直接変換プロセスにおける局部発振器漏洩制御
【課題】直接変換プロセスにおける局部発振器の漏洩制御。
【解決手段】ゼロ中間周波数（ＩＦ）受信機あるいは送信機における、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するためのシステムおよび方法が与えられる。電圧制御発振器（ＶＣＯ）から信号が受信される。信号はＶＣＯ周波数を有している。ＶＣＯ周波数は分周された周波数を有している信号を生成するために数値Ｎによって分周される。ＶＣＯ周波数を有している信号はそこで、出力周波数を有している出力信号を生成するために、分周された周波数を有している信号と混合される。局部発振器漏洩が減少される。したがって、受信機あるいは送信機は、複数の無線通信帯域およびモードで動作し、そして組み合わせられた規格を満足することが可能である。
【解決手段】ゼロ中間周波数（ＩＦ）受信機あるいは送信機における、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するためのシステムおよび方法が与えられる。電圧制御発振器（ＶＣＯ）から信号が受信される。信号はＶＣＯ周波数を有している。ＶＣＯ周波数は分周された周波数を有している信号を生成するために数値Ｎによって分周される。ＶＣＯ周波数を有している信号はそこで、出力周波数を有している出力信号を生成するために、分周された周波数を有している信号と混合される。局部発振器漏洩が減少される。したがって、受信機あるいは送信機は、複数の無線通信帯域およびモードで動作し、そして組み合わせられた規格を満足することが可能である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
［分野］
本発明は一般的に無線通信に関する。とくに本発明は、直接変換トランシーバのためのシステムおよび方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
［背景および関連する技術］
通信の分野は、大部分は無線デバイスの改善された能力に起因して、巨大な成長を経験してきている。無線デバイスは、線路に基づいた、システムの物理的制約なしに遠距離通信を可能とするために電波を使用する。音声、データ、あるいはページング情報などの情報は、あらかじめ設定された周波数帯域上に送信された電波によって伝達される。利用可能な周波数スペクトルの割り当ては、多数のユーザが不当な干渉なしに通信が可能であることを保証するために規制されている。
【０００３】
ソースから宛先に送信されるべき情報は、ほとんど、無線伝送のために用意されているフォーマットとして得られてはいない。典型的には、送信機は入力信号を受け取り、そしてあらかじめ設定された周波数帯域に送信するためにそれをフォーマットする。ベースバンド信号としても参照される入力信号は、必要とされる周波数帯域における搬送波を変調する。たとえば、音声入力信号を受信する無線送信機はその入力信号で搬送周波数を変調する。
【０００４】
送信機と同一の搬送周波数に同調された対応する遠隔受信機は、送信された信号を受信し復調しなければならない。これは、遠隔受信機が変調された搬送波からベースバンド信号を回復しなければならないということである。ベースバンド信号は、直接にユーザに与えられるかも知れず、あるいはユーザに与えられるのに先立って、さらに処理されるかも知れない。ラジオ、テレビジョン、およびページャ等の多くの民生用無線デバイスは、単に受信機である。
【０００５】
トランシーバは１個のパッケージ内に送信機および受信機を集積した無線デバイスである。トランシーバはほとんど瞬間的な双方向通信が可能である。トランシーバの例は、双方向ラジオ、ウオーキートーキー、双方向ページャ、および無線電話を含む。
【０００６】
受信機設計の有効性の評価にあたっては、いくつかの性能指数(figures-of-merit)が重要である。感度は、弱い信号を検出するための受信機の能力を決定する。受信機感度は、受信機が背景雑音から微小な識別可能な信号（ＭＤＳ）を検出できるようでなければならない。雑音は、電圧および電流にランダムな変動を与える。ＭＤＳは、与えられたシステムの帯域幅を組み込んだ受信機固有の感度の尺度である。他方、受信機選択度は、受信機に与えられるオフチャネル干渉からの保護を示している。受信機は選択度が大きいほどより良く不必要な信号を排除することが可能である。
【０００７】
減感(desense)は、人工的あるいは自然の無線周波干渉（ＲＦＩ）に起因する受信機の総合的感度の減少である。減感は、非常に強い干渉信号が受信機を過負荷とする場合に生じ、より弱い信号の検出をより困難とする。受信機の減感特性は、妨害電波(jammer)などの強い干渉のもとにおいて正常に動作するその能力を決定する。
【０００８】
雑音指数は、受信機の特性の他の主要な尺度である。雑音指数は、受信経路内の各継続的な段階において劣化する。それは増加するということである。増幅あるいは減衰技術は、許容可能な雑音指数を得るために、受信機内で応用されることが可能である。歪とともに雑音は、雑音の存在下における受信機の特性を示すデシベルで表される比、信号対雑音および歪（ＳＩＮＡＤ）を決定する。
【０００９】
歪は、受信機のＲＦ周波経路内のデバイスの出力における、不必要な信号の存在である。歪は、高調波歪、相互変調歪、および混変調歪を含むかも知れない。高調波歪は、必要とされる入力信号が受信機を圧縮するのに十分なほどに大きいときに生じ、そして典型的には、ベースバンド出力において、必要とされる信号からの周波数オフセットの関数として、そして必要とされる信号電力の関数として測定される。クロスオーバ歪は、送信機（たとえばＣＤＭＡ無線電話機）からの振幅変調された成分が、デバイスの出力（ＬＮＡ出力）において他の搬送波（妨害電波）に移動されるときに生じる。歪の最も一般的な形態は、相互変調歪（ＩＭＤ）である。
【００１０】
相互変調歪は、信号帯域内に付加的な不必要な歪を生じるように互いに混合している２個あるいはそれ以上の信号の結果である。２個の入力に対しては、相互変調積は、もとの周波数の整数倍の和および差において発生する。それは、周波数ｆ１およびｆ２を有する２個の入力信号に対して、出力周波数成分は、ｍｆ１±ｎｆ２として示されることが可能である。ここで、ｍおよびｎは、１に等しいか１よりも大きい整数である。相互変調積の次数はｍおよびｎの和である。“２トーン”３次成分（２ｆ１−ｆ２および２ｆ２−ｆ１）は、必要とされる、あるいは干渉する信号に近い周波数で発生することが可能であり、そしてしたがって容易に濾波されることが不可能である。より高次の相互変調積は、より小さい振幅を有しており、それだけではそれらはより問題にならない。２次の相互変調妨害積(intermodulation jamming products)は、トーンの間隔が信号帯域幅の２分の１以内にある場合は、ベースバンド周波数において発生されることが可能である。
【００１１】
図１は、基本、２次、および３次ＩＭＤ成分のレベルを、入力レベルに対してプロットしているグラフである。２次および３次レベルが基本を遮断する理論的な点は、２次遮断点（ＩＰ２あるいはＳＯＩ）および３次遮断点（ＩＰ３あるいはＴＯＩ）として知られる。受信機のＩＩＰ２は、入力レベル２次遮断点である。ＩＩＰ３は、入力レベル３次遮断点である。
【００１２】
３次遮断点および受信機の雑音指数は、受信機のダイナミックレンジに直接に関係する。ダイナミックレンジは、受信機が、受信機の規定された機能内で取り扱うことが可能な信号の範囲を定義している。それは、受信機が許容可能なＳＩＮＡＤをもって正確な出力を生成することの可能な範囲である。とくに、アナログディジタル変換器などのベースバンド受信機に対しては、ダイナミックレンジは、デバイスのノイズフロアからクリッピングが生じる前の最大信号までにわたる、スプリアスフリーダイナミックレンジ（ＳＦＤＲ）として示されるかも知れない。
【００１３】
局部発振器（ＬＯ）漏洩は、ＬＯ信号が受信機入力に漏洩するときに発生する。このような漏洩は、トランシーバアンテナによってスプリアス放射として送信されるかも知れず、そしてそれは他のデバイスに妨害を与えるかも知れない。さらに、ＬＯ漏洩は、受信機それ自身に反射されて戻るかも知れず、そして復調に先立って除去されない場合は、受信機を減感するかも知れない。
【００１４】
妨害電波漏洩は、妨害電波信号が、受信機内のデバイスのＬＯ入力あるいは出力に漏洩するときに生じる。このような漏洩は、妨害電波信号の振幅変調（ＡＭ）成分に比例した直流（ＤＣ）信号レベルなどの不必要な信号を発生するように妨害電波信号と混合するかも知れない。ＡＭ妨害電波信号は、受信周波数帯域内の任意の周波数に位置されることが可能である。
【００１５】
低周波数フリッカ（１／ｆ）雑音は、バイポーラ接合トランジスタのエミッタベース接合の欠陥によって引き起こされる。典型的には小さいが、フリッカ雑音および他のこのような雑音は、ベースバンドにおける信号の完全性を保つために、受信機内において除去される必要があるかも知れない。
【００１６】
アイソレーションは、デバイスの一つの端子対に印加された電力レベルの、他の端子対に現れる同一周波数をもった、結果的に生じる電力レベルに対する比（ｄＢ）である。アイソレーションの反対である逆アイソレーションは、受信機構成部分に対する性能係数である。逆アイソレーションは、出力端子対に注入されたどの位のエネルギーが入力ソースに戻るかに関する尺度である。低いＬＯおよび妨害電波漏洩を得るためには、高い逆アイソレーションが必要とされる。
【００１７】
増幅器の１ｄＢ圧縮点は、増幅器利得が小信号利得(the small signal gain)よりも１ｄＢ低いときの出力電力レベルの尺度である。増幅器の飽和点は、増幅器の最大出力電力能力の尺度である。これらの性能係数は図１に示される。
【００１８】
以上に述べた性能係数および信号現象は、無線通信デバイスを設計するときに考慮されるべきである。より一般的には、無線通信の展望は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、拡散スペクトルの形式、あるいはブロードバンド、無線信号が非常に広い帯域幅上に拡散される通信によって支配されてきている。ＣＤＭＡ技術はＣＤＭＡ（ＩＳ−９５およびＣＤＭＡ２００）およびＷＣＤＭＡ（ＩＭＴ２０００）などの多くの変調標準に対する基礎になってきている。これらの変調あるいはエアインタフェース標準のそれぞれは、セルラ（日本セルラおよび米国セルラ）、ＰＣＳ（米国および韓国の帯域における個人向け通信システム）、およびＩＭＴ（国際電気通信連合）を含む多くの無線周波数帯域に影響を与えている。他の変調標準は、ＦＭ（周波数変調、ＩＳ−１９）、ＧＳＭ（移動通信のためのグローバルシステム）、ＵＳ−ＴＤＭＡ（ＩＳ−１３６）、ＧＰＳ（全地球位置発見システム）、無線ＬＡＮ（８０２．１１）、およびブルートゥース(Bluetooth（登録商標）)を含む。
【００１９】
周波数帯域は種々の通信モードに割り当てられて来ている。無線トランシーバに対しては、米国ＰＣＳ受信（ＲＸ）周波数帯域は１９３０〜１９９０ＭＨｚでありそして、組み合わせられた送信（ＴＸ）周波数帯域は１８５０〜１９１０ＭＨｚである。米国セルラ受信周波数帯域は８６９〜８９４ＭＨｚでありそして、組み合わせられた送信周波数帯域は８２４〜８４９ＭＨｚである。同様に、受信および送信周波数帯域は、日本セルラ、ＩＭＴおよび韓国ＰＣＳに割り当てられている。
【００２０】
通信標準は、無線通信デバイスが満足しなければならない規格を示している。たとえば、スプリアス放射、感度、妨害（２トーン相互変調および単一トーン減感）、および残留側波帯規格が満足されなければならない。
【００２１】
無線通信はまだ国際的あるいは国内的ベースでさえも標準化されて来ていない。現在の技術は、一つの帯域以上であるいは一つのモード以上で動作することが可能なトランシーバは、可搬性を増加して来ていることを認めて来ている。とくに、２帯域(dual band)ハンドセットは２つの周波数帯域上で動作する。たとえば、２帯域ＣＤＭＡハンドセットは、８００ＭＨｚ（米国セルラ）および１．９ＧＨｚ（米国ＰＣＳ）周波数帯域の両方で動作することが可能である。もしもこれらの２つの周波数で動作している基地局がＣＤＭＡ標準を使用する場合は、そこで２帯域ＣＤＭＡハンドセットを有している移動ユニットはこれらの基地局の何れか、あるいは両者からサービスを受けることが可能である。さらに、２モードＣＤＭＡ／ＦＭハンドセットは、ＣＤＭＡおよびＦＭモードの両者で動作することが可能である。それにも拘らず、変調標準および組み合わせられた周波数帯域に関する現在の多重性を与えられて、２モードおよび２帯域電話機は、世界の通信システムに対して多くても限定された両立性を、加入者に提供している。
【００２２】
図２は、従来のデュアルダウンコンバージョン受信機に関する高レベルブロック線図である。受信機１０１はスーパーヘテロダインアーキテクチャが取り入れられている。とくに、受信されたＲＦ信号１１はＲＦ信号経路に沿って伝送され、そして前処理される（段階１）。前処理されたＲＦ信号１３はまず、中間周波数（ＩＦ）を有している信号１５に変換すなわちダウンコンバートされる（段階２）。ＩＦ信号１５はそこで再び、“同相”（Ｉ）および“直交”（Ｑ）位相成分を含むベースバンド信号１７にダウンコンバートされる（段階３）。ＩおよびＱベースバンド信号成分は９０度位相が異なる。このＩおよびＱ成分はそこで、さらに処理されるために、ベースバンド処理装置等の受信機１０１の他の部分に送出される（段階４）。同様に、デュアルアップコンバージョン送信機においては、アナログＩおよびＱベースバンド信号は、まずＩＦ信号にアップコンバートされ、そしてＩＦ信号はそこで送信されたＲＦ信号にアップコンバートされる。
【００２３】
図３は、受信機１０１をより詳細に示す。受信機１０１は、いくつかの固有の利点を有する。たとえば、設計は、優れた感度および選択度、拡大された信号ダイナミックレンジ、柔軟な周波数計画、そしてＩＦ濾波器７０以降の受信機１０１内のエレメントに対しては、より低いダイナミックレンジおよび電流消費を提供する。さらに、ＩおよびＱチャネル１０６、１０７間の位相および振幅の整合は、ＩＦ信号がより低い周波数帯域にあるために、より容易に達成されることが可能である。これらの利点のために受信機１０１は、複数モード（multi mode）そして複数帯域（multi band）の応用に適している。ここでは受信されたＲＦ信号−複数のモードで変調され、そして複数の周波数帯域で伝送された−が処理されることが可能である。
【００２４】
動作に関する複数の帯域およびモードをサポートするために、受信機１０１は、若干のモード固有の構成部分を含まなければならない。たとえば、複数帯域受信機においては、典型的には、それぞれの周波数帯域に対して個々のＲＦ信号経路が必要とされる。複数モード受信機においては、妨害電波ダイナミックレンジ要求条件に従って、各モードに対して個々のベースバンド経路が必要とされるかも知れない。
【００２５】
受信機１０１などの従来の受信機においては、典型的にはＩＦ信号経路は、増幅器、濾波、そして自動利得調整（ＡＧＣ）回路を含む。このように、受信機１０１は、信号帯域以外の雑音および妨害電波を除去することが可能であり、変化している信号電力および受信機利得変化を補償することが可能である。複数モード受信機においては、ＩＦ信号の濾波はモード固有である。その結果、受信機１０１はモードごとに１個のＩＦ濾波器７０を有している。たとえば、２モード電話機の受信機は２個のＩＦ ＳＡＷ（表面弾性波濾波器）を含む。ＣＤＭＡ １Ｘ、ＣＤＭＡ ３Ｘ、ＷＣＤＭＡ、ＧＳＭ、ＦＭ、ブルートゥース、およびＧＰＳモードをサポートする受信機に対しては、４〜６個のＳＡＷおよび１個の個別ＬＣ濾波器が、ＩＦ信号経路内に必要とされるかも知れない。
【００２６】
各モードに対してＩＦ濾波器を必要とすることは、受信機１０１の重大な欠点である。各ＩＦ濾波器は受信機のコスト、重要な部品の数、および受信機の基板面積を増加する。各ＩＦ濾波器は高い損失を有するかも知れないので、ＩＦ前置増幅器あるいはＡＧＣがまた必要とされるかも知れない。ＩＦ電圧制御発振器（ＶＣＯ）および位相ロックループ（ＰＬＬ）６５がまた、ＩＦミクサ６０に入力される局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するために必要とされる。受信機１０１の付加的な欠点は、スイッチマトリックスあるいは複数のＩＦ増幅器およびＡＧＣモジュールを必要とすること、不要の側波帯雑音を減少するための低損失ＲＦ帯域通過濾波器（ＢＰＦ）を必要とすること、および付加的なＩＦミクサを必要とすることを含む。このように、デュアルダウンコンバージョン受信機のＩＦ段階は、コスト、設計の複雑さ、そしてこのような受信機の回路基板面積を増加する。
【００２７】
図４は、直接ダウンコンバージョン、すなわちゼロＩＦ受信機２００のブロック線図である。直接ダウンコンバージョン受信機においては、受信されたＲＦ信号２０１は、ベースバンド信号２２５に直接にダウンコンバートされる。同様に、直接アップコンバージョン、すなわちゼロＩＦ送信機においては、ベースバンド信号は送信されたＲＦ信号に直接にアップコンバートされる。受信機２００においては、受信されたＲＦ信号はベースバンド信号を発生するために局部発振器（ＬＯ）周波数と混合される。ＩＦ信号経路を組み込まれないために、受信機２００は、コスト、基板面積、そしてＩＦ ＳＡＷ、ＬＣ整合および個別濾波器、前置増幅器、ＡＧＣ、ＩＦミクサ、およびＩＦ ＶＣＯおよびＰＬＬを含むＩＦ構成部分と組み合わせられた電力消費を削減する。さらに、各部分の(part-to-part)そして温度の変動が少なくなる。
【００２８】
受信機２００の設計は、チャネル選択度濾波などのさらなる信号処理が、集積回路によってベースバンドのアナログあるいはディジタル領域内で起こることを考慮に入れる。従って受信機２００のＲＦおよびアナログ部分が性質上より一般的になることを可能にする。ＡＧＣはディジタルであるために、較正の簡易化、あるいは無較正さえもが必要とされるかも知れない。ＧＰＳ、ブルートゥース、およびＧＳＭなど一定した動作モードに対しては、受信機２００は、この濾波器の第１の目的がＣＤＭＡセルラおよびＰＣＳモードにおける混変調を減少させることであることから、ＲＦ濾波器を必要としないことが可能である。しかしながら、ＧＰＳモードは、もしもＧＰＳ変調された信号が他の変調された信号と同時に受信される場合は、ＲＦ濾波器を必要とするかも知れない。
【００２９】
上述の利点にもかかわらず、直接ダウンコンバージョンは、無線電話には広く組み込まれて来てはいない。その理由は、受信機に対する固有のダイナミックレンジを達成すると同時に、基幹的な受信機設計目標を達成することが非常に困難であることである。受信機２００などの受信機に対する設計目標は、高利得および低雑音指数、高いＩＩＰ３およびＩＩＰ２の値、そして低い電力消費を達成することを含む。複数モードおよび複数帯域受信機は、非常に広いダイナミックレンジを必要とするかも知れない。したがって、これらの受信機に対してこれらの設計目標を達成することはさらになお困難である。
【００３０】
より特別に、ＩおよびＱミクサＬＯ端子対への局部発振器（ＬＯ）漏洩および妨害電波漏洩は、直接ダウンコンバージョン受信機の重大な問題の原因となる。セルラおよびＰＣＳに対しては、スプリアス放射要求条件はとくに厳重である。このように、より高い逆アイソレーションが必要とされる。さらに、直接ダウンコンバージョン受信機においては、ＩおよびＱミクサのＬＯ端子対への妨害電波漏洩と同様に、受信機それ自身に反射されて戻るＬＯ漏洩は、直接ダウンコンバージョン回路によって処理されるかも知れない。このように、これもまた、ベースバンドスペクトル成分を含むかも知れない不必要なＤＣオフセット電圧が、必要とされるベースバンド信号に加えてミクサの出力に表れるかも知れない。したがって、ＤＣオフセットは、信号対雑音比が十分に高いことを保証するために除去されなければならない。
【００３１】
ＣＤＭＡにおいては感度は、一定したフレーム誤り率（ＦＥＲ）が満足されるようなレベルにセットされた信号で試験される。ＩＳ−９８は、供試デバイスは０．５％ＦＥＲより以下で、−１０４ｄＢｍ（信号電力）の感度レベルを満足しなければならないと規定している。相互変調試験は、−１０１ｄＢｍ（感度試験の３ｄＢ上）にセットされた信号レベルにおいて、ＲＦ信号に関係したオフセットの２トーン（帯域内歪積を発生するオフセットにおいて−４３ｄＢｍ／トーン、あるいは典型的には、±９００および、±１７００ｋＨｚ）で、１％ＦＥＲより以下で行われる。周波数帯域によって、試験される電力レベルおよび妨害電波のための周波数オフセットには差があるかも知れない。単一トーン減感試験に対しては、ＩおよびＱミクサのＲＦ端子対における妨害電波レベルは、９００ｋＨｚに等しいかより大きいオフセットにおいて、信号レベルよりも７１ｄＢだけ大きい。
【００３２】
妨害電波電力は各ミクサのＬＯ端子対に漏洩し、そしてＲＦ妨害電波の振幅に比例したＤＣレベルを生成するように、ミクサＲＦ端子対において妨害電波レベルと混合するかも知れない。典型的には、妨害電波は競合している無線システムにおける基地局の順方向リンクによって発生される。妨害電波の電力は、使用されている変調、あるいはフェージングの関数として変化するかも知れない。最悪の妨害電波は、必要とされる信号帯域幅と同等の振幅変調を有するかも知れない。このように、ＡＭ成分はダウンコンバージョン後のベースバンドにおける信号エネルギーのいずれものトップにあり、そしてベースバンド濾波で除去されることは不可能である。この問題は、妨害するＲＦ信号が増加するにつれて悪化させられる。たとえば、もしも妨害するＲＦ信号が１０ｄＢ増加する場合、ベースバンド歪は２０ｄＢ増加する。このベースバンド歪は、もしも妨害電波の自己ミクシングに影響する、ＲＦミクサのＬＯアイソレーションに対するＲＦおよび、２次の歪効果を表すＲＦミクサのＩＩＰ２の両者が不十分であれば、１対２(two-for-one)スロープよりも実際に大きいことが可能である。
【００３３】
さらに、直接ダウンコンバージョン受信機における、ミクサに対する妨害電波およびＬＯ漏洩要求条件は非常に負担になる。このような受信機はＩＦ濾波を欠いているために、受信機ベースバンドエレメントのダイナミックレンジは、ベースバンドアナログ濾波、および各部分、周波数、そして利得の温度変動によって、３０ｄＢあるいはそれ以上増加されることを必要とするかも知れない。種々の変調基準に対する残留側波帯規格もまた満足されなければならない。このような受信機は、そのベースバンド段階以前はより少ない利得を有するために、ベースバンドにおけるフリッカー雑音は、ＦＭ変調された信号を処理するための受信機の能力に対してより大きな影響を有する。
【００３４】
その結果、必要とされるものは、複数の帯域および複数のモードにおいてＲＦ信号を変調することが可能な、直接コンバージョントランシーバである。
【発明の開示】
【００３５】
［概要］
開示された実施例は、直接コンバージョン無線通信デバイスにおける、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するための新しいそして改善されたシステムおよび方法を示している。一つの実施例においては、システムは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）、分周器、およびミクサを組み込んでいる。分周器は、入力および、入力信号を分周することによって生成される出力を有している。分周器入力は、動作的にＶＣＯと結合されている。ミクサは、動作的にＶＣＯと結合された第１のミクサ入力と、動作的に分周器出力と結合された第２のミクサ入力と、そして出力を有している。ミクサ出力は、ＬＯ周波数を位相シフタおよび第２の分周器に並行して与える。
【００３６】
他の実施例においては、システムはＶＣＯ、第１の分周器、第２の分周器、およびミクサを組み込んでいる。第１の分周器は、入力と、入力信号を分周することによって生成された出力とを有している。第１の分周器の入力は、動作的にＶＣＯと結合されている。第２の分周器は入力と、入力信号を分周することによって発生された出力とを有している。第２の分周器の入力は、動作的に第１の分周器の出力と結合されている。ミクサは、第１の分周器の出力と動作的に結合された第１のミクサ入力と、第２の分周器の出力と動作的に結合された第２のミクサ入力と、そして出力とを有している。
【００３７】
他の実施例においては、システムは、ＬＯ発振器、周波数帯域選択機構、および配列選択機構を組み込んでいる。ＬＯ発振器は、１個あるいはそれ以上の配列を有し、ＶＣＯ周波数をＶＣＯ周波数の分周された形態(a divided-down version)と混合するよう配列されたミクサを含む。各配列は、ＲＦ信号の周波数帯域と組み合わせられており、その周波数がＲＦ信号の周波数帯域と組み合わせられている出力信号を生成する。周波数帯域選択機構は、ＲＦ信号の周波数帯域を選択するように配列されている。配列選択機構は、ＲＦ信号の選択された周波数帯域と組み合わせられた配列を選択するように配置されている。
【００３８】
［詳細な記載］
開示された実施例の特徴、目的、そして利点が、図面と関連させた場合に以下に記述する詳細な説明からより明白になろう。図面において同様の参照符号は、全体を通して同一のものと認定する。
【００３９】
図４は、本発明の一つの実施例に従った、直接ダウンコンバージョン受信機２００に関する高レベルブロック線図である。受信機２００は、ＲＦ信号経路２１０、直接ダウンコンバータ２２０、およびベースバンド処理装置２３０を含む。
【００４０】
ＲＦ信号経路２１０はＲＦ信号２０１を受信する。ＲＦ信号２０１は複数のモードに変調され、そして複数の周波数帯域に伝送された信号を含むことが可能である。ＲＦ信号経路２１０は、種々のモード、そして種々の帯域の中から選択するための選択機構を含むことが可能である。さらに、ＲＦ信号経路２１０は、さらなる処理のためにＲＦ信号２０１を準備するための増幅器、あるいは濾波器を含むことが可能である。このような準備された信号は、図４における予備処理されたＲＦ信号２１５として示されている。直接ダウンコンバータ２２０は、ＲＦ信号経路２１０から予備処理されたＲＦ信号２１５を受信し、そしてこれらの信号をベースバンド信号２２５にダウンコンバートする。
【００４１】
ベースバンド処理装置２３０は、たとえば、ＤＣ相殺、整合されたおよび妨害電波の濾波、サンプルデシメーション(sample decimation)、自動利得制御、信号電力測定（受信信号強度表示器、ＲＳＳＩ）、逆拡散、デインターリービング、誤り訂正、およびディジタルデータあるいは音声ストリームへの復号化等の、ベースバンド信号２２５への後の処理を行うことが可能である。処理された情報はそこで、ディスプレー、ラウドスピーカー、あるいはデータ端子対を含むかも知れない無線デバイス内の出力機構などの、適切な宛先に発送されることが可能である。ベースバンド処理装置２３０はまた、受信機２００と相補的な送信機によって使用されることが可能であることは留意されるべきである。
【００４２】
図５は、受信機２００をさらに詳細に示している。アンテナ３０１は、到来するＲＦ信号に対する受信機２００のインタフェースの働きをする。アンテナ３０１はまた、アンテナ３０１に結合された送信機からのＲＦ信号を放送することも可能である。複数のアンテナが動作中の帯域の分離、あるいは同時に動作中のモードを互いに隔離するために使用されるかも知れない。インタフェース３０５は、受信機２００および送信機がともにアンテナ３０１を使用可能なように、送信されたＲＦ信号から受信されたＲＦ信号を隔離することが可能である。
【００４３】
インタフェース３０５は、１個あるいはそれ以上のデュプレクサ３１２を含むことが可能である。デュプレクサ３１２は、到来している受信帯域中の信号を濾波する。さらに、デュプレクサ３１２は、到来している受信帯域中の信号を出てゆく送信帯域の信号から分離する。複数のデュプレクサ３１２が、もしも複数の動作帯域が個々の受信機あるいは送信機の応用において必要とされる場合は、使用されることが可能である。図５に示されたように、組み合わせられた動作中の帯域がデュプレクサ３１２の帯域の中にすべて適合すると仮定した場合、１個のデュプレクサ３１２は、ＣＤＭＡ、ＦＭ、およびＩＭＴモードに変調された信号を処理することが可能である。
【００４４】
インタフェース３０５はまた、１個あるいはそれ以上のスイッチ３１４および帯域通過濾波器３１６を含むことが可能である。スイッチ３１４は受信および送信動作の間を選択する。たとえば、スイッチ３１４は、信号が同時に受信されそして送信されないＧＳＭ、あるいはブルートゥースモードに対応することが可能である。帯域通過濾波器３１６は、到来している受信帯域内のＧＰＳ信号を濾波する。ＧＰＳ信号は受信され、そして送信されないために、デュプレクサは使用される必要がない。他の帯域通過濾波器３１６は、他の類似した受信のみのモードのために受信機２００の中に含まれるかも知れない。
【００４５】
低雑音増幅器（ＬＮＡ）３２０は、インタフェース３０５に結合され、そして受信されたＲＦ信号を増幅する。ＬＮＡ３２０は、受信帯域においては最小の雑音指数を、しかし受信機２００内の次の段階からの雑音指数寄与を最小とするために十分に高い利得を、与えるように選択されることが可能である。ＬＮＡ３２０の利得は、ＬＮＡ利得制御３２４によって制御されることが可能である。送信電力は、インタフェース３０５から受信機２００に漏洩するかも知れない。たとえば、デュプレクサ３１２は、送信電力を完全には濾波できないかも知れない。したがって、ＬＮＡ３２０は、高い圧縮および３次の遮断点を必要とするかも知れない。
【００４６】
ＬＮＡ３２０は、ＲＸ帯域通過濾波器（ＢＰＦ）３３０に結合される。ＢＰＦ３３０はさらに、受信帯域の外側にある送信機信号を除去する。ＢＰＦ３３０は本発明の若干の実施例においては必要とされないかも知れないことに留意すべきである。たとえば、さきに指摘したように、ＧＳＭモードで変調された信号は、もしもＧＰＲＳ（一般パケット無線サービス）における最大のデータレートがサポートされていない場合は、同時に受信されおよび送信されないかも知れない。
【００４７】
図５は、１個のデュプレクサ３１２、１個のＬＮＡ３２０、および１個のＢＰＦ３３０を含む１個のＲＦ信号経路を示している。しかしながら、受信機２００には、複数の信号経路が含まれることが可能である。各信号経路は、受信機２００の１個あるいはそれ以上の個々の動作中の周波数帯域に対応することが可能である。たとえば、受信機２００は、それぞれの、セルラ、ＰＣＳ、ＩＭＴ、およびＧＳＭ信号経路を含むことが可能である。各ＲＦ経路は、必要に応じて、デュプレクサ、スイッチ、および／あるいは帯域通過濾波器、ＬＮＡ、ＢＰＦ、およびＩおよびＱミクサを含むことが可能である。さらに、他のモードで動作している間の同時のＧＰＳ受信は、別々のＬＯ発振、ベースバンド増幅、アナログ低域通過濾波器、アナログディジタル変換器、Ｉ／Ｑディジタル処理、および復調を必要とするかも知れない。
【００４８】
選択機構３１０は、与えられた時刻に動作中の動作周波数帯域に従って、異なったＲＦ信号経路間で切り替える。選択機構３１０は、たとえば、種々のデュプレクサおよびＢＰＦに接続された帯域選択デバイスを含むことが可能である。選択機構３１０はまた、ＩおよびＱチャネルミクサ３４０Ａ、３４０Ｂに結合されることが可能である。たとえば、米国セルラ帯域において受信された信号に対して選択機構３１０は、ともに受信された信号を適切に濾波し増幅する、デュプレクサ３１２、ＬＮＡ３２０、およびＢＰＦ３３０に切り替えることが可能である。
【００４９】
ＢＰＦ３３０の出力は、ＩおよびＱチャネルミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの入力に結合される。典型的実施例においては、ＢＰＦ３３０は、ミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの差動入力（図示せず）に接続するための差動出力（図示せず）を有することが可能である。したがって、ＢＰＦ３３０の正および負の出力端子はミクサ３４０Ａの正および負の入力端子に、そしてミクサ３４０Ｂの正および負の入力端子に結合されることが可能である。このような差動信号経路配列は、ＲＦ信号経路へのＬＯおよびＴＸ結合を減少させ、そして振幅変調された妨害電波のコモンモードの除去を増加する（ミクサ入力におけるより高い２次入力遮断レベル）。したがって、受信機２００におけるアイソレーションおよび妨害電波の除去は改善される。
【００５０】
代わりに、変圧器がＢＰＦ３３０のシングルエンデッド出力に結合されることが可能である。変圧器は、シングルエンデッド信号を、ミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの差動入力に結合されることが可能な、差動信号に変換することが可能である。
【００５１】
図５に示されるように、局部発振器（ＬＯ）３５０は、バッファ増幅器３５１Ａ、３５１Ｂに結合される。バッファ増幅器３５１Ａ、３５１Ｂは、ミクサ３４０Ａの第２の入力３４２Ａに、そしてミクサ３４０Ｂの第２の入力３４２Ｂにそれぞれ結合される。バッファ増幅器３５１Ａ、３５１Ｂは、もしもＩおよびＱミクサ３４０Ａ、３４０Ｂが差動入力を有している場合は、差動出力を有することが可能である。若干の実施例においては、バッファ増幅器は受信機２００の設計に含まれる必要はない。
【００５２】
ＬＯ３５０は、種々の周波数で出力信号を発生することが可能な周波数発振器を含むかも知れない。たとえば、ＬＯ３５０は、第１の信号および第１の信号から９０度位相シフトされている第２の信号を出力するかも知れない。ＬＯ３５０は、位相ロックループ（ＰＬＬ）、電圧制御発振器（ＶＣＯ）、周波数混合機構、および位相シフト機構を含むかも知れない。ＬＯ３５０は、受信されたＲＦ信号の動作周波数によってＬＯ３５０を制御する帯域選択３５４を含むかも知れない。典型的実施例においては、ＬＯ３５０は、ＬＯ漏洩、およびＩおよびＱミクサＲＦ端子対における信号経路への、およびこれからの雑音結合を軽減するために差動経路を使用する。
【００５３】
各ミクサ３４０Ａ、３４０ＢはＢＰＦ３３０から受信されたＲＦ信号を、ミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの第２の入力３４２Ａ、３４２ＢにおいてＬＯ３５０から受信された信号と混合する。混合処理は信号をともに乗算する。したがって、ミクサ３４０Ａ、３４０Ｂは、受信されたＲＦ信号をＩおよびＱベースバンド信号に直接にダウンコンバートする。典型的実施例においては、ミクサ３４０Ａ、３４０Ｂは、ミクサ利得制御３４１Ａ、３４１Ｂによって調整されることが可能な関係づけられた利得を有している。
【００５４】
ダウンコンバージョンの後に、ＩおよびＱ信号はそれぞれの信号経路３６５Ａ、３６５Ｂに沿って処理される。Ｉ信号経路３６５Ａは、両信号経路の標本であり、そして増幅器３６０Ａ、アンチエイリアシング濾波器３７０Ａ、およびＩチャネルアナログディジタル変換器（ＡＤＣ）３８０Ａを含むことが可能である。増幅器３６０Ａは、ミクサ３４０Ａの出力に結合される。それぞれの信号経路に沿って処理およびアナログディジタル変換された後に、ディジタルＩチャネルデータ３８２およびＱチャネルデータ３８５は、さらに処理されるかも知れない。若干の実施例においては、ＩおよびＱ信号は動作中のモードに固有の経路に沿って処理されることが可能である。他の実施例においては、ＩおよびＱ信号経路はモードの中で共有されることが可能である。
【００５５】
受信機２００は、ブルートゥース固有のモジュールを含むことが可能である。図５に示されるように、ブルートゥース直接ダウンコンバータ３９０およびブルートゥースベースバンド処理装置３９５は、機能的におよび構造的に以上に述べた構造に類似している。しかしながら、ブルートゥースは、ＣＤＭＡなどの他の動作モードと同時に動作可能であるために、ブルートゥース直接ダウンコンバータ３９０およびベースバンド処理装置３９５は、ブルートゥース専用のモジュールとして実現されるかも知れない。同様にして、ＧＰＳは同時に動作し、そして別々のベースバンド信号経路およびＬＯ発振器回路を必要とするかも知れない。
【００５６】
図６は、本発明の実施例に従って局部発振器周波数を発生するためのシステム４００を示している。システム４００は無線受信機、送信機、あるいはトランシーバの中に組み込まれることが可能であることに留意すべきである。たとえば、システム４００は、図５におけるＬＯ３５０として受信機２００の中に組み込まれることが可能である。システム４００は、位相ロックループ（ＰＬＬ）４１０、ループ濾波器４０１、ミクサ４５０、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４２０、およびスイッチ４４０を含む。
【００５７】
スイッチ４４０は複数の位置を有するように配列されるかも知れない。図６においては、スイッチ４４０は３個の位置を有しているクロスポイントスイッチである。ここで“フィードフォーワード”として述べられた、第１の位置（１−２）においては、スイッチ４４０は、ＶＣＯ４２０を分周器４３０の入力に結合する。第２の位置（２−３）“フィードバック”においては、スイッチ４４０はミクサ４５０の出力を分周器４３０の入力に結合する。第３の位置（１−３）“バイパス”においては、スイッチ４４０は、ＶＣＯ４２０をミクサ４５０の出力に結合し、そしてミクサ４５０の出力は使用禁止とされる。システム４００はスイッチを含んで示されるが、他の実施例においては、システム４００は、スイッチを含む必要はない。たとえば、ＶＣＯ４２０は分周器４３０に直接に結合されることが可能である。スイッチ４４０の位置は、受信されたＲＦ信号の周波数帯域に従って帯域選択などの制御機構（図示せず）によって制御されることが可能である。
【００５８】
ＶＣＯ４２０は、組み合わせられた受信機、送信機、あるいはトランシーバを含むチップの外部の、シングルエンデッド出力ＶＣＯを含むことが可能である。外部のＶＣＯは、ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）の中に集積されたＶＣＯよりもよりすぐれた位相雑音を有することが可能である。しかしながら、集積されたＶＣＯは、与えられた動作帯域に固有な妨害要求条件によっては十分であるかも知れない。外部のＶＣＯ４２０に対しては、ＰＬＬ４１０は、ＶＣＯ４２０に直接に結合されることが可能である。さらに、ＰＬＬ４１０は、もしもＰＬＬ４１０がシステム４００の中に集積される場合は、ミクサ４５０の出力に結合されることが可能である。ＰＬＬ４１０は、各動作中の帯域の中に個々のチャネル間隔を作るために、参照周波数４０５で信号を受信する。
【００５９】
図６に示された実施例は、ＰＬＬ入力スイッチ４４５を含む。スイッチ４４５は、ＰＬＬ４１０をＶＣＯ４２０に、ミクサ４５０の出力に、あるいは分周器４３０の出力に、結合することが可能である。当業界においてはよく知られるように、ＰＬＬ４１０、ループ濾波器４０１、およびＶＣＯ４２０は、ＶＣＯ周波数を有している信号を出力するように協動する。ＶＣＯ周波数は、受信されたあるいは送信された信号の周波数の上、あるいは下にあることが可能である。分周器４３０は、周波数が入力信号の分周された形態である信号を出力する周波数分周器を含むことが可能である。たとえば、分周器４３０は、整数Ｎによって分周することが可能であり、ここでＮの値は、制御信号によってセットされることが可能である。
【００６０】
ＶＣＯ４２０は、ミクサ４５０の第１の入力に結合される。上に述べたように、スイッチ４４０の位置に基づいて、ミクサ４５０の第２の入力は、分周器４３０を経由してＶＣＯ４２０（フィードフォーワード）、ミクサ４５０の出力（フィードバック）、あるいは開いた回路（バイパス）に結合されることが可能である。ミクサ４５０は、１個の基本ミクサ積(primary mixer product)のみを出力する、単側波帯（ＳＳＢ）ミクサ、あるいはイメージ除去ミクサを含むことが可能である。ＳＳＢミクサは、ミクサ出力における不必要なミクサ積を最小とする。とくにＳＳＢミクサは、２個の入力周波数の和（上側の側波帯すなわちＵＳＢ）、あるいは２個の入力周波数の差（下側の側波帯すなわちＬＳＢ）の何れかである周波数出力を与える。上側のＳＳＢミクサは、上側の側波帯を保存し、そして下側のＳＳＢを無効にする。逆に、下側のＳＳＢミクサは、下側の側波帯を保存し、そして上側の側波帯を無効にする。ミクサ４５０は、ミクサ４５０に結合された制御信号によって、ＵＳＢおよびＬＳＢモードの間で動作するように配列されることが可能である。
【００６１】
システム４００はまた、直交ＬＯ信号４９０を作成するために第２の分周器４７０を含むことが可能である。第２の分周器４７０は、入力周波数を整数Ｍによって分周することが可能であり、フリップフロップを含むかも知れない。分周器４７０が２個のフリップフロップを含む場合、第１のフリップフロップは入力信号の立ち上がり端部を記録し、他方第２のフリップフロップは立ち下がり端部を記録する。フリップフロップの個々の出力は、位相差が９０度となることが可能である。このように、それぞれのフリップフロップは、ＩおよびＱミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの何れかを、差動的に駆動することが可能である。他の実施例においては、バッファ増幅器３５１Ａ、３５１Ｂは、第２の分周器４７０およびＩおよびＱミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの間に位置されることが可能である。Ｍ＝２の場合、そこで第２の分周器４７０は２によって分周するが、第２の分周器４７０は、分周器４３０とともに使用される場合、周波数の広範囲に対して効果を有している、広帯域(broadband)位相シフタとして機能する。第２の分周器４７０は、米国および日本のセルラ帯域に対してＩおよびＱミクサＬＯ信号を発生することが可能である。
【００６２】
位相シフタ４６０は、第２の分周器４７０と並列にシステム４００内に含まれることが可能である。代わりに、システム４００は、位相シフタ４６０のみを含むかも知れない。ＬＣＲネットワークあるいはアクティブエレメントを含むことが可能な位相シフタ４６０は、ミクサ４５０の出力に結合されるかも知れない。位相シフタ４６０は、入力信号を受信し、そして直交ＬＯ出力信号４８０を発生するかも知れない。受信機の場合、各直交信号は、そのＲＦ信号をＩおよびＱベースバンド成分にダウンコンバートするために、受信されたＲＦ信号と混合されるかも知れない。典型的な実施例においては、位相シフタ４６０は、ＰＣＳ（米国あるいは韓国）およびＩＭＴのより高い動作帯域に対して有効である。
【００６３】
本発明の実施例に従って、分周器４３０に対するＮの値、スイッチ４４０の位置、およびミクサ４５０のモードは、広範囲のＬＯ周波数を発生するために変えられることが可能である。さらに、第２の分周器４７０に対するＭの値も変えられることが可能である。広範囲のＬＯ周波数の発生されることが可能であるにもかかわらず、ＶＣＯ４２０は、比較的狭い同調範囲内で動作することのみを必要とする。したがって、システム４００は、無線複数帯域、および複数モード受信機、送信機、あるいはトランシーバ内に実現されることが可能である。
【００６４】
典型的実施例においては、システム４００は、差動信号経路を含む。たとえば、ＶＣＯ４２０の出力、およびミクサ４５０および分周器４３０の入力および出力は、差動であることが可能である。このように放射されたＩおよびＱ ＬＯエネルギー、およびシステム４００を組み込んでいる無線デバイス内のＲＦ信号経路への伝導された結合は、最小化されることが可能である。
【００６５】
システム４００を含む無線デバイスにおいて、マイクロ処理装置（図示せず）はＲＦ信号に対して適用可能な周波数帯域を決定する。選択された帯域に基づいて、図５における帯域選択３５４などの配列選択機構は、選択された周波数帯域と組み合わせられた配列をシステム４００内で選択することが可能である。このように、分周器４３０に対するＮの値、スイッチ４４０の位置、ミクサ４５０のモード、および第２の分周器４７０に対するＭの値をセットするための適切な制御信号が、システム４００内で発生されることが可能である。
【００６６】
表１は、受信機環境において実行されるときのシステム４００に対する典型的配列を示す。ＶＣＯ４２０は、約１６００から１７８８ＭＨｚで動作するよう制御される。ＶＣＯ４２０は、無線デバイスにおける放射された、および伝導された雑音の第１のソースであるかも知れない。表１が示すように、ＶＣＯ周波数帯域は、組み合わせられたＲＦ受信周波数帯域とは別個のものである。したがって、以下の配列は、無線デバイス内のＶＣＯ雑音の影響を最小にする。
【表１】
【００６７】
表１ 複数帯域直接ダウンコンバージョン受信機に対するＬＯ制御配列
本発明と矛盾なく、他の配列も、異なった受信周波数帯域に対して、また、外部ＶＣＯあるいは集積されたＶＣＯ実現などの異なった設計技術に対して、ＶＣＯ４２０の同調範囲および中心周波数を最適化するように準備されることが可能である。付加的な分周器が、このような配列を与えるためにシステム４００に含まれるかも知れない。
【００６８】
分周器４３０およびミクサ４５０は、必要とされる受信帯域の外にある不必要なＬＯ分岐部(spurs)を生成するかも知れない。しかしながら、ミクサ４５０の出力は、このような分岐部を圧縮するであろう。さらに、ＩおよびＱミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの端子対３４２Ａ、３４２Ｂ（図５参照）は、またこのような分岐部を圧縮する共振子を含むかも知れない。ＲＦ信号経路はまた、ＬＯ分岐部と同じ周波数における妨害積を除去することの可能な、複数のＲＦ ＢＰＦ応答を有するかも知れない。
【００６９】
論じたように、第２の分周器４７０は直交ＬＯ信号４８０を作成する。ＩおよびＱミクサ３４０Ａ、３４０Ｂは、入力としてバッファ３５１Ａ、３５１Ｂによって通過されることが可能な、直交ＬＯ信号４８０を受信する。このように、ＩおよびＱミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの負荷抵抗器およびコンデンサ内における位相変動は、システム誤差の原因であるかも知れない。しかしながら、位相整合要求条件は、同じチップ上でＩおよびＱミクサ３４０Ａ、３４０Ｂを実現することによって満足されることが可能である。したがって、受信器に対する残留側波帯規格は、満足されることが可能である。
【００７０】
ＩおよびＱチャネル間の振幅整合が必要とされるかも知れない。典型的な振幅整合アプローチは、アナログ、あるいはディジタル利得補償を通して、ＩおよびＱチャネル利得を較正することを含む。アナログ利得補償を達成するためには（図示せず）、独立した、あるいは切り替え可能な電力検出機構が、チャネルの受信された信号強度表示器（ＲＳＳＩ）を測定するために、そして対応して利得をオフセットするために、ＩおよびＱチャネルのそれぞれに結合されることが可能である。ＡＳＩＣが、ＩおよびＱチャネルに対する較正値を保存するかも知れない。ＡＳＩＣおよび電力検出機構の間のディジタル母線インタフェースを介して、較正値は調査されることが可能であり、そして利得は補償されることが可能である。ディジタル利得補償を達成するためには（図示せず）、ベースバンド経路はＩおよびＱ信号をともに乗算するＡＤＣの後に、ディジタル乗算機を含むことが可能である。したがって、ＡＳＩＣに保存された較正値は調査されることが可能であり、そしてＩおよびＱチャネル利得は、対応して補償されることが可能である。
【００７１】
他の実施例（図示せず）においては、ＧＰＳ固有の信号経路が無線受信機あるいはトランシーバ内に含まれることが可能である。ＧＰＳ変調された信号は、ただ一つの周波数において受信される。したがって、受信機は一つのＧＰＳ周波数に同調することのみを必要とする。とくに、ＧＰＳ固有の経路は、ＧＰＳ信号に対して独占的にＰＬＬおよびＶＣＯを有することが可能である。チップ上あるいはチップ外にあるかも知れないＶＣＯは、３１５０．８４ＭＨｚ、あるいはＧＰＳ周波数の２倍で動作することが可能である。ＧＰＳ ＶＣＯはそこで、ＧＰＳ ＲＦ信号の直接ダウンコンバージョンのためのＬＯ周波数を発生するために、分周器（２で分周）に結合されそして分周されることが可能である。受信機内に、別々のＧＰＳ ＲＦ信号経路が与えられるかも知れないが、それにもかかわらずＧＰＳベースバンド経路は、他の変調標準に従って変調された信号と分離され、あるいは共有されることが可能である。分離する場合は、ＧＰＳ信号のベースバンド処理は、他の変調された信号のベースバンド処理と同時に生じることが可能である。共有された場合は、電流および基板面積の節減を達成することが可能である。
【００７２】
ブルートゥースは、ＣＤＭＡ等の他の動作モードと同時に動作することが可能であるために、分離したＶＣＯおよびＬＯ発振器は、ブルートゥース信号の直接ダウンコンバージョンのためのＬＯ周波数の発生を助けるために受信機あるいはトランシーバ内に含まれるかも知れない。
【００７３】
図７は、局部発振器周波数を発生するための、代わりのシステム５００を示す。システム５００は、ＰＬＬ５７０，ループ濾波器５６０、複数帯域ＶＣＯ５０１、ＶＣＯ分周器５２０、ＳＳＢミクサ５４０、ＳＳＢ分周器５３０、およびＲＸ分周器５５０を含んでいる。複数帯域ＶＣＯ５０１、ＰＬＬ５７０、およびループ濾波器５６０は、異なった周波数範囲にＶＣＯ周波数を出力するためにともに協動する。帯域選択５１０は、複数帯域ＶＣＯ５０１のための適切な周波数範囲を決定する。
【００７４】
ＶＣＯ分周器５２０は、複数帯域ＶＣＯ５０１に結合される。ＶＣＯ分周器５２０は、２などの整数ＰによってＶＣＯ周波数を分周することが可能である。ＶＣＯ分周器５２０の分周された出力はＳＳＢ分周器５３０の入力に結合される。ＳＳＢ分周器５３０は、ＶＣＯ分周器５２０の出力周波数を、２などの整数によって分周することが可能である。ＳＳＢ分周器５３０の出力およびＶＣＯ分周器５２０の出力は、ＳＳＢミクサ５４０のそれぞれの入力に結合される。ＳＳＢミクサ５４０は、信号をともに混合する。ＳＳＢミクサ５４０がＵＳＢミクサあるいはＬＳＢミクサとして動作しているかによって、入力信号の和あるいは差がミクサ５４０によって出力される。その結果ＶＣＯ分周器５２０、ＳＳＢ分周器５３０、およびＳＳＢミクサ５４０は、協動して部分的周波数乗算器として動作する。ミクサ５４０の出力はＲＸ分周器５５０の入力に結合される。ＲＸ分周器５５０は、１あるいは２などの整数によって、入力信号を分周することが可能である。
【００７５】
ＳＳＢミクサ５４０のモードと同様に、複数帯域ＶＣＯ５０１の周波数帯域、そしてＶＣＯ分周器５２０、ＳＳＢ分周器５３０、およびＲＸ分周器５５０の分周値を変えることによって、広範囲のＬＯ周波数がシステム５００によって発生されることが可能である。表２は、複数帯域無線受信機において実現するのに適したシステム５００を作成する、システム５００のための典型的な配列を示している。
【表２】
【００７６】
表２ 複数帯域直接ダウンコンバージョン受信機のためのＬＯ制御配列
システム５００においては他の配列も可能である。たとえば、システム５００は、複数帯域ＶＣＯ５０１およびＲＸ分周器５５０に結合された乗算器バイパススイッチ５８０を含むことが可能である。スイッチが閉じられている場合、複数帯域ＶＣＯ５０１は、受信された信号の動作周波数の２倍、あるいは４倍で動作する(run)ことが可能である。ＲＸ分周器５５０はそこで、必要とされるＬＯ周波数を発生するためにＶＣＯ出力周波数を２あるいは４で、それぞれ分周することが可能である。とくに、セルラＩおよびＱミクサＬＯ信号を発生するために、ＶＣＯ５０１は受信周波数の４倍で動作されることが可能であり、そしてＲＸ分周器５５０は、４で分周されることが可能である。しかしながら、同調は複数帯域ＶＣＯ５０１の広い動作範囲のために、より問題があるかも知れない。システム５００は、複数帯域ＶＣＯ５０１をＲＸ分周器５５０に直接に結合するかも知れないこと、および乗算器バイパススイッチ５８０，ＳＳＢ分周器５３０、ＳＳＢミクサ５４０、およびＶＣＯ分周器５２０はシステム５００から消去されるかも知れないことは、正しく評価されるべきである。
【００７７】
さらにシステム５００は、複数帯域ＶＣＯ５０１およびＳＳＢミクサ５４０の入力５４５に結合されたスイッチ（図示せず）を含むかも知れない。スイッチが閉じられている場合、ＳＳＢミクサ５４０はＶＣＯ周波数をＶＣＯ周波数の分周された形態と混合するかも知れない。このように、システム５００は、上記システム４００で使用されたと同様の方法で、ＩおよびＱミクサＬＯ信号を発生することが可能である。
【００７８】
図８は、直接アップコンバージョン、すなわちゼロＩＦ送信機６００の実施例を示している。送信機６００は、局部発振器周波数を発生するシステム６０２を含む。システム６０２は、上記システム４００に類似しているが、特別に構成され、そして無線直接アップコンバージョン送信機内で動作する。システム６０２は、ＰＬＬ６１０、ループ濾波器６０１、第１および第２のＳＳＢミクサ６４５、６５０、ＶＣＯ６２０、ＰＬＬ入力スイッチ６４１、ＬＯスイッチ６４０Ａ、および６４０Ｂ、および第２の分周器６７０を含む。
【００７９】
送信機のための位相雑音要求条件は、妨害要求条件を満足しなければならない受信機のためのそれよりもより少ない。その結果、ＶＣＯ６２０は、送信機あるいはトランシーバＡＳＩＣ上により容易に集積されることが可能である。しかしながら、他の実施例においては、ＶＣＯ６２０はチップ外で実現されるかも知れない。ＶＣＯ６２０，ループ濾波器６０１、ＰＬＬ６１０、および参照発振器６０５は、ＶＣＯ出力周波数を生成するために、ともに協動する。ＰＬＬ入力スイッチ６４１は、ＰＬＬ６１０をＶＣＯ６２０に、分周器６３０の出力に、あるいは第１のＳＳＢミクサ６４５の出力に、選択的に結合することが可能である。このように、ＰＬＬ６１０のための入力ソースは、ＶＣＯ６２０から、分周器６３０の出力における信号、あるいは第１のＳＳＢミクサ６４５の出力における信号の何れかに切り替えられることが可能である。したがって、必要とされるＲＦ周波数が発生される場合はその周波数に対するロッキングが生じるかも知れない。
【００８０】
スイッチ６４０Ａ，６４０Ｂそれぞれは、２個の位置を有している。付加的な位置は、他の実施例において可能である。他の実施例においては、スイッチ６４０Ａ，６４０Ｂは含まれる必要はない。スイッチ６４０Ａのフィードフォーワード位置においては、スイッチ６４０ＡはＶＣＯ６２０を第１のＳＳＢミクサ６４５の入力に結合する。フィードバック位置においては、スイッチ６４０Ａは、ＳＳＢミクサ６４５の出力を、ＳＳＢミクサ６４５のＬＯ端子対に結合する。スイッチ６４０Ｂのフィードフォーワード位置においては、スイッチ６４０Ｂは、ＶＣＯ６２０を第２のＳＳＢミクサ６５０の入力に結合する。フィードバック位置においては、スイッチ６４０Ｂは、ＳＳＢミクサ６５０の出力をＳＳＢミクサ６５０のＬＯ端子対に結合する。
【００８１】
ＶＣＯ６２０は、分周器６３０の入力に結合される。分周器６３０は、ＶＣＯ出力周波数を整数Ｎで分周する。分周器６３０は、第１および第２の出力信号を生成する。分周器６３０の第１の出力は、第１のＳＳＢミクサ６４５に結合される。分周器６３０の第２の出力は、第２のＳＳＢミクサ６５０に結合される。第１および第２の分周器出力における信号は、ともに入力周波数の形態に分周されるが、しかし位相は９０度異なる。
【００８２】
スイッチ６４０Ａがフィードフォーワード位置にあるときは、第１のＳＳＢミクサ６４５は、ＶＣＯ出力周波数を分周器６３０によって出力された分周された形態と混合する。同様に、第２のＳＳＢミクサ６５０は、ＶＣＯ出力周波数を分周器６３０によって出力された分周された形態と混合する。第１および第２のＳＳＢミクサ６４５、６５０の出力は、周波数は同一であり、そして位相は９０度異なっている。第１および第２のＳＳＢミクサ６４５、６５０の出力は、システム６０２の送信機ＬＯ周波数である。
【００８３】
第２のＳＳＢミクサ６５０の出力は、第２の分周器６７０に結合される。第２の分周器６７０は、入力周波数を整数Ｍで分周することが可能である。第２の分周器６７０は、第１および第２の出力信号を生成する。第１および第２の出力信号は直交している。第２の分周器６７０の出力はシステム６０２の送信機ＬＯ周波数である。
【００８４】
ＮおよびＭの値、ＳＳＢミクサ６４５、６５０のモード、およびスイッチ６４０Ａ、６４０Ｂの位置を変えることによって、システム６０２は、広範囲の送信機ＬＯ周波数を発生することが可能である。したがって、システム６０２は、送信機６００などの直接アップコンバージョン送信機における実現のために適している。表３は、送信機動作帯域と組み合わせられた典型的な配列を示している。本発明の教えと矛盾のない付加的な配列が準備されるかも知れない。上に記述したように、必要とされる周波数帯域は周波数帯域選択機構によって選択されることが可能であり、そして組み合わせられた配列は配列選択機構によって選択されることが可能である。
【表３】
【００８５】
表３ 複数帯域直接アップコンバージョン送信機のためのＬＯ制御配列
他の実施例（図示せず）においてはシステム６０２は、受信機のための受信ＬＯ周波数を固定されたオフセットＬＯ周波数と混合することによって、送信ＬＯ周波数を発生することが可能である。このアプローチは、表４に示されるように、次の変調標準がＴＸおよびＲＸチャネル間の固定された周波数オフセットを有することを認める。
【表４】
【００８６】
表４ ＲＸチャネル周波数に関係のあるＴＸオフセット
とくに、システム６０２のＬＯ発生回路（ＰＬＬ６１０、ループ濾波器６０１、第１および第２のＳＳＢミクサ６４５、６５０、ＶＣＯ６２０、およびスイッチ６４０Ａ、６４０Ｂ）は、受信ＬＯ周波数を発生することが可能である。固定されたオフセットＬＯである第２の発振器は、第１および第２のＳＳＢミクサ６４５、６５０のそれぞれの入力に結合されていることが可能である。したがって、第１のＳＳＢミクサ６４５および第２のＳＳＢミクサ６５０は、送信ＬＯ周波数を発生するために、受信ＬＯ周波数をオフセットＬＯと混合することが可能である。しかしながら、受信ＬＯは、スプリアス出力を発生するかも知れないことは正しく評価すべきである。したがって、送信機あるいは受信機内におけるチップ外の濾波が、受信帯域における伝導スプリアス漏洩規格を満足するために必要とされるかも知れない。このような濾波は、受信周波数における分岐部積（spur product）を排除することが可能である。
【００８７】
送信機６００は、ＲＦ信号を送信するためにシステム６０２によって発生されたＬＯ周波数を使用することが可能である。ベースバンド処理装置６０８は、図８に示されるように送信機６００の外側にあるか、あるいは送信機６００を含むトランシーバ内に集積されるかも知れない。ベースバンド処理装置６０８は、１対の出力信号を与える。各出力信号は、平衡したあるいは差動の対として実現されることが可能である。２個の出力は、各モードに対するＩおよびＱベースバンドアナログ信号を表し、そして信号の直交変調が送信機６００の後の段階で実行されることが可能であるように、分離した信号経路として与えられる。
【００８８】
典型的実施例においては、送信機６００は、３個のＲＦ出力を含む。出力のうち２個は、ＰＣＳあるいはＩＭＴ信号帯域に対応することが可能であり、そして他はセルラ帯域に対応することが可能である。ＰＣＳ ＲＦ出力に対しては、第１のＲＦミクサ６５１はＳＳＢミクサ６４５、およびベースバンド処理装置６０８の第１のベースバンド出力に結合される。第１のＲＦミクサ６５１は、必要とされるＲＦ周波数に直接に、ベースバンド信号をアップコンバートする。第２のＲＦミクサ６５３は、ＳＳＢミクサ６５０およびベースバンド処理装置６０８の第２のベースバンド出力に結合される。第２のＲＦミクサ６５３は、第１のＲＦミクサ６５１の出力におけると同じＲＦ周波数に直接にベースバンド信号をアップコンバートする。第１および第２のＲＦミクサ６５１、６５３の出力は、ベースバンド信号をアップコンバートするのに使用されたＬＯ信号の相対的位相差に起因して直交している。
【００８９】
直交ＲＦ信号はそこで、２個の直交信号を１個の信号に結合する信号加算器６６０に結合される。信号加算器６６０の入力は、第１および第２のＲＦミクサ６５１、６５３それぞれからの平衡した出力に対応して平衡していることが可能である。信号加算器６６０の出力はまた、コモンモード雑音ソースからの信号干渉を最小とするために、平衡した信号であることが可能である。
【００９０】
信号加算器６６０の出力は、２個の増幅器チェーンに同時に結合されることが可能である。両増幅器チェーンは、ＰＣＳ送信帯域において動作するよう配列されることが可能である。図８に示されたように、第１の増幅器チェーンは、ＡＧＣ増幅器６６２および６６４を含むかも知れない。第２の増幅器チェーン６７０は、ＡＧＣ増幅器６６２および６６６を含むかも知れない。
【００９１】
セルラＲＦ出力に対しては、第３のＲＦミクサ６５２は、第２の分周器６７０の第１の出力およびベースバンド処理装置６０８の第１のベースバンド出力に結合される。第３のＲＦミクサ６５２は、ベースバンド信号を必要とされるＲＦ周波数に直接にアップコンバートする。第４のＲＦミクサ６５４は、第２の分周器６７０の第２の出力およびベースバンド処理装置６０８の第２のベースバンド出力に結合される。第４のＲＦミクサ６５４は、ベースバンド信号を、第３のＲＦミクサ６５２の出力におけると同じＲＦ周波数に直接にアップコンバートする。第３および第４のＲＦミクサ６５２、６５４の出力は、ベースバンド信号をアップコンバートするのに使用されたＬＯ信号の相対的位相差に起因して直交している。
【００９２】
直交ＲＦ信号は、そこで、２個の直交信号を１個の信号に結合する信号加算器６７０に結合される。信号加算器６７０の入力は、第３および第４のＲＦミクサ６５２、６５４それぞれからの平衡した出力に対応して平衡していることが可能である。信号加算器の出力もまた、コモンモード雑音ソースからの信号干渉を最小にするために、平衡した信号であることが可能である。
【００９３】
信号加算器６７０の出力は、第３の増幅器チェーンに結合されるかも知れない。第３の増幅器チェーンは、セルラ送信帯域において動作するように配列されるかも知れない。図８に示されたように、第３の増幅器チェーンは、ＡＧＣ増幅器６７２および６７４を含むかも知れない。
【００９４】
送信機６００は、いつでも１個だけの増幅器チェーンが動作するように配列されることが可能である。このように、送信機６００がそれぞれの周波数帯域において送信するよう配列されている場合、その周波数帯域をサポートしている増幅器チェーンのみが動作可能である。休止中の増幅器チェーンは、電力を節約するために制御回路（図示せず）によってパワーダウンされることが可能である。図８に示された３個の増幅器チェーン、および他のこのような増幅器チェーンはまた、当業界においてよく知られている方法に従って、送信濾波器、アイソレータ、あるいはディプレクサを含み、あるいは結合されることが可能である。
【００９５】
以上の詳細な説明は、本発明の典型的な実施例を示している添付された図面を参照している。他の実施例が可能であり、そして本発明の精神、および範囲から逸脱することなしに、実施例に対する変形が実行可能である。たとえば、上述のデバイスの多くは、デバイスが濾波器あるいは増幅器などの中間のデバイスによって分離されているなどのように、互いに間接に結合されることが可能である。さらに本発明の教えは、将来発展する変調標準および動作帯域に適用されることが可能である。その結果、この詳細な記述は、発明を限定することを意味するものではなく、むしろ本発明の範囲は特許請求の範囲によって規定されるものである。
【図面の簡単な説明】
【００９６】
【図１】飽和および圧縮点、そして２次および３次の遮断点をプロットしているグラフである。
【図２】従来のデュアルコンバージョン受信機に関する高レベルブロック線図である。
【図３】従来のデュアルコンバージョン受信機に関するブロック線図である。
【図４】直接コンバージョン受信機に関する高レベルブロック線図である。
【図５】直接コンバージョン受信機に関するブロック線図である。
【図６】本発明の実施例に従って局部発振器周波数を発生するためのシステムに関するブロック線図である。
【図７】本発明の実施例に従って局部発振器周波数を発生するためのシステムに関するブロック線図である。
【図８】ゼロＩＦ送信機の実施例を示している。
【技術分野】
【０００１】
［分野］
本発明は一般的に無線通信に関する。とくに本発明は、直接変換トランシーバのためのシステムおよび方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
［背景および関連する技術］
通信の分野は、大部分は無線デバイスの改善された能力に起因して、巨大な成長を経験してきている。無線デバイスは、線路に基づいた、システムの物理的制約なしに遠距離通信を可能とするために電波を使用する。音声、データ、あるいはページング情報などの情報は、あらかじめ設定された周波数帯域上に送信された電波によって伝達される。利用可能な周波数スペクトルの割り当ては、多数のユーザが不当な干渉なしに通信が可能であることを保証するために規制されている。
【０００３】
ソースから宛先に送信されるべき情報は、ほとんど、無線伝送のために用意されているフォーマットとして得られてはいない。典型的には、送信機は入力信号を受け取り、そしてあらかじめ設定された周波数帯域に送信するためにそれをフォーマットする。ベースバンド信号としても参照される入力信号は、必要とされる周波数帯域における搬送波を変調する。たとえば、音声入力信号を受信する無線送信機はその入力信号で搬送周波数を変調する。
【０００４】
送信機と同一の搬送周波数に同調された対応する遠隔受信機は、送信された信号を受信し復調しなければならない。これは、遠隔受信機が変調された搬送波からベースバンド信号を回復しなければならないということである。ベースバンド信号は、直接にユーザに与えられるかも知れず、あるいはユーザに与えられるのに先立って、さらに処理されるかも知れない。ラジオ、テレビジョン、およびページャ等の多くの民生用無線デバイスは、単に受信機である。
【０００５】
トランシーバは１個のパッケージ内に送信機および受信機を集積した無線デバイスである。トランシーバはほとんど瞬間的な双方向通信が可能である。トランシーバの例は、双方向ラジオ、ウオーキートーキー、双方向ページャ、および無線電話を含む。
【０００６】
受信機設計の有効性の評価にあたっては、いくつかの性能指数(figures-of-merit)が重要である。感度は、弱い信号を検出するための受信機の能力を決定する。受信機感度は、受信機が背景雑音から微小な識別可能な信号（ＭＤＳ）を検出できるようでなければならない。雑音は、電圧および電流にランダムな変動を与える。ＭＤＳは、与えられたシステムの帯域幅を組み込んだ受信機固有の感度の尺度である。他方、受信機選択度は、受信機に与えられるオフチャネル干渉からの保護を示している。受信機は選択度が大きいほどより良く不必要な信号を排除することが可能である。
【０００７】
減感(desense)は、人工的あるいは自然の無線周波干渉（ＲＦＩ）に起因する受信機の総合的感度の減少である。減感は、非常に強い干渉信号が受信機を過負荷とする場合に生じ、より弱い信号の検出をより困難とする。受信機の減感特性は、妨害電波(jammer)などの強い干渉のもとにおいて正常に動作するその能力を決定する。
【０００８】
雑音指数は、受信機の特性の他の主要な尺度である。雑音指数は、受信経路内の各継続的な段階において劣化する。それは増加するということである。増幅あるいは減衰技術は、許容可能な雑音指数を得るために、受信機内で応用されることが可能である。歪とともに雑音は、雑音の存在下における受信機の特性を示すデシベルで表される比、信号対雑音および歪（ＳＩＮＡＤ）を決定する。
【０００９】
歪は、受信機のＲＦ周波経路内のデバイスの出力における、不必要な信号の存在である。歪は、高調波歪、相互変調歪、および混変調歪を含むかも知れない。高調波歪は、必要とされる入力信号が受信機を圧縮するのに十分なほどに大きいときに生じ、そして典型的には、ベースバンド出力において、必要とされる信号からの周波数オフセットの関数として、そして必要とされる信号電力の関数として測定される。クロスオーバ歪は、送信機（たとえばＣＤＭＡ無線電話機）からの振幅変調された成分が、デバイスの出力（ＬＮＡ出力）において他の搬送波（妨害電波）に移動されるときに生じる。歪の最も一般的な形態は、相互変調歪（ＩＭＤ）である。
【００１０】
相互変調歪は、信号帯域内に付加的な不必要な歪を生じるように互いに混合している２個あるいはそれ以上の信号の結果である。２個の入力に対しては、相互変調積は、もとの周波数の整数倍の和および差において発生する。それは、周波数ｆ１およびｆ２を有する２個の入力信号に対して、出力周波数成分は、ｍｆ１±ｎｆ２として示されることが可能である。ここで、ｍおよびｎは、１に等しいか１よりも大きい整数である。相互変調積の次数はｍおよびｎの和である。“２トーン”３次成分（２ｆ１−ｆ２および２ｆ２−ｆ１）は、必要とされる、あるいは干渉する信号に近い周波数で発生することが可能であり、そしてしたがって容易に濾波されることが不可能である。より高次の相互変調積は、より小さい振幅を有しており、それだけではそれらはより問題にならない。２次の相互変調妨害積(intermodulation jamming products)は、トーンの間隔が信号帯域幅の２分の１以内にある場合は、ベースバンド周波数において発生されることが可能である。
【００１１】
図１は、基本、２次、および３次ＩＭＤ成分のレベルを、入力レベルに対してプロットしているグラフである。２次および３次レベルが基本を遮断する理論的な点は、２次遮断点（ＩＰ２あるいはＳＯＩ）および３次遮断点（ＩＰ３あるいはＴＯＩ）として知られる。受信機のＩＩＰ２は、入力レベル２次遮断点である。ＩＩＰ３は、入力レベル３次遮断点である。
【００１２】
３次遮断点および受信機の雑音指数は、受信機のダイナミックレンジに直接に関係する。ダイナミックレンジは、受信機が、受信機の規定された機能内で取り扱うことが可能な信号の範囲を定義している。それは、受信機が許容可能なＳＩＮＡＤをもって正確な出力を生成することの可能な範囲である。とくに、アナログディジタル変換器などのベースバンド受信機に対しては、ダイナミックレンジは、デバイスのノイズフロアからクリッピングが生じる前の最大信号までにわたる、スプリアスフリーダイナミックレンジ（ＳＦＤＲ）として示されるかも知れない。
【００１３】
局部発振器（ＬＯ）漏洩は、ＬＯ信号が受信機入力に漏洩するときに発生する。このような漏洩は、トランシーバアンテナによってスプリアス放射として送信されるかも知れず、そしてそれは他のデバイスに妨害を与えるかも知れない。さらに、ＬＯ漏洩は、受信機それ自身に反射されて戻るかも知れず、そして復調に先立って除去されない場合は、受信機を減感するかも知れない。
【００１４】
妨害電波漏洩は、妨害電波信号が、受信機内のデバイスのＬＯ入力あるいは出力に漏洩するときに生じる。このような漏洩は、妨害電波信号の振幅変調（ＡＭ）成分に比例した直流（ＤＣ）信号レベルなどの不必要な信号を発生するように妨害電波信号と混合するかも知れない。ＡＭ妨害電波信号は、受信周波数帯域内の任意の周波数に位置されることが可能である。
【００１５】
低周波数フリッカ（１／ｆ）雑音は、バイポーラ接合トランジスタのエミッタベース接合の欠陥によって引き起こされる。典型的には小さいが、フリッカ雑音および他のこのような雑音は、ベースバンドにおける信号の完全性を保つために、受信機内において除去される必要があるかも知れない。
【００１６】
アイソレーションは、デバイスの一つの端子対に印加された電力レベルの、他の端子対に現れる同一周波数をもった、結果的に生じる電力レベルに対する比（ｄＢ）である。アイソレーションの反対である逆アイソレーションは、受信機構成部分に対する性能係数である。逆アイソレーションは、出力端子対に注入されたどの位のエネルギーが入力ソースに戻るかに関する尺度である。低いＬＯおよび妨害電波漏洩を得るためには、高い逆アイソレーションが必要とされる。
【００１７】
増幅器の１ｄＢ圧縮点は、増幅器利得が小信号利得(the small signal gain)よりも１ｄＢ低いときの出力電力レベルの尺度である。増幅器の飽和点は、増幅器の最大出力電力能力の尺度である。これらの性能係数は図１に示される。
【００１８】
以上に述べた性能係数および信号現象は、無線通信デバイスを設計するときに考慮されるべきである。より一般的には、無線通信の展望は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、拡散スペクトルの形式、あるいはブロードバンド、無線信号が非常に広い帯域幅上に拡散される通信によって支配されてきている。ＣＤＭＡ技術はＣＤＭＡ（ＩＳ−９５およびＣＤＭＡ２００）およびＷＣＤＭＡ（ＩＭＴ２０００）などの多くの変調標準に対する基礎になってきている。これらの変調あるいはエアインタフェース標準のそれぞれは、セルラ（日本セルラおよび米国セルラ）、ＰＣＳ（米国および韓国の帯域における個人向け通信システム）、およびＩＭＴ（国際電気通信連合）を含む多くの無線周波数帯域に影響を与えている。他の変調標準は、ＦＭ（周波数変調、ＩＳ−１９）、ＧＳＭ（移動通信のためのグローバルシステム）、ＵＳ−ＴＤＭＡ（ＩＳ−１３６）、ＧＰＳ（全地球位置発見システム）、無線ＬＡＮ（８０２．１１）、およびブルートゥース(Bluetooth（登録商標）)を含む。
【００１９】
周波数帯域は種々の通信モードに割り当てられて来ている。無線トランシーバに対しては、米国ＰＣＳ受信（ＲＸ）周波数帯域は１９３０〜１９９０ＭＨｚでありそして、組み合わせられた送信（ＴＸ）周波数帯域は１８５０〜１９１０ＭＨｚである。米国セルラ受信周波数帯域は８６９〜８９４ＭＨｚでありそして、組み合わせられた送信周波数帯域は８２４〜８４９ＭＨｚである。同様に、受信および送信周波数帯域は、日本セルラ、ＩＭＴおよび韓国ＰＣＳに割り当てられている。
【００２０】
通信標準は、無線通信デバイスが満足しなければならない規格を示している。たとえば、スプリアス放射、感度、妨害（２トーン相互変調および単一トーン減感）、および残留側波帯規格が満足されなければならない。
【００２１】
無線通信はまだ国際的あるいは国内的ベースでさえも標準化されて来ていない。現在の技術は、一つの帯域以上であるいは一つのモード以上で動作することが可能なトランシーバは、可搬性を増加して来ていることを認めて来ている。とくに、２帯域(dual band)ハンドセットは２つの周波数帯域上で動作する。たとえば、２帯域ＣＤＭＡハンドセットは、８００ＭＨｚ（米国セルラ）および１．９ＧＨｚ（米国ＰＣＳ）周波数帯域の両方で動作することが可能である。もしもこれらの２つの周波数で動作している基地局がＣＤＭＡ標準を使用する場合は、そこで２帯域ＣＤＭＡハンドセットを有している移動ユニットはこれらの基地局の何れか、あるいは両者からサービスを受けることが可能である。さらに、２モードＣＤＭＡ／ＦＭハンドセットは、ＣＤＭＡおよびＦＭモードの両者で動作することが可能である。それにも拘らず、変調標準および組み合わせられた周波数帯域に関する現在の多重性を与えられて、２モードおよび２帯域電話機は、世界の通信システムに対して多くても限定された両立性を、加入者に提供している。
【００２２】
図２は、従来のデュアルダウンコンバージョン受信機に関する高レベルブロック線図である。受信機１０１はスーパーヘテロダインアーキテクチャが取り入れられている。とくに、受信されたＲＦ信号１１はＲＦ信号経路に沿って伝送され、そして前処理される（段階１）。前処理されたＲＦ信号１３はまず、中間周波数（ＩＦ）を有している信号１５に変換すなわちダウンコンバートされる（段階２）。ＩＦ信号１５はそこで再び、“同相”（Ｉ）および“直交”（Ｑ）位相成分を含むベースバンド信号１７にダウンコンバートされる（段階３）。ＩおよびＱベースバンド信号成分は９０度位相が異なる。このＩおよびＱ成分はそこで、さらに処理されるために、ベースバンド処理装置等の受信機１０１の他の部分に送出される（段階４）。同様に、デュアルアップコンバージョン送信機においては、アナログＩおよびＱベースバンド信号は、まずＩＦ信号にアップコンバートされ、そしてＩＦ信号はそこで送信されたＲＦ信号にアップコンバートされる。
【００２３】
図３は、受信機１０１をより詳細に示す。受信機１０１は、いくつかの固有の利点を有する。たとえば、設計は、優れた感度および選択度、拡大された信号ダイナミックレンジ、柔軟な周波数計画、そしてＩＦ濾波器７０以降の受信機１０１内のエレメントに対しては、より低いダイナミックレンジおよび電流消費を提供する。さらに、ＩおよびＱチャネル１０６、１０７間の位相および振幅の整合は、ＩＦ信号がより低い周波数帯域にあるために、より容易に達成されることが可能である。これらの利点のために受信機１０１は、複数モード（multi mode）そして複数帯域（multi band）の応用に適している。ここでは受信されたＲＦ信号−複数のモードで変調され、そして複数の周波数帯域で伝送された−が処理されることが可能である。
【００２４】
動作に関する複数の帯域およびモードをサポートするために、受信機１０１は、若干のモード固有の構成部分を含まなければならない。たとえば、複数帯域受信機においては、典型的には、それぞれの周波数帯域に対して個々のＲＦ信号経路が必要とされる。複数モード受信機においては、妨害電波ダイナミックレンジ要求条件に従って、各モードに対して個々のベースバンド経路が必要とされるかも知れない。
【００２５】
受信機１０１などの従来の受信機においては、典型的にはＩＦ信号経路は、増幅器、濾波、そして自動利得調整（ＡＧＣ）回路を含む。このように、受信機１０１は、信号帯域以外の雑音および妨害電波を除去することが可能であり、変化している信号電力および受信機利得変化を補償することが可能である。複数モード受信機においては、ＩＦ信号の濾波はモード固有である。その結果、受信機１０１はモードごとに１個のＩＦ濾波器７０を有している。たとえば、２モード電話機の受信機は２個のＩＦ ＳＡＷ（表面弾性波濾波器）を含む。ＣＤＭＡ １Ｘ、ＣＤＭＡ ３Ｘ、ＷＣＤＭＡ、ＧＳＭ、ＦＭ、ブルートゥース、およびＧＰＳモードをサポートする受信機に対しては、４〜６個のＳＡＷおよび１個の個別ＬＣ濾波器が、ＩＦ信号経路内に必要とされるかも知れない。
【００２６】
各モードに対してＩＦ濾波器を必要とすることは、受信機１０１の重大な欠点である。各ＩＦ濾波器は受信機のコスト、重要な部品の数、および受信機の基板面積を増加する。各ＩＦ濾波器は高い損失を有するかも知れないので、ＩＦ前置増幅器あるいはＡＧＣがまた必要とされるかも知れない。ＩＦ電圧制御発振器（ＶＣＯ）および位相ロックループ（ＰＬＬ）６５がまた、ＩＦミクサ６０に入力される局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するために必要とされる。受信機１０１の付加的な欠点は、スイッチマトリックスあるいは複数のＩＦ増幅器およびＡＧＣモジュールを必要とすること、不要の側波帯雑音を減少するための低損失ＲＦ帯域通過濾波器（ＢＰＦ）を必要とすること、および付加的なＩＦミクサを必要とすることを含む。このように、デュアルダウンコンバージョン受信機のＩＦ段階は、コスト、設計の複雑さ、そしてこのような受信機の回路基板面積を増加する。
【００２７】
図４は、直接ダウンコンバージョン、すなわちゼロＩＦ受信機２００のブロック線図である。直接ダウンコンバージョン受信機においては、受信されたＲＦ信号２０１は、ベースバンド信号２２５に直接にダウンコンバートされる。同様に、直接アップコンバージョン、すなわちゼロＩＦ送信機においては、ベースバンド信号は送信されたＲＦ信号に直接にアップコンバートされる。受信機２００においては、受信されたＲＦ信号はベースバンド信号を発生するために局部発振器（ＬＯ）周波数と混合される。ＩＦ信号経路を組み込まれないために、受信機２００は、コスト、基板面積、そしてＩＦ ＳＡＷ、ＬＣ整合および個別濾波器、前置増幅器、ＡＧＣ、ＩＦミクサ、およびＩＦ ＶＣＯおよびＰＬＬを含むＩＦ構成部分と組み合わせられた電力消費を削減する。さらに、各部分の(part-to-part)そして温度の変動が少なくなる。
【００２８】
受信機２００の設計は、チャネル選択度濾波などのさらなる信号処理が、集積回路によってベースバンドのアナログあるいはディジタル領域内で起こることを考慮に入れる。従って受信機２００のＲＦおよびアナログ部分が性質上より一般的になることを可能にする。ＡＧＣはディジタルであるために、較正の簡易化、あるいは無較正さえもが必要とされるかも知れない。ＧＰＳ、ブルートゥース、およびＧＳＭなど一定した動作モードに対しては、受信機２００は、この濾波器の第１の目的がＣＤＭＡセルラおよびＰＣＳモードにおける混変調を減少させることであることから、ＲＦ濾波器を必要としないことが可能である。しかしながら、ＧＰＳモードは、もしもＧＰＳ変調された信号が他の変調された信号と同時に受信される場合は、ＲＦ濾波器を必要とするかも知れない。
【００２９】
上述の利点にもかかわらず、直接ダウンコンバージョンは、無線電話には広く組み込まれて来てはいない。その理由は、受信機に対する固有のダイナミックレンジを達成すると同時に、基幹的な受信機設計目標を達成することが非常に困難であることである。受信機２００などの受信機に対する設計目標は、高利得および低雑音指数、高いＩＩＰ３およびＩＩＰ２の値、そして低い電力消費を達成することを含む。複数モードおよび複数帯域受信機は、非常に広いダイナミックレンジを必要とするかも知れない。したがって、これらの受信機に対してこれらの設計目標を達成することはさらになお困難である。
【００３０】
より特別に、ＩおよびＱミクサＬＯ端子対への局部発振器（ＬＯ）漏洩および妨害電波漏洩は、直接ダウンコンバージョン受信機の重大な問題の原因となる。セルラおよびＰＣＳに対しては、スプリアス放射要求条件はとくに厳重である。このように、より高い逆アイソレーションが必要とされる。さらに、直接ダウンコンバージョン受信機においては、ＩおよびＱミクサのＬＯ端子対への妨害電波漏洩と同様に、受信機それ自身に反射されて戻るＬＯ漏洩は、直接ダウンコンバージョン回路によって処理されるかも知れない。このように、これもまた、ベースバンドスペクトル成分を含むかも知れない不必要なＤＣオフセット電圧が、必要とされるベースバンド信号に加えてミクサの出力に表れるかも知れない。したがって、ＤＣオフセットは、信号対雑音比が十分に高いことを保証するために除去されなければならない。
【００３１】
ＣＤＭＡにおいては感度は、一定したフレーム誤り率（ＦＥＲ）が満足されるようなレベルにセットされた信号で試験される。ＩＳ−９８は、供試デバイスは０．５％ＦＥＲより以下で、−１０４ｄＢｍ（信号電力）の感度レベルを満足しなければならないと規定している。相互変調試験は、−１０１ｄＢｍ（感度試験の３ｄＢ上）にセットされた信号レベルにおいて、ＲＦ信号に関係したオフセットの２トーン（帯域内歪積を発生するオフセットにおいて−４３ｄＢｍ／トーン、あるいは典型的には、±９００および、±１７００ｋＨｚ）で、１％ＦＥＲより以下で行われる。周波数帯域によって、試験される電力レベルおよび妨害電波のための周波数オフセットには差があるかも知れない。単一トーン減感試験に対しては、ＩおよびＱミクサのＲＦ端子対における妨害電波レベルは、９００ｋＨｚに等しいかより大きいオフセットにおいて、信号レベルよりも７１ｄＢだけ大きい。
【００３２】
妨害電波電力は各ミクサのＬＯ端子対に漏洩し、そしてＲＦ妨害電波の振幅に比例したＤＣレベルを生成するように、ミクサＲＦ端子対において妨害電波レベルと混合するかも知れない。典型的には、妨害電波は競合している無線システムにおける基地局の順方向リンクによって発生される。妨害電波の電力は、使用されている変調、あるいはフェージングの関数として変化するかも知れない。最悪の妨害電波は、必要とされる信号帯域幅と同等の振幅変調を有するかも知れない。このように、ＡＭ成分はダウンコンバージョン後のベースバンドにおける信号エネルギーのいずれものトップにあり、そしてベースバンド濾波で除去されることは不可能である。この問題は、妨害するＲＦ信号が増加するにつれて悪化させられる。たとえば、もしも妨害するＲＦ信号が１０ｄＢ増加する場合、ベースバンド歪は２０ｄＢ増加する。このベースバンド歪は、もしも妨害電波の自己ミクシングに影響する、ＲＦミクサのＬＯアイソレーションに対するＲＦおよび、２次の歪効果を表すＲＦミクサのＩＩＰ２の両者が不十分であれば、１対２(two-for-one)スロープよりも実際に大きいことが可能である。
【００３３】
さらに、直接ダウンコンバージョン受信機における、ミクサに対する妨害電波およびＬＯ漏洩要求条件は非常に負担になる。このような受信機はＩＦ濾波を欠いているために、受信機ベースバンドエレメントのダイナミックレンジは、ベースバンドアナログ濾波、および各部分、周波数、そして利得の温度変動によって、３０ｄＢあるいはそれ以上増加されることを必要とするかも知れない。種々の変調基準に対する残留側波帯規格もまた満足されなければならない。このような受信機は、そのベースバンド段階以前はより少ない利得を有するために、ベースバンドにおけるフリッカー雑音は、ＦＭ変調された信号を処理するための受信機の能力に対してより大きな影響を有する。
【００３４】
その結果、必要とされるものは、複数の帯域および複数のモードにおいてＲＦ信号を変調することが可能な、直接コンバージョントランシーバである。
【発明の開示】
【００３５】
［概要］
開示された実施例は、直接コンバージョン無線通信デバイスにおける、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するための新しいそして改善されたシステムおよび方法を示している。一つの実施例においては、システムは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）、分周器、およびミクサを組み込んでいる。分周器は、入力および、入力信号を分周することによって生成される出力を有している。分周器入力は、動作的にＶＣＯと結合されている。ミクサは、動作的にＶＣＯと結合された第１のミクサ入力と、動作的に分周器出力と結合された第２のミクサ入力と、そして出力を有している。ミクサ出力は、ＬＯ周波数を位相シフタおよび第２の分周器に並行して与える。
【００３６】
他の実施例においては、システムはＶＣＯ、第１の分周器、第２の分周器、およびミクサを組み込んでいる。第１の分周器は、入力と、入力信号を分周することによって生成された出力とを有している。第１の分周器の入力は、動作的にＶＣＯと結合されている。第２の分周器は入力と、入力信号を分周することによって発生された出力とを有している。第２の分周器の入力は、動作的に第１の分周器の出力と結合されている。ミクサは、第１の分周器の出力と動作的に結合された第１のミクサ入力と、第２の分周器の出力と動作的に結合された第２のミクサ入力と、そして出力とを有している。
【００３７】
他の実施例においては、システムは、ＬＯ発振器、周波数帯域選択機構、および配列選択機構を組み込んでいる。ＬＯ発振器は、１個あるいはそれ以上の配列を有し、ＶＣＯ周波数をＶＣＯ周波数の分周された形態(a divided-down version)と混合するよう配列されたミクサを含む。各配列は、ＲＦ信号の周波数帯域と組み合わせられており、その周波数がＲＦ信号の周波数帯域と組み合わせられている出力信号を生成する。周波数帯域選択機構は、ＲＦ信号の周波数帯域を選択するように配列されている。配列選択機構は、ＲＦ信号の選択された周波数帯域と組み合わせられた配列を選択するように配置されている。
【００３８】
［詳細な記載］
開示された実施例の特徴、目的、そして利点が、図面と関連させた場合に以下に記述する詳細な説明からより明白になろう。図面において同様の参照符号は、全体を通して同一のものと認定する。
【００３９】
図４は、本発明の一つの実施例に従った、直接ダウンコンバージョン受信機２００に関する高レベルブロック線図である。受信機２００は、ＲＦ信号経路２１０、直接ダウンコンバータ２２０、およびベースバンド処理装置２３０を含む。
【００４０】
ＲＦ信号経路２１０はＲＦ信号２０１を受信する。ＲＦ信号２０１は複数のモードに変調され、そして複数の周波数帯域に伝送された信号を含むことが可能である。ＲＦ信号経路２１０は、種々のモード、そして種々の帯域の中から選択するための選択機構を含むことが可能である。さらに、ＲＦ信号経路２１０は、さらなる処理のためにＲＦ信号２０１を準備するための増幅器、あるいは濾波器を含むことが可能である。このような準備された信号は、図４における予備処理されたＲＦ信号２１５として示されている。直接ダウンコンバータ２２０は、ＲＦ信号経路２１０から予備処理されたＲＦ信号２１５を受信し、そしてこれらの信号をベースバンド信号２２５にダウンコンバートする。
【００４１】
ベースバンド処理装置２３０は、たとえば、ＤＣ相殺、整合されたおよび妨害電波の濾波、サンプルデシメーション(sample decimation)、自動利得制御、信号電力測定（受信信号強度表示器、ＲＳＳＩ）、逆拡散、デインターリービング、誤り訂正、およびディジタルデータあるいは音声ストリームへの復号化等の、ベースバンド信号２２５への後の処理を行うことが可能である。処理された情報はそこで、ディスプレー、ラウドスピーカー、あるいはデータ端子対を含むかも知れない無線デバイス内の出力機構などの、適切な宛先に発送されることが可能である。ベースバンド処理装置２３０はまた、受信機２００と相補的な送信機によって使用されることが可能であることは留意されるべきである。
【００４２】
図５は、受信機２００をさらに詳細に示している。アンテナ３０１は、到来するＲＦ信号に対する受信機２００のインタフェースの働きをする。アンテナ３０１はまた、アンテナ３０１に結合された送信機からのＲＦ信号を放送することも可能である。複数のアンテナが動作中の帯域の分離、あるいは同時に動作中のモードを互いに隔離するために使用されるかも知れない。インタフェース３０５は、受信機２００および送信機がともにアンテナ３０１を使用可能なように、送信されたＲＦ信号から受信されたＲＦ信号を隔離することが可能である。
【００４３】
インタフェース３０５は、１個あるいはそれ以上のデュプレクサ３１２を含むことが可能である。デュプレクサ３１２は、到来している受信帯域中の信号を濾波する。さらに、デュプレクサ３１２は、到来している受信帯域中の信号を出てゆく送信帯域の信号から分離する。複数のデュプレクサ３１２が、もしも複数の動作帯域が個々の受信機あるいは送信機の応用において必要とされる場合は、使用されることが可能である。図５に示されたように、組み合わせられた動作中の帯域がデュプレクサ３１２の帯域の中にすべて適合すると仮定した場合、１個のデュプレクサ３１２は、ＣＤＭＡ、ＦＭ、およびＩＭＴモードに変調された信号を処理することが可能である。
【００４４】
インタフェース３０５はまた、１個あるいはそれ以上のスイッチ３１４および帯域通過濾波器３１６を含むことが可能である。スイッチ３１４は受信および送信動作の間を選択する。たとえば、スイッチ３１４は、信号が同時に受信されそして送信されないＧＳＭ、あるいはブルートゥースモードに対応することが可能である。帯域通過濾波器３１６は、到来している受信帯域内のＧＰＳ信号を濾波する。ＧＰＳ信号は受信され、そして送信されないために、デュプレクサは使用される必要がない。他の帯域通過濾波器３１６は、他の類似した受信のみのモードのために受信機２００の中に含まれるかも知れない。
【００４５】
低雑音増幅器（ＬＮＡ）３２０は、インタフェース３０５に結合され、そして受信されたＲＦ信号を増幅する。ＬＮＡ３２０は、受信帯域においては最小の雑音指数を、しかし受信機２００内の次の段階からの雑音指数寄与を最小とするために十分に高い利得を、与えるように選択されることが可能である。ＬＮＡ３２０の利得は、ＬＮＡ利得制御３２４によって制御されることが可能である。送信電力は、インタフェース３０５から受信機２００に漏洩するかも知れない。たとえば、デュプレクサ３１２は、送信電力を完全には濾波できないかも知れない。したがって、ＬＮＡ３２０は、高い圧縮および３次の遮断点を必要とするかも知れない。
【００４６】
ＬＮＡ３２０は、ＲＸ帯域通過濾波器（ＢＰＦ）３３０に結合される。ＢＰＦ３３０はさらに、受信帯域の外側にある送信機信号を除去する。ＢＰＦ３３０は本発明の若干の実施例においては必要とされないかも知れないことに留意すべきである。たとえば、さきに指摘したように、ＧＳＭモードで変調された信号は、もしもＧＰＲＳ（一般パケット無線サービス）における最大のデータレートがサポートされていない場合は、同時に受信されおよび送信されないかも知れない。
【００４７】
図５は、１個のデュプレクサ３１２、１個のＬＮＡ３２０、および１個のＢＰＦ３３０を含む１個のＲＦ信号経路を示している。しかしながら、受信機２００には、複数の信号経路が含まれることが可能である。各信号経路は、受信機２００の１個あるいはそれ以上の個々の動作中の周波数帯域に対応することが可能である。たとえば、受信機２００は、それぞれの、セルラ、ＰＣＳ、ＩＭＴ、およびＧＳＭ信号経路を含むことが可能である。各ＲＦ経路は、必要に応じて、デュプレクサ、スイッチ、および／あるいは帯域通過濾波器、ＬＮＡ、ＢＰＦ、およびＩおよびＱミクサを含むことが可能である。さらに、他のモードで動作している間の同時のＧＰＳ受信は、別々のＬＯ発振、ベースバンド増幅、アナログ低域通過濾波器、アナログディジタル変換器、Ｉ／Ｑディジタル処理、および復調を必要とするかも知れない。
【００４８】
選択機構３１０は、与えられた時刻に動作中の動作周波数帯域に従って、異なったＲＦ信号経路間で切り替える。選択機構３１０は、たとえば、種々のデュプレクサおよびＢＰＦに接続された帯域選択デバイスを含むことが可能である。選択機構３１０はまた、ＩおよびＱチャネルミクサ３４０Ａ、３４０Ｂに結合されることが可能である。たとえば、米国セルラ帯域において受信された信号に対して選択機構３１０は、ともに受信された信号を適切に濾波し増幅する、デュプレクサ３１２、ＬＮＡ３２０、およびＢＰＦ３３０に切り替えることが可能である。
【００４９】
ＢＰＦ３３０の出力は、ＩおよびＱチャネルミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの入力に結合される。典型的実施例においては、ＢＰＦ３３０は、ミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの差動入力（図示せず）に接続するための差動出力（図示せず）を有することが可能である。したがって、ＢＰＦ３３０の正および負の出力端子はミクサ３４０Ａの正および負の入力端子に、そしてミクサ３４０Ｂの正および負の入力端子に結合されることが可能である。このような差動信号経路配列は、ＲＦ信号経路へのＬＯおよびＴＸ結合を減少させ、そして振幅変調された妨害電波のコモンモードの除去を増加する（ミクサ入力におけるより高い２次入力遮断レベル）。したがって、受信機２００におけるアイソレーションおよび妨害電波の除去は改善される。
【００５０】
代わりに、変圧器がＢＰＦ３３０のシングルエンデッド出力に結合されることが可能である。変圧器は、シングルエンデッド信号を、ミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの差動入力に結合されることが可能な、差動信号に変換することが可能である。
【００５１】
図５に示されるように、局部発振器（ＬＯ）３５０は、バッファ増幅器３５１Ａ、３５１Ｂに結合される。バッファ増幅器３５１Ａ、３５１Ｂは、ミクサ３４０Ａの第２の入力３４２Ａに、そしてミクサ３４０Ｂの第２の入力３４２Ｂにそれぞれ結合される。バッファ増幅器３５１Ａ、３５１Ｂは、もしもＩおよびＱミクサ３４０Ａ、３４０Ｂが差動入力を有している場合は、差動出力を有することが可能である。若干の実施例においては、バッファ増幅器は受信機２００の設計に含まれる必要はない。
【００５２】
ＬＯ３５０は、種々の周波数で出力信号を発生することが可能な周波数発振器を含むかも知れない。たとえば、ＬＯ３５０は、第１の信号および第１の信号から９０度位相シフトされている第２の信号を出力するかも知れない。ＬＯ３５０は、位相ロックループ（ＰＬＬ）、電圧制御発振器（ＶＣＯ）、周波数混合機構、および位相シフト機構を含むかも知れない。ＬＯ３５０は、受信されたＲＦ信号の動作周波数によってＬＯ３５０を制御する帯域選択３５４を含むかも知れない。典型的実施例においては、ＬＯ３５０は、ＬＯ漏洩、およびＩおよびＱミクサＲＦ端子対における信号経路への、およびこれからの雑音結合を軽減するために差動経路を使用する。
【００５３】
各ミクサ３４０Ａ、３４０ＢはＢＰＦ３３０から受信されたＲＦ信号を、ミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの第２の入力３４２Ａ、３４２ＢにおいてＬＯ３５０から受信された信号と混合する。混合処理は信号をともに乗算する。したがって、ミクサ３４０Ａ、３４０Ｂは、受信されたＲＦ信号をＩおよびＱベースバンド信号に直接にダウンコンバートする。典型的実施例においては、ミクサ３４０Ａ、３４０Ｂは、ミクサ利得制御３４１Ａ、３４１Ｂによって調整されることが可能な関係づけられた利得を有している。
【００５４】
ダウンコンバージョンの後に、ＩおよびＱ信号はそれぞれの信号経路３６５Ａ、３６５Ｂに沿って処理される。Ｉ信号経路３６５Ａは、両信号経路の標本であり、そして増幅器３６０Ａ、アンチエイリアシング濾波器３７０Ａ、およびＩチャネルアナログディジタル変換器（ＡＤＣ）３８０Ａを含むことが可能である。増幅器３６０Ａは、ミクサ３４０Ａの出力に結合される。それぞれの信号経路に沿って処理およびアナログディジタル変換された後に、ディジタルＩチャネルデータ３８２およびＱチャネルデータ３８５は、さらに処理されるかも知れない。若干の実施例においては、ＩおよびＱ信号は動作中のモードに固有の経路に沿って処理されることが可能である。他の実施例においては、ＩおよびＱ信号経路はモードの中で共有されることが可能である。
【００５５】
受信機２００は、ブルートゥース固有のモジュールを含むことが可能である。図５に示されるように、ブルートゥース直接ダウンコンバータ３９０およびブルートゥースベースバンド処理装置３９５は、機能的におよび構造的に以上に述べた構造に類似している。しかしながら、ブルートゥースは、ＣＤＭＡなどの他の動作モードと同時に動作可能であるために、ブルートゥース直接ダウンコンバータ３９０およびベースバンド処理装置３９５は、ブルートゥース専用のモジュールとして実現されるかも知れない。同様にして、ＧＰＳは同時に動作し、そして別々のベースバンド信号経路およびＬＯ発振器回路を必要とするかも知れない。
【００５６】
図６は、本発明の実施例に従って局部発振器周波数を発生するためのシステム４００を示している。システム４００は無線受信機、送信機、あるいはトランシーバの中に組み込まれることが可能であることに留意すべきである。たとえば、システム４００は、図５におけるＬＯ３５０として受信機２００の中に組み込まれることが可能である。システム４００は、位相ロックループ（ＰＬＬ）４１０、ループ濾波器４０１、ミクサ４５０、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４２０、およびスイッチ４４０を含む。
【００５７】
スイッチ４４０は複数の位置を有するように配列されるかも知れない。図６においては、スイッチ４４０は３個の位置を有しているクロスポイントスイッチである。ここで“フィードフォーワード”として述べられた、第１の位置（１−２）においては、スイッチ４４０は、ＶＣＯ４２０を分周器４３０の入力に結合する。第２の位置（２−３）“フィードバック”においては、スイッチ４４０はミクサ４５０の出力を分周器４３０の入力に結合する。第３の位置（１−３）“バイパス”においては、スイッチ４４０は、ＶＣＯ４２０をミクサ４５０の出力に結合し、そしてミクサ４５０の出力は使用禁止とされる。システム４００はスイッチを含んで示されるが、他の実施例においては、システム４００は、スイッチを含む必要はない。たとえば、ＶＣＯ４２０は分周器４３０に直接に結合されることが可能である。スイッチ４４０の位置は、受信されたＲＦ信号の周波数帯域に従って帯域選択などの制御機構（図示せず）によって制御されることが可能である。
【００５８】
ＶＣＯ４２０は、組み合わせられた受信機、送信機、あるいはトランシーバを含むチップの外部の、シングルエンデッド出力ＶＣＯを含むことが可能である。外部のＶＣＯは、ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）の中に集積されたＶＣＯよりもよりすぐれた位相雑音を有することが可能である。しかしながら、集積されたＶＣＯは、与えられた動作帯域に固有な妨害要求条件によっては十分であるかも知れない。外部のＶＣＯ４２０に対しては、ＰＬＬ４１０は、ＶＣＯ４２０に直接に結合されることが可能である。さらに、ＰＬＬ４１０は、もしもＰＬＬ４１０がシステム４００の中に集積される場合は、ミクサ４５０の出力に結合されることが可能である。ＰＬＬ４１０は、各動作中の帯域の中に個々のチャネル間隔を作るために、参照周波数４０５で信号を受信する。
【００５９】
図６に示された実施例は、ＰＬＬ入力スイッチ４４５を含む。スイッチ４４５は、ＰＬＬ４１０をＶＣＯ４２０に、ミクサ４５０の出力に、あるいは分周器４３０の出力に、結合することが可能である。当業界においてはよく知られるように、ＰＬＬ４１０、ループ濾波器４０１、およびＶＣＯ４２０は、ＶＣＯ周波数を有している信号を出力するように協動する。ＶＣＯ周波数は、受信されたあるいは送信された信号の周波数の上、あるいは下にあることが可能である。分周器４３０は、周波数が入力信号の分周された形態である信号を出力する周波数分周器を含むことが可能である。たとえば、分周器４３０は、整数Ｎによって分周することが可能であり、ここでＮの値は、制御信号によってセットされることが可能である。
【００６０】
ＶＣＯ４２０は、ミクサ４５０の第１の入力に結合される。上に述べたように、スイッチ４４０の位置に基づいて、ミクサ４５０の第２の入力は、分周器４３０を経由してＶＣＯ４２０（フィードフォーワード）、ミクサ４５０の出力（フィードバック）、あるいは開いた回路（バイパス）に結合されることが可能である。ミクサ４５０は、１個の基本ミクサ積(primary mixer product)のみを出力する、単側波帯（ＳＳＢ）ミクサ、あるいはイメージ除去ミクサを含むことが可能である。ＳＳＢミクサは、ミクサ出力における不必要なミクサ積を最小とする。とくにＳＳＢミクサは、２個の入力周波数の和（上側の側波帯すなわちＵＳＢ）、あるいは２個の入力周波数の差（下側の側波帯すなわちＬＳＢ）の何れかである周波数出力を与える。上側のＳＳＢミクサは、上側の側波帯を保存し、そして下側のＳＳＢを無効にする。逆に、下側のＳＳＢミクサは、下側の側波帯を保存し、そして上側の側波帯を無効にする。ミクサ４５０は、ミクサ４５０に結合された制御信号によって、ＵＳＢおよびＬＳＢモードの間で動作するように配列されることが可能である。
【００６１】
システム４００はまた、直交ＬＯ信号４９０を作成するために第２の分周器４７０を含むことが可能である。第２の分周器４７０は、入力周波数を整数Ｍによって分周することが可能であり、フリップフロップを含むかも知れない。分周器４７０が２個のフリップフロップを含む場合、第１のフリップフロップは入力信号の立ち上がり端部を記録し、他方第２のフリップフロップは立ち下がり端部を記録する。フリップフロップの個々の出力は、位相差が９０度となることが可能である。このように、それぞれのフリップフロップは、ＩおよびＱミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの何れかを、差動的に駆動することが可能である。他の実施例においては、バッファ増幅器３５１Ａ、３５１Ｂは、第２の分周器４７０およびＩおよびＱミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの間に位置されることが可能である。Ｍ＝２の場合、そこで第２の分周器４７０は２によって分周するが、第２の分周器４７０は、分周器４３０とともに使用される場合、周波数の広範囲に対して効果を有している、広帯域(broadband)位相シフタとして機能する。第２の分周器４７０は、米国および日本のセルラ帯域に対してＩおよびＱミクサＬＯ信号を発生することが可能である。
【００６２】
位相シフタ４６０は、第２の分周器４７０と並列にシステム４００内に含まれることが可能である。代わりに、システム４００は、位相シフタ４６０のみを含むかも知れない。ＬＣＲネットワークあるいはアクティブエレメントを含むことが可能な位相シフタ４６０は、ミクサ４５０の出力に結合されるかも知れない。位相シフタ４６０は、入力信号を受信し、そして直交ＬＯ出力信号４８０を発生するかも知れない。受信機の場合、各直交信号は、そのＲＦ信号をＩおよびＱベースバンド成分にダウンコンバートするために、受信されたＲＦ信号と混合されるかも知れない。典型的な実施例においては、位相シフタ４６０は、ＰＣＳ（米国あるいは韓国）およびＩＭＴのより高い動作帯域に対して有効である。
【００６３】
本発明の実施例に従って、分周器４３０に対するＮの値、スイッチ４４０の位置、およびミクサ４５０のモードは、広範囲のＬＯ周波数を発生するために変えられることが可能である。さらに、第２の分周器４７０に対するＭの値も変えられることが可能である。広範囲のＬＯ周波数の発生されることが可能であるにもかかわらず、ＶＣＯ４２０は、比較的狭い同調範囲内で動作することのみを必要とする。したがって、システム４００は、無線複数帯域、および複数モード受信機、送信機、あるいはトランシーバ内に実現されることが可能である。
【００６４】
典型的実施例においては、システム４００は、差動信号経路を含む。たとえば、ＶＣＯ４２０の出力、およびミクサ４５０および分周器４３０の入力および出力は、差動であることが可能である。このように放射されたＩおよびＱ ＬＯエネルギー、およびシステム４００を組み込んでいる無線デバイス内のＲＦ信号経路への伝導された結合は、最小化されることが可能である。
【００６５】
システム４００を含む無線デバイスにおいて、マイクロ処理装置（図示せず）はＲＦ信号に対して適用可能な周波数帯域を決定する。選択された帯域に基づいて、図５における帯域選択３５４などの配列選択機構は、選択された周波数帯域と組み合わせられた配列をシステム４００内で選択することが可能である。このように、分周器４３０に対するＮの値、スイッチ４４０の位置、ミクサ４５０のモード、および第２の分周器４７０に対するＭの値をセットするための適切な制御信号が、システム４００内で発生されることが可能である。
【００６６】
表１は、受信機環境において実行されるときのシステム４００に対する典型的配列を示す。ＶＣＯ４２０は、約１６００から１７８８ＭＨｚで動作するよう制御される。ＶＣＯ４２０は、無線デバイスにおける放射された、および伝導された雑音の第１のソースであるかも知れない。表１が示すように、ＶＣＯ周波数帯域は、組み合わせられたＲＦ受信周波数帯域とは別個のものである。したがって、以下の配列は、無線デバイス内のＶＣＯ雑音の影響を最小にする。
【表１】
【００６７】
表１ 複数帯域直接ダウンコンバージョン受信機に対するＬＯ制御配列
本発明と矛盾なく、他の配列も、異なった受信周波数帯域に対して、また、外部ＶＣＯあるいは集積されたＶＣＯ実現などの異なった設計技術に対して、ＶＣＯ４２０の同調範囲および中心周波数を最適化するように準備されることが可能である。付加的な分周器が、このような配列を与えるためにシステム４００に含まれるかも知れない。
【００６８】
分周器４３０およびミクサ４５０は、必要とされる受信帯域の外にある不必要なＬＯ分岐部(spurs)を生成するかも知れない。しかしながら、ミクサ４５０の出力は、このような分岐部を圧縮するであろう。さらに、ＩおよびＱミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの端子対３４２Ａ、３４２Ｂ（図５参照）は、またこのような分岐部を圧縮する共振子を含むかも知れない。ＲＦ信号経路はまた、ＬＯ分岐部と同じ周波数における妨害積を除去することの可能な、複数のＲＦ ＢＰＦ応答を有するかも知れない。
【００６９】
論じたように、第２の分周器４７０は直交ＬＯ信号４８０を作成する。ＩおよびＱミクサ３４０Ａ、３４０Ｂは、入力としてバッファ３５１Ａ、３５１Ｂによって通過されることが可能な、直交ＬＯ信号４８０を受信する。このように、ＩおよびＱミクサ３４０Ａ、３４０Ｂの負荷抵抗器およびコンデンサ内における位相変動は、システム誤差の原因であるかも知れない。しかしながら、位相整合要求条件は、同じチップ上でＩおよびＱミクサ３４０Ａ、３４０Ｂを実現することによって満足されることが可能である。したがって、受信器に対する残留側波帯規格は、満足されることが可能である。
【００７０】
ＩおよびＱチャネル間の振幅整合が必要とされるかも知れない。典型的な振幅整合アプローチは、アナログ、あるいはディジタル利得補償を通して、ＩおよびＱチャネル利得を較正することを含む。アナログ利得補償を達成するためには（図示せず）、独立した、あるいは切り替え可能な電力検出機構が、チャネルの受信された信号強度表示器（ＲＳＳＩ）を測定するために、そして対応して利得をオフセットするために、ＩおよびＱチャネルのそれぞれに結合されることが可能である。ＡＳＩＣが、ＩおよびＱチャネルに対する較正値を保存するかも知れない。ＡＳＩＣおよび電力検出機構の間のディジタル母線インタフェースを介して、較正値は調査されることが可能であり、そして利得は補償されることが可能である。ディジタル利得補償を達成するためには（図示せず）、ベースバンド経路はＩおよびＱ信号をともに乗算するＡＤＣの後に、ディジタル乗算機を含むことが可能である。したがって、ＡＳＩＣに保存された較正値は調査されることが可能であり、そしてＩおよびＱチャネル利得は、対応して補償されることが可能である。
【００７１】
他の実施例（図示せず）においては、ＧＰＳ固有の信号経路が無線受信機あるいはトランシーバ内に含まれることが可能である。ＧＰＳ変調された信号は、ただ一つの周波数において受信される。したがって、受信機は一つのＧＰＳ周波数に同調することのみを必要とする。とくに、ＧＰＳ固有の経路は、ＧＰＳ信号に対して独占的にＰＬＬおよびＶＣＯを有することが可能である。チップ上あるいはチップ外にあるかも知れないＶＣＯは、３１５０．８４ＭＨｚ、あるいはＧＰＳ周波数の２倍で動作することが可能である。ＧＰＳ ＶＣＯはそこで、ＧＰＳ ＲＦ信号の直接ダウンコンバージョンのためのＬＯ周波数を発生するために、分周器（２で分周）に結合されそして分周されることが可能である。受信機内に、別々のＧＰＳ ＲＦ信号経路が与えられるかも知れないが、それにもかかわらずＧＰＳベースバンド経路は、他の変調標準に従って変調された信号と分離され、あるいは共有されることが可能である。分離する場合は、ＧＰＳ信号のベースバンド処理は、他の変調された信号のベースバンド処理と同時に生じることが可能である。共有された場合は、電流および基板面積の節減を達成することが可能である。
【００７２】
ブルートゥースは、ＣＤＭＡ等の他の動作モードと同時に動作することが可能であるために、分離したＶＣＯおよびＬＯ発振器は、ブルートゥース信号の直接ダウンコンバージョンのためのＬＯ周波数の発生を助けるために受信機あるいはトランシーバ内に含まれるかも知れない。
【００７３】
図７は、局部発振器周波数を発生するための、代わりのシステム５００を示す。システム５００は、ＰＬＬ５７０，ループ濾波器５６０、複数帯域ＶＣＯ５０１、ＶＣＯ分周器５２０、ＳＳＢミクサ５４０、ＳＳＢ分周器５３０、およびＲＸ分周器５５０を含んでいる。複数帯域ＶＣＯ５０１、ＰＬＬ５７０、およびループ濾波器５６０は、異なった周波数範囲にＶＣＯ周波数を出力するためにともに協動する。帯域選択５１０は、複数帯域ＶＣＯ５０１のための適切な周波数範囲を決定する。
【００７４】
ＶＣＯ分周器５２０は、複数帯域ＶＣＯ５０１に結合される。ＶＣＯ分周器５２０は、２などの整数ＰによってＶＣＯ周波数を分周することが可能である。ＶＣＯ分周器５２０の分周された出力はＳＳＢ分周器５３０の入力に結合される。ＳＳＢ分周器５３０は、ＶＣＯ分周器５２０の出力周波数を、２などの整数によって分周することが可能である。ＳＳＢ分周器５３０の出力およびＶＣＯ分周器５２０の出力は、ＳＳＢミクサ５４０のそれぞれの入力に結合される。ＳＳＢミクサ５４０は、信号をともに混合する。ＳＳＢミクサ５４０がＵＳＢミクサあるいはＬＳＢミクサとして動作しているかによって、入力信号の和あるいは差がミクサ５４０によって出力される。その結果ＶＣＯ分周器５２０、ＳＳＢ分周器５３０、およびＳＳＢミクサ５４０は、協動して部分的周波数乗算器として動作する。ミクサ５４０の出力はＲＸ分周器５５０の入力に結合される。ＲＸ分周器５５０は、１あるいは２などの整数によって、入力信号を分周することが可能である。
【００７５】
ＳＳＢミクサ５４０のモードと同様に、複数帯域ＶＣＯ５０１の周波数帯域、そしてＶＣＯ分周器５２０、ＳＳＢ分周器５３０、およびＲＸ分周器５５０の分周値を変えることによって、広範囲のＬＯ周波数がシステム５００によって発生されることが可能である。表２は、複数帯域無線受信機において実現するのに適したシステム５００を作成する、システム５００のための典型的な配列を示している。
【表２】
【００７６】
表２ 複数帯域直接ダウンコンバージョン受信機のためのＬＯ制御配列
システム５００においては他の配列も可能である。たとえば、システム５００は、複数帯域ＶＣＯ５０１およびＲＸ分周器５５０に結合された乗算器バイパススイッチ５８０を含むことが可能である。スイッチが閉じられている場合、複数帯域ＶＣＯ５０１は、受信された信号の動作周波数の２倍、あるいは４倍で動作する(run)ことが可能である。ＲＸ分周器５５０はそこで、必要とされるＬＯ周波数を発生するためにＶＣＯ出力周波数を２あるいは４で、それぞれ分周することが可能である。とくに、セルラＩおよびＱミクサＬＯ信号を発生するために、ＶＣＯ５０１は受信周波数の４倍で動作されることが可能であり、そしてＲＸ分周器５５０は、４で分周されることが可能である。しかしながら、同調は複数帯域ＶＣＯ５０１の広い動作範囲のために、より問題があるかも知れない。システム５００は、複数帯域ＶＣＯ５０１をＲＸ分周器５５０に直接に結合するかも知れないこと、および乗算器バイパススイッチ５８０，ＳＳＢ分周器５３０、ＳＳＢミクサ５４０、およびＶＣＯ分周器５２０はシステム５００から消去されるかも知れないことは、正しく評価されるべきである。
【００７７】
さらにシステム５００は、複数帯域ＶＣＯ５０１およびＳＳＢミクサ５４０の入力５４５に結合されたスイッチ（図示せず）を含むかも知れない。スイッチが閉じられている場合、ＳＳＢミクサ５４０はＶＣＯ周波数をＶＣＯ周波数の分周された形態と混合するかも知れない。このように、システム５００は、上記システム４００で使用されたと同様の方法で、ＩおよびＱミクサＬＯ信号を発生することが可能である。
【００７８】
図８は、直接アップコンバージョン、すなわちゼロＩＦ送信機６００の実施例を示している。送信機６００は、局部発振器周波数を発生するシステム６０２を含む。システム６０２は、上記システム４００に類似しているが、特別に構成され、そして無線直接アップコンバージョン送信機内で動作する。システム６０２は、ＰＬＬ６１０、ループ濾波器６０１、第１および第２のＳＳＢミクサ６４５、６５０、ＶＣＯ６２０、ＰＬＬ入力スイッチ６４１、ＬＯスイッチ６４０Ａ、および６４０Ｂ、および第２の分周器６７０を含む。
【００７９】
送信機のための位相雑音要求条件は、妨害要求条件を満足しなければならない受信機のためのそれよりもより少ない。その結果、ＶＣＯ６２０は、送信機あるいはトランシーバＡＳＩＣ上により容易に集積されることが可能である。しかしながら、他の実施例においては、ＶＣＯ６２０はチップ外で実現されるかも知れない。ＶＣＯ６２０，ループ濾波器６０１、ＰＬＬ６１０、および参照発振器６０５は、ＶＣＯ出力周波数を生成するために、ともに協動する。ＰＬＬ入力スイッチ６４１は、ＰＬＬ６１０をＶＣＯ６２０に、分周器６３０の出力に、あるいは第１のＳＳＢミクサ６４５の出力に、選択的に結合することが可能である。このように、ＰＬＬ６１０のための入力ソースは、ＶＣＯ６２０から、分周器６３０の出力における信号、あるいは第１のＳＳＢミクサ６４５の出力における信号の何れかに切り替えられることが可能である。したがって、必要とされるＲＦ周波数が発生される場合はその周波数に対するロッキングが生じるかも知れない。
【００８０】
スイッチ６４０Ａ，６４０Ｂそれぞれは、２個の位置を有している。付加的な位置は、他の実施例において可能である。他の実施例においては、スイッチ６４０Ａ，６４０Ｂは含まれる必要はない。スイッチ６４０Ａのフィードフォーワード位置においては、スイッチ６４０ＡはＶＣＯ６２０を第１のＳＳＢミクサ６４５の入力に結合する。フィードバック位置においては、スイッチ６４０Ａは、ＳＳＢミクサ６４５の出力を、ＳＳＢミクサ６４５のＬＯ端子対に結合する。スイッチ６４０Ｂのフィードフォーワード位置においては、スイッチ６４０Ｂは、ＶＣＯ６２０を第２のＳＳＢミクサ６５０の入力に結合する。フィードバック位置においては、スイッチ６４０Ｂは、ＳＳＢミクサ６５０の出力をＳＳＢミクサ６５０のＬＯ端子対に結合する。
【００８１】
ＶＣＯ６２０は、分周器６３０の入力に結合される。分周器６３０は、ＶＣＯ出力周波数を整数Ｎで分周する。分周器６３０は、第１および第２の出力信号を生成する。分周器６３０の第１の出力は、第１のＳＳＢミクサ６４５に結合される。分周器６３０の第２の出力は、第２のＳＳＢミクサ６５０に結合される。第１および第２の分周器出力における信号は、ともに入力周波数の形態に分周されるが、しかし位相は９０度異なる。
【００８２】
スイッチ６４０Ａがフィードフォーワード位置にあるときは、第１のＳＳＢミクサ６４５は、ＶＣＯ出力周波数を分周器６３０によって出力された分周された形態と混合する。同様に、第２のＳＳＢミクサ６５０は、ＶＣＯ出力周波数を分周器６３０によって出力された分周された形態と混合する。第１および第２のＳＳＢミクサ６４５、６５０の出力は、周波数は同一であり、そして位相は９０度異なっている。第１および第２のＳＳＢミクサ６４５、６５０の出力は、システム６０２の送信機ＬＯ周波数である。
【００８３】
第２のＳＳＢミクサ６５０の出力は、第２の分周器６７０に結合される。第２の分周器６７０は、入力周波数を整数Ｍで分周することが可能である。第２の分周器６７０は、第１および第２の出力信号を生成する。第１および第２の出力信号は直交している。第２の分周器６７０の出力はシステム６０２の送信機ＬＯ周波数である。
【００８４】
ＮおよびＭの値、ＳＳＢミクサ６４５、６５０のモード、およびスイッチ６４０Ａ、６４０Ｂの位置を変えることによって、システム６０２は、広範囲の送信機ＬＯ周波数を発生することが可能である。したがって、システム６０２は、送信機６００などの直接アップコンバージョン送信機における実現のために適している。表３は、送信機動作帯域と組み合わせられた典型的な配列を示している。本発明の教えと矛盾のない付加的な配列が準備されるかも知れない。上に記述したように、必要とされる周波数帯域は周波数帯域選択機構によって選択されることが可能であり、そして組み合わせられた配列は配列選択機構によって選択されることが可能である。
【表３】
【００８５】
表３ 複数帯域直接アップコンバージョン送信機のためのＬＯ制御配列
他の実施例（図示せず）においてはシステム６０２は、受信機のための受信ＬＯ周波数を固定されたオフセットＬＯ周波数と混合することによって、送信ＬＯ周波数を発生することが可能である。このアプローチは、表４に示されるように、次の変調標準がＴＸおよびＲＸチャネル間の固定された周波数オフセットを有することを認める。
【表４】
【００８６】
表４ ＲＸチャネル周波数に関係のあるＴＸオフセット
とくに、システム６０２のＬＯ発生回路（ＰＬＬ６１０、ループ濾波器６０１、第１および第２のＳＳＢミクサ６４５、６５０、ＶＣＯ６２０、およびスイッチ６４０Ａ、６４０Ｂ）は、受信ＬＯ周波数を発生することが可能である。固定されたオフセットＬＯである第２の発振器は、第１および第２のＳＳＢミクサ６４５、６５０のそれぞれの入力に結合されていることが可能である。したがって、第１のＳＳＢミクサ６４５および第２のＳＳＢミクサ６５０は、送信ＬＯ周波数を発生するために、受信ＬＯ周波数をオフセットＬＯと混合することが可能である。しかしながら、受信ＬＯは、スプリアス出力を発生するかも知れないことは正しく評価すべきである。したがって、送信機あるいは受信機内におけるチップ外の濾波が、受信帯域における伝導スプリアス漏洩規格を満足するために必要とされるかも知れない。このような濾波は、受信周波数における分岐部積（spur product）を排除することが可能である。
【００８７】
送信機６００は、ＲＦ信号を送信するためにシステム６０２によって発生されたＬＯ周波数を使用することが可能である。ベースバンド処理装置６０８は、図８に示されるように送信機６００の外側にあるか、あるいは送信機６００を含むトランシーバ内に集積されるかも知れない。ベースバンド処理装置６０８は、１対の出力信号を与える。各出力信号は、平衡したあるいは差動の対として実現されることが可能である。２個の出力は、各モードに対するＩおよびＱベースバンドアナログ信号を表し、そして信号の直交変調が送信機６００の後の段階で実行されることが可能であるように、分離した信号経路として与えられる。
【００８８】
典型的実施例においては、送信機６００は、３個のＲＦ出力を含む。出力のうち２個は、ＰＣＳあるいはＩＭＴ信号帯域に対応することが可能であり、そして他はセルラ帯域に対応することが可能である。ＰＣＳ ＲＦ出力に対しては、第１のＲＦミクサ６５１はＳＳＢミクサ６４５、およびベースバンド処理装置６０８の第１のベースバンド出力に結合される。第１のＲＦミクサ６５１は、必要とされるＲＦ周波数に直接に、ベースバンド信号をアップコンバートする。第２のＲＦミクサ６５３は、ＳＳＢミクサ６５０およびベースバンド処理装置６０８の第２のベースバンド出力に結合される。第２のＲＦミクサ６５３は、第１のＲＦミクサ６５１の出力におけると同じＲＦ周波数に直接にベースバンド信号をアップコンバートする。第１および第２のＲＦミクサ６５１、６５３の出力は、ベースバンド信号をアップコンバートするのに使用されたＬＯ信号の相対的位相差に起因して直交している。
【００８９】
直交ＲＦ信号はそこで、２個の直交信号を１個の信号に結合する信号加算器６６０に結合される。信号加算器６６０の入力は、第１および第２のＲＦミクサ６５１、６５３それぞれからの平衡した出力に対応して平衡していることが可能である。信号加算器６６０の出力はまた、コモンモード雑音ソースからの信号干渉を最小とするために、平衡した信号であることが可能である。
【００９０】
信号加算器６６０の出力は、２個の増幅器チェーンに同時に結合されることが可能である。両増幅器チェーンは、ＰＣＳ送信帯域において動作するよう配列されることが可能である。図８に示されたように、第１の増幅器チェーンは、ＡＧＣ増幅器６６２および６６４を含むかも知れない。第２の増幅器チェーン６７０は、ＡＧＣ増幅器６６２および６６６を含むかも知れない。
【００９１】
セルラＲＦ出力に対しては、第３のＲＦミクサ６５２は、第２の分周器６７０の第１の出力およびベースバンド処理装置６０８の第１のベースバンド出力に結合される。第３のＲＦミクサ６５２は、ベースバンド信号を必要とされるＲＦ周波数に直接にアップコンバートする。第４のＲＦミクサ６５４は、第２の分周器６７０の第２の出力およびベースバンド処理装置６０８の第２のベースバンド出力に結合される。第４のＲＦミクサ６５４は、ベースバンド信号を、第３のＲＦミクサ６５２の出力におけると同じＲＦ周波数に直接にアップコンバートする。第３および第４のＲＦミクサ６５２、６５４の出力は、ベースバンド信号をアップコンバートするのに使用されたＬＯ信号の相対的位相差に起因して直交している。
【００９２】
直交ＲＦ信号は、そこで、２個の直交信号を１個の信号に結合する信号加算器６７０に結合される。信号加算器６７０の入力は、第３および第４のＲＦミクサ６５２、６５４それぞれからの平衡した出力に対応して平衡していることが可能である。信号加算器の出力もまた、コモンモード雑音ソースからの信号干渉を最小にするために、平衡した信号であることが可能である。
【００９３】
信号加算器６７０の出力は、第３の増幅器チェーンに結合されるかも知れない。第３の増幅器チェーンは、セルラ送信帯域において動作するように配列されるかも知れない。図８に示されたように、第３の増幅器チェーンは、ＡＧＣ増幅器６７２および６７４を含むかも知れない。
【００９４】
送信機６００は、いつでも１個だけの増幅器チェーンが動作するように配列されることが可能である。このように、送信機６００がそれぞれの周波数帯域において送信するよう配列されている場合、その周波数帯域をサポートしている増幅器チェーンのみが動作可能である。休止中の増幅器チェーンは、電力を節約するために制御回路（図示せず）によってパワーダウンされることが可能である。図８に示された３個の増幅器チェーン、および他のこのような増幅器チェーンはまた、当業界においてよく知られている方法に従って、送信濾波器、アイソレータ、あるいはディプレクサを含み、あるいは結合されることが可能である。
【００９５】
以上の詳細な説明は、本発明の典型的な実施例を示している添付された図面を参照している。他の実施例が可能であり、そして本発明の精神、および範囲から逸脱することなしに、実施例に対する変形が実行可能である。たとえば、上述のデバイスの多くは、デバイスが濾波器あるいは増幅器などの中間のデバイスによって分離されているなどのように、互いに間接に結合されることが可能である。さらに本発明の教えは、将来発展する変調標準および動作帯域に適用されることが可能である。その結果、この詳細な記述は、発明を限定することを意味するものではなく、むしろ本発明の範囲は特許請求の範囲によって規定されるものである。
【図面の簡単な説明】
【００９６】
【図１】飽和および圧縮点、そして２次および３次の遮断点をプロットしているグラフである。
【図２】従来のデュアルコンバージョン受信機に関する高レベルブロック線図である。
【図３】従来のデュアルコンバージョン受信機に関するブロック線図である。
【図４】直接コンバージョン受信機に関する高レベルブロック線図である。
【図５】直接コンバージョン受信機に関するブロック線図である。
【図６】本発明の実施例に従って局部発振器周波数を発生するためのシステムに関するブロック線図である。
【図７】本発明の実施例に従って局部発振器周波数を発生するためのシステムに関するブロック線図である。
【図８】ゼロＩＦ送信機の実施例を示している。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数帯域直接変換無線通信デバイスにおいて、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するための方法であって、方法は、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）からＶＣＯ周波数を有している信号を受信し、
分周された周波数を有している信号を発生するために、数値ＮによってＶＣＯ周波数を分周し、そして
出力周波数を有している出力信号を生成するために、ＶＣＯ周波数を有している信号を分周された周波数を有している信号と混合する
ことを含む方法。
【請求項２】
出力周波数はＬＯ周波数である、請求項１の方法。
【請求項３】
さらに、第２の出力周波数を生成するために、数値Ｍによって出力周波数を分周することを含む、請求項１の方法。
【請求項４】
さらに、出力信号の位相をシフトすることを含む、請求項１の方法。
【請求項５】
ここで、制御信号が受信される場合は、ＶＣＯ周波数は数値Ｎによって分周される、請求項１の方法。
【請求項６】
ここで、デバイスは受信機を含む、請求項１の方法。
【請求項７】
ここで、出力周波数は、受信機のためのＬＯ周波数であり、さらに、送信機のためのＬＯ周波数を生成するために、出力信号をオフセット周波数を有している信号と混合することを含む、請求項６の方法。
【請求項８】
ここで、デバイスは送信機を含む、請求項１の方法。
【請求項９】
複数帯域直接変換無線通信デバイスにおいて、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するための方法であって、方法は、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）からＶＣＯ周波数を有している信号を受信し、
分周された周波数を有している信号を生成するために数値ＮによってＶＣＯ周波数を分周し、
さらに分周された周波数を有している第２の信号を生成するために、数値Ｍによって分周された信号を分周し、そして、
出力周波数を有している出力信号を生成するために、 ＶＣＯ周波数を有している信号を、さらに分周された周波数を有している第２の信号と混合する
ことを含む方法。
【請求項１０】
さらに、出力周波数を数値Ｐによって分周することを含む、請求項９の方法。
【請求項１１】
ＶＣＯは複数帯域ＶＣＯである、請求項９の方法。
【請求項１２】
複数帯域直接変換無線通信デバイスにおいて、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するための方法であって、方法は、
１個あるいはそれ以上の配列を有するように、なお各配列は、ＲＦ信号の少なくとも１個の周波数帯域と組み合わせられており、そして少なくとも１個のＲＦ信号の周波数帯域と組み合わせられている周波数の出力信号を生成しており、そしてＶＣＯ周波数をＶＣＯ周波数の分周された形態と混合するように、ＬＯ発振器を配列し、
ＲＦ信号の周波数帯域を選択し、そして
ＲＦ信号の選択された周波数帯域と組み合わせられた配列を選択する
ことを含む方法。
【請求項１３】
さらに、選択に基づいてＬＯ発振器を制御することを含む、請求項１２の方法。
【請求項１４】
複数帯域直接変換無線通信デバイスにおいて、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するためのシステムであって、システムは
電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、
入力および入力信号を分周することによって生成される出力を有している分周器と、なおその分周器入力はＶＣＯに動作的に結合されており、および
ＶＣＯに動作的に結合された第１のミクサ入力、分周器出力に動作的に結合された第２のミクサ入力、および出力を有しているミクサと
を含むシステム。
【請求項１５】
ここでミクサ出力はＬＯ周波数を与える、請求項１４のシステム。
【請求項１６】
ここでＶＣＯはデバイスを含むチップの外部にある、請求項１４のシステム。
【請求項１７】
ここでＶＣＯはシングルエンデッド出力を有している、請求項１６のシステム。
【請求項１８】
ここでＶＣＯはデバイスを含むチップ内に集積されている、請求項１４のシステム。
【請求項１９】
ここでＶＣＯはＲＦ信号の周波数以下で動作する、請求項１４のシステム。
【請求項２０】
ここでＶＣＯはＲＦ信号の周波数以上で動作する、請求項１４のシステム。
【請求項２１】
ここでＶＣＯは１６００および１７８８ＭＨｚ間の周波数で動作する、請求項１４のシステム。
【請求項２２】
ここでＶＣＯは位相ロックループ（ＰＬＬ）に動作的に結合され、さらに、ＧＰＳモードにあるときに受信された信号に対する第２のＰＬＬおよび第２のＶＣＯを含み、第２のＶＣＯは、受信されたＧＰＳ信号の周波数の２倍で動作している、請求項１４のシステム。
【請求項２３】
さらに、ブルートゥースモードにあるときに受信された信号に対する第３のＰＬＬおよび第３のＶＣＯを含む、請求項２２のシステム。
【請求項２４】
ここでミクサは単側波帯（ＳＳＢ）ミクサを含む請求項１４のシステム。
【請求項２５】
ここでＳＳＢミクサは低周波側ＳＳＢミクサである、請求項２４のシステム。
【請求項２６】
ここでＳＳＢミクサは高周波側ＳＳＢミクサである、請求項２４のシステム。
【請求項２７】
ここでミクサ出力は位相ロックループ（ＰＬＬ）に動作的に結合されており、ここでＰＬＬはデバイスを含むチップの内部にある、請求項１４のシステム。
【請求項２８】
ここで分周器入力はＶＣＯに選択的に結合されている、請求項１４のシステム。
【請求項２９】
ここでスイッチは、分周器入力をＶＣＯに選択的に結合する、請求項２８のシステム。
【請求項３０】
ここでスイッチはＲＦ信号の帯域に基づいて、スイッチ制御によって制御される、請求項２９のシステム。
【請求項３１】
ここで分周器入力はミクサ出力に選択的に結合される、請求項１４のシステム。
【請求項３２】
ここでミクサ出力はＶＣＯに選択的に結合される、請求項１４のシステム。
【請求項３３】
さらに、ミクサ出力と結合された入力を有している位相シフタを含む、なお位相シフタは直交信号を生成する出力を有している、請求項１４のシステム。
【請求項３４】
ここで位相シフタはアクティブ位相シフタを含む、請求項３３のシステム。
【請求項３５】
さらに、ミクサ出力に動作的に結合された入力および入力信号を分周することにより生成された出力を有している第２の分周器を含む、請求項１４のシステム。
【請求項３６】
ここで第２の分周器は２によって分周する、請求項３５のシステム。
【請求項３７】
ここで第２の分周器は第１の信号および第２の信号を出力し、第１の信号は、第２の信号の位相と９０度離れている、請求項３５のシステム。
【請求項３８】
ここで第１の信号はデバイス内のＩおよびＱミクサの一つを駆動する、請求項３７のシステム。
【請求項３９】
ここで
デバイスは受信機を含み、ここで
受信されたＲＦ信号の帯域は、米国ＰＣＳであり、そしてここで
ＶＣＯは１７１６ＭＨｚおよび１７６９ＭＨｚの周波数間で動作し、
分周器は８によって分周し、そして
ミクサは高周波側ＳＳＢミクサである、
請求項１４のシステム。
【請求項４０】
ここで
デバイスは受信機を含み、ここで
受信されたＲＦ信号の帯域はＩＭＴであり、そしてここで
ＶＣＯは１６８８ＭＨｚおよび１７３６ＭＨｚの周波数間で動作し
分周器は４によって分周し、そして
ミクサは、高周波側ＳＳＢミクサである
請求項１４のシステム。
【請求項４１】
ここでデバイスは無線通信トランシーバの中に含まれる、請求項１４のシステム。
【請求項４２】
ここでデバイスは送信機を含む、請求項１４のシステム。
【請求項４３】
ここで
送信されたＲＦ信号の帯域は米国ＰＣＳであり、そしてここで
ＶＣＯは１４８０ＭＨｚおよび１５２８ＭＨｚ間の周波数で動作し、
分周器は４によって分周し、そして
ミクサは高周波側ＳＳＢミクサである
請求項４２のシステム。
【請求項４４】
さらに、第１の送信周波数帯域内で動作するよう配列された第１の増幅器チェーンを含む、なお増幅器チェーンはアップコンバータに動作的に結合されている、請求項４２のシステム。
【請求項４５】
ここでデバイスは受信機を含み、そしてさらにミクサの第３の入力に結合されたオフセットＬＯを含む、ここでミクサ出力は送信機のためのＬＯ周波数を与える、請求項１４のシステム。
【請求項４６】
ここで第１のミクサ入力およびミクサ出力は差動である、請求項１４のシステム。
【請求項４７】
ここでデバイスは差動信号経路を組み込んだ受信機を含む、請求項１４のシステム。
【請求項４８】
複数帯域直接変換無線通信デバイスにおいて、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するためのシステムであって、システムは、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、
入力および入力信号を分周することによって生成された出力を有している第１の分周器と、なお第１の分周器の入力はＶＣＯに動作的に結合されており、
入力および入力信号を分周することによって生成された出力を有している第２の分周器と、なお第２の分周器の入力は第１の分周器の出力と動作的に結合されており、そして
第１の分周器の出力と動作的に結合された第１のミクサ入力、第２の分周器の出力と動作的に結合された第２のミクサ入力、および出力とを有しているミクサと
を含むシステム。
【請求項４９】
さらに、ミクサ出力と動作的に結合された第３の分周器を含む、請求項４８のシステム。
【請求項５０】
ここでＶＣＯは複数帯域ＶＣＯである、請求項４８のシステム。
【請求項５１】
複数帯域直接変換無線通信デバイスにおいて、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するためのシステムであって、システムは、
１個あるいはそれ以上の配列を有しているＬＯ発振器と、なお各配列はＲＦ信号の少なくとも１個の周波数帯域と組み合わせられており、そしてＲＦ信号の少なくとも１個の周波数帯域と組み合わせられた周波数の出力信号を生成しており、そしてＶＣＯ周波数をＶＣＯ周波数の分周された形態と混合するよう配列されたミクサと、そして
ＲＦ信号の選択された周波数帯域と組み合わせられた配列を選択するよう整列された配列選択機構と
を含むシステム。
【請求項５２】
ここでＬＯ発振器は配列選択機構に基づいて制御される、請求項５１のシステム。
【請求項１】
複数帯域直接変換無線通信デバイスにおいて、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するための方法であって、方法は、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）からＶＣＯ周波数を有している信号を受信し、
分周された周波数を有している信号を発生するために、数値ＮによってＶＣＯ周波数を分周し、そして
出力周波数を有している出力信号を生成するために、ＶＣＯ周波数を有している信号を分周された周波数を有している信号と混合する
ことを含む方法。
【請求項２】
出力周波数はＬＯ周波数である、請求項１の方法。
【請求項３】
さらに、第２の出力周波数を生成するために、数値Ｍによって出力周波数を分周することを含む、請求項１の方法。
【請求項４】
さらに、出力信号の位相をシフトすることを含む、請求項１の方法。
【請求項５】
ここで、制御信号が受信される場合は、ＶＣＯ周波数は数値Ｎによって分周される、請求項１の方法。
【請求項６】
ここで、デバイスは受信機を含む、請求項１の方法。
【請求項７】
ここで、出力周波数は、受信機のためのＬＯ周波数であり、さらに、送信機のためのＬＯ周波数を生成するために、出力信号をオフセット周波数を有している信号と混合することを含む、請求項６の方法。
【請求項８】
ここで、デバイスは送信機を含む、請求項１の方法。
【請求項９】
複数帯域直接変換無線通信デバイスにおいて、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するための方法であって、方法は、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）からＶＣＯ周波数を有している信号を受信し、
分周された周波数を有している信号を生成するために数値ＮによってＶＣＯ周波数を分周し、
さらに分周された周波数を有している第２の信号を生成するために、数値Ｍによって分周された信号を分周し、そして、
出力周波数を有している出力信号を生成するために、 ＶＣＯ周波数を有している信号を、さらに分周された周波数を有している第２の信号と混合する
ことを含む方法。
【請求項１０】
さらに、出力周波数を数値Ｐによって分周することを含む、請求項９の方法。
【請求項１１】
ＶＣＯは複数帯域ＶＣＯである、請求項９の方法。
【請求項１２】
複数帯域直接変換無線通信デバイスにおいて、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するための方法であって、方法は、
１個あるいはそれ以上の配列を有するように、なお各配列は、ＲＦ信号の少なくとも１個の周波数帯域と組み合わせられており、そして少なくとも１個のＲＦ信号の周波数帯域と組み合わせられている周波数の出力信号を生成しており、そしてＶＣＯ周波数をＶＣＯ周波数の分周された形態と混合するように、ＬＯ発振器を配列し、
ＲＦ信号の周波数帯域を選択し、そして
ＲＦ信号の選択された周波数帯域と組み合わせられた配列を選択する
ことを含む方法。
【請求項１３】
さらに、選択に基づいてＬＯ発振器を制御することを含む、請求項１２の方法。
【請求項１４】
複数帯域直接変換無線通信デバイスにおいて、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するためのシステムであって、システムは
電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、
入力および入力信号を分周することによって生成される出力を有している分周器と、なおその分周器入力はＶＣＯに動作的に結合されており、および
ＶＣＯに動作的に結合された第１のミクサ入力、分周器出力に動作的に結合された第２のミクサ入力、および出力を有しているミクサと
を含むシステム。
【請求項１５】
ここでミクサ出力はＬＯ周波数を与える、請求項１４のシステム。
【請求項１６】
ここでＶＣＯはデバイスを含むチップの外部にある、請求項１４のシステム。
【請求項１７】
ここでＶＣＯはシングルエンデッド出力を有している、請求項１６のシステム。
【請求項１８】
ここでＶＣＯはデバイスを含むチップ内に集積されている、請求項１４のシステム。
【請求項１９】
ここでＶＣＯはＲＦ信号の周波数以下で動作する、請求項１４のシステム。
【請求項２０】
ここでＶＣＯはＲＦ信号の周波数以上で動作する、請求項１４のシステム。
【請求項２１】
ここでＶＣＯは１６００および１７８８ＭＨｚ間の周波数で動作する、請求項１４のシステム。
【請求項２２】
ここでＶＣＯは位相ロックループ（ＰＬＬ）に動作的に結合され、さらに、ＧＰＳモードにあるときに受信された信号に対する第２のＰＬＬおよび第２のＶＣＯを含み、第２のＶＣＯは、受信されたＧＰＳ信号の周波数の２倍で動作している、請求項１４のシステム。
【請求項２３】
さらに、ブルートゥースモードにあるときに受信された信号に対する第３のＰＬＬおよび第３のＶＣＯを含む、請求項２２のシステム。
【請求項２４】
ここでミクサは単側波帯（ＳＳＢ）ミクサを含む請求項１４のシステム。
【請求項２５】
ここでＳＳＢミクサは低周波側ＳＳＢミクサである、請求項２４のシステム。
【請求項２６】
ここでＳＳＢミクサは高周波側ＳＳＢミクサである、請求項２４のシステム。
【請求項２７】
ここでミクサ出力は位相ロックループ（ＰＬＬ）に動作的に結合されており、ここでＰＬＬはデバイスを含むチップの内部にある、請求項１４のシステム。
【請求項２８】
ここで分周器入力はＶＣＯに選択的に結合されている、請求項１４のシステム。
【請求項２９】
ここでスイッチは、分周器入力をＶＣＯに選択的に結合する、請求項２８のシステム。
【請求項３０】
ここでスイッチはＲＦ信号の帯域に基づいて、スイッチ制御によって制御される、請求項２９のシステム。
【請求項３１】
ここで分周器入力はミクサ出力に選択的に結合される、請求項１４のシステム。
【請求項３２】
ここでミクサ出力はＶＣＯに選択的に結合される、請求項１４のシステム。
【請求項３３】
さらに、ミクサ出力と結合された入力を有している位相シフタを含む、なお位相シフタは直交信号を生成する出力を有している、請求項１４のシステム。
【請求項３４】
ここで位相シフタはアクティブ位相シフタを含む、請求項３３のシステム。
【請求項３５】
さらに、ミクサ出力に動作的に結合された入力および入力信号を分周することにより生成された出力を有している第２の分周器を含む、請求項１４のシステム。
【請求項３６】
ここで第２の分周器は２によって分周する、請求項３５のシステム。
【請求項３７】
ここで第２の分周器は第１の信号および第２の信号を出力し、第１の信号は、第２の信号の位相と９０度離れている、請求項３５のシステム。
【請求項３８】
ここで第１の信号はデバイス内のＩおよびＱミクサの一つを駆動する、請求項３７のシステム。
【請求項３９】
ここで
デバイスは受信機を含み、ここで
受信されたＲＦ信号の帯域は、米国ＰＣＳであり、そしてここで
ＶＣＯは１７１６ＭＨｚおよび１７６９ＭＨｚの周波数間で動作し、
分周器は８によって分周し、そして
ミクサは高周波側ＳＳＢミクサである、
請求項１４のシステム。
【請求項４０】
ここで
デバイスは受信機を含み、ここで
受信されたＲＦ信号の帯域はＩＭＴであり、そしてここで
ＶＣＯは１６８８ＭＨｚおよび１７３６ＭＨｚの周波数間で動作し
分周器は４によって分周し、そして
ミクサは、高周波側ＳＳＢミクサである
請求項１４のシステム。
【請求項４１】
ここでデバイスは無線通信トランシーバの中に含まれる、請求項１４のシステム。
【請求項４２】
ここでデバイスは送信機を含む、請求項１４のシステム。
【請求項４３】
ここで
送信されたＲＦ信号の帯域は米国ＰＣＳであり、そしてここで
ＶＣＯは１４８０ＭＨｚおよび１５２８ＭＨｚ間の周波数で動作し、
分周器は４によって分周し、そして
ミクサは高周波側ＳＳＢミクサである
請求項４２のシステム。
【請求項４４】
さらに、第１の送信周波数帯域内で動作するよう配列された第１の増幅器チェーンを含む、なお増幅器チェーンはアップコンバータに動作的に結合されている、請求項４２のシステム。
【請求項４５】
ここでデバイスは受信機を含み、そしてさらにミクサの第３の入力に結合されたオフセットＬＯを含む、ここでミクサ出力は送信機のためのＬＯ周波数を与える、請求項１４のシステム。
【請求項４６】
ここで第１のミクサ入力およびミクサ出力は差動である、請求項１４のシステム。
【請求項４７】
ここでデバイスは差動信号経路を組み込んだ受信機を含む、請求項１４のシステム。
【請求項４８】
複数帯域直接変換無線通信デバイスにおいて、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するためのシステムであって、システムは、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、
入力および入力信号を分周することによって生成された出力を有している第１の分周器と、なお第１の分周器の入力はＶＣＯに動作的に結合されており、
入力および入力信号を分周することによって生成された出力を有している第２の分周器と、なお第２の分周器の入力は第１の分周器の出力と動作的に結合されており、そして
第１の分周器の出力と動作的に結合された第１のミクサ入力、第２の分周器の出力と動作的に結合された第２のミクサ入力、および出力とを有しているミクサと
を含むシステム。
【請求項４９】
さらに、ミクサ出力と動作的に結合された第３の分周器を含む、請求項４８のシステム。
【請求項５０】
ここでＶＣＯは複数帯域ＶＣＯである、請求項４８のシステム。
【請求項５１】
複数帯域直接変換無線通信デバイスにおいて、局部発振器（ＬＯ）周波数を発生するためのシステムであって、システムは、
１個あるいはそれ以上の配列を有しているＬＯ発振器と、なお各配列はＲＦ信号の少なくとも１個の周波数帯域と組み合わせられており、そしてＲＦ信号の少なくとも１個の周波数帯域と組み合わせられた周波数の出力信号を生成しており、そしてＶＣＯ周波数をＶＣＯ周波数の分周された形態と混合するよう配列されたミクサと、そして
ＲＦ信号の選択された周波数帯域と組み合わせられた配列を選択するよう整列された配列選択機構と
を含むシステム。
【請求項５２】
ここでＬＯ発振器は配列選択機構に基づいて制御される、請求項５１のシステム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２００８−３０６７５９（Ｐ２００８−３０６７５９Ａ）
【公開日】平成２０年１２月１８日（２００８．１２．１８）
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願２００８−２０３３１８（Ｐ２００８−２０３３１８）
【出願日】平成２０年８月６日（２００８．８．６）
【分割の表示】特願２００２−５５７０３１（Ｐ２００２−５５７０３１）の分割
【原出願日】平成１４年１月１０日（２００２．１．１０）
【出願人】（５９５０２０６４３）クゥアルコム・インコーポレイテッド (7,166)
【氏名又は名称原語表記】ＱＵＡＬＣＯＭＭ ＩＮＣＯＲＰＯＲＡＴＥＤ
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１２月１８日（２００８．１２．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２０３３１８（Ｐ２００８−２０３３１８）
【出願日】平成２０年８月６日（２００８．８．６）
【分割の表示】特願２００２−５５７０３１（Ｐ２００２−５５７０３１）の分割
【原出願日】平成１４年１月１０日（２００２．１．１０）
【出願人】（５９５０２０６４３）クゥアルコム・インコーポレイテッド (7,166)
【氏名又は名称原語表記】ＱＵＡＬＣＯＭＭ ＩＮＣＯＲＰＯＲＡＴＥＤ
【Ｆターム（参考）】
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