テレビ用受信機の受信増幅器、および、その使用方法
【課題】広い周波数範囲に亘って狭帯域システムの利点を有する受信増幅器を提示する。
【解決手段】受信増幅器が、接続接点６と接続接点７とを有する半導体基板２、および、増幅回路１を含んでいる。増幅回路１は、少なくとも１つの電界効果トランジスタと、第１入力部１２と、第２入力部１３とを備えている。増幅回路１の入力部同士の間には、容量素子Ｃｉｎが配置されている。増幅回路の上流には、共振周波数が調整可能な同調回路が設けられている。この同調回路は、半導体基板２に集積された、可変容量素子ＣTを含み、増幅回路１の容量素子Ｃｉｎに対して並列に接続されている。さらに、２つの誘導素子Ｌ1´、Ｌ1が設けられている。第１誘導素子Ｌ1´は、接続接点６に接続されており、第２誘導素子Ｌ1は、接続接点７に接続されている。これにより、共振周波数での電圧が高い直列同調回路が形成され、受信増幅器の入力信号の信号対雑音比が改善される。
【解決手段】受信増幅器が、接続接点６と接続接点７とを有する半導体基板２、および、増幅回路１を含んでいる。増幅回路１は、少なくとも１つの電界効果トランジスタと、第１入力部１２と、第２入力部１３とを備えている。増幅回路１の入力部同士の間には、容量素子Ｃｉｎが配置されている。増幅回路の上流には、共振周波数が調整可能な同調回路が設けられている。この同調回路は、半導体基板２に集積された、可変容量素子ＣTを含み、増幅回路１の容量素子Ｃｉｎに対して並列に接続されている。さらに、２つの誘導素子Ｌ1´、Ｌ1が設けられている。第１誘導素子Ｌ1´は、接続接点６に接続されており、第２誘導素子Ｌ1は、接続接点７に接続されている。これにより、共振周波数での電圧が高い直列同調回路が形成され、受信増幅器の入力信号の信号対雑音比が改善される。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、テレビ信号の処理に適した受信増幅器に関するものである。本発明はまた、このような受信増幅器の使用に関するものである。
【０００２】
近年のワイヤレスデータ伝送システムにおいて、受信増幅器の感度に対する要求は、ますます高くなっている。これは、一方では、隣接するチャネル間の干渉、さらには、他の移動式データ伝送システムとの干渉を防止するために、伝送信号の電界強度が弱くなっているためである。他方では、伝送される情報の量が、ますます多くなっているためである。これにより、一方では、伝送された信号のスペクトルの広がりが生じる。つまり、伝送された信号に対する広い帯域幅が必要となる。広帯域移動無線規格の典型的な一例が、８０２．１１ａ（Ｗ-ＬＡＮ）規格または８０２．１１ｂ（Ｗ-ＬＡＮ）規格である。８０２．１１ａ（Ｗ-ＬＡＮ）規格または８０２．１１ｂ（Ｗ-ＬＡＮ）規格の信号は、それぞれ、搬送周波数が２．４ＧＨｚまたは５．２ＧＨｚで、約２０ＭＨｚの帯域幅を有している。デジタルテレビ（デジタルビデオ地上波放送（ＤＶＢ-Ｔ）、デジタルビデオ衛星放送（ＤＶＢ-Ｓ））用のデータ伝送方法には、数百メガヘルツとより広い帯域幅が用いられる。
【０００３】
他方では、変調方法は、ますます著しく複雑になっており、その質はますます高くなっている。例えば、振幅揺らぎ、および、位相揺らぎの影響をあまり受けないＦＳＫ（周波数シフトキーイング）変調方法が、ＧＳＭ移動無線規格に用いられ、一方、８０２．１１ａ移動無線規格、８０２．１１ｂ移動無線規格、およびＤＶＢ-Ｔテレビ規格には、いわゆるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方法が用いられている。これらの規格は、受信信号の雑音成分に対して非常に高感度に反応する。
【０００４】
受信信号の雑音は、一方では、受信信号の周波数帯域における雑音成分から生じる。この雑音成分は、例えば、空電、または、伝送された他の信号の干渉によって生じる。他方、この雑音はまた、用いる受信素子から生じる成分を含んでいる。例えば、基本的には、受信器の受信回路における全ての能動素子および受動素子が、一定量の自己雑音を有している。この受信回路の素子、およびここでは特に受信増幅器は、それらの自己雑音の雑音成分を受信信号に加え、それによって、有効信号と望ましくない雑音信号との比を変える。これらの素子によって生じた雑音の成分を示す該素子の１つの特性変数が、雑音指数である。この雑音指数は、素子の入力部での信号の信号対雑音比を、素子の出力部での信号対雑音比で割った値である。
【０００５】
受信器については、特に、受信回路に含まれる第１増幅器の雑音指数は著しく低くなければならず、したがって、受信信号の雑音は、ほんの僅かでなければならない。さらに、受信増幅器は、広い帯域幅において十分によい感度を有している必要がある。
【０００６】
この課題を解決するために、上流に外部「トラッキングフィルタ」を接続している受信増幅器もある。このトラッキングフィルタは、基本的に、トラッキング帯域通過フィルタである。該トラッキング帯域通過フィルタは、有効信号帯域幅の外側の望ましくないスペクトル成分を抑圧するものである。雑音によっては、こうして抑圧されるものもある。しかし、このようなトラッキングフィルタの不都合は、周波数を規定する素子（例えば、バラクタダイオード）に、調整電圧を与える必要がある点である。この調整電圧は、受信ユニットにおいて用いられる電圧制御発振器から引き出されるものである。この結果、コストが高くなり、所要面積が増加するとともに、続くキャリブレーション手順が複雑になる。
【０００７】
本発明は、広い周波数範囲に亘って狭帯域システムの利点を有する受信増幅器を提示することに係る。ここでの目的は特に、良好な雑音指数、高い利得、および、相互変調積および副次的な周波数帯域の十分な抑圧を達成することである。
【０００８】
本発明は、受信増幅器において、雑音が著しく少ない増幅回路と、周波数を規定する同調可能素子とを、半導体基板に集積回路として構成することを提案する。
【０００９】
一形態として、受信増幅器が、第１入力端子、および、第１ノードと少なくとも１つの第２ノードとを有する半導体基板を含む形態が可能である。この半導体基板には、増幅回路が集積されており、この増幅回路は、少なくとも１つのトランジスタ、第１入力部、第２入力部、および、該第１入力部と該第２入力部との間に配置された容量素子を有している。集積された増幅回路の雑音指数を改善するために、共振周波数が調整可能な同調回路が設けられている。この同調回路は、半導体基板に集積された可変容量素子を含んでいる。この素子は、制御入力部を有している。該可変容量素子の端子は、第１ノードと第２ノードとの間に接続されている。また、該可変容量素子は、集積された増幅回路の容量素子に対して並列に接続されている。さらに、少なくとも１つの第１誘導素子が設けられている。第１誘導素子は、第１端子によって第１ノードに接続されており、第２端子によって第１入力端子に接続されている。
【００１０】
共振周波数が調整可能な同調回路が、部分的に、半導体基板内に形成されていることが、１つの好ましい形態である。特に、周波数を規定する可変容量素子は、半導体基板内に形成される。これにより、キャリブレーション手順が非常に簡単になる。
【００１１】
同様に、集積された増幅回路の利得を最適化できるので、他の調整を非常に簡単に行うことができる。共振周波数が調整可能な同調回路によって、共振周波数の範囲において、電圧ピークが著しく上がり、信号対雑音比が改善される。同時に、調整可能な同調回路は、トラッキングフィルタとして機能し、有効信号帯域外の信号成分を抑圧する。この有効信号帯域は、共振周波数によって選択される。
【００１２】
さらに、集積された増幅回路内に配置された容量素子は、共振構造の一部でもある。特に、該容量素子は、可変容量素子に対して並列に接続されている。増幅回路に配置された容量素子を調整可能な同調回路の一部として能動的に用いることにより、増幅回路内の寄生容量素子を修正することができる、あるいは、寄生容量素子を同調回路の構成に有効に用いることができる。
【００１３】
また、本発明は、他に、受信増幅器が第２入力端子を含むものに係る。共振周波数が調整可能な同調回路は、さらに、第２誘導素子を含んでいる。この誘導素子の第１端子は、第２ノードに結合されている。また、該誘導素子の第２端子は、第２入力端子に結合されている。これにより、対称な同調回路設計が得られ、共振応答が改善される。
【００１４】
他の形態として、集積された増幅回路中のトランジスタが、電界効果トランジスタとして構成されていてもよい。さらに他の形態として、集積された増幅回路の第１入力部と第２入力部とに、バイポーラ技術によって実現されたトランジスタが接続されないものがある。実際、増幅回路には、電界効果トランジスタ技術（例えば、ＭＯＳまたはＭＥＳ技術）が用いられている。
【００１５】
本発明の受信増幅器を、広い周波数範囲に亘って分配された信号を受信するために用いることができる。本発明では、調整可能な同調回路の共振周波数は、この場合、所望の周波数に同調され、つまり、受信される信号の周波数範囲に同調される。同時に、同調回路によって、所望の周波数帯域外の信号を十分に抑圧することができる。
【００１６】
本発明は、他に、半導体基板の形態に関する。ここで、第１ノードが半導体基板の表面の第１接点を構成し得るとともに、第２ノードが半導体基板の表面の第２接点を構成し得る。この形態では、第１誘導素子および第２誘導素子は、半導体基板外に配置される。また、第１入力端子と第２入力端子との間に、第３誘導素子を接続することも可能である。該第３誘導素子と可変容量素子とは、本形態では、並列な同調回路を構成している。
【００１７】
本発明の一形態として、可変容量素子が、少なくとも１つのバラクタダイオードを備えているものが挙げられる。このバラクタダイオードの容量を、可変容量素子の制御入力部の制御信号によって連続的な変化で調整することができる。したがって、本形態では、バラクタダイオードの容量を連続的な変化で調整することにより、共振周波数を変えることができる。
【００１８】
本発明の他の形態として、可変容量素子が、並列に配置された複数の電荷格納デバイスを含んでいるものが挙げられる。該電荷格納デバイスの第１端子は、それぞれ、第１接点に接続されており、第２端子は、制御入力部の信号によって駆動されるスイッチング装置を介して、第２接点に接続されている。本形態では、この可変容量素子の容量を、制御入力部の信号を介して、値離散的に調整することができる。したがって、調整可能な同調回路の共振周波数を、離散値のステップで変えることができる。
【００１９】
また、可変容量素子を、連続的な変化で調整可能な素子と、値離散的に調整可能な素子とを組み合わせることによって構成するような形態も可能である。
【００２０】
１つの形態として、並列に配置された複数の電荷格納デバイスの容量値が、それぞれ同じであるものが挙げられる。また、それに代わる他の形態として、並列に配置された少なくとも２つの電荷格納デバイスの容量値が、１：２の比率で異なるものが挙げられる。類似の一形態として、並列に配置された複数の電荷格納デバイスが、バイナリの重みを有している。
【００２１】
本発明の他の形態として、増幅回路が、第１電界効果トランジスタと第２電界効果トランジスタとを備えた差動増幅器を含んでいるものが挙げられる。これら２つの電界効果トランジスタのゲート端子は、集積された増幅回路の第１入力部および第２入力部を構成している。１つの形態として、増幅回路の容量素子が、第１電界効果トランジスタと第２電界効果トランジスタとのゲート−ドレイン間の容量、または、第１電界効果トランジスタと第２電界効果トランジスタとのゲート−ソース間の容量を含んでいるものが挙げられる。本形態では、寄生効果、特に増幅回路に用いられる電界効果トランジスタのゲート−ドレイン間の容量とゲート−ソース間の容量とは、共振周波数が調整可能な同調回路にも用いられる。これにより、増幅回路の入力インピーダンスへの整合の改善が達成されることが利点である。信号対雑音比が改善され、雑音指数は低減する。
【００２２】
本発明の他の形態として、受信増幅器が、半導体基板を取り囲むハウジングを含んでいるものが挙げられる。このハウジングの表面には、接続パッドが設けられている。また、接続手段が設けられている。この接続手段は、ハウジングの接続パッドを半導体基板の表面の接続接点に結合しており、帯域消去特性を有している。これにより、接続手段によって、望ましくない周波数成分をさらに抑圧できることが利点である。特に、接続手段を適切に配置することにより、通常望ましくない信号成分が占める周波数範囲において、帯域消去を実現することができる。この目的を達成するために、これらの接続手段は、ボンディングワイヤ、はんだボール、または、バンプとして構成されている。
【００２３】
以下では、図面を参照しながら、本発明について詳述する。
【００２４】
図１は、本発明の第１実施形態を示す図である。
【００２５】
図２は、本発明の第２実施形態を示す図である。
【００２６】
図３は、本発明の第３実施形態を示す図である。
【００２７】
図４は、本発明の第４実施形態を示す図である。
【００２８】
図５は、本発明の第５実施形態を示す図である。
【００２９】
図６は、ハウジング内について第４実施形態を示す側面図である。
【００３０】
図７は、図６に示した実施形態を示す平面図である。
【００３１】
図８は、図３に示した実施形態に基づいた、周波数に対する雑音指数と周波数応答とを示すためのグラフである。
【００３２】
図１は、本発明の原理を示すための、本発明の第１実施形態を示している。受信増幅器は、半導体基板２を含んでいる。半導体基板２の表面には、複数の接点があり、それらのうちの２つ（接点６・７）をここに図示する。これらの接点は、半導体基板２に集積された素子の接続接点である。
【００３３】
半導体基板２には、低雑音増幅器１が集積回路として構成されている。この集積された増幅回路１は、第１入力部１２と、第２入力部１３と、出力タップ１０・１１とを含んでいる。集積された増幅回路１はまた、容量素子Ｃｉｎを含んでいる。この容量素子Ｃｉｎは、入力端子１２・１３に接続されている。容量素子Ｃｉｎは、キャパシタまたは電荷格納デバイスとして構成されている。該容量素子Ｃｉｎは、入力端子１２と入力端子１３との間に並列に接続された２つの寄生キャパシタと、可能であれば、例えば低雑音増幅器１の他の信号処理回路の入力端子インピーダンスを整合させるための、所望の入力キャパシタとを含んでいる。
【００３４】
入力端子１２は、可変容量素子ＣTの第１端子に接続されている。低雑音増幅器１の第２入力端子１３は、可変容量素子ＣTの第２端子に接続されている。本実施形態では、可変容量素子ＣTは、バラクタダイオードである。該バラクタダイオードは、容量を調整するために、制御信号を入力するための制御入力部９０を有している。
【００３５】
さらに、低雑音増幅器１の２つの入力端子１２・１３は、半導体基板の表面の接点６・７に接続されている。これらの接点は、２つの誘導素子（ここではコイルＬ1およびＬ1´）に接続されている。コイルＬ1とＬ1´との間には、他のコイルＬpが接続されている。図１から分かるように、該他のコイルＬpは、可変容量素子ＣTに対して並列に配置されている。コイルＬpの端子は、同時に、本発明の受信増幅器の第１入力部８および第２入力部９である。
【００３６】
バラクタダイオードとして構成されている可変容量素子ＣTと、２つのコイルＬ1およびＬ1´とは、該ダイオードのキャパシタによって共振周波数を調整することができる、直列同調回路を構成している。さらに、コイルＬpと、低雑音増幅器１のバラクタダイオードＣTに対して並列に配置された容量素子Ｃｉｎとは、同調回路の周波数を規定している。コイルＬ1、Ｌ1´、Ｌpのインダクタンスと、素子Ｃｉｎのキャパシタンスとを含む同調回路は、バラクタダイオードＣTによって共振周波数が調整可能である。また、電圧Ｖｉｎを、バラクタダイオードＣTを介して引き出すことができる。該共振周波数では、電圧Ｖｉｎは非常に明瞭に現れ、これにより、バラクタダイオードＣTを介した信号対雑音比は非常に良好になる。次に、この電圧Ｖｉｎは、高くなった状態で、低雑音増幅器１の入力端子に与えられる。
【００３７】
直列同調回路の共振応答によるこの電圧上昇によって、低雑音増幅器１の入力部の信号レベルが高くなる。これにより、低雑音増幅器１の入力部の信号対雑音比を出力部の信号対雑音比で割った値を示す雑音指数が改善される。
【００３８】
同様に、この同調回路は、低雑音増幅器の入力インピーダンスに整合する。特に、同調可能であることの利点は、全周波数範囲に対して整合できる点にある。この点は重要である。半導体基板内に共振周波数を調節できる素子を実装することにより、キャリブレーションを簡略化することができ、例えば受信チャネルを新しい周波数に変換するプロセスを高速化することができる。
【００３９】
この事は、特に、非常に広い周波数範囲を対象とする必要のある受信増幅器に有効である。例えば、ＤＶＢ-Ｔ（デジタルビデオ地上波放送）テレビ規格、または、ＤＶＢ-Ｓ（デジタルビデオ衛星放送）テレビ規格などのデジタルテレビの受信増幅器に適している。これらの規格では、データは、信号対雑音比が劣化している場合に非常に感度の高いＯＦＤＭ変調方法を用いて伝送されるか、または、ＱＰＳＫ（４相位相変調）またはＱＡＭ（直交振幅変調）変調方法によって伝送される。この場合、信号対雑音比は、共振周波数において電圧が上昇することによって改善される。
【００４０】
さらに、低雑音増幅器の動作を、テレビチャネル用の伝送帯域幅に最適に設定することができる。第１テレビチャネルから第２テレビチャネルに変更する場合、容量素子ＣTを調節することによって、同調回路の共振周波数を適切に調整する。これにより、上流の整合回路網の共振周波数を調節することによって広帯域に亘るテレビチャネルの比較的狭い周波数範囲においてのみ非常に良好な特性を示す、低雑音増幅器を使用することができる。
【００４１】
図２は、本発明の他の実施形態を示している。同じ効果および／または機能を有する素子には、同じ参照符号を付している。
【００４２】
本実施形態では、可変容量素子ＣTは、並列に配置された複数のキャパシタＣ１〜Ｃmによって構成されている。これらのキャパシタＣ１〜Ｃmの第１端子が、低雑音増幅器１の第２入力端子１３と、第２ノード５とに接続されている。キャパシタＣ１〜Ｃmの各第２端子は、それぞれ、スイッチＳ１〜Ｓｍを介して、低雑音増幅器１の第１入力端子１２と、第１ノード４とに接続されている。スイッチＳ１〜Ｓｍは、制御入力部９０から入力されるｍビットのデジタル制御信号によって駆動される。スイッチＳ１〜Ｓｍは、この制御信号に応じてＯＦＦ状態およびＯＮ状態となり、さらに、入力端子１２・１３またはノード４・５に対して各キャパシタＣ１〜Ｃmが並列に接続されている。本実施形態では、全てのキャパシタの容量は、同じである。
【００４３】
コイルＬ1は、ノード４と、半導体基板の表面に位置する接続接点６との間に配置されている。コイルＬ1´は、ノード５と、半導体基板２の表面に位置する接続接点７との間に配置されている。これら２つのコイルは、半導体基板２内の集積素子として構成されている。接続接点６・７は、外部に配置されたコイルＬpを介して互いに結合されている。さらに、これらの接続接点６・７は、本発明の受信増幅器の入力端子８・９に接続されている。
【００４４】
図３は、本発明のまた別の実施形態を示している。２つのコイルＬ1、Ｌ1´は、本実施形態でも、半導体基板２の外側に位置する外部コイルとして構成されている。本実施形態では、低雑音増幅器１は、ＭＯＳ（金属酸化膜半導体）技術を用いた差動増幅器として構成されており、２つの電界効果トランジスタＴ１、Ｔ２を含んでいる。これらの電界効果トランジスタＴ１、Ｔ２のドレイン端子は、共に、電流源１６に接続されている。また、ソース端子は、各抵抗器１８、１８´を介して、電源電位ＶＤＤに接続されている。これら２つの電界効果トランジスタＴ１、Ｔ２のソース端子と、２つの抵抗器１８、１８´との間には、タップが設けられており、低雑音増幅器１の出力部１０・１１を構成している。
【００４５】
可変容量素子ＣTは、並列に配置されたキャパシタＣ1、Ｃ2、および、Ｃ3から構成されている。各キャパシタＣ1、Ｃ2、および、Ｃ3の一方の端子は、第２入力端子１３と、半導体基板２の表面に位置する第２接続接点７とに接続されている。キャパシタＣ1の第２端子は、第１スイッチＳ１を介して低雑音増幅器１の第１入力端子１２と、第１接続接点６とに接続されている。同様に、スイッチＳ２、Ｓ３は、キャパシタＣ2、Ｃ3の各第２端子を、接続接点６と第１入力端子１２とに接続している。
【００４６】
２つのトランジスタＣ1とＣ2と、または、Ｃ2とＣ3との容量は、それぞれ、１：２の比率で異なる。例えば、キャパシタＣ1の容量は、キャパシタＣ2の容量の２倍である。したがって、キャパシタＣ1〜Ｃ3は、バイナリの重みを有しており、制御入力部９０の２値の制御信号によって、スイッチＳ１〜Ｓ３を介して、適切に駆動される。
【００４７】
さらに、低雑音増幅器が動作している間、トランジスタＴ１のゲート端子と、そのドレイン端子との間には、わずかな寄生容量が生じる。このようなゲート−ドレイン間の容量が、差動増幅器の第２電界効果トランジスタＴ２にも存在している。これらの寄生容量を、点線で示したキャパシタによって示す。ゲート−ドレイン間の容量は、増幅回路に配置された容量素子Ｃｉｎを構成しており、同調回路の一部を示している。したがって、寄生容量は、整合および共振周波数の生成にも用いられる。この共振周波数を、離散値のステップで、制御入力部９０の制御信号によって調整することができる。最大共振周波数は、差動増幅器の寄生容量によって予め決定される。
【００４８】
ゲート−ドレイン間の容量に加えて、電界効果トランジスタのゲート−ソース間の容量も、同調回路の一部として用いられる。このことは、差動増幅器が適切に設計されており、例えば、電界効果トランジスタＴ１、Ｔ２の電荷キャリアの型を入れ替え、電流源１６と電源電位ＶＤＤとの極性を入れ替えることによって、行われる。
【００４９】
図４は、本発明の他の実施形態を示している。この場合、半導体基板２は、プラスチック製のハウジング２ａ内で実装されている。このプラスチック製のハウジング２ａは、接続パッド２０、２１を備えている。該接続パッド２０、２１は、それぞれ、コイルＬ1、Ｌ1´に接続されている。接続接点６、７に接触するために、接続手段が、半導体基板２の表面に、ボンディングワイヤとして設けられている。これらの接続手段に対応している端子パッド２０、２１は、ハウジング２ａ内に設けられている。ボンディングワイヤの、回路特性および信号伝達特性を、等価回路Ｂに示す。例えば、接続接点６と接続パッド２０との間のボンディングワイヤは、抵抗Ｒ1´と、インダクタンスＬB´と、第２抵抗Ｒ2´とを備えている。つまり、ボンディングワイヤは、２つの抵抗器Ｒ1´、Ｒ2´と、インダクタンスを有するコイルＬB´とを含んだ直列回路として示されている。同様に、接続接点７と接続パッド２１との間の接続手段は、２つの抵抗器Ｒ1、Ｒ2とインダクタンスＬBとを含んだ直列回路によって構成されている。
【００５０】
これら２つのボンディングワイヤ間には、空間的な配置が原因で、他にも容量的な関係が存在し、これがここでは２つのキャパシタンスで示されている。これらのキャパシタＣB2は、例えば、半導体基板の表面に接点６、７が位置していることに起因する寄生容量である。コイルＬp、Ｌp´とキャパシタンスＣB、ＣB´とを含んだ図示した配置は、特定の周波数の信号に対する帯域消去フィルタを構成している。
【００５１】
接続接点６、７と接続パッド２０、２１との間の接続手段を適切に構成することにより、周波数帯域が十分に規定された、帯域消去フィルタが得られる。これにより、様々な移動無線規格に対応した信号成分を特に抑圧することができる。デジタル地上テレビ（ＤＶＢ-Ｔ）の受信増幅器の場合、８７０ＭＨｚ〜９５０ＭＨｚの周波数範囲を抑圧するための他のフィルタを用いることが有効である。このことは、ＧＳＭ９００移動無線規格がこの周波数範囲を使用するので、重要である。
【００５２】
図７は、図４の実施形態にかかる、ハウジング２ａの中に配置された半導体基板２の平面図を示している。ハウジング２ａの外側に位置する接続パッド２０、２１は、同様に、それぞれコイルＬ1´、Ｌ1に接続されている。接続パッド２０から半導体基板２の表面に位置する接続接点６までは、ボンディングワイヤＢ´によって接続されている。同様に、ハウジング２ａに位置する接続パッド２１は、第２ボンディングワイヤＢを介して、半導体基板表面の接続接点７に接続されている。図示したように、２つのボンディングワイヤＢ´とＢとを平行かつ物理的に近接して配置することにより、誘導結合および容量結合が生じる。例えば、ボンディングワイヤＢ、Ｂ´の長さと、互いの間隔と、可能であれば用いた材料との適切な幾何学的配置を行うことによって、図４に示した帯域通過フィルタ／帯域消去フィルタを形成することができる。
【００５３】
これに関して同様に、望ましくない成分を抑圧することに起因する影響を改善するために、他の素子を設けてもよい。さらに、ハウジング２ａの接続パッドと接続接点６、７とは、同様に、帯域通過フィルタ／帯域消去フィルタの特性を作り出す追加的な素子として機能する。これには、特に、使用する材料と、それらの半導体基板２およびハウジング２ａの表面上での物理的な広がりに起因する容量効果が含まれる。
【００５４】
２つの接続接点６，７に加えて、半導体基板２は、さらに、接続接点６１、６２〜６５を有している。該接続接点６１、６２〜６５は、他のボンディングワイヤＢ１〜Ｂ２を介して、接続パッド２２〜２６に接続されている。半導体基板２の集積回路が動作している間、様々な信号が接続パッド２２〜２６に供給される。これらの信号は、接続パッド２２、２６の電源電圧および／または電源電流である。さらに、制御信号が、接続パッド２３から、ボンディングワイヤＢ４を介して半導体基板２の集積回路に供給される。また、受信増幅器の復調信号が、接続パッド２４、２５を介して出力される。
【００５５】
図６は、集積半導体基板を備えたハウジングの側面図を示している。本実施形態では、ハウジング２ａを、カバー２ｂを用いて閉じることができる。半導体基板２は、ハウジングの凹部の中に配置されている。半導体基板の表面に位置する接続接点６，７は、ボンディングワイヤＢを介して、接続パッド２０、２１に接続されている。各接続パッド２０、２１は、コイルＬ1、Ｌ1´（図示せず）に接続されている。
【００５６】
コイルＬ1、Ｌ1´とコイルＬpとを、インダクタンスによって示す。この場合、これらのコイルは、例えば、単純な金属配線で実現されているのが好ましい。このことは特に、同調回路の形成に必要なインダクタンスが非常に小さい（例えば数ナノヘンリ（ｎＨ））場合に有効である。
【００５７】
図５は、本発明の受信増幅器の一発展形態を示している。本実施形態では、複数の集積された受信増幅器１、１００が、半導体基板２に実現されており、該受信増幅器のそれぞれが、ｎビットの制御信号を入力するための制御入力部１０１を有している。ｎビットの制御信号は、２つの低雑音増幅器１、１００における利得係数の離散的な値を設定するために用いられる。この利得を、電界強度または入力側に入力された信号の電力に応じて適切に選択することができる。これにより、このような増幅器は、最適な利得を生成するが、ひずみを全く生成しない。さらに、２つの増幅器１、１００は、様々な周波数範囲の増幅に対して最適化される。増幅される受信信号の周波数に応じて、２つの信号経路のうちのいずれかが選択される。
【００５８】
そのために、２つの受信増幅器１、１００のそれぞれは、調整可能な同調回路を備えている。この同調回路は、ここでは、半導体基板の表面に位置する接続接点を介してコイルに接続される可変容量素子ＣTを備えている。可変キャパシタＣTを共に備えた、コイルＬ1、Ｌ1´、および、Ｌ2、Ｌ2´のインダクタンスが異なっているため、２つの同調回路において、共振周波数は異なっている。この図では、素子ＣTの容量を同じ値になるように選択する。コイルのインダクタンスが異なっていることにより、信号経路における２つの同調回路の共振周波数は異なっている。同様に、上記素子ＣTの容量を異なるように構成してもよい。
【００５９】
２つの同調回路ｂａｎｄ１、ｂａｎｄ２と、それらに接続されている低雑音増幅器１、１００とを並列に接続することにより、受信増幅器の周波数調整範囲が著しく広くなる。同時に、個々の低雑音増幅器１、１００を、狭い周波数範囲に対してさらに最適化できる。それでもなお、容量素子ＣTを調整することにより、十分によい整合が得られ、さらに、信号対雑音比を改善するために電圧を高くすることができる。
【００６０】
これに関する２つのグラフを、図８に示す。図８Ａは、周波数範囲が３００ＭＨｚ〜１ＧＨｚの図５に示した受信増幅器の周波数応答を示している。基本的には、２つの異なる曲線のまとまりが見られる。各曲線のまとまりは、複数の個々の曲線を含んでいる。各曲線のまとまりの中の各曲線は、上記素子ＣTの容量を異なる値に設定した場合の、増幅器を下流に備えた各同調回路の周波数応答を示している。最適な周波数応答は、２６ｄＢである。受信される所望の周波数に応じて、２つの信号経路のうちの１つが起動され、可変容量素子ＣTは、最適な周波数応答を得るように調整される。
【００６１】
さらに、約８７０ＭＨｚで際立った抑圧が見られる。この抑圧は、ボンディングワイヤ、または、はんだボールまたはバンプといった他の接続手段を備えた帯域消去フィルタによって生じる。
【００６２】
図８Ｂは、図５に示した実施形態における２つの信号経路に関する、周波数範囲が３００ＭＨｚ〜１ＧＨｚである周波数に対する、受信増幅器の雑音指数を示している。ここでも、同調回路の共振周波数が可変容量素子ＣTによって選択された場合に、受信増幅器の雑音指数が最小化されることが分かる。
【００６３】
また、可変容量素子を適切に選択することによって、広い周波数範囲において受信増幅器の雑音指数を最小化できる。同時に、受信信号に対する感度が著しく改善される。このことは、特に、半導体基板に集積されている増幅回路の入力インピーダンスを、上流の同調回路によって適切に整合することにより、得られる。
【００６４】
この場合、半導体基板の増幅回路を、相補形ＭＯＳ技術のみによって、または、少なくとも電界効果トランジスタ技術によって形成することができる。これにより、電流の流れを用いずに、入力信号を処理できるので、キャパシタおよび可変容量素子の電流負荷を低減することができる。また、同調回路の電流負荷が小さいまたは極わずかであることが、共振特性を改善し、その結果、信号対雑音比が非常によくなり、さらに、受信増幅器の雑音指数は十分に改善される。同時に、同調回路の帯域通過特性は、共振周波数範囲外の望ましくない信号成分を十分に抑圧することができる。したがって、トラッキング能力によって、広い周波数範囲において低雑音増幅器の性能を改善することができる。
【００６５】
受信増幅器は、広い周波数範囲において伝送される信号を有する通信規格の使用に、特に適している。例えば、ＤＶＢ-Ｔデジタルテレビ規格、および、ＤＶＢ-Ｓデジタルテレビ規格、ならびに、２．４ＧＨｚ帯および５．２ＧＨｚ帯のＷＬＡＮといった広帯域移動無線規格である。低周波数範囲の有線通信システム、特に「ＤＳＬ（デジタル加入者回線）」については、他の応用例がある。各応用例および図示した実施形態を、必要に応じて組み合わせてもよい。
【００６６】
〔先行技術文献〕
米国特許第６，３４２，８１３号明細書
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】本発明の第１実施形態を示す図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示す図である。
【図３】本発明の第３実施形態を示す図である。
【図４】本発明の第４実施形態を示す図である。
【図５】本発明の第５実施形態を示す図である。
【図６】ハウジング内について第４実施形態を示す側面図である。
【図７】図６に示した実施形態を示す平面図である。
【図８Ａ】図３に示した実施形態に基づいた、周波数に対する周波数応答を示すためのグラフである。
【図８Ｂ】図３に示した実施形態に基づいた、周波数に対する雑音指数を示すためのグラフである。
【符号の説明】
【００６８】
１ 増幅回路
２ 半導体基板
２ａ ハウジング
６、７ 接続接点
８、９ 入力部
４、５ ノード
１０、１１ 出力タップ
１２、１３ 入力端子
６６、７７ 接点
９０ 制御入力部
１００ 増幅器
１０１ 増幅器の制御入力部
Ｌ1、Ｌ1´、Ｌp、Ｌ2、Ｌ2´ 誘導素子、コイル
ＣT 調整可能なキャパシタ
Ｃｉｎ 容量素子
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、ＣＭ キャパシタ
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３ スイッチ
Ｖｉｎ 共振電圧
Ｂ、Ｂ´ ボンディングワイヤ
Ｂ１、Ｂ２、…、Ｂ５ ボンディングワイヤ
２０、２１、…、２５、２６ 接続パッド
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、テレビ信号の処理に適した受信増幅器に関するものである。本発明はまた、このような受信増幅器の使用に関するものである。
【０００２】
近年のワイヤレスデータ伝送システムにおいて、受信増幅器の感度に対する要求は、ますます高くなっている。これは、一方では、隣接するチャネル間の干渉、さらには、他の移動式データ伝送システムとの干渉を防止するために、伝送信号の電界強度が弱くなっているためである。他方では、伝送される情報の量が、ますます多くなっているためである。これにより、一方では、伝送された信号のスペクトルの広がりが生じる。つまり、伝送された信号に対する広い帯域幅が必要となる。広帯域移動無線規格の典型的な一例が、８０２．１１ａ（Ｗ-ＬＡＮ）規格または８０２．１１ｂ（Ｗ-ＬＡＮ）規格である。８０２．１１ａ（Ｗ-ＬＡＮ）規格または８０２．１１ｂ（Ｗ-ＬＡＮ）規格の信号は、それぞれ、搬送周波数が２．４ＧＨｚまたは５．２ＧＨｚで、約２０ＭＨｚの帯域幅を有している。デジタルテレビ（デジタルビデオ地上波放送（ＤＶＢ-Ｔ）、デジタルビデオ衛星放送（ＤＶＢ-Ｓ））用のデータ伝送方法には、数百メガヘルツとより広い帯域幅が用いられる。
【０００３】
他方では、変調方法は、ますます著しく複雑になっており、その質はますます高くなっている。例えば、振幅揺らぎ、および、位相揺らぎの影響をあまり受けないＦＳＫ（周波数シフトキーイング）変調方法が、ＧＳＭ移動無線規格に用いられ、一方、８０２．１１ａ移動無線規格、８０２．１１ｂ移動無線規格、およびＤＶＢ-Ｔテレビ規格には、いわゆるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方法が用いられている。これらの規格は、受信信号の雑音成分に対して非常に高感度に反応する。
【０００４】
受信信号の雑音は、一方では、受信信号の周波数帯域における雑音成分から生じる。この雑音成分は、例えば、空電、または、伝送された他の信号の干渉によって生じる。他方、この雑音はまた、用いる受信素子から生じる成分を含んでいる。例えば、基本的には、受信器の受信回路における全ての能動素子および受動素子が、一定量の自己雑音を有している。この受信回路の素子、およびここでは特に受信増幅器は、それらの自己雑音の雑音成分を受信信号に加え、それによって、有効信号と望ましくない雑音信号との比を変える。これらの素子によって生じた雑音の成分を示す該素子の１つの特性変数が、雑音指数である。この雑音指数は、素子の入力部での信号の信号対雑音比を、素子の出力部での信号対雑音比で割った値である。
【０００５】
受信器については、特に、受信回路に含まれる第１増幅器の雑音指数は著しく低くなければならず、したがって、受信信号の雑音は、ほんの僅かでなければならない。さらに、受信増幅器は、広い帯域幅において十分によい感度を有している必要がある。
【０００６】
この課題を解決するために、上流に外部「トラッキングフィルタ」を接続している受信増幅器もある。このトラッキングフィルタは、基本的に、トラッキング帯域通過フィルタである。該トラッキング帯域通過フィルタは、有効信号帯域幅の外側の望ましくないスペクトル成分を抑圧するものである。雑音によっては、こうして抑圧されるものもある。しかし、このようなトラッキングフィルタの不都合は、周波数を規定する素子（例えば、バラクタダイオード）に、調整電圧を与える必要がある点である。この調整電圧は、受信ユニットにおいて用いられる電圧制御発振器から引き出されるものである。この結果、コストが高くなり、所要面積が増加するとともに、続くキャリブレーション手順が複雑になる。
【０００７】
本発明は、広い周波数範囲に亘って狭帯域システムの利点を有する受信増幅器を提示することに係る。ここでの目的は特に、良好な雑音指数、高い利得、および、相互変調積および副次的な周波数帯域の十分な抑圧を達成することである。
【０００８】
本発明は、受信増幅器において、雑音が著しく少ない増幅回路と、周波数を規定する同調可能素子とを、半導体基板に集積回路として構成することを提案する。
【０００９】
一形態として、受信増幅器が、第１入力端子、および、第１ノードと少なくとも１つの第２ノードとを有する半導体基板を含む形態が可能である。この半導体基板には、増幅回路が集積されており、この増幅回路は、少なくとも１つのトランジスタ、第１入力部、第２入力部、および、該第１入力部と該第２入力部との間に配置された容量素子を有している。集積された増幅回路の雑音指数を改善するために、共振周波数が調整可能な同調回路が設けられている。この同調回路は、半導体基板に集積された可変容量素子を含んでいる。この素子は、制御入力部を有している。該可変容量素子の端子は、第１ノードと第２ノードとの間に接続されている。また、該可変容量素子は、集積された増幅回路の容量素子に対して並列に接続されている。さらに、少なくとも１つの第１誘導素子が設けられている。第１誘導素子は、第１端子によって第１ノードに接続されており、第２端子によって第１入力端子に接続されている。
【００１０】
共振周波数が調整可能な同調回路が、部分的に、半導体基板内に形成されていることが、１つの好ましい形態である。特に、周波数を規定する可変容量素子は、半導体基板内に形成される。これにより、キャリブレーション手順が非常に簡単になる。
【００１１】
同様に、集積された増幅回路の利得を最適化できるので、他の調整を非常に簡単に行うことができる。共振周波数が調整可能な同調回路によって、共振周波数の範囲において、電圧ピークが著しく上がり、信号対雑音比が改善される。同時に、調整可能な同調回路は、トラッキングフィルタとして機能し、有効信号帯域外の信号成分を抑圧する。この有効信号帯域は、共振周波数によって選択される。
【００１２】
さらに、集積された増幅回路内に配置された容量素子は、共振構造の一部でもある。特に、該容量素子は、可変容量素子に対して並列に接続されている。増幅回路に配置された容量素子を調整可能な同調回路の一部として能動的に用いることにより、増幅回路内の寄生容量素子を修正することができる、あるいは、寄生容量素子を同調回路の構成に有効に用いることができる。
【００１３】
また、本発明は、他に、受信増幅器が第２入力端子を含むものに係る。共振周波数が調整可能な同調回路は、さらに、第２誘導素子を含んでいる。この誘導素子の第１端子は、第２ノードに結合されている。また、該誘導素子の第２端子は、第２入力端子に結合されている。これにより、対称な同調回路設計が得られ、共振応答が改善される。
【００１４】
他の形態として、集積された増幅回路中のトランジスタが、電界効果トランジスタとして構成されていてもよい。さらに他の形態として、集積された増幅回路の第１入力部と第２入力部とに、バイポーラ技術によって実現されたトランジスタが接続されないものがある。実際、増幅回路には、電界効果トランジスタ技術（例えば、ＭＯＳまたはＭＥＳ技術）が用いられている。
【００１５】
本発明の受信増幅器を、広い周波数範囲に亘って分配された信号を受信するために用いることができる。本発明では、調整可能な同調回路の共振周波数は、この場合、所望の周波数に同調され、つまり、受信される信号の周波数範囲に同調される。同時に、同調回路によって、所望の周波数帯域外の信号を十分に抑圧することができる。
【００１６】
本発明は、他に、半導体基板の形態に関する。ここで、第１ノードが半導体基板の表面の第１接点を構成し得るとともに、第２ノードが半導体基板の表面の第２接点を構成し得る。この形態では、第１誘導素子および第２誘導素子は、半導体基板外に配置される。また、第１入力端子と第２入力端子との間に、第３誘導素子を接続することも可能である。該第３誘導素子と可変容量素子とは、本形態では、並列な同調回路を構成している。
【００１７】
本発明の一形態として、可変容量素子が、少なくとも１つのバラクタダイオードを備えているものが挙げられる。このバラクタダイオードの容量を、可変容量素子の制御入力部の制御信号によって連続的な変化で調整することができる。したがって、本形態では、バラクタダイオードの容量を連続的な変化で調整することにより、共振周波数を変えることができる。
【００１８】
本発明の他の形態として、可変容量素子が、並列に配置された複数の電荷格納デバイスを含んでいるものが挙げられる。該電荷格納デバイスの第１端子は、それぞれ、第１接点に接続されており、第２端子は、制御入力部の信号によって駆動されるスイッチング装置を介して、第２接点に接続されている。本形態では、この可変容量素子の容量を、制御入力部の信号を介して、値離散的に調整することができる。したがって、調整可能な同調回路の共振周波数を、離散値のステップで変えることができる。
【００１９】
また、可変容量素子を、連続的な変化で調整可能な素子と、値離散的に調整可能な素子とを組み合わせることによって構成するような形態も可能である。
【００２０】
１つの形態として、並列に配置された複数の電荷格納デバイスの容量値が、それぞれ同じであるものが挙げられる。また、それに代わる他の形態として、並列に配置された少なくとも２つの電荷格納デバイスの容量値が、１：２の比率で異なるものが挙げられる。類似の一形態として、並列に配置された複数の電荷格納デバイスが、バイナリの重みを有している。
【００２１】
本発明の他の形態として、増幅回路が、第１電界効果トランジスタと第２電界効果トランジスタとを備えた差動増幅器を含んでいるものが挙げられる。これら２つの電界効果トランジスタのゲート端子は、集積された増幅回路の第１入力部および第２入力部を構成している。１つの形態として、増幅回路の容量素子が、第１電界効果トランジスタと第２電界効果トランジスタとのゲート−ドレイン間の容量、または、第１電界効果トランジスタと第２電界効果トランジスタとのゲート−ソース間の容量を含んでいるものが挙げられる。本形態では、寄生効果、特に増幅回路に用いられる電界効果トランジスタのゲート−ドレイン間の容量とゲート−ソース間の容量とは、共振周波数が調整可能な同調回路にも用いられる。これにより、増幅回路の入力インピーダンスへの整合の改善が達成されることが利点である。信号対雑音比が改善され、雑音指数は低減する。
【００２２】
本発明の他の形態として、受信増幅器が、半導体基板を取り囲むハウジングを含んでいるものが挙げられる。このハウジングの表面には、接続パッドが設けられている。また、接続手段が設けられている。この接続手段は、ハウジングの接続パッドを半導体基板の表面の接続接点に結合しており、帯域消去特性を有している。これにより、接続手段によって、望ましくない周波数成分をさらに抑圧できることが利点である。特に、接続手段を適切に配置することにより、通常望ましくない信号成分が占める周波数範囲において、帯域消去を実現することができる。この目的を達成するために、これらの接続手段は、ボンディングワイヤ、はんだボール、または、バンプとして構成されている。
【００２３】
以下では、図面を参照しながら、本発明について詳述する。
【００２４】
図１は、本発明の第１実施形態を示す図である。
【００２５】
図２は、本発明の第２実施形態を示す図である。
【００２６】
図３は、本発明の第３実施形態を示す図である。
【００２７】
図４は、本発明の第４実施形態を示す図である。
【００２８】
図５は、本発明の第５実施形態を示す図である。
【００２９】
図６は、ハウジング内について第４実施形態を示す側面図である。
【００３０】
図７は、図６に示した実施形態を示す平面図である。
【００３１】
図８は、図３に示した実施形態に基づいた、周波数に対する雑音指数と周波数応答とを示すためのグラフである。
【００３２】
図１は、本発明の原理を示すための、本発明の第１実施形態を示している。受信増幅器は、半導体基板２を含んでいる。半導体基板２の表面には、複数の接点があり、それらのうちの２つ（接点６・７）をここに図示する。これらの接点は、半導体基板２に集積された素子の接続接点である。
【００３３】
半導体基板２には、低雑音増幅器１が集積回路として構成されている。この集積された増幅回路１は、第１入力部１２と、第２入力部１３と、出力タップ１０・１１とを含んでいる。集積された増幅回路１はまた、容量素子Ｃｉｎを含んでいる。この容量素子Ｃｉｎは、入力端子１２・１３に接続されている。容量素子Ｃｉｎは、キャパシタまたは電荷格納デバイスとして構成されている。該容量素子Ｃｉｎは、入力端子１２と入力端子１３との間に並列に接続された２つの寄生キャパシタと、可能であれば、例えば低雑音増幅器１の他の信号処理回路の入力端子インピーダンスを整合させるための、所望の入力キャパシタとを含んでいる。
【００３４】
入力端子１２は、可変容量素子ＣTの第１端子に接続されている。低雑音増幅器１の第２入力端子１３は、可変容量素子ＣTの第２端子に接続されている。本実施形態では、可変容量素子ＣTは、バラクタダイオードである。該バラクタダイオードは、容量を調整するために、制御信号を入力するための制御入力部９０を有している。
【００３５】
さらに、低雑音増幅器１の２つの入力端子１２・１３は、半導体基板の表面の接点６・７に接続されている。これらの接点は、２つの誘導素子（ここではコイルＬ1およびＬ1´）に接続されている。コイルＬ1とＬ1´との間には、他のコイルＬpが接続されている。図１から分かるように、該他のコイルＬpは、可変容量素子ＣTに対して並列に配置されている。コイルＬpの端子は、同時に、本発明の受信増幅器の第１入力部８および第２入力部９である。
【００３６】
バラクタダイオードとして構成されている可変容量素子ＣTと、２つのコイルＬ1およびＬ1´とは、該ダイオードのキャパシタによって共振周波数を調整することができる、直列同調回路を構成している。さらに、コイルＬpと、低雑音増幅器１のバラクタダイオードＣTに対して並列に配置された容量素子Ｃｉｎとは、同調回路の周波数を規定している。コイルＬ1、Ｌ1´、Ｌpのインダクタンスと、素子Ｃｉｎのキャパシタンスとを含む同調回路は、バラクタダイオードＣTによって共振周波数が調整可能である。また、電圧Ｖｉｎを、バラクタダイオードＣTを介して引き出すことができる。該共振周波数では、電圧Ｖｉｎは非常に明瞭に現れ、これにより、バラクタダイオードＣTを介した信号対雑音比は非常に良好になる。次に、この電圧Ｖｉｎは、高くなった状態で、低雑音増幅器１の入力端子に与えられる。
【００３７】
直列同調回路の共振応答によるこの電圧上昇によって、低雑音増幅器１の入力部の信号レベルが高くなる。これにより、低雑音増幅器１の入力部の信号対雑音比を出力部の信号対雑音比で割った値を示す雑音指数が改善される。
【００３８】
同様に、この同調回路は、低雑音増幅器の入力インピーダンスに整合する。特に、同調可能であることの利点は、全周波数範囲に対して整合できる点にある。この点は重要である。半導体基板内に共振周波数を調節できる素子を実装することにより、キャリブレーションを簡略化することができ、例えば受信チャネルを新しい周波数に変換するプロセスを高速化することができる。
【００３９】
この事は、特に、非常に広い周波数範囲を対象とする必要のある受信増幅器に有効である。例えば、ＤＶＢ-Ｔ（デジタルビデオ地上波放送）テレビ規格、または、ＤＶＢ-Ｓ（デジタルビデオ衛星放送）テレビ規格などのデジタルテレビの受信増幅器に適している。これらの規格では、データは、信号対雑音比が劣化している場合に非常に感度の高いＯＦＤＭ変調方法を用いて伝送されるか、または、ＱＰＳＫ（４相位相変調）またはＱＡＭ（直交振幅変調）変調方法によって伝送される。この場合、信号対雑音比は、共振周波数において電圧が上昇することによって改善される。
【００４０】
さらに、低雑音増幅器の動作を、テレビチャネル用の伝送帯域幅に最適に設定することができる。第１テレビチャネルから第２テレビチャネルに変更する場合、容量素子ＣTを調節することによって、同調回路の共振周波数を適切に調整する。これにより、上流の整合回路網の共振周波数を調節することによって広帯域に亘るテレビチャネルの比較的狭い周波数範囲においてのみ非常に良好な特性を示す、低雑音増幅器を使用することができる。
【００４１】
図２は、本発明の他の実施形態を示している。同じ効果および／または機能を有する素子には、同じ参照符号を付している。
【００４２】
本実施形態では、可変容量素子ＣTは、並列に配置された複数のキャパシタＣ１〜Ｃmによって構成されている。これらのキャパシタＣ１〜Ｃmの第１端子が、低雑音増幅器１の第２入力端子１３と、第２ノード５とに接続されている。キャパシタＣ１〜Ｃmの各第２端子は、それぞれ、スイッチＳ１〜Ｓｍを介して、低雑音増幅器１の第１入力端子１２と、第１ノード４とに接続されている。スイッチＳ１〜Ｓｍは、制御入力部９０から入力されるｍビットのデジタル制御信号によって駆動される。スイッチＳ１〜Ｓｍは、この制御信号に応じてＯＦＦ状態およびＯＮ状態となり、さらに、入力端子１２・１３またはノード４・５に対して各キャパシタＣ１〜Ｃmが並列に接続されている。本実施形態では、全てのキャパシタの容量は、同じである。
【００４３】
コイルＬ1は、ノード４と、半導体基板の表面に位置する接続接点６との間に配置されている。コイルＬ1´は、ノード５と、半導体基板２の表面に位置する接続接点７との間に配置されている。これら２つのコイルは、半導体基板２内の集積素子として構成されている。接続接点６・７は、外部に配置されたコイルＬpを介して互いに結合されている。さらに、これらの接続接点６・７は、本発明の受信増幅器の入力端子８・９に接続されている。
【００４４】
図３は、本発明のまた別の実施形態を示している。２つのコイルＬ1、Ｌ1´は、本実施形態でも、半導体基板２の外側に位置する外部コイルとして構成されている。本実施形態では、低雑音増幅器１は、ＭＯＳ（金属酸化膜半導体）技術を用いた差動増幅器として構成されており、２つの電界効果トランジスタＴ１、Ｔ２を含んでいる。これらの電界効果トランジスタＴ１、Ｔ２のドレイン端子は、共に、電流源１６に接続されている。また、ソース端子は、各抵抗器１８、１８´を介して、電源電位ＶＤＤに接続されている。これら２つの電界効果トランジスタＴ１、Ｔ２のソース端子と、２つの抵抗器１８、１８´との間には、タップが設けられており、低雑音増幅器１の出力部１０・１１を構成している。
【００４５】
可変容量素子ＣTは、並列に配置されたキャパシタＣ1、Ｃ2、および、Ｃ3から構成されている。各キャパシタＣ1、Ｃ2、および、Ｃ3の一方の端子は、第２入力端子１３と、半導体基板２の表面に位置する第２接続接点７とに接続されている。キャパシタＣ1の第２端子は、第１スイッチＳ１を介して低雑音増幅器１の第１入力端子１２と、第１接続接点６とに接続されている。同様に、スイッチＳ２、Ｓ３は、キャパシタＣ2、Ｃ3の各第２端子を、接続接点６と第１入力端子１２とに接続している。
【００４６】
２つのトランジスタＣ1とＣ2と、または、Ｃ2とＣ3との容量は、それぞれ、１：２の比率で異なる。例えば、キャパシタＣ1の容量は、キャパシタＣ2の容量の２倍である。したがって、キャパシタＣ1〜Ｃ3は、バイナリの重みを有しており、制御入力部９０の２値の制御信号によって、スイッチＳ１〜Ｓ３を介して、適切に駆動される。
【００４７】
さらに、低雑音増幅器が動作している間、トランジスタＴ１のゲート端子と、そのドレイン端子との間には、わずかな寄生容量が生じる。このようなゲート−ドレイン間の容量が、差動増幅器の第２電界効果トランジスタＴ２にも存在している。これらの寄生容量を、点線で示したキャパシタによって示す。ゲート−ドレイン間の容量は、増幅回路に配置された容量素子Ｃｉｎを構成しており、同調回路の一部を示している。したがって、寄生容量は、整合および共振周波数の生成にも用いられる。この共振周波数を、離散値のステップで、制御入力部９０の制御信号によって調整することができる。最大共振周波数は、差動増幅器の寄生容量によって予め決定される。
【００４８】
ゲート−ドレイン間の容量に加えて、電界効果トランジスタのゲート−ソース間の容量も、同調回路の一部として用いられる。このことは、差動増幅器が適切に設計されており、例えば、電界効果トランジスタＴ１、Ｔ２の電荷キャリアの型を入れ替え、電流源１６と電源電位ＶＤＤとの極性を入れ替えることによって、行われる。
【００４９】
図４は、本発明の他の実施形態を示している。この場合、半導体基板２は、プラスチック製のハウジング２ａ内で実装されている。このプラスチック製のハウジング２ａは、接続パッド２０、２１を備えている。該接続パッド２０、２１は、それぞれ、コイルＬ1、Ｌ1´に接続されている。接続接点６、７に接触するために、接続手段が、半導体基板２の表面に、ボンディングワイヤとして設けられている。これらの接続手段に対応している端子パッド２０、２１は、ハウジング２ａ内に設けられている。ボンディングワイヤの、回路特性および信号伝達特性を、等価回路Ｂに示す。例えば、接続接点６と接続パッド２０との間のボンディングワイヤは、抵抗Ｒ1´と、インダクタンスＬB´と、第２抵抗Ｒ2´とを備えている。つまり、ボンディングワイヤは、２つの抵抗器Ｒ1´、Ｒ2´と、インダクタンスを有するコイルＬB´とを含んだ直列回路として示されている。同様に、接続接点７と接続パッド２１との間の接続手段は、２つの抵抗器Ｒ1、Ｒ2とインダクタンスＬBとを含んだ直列回路によって構成されている。
【００５０】
これら２つのボンディングワイヤ間には、空間的な配置が原因で、他にも容量的な関係が存在し、これがここでは２つのキャパシタンスで示されている。これらのキャパシタＣB2は、例えば、半導体基板の表面に接点６、７が位置していることに起因する寄生容量である。コイルＬp、Ｌp´とキャパシタンスＣB、ＣB´とを含んだ図示した配置は、特定の周波数の信号に対する帯域消去フィルタを構成している。
【００５１】
接続接点６、７と接続パッド２０、２１との間の接続手段を適切に構成することにより、周波数帯域が十分に規定された、帯域消去フィルタが得られる。これにより、様々な移動無線規格に対応した信号成分を特に抑圧することができる。デジタル地上テレビ（ＤＶＢ-Ｔ）の受信増幅器の場合、８７０ＭＨｚ〜９５０ＭＨｚの周波数範囲を抑圧するための他のフィルタを用いることが有効である。このことは、ＧＳＭ９００移動無線規格がこの周波数範囲を使用するので、重要である。
【００５２】
図７は、図４の実施形態にかかる、ハウジング２ａの中に配置された半導体基板２の平面図を示している。ハウジング２ａの外側に位置する接続パッド２０、２１は、同様に、それぞれコイルＬ1´、Ｌ1に接続されている。接続パッド２０から半導体基板２の表面に位置する接続接点６までは、ボンディングワイヤＢ´によって接続されている。同様に、ハウジング２ａに位置する接続パッド２１は、第２ボンディングワイヤＢを介して、半導体基板表面の接続接点７に接続されている。図示したように、２つのボンディングワイヤＢ´とＢとを平行かつ物理的に近接して配置することにより、誘導結合および容量結合が生じる。例えば、ボンディングワイヤＢ、Ｂ´の長さと、互いの間隔と、可能であれば用いた材料との適切な幾何学的配置を行うことによって、図４に示した帯域通過フィルタ／帯域消去フィルタを形成することができる。
【００５３】
これに関して同様に、望ましくない成分を抑圧することに起因する影響を改善するために、他の素子を設けてもよい。さらに、ハウジング２ａの接続パッドと接続接点６、７とは、同様に、帯域通過フィルタ／帯域消去フィルタの特性を作り出す追加的な素子として機能する。これには、特に、使用する材料と、それらの半導体基板２およびハウジング２ａの表面上での物理的な広がりに起因する容量効果が含まれる。
【００５４】
２つの接続接点６，７に加えて、半導体基板２は、さらに、接続接点６１、６２〜６５を有している。該接続接点６１、６２〜６５は、他のボンディングワイヤＢ１〜Ｂ２を介して、接続パッド２２〜２６に接続されている。半導体基板２の集積回路が動作している間、様々な信号が接続パッド２２〜２６に供給される。これらの信号は、接続パッド２２、２６の電源電圧および／または電源電流である。さらに、制御信号が、接続パッド２３から、ボンディングワイヤＢ４を介して半導体基板２の集積回路に供給される。また、受信増幅器の復調信号が、接続パッド２４、２５を介して出力される。
【００５５】
図６は、集積半導体基板を備えたハウジングの側面図を示している。本実施形態では、ハウジング２ａを、カバー２ｂを用いて閉じることができる。半導体基板２は、ハウジングの凹部の中に配置されている。半導体基板の表面に位置する接続接点６，７は、ボンディングワイヤＢを介して、接続パッド２０、２１に接続されている。各接続パッド２０、２１は、コイルＬ1、Ｌ1´（図示せず）に接続されている。
【００５６】
コイルＬ1、Ｌ1´とコイルＬpとを、インダクタンスによって示す。この場合、これらのコイルは、例えば、単純な金属配線で実現されているのが好ましい。このことは特に、同調回路の形成に必要なインダクタンスが非常に小さい（例えば数ナノヘンリ（ｎＨ））場合に有効である。
【００５７】
図５は、本発明の受信増幅器の一発展形態を示している。本実施形態では、複数の集積された受信増幅器１、１００が、半導体基板２に実現されており、該受信増幅器のそれぞれが、ｎビットの制御信号を入力するための制御入力部１０１を有している。ｎビットの制御信号は、２つの低雑音増幅器１、１００における利得係数の離散的な値を設定するために用いられる。この利得を、電界強度または入力側に入力された信号の電力に応じて適切に選択することができる。これにより、このような増幅器は、最適な利得を生成するが、ひずみを全く生成しない。さらに、２つの増幅器１、１００は、様々な周波数範囲の増幅に対して最適化される。増幅される受信信号の周波数に応じて、２つの信号経路のうちのいずれかが選択される。
【００５８】
そのために、２つの受信増幅器１、１００のそれぞれは、調整可能な同調回路を備えている。この同調回路は、ここでは、半導体基板の表面に位置する接続接点を介してコイルに接続される可変容量素子ＣTを備えている。可変キャパシタＣTを共に備えた、コイルＬ1、Ｌ1´、および、Ｌ2、Ｌ2´のインダクタンスが異なっているため、２つの同調回路において、共振周波数は異なっている。この図では、素子ＣTの容量を同じ値になるように選択する。コイルのインダクタンスが異なっていることにより、信号経路における２つの同調回路の共振周波数は異なっている。同様に、上記素子ＣTの容量を異なるように構成してもよい。
【００５９】
２つの同調回路ｂａｎｄ１、ｂａｎｄ２と、それらに接続されている低雑音増幅器１、１００とを並列に接続することにより、受信増幅器の周波数調整範囲が著しく広くなる。同時に、個々の低雑音増幅器１、１００を、狭い周波数範囲に対してさらに最適化できる。それでもなお、容量素子ＣTを調整することにより、十分によい整合が得られ、さらに、信号対雑音比を改善するために電圧を高くすることができる。
【００６０】
これに関する２つのグラフを、図８に示す。図８Ａは、周波数範囲が３００ＭＨｚ〜１ＧＨｚの図５に示した受信増幅器の周波数応答を示している。基本的には、２つの異なる曲線のまとまりが見られる。各曲線のまとまりは、複数の個々の曲線を含んでいる。各曲線のまとまりの中の各曲線は、上記素子ＣTの容量を異なる値に設定した場合の、増幅器を下流に備えた各同調回路の周波数応答を示している。最適な周波数応答は、２６ｄＢである。受信される所望の周波数に応じて、２つの信号経路のうちの１つが起動され、可変容量素子ＣTは、最適な周波数応答を得るように調整される。
【００６１】
さらに、約８７０ＭＨｚで際立った抑圧が見られる。この抑圧は、ボンディングワイヤ、または、はんだボールまたはバンプといった他の接続手段を備えた帯域消去フィルタによって生じる。
【００６２】
図８Ｂは、図５に示した実施形態における２つの信号経路に関する、周波数範囲が３００ＭＨｚ〜１ＧＨｚである周波数に対する、受信増幅器の雑音指数を示している。ここでも、同調回路の共振周波数が可変容量素子ＣTによって選択された場合に、受信増幅器の雑音指数が最小化されることが分かる。
【００６３】
また、可変容量素子を適切に選択することによって、広い周波数範囲において受信増幅器の雑音指数を最小化できる。同時に、受信信号に対する感度が著しく改善される。このことは、特に、半導体基板に集積されている増幅回路の入力インピーダンスを、上流の同調回路によって適切に整合することにより、得られる。
【００６４】
この場合、半導体基板の増幅回路を、相補形ＭＯＳ技術のみによって、または、少なくとも電界効果トランジスタ技術によって形成することができる。これにより、電流の流れを用いずに、入力信号を処理できるので、キャパシタおよび可変容量素子の電流負荷を低減することができる。また、同調回路の電流負荷が小さいまたは極わずかであることが、共振特性を改善し、その結果、信号対雑音比が非常によくなり、さらに、受信増幅器の雑音指数は十分に改善される。同時に、同調回路の帯域通過特性は、共振周波数範囲外の望ましくない信号成分を十分に抑圧することができる。したがって、トラッキング能力によって、広い周波数範囲において低雑音増幅器の性能を改善することができる。
【００６５】
受信増幅器は、広い周波数範囲において伝送される信号を有する通信規格の使用に、特に適している。例えば、ＤＶＢ-Ｔデジタルテレビ規格、および、ＤＶＢ-Ｓデジタルテレビ規格、ならびに、２．４ＧＨｚ帯および５．２ＧＨｚ帯のＷＬＡＮといった広帯域移動無線規格である。低周波数範囲の有線通信システム、特に「ＤＳＬ（デジタル加入者回線）」については、他の応用例がある。各応用例および図示した実施形態を、必要に応じて組み合わせてもよい。
【００６６】
〔先行技術文献〕
米国特許第６，３４２，８１３号明細書
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】本発明の第１実施形態を示す図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示す図である。
【図３】本発明の第３実施形態を示す図である。
【図４】本発明の第４実施形態を示す図である。
【図５】本発明の第５実施形態を示す図である。
【図６】ハウジング内について第４実施形態を示す側面図である。
【図７】図６に示した実施形態を示す平面図である。
【図８Ａ】図３に示した実施形態に基づいた、周波数に対する周波数応答を示すためのグラフである。
【図８Ｂ】図３に示した実施形態に基づいた、周波数に対する雑音指数を示すためのグラフである。
【符号の説明】
【００６８】
１ 増幅回路
２ 半導体基板
２ａ ハウジング
６、７ 接続接点
８、９ 入力部
４、５ ノード
１０、１１ 出力タップ
１２、１３ 入力端子
６６、７７ 接点
９０ 制御入力部
１００ 増幅器
１０１ 増幅器の制御入力部
Ｌ1、Ｌ1´、Ｌp、Ｌ2、Ｌ2´ 誘導素子、コイル
ＣT 調整可能なキャパシタ
Ｃｉｎ 容量素子
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、ＣＭ キャパシタ
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３ スイッチ
Ｖｉｎ 共振電圧
Ｂ、Ｂ´ ボンディングワイヤ
Ｂ１、Ｂ２、…、Ｂ５ ボンディングワイヤ
２０、２１、…、２５、２６ 接続パッド
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１入力端子（８）と、
第１ノード（４）と少なくとも１つの第２ノード（５）とを有する半導体基板（２）と、
上記半導体基板（２）に集積され、少なくとも１つのトランジスタ、第１入力部（１２）、第２入力部（１３）、および、上記第１入力部（１２）と上記第２入力部（１３）との間に配置された容量素子（Ｃｉｎ）を有する、増幅回路（１）と、
共振周波数が調整可能な同調回路と、
上記半導体基板（２）に集積され、制御入力部（９０）を有する、上記同調回路に含まれる可変容量素子（ＣT）であって、上記可変容量素子（ＣT）の端子は第１ノード（４）と第２ノード（５）との間に接続され、集積された上記増幅回路（１）の上記容量素子（Ｃｉｎ）に対して並列に接続された、上記可変容量素子（ＣT）と、
少なくとも１つの第１誘導素子（Ｌ1´）であって、第１端子によって第１ノード（４）に接続され、第２端子によって第１入力端子（８）に接続された、上記第１誘導素子（Ｌ1´）とを含む、テレビ受信機の受信増幅器。
【請求項２】
第２入力端子（９）をさらに含み、共振周波数が調整可能な上記同調回路は第２誘導素子（Ｌ1）を備え、上記第２誘導素子（Ｌ1）の第１端子は、第２ノード（５）に結合され、上記第２誘導素子（Ｌ1）の第２端子は、上記第２入力端子（９）に結合されている、請求項１に記載の受信増幅器。
【請求項３】
上記半導体基板（２）に集積された上記増幅回路（１）の少なくとも１つのトランジスタは、電界効果トランジスタとして構成されている、請求項１または２に記載の受信増幅器。
【請求項４】
上記第１ノード（４）は、上記半導体基板（２）の表面の第１接点（６）であり、上記第２ノード（５）は、上記半導体基板（２）の表面の第２接点（７）である、請求項１〜３のいずれか１項に記載の受信増幅器。
【請求項５】
上記少なくとも１つの第１誘導素子（Ｌ1´、Ｌ1）が半導体基板（２）外に配置されている、請求項１〜４のいずれか１項に記載の受信増幅器。
【請求項６】
上記第１入力端子（８）と上記第２入力端子（９）との間に、第３誘導素子（Ｌp）が配置されている、請求項２〜５のいずれか１項に記載の受信増幅器。
【請求項７】
上記可変容量素子（ＣT）は、並列に配置された複数の電荷格納デバイス（Ｃｍ、Ｃ1、Ｃ2、Ｃ3）を含み、上記電荷格納デバイスの各第１端子が、上記第２ノード（５）に接続され、上記電荷格納デバイスの第２端子が、上記制御入力部の信号によって駆動されるスイッチング装置（Ｓｍ、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を介して、上記第１ノード（４）に接続されている、請求項１〜６のいずれか１項に記載の受信増幅器。
【請求項８】
上記並列に配置された複数の電荷格納デバイス（Ｃｍ、Ｃ1、Ｃ2、Ｃ3）の容量は、それぞれ同じである、請求項７に記載の受信増幅器。
【請求項９】
上記並列に配置された複数の電荷格納デバイス（Ｃｍ、Ｃ1、Ｃ2、Ｃ3）の中の少なくとも２つの電荷格納デバイスの容量は、１：２の比率で異なっている、請求項７に記載の受信増幅器。
【請求項１０】
上記可変容量素子（ＣT）は、容量を連続的な変化で調整することができるバラクタダイオードを含んでいる、請求項１〜９のいずれか１項に記載の受信増幅器。
【請求項１１】
上記増幅回路（１）は、第１電界効果トランジスタ（Ｔ１）と第２電界効果トランジスタ（Ｔ２）とを備えた差動増幅器を含み、上記電界効果トランジスタ（Ｔ１）のゲート端子は、上記増幅回路（１）の上記第１入力部（１２）として構成され、上記電界効果トランジスタ（Ｔ２）のゲート端子は、上記第２入力部（１３）として構成されている、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の受信増幅器。
【請求項１２】
上記増幅回路（１）の上記可変容量素子（ＣT）は、上記第１電界効果トランジスタ（Ｔ１）と上記第２電界効果トランジスタ（Ｔ２）とのゲート−ドレイン間の容量、または、上記第１電界効果トランジスタ（Ｔ１）と上記第２電界効果トランジスタ（Ｔ２）とのゲート−ソース間の容量を含んでいる、請求項１１に記載の受信増幅器。
【請求項１３】
上記半導体基板を取り囲み、接続パッド（２０、２１）を備えたハウジング（２ａ）と、
上記ハウジング（２ａ）の上記接続パッド（２０、２１）を半導体基板（２）の表面の接続接点（６、７）に結合した、帯域消去特性を有する接続手段（Ｂ、Ｂ１、Ｂ１´）とをさらに含んだ、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の受信増幅器。
【請求項１４】
上記接続手段（Ｂ、Ｂ１、Ｂ１´）はボンディングワイヤである、請求項１２に記載の受信増幅器。
【請求項１５】
請求項１〜１４のいずれか１項に記載の受信増幅器を使用する受信増幅器の使用方法であって、
上記容量素子（ＣT）は、同調回路の共振周波数と、入力端子（８、９）に入力される受信信号の搬送周波数とが同じになるように設定される、受信増幅器の使用方法。
【請求項１６】
請求項１〜１４のいずれか１項に記載の受信増幅器を使用する受信増幅器の使用方法であって、
ビデオ信号がデジタル信号の形態であるテレビ規格、好ましくはＤＶＢ-Ｔ規格またはＤＶＢ-Ｓ規格、の信号を受信するための、受信増幅器の使用方法。
【請求項１】
第１入力端子（８）と、
第１ノード（４）と少なくとも１つの第２ノード（５）とを有する半導体基板（２）と、
上記半導体基板（２）に集積され、少なくとも１つのトランジスタ、第１入力部（１２）、第２入力部（１３）、および、上記第１入力部（１２）と上記第２入力部（１３）との間に配置された容量素子（Ｃｉｎ）を有する、増幅回路（１）と、
共振周波数が調整可能な同調回路と、
上記半導体基板（２）に集積され、制御入力部（９０）を有する、上記同調回路に含まれる可変容量素子（ＣT）であって、上記可変容量素子（ＣT）の端子は第１ノード（４）と第２ノード（５）との間に接続され、集積された上記増幅回路（１）の上記容量素子（Ｃｉｎ）に対して並列に接続された、上記可変容量素子（ＣT）と、
少なくとも１つの第１誘導素子（Ｌ1´）であって、第１端子によって第１ノード（４）に接続され、第２端子によって第１入力端子（８）に接続された、上記第１誘導素子（Ｌ1´）とを含む、テレビ受信機の受信増幅器。
【請求項２】
第２入力端子（９）をさらに含み、共振周波数が調整可能な上記同調回路は第２誘導素子（Ｌ1）を備え、上記第２誘導素子（Ｌ1）の第１端子は、第２ノード（５）に結合され、上記第２誘導素子（Ｌ1）の第２端子は、上記第２入力端子（９）に結合されている、請求項１に記載の受信増幅器。
【請求項３】
上記半導体基板（２）に集積された上記増幅回路（１）の少なくとも１つのトランジスタは、電界効果トランジスタとして構成されている、請求項１または２に記載の受信増幅器。
【請求項４】
上記第１ノード（４）は、上記半導体基板（２）の表面の第１接点（６）であり、上記第２ノード（５）は、上記半導体基板（２）の表面の第２接点（７）である、請求項１〜３のいずれか１項に記載の受信増幅器。
【請求項５】
上記少なくとも１つの第１誘導素子（Ｌ1´、Ｌ1）が半導体基板（２）外に配置されている、請求項１〜４のいずれか１項に記載の受信増幅器。
【請求項６】
上記第１入力端子（８）と上記第２入力端子（９）との間に、第３誘導素子（Ｌp）が配置されている、請求項２〜５のいずれか１項に記載の受信増幅器。
【請求項７】
上記可変容量素子（ＣT）は、並列に配置された複数の電荷格納デバイス（Ｃｍ、Ｃ1、Ｃ2、Ｃ3）を含み、上記電荷格納デバイスの各第１端子が、上記第２ノード（５）に接続され、上記電荷格納デバイスの第２端子が、上記制御入力部の信号によって駆動されるスイッチング装置（Ｓｍ、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を介して、上記第１ノード（４）に接続されている、請求項１〜６のいずれか１項に記載の受信増幅器。
【請求項８】
上記並列に配置された複数の電荷格納デバイス（Ｃｍ、Ｃ1、Ｃ2、Ｃ3）の容量は、それぞれ同じである、請求項７に記載の受信増幅器。
【請求項９】
上記並列に配置された複数の電荷格納デバイス（Ｃｍ、Ｃ1、Ｃ2、Ｃ3）の中の少なくとも２つの電荷格納デバイスの容量は、１：２の比率で異なっている、請求項７に記載の受信増幅器。
【請求項１０】
上記可変容量素子（ＣT）は、容量を連続的な変化で調整することができるバラクタダイオードを含んでいる、請求項１〜９のいずれか１項に記載の受信増幅器。
【請求項１１】
上記増幅回路（１）は、第１電界効果トランジスタ（Ｔ１）と第２電界効果トランジスタ（Ｔ２）とを備えた差動増幅器を含み、上記電界効果トランジスタ（Ｔ１）のゲート端子は、上記増幅回路（１）の上記第１入力部（１２）として構成され、上記電界効果トランジスタ（Ｔ２）のゲート端子は、上記第２入力部（１３）として構成されている、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の受信増幅器。
【請求項１２】
上記増幅回路（１）の上記可変容量素子（ＣT）は、上記第１電界効果トランジスタ（Ｔ１）と上記第２電界効果トランジスタ（Ｔ２）とのゲート−ドレイン間の容量、または、上記第１電界効果トランジスタ（Ｔ１）と上記第２電界効果トランジスタ（Ｔ２）とのゲート−ソース間の容量を含んでいる、請求項１１に記載の受信増幅器。
【請求項１３】
上記半導体基板を取り囲み、接続パッド（２０、２１）を備えたハウジング（２ａ）と、
上記ハウジング（２ａ）の上記接続パッド（２０、２１）を半導体基板（２）の表面の接続接点（６、７）に結合した、帯域消去特性を有する接続手段（Ｂ、Ｂ１、Ｂ１´）とをさらに含んだ、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の受信増幅器。
【請求項１４】
上記接続手段（Ｂ、Ｂ１、Ｂ１´）はボンディングワイヤである、請求項１２に記載の受信増幅器。
【請求項１５】
請求項１〜１４のいずれか１項に記載の受信増幅器を使用する受信増幅器の使用方法であって、
上記容量素子（ＣT）は、同調回路の共振周波数と、入力端子（８、９）に入力される受信信号の搬送周波数とが同じになるように設定される、受信増幅器の使用方法。
【請求項１６】
請求項１〜１４のいずれか１項に記載の受信増幅器を使用する受信増幅器の使用方法であって、
ビデオ信号がデジタル信号の形態であるテレビ規格、好ましくはＤＶＢ-Ｔ規格またはＤＶＢ-Ｓ規格、の信号を受信するための、受信増幅器の使用方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８Ａ】
【図８Ｂ】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８Ａ】
【図８Ｂ】
【公開番号】特開２００７−１３９４８（Ｐ２００７−１３９４８Ａ）
【公開日】平成１９年１月１８日（２００７．１．１８）
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願２００６−１５５６５３（Ｐ２００６−１５５６５３）
【出願日】平成１８年６月５日（２００６．６．５）
【出願人】（５０１２０９０７０）インフィネオン テクノロジーズ アクチエンゲゼルシャフト (331)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年１月１８日（２００７．１．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１５５６５３（Ｐ２００６−１５５６５３）
【出願日】平成１８年６月５日（２００６．６．５）
【出願人】（５０１２０９０７０）インフィネオン テクノロジーズ アクチエンゲゼルシャフト (331)
【Ｆターム（参考）】
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