インダクタンス可変型共振回路及びそれを用いた放送用受信機。
【課題】 インダクタンス可変型共振回路を実現する手段を提供し、主に車載用放送受信機の感度の向上及び妨害波除去能力の向上を解決する為の手段を提供する。
【解決手段】 増幅器と誘導性素子を組み合わせ、増幅器の利得を＋１未満の範囲で電子的に可変することによって、誘導性素子のインダクタンスを可変するＬＣ共振回路を提供し、そのＬＣ共振回路を、アンテナ容量が存在しても所望の周波数帯域を可変することが可能な同調回路及び局部信号発生器の発振器として利用することによって解決する。
【解決手段】 増幅器と誘導性素子を組み合わせ、増幅器の利得を＋１未満の範囲で電子的に可変することによって、誘導性素子のインダクタンスを可変するＬＣ共振回路を提供し、そのＬＣ共振回路を、アンテナ容量が存在しても所望の周波数帯域を可変することが可能な同調回路及び局部信号発生器の発振器として利用することによって解決する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放送用受信機で、小型、高感度、高選択度を実現させるために障害になっていた要素技術で、低電圧で広範囲に可変できるＬＣ共振回路とそれを用いた放送用受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車載用ＡＭ放送受信機で最も障害になっていたものは、車載用アンテナ特有の条件の為に、受信機のアンテナ入力段に受信周波数に応じて可変する同調回路を設けることが出来ないことであった。
【０００３】
さらに、ＬＷからＳＷ帯をカバーする広帯域放送用受信機においては、アンテナ入力段ばかりでなく、ＲＦ段にも同調回路も設けることが出来ないことであった。
【０００４】
従来の技術では、ＬＣ共振回路は固定インダクタンスと可変容量ダイオードで構成されていた。可変容量ダイオードの容量可変範囲は０〜８Ｖの電圧で５００ｐＦから２５ｐＦの２０倍の範囲であり、これを周波数可変範囲に換算すると約４．５倍になる。この変化率であれば少なくてもＡＭ受信機の周波数である５２２ＫＨｚから１，７１０ＫＨｚには十分に対応できるものであった。
【０００５】
しかし、車載用アンテナは受信周波数の波長に比べて極めて短いエレメントである為に高インピーダンスであり、それを１ｍの同軸ケーブルを介して受信機に接続される仕様になっていることから図１の等価回路になる。
【０００６】
図１において、１はアンテナ起電力、２はアンテナ信号源抵抗として７５Ω、３はアンテナ容量１５ｐＦ、４はケーブル容量６５ｐＦである。ラジオ受信機と車載用ラジオアンテナとの互換性を持たせる為に、国内外の業界で取り決められた規格である。
【０００７】
これは、受信機のフロントエンドの同調回路から見ると、アンテナ容量１５ｐＦとケーブル容量６５ｐＦの合計８０ｐＦが付加していることになり、等価的に可変容量の範囲は１０５ｐＦから５８０ｐＦになって、２０倍からわずか５倍の範囲に減ることになる。
【０００８】
これを周波数の可変範囲に換算すると実質的に約２．３倍に圧縮されてしまい、アンテナ段の同調回路はＡＭ受信機の周波数にも対応出来なかった。
【０００９】
この問題を解決する為に、図２に示すように複数のコイルを設け、受信周波数に応じてこれらのコイルを切り替え、周波数可変範囲を広げる方法を用いていた。
【００１０】
図２において、１と２はコイル、３は可変容量ダイオード、４はスイッチ、５はスイッチの制御信号、６はバッファー抵抗、７はＰＬＬシンセサイザーからの周波数制御電圧である。
【００１１】
コイル切替え方式は、例えばフロントエンドに３個の同調回路を有し、局部信号発生器に１個の発振回路を有していて、それぞれ２個のコイルを切換えながら周波数対応するとすれば、合計で８個も必要であり、必然的に大型化してしまった。
【００１２】
しかし、車にカセット、ＣＤ、ＭＤ、カーナビゲーションなど様々なオプションが搭載される時代になると、受信機も小型化を要求され、コイル切り替え方式は時代に合わない方法として実用化されなくなってきた。
【００１３】
その結果、受信機にとって最も基本的なことであるアンテナ段の同調回路を放棄し、アンテナからの受信信号をただ単に高インピーダンスＲＦアンプで受けるという形にならざるを得なかった。その結果、受信機にとって最も重要な性能である高感度で、高い妨害波除去能力を犠牲にしていた。
【００１４】
従来の典型的な車載用ＡＭ放送受信機のフロントエンドを図３に示す。１は図１に示す車載用アンテナの等価回路、２はＲＦアンプ、３と４は同調回路、５はＲＦミキサー、６は局部信号発生器、７は中間周波数信号出力、８はＰＬＬシンセサイザーから供給される可変容量ダイオードの同調電圧、９は固定チョークコイルで、アンテナ容量１５ｐＦとケーブル容量６５ｐＦの合計８０ｐＦとでおよそ３００ＫＨｚ付近に共振点を有し、高圧送電線から受ける５０、６０Ｈｚの電源ハムを減衰させる目的で挿入されている。
【００１５】
このように、従来の車載用ＡＭ放送受信機では周波数可変型同調回路はＲＦアンプの後段にはあるが、前段には全く無い。従ってアンテナ段は、図４に示すように、妨害波に対して全く無防備な特性となっており、これが重大な欠点になっている。
【００１６】
アンテナ段に受信周波数に応じて可変する同調回路が無い為に起きる損失は、１５ｐＦと６５ｐＦの容量分割によって失われる１４．５ｄＢの損失の他に、同調回路のＱによって得られる通常の利得に対し、合計で２０ｄＢ以上もの大きな値になる。
【００１７】
アンテナ段での高い妨害波除去能力を持つことを放棄した従来の受信機は、強い妨害波が存在するとＲＦアンプの過負荷による混信を起こす。それを避ける為にＡＧＣ回路でアンテナ段を強く減衰し、その結果希望波も同時に減衰するといういわゆる感度抑圧を起こす受信機になっていた。
【００１８】
また、近年欧州向けの車載用放送受信機は、ＭＷ帯のＡＭ放送だけではなくＬＷ帯からＳＷ帯までの広帯域放送受信が主流になってきている。
【００１９】
しかし、ＬＷ帯からＳＷ帯までの広帯域放送受信機は受信周波数範囲が１５０ＫＨｚから２２ＭＨｚまであり、周波数比で１５０倍近くあるので、これを可変容量比で換算すると２万倍以上になり、とても可変容量ダイオードで同調回路及び発振回路を実現することは不可能であった。
【００２０】
従って、ＬＷ帯からＳＷ帯までの広帯域放送受信機ではアンテナ段のみならずＲＦ段にも同調回路を設けることが出来ない放送受信機になっていた。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
本発明は、アンテナ段やＲＦ段に高選択度を持った同調回路を有し、高感度で高い妨害波除去能力を持った放送用受信機を実現する手段を提供し、従来の受信機が持つ欠点を解決するものである。
【００２２】
請求項１記載の発明は、電子的に利得を可変できる増幅器とコイル及びコンデンサーを組み合わせ、増幅器の電圧利得を＋１未満の範囲で可変することにより、低電圧で広帯域に可変可能なインダクタンス可変型共振回路を提供することにある。
【００２３】
請求項２記載の発明は、前記請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を放送用受信機のフロントエンドに利用して高感度で高い妨害波除去能力を有する受信機を実現する手段を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路について、その原理を図５に示す回路図で説明する。
【００２５】
図５において、１はインダクタンスがＬのコイル、２はキャパシタンスがＣのコンデンサー、３は入力インピーダンスが十分に高く、出力インピーダンスが十分に低い、且つ電子的に電圧利得Ｇが＋１未満の範囲で可変できる増幅器、４はＰＬＬシンセサイザーからの周波数制御信号である。
【００２６】
ここで、増幅器の入力インピーダンスは無限大で、出力インピーダンスは零とすれば、図５の回路は図６の回路と等価になる。本発明の基本となるインダクタンス可変型共振回路の原理を図５及び図６に基づいて説明する。
【００２７】
コンデンサーＣに流れる電流は
【数１】
であり、コイルＬに流れる電流は
【数２】
となる。
【００２８】
従って、並列共振回路のアドミタンスは次式で表される。
【数３】
ここで
【数４】
である。
【００２９】
数式３から明らかなように、図６に示す回路は図７と等価な並列共振回路であることが証明される。図７において、１はインダクタンスが数式４に示されるＬ′のコイルで、２は図５の２と同じキャパシタンスのコンデンサーである。
【００３０】
また、外部負荷又は利得可変アンプの入力インピーダンスが有限である場合の等価回路を図８に示す。実際はこの場合になる。図８において、１はインダクタンスがＬ′のコイル、２はキャパシタンスがＣのコンデンサー、３は抵抗値がＲの抵抗である。
【００３１】
固定インダクタンスＬと固定キャパシタンスＣで共振する角周波数をω０とすれば、インダクタンス可変型共振回路の共振角周波数ωｒは
【数５】
【数６】
で与えられ、増幅器の利得を＋１未満の範囲で可変することによってω０中心にして、無限小から無限大の角周波数まで可変できる。
【００３２】
請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路は、増幅器を含む帰還回路を形成する。帰還回路は帰還路の位相対振幅特性が不適切であれば不安定で発振する。しかし、本発明のインダクタンス可変型共振回路は安定な帰還回路であることを、ナイキストの判定法で証明する。
【００３３】
図９において、１はインダクタンスがＬのコイル、２はキャパシタンスがＣのコンデンサー、３は抵抗値がＲの負荷抵抗、４は利得Ｇが＋１未満の利得可変増幅器である。帰還路の伝達関数β及びループ利得Ｇ・βは次式で表される。
【数７】
【数８】
ここで、ループ利得Ｇ・βのナイキスト軌跡を求めると図１０になる。このナイキスト軌跡は、増幅器の利得Ｇが＋１未満であるから点（１，ｊ０）を内側に囲まない。従って、このインダクタンス可変型共振回路は安定である。
【００３４】
これは極めて重要な発見で、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路が、帰還利得が＋１を越えるにもかかわらず安定な系であることが証明された。
【００３５】
しかも、このインダクタンス可変型共振回路は、低電圧でも広帯域に周波数を可変することが可能である。これを、
０≦Ｇ＜＋１
の範囲で増幅器の利得を容易に可変できる図１１の実施例を使って説明する。
【００３６】
図１１において、１はインダクタンスがＬのコイル、２はキャパシタンスがＣのコンデンサー、３は入力インピーダンスが十分に高く、出力インピーダンスが十分に低く、利得を０から＋１未満の範囲で可変できる増幅器、３０は３１のトランジスターと組み合わせて利得が＋１の前置増幅器、３２は３３のトランジスターと組み合わせて利得が＋１の後置増幅器、３４、３５及び３６は定電流源、３７及び３８はカレントミラー回路、３９及び４０は差動回路、４１は定電圧源、４２及び４３は増幅器３の最大利得を決める抵抗、４４は後置増幅器のベース電流による直流オフセットを補償する抵抗、４５は増幅器３の利得制御信号入力端子である。
【００３７】
図１１において、トランジスターの電流増幅率は十分大きく、抵抗４２、４３は同じ抵抗値Ｒであるとすれば、端子４５に入力される制御信号により増幅器の利得を０から＋１まで可変することができ、共振周波数をω０から無限小の角周波数まで可変できることを以下に数式で証明する。
【００３８】
前置増幅器３０の＋端子の信号はトランジスター３１のエミッターに現れるから、４２と４３の抵抗値をＲとすれば、３１のトランジスターのコレクターに流れる信号電流は
【数９】
となる。
【００３９】
この信号電流はカレントミラー回路３７を経て差動回路３９によってｉ１とｉ２に分流する。即ち
【数１０】
【数１１】
である。ここで
【数１２】
であり、Ｖｉｄは利得制御電圧、ＶＴはデバイスのサーマル電圧で通常２６ｍＶである。
【００４０】
従ってｉ１をｉ０で表すと
【数１３】
であるから、利得Ｇは
【数１４】
となって、数式５から共振角周波数は
【数１５】
となる。
【００４１】
これを計算したものを図１２に示す。この計算範囲では
【数１６】
となって、ＬＷ帯の１５０ｋＨｚからＳＷ帯の４．８ＭＨｚまで可変可能である。
【００４２】
さらに範囲を広げて
【数１７】
で変化率を計算してみると
【数１８】
となり、ＬＷ帯の１５０ＫＨｚからＳＷ帯の２２．２ＭＨｚまで制御電圧が±２６０ｍＶの範囲で可変できることになる。
【００４３】
これは非常に注目すべきことで、本発明のインダクタンス可変型共振回路は、低電圧でも従来の可変容量ダイオードを利用した共振回路より可変範囲がはるかに広く取れること発見したものである。
【００４４】
また本発明は、これを利用すれば、今まで同調回路を設けることが出来なかったＬＷ帯からＳＷ帯に至る広帯域放送受信機にも同調回路を設けることが可能で、高感度で妨害波除去能力を有する放送用受信機を実現することが出来ることを発見したものである。
【００４５】
また、同調回路はフルタップ又は二次結合を要求されることがある。図１３にフルタップ結合、図１４に二次結合の実施例を示す。インダクタンス可変型共振器は利得可変増幅器の後置増幅器の出力からバイアス電圧を供給することが可能であるから、そのままトランジスターのコレクターに接続することができる。
【００４６】
インダクタンス可変型共振回路に使用する利得可変増幅器については、その入力インピーダンスがコンデンサーのインピーダンスと比べて十分に高くない場合は、抵抗がコンデンサーと並列に接続された状態と等価になり、また出力インピーダンスがコイルのインピーダンスに比べて十分に低くない場合は、コイルと直列に抵抗が接続された状態と等価になり、共振回路の無負荷Ｑがダンプされて感度向上、妨害波除去能力向上の障害になる。従って負帰還増幅器などを用いることが望ましい。
【００４７】
この共振回路に使用する利得可変増幅器の直線性が悪い場合、過負荷受信入力があると同調回路で変調歪を発生する。従って、直線性の良い利得可変増幅器を使うことが必要である。図１１に示す実施例では、演算増幅器を含めた帰還型の利得可変回路を使用しているので直線性に優れている。
【００４８】
請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を発振回路に利用した実施例を図１５に示す。図１５において、１は図１１の実施例に示す請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路、２は差動増幅器である。
【００４９】
また、利得可変増幅器の前置増幅器はＡＧＣ利得制御付きＲＦアンプとしても兼用出来る利点がある。図１６にその実施例を示す。１はコイル、２はコンデンサー、３は図１１に示すものと同じ利得可変増幅器、３０は利得制御信号入力端子、４はＡＧＣ利得制御付ＲＦアンプ、４０はトランジスター、４１はＡＧＣ信号によって利得制御を行う差動回路、４２はＡＧＣ利得制御電圧の入力端子、４３はコレクター出力端子である。
【００５０】
さらに利得可変増幅器の前置増幅器は、ＲＦミキサーとして兼用することが出来る利点がある。図１７にその実施例を示す。１はコイル、２はコンデンサー、３は図１１に示すものと同じ利得可変増幅器、３０は利得制御信号入力端子、４はＲＦミキサー、４０はトランジスター、４１は局部発生信号によってスイッチング動作する差動回路、４２はＩＦ同調回路、４３はＩＦ出力端子である。
【００５１】
図１６及び図１７の実施例においては、トランジスター４０が前置増幅器の出力に並列接続される為、抵抗値はＲ／２となる。
【００５２】
請求項２記載の放送用受信機は、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路をフロントエンドの同調回路及び局部信号発生器の発振回路に利用したもので、従来の放送用受信機の持つ欠点を根本的に解決出来るものである。
【００５３】
図１８は従来の車載用ＡＭ放送受信機を示す図で、１は図１に示すものと同じアンテナ等価回路、３はＲＦアンプ、４、６は可変容量ダイオードを用いた同調回路、７はＲＦミキサー、８は中間周波数のセラミックフィルター、９はＩＦアンプ、１０は検波器、１１はオーディオアンプ、１２はスピーカー、１３はＡＧＣ用制御信号発生器、１４はＡＧＣ信号、１５は局部信号発生器、１６はＰＬＬシンセサイザー、１７は基準信号を発生する水晶発振器、１８はフロントエンドの同調回路及び局部信号発生器の発振回路に用いる可変容量ダイオードの制御電圧、１９は高圧送電線の電源ハムを減衰させるチョークコイルである。
【００５４】
従来の車載用ＡＭ受信機ではＲＦ段に同調回路を設けることは出来るが、アンテナ段には周波数可変型同調回路を設けることは出来ない。
【００５５】
図１９は従来のＬＷ帯からＳＷ帯までの広帯域放送用受信機を示す図で、１は図１に示すものと同じアンテナ等価回路、３はＲＦアンプ、４はＬＰＦ、５は第一中間周波数に変換するＲＦミキサー、６は第一中間周波数の水晶フィルター、７は第二中間周波数に変換するＲＦミキサー、８は第二中間周波数のセラミックフィルター、９はＩＦアンプ、１０は検波器、１１はオーディオアンプ、１２はスピーカー、１３はＡＧＣ用制御信号発生器、１４はＡＧＣ信号、１５は第一局部信号発生器、１６はＰＬＬシンセサイザー、１７は基準信号を発生する水晶発振器、１９は高圧送電線の電源ハムを減衰させるチョークコイル、２０第二局部信号発生器である。
【００５６】
通常第一中間周波数としては１０．７ＭＨｚが用いられ、第二中間周波数としてはＡＭ放送受信機と同様に４５０ＫＨｚが用いられるので、２０の第二局部信号発生器としては１０．２５ＭＨｚが選ばれる。
【００５７】
従来のＬＷ帯からＳＷ帯までの広帯域放送用受信機では、可変容量ダイオードに制限されて、アンテナ段のみならずＲＦ段にも同調回路を設けることが出来なかった。
【００５８】
図２０は請求項２記載のＬＷ帯からＳＷ帯までの広帯域放送用受信機の実施例を示す図で、１は図１に示すものと同じアンテナ等価回路、２、４及び６は請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた同調回路、３、５はＲＦアンプ、７はＲＦミキサー、８は中間周波数のセラミックフィルター、９はＩＦアンプ、１０は検波器、１１はオーディオアンプ、１２はスピーカー、１３はＡＧＣ用制御信号発生器、１４はＡＧＣ信号、１５は請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた局部信号発生器、１６はＰＬＬシンセサイザー、１７は基準信号を発生する水晶発振器、１８はフロントエンドの同調回路及び局部信号発生器の発振回路に用いる利得可変増幅器の制御電圧である。
【００５９】
本実施例では、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を利用することによってアンテナ段やＲＦ段にも同調回路を設けることが可能である。
【発明の効果】
【００６０】
昔の機械式μ同調方式時代には、アンテナ段に同調回路を設けることが出来たので受信機の感度は良好であった。しかし、可変容量ダイオードによる電子同調方式に変わった時からアンテナ段に同調回路を設けることが出来なくなり、受信機の感度は劣化せざるを得なかった。
【００６１】
請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路はこの問題を解決し、再びアンテナ段に同調回路を設けることが出来るので、全ての周波数で約２０ｄＢ以上の感度向上が期待できる。
【００６２】
アンテナ入力段に同調回路を持つことにより希望波と非希望波を分離でき、アンテナ段の過負荷による混信を避けることが出来る。さらに、従来必要であった図３における９の高圧送電線の電源ハムを減衰させるチョークコイルも不要になる。
【００６３】
従来のコンデンサーのキャパシタンスを可変する並列共振を利用した同調回路は、バンド幅が、周波数の高い範囲では広くなり、低い範囲では狭くなるという周波数特性を持つ欠点があったが、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を利用した同調回路は、バンド幅が一定で変化するという長所を持っている。以下にそれを数式で証明する。
【００６４】
図８において、同調回路の良さをＱ、−３ｄＢの角周波数バンド幅をＢＷ、同調角周波数をωＴとすると
【数１９】
であるから
【数２０】
となる。
【００６５】
数式２０で示すように、従来の可変キャパシタンスと固定インダクタンスを組み合わせた並列共振の同調回路ではバンド幅は同調角周波数の二乗に比例して大きく変化するが、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた同調回路はＣ、Ｒで固定され、バンド幅が同調角周波数に無関係に一定となる。
【００６６】
これは放送用受信機にとって極めて重要な要素である。何故ならば、どの放送周波数を受信しても妨害波排除能力は変わらないからである。
【００６７】
世界の大都市におけるＡＭ放送の周波数配置と送信電力の関係を見ると、放送周波数が低い放送局は送信電力が大きく、放送周波数が高い放送局は送信電力が小さい。
【００６８】
ところが、従来のコンデンサー可変型の同調回路のバンド幅は高い周波数帯で広くなるので、高い周波数の放送波を受信する場合、低い周波数の大電力送信局の放送波を十分に排除出来ない。
【００６９】
請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を用いたアンテナ段の同調回路はその点で極めて効果的に機能する。
【００７０】
従来は、ＲＦアンプとして直線性の良いＦＥＴを別途必要であったが、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の前置増幅器を共用したＡＧＣ利得制御回路付きアンプは負帰還によって直線性に優れ、複数の強い妨害波に対して変調歪を起こし難い増幅器になっている。
【００７１】
ＲＦミキサーについても、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の前置増幅器を共用した負帰還型ＲＦミキサーは直線性に優れ、複数の強い妨害波に対して変調歪を起こすことは無い。
【００７２】
請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を利用すれば、集積回路の中の利得可変増幅器で周波数可変型同調回路を構成することが出来るので、従来必要であった可変容量ダイオードが不要になり、ＲＦアンプも別途ＦＥＴを使う必要がなく、さらに高圧送電線の電源ハムを減衰させるチョークコイルも不要になるなど、大幅なコストダウンが期待できる。
【実施例】
【００７３】
図１１に、利得が０から＋１未満まで可変できる増幅器を用いた請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の実施例を示す。
【００７４】
図１３に、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた同調回路のフルタップ結合の実施例を示す。
【００７５】
図１４に、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた同調回路の二次結合の実施例を示す。
【００７６】
図１５に、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた局部信号発生器の発振回路の実施例を示す。
【００７７】
図２０に、請求項２記載の放送用受信機の実施例を示す。
【産業上の利用可能性】
【００７８】
本発明は、特に車載用放送受信機に利用可能性が極めて高いもので、従来の受信機が持つアンテナ段の欠点を根本的に解決するものである。
【００７９】
また、家庭用及び携帯用放送受信機においても本発明は利用可能なものである。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】 車載用アンテナの等価回路を示す図
【図２】 従来のコイル切替え方式を示す図
【図３】 従来の代表的な車載用ＡＭ放送受信機のフロントエンドを示す図
【図４】 従来の代表的なアンテナ段の特性を示す図
【図５】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の基本原理を示す図
【図６】 図５に示す回路の等価回路図
【図７】 図６に示す回路の等価回路図
【図８】 図７に示す共振回路に外部負荷が加わった図
【図９】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の帰還路を示す図
【図１０】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路のナイキスト軌跡図
【図１１】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路に使用する利得が０から＋１未満の範囲で可変可能な増幅器の実施例を示す図
【図１２】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の周波数可変範囲の一例を示す図
【図１３】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を利用した同調回路のフルタップ結合の実施例を示す図
【図１４】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を利用した同調回路の二次結合の実施例を示す図
【図１５】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を利用した発振回路を示す図
【図１６】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の利得可変増幅器の前置増幅器をＡＧＣ利得制御付きＲＦアンプと兼用する実施例を示す図
【図１７】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の利得可変増幅器の前置増幅器をＲＦミキサーと兼用する実施例を示す図
【図１８】 従来の代表的な車載用ＡＭ放送受信機を示す図
【図１９】 従来の代表的なＬＷ帯からＳＷ帯までの広帯域放送用受信機を示す図
【図２０】 請求項２記載の車載用放送受信機の実施例を示す図。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放送用受信機で、小型、高感度、高選択度を実現させるために障害になっていた要素技術で、低電圧で広範囲に可変できるＬＣ共振回路とそれを用いた放送用受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車載用ＡＭ放送受信機で最も障害になっていたものは、車載用アンテナ特有の条件の為に、受信機のアンテナ入力段に受信周波数に応じて可変する同調回路を設けることが出来ないことであった。
【０００３】
さらに、ＬＷからＳＷ帯をカバーする広帯域放送用受信機においては、アンテナ入力段ばかりでなく、ＲＦ段にも同調回路も設けることが出来ないことであった。
【０００４】
従来の技術では、ＬＣ共振回路は固定インダクタンスと可変容量ダイオードで構成されていた。可変容量ダイオードの容量可変範囲は０〜８Ｖの電圧で５００ｐＦから２５ｐＦの２０倍の範囲であり、これを周波数可変範囲に換算すると約４．５倍になる。この変化率であれば少なくてもＡＭ受信機の周波数である５２２ＫＨｚから１，７１０ＫＨｚには十分に対応できるものであった。
【０００５】
しかし、車載用アンテナは受信周波数の波長に比べて極めて短いエレメントである為に高インピーダンスであり、それを１ｍの同軸ケーブルを介して受信機に接続される仕様になっていることから図１の等価回路になる。
【０００６】
図１において、１はアンテナ起電力、２はアンテナ信号源抵抗として７５Ω、３はアンテナ容量１５ｐＦ、４はケーブル容量６５ｐＦである。ラジオ受信機と車載用ラジオアンテナとの互換性を持たせる為に、国内外の業界で取り決められた規格である。
【０００７】
これは、受信機のフロントエンドの同調回路から見ると、アンテナ容量１５ｐＦとケーブル容量６５ｐＦの合計８０ｐＦが付加していることになり、等価的に可変容量の範囲は１０５ｐＦから５８０ｐＦになって、２０倍からわずか５倍の範囲に減ることになる。
【０００８】
これを周波数の可変範囲に換算すると実質的に約２．３倍に圧縮されてしまい、アンテナ段の同調回路はＡＭ受信機の周波数にも対応出来なかった。
【０００９】
この問題を解決する為に、図２に示すように複数のコイルを設け、受信周波数に応じてこれらのコイルを切り替え、周波数可変範囲を広げる方法を用いていた。
【００１０】
図２において、１と２はコイル、３は可変容量ダイオード、４はスイッチ、５はスイッチの制御信号、６はバッファー抵抗、７はＰＬＬシンセサイザーからの周波数制御電圧である。
【００１１】
コイル切替え方式は、例えばフロントエンドに３個の同調回路を有し、局部信号発生器に１個の発振回路を有していて、それぞれ２個のコイルを切換えながら周波数対応するとすれば、合計で８個も必要であり、必然的に大型化してしまった。
【００１２】
しかし、車にカセット、ＣＤ、ＭＤ、カーナビゲーションなど様々なオプションが搭載される時代になると、受信機も小型化を要求され、コイル切り替え方式は時代に合わない方法として実用化されなくなってきた。
【００１３】
その結果、受信機にとって最も基本的なことであるアンテナ段の同調回路を放棄し、アンテナからの受信信号をただ単に高インピーダンスＲＦアンプで受けるという形にならざるを得なかった。その結果、受信機にとって最も重要な性能である高感度で、高い妨害波除去能力を犠牲にしていた。
【００１４】
従来の典型的な車載用ＡＭ放送受信機のフロントエンドを図３に示す。１は図１に示す車載用アンテナの等価回路、２はＲＦアンプ、３と４は同調回路、５はＲＦミキサー、６は局部信号発生器、７は中間周波数信号出力、８はＰＬＬシンセサイザーから供給される可変容量ダイオードの同調電圧、９は固定チョークコイルで、アンテナ容量１５ｐＦとケーブル容量６５ｐＦの合計８０ｐＦとでおよそ３００ＫＨｚ付近に共振点を有し、高圧送電線から受ける５０、６０Ｈｚの電源ハムを減衰させる目的で挿入されている。
【００１５】
このように、従来の車載用ＡＭ放送受信機では周波数可変型同調回路はＲＦアンプの後段にはあるが、前段には全く無い。従ってアンテナ段は、図４に示すように、妨害波に対して全く無防備な特性となっており、これが重大な欠点になっている。
【００１６】
アンテナ段に受信周波数に応じて可変する同調回路が無い為に起きる損失は、１５ｐＦと６５ｐＦの容量分割によって失われる１４．５ｄＢの損失の他に、同調回路のＱによって得られる通常の利得に対し、合計で２０ｄＢ以上もの大きな値になる。
【００１７】
アンテナ段での高い妨害波除去能力を持つことを放棄した従来の受信機は、強い妨害波が存在するとＲＦアンプの過負荷による混信を起こす。それを避ける為にＡＧＣ回路でアンテナ段を強く減衰し、その結果希望波も同時に減衰するといういわゆる感度抑圧を起こす受信機になっていた。
【００１８】
また、近年欧州向けの車載用放送受信機は、ＭＷ帯のＡＭ放送だけではなくＬＷ帯からＳＷ帯までの広帯域放送受信が主流になってきている。
【００１９】
しかし、ＬＷ帯からＳＷ帯までの広帯域放送受信機は受信周波数範囲が１５０ＫＨｚから２２ＭＨｚまであり、周波数比で１５０倍近くあるので、これを可変容量比で換算すると２万倍以上になり、とても可変容量ダイオードで同調回路及び発振回路を実現することは不可能であった。
【００２０】
従って、ＬＷ帯からＳＷ帯までの広帯域放送受信機ではアンテナ段のみならずＲＦ段にも同調回路を設けることが出来ない放送受信機になっていた。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
本発明は、アンテナ段やＲＦ段に高選択度を持った同調回路を有し、高感度で高い妨害波除去能力を持った放送用受信機を実現する手段を提供し、従来の受信機が持つ欠点を解決するものである。
【００２２】
請求項１記載の発明は、電子的に利得を可変できる増幅器とコイル及びコンデンサーを組み合わせ、増幅器の電圧利得を＋１未満の範囲で可変することにより、低電圧で広帯域に可変可能なインダクタンス可変型共振回路を提供することにある。
【００２３】
請求項２記載の発明は、前記請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を放送用受信機のフロントエンドに利用して高感度で高い妨害波除去能力を有する受信機を実現する手段を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路について、その原理を図５に示す回路図で説明する。
【００２５】
図５において、１はインダクタンスがＬのコイル、２はキャパシタンスがＣのコンデンサー、３は入力インピーダンスが十分に高く、出力インピーダンスが十分に低い、且つ電子的に電圧利得Ｇが＋１未満の範囲で可変できる増幅器、４はＰＬＬシンセサイザーからの周波数制御信号である。
【００２６】
ここで、増幅器の入力インピーダンスは無限大で、出力インピーダンスは零とすれば、図５の回路は図６の回路と等価になる。本発明の基本となるインダクタンス可変型共振回路の原理を図５及び図６に基づいて説明する。
【００２７】
コンデンサーＣに流れる電流は
【数１】
であり、コイルＬに流れる電流は
【数２】
となる。
【００２８】
従って、並列共振回路のアドミタンスは次式で表される。
【数３】
ここで
【数４】
である。
【００２９】
数式３から明らかなように、図６に示す回路は図７と等価な並列共振回路であることが証明される。図７において、１はインダクタンスが数式４に示されるＬ′のコイルで、２は図５の２と同じキャパシタンスのコンデンサーである。
【００３０】
また、外部負荷又は利得可変アンプの入力インピーダンスが有限である場合の等価回路を図８に示す。実際はこの場合になる。図８において、１はインダクタンスがＬ′のコイル、２はキャパシタンスがＣのコンデンサー、３は抵抗値がＲの抵抗である。
【００３１】
固定インダクタンスＬと固定キャパシタンスＣで共振する角周波数をω０とすれば、インダクタンス可変型共振回路の共振角周波数ωｒは
【数５】
【数６】
で与えられ、増幅器の利得を＋１未満の範囲で可変することによってω０中心にして、無限小から無限大の角周波数まで可変できる。
【００３２】
請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路は、増幅器を含む帰還回路を形成する。帰還回路は帰還路の位相対振幅特性が不適切であれば不安定で発振する。しかし、本発明のインダクタンス可変型共振回路は安定な帰還回路であることを、ナイキストの判定法で証明する。
【００３３】
図９において、１はインダクタンスがＬのコイル、２はキャパシタンスがＣのコンデンサー、３は抵抗値がＲの負荷抵抗、４は利得Ｇが＋１未満の利得可変増幅器である。帰還路の伝達関数β及びループ利得Ｇ・βは次式で表される。
【数７】
【数８】
ここで、ループ利得Ｇ・βのナイキスト軌跡を求めると図１０になる。このナイキスト軌跡は、増幅器の利得Ｇが＋１未満であるから点（１，ｊ０）を内側に囲まない。従って、このインダクタンス可変型共振回路は安定である。
【００３４】
これは極めて重要な発見で、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路が、帰還利得が＋１を越えるにもかかわらず安定な系であることが証明された。
【００３５】
しかも、このインダクタンス可変型共振回路は、低電圧でも広帯域に周波数を可変することが可能である。これを、
０≦Ｇ＜＋１
の範囲で増幅器の利得を容易に可変できる図１１の実施例を使って説明する。
【００３６】
図１１において、１はインダクタンスがＬのコイル、２はキャパシタンスがＣのコンデンサー、３は入力インピーダンスが十分に高く、出力インピーダンスが十分に低く、利得を０から＋１未満の範囲で可変できる増幅器、３０は３１のトランジスターと組み合わせて利得が＋１の前置増幅器、３２は３３のトランジスターと組み合わせて利得が＋１の後置増幅器、３４、３５及び３６は定電流源、３７及び３８はカレントミラー回路、３９及び４０は差動回路、４１は定電圧源、４２及び４３は増幅器３の最大利得を決める抵抗、４４は後置増幅器のベース電流による直流オフセットを補償する抵抗、４５は増幅器３の利得制御信号入力端子である。
【００３７】
図１１において、トランジスターの電流増幅率は十分大きく、抵抗４２、４３は同じ抵抗値Ｒであるとすれば、端子４５に入力される制御信号により増幅器の利得を０から＋１まで可変することができ、共振周波数をω０から無限小の角周波数まで可変できることを以下に数式で証明する。
【００３８】
前置増幅器３０の＋端子の信号はトランジスター３１のエミッターに現れるから、４２と４３の抵抗値をＲとすれば、３１のトランジスターのコレクターに流れる信号電流は
【数９】
となる。
【００３９】
この信号電流はカレントミラー回路３７を経て差動回路３９によってｉ１とｉ２に分流する。即ち
【数１０】
【数１１】
である。ここで
【数１２】
であり、Ｖｉｄは利得制御電圧、ＶＴはデバイスのサーマル電圧で通常２６ｍＶである。
【００４０】
従ってｉ１をｉ０で表すと
【数１３】
であるから、利得Ｇは
【数１４】
となって、数式５から共振角周波数は
【数１５】
となる。
【００４１】
これを計算したものを図１２に示す。この計算範囲では
【数１６】
となって、ＬＷ帯の１５０ｋＨｚからＳＷ帯の４．８ＭＨｚまで可変可能である。
【００４２】
さらに範囲を広げて
【数１７】
で変化率を計算してみると
【数１８】
となり、ＬＷ帯の１５０ＫＨｚからＳＷ帯の２２．２ＭＨｚまで制御電圧が±２６０ｍＶの範囲で可変できることになる。
【００４３】
これは非常に注目すべきことで、本発明のインダクタンス可変型共振回路は、低電圧でも従来の可変容量ダイオードを利用した共振回路より可変範囲がはるかに広く取れること発見したものである。
【００４４】
また本発明は、これを利用すれば、今まで同調回路を設けることが出来なかったＬＷ帯からＳＷ帯に至る広帯域放送受信機にも同調回路を設けることが可能で、高感度で妨害波除去能力を有する放送用受信機を実現することが出来ることを発見したものである。
【００４５】
また、同調回路はフルタップ又は二次結合を要求されることがある。図１３にフルタップ結合、図１４に二次結合の実施例を示す。インダクタンス可変型共振器は利得可変増幅器の後置増幅器の出力からバイアス電圧を供給することが可能であるから、そのままトランジスターのコレクターに接続することができる。
【００４６】
インダクタンス可変型共振回路に使用する利得可変増幅器については、その入力インピーダンスがコンデンサーのインピーダンスと比べて十分に高くない場合は、抵抗がコンデンサーと並列に接続された状態と等価になり、また出力インピーダンスがコイルのインピーダンスに比べて十分に低くない場合は、コイルと直列に抵抗が接続された状態と等価になり、共振回路の無負荷Ｑがダンプされて感度向上、妨害波除去能力向上の障害になる。従って負帰還増幅器などを用いることが望ましい。
【００４７】
この共振回路に使用する利得可変増幅器の直線性が悪い場合、過負荷受信入力があると同調回路で変調歪を発生する。従って、直線性の良い利得可変増幅器を使うことが必要である。図１１に示す実施例では、演算増幅器を含めた帰還型の利得可変回路を使用しているので直線性に優れている。
【００４８】
請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を発振回路に利用した実施例を図１５に示す。図１５において、１は図１１の実施例に示す請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路、２は差動増幅器である。
【００４９】
また、利得可変増幅器の前置増幅器はＡＧＣ利得制御付きＲＦアンプとしても兼用出来る利点がある。図１６にその実施例を示す。１はコイル、２はコンデンサー、３は図１１に示すものと同じ利得可変増幅器、３０は利得制御信号入力端子、４はＡＧＣ利得制御付ＲＦアンプ、４０はトランジスター、４１はＡＧＣ信号によって利得制御を行う差動回路、４２はＡＧＣ利得制御電圧の入力端子、４３はコレクター出力端子である。
【００５０】
さらに利得可変増幅器の前置増幅器は、ＲＦミキサーとして兼用することが出来る利点がある。図１７にその実施例を示す。１はコイル、２はコンデンサー、３は図１１に示すものと同じ利得可変増幅器、３０は利得制御信号入力端子、４はＲＦミキサー、４０はトランジスター、４１は局部発生信号によってスイッチング動作する差動回路、４２はＩＦ同調回路、４３はＩＦ出力端子である。
【００５１】
図１６及び図１７の実施例においては、トランジスター４０が前置増幅器の出力に並列接続される為、抵抗値はＲ／２となる。
【００５２】
請求項２記載の放送用受信機は、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路をフロントエンドの同調回路及び局部信号発生器の発振回路に利用したもので、従来の放送用受信機の持つ欠点を根本的に解決出来るものである。
【００５３】
図１８は従来の車載用ＡＭ放送受信機を示す図で、１は図１に示すものと同じアンテナ等価回路、３はＲＦアンプ、４、６は可変容量ダイオードを用いた同調回路、７はＲＦミキサー、８は中間周波数のセラミックフィルター、９はＩＦアンプ、１０は検波器、１１はオーディオアンプ、１２はスピーカー、１３はＡＧＣ用制御信号発生器、１４はＡＧＣ信号、１５は局部信号発生器、１６はＰＬＬシンセサイザー、１７は基準信号を発生する水晶発振器、１８はフロントエンドの同調回路及び局部信号発生器の発振回路に用いる可変容量ダイオードの制御電圧、１９は高圧送電線の電源ハムを減衰させるチョークコイルである。
【００５４】
従来の車載用ＡＭ受信機ではＲＦ段に同調回路を設けることは出来るが、アンテナ段には周波数可変型同調回路を設けることは出来ない。
【００５５】
図１９は従来のＬＷ帯からＳＷ帯までの広帯域放送用受信機を示す図で、１は図１に示すものと同じアンテナ等価回路、３はＲＦアンプ、４はＬＰＦ、５は第一中間周波数に変換するＲＦミキサー、６は第一中間周波数の水晶フィルター、７は第二中間周波数に変換するＲＦミキサー、８は第二中間周波数のセラミックフィルター、９はＩＦアンプ、１０は検波器、１１はオーディオアンプ、１２はスピーカー、１３はＡＧＣ用制御信号発生器、１４はＡＧＣ信号、１５は第一局部信号発生器、１６はＰＬＬシンセサイザー、１７は基準信号を発生する水晶発振器、１９は高圧送電線の電源ハムを減衰させるチョークコイル、２０第二局部信号発生器である。
【００５６】
通常第一中間周波数としては１０．７ＭＨｚが用いられ、第二中間周波数としてはＡＭ放送受信機と同様に４５０ＫＨｚが用いられるので、２０の第二局部信号発生器としては１０．２５ＭＨｚが選ばれる。
【００５７】
従来のＬＷ帯からＳＷ帯までの広帯域放送用受信機では、可変容量ダイオードに制限されて、アンテナ段のみならずＲＦ段にも同調回路を設けることが出来なかった。
【００５８】
図２０は請求項２記載のＬＷ帯からＳＷ帯までの広帯域放送用受信機の実施例を示す図で、１は図１に示すものと同じアンテナ等価回路、２、４及び６は請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた同調回路、３、５はＲＦアンプ、７はＲＦミキサー、８は中間周波数のセラミックフィルター、９はＩＦアンプ、１０は検波器、１１はオーディオアンプ、１２はスピーカー、１３はＡＧＣ用制御信号発生器、１４はＡＧＣ信号、１５は請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた局部信号発生器、１６はＰＬＬシンセサイザー、１７は基準信号を発生する水晶発振器、１８はフロントエンドの同調回路及び局部信号発生器の発振回路に用いる利得可変増幅器の制御電圧である。
【００５９】
本実施例では、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を利用することによってアンテナ段やＲＦ段にも同調回路を設けることが可能である。
【発明の効果】
【００６０】
昔の機械式μ同調方式時代には、アンテナ段に同調回路を設けることが出来たので受信機の感度は良好であった。しかし、可変容量ダイオードによる電子同調方式に変わった時からアンテナ段に同調回路を設けることが出来なくなり、受信機の感度は劣化せざるを得なかった。
【００６１】
請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路はこの問題を解決し、再びアンテナ段に同調回路を設けることが出来るので、全ての周波数で約２０ｄＢ以上の感度向上が期待できる。
【００６２】
アンテナ入力段に同調回路を持つことにより希望波と非希望波を分離でき、アンテナ段の過負荷による混信を避けることが出来る。さらに、従来必要であった図３における９の高圧送電線の電源ハムを減衰させるチョークコイルも不要になる。
【００６３】
従来のコンデンサーのキャパシタンスを可変する並列共振を利用した同調回路は、バンド幅が、周波数の高い範囲では広くなり、低い範囲では狭くなるという周波数特性を持つ欠点があったが、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を利用した同調回路は、バンド幅が一定で変化するという長所を持っている。以下にそれを数式で証明する。
【００６４】
図８において、同調回路の良さをＱ、−３ｄＢの角周波数バンド幅をＢＷ、同調角周波数をωＴとすると
【数１９】
であるから
【数２０】
となる。
【００６５】
数式２０で示すように、従来の可変キャパシタンスと固定インダクタンスを組み合わせた並列共振の同調回路ではバンド幅は同調角周波数の二乗に比例して大きく変化するが、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた同調回路はＣ、Ｒで固定され、バンド幅が同調角周波数に無関係に一定となる。
【００６６】
これは放送用受信機にとって極めて重要な要素である。何故ならば、どの放送周波数を受信しても妨害波排除能力は変わらないからである。
【００６７】
世界の大都市におけるＡＭ放送の周波数配置と送信電力の関係を見ると、放送周波数が低い放送局は送信電力が大きく、放送周波数が高い放送局は送信電力が小さい。
【００６８】
ところが、従来のコンデンサー可変型の同調回路のバンド幅は高い周波数帯で広くなるので、高い周波数の放送波を受信する場合、低い周波数の大電力送信局の放送波を十分に排除出来ない。
【００６９】
請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を用いたアンテナ段の同調回路はその点で極めて効果的に機能する。
【００７０】
従来は、ＲＦアンプとして直線性の良いＦＥＴを別途必要であったが、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の前置増幅器を共用したＡＧＣ利得制御回路付きアンプは負帰還によって直線性に優れ、複数の強い妨害波に対して変調歪を起こし難い増幅器になっている。
【００７１】
ＲＦミキサーについても、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の前置増幅器を共用した負帰還型ＲＦミキサーは直線性に優れ、複数の強い妨害波に対して変調歪を起こすことは無い。
【００７２】
請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を利用すれば、集積回路の中の利得可変増幅器で周波数可変型同調回路を構成することが出来るので、従来必要であった可変容量ダイオードが不要になり、ＲＦアンプも別途ＦＥＴを使う必要がなく、さらに高圧送電線の電源ハムを減衰させるチョークコイルも不要になるなど、大幅なコストダウンが期待できる。
【実施例】
【００７３】
図１１に、利得が０から＋１未満まで可変できる増幅器を用いた請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の実施例を示す。
【００７４】
図１３に、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた同調回路のフルタップ結合の実施例を示す。
【００７５】
図１４に、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた同調回路の二次結合の実施例を示す。
【００７６】
図１５に、請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた局部信号発生器の発振回路の実施例を示す。
【００７７】
図２０に、請求項２記載の放送用受信機の実施例を示す。
【産業上の利用可能性】
【００７８】
本発明は、特に車載用放送受信機に利用可能性が極めて高いもので、従来の受信機が持つアンテナ段の欠点を根本的に解決するものである。
【００７９】
また、家庭用及び携帯用放送受信機においても本発明は利用可能なものである。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】 車載用アンテナの等価回路を示す図
【図２】 従来のコイル切替え方式を示す図
【図３】 従来の代表的な車載用ＡＭ放送受信機のフロントエンドを示す図
【図４】 従来の代表的なアンテナ段の特性を示す図
【図５】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の基本原理を示す図
【図６】 図５に示す回路の等価回路図
【図７】 図６に示す回路の等価回路図
【図８】 図７に示す共振回路に外部負荷が加わった図
【図９】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の帰還路を示す図
【図１０】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路のナイキスト軌跡図
【図１１】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路に使用する利得が０から＋１未満の範囲で可変可能な増幅器の実施例を示す図
【図１２】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の周波数可変範囲の一例を示す図
【図１３】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を利用した同調回路のフルタップ結合の実施例を示す図
【図１４】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を利用した同調回路の二次結合の実施例を示す図
【図１５】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を利用した発振回路を示す図
【図１６】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の利得可変増幅器の前置増幅器をＡＧＣ利得制御付きＲＦアンプと兼用する実施例を示す図
【図１７】 請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路の利得可変増幅器の前置増幅器をＲＦミキサーと兼用する実施例を示す図
【図１８】 従来の代表的な車載用ＡＭ放送受信機を示す図
【図１９】 従来の代表的なＬＷ帯からＳＷ帯までの広帯域放送用受信機を示す図
【図２０】 請求項２記載の車載用放送受信機の実施例を示す図。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力インピーダンスが十分に高く、出力インピーダンスが十分に低い増幅器の入力端に誘導性素子の一端を接続し、出力端に誘導性素子の他の一端を接続し、さらに増幅器の入力端に容量性素子の一端を接続し、容量性素子の他の一端は接地して共振回路を構成し、増幅器の電圧利得を＋１未満の範囲で可変することにより、かかる共振回路の共振周波数を可変可能としたことを特徴とするインダクタンス可変型共振回路。
【請求項２】
前記請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を、受信機の同調回路及び局部信号発生器の発振回路に用いたことを特徴とする放送用受信機。
【請求項１】
入力インピーダンスが十分に高く、出力インピーダンスが十分に低い増幅器の入力端に誘導性素子の一端を接続し、出力端に誘導性素子の他の一端を接続し、さらに増幅器の入力端に容量性素子の一端を接続し、容量性素子の他の一端は接地して共振回路を構成し、増幅器の電圧利得を＋１未満の範囲で可変することにより、かかる共振回路の共振周波数を可変可能としたことを特徴とするインダクタンス可変型共振回路。
【請求項２】
前記請求項１記載のインダクタンス可変型共振回路を、受信機の同調回路及び局部信号発生器の発振回路に用いたことを特徴とする放送用受信機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【公開番号】特開２００８−１７２７６１（Ｐ２００８−１７２７６１Ａ）
【公開日】平成２０年７月２４日（２００８．７．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２８０９４５（Ｐ２００７−２８０９４５）
【出願日】平成１９年１０月２日（２００７．１０．２）
【出願人】（５９５１６４３０５）
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年７月２４日（２００８．７．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年１０月２日（２００７．１０．２）
【出願人】（５９５１６４３０５）
【Ｆターム（参考）】
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