急速充電装置
【課題】自動車等のバッテリーや大容量コンデンサを急速充電する。
【解決手段】
低速充電部４は、交流電源３から変圧器４０を介して、３０度の位相差がある２次側△巻線４１と２次側Ｙ巻線４２の電源をそれぞれダイオードブリッジ４３，５３で整流した２組の直流部を有する。各直流部には、小容量のコンデンサ４４，５４をダイオードブリッジ４３，５３に対して並列に接続する。これらダイオードブリッジと小容量コンデンサに対して、電流検出器４５，５５を介して、昇圧チョッパを接続する。この昇圧チョッパは、それぞれリアクトル４６，５６、ＩＧＢＴ４７，５７、ダイオード４８，５８から構成する。各組の昇圧チョッパのダイオード４８，５８の出力側を充電バッテリ５に接続して低速充電部４を構成する。コンデンサ４９，５９は、サージ抑制用のコンデンサで、ダイオード４８，５８の出力側とＩＧＢＴ４７，５７のエミッタ側に接続する。
【解決手段】
低速充電部４は、交流電源３から変圧器４０を介して、３０度の位相差がある２次側△巻線４１と２次側Ｙ巻線４２の電源をそれぞれダイオードブリッジ４３，５３で整流した２組の直流部を有する。各直流部には、小容量のコンデンサ４４，５４をダイオードブリッジ４３，５３に対して並列に接続する。これらダイオードブリッジと小容量コンデンサに対して、電流検出器４５，５５を介して、昇圧チョッパを接続する。この昇圧チョッパは、それぞれリアクトル４６，５６、ＩＧＢＴ４７，５７、ダイオード４８，５８から構成する。各組の昇圧チョッパのダイオード４８，５８の出力側を充電バッテリ５に接続して低速充電部４を構成する。コンデンサ４９，５９は、サージ抑制用のコンデンサで、ダイオード４８，５８の出力側とＩＧＢＴ４７，５７のエミッタ側に接続する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車等のバッテリーや大容量コンデンサを急速充電する急速充電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車等のバッテリーや大容量コンデンサを急速充電する急速充電装置としては、比較的長時間をかけて充電されるバッテリーと、このバッテリーから電気自動車等の動力源用バッテリーを急速充電するための急速充電部とを備えたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１３は、この急速充電装置の構成の全体図である。図１３において、１は車軸をモータで動かす電気自動車であり、２はそのモータに電力を供給する動力源用バッテリーである。３は、数１０ｋＶＡ程度の電力を給電する交流電源であり、４は交流電源３に接続され比較的長時間かけて充電される低速充電部である。５は、低速充電部４により常時充電されるバッテリーである。６は、バッテリーから電力を供給され、動力源用バッテリー２を充電する急速充電部である。この急速充電装置では、交流電源３から低速充電部４を介して、バッテリー５を小電流で緩やかに充電しておき、バッテリー５から急速充電部６を介して電気自動車１の動力源用バッテリー２を急速に充電する。
【０００４】
現在利用されている電気自動車のバッテリー急速充電装置を図１４に示し、その構成、動作の概要を説明する。交流電源３から、ブレーカ１０、電流検出器１５，１６、リアクトル１７〜１９を通って３相ＰＷＭコンバータ２０により、ほぼ力率＝１の昇圧コンバータを構成する。この昇圧コンバータの交流側電流を正弦波状でしかも高力率に制御しながらコンデンサ２１を充電する。交流側フィルタ用コンデンサ１２〜１４は、ＰＷＭ制御による高周波電流を供給するためのものである。
【０００５】
コンデンサ２１の電圧はＰＷＭインバータブリッジ２２により高周波電圧（１０ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ程度）に変換して、高周波トランス２３の１次側へ供給する。高周波トランス２３の２次側は、ダイオードブリッジ２４で直流に変換し、リアクトル２５とコンデンサ２７によるフィルタ効果によりＰＷＭに伴うリプルを低減し、電流検出器２６で電流を検出して充電電流を制御する。接触器２８は、負荷の無電流開閉装置である。
【０００６】
現在の急速充電装置出力は、４００Ｖ，１００Ａ程度で１５分間充電を行っている。このため、交流電力は５０ｋＶＡ程度が必要となる。しかし、電気自動車においては従来のガソリンの給油時間との比較から、充電時間の１５分は長すぎるという意見があり、５分程度の充電時間が要望されている。従来は、こんな短時間の充電はバッテリーの特性上の不可能であったが、最近酸化物系の電極材料を使用したリチウムイオン電池（商品名：ＳＣｉＢ（登録商標））が発表され５分間での充電が現実化して来ている。
【０００７】
このような改良されたリチウムイオン電池を使用して、４００Ｖ，３００Ａの充電を行えば、５分間での充電が可能となる。そこで、これを実現する急速充電装置を考えると、例えば、図１５の様な回路が考えられる。すなわち、充電は４００Ｖ，３００Ａで行い、その場合の１２０ｋＷでの効率等を考えると、直接充電方式（図１４）なら、交流電力は、１５０ｋＶＡ程度必要となり、かなりの受電設備が必要となる。そのため、受電設備が高価となる。そこで、受電容量を１５ｋＶＡ程度で、出力１２０ｋＷで５分間の充電を行うことのできる図１５の回路が考えられる。
【０００８】
この図１５の回路は、図１４の回路のＰＷＭインバータブリッジに代えて、コンデンサ２１の電圧からＩＧＢＴ３３，リアクトル３２，ダイオード３４，電流検出器３１から成る降圧コンバータを設け、この降圧コンバータにより充電装置内のバッテリー５を緩やかに充電する。充電完了したバッテリー５の電圧を、高周波変換用のインバータ２２を介して高周波トランス２３のに印加して昇圧した後、ダイオードブリッジ２４を介して車両側のバッテリー２の急速充電を行う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平６−２５３４６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
このような急速充電装置には、
(1) 交流入力容量が少ないこと
(2) 交流側が高力率であること
(3) 高効率な特性であること
という課題が要求される。
【００１１】
しかしながら、特許文献１の発明では、急速充電装置の基本概念は示されているが、具体的な回路が提示されていない。また、交流電源と自動車バッテリー間に、絶縁が施されていないため、感電の危険があるという問題点があった。さらに、充電装置の効率を高めるために、交流電源側は高効率であることが必要であるが、その点については示唆されていない。
【００１２】
前記図１４や図１５の回路は、前記(1) 〜(3) の課題を解決するために提案されたものではあるが、図１４の回路では、交流入力容量が大きいことから、ごく短時間の急速充電には不適当であった。一方、図１５の回路は、交流入力容量を小さくできるものの、交流電源から充電部終端までの半導体通過回数が多く効率が低くなる問題があった。
【００１３】
また、図１４や図１５の回路では、３相ＰＷＭコンバータを使用しているが、この３相ＰＷＭコンバータは、高速半導体スイッチング素子を多数必要とするため、スイッチングロスが大きい。例えば、３相のうちの１相分の電流が通過する素子数を、高速半導体スイッチング素子に換算した半導体通過回数は、ＰＷＭコンバータ２０部分で２回、降圧コンバータのＩＧＢＴ３３で１回の合計３回となる。また、急速充電部では、高周波インバータ２２で２回、高周波ダイオードブリッジ２４で２回の合計４回となる。このように、図１４や図１５の回路は高速半導体スイッチング素子の通過回数が多いため、効率が悪い欠点があった。
【００１４】
前記の問題点を解決するため、図１４や図１５の回路に使用される３相ＰＷＭコンバータ２０から成る昇圧コンバータに代えて、直流ダイオードブリッジを使用することも考えられる。確かに、直流ダイオードブリッジの場合には、ＩＧＢＴ３３のような高速半導体スイッチング素子がないため、その部分でのスイッチングロスは少なくなり、効率は良くなる。その反面、直流ダイオードブリッジでは、３相ＰＷＭコンバータ２０のようなほぼ力率＝１の回路を構成することができず、交流側の力率低下という問題が生じる。
【００１５】
本発明は、上記の問題点を解決するためのものであり、その目的は、少ない交流入力容量でありながら、スイッチングロスによる効率低下及び直流ダイオードブリッジの使用に伴う力率低下を防止して、高効率・高力率な急速充電装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
前記の目的を達成するために、本発明の急速充電装置は、交流電源から変圧器を介して３０゜位相差の３相電源を得る手段、前記２組の３相電源から３相ダイオードブリッジで整流した直流を得て、その２組の直流出力部に小容量のコンデンサを接続し、この直流部から昇圧チョッパ又は降圧チョッパを介して充電部のバッテリー又は大容量コンデンサを充電する手段、前記バッテリー又は大容量コンデンサから２相の昇圧チョッパ又は降圧チョッパにより負荷のバッテリー又は大容量コンデンサを充電する手段により、急速充電部のバッテリー又は大容量コンデンサを急速充電することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、３相ダイオードブリッジを使用することにより、高速半導体スイッチング素子の使用個数を低減して、装置全体としてのスイッチングロスを低減することができる。また、３相交流電源から変圧器を介して３０゜位相差の２組の電源を得て、これを２組の昇圧チョッパ又は降圧チョッパを介して並列にバッテリー又は大容量コンデンサに接続することにより、バッテリー又は大容量コンデンサに流れる充電電流のリプルを低下することができる。更に、３相交流電源から変圧器を介して３０゜位相差の２組の電源を得る場合に、前記３相ダイオードブリッジの出力電流をフラットな波形に制御することで、交流電源側、すなわち変圧器の１次側の電流波形を正弦波波形に近いものとすることができ、高高率な電流を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施例１における低速充電部の回路図。
【図２】本発明の実施例１におけるＩＧＢＴ駆動回路部分のブロック図及び入出力波形図。
【図３】本発明の実施例１の変形例における低速充電部の回路図。
【図４】本発明の実施例１の変形例におけるＩＧＢＴ駆動回路部分のブロック図及び入出力波形図。
【図５】本発明の実施例１における急速充電部の回路図。
【図６】本発明の実施例１の変形例における急速充電部の回路図。
【図７】本発明の実施例１における変圧器１次側電流の波形図。
【図８】図７の電流波形が得られる理由を説明する変圧器部分のブロック図及び入出力電流の波形図。
【図９】図５の急速充電部の各部における電流波形図。
【図１０】図６の急速充電部の各部における電流波形図。動作説明図従来方式と本案の比較表
【図１１】本発明の実施例２における高速充電部の回路図。
【図１２】実施例２におけるＩＧＢＴ駆動回路部分のブロック図。
【図１３】従来の電気自動車用急速充電装置の基本的な構成を示すブロック図。
【図１４】従来の急速充電装置の一例を示す回路図。
【図１５】従来の急速充電装置の他の例を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明に係る急速充電装置の実施例を図面を参照して説明する。前記従来技術及び各実施例で同一又は類似の構成部分には、共通の符号を付し、重複する説明は省略する。
【実施例１】
【００２０】
［１−１．構成］
図１は、実施例１の低速充電部４の構成図である。この低速充電部４は、交流電源３から変圧器４０を介して、３０度の位相差がある２次側△巻線４１と２次側Ｙ巻線４２の電源をそれぞれダイオードブリッジ４３，５３で整流した２組の直流部を有する。各直流部には、それぞれ小容量のコンデンサ４４，５４を前記ダイオードブリッジ４３，５３に対して並列に接続する。これらダイオードブリッジと小容量コンデンサに対して、電流検出器４５，５５を介して、昇圧チョッパを接続する。この昇圧チョッパは、それぞれリアクトル４６，５６、ＩＧＢＴ４７，５７、ダイオード４８，５８から構成する。各組の昇圧チョッパのダイオード４８，５８の出力側を充電バッテリ５に接続して充電部を構成する。コンデンサ４９，５９は、サージ抑制用のコンデンサで、ダイオード４８，５８の出力側とＩＧＢＴ４７，５７のエミッタ側に接続する。
【００２１】
図２（Ａ）は、前記昇圧チョッパを構成するＩＧＢＴ４７の制御回路を示す。なお、ＩＧＢＴ５７の制御回路は、同一構成のため、説明は省略する。この制御回路は、電流基準Ｉ＊と電流検出器４５の出力Ｉ１を入力するＰＩＤ増幅器４７１と、このＰＩＤ増幅器４７１の出力をＰＷＭ信号にするＰＷＭ回路４７２を有する。ＰＷＭ回路４７２からのＰＷＭ信号によりＩＧＢＴ駆動回路４７３を介してＩＧＢＴ４７をＰＷＭ制御し、昇圧チョッパからの出力電流Ｉ１２を３相ブリッジ出力電圧と同じ波形となるように制御する。そのため、電流基準Ｉ＊としては、図２（Ｂ）のような一定値の電流を供給する。
【００２２】
図３は、前記図１に示す実施例１の変形例である。図２の低速充電部４は、図１の昇圧チョッパの部分を降圧チョッパに変更したものである。すなわち、図１の昇圧チョッパの部分が、ＩＧＢＴ４７、ダイオード４８、リアクトル４６、電流検出器４５からなる第１の降圧チョッパと、ＩＧＢＴ５７、ダイオード５８、リアクトル５６、電流検出器５５からなる第２の降圧チョッパから構成されている。
【００２３】
図４（Ａ）は、図３の降圧チョッパを構成するＩＧＢＴ４７の制御回路を示す。なお、ＩＧＢＴ５７の制御回路は、同一構成のため、説明は省略する。この制御回路は、電流基準Ｉ＊と電流検出器４５の出力Ｉ１を入力するＰＩＤ増幅器４７４と、このＰＩＤ増幅器４７４の出力をＰＷＭ信号にするＰＷＭ回路４７５を有する。ＰＷＭ回路４７５からのＰＷＭ信号によりＩＧＢＴ駆動回路４７６を介してＩＧＢＴ４７をＰＷＭ制御し、降圧チョッパからの入力電流Ｉ１１を一定値に制御する。そのため、電流基準Ｉ＊としては、図４（Ｂ）のような３相ブリッジ出力電圧波形と同形状の波形の電流を供給する。
【００２４】
次に、急速充電部６の一例について、図５により説明する。図５のＡ端子は、図１又は図３のａ端子と、Ｂ端子はｂ端子と接続する。この急速充電部６は、電流検出器６０を介して、リアクトル６１，ＩＧＢＴ６２，ダイオード６３からなる第１の昇圧チョッパと、電流検出器７０を介してリアクトル７１，ＩＧＢＴ７２，ダイオード７３から成る第２の昇圧チョッパの出力側を共通化する。これら昇圧チョッパの出力側には、フィルタ用コンデンサ６４を接続して、負荷のバッテリー２を接続する。なお、フィルタ用コンデンサ６４は、充電リプル許容値が大きい場合には、省略しても良い。
【００２５】
図６は、急速充電部６の変形例である。この急速充電部６において、前記図１又は図３の低速充電部に接続するための端子Ａ，Ｂの接続方法は、図５と同様である。図６の急速充電部は、ＩＧＢＴ６２，ダイオード６３，リアクトル６４，電流検出器６５からなる第１の降圧チョッパと、ＩＧＢＴ７２，ダイオード７３，リアクトル７４，電流検出器７５からなる第２の降圧チョッパを有する。これら２組の降圧チョッパの出力側を並列に接続し、負荷のバッテリー２に接続する。端子Ａ，Ｂ間に接続したコンデンサ６６は、ＩＧＢＴ６２，７２のサージ吸収用である。
【００２６】
［１−２．作用］
このような構成を有する実施例１の動作を図１及び図２により説明する。図２（Ａ）に示すように、電流基準Ｉ＊と電流検出器４５の出力ＩとをＰＩＤ増幅器４７１で増幅し、ＰＷＭ回路４７２でＰＷＭ信号にする。このＰＷＭ信号によりＩＧＢＴ駆動回路４７３を介して、ＩＧＢＴ４７をＰＷＭ制御し、電流Ｉ１を一定に制御する。実際の電流Ｉ１には、キャリア周波数のＰＷＭリプルが含まれているが、このリプルをコンデンサ４４で平滑化することで、ダイオードブリッジ４３の出力電流Ｉ１１は、図２（Ｂ）に示すように一定値となる。
【００２７】
一方、昇圧チョッパの出力電流Ｉ１２は、図２（Ｂ）に示すように、３相ブリッジ出力電圧と同じ波形となる。その理由は、昇圧チョッパ入力電圧は、３相ブリッジ出力電圧波形で、その出力電流フラットな波形のため、チョッパ入力電力は、３相ブリッジ出力電圧波形状となる。チョッパ出力の電圧は、バッテリー５の電圧で一定値のため入力電力＝出力電力のため、出力電流Ｉ１２は、３相ブリッジ電圧波形状となる。
【００２８】
図１では、このようなチョッパ回路出力を２組並列にしているので、ＰＭＷのキャリアを１８０゜差にする。これにより、２相制御となり出力電流のリプルはきわめて少なくなる。このように、ダイオードブリッジ出力電流Ｉ１１をフラットな波形に制御して、交流電源側を図１に示すように３０゜の位相差を持たせた場合、交流電源側電流波形は、図７に示すように高調波の少ない電流波形となり高力率運転が可能となる。
【００２９】
この点を図８によって、具体的に説明する。図８（Ａ）において、３は交流電源、４０は変圧器、４１は２次側△巻線、４２は２次側Ｙ巻線、４３，５３はダイオードブリッジである。ＩＡＣは変圧器４０の１次側電流、Ｉａｃｂは２次側△巻線４１からの出力電流、Ｉａｃｂは２次側Ｙ巻線４２からの出力電流、Ｉ１１ａはダイオードブリッジ４３の出力電流、Ｉ１１ｂはダイオードブリッジ５３の出力電流である。この場合、変圧器４０の１次側の電流ＩＡＣは、２次側△巻線４１からの出力電流Ｉａｃｂによって定まるＩ４１１と、２次側Ｙ巻線４２からの出力電流Ｉａｃｂによって定まるＩ４２１の合成波形となる。
【００３０】
従って、図８（Ｂ）に示すように、ダイオードブリッジ４３，５３の出力電流Ｉ１１ａ，Ｉ１１ｂを一定に制御すると、２次側△巻線４１の１次側電流Ｉ４１１と、２次側Ｙ巻線４２の１次側電流Ｉ４２１は図８（Ｃ）のようになる。このため、変圧器１次側電流Ｉ４１１とＩ４２１の合成波形ＩＡＣは、図８（Ｃ）に示すように正弦波波形に近づいて高力率な電流になる。
【００３１】
次に、図１及び図２に示した実施例１の変形例である図３及び図４の回路の動作を説明する。図４（Ａ）に示すように、電流基準Ｉ＊として、図４（Ｂ）に示すような３相全波整流波形の電流を供給し、これを電流検出器４５の出力Ｉ１とを比較し、ＰＩＤ増幅器４７４で増幅する。このＰＩＤ増幅器４７４からの出力をＰＷＭ回路４７５でＰＷＭ信号にして、ＩＧＢＴ駆動回路４７６を介してＩＧＢＴ４７を駆動する。電流基準Ｉ＊と電流検出器出力電流Ｉ１はほぼ同形となる。但し、電流検出器出力電流Ｉ１には、ＰＷＭキャリアによるリプルが重乗している。このため、バッテリー５に流入する電力は、バッテリー電圧一定、流入電流Ｉ１２は３相全波整流波形状となる。ダイオードブリッジ４３の出力電流Ｉ１１は、バッテリー入力電力を電圧で割った波形となるので、出力電流Ｉ１１はフラットな一定電流となる。
【００３２】
このような図３及び図４に示す降圧チョッパを使用した低速充電回路４においても、交流電源電流は図７に示すように、正弦波に近い波形となり高力率である。
【００３３】
一方、図５の２組の昇圧チョッパを使用した急速充電部６では、電流検出器６０，７０の出力Ｉ１，Ｉ２を制御して、ＩＧＢＴ６２，７２をオン・オフ制御する。このＩＧＢＴ６２，７２の駆動回路は、前記図２，４と同様なものを使用できる。このようにして昇圧チョッパを２相制御して昇圧チョッパの入力電流Ｉ１，Ｉ２をオン・オフすれば、各相の昇圧チョッパからの出力電流電流ｉ１，ｉ２は、図９のように位相がずれた断続電流となる。
【００３４】
すなわち、図９において、時刻ｔ１〜ｔ２間にＩＧＢＴ６２をオンにすると、端子ＡＢ間のバッテリー５からリアクトル６１→ＩＧＢＴ６２の回路に短絡電流が流れ、電流Ｉ１は上昇する。時刻ｔ２〜ｔ３間でＩＧＢＴ６２をオフにすると、リアクトル６１に蓄えられたエネルギーがダイオード６３を通過してバッテリー２を充電する。この電流がｉ１である。一方、ＩＧＢＴ７２は、ｔ２〜ｔ３間でオンし、ｔ３〜ｔ４間でオフする。ＩＧＢＴ６２とＩＧＢＴ７２は、位相差１８０゜でスイッチングされる。このように各昇圧チョッパから出力される急速充電電流は、それぞれｉ１，ｉ２となるので、これらの合成電流であるバッテリ充電電流はｉ１＋ｉ２となり、昇圧チョッパの入力電流に比較してそのリプル電流は少なくなる。更に、２組の昇圧チョッパの出力側に設けたコンデンサ６４により、リプル電流をフィルタすることにより、負荷バッテリーの電流はより平滑化される。
【００３５】
なお、この図９は、ＩＧＢＴ６２，７２のＰＷＭ制御回路によるＰＷＭのデューティを５０％とした場合の波形を示した。すなわち、図９のデューティ５０％の時の波形はリプルが最も少ないが、ＰＷＭ制御においてデューティ５０％でない場合はリプルが増加する。この場合は、前記のようにコンデンサ６４にフィルタ効果を持たせ、バッテリー２に流れるリプルは規定値以下になるようにする。
【００３６】
次に、図６の降圧チョッパを２組用いて、２相電流制御した場合の波形を図１０に示す。この図１０もＰＷＭのデューティ５０％の場合を示す。図６の回路では、電流検出器６５，７５で検出した降圧チョッパの出力電流Ｉ１，Ｉ２により、ＩＧＢＴ６２，７２を制御することにより、各降圧チョッパにおいて図１０に示すような１８０°位相がずれた波形の電流を得る。２相の降圧チョッパの出力を合成することで、２つの降圧チョッパの出力電流ｉ１のリプルと出力電流ｉ２のリプルが打ち消し、負荷バッテリー２に流れる電流ｉ１＋ｉ２のリプルは０なる。なお、この回路では、デューティが５０％以外でも、リプルは非常に少なくなる。
【００３７】
［１−３．効果］
以上のような、実施例１と従来技術の効果を比較すると次の通りである。
【００３８】
（１）低速充電部の力率と効率
図１５に示した従来の低速充電部と、実施例１の低速充電部である図１又は図３を比較する。従来技術では、力率≒１の正弦波コンバータを使用しているため、その力率は非常によい。実施例１は、図７の波形のため力率はやや低くなるが、その波形は正弦波に近いため極端に低下することはなく、正弦波コンバータに近い力率を得ることができる。
【００３９】
半導体通過回数を高速半導体スイッチング素子に換算して比較すると、従来技術は３回であるのに対して、本実施例は、ダイオードブリッジ４３，５３において低速ダイオードを２回通過する。この低速ダイオードは、高速ダイオードに対して電圧降下が１／１．５で、スイッチングによるロスが無いため損失が１／２とみなすことができる。そのため、ダイオードブリッジ４３，５３部分を高速素子に換算すると１回とみなすことができるため、低速充電部全体では高速半導体スイッチング素子２回となるので、実施例１が有利である。こられらを考慮すると効率は実施例１の方が高い。
【００４０】
（２）変圧器部
変圧器部の比較では、急速充電部６に変圧器を配置する従来技術では、４００Ｖ，３００Ａで５分間の充電を行うには、１５０ｋＶＡで５分間の定格の変圧器が必要となる。変圧器の大きさは、１／√ｆにほぼ比例するので、例えばｆ＝１５ｋＨｚのインバータトランスを使用した場合ｆ≒１０〜１５ｋＨｚであり、５０Ｈｚの商用交流電源を使用する実施例１より小型である。実施例１では、１５ｋＶＡ程度の変圧器となるが、周波数が５０Ｈｚとなるので大きさでは、実施例１がやや不利である。しかし、変圧器部の損失を考慮すると、１５０ｋＶＡの従来技術に比較して、小容量の１５ｋＶＡの変圧器で済む実施例１の方が格段に優れている。
【００４１】
（３）急速充電部
急速充電部６の比較では、従来技術では高速半導体スイッチング素子の通過回数が４回となる。これに対して、実施例１では、図５又は図６に示すように、高速半導体スイッチング素子の通過回数は１回となるので、実施例１のほうが著しく有利であり、効率も実施例１が非常に良い。
（４）システム全体
システム全体で比較すると、実施例１が効率で有利である。また、急速充電部は、図５，図６，図９，図１０のように２相電流制御することにより出力リプルを著しく減少させることができ、負荷バッテリーの寿命を長くすることができる。
【実施例２】
【００４２】
図１１は、本発明に係る実施例２の高速電部６の構成図である。この実施例２では、バッテリー５からの入力端子Ａ，Ｂに２系統のチョッパ回路を並列に接続し、これらのチョッパ回路を介してバッテリー２を充電する。すなわち、第１のチョッパ回路には、ＩＧＢＴ６２、ダイオード６３、リアクトル６４、電流検出器６５からなる降圧チョッパと、ＩＧＢＴ６２１，ダイオード６３１とフィルタ用コンデンサ６４１，リアクトル６４，電流検出器６５からなる昇圧チョッパを設ける。第２のチョッパ回路にも、ＩＧＢＴ７２，ダイオード７３，リアクトル７４，電流検出器７５からなる降圧チョッパと、ＩＧＢＴ７２１，ダイオード７３１，コンデンサ６４２からなる昇圧チョッパを設ける。
【００４３】
このような実施例２では、図１２に示すように、電流基準Ｉ＊と電流検出器６５からの検出電流に６５を入力したＰＩＤ増幅器１００により電流制御を行う。すなわち、ＰＩＤ増幅器１００の出力Ｖが５０％以上になると第１のＰＷＭ回路１０１が動作する。第１のＰＷＭ回路１０１によりＩＧＢＴ６２１をオンオフするようＰＭＷ制御し、出力Ｖが５０％以下で第２のＰＷＭ回路１０２が動作し、ＩＧＢＴ６２を駆動する。ＩＧＢＴ６２がＰＷＭ制御している出力Ｖが低い場合は、ＩＧＢＴ６２１はオフのままであり、降圧チョッパとして動作する。この場合、端子ＡＢ間電圧より、バッテリー２の電圧が高くなると電流が流れなくなるので、第２のＰＷＭ回路１０２はＩＧＢＴ６２をオン状態にし、出力Ｖが増加し、第１のＰＷＭ回路１０１を動作させるように作用して、ＩＧＢＴ６２１がオンオフして昇圧チョッパとして動作する。
【００４４】
このような構成の実施例２では、２組の昇降圧チョッパを２相制御して、充電電流のリプルを減少させることができる。また、昇降圧チョッパを使用しているので、負荷バッテリー２の電圧が大幅に変わるような場合、例えばバッテリーの代わりに電気二重層コンデンサ等に適している。
【符号の説明】
【００４５】
１…電気自動車
２…動力源用バッテリー
３…交流電源
４…低速充電部
５…バッテリー
６…急速充電部
１０…ブレーカー
１２，１３，１４…コンデンサ
１５，１６…電流検出器
１７，１８，１９…リアクトル
２０…ＩＧＢＴブリッジ
２１…コンデンサ
２２…ＩＧＢＴブリッジ
２３…高周波変圧器
２４…ダイオードブリッジ
２５…リアクトル
２６…電流検出器
２７…コンデンサ
２８…接触器
３１…電流検出器
３２…リアクトル
３３…ＩＧＢＴ
３４…ダイオード
４０…変圧器
４１…２次側△巻線
４２…２次側Ｙ巻線
４３，５３…ダイオードブリッジ
４４，５４…コンデンサ
４５，５５…電流検出器
４６，５６、ＩＧＢＴ
４７，５７、…リアクトル
４８，５８…ダイオード
４９，５９…コンデンサ
４７１，４７４…ＰＩＤ増幅器
４７２，４７５…ＰＷＭ回路
４７３，４７６…ＩＧＢＴ駆動回路
６０，７０…電流検出器
６１，７１…リアクトル
６２，７２…ＩＧＢＴ
６３，７３…ダイオード
６４，６６，６４１，６４２…コンデンサ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車等のバッテリーや大容量コンデンサを急速充電する急速充電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車等のバッテリーや大容量コンデンサを急速充電する急速充電装置としては、比較的長時間をかけて充電されるバッテリーと、このバッテリーから電気自動車等の動力源用バッテリーを急速充電するための急速充電部とを備えたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１３は、この急速充電装置の構成の全体図である。図１３において、１は車軸をモータで動かす電気自動車であり、２はそのモータに電力を供給する動力源用バッテリーである。３は、数１０ｋＶＡ程度の電力を給電する交流電源であり、４は交流電源３に接続され比較的長時間かけて充電される低速充電部である。５は、低速充電部４により常時充電されるバッテリーである。６は、バッテリーから電力を供給され、動力源用バッテリー２を充電する急速充電部である。この急速充電装置では、交流電源３から低速充電部４を介して、バッテリー５を小電流で緩やかに充電しておき、バッテリー５から急速充電部６を介して電気自動車１の動力源用バッテリー２を急速に充電する。
【０００４】
現在利用されている電気自動車のバッテリー急速充電装置を図１４に示し、その構成、動作の概要を説明する。交流電源３から、ブレーカ１０、電流検出器１５，１６、リアクトル１７〜１９を通って３相ＰＷＭコンバータ２０により、ほぼ力率＝１の昇圧コンバータを構成する。この昇圧コンバータの交流側電流を正弦波状でしかも高力率に制御しながらコンデンサ２１を充電する。交流側フィルタ用コンデンサ１２〜１４は、ＰＷＭ制御による高周波電流を供給するためのものである。
【０００５】
コンデンサ２１の電圧はＰＷＭインバータブリッジ２２により高周波電圧（１０ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ程度）に変換して、高周波トランス２３の１次側へ供給する。高周波トランス２３の２次側は、ダイオードブリッジ２４で直流に変換し、リアクトル２５とコンデンサ２７によるフィルタ効果によりＰＷＭに伴うリプルを低減し、電流検出器２６で電流を検出して充電電流を制御する。接触器２８は、負荷の無電流開閉装置である。
【０００６】
現在の急速充電装置出力は、４００Ｖ，１００Ａ程度で１５分間充電を行っている。このため、交流電力は５０ｋＶＡ程度が必要となる。しかし、電気自動車においては従来のガソリンの給油時間との比較から、充電時間の１５分は長すぎるという意見があり、５分程度の充電時間が要望されている。従来は、こんな短時間の充電はバッテリーの特性上の不可能であったが、最近酸化物系の電極材料を使用したリチウムイオン電池（商品名：ＳＣｉＢ（登録商標））が発表され５分間での充電が現実化して来ている。
【０００７】
このような改良されたリチウムイオン電池を使用して、４００Ｖ，３００Ａの充電を行えば、５分間での充電が可能となる。そこで、これを実現する急速充電装置を考えると、例えば、図１５の様な回路が考えられる。すなわち、充電は４００Ｖ，３００Ａで行い、その場合の１２０ｋＷでの効率等を考えると、直接充電方式（図１４）なら、交流電力は、１５０ｋＶＡ程度必要となり、かなりの受電設備が必要となる。そのため、受電設備が高価となる。そこで、受電容量を１５ｋＶＡ程度で、出力１２０ｋＷで５分間の充電を行うことのできる図１５の回路が考えられる。
【０００８】
この図１５の回路は、図１４の回路のＰＷＭインバータブリッジに代えて、コンデンサ２１の電圧からＩＧＢＴ３３，リアクトル３２，ダイオード３４，電流検出器３１から成る降圧コンバータを設け、この降圧コンバータにより充電装置内のバッテリー５を緩やかに充電する。充電完了したバッテリー５の電圧を、高周波変換用のインバータ２２を介して高周波トランス２３のに印加して昇圧した後、ダイオードブリッジ２４を介して車両側のバッテリー２の急速充電を行う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平６−２５３４６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
このような急速充電装置には、
(1) 交流入力容量が少ないこと
(2) 交流側が高力率であること
(3) 高効率な特性であること
という課題が要求される。
【００１１】
しかしながら、特許文献１の発明では、急速充電装置の基本概念は示されているが、具体的な回路が提示されていない。また、交流電源と自動車バッテリー間に、絶縁が施されていないため、感電の危険があるという問題点があった。さらに、充電装置の効率を高めるために、交流電源側は高効率であることが必要であるが、その点については示唆されていない。
【００１２】
前記図１４や図１５の回路は、前記(1) 〜(3) の課題を解決するために提案されたものではあるが、図１４の回路では、交流入力容量が大きいことから、ごく短時間の急速充電には不適当であった。一方、図１５の回路は、交流入力容量を小さくできるものの、交流電源から充電部終端までの半導体通過回数が多く効率が低くなる問題があった。
【００１３】
また、図１４や図１５の回路では、３相ＰＷＭコンバータを使用しているが、この３相ＰＷＭコンバータは、高速半導体スイッチング素子を多数必要とするため、スイッチングロスが大きい。例えば、３相のうちの１相分の電流が通過する素子数を、高速半導体スイッチング素子に換算した半導体通過回数は、ＰＷＭコンバータ２０部分で２回、降圧コンバータのＩＧＢＴ３３で１回の合計３回となる。また、急速充電部では、高周波インバータ２２で２回、高周波ダイオードブリッジ２４で２回の合計４回となる。このように、図１４や図１５の回路は高速半導体スイッチング素子の通過回数が多いため、効率が悪い欠点があった。
【００１４】
前記の問題点を解決するため、図１４や図１５の回路に使用される３相ＰＷＭコンバータ２０から成る昇圧コンバータに代えて、直流ダイオードブリッジを使用することも考えられる。確かに、直流ダイオードブリッジの場合には、ＩＧＢＴ３３のような高速半導体スイッチング素子がないため、その部分でのスイッチングロスは少なくなり、効率は良くなる。その反面、直流ダイオードブリッジでは、３相ＰＷＭコンバータ２０のようなほぼ力率＝１の回路を構成することができず、交流側の力率低下という問題が生じる。
【００１５】
本発明は、上記の問題点を解決するためのものであり、その目的は、少ない交流入力容量でありながら、スイッチングロスによる効率低下及び直流ダイオードブリッジの使用に伴う力率低下を防止して、高効率・高力率な急速充電装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
前記の目的を達成するために、本発明の急速充電装置は、交流電源から変圧器を介して３０゜位相差の３相電源を得る手段、前記２組の３相電源から３相ダイオードブリッジで整流した直流を得て、その２組の直流出力部に小容量のコンデンサを接続し、この直流部から昇圧チョッパ又は降圧チョッパを介して充電部のバッテリー又は大容量コンデンサを充電する手段、前記バッテリー又は大容量コンデンサから２相の昇圧チョッパ又は降圧チョッパにより負荷のバッテリー又は大容量コンデンサを充電する手段により、急速充電部のバッテリー又は大容量コンデンサを急速充電することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、３相ダイオードブリッジを使用することにより、高速半導体スイッチング素子の使用個数を低減して、装置全体としてのスイッチングロスを低減することができる。また、３相交流電源から変圧器を介して３０゜位相差の２組の電源を得て、これを２組の昇圧チョッパ又は降圧チョッパを介して並列にバッテリー又は大容量コンデンサに接続することにより、バッテリー又は大容量コンデンサに流れる充電電流のリプルを低下することができる。更に、３相交流電源から変圧器を介して３０゜位相差の２組の電源を得る場合に、前記３相ダイオードブリッジの出力電流をフラットな波形に制御することで、交流電源側、すなわち変圧器の１次側の電流波形を正弦波波形に近いものとすることができ、高高率な電流を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施例１における低速充電部の回路図。
【図２】本発明の実施例１におけるＩＧＢＴ駆動回路部分のブロック図及び入出力波形図。
【図３】本発明の実施例１の変形例における低速充電部の回路図。
【図４】本発明の実施例１の変形例におけるＩＧＢＴ駆動回路部分のブロック図及び入出力波形図。
【図５】本発明の実施例１における急速充電部の回路図。
【図６】本発明の実施例１の変形例における急速充電部の回路図。
【図７】本発明の実施例１における変圧器１次側電流の波形図。
【図８】図７の電流波形が得られる理由を説明する変圧器部分のブロック図及び入出力電流の波形図。
【図９】図５の急速充電部の各部における電流波形図。
【図１０】図６の急速充電部の各部における電流波形図。動作説明図従来方式と本案の比較表
【図１１】本発明の実施例２における高速充電部の回路図。
【図１２】実施例２におけるＩＧＢＴ駆動回路部分のブロック図。
【図１３】従来の電気自動車用急速充電装置の基本的な構成を示すブロック図。
【図１４】従来の急速充電装置の一例を示す回路図。
【図１５】従来の急速充電装置の他の例を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明に係る急速充電装置の実施例を図面を参照して説明する。前記従来技術及び各実施例で同一又は類似の構成部分には、共通の符号を付し、重複する説明は省略する。
【実施例１】
【００２０】
［１−１．構成］
図１は、実施例１の低速充電部４の構成図である。この低速充電部４は、交流電源３から変圧器４０を介して、３０度の位相差がある２次側△巻線４１と２次側Ｙ巻線４２の電源をそれぞれダイオードブリッジ４３，５３で整流した２組の直流部を有する。各直流部には、それぞれ小容量のコンデンサ４４，５４を前記ダイオードブリッジ４３，５３に対して並列に接続する。これらダイオードブリッジと小容量コンデンサに対して、電流検出器４５，５５を介して、昇圧チョッパを接続する。この昇圧チョッパは、それぞれリアクトル４６，５６、ＩＧＢＴ４７，５７、ダイオード４８，５８から構成する。各組の昇圧チョッパのダイオード４８，５８の出力側を充電バッテリ５に接続して充電部を構成する。コンデンサ４９，５９は、サージ抑制用のコンデンサで、ダイオード４８，５８の出力側とＩＧＢＴ４７，５７のエミッタ側に接続する。
【００２１】
図２（Ａ）は、前記昇圧チョッパを構成するＩＧＢＴ４７の制御回路を示す。なお、ＩＧＢＴ５７の制御回路は、同一構成のため、説明は省略する。この制御回路は、電流基準Ｉ＊と電流検出器４５の出力Ｉ１を入力するＰＩＤ増幅器４７１と、このＰＩＤ増幅器４７１の出力をＰＷＭ信号にするＰＷＭ回路４７２を有する。ＰＷＭ回路４７２からのＰＷＭ信号によりＩＧＢＴ駆動回路４７３を介してＩＧＢＴ４７をＰＷＭ制御し、昇圧チョッパからの出力電流Ｉ１２を３相ブリッジ出力電圧と同じ波形となるように制御する。そのため、電流基準Ｉ＊としては、図２（Ｂ）のような一定値の電流を供給する。
【００２２】
図３は、前記図１に示す実施例１の変形例である。図２の低速充電部４は、図１の昇圧チョッパの部分を降圧チョッパに変更したものである。すなわち、図１の昇圧チョッパの部分が、ＩＧＢＴ４７、ダイオード４８、リアクトル４６、電流検出器４５からなる第１の降圧チョッパと、ＩＧＢＴ５７、ダイオード５８、リアクトル５６、電流検出器５５からなる第２の降圧チョッパから構成されている。
【００２３】
図４（Ａ）は、図３の降圧チョッパを構成するＩＧＢＴ４７の制御回路を示す。なお、ＩＧＢＴ５７の制御回路は、同一構成のため、説明は省略する。この制御回路は、電流基準Ｉ＊と電流検出器４５の出力Ｉ１を入力するＰＩＤ増幅器４７４と、このＰＩＤ増幅器４７４の出力をＰＷＭ信号にするＰＷＭ回路４７５を有する。ＰＷＭ回路４７５からのＰＷＭ信号によりＩＧＢＴ駆動回路４７６を介してＩＧＢＴ４７をＰＷＭ制御し、降圧チョッパからの入力電流Ｉ１１を一定値に制御する。そのため、電流基準Ｉ＊としては、図４（Ｂ）のような３相ブリッジ出力電圧波形と同形状の波形の電流を供給する。
【００２４】
次に、急速充電部６の一例について、図５により説明する。図５のＡ端子は、図１又は図３のａ端子と、Ｂ端子はｂ端子と接続する。この急速充電部６は、電流検出器６０を介して、リアクトル６１，ＩＧＢＴ６２，ダイオード６３からなる第１の昇圧チョッパと、電流検出器７０を介してリアクトル７１，ＩＧＢＴ７２，ダイオード７３から成る第２の昇圧チョッパの出力側を共通化する。これら昇圧チョッパの出力側には、フィルタ用コンデンサ６４を接続して、負荷のバッテリー２を接続する。なお、フィルタ用コンデンサ６４は、充電リプル許容値が大きい場合には、省略しても良い。
【００２５】
図６は、急速充電部６の変形例である。この急速充電部６において、前記図１又は図３の低速充電部に接続するための端子Ａ，Ｂの接続方法は、図５と同様である。図６の急速充電部は、ＩＧＢＴ６２，ダイオード６３，リアクトル６４，電流検出器６５からなる第１の降圧チョッパと、ＩＧＢＴ７２，ダイオード７３，リアクトル７４，電流検出器７５からなる第２の降圧チョッパを有する。これら２組の降圧チョッパの出力側を並列に接続し、負荷のバッテリー２に接続する。端子Ａ，Ｂ間に接続したコンデンサ６６は、ＩＧＢＴ６２，７２のサージ吸収用である。
【００２６】
［１−２．作用］
このような構成を有する実施例１の動作を図１及び図２により説明する。図２（Ａ）に示すように、電流基準Ｉ＊と電流検出器４５の出力ＩとをＰＩＤ増幅器４７１で増幅し、ＰＷＭ回路４７２でＰＷＭ信号にする。このＰＷＭ信号によりＩＧＢＴ駆動回路４７３を介して、ＩＧＢＴ４７をＰＷＭ制御し、電流Ｉ１を一定に制御する。実際の電流Ｉ１には、キャリア周波数のＰＷＭリプルが含まれているが、このリプルをコンデンサ４４で平滑化することで、ダイオードブリッジ４３の出力電流Ｉ１１は、図２（Ｂ）に示すように一定値となる。
【００２７】
一方、昇圧チョッパの出力電流Ｉ１２は、図２（Ｂ）に示すように、３相ブリッジ出力電圧と同じ波形となる。その理由は、昇圧チョッパ入力電圧は、３相ブリッジ出力電圧波形で、その出力電流フラットな波形のため、チョッパ入力電力は、３相ブリッジ出力電圧波形状となる。チョッパ出力の電圧は、バッテリー５の電圧で一定値のため入力電力＝出力電力のため、出力電流Ｉ１２は、３相ブリッジ電圧波形状となる。
【００２８】
図１では、このようなチョッパ回路出力を２組並列にしているので、ＰＭＷのキャリアを１８０゜差にする。これにより、２相制御となり出力電流のリプルはきわめて少なくなる。このように、ダイオードブリッジ出力電流Ｉ１１をフラットな波形に制御して、交流電源側を図１に示すように３０゜の位相差を持たせた場合、交流電源側電流波形は、図７に示すように高調波の少ない電流波形となり高力率運転が可能となる。
【００２９】
この点を図８によって、具体的に説明する。図８（Ａ）において、３は交流電源、４０は変圧器、４１は２次側△巻線、４２は２次側Ｙ巻線、４３，５３はダイオードブリッジである。ＩＡＣは変圧器４０の１次側電流、Ｉａｃｂは２次側△巻線４１からの出力電流、Ｉａｃｂは２次側Ｙ巻線４２からの出力電流、Ｉ１１ａはダイオードブリッジ４３の出力電流、Ｉ１１ｂはダイオードブリッジ５３の出力電流である。この場合、変圧器４０の１次側の電流ＩＡＣは、２次側△巻線４１からの出力電流Ｉａｃｂによって定まるＩ４１１と、２次側Ｙ巻線４２からの出力電流Ｉａｃｂによって定まるＩ４２１の合成波形となる。
【００３０】
従って、図８（Ｂ）に示すように、ダイオードブリッジ４３，５３の出力電流Ｉ１１ａ，Ｉ１１ｂを一定に制御すると、２次側△巻線４１の１次側電流Ｉ４１１と、２次側Ｙ巻線４２の１次側電流Ｉ４２１は図８（Ｃ）のようになる。このため、変圧器１次側電流Ｉ４１１とＩ４２１の合成波形ＩＡＣは、図８（Ｃ）に示すように正弦波波形に近づいて高力率な電流になる。
【００３１】
次に、図１及び図２に示した実施例１の変形例である図３及び図４の回路の動作を説明する。図４（Ａ）に示すように、電流基準Ｉ＊として、図４（Ｂ）に示すような３相全波整流波形の電流を供給し、これを電流検出器４５の出力Ｉ１とを比較し、ＰＩＤ増幅器４７４で増幅する。このＰＩＤ増幅器４７４からの出力をＰＷＭ回路４７５でＰＷＭ信号にして、ＩＧＢＴ駆動回路４７６を介してＩＧＢＴ４７を駆動する。電流基準Ｉ＊と電流検出器出力電流Ｉ１はほぼ同形となる。但し、電流検出器出力電流Ｉ１には、ＰＷＭキャリアによるリプルが重乗している。このため、バッテリー５に流入する電力は、バッテリー電圧一定、流入電流Ｉ１２は３相全波整流波形状となる。ダイオードブリッジ４３の出力電流Ｉ１１は、バッテリー入力電力を電圧で割った波形となるので、出力電流Ｉ１１はフラットな一定電流となる。
【００３２】
このような図３及び図４に示す降圧チョッパを使用した低速充電回路４においても、交流電源電流は図７に示すように、正弦波に近い波形となり高力率である。
【００３３】
一方、図５の２組の昇圧チョッパを使用した急速充電部６では、電流検出器６０，７０の出力Ｉ１，Ｉ２を制御して、ＩＧＢＴ６２，７２をオン・オフ制御する。このＩＧＢＴ６２，７２の駆動回路は、前記図２，４と同様なものを使用できる。このようにして昇圧チョッパを２相制御して昇圧チョッパの入力電流Ｉ１，Ｉ２をオン・オフすれば、各相の昇圧チョッパからの出力電流電流ｉ１，ｉ２は、図９のように位相がずれた断続電流となる。
【００３４】
すなわち、図９において、時刻ｔ１〜ｔ２間にＩＧＢＴ６２をオンにすると、端子ＡＢ間のバッテリー５からリアクトル６１→ＩＧＢＴ６２の回路に短絡電流が流れ、電流Ｉ１は上昇する。時刻ｔ２〜ｔ３間でＩＧＢＴ６２をオフにすると、リアクトル６１に蓄えられたエネルギーがダイオード６３を通過してバッテリー２を充電する。この電流がｉ１である。一方、ＩＧＢＴ７２は、ｔ２〜ｔ３間でオンし、ｔ３〜ｔ４間でオフする。ＩＧＢＴ６２とＩＧＢＴ７２は、位相差１８０゜でスイッチングされる。このように各昇圧チョッパから出力される急速充電電流は、それぞれｉ１，ｉ２となるので、これらの合成電流であるバッテリ充電電流はｉ１＋ｉ２となり、昇圧チョッパの入力電流に比較してそのリプル電流は少なくなる。更に、２組の昇圧チョッパの出力側に設けたコンデンサ６４により、リプル電流をフィルタすることにより、負荷バッテリーの電流はより平滑化される。
【００３５】
なお、この図９は、ＩＧＢＴ６２，７２のＰＷＭ制御回路によるＰＷＭのデューティを５０％とした場合の波形を示した。すなわち、図９のデューティ５０％の時の波形はリプルが最も少ないが、ＰＷＭ制御においてデューティ５０％でない場合はリプルが増加する。この場合は、前記のようにコンデンサ６４にフィルタ効果を持たせ、バッテリー２に流れるリプルは規定値以下になるようにする。
【００３６】
次に、図６の降圧チョッパを２組用いて、２相電流制御した場合の波形を図１０に示す。この図１０もＰＷＭのデューティ５０％の場合を示す。図６の回路では、電流検出器６５，７５で検出した降圧チョッパの出力電流Ｉ１，Ｉ２により、ＩＧＢＴ６２，７２を制御することにより、各降圧チョッパにおいて図１０に示すような１８０°位相がずれた波形の電流を得る。２相の降圧チョッパの出力を合成することで、２つの降圧チョッパの出力電流ｉ１のリプルと出力電流ｉ２のリプルが打ち消し、負荷バッテリー２に流れる電流ｉ１＋ｉ２のリプルは０なる。なお、この回路では、デューティが５０％以外でも、リプルは非常に少なくなる。
【００３７】
［１−３．効果］
以上のような、実施例１と従来技術の効果を比較すると次の通りである。
【００３８】
（１）低速充電部の力率と効率
図１５に示した従来の低速充電部と、実施例１の低速充電部である図１又は図３を比較する。従来技術では、力率≒１の正弦波コンバータを使用しているため、その力率は非常によい。実施例１は、図７の波形のため力率はやや低くなるが、その波形は正弦波に近いため極端に低下することはなく、正弦波コンバータに近い力率を得ることができる。
【００３９】
半導体通過回数を高速半導体スイッチング素子に換算して比較すると、従来技術は３回であるのに対して、本実施例は、ダイオードブリッジ４３，５３において低速ダイオードを２回通過する。この低速ダイオードは、高速ダイオードに対して電圧降下が１／１．５で、スイッチングによるロスが無いため損失が１／２とみなすことができる。そのため、ダイオードブリッジ４３，５３部分を高速素子に換算すると１回とみなすことができるため、低速充電部全体では高速半導体スイッチング素子２回となるので、実施例１が有利である。こられらを考慮すると効率は実施例１の方が高い。
【００４０】
（２）変圧器部
変圧器部の比較では、急速充電部６に変圧器を配置する従来技術では、４００Ｖ，３００Ａで５分間の充電を行うには、１５０ｋＶＡで５分間の定格の変圧器が必要となる。変圧器の大きさは、１／√ｆにほぼ比例するので、例えばｆ＝１５ｋＨｚのインバータトランスを使用した場合ｆ≒１０〜１５ｋＨｚであり、５０Ｈｚの商用交流電源を使用する実施例１より小型である。実施例１では、１５ｋＶＡ程度の変圧器となるが、周波数が５０Ｈｚとなるので大きさでは、実施例１がやや不利である。しかし、変圧器部の損失を考慮すると、１５０ｋＶＡの従来技術に比較して、小容量の１５ｋＶＡの変圧器で済む実施例１の方が格段に優れている。
【００４１】
（３）急速充電部
急速充電部６の比較では、従来技術では高速半導体スイッチング素子の通過回数が４回となる。これに対して、実施例１では、図５又は図６に示すように、高速半導体スイッチング素子の通過回数は１回となるので、実施例１のほうが著しく有利であり、効率も実施例１が非常に良い。
（４）システム全体
システム全体で比較すると、実施例１が効率で有利である。また、急速充電部は、図５，図６，図９，図１０のように２相電流制御することにより出力リプルを著しく減少させることができ、負荷バッテリーの寿命を長くすることができる。
【実施例２】
【００４２】
図１１は、本発明に係る実施例２の高速電部６の構成図である。この実施例２では、バッテリー５からの入力端子Ａ，Ｂに２系統のチョッパ回路を並列に接続し、これらのチョッパ回路を介してバッテリー２を充電する。すなわち、第１のチョッパ回路には、ＩＧＢＴ６２、ダイオード６３、リアクトル６４、電流検出器６５からなる降圧チョッパと、ＩＧＢＴ６２１，ダイオード６３１とフィルタ用コンデンサ６４１，リアクトル６４，電流検出器６５からなる昇圧チョッパを設ける。第２のチョッパ回路にも、ＩＧＢＴ７２，ダイオード７３，リアクトル７４，電流検出器７５からなる降圧チョッパと、ＩＧＢＴ７２１，ダイオード７３１，コンデンサ６４２からなる昇圧チョッパを設ける。
【００４３】
このような実施例２では、図１２に示すように、電流基準Ｉ＊と電流検出器６５からの検出電流に６５を入力したＰＩＤ増幅器１００により電流制御を行う。すなわち、ＰＩＤ増幅器１００の出力Ｖが５０％以上になると第１のＰＷＭ回路１０１が動作する。第１のＰＷＭ回路１０１によりＩＧＢＴ６２１をオンオフするようＰＭＷ制御し、出力Ｖが５０％以下で第２のＰＷＭ回路１０２が動作し、ＩＧＢＴ６２を駆動する。ＩＧＢＴ６２がＰＷＭ制御している出力Ｖが低い場合は、ＩＧＢＴ６２１はオフのままであり、降圧チョッパとして動作する。この場合、端子ＡＢ間電圧より、バッテリー２の電圧が高くなると電流が流れなくなるので、第２のＰＷＭ回路１０２はＩＧＢＴ６２をオン状態にし、出力Ｖが増加し、第１のＰＷＭ回路１０１を動作させるように作用して、ＩＧＢＴ６２１がオンオフして昇圧チョッパとして動作する。
【００４４】
このような構成の実施例２では、２組の昇降圧チョッパを２相制御して、充電電流のリプルを減少させることができる。また、昇降圧チョッパを使用しているので、負荷バッテリー２の電圧が大幅に変わるような場合、例えばバッテリーの代わりに電気二重層コンデンサ等に適している。
【符号の説明】
【００４５】
１…電気自動車
２…動力源用バッテリー
３…交流電源
４…低速充電部
５…バッテリー
６…急速充電部
１０…ブレーカー
１２，１３，１４…コンデンサ
１５，１６…電流検出器
１７，１８，１９…リアクトル
２０…ＩＧＢＴブリッジ
２１…コンデンサ
２２…ＩＧＢＴブリッジ
２３…高周波変圧器
２４…ダイオードブリッジ
２５…リアクトル
２６…電流検出器
２７…コンデンサ
２８…接触器
３１…電流検出器
３２…リアクトル
３３…ＩＧＢＴ
３４…ダイオード
４０…変圧器
４１…２次側△巻線
４２…２次側Ｙ巻線
４３，５３…ダイオードブリッジ
４４，５４…コンデンサ
４５，５５…電流検出器
４６，５６、ＩＧＢＴ
４７，５７、…リアクトル
４８，５８…ダイオード
４９，５９…コンデンサ
４７１，４７４…ＰＩＤ増幅器
４７２，４７５…ＰＷＭ回路
４７３，４７６…ＩＧＢＴ駆動回路
６０，７０…電流検出器
６１，７１…リアクトル
６２，７２…ＩＧＢＴ
６３，７３…ダイオード
６４，６６，６４１，６４２…コンデンサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から急速充電装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサを充電する低速充電部と、前記バッテリー又は大容量コンデンサから負荷のバッテリー又は大容量コンデンサを大電力で急速に充電する急速充電部から成る急速充電装置において、
前記低速充電部が、交流電源に接続した変圧器の２次側に３０゜位相差で取り出された２組の交流電源と、この交流電源にそれぞれ接続された３相ダイオードブリッジを備えた２組の直流部と、この直流部の出力側に接続された２組の降圧チョッパ回路又は昇圧チョッパ回路を備え、
各組のチョッパ回路が前記装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサの入力側に並列に接続されていることを特徴とする急速充電装置。
【請求項２】
前記チョッパ回路が、チョッパ回路に流れる電流を検出する電流検出器を備え、この電流検出器によるチョッパ回路の電流と電流基準とに基づいてＰＷＭ制御することにより、チョッパ回路から出力する装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサへの充電電流波形を３相全波波形状に制御することを特徴とする請求項１に記載の急速充電装置。
【請求項３】
前記２組のチョッパ回路が、チョッパ回路に流れる電流を検出する電流検出器を備え、この電流検出器によるチョッパ回路の電流とフラットな電流基準とに基づいてＰＷＭ制御することにより、チョッパ回路から出力する装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサへの充電電流波形を３相全波波形状に制御するものであって、
２組のチョッパ回路から出力される３相全波波形状の充電電流のリプルの位相差を１８０°として充電電流のリプルを平滑化したことを特徴とする請求項１に記載の急速充電装置。
【請求項４】
前記各組のチョッパ回路が、チョッパ回路に流れる電流を検出する電流検出器を備え、この電流検出器によるチョッパ回路の電流と電流基準を３相全波整流波形とすると共に、これら３相全波整流波形を持つチョッパ回路の電流と電流基準に基づいてチョッパ回路をＰＷＭ制御することにより、チョッパ回路から出力する装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサへの充電電流波形のリプルの位相差を１８０°とし充電電流をフラットな波形としたことを特徴とする請求項１に記載の急速充電装置。
【請求項５】
前記低速充電部が、前記変圧器の２次側に３０゜位相差で取り出された２組の交流電源に接続された前記２組の３相ダイオードブリッジの出力電流を一定に制御するものであって、この２組の３相ダイオードブリッジの出力電流に対応する変圧器の２組の２次巻線によって定まる変圧器の１次巻線の電流が正弦波に近い波形を有することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の急速充電装置。
【請求項６】
前記急速充電部は、２相の昇圧チョッパを有するチョッパ回路、２相の降圧チョッパを有するチョッパ回路、又は昇圧チョッパと降圧チョッパを組み合わせた２相のチョッパ回路のいずれか１つを介して負荷のバッテリー又は大容量コンデンサに接続され、
前記２相のチョッパ回路からの出力のリプルが位相差１８０°で前記負荷のバッテリーまたは大容量コンデンサを急速充電することを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の急速充電装置。
【請求項１】
交流電源から急速充電装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサを充電する低速充電部と、前記バッテリー又は大容量コンデンサから負荷のバッテリー又は大容量コンデンサを大電力で急速に充電する急速充電部から成る急速充電装置において、
前記低速充電部が、交流電源に接続した変圧器の２次側に３０゜位相差で取り出された２組の交流電源と、この交流電源にそれぞれ接続された３相ダイオードブリッジを備えた２組の直流部と、この直流部の出力側に接続された２組の降圧チョッパ回路又は昇圧チョッパ回路を備え、
各組のチョッパ回路が前記装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサの入力側に並列に接続されていることを特徴とする急速充電装置。
【請求項２】
前記チョッパ回路が、チョッパ回路に流れる電流を検出する電流検出器を備え、この電流検出器によるチョッパ回路の電流と電流基準とに基づいてＰＷＭ制御することにより、チョッパ回路から出力する装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサへの充電電流波形を３相全波波形状に制御することを特徴とする請求項１に記載の急速充電装置。
【請求項３】
前記２組のチョッパ回路が、チョッパ回路に流れる電流を検出する電流検出器を備え、この電流検出器によるチョッパ回路の電流とフラットな電流基準とに基づいてＰＷＭ制御することにより、チョッパ回路から出力する装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサへの充電電流波形を３相全波波形状に制御するものであって、
２組のチョッパ回路から出力される３相全波波形状の充電電流のリプルの位相差を１８０°として充電電流のリプルを平滑化したことを特徴とする請求項１に記載の急速充電装置。
【請求項４】
前記各組のチョッパ回路が、チョッパ回路に流れる電流を検出する電流検出器を備え、この電流検出器によるチョッパ回路の電流と電流基準を３相全波整流波形とすると共に、これら３相全波整流波形を持つチョッパ回路の電流と電流基準に基づいてチョッパ回路をＰＷＭ制御することにより、チョッパ回路から出力する装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサへの充電電流波形のリプルの位相差を１８０°とし充電電流をフラットな波形としたことを特徴とする請求項１に記載の急速充電装置。
【請求項５】
前記低速充電部が、前記変圧器の２次側に３０゜位相差で取り出された２組の交流電源に接続された前記２組の３相ダイオードブリッジの出力電流を一定に制御するものであって、この２組の３相ダイオードブリッジの出力電流に対応する変圧器の２組の２次巻線によって定まる変圧器の１次巻線の電流が正弦波に近い波形を有することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の急速充電装置。
【請求項６】
前記急速充電部は、２相の昇圧チョッパを有するチョッパ回路、２相の降圧チョッパを有するチョッパ回路、又は昇圧チョッパと降圧チョッパを組み合わせた２相のチョッパ回路のいずれか１つを介して負荷のバッテリー又は大容量コンデンサに接続され、
前記２相のチョッパ回路からの出力のリプルが位相差１８０°で前記負荷のバッテリーまたは大容量コンデンサを急速充電することを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の急速充電装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２０１０−２８４００４（Ｐ２０１０−２８４００４Ａ）
【公開日】平成２２年１２月１６日（２０１０．１２．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１３５５５７（Ｐ２００９−１３５５５７）
【出願日】平成２１年６月４日（２００９．６．４）
【出願人】（３９１０１７５４０）東芝ＩＴコントロールシステム株式会社 (107)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１２月１６日（２０１０．１２．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年６月４日（２００９．６．４）
【出願人】（３９１０１７５４０）東芝ＩＴコントロールシステム株式会社 (107)
【Ｆターム（参考）】
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