬＡ」（「Ｏｖｅｒｌａｐ ａｎｄ Ａｄｄ」を表す）。
３．この変換システムの出力
【０４９５】
【数１８５】
【０４９６】
は、ｉ＝ｎｍｏｄｐ1であるＬＰＴＶサブシステム番号ｉの出力
【０４９７】
【数１８６】
【０４９８】
に対応する。
【０４９９】
ステップ２．ｃのオーバーラップを伴う加算は、（Ｎ−１）Ｍ個の要素のオーバーラップを伴って、長さＮＭのベクトルに対して行われる。
【０５００】
この手順が依然として、図１５の方式の原理に基づくことに留意されたい。
【０５０１】
Ｍ＝ｐＬである特定の場合に、
【０５０２】
【数１８７】
【０５０３】
、ただし０≦ｊ≦ｐ−１と表し、
【０５０４】
【数１８８】
【０５０５】
によって、対応する変換された行列を表す。この行列は次の形を有する。
【０５０６】
【数１８９】
【０５０７】
図１８に示された、サブバンド領域同士間で変換する計算ステップは、次のように行われる。
１．各新しい入力ベクトルＸ［ｋ］が、ｊ＝ｋｍｏｄｐである変換された行列
【０５０８】
【数１９０】
【０５０９】
を特徴とするサブシステムのメモリに向けられる。
２．ｊ＝ｋｍｏｄｐについて、ベクトルＸ［ｋ］への変換
【０５１０】
【数１９１】
【０５１１】
の適用。
３．０≦ｊ≦ｐ−１である、変換された行列
【０５１２】
【数１９２】
【０５１３】
を特徴とするサブシステムによって出力された、ステップ２から生じるベクトルを合計すること。
４．この変換システムの出力
【０５１４】
【数１９３】
【０５１５】
は、ステップ３から生じる合計ベクトルに対するオーバーラップを伴う加算の結果に対応する。
【０５１６】
Ｌ＝ｐＭである特定の場合に、
【０５１７】
【数１９４】
【０５１８】
と書き、
【０５１９】
【数１９５】
【０５２０】
によって、対応する変換された行列を表す。この行列は、次の形を有する。
【０５２１】
【数１９６】
【０５２２】
サブバンド領域同士間で変換する計算ステップは、図１９に示されており、次のように優先的に行われる。
１．各新しい入力ベクトルＸ［ｋ］が、転送行列
【０５２３】
【数１９７】
【０５２４】
、ただし０≦ｉ≦ｐ−１、を特徴とするすべてのサブシステムの共通メモリに向けられる。
２．０≦ｉ≦ｐ1−１である、一定のｉのそれぞれについて、ベクトル
【０５２５】
【数１９８】
【０５２６】
を得るために、ベクトルＸ［ｋ］への変換
【０５２７】
【数１９９】
【０５２８】
の適用およびその後のオーバーラップを伴う加算。
３．この変換システムの出力
【０５２９】
【数２００】
【０５３０】
は、ｉ＝ｎｍｏｄｐである転送行列
【０５３１】
【数２０１】
【０５３２】
を特徴とするサブシステムの出力
【０５３３】
【数２０２】
【０５３４】
に対応する。
【０５３５】
オーディオ符号化において最も広く使用されているフィルタバンクを以下に説明する。そのような符号化フォーマットを使用するフィルタバンク同士の間での切替のさまざまな場合の本変換システムのパラメータが、図２７で与えられ、ここで、パラメータＮが、上記の式（５６）によって与えられることも示す。
【０５３６】
変調されたコサインＦＩＲフィルタバンク同士の間の変換の場合、フィルタバンクは、解析フィルタおよび合成フィルタがロウパスプロトタイプフィルタＨ（ｚ）のコサイン変調によって得られることを特徴とする。Ｍ個のバンドを有するフィルタバンクの場合、解析フィルタおよび合成フィルタのインパルス応答の式は、
【０５３７】
【数２０３】
【０５３８】
によって与えられ、ここで、０≦ｎ≦Ｎ−１かつ
【０５３９】
【数２０４】
【０５４０】
であり、ｈ［ｎ］は、長さＮのプロトタイプフィルタのインパルス応答である。
【０５４１】
この種のフィルタバンクは、さらに次の条件、
−フィルタの長さがＮ＝２ｍＭによって与えられ、ここで、ｍは整数であり、
−合成フィルタが、
【０５４２】
【数２０５】
【０５４３】
によって与えられ、
−プロトタイプフィルタが、直線位相ｈ［ｎ］＝ｈ［Ｎ−１−ｎ］を有し、
−プロトタイプフィルタＨ（ｚ）の次数２Ｍの多相成分が、さらに、パワーコンプリメンタリティ（ｐｏｗｅｒ ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｉｔｙ）条件を満たし、これによって、プロトタイプフィルタを設計することを可能になる。
が満たされる場合、完全な再構成という特性を有する。
【０５４４】
式（５７）、（５８）、および上記の条件は、変調されたコサインおよび完全再構成のフィルタバンクを完全に特徴づけることを可能にする。
【０５４５】
これらの変調されたコサインおよび完全再構成のフィルタバンクは、現代のオーディオコーダのすべてのフィルタバンクの基礎である。ＭＰＥＧ−１／２レイヤ１および２のコーダの擬似ＱＭＦフィルタバンクであっても、プロトタイプフィルタが、完全再構成が満たされることを考慮するように十分によく設計されているならば、このカテゴリに関連付けることができる。
【０５４６】
変調されたコサインおよび完全再構成のフィルタバンクの特定の場合を構成する、異なるサイズのＭＤＣＴ変換同士間の変換では、例を、Ｎ＝２Ｍおよびｍ＝１のＴＤＡＣフィルタバンクとすることができる。ｍ＝１は、名前ＭＤＣＴ（「Ｍｏｄｉｆｉｅｄ ＤＣＴ」を表す）によっても知られているＭＬＴ変換（「Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｌａｐｐｅｄ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ」を表す）と考えることができる。この変換は、大多数の現代の周波数オーディオコーダ（ＭＰＥＧ−２／４ ＡＡＣ、ＰＡＣ、ＭＳＡｕｄｉｏ、ＴＤＡＣなど）で使用されている。
【０５４７】
合成フィルタバンクおよび解析フィルタバンクの式は、
【０５４８】
【数２０６】
【０５４９】
によって与えられる。
【０５５０】
完全な再構成を保証するために、ウィンドウｈ［ｎ］は、対称性条件
【０５５１】
【数２０７】
【０５５２】
およびパワーコンプリメンタリティ条件
【０５５３】
【数２０８】
【０５５４】
を満たさなければならない。
【０５５５】
これらの条件を満たすプロトタイプフィルタの考えられる単純な選択は、次の正弦波ウィンドウによって与えられる。
【０５５６】
【数２０９】
【０５５７】
このウィンドウの選択は、ＴＤＡＣコーダおよびＧ．７２２．１コーダで使用されている。もう１つの選択は、ＭＰＥＧ−４ ＡＡＣコーダ、ＢＳＡＣコーダ、Ｔｗｉｎ ＶＱコーダ、およびＡＣ−３コーダの場合と同様にＫａｉｓｅｒ−Ｂｅｓｓｅｌウィンドウから導出される（すなわち「ＫＢＤ」）ウィンドウを採用することにある。
【０５５８】
式（５９）および（６０）とウィンドウｈ［ｎ］の選択とが、したがって、ＭＤＣＴ変換に対応するフィルタバンクを完全に定めることが理解されるであろう。
【０５５９】
ＭＰＥＧ−１のＰＱＭＦフィルタバンクとＭＤＣＴの間の変換に関する限り、ＭＰＥＧ−１／２レイヤ１および２のコーダのフィルタバンクが、Ｍ＝３２個のバンクを有する擬似ＱＭＦであることが示される。これらの解析フィルタおよび合成フィルタは、０≦ｋ≦３１および０≦ｎ≦５１１について、
【０５６０】
【数２１０】
【０５６１】
と定義される。
【０５６２】
プロトタイプフィルタのインパルス応答の係数ｈ［ｎ］は、
「Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ ａｎｄ Ｓｔａｎｄａｒｄｓ」、Ｍ．Ｂｏｓｉ，Ｒ．Ｅ．Ｇｏｌｄｂｅｒｇ、９２〜９３頁、Ｋｌｕｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ（２００２年）、に見ることができる。
【０５６３】
ＭＰＥＧ−１ Ａｕｄｉｏ Ｌａｙｅｒ Ｉ−ＩＩ標準規格で与えられる値は、ウィンドウ（−１）lｈ（２ｌＭ＋ｊ）、ただし０≦ｊ≦２Ｍ−１かつ０≦ｌ≦ｍ−１、に対応する。
【０５６４】
サブバンド領域同士間の変換がフィルタリング処理と組み合わされる、本発明の態様を以下に説明する。
【０５６５】
トランス符号化動作中に、復号された信号を新しいフォーマットで記録する前に、その信号に対する中間処理を実行することが可能である。マルチメディア信号処理（オーディオ、画像、およびビデオ）の複数のケースは線形フィルタリングに基づく。次の例を挙げることができる。
・再サンプリング（ＣＩＦフォーマットからＱＣＩＦフォーマットへの切替）のための画像フィルタリングまたはビデオフィルタリング。
・サウンドスペイシャライゼーション（ｓｏｕｎｄ ｓｐａｔｉａｌｉｚａｔｉｏｎ）のためのＨＲＴＦフィルタ（「Ｈｅａｄ Ｒｅｌａｔｅｄ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ（頭部伝達関数）」）によるオーディオフィルタリング。これは、トランス符号化とスペイシャライゼーションを組み合わせることの興味深いケースの１つである。考えられる用途は、通常、テレビ会議オーディオブリッジでの処理になろう。
【０５６６】
図５ａのブロック図に関して、フィルタ
【０５６７】
【数２１１】
【０５６８】
が、２つの合成フィルタバンクと解析フィルタバンクとの間に導入され、それに等価なシステムが見つかる。ブロック図が図２０ａおよび２０ｂに示されている。
【０５６９】
フィルタリングと組み合わされた変換システムは、図５ｂに示されたものと同一タイプの方式によってモデル化することができる。しかし、この変換システムは、
【０５７０】
【数２１２】
【０５７１】
によって定義される新しいフィルタ行列
【０５７２】
【数２１３】
【０５７３】
を特徴とし、ここで、
【０５７４】
【数２１４】
【０５７５】
は、要素が
【０５７６】
【数２１５】
【０５７７】
によって与えられる、サイズがＭ×Ｌの行列である。
【０５７８】
上記の式（６４）において、行列
【０５７９】
【数２１６】
【０５８０】
は、式（１７）の定義に対応する。より明確には、式（６４）を
【０５８１】
【数２１７】
【０５８２】
と書くことができる。
【０５８３】
ここで、サンプリング周波数の変更と組み合わされた、サブバンド領域同士間の変換を説明する。
【０５８４】
ここでは、サンプリング周波数の変更が、第２の解析バンクによって再解析される前に、合成された時間信号に対して実行される場合を検討する。したがって、本発明の趣旨の範囲内のシステムは、図２１ａおよび２１ｂに示されているように、サブバンド領域同士間の変換とサンプリング周波数の変更とを組み合わせる。
【０５８５】
図２１ａにおいて、有理数の倍率
【０５８６】
【数２１８】
【０５８７】
によってサンプリング周波数を変更するシステムを考え、ここで、一般性を失わずに、
【数２１９】
【０５８８】
は、相対的に素と仮定される自然整数であり、したがって、ｇｃｄ（Ｑ，Ｒ）＝１になる。
【０５８９】
このシステムでは、フィルタＳPB（ｚ）は、正規化された遮断周波数
【０５９０】
【数２２０】
【０５９１】
と、通過帯域利得Ｑを有するロウパスフィルタである。
【０５９２】
ここで、Ｋ’をＱＬおよびＲＭの最小公倍数として定義し（Ｋ’＝ｌｃｍ（ＱＬ，ＲＭ））、ｑ1およびｑ2を、
【０５９３】
【数２２１】
【０５９４】
である２つの自然整数として定義する。ｑ1およびｑ2が、相対的に素であることに留意されたい。
【０５９５】
このケースでは、信号ベクトル
【０５９６】
【数２２２】
【０５９７】
のｑ2個の多相成分への分解から生じるベクトル
【０５９８】
【数２２３】
【０５９９】
と、信号ベクトル
【０６００】
【数２２４】
【０６０１】
のｑ1個の多相成分への分解から生じるベクトル
【０６０２】
【数２２５】
【０６０３】
を考える。
【０６０４】
サンプリング周波数の変更と組み合わされた変換システムは、図２２の図によってモデル化することができる。このシステムは、
【０６０５】
【数２２６】
【０６０６】
と定義されるサイズｑ1Ｍ×ｑ2Ｌのフィルタ行列
【０６０７】
【数２２７】
【０６０８】
を特徴とし、ここで、
【０６０９】
【数２２８】
【０６１０】
は、要素が
【０６１１】
【数２２９】
【０６１２】
によって与えられる、サイズがＭ×Ｌの行列であり、
【０６１３】
【数２３０】
【０６１４】
は、要素が
【０６１５】
【数２３１】
【０６１６】
と定義され、関係
【０６１７】
【数２３２】
【０６１８】
にも従う行列である。
【０６１９】
式（６９）によれば、
【０６２０】
【数２３３】
【０６２１】
は、倍率ＲによってオーバーサンプリングされたフィルタＨn（ｚ）と、フィルタＳPB（ｚ）と、倍率ＱによってオーバーサンプリングされたフィルタＦk（ｚ）との畳込みの結果と解釈される。
【０６２２】
グローバルシステムの遅延を減らすために、要素が
【０６２３】
【数２３４】
【０６２４】
と定義される行列
【０６２５】
【数２３５】
【０６２６】
を選択することが可能であり、ここで、ｃmax＝ｍａｘ｛ｎ∈Ｎ、ただしｈ≦ＲＭ−１かつｎはｇｃｄ（Ｌ，Ｒ）によって割り切れる｝である。
【０６２７】
同じ解釈は、上記で与えた行列
【０６２８】
【数２３６】
【０６２９】
の式に与えることができる。したがって、フィルタ
【０６３０】
【数２３７】
【０６３１】
、ただし０≦ｍ≦ｑ1Ｍ−１かつ０≦ｌ≦ｑ2Ｌ−１、すなわちこの行列の要素は、０≦ｍ≦ｑ1Ｍ−１および０≦ｌ≦ｑ2Ｌ−１について、次のように書くことができる。
【０６３２】
【数２３８】
【０６３３】
ただし、ｅ’ij＝ｃmax＋ｉＲＭ−ｊＱＬである。整数ｉ、ｎおよびｊ、ｋは、
【０６３４】
【数２３９】
【０６３５】
によってｌおよびｍから直接、得られる。
【０６３６】
サブバンド領域同士間で変換するシステムについて与えられた同じ展開および説明は、行列
【０６３７】
【数２４０】
【０６３８】
を
【０６３９】
【数２４１】
【０６４０】
で置換し、それを特徴付けるパラメータを考慮に入れる時に、この新しい組み合わされたシステムについて有効である。その結果、このシステムは、線形周期時間変動システム（ＬＰＴＶ）の形をとる。上記で説明した実施例の好ましい方法およびある特定の場合でのこのシステムの単純化も、この応用例で考えることができる。しかし、本システムで区別される特定の場合が、ＲＭおよびＱＬが互いの倍数である場合に関することに留意されたい。
【０６４１】
この場合、図２３によるシステムは、
【０６４２】
【数２４２】
【０６４３】
であるように、行列
【０６４４】
【数２４３】
【０６４５】
を用いて動作する。
【０６４６】
好ましくは、合成フィルタバンクおよび解析フィルタバンクならびに再サンプリングに使用されるロウパスフィルタが有限インパルス応答を有し、その結果、
【０６４７】
【数２４４】
【０６４８】
になり、ここで、行列
【０６４９】
【数２４５】
【０６５０】
がサイズＭ×Ｌであるという仮定の下で、オーバーラップ変換を使用する実施例の場合、図２４に示された行列
【０６５１】
【数２４６】
【０６５２】
の定義が次のように与られる。
【０６５３】
【数２４７】
【０６５４】
一般に、本発明が、信号の表現を１つのサブバンド領域（または変換）から他のサブバンド領域に変換する包括的解決策を与えることが理解されるであろう。この方法は、２つの圧縮システムによって使用されるフィルタバンクが、上記でわかるように最大デシメーションタイプである場合に関連して優先的に使用される。
【０６５５】
上記の詳細な説明は、本質的に、オーディオ符号化において本質的に重要であるが、説明された実施形態は、マルチメディア信号、特にビデオ、画像、音声符号化などに使用される信号のすべてのサブバンドコーダまたは変換ベースのコーダに対して意図されている。これらの実施形態は、合成バンクおよび解析バンクの縦続を示すすべてのデバイスで、特に次の例で実施することもできる。
・サブバンド音声(speech)とそれに続くサブバンドエコーキャンセルおよびその逆の品質の改善。
・エコーキャンセルアルゴリズムまたはサブバンド雑音抑制アルゴリズムとそれに続くサブバンドコーダ。
・サブバンドデコーダとそれに続くエコーキャンセルアルゴリズムまたはサブバンド抑制アルゴリズム。
・ＳＢＲ（「Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｂａｎｄ Ｒｅｐｌｉｃａｔｉｏｎ（スペクトル帯域複製）」を表す）などの方法によるオーディオ内の高周波帯を再構成する方法。というのは、この方法は、解析バンクを実施し、その入力が、オーディオデコーダからの出力であるからである。
【０６５６】
したがって、本発明の用途は、２つの異なる符号化フォーマットの間の単純なトランス符号化に決して限定されないことが理解されるであろう。
【０６５７】
それでも、オーディオトランス符号化への幾つかの適用を、以下に説明する。
【０６５８】
オーディオ符号化フォーマット同士の間のトランス符号化は、既存の端末、転送ネットワーク、およびアクセスネットワークの現在の多様性を考慮すれば、重要性が高まりつつある。
【０６５９】
オーディオコンテンツに対するサービスおよび配信のシナリオによれば、トランス符号化は、伝送チェーン内のさまざまな地点に現れることがある。次では、幾つかの考えられるケースを区別する。
【０６６０】
放送は、さまざまな種類のオーディオコーダを使用するディジタル放送システムに関する。したがって、欧州（ＤＶＢ標準規格）では、ＭＰＥＧ−２ ＢＣオーディオレイヤ２コーダが存在を示している。その一方で、米国では、Ｄｏｌｂｙ ＡＣ−３コーダが支持されている。日本では、ＭＰＥＧ−２ ＡＡＣコーダが選択されている。トランス符号化機構ＴＲＡＮＳは、図２５に示されているように、サーバＳＥＲから現れ、デコーダＤＥＣ１を備えた第１の端末ＴＥＲ１および別のデコーダＤＥＣ２を備えた別の端末ＴＥＲ２を宛先とするオーディオコンテンツを伝送するネットワークＲＥＳ内のゲートウェイＧＷにおいて有利である。
【０６６１】
いわゆるマルチキャストストリーミングの用途では、単一のコンテンツが、転送ネットワークＲＥＳ内の帯域幅最適化のために、幾つかの端末ＴＥＲ１、ＴＥＲ２に優先的に送信される。個人に合わせることは、各エンドユーザに対する、ネットワークの最終ノードのレベルで行われる。これらのユーザは、異なるデコーダをサポートする複数の端末を有することがあり、したがって、前述の図２５に示されているように、ネットワークのノード内のトランス符号化の有用性を有することがある。
【０６６２】
ユニキャストストリーミングの場合、トランス符号化ＴＲＡＮＳ（図２６）は、コンテンツを端末ＴＥＲ１、ＴＥＲ２の能力に合わせるようにサーバＳＥＲで行うことができる。端末の能力に関する情報は、サーバＳＥＲによって以前に受信され、分析されている。
【０６６３】
「ダウンロード」モードでは、オーディオコンテンツは、所与の符号化フォーマットで格納される。このコンテンツは、ダウンロードの前に、ユーザの各要求時に端末と適合するようにリアルタイムでトランス符号化される。
【０６６４】
グループ通信（テレビ会議、電話会議など）では、用いられる端末が、コーダ／デコーダに関して異なる能力を有することがある。オーディオブリッジを実施する集中テレビ会議アーキテクチャでは、トランス符号化がブリッジレベルで現れることがある。
【０６６５】
下記の表３は、アプリケーションの分野による、オーディオ符号化フォーマット同士の間の幾つかの考えられる有利なトランス符号化を示している。
【０６６６】
【表３】
【０６６７】
図２７は、符号化フォーマットのこれらの特定の場合に対する、本発明の趣旨の範囲内の変換システムのパラメータを示している。
【図面の簡単な説明】
【０６６８】
【図１】マルチメディアコンテンツへのユニバーサルアクセス（ＵＭＡ）の概念を概略的に示す図である。
【図２ａ】符号化時の知覚周波数オーディオ圧縮システムの基本方式を表す図である。
【図２ｂ】復号時の知覚周波数オーディオ圧縮システムの基本方式を表す図である。
【図３ａ】従来のトランス符号化を使用する通信チェーンを概略的に示す図である。
【図３ｂ】従来のインテリジェントトランス符号化を使用する通信チェーンを概略的に示す図である。
【図４】従来のトランス符号化（図の上側部分）およびインテリジェントトランス符号化（図の下側部分）を示すブロック図である。
【図５ａ】時間信号の合成とフィルタの新しいバンクを用いる解析との間の等価を定めるブロック図を概略的に表す図である。
【図５ｂ】２つのサブバンド領域同士の間の直接変換を定めるブロック図を概略的に表す図である。
【図６】サブバンド領域同士間の従来の変換のマルチレートのブロック毎の表現を示す図である。
【図７】本発明の趣旨の範囲内の、サブバンド領域同士間で変換するシステムのマルチレートのブロック毎の表現を示す図である。
【図８】本発明の趣旨の範囲内の、変換システムでのフィルタリングの方法を概略的に要約した図である。
【図９】Ｍ＝ｐＬである特定の場合の、本発明の趣旨の範囲内の変換システムのマルチレートのブロック毎の表現を示す図である。
【図１０】Ｍ＝ｐＬである特定の場合の、本発明の趣旨の範囲内の変換ステムでのフィルタリング方法を示す図である。
【図１１】Ｌ＝ｐＭである特定の場合の、本発明の趣旨の範囲内の変換システムのマルチレートのブロック毎の表現を示す図である。
【図１２】Ｌ＝ｐＭである特定の場合の、変換システムでのフィルタリング方法を示す図である。
【図１３】出力ビットレートと異なる入力ビットレートを有する、ＬＰＴＶシステムを装った、Ｌ＝ｐＭの場合の変換システムを示す図である。
【図１４】出力ビットレートと異なる入力ビットレートを有する、ＬＰＴＶシステムを装った、Ｍ＝ｐＬの場合の変換システムを示す図である。
【図１５】ＭおよびＬが、特定の比例関係によって関係していない一般的な場合の、ＬＰＴＶシステムを装った、本発明の趣旨の範囲内の変換システムを示す図である。
【図１６】Ｎ＝３の場合の変換とオーバーラップを伴う加算（「Ｏｖｅｒｌａｐ ａｎｄ Ａｄｄ」を表すＯＬＡと称する）の演算とによる、本発明の趣旨の範囲内の変換システムの実施例を示す図である。
【図１７】即座の処理を可能にする効率的な実施のための変換とオーバーラップを伴う加算ＯＬＡとに対応する実施形態での、本発明の趣旨の範囲内の変換システムを示す図である。
【図１８】Ｍ＝ｐＬである特定の場合の、即座の処理を可能にする効率的な実施のための変換およびオーバーラップを伴う加算ＯＬＡに対応する実施形態での、本発明の趣旨の範囲内の変換システムを示す図である。
【図１９】Ｌ＝ｐＭである特定の場合の、即座の処理を可能にする効率的な実施のための変換およびオーバーラップを伴う加算ＯＬＡに対応する実施形態での、本発明の趣旨の範囲内の変換システムを示す図である。
【図２０ａ】本発明の趣旨の範囲内の、サブバンド領域同士間の変換と組み合わされたフィルタリングを示す図である。
【図２０ｂ】本発明の趣旨の範囲内の等価なグローバルシステムを示す図である。
【図２１ａ】従来の、サブバンド領域同士間の変換とのサンプリング周波数の変更（すなわち「再サンプリング」）の組合せを示す図である。
【図２１ｂ】本発明の趣旨の範囲内の、サブバンド領域間の変換とのサンプリング周波数の変更（すなわち「再サンプリング」）の組合せを示す図である。
【図２２】再サンプリングと組み合わされた、サブバンド領域同士間の、本発明の趣旨の範囲内の変換のシステムのマルチレートのブロック毎の表現を示す図である。
【図２３】再サンプリングと組み合わされた変換に適用される、ＬＰＴＶシステムを装った、本発明の趣旨の範囲内のシステムを表す図である。
【図２４】図２３の変換システムの即座の処理を可能にする効率的な実施の変換およびオーバーラップを伴う加算ＯＬＡに対応する好ましい実施形態を表す図である。
【図２５】本発明の考えられる応用例に対する、通信ネットワークのゲートウェイＧＷで行われるトランス符号化を表す図である。
【図２６】サーバＳＥＲで直接行われるトランス符号化を表す図である。
【図２７】符号化フォーマットの特定の場合に対する、本発明の趣旨の範囲内の変換システムのパラメータを示す表である。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第２の個数の各サブバンド成分Ｍを含む第２のベクトル
【数１】
を得るために、合成フィルタのバンクへ、そしてその後に解析フィルタのバンクへ、第１の個数Ｌの各サブバンド成分を含む第１のベクトル
【数２】
への適用を同一の処理内で圧縮することにある、異なるサブバンド領域同士の間で切り替えることによってデータを処理する、コンピュータリソースによって実施される方法において、
第３の個数Ｋ、すなわち前記第１の個数Ｌと前記第２の個数Ｍの最小公倍数を求めた後に、
ａ）前記第３の個数Ｋが前記第１の個数Ｌと異なる場合、ｐ2＝Ｋ／Ｌであるｐ2個の多相成分ベクトルを得るために、前記第１のベクトルの直列／並列変換によってブロック毎に配置するステップと、
ｂ）ｐ1＝Ｋ／Ｍである、前記第２のベクトルのｐ1個の多相成分ベクトルを得るために、次元Ｋ×Ｋの正方形行列
【数３】
を含む、選択された行列フィルタリングを前記ｐ2個の多相成分ベクトルへ適用するステップと、
ｃ）前記第３の個数Ｋが前記第２の個数Ｍと異なる場合、前記第２のベクトルを得るために、並列／直列変換によってブロック毎に配置するステップと
を有することを特徴とする方法。
【請求項２】
ステップａ）の前記直列／並列変換が、前記第１のベクトル
【数４】
への、進み
【数５】
の適用に対応し、前記ｐ2個の多相成分ベクトルを得るために、この後の、係数ｐ2によるサブサンプリングに伴う、一続きの遅延に続いて、前記第１のベクトル
【数６】
の、次数ｐ2の分解に対応することを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
ステップｃ）の前記並列／直列変換が、次数ｐ1の分解に対応する、前記ｐ1個の多相成分ベクトルに適用される、係数ｐ1のオーバーサンプリングを含み、前記成分が、前記第２のベクトル
【数７】
を形成することを意図していることを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記正方行列
【数８】
が、それぞれが
【数９】
によって表されるｐ1×ｐ2個の部分行列から構成される行列に適用される、係数Ｋのデシメーションから生じことを特徴とし、ここで、
ｚxは、ｘの符号に応じた進みまたは遅延を表し、
ｉは０とｐ1−１との間にあり、
ｊは０とｐ2−１との間にあり、
【数１０】
は積
【数１１】
から生じる次元Ｍ×Ｌの行列であり、
【数１２】
および
【数１３】
は、解析フィルタおよび合成フィルタの前記バンクにそれぞれ関連する伝達関数のベクトルであり、表記
【数１４】
が行列
【数１５】
の転置を表す、
請求項１から３の一項に記載の方法。
【請求項５】
それぞれが因果関係フィルタに対応し、一緒になって最小のアルゴリズム遅延を有する変換システムを定める、前記行列
【数１６】
の要素を得るために、進みｚM-1が、前記ｐ1×ｐ2個の部分行列のすべてにさらに適用されることを特徴とする、請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記行列
【数１７】
の前記要素が、Ｇnk（ｚ）＝Ｈn（ｚ）Ｆk（ｚ）によって与えられる積フィルタＧnk（ｚ）の次数Ｋまでの多相成分の関数として表され、
ｎは０とＭ−１との間にあり、ｋは０とＬ−１との間にあり、
Ｈn（ｚ）およびＦk（ｚ）、すなわち前記伝達関数の前記ベクトルのｎ番目およびｋ番目の成分が、それぞれ解析フィルタの前記バンクおよび合成フィルタの前記バンクに関連する
ことを特徴とする、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
合成フィルタの前記バンクと解析フィルタの前記バンクとの間に、補助フィルタ
【数１８】
がさらに設けられている、請求項５に記載の方法において、前記行列
【数１９】
の前記要素が、Ｇnk（ｚ）＝Ｈn（ｚ）Ｓ（ｚ）Ｆk（ｚ）によって与えられる積フィルタＧnk（ｚ）の次数Ｋまでの多相成分の関数として表され、
ｎは０とＭ−１との間にあり、ｋは０とＬ−１との間にあり、
Ｈn（ｚ）およびＦk（ｚ）、すなわち前記伝達関数の前記ベクトルのｎ番目およびｋ番目の成分が、それぞれ解析フィルタの前記バンクおよび合成フィルタの前記バンクに関連する
ことを特徴とする、請求項５に記載の方法。
【請求項８】
前記行列
【数２０】
の要素フィルタＴml（ｚ）が、
【数２１】
によって表されことを特徴とし、ここで、
前記表記
【数２２】
において、ｘが、前記積フィルタＧnk（ｚ）の前記次数Ｋまでの分解から生じる多相成分番号に対応し、
ｉは比ｍ／Ｍの整数部分に対応し、
ｊは比１／Ｌの整数部分に対応し、
前記数ｎはｎ＝ｍ−ｉＭによって与えられ、
前記数ｋはｋ＝ｌ−ｊＬによって与えられる、
ことを特徴とする、請求項６または７に記載の方法。
【請求項９】
前記第２の個数Ｍが前記第１の個数Ｌの倍数である場合、前記行列
【数２３】
の前記要素フィルタＴml（ｚ）が、
【数２４】
によって表され、ｍおよびｌは０とＭ−１との間にあることを特徴とし、ここで、
ｐ＝Ｍ／Ｌであり、
ｋはｌ／Ｌの整数部分であり、
前記数ｊはｊ＝ｌ−ｋＬによって与えられる、
請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記第１の個数Ｌが前記第２の個数Ｍの倍数である場合、前記行列
【数２５】
の前記要素フィルタＴml（ｚ）が、
【数２６】
によって表され、ｍおよびｌが０とＬ−１との間にあることを特徴とし、ここで、
ｋはｍ／Ｍの整数部分であり、
前記数ｉはｉ＝ｍ−ｋＭによって与えられる、
ことを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１１】
前記方法が、線形の、周期的に時間が変動するタイプの、Ｔ＝Ｋ．Ｔs、ただしＴs＝Ｔs1／Ｌ＝Ｔs2／Ｍ、によって定められる周期Ｔの変換システムを利用することにあり、ここで、Ｔs1およびＴs2は、クリティカルサンプリングの下での、合成フィルタの前記バンクおよび解析フィルタの前記バンクの領域での各のサンプリング周期であることを特徴とする、請求項１から１０の一項に記載の方法。
【請求項１２】
前記方法が、それぞれが周期ｐ2．Ｔs1のｐ1個の線形周期時間変動サブシステムを利用することと、周期ｐ1．Ｔs2で、連続する前記サブシステムの出力を周期的に選択することとにあることを特徴とする、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
入力データを即座に処理するために、グローバル変換システムの入力でのビットレートが１／Ｔs1であり、その出力ビットレートが１／Ｔs2であることを特徴とする、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
０とｐ1−ｌの間にあるインデックスｉの各サブシステムがｐ2個の転送行列Ａij（ｚ）を含み、ｊが、０とｐ2ー１の間にあり、前記転送行列Ａij（ｚ）の要素が
【数２７】
であるようなフィルタＡij,nk（ｚ）であり、ｎが０とＭ−１との間にあり、ｋが０とＬ−１の間にある、
ことを特徴とする、請求項８と組み合わされた請求項１２または１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記合成バンクおよび前記解析バンクの前記フィルタが、有限インパルス応答を有する、請求項１から１４の一項に記載の方法において、前記の選択された行列フィルタリングが、
【数２８】
であるように、次元ＮＫ×Ｋの行列
【数２９】
のオーバーラップ変換によって表され、部分行列
【数３０】
が次元Ｋ×Ｋであり、前記行列
【数３１】
と共に、関係
【数３２】
を満たし、ここで、Ｎは、
【数３３】
の前記要素フィルタの長さの最大値に対応することを特徴とする、請求項１から１４の一項に記載の方法。
【請求項１６】
【数３４】
の前記要素フィルタの前記長さの前記最大値Ｎが、次式
【数３５】
によって与えられ、ここで、
ｒ0は関係ｒ0＝（Ｎ1＋Ｎ2−２）ｍｏｄＫによって与えられ、
Ｎ1およびＮ2は、それぞれ前記合成バンクの前記フィルタおよび前記解析バンクの前記フィルタの長さであり、
表記ｍｏｄｎは、数ｎの剰余を表し、
表記
【数３６】
は実数ｘの整数部分を表す
ことを特徴とする、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
サブバンド領域同士間の変換のために、
合成フィルタの前記バンクの前記サブバンド領域において、ｐ2個の第１の連続するベクトル
【数３７】
に基づいてベクトル
【数３８】
を構成するステップと、
ベクトル
【数３９】
を得るために、変換された変換行列
【数４０】
を前記ベクトル
【数４１】
へ適用するステップと、
ベクトル
【数４２】
を形成するために、Ｎ個の連続するベクトル
【数４３】
をオーバーラップを伴って加算するステップと、
前記第２のベクトル
【数４４】
を形成するために、前記ベクトル
【数４５】
の、それぞれが、前記第２の個数Ｍに対応する次元である連続するサブベクトルを直列に配置するステップと、
を含むことを特徴とする、請求項１５または１６に記載の方法。
【請求項１８】
変換された行列
【数４６】
含む前記サブシステムへ、合成フィルタの前記バンクの前記サブバンド領域で表された第１のベクトル
【数４７】
を適用し、ここで、ｉが０とｐ1−１の間にあり、ｊがｊ＝ｋｍｏｄｐ2であるステップと、
０からｐ1−１までの範囲である、一定のｉのそれぞれについて、
＊ｊ＝ｋｍｏｄｐ2について、ベクトル
【数４８】
に、
【数４９】
で表わされる行列
【数５０】
の変換を適用し、
＊ｊ＝０，…，ｐ2−１についての前記変換から生じるすべてのベクトルを合計し、
＊インデックスｉの前記サブシステムの前記出力にベクトル
【数５１】
を構成するために、前記合計から生じる複数のベクトルでのオーバーラップを伴って加算するステップと、
ｉ＝ｎｍｏｄｐ1で、前記表記ｍｏｄｎが数ｎの剰余を表すインデックスｉの前記サブシステムの前記ベクトル
【数５２】
に対応する、前記グローバル変換システムの出力にベクトル
【数５３】
を取得するステップと、
を含むことを特徴とする、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記行列
【数５４】
が、
【数５５】
であるような次元Ｌ×Ｍの零ブロックを含み、
ここで
＊０L×Mは次元Ｌ×Ｍの零ブロックを表し、
【数５６】
であり、ここで、
Ｎ1およびＮ2は、前記合成バンクの前記フィルタおよび前記解析バンクの前記フィルタのそれぞれの長さであり、
前記表記ｍｏｄｎは数ｎの剰余を表し、
表記
【数５７】
は実数ｘの整数部分を表す
ことを特徴とする、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
前記第１の個数Ｍが、Ｍ＝ｐＬであるように前記第２の個数Ｌの倍数である場合に、前記行列
【数５８】
が
【数５９】
になり、ここで、
０≦ｊ≦ｐ−１であり、
【数６０】
は
【数６１】
によって表される変換行列であり、
ここで、
【数６２】
表記
【数６３】
は、実数ｘの整数部分を表す
ことを特徴とする、請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
合成フィルタの前記バンクの前記サブバンド領域で表された第１のベクトル
【数６４】
を、ｊがｊ＝ｋｍｏｄｐである変換された行列
【数６５】
を含むサブシステムに適用するステップと、
０≦ｊ≦ｐ−１であるｊについて、前記の変換された行列
【数６６】
の前記適用から生じるベクトルを合計するステップと、
前記合計から生じる前記ベクトル上でのオーバーラップを伴なった加算によって、前記グローバル変換システムの前記出力に前記ベクトル
【数６７】
を取得するステップと
を含み、
前記表記ｍｏｄｎは数ｎの剰余を表す
ことを特徴とする、請求項２０に記載の方法。
【請求項２２】
前記第２の個数Ｌが、Ｌ＝ｐＭであるような前記第１の個数Ｍの倍数である場合、前記行列
【数６８】
が
【数６９】
になり、ここで、
０≦ｉ≦ｐ−１であり、
【数７０】
が
【数７１】
によって表される変換行列であり、ここで、
【数７２】
であり、表記
【数７３】
は実数ｘの整数部分を表す
ことを特徴とする、請求項１９に記載の方法。
【請求項２３】
合成フィルタの前記バンクの前記サブバンド領域で表された第１のベクトル
【数７４】
を、０≦ｉ≦ｐ−１である転送行列
【数７５】
を含むサブシステムへ適用するステップと、
０≦ｉ≦ｐ−１である、固定された任意のｉについて、出力ベクトル
【数７６】
を得るために、行列
【数７７】
の変換を、前記ベクトル
【数７８】
へ適用し、およびオーバーラップを伴なった加算を行なうステップと、
Iがｉ＝ｎｍｏｄｐである前記ベクトル
【数７９】
に対応する、前記グローバル変換システムの出力ベクトル
【数８０】
を取得するステップと
をさらに含み、
前記表記ｍｏｄｎは数ｎの剰余を表す
ことを特徴とする、請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
前記解析バンクおよび合成バンクの前記フィルタが、変調されたコサインおよび有限インパルス応答タイプである、請求項４から２３の一項に記載の方法において、前記解析フィルタおよび／または合成フィルタが、ロウパスプロトタイプフィルタ
【数８１】
のコサイン変調によって得られ、その結果、それぞれ伝達関数
【数８２】
および／または
【数８３】
のベクトルを構成する、前記解析フィルタおよび／または合成フィルタのインパルス応答が各々、Ｍ個のバンドを有するフィルタのバンクについて、
【数８４】
によって表され、ここで、
【数８５】
であり、
ｈ［ｎ］は長さＮのプロトタイプフィルタのインパルス応答であり、
ｎは０≦ｎ≦Ｎ−１である
ことを特徴とする、請求項４から２３の一項に記載の方法。
【請求項２５】
前記フィルタの前記長さＮがＮ＝２ｍＭによって与えられ、ここで、ｍは整数であり、
前記合成フィルタが、
【数８６】
によって与えられ、
前記プロトタイプフィルタが直線位相を有し、関係ｈ［ｎ］＝ｈ［Ｎ−１−ｎ］を満たし、
前記プロトタイプフィルタＨ（ｚ）の次数２Ｍの多相成分がパワーコンプリメンタリティ条件を満たす
ことを特徴とする、請求項２４に記載の方法。
【請求項２６】
Ｎ＝２Ｍであり、前記合成フィルタバンクおよび解析フィルタバンクの式が、０≦ｋ≦Ｍ−１および０≦ｎ≦２Ｍ−１に対して、
【数８７】
によって与えられ、
ｈk［ｎ］＝ｆk［２Ｍ−１−ｎ］であり、
前記プロトタイプフィルタの前記インパルス応答ｈ［ｎ］がさらに、条件
ｈ［ｌ］＝ｈ［２Ｍ−１−ｌ］と
０と２Ｍ−１との間にあるｌについてｈ2［ｌ］＋ｈ2［ｌ＋Ｍ］＝１
を満たす
ことを特徴とする、請求項２５に記載の方法。
【請求項２７】
前記プロトタイプフィルタの前記インパルス応答が、０≦ｎ≦２Ｍ−１に対して、関係
【数８８】
によって与えられることを特徴とする、請求項２６に記載の方法。
【請求項２８】
合成フィルタの前記バンクが、Ｍ＝３２バンドである、擬似ＱＭＦタイプのフォーマットを有し、解析フィルタの前記バンクが、ＭＤＣＴタイプであり、またはその逆である、請求項２７に記載の方法において、前記解析フィルタおよび合成フィルタが、０≦ｋ≦３１および０≦ｎ≦５１１に対して、それぞれ
【数８９】
によって定められることを特徴とする、請求項２７に記載の方法。
【請求項２９】
合成フィルタの前記バンクと解析フィルタの前記バンクとの間の有理数の倍率Ｑ／Ｒによる再サンプリングの備えがさらになされている場合に、サイズｑ1Ｍ×ｑ2Ｌのフィルタリング行列
【数９０】
が、
【数９１】
によって定められ、ここで、
【数９２】
は、要素が
【数９３】
によって与えられる、サイズＭ×Ｌの行列であり、
【数９４】
は、要素が、
【数９５】
によって優先的に定められる行列で、ここでｃmax＝ｍａｘ｛ｎ∈Ｎ、ただしｈ≦ＲＭ−１、かつｎはｇｃｄ（Ｌ，Ｒ）によって割り切れる｝であり、
ＳPB（ｚ）は優先的に、遮断周波数
【数９６】
と通過帯域利得Ｑを有するロウパスフィルタである
ことを特徴とする、請求項４および５に記載の方法。
【請求項３０】
少なくとも１つの第２のタイプの圧縮符号化／復号への第１のタイプの圧縮符号化／復号のトランス符号化への請求項１から２９の一項に記載の方法の適用方法において、
第１の個数Ｌ個の各サブバンド成分を含む第１のベクトル
【数９７】
の形態での、前記第１のタイプに従って少なくとも部分的に復号されたデータを回復するステップと、
前記第１のベクトルを、前記第１のタイプによる合成フィルタのバンクに適用し、その後前記第２のタイプによる解析フィルタのバンクへ適用するステップと、
各々第２の個数Ｍのサブバンド成分を含み、前記第２のタイプによる後続の符号化ステップに適用できる第２のベクトル
【数９８】
を回復するステップと
を同一処理内で構成することにあることを特徴とする方法。
【請求項３１】
サーバ、ゲートウェイ、または端末などの、通信ネットワーク内の機器のメモリに格納されるようになっているコンピュータプログラム製品において、
請求項１から２９の一項に記載の方法のすべてまたは一部を実施するための命令を含むことを特徴とするコンピュータプログラム製品。
【請求項３２】
サーバ、ゲートウェイ、または端末などの、通信ネットワーク用の機器において、請求項１から２９の一項に記載の方法を実施するためのコンピュータリソースを含むことを特徴とする、通信ネットワーク用の機器。
【請求項１】
第２の個数の各サブバンド成分Ｍを含む第２のベクトル
【数１】
を得るために、合成フィルタのバンクへ、そしてその後に解析フィルタのバンクへ、第１の個数Ｌの各サブバンド成分を含む第１のベクトル
【数２】
への適用を同一の処理内で圧縮することにある、異なるサブバンド領域同士の間で切り替えることによってデータを処理する、コンピュータリソースによって実施される方法において、
第３の個数Ｋ、すなわち前記第１の個数Ｌと前記第２の個数Ｍの最小公倍数を求めた後に、
ａ）前記第３の個数Ｋが前記第１の個数Ｌと異なる場合、ｐ2＝Ｋ／Ｌであるｐ2個の多相成分ベクトルを得るために、前記第１のベクトルの直列／並列変換によってブロック毎に配置するステップと、
ｂ）ｐ1＝Ｋ／Ｍである、前記第２のベクトルのｐ1個の多相成分ベクトルを得るために、次元Ｋ×Ｋの正方形行列
【数３】
を含む、選択された行列フィルタリングを前記ｐ2個の多相成分ベクトルへ適用するステップと、
ｃ）前記第３の個数Ｋが前記第２の個数Ｍと異なる場合、前記第２のベクトルを得るために、並列／直列変換によってブロック毎に配置するステップと
を有することを特徴とする方法。
【請求項２】
ステップａ）の前記直列／並列変換が、前記第１のベクトル
【数４】
への、進み
【数５】
の適用に対応し、前記ｐ2個の多相成分ベクトルを得るために、この後の、係数ｐ2によるサブサンプリングに伴う、一続きの遅延に続いて、前記第１のベクトル
【数６】
の、次数ｐ2の分解に対応することを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
ステップｃ）の前記並列／直列変換が、次数ｐ1の分解に対応する、前記ｐ1個の多相成分ベクトルに適用される、係数ｐ1のオーバーサンプリングを含み、前記成分が、前記第２のベクトル
【数７】
を形成することを意図していることを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記正方行列
【数８】
が、それぞれが
【数９】
によって表されるｐ1×ｐ2個の部分行列から構成される行列に適用される、係数Ｋのデシメーションから生じことを特徴とし、ここで、
ｚxは、ｘの符号に応じた進みまたは遅延を表し、
ｉは０とｐ1−１との間にあり、
ｊは０とｐ2−１との間にあり、
【数１０】
は積
【数１１】
から生じる次元Ｍ×Ｌの行列であり、
【数１２】
および
【数１３】
は、解析フィルタおよび合成フィルタの前記バンクにそれぞれ関連する伝達関数のベクトルであり、表記
【数１４】
が行列
【数１５】
の転置を表す、
請求項１から３の一項に記載の方法。
【請求項５】
それぞれが因果関係フィルタに対応し、一緒になって最小のアルゴリズム遅延を有する変換システムを定める、前記行列
【数１６】
の要素を得るために、進みｚM-1が、前記ｐ1×ｐ2個の部分行列のすべてにさらに適用されることを特徴とする、請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記行列
【数１７】
の前記要素が、Ｇnk（ｚ）＝Ｈn（ｚ）Ｆk（ｚ）によって与えられる積フィルタＧnk（ｚ）の次数Ｋまでの多相成分の関数として表され、
ｎは０とＭ−１との間にあり、ｋは０とＬ−１との間にあり、
Ｈn（ｚ）およびＦk（ｚ）、すなわち前記伝達関数の前記ベクトルのｎ番目およびｋ番目の成分が、それぞれ解析フィルタの前記バンクおよび合成フィルタの前記バンクに関連する
ことを特徴とする、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
合成フィルタの前記バンクと解析フィルタの前記バンクとの間に、補助フィルタ
【数１８】
がさらに設けられている、請求項５に記載の方法において、前記行列
【数１９】
の前記要素が、Ｇnk（ｚ）＝Ｈn（ｚ）Ｓ（ｚ）Ｆk（ｚ）によって与えられる積フィルタＧnk（ｚ）の次数Ｋまでの多相成分の関数として表され、
ｎは０とＭ−１との間にあり、ｋは０とＬ−１との間にあり、
Ｈn（ｚ）およびＦk（ｚ）、すなわち前記伝達関数の前記ベクトルのｎ番目およびｋ番目の成分が、それぞれ解析フィルタの前記バンクおよび合成フィルタの前記バンクに関連する
ことを特徴とする、請求項５に記載の方法。
【請求項８】
前記行列
【数２０】
の要素フィルタＴml（ｚ）が、
【数２１】
によって表されことを特徴とし、ここで、
前記表記
【数２２】
において、ｘが、前記積フィルタＧnk（ｚ）の前記次数Ｋまでの分解から生じる多相成分番号に対応し、
ｉは比ｍ／Ｍの整数部分に対応し、
ｊは比１／Ｌの整数部分に対応し、
前記数ｎはｎ＝ｍ−ｉＭによって与えられ、
前記数ｋはｋ＝ｌ−ｊＬによって与えられる、
ことを特徴とする、請求項６または７に記載の方法。
【請求項９】
前記第２の個数Ｍが前記第１の個数Ｌの倍数である場合、前記行列
【数２３】
の前記要素フィルタＴml（ｚ）が、
【数２４】
によって表され、ｍおよびｌは０とＭ−１との間にあることを特徴とし、ここで、
ｐ＝Ｍ／Ｌであり、
ｋはｌ／Ｌの整数部分であり、
前記数ｊはｊ＝ｌ−ｋＬによって与えられる、
請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記第１の個数Ｌが前記第２の個数Ｍの倍数である場合、前記行列
【数２５】
の前記要素フィルタＴml（ｚ）が、
【数２６】
によって表され、ｍおよびｌが０とＬ−１との間にあることを特徴とし、ここで、
ｋはｍ／Ｍの整数部分であり、
前記数ｉはｉ＝ｍ−ｋＭによって与えられる、
ことを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１１】
前記方法が、線形の、周期的に時間が変動するタイプの、Ｔ＝Ｋ．Ｔs、ただしＴs＝Ｔs1／Ｌ＝Ｔs2／Ｍ、によって定められる周期Ｔの変換システムを利用することにあり、ここで、Ｔs1およびＴs2は、クリティカルサンプリングの下での、合成フィルタの前記バンクおよび解析フィルタの前記バンクの領域での各のサンプリング周期であることを特徴とする、請求項１から１０の一項に記載の方法。
【請求項１２】
前記方法が、それぞれが周期ｐ2．Ｔs1のｐ1個の線形周期時間変動サブシステムを利用することと、周期ｐ1．Ｔs2で、連続する前記サブシステムの出力を周期的に選択することとにあることを特徴とする、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
入力データを即座に処理するために、グローバル変換システムの入力でのビットレートが１／Ｔs1であり、その出力ビットレートが１／Ｔs2であることを特徴とする、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
０とｐ1−ｌの間にあるインデックスｉの各サブシステムがｐ2個の転送行列Ａij（ｚ）を含み、ｊが、０とｐ2ー１の間にあり、前記転送行列Ａij（ｚ）の要素が
【数２７】
であるようなフィルタＡij,nk（ｚ）であり、ｎが０とＭ−１との間にあり、ｋが０とＬ−１の間にある、
ことを特徴とする、請求項８と組み合わされた請求項１２または１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記合成バンクおよび前記解析バンクの前記フィルタが、有限インパルス応答を有する、請求項１から１４の一項に記載の方法において、前記の選択された行列フィルタリングが、
【数２８】
であるように、次元ＮＫ×Ｋの行列
【数２９】
のオーバーラップ変換によって表され、部分行列
【数３０】
が次元Ｋ×Ｋであり、前記行列
【数３１】
と共に、関係
【数３２】
を満たし、ここで、Ｎは、
【数３３】
の前記要素フィルタの長さの最大値に対応することを特徴とする、請求項１から１４の一項に記載の方法。
【請求項１６】
【数３４】
の前記要素フィルタの前記長さの前記最大値Ｎが、次式
【数３５】
によって与えられ、ここで、
ｒ0は関係ｒ0＝（Ｎ1＋Ｎ2−２）ｍｏｄＫによって与えられ、
Ｎ1およびＮ2は、それぞれ前記合成バンクの前記フィルタおよび前記解析バンクの前記フィルタの長さであり、
表記ｍｏｄｎは、数ｎの剰余を表し、
表記
【数３６】
は実数ｘの整数部分を表す
ことを特徴とする、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
サブバンド領域同士間の変換のために、
合成フィルタの前記バンクの前記サブバンド領域において、ｐ2個の第１の連続するベクトル
【数３７】
に基づいてベクトル
【数３８】
を構成するステップと、
ベクトル
【数３９】
を得るために、変換された変換行列
【数４０】
を前記ベクトル
【数４１】
へ適用するステップと、
ベクトル
【数４２】
を形成するために、Ｎ個の連続するベクトル
【数４３】
をオーバーラップを伴って加算するステップと、
前記第２のベクトル
【数４４】
を形成するために、前記ベクトル
【数４５】
の、それぞれが、前記第２の個数Ｍに対応する次元である連続するサブベクトルを直列に配置するステップと、
を含むことを特徴とする、請求項１５または１６に記載の方法。
【請求項１８】
変換された行列
【数４６】
含む前記サブシステムへ、合成フィルタの前記バンクの前記サブバンド領域で表された第１のベクトル
【数４７】
を適用し、ここで、ｉが０とｐ1−１の間にあり、ｊがｊ＝ｋｍｏｄｐ2であるステップと、
０からｐ1−１までの範囲である、一定のｉのそれぞれについて、
＊ｊ＝ｋｍｏｄｐ2について、ベクトル
【数４８】
に、
【数４９】
で表わされる行列
【数５０】
の変換を適用し、
＊ｊ＝０，…，ｐ2−１についての前記変換から生じるすべてのベクトルを合計し、
＊インデックスｉの前記サブシステムの前記出力にベクトル
【数５１】
を構成するために、前記合計から生じる複数のベクトルでのオーバーラップを伴って加算するステップと、
ｉ＝ｎｍｏｄｐ1で、前記表記ｍｏｄｎが数ｎの剰余を表すインデックスｉの前記サブシステムの前記ベクトル
【数５２】
に対応する、前記グローバル変換システムの出力にベクトル
【数５３】
を取得するステップと、
を含むことを特徴とする、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記行列
【数５４】
が、
【数５５】
であるような次元Ｌ×Ｍの零ブロックを含み、
ここで
＊０L×Mは次元Ｌ×Ｍの零ブロックを表し、
【数５６】
であり、ここで、
Ｎ1およびＮ2は、前記合成バンクの前記フィルタおよび前記解析バンクの前記フィルタのそれぞれの長さであり、
前記表記ｍｏｄｎは数ｎの剰余を表し、
表記
【数５７】
は実数ｘの整数部分を表す
ことを特徴とする、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
前記第１の個数Ｍが、Ｍ＝ｐＬであるように前記第２の個数Ｌの倍数である場合に、前記行列
【数５８】
が
【数５９】
になり、ここで、
０≦ｊ≦ｐ−１であり、
【数６０】
は
【数６１】
によって表される変換行列であり、
ここで、
【数６２】
表記
【数６３】
は、実数ｘの整数部分を表す
ことを特徴とする、請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
合成フィルタの前記バンクの前記サブバンド領域で表された第１のベクトル
【数６４】
を、ｊがｊ＝ｋｍｏｄｐである変換された行列
【数６５】
を含むサブシステムに適用するステップと、
０≦ｊ≦ｐ−１であるｊについて、前記の変換された行列
【数６６】
の前記適用から生じるベクトルを合計するステップと、
前記合計から生じる前記ベクトル上でのオーバーラップを伴なった加算によって、前記グローバル変換システムの前記出力に前記ベクトル
【数６７】
を取得するステップと
を含み、
前記表記ｍｏｄｎは数ｎの剰余を表す
ことを特徴とする、請求項２０に記載の方法。
【請求項２２】
前記第２の個数Ｌが、Ｌ＝ｐＭであるような前記第１の個数Ｍの倍数である場合、前記行列
【数６８】
が
【数６９】
になり、ここで、
０≦ｉ≦ｐ−１であり、
【数７０】
が
【数７１】
によって表される変換行列であり、ここで、
【数７２】
であり、表記
【数７３】
は実数ｘの整数部分を表す
ことを特徴とする、請求項１９に記載の方法。
【請求項２３】
合成フィルタの前記バンクの前記サブバンド領域で表された第１のベクトル
【数７４】
を、０≦ｉ≦ｐ−１である転送行列
【数７５】
を含むサブシステムへ適用するステップと、
０≦ｉ≦ｐ−１である、固定された任意のｉについて、出力ベクトル
【数７６】
を得るために、行列
【数７７】
の変換を、前記ベクトル
【数７８】
へ適用し、およびオーバーラップを伴なった加算を行なうステップと、
Iがｉ＝ｎｍｏｄｐである前記ベクトル
【数７９】
に対応する、前記グローバル変換システムの出力ベクトル
【数８０】
を取得するステップと
をさらに含み、
前記表記ｍｏｄｎは数ｎの剰余を表す
ことを特徴とする、請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
前記解析バンクおよび合成バンクの前記フィルタが、変調されたコサインおよび有限インパルス応答タイプである、請求項４から２３の一項に記載の方法において、前記解析フィルタおよび／または合成フィルタが、ロウパスプロトタイプフィルタ
【数８１】
のコサイン変調によって得られ、その結果、それぞれ伝達関数
【数８２】
および／または
【数８３】
のベクトルを構成する、前記解析フィルタおよび／または合成フィルタのインパルス応答が各々、Ｍ個のバンドを有するフィルタのバンクについて、
【数８４】
によって表され、ここで、
【数８５】
であり、
ｈ［ｎ］は長さＮのプロトタイプフィルタのインパルス応答であり、
ｎは０≦ｎ≦Ｎ−１である
ことを特徴とする、請求項４から２３の一項に記載の方法。
【請求項２５】
前記フィルタの前記長さＮがＮ＝２ｍＭによって与えられ、ここで、ｍは整数であり、
前記合成フィルタが、
【数８６】
によって与えられ、
前記プロトタイプフィルタが直線位相を有し、関係ｈ［ｎ］＝ｈ［Ｎ−１−ｎ］を満たし、
前記プロトタイプフィルタＨ（ｚ）の次数２Ｍの多相成分がパワーコンプリメンタリティ条件を満たす
ことを特徴とする、請求項２４に記載の方法。
【請求項２６】
Ｎ＝２Ｍであり、前記合成フィルタバンクおよび解析フィルタバンクの式が、０≦ｋ≦Ｍ−１および０≦ｎ≦２Ｍ−１に対して、
【数８７】
によって与えられ、
ｈk［ｎ］＝ｆk［２Ｍ−１−ｎ］であり、
前記プロトタイプフィルタの前記インパルス応答ｈ［ｎ］がさらに、条件
ｈ［ｌ］＝ｈ［２Ｍ−１−ｌ］と
０と２Ｍ−１との間にあるｌについてｈ2［ｌ］＋ｈ2［ｌ＋Ｍ］＝１
を満たす
ことを特徴とする、請求項２５に記載の方法。
【請求項２７】
前記プロトタイプフィルタの前記インパルス応答が、０≦ｎ≦２Ｍ−１に対して、関係
【数８８】
によって与えられることを特徴とする、請求項２６に記載の方法。
【請求項２８】
合成フィルタの前記バンクが、Ｍ＝３２バンドである、擬似ＱＭＦタイプのフォーマットを有し、解析フィルタの前記バンクが、ＭＤＣＴタイプであり、またはその逆である、請求項２７に記載の方法において、前記解析フィルタおよび合成フィルタが、０≦ｋ≦３１および０≦ｎ≦５１１に対して、それぞれ
【数８９】
によって定められることを特徴とする、請求項２７に記載の方法。
【請求項２９】
合成フィルタの前記バンクと解析フィルタの前記バンクとの間の有理数の倍率Ｑ／Ｒによる再サンプリングの備えがさらになされている場合に、サイズｑ1Ｍ×ｑ2Ｌのフィルタリング行列
【数９０】
が、
【数９１】
によって定められ、ここで、
【数９２】
は、要素が
【数９３】
によって与えられる、サイズＭ×Ｌの行列であり、
【数９４】
は、要素が、
【数９５】
によって優先的に定められる行列で、ここでｃmax＝ｍａｘ｛ｎ∈Ｎ、ただしｈ≦ＲＭ−１、かつｎはｇｃｄ（Ｌ，Ｒ）によって割り切れる｝であり、
ＳPB（ｚ）は優先的に、遮断周波数
【数９６】
と通過帯域利得Ｑを有するロウパスフィルタである
ことを特徴とする、請求項４および５に記載の方法。
【請求項３０】
少なくとも１つの第２のタイプの圧縮符号化／復号への第１のタイプの圧縮符号化／復号のトランス符号化への請求項１から２９の一項に記載の方法の適用方法において、
第１の個数Ｌ個の各サブバンド成分を含む第１のベクトル
【数９７】
の形態での、前記第１のタイプに従って少なくとも部分的に復号されたデータを回復するステップと、
前記第１のベクトルを、前記第１のタイプによる合成フィルタのバンクに適用し、その後前記第２のタイプによる解析フィルタのバンクへ適用するステップと、
各々第２の個数Ｍのサブバンド成分を含み、前記第２のタイプによる後続の符号化ステップに適用できる第２のベクトル
【数９８】
を回復するステップと
を同一処理内で構成することにあることを特徴とする方法。
【請求項３１】
サーバ、ゲートウェイ、または端末などの、通信ネットワーク内の機器のメモリに格納されるようになっているコンピュータプログラム製品において、
請求項１から２９の一項に記載の方法のすべてまたは一部を実施するための命令を含むことを特徴とするコンピュータプログラム製品。
【請求項３２】
サーバ、ゲートウェイ、または端末などの、通信ネットワーク用の機器において、請求項１から２９の一項に記載の方法を実施するためのコンピュータリソースを含むことを特徴とする、通信ネットワーク用の機器。
【図１】
【図２ａ】
【図２ｂ】
【図３ａ】
【図３ｂ】
【図４】
【図５ａ】
【図５ｂ】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０ａ】
【図２０ｂ】
【図２１ａ】
【図２１ｂ】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２ａ】
【図２ｂ】
【図３ａ】
【図３ｂ】
【図４】
【図５ａ】
【図５ｂ】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０ａ】
【図２０ｂ】
【図２１ａ】
【図２１ｂ】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【公表番号】特表２００８−５１４０７１（Ｐ２００８−５１４０７１Ａ）
【公表日】平成２０年５月１日（２００８．５．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−５３１７８６（Ｐ２００７−５３１７８６）
【出願日】平成１７年８月２３日（２００５．８．２３）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＦＲ２００５／００２１２７
【国際公開番号】ＷＯ２００６／０３２７４０
【国際公開日】平成１８年３月３０日（２００６．３．３０）
【出願人】（５９１０３４１５４）フランス テレコム (290)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２０年５月１日（２００８．５．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年８月２３日（２００５．８．２３）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＦＲ２００５／００２１２７
【国際公開番号】ＷＯ２００６／０３２７４０
【国際公開日】平成１８年３月３０日（２００６．３．３０）
【出願人】（５９１０３４１５４）フランス テレコム (290)
【Ｆターム（参考）】
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