モータ制御装置

【課題】制御遅延や電流応答遅延が発生しても遠心力低減効果が低下せず、適切な軸位置指令値を求めるのに大きな負担を必要としないモータ制御装置を提供する。
【解決手段】振れ回り抑制制御部３０において、ローパスフィルタＬＰＦによって軸変位検出値ｄｑから軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバ５０によって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する軸変位指令値α^*，β^*を演算する。そして、前記振れ回り抑制制御部３０で演算された軸変位指令値α^*，β^*を軸支持制御部２０に入力する。

【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電磁力によって軸支持を行うベアリングレスモータまたは磁気軸受モータに適用されるモータ制御装置に係り、特に、回転速度が変化しても振れ回りの少ない軸位置指令値で軸支持制御が可能なモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータの軸を非接触で支持する技術として、磁気軸受やベアリングレスモータが知られている。図７に示すように、一般的なベアリングレスモータ２の制御装置１ａでは、軸支持制御部２０において、フィードバックにより軸支持制御が行なわれる。
【０００３】
まず、ベアリングレスモータ２の軸変位α，βをギャップセンサ２１により検出する。軸位置指令値α^*，β^*と前記軸変位検出値α，βとを減算器２２ａ，２２ｂにおいて各々比較し、この比較で得られた偏差をＰＩＤアンプ（比例・積分・微分制御器）２３ａ，２３ｂに入力し、軸支持力指令値Ｆ_α^*，Ｆ_β^*を演算する。この減算器２２ａ，２２ｂ，ＰＩＤアンプ２３ａ，２３ｂによりフィルタ４０ａを構成している。
【０００４】
軸支持変調器２４により、軸支持力指令値Ｆ_α^*，Ｆ_β^*の変調演算を行い、軸支持電流指令値ｉ_Sα^*，ｉ_Sβ^*を求め、ＡＣＲ（電流制御器）により指令値通りの電流を出力することでベアリングレスモータ２の軸支持を行なう。
【０００５】
これら磁気軸受やベアリングレスモータ２の軸支持制御は機械的な軸受に比べ剛性が低いため、軸の振れ周りが発生しやすいことが問題となる。
【０００６】
ここで、軸の振れ周りの発生原因を説明する。軸の振れ周りは、軸のアンバランスや負荷接続による重心の移動などにより、軸の幾何学的中心と重心にずれがあることに起因して発生する。
【０００７】
図８は幾何学的中心Ｏ点と重心が一致していない軸が回転する様子を示している。重心が回転運動することにより、軸に遠心力が発生する。この時、軸支持制御部２０ではＰＩＤアンプ２３ａ，２３ｂにより向心力を発生させ、遠心力を打ち消すことにより軸支持を行なう。この向心力はＰアンプ（比例制御器）により軸の位置が指令値から離れるほど大きくなり、Ｄアンプ（微分制御器）により軸の振れ回り速度が速くなるほど大きくなる。しかし、遠心力も回転中心からの重心の距離や回転速度の増加に伴って大きくなる。
【０００８】
その結果、遠心力と向心力の釣り合いがとれるまで軸の位置が軸位置指令値α^*，β^*から離れてしまうため、軸の振れ回りが発生する。また、遠心力と向心力の釣り合いがとれた状態でも、図７におけるモータ制御装置１ａでは向心力と軸変位が比例関係を保ち続けるため、軸変位α，βを小さくすると向心力が減少し、遠心力と向心力の釣り合いが崩れてしまう。そのため、軸の振れ回りを零にすることができない。
【０００９】
この軸の振れ回りの問題を解決するため、ロータ浮上位置（５自由度ロータ変位）と各方向の変位指令とを一致させるように制御すると共に、ロータ重心位置が回転座標系原点に位置するようにラジアル方向並進変位指令を制御することで、磁気軸受が発生する擾乱を全周波数領域において低減する磁気軸受の低擾乱化制御装置が提案されている（特許文献１参照）。
【００１０】
また、非特許文献１では、軸支持力指令値や軸位置指令値の軸に幾何学的中心と重心のずれ量となるオフセットを加算することで軸の振れ回りを抑制する方式が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００５−１８８５４５号公報（段落[００２４]〜[００２７]）
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】「ＭａｇｎｅｔｉｃＢｅａｒｉｎｇｓａｎｄＢｅａｒｉｎｇｌｅｓｓＤｒｉｖｅｓ」．Ｐ７４
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
特許文献１は、図９に示すように、フィルタ４０ａに代えてフィルタ４０ｂを適用し、フィルタ４０ｂの入力として軸変位α，βではなく、軸支磁力指令値Ｆ_α^*，Ｆ_β^*を使用した方式である。
【００１４】
具体的には、ＰＩアンプ４２ａ，４２ｂを用いて軸支持力指令値Ｆ_α^*，Ｆ_β^*から遠心力を抽出し、この遠心力が零になるように軸位置指令値α^*，β^*に回転座標上のオフセットを加えるフィードバックを構成している。これにより、軸の回転中心Ｏ点を幾何学的中心から重心へと変化させ、軸に発生する遠心力を低下させることができる。
【００１５】
しかしながら、この特許文献１におけるフィルタ４０ｂは、回転速度増加により制御遅延や電流応答などの遅延の影響が無視できなくなると、遠心力低減効果が低下する問題があった。
【００１６】
図１０は、軸位置指令値α^*，β^*にオフセットを加算するフィルタ４０ｃのブロック図を示す。非特許文献１では軸支磁力指令値（ｆ_NFBx，ｆ_NFBy）にオフセット（ｆ_dx，ｆ_dy）を加算しているが、これは図１０に対して加算点の位置を変えただけであり、動作の特徴などは図１０と同等である。このオフセットは回転座標上の固定値であるため、軸位置指令値α^*，β^*は軸の回転速度に同期して回転運動を行なう。このため、軸位置指令値α^*，β^*を回転させることと等価となる。
【００１７】
例として、図１１（ａ）に示すように、軸の幾何学的中心Ｏ点を基準として軸の重心とは点対称の位置を軸位置指令値α^*，β^*とする。その結果、図１１（ｂ）に示すように、この軸位置指令値α^*，β^*と軸の幾何学的中心Ｏ点が一致して回転するようになり、このとき、軸の回転基準は軸の重心と一致する。また、軸位置指令値α^*，β^*を適切に与えれば、フィルタ４０ｂ（図９）と同等の軸の振れ回りを小さくする効果を得ることもできる。
【００１８】
この図１０に示すフィルタ４０ｃ（非特許文献１）の特徴を以下に示す。
【００１９】
特許文献１（図９）と異なり、フィードフォワード構造のため、原理的に安定している。また、高速運転時においても、軸位置指令値α^*，β^*を変化させることで制御遅延の影響を除去することができ、軸の振れ回り抑制効果が得られる。
【００２０】
しかしながら、このフィルタ４０ｃ（非特許文献１）は、適切な軸位置指令値α^*，β^*を事前にシミュレーションや試験などにより求める必要があるが、これには、最適な軸位置指令値α^*，β^*を総当り的に確認しなければならなかった。
【００２１】
また、回転数により制御遅延の影響が変化するため、回転数ごとに適切な軸位置指令値α^*，β^*を総当り的に確認する必要があり、確認に非常に長い時間を要していた。
【００２２】
以上示したようなことから、制御遅延や電流応答遅延が発生しても遠心力低減効果が低下せず、適切な軸位置指令値α^*，β^*を求めるのに大きな負担を必要としないモータ制御装置を提供することが主な課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、電磁力によって軸支持を行うベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、前記モータの軸変位検出値と軸変位指令値との偏差に応じた軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する軸支持制御部と、ローパスフィルタによって軸変位検出値から軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する軸変位指令値を演算する振れ回り抑制制御部と、を備え、前記振れ回り抑制制御部で演算された軸変位指令値を軸支持制御部に入力することを特徴とする。
【００２４】
また、その他の態様は、電磁力によって軸支持を行うベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、前記モータの軸変位検出値と軸変位指令値との偏差に応じた軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する軸支持制御部と、ローパスフィルタによって、軸支持力指令値から軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する軸変位指令値を演算する振れ回り抑制制御部と、を備え、振れ回り抑制制御部で演算された軸変位指令値を軸支持制御部に入力することを特徴とする。
【００２５】
また、その他の態様は、電磁力によって軸支持を行うベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、前記モータの軸変位検出値と軸変位指令値との偏差に応じた軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する軸支持制御部と、ローパスフィルタによって、軸支持力指令値から軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する軸支持力指令値を演算する振れ回り抑制制御部と、を備え、前記振れ回り抑制制御部で演算された軸支持力指令値を、軸支持制御部の軸支持力指令値に加算することを特徴とする。
【００２６】
また、その他の態様は、電磁力によって軸支持を行うベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、前記モータの軸変位検出値と軸変位指令値との偏差に応じた軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する軸支持制御部と、スイッチにおいて、軸変位検出値または軸支持力指令値のうち一方を入力し、ローパスフィルタによって軸変位検出値または軸支持力指令値から軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する軸変位指令値を演算する振れ回り抑制制御部と、を備え、前記振れ回り抑制制御部で演算された軸変位指令値を軸支持制御部に入力することを特徴とする。
【００２７】
また、前記振れ回り抑制制御部を複数並列に接続し、各々で算出された指令値を加算することを特徴とする。
【００２８】
また、前記周期外乱オブザーバは、システム同定によって複素数で表現された実システムの伝達特性の逆関数を前記直流成分の信号に積算して、実システムの伝達特性が打ち消された値を算出し、この実システムの伝達特性が打ち消された値から、軸変位指令値が実システムを通過せず検出遅延だけを付加した値を減算して、外乱を推定しても良い。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、制御遅延や電流応答遅延が発生しても遠心力低減効果が低下せず、適切な軸位置指令値α^*，β^*を求めるのに大きな負担を必要としないモータ制御装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】実施形態１におけるモータ制御装置を示すブロック図である。
【図２】係数Ｑａｍ，Ｑｂｍ測定時のモータ制御装置を示すブロック図である。
【図３】実施形態２におけるモータ制御装置を示すブロック図である。
【図４】実施形態３におけるモータ制御装置を示すブロック図である。
【図５】実施形態４におけるモータ制御装置を示すブロック図である。
【図６】実施形態５におけるモータ制御装置を示すブロック図である。
【図７】従来のベアリングレスモータの制御装置を示すブロック図である。
【図８】幾何学的中心点と重心とが一致していない軸が回転する様子を示す図である。
【図９】特許文献１におけるフィルタ４０ｂを示すブロック図である。
【図１０】非特許文献１におけるフィルタ４０ｃを示すブロック図である。
【図１１】フィルタ４０ｃを適用した場合における軸が回転する様子を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
［実施形態１］
本実施形態１におけるモータ制御装置１ｂのブロック図を図１に示す。本実施形態１におけるモータ制御装置１ｂは、図１に示すように、軸を回転駆動させる駆動制御部１０と、軸変位を検出して軸支持力を発生させる軸支持制御部２０と、外乱を抑制する補償値を軸変位指令値に重畳する振れ回り抑制制御部３０と、を有する。
【００３２】
駆動制御部１０は、ロータリーエンコーダ１１によりベアリングレスモータ２の軸の回転角度θを検出し、この回転角度θに基づいて速度検出器１２により軸の回転角速度ωを検出する。次に、減算部１３により、前記検出した軸の回転角速度ωと速度指令値ω^*とを比較して角速度偏差Δωを求め、この角速度偏差ΔωをＰＩアンプ１４に入力しｑ軸のトルク電流指令値ｉ_mq^*を算出する。また、ｄ軸の励磁電流指令値Ｉ_md^*は零で固定されている。
【００３３】
電流検出器ＣＴ１により検出されたインバータ出力電流検出値を、ｄｑ変換器１５においてｄｑ変換することにより、実際のｑ軸のトルク電流検出値ｉ_mqとｄ軸の励磁電流検出値ｉ_mdに変換する。この実際のトルク電流検出値ｉ_mq，励磁電流検出値ｉ_mdと前記トルク電流指令値ｉ_mq^*，励磁電流検出値Ｉ_md^*とを、減算器１６ａ，１６ｂにより比較して電流偏差ΔＩ_mq，ΔＩ_mdを求め、この電流偏差ΔＩ_mq，ΔＩ_mdから電流制御器ＡＣＲによりインバータ電圧指令値Ｖｑ^*，Ｖｄ^*を算出する。
【００３４】
このインバータ電圧指令値Ｖｑ^*，Ｖｄ^*をｄｑ逆変換機１７により固定座標上のインバータ電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に変換する。前記固定座標上のインバータ電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*はＰＷＭ変調器１８によりＯＮ／ＯＦＦのゲート信号Ｇに変換され、このゲート信号Ｇに基づいてインバータＩＮＶ１からベアリングレスモータ（または、磁気軸受モータ）２に電圧を出力する。
【００３５】
軸支持制御部２０は、ギャップセンサ２１によりベアリングレスモータ（または、磁気軸受モータ）２の軸変位α，βを検出し、検出した軸変位α，βと軸変位指令値α^*，β^*とを減算器２２ａ，２２ｂにより比較して軸変位偏差Δα，Δβを求め、この軸変位偏差Δα，ΔβからＰＩＤアンプ２３ａ，２３ｂにより軸支持力指令値Ｆ_α^*，Ｆ_β^*を演算する。この軸支持力指令値Ｆ_α^*，Ｆ_β^*は、トルク電流により発生する磁界との干渉を考慮し、軸支持変調器２４により軸支持電流指令値ｉ_Sα^*，ｉ_Sβ^*に変換される。
【００３６】
電流検出器ＣＴ２により検出された軸支持側インバータＩＮＶ２のインバータ出力電流検出値を、３相２相変換器２５によりαβ座標上の軸支持電流検出値ｉ_Sα，ｉ_Sβに変換する。
【００３７】
この軸支持電流検出値ｉ_Sα，ｉ_Sβと軸支持電流指令値ｉ_Sα^*，ｉ_Sβ^*とを減算器２６ａ，２６ｂにより比較して電流偏差Δｉ_Sα，Δｉ_Sβを求め、この電流偏差Δｉ_Sα，Δｉ_Sβから、電流制御器ＡＣＲによりインバータ電圧指令値Ｖ_α^*，Ｖ_β^*を求める。電流制御器ＡＣＲから出力されたαβ座標上のインバータ電圧指令値Ｖ_α^*，Ｖ_β^*は、２相３相変換器２７により、３相の電圧指令値に変換され、この３相の電圧指令値をＰＷＭ変調器２８においてＯＮ／ＯＦＦのゲート信号Ｇｍに変換し、このゲート信号Ｇｍに基づいて軸支持側インバータＩＮＶ２からベアリングレスモータ（または、磁気軸受モータ）２に電圧を出力する。
【００３８】
本実施形態１における振れ回り抑制制御部３０について説明する。
【００３９】
まず、ギャップセンサ２１により検出した軸変位α，βを、ｄｑ変換器３１においてｄｑ変換し、軸の回転に同期したｄｑ座標上の軸変位ｄｑに変換する。次に、ローパスフィルタＬＰＦにおいて、軸変位ｄｑから軸の回転に同期した軸変位（振れ回り）を示す直流成分の信号のみを抽出する。
【００４０】
その後、抽出した軸変位（振れ回り）信号を周期外乱オブザーバ５０に入力することで、軸変位指令値ｄ^*，ｑ^*を得る。
【００４１】
最後に、ｄｑ逆変換器３７において、ｄｑ座標上の軸変位指令値ｄ^*，ｑ^*をｄｑ逆変換し、固定座標上の軸変位指令値α^*，β^*に変換する。この軸変位(振れ回り)を打ち消す固定座標上の軸変位指令値α^*，β^*を軸支持制御部２０に入力し、この軸変位指令値α^*，β^*に基づいて軸支持を行うことで、軸変位(振れ回り)を抑制する。
【００４２】
次に、周期外乱オブザーバ５０の動作の詳細を説明する。
【００４３】
まず、積算器３３ａ〜３３ｄにおいて、ローパスフィルタＬＰＦ１から出力された信号と係数Ｑａｍ，Ｑｂｍとの積を取り、減算器３４ａ，加算器３４ｂにおいて減算・加算し、実システムの伝達特性を打ち消した信号ｄ_dn，ｑ_dnを出力する。係数Ｑａｍ，Ｑｂｍは固定座標上の軸変位指令値α^*，β^*から実際の軸変位検出値α，βまでの伝達特性の逆関数であり、あらかじめ求めた値を用いる。本実施形態１では、テーブル３２ａ，３２ｂに角速度指令値ω^*を入力し、角速度指令値ω^*に対応した軸変位指令値α^*，β^*から軸変位検出値α，βまでの伝達特性の逆関数となる係数Ｑａｍ，Ｑｂｍを出力する。この係数Ｑａｍ，Ｑｂｍにより、位相遅れなどの伝達特性を打ち消すことができる。
【００４４】
次に、外乱の推定を行う。外乱は、減算器３５ａ，３５ｂにより、次の２つの信号の偏差をとることで求める。
（１）ｄｑ座標上の軸変位指令値ｄ^*，ｑ^*が、軸支持制御部２０やベアリングレスモータ（または、磁気軸受モータ）２を含む実システムを通り、係数Ｑａｍ，Ｑｂｍとの積により実システムの伝達特性を打ち消した信号ｄ_dn，ｑ_dn
（２）ｄｑ座標上の軸変位指令値ｄ^*，ｑ^*が実システムを通らず、検出用ＬＰＦだけを適用した信号ｄ_LPF，ｑ_LPF
（１）は軸変位指令値ｄ^*，ｑ^*に実システム上の外乱が重畳した信号、（２）は軸変位指令値ｄ^*，ｑ^*に検出用ＬＰＦ２を適用しただけであり外乱を含まない信号である。この２つの差分をとることで、外乱を求めることができる。
【００４５】
前記検出用ＬＰＦ２は、振れ回り抑制のためのｄｑ座標上の軸変位指令値ｄ^*，ｑ^*を入力とし、軸の回転に同期した振動を抽出するために使用したＬＰＦ１と同じ特性を持たせることで軸変位指令値ｄ^*，ｑ^*に検出遅延だけを付加する。
【００４６】
本実施形態では、積算器３３ａ〜３３ｄの積算結果を減算器３４ａ，加算器３４ｂにおいて減算・加算した信号ｄ_dn，ｑ_dnから、検出用ＬＰＦ２から出力された信号ｄ_LPF，ｑ_LPFを減算器３５ａ，３５ｂにおいて減算することで外乱を抽出する。
【００４７】
次に、減算器３６ａ，３６ｂにより、推定した外乱と外乱指令値Ｚとの外乱偏差をとる。基本的に外乱指令値Ｚは零で固定である。この演算により抽出した外乱偏差の符号を反転し、外乱を打ち消すようなｄｑ座標上の軸変位指令値ｄ^*，ｑ^*を求める。また、ｄｑ座標上の軸変位指令値ｄ^*，ｑ^*は、検出用ローパスフィルタＬＰＦ２によりＬＰＦ処理を行い、ｄ_LPF、ｑ_LPFを求め、ｄｑ座標上の軸変位指令値ｄ^*，ｑ^*が実システムを通過した信号ｄ_dn，ｑ_dnと比較し外乱の推定に使用する。
【００４８】
本実施形態１における振れ回り抑制制御部３０を動作させるためには、係数Ｑａｍ、Ｑｂｍをあらかじめ求める必要がある。係数Ｑａｍ、Ｑｂｍの測定方法は、ガウス性ノイズ信号を入力し入出力のパワースペクトル密度の比から求めるなど、様々な方法がある。ここでは最も単純なシステム同定による方法を説明する。
【００４９】
まず、ｄ軸を実部、ｑ軸を虚部と定義する。これにより伝達特性である振幅変化と位相変化を複素数で表現する。
【００５０】
次に、図２に示すように振れ回り抑制制御部３０を開ループに変更する。ｄ軸ｑ軸変位指令値を零に設定しベアリングレスモータ（または、磁気軸受モータ）２を動作させ、そのとき測定したｄ軸ｑ軸の変位検出値ｄ、ｑをそれぞれｄ_out0,ｑ_out0とする。ｄ_out0，ｑ_out0の測定後、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３をすべて上側に切り替え、ｄ軸変位指令値をｄ₁^*に変更し、ｄ軸ｑ軸の軸変位検出値ｄ、ｑを測定しｄ_out1，ｑ_out1とする。以上の測定より、軸支持側インバータＩＮＶ２の軸支持電流指令値ｉ_Sα^*，ｉ_Sβ^*から軸支持電流検出値ｉ_Sα，ｉ_Sβまでの伝達特性Ｐ_am＋ｊＰ_bmは下記（１）式で表すことができる。
【００５１】
【数１】

【００５２】
P_amは入力指令値に対して同位相の出力を、Ｐ_bmは入力指令値に対して９０ｄｅｇ位相進みの出力を表している。逆特性Ｑ_am＋ｊＱ_bmは、伝達特性Ｐ_am＋ｊＰ_bmの逆数になり、下記（２）式で表すことができる。
【００５３】
【数２】

【００５４】
軸変位の検出値がｄ_out，ｑ_outのとき、下記（３）式（積算器３３ａ〜３３ｄ，減算器３４ａ，加算器３４ｂ）の演算により伝達特性を打ち消すことができる。
【００５５】
【数３】

【００５６】
本実施形態１により、以下の効果が得られる。
【００５７】
ベアリングレスモータ（または、磁気軸受モータ）２の軸変位（振れ回り）を抑制し、軸の回転を幾何学的中心にあわせることができる。また、適切な軸位置指令値α^*，β^*を求めるのに大きな負担を必要としない。
【００５８】
また、従来のベアリングレスモータ（または、磁気軸受モータ）２の回転数が増加すると制御遅延による位相遅れの影響も大きくなり制御が不安定になりやすい。しかし、本実施形態１における制御法では、制御遅延も含めた伝達特性（係数Ｑａｍ，Ｑｂｍ）を測定するため、高速回転時においても安定して軸変位（振れ回り）を抑制できる。
【００５９】
さらに、この制御には外乱オブザーバ補償部５０があるため係数Ｑａｍ，Ｑｂｍは高い精度を必要としない。外乱オブザーバ補償部５０により係数Ｑａｍ，Ｑｂｍの誤差を外乱として扱うことができ、誤差による影響は外乱オブザーバ補償部５０内の偏差として現れ、補償される。そのため、負荷変動による伝達特性の変化が発生しても、変化が大きくなければ係数Ｑａｍ，Ｑｂｍを変更する必要がなく、安定した振動変位（振れ回り）抑制を持続することが可能である。負荷変動などで大きな条件変動が発生した場合は、一旦モータ２を停止し係数Ｑａｍ，Ｑｂｍを再測定するだけで対応可能である。
【００６０】
通常は制御フィードバックの位相遅れが１８０ｄｅｇに達するとポジティブフィードバックとなり、制御により軸振動を拡大させてしまう。しかし、本実施形態１における制御法は、前記（１）〜（３）の演算により位相遅れを打ち消すことができるため、どのような条件であっても安定した軸変位（振れ回り）抑制が可能となる。
【００６１】
また、本実施形態１では、係数Ｑａｍ，Ｑｂｍをモータ２の回転数に応じて変化させている。これには、特定の回転数における軸変位（振れ回り）による伝達特性の大きな変化に対応させるため、モータ２の回転数増加による制御遅延の影響の増加を打ち消すため、という２つの理由がある。
【００６２】
このため、係数Ｑａｍ，Ｑｂｍは回転数ごとに測定する必要がある。しかし、前述の通り係数Ｑａｍ，Ｑｂｍは高い精度を必要としない。よって、例えば、１０００ｍｉｎ^-1毎など係数Ｑａｍ，Ｑｂｍを粗い間隔で測定し、間の回転数に対応した係数Ｑａｍ，Ｑｂｍは線形補間により求めても、軸変位（振れ回り）の抑制が可能である。
【００６３】
また、軸に共振点が多数ある場合やシミュレーションのモデル化が困難な場合でも、試運転による係数Ｑ_am，Ｑ_bmの測定を行うことにより変位（振れ回り）抑制が可能となる。
【００６４】
［実施形態２］
本実施形態２におけるモータ制御装置１ｃのブロック図を図３に示す。本実施形態２において、駆動制御部１０，軸支持制御部２０は実施形態１の構成と同様に構成されている。一方、振れ回り抑制制御部３０は実施形態１と比較して以下の点で相違する。
【００６５】
振れ回り抑制制御部３０の入力を軸変位検出値α，βから軸支持力指令値Ｆ_α^*，Ｆ_β^*に変更する。
【００６６】
振れ回り抑制制御部３０の変更箇所における作用について説明する。
【００６７】
まず、ＰＩＤアンプ２３ａ，２３ｂで演算した軸支持力指令値Ｆ_α^*，Ｆ_β^*を、ｄｑ変換器３１においてｄｑ変換し、軸の回転に同期したｄｑ座標上の軸支持力指令値Ｆｄ^*，Ｆｑ^*に変換する。次に、ローパスフィルタＬＰＦ１において、軸支持力指令値Ｆｄ^*，Ｆｑ^*から軸の回転に同期した直流成分の信号のみを抽出する。
【００６８】
次の周期外乱オブザーバ補償部５０では、軸支持力指令値Ｆｄ^*，Ｆｑ^*のうち軸の回転に同期した成分（向心力）を零にするような軸変位指令値ｄ^*，ｑ^*が得られる。この軸変位指令値ｄ^*，ｑ^*に従い軸支持を行うことで、軸支持側の制御系は遠心力が発生しなくなるよう軸の振れ回りを促す。よって、軸の振れ回り運動の中心を幾何学的中心から重心へと変化させることができる。これにより、図１０や特許文献１と同等のモータフレーム振動の低減や軸支持電流の低減といった効果が得られる。特許文献１と異なる点としては、制御遅延の影響を考慮するため高速回転時においても効果が得られることが挙げられる。
【００６９】
本実施形態２で使用する係数Ｑａｍ，Ｑｂｍは軸変位指令値α^*，β^*から軸支持力指令値Ｆα^*，Ｆβ^*までの伝達特性の逆関数となる係数であるため、実施形態１のものとは異なる値になる。しかし、図２において測定対象を軸支持力指令値Ｆｄ^*，Ｆｑ^*に変更することで測定が可能になる。
【００７０】
また、本実施形態２におけるモータ制御装置１ｃでは、実施形態１の効果に加えて以下の効果を奏する。
【００７１】
実施形態１では、軸の回転を幾何学的中心に合わせていたが、本実施形態２では、軸の回転を重心に合わせることが可能となる。
【００７２】
ベアリングレスモータの軸変位（振れ回り）を抑制し、軸の回転を重心にあわせることができる。
【００７３】
モータフレームの振動や軸支持電流を低減することができる。
【００７４】
また、トラッキングフィルタ（非特許文献１の図３．２６参照）を用いる方式とは異なり、低速回転時においても適用することができる。
【００７５】
［実施形態３］
本実施形態３におけるモータ制御装置１ｄのブロック図を図４に示す。本実施形態３において、駆動制御部１０は実施形態２と同様に構成されている。一方、軸支持制御部２０，振れ回り抑制制御部３０は実施形態２と比較して以下の点で相違する。
【００７６】
振れ回り抑制制御部３０の出力を軸変位指令値α^*，β^*から軸支持力指令値Ｆ_αO^*，Ｆ_βO^*に変更する。また、軸支持制御部２０において、振れ回り抑制制御部３０からの出力をＰＩＤアンプ２３ａ，２３ｂの後段で加算する。
【００７７】
その結果、実施形態２と同様に軸の振れ回り運動の中心を幾何学的中心から重心へと変化させる効果が得られる。加えて実施形態２に比べ以下の効果を奏する。
【００７８】
振れ回り抑制制御部３０からの出力の加算点がＰＩＤアンプ２３ａ，２３ｂの後段になるため、ＰＩＤアンプ２３ａ，２３ｂでの演算遅延がなくなり安定性の向上が期待できる。
【００７９】
また、振れ回り抑制制御部３０の入力が１０^-6単位の軸変位検出値α，βではないため、係数Ｑａｍ，Ｑｂｍは極端に大きな値にならず制御のデジタル化において桁あふれや桁落ちの心配がなくなる。
【００８０】
さらに、ＰＩＤアンプ２３ａ，２３ｂ後段にある振れ回り抑制制御器３０の入力と出力の順序を入れ替えることにより、実施形態１と同様に軸の回転を幾何学的中心にあわせる効果が得られる。ただし、構成を変化させると係数Ｑａｍ，Ｑｂｍの適切な値も変化する。
【００８１】
［実施形態４］
本実施形態４におけるモータ制御装置１ｅのブロック図を図５に示す。本実施形態４において、駆動制御部１０，軸支持制御部２０は実施形態１と同様に構成されており、振れ回り抑制制御部３０は複数並列に接続し、各々で算出された軸変位指令値α^*，β^*を加算器３９ａ，３９ｂにおいて加算する。
【００８２】
また、振れ回り抑制制御部３０に入力する位相信号θをｎ倍する。ｎは振れ回り抑制制御部３０によって異なる値を用いる。
【００８３】
本実施形態４により、実施形態１に加え以下の効果が得られる。
【００８４】
軸の振れ回りは、一般的に軸の幾何学的中心と重心にずれがあることに起因して発生し、軸の回転と同じ周波数の振動が最も大きくなる。しかし、負荷の共振やトルクリプルなどの外乱によって軸が振動することもあり、この場合は軸の振動周波数が回転数の整数倍となる。本実施形態４では、このような軸振動も抑制することが可能となる。
【００８５】
また、加算器３９ａ，３９ｂにおいて、振れ回り抑制制御部３０の出力を足し合わせることにより、複数の周波数の軸振動を抑制することができる。図５では２個並列であるが、並列数を増加させることも可能である。
【００８６】
さらに、入力を軸支持力指令値Ｆｄ^*，Ｆｑ^*に変更することで実施形態２と組み合わせ、複数の周波数のモータフレーム振動を抑制することも可能となる。
【００８７】
［実施形態５］
実施形態５におけるモータ制御装置１ｆのブロック図を図６に示す。本実施形態５において、駆動制御部１０，軸支持制御部２０は実施形態１と同様に構成されている。実施形態１との相違点は、振れ回り抑制制御部３０の入力をスイッチＳ４により軸変位検出値ａ,βと軸支持力指令値Ｆα^*，Ｆβ^*とで切替可能にしたことである。また、係数Ｑａｍ，Ｑｂｍも入力に合わせてスイッチＳ５，Ｓ６により切り替え可能に変更する。
【００８８】
本実施形態５は、実施形態１と実施形態２を組み合わせ、軸を幾何学的中心で回転させる制御と軸を重心で回転させる制御を切り替えられるようにした方式である。
【００８９】
これにより、運転目的に合わせて制御を簡単に変更できる。
【００９０】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【００９１】
例えば、実施形態１〜５では駆動制御部を有するモータ制御装置について説明したが、駆動制御部がなくモータを回転する機能を持たず、モータ軸の磁気浮上だけを行う装置にも本願発明は適用可能である。
【符号の説明】
【００９２】
１ａ〜１ｆ…モータ制御装置
２…ベアリングレスモータ（磁気軸受モータ
１０…駆動制御部
２０…軸支持制御部
３０…振れ回り抑制制御部
５０…周期外乱オブザーバ
ＩＮＶ１…駆動側インバータ
ＩＮＶ２…軸支持側インバータ
ＬＰＦ１…ローパスフィルタ

【特許請求の範囲】
【請求項１】
電磁力によって軸支持を行うベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、
前記モータの軸変位検出値と軸変位指令値との偏差に応じた軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する軸支持制御部と、
ローパスフィルタによって軸変位検出値から軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する軸変位指令値を演算する振れ回り抑制制御部と、
を備え、前記振れ回り抑制制御部で演算された軸変位指令値を軸支持制御部に入力することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
電磁力によって軸支持を行うベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、
前記モータの軸変位検出値と軸変位指令値との偏差に応じた軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する軸支持制御部と、
ローパスフィルタによって、軸支持力指令値から軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する軸変位指令値を演算する振れ回り抑制制御部と、
を備え、振れ回り抑制制御部で演算された軸変位指令値を軸支持制御部に入力することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
電磁力によって軸支持を行うベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、
前記モータの軸変位検出値と軸変位指令値との偏差に応じた軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する軸支持制御部と、
ローパスフィルタによって、軸支持力指令値から軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する軸支持力指令値を演算する振れ回り抑制制御部と、
を備え、前記振れ回り抑制制御部で演算された軸支持力指令値を、軸支持制御部の軸支持力指令値に加算することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
電磁力によって軸支持を行うベアリングレスモータまたは磁気軸受モータを制御するモータ制御装置であって、
前記モータの軸変位検出値と軸変位指令値との偏差に応じた軸支持力指令値に基づいて生成するゲート信号により、軸支持側インバータを制御する軸支持制御部と、
スイッチにおいて、軸変位検出値または軸支持力指令値のうち一方を入力し、ローパスフィルタによって軸変位検出値または軸支持力指令値から軸の回転周波数に同期した直流成分の信号のみを抽出し、周期外乱オブザーバによって前記直流成分の信号に基づいて外乱を推定し、前記推定した外乱を抑制する軸変位指令値を演算する振れ回り抑制制御部と、
を備え、前記振れ回り抑制制御部で演算された軸変位指令値を軸支持制御部に入力することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項５】
前記振れ回り抑制制御部を複数並列に接続し、各々で算出された指令値を加算することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記周期外乱オブザーバは、
システム同定によって複素数で表現された実システムの伝達特性の逆関数を前記直流成分の信号に積算して、実システムの伝達特性が打ち消された値を算出し、この実システムの伝達特性が打ち消された値から、軸変位指令値が実システムを通過せず検出遅延だけを付加した値を減算して、外乱を推定することを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載のモータ制御装置。

【図１】