ＰＷＭ制御回路及びこれを備えた電動機
【課題】ＰＷＭ信号の周期を規定するＰＷＭ周期信号の周波数を維持したまま、ＰＷＭ周期信号の一周期内における分解能を変更することのできる技術を提供する。
【解決手段】ＰＷＭ制御回路は、ＰＷＭ信号の周期を規定するＰＷＭ周期信号ＳＤＣとＰＷＭ周期信号ＳＤＣの一周期内における分解能を定めるＰＷＭ分解能信号ＰＣＬとを生成するＰＷＭ制御信号生成部６００と、ＰＷＭ周期信号ＳＤＣとＰＷＭ分解能信号ＰＣＬとに基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ部５３０と、を備える。ＰＷＭ制御信号生成部６００は、ＰＷＭ周期信号ＳＤＣの周波数を維持したまま、ＰＷＭ分解能信号ＰＣＬの周波数を変更する。
【解決手段】ＰＷＭ制御回路は、ＰＷＭ信号の周期を規定するＰＷＭ周期信号ＳＤＣとＰＷＭ周期信号ＳＤＣの一周期内における分解能を定めるＰＷＭ分解能信号ＰＣＬとを生成するＰＷＭ制御信号生成部６００と、ＰＷＭ周期信号ＳＤＣとＰＷＭ分解能信号ＰＣＬとに基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ部５３０と、を備える。ＰＷＭ制御信号生成部６００は、ＰＷＭ周期信号ＳＤＣの周波数を維持したまま、ＰＷＭ分解能信号ＰＣＬの周波数を変更する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＷＭ制御に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＰＷＭ制御に関する技術としては、例えば、特許文献１に開示されたものが知られている。
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−３６４３６６号公報
【０００４】
この従来技術では、所定の周波数の基本周波数信号からＰＷＭ基本波を形成し、さらに、このＰＷＭ基本波を分周することによりＰＷＭ周期信号を形成している。そしてＰＷＭ基本波は、ＰＷＭ周期信号内の一周期内においてデューティを形成するための分解能を定めている。
【０００５】
このような構成において、ＰＷＭ制御の精度を変更するためにＰＷＭ基本波の周波数を変更すると、それに伴ってＰＷＭ周期信号の周波数も変化する。したがって、例えば、変化後のＰＷＭ周期信号の周波数と、ＰＷＭ制御が行われている負荷構造物（例えば、モータ本体）の共振周波数とが一致してしまう場合には、振動や騒音が発生するといった問題があった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、上述した従来の課題を解決するためになされたものであり、ＰＷＭ信号の周期を規定するＰＷＭ周期信号の周波数を維持したまま、ＰＷＭ周期信号の一周期内における分解能を変更することのできる技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するために、以下の形態または適用例を取ることが可能である。
【０００８】
[適用例１]
ＰＷＭ制御回路であって、
ＰＷＭ信号の周期を規定するＰＷＭ周期信号と、前記ＰＷＭ周期信号の一周期内における分解能を定めるＰＷＭ分解能信号と、を生成するＰＷＭ制御信号生成部と、
前記ＰＷＭ周期信号と、前記ＰＷＭ分解能信号と、に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ部と、
を備え、
前記ＰＷＭ制御信号生成部は、前記ＰＷＭ周期信号の周波数を維持したまま、前記ＰＷＭ分解能信号の周波数を変更する、回路。
【０００９】
適用例１のＰＷＭ制御回路によれば、ＰＷＭ周期信号の周波数を維持したまま、ＰＷＭ周期信号の一周期内における分解能を変更することができる。
【００１０】
[適用例２]
適用例１記載の回路であって、
前記ＰＷＭ制御信号生成部は、位相比較器と、ループフィルタと、電圧制御発振器と、分周器とを有するＰＬＬ回路を備え、
前記ＰＷＭ周期信号は、前記ＰＬＬ回路の分周器から出力され、前記位相比較器に入力される帰還信号であり、
前記ＰＷＭ分解能信号は、前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器から出力される信号である、回路。
【００１１】
適用例２のＰＷＭ制御回路によれば、ＰＬＬ回路における帰還信号と、電圧制御発振器から出力される信号を利用するので、ＰＷＭ周期信号の周波数を維持したまま、ＰＷＭ周期信号の一周期内における分解能を変更することができる。
【００１２】
[適用例３]
適用例１記載の回路であって、
前記ＰＷＭ制御信号生成部は、位相比較器と、ループフィルタと、電圧制御発振器と、分周器とを有するＰＬＬ回路を備え、
前記ＰＷＭ周期信号は、前記ＰＬＬ回路の位相比較器に入力される基準信号であり、
前記ＰＷＭ分解能信号は、前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器から出力される信号である、回路。
【００１３】
適用例３のＰＷＭ制御回路によれば、ＰＬＬ回路に入力される基準信号と、電圧制御発振器から出力される信号を利用するので、ＰＷＭ周期信号の周波数を維持したまま、ＰＷＭ周期信号の一周期内における分解能を変更することができる。
【００１４】
[適用例４]
適用例１ないし３のいずれかに記載の回路を備えた電動機。
【００１５】
[適用例５]
適用例４記載の電動機と、
前記電動機によって駆動される被駆動部材と、
を備える装置。
【００１６】
[適用例６]
適用例５記載の装置であって、
前記装置はプロジェクタである、装置。
【００１７】
[適用例７]
適用例５記載の装置であって、
前記装置は携帯機器である、装置。
【００１８】
[適用例８]
適用例５記載の装置であって、
前記装置は移動体である、装置。
【００１９】
[適用例９]
適用例５記載の装置であって、
前記装置はロボットである、装置。
【００２０】
なお、本発明は、種々の態様で実現することが可能である。例えば、ＰＷＭ制御方法および装置、ＰＷＭ制御システム、それらの方法または装置の機能を実現するための集積回路、コンピュータプログラム、そのコンピュータプログラムを記録した記録媒体、等の形態で実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
次に、本発明の実施の形態を、実施例に基づいて以下の順序で説明する。
Ａ．第１実施例：
Ａ１．モータ構成と動作の概要：
Ａ２．駆動回路ユニットの構成：
Ｂ．第２実施例：
Ｃ．変形例：
【００２２】
Ａ．第１実施例：
Ａ１．モータ構成と動作の概要：
図１（Ａ）〜（Ｄ）は、本発明の第１実施例としてのブラシレスモータのモータ本体の構成を示す断面図である。このモータ本体は、ステータ部１０と、上部ロータ部３０Ｕと、下部ロータ部３０Ｌとを有している。これらの部材１０，３０Ｕ，３０Ｌは、それぞれ略円盤状の形状を有している。図１（Ｂ）は、下部ロータ部３０Ｌの水平断面図である。下部ロータ部３０Ｌは、それぞれ略扇状の形状を有する４つの永久磁石３２Ｌを有している。上部ロータ部３０Ｕも、下部ロータ部３０Ｌと同じ構成を有しているので図示を省略する。上部ロータ部３０Ｕと下部ロータ部３０Ｌは、中心軸６４に固定されており、同時に回転する。各磁石３２Ｕ，３２Ｌの磁化方向は、回転軸６４と平行な方向である。
【００２３】
図１（Ｃ）は、ステータ部１０の水平断面図である。ステータ部１０は、図１（Ａ）に示すように、複数のＡ相コイル１２Ａと、複数のＢ相コイル１２Ｂと、これらのコイル１２Ａ，１２Ｂを支持する支持部材１４とを有している。図１（Ｃ）は、このＢ相コイル１２Ｂの側を示している。この例では、Ｂ相コイル１２Ｂは４つ設けられており、それぞれ略扇状の形状に巻かれている。Ａ相コイル１２Ａも同じである。ステータ部１０には、さらに、駆動回路ユニット５００が設置されている。図１（Ａ）に示すように、ステータ部１０は、ケーシング６２に固定されている。
【００２４】
図１（Ｄ）は、ステータ部１０と２つのロータ部３０Ｕ，３０Ｌの関係を示す概念図である。ステータ部１０の支持部材１４上には、Ａ相用の磁気センサ４０ＡとＢ相用の磁気センサ４０Ｂとが設けられている。磁気センサ４０Ａ，４０Ｂは、ロータ部３０Ｕ，３０Ｌの位置（すなわちモータの位相）を検出するためのものである。なお、これらのセンサを以下では「Ａ相センサ」及び「Ｂ相センサ」とも呼ぶ。Ａ相センサ４０Ａは、２つのＡ相コイル１２Ａの中間の中央位置に配置されている。Ｂ相センサ４０Ｂも、同様に、２つのＢ相コイル１２Ｂの中間の中央位置に配置されている。この例では、Ａ相センサ４０Ａが支持部材１４の下側の面においてＢ相コイル１２Ｂとともに配置されているが、この代わりに、支持部材１４の上側の面に配置されていても良い。Ｂ相センサ４０Ｂも同様である。なお、図１（Ｃ）からも理解できるように、この実施例ではＡ相センサ４０ＡをＢ相コイル１２Ｂの内部に配置するので、センサ４０Ａを配置する空間を確保しやすいという利点がある。
【００２５】
図１（Ｄ）に示すように、磁石３２Ｕ，３２Ｌは、それぞれ一定の磁極ピッチＰｍで配置されており、隣接する磁石同士は逆方向に磁化されている。Ａ相コイル１２Ａは、一定のピッチＰｃで配置されており、隣接するコイル同士が逆向きに励磁される。Ｂ相コイル１２Ｂも同様である。本実施例では、磁極ピッチＰｍはコイルピッチＰｃに等しく、電気角でπに相当する。なお、電気角の２πは、駆動信号の位相が２πだけ変化したときに移動する機械的な角度又は距離に対応づけられる。本実施例では、駆動信号の位相が２πだけ変化すると、ロータ部３０Ｕ，３０Ｌが磁極ピッチＰｍの２倍だけ移動する。また、Ａ相コイル１２Ａと、Ｂ相コイル１２Ｂは、位相がπ／２だけずれた位置に配置されている。
【００２６】
上部ロータ部３０Ｕの磁石３２Ｕと、下部ロータ部３０Ｌの磁石３２Ｌは、ステータ部１０に向かう磁極が互いに異なる極性（Ｓ極とＮ極）となるように配置されている。換言すれば、上部ロータ部３０Ｕの磁石３２Ｕと、下部ロータ部３０Ｌの磁石３２Ｌは、互いに反対の極が向き合うように配置されている。この結果、図１（Ｄ）の右端に示すように、これらの磁石３２Ｕ，３２Ｌの間の磁場は、ほぼ直線状の磁力線で表されるものとなり、これらの磁石３２Ｕ，３２Ｌの間で閉じたものとなる。このような閉じた磁場は、前述した図２６に示した開放された磁場に比べて強いことが理解できる。この結果、磁場の利用効率が高まり、モータ効率を向上させることが可能である。なお、磁石３２Ｕ，３２Ｌの外側の面には、強磁性体製の磁気ヨーク３４Ｕ，３４Ｌがそれぞれ設けられていることが好ましい。磁気ヨーク３４Ｕ，３４Ｌは、コイルにおける磁場をより強めることが可能である。但し、磁気ヨーク３４Ｕ，３４Ｌは省略してもよい。
【００２７】
図２は、センサ出力とコイルの逆起電力波形との関係を示す説明図である。図２（Ａ）は、図１（Ｄ）と同じものである。図２（Ｂ）は、Ａ相コイル１２Ａに発生する逆起電力の波形の例を示しており、図２（Ｃ），（Ｄ）は、Ａ相センサ４０ＡとＢ相センサ４０Ｂのセンサ出力ＳＳＡ，ＳＳＢの波形の例を示している。これらのセンサ４０Ａ，４０Ｂは、モータ運転時のコイルの逆起電力とほぼ相似形状のセンサ出力ＳＳＡ，ＳＳＢを発生することができる。図２（Ｂ）に示すコイル１２Ａの逆起電力は、モータの回転数とともに上昇する傾向にあるが、波形形状（正弦波）はほぼ相似形状に保たれる。センサ４０Ａ，４０Ｂとしては、例えばホール効果を利用したホールＩＣを採用することができる。この例では、センサ出力ＳＳＡと逆起電力Ｅｃは、いずれも正弦波か、正弦波に近い波形である。後述するように、このモータの駆動制御回路は、センサ出力ＳＳＡ，ＳＳＢを利用して、逆起電力Ｅｃとほぼ相似波形の電圧をそれぞれのコイル１２Ａ，１２Ｂに印加する。
【００２８】
ところで、電動モータは、機械的エネルギと電気的エネルギとを相互に変換するエネルギ変換装置として機能するものである。そして、コイルの逆起電力は、電動モータの機械的エネルギが電気的エネルギに変換されたものである。従って、コイルに印加する電気的エネルギを機械的エネルギに変換する場合（すなわちモータを駆動する場合）には、逆起電力と相似波形の電圧を印加することによって、最も効率良くモータを駆動することが可能である。なお、以下に説明するように、「逆起電力と相似波形の電圧」は、逆起電力と逆向きの電流を発生する電圧を意味している。
【００２９】
図３（Ａ）は、コイルの印加電圧と逆起電力との関係を示す模式図である。ここで、コイルは交流の逆起電力Ｅｃと抵抗Ｒｃとで模擬されている。また、この回路では、交流印加電圧Ｅｉ及びコイルと並列に電圧計Ｖが接続されている。なお、逆起電力Ｅｃを「誘起電圧Ｅｃ」とも呼び、また、印加電圧Ｅｉを「励磁電圧Ｅｉ」とも呼ぶ。コイルに交流電圧Ｅｉを印加してモータを駆動すると、印加電圧Ｅｉと逆の電流を流す方向に逆起電力Ｅｃが発生する。モータが回転している状態でスイッチＳＷを開放すると、電圧計Ｖで逆起電力Ｅｃを測定することができる。スイッチＳＷを開放した状態で測定される逆起電力Ｅｃの極性は、スイッチＳＷを閉じた状態で測定される印加電圧Ｅｉと同じ極性である。上述の説明において「逆起電力とほぼ相似波形の電圧を印加する」という文言は、このような電圧計Ｖで測定された逆起電力Ｅｃと同じ極性を有するほぼ相似形状の波形を有する電圧を印加することを意味している。
【００３０】
図３（Ｂ）は、本実施例で採用している駆動方法の概要を示している。ここでは、モータを、Ａ相コイル１２Ａと、永久磁石３２Ｕと、Ａ相センサ４０Ａとで模擬している。永久磁石３２Ｕを有するロータ部３０が回転すると、センサ４０Ａに交流電圧Ｅｓ（「センサ電圧Ｅｓ」とも呼ぶ）が発生する。このセンサ電圧Ｅｓは、コイル１２Ａの誘起電圧Ｅｃと相似な波形形状を有している。そこで、センサ電圧Ｅｓの模擬したＰＷＭ信号を生成してスイッチＳＷをオン／オフ制御することによって、誘起電圧Ｅｃとほぼ相似波形の励磁電圧Ｅｉをコイル１２Ａに印加することが可能となる。この時の励磁電流Ｉｉは、Ｉｉ＝（Ｅｉ−Ｅｃ）／Ｒｃで与えられる。
【００３１】
上述したように、モータを駆動する場合には、逆起電力と相似波形の電圧を印加することによって、最も効率良くモータを駆動することが可能である。なお、正弦波状の逆起電力波形の中位点近傍（電圧０の近傍）ではエネルギ変換効率が比較的低く、反対に、逆起電力波形のピーク近傍ではエネルギ変換効率が比較的高いことが理解できる。逆起電力と相似波形の電圧を印加してモータを駆動すると、エネルギ変換効率の高い期間において比較的高い電圧を印加することになるので、モータ効率が向上する。一方、例えば単純な矩形波でモータを駆動すると、逆起電力がほぼ０となる位置（中位点）の近傍においてもかなりの電圧が印加されるので、モータ効率が低下する。また、このようにエネルギ変換効率の低い期間において電圧を印加すると、渦電流により回転方向以外の方向の振動が生じ、これによって騒音が発生するという問題も生じる。
【００３２】
上述の説明から理解できるように、逆起電力と相似波形の電圧を印加してモータを駆動すると、モータ効率を向上させることができ、また、振動や騒音を低減することができるという利点がある。
【００３３】
図４（Ａ）〜（Ｄ）は、本実施例のブラシレスモータの正転動作の様子を示す説明図である。図４（Ａ）は、位相が０の直前における状態を示している。Ａ相コイル１２ＡとＢ相コイル１２Ｂの位置に記載されている「Ｎ」，「Ｓ」の文字は、これらのコイル１２Ａ，１２Ｂの励磁方向を示している。コイル１２Ａ，１２Ｂが励磁されると、コイル１２Ａ，１２Ｂと磁石３２Ｕ，３２Ｌとの間に吸引力と反発力が生じる。この結果、ロータ部３０Ｕ，３０Ｌは、正転方向（図の右方向）に回転する。なお、位相が０となるタイミングで、Ａ相コイル１２Ａの励磁方向が反転する（図２参照）。図４（Ｂ）は、位相がπ／２の直前まで進んだ状態を示している。位相がπ／２となるタイミングでは、Ｂ相コイル１２Ｂの励磁方向が反転する。図４（Ｃ）は、位相がπの直前まで進んだ状態を示している。位相がπとなるタイミングでは、Ａ相コイル１２Ａの励磁方向が再び逆転する。図４（Ｄ）は、位相が３π／２の直前まで進んだ状態を示している。位相が３π／２となるタイミングでは、Ｂ相コイル１２Ｂの励磁方向が再び逆転する。
【００３４】
なお、図２（Ｃ）、（Ｄ）からも理解できるように、位相がπ／２の整数倍となるタイミングでは、センサ出力ＳＳＡ，ＳＳＢがゼロとなるので、２相のコイル１２Ａ，１２Ｂのうちの一方のみから駆動力を発生する。しかし、位相がπ／２の整数倍となるタイミングを除く他のすべての期間において、２相のコイル１２Ａ，１２Ｂの両方が同時に駆動力を発生することが可能である。従って、２相のコイル１２Ａ，１２Ｂの両方を用いて大きなトルクを発生することができる。
【００３５】
ところで、図４（Ａ）から理解できるように、Ａ相センサ４０Ａは、Ａ相コイル１２Ａの中心が永久磁石３２Ｕの中心と対向する位置においてそのセンサ出力の極性が切り替わる位置に配置されている。同様に、Ｂ相センサ４０Ｂは、Ｂ相コイル１２Ｂの中心が永久磁石３２Ｌの中心と対向する位置においてそのセンサ出力の極性が切り替わる位置に配置されている。このような位置にセンサ４０Ａ，４０Ｂを配置すれば、センサ４０Ａ，４０Ｂから、コイルの逆起電力とほぼ相似形状のセンサ出力ＳＳＡ，ＳＳＢ（図２）を発生することが可能である。
【００３６】
図５（Ａ）〜（Ｄ）は、本実施例のブラシレスモータの逆転動作の様子を示す説明図である。図５（Ａ）〜（Ｄ）は、位相が０，π／２，π，３π／２の直前となる状態をそれぞれ示している。この逆転動作は、例えば、コイル１２Ａ，１２Ｂの駆動電圧の極性（すなわち正負）を、正転動作の駆動電圧からそれぞれ反転させることによって実現することができる。
【００３７】
Ａ２．駆動回路ユニットの構成：
図６は、実施例における駆動回路ユニットの内部構成を示すブロック図である。この駆動回路ユニット５００は、ＣＰＵ１１０と、駆動制御部１００と、回生制御部２００と、ドライバ回路１５０と、整流回路２５０と、電源ユニット３００とを備えている。２つの制御部１００，２００は、バス１０２を介してＣＰＵ１１０と接続されている。駆動制御部１００とドライバ回路１５０は、電動モータに駆動力を発生させる場合の制御を行う回路である。また、回生制御部２００と整流回路２５０は、電動モータから電力を回生する場合の制御を行う回路である。回生制御部２００と整流回路２５０とをまとめて「回生回路」とも呼ぶ。また、駆動制御部１００を「駆動信号生成回路」とも呼ぶ。電源ユニット３００は、駆動回路ユニット５００内の他の回路に各種の電源電圧を供給するための回路である。図６では、図示の便宜上、電源ユニット３００から駆動制御部１００及びドライバ回路１５０に向かう電源配線のみが描かれており、他の回路に向かう電源配線は省略されている。
【００３８】
図７は、ドライバ回路１５０（図６）に含まれるＡ相ドライバ回路１２０ＡとＢ相ドライバ回路１２０Ｂの構成を示している。Ａ相ドライバ回路１２０Ａは、Ａ相コイル１２Ａに、交流駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を供給するためのＨ型ブリッジ回路である。なお、駆動信号を示すブロックの端子部分に付されている白丸は、負論理であり信号が反転していることを示している。また、符号ＩＡ１，ＩＡ２が付された矢印は、Ａ１駆動信号ＤＲＶＡ１とＡ２駆動信号ＤＲＶＡ２によって流れる電流方向をそれぞれ示している。Ｂ相ドライバ回路１２０Ｂの構成もＡ相ドライバ回路１２０Ａの構成と同じである。なお、信号を反転させる負論理をなくし、Ｈ側のＰチャネルＭＯＳ−ＦＥＴを、Ｌ側と同様のＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴに変更すれば、周波数特性に優れた駆動を実現することもできる。
【００３９】
図８は、駆動制御部１００（図６）の内部構成と動作を示す説明図である。駆動制御部１００は、ＰＷＭ制御信号生成部６００と、ＰＷＭ部５３０と、正逆方向指示値レジスタ５４０と、乗算器５５０と、符号化部５６０と、ＡＤ変換部５７０と、電圧指令値レジスタ５８０と、励磁区間設定部５９０とを備えている。なお、駆動制御部１００は、Ａ相用の駆動信号とＢ相用の駆動信号の両方を生成する回路であり、ＰＷＭ制御信号生成部６００と、正逆方向指示値レジスタ５４０は、Ａ相とＢ相とで共通で用いられている。Ａ相用とＢ相用とでそれぞれに存在するその他の構成要素は、図８（Ａ）では図示の便宜上、Ａ相用の回路構成のみとして描かれているが、Ｂ相用についても、Ａ相用と同じ構成要素が駆動制御部１００内に設けられている。
【００４０】
ＰＷＭ制御信号生成部６００は、所定の周波数を有するクロック信号ＳＤＣと、このクロック信号ＳＤＣのＮ倍の周波数を有するクロック信号ＰＣＬを発生する。このＮの値は、予めＣＰＵ１１０によって設定される。なお、ＰＷＭ制御信号生成部６００の内部構成については、後述する。ＰＷＭ部５３０は、クロック信号ＰＣＬ，ＳＤＣと、乗算器５５０から供給される乗算値Ｍａと、正逆方向指示値レジスタ５４０から供給される正逆方向指示値ＲＩと、符号化部５６０から供給される正負符号信号Ｐａと、励磁区間設定部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａとに応じて、交流駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２（図７）を生成する。この動作については後述する。
【００４１】
正逆方向指示値レジスタ５４０内には、モータの回転方向を示す値ＲＩがＣＰＵ１１０によって設定される。本実施例では、正逆方向指示値ＲＩがＬレベルのときにモータが正転し、Ｈレベルのときに逆転する。ＰＷＭ部５３０に供給される他の信号Ｍａ，Ｐａ，Ｅａは以下のように決定される。
【００４２】
磁気センサ４０Ａの出力ＳＳＡは、ＡＤ変換部５７０に供給される。このセンサ出力ＳＳＡのレンジは、例えばＧＮＤ（接地電位）からＶＤＤ（電源電圧）までであり、その中位点（＝ＶＤＤ／２）が出力波形の中位点（正弦波の原点を通る点）である。ＡＤ変換部５７０は、このセンサ出力ＳＳＡをＡＤ変換して、センサ出力のデジタル値を生成する。ＡＤ変換部５７０の出力のレンジは、例えばＦＦｈ〜０ｈ（語尾の"ｈ"は１６進数であることを示す）であり、中央値８０ｈがセンサ波形の中位点に相当する。
【００４３】
符号化部５６０は、ＡＤ変換後のセンサ出力値のレンジを変換するとともに、センサ出力値の中位点の値を０に設定する。この結果、符号化部５６０で生成されるセンサ出力値Ｘａは、正側の所定の範囲（例えば＋１２７〜０）と負側の所定の範囲（例えば０〜−１２７）の値を取る。但し、符号化部５６０から乗算器５５０に供給されるのは、センサ出力値Ｘａの絶対値であり、その正負符号は正負符号信号ＰａとしてＰＷＭ部５３０に供給される。
【００４４】
電圧指令値レジスタ５８０は、ＣＰＵ１１０によって設定された電圧指令値Ｙａを格納する。この電圧指令値Ｙａは、後述する励磁区間信号Ｅａとともに、モータの印加電圧を設定する値として機能するものであり、例えば０〜１．０の値を取る。仮に、非励磁区間を設けずに全区間を励磁区間とするように励磁区間信号Ｅａを設定した場合には、Ｙａ＝０は印加電圧をゼロとすることを意味し、Ｙａ＝１．０は印加電圧を最大値とすることを意味する。乗算器５５０は、符号化部５６０から出力されたセンサ出力値Ｘａと、電圧指令値Ｙａとを乗算して整数化し、その乗算値ＭａをＰＷＭ部５３０に供給する。
【００４５】
図８（Ｂ）〜（Ｅ）は、乗算値Ｍａが種々の値を取る場合におけるＰＷＭ部５３０の動作を示している。ここでは、全期間が励磁区間であり非励磁区間が無いものと仮定している。ＰＷＭ部５３０は、クロック信号ＳＤＣの１周期の間に、デューティがＭａ／Ｎであるパルスを１つ発生させる回路である。すなわち、図８（Ｂ）〜（Ｅ）に示すように、乗算値Ｍａが増加するに従って、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２のパルスのデューティが増加する。なお、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１は、センサ出力ＳＳＡが正のときにのみパルスを発生する信号であり、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２はセンサ出力ＳＳＡが負のときにのみパルスを発生する信号であるが、図８（Ｂ）〜（Ｅ）ではこれらを合わせて記載している。また、便宜上、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２を負側のパルスとして描いている。
【００４６】
図９は、ＰＷＭ制御信号生成部６００の内部構成を示すブロック図である。このＰＷＭ制御信号生成部６００は、固定発振部６０２と、分周器６０４と、ＰＬＬ回路６０６と、分周値Ｒ記憶部６０８と、分周値Ｎ記憶部６１０とを備えている。固定発振部６０２は、一定の周波数の固定クロック信号ＦＣＬＫを発生する回路であり、例えば、水晶振動子やセラミック発振子で構成することができる。分周器６０４は、固定クロック信号ＦＣＬＫを１／Ｒに分周し、分周クロック信号ＲＣＬＫとして出力する。ＰＬＬ回路６０６は、分周クロック信号ＲＣＬＫに同期したクロック信号ＳＤＣと、このクロック信号ＳＤＣのＮ倍の周波数であるクロック信号ＰＣＬとを生成する。この「Ｎ倍」とは、後述するように、ＰＬＬ回路６０６内に設けられた分周器の分周値Ｎを意味する。そして、この分周値Ｎは、分周値Ｎ記憶部６１０に記憶されているものであり、ＣＰＵ１１０によって任意に書き換えることが可能である。同様に、分周値Ｒ記憶部６０８に記憶されている分周値ＲもＣＰＵ１１０によって任意に書き換えることが可能である。
【００４７】
図１０は、ＰＬＬ回路６０６の内部構成を示すブロック図である。このＰＬＬ回路６０６は、位相比較器６２０と、ループフィルタ６２２と、電圧制御発振器６２４と、分周器６２６とを備えている。分周器６０４（図９）から出力された分周クロック信号ＲＣＬＫは、位相比較器６２０に基準信号として供給される。分周器６２６によって分周されて出力されるクロック信号ＳＤＣは、位相比較器６２０に帰還信号として入力される。位相比較器６２０は、これら２つの信号ＲＣＬＫ，ＳＤＣの位相差を示す誤差信号ＣＰＳを生成する。この誤差信号ＣＰＳは、チャ−ジポンプ回路を内蔵するループフィルタ６２２に送られる。ループフィルタ６２２内のチャージポンプ回路は、誤差信号ＣＰＳのパルスレベルとパルス数とに応じた電圧レベルを有する電圧制御信号ＬＰＳを生成して出力する。
【００４８】
電圧制御発振器６２４は、電圧制御信号ＬＰＳの電圧レベルに応じた発振周波数を有するクロック信号ＰＣＬを出力する。このクロック信号ＰＣＬは、分周値Ｎ記憶部６１０に記憶された分周値Ｎに基づいて、分周器６２６で１／Ｎに分周される。分周器６２６で生成されたクロック信号ＳＤＣは、前述したように、位相比較器６２０に送られて分周クロック信号ＲＣＬＫと位相比較される。そして、２つの信号ＲＣＬＫ，ＳＤＣの位相差が０になるように、クロック信号ＰＣＬの周波数が収束していく。収束後のクロック信号ＰＣＬの周波数fPCLは、分周クロック信号ＲＣＬＫの周波数ｆRCLKに分周値Ｎを乗じた値となる。同様に、収束後のクロック信号ＰＣＬの周波数fPCLは、クロック信号ＳＤＣの周波数fSDCに分周値Ｎを乗じた値でもある。
【００４９】
固定クロック信号ＦＣＬＫの周波数ｆFCLKと、分周クロック信号ＲＣＬＫの周波数ｆRCLKと、クロック信号ＳＤＣの周波数fSDCと、クロック信号ＰＣＬの周波数fPCLとの関係は次の通りである。
ｆFCLK／Ｒ＝ｆRCLK …（１）
ｆRCLK＝fSDC …（２）
fSDC×Ｎ＝fPCL …（３）
【００５０】
以上のような構成として、分周値Ｎを書き換えれば、クロック信号ＳＤＣの周波数を維持したまま、クロック信号ＰＣＬの周波数のみを変更することが可能となる。クロック信号ＳＤＣの周波数を維持したまま、クロック信号ＰＣＬの周波数を大きくすれば、デューティをより細かく設定することが可能となる。また、モータ本体等の負荷構造体（以下では、単に「負荷構造体」とも呼ぶ。）の共振周波数と、クロック信号ＳＤＣの周波数とが一致しないように、あらかじめクロック信号ＳＤＣの周波数を設定しておけば、クロック信号ＰＣＬの周波数を変更した場合であっても、モータ本体等の負荷構造体から振動や騒音が発生するのを抑制することが可能となる。また、クロック信号ＳＤＣの周波数は、人間の可聴周波数帯域に含まれないようにすることが好ましい。
【００５１】
さらに、分周値Ｒ記憶部６０８に（図９）記憶されている分周値Ｒの値を書き換えれば、分周クロック信号ＲＣＬＫと、クロック信号ＳＤＣの周波数を変更することも可能である。クロック信号ＳＤＣの周波数を大きくすれば、より小さい時間幅の周期に刻んでＰＷＭ制御をすることができ、高い精度で制御をすること（例えば、姿勢制御等）も可能となる。この場合であっても、クロック信号ＳＤＣの周波数fSDCとクロック信号ＰＣＬの周波数fPCLとの関係は、上記（３）式の関係のまま維持される。なお、既に述べたように、クロック信号ＳＤＣの周波数は、負荷構造体の共振周波数とは一致しないように変更することが好ましい。
【００５２】
図１１は、各種信号の動作を示すタイミングチャートである。この図１１には、固定クロック信号ＦＣＬＫと、分周クロック信号ＲＣＬＫと、クロック信号ＳＤＣと、クロック信号ＰＣＬとが描かれている。図１１（Ａ）は、分周値Ｎ＝７の場合を示している。この場合、クロック信号ＳＤＣの一周期の間に、クロック信号ＰＣＬのパルスは７個発生することが理解できる。同様に、分周値Ｎ＝１４の場合は、クロック信号ＳＤＣの一周期の間に、クロック信号ＰＣＬのパルスは１４個発生することが理解できる（図１１（Ｂ））。
【００５３】
図１２（Ａ）〜（Ｃ）は、センサ出力の波形とＰＷＭ部５３０で生成される駆動信号の波形の対応関係を示す説明図である。図中、「Ｈｉｚ」は電磁コイルを未励磁状態としたハイインピーダンス状態を意味している。図８で説明したように、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２はセンサ出力ＳＳＡのアナログ波形をそのまま利用したＰＷＭ制御によって生成される。従って、これらの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を用いて、各コイルに、センサ出力ＳＳＡの変化と対応するレベル変化を示す実効電圧を供給することが可能である。
【００５４】
ＰＷＭ部５３０は、さらに、励磁区間設定部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａで示される励磁区間のみに駆動信号を出力し、励磁区間以外の区間（非励磁区間）では駆動信号を出力しないように構成されている。図１２（Ｃ）は、励磁区間信号Ｅａによって励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定した場合の駆動信号波形を示している。励磁区間ＥＰでは図１２（Ｂ）の駆動信号パルスがそのまま発生し、非励磁区間ＮＥＰでは駆動信号パルスが発生しない。このように、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定するようにすれば、逆起電力波形の中位点近傍（すなわち、センサ出力の中位点近傍）においてコイルに電圧を印加しないので、モータの効率をさらに向上させることが可能である。なお、励磁区間ＥＰは、逆起電力波形のピークを中心とする対称な区間に設定されることが好ましく、非励磁区間ＮＥＰは、逆起電力波形の中位点（中心点）を中心とする対称な区間に設定されることが好ましい。
【００５５】
なお、前述したように、電圧指令値Ｙａを１未満の値に設定すれば、乗算値Ｍａが電圧指令値Ｙａに比例して小さくなる。従って、電圧指令値Ｙａによっても、実効的な印加電圧を調整することが可能である。
【００５６】
上述の説明から理解できるように、本実施例のモータでは、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａとの両方を利用して印加電圧を調整することが可能である。望ましい印加電圧と、電圧指令値Ｙａ及び励磁区間信号Ｅａとの関係は、予め駆動回路ユニット５００（図６）内のメモリにテーブルとして格納されていることが望ましい。こうすれば、駆動回路ユニット５００が、外部から望ましい印加電圧の目標値を受信したときに、ＣＰＵ１１０がその目標値に応じて、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａとを駆動制御部１００に設定することが可能である。なお、印加電圧の調整には、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａの両方を利用する必要はなく、いずれか一方のみを利用するようにしてもよい。
【００５７】
図１３は、ＰＷＭ部５３０（図８）の内部構成の一例を示すブロック図である。ＰＷＭ部５３０は、カウンタ５３１と、ＥＸＯＲ回路５３３と、駆動波形形成部５３５とを備えている。これらは以下のように動作する。
【００５８】
図１４は、モータ正転時のＰＷＭ部５３０の動作を示すタイミングチャートである。この図には、２つのクロック信号ＰＣＬ，ＳＤＣと、正逆方向指示値ＲＩと、励磁区間信号Ｅａと、乗算値Ｍａと、正負符号信号Ｐａと、カウンタ５３１内のカウント値ＣＭ１と、カウンタ５３１の出力Ｓ１と、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２と、駆動波形形成部５３５の出力信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２とが示されている。カウンタ５３１は、クロック信号ＳＤＣの１期間毎に、クロック信号ＰＣＬに同期してカウント値ＣＭ１を０までダウンカウントする動作を繰り返す。カウント値ＣＭ１の初期値は乗算値Ｍａに設定される。なお、図１４では、図示の便宜上、乗算値Ｍａとして負の値も描かれているが、カウンタ５３１で使用されるのはその絶対値｜Ｍａ｜である。カウンタ５３１の出力Ｓ１は、カウント値ＣＭ１が０で無い場合にはＨレベルに設定され、カウント値ＣＭ１が０になるとＬレベルに立ち下がる。
【００５９】
ＥＸＯＲ回路５３３は、正負符号信号Ｐａと正逆方向指示値ＲＩとの排他的論理和を示す信号Ｓ２を出力する。モータが正転する場合には、正逆方向指示値ＲＩがＬレベルである。従って、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２は、正負符号信号Ｐａと同じ信号となる。駆動波形形成部５３５は、カウンタ５３１の出力Ｓ１と、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２から、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を生成する。すなわち、カウンタ５３１の出力Ｓ１のうち、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２がＬレベルの期間の信号を第１の駆動信号ＤＲＶＡ１として出力し、出力Ｓ２がＨレベルの期間の信号を第２の駆動信号ＤＲＶＡ２として出力する。なお、図１４の右端部付近では、励磁区間信号ＥａがＬレベルに立ち下がり、これによって非励磁区間ＮＥＰが設定されている。従って、この非励磁区間ＮＥＰでは、いずれの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２も出力されず、ハイインピーダンス状態に維持される。
【００６０】
図１５は、モータ逆転時のＰＷＭ部５３０の動作を示すタイミングチャートである。モータ逆転時には、正逆方向指示値ＲＩがＨレベルに設定される。この結果、２つの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２が図１４から入れ替わっており、この結果、モータが逆転することが理解できる。
【００６１】
図１６は、励磁区間設定部５９０の内部構成と動作を示す説明図である。励磁区間設定部５９０は、電子可変抵抗器５９２と、電圧比較器５９４，５９６と、ＯＲ回路５９８とを有している。電子可変抵抗器５９２の抵抗値Ｒｖは、ＣＰＵ１１０によって設定される。電子可変抵抗器５９２の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２は、電圧比較器５９４，５９６の一方の入力端子に与えられている。電圧比較器５９４，５９６の他方の入力端子には、センサ出力ＳＳＡが供給されている。電圧比較器５９４，５９６の出力信号Ｓｐ，Ｓｎは、ＯＲ回路５９８に入力されている。ＯＲ回路５９８の出力は、励磁区間と非励磁区間とを区別するための励磁区間信号Ｅａである。
【００６２】
図１６（Ｂ）は、励磁区間設定部５９０の動作を示している。電子可変抵抗器５９２の両端電圧Ｖ１，Ｖ２は、抵抗値Ｒｖを調整することによって変更される。具体的には、両端電圧Ｖ１，Ｖ２は、電圧レンジの中央値（＝ＶＤＤ／２）からの差分が等しい値に設定される。センサ出力ＳＳＡが第１の電圧Ｖ１よりも高い場合には第１の電圧比較器５９４の出力ＳｐがＨレベルとなり、一方、センサ出力ＳＳＡが第２の電圧Ｖ２よりも低い場合には第２の電圧比較器５９６の出力ＳｎがＨレベルとなる。励磁区間信号Ｅａは、これらの出力信号Ｓｐ，Ｓｎの論理和を取った信号である。従って、図１６（Ｂ）の下部に示すように、励磁区間信号Ｅａは、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰとを示す信号として使用することができる。励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰの設定は、ＣＰＵ１１０が可変抵抗値Ｒｖを調整することによって行なわれる。
【００６３】
図１７は、上述した本実施例のモータを矩形波で駆動した場合と、正弦波（説明のため、逆起電力波形を正弦波とも呼ぶ）で駆動した場合の各種の信号波形を比較して示している。矩形波駆動の場合には、矩形波の駆動電圧がコイルに与えられる。駆動電流は、始動時には矩形波に近いが、回転速度が上昇すると減少する。これは、回転速度の上昇に応じて逆起電力が増加するからである（図２）。但し、矩形波駆動では、回転速度が上昇しても、駆動電圧が切り替わるタイミング（位相＝ｎπ）の近傍における電流値はあまり減少せず、かなり大きな電流が流れる傾向にある。
【００６４】
一方、正弦波で駆動する場合には、駆動電圧の実効値が正弦波形状となるように駆動電圧がＰＷＭ制御される。駆動電流は、始動時には正弦波に近いが、回転速度が上昇すると逆起電力の影響で駆動電流が減少する。正弦波駆動では、駆動電圧の極性が切り替わるタイミング（位相＝ｎπ）の近傍において電流値が大幅に減少している。図２に即して説明したように、一般に、駆動電圧の極性が切り替わるタイミングの近傍では、モータのエネルギ変換効率が低い。正弦波駆動では、効率の低い期間における電流値が、矩形波駆動よりも小さくなるので、より高効率でモータを駆動することが可能である。
【００６５】
図１８は、ドライバ回路１５０（図６）に含まれるＡ相ドライバ回路１２０ＡとＢ相ドライバ回路１２０Ｂの他の構成例を示している。このドライバ回路１２０Ａ，１２０Ｂは、図７に示したドライバ回路１２０Ａ，１２０Ｂを構成するトランジスタのゲート電極の前に、増幅回路１２２を設けたものである。なお、トランジスタのタイプも図７とは異なっているが、各トランジスタとしては任意のタイプのものを使用することができる。本実施例のモータを、トルクと回転数に関して広い動作範囲で駆動させるためには、ドライバ回路１２０Ａ，１２０Ｂの電源電圧ＶＤＤを可変に設定できることが好ましい。電源電圧ＶＤＤを変更した場合には、各トランジスタのゲート電圧に与える駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２，ＤＲＶＢ１，ＤＲＶＢ２のレベルもこれに比例して変更される。こうすれば、広い範囲の電源電圧ＶＤＤを用いてモータを駆動することができる。増幅回路１２２は、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２，ＤＲＶＢ１，ＤＲＶＢ２のレベルを変更するための回路である。なお、図６に示した駆動回路ユニット５００の電源ユニット３００は、可変の電源電圧ＶＤＤをドライバ回路１５０に供給するものとすることが好ましい。
【００６６】
図１９は、本実施例のモータの無負荷時の回転数を示している。このグラフから理解できるように、本実施例のモータは無負荷時に極く低回転数まで極めて安定した回転数で回転する。この理由は、磁性体のコアが無いのでコギングが発生しないからである。
【００６７】
図２０は、図６に示した回生制御部２００と整流回路２５０の内部構成を示す図である。回生制御部２００は、バス１０２に接続されたＡ相充電切換部２０２と、Ｂ相充電切換部２０４と、電子可変抵抗器２０６とを有している。２つの充電切換部２０２，２０４の出力信号は、２つのＡＮＤ回路２１１，２１２の入力端子に与えられている。
【００６８】
Ａ相充電切換部２０２は、Ａ相コイル１２Ａからの回生電力を回収する場合には「１」レベルの信号を出力し、回収しない場合には「０」レベルの信号を出力する。Ｂ相充電切換部２０４も同様である。なお、これらの信号レベルの切換えは、ＣＰＵ１１０によって行われる。また、Ａ相コイル１２Ａからの回生の有無と、Ｂ相コイル１２Ｂからの回生の有無とは、独立に設定することができる。従って、例えばＡ相コイル１２Ａを用いてモータに駆動力を発生させつつ、Ｂ相コイル１２Ｂから電力を回生することも可能である。
【００６９】
なお、図６に示した駆動制御部１００も、同様に、Ａ相コイル１２Ａを用いて駆動力を発生するか否かと、Ｂ相コイル１２Ｂを用いて駆動力を発生するか否かとを、独立に設定できるように構成してもよい。このようにすれば、２相のコイル１２Ａ，１２Ｂのうちの任意の一方で駆動力を発生させつつ、他方で電力を回生する運転モードでモータを運転することが可能である。
【００７０】
電子可変抵抗器２０６の両端の電圧は、４つの電圧比較器２２１〜２２４の２つの入力端子の一方に与えられている。電圧比較器２２１〜２２４の他方の入力端子には、Ａ相センサ信号ＳＳＡとＢ相センサ信号ＳＳＢが供給されている。４つの電圧比較器２２１〜２２４の出力信号ＴＰＡ，ＢＴＡ，ＴＰＢ，ＢＴＢは、「マスク信号」または「許可信号」と呼ぶことができる。
【００７１】
Ａ相コイル用のマスク信号ＴＰＡ，ＢＴＡはＯＲ回路２３１に入力されており、Ｂ相用のマスク信号ＴＰＢ，ＢＴＢは他のＯＲ回路２３２に入力されている。これらのＯＲ回路２３１，２３２の出力は、上述した２つのＡＮＤ回路２１１，２１２の入力端子に与えられている。これらのＡＮＤ回路２１１，２１２の出力信号ＭＳＫＡ，ＭＳＫＢも、「マスク信号」または「許可信号」と呼ぶ。
【００７２】
ところで、４つの電圧比較器２２１〜２２４とＯＲ回路２３１，２３２の構成は、図１６に示した励磁区間設定部５９０内の電圧比較器５９４，５９６とＯＲ回路５９８を２つ並べたものと同じである。従って、Ａ相コイル用のＯＲ回路２３１の出力信号は、図１６（Ｂ）に示した励磁区間信号Ｅａと同様な波形を有する。また、Ａ相充電切換部２０２の出力信号が「１」レベルの場合には、Ａ相コイル用のＡＮＤ回路２１１から出力されるマスク信号ＭＳＫＡはＯＲ回路２３１の出力信号と同じものとなる。これらの動作はＢ相についても同様である。
【００７３】
整流回路２５０は、Ａ相コイル用の回路として、複数のダイオードを含む全波整流回路２５２と、２つのゲートトランジスタ２６１，２６２と、バッファ回路２７１と、インバータ回路２７２（ＮＯＴ回路）とを有している。なお、Ｂ相用にも同じ回路が設けられている。ゲートトランジスタ２６１，２６２は、回生用の電源配線２８０に接続されている。また、複数のダイオードとしては、低Ｖｆ特性に優れたショットキーダイオードを用いることが好ましい。
【００７４】
電力回生時にＡ相コイル１２Ａで発生した交流電力は、全波整流回路２５２で整流される。ゲートトランジスタ２６１，２６２のゲートには、Ａ相コイル用のマスク信号ＭＳＫＡとその反転信号が与えられており、これに応じてゲートトランジスタ２６１，２６２がオン／オフ制御される。従って、電圧比較器２２１，２２２から出力されたマスク信号ＴＰＡ，ＢＴＡの少なくとも一方がＨレベルの期間では回生電力が電源配線２８０に出力され、一方、マスク信号ＴＰＡ，ＢＴＡの双方がＬレベルの期間では電力の回生が禁止される。
【００７５】
以上の説明から理解できるように、回生制御部２００と整流回路２５０を用いて、回生電力を回収することが可能である。また、回生制御部２００と整流回路２５０は、Ａ相コイル用のマスク信号ＭＳＫＡ及びＢ相コイル用のマスク信号ＭＳＫＢに応じて、Ａ相コイル１２ＡとＢ相コイル１２Ｂからの回生電力を回収する期間を制限し、これによって回生電力の量を調整することが可能である。
【００７６】
以上のように、第１実施例のＰＷＭ制御信号生成部では、分周値Ｎを書き換えることにより、クロック信号ＳＤＣの周波数を維持したまま、クロック信号ＰＣＬの周波数のみを変更することが可能となる。なお、ＰＷＭ制御信号生成部６００（図８）とＰＷＭ部５３０（図８）は、本発明における「ＰＷＭ制御回路」に相当する。クロック信号ＳＤＣは、本発明における「ＰＷＭ周期信号」に相当し、クロック信号ＰＣＬは、本発明における「ＰＷＭ分解能信号」に相当する。カウンタ５３１の出力Ｓ１、または、駆動信号ＤＲＶＡ１，２は、本発明における「ＰＷＭ信号」に相当する。
【００７７】
Ｂ．第２実施例：
図２１は、第２実施例におけるＰＷＭ制御信号生成部６００ｂの構成を示す説明図である。図９に示した第１実施例におけるＰＷＭ制御信号生成部６００との違いは、分周クロック信号ＲＣＬＫを、そのままクロック信号ＳＤＣとして利用しているという点だけであり、他の構成は第１実施例と同じである。
【００７８】
分周クロック信号ＲＣＬＫとクロック信号ＳＤＣの周波数は同じであるため、分周クロック信号ＲＣＬＫの立ち上がりエッジ間をＰＷＭ制御の一周期として捉えれば、分周クロック信号ＲＣＬＫをそのままクロック信号ＳＤＣとして利用することができる。このようにしても、第１実施例と同様に、クロック信号ＳＤＣの周波数を維持したまま、クロック信号ＰＣＬの周波数のみを変更することが可能である。なお、分周クロック信号ＲＣＬＫは、本発明における「基準信号」に相当する。
【００７９】
Ｃ．変形例：
なお、この発明は上記の実施例や実施形態に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様において実施することが可能であり、例えば次のような変形も可能である。
【００８０】
Ｃ１．変形例１：
本発明は、各種の装置に適用可能である。例えば、本発明は、ファンモータ、時計（針駆動）、ドラム式洗濯機（単一回転）、ジェットコースタ、振動モータなどの種々の装置のモータに適用可能である。本発明をファンモータに適用した場合には、上述した種々の効果（低消費電力、低振動、低騒音、低回転ムラ、低発熱、高寿命）が特に顕著である。このようなファンモータは、例えば、デジタル表示装置や、車載機器、燃料電池式パソコン、燃料電池式デジタルカメラ、燃料電池式ビデオカメラ、燃料電池式携帯電話などの燃料電池使用機器、プロジェクタ等の各種装置のファンモータとして使用することができる。本発明のモータは、さらに、各種の家電機器や電子機器のモータとしても利用可能である。例えば、光記憶装置や、磁気記憶装置、ポリゴンミラー駆動装置等において、本発明によるモータをスピンドルモータとして使用することが可能である。また、本発明によるモータは、移動体やロボット用のモータとしても利用可能である。
【００８１】
図２２は、本発明の実施例によるモータを利用したプロジェクタを示す説明図である。このプロジェクタ８００は、赤、緑、青の３色の色光を発光する３つの光源８１０Ｒ、８１０Ｇ、８１０Ｂと、これらの３色の色光をそれぞれ変調する３つの液晶ライトバルブ８４０Ｒ、８４０Ｇ、８４０Ｂと、変調された３色の色光を合成するクロスダイクロイックプリズム８５０と、合成された３色の色光をスクリーンＳＣに投写する投写レンズ系８６０と、プロジェクタ内部を冷却するための冷却ファン８７０と、プロジェクタ８００の全体を制御する制御部８８０と、を備えている。冷却ファン８７０を駆動するモータとしては、上述した各種のブラシレスモータを利用することができる。
【００８２】
図２３（Ａ）〜（Ｃ）は、本発明の実施例によるモータを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。図２３（Ａ）は携帯電話９００の外観を示しており、図２３（Ｂ）は、内部構成の例を示している。携帯電話９００は、携帯電話９００の動作を制御するＭＰＵ９１０と、ファン９２０と、燃料電池９３０とを備えている。燃料電池９３０は、ＭＰＵ９１０やファン９２０に電源を供給する。ファン９２０は、燃料電池９３０への空気供給のために携帯電話９００の外から内部へ送風するため、或いは、燃料電池９３０で生成される水分を携帯電話９００の内部から外に排出するためのものである。なお、ファン９２０を図２３（Ｃ）のようにＭＰＵ９１０の上に配置して、ＭＰＵ９１０を冷却するようにしてもよい。ファン９２０を駆動するモータとしては、上述した各種のブラシレスモータを利用することができる。
【００８３】
図２４は、本発明の実施例によるモータ／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。この自転車１０００は、前輪にモータ１０１０が設けられており、サドルの下方のフレームに制御回路１０２０と充電池１０３０とが設けられている。モータ１０１０は、充電池１０３０からの電力を利用して前輪を駆動することによって、走行をアシストする。また、ブレーキ時にはモータ１０１０で回生された電力が充電池１０３０に充電される。制御回路１０２０は、モータの駆動と回生とを制御する回路である。このモータ１０１０としては、上述した各種のブラシレスモータを利用することが可能である。
【００８４】
図２５は、本発明の実施例によるモータを利用したロボットの一例を示す説明図である。このロボット１１００は、第１と第２のアーム１１１０，１１２０と、モータ１１３０とを有している。このモータ１１３０は、被駆動部材としての第２のアーム１１２０を水平回転させる際に使用される。このモータ１１３０としては、上述した各種のブラシレスモータを利用することが可能である。
【００８５】
Ｃ２．変形例２：
本発明におけるＰＷＭ制御回路は、上記実施例のブラシレスモータの他にも、ＰＷＭ制御を行う種々の装置に搭載することが可能である。
【００８６】
Ｃ３．変形例３：
上記実施例では、アナログのＰＬＬ回路６０６（図１０）を用いて本発明を実現しているが、この代わりに、デジタルＰＬＬ回路や、複数のデジタルカウンタの組み合わせであって、デジタルＰＬＬ回路と同一の機能を有するものを用いても、本発明を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８７】
【図１】第１実施例における電動モータのモータ本体の構成を示す断面図である。
【図２】磁気センサ出力とコイルの逆起電力波形との関係を示す説明図である。
【図３】コイルの印加電圧と逆起電力との関係を示す模式図である。
【図４】第１実施例のモータの正転動作の様子を示す説明図である。
【図５】第１実施例のモータの逆転動作の様子を示す説明図である。
【図６】モータの駆動回路ユニットの構成を示すブロック図である。
【図７】ドライバ回路の内部構成を示す図である。
【図８】駆動制御部の内部構成と動作を示す説明図である。
【図９】ＰＷＭ制御信号生成部の内部構成を示すブロック図である。
【図１０】ＰＬＬ回路の内部構成を示すブロック図である。
【図１１】各種信号の動作を示すタイミングチャートである。
【図１２】センサ出力波形と駆動信号波形の対応関係を示す説明図である。
【図１３】ＰＷＭ部の内部構成を示すブロック図である。
【図１４】モータ正転時のＰＷＭ部の動作を示すタイミングチャートである。
【図１５】モータ逆転時のＰＷＭ部の動作を示すタイミングチャートである。
【図１６】励磁区間設定部の内部構成と動作を示す説明図である。
【図１７】第１実施例のモータを矩形波で駆動した場合と、正弦波で駆動した場合の各種の信号波形を比較して示す説明図である。
【図１８】ドライバ回路の他の構成を示す図である。
【図１９】実施例のモータの無負荷時の回転数を示すグラフである。
【図２０】回生制御部と整流回路の内部構成を示す図である。
【図２１】第２実施例におけるＰＷＭ制御信号生成部の構成を示す説明図である。
【図２２】本発明の実施例によるモータを利用したプロジェクタを示す説明図である。
【図２３】本発明の実施例によるモータを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。
【図２４】本発明の実施例によるモータ／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。
【図２５】本発明の実施例によるモータを利用したロボットの一例を示す説明図である。
【符号の説明】
【００８８】
１０…ステータ部
１２Ａ，１２Ｂ…電磁コイル
１４…支持部材
３０…ロータ部
３０Ｕ…上部ロータ部
３０Ｌ…下部ロータ部
３１Ｕ…上部回転ケーシング部
３１Ｌ…下部回転ケーシング部
３２…永久磁石
３２Ｌ…永久磁石
３２Ｕ…永久磁石
３４Ｕ，３４Ｌ…磁気ヨーク
４０Ａ，４０Ｂ…磁気センサ
５０…固定ねじ部
６４…軸部（中心軸）
６４ａ…軸固定部
６４ｅ…軸端部固定部材
６５Ｕ，６５Ｌ…軸受け部
７０…ホイール部
７０ｃ…密閉キャップ
７１…車輪部
７１ｂ…歯車
７１ｃ…プーリー
７１ｄ…羽根
１００…駆動制御部
１０２…バス
１１０…ＣＰＵ
１２０Ａ，１２０Ｂ…ドライバ回路
１２２…増幅回路
１５０…ドライバ回路
２００…回生制御部
２０２，２０４…充電切換部
２０６…電子可変抵抗器
２１１，２１２…ＡＮＤ回路
２２１〜２２４…電圧比較器
２３１，２３２…ＯＲ回路
２５０…整流回路
２５２…全波整流回路
２６１，２６２…ゲートトランジスタ
２７１…バッファ回路
２７２…インバータ回路
２７８…駆動用電力線
２７９…制御線
２８０…電源配線
５００…駆動回路ユニット
５３０…ＰＷＭ部
５３１…カウンタ
５３３…ＥＸＯＲ回路
５３５…駆動波形形成部
５４０…レジスタ
５５０…乗算器
５６０…符号化部
５７０…ＡＤ変換部
５８０…指令値レジスタ
５９０…励磁区間設定部
５９２…電子可変抵抗器
５９４，５９６…電圧比較器
５９８…ＯＲ回路
６００…ＰＷＭ制御信号生成部
６００ｂ…ＰＷＭ制御信号生成部
６０２…固定発振部
６０４…分周器
６０６…ＰＬＬ回路
６２０…位相比較器
６２２…ループフィルタ
６２４…電圧制御発振器
６２６…分周器
８００…プロジェクタ
８１０Ｒ，８１０Ｇ，８１０Ｂ…光源
８４０Ｒ，８４０Ｇ，８４０Ｂ…液晶ライトバルブ
８５０…クロスダイクロイックプリズム
８６０…投写レンズ系
８７０…冷却ファン
８８０…制御部
９００…携帯電話
９１０…ＭＰＵ
９２０…ファン
９３０…燃料電池
１０００…自転車
１０１０…モータ
１０２０…制御回路
１０３０…充電池
１１００…ロボット
１１１０…第２のアーム
１１２０…第２のアーム
１１３０…モータ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＷＭ制御に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＰＷＭ制御に関する技術としては、例えば、特許文献１に開示されたものが知られている。
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−３６４３６６号公報
【０００４】
この従来技術では、所定の周波数の基本周波数信号からＰＷＭ基本波を形成し、さらに、このＰＷＭ基本波を分周することによりＰＷＭ周期信号を形成している。そしてＰＷＭ基本波は、ＰＷＭ周期信号内の一周期内においてデューティを形成するための分解能を定めている。
【０００５】
このような構成において、ＰＷＭ制御の精度を変更するためにＰＷＭ基本波の周波数を変更すると、それに伴ってＰＷＭ周期信号の周波数も変化する。したがって、例えば、変化後のＰＷＭ周期信号の周波数と、ＰＷＭ制御が行われている負荷構造物（例えば、モータ本体）の共振周波数とが一致してしまう場合には、振動や騒音が発生するといった問題があった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、上述した従来の課題を解決するためになされたものであり、ＰＷＭ信号の周期を規定するＰＷＭ周期信号の周波数を維持したまま、ＰＷＭ周期信号の一周期内における分解能を変更することのできる技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するために、以下の形態または適用例を取ることが可能である。
【０００８】
[適用例１]
ＰＷＭ制御回路であって、
ＰＷＭ信号の周期を規定するＰＷＭ周期信号と、前記ＰＷＭ周期信号の一周期内における分解能を定めるＰＷＭ分解能信号と、を生成するＰＷＭ制御信号生成部と、
前記ＰＷＭ周期信号と、前記ＰＷＭ分解能信号と、に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ部と、
を備え、
前記ＰＷＭ制御信号生成部は、前記ＰＷＭ周期信号の周波数を維持したまま、前記ＰＷＭ分解能信号の周波数を変更する、回路。
【０００９】
適用例１のＰＷＭ制御回路によれば、ＰＷＭ周期信号の周波数を維持したまま、ＰＷＭ周期信号の一周期内における分解能を変更することができる。
【００１０】
[適用例２]
適用例１記載の回路であって、
前記ＰＷＭ制御信号生成部は、位相比較器と、ループフィルタと、電圧制御発振器と、分周器とを有するＰＬＬ回路を備え、
前記ＰＷＭ周期信号は、前記ＰＬＬ回路の分周器から出力され、前記位相比較器に入力される帰還信号であり、
前記ＰＷＭ分解能信号は、前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器から出力される信号である、回路。
【００１１】
適用例２のＰＷＭ制御回路によれば、ＰＬＬ回路における帰還信号と、電圧制御発振器から出力される信号を利用するので、ＰＷＭ周期信号の周波数を維持したまま、ＰＷＭ周期信号の一周期内における分解能を変更することができる。
【００１２】
[適用例３]
適用例１記載の回路であって、
前記ＰＷＭ制御信号生成部は、位相比較器と、ループフィルタと、電圧制御発振器と、分周器とを有するＰＬＬ回路を備え、
前記ＰＷＭ周期信号は、前記ＰＬＬ回路の位相比較器に入力される基準信号であり、
前記ＰＷＭ分解能信号は、前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器から出力される信号である、回路。
【００１３】
適用例３のＰＷＭ制御回路によれば、ＰＬＬ回路に入力される基準信号と、電圧制御発振器から出力される信号を利用するので、ＰＷＭ周期信号の周波数を維持したまま、ＰＷＭ周期信号の一周期内における分解能を変更することができる。
【００１４】
[適用例４]
適用例１ないし３のいずれかに記載の回路を備えた電動機。
【００１５】
[適用例５]
適用例４記載の電動機と、
前記電動機によって駆動される被駆動部材と、
を備える装置。
【００１６】
[適用例６]
適用例５記載の装置であって、
前記装置はプロジェクタである、装置。
【００１７】
[適用例７]
適用例５記載の装置であって、
前記装置は携帯機器である、装置。
【００１８】
[適用例８]
適用例５記載の装置であって、
前記装置は移動体である、装置。
【００１９】
[適用例９]
適用例５記載の装置であって、
前記装置はロボットである、装置。
【００２０】
なお、本発明は、種々の態様で実現することが可能である。例えば、ＰＷＭ制御方法および装置、ＰＷＭ制御システム、それらの方法または装置の機能を実現するための集積回路、コンピュータプログラム、そのコンピュータプログラムを記録した記録媒体、等の形態で実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
次に、本発明の実施の形態を、実施例に基づいて以下の順序で説明する。
Ａ．第１実施例：
Ａ１．モータ構成と動作の概要：
Ａ２．駆動回路ユニットの構成：
Ｂ．第２実施例：
Ｃ．変形例：
【００２２】
Ａ．第１実施例：
Ａ１．モータ構成と動作の概要：
図１（Ａ）〜（Ｄ）は、本発明の第１実施例としてのブラシレスモータのモータ本体の構成を示す断面図である。このモータ本体は、ステータ部１０と、上部ロータ部３０Ｕと、下部ロータ部３０Ｌとを有している。これらの部材１０，３０Ｕ，３０Ｌは、それぞれ略円盤状の形状を有している。図１（Ｂ）は、下部ロータ部３０Ｌの水平断面図である。下部ロータ部３０Ｌは、それぞれ略扇状の形状を有する４つの永久磁石３２Ｌを有している。上部ロータ部３０Ｕも、下部ロータ部３０Ｌと同じ構成を有しているので図示を省略する。上部ロータ部３０Ｕと下部ロータ部３０Ｌは、中心軸６４に固定されており、同時に回転する。各磁石３２Ｕ，３２Ｌの磁化方向は、回転軸６４と平行な方向である。
【００２３】
図１（Ｃ）は、ステータ部１０の水平断面図である。ステータ部１０は、図１（Ａ）に示すように、複数のＡ相コイル１２Ａと、複数のＢ相コイル１２Ｂと、これらのコイル１２Ａ，１２Ｂを支持する支持部材１４とを有している。図１（Ｃ）は、このＢ相コイル１２Ｂの側を示している。この例では、Ｂ相コイル１２Ｂは４つ設けられており、それぞれ略扇状の形状に巻かれている。Ａ相コイル１２Ａも同じである。ステータ部１０には、さらに、駆動回路ユニット５００が設置されている。図１（Ａ）に示すように、ステータ部１０は、ケーシング６２に固定されている。
【００２４】
図１（Ｄ）は、ステータ部１０と２つのロータ部３０Ｕ，３０Ｌの関係を示す概念図である。ステータ部１０の支持部材１４上には、Ａ相用の磁気センサ４０ＡとＢ相用の磁気センサ４０Ｂとが設けられている。磁気センサ４０Ａ，４０Ｂは、ロータ部３０Ｕ，３０Ｌの位置（すなわちモータの位相）を検出するためのものである。なお、これらのセンサを以下では「Ａ相センサ」及び「Ｂ相センサ」とも呼ぶ。Ａ相センサ４０Ａは、２つのＡ相コイル１２Ａの中間の中央位置に配置されている。Ｂ相センサ４０Ｂも、同様に、２つのＢ相コイル１２Ｂの中間の中央位置に配置されている。この例では、Ａ相センサ４０Ａが支持部材１４の下側の面においてＢ相コイル１２Ｂとともに配置されているが、この代わりに、支持部材１４の上側の面に配置されていても良い。Ｂ相センサ４０Ｂも同様である。なお、図１（Ｃ）からも理解できるように、この実施例ではＡ相センサ４０ＡをＢ相コイル１２Ｂの内部に配置するので、センサ４０Ａを配置する空間を確保しやすいという利点がある。
【００２５】
図１（Ｄ）に示すように、磁石３２Ｕ，３２Ｌは、それぞれ一定の磁極ピッチＰｍで配置されており、隣接する磁石同士は逆方向に磁化されている。Ａ相コイル１２Ａは、一定のピッチＰｃで配置されており、隣接するコイル同士が逆向きに励磁される。Ｂ相コイル１２Ｂも同様である。本実施例では、磁極ピッチＰｍはコイルピッチＰｃに等しく、電気角でπに相当する。なお、電気角の２πは、駆動信号の位相が２πだけ変化したときに移動する機械的な角度又は距離に対応づけられる。本実施例では、駆動信号の位相が２πだけ変化すると、ロータ部３０Ｕ，３０Ｌが磁極ピッチＰｍの２倍だけ移動する。また、Ａ相コイル１２Ａと、Ｂ相コイル１２Ｂは、位相がπ／２だけずれた位置に配置されている。
【００２６】
上部ロータ部３０Ｕの磁石３２Ｕと、下部ロータ部３０Ｌの磁石３２Ｌは、ステータ部１０に向かう磁極が互いに異なる極性（Ｓ極とＮ極）となるように配置されている。換言すれば、上部ロータ部３０Ｕの磁石３２Ｕと、下部ロータ部３０Ｌの磁石３２Ｌは、互いに反対の極が向き合うように配置されている。この結果、図１（Ｄ）の右端に示すように、これらの磁石３２Ｕ，３２Ｌの間の磁場は、ほぼ直線状の磁力線で表されるものとなり、これらの磁石３２Ｕ，３２Ｌの間で閉じたものとなる。このような閉じた磁場は、前述した図２６に示した開放された磁場に比べて強いことが理解できる。この結果、磁場の利用効率が高まり、モータ効率を向上させることが可能である。なお、磁石３２Ｕ，３２Ｌの外側の面には、強磁性体製の磁気ヨーク３４Ｕ，３４Ｌがそれぞれ設けられていることが好ましい。磁気ヨーク３４Ｕ，３４Ｌは、コイルにおける磁場をより強めることが可能である。但し、磁気ヨーク３４Ｕ，３４Ｌは省略してもよい。
【００２７】
図２は、センサ出力とコイルの逆起電力波形との関係を示す説明図である。図２（Ａ）は、図１（Ｄ）と同じものである。図２（Ｂ）は、Ａ相コイル１２Ａに発生する逆起電力の波形の例を示しており、図２（Ｃ），（Ｄ）は、Ａ相センサ４０ＡとＢ相センサ４０Ｂのセンサ出力ＳＳＡ，ＳＳＢの波形の例を示している。これらのセンサ４０Ａ，４０Ｂは、モータ運転時のコイルの逆起電力とほぼ相似形状のセンサ出力ＳＳＡ，ＳＳＢを発生することができる。図２（Ｂ）に示すコイル１２Ａの逆起電力は、モータの回転数とともに上昇する傾向にあるが、波形形状（正弦波）はほぼ相似形状に保たれる。センサ４０Ａ，４０Ｂとしては、例えばホール効果を利用したホールＩＣを採用することができる。この例では、センサ出力ＳＳＡと逆起電力Ｅｃは、いずれも正弦波か、正弦波に近い波形である。後述するように、このモータの駆動制御回路は、センサ出力ＳＳＡ，ＳＳＢを利用して、逆起電力Ｅｃとほぼ相似波形の電圧をそれぞれのコイル１２Ａ，１２Ｂに印加する。
【００２８】
ところで、電動モータは、機械的エネルギと電気的エネルギとを相互に変換するエネルギ変換装置として機能するものである。そして、コイルの逆起電力は、電動モータの機械的エネルギが電気的エネルギに変換されたものである。従って、コイルに印加する電気的エネルギを機械的エネルギに変換する場合（すなわちモータを駆動する場合）には、逆起電力と相似波形の電圧を印加することによって、最も効率良くモータを駆動することが可能である。なお、以下に説明するように、「逆起電力と相似波形の電圧」は、逆起電力と逆向きの電流を発生する電圧を意味している。
【００２９】
図３（Ａ）は、コイルの印加電圧と逆起電力との関係を示す模式図である。ここで、コイルは交流の逆起電力Ｅｃと抵抗Ｒｃとで模擬されている。また、この回路では、交流印加電圧Ｅｉ及びコイルと並列に電圧計Ｖが接続されている。なお、逆起電力Ｅｃを「誘起電圧Ｅｃ」とも呼び、また、印加電圧Ｅｉを「励磁電圧Ｅｉ」とも呼ぶ。コイルに交流電圧Ｅｉを印加してモータを駆動すると、印加電圧Ｅｉと逆の電流を流す方向に逆起電力Ｅｃが発生する。モータが回転している状態でスイッチＳＷを開放すると、電圧計Ｖで逆起電力Ｅｃを測定することができる。スイッチＳＷを開放した状態で測定される逆起電力Ｅｃの極性は、スイッチＳＷを閉じた状態で測定される印加電圧Ｅｉと同じ極性である。上述の説明において「逆起電力とほぼ相似波形の電圧を印加する」という文言は、このような電圧計Ｖで測定された逆起電力Ｅｃと同じ極性を有するほぼ相似形状の波形を有する電圧を印加することを意味している。
【００３０】
図３（Ｂ）は、本実施例で採用している駆動方法の概要を示している。ここでは、モータを、Ａ相コイル１２Ａと、永久磁石３２Ｕと、Ａ相センサ４０Ａとで模擬している。永久磁石３２Ｕを有するロータ部３０が回転すると、センサ４０Ａに交流電圧Ｅｓ（「センサ電圧Ｅｓ」とも呼ぶ）が発生する。このセンサ電圧Ｅｓは、コイル１２Ａの誘起電圧Ｅｃと相似な波形形状を有している。そこで、センサ電圧Ｅｓの模擬したＰＷＭ信号を生成してスイッチＳＷをオン／オフ制御することによって、誘起電圧Ｅｃとほぼ相似波形の励磁電圧Ｅｉをコイル１２Ａに印加することが可能となる。この時の励磁電流Ｉｉは、Ｉｉ＝（Ｅｉ−Ｅｃ）／Ｒｃで与えられる。
【００３１】
上述したように、モータを駆動する場合には、逆起電力と相似波形の電圧を印加することによって、最も効率良くモータを駆動することが可能である。なお、正弦波状の逆起電力波形の中位点近傍（電圧０の近傍）ではエネルギ変換効率が比較的低く、反対に、逆起電力波形のピーク近傍ではエネルギ変換効率が比較的高いことが理解できる。逆起電力と相似波形の電圧を印加してモータを駆動すると、エネルギ変換効率の高い期間において比較的高い電圧を印加することになるので、モータ効率が向上する。一方、例えば単純な矩形波でモータを駆動すると、逆起電力がほぼ０となる位置（中位点）の近傍においてもかなりの電圧が印加されるので、モータ効率が低下する。また、このようにエネルギ変換効率の低い期間において電圧を印加すると、渦電流により回転方向以外の方向の振動が生じ、これによって騒音が発生するという問題も生じる。
【００３２】
上述の説明から理解できるように、逆起電力と相似波形の電圧を印加してモータを駆動すると、モータ効率を向上させることができ、また、振動や騒音を低減することができるという利点がある。
【００３３】
図４（Ａ）〜（Ｄ）は、本実施例のブラシレスモータの正転動作の様子を示す説明図である。図４（Ａ）は、位相が０の直前における状態を示している。Ａ相コイル１２ＡとＢ相コイル１２Ｂの位置に記載されている「Ｎ」，「Ｓ」の文字は、これらのコイル１２Ａ，１２Ｂの励磁方向を示している。コイル１２Ａ，１２Ｂが励磁されると、コイル１２Ａ，１２Ｂと磁石３２Ｕ，３２Ｌとの間に吸引力と反発力が生じる。この結果、ロータ部３０Ｕ，３０Ｌは、正転方向（図の右方向）に回転する。なお、位相が０となるタイミングで、Ａ相コイル１２Ａの励磁方向が反転する（図２参照）。図４（Ｂ）は、位相がπ／２の直前まで進んだ状態を示している。位相がπ／２となるタイミングでは、Ｂ相コイル１２Ｂの励磁方向が反転する。図４（Ｃ）は、位相がπの直前まで進んだ状態を示している。位相がπとなるタイミングでは、Ａ相コイル１２Ａの励磁方向が再び逆転する。図４（Ｄ）は、位相が３π／２の直前まで進んだ状態を示している。位相が３π／２となるタイミングでは、Ｂ相コイル１２Ｂの励磁方向が再び逆転する。
【００３４】
なお、図２（Ｃ）、（Ｄ）からも理解できるように、位相がπ／２の整数倍となるタイミングでは、センサ出力ＳＳＡ，ＳＳＢがゼロとなるので、２相のコイル１２Ａ，１２Ｂのうちの一方のみから駆動力を発生する。しかし、位相がπ／２の整数倍となるタイミングを除く他のすべての期間において、２相のコイル１２Ａ，１２Ｂの両方が同時に駆動力を発生することが可能である。従って、２相のコイル１２Ａ，１２Ｂの両方を用いて大きなトルクを発生することができる。
【００３５】
ところで、図４（Ａ）から理解できるように、Ａ相センサ４０Ａは、Ａ相コイル１２Ａの中心が永久磁石３２Ｕの中心と対向する位置においてそのセンサ出力の極性が切り替わる位置に配置されている。同様に、Ｂ相センサ４０Ｂは、Ｂ相コイル１２Ｂの中心が永久磁石３２Ｌの中心と対向する位置においてそのセンサ出力の極性が切り替わる位置に配置されている。このような位置にセンサ４０Ａ，４０Ｂを配置すれば、センサ４０Ａ，４０Ｂから、コイルの逆起電力とほぼ相似形状のセンサ出力ＳＳＡ，ＳＳＢ（図２）を発生することが可能である。
【００３６】
図５（Ａ）〜（Ｄ）は、本実施例のブラシレスモータの逆転動作の様子を示す説明図である。図５（Ａ）〜（Ｄ）は、位相が０，π／２，π，３π／２の直前となる状態をそれぞれ示している。この逆転動作は、例えば、コイル１２Ａ，１２Ｂの駆動電圧の極性（すなわち正負）を、正転動作の駆動電圧からそれぞれ反転させることによって実現することができる。
【００３７】
Ａ２．駆動回路ユニットの構成：
図６は、実施例における駆動回路ユニットの内部構成を示すブロック図である。この駆動回路ユニット５００は、ＣＰＵ１１０と、駆動制御部１００と、回生制御部２００と、ドライバ回路１５０と、整流回路２５０と、電源ユニット３００とを備えている。２つの制御部１００，２００は、バス１０２を介してＣＰＵ１１０と接続されている。駆動制御部１００とドライバ回路１５０は、電動モータに駆動力を発生させる場合の制御を行う回路である。また、回生制御部２００と整流回路２５０は、電動モータから電力を回生する場合の制御を行う回路である。回生制御部２００と整流回路２５０とをまとめて「回生回路」とも呼ぶ。また、駆動制御部１００を「駆動信号生成回路」とも呼ぶ。電源ユニット３００は、駆動回路ユニット５００内の他の回路に各種の電源電圧を供給するための回路である。図６では、図示の便宜上、電源ユニット３００から駆動制御部１００及びドライバ回路１５０に向かう電源配線のみが描かれており、他の回路に向かう電源配線は省略されている。
【００３８】
図７は、ドライバ回路１５０（図６）に含まれるＡ相ドライバ回路１２０ＡとＢ相ドライバ回路１２０Ｂの構成を示している。Ａ相ドライバ回路１２０Ａは、Ａ相コイル１２Ａに、交流駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を供給するためのＨ型ブリッジ回路である。なお、駆動信号を示すブロックの端子部分に付されている白丸は、負論理であり信号が反転していることを示している。また、符号ＩＡ１，ＩＡ２が付された矢印は、Ａ１駆動信号ＤＲＶＡ１とＡ２駆動信号ＤＲＶＡ２によって流れる電流方向をそれぞれ示している。Ｂ相ドライバ回路１２０Ｂの構成もＡ相ドライバ回路１２０Ａの構成と同じである。なお、信号を反転させる負論理をなくし、Ｈ側のＰチャネルＭＯＳ−ＦＥＴを、Ｌ側と同様のＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴに変更すれば、周波数特性に優れた駆動を実現することもできる。
【００３９】
図８は、駆動制御部１００（図６）の内部構成と動作を示す説明図である。駆動制御部１００は、ＰＷＭ制御信号生成部６００と、ＰＷＭ部５３０と、正逆方向指示値レジスタ５４０と、乗算器５５０と、符号化部５６０と、ＡＤ変換部５７０と、電圧指令値レジスタ５８０と、励磁区間設定部５９０とを備えている。なお、駆動制御部１００は、Ａ相用の駆動信号とＢ相用の駆動信号の両方を生成する回路であり、ＰＷＭ制御信号生成部６００と、正逆方向指示値レジスタ５４０は、Ａ相とＢ相とで共通で用いられている。Ａ相用とＢ相用とでそれぞれに存在するその他の構成要素は、図８（Ａ）では図示の便宜上、Ａ相用の回路構成のみとして描かれているが、Ｂ相用についても、Ａ相用と同じ構成要素が駆動制御部１００内に設けられている。
【００４０】
ＰＷＭ制御信号生成部６００は、所定の周波数を有するクロック信号ＳＤＣと、このクロック信号ＳＤＣのＮ倍の周波数を有するクロック信号ＰＣＬを発生する。このＮの値は、予めＣＰＵ１１０によって設定される。なお、ＰＷＭ制御信号生成部６００の内部構成については、後述する。ＰＷＭ部５３０は、クロック信号ＰＣＬ，ＳＤＣと、乗算器５５０から供給される乗算値Ｍａと、正逆方向指示値レジスタ５４０から供給される正逆方向指示値ＲＩと、符号化部５６０から供給される正負符号信号Ｐａと、励磁区間設定部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａとに応じて、交流駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２（図７）を生成する。この動作については後述する。
【００４１】
正逆方向指示値レジスタ５４０内には、モータの回転方向を示す値ＲＩがＣＰＵ１１０によって設定される。本実施例では、正逆方向指示値ＲＩがＬレベルのときにモータが正転し、Ｈレベルのときに逆転する。ＰＷＭ部５３０に供給される他の信号Ｍａ，Ｐａ，Ｅａは以下のように決定される。
【００４２】
磁気センサ４０Ａの出力ＳＳＡは、ＡＤ変換部５７０に供給される。このセンサ出力ＳＳＡのレンジは、例えばＧＮＤ（接地電位）からＶＤＤ（電源電圧）までであり、その中位点（＝ＶＤＤ／２）が出力波形の中位点（正弦波の原点を通る点）である。ＡＤ変換部５７０は、このセンサ出力ＳＳＡをＡＤ変換して、センサ出力のデジタル値を生成する。ＡＤ変換部５７０の出力のレンジは、例えばＦＦｈ〜０ｈ（語尾の"ｈ"は１６進数であることを示す）であり、中央値８０ｈがセンサ波形の中位点に相当する。
【００４３】
符号化部５６０は、ＡＤ変換後のセンサ出力値のレンジを変換するとともに、センサ出力値の中位点の値を０に設定する。この結果、符号化部５６０で生成されるセンサ出力値Ｘａは、正側の所定の範囲（例えば＋１２７〜０）と負側の所定の範囲（例えば０〜−１２７）の値を取る。但し、符号化部５６０から乗算器５５０に供給されるのは、センサ出力値Ｘａの絶対値であり、その正負符号は正負符号信号ＰａとしてＰＷＭ部５３０に供給される。
【００４４】
電圧指令値レジスタ５８０は、ＣＰＵ１１０によって設定された電圧指令値Ｙａを格納する。この電圧指令値Ｙａは、後述する励磁区間信号Ｅａとともに、モータの印加電圧を設定する値として機能するものであり、例えば０〜１．０の値を取る。仮に、非励磁区間を設けずに全区間を励磁区間とするように励磁区間信号Ｅａを設定した場合には、Ｙａ＝０は印加電圧をゼロとすることを意味し、Ｙａ＝１．０は印加電圧を最大値とすることを意味する。乗算器５５０は、符号化部５６０から出力されたセンサ出力値Ｘａと、電圧指令値Ｙａとを乗算して整数化し、その乗算値ＭａをＰＷＭ部５３０に供給する。
【００４５】
図８（Ｂ）〜（Ｅ）は、乗算値Ｍａが種々の値を取る場合におけるＰＷＭ部５３０の動作を示している。ここでは、全期間が励磁区間であり非励磁区間が無いものと仮定している。ＰＷＭ部５３０は、クロック信号ＳＤＣの１周期の間に、デューティがＭａ／Ｎであるパルスを１つ発生させる回路である。すなわち、図８（Ｂ）〜（Ｅ）に示すように、乗算値Ｍａが増加するに従って、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２のパルスのデューティが増加する。なお、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１は、センサ出力ＳＳＡが正のときにのみパルスを発生する信号であり、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２はセンサ出力ＳＳＡが負のときにのみパルスを発生する信号であるが、図８（Ｂ）〜（Ｅ）ではこれらを合わせて記載している。また、便宜上、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２を負側のパルスとして描いている。
【００４６】
図９は、ＰＷＭ制御信号生成部６００の内部構成を示すブロック図である。このＰＷＭ制御信号生成部６００は、固定発振部６０２と、分周器６０４と、ＰＬＬ回路６０６と、分周値Ｒ記憶部６０８と、分周値Ｎ記憶部６１０とを備えている。固定発振部６０２は、一定の周波数の固定クロック信号ＦＣＬＫを発生する回路であり、例えば、水晶振動子やセラミック発振子で構成することができる。分周器６０４は、固定クロック信号ＦＣＬＫを１／Ｒに分周し、分周クロック信号ＲＣＬＫとして出力する。ＰＬＬ回路６０６は、分周クロック信号ＲＣＬＫに同期したクロック信号ＳＤＣと、このクロック信号ＳＤＣのＮ倍の周波数であるクロック信号ＰＣＬとを生成する。この「Ｎ倍」とは、後述するように、ＰＬＬ回路６０６内に設けられた分周器の分周値Ｎを意味する。そして、この分周値Ｎは、分周値Ｎ記憶部６１０に記憶されているものであり、ＣＰＵ１１０によって任意に書き換えることが可能である。同様に、分周値Ｒ記憶部６０８に記憶されている分周値ＲもＣＰＵ１１０によって任意に書き換えることが可能である。
【００４７】
図１０は、ＰＬＬ回路６０６の内部構成を示すブロック図である。このＰＬＬ回路６０６は、位相比較器６２０と、ループフィルタ６２２と、電圧制御発振器６２４と、分周器６２６とを備えている。分周器６０４（図９）から出力された分周クロック信号ＲＣＬＫは、位相比較器６２０に基準信号として供給される。分周器６２６によって分周されて出力されるクロック信号ＳＤＣは、位相比較器６２０に帰還信号として入力される。位相比較器６２０は、これら２つの信号ＲＣＬＫ，ＳＤＣの位相差を示す誤差信号ＣＰＳを生成する。この誤差信号ＣＰＳは、チャ−ジポンプ回路を内蔵するループフィルタ６２２に送られる。ループフィルタ６２２内のチャージポンプ回路は、誤差信号ＣＰＳのパルスレベルとパルス数とに応じた電圧レベルを有する電圧制御信号ＬＰＳを生成して出力する。
【００４８】
電圧制御発振器６２４は、電圧制御信号ＬＰＳの電圧レベルに応じた発振周波数を有するクロック信号ＰＣＬを出力する。このクロック信号ＰＣＬは、分周値Ｎ記憶部６１０に記憶された分周値Ｎに基づいて、分周器６２６で１／Ｎに分周される。分周器６２６で生成されたクロック信号ＳＤＣは、前述したように、位相比較器６２０に送られて分周クロック信号ＲＣＬＫと位相比較される。そして、２つの信号ＲＣＬＫ，ＳＤＣの位相差が０になるように、クロック信号ＰＣＬの周波数が収束していく。収束後のクロック信号ＰＣＬの周波数fPCLは、分周クロック信号ＲＣＬＫの周波数ｆRCLKに分周値Ｎを乗じた値となる。同様に、収束後のクロック信号ＰＣＬの周波数fPCLは、クロック信号ＳＤＣの周波数fSDCに分周値Ｎを乗じた値でもある。
【００４９】
固定クロック信号ＦＣＬＫの周波数ｆFCLKと、分周クロック信号ＲＣＬＫの周波数ｆRCLKと、クロック信号ＳＤＣの周波数fSDCと、クロック信号ＰＣＬの周波数fPCLとの関係は次の通りである。
ｆFCLK／Ｒ＝ｆRCLK …（１）
ｆRCLK＝fSDC …（２）
fSDC×Ｎ＝fPCL …（３）
【００５０】
以上のような構成として、分周値Ｎを書き換えれば、クロック信号ＳＤＣの周波数を維持したまま、クロック信号ＰＣＬの周波数のみを変更することが可能となる。クロック信号ＳＤＣの周波数を維持したまま、クロック信号ＰＣＬの周波数を大きくすれば、デューティをより細かく設定することが可能となる。また、モータ本体等の負荷構造体（以下では、単に「負荷構造体」とも呼ぶ。）の共振周波数と、クロック信号ＳＤＣの周波数とが一致しないように、あらかじめクロック信号ＳＤＣの周波数を設定しておけば、クロック信号ＰＣＬの周波数を変更した場合であっても、モータ本体等の負荷構造体から振動や騒音が発生するのを抑制することが可能となる。また、クロック信号ＳＤＣの周波数は、人間の可聴周波数帯域に含まれないようにすることが好ましい。
【００５１】
さらに、分周値Ｒ記憶部６０８に（図９）記憶されている分周値Ｒの値を書き換えれば、分周クロック信号ＲＣＬＫと、クロック信号ＳＤＣの周波数を変更することも可能である。クロック信号ＳＤＣの周波数を大きくすれば、より小さい時間幅の周期に刻んでＰＷＭ制御をすることができ、高い精度で制御をすること（例えば、姿勢制御等）も可能となる。この場合であっても、クロック信号ＳＤＣの周波数fSDCとクロック信号ＰＣＬの周波数fPCLとの関係は、上記（３）式の関係のまま維持される。なお、既に述べたように、クロック信号ＳＤＣの周波数は、負荷構造体の共振周波数とは一致しないように変更することが好ましい。
【００５２】
図１１は、各種信号の動作を示すタイミングチャートである。この図１１には、固定クロック信号ＦＣＬＫと、分周クロック信号ＲＣＬＫと、クロック信号ＳＤＣと、クロック信号ＰＣＬとが描かれている。図１１（Ａ）は、分周値Ｎ＝７の場合を示している。この場合、クロック信号ＳＤＣの一周期の間に、クロック信号ＰＣＬのパルスは７個発生することが理解できる。同様に、分周値Ｎ＝１４の場合は、クロック信号ＳＤＣの一周期の間に、クロック信号ＰＣＬのパルスは１４個発生することが理解できる（図１１（Ｂ））。
【００５３】
図１２（Ａ）〜（Ｃ）は、センサ出力の波形とＰＷＭ部５３０で生成される駆動信号の波形の対応関係を示す説明図である。図中、「Ｈｉｚ」は電磁コイルを未励磁状態としたハイインピーダンス状態を意味している。図８で説明したように、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２はセンサ出力ＳＳＡのアナログ波形をそのまま利用したＰＷＭ制御によって生成される。従って、これらの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を用いて、各コイルに、センサ出力ＳＳＡの変化と対応するレベル変化を示す実効電圧を供給することが可能である。
【００５４】
ＰＷＭ部５３０は、さらに、励磁区間設定部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａで示される励磁区間のみに駆動信号を出力し、励磁区間以外の区間（非励磁区間）では駆動信号を出力しないように構成されている。図１２（Ｃ）は、励磁区間信号Ｅａによって励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定した場合の駆動信号波形を示している。励磁区間ＥＰでは図１２（Ｂ）の駆動信号パルスがそのまま発生し、非励磁区間ＮＥＰでは駆動信号パルスが発生しない。このように、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定するようにすれば、逆起電力波形の中位点近傍（すなわち、センサ出力の中位点近傍）においてコイルに電圧を印加しないので、モータの効率をさらに向上させることが可能である。なお、励磁区間ＥＰは、逆起電力波形のピークを中心とする対称な区間に設定されることが好ましく、非励磁区間ＮＥＰは、逆起電力波形の中位点（中心点）を中心とする対称な区間に設定されることが好ましい。
【００５５】
なお、前述したように、電圧指令値Ｙａを１未満の値に設定すれば、乗算値Ｍａが電圧指令値Ｙａに比例して小さくなる。従って、電圧指令値Ｙａによっても、実効的な印加電圧を調整することが可能である。
【００５６】
上述の説明から理解できるように、本実施例のモータでは、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａとの両方を利用して印加電圧を調整することが可能である。望ましい印加電圧と、電圧指令値Ｙａ及び励磁区間信号Ｅａとの関係は、予め駆動回路ユニット５００（図６）内のメモリにテーブルとして格納されていることが望ましい。こうすれば、駆動回路ユニット５００が、外部から望ましい印加電圧の目標値を受信したときに、ＣＰＵ１１０がその目標値に応じて、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａとを駆動制御部１００に設定することが可能である。なお、印加電圧の調整には、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａの両方を利用する必要はなく、いずれか一方のみを利用するようにしてもよい。
【００５７】
図１３は、ＰＷＭ部５３０（図８）の内部構成の一例を示すブロック図である。ＰＷＭ部５３０は、カウンタ５３１と、ＥＸＯＲ回路５３３と、駆動波形形成部５３５とを備えている。これらは以下のように動作する。
【００５８】
図１４は、モータ正転時のＰＷＭ部５３０の動作を示すタイミングチャートである。この図には、２つのクロック信号ＰＣＬ，ＳＤＣと、正逆方向指示値ＲＩと、励磁区間信号Ｅａと、乗算値Ｍａと、正負符号信号Ｐａと、カウンタ５３１内のカウント値ＣＭ１と、カウンタ５３１の出力Ｓ１と、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２と、駆動波形形成部５３５の出力信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２とが示されている。カウンタ５３１は、クロック信号ＳＤＣの１期間毎に、クロック信号ＰＣＬに同期してカウント値ＣＭ１を０までダウンカウントする動作を繰り返す。カウント値ＣＭ１の初期値は乗算値Ｍａに設定される。なお、図１４では、図示の便宜上、乗算値Ｍａとして負の値も描かれているが、カウンタ５３１で使用されるのはその絶対値｜Ｍａ｜である。カウンタ５３１の出力Ｓ１は、カウント値ＣＭ１が０で無い場合にはＨレベルに設定され、カウント値ＣＭ１が０になるとＬレベルに立ち下がる。
【００５９】
ＥＸＯＲ回路５３３は、正負符号信号Ｐａと正逆方向指示値ＲＩとの排他的論理和を示す信号Ｓ２を出力する。モータが正転する場合には、正逆方向指示値ＲＩがＬレベルである。従って、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２は、正負符号信号Ｐａと同じ信号となる。駆動波形形成部５３５は、カウンタ５３１の出力Ｓ１と、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２から、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を生成する。すなわち、カウンタ５３１の出力Ｓ１のうち、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２がＬレベルの期間の信号を第１の駆動信号ＤＲＶＡ１として出力し、出力Ｓ２がＨレベルの期間の信号を第２の駆動信号ＤＲＶＡ２として出力する。なお、図１４の右端部付近では、励磁区間信号ＥａがＬレベルに立ち下がり、これによって非励磁区間ＮＥＰが設定されている。従って、この非励磁区間ＮＥＰでは、いずれの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２も出力されず、ハイインピーダンス状態に維持される。
【００６０】
図１５は、モータ逆転時のＰＷＭ部５３０の動作を示すタイミングチャートである。モータ逆転時には、正逆方向指示値ＲＩがＨレベルに設定される。この結果、２つの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２が図１４から入れ替わっており、この結果、モータが逆転することが理解できる。
【００６１】
図１６は、励磁区間設定部５９０の内部構成と動作を示す説明図である。励磁区間設定部５９０は、電子可変抵抗器５９２と、電圧比較器５９４，５９６と、ＯＲ回路５９８とを有している。電子可変抵抗器５９２の抵抗値Ｒｖは、ＣＰＵ１１０によって設定される。電子可変抵抗器５９２の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２は、電圧比較器５９４，５９６の一方の入力端子に与えられている。電圧比較器５９４，５９６の他方の入力端子には、センサ出力ＳＳＡが供給されている。電圧比較器５９４，５９６の出力信号Ｓｐ，Ｓｎは、ＯＲ回路５９８に入力されている。ＯＲ回路５９８の出力は、励磁区間と非励磁区間とを区別するための励磁区間信号Ｅａである。
【００６２】
図１６（Ｂ）は、励磁区間設定部５９０の動作を示している。電子可変抵抗器５９２の両端電圧Ｖ１，Ｖ２は、抵抗値Ｒｖを調整することによって変更される。具体的には、両端電圧Ｖ１，Ｖ２は、電圧レンジの中央値（＝ＶＤＤ／２）からの差分が等しい値に設定される。センサ出力ＳＳＡが第１の電圧Ｖ１よりも高い場合には第１の電圧比較器５９４の出力ＳｐがＨレベルとなり、一方、センサ出力ＳＳＡが第２の電圧Ｖ２よりも低い場合には第２の電圧比較器５９６の出力ＳｎがＨレベルとなる。励磁区間信号Ｅａは、これらの出力信号Ｓｐ，Ｓｎの論理和を取った信号である。従って、図１６（Ｂ）の下部に示すように、励磁区間信号Ｅａは、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰとを示す信号として使用することができる。励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰの設定は、ＣＰＵ１１０が可変抵抗値Ｒｖを調整することによって行なわれる。
【００６３】
図１７は、上述した本実施例のモータを矩形波で駆動した場合と、正弦波（説明のため、逆起電力波形を正弦波とも呼ぶ）で駆動した場合の各種の信号波形を比較して示している。矩形波駆動の場合には、矩形波の駆動電圧がコイルに与えられる。駆動電流は、始動時には矩形波に近いが、回転速度が上昇すると減少する。これは、回転速度の上昇に応じて逆起電力が増加するからである（図２）。但し、矩形波駆動では、回転速度が上昇しても、駆動電圧が切り替わるタイミング（位相＝ｎπ）の近傍における電流値はあまり減少せず、かなり大きな電流が流れる傾向にある。
【００６４】
一方、正弦波で駆動する場合には、駆動電圧の実効値が正弦波形状となるように駆動電圧がＰＷＭ制御される。駆動電流は、始動時には正弦波に近いが、回転速度が上昇すると逆起電力の影響で駆動電流が減少する。正弦波駆動では、駆動電圧の極性が切り替わるタイミング（位相＝ｎπ）の近傍において電流値が大幅に減少している。図２に即して説明したように、一般に、駆動電圧の極性が切り替わるタイミングの近傍では、モータのエネルギ変換効率が低い。正弦波駆動では、効率の低い期間における電流値が、矩形波駆動よりも小さくなるので、より高効率でモータを駆動することが可能である。
【００６５】
図１８は、ドライバ回路１５０（図６）に含まれるＡ相ドライバ回路１２０ＡとＢ相ドライバ回路１２０Ｂの他の構成例を示している。このドライバ回路１２０Ａ，１２０Ｂは、図７に示したドライバ回路１２０Ａ，１２０Ｂを構成するトランジスタのゲート電極の前に、増幅回路１２２を設けたものである。なお、トランジスタのタイプも図７とは異なっているが、各トランジスタとしては任意のタイプのものを使用することができる。本実施例のモータを、トルクと回転数に関して広い動作範囲で駆動させるためには、ドライバ回路１２０Ａ，１２０Ｂの電源電圧ＶＤＤを可変に設定できることが好ましい。電源電圧ＶＤＤを変更した場合には、各トランジスタのゲート電圧に与える駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２，ＤＲＶＢ１，ＤＲＶＢ２のレベルもこれに比例して変更される。こうすれば、広い範囲の電源電圧ＶＤＤを用いてモータを駆動することができる。増幅回路１２２は、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２，ＤＲＶＢ１，ＤＲＶＢ２のレベルを変更するための回路である。なお、図６に示した駆動回路ユニット５００の電源ユニット３００は、可変の電源電圧ＶＤＤをドライバ回路１５０に供給するものとすることが好ましい。
【００６６】
図１９は、本実施例のモータの無負荷時の回転数を示している。このグラフから理解できるように、本実施例のモータは無負荷時に極く低回転数まで極めて安定した回転数で回転する。この理由は、磁性体のコアが無いのでコギングが発生しないからである。
【００６７】
図２０は、図６に示した回生制御部２００と整流回路２５０の内部構成を示す図である。回生制御部２００は、バス１０２に接続されたＡ相充電切換部２０２と、Ｂ相充電切換部２０４と、電子可変抵抗器２０６とを有している。２つの充電切換部２０２，２０４の出力信号は、２つのＡＮＤ回路２１１，２１２の入力端子に与えられている。
【００６８】
Ａ相充電切換部２０２は、Ａ相コイル１２Ａからの回生電力を回収する場合には「１」レベルの信号を出力し、回収しない場合には「０」レベルの信号を出力する。Ｂ相充電切換部２０４も同様である。なお、これらの信号レベルの切換えは、ＣＰＵ１１０によって行われる。また、Ａ相コイル１２Ａからの回生の有無と、Ｂ相コイル１２Ｂからの回生の有無とは、独立に設定することができる。従って、例えばＡ相コイル１２Ａを用いてモータに駆動力を発生させつつ、Ｂ相コイル１２Ｂから電力を回生することも可能である。
【００６９】
なお、図６に示した駆動制御部１００も、同様に、Ａ相コイル１２Ａを用いて駆動力を発生するか否かと、Ｂ相コイル１２Ｂを用いて駆動力を発生するか否かとを、独立に設定できるように構成してもよい。このようにすれば、２相のコイル１２Ａ，１２Ｂのうちの任意の一方で駆動力を発生させつつ、他方で電力を回生する運転モードでモータを運転することが可能である。
【００７０】
電子可変抵抗器２０６の両端の電圧は、４つの電圧比較器２２１〜２２４の２つの入力端子の一方に与えられている。電圧比較器２２１〜２２４の他方の入力端子には、Ａ相センサ信号ＳＳＡとＢ相センサ信号ＳＳＢが供給されている。４つの電圧比較器２２１〜２２４の出力信号ＴＰＡ，ＢＴＡ，ＴＰＢ，ＢＴＢは、「マスク信号」または「許可信号」と呼ぶことができる。
【００７１】
Ａ相コイル用のマスク信号ＴＰＡ，ＢＴＡはＯＲ回路２３１に入力されており、Ｂ相用のマスク信号ＴＰＢ，ＢＴＢは他のＯＲ回路２３２に入力されている。これらのＯＲ回路２３１，２３２の出力は、上述した２つのＡＮＤ回路２１１，２１２の入力端子に与えられている。これらのＡＮＤ回路２１１，２１２の出力信号ＭＳＫＡ，ＭＳＫＢも、「マスク信号」または「許可信号」と呼ぶ。
【００７２】
ところで、４つの電圧比較器２２１〜２２４とＯＲ回路２３１，２３２の構成は、図１６に示した励磁区間設定部５９０内の電圧比較器５９４，５９６とＯＲ回路５９８を２つ並べたものと同じである。従って、Ａ相コイル用のＯＲ回路２３１の出力信号は、図１６（Ｂ）に示した励磁区間信号Ｅａと同様な波形を有する。また、Ａ相充電切換部２０２の出力信号が「１」レベルの場合には、Ａ相コイル用のＡＮＤ回路２１１から出力されるマスク信号ＭＳＫＡはＯＲ回路２３１の出力信号と同じものとなる。これらの動作はＢ相についても同様である。
【００７３】
整流回路２５０は、Ａ相コイル用の回路として、複数のダイオードを含む全波整流回路２５２と、２つのゲートトランジスタ２６１，２６２と、バッファ回路２７１と、インバータ回路２７２（ＮＯＴ回路）とを有している。なお、Ｂ相用にも同じ回路が設けられている。ゲートトランジスタ２６１，２６２は、回生用の電源配線２８０に接続されている。また、複数のダイオードとしては、低Ｖｆ特性に優れたショットキーダイオードを用いることが好ましい。
【００７４】
電力回生時にＡ相コイル１２Ａで発生した交流電力は、全波整流回路２５２で整流される。ゲートトランジスタ２６１，２６２のゲートには、Ａ相コイル用のマスク信号ＭＳＫＡとその反転信号が与えられており、これに応じてゲートトランジスタ２６１，２６２がオン／オフ制御される。従って、電圧比較器２２１，２２２から出力されたマスク信号ＴＰＡ，ＢＴＡの少なくとも一方がＨレベルの期間では回生電力が電源配線２８０に出力され、一方、マスク信号ＴＰＡ，ＢＴＡの双方がＬレベルの期間では電力の回生が禁止される。
【００７５】
以上の説明から理解できるように、回生制御部２００と整流回路２５０を用いて、回生電力を回収することが可能である。また、回生制御部２００と整流回路２５０は、Ａ相コイル用のマスク信号ＭＳＫＡ及びＢ相コイル用のマスク信号ＭＳＫＢに応じて、Ａ相コイル１２ＡとＢ相コイル１２Ｂからの回生電力を回収する期間を制限し、これによって回生電力の量を調整することが可能である。
【００７６】
以上のように、第１実施例のＰＷＭ制御信号生成部では、分周値Ｎを書き換えることにより、クロック信号ＳＤＣの周波数を維持したまま、クロック信号ＰＣＬの周波数のみを変更することが可能となる。なお、ＰＷＭ制御信号生成部６００（図８）とＰＷＭ部５３０（図８）は、本発明における「ＰＷＭ制御回路」に相当する。クロック信号ＳＤＣは、本発明における「ＰＷＭ周期信号」に相当し、クロック信号ＰＣＬは、本発明における「ＰＷＭ分解能信号」に相当する。カウンタ５３１の出力Ｓ１、または、駆動信号ＤＲＶＡ１，２は、本発明における「ＰＷＭ信号」に相当する。
【００７７】
Ｂ．第２実施例：
図２１は、第２実施例におけるＰＷＭ制御信号生成部６００ｂの構成を示す説明図である。図９に示した第１実施例におけるＰＷＭ制御信号生成部６００との違いは、分周クロック信号ＲＣＬＫを、そのままクロック信号ＳＤＣとして利用しているという点だけであり、他の構成は第１実施例と同じである。
【００７８】
分周クロック信号ＲＣＬＫとクロック信号ＳＤＣの周波数は同じであるため、分周クロック信号ＲＣＬＫの立ち上がりエッジ間をＰＷＭ制御の一周期として捉えれば、分周クロック信号ＲＣＬＫをそのままクロック信号ＳＤＣとして利用することができる。このようにしても、第１実施例と同様に、クロック信号ＳＤＣの周波数を維持したまま、クロック信号ＰＣＬの周波数のみを変更することが可能である。なお、分周クロック信号ＲＣＬＫは、本発明における「基準信号」に相当する。
【００７９】
Ｃ．変形例：
なお、この発明は上記の実施例や実施形態に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様において実施することが可能であり、例えば次のような変形も可能である。
【００８０】
Ｃ１．変形例１：
本発明は、各種の装置に適用可能である。例えば、本発明は、ファンモータ、時計（針駆動）、ドラム式洗濯機（単一回転）、ジェットコースタ、振動モータなどの種々の装置のモータに適用可能である。本発明をファンモータに適用した場合には、上述した種々の効果（低消費電力、低振動、低騒音、低回転ムラ、低発熱、高寿命）が特に顕著である。このようなファンモータは、例えば、デジタル表示装置や、車載機器、燃料電池式パソコン、燃料電池式デジタルカメラ、燃料電池式ビデオカメラ、燃料電池式携帯電話などの燃料電池使用機器、プロジェクタ等の各種装置のファンモータとして使用することができる。本発明のモータは、さらに、各種の家電機器や電子機器のモータとしても利用可能である。例えば、光記憶装置や、磁気記憶装置、ポリゴンミラー駆動装置等において、本発明によるモータをスピンドルモータとして使用することが可能である。また、本発明によるモータは、移動体やロボット用のモータとしても利用可能である。
【００８１】
図２２は、本発明の実施例によるモータを利用したプロジェクタを示す説明図である。このプロジェクタ８００は、赤、緑、青の３色の色光を発光する３つの光源８１０Ｒ、８１０Ｇ、８１０Ｂと、これらの３色の色光をそれぞれ変調する３つの液晶ライトバルブ８４０Ｒ、８４０Ｇ、８４０Ｂと、変調された３色の色光を合成するクロスダイクロイックプリズム８５０と、合成された３色の色光をスクリーンＳＣに投写する投写レンズ系８６０と、プロジェクタ内部を冷却するための冷却ファン８７０と、プロジェクタ８００の全体を制御する制御部８８０と、を備えている。冷却ファン８７０を駆動するモータとしては、上述した各種のブラシレスモータを利用することができる。
【００８２】
図２３（Ａ）〜（Ｃ）は、本発明の実施例によるモータを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。図２３（Ａ）は携帯電話９００の外観を示しており、図２３（Ｂ）は、内部構成の例を示している。携帯電話９００は、携帯電話９００の動作を制御するＭＰＵ９１０と、ファン９２０と、燃料電池９３０とを備えている。燃料電池９３０は、ＭＰＵ９１０やファン９２０に電源を供給する。ファン９２０は、燃料電池９３０への空気供給のために携帯電話９００の外から内部へ送風するため、或いは、燃料電池９３０で生成される水分を携帯電話９００の内部から外に排出するためのものである。なお、ファン９２０を図２３（Ｃ）のようにＭＰＵ９１０の上に配置して、ＭＰＵ９１０を冷却するようにしてもよい。ファン９２０を駆動するモータとしては、上述した各種のブラシレスモータを利用することができる。
【００８３】
図２４は、本発明の実施例によるモータ／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。この自転車１０００は、前輪にモータ１０１０が設けられており、サドルの下方のフレームに制御回路１０２０と充電池１０３０とが設けられている。モータ１０１０は、充電池１０３０からの電力を利用して前輪を駆動することによって、走行をアシストする。また、ブレーキ時にはモータ１０１０で回生された電力が充電池１０３０に充電される。制御回路１０２０は、モータの駆動と回生とを制御する回路である。このモータ１０１０としては、上述した各種のブラシレスモータを利用することが可能である。
【００８４】
図２５は、本発明の実施例によるモータを利用したロボットの一例を示す説明図である。このロボット１１００は、第１と第２のアーム１１１０，１１２０と、モータ１１３０とを有している。このモータ１１３０は、被駆動部材としての第２のアーム１１２０を水平回転させる際に使用される。このモータ１１３０としては、上述した各種のブラシレスモータを利用することが可能である。
【００８５】
Ｃ２．変形例２：
本発明におけるＰＷＭ制御回路は、上記実施例のブラシレスモータの他にも、ＰＷＭ制御を行う種々の装置に搭載することが可能である。
【００８６】
Ｃ３．変形例３：
上記実施例では、アナログのＰＬＬ回路６０６（図１０）を用いて本発明を実現しているが、この代わりに、デジタルＰＬＬ回路や、複数のデジタルカウンタの組み合わせであって、デジタルＰＬＬ回路と同一の機能を有するものを用いても、本発明を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８７】
【図１】第１実施例における電動モータのモータ本体の構成を示す断面図である。
【図２】磁気センサ出力とコイルの逆起電力波形との関係を示す説明図である。
【図３】コイルの印加電圧と逆起電力との関係を示す模式図である。
【図４】第１実施例のモータの正転動作の様子を示す説明図である。
【図５】第１実施例のモータの逆転動作の様子を示す説明図である。
【図６】モータの駆動回路ユニットの構成を示すブロック図である。
【図７】ドライバ回路の内部構成を示す図である。
【図８】駆動制御部の内部構成と動作を示す説明図である。
【図９】ＰＷＭ制御信号生成部の内部構成を示すブロック図である。
【図１０】ＰＬＬ回路の内部構成を示すブロック図である。
【図１１】各種信号の動作を示すタイミングチャートである。
【図１２】センサ出力波形と駆動信号波形の対応関係を示す説明図である。
【図１３】ＰＷＭ部の内部構成を示すブロック図である。
【図１４】モータ正転時のＰＷＭ部の動作を示すタイミングチャートである。
【図１５】モータ逆転時のＰＷＭ部の動作を示すタイミングチャートである。
【図１６】励磁区間設定部の内部構成と動作を示す説明図である。
【図１７】第１実施例のモータを矩形波で駆動した場合と、正弦波で駆動した場合の各種の信号波形を比較して示す説明図である。
【図１８】ドライバ回路の他の構成を示す図である。
【図１９】実施例のモータの無負荷時の回転数を示すグラフである。
【図２０】回生制御部と整流回路の内部構成を示す図である。
【図２１】第２実施例におけるＰＷＭ制御信号生成部の構成を示す説明図である。
【図２２】本発明の実施例によるモータを利用したプロジェクタを示す説明図である。
【図２３】本発明の実施例によるモータを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。
【図２４】本発明の実施例によるモータ／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。
【図２５】本発明の実施例によるモータを利用したロボットの一例を示す説明図である。
【符号の説明】
【００８８】
１０…ステータ部
１２Ａ，１２Ｂ…電磁コイル
１４…支持部材
３０…ロータ部
３０Ｕ…上部ロータ部
３０Ｌ…下部ロータ部
３１Ｕ…上部回転ケーシング部
３１Ｌ…下部回転ケーシング部
３２…永久磁石
３２Ｌ…永久磁石
３２Ｕ…永久磁石
３４Ｕ，３４Ｌ…磁気ヨーク
４０Ａ，４０Ｂ…磁気センサ
５０…固定ねじ部
６４…軸部（中心軸）
６４ａ…軸固定部
６４ｅ…軸端部固定部材
６５Ｕ，６５Ｌ…軸受け部
７０…ホイール部
７０ｃ…密閉キャップ
７１…車輪部
７１ｂ…歯車
７１ｃ…プーリー
７１ｄ…羽根
１００…駆動制御部
１０２…バス
１１０…ＣＰＵ
１２０Ａ，１２０Ｂ…ドライバ回路
１２２…増幅回路
１５０…ドライバ回路
２００…回生制御部
２０２，２０４…充電切換部
２０６…電子可変抵抗器
２１１，２１２…ＡＮＤ回路
２２１〜２２４…電圧比較器
２３１，２３２…ＯＲ回路
２５０…整流回路
２５２…全波整流回路
２６１，２６２…ゲートトランジスタ
２７１…バッファ回路
２７２…インバータ回路
２７８…駆動用電力線
２７９…制御線
２８０…電源配線
５００…駆動回路ユニット
５３０…ＰＷＭ部
５３１…カウンタ
５３３…ＥＸＯＲ回路
５３５…駆動波形形成部
５４０…レジスタ
５５０…乗算器
５６０…符号化部
５７０…ＡＤ変換部
５８０…指令値レジスタ
５９０…励磁区間設定部
５９２…電子可変抵抗器
５９４，５９６…電圧比較器
５９８…ＯＲ回路
６００…ＰＷＭ制御信号生成部
６００ｂ…ＰＷＭ制御信号生成部
６０２…固定発振部
６０４…分周器
６０６…ＰＬＬ回路
６２０…位相比較器
６２２…ループフィルタ
６２４…電圧制御発振器
６２６…分周器
８００…プロジェクタ
８１０Ｒ，８１０Ｇ，８１０Ｂ…光源
８４０Ｒ，８４０Ｇ，８４０Ｂ…液晶ライトバルブ
８５０…クロスダイクロイックプリズム
８６０…投写レンズ系
８７０…冷却ファン
８８０…制御部
９００…携帯電話
９１０…ＭＰＵ
９２０…ファン
９３０…燃料電池
１０００…自転車
１０１０…モータ
１０２０…制御回路
１０３０…充電池
１１００…ロボット
１１１０…第２のアーム
１１２０…第２のアーム
１１３０…モータ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ制御回路であって、
ＰＷＭ信号の周期を規定するＰＷＭ周期信号と、前記ＰＷＭ周期信号の一周期内における分解能を定めるＰＷＭ分解能信号と、を生成するＰＷＭ制御信号生成部と、
前記ＰＷＭ周期信号と、前記ＰＷＭ分解能信号と、に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ部と、
を備え、
前記ＰＷＭ制御信号生成部は、前記ＰＷＭ周期信号の周波数を維持したまま、前記ＰＷＭ分解能信号の周波数を変更する、回路。
【請求項２】
請求項１記載の回路であって、
前記ＰＷＭ制御信号生成部は、位相比較器と、ループフィルタと、電圧制御発振器と、分周器とを有するＰＬＬ回路を備え、
前記ＰＷＭ周期信号は、前記ＰＬＬ回路の分周器から出力され、前記位相比較器に入力される帰還信号であり、
前記ＰＷＭ分解能信号は、前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器から出力される信号である、回路。
【請求項３】
請求項１記載の回路であって、
前記ＰＷＭ制御信号生成部は、位相比較器と、ループフィルタと、電圧制御発振器と、分周器とを有するＰＬＬ回路を備え、
前記ＰＷＭ周期信号は、前記ＰＬＬ回路の位相比較器に入力される基準信号であり、
前記ＰＷＭ分解能信号は、前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器から出力される信号である、回路。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれかに記載の回路を備えた電動機。
【請求項５】
請求項４記載の電動機と、
前記電動機によって駆動される被駆動部材と、
を備える装置。
【請求項６】
請求項５記載の装置であって、
前記装置はプロジェクタである、装置。
【請求項７】
請求項５記載の装置であって、
前記装置は携帯機器である、装置。
【請求項８】
請求項５記載の装置であって、
前記装置は移動体である、装置。
【請求項９】
請求項５記載の装置であって、
前記装置はロボットである、装置。
【請求項１】
ＰＷＭ制御回路であって、
ＰＷＭ信号の周期を規定するＰＷＭ周期信号と、前記ＰＷＭ周期信号の一周期内における分解能を定めるＰＷＭ分解能信号と、を生成するＰＷＭ制御信号生成部と、
前記ＰＷＭ周期信号と、前記ＰＷＭ分解能信号と、に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ部と、
を備え、
前記ＰＷＭ制御信号生成部は、前記ＰＷＭ周期信号の周波数を維持したまま、前記ＰＷＭ分解能信号の周波数を変更する、回路。
【請求項２】
請求項１記載の回路であって、
前記ＰＷＭ制御信号生成部は、位相比較器と、ループフィルタと、電圧制御発振器と、分周器とを有するＰＬＬ回路を備え、
前記ＰＷＭ周期信号は、前記ＰＬＬ回路の分周器から出力され、前記位相比較器に入力される帰還信号であり、
前記ＰＷＭ分解能信号は、前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器から出力される信号である、回路。
【請求項３】
請求項１記載の回路であって、
前記ＰＷＭ制御信号生成部は、位相比較器と、ループフィルタと、電圧制御発振器と、分周器とを有するＰＬＬ回路を備え、
前記ＰＷＭ周期信号は、前記ＰＬＬ回路の位相比較器に入力される基準信号であり、
前記ＰＷＭ分解能信号は、前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器から出力される信号である、回路。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれかに記載の回路を備えた電動機。
【請求項５】
請求項４記載の電動機と、
前記電動機によって駆動される被駆動部材と、
を備える装置。
【請求項６】
請求項５記載の装置であって、
前記装置はプロジェクタである、装置。
【請求項７】
請求項５記載の装置であって、
前記装置は携帯機器である、装置。
【請求項８】
請求項５記載の装置であって、
前記装置は移動体である、装置。
【請求項９】
請求項５記載の装置であって、
前記装置はロボットである、装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【公開番号】特開２００９−１１８６４７（Ｐ２００９−１１８６４７Ａ）
【公開日】平成２１年５月２８日（２００９．５．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２８９２２２（Ｐ２００７−２８９２２２）
【出願日】平成１９年１１月７日（２００７．１１．７）
【出願人】（０００００２３６９）セイコーエプソン株式会社 (51,324)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年５月２８日（２００９．５．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年１１月７日（２００７．１１．７）
【出願人】（０００００２３６９）セイコーエプソン株式会社 (51,324)
【Ｆターム（参考）】
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