電圧供給回路
【課題】非常に簡略な回路構成で低消費電流化が可能な電圧供給回路を提供する。
【解決手段】値が異なる複数の供給電圧（Ｖ１〜Ｖ５）を発生させる電圧供給回路であって、論理回路部（インバータＩＬ０−１、ＩＬ０−２、ＩＨ０−１、及びＩＨ０−２）と、前記論理回路部の一方の出力によって充電動作がオン／オフ制御され、前記論理回路部の他方の出力によって放電動作がオン／オフ制御され、自己の出力電圧が前記供給電圧及び前記論理回路部の入力となる充放電回路部（ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ０及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ０）とを備え、前記値が異なる複数の供給電圧の発生において前記論理回路部及び前記充放電回路部を共用している電圧供給回路。
【解決手段】値が異なる複数の供給電圧（Ｖ１〜Ｖ５）を発生させる電圧供給回路であって、論理回路部（インバータＩＬ０−１、ＩＬ０−２、ＩＨ０−１、及びＩＨ０−２）と、前記論理回路部の一方の出力によって充電動作がオン／オフ制御され、前記論理回路部の他方の出力によって放電動作がオン／オフ制御され、自己の出力電圧が前記供給電圧及び前記論理回路部の入力となる充放電回路部（ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ０及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ０）とを備え、前記値が異なる複数の供給電圧の発生において前記論理回路部及び前記充放電回路部を共用している電圧供給回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷に対して電圧を供給する電圧供給回路に関するものである。本発明に係る電圧供給回路は、例えば液晶表示装置において液晶駆動用バイアス電圧を発生させる液晶駆動用電源回路として利用される。
【背景技術】
【０００２】
液晶表示装置を駆動する場合、液晶駆動用電源回路にて必要な数の所定のバイアス電圧を発生させ、表示データなどにより液晶画素への信号出力制御スイッチをオン／オフ制御して上記バイアス電圧を選択的に出力させることにより、液晶駆動信号すなわちコモン出力信号とセグメント出力信号を形成する。その信号波形例を図２に示す。Ｖ1〜Ｖ5は液晶駆動用電源回路にて生成されたバイアス電圧の値であり、各バイアス電圧の値Ｖ1〜Ｖ5及び接地電圧の値ＶGNDが液晶駆動信号の各レベルを構成している。
【０００３】
複数のバイアス電圧を発生させる電源回路として、最も基本的なものに抵抗分割にて分圧回路を構成するものがある。その構成を図３に示す。図３に示す電源回路では、電源回路の全消費電流の内、負荷(例えば液晶)に供給される成分は非常に少なく、定電圧Ｖｃが印加される端子から可変抵抗ＶＲ１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ５を介してＧＮＤに直接流れ込んでしまう無駄な成分が大きくなってしまう。大規模な液晶表示装置を駆動する場合、バイアス電圧の安定度を上げるために、バイアス電圧を発生させる電源回路の出力インピーダンスを低くする必要があり、図３に示す電源回路の構成では可変抵抗ＶＲ１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ５の抵抗値を下げなければならず非常に大きな電流を無駄に消費することになってしまう。
【０００４】
上記の低出力インピーダンス化と低消費電流化を考慮し、更に、バイアス電圧にて容量性の液晶負荷を駆動することを考えると、液晶駆動信号が低バイアス電圧から高バイアス電圧へ遷移するときは高バイアス電圧から負荷へ充電することになるが、液晶駆動信号が高バイアス電圧から低バイアス電圧へ遷移するときは負荷から低バイアス電圧へ放電することとなる。このときの無駄な充放電の防止を考慮して考案された電源回路として、特許文献１に開示されている電源回路がある。しかしながら、特許文献１に開示されている電源回路は、１つのバイアス電圧を発生させるために２つのコンパレータが必要であるため、回路規模が大きいという問題を有している。
【０００５】
上記の問題を解決することができる電源供給回路、すなわち簡略な回路構成で低消費電流化が可能な電圧供給回路が本出願人によって既に特許出願（特願２００８−０４１４９６号）されている。特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路の構成を図４に示す。
【０００６】
ここで、第３バイアス電圧Ｖ３を発生させる回路部について説明する。第３バイアス電圧Ｖ３を発生させる回路部は、第３バイアス電圧Ｖ３を入力するインバータＩＬ３−１と、インバータＩＬ３−１の出力を反転させるインバータＩＬ３−２と、第３バイアス電圧Ｖ３を入力するインバータＩＨ３−１と、インバータＩＨ３−１の出力を反転させるインバータＩＨ３−２とによって構成される論理回路を備えている。また、第３バイアス電圧Ｖ３を発生させる回路部は、インバータＩＬ３−２の出力によってオン／オフ制御される充電用のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ３とインバータＩＨ３−２の出力によってオン／オフ制御される放電用のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ３とによって構成され、充電用のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ３及び放電用のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ３の接続点電圧を第３バイアス電圧Ｖ３として上記論理回路と負荷（不図示）に供給する充放電回路を備えている。
【０００７】
負荷（不図示）に供給する第３バイアス電圧Ｖ３の目標値をＶ3Mとし、第３バイアス電圧Ｖ３の許容範囲を目標値±αとし、インバータＩＬ３−１の論理閾値がＶ3M−αになるように設計する。例えば、インバータＩＬ３−１を構成するＰチャンネルＭＯＳトランジスタ（不図示）及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（不図示）のサイズを調整設計し、インバータＩＨ３−１の論理閾値がＶ3M＋αになるように、インバータＩＨ３−１を構成するＰチャンネルＭＯＳトランジスタ（不図示）及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（不図示）のサイズを調整設計する。また、他の方法として、例えば、図５Ａ〜図５Ｅに示すように、インバータの論理閾値に応じて、インバータ内の並列化するトランジスタ数を設定するようにしてもよい。
【０００８】
上記の設計により、第３バイアス電圧Ｖ３の値が下限許容値Ｖ3M−αより低くなると、インバータＩＬ３−１の出力が「１」となり、インバータＩＬ３−１の出力を反転させるインバータＩＬ３−２の出力が「０」となり、結果として充電用のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ３がオンになり、第３バイアス電圧Ｖ３が引き上げられ、逆に、第３バイアス電圧Ｖ３の値が上限許容値Ｖ3M＋αより高くなると、インバータＩＨ３−１の出力が「０」となり、インバータＩＨ３−１の出力を反転させるインバータＩＨ３−２の出力が「１」となり、結果として放電用のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ３がオンになり、第３バイアス電圧Ｖ３が引き下げられる。
【０００９】
以上の動作によって、第３バイアス電圧Ｖ３の値が許容範囲（下限許容値Ｖ3M−α以上上限許容値Ｖ3M＋α以下）外になっているときは、充電用のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ３及び放電用のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ３のうちいずれか一方がオンになり、充電動作及び放電動作のうちいずれか一方が行われる。
【００１０】
これに対して、第３バイアス電圧Ｖ３の値が許容範囲（下限許容値Ｖ3M−α以上上限許容値Ｖ3M＋α以下）内になっているときは、インバータＩＬ３−１の出力が「０」となり、インバータＩＬ３−１の出力を反転させるインバータＩＬ３−２の出力が「１」となり、結果として充電用のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ３がオフになり、インバータＩＨ３−１の出力が「１」となり、インバータＩＨ３−１の出力を反転させるインバータＩＨ３−２の出力が「０」となり、結果として放電用のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ３がオフになる。充電用及び放電用の両ＭＯＳトランジスタＰ３及びＮ３がオフになって負荷（不図示）に対してハイインピーダンス状態となり第３バイアス電圧Ｖ３の制御を停止するので、第３バイアス電圧Ｖ３の値が許容範囲外から許容範囲内になった場合に不要な継続制御を行わないようにすることができる。
【００１１】
なお、第１バイアス電圧Ｖ１を発生させる回路部、第２バイアス電圧Ｖ２を発生させる回路部、第４バイアス電圧Ｖ４を発生させる回路部、及び第５バイアス電圧Ｖ５を発生させる回路部は、バイアス電圧の目標値が異なる点を除き、上述した第３バイアス電圧Ｖ３を発生させる回路部と同一であるので、詳細な説明を省略する。
【００１２】
【特許文献１】特開昭５５−１４６４８７号公報
【特許文献２】特開平９−４３５６８号公報
【特許文献３】特開平９−１０５９０５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路で確かに無駄な消費電流を抑えることはできる。しかしながら、特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路は、簡略な回路構成とはいえ、バイアス電圧毎にある程度の回路規模の回路部をそれぞれ必要としている。
【００１４】
本発明は上記の状況に鑑みなされたものであり、特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路よりも簡略な構成で低消費電流化が可能な電圧供給回路、すなわち非常に簡略な回路構成で低消費電流化が可能な電圧供給回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するために本発明に係る電圧供給回路は、値が異なる複数の供給電圧を発生させる電圧供給回路であって、論理回路部と、前記論理回路部の一方の出力によって充電動作がオン／オフ制御され、前記論理回路部の他方の出力によって放電動作がオン／オフ制御され、自己の出力電圧が前記供給電圧及び前記論理回路部の入力となる充放電回路部とを備え、前記値が異なる複数の供給電圧の発生において前記論理回路部及び前記充放電回路部を共用している構成としている。
【００１６】
このような構成によると、値が異なる複数の供給電圧の発生において論理回路部及び充放電回路部を共用しているので、値が異なる複数の供給電圧毎にある程度の回路規模の回路部をそれぞれ必要とする特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路と比較して、回路規模が小さくなる。また、このような構成によると、充放電回路部における充電動作のオン／オフ制御と放電動作のオン／オフ制御が互いに独立しているので、充電動作と放電動作の両方を停止させることができる。これにより、無駄な電流の消費を防止することができる。
【００１７】
また、時分割制御により分割された区間毎に値が異なる供給電圧を発生させることで、前記値が異なる複数の供給電圧を発生させてもよい。
【００１８】
また、前記論理回路部が、論理閾値が変更可能なインバータを有し、前記論理閾値が変更可能なインバータが、前記時分割制御により分割された区間毎に論理閾値を変更するようにしてもよい。例えば、前記充放電回路部が、充電用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタと放電用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタを有し、前記論理回路部が、供給電圧の下限許容値を論理閾値とする第１インバータと、前記第１インバータの出力を反転させる第２インバータと、供給電圧の上限許容値を論理閾値とする第３インバータと、前記第３インバータの出力を反転させる第４インバータとを有し、前記論理回路部の一方の出力が前記第２インバータの出力であり、前記論理回路部の他方の出力が前記第４インバータの出力であって、前記第２インバータの出力が前記充電用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートに供給され、前記第４インバータの出力が前記放電用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートに供給される回路構成にした場合、前記第１インバータ及び前記第３インバータを前記論理閾値が変更可能なインバータにするとよい。
【００１９】
また、前記論理閾値が変更可能なインバータが、インバータ動作を行うトランジスタ群のうち動作するトランジスタの数を前記時分割制御により分割された区間毎に変更することによって、前記時分割制御により分割された区間毎に論理閾値を変更するようにしてもよい。時分割制御の際、電圧供給回路と各電圧負荷との間にスイッチと電圧保持用のコンデンサを用意して、電圧供給回路と各負荷とをタイミングをずらせて順次接続し、電圧供給していくとよい。スイッチが閉じている電圧供給時にコンデンサを充電し、スイッチが開いているときは当該コンデンサが負荷変動に充放電対応する。こうすれば、時分割制御しても、安定したバイアス電圧が常時負荷に与えられることになる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明に係る電圧供給回路の構成によると、値が異なる複数の供給電圧の発生において論理回路部及び充放電回路部を共用しているので、値が異なる複数の供給電圧毎にある程度の回路規模の回路部をそれぞれ必要とする特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路と比較して、回路規模が小さくなる。また、本発明に係る電源供給回路の構成によると、充放電回路部における充電動作のオン／オフ制御と放電動作のオン／オフ制御が互いに独立しているので、充電動作と放電動作の両方を停止させることができる。これにより、無駄な電流の消費を防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。本発明に係る電圧供給回路の一構成例を図１Ａに示す。
【００２２】
図１Ａに示す電圧供給回路は、バイアス電圧Ｖ０を入力するインバータＩＬ０−１と、インバータＩＬ０−１の出力を反転させるインバータＩＬ０−２と、バイアス電圧Ｖ０を入力するインバータＩＨ０−１と、インバータＩＨ０−１の出力を反転させるインバータＩＨ０−２とによって構成される論理回路部を備えている。
【００２３】
インバータＩＬ０−１は、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ１〜ＰＬ５及びＰＬＳ１〜ＰＬＳ４と、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１〜ＮＬ５及びＮＬＳ２〜ＮＬＳ５とを備えている。定電圧Ｖｃ印加されている端子にＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＳＬ１〜ＰＳＬ４及びＰＬ５の各ソースが接続され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＳＬｍのドレインがＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬｍのソースに接続され（ｍは１〜４の整数）、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ１〜ＰＬ５の各ドレイン及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１〜ＮＬ５の各ドレインがインバータＩＬ０−２の入力端に接続され、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬｎのソースがＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳｎのドレインに接続され（ｎは２〜５の整数）、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１及びＮＬＳ２〜ＮＬＳ５の各ソースがグランドに接続される。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ１〜ＰＬ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１〜ＮＬ５の各ゲートにはバイアス電圧Ｖ０が供給される。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ１及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ２のゲートにはタイミング信号バーＴ１が供給され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ２及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ３のゲートにはタイミング信号Ｔ３５が供給され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ３及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ４のゲートにはタイミング信号Ｔ４５が供給され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ４及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ５のゲートにはタイミング信号Ｔ５が供給される。
【００２４】
インバータＩＨ０−１は、論理閾値が異なる点を除き、インバータＩＬ０−１と同様の構成であるため、詳細な説明を省略する。
【００２５】
また、図１Ａに示す電圧供給回路は、バイアス電圧Ｖ０を上記論理回路部及び後述するスイッチ回路部に供給する充放電回路部を備えている。当該充放電回路部は、インバータＩＬ０−２の出力によってオン／オフ制御される充電用のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ０とインバータＩＨ０−２の出力によってオン／オフ制御される放電用のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ０とによって構成され、充電用のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ０及び放電用のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ０の接続点電圧をバイアス電圧Ｖ０としている。
【００２６】
さらに、図１Ａに示す電圧供給回路は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ５によって構成されるスイッチ回路部と、電圧保持用のコンデンサＣ１〜Ｃ５によって構成される電圧保持部とを備えている。スイッチＳＷ１はタイミング信号Ｔ１及びバーＴ１によってオン／オフ制御される。スイッチＳＷ２〜ＳＷ５に関してもスイッチＳＷ１と同様である。
【００２７】
図１Ａに示す電圧供給回路は、図１Ｂに示すように５つの区間Ｐｄｉｖ１〜Ｐｄｉｖ５において、タイミング信号バーＴ１、Ｔ３５、Ｔ４５、及びＴ５によって上記論理回路部を制御することで、区間毎に値が異なる供給電圧を発生させ、タイミング信号Ｔ１〜Ｔ５及びバーＴ１〜バーＴ５によって上記スイッチ回路部を制御することで、区間毎に異なる供給先を選択するという時分割の手法を採用している。なお、図１Ｂ中のＰｘＳ１はＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ１及びＰＨＳ１を意味している。ＰｘＳ２〜ＰｘＳ４及びＮｘＳ２〜ＮｘＳ５についてもＰｘＳ１と同様である。
【００２８】
図１Ａに示す電圧供給回路は、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ１〜ＰＬＳ４及びＰＨＳ１〜ＰＨＳ４並びにＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ２〜ＮＬＳ５及びＮＨＳ２〜ＮＨＳ５のオン／オフをタイミング信号バーＴ１、Ｔ３５、Ｔ４５、及びＴ５によって制御することで、最終的にインバータ動作を行うトランジスタ群（ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ１〜ＰＬ５及びＰＨ１〜ＰＨ５並びにＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１〜ＮＬ５及びＮＨ１〜ＮＨ５）のうち動作するトランジスタの数を変えており、その動作するトランジスタの数の変化によって区間毎に値が異なる供給電圧を発生させている。
【００２９】
区間Ｐｄｉｖ１では、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ１〜ＰＬＳ４がオンになりＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ２〜ＮＬＳ５がオフになるので、インバータＩＬ０−１のインバータ動作を行うトランジスタ群（ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ１〜ＰＬ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１〜ＮＬ５）のうち動作するトランジスタはＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ１〜ＰＬ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１となる。また、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＨＳ１〜ＰＨＳ４がオンになりＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＨＳ２〜ＮＨＳ５がオフになるので、インバータＩＨ０−１のインバータ動作を行うトランジスタ群（ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＨ１〜ＰＨ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＨ１〜ＮＨ５）のうち動作するトランジスタはＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＨ１〜ＰＨ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＨ１となる。また、スイッチＳＷ１がオンになりスイッチＳＷ２〜ＳＷ５がオフになるので、バイアス電圧Ｖ０は供給電圧Ｖ１として供給電圧Ｖ１を使用する負荷（不図示）に供給される。以上より明らかなように、区間Ｐｄｉｖ１での図１Ａに示す電圧供給回路は、まさに図５Ａに示す第１バイアス電圧Ｖ１を発生させる回路部の出力端に電圧保持用のコンデンサを設けた構成と等価である。
【００３０】
区間Ｐｄｉｖ２では、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ１がオフになりＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ２〜ＰＬＳ４がオンになりＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ２がオンになりＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ３〜ＮＬＳ５がオフになるので、インバータＩＬ０−１のインバータ動作を行うトランジスタ群（ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ１〜ＰＬ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１〜ＮＬ５）のうち動作するトランジスタはＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ２〜ＰＬ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１〜ＮＬ２となる。また、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＨＳ１がオフになりＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＨＳ２〜ＰＬＳ４がオンになりＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＨＳ２がオンになりＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＨＳ３〜ＮＬＳ５がオフになるので、インバータＩＨ０−１のインバータ動作を行うトランジスタ群（ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＨ１〜ＰＨ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＨ１〜ＮＨ５）のうち動作するトランジスタはＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＨ２〜ＰＨ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＨ１〜ＮＨ２となる。また、スイッチＳＷ２がオンになりスイッチＳＷ１及びＳＷ３〜ＳＷ５がオフになるので、バイアス電圧Ｖ０は供給電圧Ｖ２として供給電圧Ｖ２を使用する負荷（不図示）に供給される。以上より明らかなように、区間Ｐｄｉｖ２での図１Ａに示す電圧供給回路は、まさに図５Ｂに示す第２バイアス電圧Ｖ２を発生させる回路部の出力端に電圧保持用のコンデンサを設けた構成と等価である。
【００３１】
区間Ｐｄｉｖ３〜Ｐｄｉｖ５での図１Ａに示す電圧供給回路に関しても区間Ｐｄｉｖ１〜Ｐｄｉｖ２での図１Ａに示す電圧供給回路と同様である。すなわち、区間Ｐｄｉｖ３での図１Ａに示す電圧供給回路は、まさに図５Ｃに示す第３バイアス電圧Ｖ３を発生させる回路部の出力端に電圧保持用のコンデンサを設けた構成と等価であり、区間Ｐｄｉｖ４での図１Ａに示す電圧供給回路は、まさに図５Ｄに示す第４バイアス電圧Ｖ４を発生させる回路部の出力端に電圧保持用のコンデンサを設けた構成と等価であり、区間Ｐｄｉｖ５での図１Ａに示す電圧供給回路は、まさに図５Ｅに示す第５バイアス電圧Ｖ５を発生させる回路部の出力端に電圧保持用のコンデンサを設けた構成と等価である。
【００３２】
上述した実施形態では、区間毎にインバータＩＬ０−１及びＩＨ０−１の論理閾値を変更することで区間毎に値が異なる供給電圧を発生させており、区間毎にインバータＩＬ０−１及びＩＨ０−１の論理閾値を変更する方法として、インバータＩＬ０−１及びＩＨ０−１それぞれにおいて、インバータ動作を行うトランジスタ群のうち動作するトランジスタの数を変える方法を採用している。
【００３３】
本発明に係る電源供給回路は、値が異なる複数の供給電圧の発生において論理回路部及び充放電回路部を共用しているので、値が異なる複数の供給電圧毎にある程度の回路規模の回路部をそれぞれ必要とする特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路と比較して、回路規模が小さくなる。また、本発明に係る電源供給回路は、充放電回路部における充電動作のオン／オフ制御と放電動作のオン／オフ制御が互いに独立しているので、充電動作と放電動作の両方を停止させることができる。これにより、無駄な電流の消費を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１Ａ】は、本発明に係る電圧供給回路の一構成例を示す図である。
【図１Ｂ】は、図１Ａに示す電圧供給回路に供給するタイミング信号のタイミングチャートである。
【図２】は、液晶駆動信号の波形例を示す図である。
【図３】は、従来の電源回路の一構成例を示す図である。
【図４】は、特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路の構成を示す図である。
【図５Ａ】、
【図５Ｂ】、
【図５Ｃ】、
【図５Ｄ】、及び
【図５Ｅ】は、図４に示す電源供給回路の一構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００３５】
Ｃ１〜Ｃ５ コンデンサ
ＩＬ０−１、ＩＬ０−２、ＩＨ０−１、ＩＨ０−２ インバータ
ＮＬ１〜ＮＬ５、ＮＬＳ２〜ＮＬＳ５、Ｎ０ ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
Ｐｄｉｖ１〜Ｐｄｉｖ５ 区間
ＰＬ１〜ＰＬ５、ＰＬＳ１〜ＰＬＳ４、Ｐ０ ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ
ＳＷ１〜ＳＷ５ スイッチ
Ｔ１〜Ｔ５、バーＴ１〜バーＴ５、Ｔ３５、Ｔ４５ タイミング信号
Ｖ０ バイアス電圧
Ｖ１〜Ｖ５ 供給電圧
Ｖｃ 定電圧
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷に対して電圧を供給する電圧供給回路に関するものである。本発明に係る電圧供給回路は、例えば液晶表示装置において液晶駆動用バイアス電圧を発生させる液晶駆動用電源回路として利用される。
【背景技術】
【０００２】
液晶表示装置を駆動する場合、液晶駆動用電源回路にて必要な数の所定のバイアス電圧を発生させ、表示データなどにより液晶画素への信号出力制御スイッチをオン／オフ制御して上記バイアス電圧を選択的に出力させることにより、液晶駆動信号すなわちコモン出力信号とセグメント出力信号を形成する。その信号波形例を図２に示す。Ｖ1〜Ｖ5は液晶駆動用電源回路にて生成されたバイアス電圧の値であり、各バイアス電圧の値Ｖ1〜Ｖ5及び接地電圧の値ＶGNDが液晶駆動信号の各レベルを構成している。
【０００３】
複数のバイアス電圧を発生させる電源回路として、最も基本的なものに抵抗分割にて分圧回路を構成するものがある。その構成を図３に示す。図３に示す電源回路では、電源回路の全消費電流の内、負荷(例えば液晶)に供給される成分は非常に少なく、定電圧Ｖｃが印加される端子から可変抵抗ＶＲ１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ５を介してＧＮＤに直接流れ込んでしまう無駄な成分が大きくなってしまう。大規模な液晶表示装置を駆動する場合、バイアス電圧の安定度を上げるために、バイアス電圧を発生させる電源回路の出力インピーダンスを低くする必要があり、図３に示す電源回路の構成では可変抵抗ＶＲ１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ５の抵抗値を下げなければならず非常に大きな電流を無駄に消費することになってしまう。
【０００４】
上記の低出力インピーダンス化と低消費電流化を考慮し、更に、バイアス電圧にて容量性の液晶負荷を駆動することを考えると、液晶駆動信号が低バイアス電圧から高バイアス電圧へ遷移するときは高バイアス電圧から負荷へ充電することになるが、液晶駆動信号が高バイアス電圧から低バイアス電圧へ遷移するときは負荷から低バイアス電圧へ放電することとなる。このときの無駄な充放電の防止を考慮して考案された電源回路として、特許文献１に開示されている電源回路がある。しかしながら、特許文献１に開示されている電源回路は、１つのバイアス電圧を発生させるために２つのコンパレータが必要であるため、回路規模が大きいという問題を有している。
【０００５】
上記の問題を解決することができる電源供給回路、すなわち簡略な回路構成で低消費電流化が可能な電圧供給回路が本出願人によって既に特許出願（特願２００８−０４１４９６号）されている。特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路の構成を図４に示す。
【０００６】
ここで、第３バイアス電圧Ｖ３を発生させる回路部について説明する。第３バイアス電圧Ｖ３を発生させる回路部は、第３バイアス電圧Ｖ３を入力するインバータＩＬ３−１と、インバータＩＬ３−１の出力を反転させるインバータＩＬ３−２と、第３バイアス電圧Ｖ３を入力するインバータＩＨ３−１と、インバータＩＨ３−１の出力を反転させるインバータＩＨ３−２とによって構成される論理回路を備えている。また、第３バイアス電圧Ｖ３を発生させる回路部は、インバータＩＬ３−２の出力によってオン／オフ制御される充電用のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ３とインバータＩＨ３−２の出力によってオン／オフ制御される放電用のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ３とによって構成され、充電用のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ３及び放電用のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ３の接続点電圧を第３バイアス電圧Ｖ３として上記論理回路と負荷（不図示）に供給する充放電回路を備えている。
【０００７】
負荷（不図示）に供給する第３バイアス電圧Ｖ３の目標値をＶ3Mとし、第３バイアス電圧Ｖ３の許容範囲を目標値±αとし、インバータＩＬ３−１の論理閾値がＶ3M−αになるように設計する。例えば、インバータＩＬ３−１を構成するＰチャンネルＭＯＳトランジスタ（不図示）及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（不図示）のサイズを調整設計し、インバータＩＨ３−１の論理閾値がＶ3M＋αになるように、インバータＩＨ３−１を構成するＰチャンネルＭＯＳトランジスタ（不図示）及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（不図示）のサイズを調整設計する。また、他の方法として、例えば、図５Ａ〜図５Ｅに示すように、インバータの論理閾値に応じて、インバータ内の並列化するトランジスタ数を設定するようにしてもよい。
【０００８】
上記の設計により、第３バイアス電圧Ｖ３の値が下限許容値Ｖ3M−αより低くなると、インバータＩＬ３−１の出力が「１」となり、インバータＩＬ３−１の出力を反転させるインバータＩＬ３−２の出力が「０」となり、結果として充電用のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ３がオンになり、第３バイアス電圧Ｖ３が引き上げられ、逆に、第３バイアス電圧Ｖ３の値が上限許容値Ｖ3M＋αより高くなると、インバータＩＨ３−１の出力が「０」となり、インバータＩＨ３−１の出力を反転させるインバータＩＨ３−２の出力が「１」となり、結果として放電用のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ３がオンになり、第３バイアス電圧Ｖ３が引き下げられる。
【０００９】
以上の動作によって、第３バイアス電圧Ｖ３の値が許容範囲（下限許容値Ｖ3M−α以上上限許容値Ｖ3M＋α以下）外になっているときは、充電用のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ３及び放電用のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ３のうちいずれか一方がオンになり、充電動作及び放電動作のうちいずれか一方が行われる。
【００１０】
これに対して、第３バイアス電圧Ｖ３の値が許容範囲（下限許容値Ｖ3M−α以上上限許容値Ｖ3M＋α以下）内になっているときは、インバータＩＬ３−１の出力が「０」となり、インバータＩＬ３−１の出力を反転させるインバータＩＬ３−２の出力が「１」となり、結果として充電用のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ３がオフになり、インバータＩＨ３−１の出力が「１」となり、インバータＩＨ３−１の出力を反転させるインバータＩＨ３−２の出力が「０」となり、結果として放電用のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ３がオフになる。充電用及び放電用の両ＭＯＳトランジスタＰ３及びＮ３がオフになって負荷（不図示）に対してハイインピーダンス状態となり第３バイアス電圧Ｖ３の制御を停止するので、第３バイアス電圧Ｖ３の値が許容範囲外から許容範囲内になった場合に不要な継続制御を行わないようにすることができる。
【００１１】
なお、第１バイアス電圧Ｖ１を発生させる回路部、第２バイアス電圧Ｖ２を発生させる回路部、第４バイアス電圧Ｖ４を発生させる回路部、及び第５バイアス電圧Ｖ５を発生させる回路部は、バイアス電圧の目標値が異なる点を除き、上述した第３バイアス電圧Ｖ３を発生させる回路部と同一であるので、詳細な説明を省略する。
【００１２】
【特許文献１】特開昭５５−１４６４８７号公報
【特許文献２】特開平９−４３５６８号公報
【特許文献３】特開平９−１０５９０５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路で確かに無駄な消費電流を抑えることはできる。しかしながら、特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路は、簡略な回路構成とはいえ、バイアス電圧毎にある程度の回路規模の回路部をそれぞれ必要としている。
【００１４】
本発明は上記の状況に鑑みなされたものであり、特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路よりも簡略な構成で低消費電流化が可能な電圧供給回路、すなわち非常に簡略な回路構成で低消費電流化が可能な電圧供給回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するために本発明に係る電圧供給回路は、値が異なる複数の供給電圧を発生させる電圧供給回路であって、論理回路部と、前記論理回路部の一方の出力によって充電動作がオン／オフ制御され、前記論理回路部の他方の出力によって放電動作がオン／オフ制御され、自己の出力電圧が前記供給電圧及び前記論理回路部の入力となる充放電回路部とを備え、前記値が異なる複数の供給電圧の発生において前記論理回路部及び前記充放電回路部を共用している構成としている。
【００１６】
このような構成によると、値が異なる複数の供給電圧の発生において論理回路部及び充放電回路部を共用しているので、値が異なる複数の供給電圧毎にある程度の回路規模の回路部をそれぞれ必要とする特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路と比較して、回路規模が小さくなる。また、このような構成によると、充放電回路部における充電動作のオン／オフ制御と放電動作のオン／オフ制御が互いに独立しているので、充電動作と放電動作の両方を停止させることができる。これにより、無駄な電流の消費を防止することができる。
【００１７】
また、時分割制御により分割された区間毎に値が異なる供給電圧を発生させることで、前記値が異なる複数の供給電圧を発生させてもよい。
【００１８】
また、前記論理回路部が、論理閾値が変更可能なインバータを有し、前記論理閾値が変更可能なインバータが、前記時分割制御により分割された区間毎に論理閾値を変更するようにしてもよい。例えば、前記充放電回路部が、充電用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタと放電用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタを有し、前記論理回路部が、供給電圧の下限許容値を論理閾値とする第１インバータと、前記第１インバータの出力を反転させる第２インバータと、供給電圧の上限許容値を論理閾値とする第３インバータと、前記第３インバータの出力を反転させる第４インバータとを有し、前記論理回路部の一方の出力が前記第２インバータの出力であり、前記論理回路部の他方の出力が前記第４インバータの出力であって、前記第２インバータの出力が前記充電用ＰチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートに供給され、前記第４インバータの出力が前記放電用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートに供給される回路構成にした場合、前記第１インバータ及び前記第３インバータを前記論理閾値が変更可能なインバータにするとよい。
【００１９】
また、前記論理閾値が変更可能なインバータが、インバータ動作を行うトランジスタ群のうち動作するトランジスタの数を前記時分割制御により分割された区間毎に変更することによって、前記時分割制御により分割された区間毎に論理閾値を変更するようにしてもよい。時分割制御の際、電圧供給回路と各電圧負荷との間にスイッチと電圧保持用のコンデンサを用意して、電圧供給回路と各負荷とをタイミングをずらせて順次接続し、電圧供給していくとよい。スイッチが閉じている電圧供給時にコンデンサを充電し、スイッチが開いているときは当該コンデンサが負荷変動に充放電対応する。こうすれば、時分割制御しても、安定したバイアス電圧が常時負荷に与えられることになる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明に係る電圧供給回路の構成によると、値が異なる複数の供給電圧の発生において論理回路部及び充放電回路部を共用しているので、値が異なる複数の供給電圧毎にある程度の回路規模の回路部をそれぞれ必要とする特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路と比較して、回路規模が小さくなる。また、本発明に係る電源供給回路の構成によると、充放電回路部における充電動作のオン／オフ制御と放電動作のオン／オフ制御が互いに独立しているので、充電動作と放電動作の両方を停止させることができる。これにより、無駄な電流の消費を防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。本発明に係る電圧供給回路の一構成例を図１Ａに示す。
【００２２】
図１Ａに示す電圧供給回路は、バイアス電圧Ｖ０を入力するインバータＩＬ０−１と、インバータＩＬ０−１の出力を反転させるインバータＩＬ０−２と、バイアス電圧Ｖ０を入力するインバータＩＨ０−１と、インバータＩＨ０−１の出力を反転させるインバータＩＨ０−２とによって構成される論理回路部を備えている。
【００２３】
インバータＩＬ０−１は、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ１〜ＰＬ５及びＰＬＳ１〜ＰＬＳ４と、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１〜ＮＬ５及びＮＬＳ２〜ＮＬＳ５とを備えている。定電圧Ｖｃ印加されている端子にＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＳＬ１〜ＰＳＬ４及びＰＬ５の各ソースが接続され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＳＬｍのドレインがＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬｍのソースに接続され（ｍは１〜４の整数）、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ１〜ＰＬ５の各ドレイン及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１〜ＮＬ５の各ドレインがインバータＩＬ０−２の入力端に接続され、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬｎのソースがＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳｎのドレインに接続され（ｎは２〜５の整数）、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１及びＮＬＳ２〜ＮＬＳ５の各ソースがグランドに接続される。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ１〜ＰＬ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１〜ＮＬ５の各ゲートにはバイアス電圧Ｖ０が供給される。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ１及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ２のゲートにはタイミング信号バーＴ１が供給され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ２及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ３のゲートにはタイミング信号Ｔ３５が供給され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ３及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ４のゲートにはタイミング信号Ｔ４５が供給され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ４及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ５のゲートにはタイミング信号Ｔ５が供給される。
【００２４】
インバータＩＨ０−１は、論理閾値が異なる点を除き、インバータＩＬ０−１と同様の構成であるため、詳細な説明を省略する。
【００２５】
また、図１Ａに示す電圧供給回路は、バイアス電圧Ｖ０を上記論理回路部及び後述するスイッチ回路部に供給する充放電回路部を備えている。当該充放電回路部は、インバータＩＬ０−２の出力によってオン／オフ制御される充電用のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ０とインバータＩＨ０−２の出力によってオン／オフ制御される放電用のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ０とによって構成され、充電用のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰ０及び放電用のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮ０の接続点電圧をバイアス電圧Ｖ０としている。
【００２６】
さらに、図１Ａに示す電圧供給回路は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ５によって構成されるスイッチ回路部と、電圧保持用のコンデンサＣ１〜Ｃ５によって構成される電圧保持部とを備えている。スイッチＳＷ１はタイミング信号Ｔ１及びバーＴ１によってオン／オフ制御される。スイッチＳＷ２〜ＳＷ５に関してもスイッチＳＷ１と同様である。
【００２７】
図１Ａに示す電圧供給回路は、図１Ｂに示すように５つの区間Ｐｄｉｖ１〜Ｐｄｉｖ５において、タイミング信号バーＴ１、Ｔ３５、Ｔ４５、及びＴ５によって上記論理回路部を制御することで、区間毎に値が異なる供給電圧を発生させ、タイミング信号Ｔ１〜Ｔ５及びバーＴ１〜バーＴ５によって上記スイッチ回路部を制御することで、区間毎に異なる供給先を選択するという時分割の手法を採用している。なお、図１Ｂ中のＰｘＳ１はＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ１及びＰＨＳ１を意味している。ＰｘＳ２〜ＰｘＳ４及びＮｘＳ２〜ＮｘＳ５についてもＰｘＳ１と同様である。
【００２８】
図１Ａに示す電圧供給回路は、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ１〜ＰＬＳ４及びＰＨＳ１〜ＰＨＳ４並びにＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ２〜ＮＬＳ５及びＮＨＳ２〜ＮＨＳ５のオン／オフをタイミング信号バーＴ１、Ｔ３５、Ｔ４５、及びＴ５によって制御することで、最終的にインバータ動作を行うトランジスタ群（ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ１〜ＰＬ５及びＰＨ１〜ＰＨ５並びにＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１〜ＮＬ５及びＮＨ１〜ＮＨ５）のうち動作するトランジスタの数を変えており、その動作するトランジスタの数の変化によって区間毎に値が異なる供給電圧を発生させている。
【００２９】
区間Ｐｄｉｖ１では、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ１〜ＰＬＳ４がオンになりＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ２〜ＮＬＳ５がオフになるので、インバータＩＬ０−１のインバータ動作を行うトランジスタ群（ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ１〜ＰＬ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１〜ＮＬ５）のうち動作するトランジスタはＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ１〜ＰＬ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１となる。また、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＨＳ１〜ＰＨＳ４がオンになりＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＨＳ２〜ＮＨＳ５がオフになるので、インバータＩＨ０−１のインバータ動作を行うトランジスタ群（ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＨ１〜ＰＨ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＨ１〜ＮＨ５）のうち動作するトランジスタはＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＨ１〜ＰＨ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＨ１となる。また、スイッチＳＷ１がオンになりスイッチＳＷ２〜ＳＷ５がオフになるので、バイアス電圧Ｖ０は供給電圧Ｖ１として供給電圧Ｖ１を使用する負荷（不図示）に供給される。以上より明らかなように、区間Ｐｄｉｖ１での図１Ａに示す電圧供給回路は、まさに図５Ａに示す第１バイアス電圧Ｖ１を発生させる回路部の出力端に電圧保持用のコンデンサを設けた構成と等価である。
【００３０】
区間Ｐｄｉｖ２では、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ１がオフになりＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬＳ２〜ＰＬＳ４がオンになりＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ２がオンになりＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬＳ３〜ＮＬＳ５がオフになるので、インバータＩＬ０−１のインバータ動作を行うトランジスタ群（ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ１〜ＰＬ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１〜ＮＬ５）のうち動作するトランジスタはＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＬ２〜ＰＬ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＬ１〜ＮＬ２となる。また、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＨＳ１がオフになりＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＨＳ２〜ＰＬＳ４がオンになりＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＨＳ２がオンになりＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＨＳ３〜ＮＬＳ５がオフになるので、インバータＩＨ０−１のインバータ動作を行うトランジスタ群（ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＨ１〜ＰＨ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＨ１〜ＮＨ５）のうち動作するトランジスタはＰチャンネルＭＯＳトランジスタＰＨ２〜ＰＨ５及びＮチャンネルＭＯＳトランジスタＮＨ１〜ＮＨ２となる。また、スイッチＳＷ２がオンになりスイッチＳＷ１及びＳＷ３〜ＳＷ５がオフになるので、バイアス電圧Ｖ０は供給電圧Ｖ２として供給電圧Ｖ２を使用する負荷（不図示）に供給される。以上より明らかなように、区間Ｐｄｉｖ２での図１Ａに示す電圧供給回路は、まさに図５Ｂに示す第２バイアス電圧Ｖ２を発生させる回路部の出力端に電圧保持用のコンデンサを設けた構成と等価である。
【００３１】
区間Ｐｄｉｖ３〜Ｐｄｉｖ５での図１Ａに示す電圧供給回路に関しても区間Ｐｄｉｖ１〜Ｐｄｉｖ２での図１Ａに示す電圧供給回路と同様である。すなわち、区間Ｐｄｉｖ３での図１Ａに示す電圧供給回路は、まさに図５Ｃに示す第３バイアス電圧Ｖ３を発生させる回路部の出力端に電圧保持用のコンデンサを設けた構成と等価であり、区間Ｐｄｉｖ４での図１Ａに示す電圧供給回路は、まさに図５Ｄに示す第４バイアス電圧Ｖ４を発生させる回路部の出力端に電圧保持用のコンデンサを設けた構成と等価であり、区間Ｐｄｉｖ５での図１Ａに示す電圧供給回路は、まさに図５Ｅに示す第５バイアス電圧Ｖ５を発生させる回路部の出力端に電圧保持用のコンデンサを設けた構成と等価である。
【００３２】
上述した実施形態では、区間毎にインバータＩＬ０−１及びＩＨ０−１の論理閾値を変更することで区間毎に値が異なる供給電圧を発生させており、区間毎にインバータＩＬ０−１及びＩＨ０−１の論理閾値を変更する方法として、インバータＩＬ０−１及びＩＨ０−１それぞれにおいて、インバータ動作を行うトランジスタ群のうち動作するトランジスタの数を変える方法を採用している。
【００３３】
本発明に係る電源供給回路は、値が異なる複数の供給電圧の発生において論理回路部及び充放電回路部を共用しているので、値が異なる複数の供給電圧毎にある程度の回路規模の回路部をそれぞれ必要とする特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路と比較して、回路規模が小さくなる。また、本発明に係る電源供給回路は、充放電回路部における充電動作のオン／オフ制御と放電動作のオン／オフ制御が互いに独立しているので、充電動作と放電動作の両方を停止させることができる。これにより、無駄な電流の消費を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１Ａ】は、本発明に係る電圧供給回路の一構成例を示す図である。
【図１Ｂ】は、図１Ａに示す電圧供給回路に供給するタイミング信号のタイミングチャートである。
【図２】は、液晶駆動信号の波形例を示す図である。
【図３】は、従来の電源回路の一構成例を示す図である。
【図４】は、特願２００８−０４１４９６号の電源供給回路の構成を示す図である。
【図５Ａ】、
【図５Ｂ】、
【図５Ｃ】、
【図５Ｄ】、及び
【図５Ｅ】は、図４に示す電源供給回路の一構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００３５】
Ｃ１〜Ｃ５ コンデンサ
ＩＬ０−１、ＩＬ０−２、ＩＨ０−１、ＩＨ０−２ インバータ
ＮＬ１〜ＮＬ５、ＮＬＳ２〜ＮＬＳ５、Ｎ０ ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
Ｐｄｉｖ１〜Ｐｄｉｖ５ 区間
ＰＬ１〜ＰＬ５、ＰＬＳ１〜ＰＬＳ４、Ｐ０ ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ
ＳＷ１〜ＳＷ５ スイッチ
Ｔ１〜Ｔ５、バーＴ１〜バーＴ５、Ｔ３５、Ｔ４５ タイミング信号
Ｖ０ バイアス電圧
Ｖ１〜Ｖ５ 供給電圧
Ｖｃ 定電圧
【特許請求の範囲】
【請求項１】
値が異なる複数の供給電圧を発生させる電圧供給回路であって、
論理回路部と、
前記論理回路部の一方の出力によって充電動作がオン／オフ制御され、前記論理回路部の他方の出力によって放電動作がオン／オフ制御され、自己の出力電圧が前記供給電圧及び前記論理回路部の入力となる充放電回路部とを備え、
前記値が異なる複数の供給電圧の発生において前記論理回路部及び前記充放電回路部を共用していることを特徴とする電圧供給回路。
【請求項２】
時分割制御により分割された区間毎に値が異なる供給電圧を発生させることで、前記値が異なる複数の供給電圧を発生させる請求項１に記載の電圧供給回路。
【請求項３】
前記論理回路部が、論理閾値が変更可能なインバータを有し、
前記論理閾値が変更可能なインバータが、前記時分割制御により分割された区間毎に論理閾値を変更する請求項２に記載の電圧供給回路。
【請求項４】
前記論理閾値が変更可能なインバータが、インバータ動作を行うトランジスタ群のうち動作するトランジスタの数を前記時分割制御により分割された区間毎に変更することによって、前記時分割制御により分割された区間毎に論理閾値を変更する請求項３に記載の電圧供給回路。
【請求項１】
値が異なる複数の供給電圧を発生させる電圧供給回路であって、
論理回路部と、
前記論理回路部の一方の出力によって充電動作がオン／オフ制御され、前記論理回路部の他方の出力によって放電動作がオン／オフ制御され、自己の出力電圧が前記供給電圧及び前記論理回路部の入力となる充放電回路部とを備え、
前記値が異なる複数の供給電圧の発生において前記論理回路部及び前記充放電回路部を共用していることを特徴とする電圧供給回路。
【請求項２】
時分割制御により分割された区間毎に値が異なる供給電圧を発生させることで、前記値が異なる複数の供給電圧を発生させる請求項１に記載の電圧供給回路。
【請求項３】
前記論理回路部が、論理閾値が変更可能なインバータを有し、
前記論理閾値が変更可能なインバータが、前記時分割制御により分割された区間毎に論理閾値を変更する請求項２に記載の電圧供給回路。
【請求項４】
前記論理閾値が変更可能なインバータが、インバータ動作を行うトランジスタ群のうち動作するトランジスタの数を前記時分割制御により分割された区間毎に変更することによって、前記時分割制御により分割された区間毎に論理閾値を変更する請求項３に記載の電圧供給回路。
【図１Ａ】
【図１Ｂ】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図５Ｃ】
【図５Ｄ】
【図５Ｅ】
【図１Ｂ】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図５Ｃ】
【図５Ｄ】
【図５Ｅ】
【公開番号】特開２０１０−１１８８０７（Ｐ２０１０−１１８８０７Ａ）
【公開日】平成２２年５月２７日（２０１０．５．２７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２８９４６９（Ｐ２００８−２８９４６９）
【出願日】平成２０年１１月１２日（２００８．１１．１２）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年５月２７日（２０１０．５．２７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１１月１２日（２００８．１１．１２）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
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