信号処理装置及び計測装置
【課題】安価で信頼性の高い信号処理装置を提供する。
【解決手段】被計測物の変位に応じた複数の周期信号に基づいて、前記変位に係る波数および位相の組み合わせを得る信号処理装置であって、前記複数の周期信号のサンプリング毎に該複数の周期信号から位相を得る第１手段と、サンプリング毎に前記第１手段により得られた位相に基づく波数および位相の組み合わせに対して回帰演算を行うことにより、サンプリング間隔における前記位相の変化量を得る第２手段と、第１サンプリングでの前記組み合わせに前記変化量を加算して第２サンプリングでの前記組み合わせを予測する第３手段と、前記第１手段により得られた前記第２サンプリングでの位相から、前記第３手段により予測された前記組み合わせの予測誤差を得る第４手段と、前記第３手段により予測された前記組み合わせに前記予測誤差を加算して前記第２サンプリングでの前記組み合わせを得る第５手段とを有する。
【解決手段】被計測物の変位に応じた複数の周期信号に基づいて、前記変位に係る波数および位相の組み合わせを得る信号処理装置であって、前記複数の周期信号のサンプリング毎に該複数の周期信号から位相を得る第１手段と、サンプリング毎に前記第１手段により得られた位相に基づく波数および位相の組み合わせに対して回帰演算を行うことにより、サンプリング間隔における前記位相の変化量を得る第２手段と、第１サンプリングでの前記組み合わせに前記変化量を加算して第２サンプリングでの前記組み合わせを予測する第３手段と、前記第１手段により得られた前記第２サンプリングでの位相から、前記第３手段により予測された前記組み合わせの予測誤差を得る第４手段と、前記第３手段により予測された前記組み合わせに前記予測誤差を加算して前記第２サンプリングでの前記組み合わせを得る第５手段とを有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は信号処理装置に係り、特に、被計測物の位置又は角度を計測する計測装置に用いられる信号処理装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
計測装置としてのエンコーダは、一般的に、一定ピッチで光の透過部と遮光部が設けられたスケールを透過する光量を計測する。また、計測装置としてのレーザ干渉計は、一般的に、レーザ光線を二つの光束に分岐し、その一方を可動部に設けられた鏡で反射させ、他方を固定部に設けられた鏡で反射させ、これらの干渉光の強度を計測する。
【０００３】
いずれの計測装置においても、被計測物の位置又は角度の変位に応じて位相が変化する正弦波状の信号を出力する。これらの計測装置は、一般的に、サイン関数及びコサイン関数で近似されて位相が互いに９０度異なる二相信号を出力する装置、又は、位相が互いに１２０度異なる三相信号を出力する装置など、位相が異なる複数の信号を出力する装置である。信号処理装置は、一般的に、これらの信号に対して、例えばアークタンジェント演算等の処理を施して信号位相を求めることにより微細な位置情報を得て、信号の波数を計数することにより粗い位置信号を得る。
【０００４】
従来、信号の波数の計数は、一般的に、サイン信号及びコサイン信号をコンパレータにより二値信号に変換し、一方の信号の立上り及び立下りと他方の信号のレベルから移動方向を判定しながら移動を検出し、アップダウンカウンタで波数を計数していた。
【０００５】
図５は、従来の信号処理装置（計測装置）の一例である。６０はエンコーダであり、位置又は角度を検出して所定の信号を出力する検出手段である。エンコーダ６０は、シャフトの回転角度θに応じてｃｏｓ（ｎθ）、ｓｉｎ（ｎθ）に比例する信号を出力する。ここで、ｎはエンコーダ６０の１回転あたりの信号周期であり、その信号周期は、一般的には数百から数千程度である。
【０００６】
エンコーダ６０からの出力信号は、オペアンプ２−１、２−２で適切なレベルに増幅される。これらの増幅信号は、第一のボルテージフォロア構成のオペアンプ３−１、３−２でインピーダンスの調整がなされた後、ローパスフィルタ４−１、４−２を経て、Ａ／Ｄ変換器５−１、５−２によりデジタル信号に変換される。デジタル信号の出力は、デジタルシグナルプロセッサ６（信号処理装置）に入力され、アークタンジェント演算により位相（位相角）が算出される。
【０００７】
ところで、エンコーダ６０は、シャフト１回転当たり数百から数千の同様の信号を出力し、実用上、現在の角度がいずれの信号周期に相当するかの識別が必要とされる。このため、エンコーダ６０からの出力信号は、オペアンプ２−１、２−２で増幅された後、第二のボルテージフォロア構成のオペアンプ７−１、７−２を経てコンパレータ８−１、８−２により二値化される。波数の計数は、これらの二値信号を用いて、アップダウンカウンタ１１により行われる。
【０００８】
波数の計数のため、双方の二値信号はＤ−ＦＦ９−１、９−２（ディレイ−フリップフロップ）でクロックに同期してサンプリングされる。Ｄ−ＦＦ９−１からの二値化信号の出力（Ａ相）は、更にもう一段のＤ−ＦＦ９−３に入力される。
【０００９】
一段目のＤ−ＦＦ９−１の出力がＬであり、かつ、２段目のＤ−ＦＦ９−３の出力がＨである場合、すなわちＡ相信号の立ち上がりであり、かつＢ相信号がＨである場合、ＡＮＤゲート１０−１はアップダウンカウンタ１１を増加させる。一段目Ｄ−ＦＦ９−１の出力がＨであり、かつ、２段目のＤ−ＦＦ９−３の出力がＬである場合、すなわちＡ相信号の立下りであり、かつＢ相信号がＨである場合、ＡＮＤゲート１０−２はアップダウンカウンタ１１を減少させる。
【００１０】
アップダウンカウンタ１１の出力は、デジタルシグナルプロセッサ６に入力され、その内部において、位相情報と組合せることにより桁拡張した位相情報が形成される。
【００１１】
このように、位相情報の桁拡張を精度良く行うには、多数の部品が必要となる。例えば、コンパレータ８−１、８−２の前段には、ボルテージフォロア構成のオペアンプ７−１、７−２が挿入されている。これを省略すると、オペアンプにヒステリシスを与えるために正帰還された信号がコンパレータの入力抵抗を逆流して、最終的にはＡ／Ｄ変換器５−１、５−２に悪影響を与えることになる。
【００１２】
また、二値化信号を受ける初段のＤ−ＦＦ９−１、９−２を省略すると、クロック信号とコンパレータの動作タイミングによっては、極めて幅の狭い信号がアップダウンカウンタ１１に入力される可能性があり、誤動作を招く要因となる。
【００１３】
近年では、Ａ／Ｄ変換器や、位相角を演算する信号処理装置は高速化され、コンパレータなどを用いることなく桁拡張が可能となっている。
【００１４】
図６は、桁拡張に用いられる従来の信号処理装置のブロック図である。Ａ／Ｄ変換されて信号処理装置に入力されたエンコーダ信号は、位相演算器７０により位相に変換される。信号処理装置の内部には、桁拡張された位相情報を保持するレジスタ８０が設けられている。
【００１５】
位相演算器７０によって新たに位相が算出されると、減算器８５は、算出された新しい位相情報からレジスタ８０に保持されている位相情報を減算して位相変位量を算出する。加算器８７は、位相変位量を桁拡張した値をレジスタ８０に保持されている桁拡張された位相情報に加算する。このようにして、レジスタ８０に保持された値は、最新の桁拡張された位相情報に更新される。
【００１６】
また、特許文献１には、スリットの数をカウントして得られる上位データと、１つの正弦波を電気的に分割して得られる下位データとを組み合わせて、角度データを出力する光学式エンコーダが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２００３−３５５６９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
上述のような手法を用いて位相情報を更新する場合、桁拡張が可能な最大の変位量が存在する。すなわち、変位量は、位相情報の最大値の１／２に制限され、この値を超える速度でシャフトが回転した場合、誤動作の要因となる。
【００１９】
例えば、１回転あたり１０００周期の位置信号を出力するエンコーダで、最大回転速度を６，０００ｒｐｍ（１００ｒｐｓ）とする場合、信号の最大周波数は１００ｋＨｚとなる。この場合、サンプリング周波数が２００ｋＨｚであるＡ／Ｄ変換器を用いて、同じ速度で位相演算と桁拡張を行うと、各操作周期における位相信号の変化量は１／２周期以下に制限され、誤動作は生じない。
【００２０】
このような装置は、部品点数が削減され、一般に低コストで小型の装置が構成可能であるという利点がある。しかしながら、予期せぬ外乱により最高許容速度を超えた場合、ミスカウントが発生するという信頼性上の問題がある。
【００２１】
また、高分解能のエンコーダを用いる場合、最大速度の制限がより厳しくなり、これを緩和するために高速のＡ／Ｄ変換器を用いて高速処理が可能な演算装置を用いた場合、コスト高になるという問題があった。
【００２２】
本発明は、上述の問題を回避するためになされたものであって、安価で信頼性の高い信号処理装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明の一側面としての信号処理装置は、被計測物の変位に応じた複数の周期信号に基づいて、前記変位に係る波数および位相の組み合わせを得る信号処理装置であって、前記複数の周期信号のサンプリング毎に該複数の周期信号から位相を得る第１手段と、サンプリング毎に前記第１手段により得られた位相に基づく波数および位相の組み合わせに対して回帰演算を行うことにより、サンプリング間隔における前記位相の変化量を得る第２手段と、第１サンプリングでの前記組み合わせに前記変化量を加算して第２サンプリングでの前記組み合わせを予測する第３手段と、前記第１手段により得られた前記第２サンプリングでの位相から、前記第３手段により予測された前記組み合わせの予測誤差を得る第４手段と、前記第３手段により予測された前記組み合わせに前記予測誤差を加算して前記第２サンプリングでの前記組み合わせを得る第５手段とを有する。
【００２４】
本発明の他の目的及び特徴は、以下の実施例において説明される。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、安価で信頼性の高い信号処理装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本実施例における信号処理装置のブロック図である。
【図２】本実施例における回帰演算器のブロック図である。
【図３】本実施例におけるエンコーダの概略構成図である。
【図４】本実施例におけるレーザ干渉計の（ａ）側面図、及び、（ｂ）正面図である。
【図５】従来の信号処理装置の一例である。
【図６】従来の信号処理装置のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら詳細に説明する。各図において、同一の部材については同一の参照番号を付し、重複する説明は省略する。
【００２８】
まず、本実施例における計測装置の構成について説明する。本実施例の計測装置は、被計測物の位置（位置又は角度）を計測する計測装置であり、被計測物の位置に応じた信号を検出する検出手段と、その信号に基づいて被計測物の位置を求める信号処理装置とを備える。本実施例の計測装置としては、例えば、エンコーダ、レーザ干渉計、及び、レゾルバが挙げられる。本実施例では、特に、エンコーダ及びレーザ干渉計の代表的な構成について説明する。
（エンコーダ２００の構成）
まず、計測装置の一例として用いられるエンコーダの構成について説明する。図３は、本実施例におけるエンコーダ２００の概略図である。
【００２９】
エンコーダ２００は、光学式のリニアエンコーダであり、被計測物の直線的な機械変位量を計測するものである。ただし、本実施例はこれに限定されるものではなく、被計測物の角度を計測するロータリーエンコーダにも適用可能である。
【００３０】
図３に示されるように、エンコーダ２００は、可動スケール９０、固定スケール１２０、発光素子（発光ダイオード）１４０、及び、受光素子（フォトダイオード）１５０からなる。
【００３１】
可動スケール９０は、被計測物とともに直線的に移動可能に構成されている。一方、固定スケール１２０は固定されている。エンコーダ２００は、発光素子１４０と受光素子１５０の間に可動スケール９０及び固定スケール１２０を配置した構成となっている。可動スケール９０には、移動した距離を計測するために、一定幅のスリット１００が設けられている。
【００３２】
固定スケール１２０は、可動スケール９０に対向して配置されており、同一ピッチの固定スリット１３０を有する。固定スケール１２０の右半分と左半分は、位相が９０度異なる位置、すなわちスケールピッチの１／４だけ異なる位置に開口が設けられている。固定スケール１２０の裏面、すなわち可動スケール９０が配置されている側の面とは反対の面には、受光素子１５０が設けられている。受光素子１５０は、固定スケールの右半分と左半分の位置に対応する二つの受光部を有し、それぞれ、互いに位相が９０度異なるコサイン信号及びサイン信号を出力する。
【００３３】
可動スケール９０の裏面、すなわち固定スケール１２０が配置されている側の面とは反対の面には、発光素子１４０が設けられている。被計測物の変位長さを計測するため、発光素子１４０は常時点灯する。発光素子１４０の光は、可動スケール９０が移動することにより、透過又は遮断する。
【００３４】
上述のように、エンコーダ２００の検出手段により得られたコサイン信号及びサイン信号は、後述の信号処理装置１へ供給され、被計測物の位置又は角度が計測される。
（レーザ干渉計３００の構成）
次に、本実施例の計測装置として用いられるレーザ干渉計３００の構成について説明する。図４（ａ）はレーザ干渉計３００の側面図、図４（ｂ）はレーザ干渉計３００の正面図である。
【００３５】
レーザ干渉計３００には、高可干渉性のシングルモード半導体レーザＬＤ（半導体レーザＬＤ）として、レーザ波長λが安定な０．８５μｍの面発光（ＶＣＳＥＬ）レーザが用いられる。半導体レーザＬＤからの光束は、コリメータレンズＣＯＬ１によりコリメート光（平行光）になる。そして、レンズＬＮＳ１にハーフミラーＮＢＳを介し、レンズＬＮＳ２の焦点面の位置Ｐ１に集光照明する。
【００３６】
位置Ｐ１からの光束を、レンズＬＮＳ２より、光軸がわずかに斜めの平行光束を射出させる。また、偏光ビームスプリッタ（光分割手段）ＰＢＳを用い、偏光成分において２光束に分離する。偏光ビームスプリッタＰＢＳからの反射光（Ｓ偏光）を参照ミラーＭ１（参照面）に入射させ、偏光ビームスプリッタＰＢＳからの透過光（Ｐ偏光）をミラーＭ２（被計測物）に入射させる。
【００３７】
そして、それぞれの反射光を、偏光ビームスプリッタＰＢＳを介して合成し、レンズＬＮＳ２の焦点面の位置Ｐ２に集光照明し、その近傍に設けられた反射膜Ｍ０により、元の光路に戻す。位置Ｐ２からの反射光は、レンズＬＮＳ２より平行光束として射出させ、偏光ビームスプリッタＰＢＳにて２光束に分離し、反射光（Ｓ偏光）で参照ミラーＭ１を照明し、透過光（Ｐ偏光）でミラーＭ２（被計測物）を照明する。
【００３８】
それぞれの反射光は、偏光ビームスプリッタＰＢＳを介して、レンズＬＮＳ２の焦点面の位置Ｐ１を集光照明する。
【００３９】
そこから光源側に光束を取り出す。（Ｓ偏光は、参照ミラーＭ１とビームスプリッタＰＢＳの間を２往復し、Ｐ偏光は、ミラーＭ２（被計測物）とビームスプリッタＰＢＳの間を２往復する）。これらの光束は、非偏光ビームスプリッタ（ハーフミラー）ＮＢＳにより、受光系側に取り出し、１／４波長板ＱＷＰを透過させて、位相差の変化に応じて偏光方位回転する直線偏光に変換する。
【００４０】
この光束を集光レンズＣＯＮ、アパーチャーＡＰを介してビーム分割素子ＧＢＳにて３光束に分割する。この３光束は、互いに６０度ずつ透過軸をずらして配置した偏光素子アレイ３ＣＨ−ＰＯＬに入射する。偏光素子アレイ３ＣＨ−ＰＯＬを通過した光は、３分割受光素子ＰＤＡの受光部に入射する。
【００４１】
このように、レーザ干渉計３００の検出手段は、ミラーＭ２（被計測物）の面外変位に基づく位相が１２０度ずつずれたそれぞれ３つの干渉信号ＵＶＷを検出される。検出手段にて検出された干渉信号ＵＶＷは、信号処理装置１に入力される。
（信号処理装置１の構成）
次に、本実施例における信号処理装置について説明する。図１は、本実施例における信号処理装置１のブロック図である。信号処理装置１は、被計測物の位置又は角度を計測する計測装置に用いられる信号処理装置である。なお、角度は位置の概念に含まれるため、以降の説明においては、「位置又は角度」をまとめて「位置」と表記する。
【００４２】
図１に示されるように、信号処理装置１は、位相演算器１２、レジスタ１６、１７、１８、回帰演算器１９、加算器２１、２２、及び、減算器２３、２４から構成される。
【００４３】
位相演算器１２は、所定のサンプリング間隔で、被計測物の位置に応じて出力された信号にアークタンジェント演算等の処理を施し、信号位相（計測位相）を算出する。位相演算器１２は、例えば、上述のエンコーダ２００にて検出されたコサイン信号及びサイン信号、又は、上述のレーザ干渉計３００にて検出された３つの干渉信号に基づいて、被計測物の位置に応じた信号の位相を算出する。
【００４４】
レジスタ１６は、被計測物の予測位置（予測桁拡張位相情報）を保持（記憶）するための予測位置保持部である。被計測物の予測位置は、後述のように、レジスタ１７に記憶された現在位置に、回帰演算器１９にて算出された速度情報（１サンプリング間隔における位相変位量）を加算することにより求められる。
【００４５】
ここで、第１のサンプリングの次のサンプリングを第２のサンプリングとすると、被計測物の予測位置は、第２のサンプリング時における被計測物の予測位置である。また、被計測物の現在位置は、第１のサンプリング時における被計測物の位置である。
【００４６】
被計測物の位置（原点を基準とした変位量）は、周期信号１周期の倍数に相当する値（波数）、及び、周期信号１周期未満の値（位相）によって表すことができる。このため、レジスタ１６は波数を保持する波数部と位相を保持する位相部とから構成され、予測位置は波数部及び位相部の組み合わせにより表される。
【００４７】
波数部及び位相部のそれぞれは、例えば、１０ビットのビット数を備える。ただし、波数部及び位相部のビット数はこれに限定されるものではなく、要求精度に応じて適宜変更可能である。より精度の高い演算が要求される場合には、波数部及び位相部のそれぞれのビット数を、例えば１６ビットで構成することができる。以下、本実施例においては、波数部を上位ビットと呼び、位相部を下位ビットと呼ぶ場合がある。
【００４８】
位相演算器１２により算出される計測位相は、レジスタ１６の位相部（下位ビット）と同等のビット数で表される。このため、位相演算器１２により新たな位相情報が得られた場合、減算器２３により、位相演算器１２で算出された計測位相からレジスタ１６の下位ビット（位相部）における保持値を減算する。この値は、計測位相とレジスタ１６に保持された予測位置との差（予測誤差）である。
【００４９】
このように、減算器２３は、位相演算器１２で求められた第２のサンプリング時の計測位相から被計測物の予測位置を減算して予測誤差を求める誤差演算手段である。より具体的には、減算器２３は、計測位相から予測位置の位相部を減算して予測誤差を算出する。
【００５０】
減算器２３で算出された予測誤差は、符号拡張（桁拡張）されて、加算器２１により、レジスタ１６に保持されている予測位置に加算される。加算器２１による算出値は、被計測物の現在位置を表している。この値は、レジスタ１７に保持（格納）される。このように、加算器２１は、桁拡張した予測誤差を予測位置に加算することにより、第２のサンプリング時における被計測物の位置を求める位置演算手段である。より具体的には、加算器２１は、桁拡張した予測誤差を予測位置の波数部及び位相部に加算することにより、第２のサンプリング時における被計測物の位置を求める。
【００５１】
レジスタ１７は、被計測物の現在位置（現在桁拡張位相情報）を保持（記憶）するための現在位置保持部である。レジスタ１７も、レジスタ１６と同様に、波数部（上位ビット）と位相部（下位ビット）とから構成されている。新たな位相情報がレジスタ１７に保持される直前に保持されていた値は、被計測物の前回位置である。この前回位置は、前サンプリング時における被計測物の位置を示している。新たな位相情報がレジスタ１７に格納される前に、この前回位置は、レジスタ１８に退避される。
【００５２】
レジスタ１８は、被計測物の前回位置（前回桁拡張位相情報）を保持（記憶）するための前回位置保持部である。レジスタ１８も、レジスタ１６、１７と同様に、波数部（上位ビット）と位相部（下位ビット）とから構成されている。上述のとおり、レジスタ１８は、新たな位相情報がレジスタ１７に格納される前に、その直前にレジスタ１７に保持されていた値（前回位置）をそのまま保持する。
【００５３】
レジスタ１７に保持された現在位置とレジスタ１８に保持された前回位置との差は、位相の変位量である。減算器２４は、レジスタ１７（波数部及び位相部）に保持された現在位置から、レジスタ１８（波数部および位相部）に保持された前回位置を減算する。この減算値は、回帰演算器１９に入力される。
【００５４】
回帰演算器１９は、被計測物の位置に応じた信号の位相を時間に対して回帰することにより、前記被計測物の速度を算出する回帰演算手段である。このような信号の位相は、所定のサンプリング間隔（時間間隔）で得られる。回帰演算器１９としては、例えばカルマンフィルタが用いられる。カルマンフィルタは、計測位相に指数関数的重み係数を乗じることにより速度を算出する動的一次回帰演算装置である。ただし、本実施例はこれに限定されるものではなく、カルマンフィルタ以外の回帰手段を用いてもよい。
【００５５】
回帰演算器１９は、回帰演算により、被計測物の速度情報（１サンプリング間隔における位相変位量）を算出する。また、回帰演算器１９は、速度情報とともにノイズを算出する。このノイズは、レジスタ１７に保持されている現在位置の情報を利用することにより抑制できるが、本実施例における説明は省略する。
【００５６】
図２は、本実施例における回帰演算器１９の一例であるカルマンフィルタのブロック図である。
【００５７】
ＤＰは、レジスタ１７に保持されている現在位置とレジスタ１８に保持されている前回位置との差である。ＰＤＰは、位相の差ＤＰを格納するためのレジスタである。レジスタＰＤＰは、所定のＰビットだけ右シフトして、位相の差ＤＰを格納する。
【００５８】
レジスタＰＤＰの値からレジスタＦＸの値を減算した値は、レジスタＱに格納される。次に、レジスタＱの値をＰビットだけ右シフトした値をレジスタＰＱに格納する。また、レジスタＱの値からレジスタＰＱの値を減算した値がレジスタＦＸに格納される。
【００５９】
レジスタＰＱの値にレジスタＶＸの値を加算した値は、レジスタＢに格納される。レジスタＢに格納された値は、回帰式における傾き（回帰係数）を示し、レジスタＢは速度情報（位相変位速度）に対応する値を保持することになる。後述のとおり、この速度情報は、被計測物の予測位置を算出するために用いられる。
【００６０】
レジスタＢの値をＰビットだけ右シフトした値は、レジスタＰＢに格納される。次に、レジスタＢの値からレジスタＰＢの内容を減算した値が、レジスタＶＸに格納される。レジスタＦＸの値からレジスタＶＸの値を減算した値Ｃは、回帰式における定数項となる。この定数項は、ノイズを除去する目的にも利用できる。
【００６１】
図１に示されるように、回帰演算器１９により算出された速度情報は、加算器２２により、レジスタ１７に保持された現在位置に加算される。加算器２２は、第１のサンプリング時における被計測物の位置（現在位置）に回帰演算器１９で算出された速度を加算することにより、第２のサンプリング時における被計測物の予測位置を求める予測演算手段である。第２のサンプリングは、第１のサンプリングの次のサンプリングである。
【００６２】
回帰演算器１９から出力された速度情報は、１サンプリング間隔における位相変位量である。このため、第１のサンプリング時の被計測物の位置（位相）にこの速度情報を加算することにより、次の第２のサンプリング時における被計測物の位置（位相）を予測することができる。この予測位置は、レジスタ１６に保持される。
【００６３】
なお、図１において、予測位置を保持するためのレジスタ１６が設けられているが、本実施例はこの構成に限定されるものでない。レジスタ１６に相当する部分には加算器２２の出力線があれば十分であり、レジスタ１６を設けなくてもよい。
【００６４】
上述のとおり、レジスタ１６に保持された予測位置のうちレジスタ１６の位相部（下位ビット）に保持されている値は、予測誤差を求めるために用いられる。すなわち、位相演算器１２にて算出された計測位相からレジスタ１６の予測位置（位相部）を減算することにより、実測値である計測位相と予測値である予測位置との誤差（予測誤差）が求められる。
【００６５】
従来の信号処理装置では、被計測物の位置を算出する場合、計測位相と前回桁拡張位相情報（前回位置）との差を演算していた。このとき、１サンプリング間隔の位相変位量（速度）が位相情報の最大値の１／２より大きくなると、誤動作となる。このため、１サンプリング当たりの被計測物の変位量が算出可能な範囲は、位相情報の最大値の１／２に制限されていた。
【００６６】
一方、本実施例の信号処理装置１は、計測位相と予測桁拡張位相情報（予測位置）との差を演算する。予測位置は、回帰演算器１９から算出された速度情報を用いて求められるため、計測位相に対する誤差は大きくならない。このため、被計測物がより高速で変位した場合でも、被計測物の位置を検出することが可能となる。本実施例の信号処理装置１において、計測位置と予測位置との差を演算する場合、予測誤差が１／２周期以下に制限されるものの、速度には制限されない。
【００６７】
上述のとおり、本実施例によれば、位相信号の桁拡張を信号処理装置の内部で行う際、簡易な構成で速度制限の大幅な緩和が可能となる。このように、本実施例によれば、安価で信頼性の高い信号処理装置を提供することができる。
【００６８】
以上、本発明の実施例について具体的に説明した。ただし、本発明は上記実施例として記載された事項に限定されるものではなく、本発明の技術思想を逸脱しない範囲内で適宜変更が可能である。
【符号の説明】
【００６９】
１ 信号処理装置
１２ 位相演算器
１６、１７、１８ レジスタ
１９ 回帰演算器
２１、２２ 加算器
２３、２４ 減算器
２００ エンコーダ
３００ レーザ干渉計
【技術分野】
【０００１】
本発明は信号処理装置に係り、特に、被計測物の位置又は角度を計測する計測装置に用いられる信号処理装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
計測装置としてのエンコーダは、一般的に、一定ピッチで光の透過部と遮光部が設けられたスケールを透過する光量を計測する。また、計測装置としてのレーザ干渉計は、一般的に、レーザ光線を二つの光束に分岐し、その一方を可動部に設けられた鏡で反射させ、他方を固定部に設けられた鏡で反射させ、これらの干渉光の強度を計測する。
【０００３】
いずれの計測装置においても、被計測物の位置又は角度の変位に応じて位相が変化する正弦波状の信号を出力する。これらの計測装置は、一般的に、サイン関数及びコサイン関数で近似されて位相が互いに９０度異なる二相信号を出力する装置、又は、位相が互いに１２０度異なる三相信号を出力する装置など、位相が異なる複数の信号を出力する装置である。信号処理装置は、一般的に、これらの信号に対して、例えばアークタンジェント演算等の処理を施して信号位相を求めることにより微細な位置情報を得て、信号の波数を計数することにより粗い位置信号を得る。
【０００４】
従来、信号の波数の計数は、一般的に、サイン信号及びコサイン信号をコンパレータにより二値信号に変換し、一方の信号の立上り及び立下りと他方の信号のレベルから移動方向を判定しながら移動を検出し、アップダウンカウンタで波数を計数していた。
【０００５】
図５は、従来の信号処理装置（計測装置）の一例である。６０はエンコーダであり、位置又は角度を検出して所定の信号を出力する検出手段である。エンコーダ６０は、シャフトの回転角度θに応じてｃｏｓ（ｎθ）、ｓｉｎ（ｎθ）に比例する信号を出力する。ここで、ｎはエンコーダ６０の１回転あたりの信号周期であり、その信号周期は、一般的には数百から数千程度である。
【０００６】
エンコーダ６０からの出力信号は、オペアンプ２−１、２−２で適切なレベルに増幅される。これらの増幅信号は、第一のボルテージフォロア構成のオペアンプ３−１、３−２でインピーダンスの調整がなされた後、ローパスフィルタ４−１、４−２を経て、Ａ／Ｄ変換器５−１、５−２によりデジタル信号に変換される。デジタル信号の出力は、デジタルシグナルプロセッサ６（信号処理装置）に入力され、アークタンジェント演算により位相（位相角）が算出される。
【０００７】
ところで、エンコーダ６０は、シャフト１回転当たり数百から数千の同様の信号を出力し、実用上、現在の角度がいずれの信号周期に相当するかの識別が必要とされる。このため、エンコーダ６０からの出力信号は、オペアンプ２−１、２−２で増幅された後、第二のボルテージフォロア構成のオペアンプ７−１、７−２を経てコンパレータ８−１、８−２により二値化される。波数の計数は、これらの二値信号を用いて、アップダウンカウンタ１１により行われる。
【０００８】
波数の計数のため、双方の二値信号はＤ−ＦＦ９−１、９−２（ディレイ−フリップフロップ）でクロックに同期してサンプリングされる。Ｄ−ＦＦ９−１からの二値化信号の出力（Ａ相）は、更にもう一段のＤ−ＦＦ９−３に入力される。
【０００９】
一段目のＤ−ＦＦ９−１の出力がＬであり、かつ、２段目のＤ−ＦＦ９−３の出力がＨである場合、すなわちＡ相信号の立ち上がりであり、かつＢ相信号がＨである場合、ＡＮＤゲート１０−１はアップダウンカウンタ１１を増加させる。一段目Ｄ−ＦＦ９−１の出力がＨであり、かつ、２段目のＤ−ＦＦ９−３の出力がＬである場合、すなわちＡ相信号の立下りであり、かつＢ相信号がＨである場合、ＡＮＤゲート１０−２はアップダウンカウンタ１１を減少させる。
【００１０】
アップダウンカウンタ１１の出力は、デジタルシグナルプロセッサ６に入力され、その内部において、位相情報と組合せることにより桁拡張した位相情報が形成される。
【００１１】
このように、位相情報の桁拡張を精度良く行うには、多数の部品が必要となる。例えば、コンパレータ８−１、８−２の前段には、ボルテージフォロア構成のオペアンプ７−１、７−２が挿入されている。これを省略すると、オペアンプにヒステリシスを与えるために正帰還された信号がコンパレータの入力抵抗を逆流して、最終的にはＡ／Ｄ変換器５−１、５−２に悪影響を与えることになる。
【００１２】
また、二値化信号を受ける初段のＤ−ＦＦ９−１、９−２を省略すると、クロック信号とコンパレータの動作タイミングによっては、極めて幅の狭い信号がアップダウンカウンタ１１に入力される可能性があり、誤動作を招く要因となる。
【００１３】
近年では、Ａ／Ｄ変換器や、位相角を演算する信号処理装置は高速化され、コンパレータなどを用いることなく桁拡張が可能となっている。
【００１４】
図６は、桁拡張に用いられる従来の信号処理装置のブロック図である。Ａ／Ｄ変換されて信号処理装置に入力されたエンコーダ信号は、位相演算器７０により位相に変換される。信号処理装置の内部には、桁拡張された位相情報を保持するレジスタ８０が設けられている。
【００１５】
位相演算器７０によって新たに位相が算出されると、減算器８５は、算出された新しい位相情報からレジスタ８０に保持されている位相情報を減算して位相変位量を算出する。加算器８７は、位相変位量を桁拡張した値をレジスタ８０に保持されている桁拡張された位相情報に加算する。このようにして、レジスタ８０に保持された値は、最新の桁拡張された位相情報に更新される。
【００１６】
また、特許文献１には、スリットの数をカウントして得られる上位データと、１つの正弦波を電気的に分割して得られる下位データとを組み合わせて、角度データを出力する光学式エンコーダが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２００３−３５５６９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
上述のような手法を用いて位相情報を更新する場合、桁拡張が可能な最大の変位量が存在する。すなわち、変位量は、位相情報の最大値の１／２に制限され、この値を超える速度でシャフトが回転した場合、誤動作の要因となる。
【００１９】
例えば、１回転あたり１０００周期の位置信号を出力するエンコーダで、最大回転速度を６，０００ｒｐｍ（１００ｒｐｓ）とする場合、信号の最大周波数は１００ｋＨｚとなる。この場合、サンプリング周波数が２００ｋＨｚであるＡ／Ｄ変換器を用いて、同じ速度で位相演算と桁拡張を行うと、各操作周期における位相信号の変化量は１／２周期以下に制限され、誤動作は生じない。
【００２０】
このような装置は、部品点数が削減され、一般に低コストで小型の装置が構成可能であるという利点がある。しかしながら、予期せぬ外乱により最高許容速度を超えた場合、ミスカウントが発生するという信頼性上の問題がある。
【００２１】
また、高分解能のエンコーダを用いる場合、最大速度の制限がより厳しくなり、これを緩和するために高速のＡ／Ｄ変換器を用いて高速処理が可能な演算装置を用いた場合、コスト高になるという問題があった。
【００２２】
本発明は、上述の問題を回避するためになされたものであって、安価で信頼性の高い信号処理装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明の一側面としての信号処理装置は、被計測物の変位に応じた複数の周期信号に基づいて、前記変位に係る波数および位相の組み合わせを得る信号処理装置であって、前記複数の周期信号のサンプリング毎に該複数の周期信号から位相を得る第１手段と、サンプリング毎に前記第１手段により得られた位相に基づく波数および位相の組み合わせに対して回帰演算を行うことにより、サンプリング間隔における前記位相の変化量を得る第２手段と、第１サンプリングでの前記組み合わせに前記変化量を加算して第２サンプリングでの前記組み合わせを予測する第３手段と、前記第１手段により得られた前記第２サンプリングでの位相から、前記第３手段により予測された前記組み合わせの予測誤差を得る第４手段と、前記第３手段により予測された前記組み合わせに前記予測誤差を加算して前記第２サンプリングでの前記組み合わせを得る第５手段とを有する。
【００２４】
本発明の他の目的及び特徴は、以下の実施例において説明される。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、安価で信頼性の高い信号処理装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本実施例における信号処理装置のブロック図である。
【図２】本実施例における回帰演算器のブロック図である。
【図３】本実施例におけるエンコーダの概略構成図である。
【図４】本実施例におけるレーザ干渉計の（ａ）側面図、及び、（ｂ）正面図である。
【図５】従来の信号処理装置の一例である。
【図６】従来の信号処理装置のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら詳細に説明する。各図において、同一の部材については同一の参照番号を付し、重複する説明は省略する。
【００２８】
まず、本実施例における計測装置の構成について説明する。本実施例の計測装置は、被計測物の位置（位置又は角度）を計測する計測装置であり、被計測物の位置に応じた信号を検出する検出手段と、その信号に基づいて被計測物の位置を求める信号処理装置とを備える。本実施例の計測装置としては、例えば、エンコーダ、レーザ干渉計、及び、レゾルバが挙げられる。本実施例では、特に、エンコーダ及びレーザ干渉計の代表的な構成について説明する。
（エンコーダ２００の構成）
まず、計測装置の一例として用いられるエンコーダの構成について説明する。図３は、本実施例におけるエンコーダ２００の概略図である。
【００２９】
エンコーダ２００は、光学式のリニアエンコーダであり、被計測物の直線的な機械変位量を計測するものである。ただし、本実施例はこれに限定されるものではなく、被計測物の角度を計測するロータリーエンコーダにも適用可能である。
【００３０】
図３に示されるように、エンコーダ２００は、可動スケール９０、固定スケール１２０、発光素子（発光ダイオード）１４０、及び、受光素子（フォトダイオード）１５０からなる。
【００３１】
可動スケール９０は、被計測物とともに直線的に移動可能に構成されている。一方、固定スケール１２０は固定されている。エンコーダ２００は、発光素子１４０と受光素子１５０の間に可動スケール９０及び固定スケール１２０を配置した構成となっている。可動スケール９０には、移動した距離を計測するために、一定幅のスリット１００が設けられている。
【００３２】
固定スケール１２０は、可動スケール９０に対向して配置されており、同一ピッチの固定スリット１３０を有する。固定スケール１２０の右半分と左半分は、位相が９０度異なる位置、すなわちスケールピッチの１／４だけ異なる位置に開口が設けられている。固定スケール１２０の裏面、すなわち可動スケール９０が配置されている側の面とは反対の面には、受光素子１５０が設けられている。受光素子１５０は、固定スケールの右半分と左半分の位置に対応する二つの受光部を有し、それぞれ、互いに位相が９０度異なるコサイン信号及びサイン信号を出力する。
【００３３】
可動スケール９０の裏面、すなわち固定スケール１２０が配置されている側の面とは反対の面には、発光素子１４０が設けられている。被計測物の変位長さを計測するため、発光素子１４０は常時点灯する。発光素子１４０の光は、可動スケール９０が移動することにより、透過又は遮断する。
【００３４】
上述のように、エンコーダ２００の検出手段により得られたコサイン信号及びサイン信号は、後述の信号処理装置１へ供給され、被計測物の位置又は角度が計測される。
（レーザ干渉計３００の構成）
次に、本実施例の計測装置として用いられるレーザ干渉計３００の構成について説明する。図４（ａ）はレーザ干渉計３００の側面図、図４（ｂ）はレーザ干渉計３００の正面図である。
【００３５】
レーザ干渉計３００には、高可干渉性のシングルモード半導体レーザＬＤ（半導体レーザＬＤ）として、レーザ波長λが安定な０．８５μｍの面発光（ＶＣＳＥＬ）レーザが用いられる。半導体レーザＬＤからの光束は、コリメータレンズＣＯＬ１によりコリメート光（平行光）になる。そして、レンズＬＮＳ１にハーフミラーＮＢＳを介し、レンズＬＮＳ２の焦点面の位置Ｐ１に集光照明する。
【００３６】
位置Ｐ１からの光束を、レンズＬＮＳ２より、光軸がわずかに斜めの平行光束を射出させる。また、偏光ビームスプリッタ（光分割手段）ＰＢＳを用い、偏光成分において２光束に分離する。偏光ビームスプリッタＰＢＳからの反射光（Ｓ偏光）を参照ミラーＭ１（参照面）に入射させ、偏光ビームスプリッタＰＢＳからの透過光（Ｐ偏光）をミラーＭ２（被計測物）に入射させる。
【００３７】
そして、それぞれの反射光を、偏光ビームスプリッタＰＢＳを介して合成し、レンズＬＮＳ２の焦点面の位置Ｐ２に集光照明し、その近傍に設けられた反射膜Ｍ０により、元の光路に戻す。位置Ｐ２からの反射光は、レンズＬＮＳ２より平行光束として射出させ、偏光ビームスプリッタＰＢＳにて２光束に分離し、反射光（Ｓ偏光）で参照ミラーＭ１を照明し、透過光（Ｐ偏光）でミラーＭ２（被計測物）を照明する。
【００３８】
それぞれの反射光は、偏光ビームスプリッタＰＢＳを介して、レンズＬＮＳ２の焦点面の位置Ｐ１を集光照明する。
【００３９】
そこから光源側に光束を取り出す。（Ｓ偏光は、参照ミラーＭ１とビームスプリッタＰＢＳの間を２往復し、Ｐ偏光は、ミラーＭ２（被計測物）とビームスプリッタＰＢＳの間を２往復する）。これらの光束は、非偏光ビームスプリッタ（ハーフミラー）ＮＢＳにより、受光系側に取り出し、１／４波長板ＱＷＰを透過させて、位相差の変化に応じて偏光方位回転する直線偏光に変換する。
【００４０】
この光束を集光レンズＣＯＮ、アパーチャーＡＰを介してビーム分割素子ＧＢＳにて３光束に分割する。この３光束は、互いに６０度ずつ透過軸をずらして配置した偏光素子アレイ３ＣＨ−ＰＯＬに入射する。偏光素子アレイ３ＣＨ−ＰＯＬを通過した光は、３分割受光素子ＰＤＡの受光部に入射する。
【００４１】
このように、レーザ干渉計３００の検出手段は、ミラーＭ２（被計測物）の面外変位に基づく位相が１２０度ずつずれたそれぞれ３つの干渉信号ＵＶＷを検出される。検出手段にて検出された干渉信号ＵＶＷは、信号処理装置１に入力される。
（信号処理装置１の構成）
次に、本実施例における信号処理装置について説明する。図１は、本実施例における信号処理装置１のブロック図である。信号処理装置１は、被計測物の位置又は角度を計測する計測装置に用いられる信号処理装置である。なお、角度は位置の概念に含まれるため、以降の説明においては、「位置又は角度」をまとめて「位置」と表記する。
【００４２】
図１に示されるように、信号処理装置１は、位相演算器１２、レジスタ１６、１７、１８、回帰演算器１９、加算器２１、２２、及び、減算器２３、２４から構成される。
【００４３】
位相演算器１２は、所定のサンプリング間隔で、被計測物の位置に応じて出力された信号にアークタンジェント演算等の処理を施し、信号位相（計測位相）を算出する。位相演算器１２は、例えば、上述のエンコーダ２００にて検出されたコサイン信号及びサイン信号、又は、上述のレーザ干渉計３００にて検出された３つの干渉信号に基づいて、被計測物の位置に応じた信号の位相を算出する。
【００４４】
レジスタ１６は、被計測物の予測位置（予測桁拡張位相情報）を保持（記憶）するための予測位置保持部である。被計測物の予測位置は、後述のように、レジスタ１７に記憶された現在位置に、回帰演算器１９にて算出された速度情報（１サンプリング間隔における位相変位量）を加算することにより求められる。
【００４５】
ここで、第１のサンプリングの次のサンプリングを第２のサンプリングとすると、被計測物の予測位置は、第２のサンプリング時における被計測物の予測位置である。また、被計測物の現在位置は、第１のサンプリング時における被計測物の位置である。
【００４６】
被計測物の位置（原点を基準とした変位量）は、周期信号１周期の倍数に相当する値（波数）、及び、周期信号１周期未満の値（位相）によって表すことができる。このため、レジスタ１６は波数を保持する波数部と位相を保持する位相部とから構成され、予測位置は波数部及び位相部の組み合わせにより表される。
【００４７】
波数部及び位相部のそれぞれは、例えば、１０ビットのビット数を備える。ただし、波数部及び位相部のビット数はこれに限定されるものではなく、要求精度に応じて適宜変更可能である。より精度の高い演算が要求される場合には、波数部及び位相部のそれぞれのビット数を、例えば１６ビットで構成することができる。以下、本実施例においては、波数部を上位ビットと呼び、位相部を下位ビットと呼ぶ場合がある。
【００４８】
位相演算器１２により算出される計測位相は、レジスタ１６の位相部（下位ビット）と同等のビット数で表される。このため、位相演算器１２により新たな位相情報が得られた場合、減算器２３により、位相演算器１２で算出された計測位相からレジスタ１６の下位ビット（位相部）における保持値を減算する。この値は、計測位相とレジスタ１６に保持された予測位置との差（予測誤差）である。
【００４９】
このように、減算器２３は、位相演算器１２で求められた第２のサンプリング時の計測位相から被計測物の予測位置を減算して予測誤差を求める誤差演算手段である。より具体的には、減算器２３は、計測位相から予測位置の位相部を減算して予測誤差を算出する。
【００５０】
減算器２３で算出された予測誤差は、符号拡張（桁拡張）されて、加算器２１により、レジスタ１６に保持されている予測位置に加算される。加算器２１による算出値は、被計測物の現在位置を表している。この値は、レジスタ１７に保持（格納）される。このように、加算器２１は、桁拡張した予測誤差を予測位置に加算することにより、第２のサンプリング時における被計測物の位置を求める位置演算手段である。より具体的には、加算器２１は、桁拡張した予測誤差を予測位置の波数部及び位相部に加算することにより、第２のサンプリング時における被計測物の位置を求める。
【００５１】
レジスタ１７は、被計測物の現在位置（現在桁拡張位相情報）を保持（記憶）するための現在位置保持部である。レジスタ１７も、レジスタ１６と同様に、波数部（上位ビット）と位相部（下位ビット）とから構成されている。新たな位相情報がレジスタ１７に保持される直前に保持されていた値は、被計測物の前回位置である。この前回位置は、前サンプリング時における被計測物の位置を示している。新たな位相情報がレジスタ１７に格納される前に、この前回位置は、レジスタ１８に退避される。
【００５２】
レジスタ１８は、被計測物の前回位置（前回桁拡張位相情報）を保持（記憶）するための前回位置保持部である。レジスタ１８も、レジスタ１６、１７と同様に、波数部（上位ビット）と位相部（下位ビット）とから構成されている。上述のとおり、レジスタ１８は、新たな位相情報がレジスタ１７に格納される前に、その直前にレジスタ１７に保持されていた値（前回位置）をそのまま保持する。
【００５３】
レジスタ１７に保持された現在位置とレジスタ１８に保持された前回位置との差は、位相の変位量である。減算器２４は、レジスタ１７（波数部及び位相部）に保持された現在位置から、レジスタ１８（波数部および位相部）に保持された前回位置を減算する。この減算値は、回帰演算器１９に入力される。
【００５４】
回帰演算器１９は、被計測物の位置に応じた信号の位相を時間に対して回帰することにより、前記被計測物の速度を算出する回帰演算手段である。このような信号の位相は、所定のサンプリング間隔（時間間隔）で得られる。回帰演算器１９としては、例えばカルマンフィルタが用いられる。カルマンフィルタは、計測位相に指数関数的重み係数を乗じることにより速度を算出する動的一次回帰演算装置である。ただし、本実施例はこれに限定されるものではなく、カルマンフィルタ以外の回帰手段を用いてもよい。
【００５５】
回帰演算器１９は、回帰演算により、被計測物の速度情報（１サンプリング間隔における位相変位量）を算出する。また、回帰演算器１９は、速度情報とともにノイズを算出する。このノイズは、レジスタ１７に保持されている現在位置の情報を利用することにより抑制できるが、本実施例における説明は省略する。
【００５６】
図２は、本実施例における回帰演算器１９の一例であるカルマンフィルタのブロック図である。
【００５７】
ＤＰは、レジスタ１７に保持されている現在位置とレジスタ１８に保持されている前回位置との差である。ＰＤＰは、位相の差ＤＰを格納するためのレジスタである。レジスタＰＤＰは、所定のＰビットだけ右シフトして、位相の差ＤＰを格納する。
【００５８】
レジスタＰＤＰの値からレジスタＦＸの値を減算した値は、レジスタＱに格納される。次に、レジスタＱの値をＰビットだけ右シフトした値をレジスタＰＱに格納する。また、レジスタＱの値からレジスタＰＱの値を減算した値がレジスタＦＸに格納される。
【００５９】
レジスタＰＱの値にレジスタＶＸの値を加算した値は、レジスタＢに格納される。レジスタＢに格納された値は、回帰式における傾き（回帰係数）を示し、レジスタＢは速度情報（位相変位速度）に対応する値を保持することになる。後述のとおり、この速度情報は、被計測物の予測位置を算出するために用いられる。
【００６０】
レジスタＢの値をＰビットだけ右シフトした値は、レジスタＰＢに格納される。次に、レジスタＢの値からレジスタＰＢの内容を減算した値が、レジスタＶＸに格納される。レジスタＦＸの値からレジスタＶＸの値を減算した値Ｃは、回帰式における定数項となる。この定数項は、ノイズを除去する目的にも利用できる。
【００６１】
図１に示されるように、回帰演算器１９により算出された速度情報は、加算器２２により、レジスタ１７に保持された現在位置に加算される。加算器２２は、第１のサンプリング時における被計測物の位置（現在位置）に回帰演算器１９で算出された速度を加算することにより、第２のサンプリング時における被計測物の予測位置を求める予測演算手段である。第２のサンプリングは、第１のサンプリングの次のサンプリングである。
【００６２】
回帰演算器１９から出力された速度情報は、１サンプリング間隔における位相変位量である。このため、第１のサンプリング時の被計測物の位置（位相）にこの速度情報を加算することにより、次の第２のサンプリング時における被計測物の位置（位相）を予測することができる。この予測位置は、レジスタ１６に保持される。
【００６３】
なお、図１において、予測位置を保持するためのレジスタ１６が設けられているが、本実施例はこの構成に限定されるものでない。レジスタ１６に相当する部分には加算器２２の出力線があれば十分であり、レジスタ１６を設けなくてもよい。
【００６４】
上述のとおり、レジスタ１６に保持された予測位置のうちレジスタ１６の位相部（下位ビット）に保持されている値は、予測誤差を求めるために用いられる。すなわち、位相演算器１２にて算出された計測位相からレジスタ１６の予測位置（位相部）を減算することにより、実測値である計測位相と予測値である予測位置との誤差（予測誤差）が求められる。
【００６５】
従来の信号処理装置では、被計測物の位置を算出する場合、計測位相と前回桁拡張位相情報（前回位置）との差を演算していた。このとき、１サンプリング間隔の位相変位量（速度）が位相情報の最大値の１／２より大きくなると、誤動作となる。このため、１サンプリング当たりの被計測物の変位量が算出可能な範囲は、位相情報の最大値の１／２に制限されていた。
【００６６】
一方、本実施例の信号処理装置１は、計測位相と予測桁拡張位相情報（予測位置）との差を演算する。予測位置は、回帰演算器１９から算出された速度情報を用いて求められるため、計測位相に対する誤差は大きくならない。このため、被計測物がより高速で変位した場合でも、被計測物の位置を検出することが可能となる。本実施例の信号処理装置１において、計測位置と予測位置との差を演算する場合、予測誤差が１／２周期以下に制限されるものの、速度には制限されない。
【００６７】
上述のとおり、本実施例によれば、位相信号の桁拡張を信号処理装置の内部で行う際、簡易な構成で速度制限の大幅な緩和が可能となる。このように、本実施例によれば、安価で信頼性の高い信号処理装置を提供することができる。
【００６８】
以上、本発明の実施例について具体的に説明した。ただし、本発明は上記実施例として記載された事項に限定されるものではなく、本発明の技術思想を逸脱しない範囲内で適宜変更が可能である。
【符号の説明】
【００６９】
１ 信号処理装置
１２ 位相演算器
１６、１７、１８ レジスタ
１９ 回帰演算器
２１、２２ 加算器
２３、２４ 減算器
２００ エンコーダ
３００ レーザ干渉計
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被計測物の変位に応じた複数の周期信号に基づいて、前記変位に係る波数および位相の組み合わせを得る信号処理装置であって、
前記複数の周期信号のサンプリング毎に該複数の周期信号から位相を得る第１手段と、
サンプリング毎に前記第１手段により得られた位相に基づく波数および位相の組み合わせに対して回帰演算を行うことにより、サンプリング間隔における前記位相の変化量を得る第２手段と、
第１サンプリングでの前記組み合わせに前記変化量を加算して第２サンプリングでの前記組み合わせを予測する第３手段と、
前記第１手段により得られた前記第２サンプリングでの位相から、前記第３手段により予測された前記組み合わせの予測誤差を得る第４手段と、
前記第３手段により予測された前記組み合わせに前記予測誤差を加算して前記第２サンプリングでの前記組み合わせを得る第５手段と、を有することを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
前記第４手段は、前記第１手段により得られた前記第２サンプリングでの位相から、前記第３手段により予測された前記組み合わせのうちの位相を減算して前記予測誤差を得る、ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記第２手段は、カルマンフィルタを含む、ことを特徴とする請求項１又は２に記載の信号処理装置。
【請求項４】
被計測物の変位を計測する計測装置であって、
前記変位に応じた信号を検出して複数の周期信号を出力する検出手段と、
前記複数の周期信号に基づいて、前記変位に係る波数および位相の組み合わせを得る請求項１乃至３のいずれか一に記載の信号処理装置と、を有することを特徴とする計測装置。
【請求項１】
被計測物の変位に応じた複数の周期信号に基づいて、前記変位に係る波数および位相の組み合わせを得る信号処理装置であって、
前記複数の周期信号のサンプリング毎に該複数の周期信号から位相を得る第１手段と、
サンプリング毎に前記第１手段により得られた位相に基づく波数および位相の組み合わせに対して回帰演算を行うことにより、サンプリング間隔における前記位相の変化量を得る第２手段と、
第１サンプリングでの前記組み合わせに前記変化量を加算して第２サンプリングでの前記組み合わせを予測する第３手段と、
前記第１手段により得られた前記第２サンプリングでの位相から、前記第３手段により予測された前記組み合わせの予測誤差を得る第４手段と、
前記第３手段により予測された前記組み合わせに前記予測誤差を加算して前記第２サンプリングでの前記組み合わせを得る第５手段と、を有することを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
前記第４手段は、前記第１手段により得られた前記第２サンプリングでの位相から、前記第３手段により予測された前記組み合わせのうちの位相を減算して前記予測誤差を得る、ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記第２手段は、カルマンフィルタを含む、ことを特徴とする請求項１又は２に記載の信号処理装置。
【請求項４】
被計測物の変位を計測する計測装置であって、
前記変位に応じた信号を検出して複数の周期信号を出力する検出手段と、
前記複数の周期信号に基づいて、前記変位に係る波数および位相の組み合わせを得る請求項１乃至３のいずれか一に記載の信号処理装置と、を有することを特徴とする計測装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１３−２９５２９（Ｐ２０１３−２９５２９Ａ）
【公開日】平成２５年２月７日（２０１３．２．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−２４５９３９（Ｐ２０１２−２４５９３９）
【出願日】平成２４年１１月８日（２０１２．１１．８）
【分割の表示】特願２００９−８５０１（Ｐ２００９−８５０１）の分割
【原出願日】平成２１年１月１９日（２００９．１．１９）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月７日（２０１３．２．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年１１月８日（２０１２．１１．８）
【分割の表示】特願２００９−８５０１（Ｐ２００９−８５０１）の分割
【原出願日】平成２１年１月１９日（２００９．１．１９）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
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