電力用半導体の駆動回路および駆動方法
【課題】 電力用半導体をターンオフするために負電圧の電源を用いない単純な構成で、ゲート閾値電圧が低い電力用半導体素子でも、高速かつ確実に遮断させることを目的とする。
【解決手段】 主端子と制御基準端子と制御端子とを有しこの制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して主端子と制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を駆動する電力用半導体の駆動回路において、電源端子とグランド端子とを有する電源を備え、電源端子と制御端子の間に充電用制御回路を、制御基準端子とグランド端子の間に充電用スイッチを、電源端子と制御基準端子の間に放電用制御回路を、制御端子とグランド端子の間に放電用スイッチを、設けた。
【解決手段】 主端子と制御基準端子と制御端子とを有しこの制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して主端子と制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を駆動する電力用半導体の駆動回路において、電源端子とグランド端子とを有する電源を備え、電源端子と制御端子の間に充電用制御回路を、制御基準端子とグランド端子の間に充電用スイッチを、電源端子と制御基準端子の間に放電用制御回路を、制御端子とグランド端子の間に放電用スイッチを、設けた。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力用半導体素子の駆動を行うための電力用半導体の駆動回路および駆動方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
直流を交流、あるいは交流を直流に変換する、いわゆるインバータなど、電力変換器にＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴといった電力用半導体素子が用いられている。このような電力用半導体素子では、ＩＧＢＴではコレクタからエミッタ、ＭＯＳＦＥＴではドレインからソースへ流れる電流を、ゲート−エミッタ間あるいはゲート−ソース間に電荷を充電・放電させてこの間の電圧を変化させることにより制御する。この制御を行うための駆動回路として、例えば特許文献１に記載されたものがある。特許文献１に記載された駆動回路は、電力用半導体を導通（ターンオンとも呼ぶ）させるための電流源としてゲートに電流を流し込む電流源と、遮断（ターンオフとも呼ぶ）させるための電流源としてゲートから電流を引き抜く電流源とを備えている。そして、導通させるための電流源はパワートランジスタを遮断から導通に切替える際、第１電流値を出力し、導通に切替った後はその状態を保持する第２電流値を出力する。また、遮断させるための電流源はパワートランジスタを導通から遮断に切替える際、第１電流値とは逆極性の第３電流値を出力し、遮断に切替った後はその状態を保持する第４電流値を出力する。このように、導通させるための電流源も遮断させるための電流源もゲートに接続されており、両電流源は電流値が逆極性のものが必要であり、駆動回路の電源として、正電圧の電源と負電圧の電源とを必要とするものである。
【０００３】
また、特許文献２では、特許文献１に示されているものと同様、確実かつ高速な遮断特性を得るため、遮断用に、導通用とは逆極性の遮断専用の負電源を用いている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７‐１１６７６０号公報
【特許文献２】特開２００６−２５５１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
このように、従来の駆動回路では、導通用と遮断用に別々の電源を用いており、ゲート閾値電圧が低い電力用半導体素子を高速かつ確実にオフさせるには、専用の負電圧の駆動回路用電源を必要としていた。専用の負電圧の駆動回路用電源を備える場合、駆動回路内の電子部品には負電圧分の余分な耐圧が必要となり、この点でも電子部品のコストアップに繋がっていた。
【０００６】
この発明に係る電力用半導体の駆動回路は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、ゲート閾値電圧が低い電力用半導体素子を用いた場合でも、負電圧の電源を必要としない単純な構成で高速かつ確実に遮断させることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る電力用半導体の駆動回路は、主端子と制御基準端子と制御端子とを有しこの制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して主端子と制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を駆動する電力用半導体の駆動回路であって、電源端子とグランド端子とを有する電源を備え、電源端子と制御端子との
間に充電用制御回路を、制御基準端子とグランド端子との間に充電用スイッチを、電源端子と制御基準端子との間に放電用制御回路を、制御端子とグランド端子との間に放電用スイッチを設けたものである。
【０００８】
また、この発明に係る電力用半導体の駆動方法は、電源端子とグランド端子とを有する電源を備えた駆動回路により、主端子と制御基準端子と制御端子とを有しこの制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して主端子と制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を駆動する駆動方法において、電源端子から制御端子を経て、制御基準端子からグランド端子へ電流を流すことにより制御端子と制御基準端子との間に電荷を充電して電力用半導体をオンするターンオンステップと、電源端子から制御基準端子を経て、制御端子からグランド端子へ電流を流すことにより制御端子と制御基準端子との間に充電された電荷を放電して電力用半導体をオフするターンオフステップとを有するものである。
【０００９】
また、この発明に係る別の電力用半導体の駆動回路は、主端子と制御基準端子と制御端子とを有しこの制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して主端子と制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を駆動する電力用半導体の駆動回路であって、電源端子とグランド端子とを有する電源を備え、制御基準端子をグランド端子に接続し、定電流源を充放電制御スイッチを経て制御端子に接続し、充放電制御スイッチと定電流源の接続点とグランド端子の間にリアクトルと放電用スイッチの直列体を設けたものである。
【発明の効果】
【００１０】
これらの発明によれば、電力用半導体をターンオフするために専用の負電圧の電源を用いない単純な構成で、ゲート閾値電圧が低い電力用半導体素子でも、高速かつ確実に遮断させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の実施の形態１による電力用半導体の駆動回路を示す等価回路図である。
【図２】この発明を適用した電力変換器の一例を示す回路図である。
【図３】この発明の実施の形態１による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。
【図４】この発明の実施の形態１による電力用半導体の駆動回路を示す詳細回路図である。
【図５】この発明の実施の形態２による電力用半導体の駆動回路を示す等価回路図である。
【図６】この発明の実施の形態２による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。
【図７】この発明の実施の形態２による電力用半導体の駆動回路を示す詳細回路図である。
【図８】この発明の実施の形態３による電力用半導体の駆動回路を示す詳細回路図である。
【図９】この発明の実施の形態３による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。
【図１０】この発明の実施の形態４による電力用半導体の駆動回路を示す等価回路図である。
【図１１】この発明の実施の形態４による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。
【図１２】この発明の実施の形態４による他の電力用半導体の駆動回路を示す等価回路図である。
【図１３】この発明の実施の形態５による電力用半導体の駆動回路を示す等価回路図である。
【図１４】この発明の実施の形態５による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。
【図１５】ＩＧＢＴの伝達特性を示す特性図である。
【図１６】この発明の実施の形態６による電力用半導体の駆動回路を示す等価回路図である。
【図１７】この発明の実施の形態７による電力用半導体の駆動回路を示す詳細回路図である。
【図１８】この発明の実施の形態７による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１を示す電力用半導体の駆動回路の等価回路である。ここでは電力用半導体素子の一例としてＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１を用いているが、本発明を適用する電力用半導体はＩＧＢＴに限るわけではなく、ＭＯＳＦＥＴなど他の電力用半導体素子でも良い。また、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）、ＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ Ｎｉｔｒｉｄｅ）、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を用いても良く、本発明は、ワイドバンドギャップ半導体などゲート閾値電圧が低い電力用半導体に適用する場合に特に効果が大きい。これら電力用半導体素子は主端子１ｘ（ＩＧＢＴの場合コレクタ、ＭＯＳＦＥＴの場合ドレインに相当）と制御基準端子１ｙ（ＩＧＢＴの場合エミッタ、ＭＯＳＦＥＴの場合ソースに相当）の間を流れる電流を、制御端子（ＩＧＢＴの場合もＭＯＳＦＥＴの場合もゲート）１ｇと制御基準端子１ｙの間の電圧により制御するものである。エミッタなどの制御基準端子１ｙはコレクタなどの主端子１ｘと対になってメインの電流を流すための端子であるから第二の主端子と呼んでもよいが、制御の基準ともなる端子であるから本発明では制御基準端子と呼ぶ。以下、ＩＧＢＴを例にとって説明するため、主端子１ｘはコレクタ、制御基準端子１ｙはエミッタ、制御端子１ｇはゲートとして説明する。なお、図においてコレクタ、エミッタ、ゲートはＩＧＢＴの記号で判別できるので、図の煩雑さを避けるため図１以外では１ｘ、１ｙ、１ｇに相当する符号は記載しない。
【００１３】
ＩＧＢＴ１の駆動回路１００は、正の電圧＋Ｖｃｃを発生する電源、すなわち電源端子６およびグランド端子８を有する電源を備えている。そして、ＩＧＢＴ１のターンオン時にゲート１ｇに電流を流し込んで充電する充電用制御回路としての充電用定電流源３、ＩＧＢＴ１のエミッタ１ｙとグランド端子８との間に接続された充電用スイッチ７、ＩＧＢＴ１のターンオフ時にゲート１ｇから電流を流し出して放電する放電用制御回路としての放電用定電流源５、ＩＧＢＴ１のゲート１ｇとグランド端子８との間に接続された放電用スイッチ４、外部からのＩＧＢＴのオン・オフ指令Ｓ１を受け、放電用スイッチ４、充電用スイッチ７へのオン・オフ指令Ｓ３，Ｓ４を出力する制御回路１０からなる。ここで、充電用定電流源３および放電用定電流源５は共に電源端子６に接続されており、定電流源の元となる電源として負電圧の電源を必要としない。
【００１４】
ＩＧＢＴ１には並列にダイオード２が接続されている。ここで述べるＩＧＢＴ１とダイオード２と駆動回路１００の組み合わせは、例えば図２に示す３相インバータ回路など、各種電力変換器に用いることが可能である。すなわち、図２における１００ａ〜１００ｆ、電力用半導体１ａ〜１ｆ、ダイオード２ａ〜２ｆ、および接続点９ａ〜９ｆが、それぞれ図１の駆動回路１００、ＩＧＢＴ１、ダイオード２、および黒逆三角（▼）で示す点９に相当する。
【００１５】
図３は図１の回路、すなわち実施の形態１による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。図３は、上からＳ１の信号状態、Ｓ３の信号状態、Ｓ４の信号状態、ゲート電流Ｉｇ、ゲート１ｇ−エミッタ１ｙ間電圧Ｖｇｅを示している。Ｓ１、Ｓ３、Ｓ４の信号状態は、上がオン状態、下がオフ状態を示す。時刻ｔ０に、Ｓ１によってＩＧＢＴ１のオン指令が入ると、Ｓ４がオン指令を、Ｓ３がオフ指令を出力し、充電用スイッチ７がオン、放電用スイッチ４がオフする。電源端子６（＋Ｖｃｃ）−充電用定電流源３−ＩＧＢＴ１のゲート１ｇ‐ＩＧＢＴ１のエミッタ１ｙ‐充電用スイッチ７−グランド端子８のループでゲート電流Ｉｇが流れ、ＩＧＢＴ１のゲート１ｇ−エミッタ１ｙ間は充電される。このとき、ゲート‐エミッタ間電圧Ｖｇｅは−Ｖｃｃから＋Ｖｃｃまで変化する。ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅが＋Ｖｃｃまで充電される時刻ｔ１でＩＧＢＴ１のゲート電流Ｉｇはほぼ流れなくなる。また、時刻ｔ２にＳ１によってＩＧＢＴ１のオフ指令が入ると、Ｓ４がオフ指令を、Ｓ３がオン指令を出力し、充電用スイッチ７がオフ、放電用スイッチ４がオンする。電源端子６−放電用定電流源５−ＩＧＢＴ１のエミッタ１ｙ−ＩＧＢＴ１のゲート１ｇ−放電用スイッチ４−グランド端子８のループでゲート電流Ｉｇが流れ、ＩＧＢＴ１のゲート１ｇ−エミッタ１ｙは放電し、逆の電位まで充電される。すなわち、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅは＋Ｖｃｃから−Ｖｃｃまで変化する。
【００１６】
このように、本実施の形態１によれば、充電用制御回路としての定電流源を電源端子６とゲート間に、放電用制御回路としての定電流源を電源端子６とエミッタ間にそれぞれ備え、ゲート電位とエミッタ電位を電源端子６の電位＋Ｖｃｃと駆動回路１００のグランドに切り替えることで、Ｖｇｅを＋Ｖｃｃ〜−Ｖｃｃの電圧とすることができ、ターンオン・ターンオフ時のどちらでも一定ゲート電流でのスイッチングを可能にしている。
【００１７】
これに対し、特許文献２のような、ゲート端子とグランドの間にターンオフ用の定電流源を接続した構成では、ゲート端子とグランド間の電位差が小さくなると、定電流源の駆動能力が低下する。この構成は、ＩＧＢＴのゲート閾値電圧（Ｖｔｈ）が高い場合は問題ないが、Ｖｔｈが低く０Ｖに近い場合は、駆動能力が低下した状態でＶｔｈ付近をＶｇｅが通過するため、ターンオフのスイッチング速度が低下する。本実施の形態の構成では、Ｖｇｅが−Ｖｃｃ程度まで放電用定電流源５の駆動能力が低下しないため、ターンオフ時のスイッチング速度低下を防ぐことができる。
【００１８】
図３のＶｇｅ波形に示すように、ゲート−エミッタ間電圧が一定となる期間がある。これはゲート電流がゲート−エミッタ間を充電する以外に、ゲート‐コレクタ間容量を充電する期間があるためで、この期間ではゲート−エミッタ間電圧が一定となりこの期間分スイッチングが遅くなる。この効果はミラー効果として知られており、ゲート−エミッタ間電圧が一定となる期間をミラー期間、この期間の一定電圧をミラー電圧と呼ぶ。ＩＧＢＴ１のゲートに定電圧をかけて駆動する定電圧駆動の場合、このミラー期間には、（Ｖｃｃ−Ｖｔｈ）÷Ｒｇ（ここでＲｇはゲート抵抗）で決まるゲート電流が流れる。ゲート電流がゲート‐コレクタ間容量を充電し終えるまでミラー期間は続く。コレクタ電圧が変化するのはミラー期間であるため、ミラー期間を一定にできれば、コレクタ電圧が変化している間のターンオン損失（コレクタ電圧×コレクタ電流）のばらつきを無くすることができる。ミラー期間を一定にするには、ゲート１ｇ‐コレクタ１ｘ間容量が一定でかつ、ゲート電流を一定にすればよい。一般にゲート１ｇ‐コレクタ１ｘ間容量のばらつきに比べてＶｔｈのばらつきが大きいため、定電圧駆動ではゲート電流を一定にすることが出来ない。よって、スイッチング損失のばらつきを小さくするためには、ゲート電流を一定にする定電流駆動が必要となる。ただし、スイッチング損失のばらつきが問題にならない場合には必ずしも定電流源駆動が必要ではない。
【００１９】
図１で示した回路の詳細な回路構成の一例を図４に示す。放電用スイッチ４はダイオード１８、抵抗１９、ＭＯＳＦＥＴ２０で構成している。充電用スイッチ７はダイオード２８、抵抗２９、ＭＯＳＦＥＴ３０で構成している。ダイオード１８は、充電用スイッチ７がオンしたときに、充電用定電流源３を通らずにＭＯＳＦＥＴ２０に内蔵されているダイオードを通ってＩＧＢＴ１のゲートへ逆流する電流を防ぐために用いている。また、ダイオード２８も同様に、放電用スイッチ４がオンしたときにＭＯＳＦＥＴ３０に内蔵されているダイオードを通って逆流する電流を防ぐために用いている。
【００２０】
充電用定電流源３はＰＮＰバイポーラトランジスタ１１、１２からなるカレントミラー回路とＭＯＳＦＥＴ１３、抵抗１４、オペアンプ１５、正電圧源１６、抵抗１７からなる定電流源で構成される。抵抗１７はＰＮＰトランジスタ１２から流れ出る電流がＩＧＢＴ１のターンオンに必要な所望のゲート電流となるように設定する。また、放電用定電流源５は充電用定電流源３と同様の構成となっている。すなわち、放電用定電流源５はＰＮＰバイポーラトランジスタ２１、２２からなるカレントミラー回路とＭＯＳＦＥＴ２３、抵抗２４、オペアンプ２５、正電圧源２６、抵抗２７からなる定電流源で構成される。抵抗２７はＰＮＰトランジスタ２２から流れ出る電流がＩＧＢＴ１のターンオフに必要な所望のゲート電流となるように設定する。
図４の回路構成により図１、図３で説明した動作が実現できる。
【００２１】
実施の形態２．
図５は、実施の形態２を示す電力用半導体の駆動回路の等価回路である。図５において図１と同一符号は同一または相当する部分を示す。図５に示す実施の形態２では図１に示す実施の形態１に加え、電源端子６と充電用定電流源３の間にスイッチ３１を、電源端子６と放電用定電流源５の間にスイッチ３２を接続している。
【００２２】
図６は図５の回路、すなわち実施の形態２による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。Ｓ１〜Ｓ５はそれぞれオン・オフの状態、すなわち上がオン、下がオフの状態を示している。以下図６に示すシーケンス図を用いて回路動作を説明する。時刻ｔ０に、Ｓ１によってＩＧＢＴのオン指令が入ると、Ｓ４がオン指令を、Ｓ３がオフ指令を出力し、充電用スイッチ７がオン、放電用スイッチ４がオフする。また、Ｓ２がΔＴｏｎの期間だけオン指令を出力し、スイッチ３１がオンする。電源端子６−スイッチ３１−充電用定電流源３−ＩＧＢＴ１のゲート‐ＩＧＢＴ１のエミッタ‐充電用スイッチ７−グランド端子８のループでゲート電流Ｉｇが流れ、ＩＧＢＴ１のゲートは充電される。このとき、ゲート‐エミッタ間電圧Ｖｇｅは−Ｖｃｃから＋Ｖｃｃまで充電される。また、時刻ｔ２にＳ１によってＩＧＢＴ１のオフ指令が入ると、Ｓ４がオフ指令を、Ｓ３がオン指令を出力し、充電用スイッチ７がオフ、放電用スイッチ４がオンする。また、Ｓ５がΔＴｏｆｆの期間だけオン指令を出力し、スイッチ３２がオンする。電源端子６−スイッチ３２−放電用定電流源５−ＩＧＢＴ１のエミッタ−ＩＧＢＴ１のゲート−放電用スイッチ４−グランド端子８のループでゲート電流Ｉｇが流れ、ＩＧＢＴ１のゲートは放電される。このとき、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅは＋Ｖｃｃから−Ｖｃｃまで放電される。実施の形態１と比較して、スイッチ３１とスイッチ３２を付加して、ゲートに電流が流れる間だけ充電用定電流源３および放電用定電流源５から電流を流すようにしており、充電用定電流源３と５の通電時間を制限できることが特徴である。実施の形態１では、例えば充電用スイッチ７がオンしているとき、放電用定電流源５からエミッタ−ゲートへは電流が流れないが、放電用定電流源５からグランド端子８に電流が流れる。これに対して本実施の形態２ではこの期間はスイッチ３２がオフしているため放電用定電流源５は電流を流さない。充電用定電流源３についても同様である。よって、本実施の形態２は実施の形態１と比較して、定電流源の通電時間を短くできるため、駆動回路の損失を低減できる。
【００２３】
詳細な回路構成の一例を図７に示す。図７において図４と同一符号は同一または相当す
る部分を示す。図７の回路では、実施の形態１の詳細回路図である図４に示す回路に、スイッチ３１の機能を持つ部品としてＭＯＳＦＥＴ３４と抵抗３３を加え、スイッチ３２の機能を持つ部品として、抵抗３５とＭＯＳＦＥＴ３６を加えている。
【００２４】
Ｓ１によってＩＧＢＴのオン指令が入ると、Ｓ２がオン指令を出力し、ＭＯＳＦＥＴ３４がオンする。後述するように抵抗１７の抵抗値は抵抗３３の抵抗値よりも小さく設定されているため、ほぼ抵抗１７で決まる電流がＰＮＰトランジスタ１１に流れ、カレントミラー動作により、ＰＮＰトランジスタ１２からゲート電流が流れ出る。Ｓ２はΔＴｏｎ後にオフ指令を出力し、ＰＮＰトランジスタから流れ出る電流は抵抗３３で決まる電流値まで低下する。ΔＴｏｎはゲート電圧が上昇する時間（ｔ１−ｔ０）よりも長い時間に設定する。
【００２５】
Ｓ１によってＩＧＢＴのオフ指令が入ると、Ｓ５がオン指令を出力し、ＭＯＳＦＥＴ３６がオンする。抵抗２７の抵抗値は抵抗３５の抵抗値よりも小さく設定されているため、ほぼ抵抗２７で決まる電流がＰＮＰトランジスタ２１に流れ、カレントミラー動作により、ＰＮＰトランジスタ２２からゲート電流が流れ出る。Ｓ５はΔＴｏｆｆ後にオフ指令を出力し、ＰＮＰトランジスタから流れ出る電流は抵抗３５で決まる電流値まで低下する。ΔＴｏｆｆはゲート電圧が下降する時間（ｔ３−ｔ２）よりも長い時間に設定する。
【００２６】
通常ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間には、ゲート−エミッタ間が帯電して誤動作しないように帯電防止用の抵抗が接続される。そこで、ＩＧＢＴのオン期間にＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間に充電された電荷が放電して電圧が低下しないようわずかな電流をゲート−エミッタ間に流すようにする。抵抗３３はこのために挿入されており、抵抗３３を抵抗１７よりも大きな適当な値に設定することで、ＩＧＢＴ１のオン期間であってＭＯＳＦＥＴ３４がオフしている間も、ゲート−エミッタ間にわずかな電流を流すことができる。同様に、抵抗３５は抵抗２７よりも大きな適当な値に設定することにより、ＩＧＢＴ１のオフ期間であってＭＯＳＦＥＴ３６がオフしている期間にＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間に逆充電された電荷が放電して電圧が上昇しないようわずかな電流をエミッタ−ゲート間に流すようにする。
【００２７】
このようにして本実施の形態２による電力用半導体の駆動回路によれば、充電用定電流源３および放電用定電流源５から不要な電流を流出させることなく、すなわち定電流源の損失を抑えながらＩＧＢＴを確実にオン、オフできる
【００２８】
実施の形態３．
図８は本発明の実施の形態３による電力用半導体の駆動回路、図９はその動作を示すシーケンス図である。図８において、図７と同一符号は同一または相当する部分を示す。本実施の形態３の駆動回路は、充電用定電流源３であるカレントミラーを構成するＰＮＰトランジスタ１２と放電用定電流源５であるＰＮＰトランジスタ２２の２個のＰＮＰトランジスタを１個のＰＮＰトランジスタ１１で駆動する構成である。ＰＮＰトランジスタ１２のコレクタをＩＧＢＴ１のゲートに接続し、ＰＮＰトランジスタ２２のコレクタをＩＧＢＴ１のエミッタに接続している。ＰＮＰトランジスタ１１のコレクタは定電流回路を構成するＭＯＳＦＥＴ１３のドレインに接続する。ＩＧＢＴ１をオンさせる場合は、制御回路１０から信号Ｓ２を出力し、ＭＯＳＦＥＴ３４をオンさせる。抵抗１７はゲート電流Ｉｇ（＝Ｉｅ）がＩＧＢＴ１のオンのための所望の電流になるように設定する。ＩＧＢＴ１をオフさせる場合は、制御回路１０から信号Ｓ５を出力し、ＭＯＳＦＥＴ３６をオンさせる。抵抗２７はゲート電流Ｉｇ（＝Ｉｅ）がＩＧＢＴ１のオフのための所望の電流になるように設定する。
【００２９】
図９により動作を説明する。Ｓ１によってＩＧＢＴ１のオン指令が入ると、Ｓ１の立ち
上がりの時刻ｔ０からΔＴｏｎだけＳ２はオン指令を出力する。ＭＯＳＦＥＴ３４がオンすると、ＰＮＰトランジスタ１２、および２２には抵抗１７で設定される同じ電流（Ｉｂ１＝Ｉｂ２）が流れる。このときＳ３はオフ指令を出し、Ｓ４はオン指令を出すため、ＭＯＳＦＥＴ２０がオフ、ＭＯＳＦＥＴ３０がオンし、Ｉｂ２はＭＯＳＦＥＴ３０へ流れ、ＩＧＢＴ１のエミッタへは流れない。ＭＯＳＦＥＴ２０はオフしているため、Ｉｂ１はＩＧＢＴ１のゲートへ流れ、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間を充電し、ＩＧＢＴ１をオンさせる。ＩＧＢＴ１がオフするときは、スイッチング指令Ｓ１の立下り始めの時刻ｔ２からΔＴｏｆｆだけＳ５信号はオン指令を出力する。ＭＯＳＦＥＴ３６がオンすると、ＰＮＰトランジスタ１２、および２２には抵抗２７で設定される同じ電流（Ｉｂ１＝Ｉｂ２）が流れる。このときＳ３はオン指令を出し、Ｓ４はオフ指令を出すため、ＭＯＳＦＥＴ２０がオン、ＭＯＳＦＥＴ３０がオフし、Ｉｂ２がＩＧＢＴ１のエミッタへ流れＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間を放電する。
【００３０】
本実施の形態３では、実施の形態１と同様に定電流源をゲート側とエミッタ側に備えることで定電流によるターンオン、ターンオフを行うことができる。また、Ｖｇｅに＋Ｖｃｃ〜−Ｖｃｃの電圧をかけることができるので、Ｖｔｈが低くても確実かつ高速にターンオフすることができる。また、実施の形態１では定電流回路を２つ設けていたが、本実施の形態３では一つの定電流回路を用いてオン用とオフ用の２つのカレントミラー回路を駆動するため、実施の形態１に比較して部品数を削減することができる。
【００３１】
実施の形態４．
図１０は、本発明の実施の形態４による電力用半導体の駆動回路の等価回路を示す図、図１１は詳細回路を示す図である。図１０、１１において図１、図４、図５、図７と同一符号は同一または相当する部分を示す。実施の形態１から３ではターンオフ用、すなわち放電用制御回路として放電用定電流源５を用いていたが、本実施の形態４では、図１０に示すように放電用定電流源５を省いて電源端子６を放電用制御回路としてのスイッチ３２を介して直接エミッタに接続している。すなわち、放電用制御回路がスイッチのみで構成されている。スイッチ３２は図１１の詳細回路ではＭＯＳＦＥＴ３９がその機能を有している。図１０、図１１で示す実施の形態４による駆動回路では、ターンオフ、すなわちゲートを放電する際のゲート電流が実施の形態２とは異なり定電流とはならないが、それ以外の回路動作は図５で示す実施の形態２の場合と同じである。放電用定電流源５を省くことで、部品数が減り、回路構成を簡単にできる。ターンオンに比べて、ターンオフの場合はゲート閾値電圧Ｖｔｈのばらつきによるスイッチング損失のばらつきが小さいので、放電用定電流源５を省いても、悪影響を受けずに低コスト化を図ることができる。
【００３２】
図１２は、本発明の実施の形態４による別の電力用半導体の駆動回路の等価回路を示す図である。図１２では、図１０で用いていた充電用定電流源５も省き、充電用制御回路をスイッチ３１のみで構成している。このような構成であっても、定電流源を用いる効果は得られないものの、簡単な構成でＩＧＢＴ１のターンオフ時に負バイアスを掛けることができるので、ＩＧＢＴ１を高速かつ確実にオフすることができる。特に、ゲート閾値電圧Ｖｔｈが低いワイドバンドギャップ半導体では、Ｖｔｈのばらつきがスイッチング損失のばらつきに影響する程度が小さいため、充電用制御回路として定電流源を用いない図１２の構成でも実用的な性能を得ることができる。
【００３３】
実施の形態５．
図１３は、本発明の実施の形態５による電力用半導体の駆動回路の等価回路を示す図、図１４はその動作を示すシーケンス図である。実施の形態５は図１３に示すように、３相インバータの下アームに本発明を適用した場合の実施例である。例えば、図２の例におけるＩＧＢＴ１ｂ、ＩＧＢＴ１ｄ、ＩＧＢＴ１ｆに適用したような場合である。各相の下アームのＩＧＢＴ１ｂ、ＩＧＢＴ１ｄ、ＩＧＢＴ１ｆに対して、それぞれのゲート端子に充電用定電流源３ｂ、３ｄ、３ｆを接続する。また、充電用定電流源３ｂ、３ｄ、３ｆと電源端子６との間に、制御指令Ｓ２ｂ、Ｓ２ｄ、Ｓ２ｆで制御されるスイッチ３１ｂ、３１ｄ、３１ｆを接続する。ＩＧＢＴ１のゲート端子とグランド端子８との間には、制御指令Ｓ３ｂ、Ｓ３ｄ、Ｓ３ｆで制御される放電用スイッチ４ｂ、４ｄ、４ｆを接続する。また、各ＩＧＢＴ１のエミッタは共通に接続されているため、エミッタに電位を与える回路も共通にし、電源端子４０、スイッチ３２、充電用スイッチ７、グランド端子８からなる一組だけとする。電源端子４０の電圧値は、電源端子６の電圧よりも低い値とし、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間電圧が（電源端子６の電圧値）−（電源端子４０の電圧値）の場合も、ＩＧＢＴ１が十分オンするような電圧値に設定する。図１５にＩＧＢＴ１の伝達特性を示す。ＩＧＢＴ１を用いる装置における最大電流をＩｍａｘとすると、ゲート電圧がＶｇｅ＿ｍ以上あれば、大幅な損失の増加なく、通電することが可能である。（電源端子６の電圧値）−（電源端子４０の電圧値）は、Ｖｇｅ＿ｍ以上の値に設定する。
【００３４】
ＩＧＢＴ１ｂがオンし、ＩＧＢＴ１ｆがオフする場合の動作を説明する。他のスイッチングの組み合わせでも同様の動作となるため、この動作のみを説明する。Ｓ１ｂがオンとなると、Ｓ２ｂによってスイッチ３１ｂがオンし、Ｓ３ｂによって放電用スイッチ４ｂがオフする。また、Ｓ４によってスイッチ３２はオフし、Ｓ５によって充電用スイッチ７はオンとなる。そのため、電源端子６‐スイッチ３１ｂ‐充電用定電流源３ｂ‐ＩＧＢＴ１ｂのゲート‐ＩＧＢＴ１ｂのエミッタ‐充電用スイッチ７‐グランドのループでゲート電流が流れＩＧＢＴ１ｂはオンする。ＩＧＢＴ１ｂのオンと同様の動作でＩＧＢＴ１ｆがオンしたのち、Ｓ１ｆによってＩＧＢＴ１ｆにオフ指令が入ると、スイッチ３１ｆがオフし、放電用スイッチ４ｆがオンする。同時にスイッチ３２がオンし、充電用スイッチ７がオフするため、ＩＧＢＴ１ｆのエミッタ電位は（電源端子４０の電圧値）まで上昇し、ＩＧＢＴ１ｆのゲート‐エミッタ間には−（電源端子４０の電圧値）が印加されるためＩＧＢＴ１ｆは高速、かつ確実にオフできる。また、ＩＧＢＴ１ｂのゲート‐エミッタ間電圧は（電源端子６の電圧値）−（電源端子４０の電圧値）まで低下するが、この電圧はＶｇｅ＿ｍ以上に設定しているのでＩＧＢＴ１ｂは十分にオンが維持でき、損失の増加にはつながらない。
【００３５】
本実施の形態５によれば、電源端子４０の電圧値は電源端子６の電圧値とは異なるが、電源端子４０は電源端子６と同じ極性の電圧源のため電源端子６から簡単に作り出すことが可能で、簡単な構成でＩＧＢＴ１のターンオフ時に負バイアスを掛けることができるので、ＩＧＢＴ１を高速かつ確実にオフすることができる。
【００３６】
実施の形態６．
図１６は本発明の実施の形態６による電力用半導体の駆動回路を示す等価回路である。図１６において図１３と同一符号は同一または相当する部分を示す。本実施の形態６では、実施の形態５で用いていた充電用定電流源３ｂ、３ｄ、３ｆを用いず、各ＩＧＢＴのゲートから充電用制御回路としての充電用制御スイッチ３１ｂ、３１ｄ、３１ｆを介して直接電源端子６に接続している。すなわち、放電用制御回路のみならず充電用制御回路もスイッチのみで構成されている。本実施の形態６によれば、定電流源を用いる効果は得られないものの、簡単な構成でＩＧＢＴ１のターンオフ時に負バイアスを掛けることができるので、ＩＧＢＴ１を高速かつ確実にオフすることができる。特に、ゲート閾値電圧Ｖｔｈが低いワイドバンドギャップ半導体では、Ｖｔｈのばらつきがスイッチング損失のばらつきに影響する程度が小さいため、本実施の形態６のような定電流源を用いない構成でも実用的な性能を得ることができる。
【００３７】
実施の形態７．
図１７は本発明の実施の形態７による電力用半導体の駆動回路、図１８は図１７の回路の動作を示すシーケンス図である。図１７において図８と同一符号は同一または相当する
部分を示す。本実施の形態７は図８に示す実施の形態３における抵抗１９をインダクタ３７に変更し、ＩＧＢＴ１のエミッタに接続していた回路を省いてエミッタを直接グランド端子８に接続している。さらに、カレントミラー回路を構成するＰＮＰトランジスタ１２のコレクタとＩＧＢＴ１のゲートとの間に、ＩＧＢＴ１のゲート側をドレインとしてＭＯＳＦＥＴ３８を充放電制御スイッチとして接続している。インダクタ３７と直列に接続されているＭＯＳＦＥＴ２０は放電用スイッチとして動作する。
【００３８】
図１８のシーケンス図を用いて動作を説明する。ＩＧＢＴ１のターンオンは次のようになる。Ｓ１によってＩＧＢＴ１のオン指令が入ると、Ｓ２はΔＴｏｎの期間だけオン指令を出力する。Ｓ３にはＳ１と反転された信号が出力され、放電用スイッチであるＭＯＳＦＥＴ２０はオフになる。そのため、抵抗１７によって定まるＩｂがそのままＩＧＢＴ１のゲートに流れ、ゲート−エミッタ間を充電する。ＩＧＢＴ１のターンオフは次のようになる。Ｓ１によってＩＧＢＴ１のオフ指令が入ると、Ｓ５はΔＴＬの期間だけＭＯＳＦＥＴ３６にオン信号を出力する。Ｓ３信号により、ＭＯＳＦＥＴ２０がオンしているため、ＩｂはＩＧＢＴ１のゲートには流れず、ＭＯＳＦＥＴ２０へと流れ、インダクタ３７にはエネルギーが蓄えられる。その後、Ｓ５によってＭＯＳＦＥＴ３６をオフし、Ｓ４によって充放電制御スイッチであるＭＯＳＦＥＴ３８をオンさせると、ＰＮＰバイポーラトランジスタ１２から供給されていた電流Ｉｂは小さくなり、インダクタ３７の電流は流れ続けようとするため、ＩＧＢＴ１のゲートから電流が流れ出す。ＩＧＢＴ１のゲートから電流が流れ出してインダクタ３７に蓄えられていたエネルギーがＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間容量に転移したところ（時刻ｔ４）で、ダイオード１９があるため電流の流れが止まる。
【００３９】
本実施の形態７によれば、ターンオフ時にインダクタのエネルギーをゲート−エミッタ間に転移させる構成としたことにより、実施の形態１〜６と同様に、ターンオフ時、すなわちゲート−エミッタ間を放電させるのに負電圧の電源を用いずに、正電圧の電源のみを用いる簡単な構成でＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間に負バイアスをかけることができ、ＩＧＢＴ１を高速かつ確実に遮断することができる。
【符号の説明】
【００４０】
１：ＩＧＢＴ（電力用半導体） １ｇ：制御端子（ゲート）
１ｘ：主端子（コレクタ） １ｙ：制御基準端子（エミッタ）
３：充電用定電流源（充電用制御回路） ４、４ｂ、４ｄ、４ｆ：放電用スイッチ
５：放電用定電流源（放電用制御回路） ６：電源端子
７：充電用スイッチ ８：グランド端子
３１、３１ｂ、３１ｄ、３１ｆ：スイッチ（充電用制御回路）
３２：スイッチ（放電用制御回路）
３７：インダクタ ３８：充放電制御スイッチ
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力用半導体素子の駆動を行うための電力用半導体の駆動回路および駆動方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
直流を交流、あるいは交流を直流に変換する、いわゆるインバータなど、電力変換器にＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴといった電力用半導体素子が用いられている。このような電力用半導体素子では、ＩＧＢＴではコレクタからエミッタ、ＭＯＳＦＥＴではドレインからソースへ流れる電流を、ゲート−エミッタ間あるいはゲート−ソース間に電荷を充電・放電させてこの間の電圧を変化させることにより制御する。この制御を行うための駆動回路として、例えば特許文献１に記載されたものがある。特許文献１に記載された駆動回路は、電力用半導体を導通（ターンオンとも呼ぶ）させるための電流源としてゲートに電流を流し込む電流源と、遮断（ターンオフとも呼ぶ）させるための電流源としてゲートから電流を引き抜く電流源とを備えている。そして、導通させるための電流源はパワートランジスタを遮断から導通に切替える際、第１電流値を出力し、導通に切替った後はその状態を保持する第２電流値を出力する。また、遮断させるための電流源はパワートランジスタを導通から遮断に切替える際、第１電流値とは逆極性の第３電流値を出力し、遮断に切替った後はその状態を保持する第４電流値を出力する。このように、導通させるための電流源も遮断させるための電流源もゲートに接続されており、両電流源は電流値が逆極性のものが必要であり、駆動回路の電源として、正電圧の電源と負電圧の電源とを必要とするものである。
【０００３】
また、特許文献２では、特許文献１に示されているものと同様、確実かつ高速な遮断特性を得るため、遮断用に、導通用とは逆極性の遮断専用の負電源を用いている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７‐１１６７６０号公報
【特許文献２】特開２００６−２５５１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
このように、従来の駆動回路では、導通用と遮断用に別々の電源を用いており、ゲート閾値電圧が低い電力用半導体素子を高速かつ確実にオフさせるには、専用の負電圧の駆動回路用電源を必要としていた。専用の負電圧の駆動回路用電源を備える場合、駆動回路内の電子部品には負電圧分の余分な耐圧が必要となり、この点でも電子部品のコストアップに繋がっていた。
【０００６】
この発明に係る電力用半導体の駆動回路は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、ゲート閾値電圧が低い電力用半導体素子を用いた場合でも、負電圧の電源を必要としない単純な構成で高速かつ確実に遮断させることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る電力用半導体の駆動回路は、主端子と制御基準端子と制御端子とを有しこの制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して主端子と制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を駆動する電力用半導体の駆動回路であって、電源端子とグランド端子とを有する電源を備え、電源端子と制御端子との
間に充電用制御回路を、制御基準端子とグランド端子との間に充電用スイッチを、電源端子と制御基準端子との間に放電用制御回路を、制御端子とグランド端子との間に放電用スイッチを設けたものである。
【０００８】
また、この発明に係る電力用半導体の駆動方法は、電源端子とグランド端子とを有する電源を備えた駆動回路により、主端子と制御基準端子と制御端子とを有しこの制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して主端子と制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を駆動する駆動方法において、電源端子から制御端子を経て、制御基準端子からグランド端子へ電流を流すことにより制御端子と制御基準端子との間に電荷を充電して電力用半導体をオンするターンオンステップと、電源端子から制御基準端子を経て、制御端子からグランド端子へ電流を流すことにより制御端子と制御基準端子との間に充電された電荷を放電して電力用半導体をオフするターンオフステップとを有するものである。
【０００９】
また、この発明に係る別の電力用半導体の駆動回路は、主端子と制御基準端子と制御端子とを有しこの制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して主端子と制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を駆動する電力用半導体の駆動回路であって、電源端子とグランド端子とを有する電源を備え、制御基準端子をグランド端子に接続し、定電流源を充放電制御スイッチを経て制御端子に接続し、充放電制御スイッチと定電流源の接続点とグランド端子の間にリアクトルと放電用スイッチの直列体を設けたものである。
【発明の効果】
【００１０】
これらの発明によれば、電力用半導体をターンオフするために専用の負電圧の電源を用いない単純な構成で、ゲート閾値電圧が低い電力用半導体素子でも、高速かつ確実に遮断させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の実施の形態１による電力用半導体の駆動回路を示す等価回路図である。
【図２】この発明を適用した電力変換器の一例を示す回路図である。
【図３】この発明の実施の形態１による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。
【図４】この発明の実施の形態１による電力用半導体の駆動回路を示す詳細回路図である。
【図５】この発明の実施の形態２による電力用半導体の駆動回路を示す等価回路図である。
【図６】この発明の実施の形態２による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。
【図７】この発明の実施の形態２による電力用半導体の駆動回路を示す詳細回路図である。
【図８】この発明の実施の形態３による電力用半導体の駆動回路を示す詳細回路図である。
【図９】この発明の実施の形態３による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。
【図１０】この発明の実施の形態４による電力用半導体の駆動回路を示す等価回路図である。
【図１１】この発明の実施の形態４による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。
【図１２】この発明の実施の形態４による他の電力用半導体の駆動回路を示す等価回路図である。
【図１３】この発明の実施の形態５による電力用半導体の駆動回路を示す等価回路図である。
【図１４】この発明の実施の形態５による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。
【図１５】ＩＧＢＴの伝達特性を示す特性図である。
【図１６】この発明の実施の形態６による電力用半導体の駆動回路を示す等価回路図である。
【図１７】この発明の実施の形態７による電力用半導体の駆動回路を示す詳細回路図である。
【図１８】この発明の実施の形態７による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１を示す電力用半導体の駆動回路の等価回路である。ここでは電力用半導体素子の一例としてＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１を用いているが、本発明を適用する電力用半導体はＩＧＢＴに限るわけではなく、ＭＯＳＦＥＴなど他の電力用半導体素子でも良い。また、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）、ＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ Ｎｉｔｒｉｄｅ）、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を用いても良く、本発明は、ワイドバンドギャップ半導体などゲート閾値電圧が低い電力用半導体に適用する場合に特に効果が大きい。これら電力用半導体素子は主端子１ｘ（ＩＧＢＴの場合コレクタ、ＭＯＳＦＥＴの場合ドレインに相当）と制御基準端子１ｙ（ＩＧＢＴの場合エミッタ、ＭＯＳＦＥＴの場合ソースに相当）の間を流れる電流を、制御端子（ＩＧＢＴの場合もＭＯＳＦＥＴの場合もゲート）１ｇと制御基準端子１ｙの間の電圧により制御するものである。エミッタなどの制御基準端子１ｙはコレクタなどの主端子１ｘと対になってメインの電流を流すための端子であるから第二の主端子と呼んでもよいが、制御の基準ともなる端子であるから本発明では制御基準端子と呼ぶ。以下、ＩＧＢＴを例にとって説明するため、主端子１ｘはコレクタ、制御基準端子１ｙはエミッタ、制御端子１ｇはゲートとして説明する。なお、図においてコレクタ、エミッタ、ゲートはＩＧＢＴの記号で判別できるので、図の煩雑さを避けるため図１以外では１ｘ、１ｙ、１ｇに相当する符号は記載しない。
【００１３】
ＩＧＢＴ１の駆動回路１００は、正の電圧＋Ｖｃｃを発生する電源、すなわち電源端子６およびグランド端子８を有する電源を備えている。そして、ＩＧＢＴ１のターンオン時にゲート１ｇに電流を流し込んで充電する充電用制御回路としての充電用定電流源３、ＩＧＢＴ１のエミッタ１ｙとグランド端子８との間に接続された充電用スイッチ７、ＩＧＢＴ１のターンオフ時にゲート１ｇから電流を流し出して放電する放電用制御回路としての放電用定電流源５、ＩＧＢＴ１のゲート１ｇとグランド端子８との間に接続された放電用スイッチ４、外部からのＩＧＢＴのオン・オフ指令Ｓ１を受け、放電用スイッチ４、充電用スイッチ７へのオン・オフ指令Ｓ３，Ｓ４を出力する制御回路１０からなる。ここで、充電用定電流源３および放電用定電流源５は共に電源端子６に接続されており、定電流源の元となる電源として負電圧の電源を必要としない。
【００１４】
ＩＧＢＴ１には並列にダイオード２が接続されている。ここで述べるＩＧＢＴ１とダイオード２と駆動回路１００の組み合わせは、例えば図２に示す３相インバータ回路など、各種電力変換器に用いることが可能である。すなわち、図２における１００ａ〜１００ｆ、電力用半導体１ａ〜１ｆ、ダイオード２ａ〜２ｆ、および接続点９ａ〜９ｆが、それぞれ図１の駆動回路１００、ＩＧＢＴ１、ダイオード２、および黒逆三角（▼）で示す点９に相当する。
【００１５】
図３は図１の回路、すなわち実施の形態１による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。図３は、上からＳ１の信号状態、Ｓ３の信号状態、Ｓ４の信号状態、ゲート電流Ｉｇ、ゲート１ｇ−エミッタ１ｙ間電圧Ｖｇｅを示している。Ｓ１、Ｓ３、Ｓ４の信号状態は、上がオン状態、下がオフ状態を示す。時刻ｔ０に、Ｓ１によってＩＧＢＴ１のオン指令が入ると、Ｓ４がオン指令を、Ｓ３がオフ指令を出力し、充電用スイッチ７がオン、放電用スイッチ４がオフする。電源端子６（＋Ｖｃｃ）−充電用定電流源３−ＩＧＢＴ１のゲート１ｇ‐ＩＧＢＴ１のエミッタ１ｙ‐充電用スイッチ７−グランド端子８のループでゲート電流Ｉｇが流れ、ＩＧＢＴ１のゲート１ｇ−エミッタ１ｙ間は充電される。このとき、ゲート‐エミッタ間電圧Ｖｇｅは−Ｖｃｃから＋Ｖｃｃまで変化する。ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅが＋Ｖｃｃまで充電される時刻ｔ１でＩＧＢＴ１のゲート電流Ｉｇはほぼ流れなくなる。また、時刻ｔ２にＳ１によってＩＧＢＴ１のオフ指令が入ると、Ｓ４がオフ指令を、Ｓ３がオン指令を出力し、充電用スイッチ７がオフ、放電用スイッチ４がオンする。電源端子６−放電用定電流源５−ＩＧＢＴ１のエミッタ１ｙ−ＩＧＢＴ１のゲート１ｇ−放電用スイッチ４−グランド端子８のループでゲート電流Ｉｇが流れ、ＩＧＢＴ１のゲート１ｇ−エミッタ１ｙは放電し、逆の電位まで充電される。すなわち、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅは＋Ｖｃｃから−Ｖｃｃまで変化する。
【００１６】
このように、本実施の形態１によれば、充電用制御回路としての定電流源を電源端子６とゲート間に、放電用制御回路としての定電流源を電源端子６とエミッタ間にそれぞれ備え、ゲート電位とエミッタ電位を電源端子６の電位＋Ｖｃｃと駆動回路１００のグランドに切り替えることで、Ｖｇｅを＋Ｖｃｃ〜−Ｖｃｃの電圧とすることができ、ターンオン・ターンオフ時のどちらでも一定ゲート電流でのスイッチングを可能にしている。
【００１７】
これに対し、特許文献２のような、ゲート端子とグランドの間にターンオフ用の定電流源を接続した構成では、ゲート端子とグランド間の電位差が小さくなると、定電流源の駆動能力が低下する。この構成は、ＩＧＢＴのゲート閾値電圧（Ｖｔｈ）が高い場合は問題ないが、Ｖｔｈが低く０Ｖに近い場合は、駆動能力が低下した状態でＶｔｈ付近をＶｇｅが通過するため、ターンオフのスイッチング速度が低下する。本実施の形態の構成では、Ｖｇｅが−Ｖｃｃ程度まで放電用定電流源５の駆動能力が低下しないため、ターンオフ時のスイッチング速度低下を防ぐことができる。
【００１８】
図３のＶｇｅ波形に示すように、ゲート−エミッタ間電圧が一定となる期間がある。これはゲート電流がゲート−エミッタ間を充電する以外に、ゲート‐コレクタ間容量を充電する期間があるためで、この期間ではゲート−エミッタ間電圧が一定となりこの期間分スイッチングが遅くなる。この効果はミラー効果として知られており、ゲート−エミッタ間電圧が一定となる期間をミラー期間、この期間の一定電圧をミラー電圧と呼ぶ。ＩＧＢＴ１のゲートに定電圧をかけて駆動する定電圧駆動の場合、このミラー期間には、（Ｖｃｃ−Ｖｔｈ）÷Ｒｇ（ここでＲｇはゲート抵抗）で決まるゲート電流が流れる。ゲート電流がゲート‐コレクタ間容量を充電し終えるまでミラー期間は続く。コレクタ電圧が変化するのはミラー期間であるため、ミラー期間を一定にできれば、コレクタ電圧が変化している間のターンオン損失（コレクタ電圧×コレクタ電流）のばらつきを無くすることができる。ミラー期間を一定にするには、ゲート１ｇ‐コレクタ１ｘ間容量が一定でかつ、ゲート電流を一定にすればよい。一般にゲート１ｇ‐コレクタ１ｘ間容量のばらつきに比べてＶｔｈのばらつきが大きいため、定電圧駆動ではゲート電流を一定にすることが出来ない。よって、スイッチング損失のばらつきを小さくするためには、ゲート電流を一定にする定電流駆動が必要となる。ただし、スイッチング損失のばらつきが問題にならない場合には必ずしも定電流源駆動が必要ではない。
【００１９】
図１で示した回路の詳細な回路構成の一例を図４に示す。放電用スイッチ４はダイオード１８、抵抗１９、ＭＯＳＦＥＴ２０で構成している。充電用スイッチ７はダイオード２８、抵抗２９、ＭＯＳＦＥＴ３０で構成している。ダイオード１８は、充電用スイッチ７がオンしたときに、充電用定電流源３を通らずにＭＯＳＦＥＴ２０に内蔵されているダイオードを通ってＩＧＢＴ１のゲートへ逆流する電流を防ぐために用いている。また、ダイオード２８も同様に、放電用スイッチ４がオンしたときにＭＯＳＦＥＴ３０に内蔵されているダイオードを通って逆流する電流を防ぐために用いている。
【００２０】
充電用定電流源３はＰＮＰバイポーラトランジスタ１１、１２からなるカレントミラー回路とＭＯＳＦＥＴ１３、抵抗１４、オペアンプ１５、正電圧源１６、抵抗１７からなる定電流源で構成される。抵抗１７はＰＮＰトランジスタ１２から流れ出る電流がＩＧＢＴ１のターンオンに必要な所望のゲート電流となるように設定する。また、放電用定電流源５は充電用定電流源３と同様の構成となっている。すなわち、放電用定電流源５はＰＮＰバイポーラトランジスタ２１、２２からなるカレントミラー回路とＭＯＳＦＥＴ２３、抵抗２４、オペアンプ２５、正電圧源２６、抵抗２７からなる定電流源で構成される。抵抗２７はＰＮＰトランジスタ２２から流れ出る電流がＩＧＢＴ１のターンオフに必要な所望のゲート電流となるように設定する。
図４の回路構成により図１、図３で説明した動作が実現できる。
【００２１】
実施の形態２．
図５は、実施の形態２を示す電力用半導体の駆動回路の等価回路である。図５において図１と同一符号は同一または相当する部分を示す。図５に示す実施の形態２では図１に示す実施の形態１に加え、電源端子６と充電用定電流源３の間にスイッチ３１を、電源端子６と放電用定電流源５の間にスイッチ３２を接続している。
【００２２】
図６は図５の回路、すなわち実施の形態２による電力用半導体の駆動回路の動作を示すシーケンス図である。Ｓ１〜Ｓ５はそれぞれオン・オフの状態、すなわち上がオン、下がオフの状態を示している。以下図６に示すシーケンス図を用いて回路動作を説明する。時刻ｔ０に、Ｓ１によってＩＧＢＴのオン指令が入ると、Ｓ４がオン指令を、Ｓ３がオフ指令を出力し、充電用スイッチ７がオン、放電用スイッチ４がオフする。また、Ｓ２がΔＴｏｎの期間だけオン指令を出力し、スイッチ３１がオンする。電源端子６−スイッチ３１−充電用定電流源３−ＩＧＢＴ１のゲート‐ＩＧＢＴ１のエミッタ‐充電用スイッチ７−グランド端子８のループでゲート電流Ｉｇが流れ、ＩＧＢＴ１のゲートは充電される。このとき、ゲート‐エミッタ間電圧Ｖｇｅは−Ｖｃｃから＋Ｖｃｃまで充電される。また、時刻ｔ２にＳ１によってＩＧＢＴ１のオフ指令が入ると、Ｓ４がオフ指令を、Ｓ３がオン指令を出力し、充電用スイッチ７がオフ、放電用スイッチ４がオンする。また、Ｓ５がΔＴｏｆｆの期間だけオン指令を出力し、スイッチ３２がオンする。電源端子６−スイッチ３２−放電用定電流源５−ＩＧＢＴ１のエミッタ−ＩＧＢＴ１のゲート−放電用スイッチ４−グランド端子８のループでゲート電流Ｉｇが流れ、ＩＧＢＴ１のゲートは放電される。このとき、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅは＋Ｖｃｃから−Ｖｃｃまで放電される。実施の形態１と比較して、スイッチ３１とスイッチ３２を付加して、ゲートに電流が流れる間だけ充電用定電流源３および放電用定電流源５から電流を流すようにしており、充電用定電流源３と５の通電時間を制限できることが特徴である。実施の形態１では、例えば充電用スイッチ７がオンしているとき、放電用定電流源５からエミッタ−ゲートへは電流が流れないが、放電用定電流源５からグランド端子８に電流が流れる。これに対して本実施の形態２ではこの期間はスイッチ３２がオフしているため放電用定電流源５は電流を流さない。充電用定電流源３についても同様である。よって、本実施の形態２は実施の形態１と比較して、定電流源の通電時間を短くできるため、駆動回路の損失を低減できる。
【００２３】
詳細な回路構成の一例を図７に示す。図７において図４と同一符号は同一または相当す
る部分を示す。図７の回路では、実施の形態１の詳細回路図である図４に示す回路に、スイッチ３１の機能を持つ部品としてＭＯＳＦＥＴ３４と抵抗３３を加え、スイッチ３２の機能を持つ部品として、抵抗３５とＭＯＳＦＥＴ３６を加えている。
【００２４】
Ｓ１によってＩＧＢＴのオン指令が入ると、Ｓ２がオン指令を出力し、ＭＯＳＦＥＴ３４がオンする。後述するように抵抗１７の抵抗値は抵抗３３の抵抗値よりも小さく設定されているため、ほぼ抵抗１７で決まる電流がＰＮＰトランジスタ１１に流れ、カレントミラー動作により、ＰＮＰトランジスタ１２からゲート電流が流れ出る。Ｓ２はΔＴｏｎ後にオフ指令を出力し、ＰＮＰトランジスタから流れ出る電流は抵抗３３で決まる電流値まで低下する。ΔＴｏｎはゲート電圧が上昇する時間（ｔ１−ｔ０）よりも長い時間に設定する。
【００２５】
Ｓ１によってＩＧＢＴのオフ指令が入ると、Ｓ５がオン指令を出力し、ＭＯＳＦＥＴ３６がオンする。抵抗２７の抵抗値は抵抗３５の抵抗値よりも小さく設定されているため、ほぼ抵抗２７で決まる電流がＰＮＰトランジスタ２１に流れ、カレントミラー動作により、ＰＮＰトランジスタ２２からゲート電流が流れ出る。Ｓ５はΔＴｏｆｆ後にオフ指令を出力し、ＰＮＰトランジスタから流れ出る電流は抵抗３５で決まる電流値まで低下する。ΔＴｏｆｆはゲート電圧が下降する時間（ｔ３−ｔ２）よりも長い時間に設定する。
【００２６】
通常ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間には、ゲート−エミッタ間が帯電して誤動作しないように帯電防止用の抵抗が接続される。そこで、ＩＧＢＴのオン期間にＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間に充電された電荷が放電して電圧が低下しないようわずかな電流をゲート−エミッタ間に流すようにする。抵抗３３はこのために挿入されており、抵抗３３を抵抗１７よりも大きな適当な値に設定することで、ＩＧＢＴ１のオン期間であってＭＯＳＦＥＴ３４がオフしている間も、ゲート−エミッタ間にわずかな電流を流すことができる。同様に、抵抗３５は抵抗２７よりも大きな適当な値に設定することにより、ＩＧＢＴ１のオフ期間であってＭＯＳＦＥＴ３６がオフしている期間にＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間に逆充電された電荷が放電して電圧が上昇しないようわずかな電流をエミッタ−ゲート間に流すようにする。
【００２７】
このようにして本実施の形態２による電力用半導体の駆動回路によれば、充電用定電流源３および放電用定電流源５から不要な電流を流出させることなく、すなわち定電流源の損失を抑えながらＩＧＢＴを確実にオン、オフできる
【００２８】
実施の形態３．
図８は本発明の実施の形態３による電力用半導体の駆動回路、図９はその動作を示すシーケンス図である。図８において、図７と同一符号は同一または相当する部分を示す。本実施の形態３の駆動回路は、充電用定電流源３であるカレントミラーを構成するＰＮＰトランジスタ１２と放電用定電流源５であるＰＮＰトランジスタ２２の２個のＰＮＰトランジスタを１個のＰＮＰトランジスタ１１で駆動する構成である。ＰＮＰトランジスタ１２のコレクタをＩＧＢＴ１のゲートに接続し、ＰＮＰトランジスタ２２のコレクタをＩＧＢＴ１のエミッタに接続している。ＰＮＰトランジスタ１１のコレクタは定電流回路を構成するＭＯＳＦＥＴ１３のドレインに接続する。ＩＧＢＴ１をオンさせる場合は、制御回路１０から信号Ｓ２を出力し、ＭＯＳＦＥＴ３４をオンさせる。抵抗１７はゲート電流Ｉｇ（＝Ｉｅ）がＩＧＢＴ１のオンのための所望の電流になるように設定する。ＩＧＢＴ１をオフさせる場合は、制御回路１０から信号Ｓ５を出力し、ＭＯＳＦＥＴ３６をオンさせる。抵抗２７はゲート電流Ｉｇ（＝Ｉｅ）がＩＧＢＴ１のオフのための所望の電流になるように設定する。
【００２９】
図９により動作を説明する。Ｓ１によってＩＧＢＴ１のオン指令が入ると、Ｓ１の立ち
上がりの時刻ｔ０からΔＴｏｎだけＳ２はオン指令を出力する。ＭＯＳＦＥＴ３４がオンすると、ＰＮＰトランジスタ１２、および２２には抵抗１７で設定される同じ電流（Ｉｂ１＝Ｉｂ２）が流れる。このときＳ３はオフ指令を出し、Ｓ４はオン指令を出すため、ＭＯＳＦＥＴ２０がオフ、ＭＯＳＦＥＴ３０がオンし、Ｉｂ２はＭＯＳＦＥＴ３０へ流れ、ＩＧＢＴ１のエミッタへは流れない。ＭＯＳＦＥＴ２０はオフしているため、Ｉｂ１はＩＧＢＴ１のゲートへ流れ、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間を充電し、ＩＧＢＴ１をオンさせる。ＩＧＢＴ１がオフするときは、スイッチング指令Ｓ１の立下り始めの時刻ｔ２からΔＴｏｆｆだけＳ５信号はオン指令を出力する。ＭＯＳＦＥＴ３６がオンすると、ＰＮＰトランジスタ１２、および２２には抵抗２７で設定される同じ電流（Ｉｂ１＝Ｉｂ２）が流れる。このときＳ３はオン指令を出し、Ｓ４はオフ指令を出すため、ＭＯＳＦＥＴ２０がオン、ＭＯＳＦＥＴ３０がオフし、Ｉｂ２がＩＧＢＴ１のエミッタへ流れＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間を放電する。
【００３０】
本実施の形態３では、実施の形態１と同様に定電流源をゲート側とエミッタ側に備えることで定電流によるターンオン、ターンオフを行うことができる。また、Ｖｇｅに＋Ｖｃｃ〜−Ｖｃｃの電圧をかけることができるので、Ｖｔｈが低くても確実かつ高速にターンオフすることができる。また、実施の形態１では定電流回路を２つ設けていたが、本実施の形態３では一つの定電流回路を用いてオン用とオフ用の２つのカレントミラー回路を駆動するため、実施の形態１に比較して部品数を削減することができる。
【００３１】
実施の形態４．
図１０は、本発明の実施の形態４による電力用半導体の駆動回路の等価回路を示す図、図１１は詳細回路を示す図である。図１０、１１において図１、図４、図５、図７と同一符号は同一または相当する部分を示す。実施の形態１から３ではターンオフ用、すなわち放電用制御回路として放電用定電流源５を用いていたが、本実施の形態４では、図１０に示すように放電用定電流源５を省いて電源端子６を放電用制御回路としてのスイッチ３２を介して直接エミッタに接続している。すなわち、放電用制御回路がスイッチのみで構成されている。スイッチ３２は図１１の詳細回路ではＭＯＳＦＥＴ３９がその機能を有している。図１０、図１１で示す実施の形態４による駆動回路では、ターンオフ、すなわちゲートを放電する際のゲート電流が実施の形態２とは異なり定電流とはならないが、それ以外の回路動作は図５で示す実施の形態２の場合と同じである。放電用定電流源５を省くことで、部品数が減り、回路構成を簡単にできる。ターンオンに比べて、ターンオフの場合はゲート閾値電圧Ｖｔｈのばらつきによるスイッチング損失のばらつきが小さいので、放電用定電流源５を省いても、悪影響を受けずに低コスト化を図ることができる。
【００３２】
図１２は、本発明の実施の形態４による別の電力用半導体の駆動回路の等価回路を示す図である。図１２では、図１０で用いていた充電用定電流源５も省き、充電用制御回路をスイッチ３１のみで構成している。このような構成であっても、定電流源を用いる効果は得られないものの、簡単な構成でＩＧＢＴ１のターンオフ時に負バイアスを掛けることができるので、ＩＧＢＴ１を高速かつ確実にオフすることができる。特に、ゲート閾値電圧Ｖｔｈが低いワイドバンドギャップ半導体では、Ｖｔｈのばらつきがスイッチング損失のばらつきに影響する程度が小さいため、充電用制御回路として定電流源を用いない図１２の構成でも実用的な性能を得ることができる。
【００３３】
実施の形態５．
図１３は、本発明の実施の形態５による電力用半導体の駆動回路の等価回路を示す図、図１４はその動作を示すシーケンス図である。実施の形態５は図１３に示すように、３相インバータの下アームに本発明を適用した場合の実施例である。例えば、図２の例におけるＩＧＢＴ１ｂ、ＩＧＢＴ１ｄ、ＩＧＢＴ１ｆに適用したような場合である。各相の下アームのＩＧＢＴ１ｂ、ＩＧＢＴ１ｄ、ＩＧＢＴ１ｆに対して、それぞれのゲート端子に充電用定電流源３ｂ、３ｄ、３ｆを接続する。また、充電用定電流源３ｂ、３ｄ、３ｆと電源端子６との間に、制御指令Ｓ２ｂ、Ｓ２ｄ、Ｓ２ｆで制御されるスイッチ３１ｂ、３１ｄ、３１ｆを接続する。ＩＧＢＴ１のゲート端子とグランド端子８との間には、制御指令Ｓ３ｂ、Ｓ３ｄ、Ｓ３ｆで制御される放電用スイッチ４ｂ、４ｄ、４ｆを接続する。また、各ＩＧＢＴ１のエミッタは共通に接続されているため、エミッタに電位を与える回路も共通にし、電源端子４０、スイッチ３２、充電用スイッチ７、グランド端子８からなる一組だけとする。電源端子４０の電圧値は、電源端子６の電圧よりも低い値とし、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間電圧が（電源端子６の電圧値）−（電源端子４０の電圧値）の場合も、ＩＧＢＴ１が十分オンするような電圧値に設定する。図１５にＩＧＢＴ１の伝達特性を示す。ＩＧＢＴ１を用いる装置における最大電流をＩｍａｘとすると、ゲート電圧がＶｇｅ＿ｍ以上あれば、大幅な損失の増加なく、通電することが可能である。（電源端子６の電圧値）−（電源端子４０の電圧値）は、Ｖｇｅ＿ｍ以上の値に設定する。
【００３４】
ＩＧＢＴ１ｂがオンし、ＩＧＢＴ１ｆがオフする場合の動作を説明する。他のスイッチングの組み合わせでも同様の動作となるため、この動作のみを説明する。Ｓ１ｂがオンとなると、Ｓ２ｂによってスイッチ３１ｂがオンし、Ｓ３ｂによって放電用スイッチ４ｂがオフする。また、Ｓ４によってスイッチ３２はオフし、Ｓ５によって充電用スイッチ７はオンとなる。そのため、電源端子６‐スイッチ３１ｂ‐充電用定電流源３ｂ‐ＩＧＢＴ１ｂのゲート‐ＩＧＢＴ１ｂのエミッタ‐充電用スイッチ７‐グランドのループでゲート電流が流れＩＧＢＴ１ｂはオンする。ＩＧＢＴ１ｂのオンと同様の動作でＩＧＢＴ１ｆがオンしたのち、Ｓ１ｆによってＩＧＢＴ１ｆにオフ指令が入ると、スイッチ３１ｆがオフし、放電用スイッチ４ｆがオンする。同時にスイッチ３２がオンし、充電用スイッチ７がオフするため、ＩＧＢＴ１ｆのエミッタ電位は（電源端子４０の電圧値）まで上昇し、ＩＧＢＴ１ｆのゲート‐エミッタ間には−（電源端子４０の電圧値）が印加されるためＩＧＢＴ１ｆは高速、かつ確実にオフできる。また、ＩＧＢＴ１ｂのゲート‐エミッタ間電圧は（電源端子６の電圧値）−（電源端子４０の電圧値）まで低下するが、この電圧はＶｇｅ＿ｍ以上に設定しているのでＩＧＢＴ１ｂは十分にオンが維持でき、損失の増加にはつながらない。
【００３５】
本実施の形態５によれば、電源端子４０の電圧値は電源端子６の電圧値とは異なるが、電源端子４０は電源端子６と同じ極性の電圧源のため電源端子６から簡単に作り出すことが可能で、簡単な構成でＩＧＢＴ１のターンオフ時に負バイアスを掛けることができるので、ＩＧＢＴ１を高速かつ確実にオフすることができる。
【００３６】
実施の形態６．
図１６は本発明の実施の形態６による電力用半導体の駆動回路を示す等価回路である。図１６において図１３と同一符号は同一または相当する部分を示す。本実施の形態６では、実施の形態５で用いていた充電用定電流源３ｂ、３ｄ、３ｆを用いず、各ＩＧＢＴのゲートから充電用制御回路としての充電用制御スイッチ３１ｂ、３１ｄ、３１ｆを介して直接電源端子６に接続している。すなわち、放電用制御回路のみならず充電用制御回路もスイッチのみで構成されている。本実施の形態６によれば、定電流源を用いる効果は得られないものの、簡単な構成でＩＧＢＴ１のターンオフ時に負バイアスを掛けることができるので、ＩＧＢＴ１を高速かつ確実にオフすることができる。特に、ゲート閾値電圧Ｖｔｈが低いワイドバンドギャップ半導体では、Ｖｔｈのばらつきがスイッチング損失のばらつきに影響する程度が小さいため、本実施の形態６のような定電流源を用いない構成でも実用的な性能を得ることができる。
【００３７】
実施の形態７．
図１７は本発明の実施の形態７による電力用半導体の駆動回路、図１８は図１７の回路の動作を示すシーケンス図である。図１７において図８と同一符号は同一または相当する
部分を示す。本実施の形態７は図８に示す実施の形態３における抵抗１９をインダクタ３７に変更し、ＩＧＢＴ１のエミッタに接続していた回路を省いてエミッタを直接グランド端子８に接続している。さらに、カレントミラー回路を構成するＰＮＰトランジスタ１２のコレクタとＩＧＢＴ１のゲートとの間に、ＩＧＢＴ１のゲート側をドレインとしてＭＯＳＦＥＴ３８を充放電制御スイッチとして接続している。インダクタ３７と直列に接続されているＭＯＳＦＥＴ２０は放電用スイッチとして動作する。
【００３８】
図１８のシーケンス図を用いて動作を説明する。ＩＧＢＴ１のターンオンは次のようになる。Ｓ１によってＩＧＢＴ１のオン指令が入ると、Ｓ２はΔＴｏｎの期間だけオン指令を出力する。Ｓ３にはＳ１と反転された信号が出力され、放電用スイッチであるＭＯＳＦＥＴ２０はオフになる。そのため、抵抗１７によって定まるＩｂがそのままＩＧＢＴ１のゲートに流れ、ゲート−エミッタ間を充電する。ＩＧＢＴ１のターンオフは次のようになる。Ｓ１によってＩＧＢＴ１のオフ指令が入ると、Ｓ５はΔＴＬの期間だけＭＯＳＦＥＴ３６にオン信号を出力する。Ｓ３信号により、ＭＯＳＦＥＴ２０がオンしているため、ＩｂはＩＧＢＴ１のゲートには流れず、ＭＯＳＦＥＴ２０へと流れ、インダクタ３７にはエネルギーが蓄えられる。その後、Ｓ５によってＭＯＳＦＥＴ３６をオフし、Ｓ４によって充放電制御スイッチであるＭＯＳＦＥＴ３８をオンさせると、ＰＮＰバイポーラトランジスタ１２から供給されていた電流Ｉｂは小さくなり、インダクタ３７の電流は流れ続けようとするため、ＩＧＢＴ１のゲートから電流が流れ出す。ＩＧＢＴ１のゲートから電流が流れ出してインダクタ３７に蓄えられていたエネルギーがＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間容量に転移したところ（時刻ｔ４）で、ダイオード１９があるため電流の流れが止まる。
【００３９】
本実施の形態７によれば、ターンオフ時にインダクタのエネルギーをゲート−エミッタ間に転移させる構成としたことにより、実施の形態１〜６と同様に、ターンオフ時、すなわちゲート−エミッタ間を放電させるのに負電圧の電源を用いずに、正電圧の電源のみを用いる簡単な構成でＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間に負バイアスをかけることができ、ＩＧＢＴ１を高速かつ確実に遮断することができる。
【符号の説明】
【００４０】
１：ＩＧＢＴ（電力用半導体） １ｇ：制御端子（ゲート）
１ｘ：主端子（コレクタ） １ｙ：制御基準端子（エミッタ）
３：充電用定電流源（充電用制御回路） ４、４ｂ、４ｄ、４ｆ：放電用スイッチ
５：放電用定電流源（放電用制御回路） ６：電源端子
７：充電用スイッチ ８：グランド端子
３１、３１ｂ、３１ｄ、３１ｆ：スイッチ（充電用制御回路）
３２：スイッチ（放電用制御回路）
３７：インダクタ ３８：充放電制御スイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
主端子と制御基準端子と制御端子とを有しこの制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して上記主端子と上記制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を駆動するための駆動回路であって、
電源端子とグランド端子とを有する電源を備え、
上記電源端子と上記制御端子との間に充電用制御回路を、
上記制御基準端子と上記グランド端子との間に充電用スイッチを、
上記電源端子と上記制御基準端子との間に放電用制御回路を、
上記制御端子と上記グランド端子との間に放電用スイッチを、
設けたことを特徴とする電力用半導体の駆動回路。
【請求項２】
充電用制御回路が定電流源回路であることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体の駆動回路。
【請求項３】
充電用制御回路がスイッチであることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体の駆動回路。
【請求項４】
放電用制御回路が定電流源回路であることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体の駆動回路。
【請求項５】
放電用制御回路がスイッチであることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体の駆動回路。
【請求項６】
電力用半導体がワイドバンドギャップ半導体であることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体の駆動回路。
【請求項７】
電源端子とグランド端子とを有する電源を備えた駆動回路により、主端子と制御基準端子と制御端子とを有し、この制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して上記主端子と上記制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を駆動するための駆動方法において、
上記電源端子から上記制御端子を経て、上記制御基準端子から上記グランド端子へ電流を流すことにより上記制御端子と上記制御基準端子との間に電荷を充電して上記電力用半導体をオンするターンオンステップと、
上記電源端子から上記制御基準端子を経て、上記制御端子から上記グランド端子へ電流を流すことにより上記制御端子と上記制御基準端子との間に充電された電荷を放電して上記電力用半導体をオフするターンオフステップと、
を有することを特徴とする電力用半導体の駆動方法。
【請求項８】
電力用半導体がワイドバンドギャップ半導体であることを特徴とする請求項７に記載の電力用半導体の駆動方法。
【請求項９】
主端子と制御基準端子と制御端子とを有し、この制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して上記主端子と上記制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を複数用いた電力変換器における、上記複数の電力用半導体のうち一部の複数の電力用半導体のそれぞれの制御基準端子が共通に接続された電力用半導体を駆動するための駆動回路であって、
第一の電源端子と、この第一の電源端子の電圧と極性が同じ電圧でかつ電圧値が上記第一の電源端子の電圧値よりも低い電圧値を有する第二の電源端子と、グランド端子とを有する電源を備え、
上記それぞれの制御基準端子が共通に接続された複数の電力用半導体のそれぞれの制御端子と上記第一の電源端子との間にそれぞれ充電用制御回路を、
上記それぞれの制御基準端子が共通に接続された複数の電力用半導体の上記それぞれの制御基準端子の共通の接続点と上記グランド端子との間に充電用スイッチを、
上記それぞれの制御基準端子が共通に接続された複数の電力用半導体の上記それぞれの制御基準端子の共通の接続点と上記第二の電源端子との間にスイッチを、
上記それぞれの制御基準端子が共通に接続された複数の電力用半導体の上記それぞれの制御端子と上記グランド端子との間にそれぞれ放電用スイッチを、
設けたことを特徴とする電力用半導体の駆動回路。
【請求項１０】
それぞれの充電用制御回路が定電流源とスイッチとの直列体であることを特徴とする請求項９に記載の電力用半導体の駆動回路。
【請求項１１】
それぞれの充電用制御回路がスイッチであることを特徴とする請求項９に記載の電力用半導体の駆動回路。
【請求項１２】
主端子と制御基準端子と制御端子とを有し、この制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して上記主端子と上記制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を駆動するための駆動回路であって、
電源端子とグランド端子とを有する電源を備え、
上記制御基準端子を上記グランド端子に接続し、
定電流源を充放電制御スイッチを経て上記制御端子に接続し、
上記定電流源と上記充放電制御スイッチの接続点と上記グランド端子の間にリアクトルと放電用スイッチの直列体を設けたことを特徴とする電力用半導体の駆動回路。
【請求項１３】
請求項１２に記載の電力用半導体の駆動回路を用いる電力用半導体の駆動方法であって、
定電流源から充放電制御スイッチを経て制御端子から制御基準端子を通じてグランド端子に電流を流すことにより上記制御端子と上記制御基準端子の間に電荷を充電して上記電力用半導体をオンするターンオンステップと、
上記充放電制御スイッチをオフするとともに、放電用スイッチをオンして上記定電流源からリアクトルと上記放電用スイッチの直列体を経て上記グランド端子に電流を流すことにより上記リアクトルにエネルギーを蓄積するエネルギー蓄積ステップと、
上記エネルギー蓄積ステップに引き続くステップであって、上記リアクトルに流す電流値を上記エネルギー蓄積ステップにおいて上記リアクトルに流していた電流値よりも減ずるとともに上記充放電制御スイッチをオンすることにより、上記エネルギー蓄積ステップにおいて上記リアクトルに蓄積されたエネルギーを上記制御端子と上記制御基準端子の間に転移させて上記制御端子と上記制御基準端子の間の電荷を放電することにより上記電力用半導体をオフするターンオフステップと、
を有することを特徴とする電力用半導体の駆動方法。
【請求項１】
主端子と制御基準端子と制御端子とを有しこの制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して上記主端子と上記制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を駆動するための駆動回路であって、
電源端子とグランド端子とを有する電源を備え、
上記電源端子と上記制御端子との間に充電用制御回路を、
上記制御基準端子と上記グランド端子との間に充電用スイッチを、
上記電源端子と上記制御基準端子との間に放電用制御回路を、
上記制御端子と上記グランド端子との間に放電用スイッチを、
設けたことを特徴とする電力用半導体の駆動回路。
【請求項２】
充電用制御回路が定電流源回路であることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体の駆動回路。
【請求項３】
充電用制御回路がスイッチであることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体の駆動回路。
【請求項４】
放電用制御回路が定電流源回路であることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体の駆動回路。
【請求項５】
放電用制御回路がスイッチであることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体の駆動回路。
【請求項６】
電力用半導体がワイドバンドギャップ半導体であることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体の駆動回路。
【請求項７】
電源端子とグランド端子とを有する電源を備えた駆動回路により、主端子と制御基準端子と制御端子とを有し、この制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して上記主端子と上記制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を駆動するための駆動方法において、
上記電源端子から上記制御端子を経て、上記制御基準端子から上記グランド端子へ電流を流すことにより上記制御端子と上記制御基準端子との間に電荷を充電して上記電力用半導体をオンするターンオンステップと、
上記電源端子から上記制御基準端子を経て、上記制御端子から上記グランド端子へ電流を流すことにより上記制御端子と上記制御基準端子との間に充電された電荷を放電して上記電力用半導体をオフするターンオフステップと、
を有することを特徴とする電力用半導体の駆動方法。
【請求項８】
電力用半導体がワイドバンドギャップ半導体であることを特徴とする請求項７に記載の電力用半導体の駆動方法。
【請求項９】
主端子と制御基準端子と制御端子とを有し、この制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して上記主端子と上記制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を複数用いた電力変換器における、上記複数の電力用半導体のうち一部の複数の電力用半導体のそれぞれの制御基準端子が共通に接続された電力用半導体を駆動するための駆動回路であって、
第一の電源端子と、この第一の電源端子の電圧と極性が同じ電圧でかつ電圧値が上記第一の電源端子の電圧値よりも低い電圧値を有する第二の電源端子と、グランド端子とを有する電源を備え、
上記それぞれの制御基準端子が共通に接続された複数の電力用半導体のそれぞれの制御端子と上記第一の電源端子との間にそれぞれ充電用制御回路を、
上記それぞれの制御基準端子が共通に接続された複数の電力用半導体の上記それぞれの制御基準端子の共通の接続点と上記グランド端子との間に充電用スイッチを、
上記それぞれの制御基準端子が共通に接続された複数の電力用半導体の上記それぞれの制御基準端子の共通の接続点と上記第二の電源端子との間にスイッチを、
上記それぞれの制御基準端子が共通に接続された複数の電力用半導体の上記それぞれの制御端子と上記グランド端子との間にそれぞれ放電用スイッチを、
設けたことを特徴とする電力用半導体の駆動回路。
【請求項１０】
それぞれの充電用制御回路が定電流源とスイッチとの直列体であることを特徴とする請求項９に記載の電力用半導体の駆動回路。
【請求項１１】
それぞれの充電用制御回路がスイッチであることを特徴とする請求項９に記載の電力用半導体の駆動回路。
【請求項１２】
主端子と制御基準端子と制御端子とを有し、この制御端子と制御基準端子との間に充電される電荷を制御して上記主端子と上記制御基準端子との間を流れる電流を制御するよう構成された電力用半導体を駆動するための駆動回路であって、
電源端子とグランド端子とを有する電源を備え、
上記制御基準端子を上記グランド端子に接続し、
定電流源を充放電制御スイッチを経て上記制御端子に接続し、
上記定電流源と上記充放電制御スイッチの接続点と上記グランド端子の間にリアクトルと放電用スイッチの直列体を設けたことを特徴とする電力用半導体の駆動回路。
【請求項１３】
請求項１２に記載の電力用半導体の駆動回路を用いる電力用半導体の駆動方法であって、
定電流源から充放電制御スイッチを経て制御端子から制御基準端子を通じてグランド端子に電流を流すことにより上記制御端子と上記制御基準端子の間に電荷を充電して上記電力用半導体をオンするターンオンステップと、
上記充放電制御スイッチをオフするとともに、放電用スイッチをオンして上記定電流源からリアクトルと上記放電用スイッチの直列体を経て上記グランド端子に電流を流すことにより上記リアクトルにエネルギーを蓄積するエネルギー蓄積ステップと、
上記エネルギー蓄積ステップに引き続くステップであって、上記リアクトルに流す電流値を上記エネルギー蓄積ステップにおいて上記リアクトルに流していた電流値よりも減ずるとともに上記充放電制御スイッチをオンすることにより、上記エネルギー蓄積ステップにおいて上記リアクトルに蓄積されたエネルギーを上記制御端子と上記制御基準端子の間に転移させて上記制御端子と上記制御基準端子の間の電荷を放電することにより上記電力用半導体をオフするターンオフステップと、
を有することを特徴とする電力用半導体の駆動方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公開番号】特開２０１１−２４３６８（Ｐ２０１１−２４３６８Ａ）
【公開日】平成２３年２月３日（２０１１．２．３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１６８８３３（Ｐ２００９−１６８８３３）
【出願日】平成２１年７月１７日（２００９．７．１７）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年２月３日（２０１１．２．３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年７月１７日（２００９．７．１７）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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