電動機の駆動装置並びに機器
【課題】デッドタイムによる電圧や電流波形歪みと電流歪みによるトルクリップルに基づく振動や騒音を抑制可能にし、小型・低コストを実現する。
【解決手段】交流電源を小容量リアクトル４経由で整流し、小容量コンデンサー６で平滑して変動する直流電源を得る。インバーター制御手段８は、周波数指令とゼロクロス検出手段９の出力と母線電圧検出手段１０の出力と電流検出手段１１の出力から電圧指令を算出する電圧指令演算手段１３と、母線電圧検出手段１０の出力と電流検出手段１１の出力からスイッチング手段のアーム短絡防止用のデッドタイムに起因する電圧指令と出力電圧との間の誤差電圧を補償するための補償量を生成するデッドタイム補償手段１４と、電圧指令演算手段１３の電圧指令をデッドタイム補償手段１４の出力に基づいて補正する電圧指令補正手段１５と、電圧指令補正手段１５から得られたＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段１６とを備える。
【解決手段】交流電源を小容量リアクトル４経由で整流し、小容量コンデンサー６で平滑して変動する直流電源を得る。インバーター制御手段８は、周波数指令とゼロクロス検出手段９の出力と母線電圧検出手段１０の出力と電流検出手段１１の出力から電圧指令を算出する電圧指令演算手段１３と、母線電圧検出手段１０の出力と電流検出手段１１の出力からスイッチング手段のアーム短絡防止用のデッドタイムに起因する電圧指令と出力電圧との間の誤差電圧を補償するための補償量を生成するデッドタイム補償手段１４と、電圧指令演算手段１３の電圧指令をデッドタイム補償手段１４の出力に基づいて補正する電圧指令補正手段１５と、電圧指令補正手段１５から得られたＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段１６とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機の駆動に利用される電動機の駆動装置並びに、電動機の駆動装置を用いた冷凍空調装置、ヒートポンプ給湯器、電気掃除機、手乾燥機、換気送風装置などの機器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、冷凍空調装置の電動機駆動等に用いられる３相電圧形ＰＷＭインバーターのスイッチング素子のアーム短絡を防止するため、スイッチング素子のターンオフ時間も包含した短絡防止時間（デッドタイム）が挿入される。この短絡防止時間に起因するインバーターのＰＷＭ電圧指令と出力電圧との間の誤差電圧を補償するためには、該ＰＷＭ電圧指令に加算される方形波状の補償電圧の極性を、該インバーターの出力電流が零クロス点を通過する時点に同期して変更する方法が一般的に行われている。しかしながら、従来のデッドタイム補償方法によると、該インバーターの出力電流のゼロクロス点でステップ状に補償電圧の極性を変更しているため、該零クロス点近傍での出力電流のリプルが増大し、このリプルに起因する回転むらが大きくなるという問題があった。
この問題を解決するため、例えば、比較器を用いてインバーター出力電流を各相毎に基準値と比較して出力電流の零クロス点近傍での比較結果（誤差）の大きさに応じた時間幅のパルス電圧を発生させ、補償量演算部によりＰＷＭ周波数とデッドタイムと直流電源の電圧に基づいてデッドタイム補量（補償量振幅）を演算させ、比較器出力と補償量演算部の出力を乗算器により乗じ、乗算器の出力を積分器により積分して台形状の波形の補償量信号を生成し、この補償量信号をＰＷＭ電圧指令演算器からの指令値に加算し、ＰＷＭパルス演算器でこの加算結果にＰＷＭ演算後デッドタイムを付加してインバーター主回路に駆動信号を出力するデッドタイム補償方法が開示されている。この構成により、上記インバーター出力電流が零クロス点を通過するのに伴って行われる補償電圧の極性変更を、上記出力電流の零クロス点以前の変更開始時点より、所定の勾配で行うことが可能となり、上記零クロス点での出力電流のリプル増大の問題を解消することができる（例えば特許文献１参照）。
また、デッドタイム補償電圧を、モーターの回転数から定まるインバーターの電気周波数における奇数次周波数の交流成分とすることを特徴とする技術が開示されている。この技術を用いることにより、小容量のリアクトル及び小容量のコンデンサーで構成されたインバーターにおいて、デッドタイムによるインバーター出力電圧誤差による電圧及び電流歪みを解消できるだけでなく、ＩＥＣやＪＩＳなどに定められている高調波規格等に適合させることができる（例えば特許文献２参照）。
単相交流電源を入力とする単相ダイオード全波整流回路と、これに接続される従来のダイオード全波整流回路用の平滑コンデンサーの１/１００程度の小容量平滑コンデンサーと、制御用ＰＷＭインバーターとモーターとで構成された制御回路とによって、あらかじめモーターのトルクを電源の２倍の周波数で制御することにより、ダイオード全波整流回路の入力力率と波形の改善を実現するモーター駆動用インバーターの制御装置技術が開示されている（例えば特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３７３８８８３号公報（第２頁〜第４頁、図１、図２）
【特許文献２】特開２００７―１０４８１３号公報（第８頁〜第９頁、図６）
【特許文献３】特開２００２―５１５８９号公報（第４頁〜第５頁）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１に開示されている従来のデッドタイム補償装置は、以上のように構成されているので、台形波形のデッドタイム補償電圧に高調波が残り、特定次数調波が騒音として問題となることがあった。
また、低騒音駆動が要求される場合にはＰＷＭ周波数付近の騒音レベルが高く、特にＰＷＭ周波数を可聴領域に設定せざるを得ない場合については使用上の制約が大きかった。 また出力電流の大きさにより零クロス近辺の補償電圧の勾配が変化するので、特定次数調波の比率が変わり、騒音が問題となるモーター駆動に関しては運転領域が限定されていた。
また、比較器を利用するため、外来ノイズに対しての耐力が弱く、補償電圧の算出に積分器を含むため、オーバーフロー等の問題があり、簡易なシステムでの実現が難しいという問題があった。
また、特許文献２に開示されている技術では、小容量のリアクトルや小容量のコンデンサーで構築されているインバーターでは母線電圧が脈動するため、母線電圧がゼロ付近でデッドタイム補償を行った場合、回生電圧により母線電圧が昇圧し、インバーターの耐圧破壊を招く恐れがあり、またデッドタイムによる電圧誤差の影響は電流の極性により決まるため、電流の位相が正確に把握できないと、不要な補償が行われることによる電圧・電流波形の歪みが発生し、騒音の発生や制御が不安定になるなどの課題があった。
また、特許文献３に開示されている技術では、低速や高キャリア周波数でインバーターを動作させると、インバーターのスイッチング素子の短絡を防止するためのデッドタイムの影響により、電圧指令値と実際にインバーターにて出力される電圧に誤差が生じるため電流が歪むことによるトルクリップルが発生し、電動機から騒音や振動が発生するなどの課題があった。
【０００５】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、小容量のリアクトルや小容量のコンデンサーにより構成されたインバーターにおいても、デッドタイムによる電圧や電流波形歪みを抑制することができ、小型・低コストだけでなく電流歪みによるトルクリップルに起因する振動や騒音を抑制可能な電動機の駆動装置並びに電動機の駆動装置を用いた機器を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に係る電動機の駆動装置は、
交流電源をリアクトルを介して全波整流する整流手段と、
前記整流手段の出力を平滑して前記交流電源の略二倍の周波数で脈動する母線電圧を出力するコンデンサーと、
前記コンデンサーから出力された母線電圧を電源として、電動機に電圧を印加するスイッチング手段を有するインバーターと、
このインバーターを制御するインバーター制御手段と、
前記交流電源のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、
前記母線電源の電圧を検出する母線電圧検出手段と、
前記電動機に流れる二相以上の電流を検出する電流検出手段と、
前記電動機の回転位相を検出する回転位相検出手段とを備え、
前記インバーター制御手段は、周波数指令と前記ゼロクロス検出手段の出力と前記母線電圧検出手段の出力と前記電流検出手段の出力と前記回転位相検出手段の出力に基づいて電圧指令を算出する電圧指令演算手段と、
前記母線電圧検出手段の出力と前記電流検出手段の出力に基づいて前記スイッチング手段のアーム短絡防止用のデッドタイムに起因する、前記電圧指令演算手段からの電圧指令と前記インバーターからの出力電圧との間の誤差電圧を補償するための補償量を生成するデッドタイム補償手段と、
このデッドタイム補償手段の出力に基づいて前記電圧指令演算手段の出力を補正する電圧指令補正手段と、
この電圧指令補正手段によって得られたＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、を備えるものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明に係る電動機の駆動装置によれば、小容量のリアクトルや小容量のコンデンサーにより構成された小型・低コストなインバーターにおいても、デッドタイムによる電圧や電流波形の歪みを抑制することができるため、トルクリップルによる不快な騒音を低減できるだけでなく、母線電圧がゼロ近辺におけるデッドタイム補償を抑制することにより回生電圧の影響を抑制することが可能となり、信頼性の高い電動機の駆動装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施の形態１に係る電動機の駆動装置の構成を示す図である。
【図２】従来のデッドタイム補償を表す図である。
【図３】ＰＷＭ信号発生手段の動作を示す図である。
【図４】実施の形態１におけるデッドタイム補償の動作を示す図である。
【図５】実施の形態２に係る電動機の駆動装置の構成を示す図である。
【図６】電動機の回転に対する座標関係を示す図である。
【図７】デッドタイム補償手段１４の構成を示す図である。
【図８】ｄｑ軸座標の位相と電流ベクトルの位相との位相差を示す図である。
【図９】電動機の回転位相θに対する、ＵＶＷ相の電流と、デッドタイム補償量との関係を示す図である。
【図１０】デッドタイム補償手段１４のもう一つの構成を示す図である。
【図１１】デッドタイム補償の一般的な電圧指令補正値を示す図である。
【図１２】実施の形態２におけるデッドタイム補償の動作を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる電動機の駆動装置を示す図である。図１に示すように電動機システムは、交流電源１、本発明に係る電動機の駆動装置２、電動機３から構成されている。電動機の駆動装置２は交流電源１からの電源を供給することで電動機３を駆動する。
また、電動機の駆動装置２は、一般的に使用されているリアクトルよりも十分に小容量のリアクトル（以後単にリアクトルと称す）４、整流手段５、一般的に使用されているコンデンサーよりも十分に小容量のコンデンサー（以後単にコンデンサーと称す）６、インバーター７、インバーター制御手段８、ゼロクロス検出手段９、母線電圧検出手段１０、電流検出手段１１、および磁極位置検出手段１２を有する。
【００１０】
交流電源１はリアクトル４を介して整流手段５により全波整流され、コンデンサー６により平滑されて、インバーター７の電源である母線電圧を生成する。ここで、インバーター７の電源はコンデンサー６の容量が一般的に使用されているものよりもかなり小さいため、交流電源１を略全波整流した波形（交流電源の略２倍の周波数で変動する電圧波形または電流波形）となる。
【００１１】
インバーター７は、スイッチング手段としてＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を有し、各スイッチング素子には並列に接続された環流ダイオードを備え、マイコンやＤＳＰ、論理回路等の電子回路で構成されるインバーター制御手段８によりインバーター７を制御して電動機３に電圧を供給させる。
【００１２】
ゼロクロス検出手段９は、交流電源１のゼロクロスを検出し、ゼロクロス信号ＺＣをインバーター制御手段８へ出力する。ゼロクロスを検出する方法としては、例えば交流電源１が負から正に切り替わった際に、ＨＩＧＨ（５Ｖ）、正から負に切り替わった際にＬＯＷ（０Ｖ）とし、インバーター制御手段８を構成するマイコン等に取り込むことで簡単に検出できる。なお、ＨＩＧＨやＬＯＷが逆となっても問題なく、また電圧も０Ｖや５Ｖに限らずゼロクロスを検出できることはいうまでもない。
【００１３】
母線電圧検出手段１０は、コンデンサー６により平滑された電圧である母線電圧Ｖｄｃを検出し、インバーター制御手段８へ出力する。母線電圧Ｖｄｃを検出する方法としては、分圧抵抗などを用いて低電圧化してインバーター制御手段８を構成するマイコン等に取り込み、マイコン等の内部で低電圧化した分を考慮して換算することで簡単に母線電圧を検出することが可能となる。
【００１４】
電流検出手段１１は、電動機３に流入するＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗのうち少なくとも２相以上を検出して、インバーター制御手段８へ出力する。電流の検出方法としては、一般的な電流検出素子であるＡＣＣＴやＤＣＣＴや、インバーター７の電源側に流れる電流を検出して三相の電流を復元する方法や、インバーター７の下側スイッチング素子に流れる電流を検出する方法などが挙げられ、いずれもインバーター制御手段８を構成するマイコン等に取り込むことで、電流を検出できる。ここでＩｕとＩｗの２相のみを検出した場合、検出しなかった電流Ｉｖはキルヒホッフの法則
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０ から、
【００１５】
【数１】
で求めることができる。
【００１６】
磁極位置検出手段１２は、電動機３の回転子の磁極位置である回転位相θを検出し、インバーター制御手段８へ出力する。磁極位置の検出方法に関しては、ロータリエンコーダやレゾルバー、ホールセンサー等により検出が可能である。また、図示していないが、電流検出手段１１の出力と、電動機の特性より得られる電圧電流方程式等に基づいて磁極位置を検出することも可能であり、位置センサーレス制御として広く用いられている方法を用いることも可能である。なお、磁極位置検出手段１２は、回転位相検出手段を構成する。
【００１７】
次にインバーター制御手段８について説明する。インバーター制御手段８は電圧指令演算手段１３、デッドタイム補償手段１４、電圧指令補正手段１５、ＰＷＭ信号発生手段１６を備える。
【００１８】
電圧指令演算手段１３は外部から入力した周波数指令、磁極位置検出手段の出力である磁極位置（回転位相）θ、ゼロクロス検出手段の出力であるゼロクロス信号ＺＣ、母線電圧検出手段の出力である母線電圧Ｖｄｃ、電流検出手段の出力であるＵＶＷ相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力として、ＵＶＷ相の電圧指令であるＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を出力する。ＵＶＷ相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を得る方法としては、例えば特許文献３に示すような方法がある。
【００１９】
デッドタイム補償手段１４は、母線電圧検出手段の出力である母線電圧Ｖｄｃ、電流検出手段の出力であるＵＶＷ相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力として、ＵＶＷ相の電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを得る。
【００２０】
ここで、ＵＶＷ相の電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗの求め方について説明する。デッドタイムに基づく電圧指令値と実際に出力される電圧との誤差ΔＶは、流れる電流の極性によって変化するが、絶対値としてはデッドタイムＴｄとキャリア周波数ｆｃと母線電圧Ｖｄｃを用いて次式（１）で表される。
【００２１】
【数２】
電流の極性を考慮すると、例えばＵ相電圧指令補正値ΔＶｕはＵ相電流Ｉｕの極性を用いて次式（２）で得られる。
【００２２】
【数３】
ただし、sign関数は次式（３）の通りである。
【００２３】
【数４】
ここで、ｘはＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれかを指す。
同様にＶ相、Ｗ相の電圧指令補正値ΔＶｖ、ΔＶｗについては次式（４）及び（５）となる。
【００２４】
【数５】
【００２５】
以上により、電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを求めることが可能となる。
説明を簡単にするため、母線電圧Ｖｄｃが一定の場合の電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを図２に示す。（なお、後述するが、本発明では、母線電圧Ｖｄｃは一定ではなく脈動するので、本発明で取り扱う電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗは図２とは異なるものとなる。）
【００２６】
次に電圧指令補正手段１５は、電圧指令演算手段１３の出力であるＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊及びデッドタイム補償手段１４の出力であるΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗの出力を入力として補正済み電圧指令値Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を作成し、ＰＷＭ信号発生手段１６へ出力する。
【００２７】
補正済み電圧指令値Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊は、次式（６）〜（８）を用いることで得ることが可能である。
【００２８】
【数６】
【００２９】
ＰＷＭ信号発生手段１６は、補正済み電圧指令値Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を入力として、インバーター７のスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮを出力する。
【００３０】
図３はＰＷＭ信号発生手段１６のＵ相における動作を示す図である。補正済みのＵ相電圧指令値Ｖｕ＊＊は周波数ｆｃのキャリアと比較され、補正済みのＵ相電圧指令値Ｖｕ＊＊がキャリアよりも大のときにＨＩＧＨ、小の場合にＬＯＷとしてＵ相上アームＰＷＭ信号ＵＰを出力する。Ｕ相下アームＰＷＭ信号については、ＵＰと逆論理の信号を出力する。なお、インバーター７の種類によってはＨＩＧＨとＬＯＷを逆にする必要があるが、基本的な動作は変わらないことはいうまでもない。
【００３１】
さらに、通常ＵＰとＵＮが同時にオンしないように、ＵＰもしくはＵＮのＰＷＭ信号をデッドタイムの時間分削って出力することで同時ＯＮによるインバーター７の短絡破壊を防止しているが、電圧指令と実際に出力される電圧に誤差が生じ、電動機３に印加させる電圧が歪むことで流れる電流も歪むため、トルクリップルが発生し、このトルクリップルによる騒音や振動が発生するという問題があるだけでなく、制御が不安定になるなどの課題がある。そのため、前述の通りデッドタイム補償手段１４等により電圧指令を補償することで、上記の問題を解決することが可能となる。
【００３２】
ただし、前述の通り、母線電圧Ｖｄｃは略全波整流した波形（脈動波形）となるため、式（１）から分かるように、電圧指令補正値ΔＶは母線電圧Ｖｄｃの脈動周波数と同一ないし、交流電源１の周波数の略２倍の周波数で脈動させるように図４に示すような補正をすることができるので、脈動する母線電圧Ｖｄｃとほぼ同一のものにすることができ、従来より正確なデッドタイム補償が可能となり、制御性が良くなるだけでなくデッドタイムによる電圧誤差に起因する振動や騒音を低減することが可能となり、信頼性の高い電動機の駆動装置を得ることができる。
【００３３】
ただし、回転数が小さくなり相電流が小さくなる場合には、式（２）および式（４）、式（５）を用いてデッドタイム補償を行う場合、各相の電流のゼロクロス付近は正負の判定が難しく、各電圧指令補正値の正負の符号が定まらないため、正確なデッドタイム補償ができず、ゼロクロス付近で制御が不安定になる恐れがある。
【００３４】
そこで、デッドタイム補償手段１４は式（９）〜式（１１）に示すように、電圧指令補正値に電流値に応じた割合Ｋ（ｘ）（このｘは、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれかを示す）を乗ずることで、電流が小となるゼロクロス付近でも安定した動作が可能となる。
【００３５】
【数７】
Ｋ（ｘ）については、例えば電流値が０Ａから最大定格の２０％程度までは０〜１００％と段階的に変化させ、それ以上の電流値になったら１００％の電圧指令補正値にするなどの方式や、０Ａから最大定格の２０％程度までは０％で、それ以上は１００％にする方法などが挙げられる。また、電流値以外にも回転数で電圧指令補正値の割合を変化させても何ら問題ないことは言うまでもない。この回転数で電圧指令補正値の割合を変化させる場合も電流で制御する方法と同じ方法を適用することができる。
【００３６】
以上のデッドタイム補償手段はマイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、電子回路等で実現可能である。
【００３７】
実施の形態２．
実施の形態１では、電流の極性に応じてデッドタイム補償する方式について説明した。
本発明の実施の形態２では、各相の電流のゼロクロスを正確に検出して、精度の良いデッドタイム補償を行う方法について説明する。
図５は、本発明の実施の形態２に係る電動機の駆動装置の構成を示す図である。
実施の形態２は、デッドタイム補償手段１４に回転位相θを入力している以外は何ら変わりないため、実施の形態１と同一部分には同じ符号を付して説明を省略する。
【００３８】
ここで、図６は、電動機３の解析モデル図である。図６には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。１７は、電動機３の回転子を構成する永久磁石である。永久磁石１７が作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石１７が作る磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とする。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとり、γ軸から電気角で９０度進んだ位相に推定軸であるδ軸をとる。ｄ軸とｑ軸を座標軸に選んだ回転座標系の座標軸をｄｑ軸と呼ぶ。インバーターによる制御上の回転座標系はγ軸とδ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をγδ軸と呼ぶ。
【００３９】
ｄｑ軸は回転しており、その回転速度である電動機３の回転速度を電動機回転速度ω と呼ぶ。γδ軸も回転しており、その回転速度をインバーター回転速度ω１と呼ぶ。また、ある瞬間の回転しているｄｑ軸において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準として電動機回転位相θにより表す。同様に、ある瞬間の回転しているγδ軸において、γ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてインバーター回転位相θ１により表す。そうすると、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθは、
【００４０】
【数８】
で表される。
【００４１】
電動機３の回転子の磁極位置を検出するセンサーを有する場合、正確な磁極位置が検出できるためｄｑ軸で議論することが可能となる。しかし磁極位置を検出するセンサーが無い場合は、電動機３に流れる電流により磁極位置をγδ軸として推定する方法が一般的に用いられるが、ｄｑ軸とγδ軸に軸誤差Δθが生じる。しかし、実際の運転では軸誤差Δθが小さい所で運転されることもあり、ｄｑ軸とγδ軸は同一と捉えることが可能である。そのため、以下特別なことが無い限り、ｄｑ軸として説明を行うが、γδ軸においても同様の構成で実現できることは言うまでもない。また、その場合には電動機回転速度ωをインバーター回転速度ω１、電動機回転位相θをインバーター回転位相θ１として置き換えてよいことは言うまでもない。
【００４２】
図７はデッドタイム補償手段１４の動作を示すブロック図である。デッドタイム補償手段１４は、座標変換手段１８、位相差検出手段１９、補償量演算手段２０を備える。
【００４３】
座標変換手段１８は、電流検出手段１１により出力された電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を、磁極位置検出手段１２より得られた回転位相θを用いて、式（１２）（この式は三相電流から二相電流へ変換する機能と、変換によって得られた二相電流を回転座標へ変換する機能の両方を併せもつ）によりｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換して出力する。
【００４４】
【数９】
【００４５】
ここで、磁極位置の位相である回転位相θと相電流の位相との位相差Δθｉを位相差検出手段１９にて求める方法について説明する。図８に示すように、電流ベクトルＩと磁極軸であるｄ軸との位相差θｉはＩｄ及びＩｑを用いて次式（１３）で得ることができる。
【００４６】
【数１０】
【００４７】
よって、回転位相θと電流位相差Δθｉが求まるので、補償量演算手段２０にて式（１４）〜式（１６）を用いることで、各相電流のゼロクロス付近においても安定性の高い電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを得ることができる。ただし、電流位相θｉは
【００４８】
【数１１】
とする。
【００４９】
【数１２】
【００５０】
図９は上記の関係を具体的に示したものであり、例えば、θｉが０°の場合、図９に縦線で示すようにＵＶＷの各相のデッドタイム補償量はΔＶｕ：正、ΔＶｖ：負、ΔＶｗ：負が得られる。
【００５１】
なお、電流位相差Δθｉはｄｑ軸上の電流Ｉｄ及びＩｑだけでなく、三相二相変換手段である式（１７）から得られる固定座標系（αβ座標系）の電流Ｉα及びＩβを用いて式（１８）にて求めることも可能である。
【００５２】
【数１３】
【００５３】
電流位相差Δθｉや回転位相θなどは電動機３の回転方向や、回転座標系の取り方により正負の符号が反転するが、システムに応じて正負の符号を使い分けることで同様の方法でデッドタイム補償を行えることは言うまでもない。また、電流位相差Δθｉはシステムによっては変動することもあるため、その場合にはＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を用いて変動する成分を抑制しても良い。
【００５４】
以上の様に電流位相差Δθｉを用いて電圧指令補正値の正負を判断することにより、相電流の正負の判断が付けづらいゼロクロス付近におけるデッドタイム補償を精度良く行うことが可能となり、信頼性の高い電動機の駆動システムが得られるだけでなく、デッドタイムによる電圧誤差に起因するトルクリップルにより発生する騒音や振動を低減することができ、低騒音低振動な電動機の駆動装置を得ることが可能となる。
【００５５】
ここで、図７に示すデッドタイム補償手段１４の場合、図２や図４からも分かるように電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗは複数の高次高調波成分を含んだ波形となっており、これらの高次高調波成分が電動機３から音となって発生する事があり、また、交流電源１に流れる電流に高調波成分が発生し、ＪＩＳやＩＥＣに定められる高調波規格に適合できなくなる恐れがある。
【００５６】
そこで、電圧指令補正値の基本波周波数のみを用いることで、高次高調波成分の影響を低減して、上記問題を解決可能なデッドタイム補償を行う方法について説明する。構成としては、図１０に示すように補償量演算手段２０に代えて、補償量特性次数成分演算手段２１を備える。補償量特性次数成分演算手段２１は、補償量演算手段２０の機能に加えて、電圧指令補正値の基本波周波数のみを用いてデッドタイム補償を行う機能を併せ持つ。
【００５７】
一般的なデッドタイム補償は図２に示すように、母線電圧Ｖｄｃが一定であれば電圧指令補正値は矩形波状となるため、この電圧指令補正値を基に基本波成分の抽出方法について説明を行う。
【００５８】
図１１はθｉで回転する場合のＵ相電圧指令補正値ΔＶｕである。この波形をフーリエ級数展開にて角周波数成分に展開すると、次式（１９）となる。
【００５９】
【数１４】
【００６０】
同様にΔＶｕに比べ±１２０°位相の異なるΔＶｖ、ΔＶｗは次式（２０）及び（２１）となる。
【００６１】
【数１５】
【００６２】
よって式（１９）〜（２１）において、ｎ＝１を代入することにより基本波成分のみを抽出すると、電圧指令補正値はそれぞれ、式（２２）〜（２４）となり、求めた電流位相θｉに基づいてデッドタイム補償を行うことにより、高調波成分の少なく低騒音化が可能なデッドタイム補償を行うことができる。
【００６３】
【数１６】
【００６４】
ここで、小容量のコンデンサー６を用いた場合、母線電圧Ｖｄｃは交流電源１の周波数の略２倍で脈動するが、補償量特性次数成分演算手段２１は、検出した母線電圧Ｖｄｃを式（２２）〜（２４）に適用する。これにより、図１２に示すように電流と略相似形な電圧指令補正値が得られ、矩形波状のデッドタイム補償に比べて高調波成分の少なく、騒音の発生が小さな電動機の駆動装置が得られる。
【００６５】
さらに、基本波成分以外に５倍の周波数（式（１８）〜（２０）において、ｎ＝３を代入することで得られる周波数）や７倍（式（１８）〜（２０）において、ｎ＝４を代入することで得られる周波数）の周波数と言った３の倍数の周波数（式（１８）〜（２０）において、ｎ＝２あるいはｎ＝５などを代入することで得られる周波数）を除く奇数倍の電圧指令補正値成分を基本波成分に加えてデッドタイム補償を行うことにより、更に電圧誤差の小さく、信頼性の高い電動機の駆動装置を得ることが可能となる。
なお、３の倍数の周波数を除く理由は以下の通りである。ＵＶＷ相の電圧はそれぞれ互いに位相が２π／３ずつ異なっており、ＵＶＷ相の電圧の３の倍数の高調波については、その位相のずれも３の倍数になるため、２πの倍数ずつ異なることになり、結果としてＵＷＷ相電圧の位相が同一になる。位相が同一で振幅も同一であるため、ＵＶＷ相の３の倍数の高調波はすべて同一信号となり、線間電圧はゼロとなる。従って、この３の倍数の周波数成分はデッドタイム補償に寄与しない無意味なものとなるため、除くのである。
【００６６】
ただし、小容量のコンデンサー６を用いた場合、母線電圧が略ゼロとなる区間で仮にデッドタイム補償を行うと、不必要なＰＷＭが出力され、モーターの回転エネルギーがインバーターに戻ってくる恐れがあり、制御が不安定になるだけでなく、回転エネルギーによる回生によりインバーターが破壊する恐れがあるため、母線電圧がゼロとなる付近ではデッドタイム補償を行わないなどの対策を行うことで前述の問題を回避できる。この場合、ゼロクロス検出手段９の出力を元に、母線電圧のゼロクロスを判断するようにしても良い。
【００６７】
また、少容量のコンデンサー６を用いると、母線電圧が交流電源１の略２倍の周波数で大きく脈動するため、電圧指令補正値を求める際に母線電圧のピーク値を検出し、この時の電圧指令補正値が最大となる値を記憶しておき、ゼロクロス検出手段９の出力に基づいて、交流電源１の略２倍の周波数で電圧指令補正値を脈動させるように制御しても良い。
これにより、電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗによって補正された補正済み電圧指令値Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を脈動する母線電圧Ｖｄｃとほぼ同じものとすることができる。
【００６８】
実施の形態３．
以上の実施の形態１及び２で説明した電動機の駆動装置の活用例として、冷蔵庫や空気調和機などの冷凍空調装置、ヒートポンプ給湯器、電気掃除機、手乾燥機などが挙げられる。
【００６９】
冷蔵庫や空気調和機に代表される冷凍空調装置やヒートポンプ給湯器は、１０年を超える長期の使用が前提となっており、寿命部品である電解コンデンサー６は長寿命の阻害となっている。そこで、本発明の小容量のコンデンサー６を用いた電動機の駆動装置を用いることで、長寿命化を図ることが可能となる。
【００７０】
また、本発明のデッドタイム補償を空気調和機やヒートポンプ給湯器の室外ファンモーターの駆動に用いることにより、低騒音化を図ることが可能となる。
【００７１】
さらに、電気掃除機に本発明を適用することにより、これまでインバーターを駆動する際に必須であった大型部品であるリアクトルや電解コンデンサーを小型化することが可能となり、重量が軽く、ユーザーの労力を低減できる電気掃除機を提供することが可能となる。
【００７２】
また、インバーターにて電動機を駆動する場合、電動機の最大回転数は
６００００ｒｐｍ÷（極数÷２） 以上である。例えば、インバーターにて２極の電動機の場合６００００ｒｐｍ、４極の電動機の場合は３００００ｒｐｍを超えるような回転数で電動機を駆動することで、同一風量や静圧を得るための羽根やモーターの大きさを小さくすることができ、小型軽量な電気掃除機を得ることができる。ただし、電動機の安定した駆動のためには、電気角１周期中に少なくとも１０回は制御が行われる回転数を上限とすることが望ましい。
【００７３】
さらに、手乾燥機に本発明を適用することにより、リアクトルや電解コンデンサーを小容量のリアクトルやコンデンサーに置き換えることができるため、小型・軽量化が図れる。また、インバーターにより高速回転することにより、大風量や高静圧を得ることができるため、より自由度の高い構造設計が可能となる。
【００７４】
さらに、換気扇やファンなどの換気送風装置に本発明を適用することにより、リアクトルや電解コンデンサーを小容量のリアクトルやコンデンサーに置き換えることができるため、小型・軽量化が図れる。また、本発明のデッドタイム補償を適用することにより、出力電圧誤差低減によるトルクリップルが低減するため、低騒音化を図ることが可能となる。
なお、電動機として永久磁石形のブラシレスＤＣモーターを適用することが可能である。
【符号の説明】
【００７５】
１ 交流電源、２ 電動機の駆動装置、３ 電動機、４ リアクトル、５ 整流手段、６ コンデンサー、７ インバーター、８ インバーター制御手段、９ ゼロクロス検出手段、１０ 母線電圧検出手段、１１ 電流検出手段、１２ 磁極位置検出手段、１３ 電圧指令演算手段、１４ デッドタイム補償手段、１５ 電圧指令補正手段、１６ ＰＷＭ信号発生手段、１７ 永久磁石、１８ 座標変換手段、１９ 位相差検出手段、２０ 補償量演算手段、２１ 補償量特定次数成分演算手段。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機の駆動に利用される電動機の駆動装置並びに、電動機の駆動装置を用いた冷凍空調装置、ヒートポンプ給湯器、電気掃除機、手乾燥機、換気送風装置などの機器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、冷凍空調装置の電動機駆動等に用いられる３相電圧形ＰＷＭインバーターのスイッチング素子のアーム短絡を防止するため、スイッチング素子のターンオフ時間も包含した短絡防止時間（デッドタイム）が挿入される。この短絡防止時間に起因するインバーターのＰＷＭ電圧指令と出力電圧との間の誤差電圧を補償するためには、該ＰＷＭ電圧指令に加算される方形波状の補償電圧の極性を、該インバーターの出力電流が零クロス点を通過する時点に同期して変更する方法が一般的に行われている。しかしながら、従来のデッドタイム補償方法によると、該インバーターの出力電流のゼロクロス点でステップ状に補償電圧の極性を変更しているため、該零クロス点近傍での出力電流のリプルが増大し、このリプルに起因する回転むらが大きくなるという問題があった。
この問題を解決するため、例えば、比較器を用いてインバーター出力電流を各相毎に基準値と比較して出力電流の零クロス点近傍での比較結果（誤差）の大きさに応じた時間幅のパルス電圧を発生させ、補償量演算部によりＰＷＭ周波数とデッドタイムと直流電源の電圧に基づいてデッドタイム補量（補償量振幅）を演算させ、比較器出力と補償量演算部の出力を乗算器により乗じ、乗算器の出力を積分器により積分して台形状の波形の補償量信号を生成し、この補償量信号をＰＷＭ電圧指令演算器からの指令値に加算し、ＰＷＭパルス演算器でこの加算結果にＰＷＭ演算後デッドタイムを付加してインバーター主回路に駆動信号を出力するデッドタイム補償方法が開示されている。この構成により、上記インバーター出力電流が零クロス点を通過するのに伴って行われる補償電圧の極性変更を、上記出力電流の零クロス点以前の変更開始時点より、所定の勾配で行うことが可能となり、上記零クロス点での出力電流のリプル増大の問題を解消することができる（例えば特許文献１参照）。
また、デッドタイム補償電圧を、モーターの回転数から定まるインバーターの電気周波数における奇数次周波数の交流成分とすることを特徴とする技術が開示されている。この技術を用いることにより、小容量のリアクトル及び小容量のコンデンサーで構成されたインバーターにおいて、デッドタイムによるインバーター出力電圧誤差による電圧及び電流歪みを解消できるだけでなく、ＩＥＣやＪＩＳなどに定められている高調波規格等に適合させることができる（例えば特許文献２参照）。
単相交流電源を入力とする単相ダイオード全波整流回路と、これに接続される従来のダイオード全波整流回路用の平滑コンデンサーの１/１００程度の小容量平滑コンデンサーと、制御用ＰＷＭインバーターとモーターとで構成された制御回路とによって、あらかじめモーターのトルクを電源の２倍の周波数で制御することにより、ダイオード全波整流回路の入力力率と波形の改善を実現するモーター駆動用インバーターの制御装置技術が開示されている（例えば特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３７３８８８３号公報（第２頁〜第４頁、図１、図２）
【特許文献２】特開２００７―１０４８１３号公報（第８頁〜第９頁、図６）
【特許文献３】特開２００２―５１５８９号公報（第４頁〜第５頁）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１に開示されている従来のデッドタイム補償装置は、以上のように構成されているので、台形波形のデッドタイム補償電圧に高調波が残り、特定次数調波が騒音として問題となることがあった。
また、低騒音駆動が要求される場合にはＰＷＭ周波数付近の騒音レベルが高く、特にＰＷＭ周波数を可聴領域に設定せざるを得ない場合については使用上の制約が大きかった。 また出力電流の大きさにより零クロス近辺の補償電圧の勾配が変化するので、特定次数調波の比率が変わり、騒音が問題となるモーター駆動に関しては運転領域が限定されていた。
また、比較器を利用するため、外来ノイズに対しての耐力が弱く、補償電圧の算出に積分器を含むため、オーバーフロー等の問題があり、簡易なシステムでの実現が難しいという問題があった。
また、特許文献２に開示されている技術では、小容量のリアクトルや小容量のコンデンサーで構築されているインバーターでは母線電圧が脈動するため、母線電圧がゼロ付近でデッドタイム補償を行った場合、回生電圧により母線電圧が昇圧し、インバーターの耐圧破壊を招く恐れがあり、またデッドタイムによる電圧誤差の影響は電流の極性により決まるため、電流の位相が正確に把握できないと、不要な補償が行われることによる電圧・電流波形の歪みが発生し、騒音の発生や制御が不安定になるなどの課題があった。
また、特許文献３に開示されている技術では、低速や高キャリア周波数でインバーターを動作させると、インバーターのスイッチング素子の短絡を防止するためのデッドタイムの影響により、電圧指令値と実際にインバーターにて出力される電圧に誤差が生じるため電流が歪むことによるトルクリップルが発生し、電動機から騒音や振動が発生するなどの課題があった。
【０００５】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、小容量のリアクトルや小容量のコンデンサーにより構成されたインバーターにおいても、デッドタイムによる電圧や電流波形歪みを抑制することができ、小型・低コストだけでなく電流歪みによるトルクリップルに起因する振動や騒音を抑制可能な電動機の駆動装置並びに電動機の駆動装置を用いた機器を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に係る電動機の駆動装置は、
交流電源をリアクトルを介して全波整流する整流手段と、
前記整流手段の出力を平滑して前記交流電源の略二倍の周波数で脈動する母線電圧を出力するコンデンサーと、
前記コンデンサーから出力された母線電圧を電源として、電動機に電圧を印加するスイッチング手段を有するインバーターと、
このインバーターを制御するインバーター制御手段と、
前記交流電源のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、
前記母線電源の電圧を検出する母線電圧検出手段と、
前記電動機に流れる二相以上の電流を検出する電流検出手段と、
前記電動機の回転位相を検出する回転位相検出手段とを備え、
前記インバーター制御手段は、周波数指令と前記ゼロクロス検出手段の出力と前記母線電圧検出手段の出力と前記電流検出手段の出力と前記回転位相検出手段の出力に基づいて電圧指令を算出する電圧指令演算手段と、
前記母線電圧検出手段の出力と前記電流検出手段の出力に基づいて前記スイッチング手段のアーム短絡防止用のデッドタイムに起因する、前記電圧指令演算手段からの電圧指令と前記インバーターからの出力電圧との間の誤差電圧を補償するための補償量を生成するデッドタイム補償手段と、
このデッドタイム補償手段の出力に基づいて前記電圧指令演算手段の出力を補正する電圧指令補正手段と、
この電圧指令補正手段によって得られたＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、を備えるものである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明に係る電動機の駆動装置によれば、小容量のリアクトルや小容量のコンデンサーにより構成された小型・低コストなインバーターにおいても、デッドタイムによる電圧や電流波形の歪みを抑制することができるため、トルクリップルによる不快な騒音を低減できるだけでなく、母線電圧がゼロ近辺におけるデッドタイム補償を抑制することにより回生電圧の影響を抑制することが可能となり、信頼性の高い電動機の駆動装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施の形態１に係る電動機の駆動装置の構成を示す図である。
【図２】従来のデッドタイム補償を表す図である。
【図３】ＰＷＭ信号発生手段の動作を示す図である。
【図４】実施の形態１におけるデッドタイム補償の動作を示す図である。
【図５】実施の形態２に係る電動機の駆動装置の構成を示す図である。
【図６】電動機の回転に対する座標関係を示す図である。
【図７】デッドタイム補償手段１４の構成を示す図である。
【図８】ｄｑ軸座標の位相と電流ベクトルの位相との位相差を示す図である。
【図９】電動機の回転位相θに対する、ＵＶＷ相の電流と、デッドタイム補償量との関係を示す図である。
【図１０】デッドタイム補償手段１４のもう一つの構成を示す図である。
【図１１】デッドタイム補償の一般的な電圧指令補正値を示す図である。
【図１２】実施の形態２におけるデッドタイム補償の動作を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる電動機の駆動装置を示す図である。図１に示すように電動機システムは、交流電源１、本発明に係る電動機の駆動装置２、電動機３から構成されている。電動機の駆動装置２は交流電源１からの電源を供給することで電動機３を駆動する。
また、電動機の駆動装置２は、一般的に使用されているリアクトルよりも十分に小容量のリアクトル（以後単にリアクトルと称す）４、整流手段５、一般的に使用されているコンデンサーよりも十分に小容量のコンデンサー（以後単にコンデンサーと称す）６、インバーター７、インバーター制御手段８、ゼロクロス検出手段９、母線電圧検出手段１０、電流検出手段１１、および磁極位置検出手段１２を有する。
【００１０】
交流電源１はリアクトル４を介して整流手段５により全波整流され、コンデンサー６により平滑されて、インバーター７の電源である母線電圧を生成する。ここで、インバーター７の電源はコンデンサー６の容量が一般的に使用されているものよりもかなり小さいため、交流電源１を略全波整流した波形（交流電源の略２倍の周波数で変動する電圧波形または電流波形）となる。
【００１１】
インバーター７は、スイッチング手段としてＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を有し、各スイッチング素子には並列に接続された環流ダイオードを備え、マイコンやＤＳＰ、論理回路等の電子回路で構成されるインバーター制御手段８によりインバーター７を制御して電動機３に電圧を供給させる。
【００１２】
ゼロクロス検出手段９は、交流電源１のゼロクロスを検出し、ゼロクロス信号ＺＣをインバーター制御手段８へ出力する。ゼロクロスを検出する方法としては、例えば交流電源１が負から正に切り替わった際に、ＨＩＧＨ（５Ｖ）、正から負に切り替わった際にＬＯＷ（０Ｖ）とし、インバーター制御手段８を構成するマイコン等に取り込むことで簡単に検出できる。なお、ＨＩＧＨやＬＯＷが逆となっても問題なく、また電圧も０Ｖや５Ｖに限らずゼロクロスを検出できることはいうまでもない。
【００１３】
母線電圧検出手段１０は、コンデンサー６により平滑された電圧である母線電圧Ｖｄｃを検出し、インバーター制御手段８へ出力する。母線電圧Ｖｄｃを検出する方法としては、分圧抵抗などを用いて低電圧化してインバーター制御手段８を構成するマイコン等に取り込み、マイコン等の内部で低電圧化した分を考慮して換算することで簡単に母線電圧を検出することが可能となる。
【００１４】
電流検出手段１１は、電動機３に流入するＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗのうち少なくとも２相以上を検出して、インバーター制御手段８へ出力する。電流の検出方法としては、一般的な電流検出素子であるＡＣＣＴやＤＣＣＴや、インバーター７の電源側に流れる電流を検出して三相の電流を復元する方法や、インバーター７の下側スイッチング素子に流れる電流を検出する方法などが挙げられ、いずれもインバーター制御手段８を構成するマイコン等に取り込むことで、電流を検出できる。ここでＩｕとＩｗの２相のみを検出した場合、検出しなかった電流Ｉｖはキルヒホッフの法則
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０ から、
【００１５】
【数１】
で求めることができる。
【００１６】
磁極位置検出手段１２は、電動機３の回転子の磁極位置である回転位相θを検出し、インバーター制御手段８へ出力する。磁極位置の検出方法に関しては、ロータリエンコーダやレゾルバー、ホールセンサー等により検出が可能である。また、図示していないが、電流検出手段１１の出力と、電動機の特性より得られる電圧電流方程式等に基づいて磁極位置を検出することも可能であり、位置センサーレス制御として広く用いられている方法を用いることも可能である。なお、磁極位置検出手段１２は、回転位相検出手段を構成する。
【００１７】
次にインバーター制御手段８について説明する。インバーター制御手段８は電圧指令演算手段１３、デッドタイム補償手段１４、電圧指令補正手段１５、ＰＷＭ信号発生手段１６を備える。
【００１８】
電圧指令演算手段１３は外部から入力した周波数指令、磁極位置検出手段の出力である磁極位置（回転位相）θ、ゼロクロス検出手段の出力であるゼロクロス信号ＺＣ、母線電圧検出手段の出力である母線電圧Ｖｄｃ、電流検出手段の出力であるＵＶＷ相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力として、ＵＶＷ相の電圧指令であるＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を出力する。ＵＶＷ相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を得る方法としては、例えば特許文献３に示すような方法がある。
【００１９】
デッドタイム補償手段１４は、母線電圧検出手段の出力である母線電圧Ｖｄｃ、電流検出手段の出力であるＵＶＷ相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力として、ＵＶＷ相の電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを得る。
【００２０】
ここで、ＵＶＷ相の電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗの求め方について説明する。デッドタイムに基づく電圧指令値と実際に出力される電圧との誤差ΔＶは、流れる電流の極性によって変化するが、絶対値としてはデッドタイムＴｄとキャリア周波数ｆｃと母線電圧Ｖｄｃを用いて次式（１）で表される。
【００２１】
【数２】
電流の極性を考慮すると、例えばＵ相電圧指令補正値ΔＶｕはＵ相電流Ｉｕの極性を用いて次式（２）で得られる。
【００２２】
【数３】
ただし、sign関数は次式（３）の通りである。
【００２３】
【数４】
ここで、ｘはＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれかを指す。
同様にＶ相、Ｗ相の電圧指令補正値ΔＶｖ、ΔＶｗについては次式（４）及び（５）となる。
【００２４】
【数５】
【００２５】
以上により、電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを求めることが可能となる。
説明を簡単にするため、母線電圧Ｖｄｃが一定の場合の電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを図２に示す。（なお、後述するが、本発明では、母線電圧Ｖｄｃは一定ではなく脈動するので、本発明で取り扱う電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗは図２とは異なるものとなる。）
【００２６】
次に電圧指令補正手段１５は、電圧指令演算手段１３の出力であるＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊及びデッドタイム補償手段１４の出力であるΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗの出力を入力として補正済み電圧指令値Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を作成し、ＰＷＭ信号発生手段１６へ出力する。
【００２７】
補正済み電圧指令値Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊は、次式（６）〜（８）を用いることで得ることが可能である。
【００２８】
【数６】
【００２９】
ＰＷＭ信号発生手段１６は、補正済み電圧指令値Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を入力として、インバーター７のスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮを出力する。
【００３０】
図３はＰＷＭ信号発生手段１６のＵ相における動作を示す図である。補正済みのＵ相電圧指令値Ｖｕ＊＊は周波数ｆｃのキャリアと比較され、補正済みのＵ相電圧指令値Ｖｕ＊＊がキャリアよりも大のときにＨＩＧＨ、小の場合にＬＯＷとしてＵ相上アームＰＷＭ信号ＵＰを出力する。Ｕ相下アームＰＷＭ信号については、ＵＰと逆論理の信号を出力する。なお、インバーター７の種類によってはＨＩＧＨとＬＯＷを逆にする必要があるが、基本的な動作は変わらないことはいうまでもない。
【００３１】
さらに、通常ＵＰとＵＮが同時にオンしないように、ＵＰもしくはＵＮのＰＷＭ信号をデッドタイムの時間分削って出力することで同時ＯＮによるインバーター７の短絡破壊を防止しているが、電圧指令と実際に出力される電圧に誤差が生じ、電動機３に印加させる電圧が歪むことで流れる電流も歪むため、トルクリップルが発生し、このトルクリップルによる騒音や振動が発生するという問題があるだけでなく、制御が不安定になるなどの課題がある。そのため、前述の通りデッドタイム補償手段１４等により電圧指令を補償することで、上記の問題を解決することが可能となる。
【００３２】
ただし、前述の通り、母線電圧Ｖｄｃは略全波整流した波形（脈動波形）となるため、式（１）から分かるように、電圧指令補正値ΔＶは母線電圧Ｖｄｃの脈動周波数と同一ないし、交流電源１の周波数の略２倍の周波数で脈動させるように図４に示すような補正をすることができるので、脈動する母線電圧Ｖｄｃとほぼ同一のものにすることができ、従来より正確なデッドタイム補償が可能となり、制御性が良くなるだけでなくデッドタイムによる電圧誤差に起因する振動や騒音を低減することが可能となり、信頼性の高い電動機の駆動装置を得ることができる。
【００３３】
ただし、回転数が小さくなり相電流が小さくなる場合には、式（２）および式（４）、式（５）を用いてデッドタイム補償を行う場合、各相の電流のゼロクロス付近は正負の判定が難しく、各電圧指令補正値の正負の符号が定まらないため、正確なデッドタイム補償ができず、ゼロクロス付近で制御が不安定になる恐れがある。
【００３４】
そこで、デッドタイム補償手段１４は式（９）〜式（１１）に示すように、電圧指令補正値に電流値に応じた割合Ｋ（ｘ）（このｘは、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれかを示す）を乗ずることで、電流が小となるゼロクロス付近でも安定した動作が可能となる。
【００３５】
【数７】
Ｋ（ｘ）については、例えば電流値が０Ａから最大定格の２０％程度までは０〜１００％と段階的に変化させ、それ以上の電流値になったら１００％の電圧指令補正値にするなどの方式や、０Ａから最大定格の２０％程度までは０％で、それ以上は１００％にする方法などが挙げられる。また、電流値以外にも回転数で電圧指令補正値の割合を変化させても何ら問題ないことは言うまでもない。この回転数で電圧指令補正値の割合を変化させる場合も電流で制御する方法と同じ方法を適用することができる。
【００３６】
以上のデッドタイム補償手段はマイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、電子回路等で実現可能である。
【００３７】
実施の形態２．
実施の形態１では、電流の極性に応じてデッドタイム補償する方式について説明した。
本発明の実施の形態２では、各相の電流のゼロクロスを正確に検出して、精度の良いデッドタイム補償を行う方法について説明する。
図５は、本発明の実施の形態２に係る電動機の駆動装置の構成を示す図である。
実施の形態２は、デッドタイム補償手段１４に回転位相θを入力している以外は何ら変わりないため、実施の形態１と同一部分には同じ符号を付して説明を省略する。
【００３８】
ここで、図６は、電動機３の解析モデル図である。図６には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。１７は、電動機３の回転子を構成する永久磁石である。永久磁石１７が作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石１７が作る磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とする。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとり、γ軸から電気角で９０度進んだ位相に推定軸であるδ軸をとる。ｄ軸とｑ軸を座標軸に選んだ回転座標系の座標軸をｄｑ軸と呼ぶ。インバーターによる制御上の回転座標系はγ軸とδ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をγδ軸と呼ぶ。
【００３９】
ｄｑ軸は回転しており、その回転速度である電動機３の回転速度を電動機回転速度ω と呼ぶ。γδ軸も回転しており、その回転速度をインバーター回転速度ω１と呼ぶ。また、ある瞬間の回転しているｄｑ軸において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準として電動機回転位相θにより表す。同様に、ある瞬間の回転しているγδ軸において、γ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてインバーター回転位相θ１により表す。そうすると、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθは、
【００４０】
【数８】
で表される。
【００４１】
電動機３の回転子の磁極位置を検出するセンサーを有する場合、正確な磁極位置が検出できるためｄｑ軸で議論することが可能となる。しかし磁極位置を検出するセンサーが無い場合は、電動機３に流れる電流により磁極位置をγδ軸として推定する方法が一般的に用いられるが、ｄｑ軸とγδ軸に軸誤差Δθが生じる。しかし、実際の運転では軸誤差Δθが小さい所で運転されることもあり、ｄｑ軸とγδ軸は同一と捉えることが可能である。そのため、以下特別なことが無い限り、ｄｑ軸として説明を行うが、γδ軸においても同様の構成で実現できることは言うまでもない。また、その場合には電動機回転速度ωをインバーター回転速度ω１、電動機回転位相θをインバーター回転位相θ１として置き換えてよいことは言うまでもない。
【００４２】
図７はデッドタイム補償手段１４の動作を示すブロック図である。デッドタイム補償手段１４は、座標変換手段１８、位相差検出手段１９、補償量演算手段２０を備える。
【００４３】
座標変換手段１８は、電流検出手段１１により出力された電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を、磁極位置検出手段１２より得られた回転位相θを用いて、式（１２）（この式は三相電流から二相電流へ変換する機能と、変換によって得られた二相電流を回転座標へ変換する機能の両方を併せもつ）によりｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換して出力する。
【００４４】
【数９】
【００４５】
ここで、磁極位置の位相である回転位相θと相電流の位相との位相差Δθｉを位相差検出手段１９にて求める方法について説明する。図８に示すように、電流ベクトルＩと磁極軸であるｄ軸との位相差θｉはＩｄ及びＩｑを用いて次式（１３）で得ることができる。
【００４６】
【数１０】
【００４７】
よって、回転位相θと電流位相差Δθｉが求まるので、補償量演算手段２０にて式（１４）〜式（１６）を用いることで、各相電流のゼロクロス付近においても安定性の高い電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを得ることができる。ただし、電流位相θｉは
【００４８】
【数１１】
とする。
【００４９】
【数１２】
【００５０】
図９は上記の関係を具体的に示したものであり、例えば、θｉが０°の場合、図９に縦線で示すようにＵＶＷの各相のデッドタイム補償量はΔＶｕ：正、ΔＶｖ：負、ΔＶｗ：負が得られる。
【００５１】
なお、電流位相差Δθｉはｄｑ軸上の電流Ｉｄ及びＩｑだけでなく、三相二相変換手段である式（１７）から得られる固定座標系（αβ座標系）の電流Ｉα及びＩβを用いて式（１８）にて求めることも可能である。
【００５２】
【数１３】
【００５３】
電流位相差Δθｉや回転位相θなどは電動機３の回転方向や、回転座標系の取り方により正負の符号が反転するが、システムに応じて正負の符号を使い分けることで同様の方法でデッドタイム補償を行えることは言うまでもない。また、電流位相差Δθｉはシステムによっては変動することもあるため、その場合にはＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を用いて変動する成分を抑制しても良い。
【００５４】
以上の様に電流位相差Δθｉを用いて電圧指令補正値の正負を判断することにより、相電流の正負の判断が付けづらいゼロクロス付近におけるデッドタイム補償を精度良く行うことが可能となり、信頼性の高い電動機の駆動システムが得られるだけでなく、デッドタイムによる電圧誤差に起因するトルクリップルにより発生する騒音や振動を低減することができ、低騒音低振動な電動機の駆動装置を得ることが可能となる。
【００５５】
ここで、図７に示すデッドタイム補償手段１４の場合、図２や図４からも分かるように電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗは複数の高次高調波成分を含んだ波形となっており、これらの高次高調波成分が電動機３から音となって発生する事があり、また、交流電源１に流れる電流に高調波成分が発生し、ＪＩＳやＩＥＣに定められる高調波規格に適合できなくなる恐れがある。
【００５６】
そこで、電圧指令補正値の基本波周波数のみを用いることで、高次高調波成分の影響を低減して、上記問題を解決可能なデッドタイム補償を行う方法について説明する。構成としては、図１０に示すように補償量演算手段２０に代えて、補償量特性次数成分演算手段２１を備える。補償量特性次数成分演算手段２１は、補償量演算手段２０の機能に加えて、電圧指令補正値の基本波周波数のみを用いてデッドタイム補償を行う機能を併せ持つ。
【００５７】
一般的なデッドタイム補償は図２に示すように、母線電圧Ｖｄｃが一定であれば電圧指令補正値は矩形波状となるため、この電圧指令補正値を基に基本波成分の抽出方法について説明を行う。
【００５８】
図１１はθｉで回転する場合のＵ相電圧指令補正値ΔＶｕである。この波形をフーリエ級数展開にて角周波数成分に展開すると、次式（１９）となる。
【００５９】
【数１４】
【００６０】
同様にΔＶｕに比べ±１２０°位相の異なるΔＶｖ、ΔＶｗは次式（２０）及び（２１）となる。
【００６１】
【数１５】
【００６２】
よって式（１９）〜（２１）において、ｎ＝１を代入することにより基本波成分のみを抽出すると、電圧指令補正値はそれぞれ、式（２２）〜（２４）となり、求めた電流位相θｉに基づいてデッドタイム補償を行うことにより、高調波成分の少なく低騒音化が可能なデッドタイム補償を行うことができる。
【００６３】
【数１６】
【００６４】
ここで、小容量のコンデンサー６を用いた場合、母線電圧Ｖｄｃは交流電源１の周波数の略２倍で脈動するが、補償量特性次数成分演算手段２１は、検出した母線電圧Ｖｄｃを式（２２）〜（２４）に適用する。これにより、図１２に示すように電流と略相似形な電圧指令補正値が得られ、矩形波状のデッドタイム補償に比べて高調波成分の少なく、騒音の発生が小さな電動機の駆動装置が得られる。
【００６５】
さらに、基本波成分以外に５倍の周波数（式（１８）〜（２０）において、ｎ＝３を代入することで得られる周波数）や７倍（式（１８）〜（２０）において、ｎ＝４を代入することで得られる周波数）の周波数と言った３の倍数の周波数（式（１８）〜（２０）において、ｎ＝２あるいはｎ＝５などを代入することで得られる周波数）を除く奇数倍の電圧指令補正値成分を基本波成分に加えてデッドタイム補償を行うことにより、更に電圧誤差の小さく、信頼性の高い電動機の駆動装置を得ることが可能となる。
なお、３の倍数の周波数を除く理由は以下の通りである。ＵＶＷ相の電圧はそれぞれ互いに位相が２π／３ずつ異なっており、ＵＶＷ相の電圧の３の倍数の高調波については、その位相のずれも３の倍数になるため、２πの倍数ずつ異なることになり、結果としてＵＷＷ相電圧の位相が同一になる。位相が同一で振幅も同一であるため、ＵＶＷ相の３の倍数の高調波はすべて同一信号となり、線間電圧はゼロとなる。従って、この３の倍数の周波数成分はデッドタイム補償に寄与しない無意味なものとなるため、除くのである。
【００６６】
ただし、小容量のコンデンサー６を用いた場合、母線電圧が略ゼロとなる区間で仮にデッドタイム補償を行うと、不必要なＰＷＭが出力され、モーターの回転エネルギーがインバーターに戻ってくる恐れがあり、制御が不安定になるだけでなく、回転エネルギーによる回生によりインバーターが破壊する恐れがあるため、母線電圧がゼロとなる付近ではデッドタイム補償を行わないなどの対策を行うことで前述の問題を回避できる。この場合、ゼロクロス検出手段９の出力を元に、母線電圧のゼロクロスを判断するようにしても良い。
【００６７】
また、少容量のコンデンサー６を用いると、母線電圧が交流電源１の略２倍の周波数で大きく脈動するため、電圧指令補正値を求める際に母線電圧のピーク値を検出し、この時の電圧指令補正値が最大となる値を記憶しておき、ゼロクロス検出手段９の出力に基づいて、交流電源１の略２倍の周波数で電圧指令補正値を脈動させるように制御しても良い。
これにより、電圧指令補正値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗによって補正された補正済み電圧指令値Ｖｕ＊＊、Ｖｖ＊＊、Ｖｗ＊＊を脈動する母線電圧Ｖｄｃとほぼ同じものとすることができる。
【００６８】
実施の形態３．
以上の実施の形態１及び２で説明した電動機の駆動装置の活用例として、冷蔵庫や空気調和機などの冷凍空調装置、ヒートポンプ給湯器、電気掃除機、手乾燥機などが挙げられる。
【００６９】
冷蔵庫や空気調和機に代表される冷凍空調装置やヒートポンプ給湯器は、１０年を超える長期の使用が前提となっており、寿命部品である電解コンデンサー６は長寿命の阻害となっている。そこで、本発明の小容量のコンデンサー６を用いた電動機の駆動装置を用いることで、長寿命化を図ることが可能となる。
【００７０】
また、本発明のデッドタイム補償を空気調和機やヒートポンプ給湯器の室外ファンモーターの駆動に用いることにより、低騒音化を図ることが可能となる。
【００７１】
さらに、電気掃除機に本発明を適用することにより、これまでインバーターを駆動する際に必須であった大型部品であるリアクトルや電解コンデンサーを小型化することが可能となり、重量が軽く、ユーザーの労力を低減できる電気掃除機を提供することが可能となる。
【００７２】
また、インバーターにて電動機を駆動する場合、電動機の最大回転数は
６００００ｒｐｍ÷（極数÷２） 以上である。例えば、インバーターにて２極の電動機の場合６００００ｒｐｍ、４極の電動機の場合は３００００ｒｐｍを超えるような回転数で電動機を駆動することで、同一風量や静圧を得るための羽根やモーターの大きさを小さくすることができ、小型軽量な電気掃除機を得ることができる。ただし、電動機の安定した駆動のためには、電気角１周期中に少なくとも１０回は制御が行われる回転数を上限とすることが望ましい。
【００７３】
さらに、手乾燥機に本発明を適用することにより、リアクトルや電解コンデンサーを小容量のリアクトルやコンデンサーに置き換えることができるため、小型・軽量化が図れる。また、インバーターにより高速回転することにより、大風量や高静圧を得ることができるため、より自由度の高い構造設計が可能となる。
【００７４】
さらに、換気扇やファンなどの換気送風装置に本発明を適用することにより、リアクトルや電解コンデンサーを小容量のリアクトルやコンデンサーに置き換えることができるため、小型・軽量化が図れる。また、本発明のデッドタイム補償を適用することにより、出力電圧誤差低減によるトルクリップルが低減するため、低騒音化を図ることが可能となる。
なお、電動機として永久磁石形のブラシレスＤＣモーターを適用することが可能である。
【符号の説明】
【００７５】
１ 交流電源、２ 電動機の駆動装置、３ 電動機、４ リアクトル、５ 整流手段、６ コンデンサー、７ インバーター、８ インバーター制御手段、９ ゼロクロス検出手段、１０ 母線電圧検出手段、１１ 電流検出手段、１２ 磁極位置検出手段、１３ 電圧指令演算手段、１４ デッドタイム補償手段、１５ 電圧指令補正手段、１６ ＰＷＭ信号発生手段、１７ 永久磁石、１８ 座標変換手段、１９ 位相差検出手段、２０ 補償量演算手段、２１ 補償量特定次数成分演算手段。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源をリアクトルを介して全波整流する整流手段と、
前記整流手段の出力を平滑して前記交流電源の略二倍の周波数で脈動する母線電圧を出力するコンデンサーと、
前記コンデンサーから出力された母線電圧を電源として、電動機に電圧を印加するスイッチング手段を有するインバーターと、
このインバーターを制御するインバーター制御手段と、
前記交流電源のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、
前記母線電源の電圧を検出する母線電圧検出手段と、
前記電動機に流れる二相以上の電流を検出する電流検出手段と、
前記電動機の回転位相を検出する回転位相検出手段と、を備え、
前記インバーター制御手段は、周波数指令と前記ゼロクロス検出手段の出力と前記母線電圧検出手段の出力と前記電流検出手段の出力と前記回転位相検出手段の出力に基づいて電圧指令を算出する電圧指令演算手段と、
前記母線電圧検出手段の出力と前記電流検出手段の出力に基づいて前記スイッチング手段のアーム短絡防止用のデッドタイムに起因する、前記電圧指令演算手段からの電圧指令と前記インバーターからの出力電圧との間の誤差電圧を補償するための補償量を生成するデッドタイム補償手段と、
このデッドタイム補償手段の出力に基づいて前記電圧指令演算手段の出力を補正する電圧指令補正手段と、
この電圧指令補正手段によって得られたＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、を備えることを特徴とする電動機の駆動装置。
【請求項２】
交流電源をリアクトルを介して全波整流する整流手段と、
前記整流手段の出力を平滑して前記交流電源の略二倍の周波数で脈動する母線電圧を出力するコンデンサーと、
前記コンデンサーから出力された母線電圧を電源として、電動機に電圧を印加するスイッチング手段を有するインバーターと、
このインバーターを制御するインバーター制御手段と、
前記交流電源のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、
前記母線電源の電圧を検出する母線電圧検出手段と、
前記電動機に流れる二相以上の電流を検出する電流検出手段と、を備え、
前記インバーター制御手段は、周波数指令と前記ゼロクロス検出手段の出力と前記母線電圧検出手段の出力と前記電流検出手段の出力に基づいて電圧指令を算出する電圧指令演算手段と、
前記母線電圧検出手段の出力と前記電流検出手段の出力に基づいて前記スイッチング手段のアーム短絡防止用のデッドタイムに起因する、前記電圧指令演算手段からの電圧指令と前記インバーターからの出力電圧との間の誤差電圧を補償するための補償量を生成するデッドタイム補償手段と、
このデッドタイム補償手段の出力に基づいて前記電圧指令演算手段の出力を補正する電圧指令補正手段と、
この電圧指令補正手段によって得られたＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、を備えることを特徴とする電動機の駆動装置。
【請求項３】
前記デッドタイム補償手段は、前記スイッチング手段のキャリア周波数と前記母線電圧検出手段の出力と予め定めたデッドタイムとに基づいて、前記補償量を生成する補償量演算手段を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機の駆動装置。
【請求項４】
前記デッドタイム補償手段は、前記電流検出手段の出力に基づいて前記電動機の回転位相と相電流の位相との位相差を算出する位相差検出手段と、
前記スイッチング手段のキャリア周波数と前記母線電圧検出手段の出力と予め定めたデッドタイムと前記位相差検出手段の出力に基づいて前記補償量を生成する補償量演算手段とを備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機の駆動装置。
【請求項５】
前記デッドタイム補償手段は、前記電流検出手段の出力に基づいて前記電動機の回転位相と相電流の位相との位相差を算出する位相差検出手段と、
前記スイッチング手段のキャリア周波数と前記母線電圧検出手段の出力と予め定めたデッドタイムとに基づいてデッドタイム補償電圧を作成し、このデッドタイム補償電圧の特定次数成分を算出し、
前記位相差検出手段の出力と前記算出した特定次数成分に基づいて前記補償量を生成する補償量特定次数成分演算手段とを備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機の駆動装置。
【請求項６】
前記デッドタイム補償手段は、前記補償量特定次数成分算出手段が算出した特定次数成分の少なくとも１つ以上を用いてデッドタイム補償を行うことを特徴とする請求項５に記載の電動機の駆動装置。
【請求項７】
前記デッドタイム補償手段は、前記補償量特定次数成分算出手段が算出したデッドタイム補償電圧の特定次数の高調波成分のうち、３の倍数の成分以外の少なくとも１つの周波数成分を求めてデッドタイム補償を行うことを特徴とする請求項６に記載の電動機の駆動装置。
【請求項８】
前記電流検出手段が検出した相電流を固定子座標系（αβ座標系）上の二軸成分に変換した後、回転座標に変換する座標変換手段を備え、
前記位相差検出手段は、前記座標変換手段の出力に基づいて前記電動機の回転位相と相電流の位相との位相差を算出することを特徴とする請求項４から請求項７のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項９】
前記電流検出手段が検出した相電流を前記回転位相検出手段の出力に基づいて、回転子の電気角周波数と同一周波数で回転する座標系（ｄｑないしγδ座標系）上における相電流の二軸成分に変換した後、回転座標に変換する座標変換手段を備え、
前記位相差検出手段は、前記座標変換手段の出力に基づいて前記電動機の回転と相電流の位相との位相差を算出することを特徴とする請求項４から請求項７のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１０】
前記デッドタイム補償手段は、前記母線電圧検出手段の出力と、前記ゼロクロス検出手段の出力とに基づいて前記補償量を前記交流電源の略二倍の周波数で脈動させることを特徴とする請求項１から請求項９のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１１】
前記デッドタイム補償手段は、前記電動機が所定値より低速回転もしくは前記電流検出手段の出力が所定値より小さい場合には、前記補償電圧を一定の割合で減じてデッドタイム補償を行うことを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１２】
前記回転数は最大定格の２０％以下であることを特徴とする請求項１１に記載の電動機の駆動装置。
【請求項１３】
前記電流は最大定格の２０％以下であることを特徴とする請求項１１に記載の電動機の駆動装置。
【請求項１４】
前記デッドタイム補償手段は、前記ゼロクロス検出手段の検出もしくは前記母線電圧検出手段の出力に基づき、前記交流電源のゼロクロス近辺では補償量をゼロとすることを特徴とする請求項１から請求項１３のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１５】
前記回転位相検出手段は、前記電流検出手段の出力に基づいて、前記電動機の回転位相を検出することを特徴とする請求項１から請求項１４のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１６】
前記電動機は、永久磁石形のブラシレスＤＣモーターであることを特徴とする請求項１から請求項１５のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１７】
前記電動機の最大回転数は、（６００００÷（極数÷２））ｒｐｍ以上であることを特徴とする請求項１から請求項１６のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１８】
前記インバーター制御手段はマイコンまたはＤＳＰもしくは電子回路にて構成されることを特徴とする請求項１から請求項１７のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１９】
請求項１から請求項１８のいずれかに記載の電動機の駆動装置を備えた機器。
【請求項１】
交流電源をリアクトルを介して全波整流する整流手段と、
前記整流手段の出力を平滑して前記交流電源の略二倍の周波数で脈動する母線電圧を出力するコンデンサーと、
前記コンデンサーから出力された母線電圧を電源として、電動機に電圧を印加するスイッチング手段を有するインバーターと、
このインバーターを制御するインバーター制御手段と、
前記交流電源のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、
前記母線電源の電圧を検出する母線電圧検出手段と、
前記電動機に流れる二相以上の電流を検出する電流検出手段と、
前記電動機の回転位相を検出する回転位相検出手段と、を備え、
前記インバーター制御手段は、周波数指令と前記ゼロクロス検出手段の出力と前記母線電圧検出手段の出力と前記電流検出手段の出力と前記回転位相検出手段の出力に基づいて電圧指令を算出する電圧指令演算手段と、
前記母線電圧検出手段の出力と前記電流検出手段の出力に基づいて前記スイッチング手段のアーム短絡防止用のデッドタイムに起因する、前記電圧指令演算手段からの電圧指令と前記インバーターからの出力電圧との間の誤差電圧を補償するための補償量を生成するデッドタイム補償手段と、
このデッドタイム補償手段の出力に基づいて前記電圧指令演算手段の出力を補正する電圧指令補正手段と、
この電圧指令補正手段によって得られたＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、を備えることを特徴とする電動機の駆動装置。
【請求項２】
交流電源をリアクトルを介して全波整流する整流手段と、
前記整流手段の出力を平滑して前記交流電源の略二倍の周波数で脈動する母線電圧を出力するコンデンサーと、
前記コンデンサーから出力された母線電圧を電源として、電動機に電圧を印加するスイッチング手段を有するインバーターと、
このインバーターを制御するインバーター制御手段と、
前記交流電源のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、
前記母線電源の電圧を検出する母線電圧検出手段と、
前記電動機に流れる二相以上の電流を検出する電流検出手段と、を備え、
前記インバーター制御手段は、周波数指令と前記ゼロクロス検出手段の出力と前記母線電圧検出手段の出力と前記電流検出手段の出力に基づいて電圧指令を算出する電圧指令演算手段と、
前記母線電圧検出手段の出力と前記電流検出手段の出力に基づいて前記スイッチング手段のアーム短絡防止用のデッドタイムに起因する、前記電圧指令演算手段からの電圧指令と前記インバーターからの出力電圧との間の誤差電圧を補償するための補償量を生成するデッドタイム補償手段と、
このデッドタイム補償手段の出力に基づいて前記電圧指令演算手段の出力を補正する電圧指令補正手段と、
この電圧指令補正手段によって得られたＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、を備えることを特徴とする電動機の駆動装置。
【請求項３】
前記デッドタイム補償手段は、前記スイッチング手段のキャリア周波数と前記母線電圧検出手段の出力と予め定めたデッドタイムとに基づいて、前記補償量を生成する補償量演算手段を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機の駆動装置。
【請求項４】
前記デッドタイム補償手段は、前記電流検出手段の出力に基づいて前記電動機の回転位相と相電流の位相との位相差を算出する位相差検出手段と、
前記スイッチング手段のキャリア周波数と前記母線電圧検出手段の出力と予め定めたデッドタイムと前記位相差検出手段の出力に基づいて前記補償量を生成する補償量演算手段とを備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機の駆動装置。
【請求項５】
前記デッドタイム補償手段は、前記電流検出手段の出力に基づいて前記電動機の回転位相と相電流の位相との位相差を算出する位相差検出手段と、
前記スイッチング手段のキャリア周波数と前記母線電圧検出手段の出力と予め定めたデッドタイムとに基づいてデッドタイム補償電圧を作成し、このデッドタイム補償電圧の特定次数成分を算出し、
前記位相差検出手段の出力と前記算出した特定次数成分に基づいて前記補償量を生成する補償量特定次数成分演算手段とを備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機の駆動装置。
【請求項６】
前記デッドタイム補償手段は、前記補償量特定次数成分算出手段が算出した特定次数成分の少なくとも１つ以上を用いてデッドタイム補償を行うことを特徴とする請求項５に記載の電動機の駆動装置。
【請求項７】
前記デッドタイム補償手段は、前記補償量特定次数成分算出手段が算出したデッドタイム補償電圧の特定次数の高調波成分のうち、３の倍数の成分以外の少なくとも１つの周波数成分を求めてデッドタイム補償を行うことを特徴とする請求項６に記載の電動機の駆動装置。
【請求項８】
前記電流検出手段が検出した相電流を固定子座標系（αβ座標系）上の二軸成分に変換した後、回転座標に変換する座標変換手段を備え、
前記位相差検出手段は、前記座標変換手段の出力に基づいて前記電動機の回転位相と相電流の位相との位相差を算出することを特徴とする請求項４から請求項７のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項９】
前記電流検出手段が検出した相電流を前記回転位相検出手段の出力に基づいて、回転子の電気角周波数と同一周波数で回転する座標系（ｄｑないしγδ座標系）上における相電流の二軸成分に変換した後、回転座標に変換する座標変換手段を備え、
前記位相差検出手段は、前記座標変換手段の出力に基づいて前記電動機の回転と相電流の位相との位相差を算出することを特徴とする請求項４から請求項７のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１０】
前記デッドタイム補償手段は、前記母線電圧検出手段の出力と、前記ゼロクロス検出手段の出力とに基づいて前記補償量を前記交流電源の略二倍の周波数で脈動させることを特徴とする請求項１から請求項９のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１１】
前記デッドタイム補償手段は、前記電動機が所定値より低速回転もしくは前記電流検出手段の出力が所定値より小さい場合には、前記補償電圧を一定の割合で減じてデッドタイム補償を行うことを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１２】
前記回転数は最大定格の２０％以下であることを特徴とする請求項１１に記載の電動機の駆動装置。
【請求項１３】
前記電流は最大定格の２０％以下であることを特徴とする請求項１１に記載の電動機の駆動装置。
【請求項１４】
前記デッドタイム補償手段は、前記ゼロクロス検出手段の検出もしくは前記母線電圧検出手段の出力に基づき、前記交流電源のゼロクロス近辺では補償量をゼロとすることを特徴とする請求項１から請求項１３のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１５】
前記回転位相検出手段は、前記電流検出手段の出力に基づいて、前記電動機の回転位相を検出することを特徴とする請求項１から請求項１４のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１６】
前記電動機は、永久磁石形のブラシレスＤＣモーターであることを特徴とする請求項１から請求項１５のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１７】
前記電動機の最大回転数は、（６００００÷（極数÷２））ｒｐｍ以上であることを特徴とする請求項１から請求項１６のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１８】
前記インバーター制御手段はマイコンまたはＤＳＰもしくは電子回路にて構成されることを特徴とする請求項１から請求項１７のいずれかに記載の電動機の駆動装置。
【請求項１９】
請求項１から請求項１８のいずれかに記載の電動機の駆動装置を備えた機器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１０−２００３９５（Ｐ２０１０−２００３９５Ａ）
【公開日】平成２２年９月９日（２０１０．９．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−３８９２３（Ｐ２００９−３８９２３）
【出願日】平成２１年２月２３日（２００９．２．２３）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年９月９日（２０１０．９．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年２月２３日（２００９．２．２３）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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