ソレノイド電流制御装置およびソレノイド電流制御方法
【課題】ソレノイドの通電電流値を簡単な回路構成で高精度に検出するソレノイド電流制御装置を提供する。
【解決手段】ソレノイドの通電電流値がセンス抵抗を介してＶ／Ｆ変換器に入力され、Ｖ／Ｆ変換器からの出力パルスがカウンタ回路で計数されてパルス計数値が得られる。このパルス計数値はソレノイド電流の積分値に相当し、このパルス計数値を用いてＰＷＭ信号のデューティ比のフィードバック制御を行うことにより、ソレノイドの電流制御におけるソレノイドの平均電流値検出の精度を高めることが可能となる。また、電流値をパルス計数値に変換して制御する方式としたため、簡単な回路構成でソレノイド電流制御装置が実現可能となる。
【解決手段】ソレノイドの通電電流値がセンス抵抗を介してＶ／Ｆ変換器に入力され、Ｖ／Ｆ変換器からの出力パルスがカウンタ回路で計数されてパルス計数値が得られる。このパルス計数値はソレノイド電流の積分値に相当し、このパルス計数値を用いてＰＷＭ信号のデューティ比のフィードバック制御を行うことにより、ソレノイドの電流制御におけるソレノイドの平均電流値検出の精度を高めることが可能となる。また、電流値をパルス計数値に変換して制御する方式としたため、簡単な回路構成でソレノイド電流制御装置が実現可能となる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はソレノイド電流制御装置およびソレノイド電流制御方法に関し、特に、電磁弁の開度や車両変速機の油圧回路の駆動制御に用いるリニアソレノイドに流れる電流を制御する電流制御装置および電流制御方法に適用して好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
自動車の変速機などに使用されるリニアソレノイドの電流制御装置は、ソレノイドに流れる電流値を検出して、これが所望の電流値に一致するようにパルス幅変調信号（以下、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号という。）を用いたフィードバック制御を行っている。
図４は、従来のソレノイド電流制御装置（例えば、特許文献１参照。）の一例を示すブロック図である。
図４のソレノイド電流制御装置は、ＭＯＳトランジスタＭ０に与えられるＰＷＭ信号のデューティ比を制御して、ソレノイドＬ０の平均通電電流値が指定電流値ＩDとなるようにするものである。制御回路３０がＰＷＭ信号出力回路４０にＰＷＭ信号のデューティ比を指示し、ＰＷＭ信号出力回路４０はその指示に従ってＰＷＭ信号を生成してＭＯＳトランジスタＭ０に出力する。ＭＯＳトランジスタＭ０はソレノイドＬ０と直流電源Ｖｂａｔの間に接続され、ＰＷＭ信号に応じてオン・オフしてソレノイドＬ０と直流電源Ｖｂａｔとを接続・遮断する。ＭＯＳトランジスタＭ０のオフ期間には、ソレノイドＬ０のフライホイール電流がダイオードＤ０を介してＧＮＤに流れる。ソレノイドＬ０の通電経路には電流検出用のセンス抵抗Ｒ０が挿入され、通電電流に比例した電圧がセンス抵抗Ｒ０の両端に発生する。センス抵抗Ｒ０の両端電圧が増幅器５０より増幅され、ノイズ除去用のフィルタ回路９０を介してＡ／Ｄ変換器６０に入力されることにより、ソレノイドＬ０の通電電流値がデジタル値に変換される。この変換値はＲＡＭ（記憶装置）７０に記憶される。制御回路３０は、Ａ／Ｄ変換器６０を介して随時ＲＡＭ７０に記憶された通電電流値（の変換値）を読み取る。制御回路３０は、読み取った通電電流値と指定電流値ＩDとを比較演算処理することによりＰＷＭ信号のデューティ比に関する指令値を補正し、補正されたデューティ比をＰＷＭ信号出力回路４０に指示する。
【０００３】
図５は、図４におけるソレノイドＬ０の通電電流値の検出動作を説明するタイミングチャートである。図５において、（Ａ）はＰＷＭ信号の波形、（Ｂ）はソレノイドの電流波形、を示す。
図５（Ａ）において、ＰＷＭ信号がＨレベルの期間でＭＯＳトランジスタＭ０がオンとなり、Ｌレベルの期間でＭＯＳトランジスタＭ０はオフとなる。ＰＷＭ信号の周期ＴにおけるＭＯＳトランジスタＭ０のオン期間の比率をＰＷＭ信号のデューティ比という。このデューティ比でＭＯＳトランジスタＭ０のオン期間を調整し、ソレノイドＬ０の通電電流量を制御する。
図５（Ｂ）において、ＭＯＳトランジスタＭ０が時刻ｔ１でオンすると、ソレノイドＬ０は直流電源Ｖｂａｔに接続され、その電流は最小電流値ＩLから増加する。一方、ＭＯＳトランジスタＭ０が時刻ｔ２でオフすると、ソレノイドＬ０は直流電源Ｖｂａｔから遮断され、その電流は最大電流値ＩHから減少する。
【０００４】
このソレノイドＬ０の平均電流値の算出方法として、特許文献１では以下が開示されている。
ＰＷＭ信号が立ち上がるｔ１時点の最小電流値をＩL、ＰＷＭ信号が立ち下がるｔ２時点の最大電流値をＩHとして、平均の通電電流値Ｉを次式で算出する。
【０００５】
【数１】
【０００６】
ここで、Ｋｄｕｔｙは以下の式に根拠を持つ値としている。
【０００７】
【数２】
【０００８】
なお、Ｋｄｕｔｙは「０」から「１．０」の間の数値で、ＰＷＭ信号のデューティ比や直流電源電圧ＶｂａｔおよびソレノイドＬ０の抵抗値の変動に基づいて変化するため、数値をテーブル化しておき、演算時に検索する方式としている。
この算出されたソレノイドＬ０の通電電流値Ｉと外部から入力される指定電流値ＩDとの偏差を求め、それにＰＩＤ制御則によるフィードバックゲインＫFBを乗じて補正値ＩCを算出しフィードバック制御を行う。
しかし、この方式では、次のような問題点がある。
ソレノイドＬ０の実際の通電電流Ｉは、ＭＯＳトランジスタＭ０のオン・オフ動作に従い以下のように増減する。
まず、ＭＯＳトランジスタＭ０がオンの場合、ソレノイド電流Ｉは次式に従い増加する。
【０００９】
【数３】
【００１０】
但し、ｔは時間、Ｖｂａｔは直流電源Ｖｂａｔの電圧値（説明の簡素化のために、電源名と電圧値に同じ符号を付す。）、Ｒ01はＭＯＳトランジスタＭ０のオン抵抗値とソレノイドＬ０の抵抗値とセンス抵抗Ｒ０の抵抗値の総和、ＬはソレノイドＬ０のインダクタンスである。また、ＩLはｔ＝ｔ１におけるソレノイド電流である。
また、ＭＯＳトランジスタＭ０がオフの場合、ソレノイド電流Ｉは次式に従い減少する。
【００１１】
【数４】
【００１２】
但し、Ｒ02はダイオードＤ０の抵抗値とソレノイドＬ０の抵抗値およびセンス抵抗Ｒ０の抵抗値の総和である。また、ＩHはｔ＝ｔ２におけるソレノイド電流である。
なお、数値計算を行う場合、簡単のためにダイオードＤ０のオン抵抗は無視してもよい。
上記（３）式、（４）式および図５に示したように、ソレノイド電流Ｉは、直線的ではなく指数関数的に変化しながら増減するため、最小値ＩLや最大値ＩHなどサンプリングした２箇所の検出電流値を用いて平均電流値を算出する方式（図５（Ｂ）の実線で示すソレノイド電流Ｉのカーブを一点差線で示す直線で近似する方式）では、実際の電流値との差異が大きく発生するという問題点がある。
また、ソレノイド電流Ｉは、（３）式や（４）式に示すように、直流電圧ＶｂａｔやソレノイドＬ０などの関数となっている。ソレノイドＬ０の抵抗値は、周囲温度で変化することが知られており、電源電圧の変動やＰＷＭ信号のデューティ比の変動を含めた演算式の定数（Ｋｄｕｔｙ）管理が非常に複雑になるという問題点がある。さらに、制御するソレノイド数が多くなると、定数（Ｋｄｕｔｙ）管理はさらに大規模で煩雑となり、演算処理が間に合わなくなるなどの問題点も発生する。
【００１３】
図６は、このような問題を改善し得る別の従来のソレノイドの電流制御装置（例えば、特許文献２参照。）の一例を示すブロック図である。
図６の回路構成における図４からの変更箇所は、Ａ／Ｄ変換器６０のデータ受け渡し用のＲＡＭ７０とＰＷＭ信号のデータ受け渡し用のＲＡＭ８０をそれぞれ独立に設けたことだけであり、図４と同じ機能の部位には同じ符号を付して詳細な説明は省略する。
制御方法に関する図６の図４に対する相違点は、平均電流値の算出方法である。すなわち、ＰＷＭ信号の周期Ｔよりも短いＡ／Ｄ変換周期ｔｍ（但し、Ｔ／ｔｍは整数）毎に、ソレノイドＬ０の電流値をデジタル値に変換し（周期Ｔ毎に２n個の変換値が得られる。）、データ受け渡し用ＲＡＭ７０に記憶する。この周期ｔｍ毎に記憶されたデジタル値を、ＰＷＭ信号の周期Ｔ分取り込み算術平均し、ソレノイドＬ０の平均電流値Ｉａｖｅを算出する。この平均電流値Ｉａｖｅと指定電流値ＩDとの偏差ＥＶを算出し、１回前の偏差をＥＶｏｌｄとする。そして、予め設定した制御ゲイン（比例ゲイン：ＫＰ、積分ゲイン：ＫＩ）をパラメータとする次式に基づき、ＰＷＭ信号のデューティ比の補正値（補正されたデューティ比）Ｄｄｕｔｙを求める。
【００１４】
【数５】
【００１５】
このデューティ比の補正値Ｄｄｕｔｙが受け渡し用ＲＡＭ８０を介してＰＷＭ信号出力回路４０に出力される。平均電流値Ｉａｖｅからデューティ比の補正値Ｄｄｕｔｙまでの算出とフィードバック制御処理を周期ｔｍ毎に継続的に実行することで、平均電流値を指定電流値に一致させることが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特許第３０８５１３２号公報
【特許文献２】特許第４０９１１６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
図４に示す従来のソレノイド電流制御装置では、サンプリングした特定箇所の検出電流値を用いて平均電流値を算出しているため、ソレノイドに流れる正確な平均電流値を検出できないという問題点があった。また、平均電流値を算出する際に適用する演算式の定数（Ｋｄｕｔｙ）管理が非常に複雑になるという問題点もあった。
また、図６に示す別の従来のソレノイド電流制御装置では、検出する平均電流値の精度は向上するが、平均電流値を実電流値へ近づけるためには、Ａ／Ｄ変換周期ｔｍをより短い周期に設定する必要がある。しかし、逆にＡ／Ｄ変換のデジタル値は膨大なデータ量となり、格納するＲＡＭ容量や制御回路が大規模になってしまうという問題点があった。さらに、制御するソレノイド数が多くなるとＣＰＵの負荷も大きくなり、高速処理のＣＰＵが必要になるという問題点もあった。
【００１８】
本発明はこのような点を鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、上記の問題を解決し、ソレノイドに流れる平均電流値を高精度に検出し、かつ、簡単な回路構成で実現できるソレノイド電流制御装置とソレノイド電流制御方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上述した課題を解決する為に、請求項１記載のソレノイド電流制御装置によれば、ソレノイド、直流電源、スイッチ素子および前記ソレノイドに流れる電流を検出するためのセンス抵抗が直列に接続された直列回路と、前記スイッチ素子がオフしたときに前記直列回路の電流経路を確保するための還流素子と、一定周期のパルス信号であるＰＷＭ信号を前記スイッチ素子に与えて前記スイッチ素子のオン・オフを制御するＰＷＭ信号出力回路と、前記センス抵抗の両端電圧に対応して周波数が変化するパルス信号を出力するＶ／Ｆ変換器と、前記Ｖ／Ｆ変換器の出力パルス数を予め定めた期間で計数するカウンタ回路と、前記カウンタ回路のパルス計数値を用いて前記ソレノイドの平均電流値が指定電流値と一致するように前記ＰＷＭ信号のデューティ比を制御する制御回路と、を備えたことを特徴とする。
【００２０】
また、請求項２記載のソレノイド電流制御装置によれば、前記還流素子がダイオードであることを特徴とする。
また、請求項３記載のソレノイド電流制御装置によれば、前記還流素子が同期整流を行うスイッチ素子であることを特徴とする。
また、請求項４記載のソレノイド電流制御装置によれば、前記カウンタ回路のパルス計数期間を、前記ＰＷＭ信号の一周期、あるいは、その整数倍とすることを特徴とする。
また、請求項５記載のソレノイド電流制御方法では、ソレノイドに流れる電流を一定周期のパルス信号であるＰＷＭ信号によりスイッチ素子をオン・オフして前記ソレノイドに流れる電流を制御するソレノイド電流制御方法であって、前記ソレノイドの電流値を該電流値に対応した周波数のパルス信号に変換するステップと、前記パルス信号を予め定めた期間で計数するステップと、前記パルス計数値を用いて前記ソレノイドの平均電流値が指定電流値と一致するように前記ＰＷＭ信号のデューティ比を制御するステップと、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、ソレノイドの通電電流値がセンス抵抗を介してＶ／Ｆ変換器とカウンタ回路でパルス計数値に変換され、このパルス計数値で指定電流値と一致するようにＰＷＭ信号のデューティ比の補正をフィードバック制御することで、ソレノイドの平均電流値を高精度に検出し電流制御が可能となる。また、電流値をパルス計数値に変換して制御する方式としたため、簡単な回路構成で高精度のソレノイド電流制御装置が実現可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】この発明の実施の形態に係るソレノイド電流制御装置の回路構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す実施形態の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】この発明の実施の形態に係るソレノイド電流制御装置の回路構成で、スイッチ回路に同期整流型を適用した場合を示す回路である。
【図４】従来のソレノイド電流制御装置の回路構成の一例を示すブロック図である。
【図５】図４に示す従来の実施例の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図６】従来のソレノイド電流制御装置の回路構成の別の例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００２３】
以下、本発明の実施形態に係るソレノイド電流制御装置について、図面を参照しながら説明する。
図１は、この発明に係るソレノイド電流制御装置の回路構成例を示すブロック図である。図４に示す従来回路例と同じ部位には同じ符号を付して、詳細な説明は省略する。
ソレノイドＬ０を通電する直流電源ＶｂａｔとＧＮＤ電源間に、ＭＯＳトランジスタＭ０とダイオードＤ０が直列に接続され、スイッチ回路を構成している。スイッチ回路は、ＰＷＭ信号出力回路４０によりそのオン・オフ動作が制御されて、ソレノイドＬ０に流れる電流の平均値が指定電流値ＩDになるように機能する。ソレノイドＬ０の電流経路には電流検出用のセンス抵抗Ｒ０が挿入され、抵抗Ｒ０の両端に電流値に比例した電圧値が生成される。このセンス抵抗Ｒ０の両端電圧はＶ／Ｆ変換器１０に入力され、入力電圧、すなわちソレノイドＬ０に流れる電流に応じた周波数のパルス信号を出力する。このパルス信号はカウンタ回路２０へ入力され、ＰＷＭ信号の１周期Ｔのパルス数を計数する。パルス計数値Ｎｃは制御回路３０へ入力され、制御回路３０はこの入力値と指定電流値ＩDとの比較演算を行ってＰＷＭ信号のデューティ比の補正値（補正されたデューティ比）を算出する。この補正値は、ＰＷＭ信号出力回路４０を介しスイッチ回路へフィードバックされ、ソレノイドＬ０の平均通電電流値が指定電流値ＩDと一致するように制御する。また、制御回路３０は、ＰＷＭ信号の周期Ｔに同期したリセット信号Ｒｅｓｅｔをカウンタ回路２０に出力し、パルス信号の計数動作を制御する。
【００２４】
図２は、図１に示す実施形態の動作を説明するためのタイミングチャートである。図２において、（Ａ）はＰＷＭ信号の波形、（Ｂ）はソレノイドの電流波形、（Ｃ）はＶ／Ｆ変換器のパルス信号出力波形、（Ｄ）はカウンタ回路のパルス計数動作の概要、（Ｅ）はカウンタ回路のリセット信号波形である。図２を参照して、本発明における電流制御方法について説明する。
図２（Ａ）、（Ｂ）は、従来技術で説明した図５（Ａ）、（Ｂ）と同じであり、詳細な説明は省略する。
なお、図２（Ｂ）において、ソレノイドの電流波形は、センス抵抗Ｒ０の両端電圧の波形と同一となる。このセンス抵抗Ｒ０の両端電圧がＶ／Ｆ変換器１０に入力され、Ｖ／Ｆ変換器１０は入力電圧に応じた周波数のパルス信号を出力する。
【００２５】
図２（Ｃ）に示すように、ＭＯＳトランジスタＭ０が時刻ｔ１でオンするとＶ／Ｆ変換器１０の入力電圧は最小電圧ＶLから上昇し、出力パルス信号の周波数は最低周波数ｆLから次第に高くなる。一方、ＭＯＳトランジスタＭ０が時刻ｔ２でオフするとＶ／Ｆ変換器１０の入力電圧は最大電圧ＶHから下降し、出力パルス信号の周波数は最高周波数ｆHから次第に低くなる。このＶ／Ｆ変換器１０の出力周波数特性を、次の（６）式で示すように、ソレノイド電流に比例して増減するように設定する。
なお、変数および定数を次のように設定する。
ソレノイド電流：Ｉ［Ａ］、Ｖ／Ｆ変換器の出力周波数：ｆｏｕｔ［Ｈｚ］、カウンタ回路の出力：Ｎｃ、ＰＷＭ信号の周期：Ｔ［ｓｅｃ］、ソレノイド電流の最大値：Ｉｍａｘ［Ａ］、カウンタ回路のビット数：Ｎ［ｂｉｔ］。
【００２６】
【数６】
【００２７】
図２（Ｄ）、（Ｅ）に示すように、カウンタ回路２０は、ＰＷＭ信号の１周期Ｔの期間毎に、Ｖ／Ｆ変換器１０の出力パルス信号数を計数する。なお、カウンタ回路２０のパルス計数動作は、ＰＷＭ信号の周期Ｔに同期してリセットされる。このカウンタ回路２０のパルス計数値であるカウンタ出力Ｎｃは、次式のようになる。
【００２８】
【数７】
【００２９】
すなわちカウンタ出力Ｎｃは、ソレノイドＬ０の通電電流ＩをＰＷＭ信号の１周期に渡り積分した値に比例する数値となる。例えば、ソレノイド電流ＩがＩｍａｘ（最大電流）で直流であった場合は、以下のようにカウンタ出力Ｎｃはフルになる。
【００３０】
【数８】
【００３１】
上述のように、Ｖ／Ｆ変換器１０の出力パルス信号を計数したカウンタ回路２０のカウンタ出力Ｎｃは、ソレノイドＬ０の通電電流ＩをＰＷＭ信号の１周期のＴ期間積分した値に比例した数値となる。これにより、ソレノイドＬ０の平均電流値Ｉａｖｅは、次式に示すように算出が可能となる。
【００３２】
【数９】
【００３３】
上記（９）式に従い制御回路３０は、カウンタ出力値Ｎｃより平均電流値Ｉａｖｅを算出し、指定電流値ＩDと平均電流値Ｉａｖｅとの偏差をＰＩＤ則により適宜演算処理し、その結果をＰＷＭ信号のデューティ比の補正値としてＰＷＭ信号出力回路４０を介してＭＯＳトランジスタＭ０にフィードバックして、ソレノイドＬ０の平均通電電流値が指定電流値ＩDと一致するように制御する。
以上説明したように本発明によれば、従来技術で課題であったソレノイドの平均電流値を正確に検出できない、また、検出精度を上げるには大規模な回路構成が必要となる、あるいは、平均電流値の算出方法が非常に複雑となる、などを解決するソレノイド電流検出装置を実現できる。すなわち本発明は、Ｖ／Ｆ変換器１０とカウンタ回路２０を設けることにより、ＰＷＭ信号の１周期間のソレノイドＬ０の通電電流の積分量をパルス計数値に変換して検出する。これにより本発明は、非常に簡単な回路構成で正確な平均電流値が検出可能となり、高精度なフィードバック制御が実現できる。
【実施例２】
【００３４】
つぎに、こうしたソレノイド電流制御装置として、スイッチング素子に同期整流方式を適用した場合の実施例とその動作について説明する。
図３は、本実施例のソレノイド電流制御装置の構成を示すブロック図である。
ソレノイドＬ０を通電する直流電源ＶｂａｔとＧＮＤ電源間に、ＭＯＳトランジスタＭ０とＭＯＳトランジスタＭ１が直列に接続され、スイッチ回路を構成する。スイッチ回路は、ＰＷＭ信号出力回路４０により制御され、ＭＯＳトランジスタＭ０とＭ１は相補的にオン・オフ動作し（一方がオンの時、他方はオフする。）、ソレノイドＬ０の平均電流値が指定電流値になるようにソレノイドＬ０の通電を制御する。本実施例のＭＯＳトランジスタＭ１は、実施例１のダイオードＤ０の順方向電圧ドロップによる電力損を対策するために、ダイオードＤ０に換えて設けられたものである。ＭＯＳトランジスタＭ１は、ＭＯＳトランジスタＭ０と相補的にオン・オフすることにより、ダイオードＤ０と同じ機能を果たす。以下、ソレノイドＬ０の通電電流の検出と制御方法については実施例１と同じであり省略する。
【００３５】
さらに、実施の形態に係るソレノイド電流制御装置の回路構成例として示した図１から図３においては、パルス計数動作をＰＷＭ信号の１周期Ｔ期間としたが、ＰＷＭ信号周期Ｔの整数倍の期間に設定してもよい。
【符号の説明】
【００３６】
１０ Ｖ／Ｆ変換器（電圧周波数変換器）
２０ カウンタ回路
３０ 制御回路（ＣＰＵ）
４０ ＰＷＭ信号出力回路（周波数変調信号出力回路）
５０ 増幅器（オペアンプ）
６０ Ａ／Ｄ変換器（アナログデジタル変換器）
７０、８０ ＲＡＭ（記憶装置）
９０ フィルタ回路
Ｄ０ ダイオード
ＧＮＤ 接地電源端子
Ｉ、Ｉａｖｅ、ＩD、ＩL、ＩH ソレノイドの電流値
Ｌ０ ソレノイド
Ｍ０、Ｍ１ スイッチ素子（ＭＯＳトランジスタ）
Ｎｃ カウンタ回路の出力信号
Ｒｅｓｅｔ カウンタ回路のリセット信号
Ｒ０ 抵抗
Ｔ ＰＷＭ信号の周期
Ｖｂａｔ 直流電源またはその電圧
【技術分野】
【０００１】
本発明はソレノイド電流制御装置およびソレノイド電流制御方法に関し、特に、電磁弁の開度や車両変速機の油圧回路の駆動制御に用いるリニアソレノイドに流れる電流を制御する電流制御装置および電流制御方法に適用して好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
自動車の変速機などに使用されるリニアソレノイドの電流制御装置は、ソレノイドに流れる電流値を検出して、これが所望の電流値に一致するようにパルス幅変調信号（以下、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号という。）を用いたフィードバック制御を行っている。
図４は、従来のソレノイド電流制御装置（例えば、特許文献１参照。）の一例を示すブロック図である。
図４のソレノイド電流制御装置は、ＭＯＳトランジスタＭ０に与えられるＰＷＭ信号のデューティ比を制御して、ソレノイドＬ０の平均通電電流値が指定電流値ＩDとなるようにするものである。制御回路３０がＰＷＭ信号出力回路４０にＰＷＭ信号のデューティ比を指示し、ＰＷＭ信号出力回路４０はその指示に従ってＰＷＭ信号を生成してＭＯＳトランジスタＭ０に出力する。ＭＯＳトランジスタＭ０はソレノイドＬ０と直流電源Ｖｂａｔの間に接続され、ＰＷＭ信号に応じてオン・オフしてソレノイドＬ０と直流電源Ｖｂａｔとを接続・遮断する。ＭＯＳトランジスタＭ０のオフ期間には、ソレノイドＬ０のフライホイール電流がダイオードＤ０を介してＧＮＤに流れる。ソレノイドＬ０の通電経路には電流検出用のセンス抵抗Ｒ０が挿入され、通電電流に比例した電圧がセンス抵抗Ｒ０の両端に発生する。センス抵抗Ｒ０の両端電圧が増幅器５０より増幅され、ノイズ除去用のフィルタ回路９０を介してＡ／Ｄ変換器６０に入力されることにより、ソレノイドＬ０の通電電流値がデジタル値に変換される。この変換値はＲＡＭ（記憶装置）７０に記憶される。制御回路３０は、Ａ／Ｄ変換器６０を介して随時ＲＡＭ７０に記憶された通電電流値（の変換値）を読み取る。制御回路３０は、読み取った通電電流値と指定電流値ＩDとを比較演算処理することによりＰＷＭ信号のデューティ比に関する指令値を補正し、補正されたデューティ比をＰＷＭ信号出力回路４０に指示する。
【０００３】
図５は、図４におけるソレノイドＬ０の通電電流値の検出動作を説明するタイミングチャートである。図５において、（Ａ）はＰＷＭ信号の波形、（Ｂ）はソレノイドの電流波形、を示す。
図５（Ａ）において、ＰＷＭ信号がＨレベルの期間でＭＯＳトランジスタＭ０がオンとなり、Ｌレベルの期間でＭＯＳトランジスタＭ０はオフとなる。ＰＷＭ信号の周期ＴにおけるＭＯＳトランジスタＭ０のオン期間の比率をＰＷＭ信号のデューティ比という。このデューティ比でＭＯＳトランジスタＭ０のオン期間を調整し、ソレノイドＬ０の通電電流量を制御する。
図５（Ｂ）において、ＭＯＳトランジスタＭ０が時刻ｔ１でオンすると、ソレノイドＬ０は直流電源Ｖｂａｔに接続され、その電流は最小電流値ＩLから増加する。一方、ＭＯＳトランジスタＭ０が時刻ｔ２でオフすると、ソレノイドＬ０は直流電源Ｖｂａｔから遮断され、その電流は最大電流値ＩHから減少する。
【０００４】
このソレノイドＬ０の平均電流値の算出方法として、特許文献１では以下が開示されている。
ＰＷＭ信号が立ち上がるｔ１時点の最小電流値をＩL、ＰＷＭ信号が立ち下がるｔ２時点の最大電流値をＩHとして、平均の通電電流値Ｉを次式で算出する。
【０００５】
【数１】
【０００６】
ここで、Ｋｄｕｔｙは以下の式に根拠を持つ値としている。
【０００７】
【数２】
【０００８】
なお、Ｋｄｕｔｙは「０」から「１．０」の間の数値で、ＰＷＭ信号のデューティ比や直流電源電圧ＶｂａｔおよびソレノイドＬ０の抵抗値の変動に基づいて変化するため、数値をテーブル化しておき、演算時に検索する方式としている。
この算出されたソレノイドＬ０の通電電流値Ｉと外部から入力される指定電流値ＩDとの偏差を求め、それにＰＩＤ制御則によるフィードバックゲインＫFBを乗じて補正値ＩCを算出しフィードバック制御を行う。
しかし、この方式では、次のような問題点がある。
ソレノイドＬ０の実際の通電電流Ｉは、ＭＯＳトランジスタＭ０のオン・オフ動作に従い以下のように増減する。
まず、ＭＯＳトランジスタＭ０がオンの場合、ソレノイド電流Ｉは次式に従い増加する。
【０００９】
【数３】
【００１０】
但し、ｔは時間、Ｖｂａｔは直流電源Ｖｂａｔの電圧値（説明の簡素化のために、電源名と電圧値に同じ符号を付す。）、Ｒ01はＭＯＳトランジスタＭ０のオン抵抗値とソレノイドＬ０の抵抗値とセンス抵抗Ｒ０の抵抗値の総和、ＬはソレノイドＬ０のインダクタンスである。また、ＩLはｔ＝ｔ１におけるソレノイド電流である。
また、ＭＯＳトランジスタＭ０がオフの場合、ソレノイド電流Ｉは次式に従い減少する。
【００１１】
【数４】
【００１２】
但し、Ｒ02はダイオードＤ０の抵抗値とソレノイドＬ０の抵抗値およびセンス抵抗Ｒ０の抵抗値の総和である。また、ＩHはｔ＝ｔ２におけるソレノイド電流である。
なお、数値計算を行う場合、簡単のためにダイオードＤ０のオン抵抗は無視してもよい。
上記（３）式、（４）式および図５に示したように、ソレノイド電流Ｉは、直線的ではなく指数関数的に変化しながら増減するため、最小値ＩLや最大値ＩHなどサンプリングした２箇所の検出電流値を用いて平均電流値を算出する方式（図５（Ｂ）の実線で示すソレノイド電流Ｉのカーブを一点差線で示す直線で近似する方式）では、実際の電流値との差異が大きく発生するという問題点がある。
また、ソレノイド電流Ｉは、（３）式や（４）式に示すように、直流電圧ＶｂａｔやソレノイドＬ０などの関数となっている。ソレノイドＬ０の抵抗値は、周囲温度で変化することが知られており、電源電圧の変動やＰＷＭ信号のデューティ比の変動を含めた演算式の定数（Ｋｄｕｔｙ）管理が非常に複雑になるという問題点がある。さらに、制御するソレノイド数が多くなると、定数（Ｋｄｕｔｙ）管理はさらに大規模で煩雑となり、演算処理が間に合わなくなるなどの問題点も発生する。
【００１３】
図６は、このような問題を改善し得る別の従来のソレノイドの電流制御装置（例えば、特許文献２参照。）の一例を示すブロック図である。
図６の回路構成における図４からの変更箇所は、Ａ／Ｄ変換器６０のデータ受け渡し用のＲＡＭ７０とＰＷＭ信号のデータ受け渡し用のＲＡＭ８０をそれぞれ独立に設けたことだけであり、図４と同じ機能の部位には同じ符号を付して詳細な説明は省略する。
制御方法に関する図６の図４に対する相違点は、平均電流値の算出方法である。すなわち、ＰＷＭ信号の周期Ｔよりも短いＡ／Ｄ変換周期ｔｍ（但し、Ｔ／ｔｍは整数）毎に、ソレノイドＬ０の電流値をデジタル値に変換し（周期Ｔ毎に２n個の変換値が得られる。）、データ受け渡し用ＲＡＭ７０に記憶する。この周期ｔｍ毎に記憶されたデジタル値を、ＰＷＭ信号の周期Ｔ分取り込み算術平均し、ソレノイドＬ０の平均電流値Ｉａｖｅを算出する。この平均電流値Ｉａｖｅと指定電流値ＩDとの偏差ＥＶを算出し、１回前の偏差をＥＶｏｌｄとする。そして、予め設定した制御ゲイン（比例ゲイン：ＫＰ、積分ゲイン：ＫＩ）をパラメータとする次式に基づき、ＰＷＭ信号のデューティ比の補正値（補正されたデューティ比）Ｄｄｕｔｙを求める。
【００１４】
【数５】
【００１５】
このデューティ比の補正値Ｄｄｕｔｙが受け渡し用ＲＡＭ８０を介してＰＷＭ信号出力回路４０に出力される。平均電流値Ｉａｖｅからデューティ比の補正値Ｄｄｕｔｙまでの算出とフィードバック制御処理を周期ｔｍ毎に継続的に実行することで、平均電流値を指定電流値に一致させることが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特許第３０８５１３２号公報
【特許文献２】特許第４０９１１６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
図４に示す従来のソレノイド電流制御装置では、サンプリングした特定箇所の検出電流値を用いて平均電流値を算出しているため、ソレノイドに流れる正確な平均電流値を検出できないという問題点があった。また、平均電流値を算出する際に適用する演算式の定数（Ｋｄｕｔｙ）管理が非常に複雑になるという問題点もあった。
また、図６に示す別の従来のソレノイド電流制御装置では、検出する平均電流値の精度は向上するが、平均電流値を実電流値へ近づけるためには、Ａ／Ｄ変換周期ｔｍをより短い周期に設定する必要がある。しかし、逆にＡ／Ｄ変換のデジタル値は膨大なデータ量となり、格納するＲＡＭ容量や制御回路が大規模になってしまうという問題点があった。さらに、制御するソレノイド数が多くなるとＣＰＵの負荷も大きくなり、高速処理のＣＰＵが必要になるという問題点もあった。
【００１８】
本発明はこのような点を鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、上記の問題を解決し、ソレノイドに流れる平均電流値を高精度に検出し、かつ、簡単な回路構成で実現できるソレノイド電流制御装置とソレノイド電流制御方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上述した課題を解決する為に、請求項１記載のソレノイド電流制御装置によれば、ソレノイド、直流電源、スイッチ素子および前記ソレノイドに流れる電流を検出するためのセンス抵抗が直列に接続された直列回路と、前記スイッチ素子がオフしたときに前記直列回路の電流経路を確保するための還流素子と、一定周期のパルス信号であるＰＷＭ信号を前記スイッチ素子に与えて前記スイッチ素子のオン・オフを制御するＰＷＭ信号出力回路と、前記センス抵抗の両端電圧に対応して周波数が変化するパルス信号を出力するＶ／Ｆ変換器と、前記Ｖ／Ｆ変換器の出力パルス数を予め定めた期間で計数するカウンタ回路と、前記カウンタ回路のパルス計数値を用いて前記ソレノイドの平均電流値が指定電流値と一致するように前記ＰＷＭ信号のデューティ比を制御する制御回路と、を備えたことを特徴とする。
【００２０】
また、請求項２記載のソレノイド電流制御装置によれば、前記還流素子がダイオードであることを特徴とする。
また、請求項３記載のソレノイド電流制御装置によれば、前記還流素子が同期整流を行うスイッチ素子であることを特徴とする。
また、請求項４記載のソレノイド電流制御装置によれば、前記カウンタ回路のパルス計数期間を、前記ＰＷＭ信号の一周期、あるいは、その整数倍とすることを特徴とする。
また、請求項５記載のソレノイド電流制御方法では、ソレノイドに流れる電流を一定周期のパルス信号であるＰＷＭ信号によりスイッチ素子をオン・オフして前記ソレノイドに流れる電流を制御するソレノイド電流制御方法であって、前記ソレノイドの電流値を該電流値に対応した周波数のパルス信号に変換するステップと、前記パルス信号を予め定めた期間で計数するステップと、前記パルス計数値を用いて前記ソレノイドの平均電流値が指定電流値と一致するように前記ＰＷＭ信号のデューティ比を制御するステップと、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、ソレノイドの通電電流値がセンス抵抗を介してＶ／Ｆ変換器とカウンタ回路でパルス計数値に変換され、このパルス計数値で指定電流値と一致するようにＰＷＭ信号のデューティ比の補正をフィードバック制御することで、ソレノイドの平均電流値を高精度に検出し電流制御が可能となる。また、電流値をパルス計数値に変換して制御する方式としたため、簡単な回路構成で高精度のソレノイド電流制御装置が実現可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】この発明の実施の形態に係るソレノイド電流制御装置の回路構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す実施形態の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】この発明の実施の形態に係るソレノイド電流制御装置の回路構成で、スイッチ回路に同期整流型を適用した場合を示す回路である。
【図４】従来のソレノイド電流制御装置の回路構成の一例を示すブロック図である。
【図５】図４に示す従来の実施例の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図６】従来のソレノイド電流制御装置の回路構成の別の例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００２３】
以下、本発明の実施形態に係るソレノイド電流制御装置について、図面を参照しながら説明する。
図１は、この発明に係るソレノイド電流制御装置の回路構成例を示すブロック図である。図４に示す従来回路例と同じ部位には同じ符号を付して、詳細な説明は省略する。
ソレノイドＬ０を通電する直流電源ＶｂａｔとＧＮＤ電源間に、ＭＯＳトランジスタＭ０とダイオードＤ０が直列に接続され、スイッチ回路を構成している。スイッチ回路は、ＰＷＭ信号出力回路４０によりそのオン・オフ動作が制御されて、ソレノイドＬ０に流れる電流の平均値が指定電流値ＩDになるように機能する。ソレノイドＬ０の電流経路には電流検出用のセンス抵抗Ｒ０が挿入され、抵抗Ｒ０の両端に電流値に比例した電圧値が生成される。このセンス抵抗Ｒ０の両端電圧はＶ／Ｆ変換器１０に入力され、入力電圧、すなわちソレノイドＬ０に流れる電流に応じた周波数のパルス信号を出力する。このパルス信号はカウンタ回路２０へ入力され、ＰＷＭ信号の１周期Ｔのパルス数を計数する。パルス計数値Ｎｃは制御回路３０へ入力され、制御回路３０はこの入力値と指定電流値ＩDとの比較演算を行ってＰＷＭ信号のデューティ比の補正値（補正されたデューティ比）を算出する。この補正値は、ＰＷＭ信号出力回路４０を介しスイッチ回路へフィードバックされ、ソレノイドＬ０の平均通電電流値が指定電流値ＩDと一致するように制御する。また、制御回路３０は、ＰＷＭ信号の周期Ｔに同期したリセット信号Ｒｅｓｅｔをカウンタ回路２０に出力し、パルス信号の計数動作を制御する。
【００２４】
図２は、図１に示す実施形態の動作を説明するためのタイミングチャートである。図２において、（Ａ）はＰＷＭ信号の波形、（Ｂ）はソレノイドの電流波形、（Ｃ）はＶ／Ｆ変換器のパルス信号出力波形、（Ｄ）はカウンタ回路のパルス計数動作の概要、（Ｅ）はカウンタ回路のリセット信号波形である。図２を参照して、本発明における電流制御方法について説明する。
図２（Ａ）、（Ｂ）は、従来技術で説明した図５（Ａ）、（Ｂ）と同じであり、詳細な説明は省略する。
なお、図２（Ｂ）において、ソレノイドの電流波形は、センス抵抗Ｒ０の両端電圧の波形と同一となる。このセンス抵抗Ｒ０の両端電圧がＶ／Ｆ変換器１０に入力され、Ｖ／Ｆ変換器１０は入力電圧に応じた周波数のパルス信号を出力する。
【００２５】
図２（Ｃ）に示すように、ＭＯＳトランジスタＭ０が時刻ｔ１でオンするとＶ／Ｆ変換器１０の入力電圧は最小電圧ＶLから上昇し、出力パルス信号の周波数は最低周波数ｆLから次第に高くなる。一方、ＭＯＳトランジスタＭ０が時刻ｔ２でオフするとＶ／Ｆ変換器１０の入力電圧は最大電圧ＶHから下降し、出力パルス信号の周波数は最高周波数ｆHから次第に低くなる。このＶ／Ｆ変換器１０の出力周波数特性を、次の（６）式で示すように、ソレノイド電流に比例して増減するように設定する。
なお、変数および定数を次のように設定する。
ソレノイド電流：Ｉ［Ａ］、Ｖ／Ｆ変換器の出力周波数：ｆｏｕｔ［Ｈｚ］、カウンタ回路の出力：Ｎｃ、ＰＷＭ信号の周期：Ｔ［ｓｅｃ］、ソレノイド電流の最大値：Ｉｍａｘ［Ａ］、カウンタ回路のビット数：Ｎ［ｂｉｔ］。
【００２６】
【数６】
【００２７】
図２（Ｄ）、（Ｅ）に示すように、カウンタ回路２０は、ＰＷＭ信号の１周期Ｔの期間毎に、Ｖ／Ｆ変換器１０の出力パルス信号数を計数する。なお、カウンタ回路２０のパルス計数動作は、ＰＷＭ信号の周期Ｔに同期してリセットされる。このカウンタ回路２０のパルス計数値であるカウンタ出力Ｎｃは、次式のようになる。
【００２８】
【数７】
【００２９】
すなわちカウンタ出力Ｎｃは、ソレノイドＬ０の通電電流ＩをＰＷＭ信号の１周期に渡り積分した値に比例する数値となる。例えば、ソレノイド電流ＩがＩｍａｘ（最大電流）で直流であった場合は、以下のようにカウンタ出力Ｎｃはフルになる。
【００３０】
【数８】
【００３１】
上述のように、Ｖ／Ｆ変換器１０の出力パルス信号を計数したカウンタ回路２０のカウンタ出力Ｎｃは、ソレノイドＬ０の通電電流ＩをＰＷＭ信号の１周期のＴ期間積分した値に比例した数値となる。これにより、ソレノイドＬ０の平均電流値Ｉａｖｅは、次式に示すように算出が可能となる。
【００３２】
【数９】
【００３３】
上記（９）式に従い制御回路３０は、カウンタ出力値Ｎｃより平均電流値Ｉａｖｅを算出し、指定電流値ＩDと平均電流値Ｉａｖｅとの偏差をＰＩＤ則により適宜演算処理し、その結果をＰＷＭ信号のデューティ比の補正値としてＰＷＭ信号出力回路４０を介してＭＯＳトランジスタＭ０にフィードバックして、ソレノイドＬ０の平均通電電流値が指定電流値ＩDと一致するように制御する。
以上説明したように本発明によれば、従来技術で課題であったソレノイドの平均電流値を正確に検出できない、また、検出精度を上げるには大規模な回路構成が必要となる、あるいは、平均電流値の算出方法が非常に複雑となる、などを解決するソレノイド電流検出装置を実現できる。すなわち本発明は、Ｖ／Ｆ変換器１０とカウンタ回路２０を設けることにより、ＰＷＭ信号の１周期間のソレノイドＬ０の通電電流の積分量をパルス計数値に変換して検出する。これにより本発明は、非常に簡単な回路構成で正確な平均電流値が検出可能となり、高精度なフィードバック制御が実現できる。
【実施例２】
【００３４】
つぎに、こうしたソレノイド電流制御装置として、スイッチング素子に同期整流方式を適用した場合の実施例とその動作について説明する。
図３は、本実施例のソレノイド電流制御装置の構成を示すブロック図である。
ソレノイドＬ０を通電する直流電源ＶｂａｔとＧＮＤ電源間に、ＭＯＳトランジスタＭ０とＭＯＳトランジスタＭ１が直列に接続され、スイッチ回路を構成する。スイッチ回路は、ＰＷＭ信号出力回路４０により制御され、ＭＯＳトランジスタＭ０とＭ１は相補的にオン・オフ動作し（一方がオンの時、他方はオフする。）、ソレノイドＬ０の平均電流値が指定電流値になるようにソレノイドＬ０の通電を制御する。本実施例のＭＯＳトランジスタＭ１は、実施例１のダイオードＤ０の順方向電圧ドロップによる電力損を対策するために、ダイオードＤ０に換えて設けられたものである。ＭＯＳトランジスタＭ１は、ＭＯＳトランジスタＭ０と相補的にオン・オフすることにより、ダイオードＤ０と同じ機能を果たす。以下、ソレノイドＬ０の通電電流の検出と制御方法については実施例１と同じであり省略する。
【００３５】
さらに、実施の形態に係るソレノイド電流制御装置の回路構成例として示した図１から図３においては、パルス計数動作をＰＷＭ信号の１周期Ｔ期間としたが、ＰＷＭ信号周期Ｔの整数倍の期間に設定してもよい。
【符号の説明】
【００３６】
１０ Ｖ／Ｆ変換器（電圧周波数変換器）
２０ カウンタ回路
３０ 制御回路（ＣＰＵ）
４０ ＰＷＭ信号出力回路（周波数変調信号出力回路）
５０ 増幅器（オペアンプ）
６０ Ａ／Ｄ変換器（アナログデジタル変換器）
７０、８０ ＲＡＭ（記憶装置）
９０ フィルタ回路
Ｄ０ ダイオード
ＧＮＤ 接地電源端子
Ｉ、Ｉａｖｅ、ＩD、ＩL、ＩH ソレノイドの電流値
Ｌ０ ソレノイド
Ｍ０、Ｍ１ スイッチ素子（ＭＯＳトランジスタ）
Ｎｃ カウンタ回路の出力信号
Ｒｅｓｅｔ カウンタ回路のリセット信号
Ｒ０ 抵抗
Ｔ ＰＷＭ信号の周期
Ｖｂａｔ 直流電源またはその電圧
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ソレノイド、直流電源、スイッチ素子および前記ソレノイドに流れる電流を検出するためのセンス抵抗が直列に接続された直列回路と、
前記スイッチ素子がオフしたときに前記直列回路の電流経路を確保するための還流素子と、
一定周期のパルス信号であるＰＷＭ信号を前記スイッチ素子に与えて前記スイッチ素子のオン・オフを制御するＰＷＭ信号出力回路と、
前記センス抵抗の両端電圧に対応して周波数が変化するパルス信号を出力するＶ／Ｆ変換器と、
前記Ｖ／Ｆ変換器の出力パルス数を予め定めた期間で計数するカウンタ回路と、
前記カウンタ回路のパルス計数値を用いて前記ソレノイドの平均電流値が指定電流値と一致するように前記ＰＷＭ信号のデューティ比を制御する制御回路と、
を備えたことを特徴とするソレノイド電流制御装置。
【請求項２】
前記還流素子がダイオードであることを特徴とする請求項１記載の電流制御装置。
【請求項３】
前記還流素子が同期整流を行うスイッチ素子であることを特徴とする請求項１記載のソレノイド電流制御装置。
【請求項４】
前記カウンタ回路のパルス計数期間を、前記ＰＷＭ信号の一周期、あるいは、その整数倍とすることを特徴とする請求項１ないし３記載のソレノイド電流制御装置。
【請求項５】
ソレノイドに流れる電流を一定周期のパルス信号であるＰＷＭ信号によりスイッチ素子をオン・オフして前記ソレノイドに流れる電流を制御するソレノイド電流制御方法であって、
前記ソレノイドの電流値を該電流値に対応した周波数のパルス信号に変換するステップと、
前記パルス信号を予め定めた期間で計数するステップと、
前記パルス計数値を用いて前記ソレノイドの平均電流値が指定電流値と一致するように前記ＰＷＭ信号のデューティ比を制御するステップと、
を備えたことを特徴とするソレノイド電流制御方法。
【請求項１】
ソレノイド、直流電源、スイッチ素子および前記ソレノイドに流れる電流を検出するためのセンス抵抗が直列に接続された直列回路と、
前記スイッチ素子がオフしたときに前記直列回路の電流経路を確保するための還流素子と、
一定周期のパルス信号であるＰＷＭ信号を前記スイッチ素子に与えて前記スイッチ素子のオン・オフを制御するＰＷＭ信号出力回路と、
前記センス抵抗の両端電圧に対応して周波数が変化するパルス信号を出力するＶ／Ｆ変換器と、
前記Ｖ／Ｆ変換器の出力パルス数を予め定めた期間で計数するカウンタ回路と、
前記カウンタ回路のパルス計数値を用いて前記ソレノイドの平均電流値が指定電流値と一致するように前記ＰＷＭ信号のデューティ比を制御する制御回路と、
を備えたことを特徴とするソレノイド電流制御装置。
【請求項２】
前記還流素子がダイオードであることを特徴とする請求項１記載の電流制御装置。
【請求項３】
前記還流素子が同期整流を行うスイッチ素子であることを特徴とする請求項１記載のソレノイド電流制御装置。
【請求項４】
前記カウンタ回路のパルス計数期間を、前記ＰＷＭ信号の一周期、あるいは、その整数倍とすることを特徴とする請求項１ないし３記載のソレノイド電流制御装置。
【請求項５】
ソレノイドに流れる電流を一定周期のパルス信号であるＰＷＭ信号によりスイッチ素子をオン・オフして前記ソレノイドに流れる電流を制御するソレノイド電流制御方法であって、
前記ソレノイドの電流値を該電流値に対応した周波数のパルス信号に変換するステップと、
前記パルス信号を予め定めた期間で計数するステップと、
前記パルス計数値を用いて前記ソレノイドの平均電流値が指定電流値と一致するように前記ＰＷＭ信号のデューティ比を制御するステップと、
を備えたことを特徴とするソレノイド電流制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１０−２５８１４６（Ｐ２０１０−２５８１４６Ａ）
【公開日】平成２２年１１月１１日（２０１０．１１．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１０５０９３（Ｐ２００９−１０５０９３）
【出願日】平成２１年４月２３日（２００９．４．２３）
【出願人】（５９１０８３２４４）富士電機システムズ株式会社 (1,717)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１１月１１日（２０１０．１１．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年４月２３日（２００９．４．２３）
【出願人】（５９１０８３２４４）富士電機システムズ株式会社 (1,717)
【Ｆターム（参考）】
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