スイッチング素子駆動回路
【課題】スイッチング素子駆動回路において、スイッチング素子のスイッチング損失を抑制する。
【解決手段】 ゲート電圧検出回路２０１は、スイッチング素子１１のゲート電圧Ｖｇｓを検出し、このゲート電圧がスイッチング素子１１の閾値電圧未満に設定された所定電圧未満のとき、Ｈレベルの昇圧指示信号を出力する。電圧制御回路１０３は、前記昇圧指示信号がＬレベルの間は、制御電源１０２の所定電圧Ｖ１をそのまま出力し、前記昇圧指示信号がＨレベルの間は、前記所定電圧Ｖ１を昇圧した電圧Ｖ２を出力する。駆動信号出力回路１０４は、ＰＷＭパルス出力回路１１１から出力されるＰＷＭパルスの電圧を電圧制御回路１０３から出力される電圧に増幅する。従って、駆動信号出力回路１０４からスイッチング素子１１への駆動信号は、前記ＰＷＭパルスがＨレベルになった時に、先ず昇圧された電圧Ｖ２となり、スイッチング素子１１のゲート電圧Ｖｇｓが所定電圧にまで上昇すると、所定電圧Ｖ１となる。
【解決手段】 ゲート電圧検出回路２０１は、スイッチング素子１１のゲート電圧Ｖｇｓを検出し、このゲート電圧がスイッチング素子１１の閾値電圧未満に設定された所定電圧未満のとき、Ｈレベルの昇圧指示信号を出力する。電圧制御回路１０３は、前記昇圧指示信号がＬレベルの間は、制御電源１０２の所定電圧Ｖ１をそのまま出力し、前記昇圧指示信号がＨレベルの間は、前記所定電圧Ｖ１を昇圧した電圧Ｖ２を出力する。駆動信号出力回路１０４は、ＰＷＭパルス出力回路１１１から出力されるＰＷＭパルスの電圧を電圧制御回路１０３から出力される電圧に増幅する。従って、駆動信号出力回路１０４からスイッチング素子１１への駆動信号は、前記ＰＷＭパルスがＨレベルになった時に、先ず昇圧された電圧Ｖ２となり、スイッチング素子１１のゲート電圧Ｖｇｓが所定電圧にまで上昇すると、所定電圧Ｖ１となる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、大電力をスイッチングするＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、モータは、電車だけでなく自動車にも搭載され、動力源として用いられるようになっている。例えば、排気ガスを軽減でき環境汚染を防止できるものとして注目され、実用化されているハイブリッド車は、ガソリンエンジンとモータとを動力源として走行するものである。前記のような自動車のモータに供給される電圧は、従前では２００〜３００Ｖ程度であった。しかし、近年では、自動車の加速力の向上を目指して、供給電圧は高電圧に移行しており、今後は５００Ｖ〜１０００Ｖ程度の非常に高い供給電圧が主流となると思われる。
【０００３】
前記供給電圧と同じ電圧を電池に発生させるとすると、相当多くの単位電池を直列接続する必要があり、電池全体の大型化を招く。そこで、例えば、電圧変換装置等に昇圧チョッパ回路を設けて、電池から得られる直流電圧を昇圧する技術が用いられている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
前記昇圧チョッパ回路は、リアクトルＬ、コンデンサＣ、及び絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の大電力をスイッチングできるスイッチング素子を備えて構成されている。前記スイッチング素子は、パルス信号に基づいてスイッチング素子駆動回路から出力される例えば２０ｋＨｚ以下程度の駆動信号によって駆動され、前記パルス信号のパルス幅（デューティ比）によって、昇圧電圧が制御されるようになっている。
【０００５】
また、昇圧チョッパ回路を用いる場合に、モータの起動時等に過電流保護を容易にするために、スイッチング素子のゲート抵抗を大きくしたりゲート電圧を低くしたりして、スイッチング素子に緩やかなスイッチング動作をさせる技術も知られている（例えば、特許文献２参照）。
【０００６】
また、スイッチング素子を駆動する技術においても、スイッチング素子の動作状態を検出して、それに応じて制御することなどを検討している例もある。以下に、それらの例についても、特許文献３及び特許文献４を用いて説明する。
【０００７】
パルス信号に基づいてスイッチング動作する（一般的に、ＰＷＭ駆動といわれる）スイッチング素子と呼ばれるものには、電界効果形トランジスタ（以後、ＭＯＳＦＥＴと呼ぶ）や、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以後、ＩＧＢＴと呼ぶ）等がある。これらのスイッチング素子は、比較的にスイッチング動作の速度が速いことが特徴であり、高周波のインバータ及びコンバータを実現するために、広く用いられる。近年、これらのスイッチング素子は高電圧化や、大電流化、高速化の進歩が顕著であるが、その反面、高周波及び高速のスイッチング動作が原因で、サージ電圧によるスイッチング素子の破壊やノイズによる他の電子機器への妨害が重大な課題となっている。
【０００８】
ここで、図２０に、一般的なスイッチング素子駆動回路の構成を示す。同図において、ＰＷＭ信号回路３の出力は、スイッチング素子駆動回路２００の入力に接続され、スイッチング素子駆動回路２００の出力は、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に接続されている。また、スイッチング素子駆動回路２００は、駆動信号出力回路４００と、オン用制御電圧回路５００と、オフ用制御回路６００と、制御抵抗７００とにより構成されている。オン用制御電圧回路５００及びオフ用制御電圧回路６００は、電圧駆動形スイッチング素子１をオン及びオフさせるのに十分な一定電圧を各々出力する。駆動信号出力回路４００は、ＰＷＭ信号回路３から出力されるＰＷＭ信号に同期し、且つ電力増幅された信号を制御抵抗７００を介して、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に出力する。
【０００９】
次に、図２１を用いて、図２０に示すスイッチング素子駆動回路２００及び電圧駆動形スイッチング素子１における動作波形を示す。同図において、ＰＷＭ信号、駆動信号、オン用制御電圧、オフ用制御電圧、ドレイン電流、ドレイン電圧は、各々ＰＷＭ信号回路３の出力信号、スイッチング素子駆動回路２００の出力信号、オン用制御電圧回路５００の出力電圧、オフ用制御電圧回路６００の出力電圧、電圧駆動形スイッチング素子１のドレイン電圧及びドレイン電流である。
【００１０】
先ず、ＰＷＭ信号回路３が電圧駆動形スイッチング素子１をオン／オフさせるためのＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号は、図中の時刻ｔ１でＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに瞬時に切り替わり、時刻ｔ５でＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに瞬時に切り替わる。次に、スイッチング素子駆動回路２００により、ＰＷＭ信号の電力増幅がなされ、電圧形スイッチング素子１の制御端子に駆動信号として入力される。この駆動信号は、ＰＷＭ信号に同期して動作する。
【００１１】
電圧駆動形スイッチング素子１のターンオン動作において、詳細に説明する。時刻ｔ１でＰＷＭ信号はＨｉｇｈレベルとなるが、スイッチング制御回路２００内の回路による遅延や制御抵抗による電流制限の影響で、駆動信号の立上がりは、時刻ｔ２まで遅延する。時刻ｔ２から、電圧駆動形スイッチング素子１のゲート・ソース間容量（図示しない。）に充電が開始され、駆動信号（すなわち、制御端子の電圧）は徐々に上昇する。時刻ｔ３に、電圧駆動型スイッチング素子１の閾値電圧に達し、電圧駆動形スイッチング素子１がオンすることにより、スイッチング素子１のゲート・ソース間容量に加えてドレイン・ゲート容量（図示しない。）にも充電を開始する。この動作により、駆動信号は閾値電圧の近傍でクランプされ（この動作をターンオン時におけるミラー効果という。図中の時刻ｔ３からｔ４の間である）、充電がほぼ完了すると、時刻ｔ４から再び徐々に上昇し、オン用制御電圧回路５００が出力するオン用制御電圧に達し、ターンオン動作を終了する。電圧形スイッチング素子１は、時刻ｔ３からドレイン電流が流れ始め、時刻ｔ４には所望のドレイン電流が流れる。
【００１２】
続いて、電圧駆動形スイッチング素子１のターンオフ動作において、詳細に説明する。時刻ｔ５でＰＷＭ信号はＬｏｗレベルとなるが、ターンオン動作同様に、スイッチング制御回路２００内の回路による遅延や制御抵抗による電流制限の影響で、駆動信号の立下りは、時刻ｔ６まで遅延する。時刻ｔ６から、電圧駆動形スイッチング素子１のゲート・ソース間容量とドレイン・ゲート間容量から放電が開始され、駆動信号（すなわち、制御端子の電圧）は徐々に下降する。時刻ｔ７に、電圧駆動型スイッチング素子１の閾値電圧に達し、電圧駆動形スイッチング素子１がオフして、ゲート・ソース間容量のみでそのまま放電し続ける。この動作により、これもターンオン動作同様に、駆動信号は閾値電圧の近傍でクランプされ（この動作をターンオフ時におけるミラー効果という。図中の時刻ｔ７からｔ８の間である）、放電がほぼ完了すると、時刻ｔ８から再び徐々に下降し、オフ用制御電圧回路６００が出力するオフ用制御電圧に達し、ターンオフ動作を終了する。電圧形スイッチング素子１は、時刻ｔ７からドレイン電圧が上昇し始め、時刻ｔ８には所望のドレイン電圧になる。
【００１３】
ここで、ドレイン電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）及びドレイン電圧の変化率（ｄｖ／ｄｔ）が急峻な場合には、図中に示したＡ部、Ｂ部のようなサージ電流、サージ電圧が発生し、スイッチング素子の破壊やノイズによる他の電子機器への妨害が重要な課題となる。
【００１４】
このような課題の対策として、スイッチング素子の動作状態に応じて、スイッチング素子の制御端子へ流入及び流出する電流量を変化させることにより、スイッチング素子の動作速度を緩やかにすることが、従来、検討されている。
【００１５】
特許文献３では、ＩＧＢＴに主コレクタ電流を流す主エミッタ端子と、主コレクタ電流に比例した小さな補助エミッタ電流を取り出す補助エミッタ端子とを設け、主エミッタ端子と補助エミッタ端子との間にインダクタンスを接続することにより、主コレクタ電流の立上がり開始時点を検出し、主コレクタ電流が流れ出すまでと流れ出した後とで、スイッチング素子の制御端子に流入する電流量が減少するように変化させる。そうすることにより、主コレクタ電流の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を緩やかにすることができる。主コレクタ電流の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）の低減により、主コレクタ電圧の電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）も低減される。よって、サージ電圧の抑制とスイッチングにより発生するノイズの抑制を実施できる。
【００１６】
また、特許文献４では、インバータを構成するスイッチング素子の制御回路において、インバータに印加される直流電源の電圧を検出する電圧検出手段を備え、検出された電圧に応じて、スイッチング素子の動作速度を変化させるように、スイッチング素子の制御端子に流入する電流量を変化させる。そうすることにより、直流電源の電圧が低い場合には、直流電源の電圧に応じてスイッチング動作によるサージ電圧の値も低くなるので、スイッチング素子の動作速度を上げることが可能となる。よって、直流電源の電圧が低い場合には、過大なサージ電圧を発生させることがなく、スイッチング動作により生じるスイッチング損失を低減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２００５−３５４７６３号公報
【特許文献２】特開２００１−２６８９２６号公報
【特許文献３】特開平１０−３２９７６号公報
【特許文献４】特開平９−２３６６４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
しかしながら、従来のスイッチング素子駆動回路を用いる場合には、駆動されるスイッチング素子を備える電圧変換装置等の小型化やコスト削減が困難であるという問題点を有していた。すなわち、例えばスイッチング素子を駆動する駆動信号の周波数を高くすれば、昇圧チョッパ回路を構成するリアクトルＬやコンデンサＣを小型化することができるが、一方、スイッチング素子のスイッチング損失が増大するため、スイッチング素子を冷却する冷却器等の大型化を引き起こすことになり、必ずしも電圧変換装置等を小型化することができない。
【００１９】
また、スイッチング素子のゲート抵抗を大きくしたりゲート電圧を低くしたりして、スイッチング素子に緩やかなスイッチング動作をさせる場合にも、スイッチング損失の増大や電圧変換装置等の大型化を招くことになる。
【００２０】
更に、特許文献３記載の技術では、ＩＧＢＴの主コレクタ電流の立上がり開始時点を検出するために、主エミッタ端子と補助エミッタ端子との間にインダクタンスを必要とする。このインダクタンスは、主コレクタ電流を検出するように接続されているため、主コレクタ電流に影響を及ぼさないように、更には、主コレクタ電流の立上がり開始時点を正確に検出するために、ＩＧＢＴの電気仕様及びＩＧＢＴの動作条件毎に、インダクタンスの容量を決定する必要があり、設計自由度に乏しい。更に、主コレクタ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）及び主コレクタ電圧の変化率（ｄｖ／ｄｔ）を、単純に低減するだけであるので、大幅なスイッチング損失の増加につながる。主コレクタ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）及び主コレクタ電圧の変化率（ｄｖ／ｄｔ）を変化させる手段においても、ゲート電源に接続される抵抗値を切り替えるだけであるので、変化させることができる動作範囲に制限がある。
【００２１】
加えて、特許文献４の技術では、直流電源の電圧が低い場合には、スイッチング素子の動作速度を上げて、過大なサージ電圧を発生させることなくスイッチング損失を低減させることが可能であるが、直流電源の電圧が高い場合には、効果を全く発揮することができない。
【００２２】
本発明は、前記従来の欠点に鑑みてなされたものであり、その目的は、特許文献３のようなインダクタンスなどの部品の追加を行うことなく、また、特許文献４のようにインバータの直流電源の電圧値に拘わらず、スイッチング素子を駆動する際のスイッチング損失を有効に抑制し、これにより、スイッチング素子を高周波動作させて電圧変換装置等の小型化やコスト削減を図ることにある。
【００２３】
本発明の更なる目的は、前記目的に加えて、必要な時にはスイッチング素子に緩やかなスイッチング動作をさせて、サージ電圧をも有効に抑制することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
以上の目的を達成するため、本発明では、スイッチング素子のターンオン時やターンオフ時には、所定電圧をスイッチング素子に常時固定的に印加するのではなく、そのターンオン時やターンオフ時の一部の期間では例えばその所定電圧よりも高電圧を印加し、これにより、短期間でスイッチング動作を終了させて、スイッチング損失を有効に軽減することとする。
【００２５】
更に、前記の通り、一部の期間でスイッチング素子に高電圧を印加する場合には、サージ電圧が発生し易くなるが、この高電圧を印加する期間を特定することにより、この一部の期間以外の期間ではスイッチング素子を緩やかにスイッチング動作をさせて、サージ電圧を有効に抑制することとする。
【００２６】
すなわち、具体的に、請求項１記載の発明のスイッチング素子駆動回路は、パルス信号を受け、このパルス信号に応じた所定期間、電力変換回路に備えるスイッチング素子の制御端子に駆動信号を出力するスイッチング素子駆動回路であって、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を、所定電圧又は所定電流とは異なる電圧又は電流に変更する制御回路と、前記スイッチング素子の制御端子の電圧を検出する制御電圧検出回路とを有し、前記制御回路は、前記制御電圧検出回路の電圧検出信号を受け、前記スイッチング素子の制御端子の電圧値に応じて、前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記スイッチング素子のターンオン時におけるミラー効果期間の一部を含む一定期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を前記所定電圧又は所定電流よりも大値の電圧又は電流に変更し、かつ前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記スイッチング素子のターンオフ時におけるミラー効果期間の一部を含む一定期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を前記所定電圧又は所定電流よりも小値の電圧又は電流に変更するように構成されたことを特徴とする。
【００２７】
請求項２記載の発明は、請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、この所定期間の開始時から前記スイッチング素子のターンオン時におけるミラー効果期間の終了時までの期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更することを特徴とする。
【００２８】
請求項３記載の発明は、請求項２記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記スイッチング素子のターンオン時にその制御端子に与える駆動信号の電圧をターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更するオン用制御電圧回路を有し、前記制御電圧検出回路は、前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧よりも所定電圧高い電圧値を検出し、この所定電圧高い電圧値の検出時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオン用制御電圧回路に出力し、前記オン用制御電圧回路は、前記パルス信号に応じた所定期間の開始時に前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記高電圧への変更を停止することを特徴とする。
【００２９】
請求項４記載の発明は、請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記スイッチング素子のターンオフ時にその制御端子に与える駆動信号として印加する電圧をターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更するオフ用制御電圧回路を有し、前記制御電圧検出回路は、前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧よりも所定電圧低い電圧値を検出し、この所定電圧低い電圧値の検出時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオフ用制御電圧回路に出力し、前記オフ用制御電圧回路は、前記パルス信号を受けなくなった時点で前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記低電圧への変更を停止することを特徴とする。
【００３０】
請求項５記載の発明は、請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記スイッチング素子のミラー効果期間の全てを含む期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与えている駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更することを特徴とする。
【００３１】
請求項６記載の発明は、請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、この所定期間の開始時から前記スイッチング素子のターンオン時におけるミラー効果期間の途中までの期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更することを特徴とする。
【００３２】
請求項７記載の発明は、請求項６記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記スイッチング素子のターンオン時にその制御端子に与える駆動信号として印加する電圧をターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更するオン用制御電圧回路を有し、前記制御電圧検出回路は、前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧を検出し、この閾値電圧の検出後、予め定めた設定時間の経過時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオン用制御電圧回路に出力し、前記オン用制御電圧回路は、前記パルス信号に応じた所定期間の開始時に前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記高電圧への変更を停止することを特徴とする。
【００３３】
請求項８記載の発明は、請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記パルス信号を受けなくなった時点から前記スイッチング素子のターンオフ時におけるミラー効果期間の途中までの期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更することを特徴とする。
【００３４】
請求項９記載の発明は、請求項８記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記スイッチング素子のターンオフ時にその制御端子に与える駆動信号として印加する電圧をターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更するオフ用制御電圧回路を有し、前記制御電圧検出回路は、前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧未満の所定電圧値を検出し、この所定電圧値の検出後、予め定めた設定時間の経過時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオフ用制御電圧回路に出力し、前記オフ用制御電圧回路は、前記パルス信号を受けなくなった時点で前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記低電圧への変更を停止することを特徴とする。
【００３５】
請求項１０記載の発明は、請求項１、３、４、７及び９の何れか１項に記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御電圧検出回路におけるスイッチング素子の閾値電圧は、温度補正されることを特徴とする。
【００３６】
請求項１１記載の発明は、請求項１０記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御電圧検出回路におけるスイッチング素子の閾値電圧は、前記スイッチング素子の温度が低くなるほど高く補正され、前記スイッチング素子の温度が高くなるほど低く補正されることを特徴とする。
【００３７】
請求項１２記載の発明は、請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、前記スイッチング素子の制御端子に接続される制御抵抗を更に備え、前記制御電圧検出回路は、前記制御抵抗の両端の電圧を検出することを特徴とする。
【００３８】
請求項１３記載の発明は、前記請求項１〜１２の何れか１項に記載のスイッチング素子駆動回路において、前記スイッチング素子は、ＳｉＣ又はＧａＮを含むワイドバンドギャップ半導体により構成されることを特徴とする。
【００３９】
請求項１４記載の発明は、請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記所定電圧を昇圧又は降圧する昇降圧回路を有し、前記昇降圧回路は、前記制御電圧検出回路の電圧検出信号を受け、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を前記所定電圧又は所定電流よりも大値又は小値の電圧又は電流に変更するように構成されたことを特徴とする。
【００４０】
以上により、請求項１〜１４記載の発明では、スイッチング素子のターンオン時やターンオフ時には、そのスイッチング素子に印加する電圧値や流す電流値を固定せずに、そのターンオン時やターンオフ時の一部の期間で、そのスイッチング素子の制御電圧に応じて、その印加する電圧値や流す電流値を変更したので、インダクタンスなどの部品を追加することなく、スイッチング素子の動作状態に応じてスイッチング動作を任意に変化させて、必要に応じて例えばスイッチング素子の制御端子に高電圧を印加するので、スイッチング動作を速めて、スイッチング損失を軽減できる。
【００４１】
しかも、スイッチング素子のターンオン時やターンオフ時には、前記スイッチング素子の制御端子に高電圧を印加する期間以外の期間では、その高電圧よりも低い通常電圧が印加されるので、スイッチング動作が緩やかになって、サージ電圧の発生が抑制される。
【発明の効果】
【００４２】
以上説明したように、請求項１〜１４記載の発明のスイッチング素子駆動回路によれば、スイッチング素子のターンオン時やターンオフ時には、スイッチング素子の制御電圧として印加する電圧や流す電流を固定せず、その一部の期間で変更したので、スイッチング動作を速めてスイッチング損失を有効に軽減できる。
【００４３】
しかも、サージ電圧が発生する状況では、前記スイッチング素子の制御電圧として印加する電圧や流す電流を大値に変更せず、通常の電圧値又は電流値に設定したので、サージ電圧の発生をも抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の第１の実施形態のスイッチング素子駆動回路の概略構成を示すブロック図である。
【図２】同スイッチング素子駆動回路に備える駆動信号出力回路の内部構成を示す図である。
【図３】同スイッチング素子駆動回路の要部の信号を示すタイミングチャート図である。
【図４】同スイッチング素子駆動回路に備える昇圧指示信号出力回路としてゲート電圧検出回路を備えた構成を示す図である。
【図５】同ゲート電圧検出回路を備えたスイッチング素子駆動回路の要部の信号を示すタイミングチャート図である。
【図６】同スイッチング素子駆動回路の変形例を示す図である。
【図７】（ａ）は同スイッチング素子駆動回路の駆動信号出力回路から出力する駆動電圧の一例を示す波形図、同図（ｂ）は同駆動電圧の他の一例を示す波形図、同図（ｃ）は同駆動電圧の更に他の一例を示す波形図である。
【図８】同スイッチング素子駆動回路の他の変形例を示す図である。
【図９】本発明の第２の実施形態のスイッチング素子駆動回路の概略構成を示すブロック図である。
【図１０】同スイッチング素子駆動回路に備えるオン用制御電圧回路の内部構成を示す図である。
【図１１】同スイッチング素子駆動回路に備えるオフ用制御電圧回路の内部構成を示す図である。
【図１２】同スイッチング素子駆動回路に備える第１の制御電圧検出回路の内部構成を示す図である。
【図１３】同スイッチング素子駆動回路に備える駆動信号出力回路から出力する駆動電圧の波形を示すタイミングチャート図である。
【図１４】同スイッチング素子駆動回路の要部の信号を示すタイミングチャート図である。
【図１５】同スイッチング素子駆動回路に備えるオン用制御電圧回路及びオフ用制御電圧回路を変形した場合における要部の信号を示すタイミングチャート図である。
【図１６】本発明の第３の実施形態のスイッチング素子駆動回路に備える第１の制御電圧検出回路の内部構成を示すブロック図である。
【図１７】同スイッチング素子駆動回路の要部の信号を示すタイミングチャート図である。
【図１８】本発明のスイッチング素子駆動回路が駆動するスイッチング素子の閾値電圧の温度特性を示す図である。
【図１９】本発明の第４の実施形態のスイッチング素子駆動回路の概略構成を示すブロック図である。
【図２０】従来のスイッチング素子駆動回路の概略構成を示すブロック図である。
【図２１】従来のスイッチング素子駆動回路の要部の信号を示すタイミングチャート図である。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
【００４６】
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態のスイッチング素子駆動回路の全体概略構成を示す。
【００４７】
同図において、スイッチング素子駆動回路１００は、昇圧指示信号出力回路１０１と、制御電源１０２と、電圧制御回路１０３と、駆動信号出力回路１０４とを備え、駆動するスイッチング素子１１の制御端子（ゲート）に駆動信号（駆動パルス、ゲート駆動電圧）を出力するようになっている。
【００４８】
前記駆動されるスイッチング素子１１は、特に限定されないが、チョッパ回路や、インバータなどの電力変換回路に設けられたものである（尚、図１においては、模式的に電源２１から供給される電力や電圧、電流を制御する回路を示し、電力等が供給される負荷は説明簡素化のために省略している）。
【００４９】
昇圧指示信号出力回路１０１は、図３に示すように、ＰＷＭパルス出力回路１１１から出力されるＰＷＭパルスがＬ（Ｌｏｗ）レベルからＨ（Ｈｉｇｈ）レベルになるタイミングに同期して、所定の期間ｔ１だけＨレベルになる昇圧指示信号を出力するようになっている。
【００５０】
制御電源１０２は、後述する所定の電圧Ｖ１を出力するようになっている。尚、前記電圧Ｖ１がスイッチング素子駆動回路１００の外部から供給されるようにしても良い。
【００５１】
電圧制御回路（制御回路）１０３は、前記昇圧指示信号がＬレベルの間は、制御電源１０２から出力される所定電圧Ｖ１をそのまま出力し、昇圧指示信号がＨレベルの間は、前記電圧Ｖ１を昇圧した昇圧電圧Ｖ２を出力するようになっている。
【００５２】
ここで、期間ｔ１及び電圧Ｖ１、昇圧電圧Ｖ２は、例えば次のように設定される。すなわち、昇圧電圧Ｖ２は、駆動するスイッチング素子１１のゲートに印加できる最高電圧、又はゲートに印加される電圧に依存する寿命などから設定される電圧にすることが望ましい。また、所定電圧Ｖ１は、定常的に印加される電圧として、許容される最高電圧、又は昇圧電圧Ｖ２と同様に寿命などから設定される電圧にすることが望ましい。また、期間ｔ１は、駆動するスイッチング素子１１に応じて、例えば設定される許容スイッチング損失が満足される時間内にスイッチング素子１１がオンになるのに十分な時間に設定される。また、昇圧電圧Ｖ２は、厳密には、配線抵抗等を考慮した場合には必ずしも定常時の所定電圧Ｖ１より高くなくても、例えば無負荷時や一定負荷時の場合に電圧制御回路１０３から出力される電圧が定常時よりも高いなど、ゲートへの電荷の充電等によるゲート電圧の立ち上がりが速やかに行われるようになっていれば良い。
【００５３】
駆動信号出力回路１０４は、例えば図２に示すように、上下アーム接続されたスイッチング素子１０４ａ、１０４ｂを備え、ＰＷＭパルス出力回路１１１から出力されるＰＷＭパルスの電圧を電圧制御回路１０３から出力される電圧に増幅（電力も増幅）するバッファ回路として機能するようになっている。すなわち、ＰＷＭパルスがＨレベルの時に、電圧制御回路１０３から出力される所定電圧Ｖ１又は昇圧電圧Ｖ２が駆動信号（電圧Ｖｄｖ）として出力される。
【００５４】
前記のように構成されたスイッチング素子駆動回路１００の動作を図３に基づいて説明する。ＰＷＭパルス出力回路１１１から出力されるＰＷＭパルスがＨレベルになると、昇圧指示信号出力回路１０１は、期間ｔ１の間、Ｈレベルの昇圧指示信号を出力する。電圧制御回路１０３は、前記期間ｔ１の間、所定の周波数の昇圧パルスを出力し、これに応じてスイッチング素子１０３ｂがオン／オフを繰り返すことにより、制御電源１０２から供給される所定電圧Ｖ１が昇圧電圧Ｖ２に昇圧されて出力される。
【００５５】
駆動信号出力回路１０４は、ＰＷＭパルス出力回路１１１から出力されるＰＷＭパルスがＨレベルになるのに応じてスイッチング素子１０４ａがオンになり、出力される駆動信号の電圧Ｖｄｖは、期間ｔ１の間、電圧制御回路１０３によって昇圧された昇圧電圧Ｖ２になり、期間ｔ１経過後、所定電圧Ｖ１に戻る。そこで、スイッチング素子１１のゲートと負電源等との間の静電容量に電荷が速やかに充電され、前記ゲート電圧Ｖｇｓが速やかに上昇して、スイッチング動作が開始される。すなわち、図３に併せて破線で示すように駆動信号の電圧が期間ｔ１に昇圧されない場合に比べて、短期間にスイッチング動作が行われる。
【００５６】
尚、詳しくは、その後の期間ｔｍはスイッチング素子１１の寄生容量の変化（一般的に、ミラー効果と呼ばれる）により、ゲート電圧Ｖｇｓはほぼ一定のある電圧になり、ミラー効果が完了した後に、駆動信号出力回路１０４から供給される電圧Ｖ１まで上昇する。
【００５７】
前記ゲート電圧Ｖｇｓの速やかな変化に応じたスイッチング動作によって、スイッチング素子１１のソース／ドレイン間の電圧Ｖｄｓは急激に低下し、電流Ｉｄｓは急激に上昇する。従って、図３に示すように、スイッチング損失（Ｖｄｓ×Ｉｄｓで囲まれた面積）が、昇圧されない場合のスイッチング損失Ｄに比べてスイッチング損失Ｄ’と小さく抑えられる。
【００５８】
前記のように、本実施形態では、図３から判るように、スイッチング素子１１をターンオンする際には、ＰＷＭパルス出力回路１１１から出力されるＰＷＭパルスのＨレベルへの遷移時からスイッチング素子１１のゲート電圧が所定電圧Ｖｇｓｔに上昇するまでの初期期間ｔ１だけ、定常的にゲートに印加する所定電圧Ｖ１よりも高い昇圧電圧Ｖ２を印加することによって、スイッチング素子１１のゲートに常に過大な電圧を印加することなくスイッチング動作を速くすることが可能となる。よって、スイッチング素子１１のゲートに余分なストレスをかけることなく、遅延時間を短くし、且つスイッチング損失を低減することができる。
【００５９】
（昇圧指示信号出力回路の具体例）
前記昇圧指示信号出力回路１０１は、具体的には、図４に示すように、ゲート電圧検出回路２０１で具体化される。
【００６０】
前記ゲート電圧検出回路（制御電圧検出回路）２０１は、スイッチング素子１１のゲート電圧（制御電圧）を検出し、その検出したゲート電圧（電圧検出信号）が図５に示すように所定電圧Ｖｇｓｔよりも低い場合にＨレベルの昇圧指示信号を出力し、前記所定電圧Ｖｇｓｔを越えると、その出力した昇圧指示信号をＬレベルに戻す。前記所定電圧Ｖｇｓｔは例えばスイッチング素子１１の閾値電圧以下の電圧値であって、望ましくはスイッチング素子１１の閾値電圧である。
【００６１】
前記のように構成されたスイッチング素子駆動回路２００の動作を図５に基づいて説明する。
【００６２】
ＰＷＭパルス出力回路１１１から出力されるＰＷＭパルスがＬレベルの間は、駆動信号出力回路１０４は電圧制御回路１０３の所定電圧Ｖ１を出力し、スイッチング素子１１のゲート電圧Ｖｇｓも前記所定電圧Ｖ１になる。このゲート電圧Ｖｇｓは閾値電圧Ｖｇｓｔよりも低いので、ゲート電圧検出回路２０１から出力される昇圧指示信号はＨレベルになる。そこで、電圧制御回路１０３は所定の周波数の昇圧パルスを出力し、電圧制御回路１０３は制御電源１０２からの所定電圧Ｖ１を昇圧電圧Ｖ２に昇圧する。但し、前記のようにＰＷＭパルスがＬレベルの間は前記昇圧電圧Ｖ２は駆動信号出力回路１０４から出力されない。
【００６３】
この状態でＰＷＭパルスがＨレベルになると、駆動信号出力回路１０４から出力される駆動電圧Ｖｄｖは、前記昇圧電圧Ｖ２になり、スイッチング素子１１のゲート電圧Ｖｇｓが速やかに上昇する。
【００６４】
やがて、ゲート電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｇｓｔを超えると、ゲート電圧検出回路２０１から出力される昇圧指示信号はＬレベルになる。そこで、電圧制御回路１０３は昇圧を停止して所定電圧Ｖ１を出力し、駆動信号出力回路１０４から出力される駆動電圧Ｖｄｖも所定電圧Ｖ１になる。
【００６５】
すなわち、スイッチング素子１１を速やかにオン状態にするために必要十分な時間だけ、昇圧電圧Ｖ２がゲートに印加される。また、ゲート電圧Ｖｇｓに応じて、駆動信号出力回路１０４から出力される駆動電圧Ｖｄｖが制御されることにより、昇圧電圧Ｖ２が印加され続けることによる発振動作などの異常現象が抑制されるので、常に安定した高速なスイッチング動作を行わせることが容易にできる。
（第１の実施形態の変形例）
次に、前記第１の実施形態の変形例を説明する。
【００６６】
スイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動回路においては、駆動回路の簡略化及び低コスト化などの点から単電源が望ましい。しかし、スイッチング素子がオン動作する閾値電圧が低い場合や、ノーマリオンのスイッチング素子（閾値電圧が負電圧であるもの）を駆動する場合においては、確実にオフ動作をさせるために負電源を用いる必要がある。そのようなスイッチング素子駆動回路の例を説明する。
【００６７】
スイッチング素子駆動回路の変形例について図６を用いて説明する。スイッチング素子駆動回路８００は、図６に示すように、図１のスイッチング素子駆動回路１００に加えて、昇圧指示信号出力回路８０１、制御電源１０２、及び電圧制御回路１０３が設けられている。前記昇圧指示信号出力回路８０１、制御電源１０２、及び電圧制御回路１０３は、各々昇圧指示信号出力回路１０１、制御電源１０２、及び電圧制御回路１０３と同様の構成を有し、但し、逆極性の電圧で動作するようになっている。これにより、正負の両電源を必要とするスイッチング素子の駆動などにも対応できる。また、スイッチング素子のターンオン動作用とターンオフ動作用に、個別に制御回路を構成できるので、どちらか一方のみ、高速及び低速にスイッチング動作することも可能である。よって、電力変換器、更には電力変換器を用いたシステムに適したスイッチング動作を実現できる。
【００６８】
前記の例では、パルス信号に応じた間欠的な所定の期間内で駆動電圧を変化させる例として、スイッチング素子１１をオン状態にする際に駆動電圧を上昇させる例を示したが、これに限らず、例えば図７（ａ）に示すように、オフ状態にする際に駆動電圧をより低くして、速やかにオフ状態にすることにより、オフになる時のスイッチング損失も低減し得るようにしても良いし、更に、これらを組み合わせて、オン状態にする際に駆動電圧を上昇させるとともにオフ状態にする際により低くするようにしても良い。
【００６９】
また、逆に、例えば図７（ｂ）、（ｃ）に示すように、オン時及びオフ時の一方で、又は両方で、駆動電圧を中間の電圧にして、積極的にサージ電圧及びサージ電流の低減等を図るようにしても良い。
【００７０】
（駆動信号出力回路の変形例）
前記図１及び図４に示したスイッチング素子駆動回路では、駆動信号出力回路１０４から出力する駆動信号として印加する電圧を、電圧制御回路１０３により所定電圧Ｖ１と昇圧電圧Ｖ２とに変更したが、本変形例では、駆動信号出力回路は、スイッチング素子１１へ出力する駆動信号の電圧の変更に代えて、その駆動信号に印加する電圧は固定値とし、スイッチング素子１１へ出力する駆動信号として流す電流を大小変更するものである。
【００７１】
図８に示したスイッチング素子駆動回路では、駆動信号出力回路２０４は、上下アーム接続されたスイッチング素子２０４ａ、２０４ｂと、抵抗２０４ｄと、この抵抗２０４ｄと並列接続されたスイッチング素子２０４ｃとを備えている。
【００７２】
図８に示したスイッチング素子駆動回路では、更に、電流増大指示信号出力回路７０１と、制御電源１０２とを備えている。電流増大指示信号出力回路７０１は、スイッチング素子１１をオン状態にする際に、例えば実施形態１で説明した期間ｔ１に相当する間、電流増大指示信号を断続的にＨレベルにして、スイッチング素子２０４ｃを間欠的にオン状態にするようになっている。前記駆動信号出力回路２０４のスイッチング素子２０４ｃは、前記電流増大指示信号がＨレベルになったときにオン状態になるようになっている。尚、スイッチング素子１１がオン状態になった後には、スイッチング素子７０４ｃは、例えばオフにされる。
【００７３】
前記のように構成されていることにより、ＰＷＭパルスがＬレベルからＨレベルになる際に、制御電源１０２からスイッチング素子２０４ａを介して流れる電流は、スイッチング素子２０４ｃがオフの間は抵抗２０４ｄを介してスイッチング素子１１のゲートに流れる一方、スイッチング素子２０４ｃがオンの間はスイッチング素子２０４ｃを介して流れる。そこで、抵抗２０４ｄを介さないで流れる場合に比べて安定度を高く保ちつつ、抵抗２０４ｄだけを介して流れる場合に比べて、スイッチング素子１１のゲートに電荷が速やかに充電され、スイッチングが高速に行われて、スイッチング損失を小さく抑えられる。
【００７４】
ここで、スイッチング素子１１をオフする際には、スイッチング素子２０４ｃがオフ状態でも、スイッチング素子２４ｃの寄生ダイオードにより、オフ時間を短縮させることができるが、寄生ダイオードと並列に高速動作可能なショットキーダイオードを接続することによって、前記オフ時間をより短縮することが容易にできる。
【００７５】
（第２の実施形態）
図９は、本発明の第２の実施形態に係るスイッチング素子駆動回路の回路構成図を示す。
【００７６】
同図において、スイッチング素子駆動回路２は、ＰＷＭパルス出力回路３のＰＷＭ信号に応じて、電圧駆動形スイッチング素子１をスイッチング動作する駆動信号を出力する。ここで、駆動信号は、ＰＷＭ信号に同期している。スイッチング素子駆動回路２は、駆動信号出力回路４と、オン用制御電圧回路５、オフ用制御電圧回路６と、第１の制御電圧検出回路７とを備えている。
【００７７】
前記ＰＷＭパルス出力回路３の出力は、スイッチング素子駆動回路２の入力に接続され、スイッチング素子駆動回路２の出力は、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子（ゲート端子）に接続されている。また、スイッチング素子駆動回路２は、駆動信号出力回路４と、オン用制御電圧回路５と、オフ用制御回路６とにより構成されている。オン用制御電圧回路５及びオフ用制御電圧回路６の少なくとも１つは、制御電圧検出回路７で検出且つ出力された電圧検出信号により、出力する電圧を変化させることが可能である。
【００７８】
前記駆動信号出力回路４は、ＰＷＭパルス出力回路３から出力されるＰＷＭ信号に同期し、且つ電力増幅された信号を電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に出力する。
【００７９】
次に、オン用制御電圧回路５及びオフ用制御電圧回路６、制御電圧検出回路７について、具体的な回路例を用いて説明する。
【００８０】
図１０及び図１１は、オン用制御電圧回路５、オフ用制御電圧回路６の回路図の一例である。
【００８１】
図１０において、オン用制御電圧回路５は、電圧切換回路５１と、電圧可変回路５２とにより構成されている。電圧可変回路５２は、３端子レギュレータ５００、２個の抵抗Ｒ１、Ｒ２、２個のコンデンサＣ１、Ｃ２を備え、コンデンサＣ１に基準電圧源５０５の電圧をターンオン用の所定電圧Ｖ１として与え、３端子レギュレータ（昇圧回路）５００によりコンデンサＣ２に前記ターンオン用の所定電圧Ｖ１を１．５〜２倍程度に可変（昇圧）した昇圧電圧Ｖ２を発生させる。電圧切換回路５１は、ロジック回路と電圧可変回路５２の入力電圧と出力電圧を切り替えるトランジスタ５０１、５０２とにより構成されている。
【００８２】
また、電圧切換回路５１には、ＰＷＭ信号と電圧検出信号とが入力され、その各々がＨｉｈｇレベルとＬｏｗレベルである場合のみトランジスタ５０２をオン、トランジスタ５０１をオフし、それ以外の場合はトランジスタ５０２をオフ、トランジスタ５０３をオンしている。
【００８３】
図１４の動作波形より、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベル且つ検出信号がＬｏｗレベルである場合は、時刻ｔ１’からｔ４’までの期間であることが判る。
【００８４】
前記オフ用制御電圧回路６は、図１１において、電圧切換回路６１と、電圧可変回路６２とにより構成されている。前記オン用制御電圧回路５との違いは、電圧切換回路５１及び電圧可変回路５２を、電圧切換回路６１及び電圧可変回路６２に変更した点である。電圧切換回路６１により、ＰＷＭ信号と検出信号とが各々ＬｏｗレベルとＨｉｇｈレベルである場合のみトランジスタ５０２をオン、トランジスタ５０１をオフし、それ以外の場合はトランジスタ５０２をオフ、トランジスタ５０１をオンしている。また、電圧可変回路６２は、３端子レギュレータ６００、２個の抵抗Ｒ５、Ｒ６、２個のコンデンサＣ５、Ｃ６を備え、コンデンサＣ５に電圧源６０５の電圧をターンオフ用の所定電圧Ｖ３として与え、３端子レギュレータ（降圧回路）６００によりコンデンサＣ６に前記ターンオフ用の所定電圧Ｖ３を１．５〜２倍程度に可変（降圧）した降圧電圧Ｖ４を発生させる。図１４の動作波形より、ＰＷＭ信号がＬｏｗレベル且つ検出信号がＨｉｇｈレベルである場合は、時刻ｔ５’からｔ８’までの期間であることが判る。基本的な動作は同じなので、説明は省略する。
【００８５】
図１２は、第１の制御電圧検出回路７の回路図の一例である。図１２において、第１の制御電圧検出回路７は、分圧回路７１と、第１の判定回路７２と、第２の判定回路７３と、アンド回路７４とにより構成される。電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に印加される電圧は、分圧回路７１により検出される。ここで、分圧回路７１に用いられる抵抗は十分大きく、分圧比は１：１０以上であることが望ましい。第１の判定回路７２及び第２の判定回路７３は、各々、第１の基準電圧７０３及び第２の基準電圧７０４により、分圧回路７１で検出された制御電圧を判定（基準電圧よりも大きいか小さいかを判定）し、その結果を出力する。ここで、第１の基準電圧７０３と第２の基準電圧７０４は、電圧駆動形スイッチング素子１の閾値電圧よりも、一方が低い電圧であり、他方は高い電圧となるように設定する。望ましくは、閾値電圧の±１０％以内で設定するのが良い。
【００８６】
次に、図１３を用いて、詳細な検出タイミングを説明する。図１３は、駆動信号と、制御電圧検出回路７により検出された検出信号との動作波形を示す。
【００８７】
電圧駆動形スイッチング素子１の閾値電圧をＶｔｈとし、制御電圧検出回路７における第１の基準電圧及び第２の基準電圧を、各々Ｖ１０とＶ２０とすると、閾値電圧Ｖｔｈと第１の基準電圧Ｖ１０及び第２の基準電圧Ｖ２０は、図中のようになる。そうすると、電圧駆動形スイッチング素子１のターンオン時に、第１の判定回路７２及び第２の判定回路７３の出力は、各々電圧Ｖ１０と電圧Ｖ２０に達した時点で、ＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに瞬時に切り替わり、ターンオフ時には、第１の判定回路７２及び第２の判定回路７３の出力は、各々、電圧Ｖ１０と電圧Ｖ２０に達した時点で、ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに瞬時に切り替わる。よって、制御電圧検出回路７の出力する検出信号は、図中にあるようになり、ターンオン時及びターンオフ時ともに、ミラー効果が終了した時点で出力レベルが切り替わる。故に、ＰＷＭ信号の入力からミラー効果が終了するまでの間、制御電圧検出回路７の出力する電圧は、遅延時間を短縮するように、又はスイッチング損失を低減するように、可変する。
【００８８】
このように、制御電圧を抵抗分圧により検出し、２つの基準電圧を用いた判定回路により検出信号を出力することで、ターンオン動作とターンオフ動作におけるミラー効果が終了した時点を、容易に且つ確実に検出することができる。
【００８９】
次に、図１４を用いて、図９に示したスイッチング素子駆動回路２及び電圧駆動形スイッチング素子１における動作波形を示す。同図において、ＰＷＭ信号、駆動信号、ドレイン電流、ドレイン電圧、検出信号、オン用制御電圧、オフ用制御電圧は、各々ＰＷＭパルス出力回路３の出力信号、スイッチング素子駆動回路２の出力信号、電圧駆動形スイッチング素子１のドレイン電圧、ドレイン電流、第１の制御電圧検出回路７の出力信号、オフ用制御電圧回路５の出力電圧、オフ用制御電圧回路６の出力電圧である。
【００９０】
同図から判るように、ＰＷＭパルス出力回路３が電圧駆動形スイッチング素子１をオン／オフさせるためのＨレベルのＰＷＭ信号を出力スルのに対応して、駆動信号出力回路４から出力される駆動信号は、前記ＰＷＭ信号がＨレベルに遷移し始めた時点から、このＰＷＭ信号がＬレベルに遷移し、その後、この駆動信号が基の電圧値に戻るまでの所定期間だけ出力される。ここで、ＰＷＭ信号がＨレベルに遷移した時点から駆動信号の電圧が実際に上昇し始めるまでの時間は、駆動信号出力回路４の動作の遅延時間である。以下、詳細に説明する。
【００９１】
先ず、ＰＷＭパルス出力回路３が電圧駆動形スイッチング素子１をオン／オフさせるためのＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号は、図中の時刻ｔ１’でＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに瞬時に切り替わり、時刻ｔ５’でＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに瞬時に切り替わる。次に、スイッチング素子駆動回路２により、ＰＷＭ信号の電力増幅がなされ、電圧形スイッチング素子１の制御端子に駆動信号として入力される。駆動信号は、ＰＷＭ信号に同期して動作する。
【００９２】
電圧駆動形スイッチング素子１のターンオン動作において、詳細に説明する。時刻ｔ１’でＰＷＭ信号はＨｉｇｈレベルとなり、オン用制御電圧回路５は定常時の所定電圧Ｖ１よりも高い電圧Ｖ２を出力する。スイッチング制御回路２内の回路による遅延や制御抵抗による電流制限の影響で、駆動信号の立上がりは、時刻ｔ２’まで遅延する。しかしながら、オン用制御電圧回路５から出力される昇圧電圧Ｖ２が定常時の所定電圧Ｖ１よりも高いので、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に流入する電流を大きくできる。故に、時刻ｔ１’から遅延するｔ２’までのターンオン遅延時間を短縮することができる。
【００９３】
時刻ｔ２’から、電圧駆動形スイッチング素子１のゲート・ソース間容量（図示しない。）に充電が開始され、駆動信号（すなわち、制御端子の電圧）は徐々に上昇する。時刻ｔ３’に、電圧駆動型スイッチング素子１の閾値電圧に達し、電圧駆動形スイッチング素子１がオンすることにより、ゲート・ソース間容量に加えてドレイン・ゲート容量（図示しない。）にも充電を開始する。充電がほぼ完了する時刻ｔ４’までの間、駆動信号は閾値電圧の近傍でクランプされる。この充電動作においても、オン用制御電圧回路５が定常時の所定電圧Ｖ１よりも高い昇圧電圧Ｖ２を出力しているので、速やかに充電動作が完了し、駆動信号が閾値電圧の近傍でクランプされる時間が短縮される。時刻ｔ４’を過ぎた時点で、第１の制御電圧検出回路７から出力される検出信号がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに瞬時に切り替わり、それに応じて、オン用制御電圧回路５の出力電圧を昇圧電圧Ｖ２から定常時の所定電圧Ｖ１に戻す。駆動信号の電圧は徐々に上昇し、オン用制御電圧回路５が出力する定常時の所定電圧Ｖ１に達し、ターンオン動作を終了する。電圧形スイッチング素子１は、時刻ｔ３’からドレイン電流が流れ始め、時刻ｔ４’には所望のドレイン電流が流れ、ドレイン電圧は定常状態になる。上述したように、時刻ｔ３’からｔ４’までの間は短縮されるので、ドレイン電流及びドレイン電圧の動作時間も短縮される。
【００９４】
続いて、電圧駆動形スイッチング素子１のターンオフ動作、即ち、ＰＷＭ信号がＬｏｗレベルに遷移した以降の所定期間の終期について、詳細に説明する。時刻ｔ５’でＰＷＭ信号はＬｏｗレベルとなり、オフ用制御電圧回路６は定常時の所定電圧Ｖ３より低い降圧電圧Ｖ４を出力する。ターンオン動作同様に、スイッチング制御回路２内の回路による遅延や制御抵抗による電流制限の影響で、駆動信号の立下りは、時刻ｔ６’まで遅延する。しかしながら、オフ用制御電圧回路６から出力される降圧電圧Ｖ４が定常時の所定電圧Ｖ３よりも低いので、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子から流出する電流を大きくできる。故に、時刻ｔ１’から遅延するｔ２’までのターンオフ遅延時間を短縮することができる。
【００９５】
時刻ｔ６’から、電圧駆動形スイッチング素子１のゲート・ソース間容量とドレイン・ゲート間容量から放電が開始され、駆動信号（すなわち、制御端子の電圧）は徐々に下降する。時刻ｔ７’に、電圧駆動型スイッチング素子１の閾値電圧に達し、電圧駆動形スイッチング素子１がオフして、ゲート・ソース間容量のみでそのまま放電し続ける。この動作により、これもターンオン動作同様に、放電がほぼ完了される時刻ｔ８’までの間、駆動信号は閾値電圧の近傍でクランプされる。この放電動作においても、オフ用制御電圧回路６が定常時の所定電圧Ｖ３よりも低い降圧電圧Ｖ４を出力しているので、速やかに放電動作が完了し、駆動信号が閾値電圧の近傍でクランプされる時間が短縮される。時刻ｔ８’を過ぎた時点で、第１の制御電圧検出回路７から出力される検出信号がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに瞬時に切り替わり、それに応じて、オフ用制御電圧回路６の出力電圧を降圧電圧Ｖ４定常時の所定電圧Ｖ３に戻す。時刻ｔ８’から徐々に下降し、オフ用制御電圧回路６が出力するオフ用制御電圧に達し、ターンオフ動作を終了する。電圧形スイッチング素子１は、時刻ｔ７’からドレイン電流が流れ始め、時刻ｔ８’には所望のドレイン電流が流れ、ドレイン電圧は定常状態になる。上述したように、時刻ｔ７’からｔ８’までの間は短縮されるので、ドレイン電流及びドレイン電圧の動作時間も短縮される。
【００９６】
よって、ミラー効果が開始するまでの間、オン用制御電圧（オフ用制御電圧）を、定常時の電圧よりも高く（低く）した場合、ターンオン（ターンオフ）動作時の遅延時間を大幅に短縮することができる。これは、インバータ及びコンバータのような電力変換器において、上下アーム（電源に対して、スイッチング素子を直列接続したもの）ともにオフするデッドタイム（休止期間もいう）を大幅に短縮し、デッドタイムの影響で発生する電流歪などを抑制できる。
【００９７】
更に、ミラー効果が終了するまでの間、オン用制御電圧（オフ用制御電圧）を、定常時の電圧よりも高く（低く）した場合、ターンオン（ターンオフ）動作時のスイッチング動作を高速にし、スイッチング損失を低減することができる。
【００９８】
尚、オン用制御電圧回路５及びオフ用制御電圧回路６で出力される電圧範囲は、定常時の出力電圧の１．５〜２倍程度が望ましい。オン用制御電圧回路５とオフ用制御電圧回路６との間で、出力される電圧範囲が異なっても良い。どちらか一方のみが、制御電圧に応じて出力電圧を変化させても良い。また、出力電圧は、瞬時又は徐々に変化させても良く、また複数回に分けて階段状に変化させても良い。更には、定常時の電圧と、高周波で交互に切り替えても良い。
【００９９】
（オン用制御電圧発生回路及びオフ用制御電圧発生回路の変形例）
次に、図９に示したスイッチング素子駆動回路において、オン用制御電圧発生回路５及びオフ用制御電圧発生回路６の別の動作について、図１５を用いて説明する。
【０１００】
図１５は、同じく、図９に示すスイッチング素子駆動回路２及び電圧駆動形スイッチング素子１における動作波形を示す。
【０１０１】
図１４の動作波形においては、ＰＷＭ信号が入力されてから、ミラー効果が終了するまでの間、制御電圧を変化させる実施形態を説明した。それに対して、本変形例では、ミラー効果の期間中のみ、制御電圧を変化させる。具体的には、図１５で示すように、ターンオン動作時では時刻ｔ３’からｔ４’の間のみ、オン用制御電圧回路５で出力する制御電圧を所定電圧Ｖ５から降圧電圧Ｖ６に低くする。また、ターンオフ動作時では、時刻ｔ７’からｔ８’の間のみ、オフ用制御電圧回路６で出力する制御電圧を所定電圧Ｖ７から昇圧電圧Ｖ８に高くする。
【０１０２】
こうすることにより、ターンオン動作及びターンオフ動作において、遅延時間を延ばすことなく、スイッチング速度を緩やかにすることができる。故に、遅延時間による電流歪を抑制して、サージ電圧及びノイズの低減を図ることができる。
【０１０３】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態を説明する。
【０１０４】
本実施形態では、スイッチング素子駆動回路の全体構成は図９と同一である。異なる点は、第１の制御電圧検出回路７の構成が異なる。この第１の制御電圧検出回路の構成及び本実施形態のスイッチング素子駆動回路の動作について、図１６及び図１７を用いて説明する。
【０１０５】
図１６は、第１の制御電圧検出回路７ａの回路の一例であり、図１７は、スイッチング素子駆動回路２に、制御電圧検出回路７ａを用いた場合の動作波形図である。
【０１０６】
図１６において、制御電圧検出回路７ａは、分圧回路７１と、第３の判定回路７４と、遅延回路７５と、アンド回路７６とにより構成されている。
【０１０７】
第３の判定回路７４は、分圧回路７１で分圧、そして検出された駆動信号を、第３の基準電圧６０５と比較して判定出力する。ここで、第３の基準電圧６０５は、電圧駆動形スイッチング素子１の閾値電圧であることが望ましい。遅延回路７５は、第３の判定回路７４の出力信号を設定時間ｔ０だけ遅延させた信号を出力する。この遅延時間ｔ０は、遅延回路を構成する抵抗とコンデンサで決定され、ミラー効果期間中であることが望ましい。
【０１０８】
次に、図１７を用いて、図１６に示す制御電圧検出回路７ａを電圧駆動形スイッチング素子１の駆動で用いた場合の動作波形を示す。同図において、ＰＷＭ信号、駆動信号、ドレイン電流、ドレイン電圧、検出信号、オン用制御電圧、オフ用制御電圧は、各々、ＰＷＭパルス出力回路３の出力信号、スイッチング素子駆動回路２の出力信号、電圧駆動形スイッチング素子１のドレイン電圧、ドレイン電流、第１の制御電圧検出回路７ａの出力信号、オフ用制御電圧回路５の出力電圧、オフ用制御電圧回路６の出力電圧である。
【０１０９】
主要な動作については、図１４の説明で示したものと同じである。異なる点は、検出信号の動作タイミングが、ＰＷＭ信号から駆動信号のミラー効果期間中であることである。
【０１１０】
図１７に示したように、ターンオン動作においては、ミラー期間内である時刻ｔ２’とｔ３’間にある時刻ｔａで、オン用制御電圧が昇圧電圧Ｖ２から所定電圧Ｖ１に戻るので、その時点からは、ドレイン電流及びドレイン電圧の変化率が緩やかになり、結果として、スイッチング動作時に発生するサージ電流及びノイズの低減が図れる。また、ターンオフ動作においても、ミラー期間内である時刻ｔ６’とｔ７’間にある時刻ｔｂにおいて、オフ用制御電圧が降圧電圧Ｖ４から所定電圧Ｖ３に戻るので、その時点からドレイン電流及びドレイン電圧の変化率が緩やかになり、結果として、スイッチング動作時に発生するサージ電圧及びノイズの低減が図れる。
【０１１１】
（制御電圧検出回路の変形例）
更に、制御電圧検出回路の別変形例について説明する。
【０１１２】
図１８は、電圧駆動形スイッチング素子１の閾値電圧Ｖｔｈの温度特性を示す図である。
【０１１３】
電圧駆動形スイッチング素子１の閾値電圧Ｖｔｈは、通常２〜５〔Ｖ〕になるように設計されているが、温度に応じて変化することが知られている。常温（図中のＴａ領域）では、通常２〜５〔Ｖ〕であり、低温（図中のＴｃ領域）では、常温よりも高い電圧値となり、高温（図中のＴｈ領域）では、常温より低い電圧値となる。また、温度に応じてリニア特性となる。よって、常温での閾値電圧Ｖｔｈ＿ａを基に、第１の基準電圧、第２の基準電圧、第３の基準電圧を設定した場合には、低温及び高温時に、所望のスイッチング動作をするように制御することが難しくなるため、電圧駆動形スイッチング素子１の温度に応じて、第１の基準電圧、第２の基準電圧、第３の基準電圧を各々選択し、設定することが望ましい。本変形例では、図１６の第１の制御電圧検出回路７ａに備える第３の判定回路７４において、電圧駆動形スイッチング素子１の閾値電圧を設定する第３の基準電圧６０５について、前記のように温度に応じて選択、設定する。
【０１１４】
そうすることにより、電圧駆動形スイッチング素子１の温度状態に応じた最適な制御電圧を制御することができ、より一層にサージ電圧及びノイズの低減を図ることができる。
【０１１５】
（第４の実施形態）
続いて、本発明の第４の実施形態のスイッチング素子駆動回路について、図１９を用いて説明する。
【０１１６】
図１９は、本実施形態に係るスイッチング素子駆動回路の回路構成図を示す。
【０１１７】
同図において、スイッチング素子駆動回路２ａは、ＰＷＭパルス出力回路３のＰＷＭ信号に応じて、電圧駆動形スイッチング素子１をスイッチング動作する駆動信号を出力する。ここで、駆動信号は、ＰＷＭ信号に同期している。スイッチング素子駆動回路２ａは、駆動信号出力回路４と、オン用制御電圧回路５、オフ用制御電圧回路６と、制御抵抗１０６と、第２の制御電圧検出回路８とを備えている。
【０１１８】
本実施形態では、図９とは、第１の制御電圧検出回路が第２の制御電圧検出回路８に変更されたことと、制御抵抗１０６が追加されている点が異なる。
【０１１９】
図１９では、ＰＷＭパルス出力回路３の出力は、スイッチング素子駆動回路２ａの入力に接続され、スイッチング素子駆動回路２ａの出力は、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に接続されている。また、スイッチング素子駆動回路２ａは、駆動信号出力回路４と、オン用制御電圧回路５と、オフ用制御回路６と、制御抵抗１０６で構成されている。駆動信号出力回路４は、ＰＷＭパルス出力回路３から出力されるＰＷＭ信号に同期し、且つ電力増幅された信号を制御抵抗１０６を介して、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に出力する。
【０１２０】
制御電圧検出回路８は、前記制限抵抗１０６の両端で検出された第１の制御電圧（スイッチング素子の制御端子に近い側）と、第２の制御電圧（スイッチング素子の制御端子と他方の側）との電圧差に応じて、電圧検出信号を出力する。
【０１２１】
前記制御抵抗１０６の電圧差を検出することは、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に流入する制御電流を検出することと同じである。ここでは、図示しないが、制御電流は、制御電圧と共に変化し、ミラー効果が終了する時刻には、制御電流もほとんど流れなくなる。よって、第１の制御電圧と第２の制御電圧との電圧差（つまり、制御電流）を検出することにより、以上で説明した実施形態同様な効果が得られる。故に、スイッチング動作時に発生するサージ電圧及びノイズの低減が図れる。
【０１２２】
また、インバータ及びコンバータなどの電力変換器において、ＳｉＣ及びＧａＮを含むスイッチング素子を用いる場合には、従来のＳｉ系のスイッチング素子よりも高耐圧且つ高破壊耐量なスイッチング素子となるので、更に高速なスイッチング動作を実現できる。
【産業上の利用可能性】
【０１２３】
以上説明したように、本発明は、スイッチング素子のスイッチング損失を抑制したり、電圧変換装置等の小型化やコスト削減が可能であるので、大電力をスイッチングするＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動回路等として有用である。
【符号の説明】
【０１２４】
１ 電圧形スイッチング素子
２、２ａ スイッチング素子駆動回路
３ ＰＷＭパルス出力回路
４ 駆動信号出力回路
５ オン用制御電圧回路
６ オフ用制御電圧回路
７、７ａ 第１の制御電圧検出回路
８ 第２の制御電圧検出回路
５１、６１ 電圧切換回路
５２、６２ 電圧可変回路
７１ 分圧回路
７２ 第１の判定回路
７３ 第２の判定回路
７４ 第３の判定回路
７５ 遅延回路
６０３ 第１の基準電圧
６０４ 第２の基準電圧
６０５ 第３の基準電圧
６０６ 制御抵抗
５００ ３端子レギュレータ
５０１、５０２、５０３ トランジスタ
１１ スイッチング素子
２１ 電源
１００ スイッチング素子駆動回路
１０１ 昇圧指示信号出力回路
１０２ 制御電源
１０３ 電圧制御回路（制御回路）
１０４ 駆動信号出力回路
１０４ａ スイッチング素子
１０４ｂ スイッチング素子
１１１ ＰＷＭパルス出力回路
２００ スイッチング素子駆動回路
２０１ ゲート電圧検出回路（制御電圧検出回路）
８００ スイッチング素子駆動回路
８０１ 昇圧指示信号出力回路
８０２ 制御電源
８０３ 電圧制御回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、大電力をスイッチングするＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、モータは、電車だけでなく自動車にも搭載され、動力源として用いられるようになっている。例えば、排気ガスを軽減でき環境汚染を防止できるものとして注目され、実用化されているハイブリッド車は、ガソリンエンジンとモータとを動力源として走行するものである。前記のような自動車のモータに供給される電圧は、従前では２００〜３００Ｖ程度であった。しかし、近年では、自動車の加速力の向上を目指して、供給電圧は高電圧に移行しており、今後は５００Ｖ〜１０００Ｖ程度の非常に高い供給電圧が主流となると思われる。
【０００３】
前記供給電圧と同じ電圧を電池に発生させるとすると、相当多くの単位電池を直列接続する必要があり、電池全体の大型化を招く。そこで、例えば、電圧変換装置等に昇圧チョッパ回路を設けて、電池から得られる直流電圧を昇圧する技術が用いられている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
前記昇圧チョッパ回路は、リアクトルＬ、コンデンサＣ、及び絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の大電力をスイッチングできるスイッチング素子を備えて構成されている。前記スイッチング素子は、パルス信号に基づいてスイッチング素子駆動回路から出力される例えば２０ｋＨｚ以下程度の駆動信号によって駆動され、前記パルス信号のパルス幅（デューティ比）によって、昇圧電圧が制御されるようになっている。
【０００５】
また、昇圧チョッパ回路を用いる場合に、モータの起動時等に過電流保護を容易にするために、スイッチング素子のゲート抵抗を大きくしたりゲート電圧を低くしたりして、スイッチング素子に緩やかなスイッチング動作をさせる技術も知られている（例えば、特許文献２参照）。
【０００６】
また、スイッチング素子を駆動する技術においても、スイッチング素子の動作状態を検出して、それに応じて制御することなどを検討している例もある。以下に、それらの例についても、特許文献３及び特許文献４を用いて説明する。
【０００７】
パルス信号に基づいてスイッチング動作する（一般的に、ＰＷＭ駆動といわれる）スイッチング素子と呼ばれるものには、電界効果形トランジスタ（以後、ＭＯＳＦＥＴと呼ぶ）や、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以後、ＩＧＢＴと呼ぶ）等がある。これらのスイッチング素子は、比較的にスイッチング動作の速度が速いことが特徴であり、高周波のインバータ及びコンバータを実現するために、広く用いられる。近年、これらのスイッチング素子は高電圧化や、大電流化、高速化の進歩が顕著であるが、その反面、高周波及び高速のスイッチング動作が原因で、サージ電圧によるスイッチング素子の破壊やノイズによる他の電子機器への妨害が重大な課題となっている。
【０００８】
ここで、図２０に、一般的なスイッチング素子駆動回路の構成を示す。同図において、ＰＷＭ信号回路３の出力は、スイッチング素子駆動回路２００の入力に接続され、スイッチング素子駆動回路２００の出力は、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に接続されている。また、スイッチング素子駆動回路２００は、駆動信号出力回路４００と、オン用制御電圧回路５００と、オフ用制御回路６００と、制御抵抗７００とにより構成されている。オン用制御電圧回路５００及びオフ用制御電圧回路６００は、電圧駆動形スイッチング素子１をオン及びオフさせるのに十分な一定電圧を各々出力する。駆動信号出力回路４００は、ＰＷＭ信号回路３から出力されるＰＷＭ信号に同期し、且つ電力増幅された信号を制御抵抗７００を介して、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に出力する。
【０００９】
次に、図２１を用いて、図２０に示すスイッチング素子駆動回路２００及び電圧駆動形スイッチング素子１における動作波形を示す。同図において、ＰＷＭ信号、駆動信号、オン用制御電圧、オフ用制御電圧、ドレイン電流、ドレイン電圧は、各々ＰＷＭ信号回路３の出力信号、スイッチング素子駆動回路２００の出力信号、オン用制御電圧回路５００の出力電圧、オフ用制御電圧回路６００の出力電圧、電圧駆動形スイッチング素子１のドレイン電圧及びドレイン電流である。
【００１０】
先ず、ＰＷＭ信号回路３が電圧駆動形スイッチング素子１をオン／オフさせるためのＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号は、図中の時刻ｔ１でＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに瞬時に切り替わり、時刻ｔ５でＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに瞬時に切り替わる。次に、スイッチング素子駆動回路２００により、ＰＷＭ信号の電力増幅がなされ、電圧形スイッチング素子１の制御端子に駆動信号として入力される。この駆動信号は、ＰＷＭ信号に同期して動作する。
【００１１】
電圧駆動形スイッチング素子１のターンオン動作において、詳細に説明する。時刻ｔ１でＰＷＭ信号はＨｉｇｈレベルとなるが、スイッチング制御回路２００内の回路による遅延や制御抵抗による電流制限の影響で、駆動信号の立上がりは、時刻ｔ２まで遅延する。時刻ｔ２から、電圧駆動形スイッチング素子１のゲート・ソース間容量（図示しない。）に充電が開始され、駆動信号（すなわち、制御端子の電圧）は徐々に上昇する。時刻ｔ３に、電圧駆動型スイッチング素子１の閾値電圧に達し、電圧駆動形スイッチング素子１がオンすることにより、スイッチング素子１のゲート・ソース間容量に加えてドレイン・ゲート容量（図示しない。）にも充電を開始する。この動作により、駆動信号は閾値電圧の近傍でクランプされ（この動作をターンオン時におけるミラー効果という。図中の時刻ｔ３からｔ４の間である）、充電がほぼ完了すると、時刻ｔ４から再び徐々に上昇し、オン用制御電圧回路５００が出力するオン用制御電圧に達し、ターンオン動作を終了する。電圧形スイッチング素子１は、時刻ｔ３からドレイン電流が流れ始め、時刻ｔ４には所望のドレイン電流が流れる。
【００１２】
続いて、電圧駆動形スイッチング素子１のターンオフ動作において、詳細に説明する。時刻ｔ５でＰＷＭ信号はＬｏｗレベルとなるが、ターンオン動作同様に、スイッチング制御回路２００内の回路による遅延や制御抵抗による電流制限の影響で、駆動信号の立下りは、時刻ｔ６まで遅延する。時刻ｔ６から、電圧駆動形スイッチング素子１のゲート・ソース間容量とドレイン・ゲート間容量から放電が開始され、駆動信号（すなわち、制御端子の電圧）は徐々に下降する。時刻ｔ７に、電圧駆動型スイッチング素子１の閾値電圧に達し、電圧駆動形スイッチング素子１がオフして、ゲート・ソース間容量のみでそのまま放電し続ける。この動作により、これもターンオン動作同様に、駆動信号は閾値電圧の近傍でクランプされ（この動作をターンオフ時におけるミラー効果という。図中の時刻ｔ７からｔ８の間である）、放電がほぼ完了すると、時刻ｔ８から再び徐々に下降し、オフ用制御電圧回路６００が出力するオフ用制御電圧に達し、ターンオフ動作を終了する。電圧形スイッチング素子１は、時刻ｔ７からドレイン電圧が上昇し始め、時刻ｔ８には所望のドレイン電圧になる。
【００１３】
ここで、ドレイン電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）及びドレイン電圧の変化率（ｄｖ／ｄｔ）が急峻な場合には、図中に示したＡ部、Ｂ部のようなサージ電流、サージ電圧が発生し、スイッチング素子の破壊やノイズによる他の電子機器への妨害が重要な課題となる。
【００１４】
このような課題の対策として、スイッチング素子の動作状態に応じて、スイッチング素子の制御端子へ流入及び流出する電流量を変化させることにより、スイッチング素子の動作速度を緩やかにすることが、従来、検討されている。
【００１５】
特許文献３では、ＩＧＢＴに主コレクタ電流を流す主エミッタ端子と、主コレクタ電流に比例した小さな補助エミッタ電流を取り出す補助エミッタ端子とを設け、主エミッタ端子と補助エミッタ端子との間にインダクタンスを接続することにより、主コレクタ電流の立上がり開始時点を検出し、主コレクタ電流が流れ出すまでと流れ出した後とで、スイッチング素子の制御端子に流入する電流量が減少するように変化させる。そうすることにより、主コレクタ電流の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を緩やかにすることができる。主コレクタ電流の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）の低減により、主コレクタ電圧の電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）も低減される。よって、サージ電圧の抑制とスイッチングにより発生するノイズの抑制を実施できる。
【００１６】
また、特許文献４では、インバータを構成するスイッチング素子の制御回路において、インバータに印加される直流電源の電圧を検出する電圧検出手段を備え、検出された電圧に応じて、スイッチング素子の動作速度を変化させるように、スイッチング素子の制御端子に流入する電流量を変化させる。そうすることにより、直流電源の電圧が低い場合には、直流電源の電圧に応じてスイッチング動作によるサージ電圧の値も低くなるので、スイッチング素子の動作速度を上げることが可能となる。よって、直流電源の電圧が低い場合には、過大なサージ電圧を発生させることがなく、スイッチング動作により生じるスイッチング損失を低減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２００５−３５４７６３号公報
【特許文献２】特開２００１−２６８９２６号公報
【特許文献３】特開平１０−３２９７６号公報
【特許文献４】特開平９−２３６６４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
しかしながら、従来のスイッチング素子駆動回路を用いる場合には、駆動されるスイッチング素子を備える電圧変換装置等の小型化やコスト削減が困難であるという問題点を有していた。すなわち、例えばスイッチング素子を駆動する駆動信号の周波数を高くすれば、昇圧チョッパ回路を構成するリアクトルＬやコンデンサＣを小型化することができるが、一方、スイッチング素子のスイッチング損失が増大するため、スイッチング素子を冷却する冷却器等の大型化を引き起こすことになり、必ずしも電圧変換装置等を小型化することができない。
【００１９】
また、スイッチング素子のゲート抵抗を大きくしたりゲート電圧を低くしたりして、スイッチング素子に緩やかなスイッチング動作をさせる場合にも、スイッチング損失の増大や電圧変換装置等の大型化を招くことになる。
【００２０】
更に、特許文献３記載の技術では、ＩＧＢＴの主コレクタ電流の立上がり開始時点を検出するために、主エミッタ端子と補助エミッタ端子との間にインダクタンスを必要とする。このインダクタンスは、主コレクタ電流を検出するように接続されているため、主コレクタ電流に影響を及ぼさないように、更には、主コレクタ電流の立上がり開始時点を正確に検出するために、ＩＧＢＴの電気仕様及びＩＧＢＴの動作条件毎に、インダクタンスの容量を決定する必要があり、設計自由度に乏しい。更に、主コレクタ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）及び主コレクタ電圧の変化率（ｄｖ／ｄｔ）を、単純に低減するだけであるので、大幅なスイッチング損失の増加につながる。主コレクタ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）及び主コレクタ電圧の変化率（ｄｖ／ｄｔ）を変化させる手段においても、ゲート電源に接続される抵抗値を切り替えるだけであるので、変化させることができる動作範囲に制限がある。
【００２１】
加えて、特許文献４の技術では、直流電源の電圧が低い場合には、スイッチング素子の動作速度を上げて、過大なサージ電圧を発生させることなくスイッチング損失を低減させることが可能であるが、直流電源の電圧が高い場合には、効果を全く発揮することができない。
【００２２】
本発明は、前記従来の欠点に鑑みてなされたものであり、その目的は、特許文献３のようなインダクタンスなどの部品の追加を行うことなく、また、特許文献４のようにインバータの直流電源の電圧値に拘わらず、スイッチング素子を駆動する際のスイッチング損失を有効に抑制し、これにより、スイッチング素子を高周波動作させて電圧変換装置等の小型化やコスト削減を図ることにある。
【００２３】
本発明の更なる目的は、前記目的に加えて、必要な時にはスイッチング素子に緩やかなスイッチング動作をさせて、サージ電圧をも有効に抑制することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
以上の目的を達成するため、本発明では、スイッチング素子のターンオン時やターンオフ時には、所定電圧をスイッチング素子に常時固定的に印加するのではなく、そのターンオン時やターンオフ時の一部の期間では例えばその所定電圧よりも高電圧を印加し、これにより、短期間でスイッチング動作を終了させて、スイッチング損失を有効に軽減することとする。
【００２５】
更に、前記の通り、一部の期間でスイッチング素子に高電圧を印加する場合には、サージ電圧が発生し易くなるが、この高電圧を印加する期間を特定することにより、この一部の期間以外の期間ではスイッチング素子を緩やかにスイッチング動作をさせて、サージ電圧を有効に抑制することとする。
【００２６】
すなわち、具体的に、請求項１記載の発明のスイッチング素子駆動回路は、パルス信号を受け、このパルス信号に応じた所定期間、電力変換回路に備えるスイッチング素子の制御端子に駆動信号を出力するスイッチング素子駆動回路であって、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を、所定電圧又は所定電流とは異なる電圧又は電流に変更する制御回路と、前記スイッチング素子の制御端子の電圧を検出する制御電圧検出回路とを有し、前記制御回路は、前記制御電圧検出回路の電圧検出信号を受け、前記スイッチング素子の制御端子の電圧値に応じて、前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記スイッチング素子のターンオン時におけるミラー効果期間の一部を含む一定期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を前記所定電圧又は所定電流よりも大値の電圧又は電流に変更し、かつ前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記スイッチング素子のターンオフ時におけるミラー効果期間の一部を含む一定期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を前記所定電圧又は所定電流よりも小値の電圧又は電流に変更するように構成されたことを特徴とする。
【００２７】
請求項２記載の発明は、請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、この所定期間の開始時から前記スイッチング素子のターンオン時におけるミラー効果期間の終了時までの期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更することを特徴とする。
【００２８】
請求項３記載の発明は、請求項２記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記スイッチング素子のターンオン時にその制御端子に与える駆動信号の電圧をターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更するオン用制御電圧回路を有し、前記制御電圧検出回路は、前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧よりも所定電圧高い電圧値を検出し、この所定電圧高い電圧値の検出時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオン用制御電圧回路に出力し、前記オン用制御電圧回路は、前記パルス信号に応じた所定期間の開始時に前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記高電圧への変更を停止することを特徴とする。
【００２９】
請求項４記載の発明は、請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記スイッチング素子のターンオフ時にその制御端子に与える駆動信号として印加する電圧をターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更するオフ用制御電圧回路を有し、前記制御電圧検出回路は、前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧よりも所定電圧低い電圧値を検出し、この所定電圧低い電圧値の検出時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオフ用制御電圧回路に出力し、前記オフ用制御電圧回路は、前記パルス信号を受けなくなった時点で前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記低電圧への変更を停止することを特徴とする。
【００３０】
請求項５記載の発明は、請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記スイッチング素子のミラー効果期間の全てを含む期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与えている駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更することを特徴とする。
【００３１】
請求項６記載の発明は、請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、この所定期間の開始時から前記スイッチング素子のターンオン時におけるミラー効果期間の途中までの期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更することを特徴とする。
【００３２】
請求項７記載の発明は、請求項６記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記スイッチング素子のターンオン時にその制御端子に与える駆動信号として印加する電圧をターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更するオン用制御電圧回路を有し、前記制御電圧検出回路は、前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧を検出し、この閾値電圧の検出後、予め定めた設定時間の経過時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオン用制御電圧回路に出力し、前記オン用制御電圧回路は、前記パルス信号に応じた所定期間の開始時に前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記高電圧への変更を停止することを特徴とする。
【００３３】
請求項８記載の発明は、請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記パルス信号を受けなくなった時点から前記スイッチング素子のターンオフ時におけるミラー効果期間の途中までの期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更することを特徴とする。
【００３４】
請求項９記載の発明は、請求項８記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記スイッチング素子のターンオフ時にその制御端子に与える駆動信号として印加する電圧をターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更するオフ用制御電圧回路を有し、前記制御電圧検出回路は、前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧未満の所定電圧値を検出し、この所定電圧値の検出後、予め定めた設定時間の経過時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオフ用制御電圧回路に出力し、前記オフ用制御電圧回路は、前記パルス信号を受けなくなった時点で前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記低電圧への変更を停止することを特徴とする。
【００３５】
請求項１０記載の発明は、請求項１、３、４、７及び９の何れか１項に記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御電圧検出回路におけるスイッチング素子の閾値電圧は、温度補正されることを特徴とする。
【００３６】
請求項１１記載の発明は、請求項１０記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御電圧検出回路におけるスイッチング素子の閾値電圧は、前記スイッチング素子の温度が低くなるほど高く補正され、前記スイッチング素子の温度が高くなるほど低く補正されることを特徴とする。
【００３７】
請求項１２記載の発明は、請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、前記スイッチング素子の制御端子に接続される制御抵抗を更に備え、前記制御電圧検出回路は、前記制御抵抗の両端の電圧を検出することを特徴とする。
【００３８】
請求項１３記載の発明は、前記請求項１〜１２の何れか１項に記載のスイッチング素子駆動回路において、前記スイッチング素子は、ＳｉＣ又はＧａＮを含むワイドバンドギャップ半導体により構成されることを特徴とする。
【００３９】
請求項１４記載の発明は、請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、前記制御回路は、前記所定電圧を昇圧又は降圧する昇降圧回路を有し、前記昇降圧回路は、前記制御電圧検出回路の電圧検出信号を受け、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を前記所定電圧又は所定電流よりも大値又は小値の電圧又は電流に変更するように構成されたことを特徴とする。
【００４０】
以上により、請求項１〜１４記載の発明では、スイッチング素子のターンオン時やターンオフ時には、そのスイッチング素子に印加する電圧値や流す電流値を固定せずに、そのターンオン時やターンオフ時の一部の期間で、そのスイッチング素子の制御電圧に応じて、その印加する電圧値や流す電流値を変更したので、インダクタンスなどの部品を追加することなく、スイッチング素子の動作状態に応じてスイッチング動作を任意に変化させて、必要に応じて例えばスイッチング素子の制御端子に高電圧を印加するので、スイッチング動作を速めて、スイッチング損失を軽減できる。
【００４１】
しかも、スイッチング素子のターンオン時やターンオフ時には、前記スイッチング素子の制御端子に高電圧を印加する期間以外の期間では、その高電圧よりも低い通常電圧が印加されるので、スイッチング動作が緩やかになって、サージ電圧の発生が抑制される。
【発明の効果】
【００４２】
以上説明したように、請求項１〜１４記載の発明のスイッチング素子駆動回路によれば、スイッチング素子のターンオン時やターンオフ時には、スイッチング素子の制御電圧として印加する電圧や流す電流を固定せず、その一部の期間で変更したので、スイッチング動作を速めてスイッチング損失を有効に軽減できる。
【００４３】
しかも、サージ電圧が発生する状況では、前記スイッチング素子の制御電圧として印加する電圧や流す電流を大値に変更せず、通常の電圧値又は電流値に設定したので、サージ電圧の発生をも抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の第１の実施形態のスイッチング素子駆動回路の概略構成を示すブロック図である。
【図２】同スイッチング素子駆動回路に備える駆動信号出力回路の内部構成を示す図である。
【図３】同スイッチング素子駆動回路の要部の信号を示すタイミングチャート図である。
【図４】同スイッチング素子駆動回路に備える昇圧指示信号出力回路としてゲート電圧検出回路を備えた構成を示す図である。
【図５】同ゲート電圧検出回路を備えたスイッチング素子駆動回路の要部の信号を示すタイミングチャート図である。
【図６】同スイッチング素子駆動回路の変形例を示す図である。
【図７】（ａ）は同スイッチング素子駆動回路の駆動信号出力回路から出力する駆動電圧の一例を示す波形図、同図（ｂ）は同駆動電圧の他の一例を示す波形図、同図（ｃ）は同駆動電圧の更に他の一例を示す波形図である。
【図８】同スイッチング素子駆動回路の他の変形例を示す図である。
【図９】本発明の第２の実施形態のスイッチング素子駆動回路の概略構成を示すブロック図である。
【図１０】同スイッチング素子駆動回路に備えるオン用制御電圧回路の内部構成を示す図である。
【図１１】同スイッチング素子駆動回路に備えるオフ用制御電圧回路の内部構成を示す図である。
【図１２】同スイッチング素子駆動回路に備える第１の制御電圧検出回路の内部構成を示す図である。
【図１３】同スイッチング素子駆動回路に備える駆動信号出力回路から出力する駆動電圧の波形を示すタイミングチャート図である。
【図１４】同スイッチング素子駆動回路の要部の信号を示すタイミングチャート図である。
【図１５】同スイッチング素子駆動回路に備えるオン用制御電圧回路及びオフ用制御電圧回路を変形した場合における要部の信号を示すタイミングチャート図である。
【図１６】本発明の第３の実施形態のスイッチング素子駆動回路に備える第１の制御電圧検出回路の内部構成を示すブロック図である。
【図１７】同スイッチング素子駆動回路の要部の信号を示すタイミングチャート図である。
【図１８】本発明のスイッチング素子駆動回路が駆動するスイッチング素子の閾値電圧の温度特性を示す図である。
【図１９】本発明の第４の実施形態のスイッチング素子駆動回路の概略構成を示すブロック図である。
【図２０】従来のスイッチング素子駆動回路の概略構成を示すブロック図である。
【図２１】従来のスイッチング素子駆動回路の要部の信号を示すタイミングチャート図である。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
【００４６】
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態のスイッチング素子駆動回路の全体概略構成を示す。
【００４７】
同図において、スイッチング素子駆動回路１００は、昇圧指示信号出力回路１０１と、制御電源１０２と、電圧制御回路１０３と、駆動信号出力回路１０４とを備え、駆動するスイッチング素子１１の制御端子（ゲート）に駆動信号（駆動パルス、ゲート駆動電圧）を出力するようになっている。
【００４８】
前記駆動されるスイッチング素子１１は、特に限定されないが、チョッパ回路や、インバータなどの電力変換回路に設けられたものである（尚、図１においては、模式的に電源２１から供給される電力や電圧、電流を制御する回路を示し、電力等が供給される負荷は説明簡素化のために省略している）。
【００４９】
昇圧指示信号出力回路１０１は、図３に示すように、ＰＷＭパルス出力回路１１１から出力されるＰＷＭパルスがＬ（Ｌｏｗ）レベルからＨ（Ｈｉｇｈ）レベルになるタイミングに同期して、所定の期間ｔ１だけＨレベルになる昇圧指示信号を出力するようになっている。
【００５０】
制御電源１０２は、後述する所定の電圧Ｖ１を出力するようになっている。尚、前記電圧Ｖ１がスイッチング素子駆動回路１００の外部から供給されるようにしても良い。
【００５１】
電圧制御回路（制御回路）１０３は、前記昇圧指示信号がＬレベルの間は、制御電源１０２から出力される所定電圧Ｖ１をそのまま出力し、昇圧指示信号がＨレベルの間は、前記電圧Ｖ１を昇圧した昇圧電圧Ｖ２を出力するようになっている。
【００５２】
ここで、期間ｔ１及び電圧Ｖ１、昇圧電圧Ｖ２は、例えば次のように設定される。すなわち、昇圧電圧Ｖ２は、駆動するスイッチング素子１１のゲートに印加できる最高電圧、又はゲートに印加される電圧に依存する寿命などから設定される電圧にすることが望ましい。また、所定電圧Ｖ１は、定常的に印加される電圧として、許容される最高電圧、又は昇圧電圧Ｖ２と同様に寿命などから設定される電圧にすることが望ましい。また、期間ｔ１は、駆動するスイッチング素子１１に応じて、例えば設定される許容スイッチング損失が満足される時間内にスイッチング素子１１がオンになるのに十分な時間に設定される。また、昇圧電圧Ｖ２は、厳密には、配線抵抗等を考慮した場合には必ずしも定常時の所定電圧Ｖ１より高くなくても、例えば無負荷時や一定負荷時の場合に電圧制御回路１０３から出力される電圧が定常時よりも高いなど、ゲートへの電荷の充電等によるゲート電圧の立ち上がりが速やかに行われるようになっていれば良い。
【００５３】
駆動信号出力回路１０４は、例えば図２に示すように、上下アーム接続されたスイッチング素子１０４ａ、１０４ｂを備え、ＰＷＭパルス出力回路１１１から出力されるＰＷＭパルスの電圧を電圧制御回路１０３から出力される電圧に増幅（電力も増幅）するバッファ回路として機能するようになっている。すなわち、ＰＷＭパルスがＨレベルの時に、電圧制御回路１０３から出力される所定電圧Ｖ１又は昇圧電圧Ｖ２が駆動信号（電圧Ｖｄｖ）として出力される。
【００５４】
前記のように構成されたスイッチング素子駆動回路１００の動作を図３に基づいて説明する。ＰＷＭパルス出力回路１１１から出力されるＰＷＭパルスがＨレベルになると、昇圧指示信号出力回路１０１は、期間ｔ１の間、Ｈレベルの昇圧指示信号を出力する。電圧制御回路１０３は、前記期間ｔ１の間、所定の周波数の昇圧パルスを出力し、これに応じてスイッチング素子１０３ｂがオン／オフを繰り返すことにより、制御電源１０２から供給される所定電圧Ｖ１が昇圧電圧Ｖ２に昇圧されて出力される。
【００５５】
駆動信号出力回路１０４は、ＰＷＭパルス出力回路１１１から出力されるＰＷＭパルスがＨレベルになるのに応じてスイッチング素子１０４ａがオンになり、出力される駆動信号の電圧Ｖｄｖは、期間ｔ１の間、電圧制御回路１０３によって昇圧された昇圧電圧Ｖ２になり、期間ｔ１経過後、所定電圧Ｖ１に戻る。そこで、スイッチング素子１１のゲートと負電源等との間の静電容量に電荷が速やかに充電され、前記ゲート電圧Ｖｇｓが速やかに上昇して、スイッチング動作が開始される。すなわち、図３に併せて破線で示すように駆動信号の電圧が期間ｔ１に昇圧されない場合に比べて、短期間にスイッチング動作が行われる。
【００５６】
尚、詳しくは、その後の期間ｔｍはスイッチング素子１１の寄生容量の変化（一般的に、ミラー効果と呼ばれる）により、ゲート電圧Ｖｇｓはほぼ一定のある電圧になり、ミラー効果が完了した後に、駆動信号出力回路１０４から供給される電圧Ｖ１まで上昇する。
【００５７】
前記ゲート電圧Ｖｇｓの速やかな変化に応じたスイッチング動作によって、スイッチング素子１１のソース／ドレイン間の電圧Ｖｄｓは急激に低下し、電流Ｉｄｓは急激に上昇する。従って、図３に示すように、スイッチング損失（Ｖｄｓ×Ｉｄｓで囲まれた面積）が、昇圧されない場合のスイッチング損失Ｄに比べてスイッチング損失Ｄ’と小さく抑えられる。
【００５８】
前記のように、本実施形態では、図３から判るように、スイッチング素子１１をターンオンする際には、ＰＷＭパルス出力回路１１１から出力されるＰＷＭパルスのＨレベルへの遷移時からスイッチング素子１１のゲート電圧が所定電圧Ｖｇｓｔに上昇するまでの初期期間ｔ１だけ、定常的にゲートに印加する所定電圧Ｖ１よりも高い昇圧電圧Ｖ２を印加することによって、スイッチング素子１１のゲートに常に過大な電圧を印加することなくスイッチング動作を速くすることが可能となる。よって、スイッチング素子１１のゲートに余分なストレスをかけることなく、遅延時間を短くし、且つスイッチング損失を低減することができる。
【００５９】
（昇圧指示信号出力回路の具体例）
前記昇圧指示信号出力回路１０１は、具体的には、図４に示すように、ゲート電圧検出回路２０１で具体化される。
【００６０】
前記ゲート電圧検出回路（制御電圧検出回路）２０１は、スイッチング素子１１のゲート電圧（制御電圧）を検出し、その検出したゲート電圧（電圧検出信号）が図５に示すように所定電圧Ｖｇｓｔよりも低い場合にＨレベルの昇圧指示信号を出力し、前記所定電圧Ｖｇｓｔを越えると、その出力した昇圧指示信号をＬレベルに戻す。前記所定電圧Ｖｇｓｔは例えばスイッチング素子１１の閾値電圧以下の電圧値であって、望ましくはスイッチング素子１１の閾値電圧である。
【００６１】
前記のように構成されたスイッチング素子駆動回路２００の動作を図５に基づいて説明する。
【００６２】
ＰＷＭパルス出力回路１１１から出力されるＰＷＭパルスがＬレベルの間は、駆動信号出力回路１０４は電圧制御回路１０３の所定電圧Ｖ１を出力し、スイッチング素子１１のゲート電圧Ｖｇｓも前記所定電圧Ｖ１になる。このゲート電圧Ｖｇｓは閾値電圧Ｖｇｓｔよりも低いので、ゲート電圧検出回路２０１から出力される昇圧指示信号はＨレベルになる。そこで、電圧制御回路１０３は所定の周波数の昇圧パルスを出力し、電圧制御回路１０３は制御電源１０２からの所定電圧Ｖ１を昇圧電圧Ｖ２に昇圧する。但し、前記のようにＰＷＭパルスがＬレベルの間は前記昇圧電圧Ｖ２は駆動信号出力回路１０４から出力されない。
【００６３】
この状態でＰＷＭパルスがＨレベルになると、駆動信号出力回路１０４から出力される駆動電圧Ｖｄｖは、前記昇圧電圧Ｖ２になり、スイッチング素子１１のゲート電圧Ｖｇｓが速やかに上昇する。
【００６４】
やがて、ゲート電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｇｓｔを超えると、ゲート電圧検出回路２０１から出力される昇圧指示信号はＬレベルになる。そこで、電圧制御回路１０３は昇圧を停止して所定電圧Ｖ１を出力し、駆動信号出力回路１０４から出力される駆動電圧Ｖｄｖも所定電圧Ｖ１になる。
【００６５】
すなわち、スイッチング素子１１を速やかにオン状態にするために必要十分な時間だけ、昇圧電圧Ｖ２がゲートに印加される。また、ゲート電圧Ｖｇｓに応じて、駆動信号出力回路１０４から出力される駆動電圧Ｖｄｖが制御されることにより、昇圧電圧Ｖ２が印加され続けることによる発振動作などの異常現象が抑制されるので、常に安定した高速なスイッチング動作を行わせることが容易にできる。
（第１の実施形態の変形例）
次に、前記第１の実施形態の変形例を説明する。
【００６６】
スイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動回路においては、駆動回路の簡略化及び低コスト化などの点から単電源が望ましい。しかし、スイッチング素子がオン動作する閾値電圧が低い場合や、ノーマリオンのスイッチング素子（閾値電圧が負電圧であるもの）を駆動する場合においては、確実にオフ動作をさせるために負電源を用いる必要がある。そのようなスイッチング素子駆動回路の例を説明する。
【００６７】
スイッチング素子駆動回路の変形例について図６を用いて説明する。スイッチング素子駆動回路８００は、図６に示すように、図１のスイッチング素子駆動回路１００に加えて、昇圧指示信号出力回路８０１、制御電源１０２、及び電圧制御回路１０３が設けられている。前記昇圧指示信号出力回路８０１、制御電源１０２、及び電圧制御回路１０３は、各々昇圧指示信号出力回路１０１、制御電源１０２、及び電圧制御回路１０３と同様の構成を有し、但し、逆極性の電圧で動作するようになっている。これにより、正負の両電源を必要とするスイッチング素子の駆動などにも対応できる。また、スイッチング素子のターンオン動作用とターンオフ動作用に、個別に制御回路を構成できるので、どちらか一方のみ、高速及び低速にスイッチング動作することも可能である。よって、電力変換器、更には電力変換器を用いたシステムに適したスイッチング動作を実現できる。
【００６８】
前記の例では、パルス信号に応じた間欠的な所定の期間内で駆動電圧を変化させる例として、スイッチング素子１１をオン状態にする際に駆動電圧を上昇させる例を示したが、これに限らず、例えば図７（ａ）に示すように、オフ状態にする際に駆動電圧をより低くして、速やかにオフ状態にすることにより、オフになる時のスイッチング損失も低減し得るようにしても良いし、更に、これらを組み合わせて、オン状態にする際に駆動電圧を上昇させるとともにオフ状態にする際により低くするようにしても良い。
【００６９】
また、逆に、例えば図７（ｂ）、（ｃ）に示すように、オン時及びオフ時の一方で、又は両方で、駆動電圧を中間の電圧にして、積極的にサージ電圧及びサージ電流の低減等を図るようにしても良い。
【００７０】
（駆動信号出力回路の変形例）
前記図１及び図４に示したスイッチング素子駆動回路では、駆動信号出力回路１０４から出力する駆動信号として印加する電圧を、電圧制御回路１０３により所定電圧Ｖ１と昇圧電圧Ｖ２とに変更したが、本変形例では、駆動信号出力回路は、スイッチング素子１１へ出力する駆動信号の電圧の変更に代えて、その駆動信号に印加する電圧は固定値とし、スイッチング素子１１へ出力する駆動信号として流す電流を大小変更するものである。
【００７１】
図８に示したスイッチング素子駆動回路では、駆動信号出力回路２０４は、上下アーム接続されたスイッチング素子２０４ａ、２０４ｂと、抵抗２０４ｄと、この抵抗２０４ｄと並列接続されたスイッチング素子２０４ｃとを備えている。
【００７２】
図８に示したスイッチング素子駆動回路では、更に、電流増大指示信号出力回路７０１と、制御電源１０２とを備えている。電流増大指示信号出力回路７０１は、スイッチング素子１１をオン状態にする際に、例えば実施形態１で説明した期間ｔ１に相当する間、電流増大指示信号を断続的にＨレベルにして、スイッチング素子２０４ｃを間欠的にオン状態にするようになっている。前記駆動信号出力回路２０４のスイッチング素子２０４ｃは、前記電流増大指示信号がＨレベルになったときにオン状態になるようになっている。尚、スイッチング素子１１がオン状態になった後には、スイッチング素子７０４ｃは、例えばオフにされる。
【００７３】
前記のように構成されていることにより、ＰＷＭパルスがＬレベルからＨレベルになる際に、制御電源１０２からスイッチング素子２０４ａを介して流れる電流は、スイッチング素子２０４ｃがオフの間は抵抗２０４ｄを介してスイッチング素子１１のゲートに流れる一方、スイッチング素子２０４ｃがオンの間はスイッチング素子２０４ｃを介して流れる。そこで、抵抗２０４ｄを介さないで流れる場合に比べて安定度を高く保ちつつ、抵抗２０４ｄだけを介して流れる場合に比べて、スイッチング素子１１のゲートに電荷が速やかに充電され、スイッチングが高速に行われて、スイッチング損失を小さく抑えられる。
【００７４】
ここで、スイッチング素子１１をオフする際には、スイッチング素子２０４ｃがオフ状態でも、スイッチング素子２４ｃの寄生ダイオードにより、オフ時間を短縮させることができるが、寄生ダイオードと並列に高速動作可能なショットキーダイオードを接続することによって、前記オフ時間をより短縮することが容易にできる。
【００７５】
（第２の実施形態）
図９は、本発明の第２の実施形態に係るスイッチング素子駆動回路の回路構成図を示す。
【００７６】
同図において、スイッチング素子駆動回路２は、ＰＷＭパルス出力回路３のＰＷＭ信号に応じて、電圧駆動形スイッチング素子１をスイッチング動作する駆動信号を出力する。ここで、駆動信号は、ＰＷＭ信号に同期している。スイッチング素子駆動回路２は、駆動信号出力回路４と、オン用制御電圧回路５、オフ用制御電圧回路６と、第１の制御電圧検出回路７とを備えている。
【００７７】
前記ＰＷＭパルス出力回路３の出力は、スイッチング素子駆動回路２の入力に接続され、スイッチング素子駆動回路２の出力は、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子（ゲート端子）に接続されている。また、スイッチング素子駆動回路２は、駆動信号出力回路４と、オン用制御電圧回路５と、オフ用制御回路６とにより構成されている。オン用制御電圧回路５及びオフ用制御電圧回路６の少なくとも１つは、制御電圧検出回路７で検出且つ出力された電圧検出信号により、出力する電圧を変化させることが可能である。
【００７８】
前記駆動信号出力回路４は、ＰＷＭパルス出力回路３から出力されるＰＷＭ信号に同期し、且つ電力増幅された信号を電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に出力する。
【００７９】
次に、オン用制御電圧回路５及びオフ用制御電圧回路６、制御電圧検出回路７について、具体的な回路例を用いて説明する。
【００８０】
図１０及び図１１は、オン用制御電圧回路５、オフ用制御電圧回路６の回路図の一例である。
【００８１】
図１０において、オン用制御電圧回路５は、電圧切換回路５１と、電圧可変回路５２とにより構成されている。電圧可変回路５２は、３端子レギュレータ５００、２個の抵抗Ｒ１、Ｒ２、２個のコンデンサＣ１、Ｃ２を備え、コンデンサＣ１に基準電圧源５０５の電圧をターンオン用の所定電圧Ｖ１として与え、３端子レギュレータ（昇圧回路）５００によりコンデンサＣ２に前記ターンオン用の所定電圧Ｖ１を１．５〜２倍程度に可変（昇圧）した昇圧電圧Ｖ２を発生させる。電圧切換回路５１は、ロジック回路と電圧可変回路５２の入力電圧と出力電圧を切り替えるトランジスタ５０１、５０２とにより構成されている。
【００８２】
また、電圧切換回路５１には、ＰＷＭ信号と電圧検出信号とが入力され、その各々がＨｉｈｇレベルとＬｏｗレベルである場合のみトランジスタ５０２をオン、トランジスタ５０１をオフし、それ以外の場合はトランジスタ５０２をオフ、トランジスタ５０３をオンしている。
【００８３】
図１４の動作波形より、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベル且つ検出信号がＬｏｗレベルである場合は、時刻ｔ１’からｔ４’までの期間であることが判る。
【００８４】
前記オフ用制御電圧回路６は、図１１において、電圧切換回路６１と、電圧可変回路６２とにより構成されている。前記オン用制御電圧回路５との違いは、電圧切換回路５１及び電圧可変回路５２を、電圧切換回路６１及び電圧可変回路６２に変更した点である。電圧切換回路６１により、ＰＷＭ信号と検出信号とが各々ＬｏｗレベルとＨｉｇｈレベルである場合のみトランジスタ５０２をオン、トランジスタ５０１をオフし、それ以外の場合はトランジスタ５０２をオフ、トランジスタ５０１をオンしている。また、電圧可変回路６２は、３端子レギュレータ６００、２個の抵抗Ｒ５、Ｒ６、２個のコンデンサＣ５、Ｃ６を備え、コンデンサＣ５に電圧源６０５の電圧をターンオフ用の所定電圧Ｖ３として与え、３端子レギュレータ（降圧回路）６００によりコンデンサＣ６に前記ターンオフ用の所定電圧Ｖ３を１．５〜２倍程度に可変（降圧）した降圧電圧Ｖ４を発生させる。図１４の動作波形より、ＰＷＭ信号がＬｏｗレベル且つ検出信号がＨｉｇｈレベルである場合は、時刻ｔ５’からｔ８’までの期間であることが判る。基本的な動作は同じなので、説明は省略する。
【００８５】
図１２は、第１の制御電圧検出回路７の回路図の一例である。図１２において、第１の制御電圧検出回路７は、分圧回路７１と、第１の判定回路７２と、第２の判定回路７３と、アンド回路７４とにより構成される。電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に印加される電圧は、分圧回路７１により検出される。ここで、分圧回路７１に用いられる抵抗は十分大きく、分圧比は１：１０以上であることが望ましい。第１の判定回路７２及び第２の判定回路７３は、各々、第１の基準電圧７０３及び第２の基準電圧７０４により、分圧回路７１で検出された制御電圧を判定（基準電圧よりも大きいか小さいかを判定）し、その結果を出力する。ここで、第１の基準電圧７０３と第２の基準電圧７０４は、電圧駆動形スイッチング素子１の閾値電圧よりも、一方が低い電圧であり、他方は高い電圧となるように設定する。望ましくは、閾値電圧の±１０％以内で設定するのが良い。
【００８６】
次に、図１３を用いて、詳細な検出タイミングを説明する。図１３は、駆動信号と、制御電圧検出回路７により検出された検出信号との動作波形を示す。
【００８７】
電圧駆動形スイッチング素子１の閾値電圧をＶｔｈとし、制御電圧検出回路７における第１の基準電圧及び第２の基準電圧を、各々Ｖ１０とＶ２０とすると、閾値電圧Ｖｔｈと第１の基準電圧Ｖ１０及び第２の基準電圧Ｖ２０は、図中のようになる。そうすると、電圧駆動形スイッチング素子１のターンオン時に、第１の判定回路７２及び第２の判定回路７３の出力は、各々電圧Ｖ１０と電圧Ｖ２０に達した時点で、ＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに瞬時に切り替わり、ターンオフ時には、第１の判定回路７２及び第２の判定回路７３の出力は、各々、電圧Ｖ１０と電圧Ｖ２０に達した時点で、ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに瞬時に切り替わる。よって、制御電圧検出回路７の出力する検出信号は、図中にあるようになり、ターンオン時及びターンオフ時ともに、ミラー効果が終了した時点で出力レベルが切り替わる。故に、ＰＷＭ信号の入力からミラー効果が終了するまでの間、制御電圧検出回路７の出力する電圧は、遅延時間を短縮するように、又はスイッチング損失を低減するように、可変する。
【００８８】
このように、制御電圧を抵抗分圧により検出し、２つの基準電圧を用いた判定回路により検出信号を出力することで、ターンオン動作とターンオフ動作におけるミラー効果が終了した時点を、容易に且つ確実に検出することができる。
【００８９】
次に、図１４を用いて、図９に示したスイッチング素子駆動回路２及び電圧駆動形スイッチング素子１における動作波形を示す。同図において、ＰＷＭ信号、駆動信号、ドレイン電流、ドレイン電圧、検出信号、オン用制御電圧、オフ用制御電圧は、各々ＰＷＭパルス出力回路３の出力信号、スイッチング素子駆動回路２の出力信号、電圧駆動形スイッチング素子１のドレイン電圧、ドレイン電流、第１の制御電圧検出回路７の出力信号、オフ用制御電圧回路５の出力電圧、オフ用制御電圧回路６の出力電圧である。
【００９０】
同図から判るように、ＰＷＭパルス出力回路３が電圧駆動形スイッチング素子１をオン／オフさせるためのＨレベルのＰＷＭ信号を出力スルのに対応して、駆動信号出力回路４から出力される駆動信号は、前記ＰＷＭ信号がＨレベルに遷移し始めた時点から、このＰＷＭ信号がＬレベルに遷移し、その後、この駆動信号が基の電圧値に戻るまでの所定期間だけ出力される。ここで、ＰＷＭ信号がＨレベルに遷移した時点から駆動信号の電圧が実際に上昇し始めるまでの時間は、駆動信号出力回路４の動作の遅延時間である。以下、詳細に説明する。
【００９１】
先ず、ＰＷＭパルス出力回路３が電圧駆動形スイッチング素子１をオン／オフさせるためのＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号は、図中の時刻ｔ１’でＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに瞬時に切り替わり、時刻ｔ５’でＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに瞬時に切り替わる。次に、スイッチング素子駆動回路２により、ＰＷＭ信号の電力増幅がなされ、電圧形スイッチング素子１の制御端子に駆動信号として入力される。駆動信号は、ＰＷＭ信号に同期して動作する。
【００９２】
電圧駆動形スイッチング素子１のターンオン動作において、詳細に説明する。時刻ｔ１’でＰＷＭ信号はＨｉｇｈレベルとなり、オン用制御電圧回路５は定常時の所定電圧Ｖ１よりも高い電圧Ｖ２を出力する。スイッチング制御回路２内の回路による遅延や制御抵抗による電流制限の影響で、駆動信号の立上がりは、時刻ｔ２’まで遅延する。しかしながら、オン用制御電圧回路５から出力される昇圧電圧Ｖ２が定常時の所定電圧Ｖ１よりも高いので、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に流入する電流を大きくできる。故に、時刻ｔ１’から遅延するｔ２’までのターンオン遅延時間を短縮することができる。
【００９３】
時刻ｔ２’から、電圧駆動形スイッチング素子１のゲート・ソース間容量（図示しない。）に充電が開始され、駆動信号（すなわち、制御端子の電圧）は徐々に上昇する。時刻ｔ３’に、電圧駆動型スイッチング素子１の閾値電圧に達し、電圧駆動形スイッチング素子１がオンすることにより、ゲート・ソース間容量に加えてドレイン・ゲート容量（図示しない。）にも充電を開始する。充電がほぼ完了する時刻ｔ４’までの間、駆動信号は閾値電圧の近傍でクランプされる。この充電動作においても、オン用制御電圧回路５が定常時の所定電圧Ｖ１よりも高い昇圧電圧Ｖ２を出力しているので、速やかに充電動作が完了し、駆動信号が閾値電圧の近傍でクランプされる時間が短縮される。時刻ｔ４’を過ぎた時点で、第１の制御電圧検出回路７から出力される検出信号がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに瞬時に切り替わり、それに応じて、オン用制御電圧回路５の出力電圧を昇圧電圧Ｖ２から定常時の所定電圧Ｖ１に戻す。駆動信号の電圧は徐々に上昇し、オン用制御電圧回路５が出力する定常時の所定電圧Ｖ１に達し、ターンオン動作を終了する。電圧形スイッチング素子１は、時刻ｔ３’からドレイン電流が流れ始め、時刻ｔ４’には所望のドレイン電流が流れ、ドレイン電圧は定常状態になる。上述したように、時刻ｔ３’からｔ４’までの間は短縮されるので、ドレイン電流及びドレイン電圧の動作時間も短縮される。
【００９４】
続いて、電圧駆動形スイッチング素子１のターンオフ動作、即ち、ＰＷＭ信号がＬｏｗレベルに遷移した以降の所定期間の終期について、詳細に説明する。時刻ｔ５’でＰＷＭ信号はＬｏｗレベルとなり、オフ用制御電圧回路６は定常時の所定電圧Ｖ３より低い降圧電圧Ｖ４を出力する。ターンオン動作同様に、スイッチング制御回路２内の回路による遅延や制御抵抗による電流制限の影響で、駆動信号の立下りは、時刻ｔ６’まで遅延する。しかしながら、オフ用制御電圧回路６から出力される降圧電圧Ｖ４が定常時の所定電圧Ｖ３よりも低いので、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子から流出する電流を大きくできる。故に、時刻ｔ１’から遅延するｔ２’までのターンオフ遅延時間を短縮することができる。
【００９５】
時刻ｔ６’から、電圧駆動形スイッチング素子１のゲート・ソース間容量とドレイン・ゲート間容量から放電が開始され、駆動信号（すなわち、制御端子の電圧）は徐々に下降する。時刻ｔ７’に、電圧駆動型スイッチング素子１の閾値電圧に達し、電圧駆動形スイッチング素子１がオフして、ゲート・ソース間容量のみでそのまま放電し続ける。この動作により、これもターンオン動作同様に、放電がほぼ完了される時刻ｔ８’までの間、駆動信号は閾値電圧の近傍でクランプされる。この放電動作においても、オフ用制御電圧回路６が定常時の所定電圧Ｖ３よりも低い降圧電圧Ｖ４を出力しているので、速やかに放電動作が完了し、駆動信号が閾値電圧の近傍でクランプされる時間が短縮される。時刻ｔ８’を過ぎた時点で、第１の制御電圧検出回路７から出力される検出信号がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに瞬時に切り替わり、それに応じて、オフ用制御電圧回路６の出力電圧を降圧電圧Ｖ４定常時の所定電圧Ｖ３に戻す。時刻ｔ８’から徐々に下降し、オフ用制御電圧回路６が出力するオフ用制御電圧に達し、ターンオフ動作を終了する。電圧形スイッチング素子１は、時刻ｔ７’からドレイン電流が流れ始め、時刻ｔ８’には所望のドレイン電流が流れ、ドレイン電圧は定常状態になる。上述したように、時刻ｔ７’からｔ８’までの間は短縮されるので、ドレイン電流及びドレイン電圧の動作時間も短縮される。
【００９６】
よって、ミラー効果が開始するまでの間、オン用制御電圧（オフ用制御電圧）を、定常時の電圧よりも高く（低く）した場合、ターンオン（ターンオフ）動作時の遅延時間を大幅に短縮することができる。これは、インバータ及びコンバータのような電力変換器において、上下アーム（電源に対して、スイッチング素子を直列接続したもの）ともにオフするデッドタイム（休止期間もいう）を大幅に短縮し、デッドタイムの影響で発生する電流歪などを抑制できる。
【００９７】
更に、ミラー効果が終了するまでの間、オン用制御電圧（オフ用制御電圧）を、定常時の電圧よりも高く（低く）した場合、ターンオン（ターンオフ）動作時のスイッチング動作を高速にし、スイッチング損失を低減することができる。
【００９８】
尚、オン用制御電圧回路５及びオフ用制御電圧回路６で出力される電圧範囲は、定常時の出力電圧の１．５〜２倍程度が望ましい。オン用制御電圧回路５とオフ用制御電圧回路６との間で、出力される電圧範囲が異なっても良い。どちらか一方のみが、制御電圧に応じて出力電圧を変化させても良い。また、出力電圧は、瞬時又は徐々に変化させても良く、また複数回に分けて階段状に変化させても良い。更には、定常時の電圧と、高周波で交互に切り替えても良い。
【００９９】
（オン用制御電圧発生回路及びオフ用制御電圧発生回路の変形例）
次に、図９に示したスイッチング素子駆動回路において、オン用制御電圧発生回路５及びオフ用制御電圧発生回路６の別の動作について、図１５を用いて説明する。
【０１００】
図１５は、同じく、図９に示すスイッチング素子駆動回路２及び電圧駆動形スイッチング素子１における動作波形を示す。
【０１０１】
図１４の動作波形においては、ＰＷＭ信号が入力されてから、ミラー効果が終了するまでの間、制御電圧を変化させる実施形態を説明した。それに対して、本変形例では、ミラー効果の期間中のみ、制御電圧を変化させる。具体的には、図１５で示すように、ターンオン動作時では時刻ｔ３’からｔ４’の間のみ、オン用制御電圧回路５で出力する制御電圧を所定電圧Ｖ５から降圧電圧Ｖ６に低くする。また、ターンオフ動作時では、時刻ｔ７’からｔ８’の間のみ、オフ用制御電圧回路６で出力する制御電圧を所定電圧Ｖ７から昇圧電圧Ｖ８に高くする。
【０１０２】
こうすることにより、ターンオン動作及びターンオフ動作において、遅延時間を延ばすことなく、スイッチング速度を緩やかにすることができる。故に、遅延時間による電流歪を抑制して、サージ電圧及びノイズの低減を図ることができる。
【０１０３】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態を説明する。
【０１０４】
本実施形態では、スイッチング素子駆動回路の全体構成は図９と同一である。異なる点は、第１の制御電圧検出回路７の構成が異なる。この第１の制御電圧検出回路の構成及び本実施形態のスイッチング素子駆動回路の動作について、図１６及び図１７を用いて説明する。
【０１０５】
図１６は、第１の制御電圧検出回路７ａの回路の一例であり、図１７は、スイッチング素子駆動回路２に、制御電圧検出回路７ａを用いた場合の動作波形図である。
【０１０６】
図１６において、制御電圧検出回路７ａは、分圧回路７１と、第３の判定回路７４と、遅延回路７５と、アンド回路７６とにより構成されている。
【０１０７】
第３の判定回路７４は、分圧回路７１で分圧、そして検出された駆動信号を、第３の基準電圧６０５と比較して判定出力する。ここで、第３の基準電圧６０５は、電圧駆動形スイッチング素子１の閾値電圧であることが望ましい。遅延回路７５は、第３の判定回路７４の出力信号を設定時間ｔ０だけ遅延させた信号を出力する。この遅延時間ｔ０は、遅延回路を構成する抵抗とコンデンサで決定され、ミラー効果期間中であることが望ましい。
【０１０８】
次に、図１７を用いて、図１６に示す制御電圧検出回路７ａを電圧駆動形スイッチング素子１の駆動で用いた場合の動作波形を示す。同図において、ＰＷＭ信号、駆動信号、ドレイン電流、ドレイン電圧、検出信号、オン用制御電圧、オフ用制御電圧は、各々、ＰＷＭパルス出力回路３の出力信号、スイッチング素子駆動回路２の出力信号、電圧駆動形スイッチング素子１のドレイン電圧、ドレイン電流、第１の制御電圧検出回路７ａの出力信号、オフ用制御電圧回路５の出力電圧、オフ用制御電圧回路６の出力電圧である。
【０１０９】
主要な動作については、図１４の説明で示したものと同じである。異なる点は、検出信号の動作タイミングが、ＰＷＭ信号から駆動信号のミラー効果期間中であることである。
【０１１０】
図１７に示したように、ターンオン動作においては、ミラー期間内である時刻ｔ２’とｔ３’間にある時刻ｔａで、オン用制御電圧が昇圧電圧Ｖ２から所定電圧Ｖ１に戻るので、その時点からは、ドレイン電流及びドレイン電圧の変化率が緩やかになり、結果として、スイッチング動作時に発生するサージ電流及びノイズの低減が図れる。また、ターンオフ動作においても、ミラー期間内である時刻ｔ６’とｔ７’間にある時刻ｔｂにおいて、オフ用制御電圧が降圧電圧Ｖ４から所定電圧Ｖ３に戻るので、その時点からドレイン電流及びドレイン電圧の変化率が緩やかになり、結果として、スイッチング動作時に発生するサージ電圧及びノイズの低減が図れる。
【０１１１】
（制御電圧検出回路の変形例）
更に、制御電圧検出回路の別変形例について説明する。
【０１１２】
図１８は、電圧駆動形スイッチング素子１の閾値電圧Ｖｔｈの温度特性を示す図である。
【０１１３】
電圧駆動形スイッチング素子１の閾値電圧Ｖｔｈは、通常２〜５〔Ｖ〕になるように設計されているが、温度に応じて変化することが知られている。常温（図中のＴａ領域）では、通常２〜５〔Ｖ〕であり、低温（図中のＴｃ領域）では、常温よりも高い電圧値となり、高温（図中のＴｈ領域）では、常温より低い電圧値となる。また、温度に応じてリニア特性となる。よって、常温での閾値電圧Ｖｔｈ＿ａを基に、第１の基準電圧、第２の基準電圧、第３の基準電圧を設定した場合には、低温及び高温時に、所望のスイッチング動作をするように制御することが難しくなるため、電圧駆動形スイッチング素子１の温度に応じて、第１の基準電圧、第２の基準電圧、第３の基準電圧を各々選択し、設定することが望ましい。本変形例では、図１６の第１の制御電圧検出回路７ａに備える第３の判定回路７４において、電圧駆動形スイッチング素子１の閾値電圧を設定する第３の基準電圧６０５について、前記のように温度に応じて選択、設定する。
【０１１４】
そうすることにより、電圧駆動形スイッチング素子１の温度状態に応じた最適な制御電圧を制御することができ、より一層にサージ電圧及びノイズの低減を図ることができる。
【０１１５】
（第４の実施形態）
続いて、本発明の第４の実施形態のスイッチング素子駆動回路について、図１９を用いて説明する。
【０１１６】
図１９は、本実施形態に係るスイッチング素子駆動回路の回路構成図を示す。
【０１１７】
同図において、スイッチング素子駆動回路２ａは、ＰＷＭパルス出力回路３のＰＷＭ信号に応じて、電圧駆動形スイッチング素子１をスイッチング動作する駆動信号を出力する。ここで、駆動信号は、ＰＷＭ信号に同期している。スイッチング素子駆動回路２ａは、駆動信号出力回路４と、オン用制御電圧回路５、オフ用制御電圧回路６と、制御抵抗１０６と、第２の制御電圧検出回路８とを備えている。
【０１１８】
本実施形態では、図９とは、第１の制御電圧検出回路が第２の制御電圧検出回路８に変更されたことと、制御抵抗１０６が追加されている点が異なる。
【０１１９】
図１９では、ＰＷＭパルス出力回路３の出力は、スイッチング素子駆動回路２ａの入力に接続され、スイッチング素子駆動回路２ａの出力は、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に接続されている。また、スイッチング素子駆動回路２ａは、駆動信号出力回路４と、オン用制御電圧回路５と、オフ用制御回路６と、制御抵抗１０６で構成されている。駆動信号出力回路４は、ＰＷＭパルス出力回路３から出力されるＰＷＭ信号に同期し、且つ電力増幅された信号を制御抵抗１０６を介して、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に出力する。
【０１２０】
制御電圧検出回路８は、前記制限抵抗１０６の両端で検出された第１の制御電圧（スイッチング素子の制御端子に近い側）と、第２の制御電圧（スイッチング素子の制御端子と他方の側）との電圧差に応じて、電圧検出信号を出力する。
【０１２１】
前記制御抵抗１０６の電圧差を検出することは、電圧駆動形スイッチング素子１の制御端子に流入する制御電流を検出することと同じである。ここでは、図示しないが、制御電流は、制御電圧と共に変化し、ミラー効果が終了する時刻には、制御電流もほとんど流れなくなる。よって、第１の制御電圧と第２の制御電圧との電圧差（つまり、制御電流）を検出することにより、以上で説明した実施形態同様な効果が得られる。故に、スイッチング動作時に発生するサージ電圧及びノイズの低減が図れる。
【０１２２】
また、インバータ及びコンバータなどの電力変換器において、ＳｉＣ及びＧａＮを含むスイッチング素子を用いる場合には、従来のＳｉ系のスイッチング素子よりも高耐圧且つ高破壊耐量なスイッチング素子となるので、更に高速なスイッチング動作を実現できる。
【産業上の利用可能性】
【０１２３】
以上説明したように、本発明は、スイッチング素子のスイッチング損失を抑制したり、電圧変換装置等の小型化やコスト削減が可能であるので、大電力をスイッチングするＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動回路等として有用である。
【符号の説明】
【０１２４】
１ 電圧形スイッチング素子
２、２ａ スイッチング素子駆動回路
３ ＰＷＭパルス出力回路
４ 駆動信号出力回路
５ オン用制御電圧回路
６ オフ用制御電圧回路
７、７ａ 第１の制御電圧検出回路
８ 第２の制御電圧検出回路
５１、６１ 電圧切換回路
５２、６２ 電圧可変回路
７１ 分圧回路
７２ 第１の判定回路
７３ 第２の判定回路
７４ 第３の判定回路
７５ 遅延回路
６０３ 第１の基準電圧
６０４ 第２の基準電圧
６０５ 第３の基準電圧
６０６ 制御抵抗
５００ ３端子レギュレータ
５０１、５０２、５０３ トランジスタ
１１ スイッチング素子
２１ 電源
１００ スイッチング素子駆動回路
１０１ 昇圧指示信号出力回路
１０２ 制御電源
１０３ 電圧制御回路（制御回路）
１０４ 駆動信号出力回路
１０４ａ スイッチング素子
１０４ｂ スイッチング素子
１１１ ＰＷＭパルス出力回路
２００ スイッチング素子駆動回路
２０１ ゲート電圧検出回路（制御電圧検出回路）
８００ スイッチング素子駆動回路
８０１ 昇圧指示信号出力回路
８０２ 制御電源
８０３ 電圧制御回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス信号を受け、このパルス信号に応じた所定期間、電力変換回路に備えるスイッチング素子の制御端子に駆動信号を出力するスイッチング素子駆動回路であって、
前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を、所定電圧又は所定電流とは異なる電圧又は電流に変更する制御回路と、
前記スイッチング素子の制御端子の電圧を検出する制御電圧検出回路とを有し、
前記制御回路は、
前記制御電圧検出回路の電圧検出信号を受け、前記スイッチング素子の制御端子の電圧値に応じて、前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記スイッチング素子のターンオン時におけるミラー効果期間の一部を含む一定期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を前記所定電圧又は所定電流よりも大値の電圧又は電流に変更し、かつ前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記スイッチング素子のターンオフ時におけるミラー効果期間の一部を含む一定期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を前記所定電圧又は所定電流よりも小値の電圧又は電流に変更するように構成された
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項２】
請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、この所定期間の開始時から前記スイッチング素子のターンオン時におけるミラー効果期間の終了時までの期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項３】
請求項２記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子のターンオン時にその制御端子に与える駆動信号の電圧をターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更するオン用制御電圧回路を有し、
前記制御電圧検出回路は、
前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧よりも所定電圧高い電圧値を検出し、この所定電圧高い電圧値の検出時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオン用制御電圧回路に出力し、
前記オン用制御電圧回路は、
前記パルス信号に応じた所定期間の開始時に前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記高電圧への変更を停止する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項４】
請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子のターンオフ時にその制御端子に与える駆動信号として印加する電圧をターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更するオフ用制御電圧回路を有し、
前記制御電圧検出回路は、
前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧よりも所定電圧低い電圧値を検出し、この所定電圧低い電圧値の検出時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオフ用制御電圧回路に出力し、
前記オフ用制御電圧回路は、
前記パルス信号を受けなくなった時点で前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記低電圧への変更を停止する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項５】
請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記スイッチング素子のミラー効果期間の全てを含む期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与えている駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項６】
請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、この所定期間の開始時から前記スイッチング素子のターンオン時におけるミラー効果期間の途中までの期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項７】
請求項６記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子のターンオン時にその制御端子に与える駆動信号として印加する電圧をターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更するオン用制御電圧回路を有し、
前記制御電圧検出回路は、
前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧を検出し、この閾値電圧の検出後、予め定めた設定時間の経過時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオン用制御電圧回路に出力し、
前記オン用制御電圧回路は、
前記パルス信号に応じた所定期間の開始時に前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記高電圧への変更を停止する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項８】
請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記パルス信号を受けなくなった時点から前記スイッチング素子のターンオフ時におけるミラー効果期間の途中までの期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項９】
請求項８記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子のターンオフ時にその制御端子に与える駆動信号として印加する電圧をターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更するオフ用制御電圧回路を有し、
前記制御電圧検出回路は、
前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧未満の所定電圧値を検出し、この所定電圧値の検出後、予め定めた設定時間の経過時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオフ用制御電圧回路に出力し、
前記オフ用制御電圧回路は、
前記パルス信号を受けなくなった時点で前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記低電圧への変更を停止する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項１０】
請求項１、３、４、７及び９の何れか１項に記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御電圧検出回路におけるスイッチング素子の閾値電圧は、温度補正される
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項１１】
請求項１０記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御電圧検出回路におけるスイッチング素子の閾値電圧は、
前記スイッチング素子の温度が低くなるほど高く補正され、前記スイッチング素子の温度が高くなるほど低く補正される
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項１２】
請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記スイッチング素子の制御端子に接続される制御抵抗を更に備え、
前記制御電圧検出回路は、前記制御抵抗の両端の電圧を検出する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項１３】
前記請求項１〜１２の何れか１項に記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記スイッチング素子は、
ＳｉＣ又はＧａＮを含むワイドバンドギャップ半導体により構成される
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項１４】
請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記所定電圧を昇圧又は降圧する昇降圧回路を有し、
前記昇降圧回路は、前記制御電圧検出回路の電圧検出信号を受け、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を前記所定電圧又は所定電流よりも大値又は小値の電圧又は電流に変更するように構成された
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項１】
パルス信号を受け、このパルス信号に応じた所定期間、電力変換回路に備えるスイッチング素子の制御端子に駆動信号を出力するスイッチング素子駆動回路であって、
前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を、所定電圧又は所定電流とは異なる電圧又は電流に変更する制御回路と、
前記スイッチング素子の制御端子の電圧を検出する制御電圧検出回路とを有し、
前記制御回路は、
前記制御電圧検出回路の電圧検出信号を受け、前記スイッチング素子の制御端子の電圧値に応じて、前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記スイッチング素子のターンオン時におけるミラー効果期間の一部を含む一定期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を前記所定電圧又は所定電流よりも大値の電圧又は電流に変更し、かつ前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記スイッチング素子のターンオフ時におけるミラー効果期間の一部を含む一定期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を前記所定電圧又は所定電流よりも小値の電圧又は電流に変更するように構成された
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項２】
請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、この所定期間の開始時から前記スイッチング素子のターンオン時におけるミラー効果期間の終了時までの期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項３】
請求項２記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子のターンオン時にその制御端子に与える駆動信号の電圧をターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更するオン用制御電圧回路を有し、
前記制御電圧検出回路は、
前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧よりも所定電圧高い電圧値を検出し、この所定電圧高い電圧値の検出時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオン用制御電圧回路に出力し、
前記オン用制御電圧回路は、
前記パルス信号に応じた所定期間の開始時に前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記高電圧への変更を停止する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項４】
請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子のターンオフ時にその制御端子に与える駆動信号として印加する電圧をターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更するオフ用制御電圧回路を有し、
前記制御電圧検出回路は、
前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧よりも所定電圧低い電圧値を検出し、この所定電圧低い電圧値の検出時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオフ用制御電圧回路に出力し、
前記オフ用制御電圧回路は、
前記パルス信号を受けなくなった時点で前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記低電圧への変更を停止する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項５】
請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記スイッチング素子のミラー効果期間の全てを含む期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与えている駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項６】
請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、この所定期間の開始時から前記スイッチング素子のターンオン時におけるミラー効果期間の途中までの期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項７】
請求項６記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子のターンオン時にその制御端子に与える駆動信号として印加する電圧をターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更するオン用制御電圧回路を有し、
前記制御電圧検出回路は、
前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧を検出し、この閾値電圧の検出後、予め定めた設定時間の経過時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオン用制御電圧回路に出力し、
前記オン用制御電圧回路は、
前記パルス信号に応じた所定期間の開始時に前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオン用の所定電圧よりも高い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記高電圧への変更を停止する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項８】
請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記パルス信号に応じた所定期間の一部の期間として、前記パルス信号を受けなくなった時点から前記スイッチング素子のターンオフ時におけるミラー効果期間の途中までの期間において、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を変更する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項９】
請求項８記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子のターンオフ時にその制御端子に与える駆動信号として印加する電圧をターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更するオフ用制御電圧回路を有し、
前記制御電圧検出回路は、
前記スイッチング素子の制御端子の電圧として、前記スイッチング素子の閾値電圧未満の所定電圧値を検出し、この所定電圧値の検出後、予め定めた設定時間の経過時に前記電圧検出信号を前記制御回路のオフ用制御電圧回路に出力し、
前記オフ用制御電圧回路は、
前記パルス信号を受けなくなった時点で前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧を前記ターンオフ用の所定電圧よりも低い電圧に変更し、前記制御電圧検出回路の前記電圧検出信号を受けた時に前記低電圧への変更を停止する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項１０】
請求項１、３、４、７及び９の何れか１項に記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御電圧検出回路におけるスイッチング素子の閾値電圧は、温度補正される
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項１１】
請求項１０記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御電圧検出回路におけるスイッチング素子の閾値電圧は、
前記スイッチング素子の温度が低くなるほど高く補正され、前記スイッチング素子の温度が高くなるほど低く補正される
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項１２】
請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記スイッチング素子の制御端子に接続される制御抵抗を更に備え、
前記制御電圧検出回路は、前記制御抵抗の両端の電圧を検出する
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項１３】
前記請求項１〜１２の何れか１項に記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記スイッチング素子は、
ＳｉＣ又はＧａＮを含むワイドバンドギャップ半導体により構成される
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【請求項１４】
請求項１記載のスイッチング素子駆動回路において、
前記制御回路は、
前記所定電圧を昇圧又は降圧する昇降圧回路を有し、
前記昇降圧回路は、前記制御電圧検出回路の電圧検出信号を受け、前記スイッチング素子の制御端子に与える駆動信号として印加する電圧又は流す電流を前記所定電圧又は所定電流よりも大値又は小値の電圧又は電流に変更するように構成された
ことを特徴とするスイッチング素子駆動回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【公開番号】特開２０１２−１４７４９２（Ｐ２０１２−１４７４９２Ａ）
【公開日】平成２４年８月２日（２０１２．８．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−９６２３８（Ｐ２０１２−９６２３８）
【出願日】平成２４年４月２０日（２０１２．４．２０）
【分割の表示】特願２００８−５５７５３２（Ｐ２００８−５５７５３２）の分割
【原出願日】平成２０年６月１９日（２００８．６．１９）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年８月２日（２０１２．８．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年４月２０日（２０１２．４．２０）
【分割の表示】特願２００８−５５７５３２（Ｐ２００８−５５７５３２）の分割
【原出願日】平成２０年６月１９日（２００８．６．１９）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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