バンドギャップリファレンス回路
【課題】温度に対し高精度なリファレンス電圧の発生を実現する。
【解決手段】ダイオード接続されたトランジスタのベース−エミッタ間電圧を用いた、温度に対して負の特性を持つ電圧に、絶対温度に比例する正の特性を持つ電圧を加えて１次の温度補償を行うとともに、さらに前記トランジスタのベース−エミッタ間電圧に含まれる例えば２次の温度特性成分を打ち消す温度補償信号を発生するＮ次温度補償信号発生回路１０５を設け、ベース−エミッタ間電圧に、Ｎ次温度補償信号発生回路１０５からの温度補償信号Ｖｃｏｍｐを加えることにより、ベース−エミッタ間電圧に含まれる２次の温度特性成分による変動を抑制する。
【解決手段】ダイオード接続されたトランジスタのベース−エミッタ間電圧を用いた、温度に対して負の特性を持つ電圧に、絶対温度に比例する正の特性を持つ電圧を加えて１次の温度補償を行うとともに、さらに前記トランジスタのベース−エミッタ間電圧に含まれる例えば２次の温度特性成分を打ち消す温度補償信号を発生するＮ次温度補償信号発生回路１０５を設け、ベース−エミッタ間電圧に、Ｎ次温度補償信号発生回路１０５からの温度補償信号Ｖｃｏｍｐを加えることにより、ベース−エミッタ間電圧に含まれる２次の温度特性成分による変動を抑制する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バンドギャップリファレンス回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、バンドギャップリファレンス回路として、例えば図１１に示すものが知られている。
この図１１に示すバンドギャップリファレンス回路は、ＰＮＰ型トランジスタからなるトランジスタＱ１およびＱ２と、オペアンプＯＰ１と、電流源として機能するＰ型ＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＭ１およびＭ２と、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３とで構成されている。
【０００３】
トランジスタＱ２のエミッタサイズは、トランジスタＱ１のエミッタサイズのＮ倍（Ｎは正の整数、Ｎ＞１）であり、トランジスタＭ１およびＭ２のトランジスタサイズは同一である。
そして、トランジスタＭ１と抵抗Ｒ３とトランジスタＱ１とが直列に接続されて、電源ＶＤＤおよび接地間に接続され、同様に、トランジスタＭ２と抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１とトランジスタＱ２とが直列に接続されて、電源ＶＤＤおよび接地間に接続されている。
【０００４】
オペアンプＯＰ１は、抵抗Ｒ１とＲ２との接合点の電位とトランジスタＱ１のエミッタの電位とに基づいてトランジスタＭ１およびＭ２のゲート電圧を制御し、これらトランジスタＭ１およびＭ２に流れる電流を制御するように動作する。
ここで、トランジスタＭ１に流れる電流をＩ２、トランジスタＭ２に流れる電流をＩ１とすると、トランジスタＭ１とＭ２とはトランジスタサイズが等しいため、Ｉ１＝Ｉ２となる。
【０００５】
電流Ｉ１とＩ２とが供給されたとき、トランジスタＱ１のエミッタと抵抗Ｒ３との接続点であるノードＮ１の電圧ＶＮ１、及び抵抗Ｒ１とＲ２との接合点であるノードＮ２の電圧ＶＮ２はそれぞれ次式で表すことができる。
ＶＮ１＝ＶＢＥ（Ｑ１） ……（１）
ＶＮ２＝ＶＢＥ（Ｑ２）＋Ｒ１×Ｉ１ ……（２）
ここで、ＶＢＥ（Ｑ１）はトランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧、ＶＢＥ（Ｑ２）はトランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧である。
【０００６】
オペアンプＯＰ１は、ノードＮ１およびノードＮ２の電圧を同一にするように、トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電圧を制御し、つまり電流Ｉ１、Ｉ２を制御するため、最終的にＶＮ１＝ＶＮ２となる。
式（１）および式（２）から、電流Ｉ１について解くと、Ｉ１は次式（３）で表すことができる。
Ｉ１＝（ＶＢＥ（Ｑ１）−ＶＢＥ（Ｑ２））／Ｒ１ ……（３）
【０００７】
図１１からわかるように、抵抗Ｒ２にも、式（３）で表されるＩ１と同一の電流が流れるため、出力端子ＯＵＴの出力電圧Ｖｏｕｔは、次式（４）で表すことができる。
Ｖｏｕｔ＝ＶＢＥ（Ｑ２）＋（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｉ１ ……（４）
ここでΔＶＢＥ＝（ＶＢＥ（Ｑ１）−ＶＢＥ（Ｑ２））とおくと、式（３）および式（４）から、出力電圧Ｖｏｕｔは次式（５）と表すことができる。
Ｖｏｕｔ＝ＶＢＥ（Ｑ２）＋ΔＶＢＥ×（１＋Ｒ２／Ｒ１） ……（５）
【０００８】
ベース電流を無視すれば、ＶＢＥ（Ｑ１）およびＶＢＥ（Ｑ２）電圧は次式（６）および（７）で表すことができる。
ＶＢＥ（Ｑ１）＝ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ(Ｉ１／Ｉｓ１) ……（６）
ＶＢＥ（Ｑ２）＝ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ(Ｉ２／Ｉｓ２) ……（７）
ここで、式（６）および（７）中の、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電気素量、Ｉｓ１、Ｉｓ２はトランジスタＱ１、Ｑ２の飽和電流を表す。
【０００９】
飽和電流はエミッタ面積に比例するので、Ｉｓ１とＩｓ２との関係は、次式（８）となる。
Ｉｓ２＝Ｎ×Ｉｓ１ ……（８）
これら式（６）、式（７）、式（８）から、ΔＶＢＥは次式（９）で表すことができる。
ΔＶＢＥ＝ＶＢＥ（Ｑ１）−ＶＢＥ（Ｑ２）
＝ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ〔(Ｉ１／Ｉｓ１)×（Ｉｓ２／Ｉ２)〕
＝ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ（Ｎ） ……（９）
式（９）からわかるように、式（５）中のΔＶＢＥは、正の傾きをもつ絶対温度に比例した電圧となる。
【００１０】
また、式（５）中のＶＢＥ（Ｑ２）は、次式（１０）で表すことができる。
ＶＢＥ（Ｑ２）＝Ｖｇ０−（Ｖｇ０−ＶＢＥ（ＴＲ））／ＴＲ×Ｔ
−（γ−１）×（ｋ×Ｔ／ｑ）×ｌｎ（Ｔ／ＴＲ） ……（１０）
ここで式（１０）中の、Ｖｇ０は温度０〔Ｋ〕の時のシリコンのバンドギャップ、ＶＢＥ（ＴＲ）は、室温におけるエミッタ−ベース間電圧、ＴＲは室温、γはドーピングレベルによって決まる定数である。
式（１０）において、第２項と第３項とが温度に依存し、温度に対して負の傾きを持つ特性となっている。
【００１１】
図１１に示した、従来のバンドギャップリファレンス回路では、出力電圧Ｖｏｕｔは、前記式（５）に示したように、式（１０）で示されたトランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（Ｑ２）と、式（９）で示された電圧ΔＶＢＥを（１＋Ｒ２／Ｒ１）倍した電圧の和として発生される。
したがって、抵抗Ｒ２とＲ１との比を適切に選択することにより、ΔＶＢＥの正の温度特性を用いて、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（Ｑ２）の負の温度特性を打ち消すことで１次の温度補償を行うようになっている。
【００１２】
また、このように、１次の温度補償を行うバンドギャップリファレンス回路の他に、例えば２次の温度特性を持つ電流によりバンドギャップ電圧の２次成分を打ち消すことで、２次の温度補償を行うようにしたバンドギャップリファレンス回路も提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開平９−２６０５９７号公報
【特許文献２】特開２００９−５９１４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、上述の図１１に示すように、ΔＶＢＥの正の温度特性を用いて、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（Ｑ２）の温度補償を行う方法にあっては、前記（１０）式中の第３項は、ΔＶＢＥによる１次の温度補償ではキャンセルできない高次の温度特性を有する。そのため、抵抗Ｒ２とＲ１との比Ｒ２／Ｒ１として最適な値を選択したとしても、数ｍＶ程度の温度ドリフトが残ってしまい、高精度のリファレンス電圧を実現することができない。
【００１５】
また、上述の２次の温度補償を行うようにしたバンドギャップリファレンス回路を用いた場合、バンドギャップ電圧の２次成分を打ち消すことはできるが、３次以上の高次成分の電圧エラー、すなわち温度ドリフトが残り、高精度なリファレンス電圧を実現することができない。
そのため、高次成分の温度補償を行うことの可能なバンドギャップリファレンス回路が望まれていた。
そこで、この発明は、上記従来の未解決の問題に着目してなされたものであり、温度に対してより高精度なリファレンス電圧を実現することの可能なバンドギャップリファレンス回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の請求項１にかかるバンドギャップリファレンス回路は、温度特性を持つ被補償信号を生成する被補償信号発生部と、前記被補償信号が持つ前記温度特性のうちｎ次（ｎは３以上の整数）の温度特性を補償するｎ次温度補償部と、を備え、前記ｎ次温度補償部により温度特性が補償された後の前記被補償信号をバンドギャップリファレンス信号として出力するバンドギャップリファレンス回路であって、前記ｎ次温度補償部は、前記被補償信号に含まれる、前記ｎ次までの各次数における温度特性を持つ信号成分を打ち消すための温度特性を持つ各温度補償信号を生成し、前記ｎ次までの各温度補償信号の総和を前記被補償信号に重畳することを特徴としている。
【００１７】
請求項２にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記被補償信号は温度特性を持つ被補償電圧信号であって、前記ｎ次の温度補償信号は、前記被補償電圧信号に含まれる、前記ｎ次の温度特性を持つ電圧信号成分を打ち消す温度特性を持つｎ次の温度補償電圧信号であることを特徴としている。
請求項３にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記被補償信号は温度特性を持つ被補償電流信号であって、前記ｎ次の温度補償信号は、前記被補償電流信号に含まれる、前記ｎ次の温度特性を持つ電流信号成分を打ち消す温度特性を持つｎ次の温度補償電流信号であることを特徴としている。
【００１８】
請求項４にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記ｎ次温度補償部は、前記ｎ次の温度補償電流信号を電圧信号に変換する電流−電圧変換部を備えることを特徴としている。
請求項５にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記電流−電圧変換部は抵抗であることを特徴としている。
請求項６にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記抵抗の抵抗値は可変に構成されていることを特徴としている。
請求項７にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記抵抗の抵抗値を記憶する記憶手段を備えることを特徴としている。
請求項８にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記ｎ次温度補償部は、前記被補償信号に含まれる１次の温度特性を持つ信号成分を打ち消す温度特性を持つ１次補償信号を生成する１次補償部を備えることを特徴としている。
【００１９】
請求項９にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記１次補償部は、電源電圧間に並列に接続された特性の異なる一対のバイポーラトランジスタを備え、前記一対のバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧の差を利用して前記１次補償信号を生成することを特徴としている。
請求項１０にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記被補償信号発生部は、前記一対のバイポーラトランジスタのうちの一方のバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧を、前記被補償信号として用いることを特徴としている。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、ｎ次温度補償部により温度補償信号を被補償信号に重畳し、この温度補償信号は、被補償信号が持つ温度特性のうちのｎ次までの各次数における温度特性を持つ信号成分を打ち消すための温度特性の総和であるため、被補償信号に対してｎ次までの温度補償を行うことができる。したがって、温度に対してより高精度なリファレンス電圧を実現することの可能なバンドギャップリファレンス回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明におけるバンドギャップリファレンス回路の一例を示す概略構成図である。
【図２】本発明におけるバンドギャップリファレンス回路の一例を示す回路図である。
【図３】（ａ）は絶対温度と温度補償電流との関係を示す特性図、（ｂ）は絶対温度と温度補償電圧との関係を示す特性図である。
【図４】温度補償を行わない場合および温度補償を行った場合の温度ドリフト量の一例である。
【図５】温度ドリフトの高次特性をｎ次多項式で展開した場合における計算誤差結果の一例である。
【図６】温度に対して２次関数の特性を持つ温度補償電流発生回路の一例を示す回路図である。
【図７】温度に対して３次関数の特性を持つ温度補償電流発生回路の一例を示す回路図である。
【図８】差動対を構成するトランジスタに流れる電流の一例である。
【図９】（ａ）はトランジスタＰＡに流れる電流の一例、（ｂ）はトランジスタＰＢに流れる電流の一例である。
【図１０】差動対を構成するトランジスタＱ１、Ｑ２として、ＮＰＮ型トランジスタからなるトランジスタＱ１、Ｑ２を用いた場合のバンドギャップリファレンス回路の一例を示す回路図である。
【図１１】従来のバンドギャップリファレンス回路の一例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明のバンドギャップリファレンス回路の一例を示す構成図である。
図１におけるバンドギャップリファレンス回路１は、定電流Ｉ１を発生する定電流源１０１と、当該定電流源１０１に接続されたＰＮＰ型トランジスタからなるトランジスタＱ１０１と、加算回路１０２と、絶対温度に比例するＶＴ電圧を発生するＶＴ発生回路１０３と、ＶＴ発生回路１０３で発生されたＶＴ電圧をＭ倍する乗算器１０４と、Ｎ次の温度補償を行うためのＮ次温度補償信号を発生するＮ次温度補償信号発生回路１０５と、を備える。
【００２３】
トランジスタＱ１０１は、ベース−コレクタ間が短絡されるようにダイオード接続されたトランジスタであって、トランジスタＱ１０１のエミッタが定電流源１０１に接続され、コレクタは接地されている。定電流源１０１とトランジスタＱ１０１のエミッタとの接続点の電圧がトランジスタＱ１０１のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥとして加算回路２に入力される。
【００２４】
ＶＴ発生回路１０３は、ＶＴ（ＶＴ＝ｋ×Ｔ／ｑ）電圧を発生する。なお、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電気素量である。
そして、トランジスタＱ１０１のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥと、乗算器１０４からのＭ×ＶＴ電圧と、Ｎ次温度補償信号発生回路１０５からの高次温度補償電圧Ｖｃｏｍｐとが加算回路１０２に入力され、これら電圧の和が出力電圧すなわち基準電圧Ｖｏｕｔ（＝ＶＢＥ＋Ｍ×ＶＴ＋Ｖｃｏｍｐ）として出力される。
【００２５】
つまり、前述の従来のバンドギャップリファレンス回路（図１１）では、ダイオード接続されたトランジスタＱ２のＶＢＥ電圧を用いた、温度に対して負の傾きを持つ電圧に、絶対温度に比例するＶＴ（ＶＴ＝ｋ×Ｔ／ｑ）電圧を加えることで、温度ドリフトを軽減していたが、この図１に示すバンドギャップリファレンス回路１では、これに加えて高次の温度係数を持つ温度補償信号発生回路（Ｎ次温度補償信号発生回路１０５）を有し、高次温度補償電圧Ｖｃｏｍｐをさらに加えることにより、さらに温度ドリフトを低減させるようにしている。
【００２６】
図２は、図１のバンドギャップリファレンス回路１の具体的な構成を示す回路図である。
図２に示すように、このバンドギャップリファレンス回路１は、図１１に示す従来のバンドギャップリファレンス回路と同様に、ＰＮＰ型トランジスタからなるトランジスタＱ１およびＱ２と、オペアンプＯＰ１と、電流源として機能するＰ型ＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＭ１およびＭ２と、を備えるとともに、さらに、抵抗Ｒ１、Ｒ２Ａ、Ｒ２Ｂ、Ｒ３と、温度補償電流発生回路１０とを備えている。抵抗Ｒ２ＡおよびＲ２Ｂは抵抗値可変に構成されている。
【００２７】
トランジスタＱ２のエミッタサイズは、トランジスタＱ１のエミッタサイズのＮ倍（Ｎは正の整数、Ｎ＞１）であり、トランジスタＭ１およびＭ２のトランジスタサイズは同一である。これらトランジスタＱ１およびＱ２はそれぞれベース−コレクタ間が短絡するようにダイオード接続される。
そして、トランジスタＭ１のソースが電源電圧ＶＤＤに接続され、ドレインは抵抗Ｒ３を介してトランジスタＱ１のエミッタに接続され、コレクタは接地される。同様に、トランジスタＭ２のソースが電源電圧ＶＤＤに接続されトランジスタＭ２のドレインは抵抗Ｒ２Ｂ、Ｒ２Ａ、Ｒ１を介してトランジスタＱ２のエミッタに接続されトランジスタＱ２のコレクタは接地される。
【００２８】
抵抗Ｒ３とトランジスタＱ１のエミッタとの接続点であるノードＮ１の電圧ＶＮ１がオペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力され、抵抗Ｒ２ＡとＲ１との接合点であるノードＮ２の電圧ＶＮ２がオペアンプＯＰ１の非反転入力端子に入力される。オペアンプＯＰ１は、ノードＮ１の電圧ＶＮ１とノードＮ２の電圧ＶＮ２とを同一にするようにトランジスタＭ１およびＭ２のゲート電圧を制御して、トランジスタＭ２に流れる電流Ｉ１′およびトランジスタＭ１に流れる電流Ｉ２′を制御する。
温度補償電流発生回路１０は、抵抗Ｒ２ＡおよびＲ２Ｂの接合点であるノードＮ３に接続される。また、トランジスタＭ２と抵抗Ｒ２Ｂの接続点の電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとして、出力端子ＯＵＴから出力されるようになっている。
【００２９】
ここで、ノードＮ１での電流変化に対する電圧変化は、ノードＮ２での電流変化に対する電圧変化に対して十分小さい。上述のように、オペアンプＯＰ１は、ノードＮ１のＶＮ１電圧とノードＮ２のＶＮ２電圧とが同一となるようにトランジスタＭ１、Ｍ２に流れる電流を制御するため、ノードＮ３において温度補償電流発生回路１０により温度補償電流Ｉｃｏｍｐが引かれた場合、抵抗Ｒ１に流れる電流を変化させないようにトランジスタＭ１およびＭ２に流れる電流が制御されることになる。そのため、トランジスタＭ１に流れる電流Ｉ２′およびトランジスタＭ２に流れる電流Ｉ１′は、次式（１１）で表すことができる。
Ｉ１′＝Ｉ２′＝Ｉ１＋Ｉｃｏｍｐ＝Ｉ２＋Ｉｃｏｍｐ ……（１１）
なお、式（１１）中のＩ１、Ｉ２は、前記図１１に示す温度補償電流発生回路１０が接続されていないときに、トランジスタＭ１、Ｍ２を流れる電流である。
【００３０】
式（１１）から、出力端子ＯＵＴに発生される出力電圧Ｖｏｕｔは、次式（１２）で表すことができる。
Ｖｏｕｔ
＝ＶＢＥ（Ｑ２）＋Ｉ１×Ｒ１＋Ｉ１×Ｒ２Ａ＋（Ｉ１＋Ｉｃｏｍｐ）×Ｒ２Ｂ
＝ＶＢＥ（Ｑ２）＋Ｉ１×（Ｒ１＋Ｒ２Ａ＋Ｒ２Ｂ）＋Ｉｃｏｍｐ×Ｒ２Ｂ
……（１２）
ここで、Ｒ２Ａ＋Ｒ２Ｂ＝Ｒ２とすると、式（１２）における第１項と第２項との和は、前記式（４）と同一であり、すなわち、前記従来の図１１に示すバンドギャップリファレンス回路の出力電圧Ｖｏｕｔと同一である。
【００３１】
式（１２）においてその第３項が、出力電圧Ｖｏｕｔにおいて新しく付加された高次温度補償電圧Ｖｃｏｍｐとなっている。
温度補償電流発生回路１０により引かれる温度補償電流Ｉｃｏｍｐと、高次温度補償電圧Ｖｃｏｍｐとの関係は、２次の温度補償の場合、例えば図３のようになる。すなわち、式（１２）の第３項に示したように、Ｖｃｏｍｐ＝Ｉｃｏｍｐ×Ｒ２Ｂとなる。
【００３２】
なお、図３において（ａ）は絶対温度Ｔと温度補償電流Ｉｃｏｍｐとの対応を表したものであって、横軸が絶対温度Ｔ、縦軸が温度補償電流Ｉｃｏｍｐである。図３において（ｂ）は絶対温度Ｔと高次温度補償電圧Ｖｃｏｍｐとの対応を表したものであって、横軸が絶対温度Ｔ、縦軸が高次温度補償電圧Ｖｃｏｍｐである。
図４は、式（１２）における第３項に示した温度補償電圧“Ｉｃｏｍｐ×Ｒ２Ｂ”が、温度に関して３次関数の特性を持つ場合の温度補償後の出力電圧Ｖｏｕｔの温度ドリフト量の計算値を表したものである。
【００３３】
この温度ドリフト量の計算は、以下のように行った。すなわち、前記従来の図１１に示すバンドギャップリファレンス回路において説明したように、図１１においてトランジスタＭ２に流れる電流Ｉ１は、前記式（３）で示したように、ΔＶＢＥ（＝ＶＢＥ（Ｑ１）−ＶＢＥ（Ｑ２））を抵抗Ｒ１で割った値として求められ、式（９）で示したように、ΔＶＢＥは、絶対温度Ｔに比例するため、トランジスタＭ２に流れる電流Ｉ１は理論上温度に比例し、温度に関する１次関数で近似することができる。また、温度ドリフトの２次以上の成分は、式（１２）の第１項に表されたＶＢＥ（Ｑ２）に起因するものであるため、式（１０）を用いて計算した。
【００３４】
なお、図４において、（ａ）は温度補償が無い時のＶＢＥ（Ｑ２）がもつ温度ドリフト量を表す。（ｂ）は温度補償後のＶＢＥ（Ｑ２）に起因する温度ドリフト量を示したものであり、１次補償後、２次補償後、３次補償後の温度ドリフト量を示す。（ｃ）は図４（ｂ）の２次補償後の温度ドリフト量を拡大表示したもの、（ｄ）は図４（ｂ）の３次補償後の温度ドリフト量を拡大表示したものである。なお、各図４（ａ）〜（ｄ）において横軸は温度〔℃〕を表す。縦軸は温度ドリフト量を示し、その単位は、図４（ａ）は電圧〔Ｖ〕であり、図４（ｂ）〜（ｄ）は電圧〔μＶ〕である。
【００３５】
図４に示すように、ＶＢＥ（Ｑ２）電圧は、温度補償されないときには、図４（ａ）に示すように、−４０〔℃〕から９０〔℃〕で、３００〔ｍＶ〕程度の温度ドリフトをもっている。１次の温度補償を実施することにより、図４（ｂ）に示すように、１２００〔μＶ〕程度の温度ドリフトに抑制することができる。２次の温度補償を実施することにより図４（ｃ）に示すように、５０〔μＶ〕以下の温度ドリフトを達成することができる。さらに、３次補償を実施することにより、図４（ｄ）に示すように、１０〔μＶ〕以下の温度ドリフトを達成することができる。したがって、３次補償まで実施すれば、計算上、１０ｐｐｍ以下の温度ドリフト量にすることが可能である。
【００３６】
ここで、実際の回路では、抵抗値やトランジスタ特性のプロセスばらつきや、素子間のミスマッチなどによって温度特性は変動する。この変動を補正するため、図２中の抵抗Ｒ２Ａ、Ｒ２Ｂは、抵抗値可変に構成され、調整後の抵抗値を記憶するようにしている。例えば、バンドギャップリファレンス回路１が実装されたＩＣ内に、記憶手段として不揮発性メモリを実装しておき、調整後の抵抗Ｒ２Ａ、Ｒ２Ｂの抵抗値を不揮発性メモリにより保持するようになっている。そして、以後、抵抗Ｒ２Ａ、Ｒ２Ｂの抵抗値として、不揮発性メモリに格納された抵抗値を設定することによって、抵抗Ｒ２Ａ、Ｒ２Ｂの調整を容易に行うようになっている。
【００３７】
図４は、以下のように数式上も証明出来る。
前記式（１０）に示したＶＢＥ（Ｑ２）の温度特性において、高次の温度特性を持つ第３項を変形すると下記のようになる。
−（γ−１）×（ｋ×Ｔ／ｑ）×ｌｎ（Ｔ／ＴＲ）
＝−（γ−１）×（ｋ×ＴＲ／ｑ）×（Ｔ／ＴＲ）×ｌｎ（Ｔ／ＴＲ）
……（１３）
実使用範囲である温度（−４０〜１００℃程度）では、前記式（１３）は次のように展開できる。
【００３８】
【数１】
【００３９】
上記のように、高次成分をもつ（Ｔ／ＴＲ）×ｌｎ（Ｔ／ＴＲ）は、温度Ｔのべき乗で展開できる。例えば、γ＝３、ｋ×ＴＲ／ｑ＝２６ｍＶを用いて計算すると、図５のようになり、高精度リファレンス電圧の生成には、３次以上の温度補正が必要であることが明らかである。なお、図５において、横軸は温度〔℃〕、縦軸は温度ドリフト量〔μＶ〕を表す。
【００４０】
次に、温度補償電流発生回路１０の具体的な回路を説明する。
図６は、温度に対して２次関数の特性を持つ温度補償電流発生回路の一例を示したものであり、１０ａは温度補償電流Ｉｃｏｍｐを引き抜く場合、１０ａ′は温度補償電流Ｉｃｏｍｐを加える場合の回路である。なお、温度補償電流発生回路１０ａは、温度補償対象となる二次の温度特性に応じて、温度補償対象の二次の温度補償を行うことができる方の温度補償電流発生回路１０ａ、または１０ａ′を選択する。温度補償対象の二次の温度特性は設計時に認識することができる。
【００４１】
この温度補償電流発生回路１０ａは、ＮＰＮ型トランジスタからなるトランジスタＢＩＰ１〜ＢＩＰ４と、温度に対して比例する電流Ｉｐｔａｔを発生する電流源１２と、温度に関係なく一定の電流Ｉｃを発生する定電流源１３と、オペアンプＯＰ１１と、電流源として動作するＰ型ＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＭＰ１およびＭＰ２とから構成される。
【００４２】
トランジスタＢＩＰ１〜ＢＩＰ４は、同一特性を有し且つベース−コレクタ間が短絡するようにダイオード接続され、トランジスタＢＩＰ１のコレクタとトランジスタＢＩＰ２のエミッタとが接続され、トランジスタＢＩＰ２のコレクタは電流源１２を介して電源電圧ＶＤＤに接続され、トランジスタＢＩＰ１のエミッタは接地される。同様に、トランジスタＢＩＰ３のコレクタとトランジスタＢＩＰ４のエミッタとが接続され、トランジスタＢＩＰ４のコレクタは定電流源１３を介して電源電圧ＶＤＤに接続され、トランジスタＢＩＰ３のエミッタは接地される。
【００４３】
また、トランジスタＭＰ１は、電源電圧ＶＤＤと、トランジスタＢＩＰ３およびトランジスタＢＩＰ４の接続点との間に接続され、トランジスタＭＰ２のソースは電源電圧ＶＤＤに接続される。トランジスタＭＰ２のドレインは、ミラー回路を構成する一対のトランジスタに接続される。このミラー回路は、Ｎ型ＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＭＮ１とトランジスタＭＮ２とで構成され、トランジスタＭＮ１のドレイン電圧がトランジスタＭＮ１およびＭＮ２のゲートに供給される。そして、トランジスタＭＰ２のドレインとミラー回路を構成するトランジスタＭＮ１のドレインとが接続され、これらトランジスタＭＮ１およびＭＮ２のソースは接地される。そして、トランジスタＭＮ２のドレインが、図２のノードＮ３に接続される。
【００４４】
つまり、トランジスタＭＰ１を流れる電流が温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１となり、トランジスタＭＮ１およびＭＮ２からなるミラー回路により、トランジスタＭＰ２を流れる温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１相当のドレイン電流がＩｏｕｔとしてトランジスタＭＮ２に流れ、温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１相当の電流が引き抜かれるようになっている。
そして、電流源１２とトランジスタＢＩＰ２との接続点であるコレクタノードＮＩＮのノード電圧ＶｎｉｎがオペアンプＯＰ１１の反転入力端子に入力され、定電流源１３とトランジスタＢＩＰ４との接続点であるコレクタノードＰＩＮのノード電圧Ｖｐｉｎがオペアンプ１１の非反転入力端子に入力される。オペアンプ１１の出力側は、トランジスタＭＰ１およびＭＰ２のゲートに接続される。
【００４５】
オペアンプＯＰ１１は、トランジスタＢＩＰ２のコレクタノードＮＩＮのノード電圧ＶｎｉｎとトランジスタＢＩＰ４のコレクタノードＰＩＮのノード電圧Ｖｐｉｎとを同一とするようにトランジスタＭＰ１に流れる電流Ｉｃｏｍｐ１１を調整するように動作する。
一方、温度補償電流を重畳するための温度補償電流発生回路１０ａ′は、図６（ｂ）に示すように、図６（ａ）において、ミラー回路を構成するトランジスタＭＮ１およびＭＮ２を除去した構成を有し、トランジスタＭＰ２を流れる温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１相当の電流がＩｏｕｔとしてノードＮ３に加えられるようになっている。
【００４６】
ここで、コレクタノードＮＩＮのノード電圧Ｖｎｉｎは次式（１５）で表される。
Ｖｎｉｎ＝２×ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ（Ｉｐｔａｔ／Ｉｓ）
＝ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ（Ｉｐｔａｔ／Ｉｓ）2 ……（１５）
また、コレクタノードＰＩＮのノード電圧Ｖｐｉｎは次式（１６）で表される。
Ｖｐｉｎ＝ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ（Ｉｃ／Ｉｓ）
＋ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ（（Ｉｃ＋Ｉｃｏｍｐ１１）／Ｉｓ）
＝ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ〔Ｉｃ×（Ｉｃ＋Ｉｃｏｍｐ１１）／Ｉｓ2〕
……（１６）
なお、式（１５）、式（１６）中のＩｓは、ＮＰＮ型トランジスタからなるトランジスタＢＩＰ１〜ＢＩＰ４の飽和電流である。
【００４７】
これらノード電圧ＶｎｉｎおよびＶｐｉｎは、最終的にはオペアンプＯＰ１１によって、Ｖｎｉｎ＝Ｖｐｉｎとなるような状態に安定する。したがって、式（１５）および式（１６）から、Ｉｃｏｍｐ１１は、次式（１７）で示される。
（Ｉｐｔａｔ／Ｉｓ）2＝Ｉｃ×（Ｉｃ＋Ｉｃｏｍｐ１１）／Ｉｓ2
Ｉｃｏｍｐ１１＝（Ｉｐｔａｔ2／Ｉｃ）−Ｉｃ ……（１７）
式（１７）からわかるように、Ｉｃｏｍｐ１１は、Ｉｐｔａｔの２乗に比例する。すなわち、前述のようにＩｐｔａｔは温度に比例する電流であるから、Ｉｃｏｍｐ１１は、温度の２乗に比例する電流となる。
つまり、２次関数の特性を持つ温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１を発生することができることを意味する。
【００４８】
図７は、温度に対して３次関数の特性をもつ温度補償電流発生回路１０ｂの一例を示したものである。
この温度補償電流発生回路１ｂは、所定電流を発生する定電流源２１〜２３と、ＮＰＮ型トランジスタからなる３組の差動対Ｈ１〜Ｈ３と、差動対を構成する各ＮＰＮ型トランジスタに接続される抵抗Ｒ１１ａ〜１３ｂと、電流源として動作するＰ型ＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＰＡおよびＰＢと、これらトランジスタＰＡおよびＰＢのそれぞれとカレントミラー回路を構成するＰ型ＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＭＰａ、ＭＰｂと、カレントミラー回路を構成するＮ型ＭＯＳトランジスタからなるトランジスタ対ＭＮ２１およびＭＮ２２とから構成される。
【００４９】
差動対Ｈ１は、ＮＰＮ型トランジスタからなるトランジスタＢＩＰ２１ａおよびＢＩＰ２１ｂで構成され、トランジスタＢＩＰ２１ａのエミッタは抵抗Ｒ１１ａおよび定電流源２１を介して接地され、同様に、トランジスタＢＩＰ２１ｂのエミッタは抵抗Ｒ１１ｂおよび定電流源２１を介して接地される。
差動対Ｈ２は、ＮＰＮ型トランジスタからなるトランジスタＢＩＰ２２ａおよびＢＩＰ２２ｂで構成され、トランジスタＢＩＰ２２ａのエミッタは抵抗Ｒ１２ａおよび定電流源２２を介して接地され、同様に、トランジスタＢＩＰ２２ｂのエミッタは抵抗Ｒ１２ｂおよび定電流源２２を介して接地される。
【００５０】
差動対Ｈ３は、ＮＰＮ型トランジスタからなるトランジスタＢＩＰ２３ａおよびＢＩＰ２３ｂで構成され、トランジスタＢＩＰ２３ａのエミッタは抵抗Ｒ１３ａおよび定電流源２３を介して接地され、同様に、トランジスタＢＩＰ２３ｂのエミッタは抵抗Ｒ１３ｂおよび定電流源２３を介して接地される。これらトランジスタＢＩＰ２１ａ〜ＢＩＰ２３ｂは同一特性を有する。
【００５１】
各差動対Ｈ１〜Ｈ３を構成する一方のトランジスタＢＩＰ２１ａ、ＢＩＰ２２ａ、ＢＩＰ２３ａのコレクタは、共通してトランジスタＰＡのドレインに接続され、トランジスタＰＡのソースは電源電圧ＶＤＤに接続される。
各差動対Ｈ１〜Ｈ３を構成する他方のトランジスタＢＩＰ２１ｂ、ＢＩＰ２２ｂ、ＢＩＰ２３ｂのコレクタは、共通してトランジスタＰＢのドレインに接続され、トランジスタＰＢのソースは電源電圧ＶＤＤに接続される。
【００５２】
トランジスタＭＰａとトランジスタＭＮ２２とは直列に接続され、トランジスタＭＰａのソースは電源電圧ＶＤＤに接続され、トランジスタＭＮ２２のソースは接地される。
同様に、トランジスタＭＰｂとトランジスタＭＮ２１とは直列に接続され、トランジスタＭＰｂのソースは電源電圧ＶＤＤに接続され、トランジスタＭＮ２１のソースは接地される。
【００５３】
各差動対Ｈ１〜Ｈ３を構成する一方のトランジスタＢＩＰ２１ｂ、ＢＩＰ２２ａ、ＢＩＰ２３ｂのベースにはそれぞれ個別に一定電圧Ｖｒｅｆが入力され、他方のトランジスタＢＩＰ２１ａ、ＢＩＰ２２ｂ、ＢＩＰ２３ａのベースには、温度に対して１次の温度特性を有する共通の電圧ＶＴが入力される。
カレントミラー回路を構成するトランジスタＰＡおよびＭＰａのゲートには、トランジスタＰＡのドレイン電圧が入力される。カレントミラー回路を構成するトランジスタＰＢおよびＭＰｂのゲートには、トランジスタＰＢのドレイン電圧が入力される。カレントミラー回路を構成するトランジスタＭＮ２１およびＭＮ２２のゲートには、トランジスタＭＮ２１のドレイン電圧が入力される。
【００５４】
そして、トランジスタＭＰａおよびトランジスタＭＮ２２の接続点を流れる電流が温度補償電流Ｉｃｏｍｐ２１として出力または引き抜かれる。つまり、トランジスタＰＡを流れる電流ＩAと電流ＩBとの差の電流が、温度補償電流Ｉｃｏｍｐ２１として出力または引き抜かれる。
ここで、電圧ＶＴと一定電圧ＶｒｅｆとがＶＴ＝Ｖｒｅｆであるとき、差動対Ｈ１〜Ｈ３を構成する各トランジスタに流れる電流は等しく、流れる電流は、定電流源２１〜２３を流れる電流量の半分となる。
【００５５】
一方、一定電圧Ｖｒｅｆよりも電圧ＶＴが十分に大きい場合、定電流源２１〜２３を流れる電流は全て電圧ＶＴが入力されるトランジスタＢＩＰ２１ａ、ＢＩＰ２２ｂ、ＢＩＰ２３ａを流れ、一定電圧Ｖｒｅｆが入力されるトランジスタＢＩＰ２１ｂ、ＢＩＰ２２ａ、ＢＩＰ２３ｂには電流は流れない。
逆に、一定電圧Ｖｒｅｆの方が電圧ＶＴよりも十分に大きい場合、定電流源２１〜２３を流れる電流は全て一定電圧Ｖｒｅｆが入力されるトランジスタＢＩＰ２１ａ、ＢＩＰ２２ｂ、ＢＩＰ２３ａを流れ、電圧ＶＴが入力されるトランジスタＢＩＰ２１ｂ、ＢＩＰ２２ａ、ＢＩＰ２３ｂには電流は流れない。
【００５６】
例えば、電圧ＶＴが負の温度特性とし、図７に示すように、差動対Ｈ１のトランジスタＢＩＰ２１ｂのベースに高温相当の一定電圧ＶｒｅｆＨが入力され、差動対Ｈ２のトランジスタＢＩＰ２２ａのベースに常温相当の電圧ＶｒｅｆＭが入力され、差動対Ｈ３のトランジスタＢＩＰ２３ｂのベースに低温相当の一定電圧ＶｒｅｆＬが入力されたとき、各トランジスタＢＩＰ２１ａ〜ＢＩＰ２３ｂに流れる電流は図８に示すようになる。
【００５７】
図８において、（ａ）は差動対Ｈ１における各トランジスタのベースへの入力電圧ＶBと差動対Ｈ１の各トランジスタを流れる電流Ｉ1A、Ｉ1Bと、絶対温度Ｔとの関係を示したものである。同様に、（ｂ）は差動対Ｈ２における各トランジスタのベースへの入力電圧ＶBと差動対Ｈ２の各トランジスタを流れる電流Ｉ2A、Ｉ2Bと、絶対温度Ｔとの関係を示したものである。同様に、（ｃ）は差動対Ｈ３における各トランジスタのベースへの入力電圧ＶBと差動対Ｈ３の各トランジスタを流れる電流Ｉ3A、Ｉ3Bと、絶対温度Ｔとの関係を示したものである。
【００５８】
ここで、トランジスタＰＡおよびＰＢを流れる電流をそれぞれＩA、ＩBとすると、これらＩA、ＩBは次式（１８）、式（１９）で表すことができる。
ＩA＝Ｉ1A＋Ｉ2A＋Ｉ3A ……（１８）
ＩB＝Ｉ1B＋Ｉ2B＋Ｉ3B ……（１９）
したがって、図８の電流特性と、式（１８）、式（１９）とから、これらＩA、ＩBは、図９に示す温度特性を有することがわかる。なお、図９（ａ）において、横軸は絶対温度Ｔを表し、縦軸はトランジスタＰＡを流れる電流ＩAを表す。図９（ｂ）において、横軸は絶対温度Ｔを表し、縦軸はトランジスタＰＢを流れる電流ＩBを表す。
【００５９】
すなわち、図９に示すように、トランジスタＰＡおよびＰＢを流れる電流ＩA、ＩBは温度に対して３次関数の特性を持つ形状を示している。したがって、各差動対Ｈ１〜Ｈ３に入力される各一定電圧Ｖｒｅｆと抵抗Ｒ１１ａ〜Ｒ１３ｂの各抵抗値と、定電流源２１〜２３を流れる各電流量とを調整することによって、図４（ｂ）、（ｃ）に示した２次補償後の温度ドリフト量の温度特性を補償する電流を発生することができることになる。
【００６０】
したがって、図２において、温度補償電流発生回路１０として、図６の２次関数の特性を持つ温度補償電流発生回路１０ａを用いれば、１次および２次までの温度ドリフト量の温度特性を補償するバンドギャップリファレンス回路を構成することができる。また、図２において、温度補償電流発生回路１０として図６の２次関数の特性を持つ温度補償電流発生回路１０ａと図７の温度補償電流発生回路１０ｂとを用いることによって、３次までの温度ドリフト量の温度特性を補償するバンドギャップリファレンス回路を構成することができる。
【００６１】
つまり、前述の図４に示すように、１次の温度補償後の出力電圧Ｖｏｕｔの温度ドリフト量は、上に凸となる２次関数で表される特性を有する。また、図６の２次関数の特性を持つ温度補償電流発生回路１０ａ、１０ａ′で発生される温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１は、温度に対して２次関数の特性を持つ下に凸となる２次関数で表される特性を有する。このため、温度補償電流発生回路として１０ａ′を用い、ノードＮ３から温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１を引き抜く。これによって、出力電圧Ｖｏｕｔの２次の温度ドリフト量が、これとは逆の特性をもつ温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１により打ち消されることになって２次の温度補償を行うことができる。
【００６２】
また、前述の図４に示すように、２次の温度補償後の出力電圧Ｖｏｕｔの温度ドリフト量は３次関数の特性を有する。また、図７の３次関数の特性を持つ温度補償電流発生回路１０ｂで発生される温度補償電流Ｉｃｏｍｐ２１は、図９に示すような３次関数で表される特性を持つ。このため、温度補償電流Ｉｃｏｍｐ２１を図２のノードＮ３に作用させることによって、出力電圧Ｖｏｕｔの温度ドリフト量の３次の温度補償を行うことができる。
【００６３】
したがって、これら温度補償電流発生回路１０ａ、１０ｂを並列に、ノードＮ３に接続することによって、１次、２次および３次までの温度特性を補償するバンドギャップリファレンス回路を構成することができる。
なお、次数の選択や各次数における温度補償電流のゲイン設定の個別調整は容易に実施することができる。
【００６４】
すなわち、前記式（１１）に示したように、温度補償電流発生回路１０を付加した後にトランジスタＭ１、Ｍ２に流れる電流Ｉ１′は、Ｉ１′＝Ｉ１＋Ｉｃｏｍｐであって、Ｉ１は１次温度補償電流であり、Ｉｃｏｍｐは高次温度補償電流である。１次温度補償電流によってＯＵＴ端子に発生される電圧をＶｏｕｔ1st、高次温度補償電流ＩｃｏｍｐによってＯＵＴ端子に発生される電圧をＶｏｕｔcompとすると、これら電圧Ｖｏｕｔ1st、Ｖｏｕｔcompはそれぞれ次式（２０）、（２１）で表すことができる。
Ｖｏｕｔ1st＝Ｉ１×（Ｒ１＋Ｒ２Ａ＋Ｒ２Ｂ） ……（２０）
Ｖｏｕｔcomp＝Ｉｃｏｍｐ×Ｒ２Ｂ ……（２１）
したがって、式（２１）から抵抗Ｒ２Ｂの抵抗値を変化させることにより、Ｖｏｕｔcompを調整できることがわかる。
【００６５】
このとき、“Ｒ２Ａ＋Ｒ２Ｂ”を一定に保つようにＲ２ＡおよびＲ２Ｂの抵抗値を調整し、Ｖｏｕｔ1stは変化しないように調整すればＶｏｕｔcompのみを変化させることができる。
一方、Ｖｏｕｔ1stは、前記式（２０）から、抵抗Ｒ２Ａの抵抗値を変化させることにより調整できることがわかり、また、Ｖｏｕｔcompを変化させることなくＶｏｕｔ1stのみをさせることができることがわかる。
【００６６】
以上のように、本実施の形態におけるバンドギャップリファレンス回路１によれば、図１１に示す従来のバンドギャップリファレンス回路に、温度補償電流発生回路１０をさらに追加するだけで、温度に対して高精度なリファレンス電圧を発生することの可能なバンドギャップリファレンス回路を実現することができ、さらに、温度補償電流発生回路１０は、図６や図７に示す比較的簡易な構成で実現することができ大幅な素子の追加などを伴うことなく、容易に実現することができる。
【００６７】
また、図２および前記（１１）式に示すように、１次の温度補償が行われた電流Ｉ１に対して、２次や３次の温度特性を補償する温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１やＩｃｏｍｐ２１を重畳させることで温度補償を行う構成としているため、各次数の温度補償電流発生回路を並列にノードＮ３に接続するだけで実現することができ、従来のバンドギャップリファレンス回路に対して大幅な変更を伴うことなく容易に実現することができる。
【００６８】
なお、上記実施の形態においては、図２に示すように、バンドギャップリファレンス回路１を、ＰＮＰ型トランジスタからなるトランジスタＱ１、Ｑ２を用いて作成する場合について説明したが、これに限るものではなく、図１０に示すように、トランジスタＱ１、Ｑ２として、ＮＰＮ型トランジスタを用いることも可能である。
【００６９】
また、本発明は、図２に示すバンドギャップリファレンス回路１に限定するものではなく、図１の概念で表すことのできるバンドギャップリファレンス回路であれば、適用することができる。
ここで、上記実施の形態において、定電流源１０１およびトランジスタＱ１０１が被補償信号発生部に対応し、温度補償電流発生回路１０、１０ａ、１０ａ′、１０ｂがｎ次温度補償部に対応し、ＶＴ発生回路１０３が１次補償部に対応している。
【符号の説明】
【００７０】
１ バンドギャップリファレンス回路
１０ 温度補償電流発生回路
１０ａ ２次の温度補償電流発生回路
１０ｂ ３次の温度補償電流発生回路
１０１ 定電流源
１０２ 加算回路
１０３ ＶＴ発生
１０５ Ｎ次温度補償信号発生回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バンドギャップリファレンス回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、バンドギャップリファレンス回路として、例えば図１１に示すものが知られている。
この図１１に示すバンドギャップリファレンス回路は、ＰＮＰ型トランジスタからなるトランジスタＱ１およびＱ２と、オペアンプＯＰ１と、電流源として機能するＰ型ＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＭ１およびＭ２と、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３とで構成されている。
【０００３】
トランジスタＱ２のエミッタサイズは、トランジスタＱ１のエミッタサイズのＮ倍（Ｎは正の整数、Ｎ＞１）であり、トランジスタＭ１およびＭ２のトランジスタサイズは同一である。
そして、トランジスタＭ１と抵抗Ｒ３とトランジスタＱ１とが直列に接続されて、電源ＶＤＤおよび接地間に接続され、同様に、トランジスタＭ２と抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１とトランジスタＱ２とが直列に接続されて、電源ＶＤＤおよび接地間に接続されている。
【０００４】
オペアンプＯＰ１は、抵抗Ｒ１とＲ２との接合点の電位とトランジスタＱ１のエミッタの電位とに基づいてトランジスタＭ１およびＭ２のゲート電圧を制御し、これらトランジスタＭ１およびＭ２に流れる電流を制御するように動作する。
ここで、トランジスタＭ１に流れる電流をＩ２、トランジスタＭ２に流れる電流をＩ１とすると、トランジスタＭ１とＭ２とはトランジスタサイズが等しいため、Ｉ１＝Ｉ２となる。
【０００５】
電流Ｉ１とＩ２とが供給されたとき、トランジスタＱ１のエミッタと抵抗Ｒ３との接続点であるノードＮ１の電圧ＶＮ１、及び抵抗Ｒ１とＲ２との接合点であるノードＮ２の電圧ＶＮ２はそれぞれ次式で表すことができる。
ＶＮ１＝ＶＢＥ（Ｑ１） ……（１）
ＶＮ２＝ＶＢＥ（Ｑ２）＋Ｒ１×Ｉ１ ……（２）
ここで、ＶＢＥ（Ｑ１）はトランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧、ＶＢＥ（Ｑ２）はトランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧である。
【０００６】
オペアンプＯＰ１は、ノードＮ１およびノードＮ２の電圧を同一にするように、トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電圧を制御し、つまり電流Ｉ１、Ｉ２を制御するため、最終的にＶＮ１＝ＶＮ２となる。
式（１）および式（２）から、電流Ｉ１について解くと、Ｉ１は次式（３）で表すことができる。
Ｉ１＝（ＶＢＥ（Ｑ１）−ＶＢＥ（Ｑ２））／Ｒ１ ……（３）
【０００７】
図１１からわかるように、抵抗Ｒ２にも、式（３）で表されるＩ１と同一の電流が流れるため、出力端子ＯＵＴの出力電圧Ｖｏｕｔは、次式（４）で表すことができる。
Ｖｏｕｔ＝ＶＢＥ（Ｑ２）＋（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｉ１ ……（４）
ここでΔＶＢＥ＝（ＶＢＥ（Ｑ１）−ＶＢＥ（Ｑ２））とおくと、式（３）および式（４）から、出力電圧Ｖｏｕｔは次式（５）と表すことができる。
Ｖｏｕｔ＝ＶＢＥ（Ｑ２）＋ΔＶＢＥ×（１＋Ｒ２／Ｒ１） ……（５）
【０００８】
ベース電流を無視すれば、ＶＢＥ（Ｑ１）およびＶＢＥ（Ｑ２）電圧は次式（６）および（７）で表すことができる。
ＶＢＥ（Ｑ１）＝ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ(Ｉ１／Ｉｓ１) ……（６）
ＶＢＥ（Ｑ２）＝ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ(Ｉ２／Ｉｓ２) ……（７）
ここで、式（６）および（７）中の、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電気素量、Ｉｓ１、Ｉｓ２はトランジスタＱ１、Ｑ２の飽和電流を表す。
【０００９】
飽和電流はエミッタ面積に比例するので、Ｉｓ１とＩｓ２との関係は、次式（８）となる。
Ｉｓ２＝Ｎ×Ｉｓ１ ……（８）
これら式（６）、式（７）、式（８）から、ΔＶＢＥは次式（９）で表すことができる。
ΔＶＢＥ＝ＶＢＥ（Ｑ１）−ＶＢＥ（Ｑ２）
＝ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ〔(Ｉ１／Ｉｓ１)×（Ｉｓ２／Ｉ２)〕
＝ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ（Ｎ） ……（９）
式（９）からわかるように、式（５）中のΔＶＢＥは、正の傾きをもつ絶対温度に比例した電圧となる。
【００１０】
また、式（５）中のＶＢＥ（Ｑ２）は、次式（１０）で表すことができる。
ＶＢＥ（Ｑ２）＝Ｖｇ０−（Ｖｇ０−ＶＢＥ（ＴＲ））／ＴＲ×Ｔ
−（γ−１）×（ｋ×Ｔ／ｑ）×ｌｎ（Ｔ／ＴＲ） ……（１０）
ここで式（１０）中の、Ｖｇ０は温度０〔Ｋ〕の時のシリコンのバンドギャップ、ＶＢＥ（ＴＲ）は、室温におけるエミッタ−ベース間電圧、ＴＲは室温、γはドーピングレベルによって決まる定数である。
式（１０）において、第２項と第３項とが温度に依存し、温度に対して負の傾きを持つ特性となっている。
【００１１】
図１１に示した、従来のバンドギャップリファレンス回路では、出力電圧Ｖｏｕｔは、前記式（５）に示したように、式（１０）で示されたトランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（Ｑ２）と、式（９）で示された電圧ΔＶＢＥを（１＋Ｒ２／Ｒ１）倍した電圧の和として発生される。
したがって、抵抗Ｒ２とＲ１との比を適切に選択することにより、ΔＶＢＥの正の温度特性を用いて、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（Ｑ２）の負の温度特性を打ち消すことで１次の温度補償を行うようになっている。
【００１２】
また、このように、１次の温度補償を行うバンドギャップリファレンス回路の他に、例えば２次の温度特性を持つ電流によりバンドギャップ電圧の２次成分を打ち消すことで、２次の温度補償を行うようにしたバンドギャップリファレンス回路も提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開平９−２６０５９７号公報
【特許文献２】特開２００９−５９１４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、上述の図１１に示すように、ΔＶＢＥの正の温度特性を用いて、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ（Ｑ２）の温度補償を行う方法にあっては、前記（１０）式中の第３項は、ΔＶＢＥによる１次の温度補償ではキャンセルできない高次の温度特性を有する。そのため、抵抗Ｒ２とＲ１との比Ｒ２／Ｒ１として最適な値を選択したとしても、数ｍＶ程度の温度ドリフトが残ってしまい、高精度のリファレンス電圧を実現することができない。
【００１５】
また、上述の２次の温度補償を行うようにしたバンドギャップリファレンス回路を用いた場合、バンドギャップ電圧の２次成分を打ち消すことはできるが、３次以上の高次成分の電圧エラー、すなわち温度ドリフトが残り、高精度なリファレンス電圧を実現することができない。
そのため、高次成分の温度補償を行うことの可能なバンドギャップリファレンス回路が望まれていた。
そこで、この発明は、上記従来の未解決の問題に着目してなされたものであり、温度に対してより高精度なリファレンス電圧を実現することの可能なバンドギャップリファレンス回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の請求項１にかかるバンドギャップリファレンス回路は、温度特性を持つ被補償信号を生成する被補償信号発生部と、前記被補償信号が持つ前記温度特性のうちｎ次（ｎは３以上の整数）の温度特性を補償するｎ次温度補償部と、を備え、前記ｎ次温度補償部により温度特性が補償された後の前記被補償信号をバンドギャップリファレンス信号として出力するバンドギャップリファレンス回路であって、前記ｎ次温度補償部は、前記被補償信号に含まれる、前記ｎ次までの各次数における温度特性を持つ信号成分を打ち消すための温度特性を持つ各温度補償信号を生成し、前記ｎ次までの各温度補償信号の総和を前記被補償信号に重畳することを特徴としている。
【００１７】
請求項２にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記被補償信号は温度特性を持つ被補償電圧信号であって、前記ｎ次の温度補償信号は、前記被補償電圧信号に含まれる、前記ｎ次の温度特性を持つ電圧信号成分を打ち消す温度特性を持つｎ次の温度補償電圧信号であることを特徴としている。
請求項３にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記被補償信号は温度特性を持つ被補償電流信号であって、前記ｎ次の温度補償信号は、前記被補償電流信号に含まれる、前記ｎ次の温度特性を持つ電流信号成分を打ち消す温度特性を持つｎ次の温度補償電流信号であることを特徴としている。
【００１８】
請求項４にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記ｎ次温度補償部は、前記ｎ次の温度補償電流信号を電圧信号に変換する電流−電圧変換部を備えることを特徴としている。
請求項５にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記電流−電圧変換部は抵抗であることを特徴としている。
請求項６にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記抵抗の抵抗値は可変に構成されていることを特徴としている。
請求項７にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記抵抗の抵抗値を記憶する記憶手段を備えることを特徴としている。
請求項８にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記ｎ次温度補償部は、前記被補償信号に含まれる１次の温度特性を持つ信号成分を打ち消す温度特性を持つ１次補償信号を生成する１次補償部を備えることを特徴としている。
【００１９】
請求項９にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記１次補償部は、電源電圧間に並列に接続された特性の異なる一対のバイポーラトランジスタを備え、前記一対のバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧の差を利用して前記１次補償信号を生成することを特徴としている。
請求項１０にかかるバンドギャップリファレンス回路は、前記被補償信号発生部は、前記一対のバイポーラトランジスタのうちの一方のバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧を、前記被補償信号として用いることを特徴としている。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、ｎ次温度補償部により温度補償信号を被補償信号に重畳し、この温度補償信号は、被補償信号が持つ温度特性のうちのｎ次までの各次数における温度特性を持つ信号成分を打ち消すための温度特性の総和であるため、被補償信号に対してｎ次までの温度補償を行うことができる。したがって、温度に対してより高精度なリファレンス電圧を実現することの可能なバンドギャップリファレンス回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明におけるバンドギャップリファレンス回路の一例を示す概略構成図である。
【図２】本発明におけるバンドギャップリファレンス回路の一例を示す回路図である。
【図３】（ａ）は絶対温度と温度補償電流との関係を示す特性図、（ｂ）は絶対温度と温度補償電圧との関係を示す特性図である。
【図４】温度補償を行わない場合および温度補償を行った場合の温度ドリフト量の一例である。
【図５】温度ドリフトの高次特性をｎ次多項式で展開した場合における計算誤差結果の一例である。
【図６】温度に対して２次関数の特性を持つ温度補償電流発生回路の一例を示す回路図である。
【図７】温度に対して３次関数の特性を持つ温度補償電流発生回路の一例を示す回路図である。
【図８】差動対を構成するトランジスタに流れる電流の一例である。
【図９】（ａ）はトランジスタＰＡに流れる電流の一例、（ｂ）はトランジスタＰＢに流れる電流の一例である。
【図１０】差動対を構成するトランジスタＱ１、Ｑ２として、ＮＰＮ型トランジスタからなるトランジスタＱ１、Ｑ２を用いた場合のバンドギャップリファレンス回路の一例を示す回路図である。
【図１１】従来のバンドギャップリファレンス回路の一例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明のバンドギャップリファレンス回路の一例を示す構成図である。
図１におけるバンドギャップリファレンス回路１は、定電流Ｉ１を発生する定電流源１０１と、当該定電流源１０１に接続されたＰＮＰ型トランジスタからなるトランジスタＱ１０１と、加算回路１０２と、絶対温度に比例するＶＴ電圧を発生するＶＴ発生回路１０３と、ＶＴ発生回路１０３で発生されたＶＴ電圧をＭ倍する乗算器１０４と、Ｎ次の温度補償を行うためのＮ次温度補償信号を発生するＮ次温度補償信号発生回路１０５と、を備える。
【００２３】
トランジスタＱ１０１は、ベース−コレクタ間が短絡されるようにダイオード接続されたトランジスタであって、トランジスタＱ１０１のエミッタが定電流源１０１に接続され、コレクタは接地されている。定電流源１０１とトランジスタＱ１０１のエミッタとの接続点の電圧がトランジスタＱ１０１のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥとして加算回路２に入力される。
【００２４】
ＶＴ発生回路１０３は、ＶＴ（ＶＴ＝ｋ×Ｔ／ｑ）電圧を発生する。なお、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電気素量である。
そして、トランジスタＱ１０１のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥと、乗算器１０４からのＭ×ＶＴ電圧と、Ｎ次温度補償信号発生回路１０５からの高次温度補償電圧Ｖｃｏｍｐとが加算回路１０２に入力され、これら電圧の和が出力電圧すなわち基準電圧Ｖｏｕｔ（＝ＶＢＥ＋Ｍ×ＶＴ＋Ｖｃｏｍｐ）として出力される。
【００２５】
つまり、前述の従来のバンドギャップリファレンス回路（図１１）では、ダイオード接続されたトランジスタＱ２のＶＢＥ電圧を用いた、温度に対して負の傾きを持つ電圧に、絶対温度に比例するＶＴ（ＶＴ＝ｋ×Ｔ／ｑ）電圧を加えることで、温度ドリフトを軽減していたが、この図１に示すバンドギャップリファレンス回路１では、これに加えて高次の温度係数を持つ温度補償信号発生回路（Ｎ次温度補償信号発生回路１０５）を有し、高次温度補償電圧Ｖｃｏｍｐをさらに加えることにより、さらに温度ドリフトを低減させるようにしている。
【００２６】
図２は、図１のバンドギャップリファレンス回路１の具体的な構成を示す回路図である。
図２に示すように、このバンドギャップリファレンス回路１は、図１１に示す従来のバンドギャップリファレンス回路と同様に、ＰＮＰ型トランジスタからなるトランジスタＱ１およびＱ２と、オペアンプＯＰ１と、電流源として機能するＰ型ＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＭ１およびＭ２と、を備えるとともに、さらに、抵抗Ｒ１、Ｒ２Ａ、Ｒ２Ｂ、Ｒ３と、温度補償電流発生回路１０とを備えている。抵抗Ｒ２ＡおよびＲ２Ｂは抵抗値可変に構成されている。
【００２７】
トランジスタＱ２のエミッタサイズは、トランジスタＱ１のエミッタサイズのＮ倍（Ｎは正の整数、Ｎ＞１）であり、トランジスタＭ１およびＭ２のトランジスタサイズは同一である。これらトランジスタＱ１およびＱ２はそれぞれベース−コレクタ間が短絡するようにダイオード接続される。
そして、トランジスタＭ１のソースが電源電圧ＶＤＤに接続され、ドレインは抵抗Ｒ３を介してトランジスタＱ１のエミッタに接続され、コレクタは接地される。同様に、トランジスタＭ２のソースが電源電圧ＶＤＤに接続されトランジスタＭ２のドレインは抵抗Ｒ２Ｂ、Ｒ２Ａ、Ｒ１を介してトランジスタＱ２のエミッタに接続されトランジスタＱ２のコレクタは接地される。
【００２８】
抵抗Ｒ３とトランジスタＱ１のエミッタとの接続点であるノードＮ１の電圧ＶＮ１がオペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力され、抵抗Ｒ２ＡとＲ１との接合点であるノードＮ２の電圧ＶＮ２がオペアンプＯＰ１の非反転入力端子に入力される。オペアンプＯＰ１は、ノードＮ１の電圧ＶＮ１とノードＮ２の電圧ＶＮ２とを同一にするようにトランジスタＭ１およびＭ２のゲート電圧を制御して、トランジスタＭ２に流れる電流Ｉ１′およびトランジスタＭ１に流れる電流Ｉ２′を制御する。
温度補償電流発生回路１０は、抵抗Ｒ２ＡおよびＲ２Ｂの接合点であるノードＮ３に接続される。また、トランジスタＭ２と抵抗Ｒ２Ｂの接続点の電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとして、出力端子ＯＵＴから出力されるようになっている。
【００２９】
ここで、ノードＮ１での電流変化に対する電圧変化は、ノードＮ２での電流変化に対する電圧変化に対して十分小さい。上述のように、オペアンプＯＰ１は、ノードＮ１のＶＮ１電圧とノードＮ２のＶＮ２電圧とが同一となるようにトランジスタＭ１、Ｍ２に流れる電流を制御するため、ノードＮ３において温度補償電流発生回路１０により温度補償電流Ｉｃｏｍｐが引かれた場合、抵抗Ｒ１に流れる電流を変化させないようにトランジスタＭ１およびＭ２に流れる電流が制御されることになる。そのため、トランジスタＭ１に流れる電流Ｉ２′およびトランジスタＭ２に流れる電流Ｉ１′は、次式（１１）で表すことができる。
Ｉ１′＝Ｉ２′＝Ｉ１＋Ｉｃｏｍｐ＝Ｉ２＋Ｉｃｏｍｐ ……（１１）
なお、式（１１）中のＩ１、Ｉ２は、前記図１１に示す温度補償電流発生回路１０が接続されていないときに、トランジスタＭ１、Ｍ２を流れる電流である。
【００３０】
式（１１）から、出力端子ＯＵＴに発生される出力電圧Ｖｏｕｔは、次式（１２）で表すことができる。
Ｖｏｕｔ
＝ＶＢＥ（Ｑ２）＋Ｉ１×Ｒ１＋Ｉ１×Ｒ２Ａ＋（Ｉ１＋Ｉｃｏｍｐ）×Ｒ２Ｂ
＝ＶＢＥ（Ｑ２）＋Ｉ１×（Ｒ１＋Ｒ２Ａ＋Ｒ２Ｂ）＋Ｉｃｏｍｐ×Ｒ２Ｂ
……（１２）
ここで、Ｒ２Ａ＋Ｒ２Ｂ＝Ｒ２とすると、式（１２）における第１項と第２項との和は、前記式（４）と同一であり、すなわち、前記従来の図１１に示すバンドギャップリファレンス回路の出力電圧Ｖｏｕｔと同一である。
【００３１】
式（１２）においてその第３項が、出力電圧Ｖｏｕｔにおいて新しく付加された高次温度補償電圧Ｖｃｏｍｐとなっている。
温度補償電流発生回路１０により引かれる温度補償電流Ｉｃｏｍｐと、高次温度補償電圧Ｖｃｏｍｐとの関係は、２次の温度補償の場合、例えば図３のようになる。すなわち、式（１２）の第３項に示したように、Ｖｃｏｍｐ＝Ｉｃｏｍｐ×Ｒ２Ｂとなる。
【００３２】
なお、図３において（ａ）は絶対温度Ｔと温度補償電流Ｉｃｏｍｐとの対応を表したものであって、横軸が絶対温度Ｔ、縦軸が温度補償電流Ｉｃｏｍｐである。図３において（ｂ）は絶対温度Ｔと高次温度補償電圧Ｖｃｏｍｐとの対応を表したものであって、横軸が絶対温度Ｔ、縦軸が高次温度補償電圧Ｖｃｏｍｐである。
図４は、式（１２）における第３項に示した温度補償電圧“Ｉｃｏｍｐ×Ｒ２Ｂ”が、温度に関して３次関数の特性を持つ場合の温度補償後の出力電圧Ｖｏｕｔの温度ドリフト量の計算値を表したものである。
【００３３】
この温度ドリフト量の計算は、以下のように行った。すなわち、前記従来の図１１に示すバンドギャップリファレンス回路において説明したように、図１１においてトランジスタＭ２に流れる電流Ｉ１は、前記式（３）で示したように、ΔＶＢＥ（＝ＶＢＥ（Ｑ１）−ＶＢＥ（Ｑ２））を抵抗Ｒ１で割った値として求められ、式（９）で示したように、ΔＶＢＥは、絶対温度Ｔに比例するため、トランジスタＭ２に流れる電流Ｉ１は理論上温度に比例し、温度に関する１次関数で近似することができる。また、温度ドリフトの２次以上の成分は、式（１２）の第１項に表されたＶＢＥ（Ｑ２）に起因するものであるため、式（１０）を用いて計算した。
【００３４】
なお、図４において、（ａ）は温度補償が無い時のＶＢＥ（Ｑ２）がもつ温度ドリフト量を表す。（ｂ）は温度補償後のＶＢＥ（Ｑ２）に起因する温度ドリフト量を示したものであり、１次補償後、２次補償後、３次補償後の温度ドリフト量を示す。（ｃ）は図４（ｂ）の２次補償後の温度ドリフト量を拡大表示したもの、（ｄ）は図４（ｂ）の３次補償後の温度ドリフト量を拡大表示したものである。なお、各図４（ａ）〜（ｄ）において横軸は温度〔℃〕を表す。縦軸は温度ドリフト量を示し、その単位は、図４（ａ）は電圧〔Ｖ〕であり、図４（ｂ）〜（ｄ）は電圧〔μＶ〕である。
【００３５】
図４に示すように、ＶＢＥ（Ｑ２）電圧は、温度補償されないときには、図４（ａ）に示すように、−４０〔℃〕から９０〔℃〕で、３００〔ｍＶ〕程度の温度ドリフトをもっている。１次の温度補償を実施することにより、図４（ｂ）に示すように、１２００〔μＶ〕程度の温度ドリフトに抑制することができる。２次の温度補償を実施することにより図４（ｃ）に示すように、５０〔μＶ〕以下の温度ドリフトを達成することができる。さらに、３次補償を実施することにより、図４（ｄ）に示すように、１０〔μＶ〕以下の温度ドリフトを達成することができる。したがって、３次補償まで実施すれば、計算上、１０ｐｐｍ以下の温度ドリフト量にすることが可能である。
【００３６】
ここで、実際の回路では、抵抗値やトランジスタ特性のプロセスばらつきや、素子間のミスマッチなどによって温度特性は変動する。この変動を補正するため、図２中の抵抗Ｒ２Ａ、Ｒ２Ｂは、抵抗値可変に構成され、調整後の抵抗値を記憶するようにしている。例えば、バンドギャップリファレンス回路１が実装されたＩＣ内に、記憶手段として不揮発性メモリを実装しておき、調整後の抵抗Ｒ２Ａ、Ｒ２Ｂの抵抗値を不揮発性メモリにより保持するようになっている。そして、以後、抵抗Ｒ２Ａ、Ｒ２Ｂの抵抗値として、不揮発性メモリに格納された抵抗値を設定することによって、抵抗Ｒ２Ａ、Ｒ２Ｂの調整を容易に行うようになっている。
【００３７】
図４は、以下のように数式上も証明出来る。
前記式（１０）に示したＶＢＥ（Ｑ２）の温度特性において、高次の温度特性を持つ第３項を変形すると下記のようになる。
−（γ−１）×（ｋ×Ｔ／ｑ）×ｌｎ（Ｔ／ＴＲ）
＝−（γ−１）×（ｋ×ＴＲ／ｑ）×（Ｔ／ＴＲ）×ｌｎ（Ｔ／ＴＲ）
……（１３）
実使用範囲である温度（−４０〜１００℃程度）では、前記式（１３）は次のように展開できる。
【００３８】
【数１】
【００３９】
上記のように、高次成分をもつ（Ｔ／ＴＲ）×ｌｎ（Ｔ／ＴＲ）は、温度Ｔのべき乗で展開できる。例えば、γ＝３、ｋ×ＴＲ／ｑ＝２６ｍＶを用いて計算すると、図５のようになり、高精度リファレンス電圧の生成には、３次以上の温度補正が必要であることが明らかである。なお、図５において、横軸は温度〔℃〕、縦軸は温度ドリフト量〔μＶ〕を表す。
【００４０】
次に、温度補償電流発生回路１０の具体的な回路を説明する。
図６は、温度に対して２次関数の特性を持つ温度補償電流発生回路の一例を示したものであり、１０ａは温度補償電流Ｉｃｏｍｐを引き抜く場合、１０ａ′は温度補償電流Ｉｃｏｍｐを加える場合の回路である。なお、温度補償電流発生回路１０ａは、温度補償対象となる二次の温度特性に応じて、温度補償対象の二次の温度補償を行うことができる方の温度補償電流発生回路１０ａ、または１０ａ′を選択する。温度補償対象の二次の温度特性は設計時に認識することができる。
【００４１】
この温度補償電流発生回路１０ａは、ＮＰＮ型トランジスタからなるトランジスタＢＩＰ１〜ＢＩＰ４と、温度に対して比例する電流Ｉｐｔａｔを発生する電流源１２と、温度に関係なく一定の電流Ｉｃを発生する定電流源１３と、オペアンプＯＰ１１と、電流源として動作するＰ型ＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＭＰ１およびＭＰ２とから構成される。
【００４２】
トランジスタＢＩＰ１〜ＢＩＰ４は、同一特性を有し且つベース−コレクタ間が短絡するようにダイオード接続され、トランジスタＢＩＰ１のコレクタとトランジスタＢＩＰ２のエミッタとが接続され、トランジスタＢＩＰ２のコレクタは電流源１２を介して電源電圧ＶＤＤに接続され、トランジスタＢＩＰ１のエミッタは接地される。同様に、トランジスタＢＩＰ３のコレクタとトランジスタＢＩＰ４のエミッタとが接続され、トランジスタＢＩＰ４のコレクタは定電流源１３を介して電源電圧ＶＤＤに接続され、トランジスタＢＩＰ３のエミッタは接地される。
【００４３】
また、トランジスタＭＰ１は、電源電圧ＶＤＤと、トランジスタＢＩＰ３およびトランジスタＢＩＰ４の接続点との間に接続され、トランジスタＭＰ２のソースは電源電圧ＶＤＤに接続される。トランジスタＭＰ２のドレインは、ミラー回路を構成する一対のトランジスタに接続される。このミラー回路は、Ｎ型ＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＭＮ１とトランジスタＭＮ２とで構成され、トランジスタＭＮ１のドレイン電圧がトランジスタＭＮ１およびＭＮ２のゲートに供給される。そして、トランジスタＭＰ２のドレインとミラー回路を構成するトランジスタＭＮ１のドレインとが接続され、これらトランジスタＭＮ１およびＭＮ２のソースは接地される。そして、トランジスタＭＮ２のドレインが、図２のノードＮ３に接続される。
【００４４】
つまり、トランジスタＭＰ１を流れる電流が温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１となり、トランジスタＭＮ１およびＭＮ２からなるミラー回路により、トランジスタＭＰ２を流れる温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１相当のドレイン電流がＩｏｕｔとしてトランジスタＭＮ２に流れ、温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１相当の電流が引き抜かれるようになっている。
そして、電流源１２とトランジスタＢＩＰ２との接続点であるコレクタノードＮＩＮのノード電圧ＶｎｉｎがオペアンプＯＰ１１の反転入力端子に入力され、定電流源１３とトランジスタＢＩＰ４との接続点であるコレクタノードＰＩＮのノード電圧Ｖｐｉｎがオペアンプ１１の非反転入力端子に入力される。オペアンプ１１の出力側は、トランジスタＭＰ１およびＭＰ２のゲートに接続される。
【００４５】
オペアンプＯＰ１１は、トランジスタＢＩＰ２のコレクタノードＮＩＮのノード電圧ＶｎｉｎとトランジスタＢＩＰ４のコレクタノードＰＩＮのノード電圧Ｖｐｉｎとを同一とするようにトランジスタＭＰ１に流れる電流Ｉｃｏｍｐ１１を調整するように動作する。
一方、温度補償電流を重畳するための温度補償電流発生回路１０ａ′は、図６（ｂ）に示すように、図６（ａ）において、ミラー回路を構成するトランジスタＭＮ１およびＭＮ２を除去した構成を有し、トランジスタＭＰ２を流れる温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１相当の電流がＩｏｕｔとしてノードＮ３に加えられるようになっている。
【００４６】
ここで、コレクタノードＮＩＮのノード電圧Ｖｎｉｎは次式（１５）で表される。
Ｖｎｉｎ＝２×ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ（Ｉｐｔａｔ／Ｉｓ）
＝ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ（Ｉｐｔａｔ／Ｉｓ）2 ……（１５）
また、コレクタノードＰＩＮのノード電圧Ｖｐｉｎは次式（１６）で表される。
Ｖｐｉｎ＝ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ（Ｉｃ／Ｉｓ）
＋ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ（（Ｉｃ＋Ｉｃｏｍｐ１１）／Ｉｓ）
＝ｋ×Ｔ／ｑ×ｌｎ〔Ｉｃ×（Ｉｃ＋Ｉｃｏｍｐ１１）／Ｉｓ2〕
……（１６）
なお、式（１５）、式（１６）中のＩｓは、ＮＰＮ型トランジスタからなるトランジスタＢＩＰ１〜ＢＩＰ４の飽和電流である。
【００４７】
これらノード電圧ＶｎｉｎおよびＶｐｉｎは、最終的にはオペアンプＯＰ１１によって、Ｖｎｉｎ＝Ｖｐｉｎとなるような状態に安定する。したがって、式（１５）および式（１６）から、Ｉｃｏｍｐ１１は、次式（１７）で示される。
（Ｉｐｔａｔ／Ｉｓ）2＝Ｉｃ×（Ｉｃ＋Ｉｃｏｍｐ１１）／Ｉｓ2
Ｉｃｏｍｐ１１＝（Ｉｐｔａｔ2／Ｉｃ）−Ｉｃ ……（１７）
式（１７）からわかるように、Ｉｃｏｍｐ１１は、Ｉｐｔａｔの２乗に比例する。すなわち、前述のようにＩｐｔａｔは温度に比例する電流であるから、Ｉｃｏｍｐ１１は、温度の２乗に比例する電流となる。
つまり、２次関数の特性を持つ温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１を発生することができることを意味する。
【００４８】
図７は、温度に対して３次関数の特性をもつ温度補償電流発生回路１０ｂの一例を示したものである。
この温度補償電流発生回路１ｂは、所定電流を発生する定電流源２１〜２３と、ＮＰＮ型トランジスタからなる３組の差動対Ｈ１〜Ｈ３と、差動対を構成する各ＮＰＮ型トランジスタに接続される抵抗Ｒ１１ａ〜１３ｂと、電流源として動作するＰ型ＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＰＡおよびＰＢと、これらトランジスタＰＡおよびＰＢのそれぞれとカレントミラー回路を構成するＰ型ＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＭＰａ、ＭＰｂと、カレントミラー回路を構成するＮ型ＭＯＳトランジスタからなるトランジスタ対ＭＮ２１およびＭＮ２２とから構成される。
【００４９】
差動対Ｈ１は、ＮＰＮ型トランジスタからなるトランジスタＢＩＰ２１ａおよびＢＩＰ２１ｂで構成され、トランジスタＢＩＰ２１ａのエミッタは抵抗Ｒ１１ａおよび定電流源２１を介して接地され、同様に、トランジスタＢＩＰ２１ｂのエミッタは抵抗Ｒ１１ｂおよび定電流源２１を介して接地される。
差動対Ｈ２は、ＮＰＮ型トランジスタからなるトランジスタＢＩＰ２２ａおよびＢＩＰ２２ｂで構成され、トランジスタＢＩＰ２２ａのエミッタは抵抗Ｒ１２ａおよび定電流源２２を介して接地され、同様に、トランジスタＢＩＰ２２ｂのエミッタは抵抗Ｒ１２ｂおよび定電流源２２を介して接地される。
【００５０】
差動対Ｈ３は、ＮＰＮ型トランジスタからなるトランジスタＢＩＰ２３ａおよびＢＩＰ２３ｂで構成され、トランジスタＢＩＰ２３ａのエミッタは抵抗Ｒ１３ａおよび定電流源２３を介して接地され、同様に、トランジスタＢＩＰ２３ｂのエミッタは抵抗Ｒ１３ｂおよび定電流源２３を介して接地される。これらトランジスタＢＩＰ２１ａ〜ＢＩＰ２３ｂは同一特性を有する。
【００５１】
各差動対Ｈ１〜Ｈ３を構成する一方のトランジスタＢＩＰ２１ａ、ＢＩＰ２２ａ、ＢＩＰ２３ａのコレクタは、共通してトランジスタＰＡのドレインに接続され、トランジスタＰＡのソースは電源電圧ＶＤＤに接続される。
各差動対Ｈ１〜Ｈ３を構成する他方のトランジスタＢＩＰ２１ｂ、ＢＩＰ２２ｂ、ＢＩＰ２３ｂのコレクタは、共通してトランジスタＰＢのドレインに接続され、トランジスタＰＢのソースは電源電圧ＶＤＤに接続される。
【００５２】
トランジスタＭＰａとトランジスタＭＮ２２とは直列に接続され、トランジスタＭＰａのソースは電源電圧ＶＤＤに接続され、トランジスタＭＮ２２のソースは接地される。
同様に、トランジスタＭＰｂとトランジスタＭＮ２１とは直列に接続され、トランジスタＭＰｂのソースは電源電圧ＶＤＤに接続され、トランジスタＭＮ２１のソースは接地される。
【００５３】
各差動対Ｈ１〜Ｈ３を構成する一方のトランジスタＢＩＰ２１ｂ、ＢＩＰ２２ａ、ＢＩＰ２３ｂのベースにはそれぞれ個別に一定電圧Ｖｒｅｆが入力され、他方のトランジスタＢＩＰ２１ａ、ＢＩＰ２２ｂ、ＢＩＰ２３ａのベースには、温度に対して１次の温度特性を有する共通の電圧ＶＴが入力される。
カレントミラー回路を構成するトランジスタＰＡおよびＭＰａのゲートには、トランジスタＰＡのドレイン電圧が入力される。カレントミラー回路を構成するトランジスタＰＢおよびＭＰｂのゲートには、トランジスタＰＢのドレイン電圧が入力される。カレントミラー回路を構成するトランジスタＭＮ２１およびＭＮ２２のゲートには、トランジスタＭＮ２１のドレイン電圧が入力される。
【００５４】
そして、トランジスタＭＰａおよびトランジスタＭＮ２２の接続点を流れる電流が温度補償電流Ｉｃｏｍｐ２１として出力または引き抜かれる。つまり、トランジスタＰＡを流れる電流ＩAと電流ＩBとの差の電流が、温度補償電流Ｉｃｏｍｐ２１として出力または引き抜かれる。
ここで、電圧ＶＴと一定電圧ＶｒｅｆとがＶＴ＝Ｖｒｅｆであるとき、差動対Ｈ１〜Ｈ３を構成する各トランジスタに流れる電流は等しく、流れる電流は、定電流源２１〜２３を流れる電流量の半分となる。
【００５５】
一方、一定電圧Ｖｒｅｆよりも電圧ＶＴが十分に大きい場合、定電流源２１〜２３を流れる電流は全て電圧ＶＴが入力されるトランジスタＢＩＰ２１ａ、ＢＩＰ２２ｂ、ＢＩＰ２３ａを流れ、一定電圧Ｖｒｅｆが入力されるトランジスタＢＩＰ２１ｂ、ＢＩＰ２２ａ、ＢＩＰ２３ｂには電流は流れない。
逆に、一定電圧Ｖｒｅｆの方が電圧ＶＴよりも十分に大きい場合、定電流源２１〜２３を流れる電流は全て一定電圧Ｖｒｅｆが入力されるトランジスタＢＩＰ２１ａ、ＢＩＰ２２ｂ、ＢＩＰ２３ａを流れ、電圧ＶＴが入力されるトランジスタＢＩＰ２１ｂ、ＢＩＰ２２ａ、ＢＩＰ２３ｂには電流は流れない。
【００５６】
例えば、電圧ＶＴが負の温度特性とし、図７に示すように、差動対Ｈ１のトランジスタＢＩＰ２１ｂのベースに高温相当の一定電圧ＶｒｅｆＨが入力され、差動対Ｈ２のトランジスタＢＩＰ２２ａのベースに常温相当の電圧ＶｒｅｆＭが入力され、差動対Ｈ３のトランジスタＢＩＰ２３ｂのベースに低温相当の一定電圧ＶｒｅｆＬが入力されたとき、各トランジスタＢＩＰ２１ａ〜ＢＩＰ２３ｂに流れる電流は図８に示すようになる。
【００５７】
図８において、（ａ）は差動対Ｈ１における各トランジスタのベースへの入力電圧ＶBと差動対Ｈ１の各トランジスタを流れる電流Ｉ1A、Ｉ1Bと、絶対温度Ｔとの関係を示したものである。同様に、（ｂ）は差動対Ｈ２における各トランジスタのベースへの入力電圧ＶBと差動対Ｈ２の各トランジスタを流れる電流Ｉ2A、Ｉ2Bと、絶対温度Ｔとの関係を示したものである。同様に、（ｃ）は差動対Ｈ３における各トランジスタのベースへの入力電圧ＶBと差動対Ｈ３の各トランジスタを流れる電流Ｉ3A、Ｉ3Bと、絶対温度Ｔとの関係を示したものである。
【００５８】
ここで、トランジスタＰＡおよびＰＢを流れる電流をそれぞれＩA、ＩBとすると、これらＩA、ＩBは次式（１８）、式（１９）で表すことができる。
ＩA＝Ｉ1A＋Ｉ2A＋Ｉ3A ……（１８）
ＩB＝Ｉ1B＋Ｉ2B＋Ｉ3B ……（１９）
したがって、図８の電流特性と、式（１８）、式（１９）とから、これらＩA、ＩBは、図９に示す温度特性を有することがわかる。なお、図９（ａ）において、横軸は絶対温度Ｔを表し、縦軸はトランジスタＰＡを流れる電流ＩAを表す。図９（ｂ）において、横軸は絶対温度Ｔを表し、縦軸はトランジスタＰＢを流れる電流ＩBを表す。
【００５９】
すなわち、図９に示すように、トランジスタＰＡおよびＰＢを流れる電流ＩA、ＩBは温度に対して３次関数の特性を持つ形状を示している。したがって、各差動対Ｈ１〜Ｈ３に入力される各一定電圧Ｖｒｅｆと抵抗Ｒ１１ａ〜Ｒ１３ｂの各抵抗値と、定電流源２１〜２３を流れる各電流量とを調整することによって、図４（ｂ）、（ｃ）に示した２次補償後の温度ドリフト量の温度特性を補償する電流を発生することができることになる。
【００６０】
したがって、図２において、温度補償電流発生回路１０として、図６の２次関数の特性を持つ温度補償電流発生回路１０ａを用いれば、１次および２次までの温度ドリフト量の温度特性を補償するバンドギャップリファレンス回路を構成することができる。また、図２において、温度補償電流発生回路１０として図６の２次関数の特性を持つ温度補償電流発生回路１０ａと図７の温度補償電流発生回路１０ｂとを用いることによって、３次までの温度ドリフト量の温度特性を補償するバンドギャップリファレンス回路を構成することができる。
【００６１】
つまり、前述の図４に示すように、１次の温度補償後の出力電圧Ｖｏｕｔの温度ドリフト量は、上に凸となる２次関数で表される特性を有する。また、図６の２次関数の特性を持つ温度補償電流発生回路１０ａ、１０ａ′で発生される温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１は、温度に対して２次関数の特性を持つ下に凸となる２次関数で表される特性を有する。このため、温度補償電流発生回路として１０ａ′を用い、ノードＮ３から温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１を引き抜く。これによって、出力電圧Ｖｏｕｔの２次の温度ドリフト量が、これとは逆の特性をもつ温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１により打ち消されることになって２次の温度補償を行うことができる。
【００６２】
また、前述の図４に示すように、２次の温度補償後の出力電圧Ｖｏｕｔの温度ドリフト量は３次関数の特性を有する。また、図７の３次関数の特性を持つ温度補償電流発生回路１０ｂで発生される温度補償電流Ｉｃｏｍｐ２１は、図９に示すような３次関数で表される特性を持つ。このため、温度補償電流Ｉｃｏｍｐ２１を図２のノードＮ３に作用させることによって、出力電圧Ｖｏｕｔの温度ドリフト量の３次の温度補償を行うことができる。
【００６３】
したがって、これら温度補償電流発生回路１０ａ、１０ｂを並列に、ノードＮ３に接続することによって、１次、２次および３次までの温度特性を補償するバンドギャップリファレンス回路を構成することができる。
なお、次数の選択や各次数における温度補償電流のゲイン設定の個別調整は容易に実施することができる。
【００６４】
すなわち、前記式（１１）に示したように、温度補償電流発生回路１０を付加した後にトランジスタＭ１、Ｍ２に流れる電流Ｉ１′は、Ｉ１′＝Ｉ１＋Ｉｃｏｍｐであって、Ｉ１は１次温度補償電流であり、Ｉｃｏｍｐは高次温度補償電流である。１次温度補償電流によってＯＵＴ端子に発生される電圧をＶｏｕｔ1st、高次温度補償電流ＩｃｏｍｐによってＯＵＴ端子に発生される電圧をＶｏｕｔcompとすると、これら電圧Ｖｏｕｔ1st、Ｖｏｕｔcompはそれぞれ次式（２０）、（２１）で表すことができる。
Ｖｏｕｔ1st＝Ｉ１×（Ｒ１＋Ｒ２Ａ＋Ｒ２Ｂ） ……（２０）
Ｖｏｕｔcomp＝Ｉｃｏｍｐ×Ｒ２Ｂ ……（２１）
したがって、式（２１）から抵抗Ｒ２Ｂの抵抗値を変化させることにより、Ｖｏｕｔcompを調整できることがわかる。
【００６５】
このとき、“Ｒ２Ａ＋Ｒ２Ｂ”を一定に保つようにＲ２ＡおよびＲ２Ｂの抵抗値を調整し、Ｖｏｕｔ1stは変化しないように調整すればＶｏｕｔcompのみを変化させることができる。
一方、Ｖｏｕｔ1stは、前記式（２０）から、抵抗Ｒ２Ａの抵抗値を変化させることにより調整できることがわかり、また、Ｖｏｕｔcompを変化させることなくＶｏｕｔ1stのみをさせることができることがわかる。
【００６６】
以上のように、本実施の形態におけるバンドギャップリファレンス回路１によれば、図１１に示す従来のバンドギャップリファレンス回路に、温度補償電流発生回路１０をさらに追加するだけで、温度に対して高精度なリファレンス電圧を発生することの可能なバンドギャップリファレンス回路を実現することができ、さらに、温度補償電流発生回路１０は、図６や図７に示す比較的簡易な構成で実現することができ大幅な素子の追加などを伴うことなく、容易に実現することができる。
【００６７】
また、図２および前記（１１）式に示すように、１次の温度補償が行われた電流Ｉ１に対して、２次や３次の温度特性を補償する温度補償電流Ｉｃｏｍｐ１１やＩｃｏｍｐ２１を重畳させることで温度補償を行う構成としているため、各次数の温度補償電流発生回路を並列にノードＮ３に接続するだけで実現することができ、従来のバンドギャップリファレンス回路に対して大幅な変更を伴うことなく容易に実現することができる。
【００６８】
なお、上記実施の形態においては、図２に示すように、バンドギャップリファレンス回路１を、ＰＮＰ型トランジスタからなるトランジスタＱ１、Ｑ２を用いて作成する場合について説明したが、これに限るものではなく、図１０に示すように、トランジスタＱ１、Ｑ２として、ＮＰＮ型トランジスタを用いることも可能である。
【００６９】
また、本発明は、図２に示すバンドギャップリファレンス回路１に限定するものではなく、図１の概念で表すことのできるバンドギャップリファレンス回路であれば、適用することができる。
ここで、上記実施の形態において、定電流源１０１およびトランジスタＱ１０１が被補償信号発生部に対応し、温度補償電流発生回路１０、１０ａ、１０ａ′、１０ｂがｎ次温度補償部に対応し、ＶＴ発生回路１０３が１次補償部に対応している。
【符号の説明】
【００７０】
１ バンドギャップリファレンス回路
１０ 温度補償電流発生回路
１０ａ ２次の温度補償電流発生回路
１０ｂ ３次の温度補償電流発生回路
１０１ 定電流源
１０２ 加算回路
１０３ ＶＴ発生
１０５ Ｎ次温度補償信号発生回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
温度特性を持つ被補償信号を生成する被補償信号発生部と、
前記被補償信号が持つ前記温度特性のうちｎ次（ｎは３以上の整数）の温度特性を補償するｎ次温度補償部と、を備え、
前記ｎ次温度補償部により温度特性が補償された後の前記被補償信号をバンドギャップリファレンス信号として出力するバンドギャップリファレンス回路であって、
前記ｎ次温度補償部は、前記被補償信号に含まれる、前記ｎ次までの各次数における温度特性を持つ信号成分を打ち消すための温度特性を持つ各温度補償信号を生成し、
前記ｎ次までの各温度補償信号の総和を前記被補償信号に重畳することを特徴とするバンドギャップリファレンス回路。
【請求項２】
前記被補償信号は温度特性を持つ被補償電圧信号であって、
前記ｎ次の温度補償信号は、前記被補償電圧信号に含まれる、前記ｎ次の温度特性を持つ電圧信号成分を打ち消す温度特性を持つｎ次の温度補償電圧信号であることを特徴とする請求項１記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項３】
前記被補償信号は温度特性を持つ被補償電流信号であって、
前記ｎ次の温度補償信号は、前記被補償電流信号に含まれる、前記ｎ次の温度特性を持つ電流信号成分を打ち消す温度特性を持つｎ次の温度補償電流信号であることを特徴とする請求項１記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項４】
前記ｎ次温度補償部は、前記ｎ次の温度補償電流信号を電圧信号に変換する電流−電圧変換部を備えることを特徴とする請求項３記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項５】
前記電流−電圧変換部は抵抗であることを特徴とする請求項４記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項６】
前記抵抗の抵抗値は可変に構成されていることを特徴とする請求項５記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項７】
前記抵抗の抵抗値を記憶する記憶手段を備えることを特徴とする請求項６記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項８】
前記ｎ次温度補償部は、前記被補償信号に含まれる１次の温度特性を持つ信号成分を打ち消す温度特性を持つ１次補償信号を生成する１次補償部を備えることを特徴とする請求項１から請求項７の何れか１項に記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項９】
前記１次補償部は、電源電圧間に並列に接続された特性の異なる一対のバイポーラトランジスタを備え、
前記一対のバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧の差を利用して前記１次補償信号を生成することを特徴とする請求項８記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項１０】
前記被補償信号発生部は、前記一対のバイポーラトランジスタのうちの一方のバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧を、前記被補償信号として用いることを特徴とする請求項９記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項１】
温度特性を持つ被補償信号を生成する被補償信号発生部と、
前記被補償信号が持つ前記温度特性のうちｎ次（ｎは３以上の整数）の温度特性を補償するｎ次温度補償部と、を備え、
前記ｎ次温度補償部により温度特性が補償された後の前記被補償信号をバンドギャップリファレンス信号として出力するバンドギャップリファレンス回路であって、
前記ｎ次温度補償部は、前記被補償信号に含まれる、前記ｎ次までの各次数における温度特性を持つ信号成分を打ち消すための温度特性を持つ各温度補償信号を生成し、
前記ｎ次までの各温度補償信号の総和を前記被補償信号に重畳することを特徴とするバンドギャップリファレンス回路。
【請求項２】
前記被補償信号は温度特性を持つ被補償電圧信号であって、
前記ｎ次の温度補償信号は、前記被補償電圧信号に含まれる、前記ｎ次の温度特性を持つ電圧信号成分を打ち消す温度特性を持つｎ次の温度補償電圧信号であることを特徴とする請求項１記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項３】
前記被補償信号は温度特性を持つ被補償電流信号であって、
前記ｎ次の温度補償信号は、前記被補償電流信号に含まれる、前記ｎ次の温度特性を持つ電流信号成分を打ち消す温度特性を持つｎ次の温度補償電流信号であることを特徴とする請求項１記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項４】
前記ｎ次温度補償部は、前記ｎ次の温度補償電流信号を電圧信号に変換する電流−電圧変換部を備えることを特徴とする請求項３記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項５】
前記電流−電圧変換部は抵抗であることを特徴とする請求項４記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項６】
前記抵抗の抵抗値は可変に構成されていることを特徴とする請求項５記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項７】
前記抵抗の抵抗値を記憶する記憶手段を備えることを特徴とする請求項６記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項８】
前記ｎ次温度補償部は、前記被補償信号に含まれる１次の温度特性を持つ信号成分を打ち消す温度特性を持つ１次補償信号を生成する１次補償部を備えることを特徴とする請求項１から請求項７の何れか１項に記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項９】
前記１次補償部は、電源電圧間に並列に接続された特性の異なる一対のバイポーラトランジスタを備え、
前記一対のバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧の差を利用して前記１次補償信号を生成することを特徴とする請求項８記載のバンドギャップリファレンス回路。
【請求項１０】
前記被補償信号発生部は、前記一対のバイポーラトランジスタのうちの一方のバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧を、前記被補償信号として用いることを特徴とする請求項９記載のバンドギャップリファレンス回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１２−２４３０５４（Ｐ２０１２−２４３０５４Ａ）
【公開日】平成２４年１２月１０日（２０１２．１２．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１１２０２２（Ｐ２０１１−１１２０２２）
【出願日】平成２３年５月１９日（２０１１．５．１９）
【出願人】（３０３０４６２７７）旭化成エレクトロニクス株式会社 (840)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月１０日（２０１２．１２．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年５月１９日（２０１１．５．１９）
【出願人】（３０３０４６２７７）旭化成エレクトロニクス株式会社 (840)
【Ｆターム（参考）】
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