電動機の速度制御装置及び速度制御方法
【課題】目標値応答と外乱応答を個別に最適化可能な電動機の速度制御装置を提供する。
【解決手段】速度制御手段を、速度指令と速度帰還の偏差に積分ゲインＧIを乗算して積分する積分増幅器２２１と、速度指令を共通の入力とし、比例ゲインＧＦ１を有する不完全微分器の出力及び比例ゲインＧＦ２を有する１次遅れ演算器の出力を加算して出力するフィードフォワード補償器２２４と、積分増幅器２２１の出力から速度帰還を減算すると共に、フィードフォワード補償器２２４の出力を加算する加減算器２２２と、この出力にゲイン調整パラメータＧＰを乗算してトルク指令を得る比例増幅器２２３とで構成する。速度指令応答時定数をτｒ、トルク外乱応答時定数をτｄ、電動機を含む負荷慣性モーメントをＪとしたとき、Ｇ１＝１／τｄ、ＧＰ＝σｒ×Ｊ、ＧＦ１＝１／（σｒ×τｒ）、ＧＦ２＝１−τｒ／τｄを満たすようにする。
【解決手段】速度制御手段を、速度指令と速度帰還の偏差に積分ゲインＧIを乗算して積分する積分増幅器２２１と、速度指令を共通の入力とし、比例ゲインＧＦ１を有する不完全微分器の出力及び比例ゲインＧＦ２を有する１次遅れ演算器の出力を加算して出力するフィードフォワード補償器２２４と、積分増幅器２２１の出力から速度帰還を減算すると共に、フィードフォワード補償器２２４の出力を加算する加減算器２２２と、この出力にゲイン調整パラメータＧＰを乗算してトルク指令を得る比例増幅器２２３とで構成する。速度指令応答時定数をτｒ、トルク外乱応答時定数をτｄ、電動機を含む負荷慣性モーメントをＪとしたとき、Ｇ１＝１／τｄ、ＧＰ＝σｒ×Ｊ、ＧＦ１＝１／（σｒ×τｒ）、ＧＦ２＝１−τｒ／τｄを満たすようにする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、改良された電動機の速度制御装置及び速度制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電動機を速度指令に従って速度制御を行う場合、従来からＰＩ（比例積分）制御が広く用いられてきた。しかしながら、このＰＩ制御は１自由度のフィードバック制御であるため、目標値である速度応答と外乱である負荷応答を同時に最適化することができない。
【０００３】
ＰＩ制御を２自由度制御とするためには、ＰＩ制御に補償器を付加する構成となるが、ゲインと応答の関係が複雑であり、そのため調整が極めて困難である上、経年変化に対して敏感であるため定期的に再調整が必要となる。
【０００４】
これに対し、ＩＬＱ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｌｉｎｅａｒ Ｑｕａｄｒａｔｉｃ）設計法は、現代制御理論に基づく最適レギュレータ（ＬＱ）問題の逆問題を用いた最適サーボ設計法であり、ＬＱ問題の解を、重みを与えずに簡単な極配置から導出できる。このＩＬＱ制御によれば、パラメータ変動に対して低感度で安定性に関してもロバストであるので、経年変化にも強く、電動機の制御に適用した場合に良好な結果が得られている（例えば非特許文献１参照。）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】高見、辻野、藤井「ＩＬＱ法によるＰＭ同期電動機のロバスト電流制御実験」、パワーエレクトロニクス学会誌Ｖｏｌ.２９Ｎｏ.１、２００４年２月、Ｐ５５−６３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来の電動機の速度制御装置においては、熟練した調整技術者のノウハウに頼って上記最適化を実現していた。しかしながら、近年調整技術者が老齢化しているにもかかわらず、上記調整ノウハウの継承が困難であるという問題が顕在化してきている。非特許文献１に示されたＩＬＱ制御法によれば、上述したようにパラメータ変動に対して低感度で、ロバストな制御を実現可能であり、ゲイン調整も簡単で熟練した調整技術者を必要としない。しかしながら、この従来のＩＬＱ制御は基本的に１自由度制御であり、目標値（速度）応答と外乱（負荷）応答を同時に最適化することができない。本発明は上記問題に鑑みて為されたもので、目標値応答と外乱応答を個別に最適化することが可能な電動機の速度制御装置及び速度制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明の電動機の速度制御装置及び速度制御方法は、直流電源または交流電源を入力とし、交流電圧を出力して電動機を駆動する電力変換装置と、前記電力変換装置のインバータ部を構成するスイッチング素子をオンオフ制御する制御手段と、前記電動機の速度を速度帰還として直接または間接的に検出する速度検出手段と、前記電動機の入力電流を検出する電流検出手段とを備え、前記制御手段は、前記速度検出手段によって得られる速度帰還が、速度指令に追従するように制御してトルク指令を出力する速度制御手段と、前記電流検出手段から得られるトルク電流が、前記トルク指令に基づくトルク電流指令に追従するように制御して前記インバータ部の出力電圧指令を得るトルク制御手段と、前記出力電圧指令に従って前記スイッチング素子にゲートパルスを供給するスイッチング指令演算手段とを具備した電動機の速度制御装置において、前記速度制御手段は、前記速度指令と前記速度帰還の偏差に積分ゲインＧIを乗算して積分した値と、前記速度帰還との偏差にゲインＧＰを乗算して前記トルク指令を得るようにすると共に、前記速度指令を共通の入力とし、比例ゲインＧＦ１を乗算して不完全微分した値と、比例ゲインＧＦ２を乗算して１次遅れ演算した値を加算し、これをフィードフォワード補償量として前記積分ゲインＧＰを乗算する前の前記偏差に加算するようにし、速度指令応答時定数をτｒ、トルク外乱応答時定数をτｄ、電動機を含む負荷慣性モーメントをＪ、ゲイン調整パラメータをσｒとしたとき、ＧI＝１／τｄ、ＧＰ＝σｒ×Ｊ、ＧＦ１＝１／（σｒ×τｒ）、ＧＦ２＝１−τｒ／τｄの各関係を満たすようにしたことを特徴としている。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、目標値応答と外乱応答を個別に最適化することが可能な電動機の速度制御装置及び速度制御方法を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置の全体回路構成図。
【図２】図１における速度制御器の内部構成図。
【図３】２自由度ＩＬＱ速度制御の基本ブロック構成図。
【図４】本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置のステップ応答波形（その１）。
【図５】本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置のステップ応答波形（その２）。
【図６】本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置のステップ応答波形（その３）。
【図７】本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置のステップ応答波形（その４）。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、図１乃至図７を参照して本発明の実施例について説明する。
【００１１】
図１は本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置の全体回路構成図である。
【００１２】
電力変換装置１は直流電源を受け、これを所望の電圧及び周波数の交流に変換し、その出力で電動機５を駆動する。ここで直流電源は図示しない交流電源からコンバータを介して得るのが普通である。電力変換装置１は、入力側に設けられた平滑用のコンデンサ４と、スイッチング素子（Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１、Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２）をブリッジ接続したインバータ回路２を備えており、各々のスイッチング素子は制御部７からのゲート信号によってオンオフ制御されている。電動機５には速度検出器６が取り付けられており、この出力は速度帰還用信号として制御部７に与えられる。また、インバータ回路２の出力側には電流検出器３が設けられ、この出力も電流帰還信号として制御部７に与えられる。尚、電流検出器３は通常は図示したように例えばＵ相及びＷ相の２相分の電流を検出する。
【００１３】
以下、制御部７の内部構成について説明する。外部から与えられた速度指令ωｍ*は、速度制御器２２に与えられる。また、前述の速度帰還用信号を速度検出器２１によって電動機速度である速度帰還ωｍに変換して速度制御器２２に与える。速度制御器２２においてはこれらの信号の偏差が最小となるように調節制御し、その出力をトルク指令Ｔ*としてベクトル演算器２４に与える。ベクトル制御器２４は、磁束指令演算器２３から与えられた磁束指令φ*を用いて上記トルク指令Ｔ*をトルク電流指令ｉq*と磁束電流指令ｉｄ*とに変換する。尚、所謂弱め界磁制御を行う場合は、磁束指令演算器２３は、速度帰還ωｍが所定値（基底速度）以上になったとき、磁束指令φ*を弱めるように動作させる。
【００１４】
トルク電流指令ｉq*は、前述の電流帰還信号を３相−２相変換器３１で変換して得られたトルク電流帰還ｉqと比較され、電流制御器３２内の図示しないトルク電流制御器はその偏差が最小となるように調節してトルク電流制御を行う。また同様に、磁束電流指令ｉｄ*は、電流帰還信号を３相−２相変換器３１で変換して得られた磁束電流帰還ｉｄと比較され、電流制御器３２内の図示しない磁束電流制御器はその偏差が最小となるように調節して磁束電流制御を行う。電流制御器３２内のトルク電流制御器及び磁束電流制御器の出力は夫々トルク電圧指令、磁束電圧指令となるが、これらは２相−３相変換器３３に入力され、ここでＵ、Ｖ、Ｗ各相の電圧指令に変換されてスイッチング指令演算回路３５に与えられる。スイッチング指令演算回路３５は、例えば所定のキャリア信号を各相の電圧指令によって変調するＰＷＭ制御を行ってインバータ回路２のスイッチング素子に与えるゲート信号を出力する。
【００１５】
図１に示す電動機２は誘導電動機であるので、トルク電流指令ｉq*と磁束指令φ*からすべり演算器２５によって電動機５のすべり周波数を演算する。この演算結果に、速度帰還ωｍを機械角／電気角換算器２６で電気角換算した値を加算してインバータ出力周波数を求め、これを積分器３４で積分してインバータ回路２の位相基準θを求めている。この位相基準θは前述の３相−２相変換器３１及び２相−３相変換器３３の変換位相基準となる。
【００１６】
図２に速度制御器２２の内部構成を示す。
【００１７】
速度指令ωｍ*から速度帰還ωｍを減算した偏差は、積分ゲインＧIを有する積分演算器２２１に与えられる。そして、積分演算器２２１の出力から、加減算器２２２によって速度帰還ωｍを減算した偏差は、比例ゲインＧＰを有する比例演算器２２３に与えられる。また、速度指令ωｍ*を入力とするフィードフォワード補償器２２４の出力はフィードフォワード補償として加減算器２２２に加算される。ここでフィードフォワード補償器２２４は、比例ゲインがＧＦ１で目標値応答である速度指令応答時定数がτｒの不完全微分器２２５と、比例ゲインがＧＦ２で速度指令応答時定数がτｒの一次遅れ演算器２２６とで構成されている。不完全微分器２２５及び一次遅れ演算器２２６の各々の入力は何れも速度指令ωｍ*であり、フィードフォワード補償器２２４の出力は、不完全微分器２２５及び一次遅れ演算器２２６の各々の出力を加算したものとなっている。尚、図２において不完全微分器２２５は、比例ゲインＧＦ１を乗算したあと不完全微分を行っているが、これを不完全微分を行ったあと比例ゲインＧＦ１を乗算するようにしても良い。これは一次遅れ演算器２２６についても同様である。
【００１８】
以上の構成により、速度制御器２２の出力、すなわち比例演算器２２３の出力がトルク指令Ｔ*となり、図１に示した制御器７は速度指令ωｍ*に速度帰還ωｍが追従するようなフィードバック制御系として動作する。
【００１９】
ここで、積分ゲインＧI、比例ゲインＧＰ、比例ゲインＧＦ１及び比例ゲインＧＦ２の各定数を以下の関係に設定する。
【００２０】
ＧI＝１／τｄ （１）
ＧＰ＝σｒ×Ｊ （２）
ＧＦ１＝１／（σｒ×τｒ） （３）
ＧＦ２＝１−τｒ／τｄ （４）
上式において、τｄはトルク外乱応答時定数、σｒはゲイン調整パラメータ、Ｊは電動機５を含む負荷の慣性モーメントである。
【００２１】
以上の速度制御器２２を用いると目標値（速度）応答と外乱（負荷）応答を個別に最適化することが可能な電動機の速度制御装置を得ることができる。これは速度制御器２２が２自由度ＩＬＱ速度制御を実現しているからに他ならない。以下、この２自由度ＩＬＱ速度制御の概要について説明する。
【００２２】
図３は２自由度ＩＬＱ速度制御の基本ブロック構成図である。
【００２３】
速度指令ωｍ＊から電動機速度である速度帰還ωｍを減算した偏差は、基準最適ゲインＫＩ０を有する積分演算器２２１Ａに与えられる。そして、積分演算器２２１Ａの出力から、速度帰還ωｍに比例演算器２２７の基準最適ゲインＫＦ０を乗算した値を減算した偏差は、ゲイン調整パラメータσｒを有する比例演算器２２３Ａに与えられる。また、速度指令ωｍ＊を入力とするフィードフォワード補償器２２４Ａの出力はフィードフォワード補償として比例演算器２２３Ａの出力に加算され、トルク指令Ｔ*となる。このトルク指令Ｔ*に負荷外乱トルクＴｄが加算されて電動機モデル２２８に与えられる。電動機モデル２２８は、Ｊを慣性モーメント、Ｄを摩擦制動係数、ｓをラプラス演算子として、１／（ｓＪ＋Ｄ）の１次遅れ応答で電動機速度である速度帰還ωｍを出力する。
【００２４】
この図３の制御ブロック構成は、従来の１自由度ＩＬＱ制御に対して、補償特性ＧＣ（ｓ）を有するフィードフォワード補償器２２４Ａが付加されていることが特徴である。
【００２５】
図３において、フィードフォワード補償器２２４Ａはフィードバックループ内に存在せず、ループ特性に影響を及ぼさないことから、基準最適ゲインＫＦ０、ＫＩ０は従来の１自由度ＩＬＱ最適制御の手順に従って求めればよい。従って次式で与えられる。
【００２６】
ＫＦ０＝Ｊ、ＫＩ０＝−Ｊｓｒ＊ （５）
ここで、ｓｒ＊は指令値応答の速さ（設計仕様）を決定する指定極である。
【００２７】
そして、フィードバック系の最適性を保証するゲイン調整パラメータσｒの下限値σｒＬは次式となる。
【００２８】
σｒＬ＝２（Ａ−ｓｒ＊） （６）
σｒＬ＝０ （７）
ここでＡ＝−Ｄ／Ｊ（機械時定数）であり、ｓｒ＊＜Ａのとき(６）式が成立し、Ａ＜ｓｒ＊＜０のとき（７）式が成立する。
【００２９】
図３のＩＬＱ最適制御のゲインには，摩擦制動係数Ｄが存在しないので、Ｄに対してロバストであることが予想できる。実際に，ゲイン調整パラメータσｒがσｒＬ以上であり、ＩＬＱ制御系が最適性を保証されていれば、ＩＬＱ最適速度制御系は摩擦制動係数Ｄの変動に対して強いロバスト性を示す。尚、ＩＬＱ制御系の最適性が保証されているとは、応答が１次遅れに近くなるということである。調整パラメータσｒが下限値σｒＬを下回ると応答が若干振動気味となる。従って、例えば調整パラメータσｒを下限値σｒＬの２倍程度に設定しておくことが好ましい。
【００３０】
次に、フィードフォワード補償器２２４Ａの補償特性ＧＣ（ｓ）の設計法について述べる。ＩＬＱ最適速度制御系は摩擦制動係数Ｄの変動に対して強いロバスト性を発揮するので、図３においてＤを無視して閉ループ伝達関数を求めると次式が得られる。
【００３１】
Ｇ（ｓ）＝ωｍ（ｓ）／ωｍ＊（ｓ）
＝（−σｒｓｒ＊Ｊ＋ＧＣ（ｓ）ｓ）／{（ｓ２＋σｒｓ−σｒｓｒ＊）Ｊ} （８）
ここで、目標応答の仕様を与える目標伝達関数Ｇ＊（ｓ）は、速度指令応答時定数τｒを用いて次式で表される。
【００３２】
Ｇ＊（ｓ）＝１／（１＋τｒｓ） （９）
そして、（８）式と（９）式より、Ｇ（ｓ）＝Ｇ＊（ｓ）とおけば、フィードフォワード補償器２２４Ａの補償特性ＧＣ（ｓ）が次式のように求められる。
【００３３】
ＧＣ（ｓ）＝Ｊ（ｓ＋σｒ＋σｒｓｒ＊τｒ）／（１＋τｒｓ） （１０）
なお、外乱に対する閉ループ伝達関数は、
Ｇｄ（ｓ）＝ωｍ（ｓ）／Ｔｄ（ｓ）＝−ｓ／{（ｓ２＋σｒｓ−σｒｓｒ＊）Ｊ} （１１）
で与えられる。
【００３４】
上記の結果より、（１０）式の補償特性によって（９）式の目標応答仕様が得られ、（５）式の基準最適ゲインと（６）、（７）式の調整パラメータを与えることによって（１１）式の外乱応答仕様が得られることが分かる。これにより、目標（速度）応答と外乱（負荷）応答を独立に制御することが可能になり、簡単なフィードフォワード補償器を用いてパラメータ変動に対して強いロバスト性を有する２自由度速度制御を達成できる。
【００３５】
次に、図３の２自由度ＩＬＱ速度制御の基本ブロック構成図と図２の速度制御器２２の内部構成図が基本的に同一のものであることを説明する。
【００３６】
まず、図２のトルク外乱応答時定数τｄと図３の指令値応答の速さ（設計仕様）を決定する指定極ｓｒ＊とは、τｄ＝−１／ｓｒ＊の関係にある。
【００３７】
また、図３の制御ループは、基準最適ゲインＫＦ０を有する比例演算器２２７を用いているが、（５）式よりＫＦ０＝Ｊであるので、基準最適ゲインＫＦ０及びＫＩ０をＪで除算し、比例演算器２２３Ａのゲイン調整パラメータσｒをＪ倍して整合をとれば、比例演算器２２７のゲインは１となることが分かる。同様に、フィードフォワード補償器２２４Ａの補償特性ＧＣ（ｓ）をＪ×σｒで除算すれば、比例演算器２２３Ａの出力側に加算していたフィードフォワード補償器２２４Ａの補償出力を、比例演算器２２３Ａの入力側に加算するように変更すべきことも分かる。この結果、図３の制御ブロックと図２の制御ブロックは同一構成となる。
【００３８】
上記条件を用い、（１０）式をＪ×σｒで除算して更に変形すると、
ＧＣ（ｓ）／（Ｊσｒ）＝（ｓ＋σｒ＋σｒｓｒ＊τｒ）／{（１＋τｒ×ｓ）σｒ}
＝ＧＦ１×τｒｓ／（１＋τｒｓ）＋ＧＦ2×１／（１＋τｒｓ） （１２）
ただし、ＧＦ１＝１／（σｒτｒ）、ＧＦ2＝１−τｒ／τｄである。この（１２）式の第１項は不完全微分であり、第２項は１次遅れであるので、（１２）式は図２のフィードフォワード補償器２２４の補償特性そのものであることが分かる。
【００３９】
以上の説明によって、本願の図２に示した速度制御器２２の構成において各ゲインを式（１）乃至式（４）を満たすように定めると、２自由度ＩＬＱ速度制御を実現できることが分かる。ここで、（６）式及び（７）式を図２の速度制御器の特性に当てはめると、以下の条件となる。
【００４０】
すなわち、トルク外乱応答時定数τｄがＪ／Ｄ以上のとき、ゲイン調整パラメータσｒの値を０以上とし、トルク外乱応答時定数τｄがＪ／Ｄ未満のとき、ゲイン調整パラメータσｒの値を２（１／τｄ−Ｄ／Ｊ）以上に設定することによって、フィードバック系の最適性が保証される。
【００４１】
尚、図１において、速度センサ６を用いない所謂センサレスベクトル制御を使用する場合は、速度検出器２１に代えて電圧、電流の信号から速度を推定する速度推定器を用いる。
【００４２】
また、電動機５が同期電動機の場合は、速度検出器６に代えて位置センサを設け、この出力を微分して速度を求めれば良い。この場合、電動機５のすべり周波数はゼロとなるので、すべり周波数演算器２５と積分器３４を省略し、位置センサの出力を位相基準θとして３相−２相変換器３１及び２相−３相変換器３３に与える構成とする。
【００４３】
次に、本発明に係る電動機の速度制御装置の実験結果の概要について図４乃至図７を参照して説明する。実験は図１に示した構成で行い、電動機５としては、４Ｐ−１．５ｋＷ−１７９９ｒｐｍの誘導電動機を用いた。
【００４４】
図４乃至図７は、上記条件における本発明に係る電動機の速度制御装置の（ａ）速度ステップ応答と（ｂ）外乱ステップ応答の実測結果であり、上段から順に速度、トルク、電流（トルク電流及び磁束電流）の各応答波形が示されている。尚、速度Ｎの単位は回転数（ｍｉｎ-1）としてある。
【００４５】
ここで、図４は速度指令応答時定数τｒ＝０．０２５sec、トルク外乱応答時定数τｄ＝０．０２５secの場合であり、図５はτｒ＝０．０２５sec、τｄ＝０．０５sec、図６はτｒ＝０．０５sec、τｄ＝０．０２５sec、そして図７はτｒ＝０．０５sec、τｄ＝０．０５secの場合である。各図の時間軸を見れば、ほぼ設定された応答時間どおりのステップ応答となっていることが分かる。
【００４６】
ここで、図４から図５への変化を見ると、速度指令応答時定数をτｒ＝０．０２５secと速いままとし、トルク外乱応答時定数をτｄ＝０．０２５secからτｄ＝０．０５secと倍の時間に遅くしている。結果として外乱ステップ応答だけが遅くなり、速度ステップ応答は変化していない。同様に、図４から図６への変化を見ると、トルク外乱応答時定数をτｄ＝０．０２５secと速いままとし、速度指令応答時定数をτｒ＝０．０２５secからτｒ＝０．０５secと倍の時間に遅くしている。結果として速度ステップ応答だけが遅くなり、外乱ステップ応答は変化していない。同様に図７から図５への変化は、トルク外乱応答時定数をτｄ＝０．０５secと遅いままとし、速度指令応答時定数をτｒ＝０．０５secからτｒ＝０．０２５secと速くしている。こでも速度ステップ応答だけが速くなり、外乱ステップ応答は変化していない。図７から図６への変化は、速度指令応答時定数をτｒ＝０．０５secと遅いままとし、トルク外乱応答時定数をτｄ＝０．０５secからτｄ＝０．０２５secと速くしている。ここでも外乱ステップ応答だけが速くなり、速度ステップ応答は変化していない。
【００４７】
このような図４乃至図７の特性を得るための調整は、前述の通り、まず調整パラメータσｒを適切な値に選定する。そして、トルク外乱応答時定数τｄのみを調整する場合は、（１）式に従って積分ゲインＧIを調整する。また、速度指令応答時定数τｒのみを調整する場合は、積分ゲインＧIを固定した状態で、（２）乃至（４）式の関係を維持したまま比例ゲインＧＰ、ＧＦ１及びＧＦ２を調整すれば良い。
【００４８】
以上説明したように、本願の電動機の速度制御装置によれば、目標値応答である速度ステップ応答と外乱応答であるトルク外乱ステップ応答とを個別に最適化することが可能で、且つ設定値どおりの応答が得られることが検証された。
【符号の説明】
【００４９】
１ 電力変換装置
２ インバータ回路
３ 電流検出器
４ コンデンサ
５ 電動機
６ 速度検出器
７ 制御器
２１ 速度検出器
２２ 速度制御器
２３ 磁束指令演算器
２４ ベクトル演算器
２５ すべり演算器
２６ 機械角／電気角換算器
３１ ３φ／２φ変換器
３２ 電流制御器
３３ ２φ／３φ変換器
３４ 積分器
３５ スイッチング指令演算器
２２１、２２１Ａ 積分演算器
２２２ 加減算器
２２３、２２３Ａ 比例演算器
２２４、２２４Ａ フィードフォワード補償器
２２５ 不完全微分器
２２６ 一次遅れ演算器
２２７ 比例演算器
２２８ 電動機モデル
【技術分野】
【０００１】
この発明は、改良された電動機の速度制御装置及び速度制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電動機を速度指令に従って速度制御を行う場合、従来からＰＩ（比例積分）制御が広く用いられてきた。しかしながら、このＰＩ制御は１自由度のフィードバック制御であるため、目標値である速度応答と外乱である負荷応答を同時に最適化することができない。
【０００３】
ＰＩ制御を２自由度制御とするためには、ＰＩ制御に補償器を付加する構成となるが、ゲインと応答の関係が複雑であり、そのため調整が極めて困難である上、経年変化に対して敏感であるため定期的に再調整が必要となる。
【０００４】
これに対し、ＩＬＱ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｌｉｎｅａｒ Ｑｕａｄｒａｔｉｃ）設計法は、現代制御理論に基づく最適レギュレータ（ＬＱ）問題の逆問題を用いた最適サーボ設計法であり、ＬＱ問題の解を、重みを与えずに簡単な極配置から導出できる。このＩＬＱ制御によれば、パラメータ変動に対して低感度で安定性に関してもロバストであるので、経年変化にも強く、電動機の制御に適用した場合に良好な結果が得られている（例えば非特許文献１参照。）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】高見、辻野、藤井「ＩＬＱ法によるＰＭ同期電動機のロバスト電流制御実験」、パワーエレクトロニクス学会誌Ｖｏｌ.２９Ｎｏ.１、２００４年２月、Ｐ５５−６３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来の電動機の速度制御装置においては、熟練した調整技術者のノウハウに頼って上記最適化を実現していた。しかしながら、近年調整技術者が老齢化しているにもかかわらず、上記調整ノウハウの継承が困難であるという問題が顕在化してきている。非特許文献１に示されたＩＬＱ制御法によれば、上述したようにパラメータ変動に対して低感度で、ロバストな制御を実現可能であり、ゲイン調整も簡単で熟練した調整技術者を必要としない。しかしながら、この従来のＩＬＱ制御は基本的に１自由度制御であり、目標値（速度）応答と外乱（負荷）応答を同時に最適化することができない。本発明は上記問題に鑑みて為されたもので、目標値応答と外乱応答を個別に最適化することが可能な電動機の速度制御装置及び速度制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明の電動機の速度制御装置及び速度制御方法は、直流電源または交流電源を入力とし、交流電圧を出力して電動機を駆動する電力変換装置と、前記電力変換装置のインバータ部を構成するスイッチング素子をオンオフ制御する制御手段と、前記電動機の速度を速度帰還として直接または間接的に検出する速度検出手段と、前記電動機の入力電流を検出する電流検出手段とを備え、前記制御手段は、前記速度検出手段によって得られる速度帰還が、速度指令に追従するように制御してトルク指令を出力する速度制御手段と、前記電流検出手段から得られるトルク電流が、前記トルク指令に基づくトルク電流指令に追従するように制御して前記インバータ部の出力電圧指令を得るトルク制御手段と、前記出力電圧指令に従って前記スイッチング素子にゲートパルスを供給するスイッチング指令演算手段とを具備した電動機の速度制御装置において、前記速度制御手段は、前記速度指令と前記速度帰還の偏差に積分ゲインＧIを乗算して積分した値と、前記速度帰還との偏差にゲインＧＰを乗算して前記トルク指令を得るようにすると共に、前記速度指令を共通の入力とし、比例ゲインＧＦ１を乗算して不完全微分した値と、比例ゲインＧＦ２を乗算して１次遅れ演算した値を加算し、これをフィードフォワード補償量として前記積分ゲインＧＰを乗算する前の前記偏差に加算するようにし、速度指令応答時定数をτｒ、トルク外乱応答時定数をτｄ、電動機を含む負荷慣性モーメントをＪ、ゲイン調整パラメータをσｒとしたとき、ＧI＝１／τｄ、ＧＰ＝σｒ×Ｊ、ＧＦ１＝１／（σｒ×τｒ）、ＧＦ２＝１−τｒ／τｄの各関係を満たすようにしたことを特徴としている。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、目標値応答と外乱応答を個別に最適化することが可能な電動機の速度制御装置及び速度制御方法を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置の全体回路構成図。
【図２】図１における速度制御器の内部構成図。
【図３】２自由度ＩＬＱ速度制御の基本ブロック構成図。
【図４】本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置のステップ応答波形（その１）。
【図５】本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置のステップ応答波形（その２）。
【図６】本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置のステップ応答波形（その３）。
【図７】本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置のステップ応答波形（その４）。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、図１乃至図７を参照して本発明の実施例について説明する。
【００１１】
図１は本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置の全体回路構成図である。
【００１２】
電力変換装置１は直流電源を受け、これを所望の電圧及び周波数の交流に変換し、その出力で電動機５を駆動する。ここで直流電源は図示しない交流電源からコンバータを介して得るのが普通である。電力変換装置１は、入力側に設けられた平滑用のコンデンサ４と、スイッチング素子（Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１、Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２）をブリッジ接続したインバータ回路２を備えており、各々のスイッチング素子は制御部７からのゲート信号によってオンオフ制御されている。電動機５には速度検出器６が取り付けられており、この出力は速度帰還用信号として制御部７に与えられる。また、インバータ回路２の出力側には電流検出器３が設けられ、この出力も電流帰還信号として制御部７に与えられる。尚、電流検出器３は通常は図示したように例えばＵ相及びＷ相の２相分の電流を検出する。
【００１３】
以下、制御部７の内部構成について説明する。外部から与えられた速度指令ωｍ*は、速度制御器２２に与えられる。また、前述の速度帰還用信号を速度検出器２１によって電動機速度である速度帰還ωｍに変換して速度制御器２２に与える。速度制御器２２においてはこれらの信号の偏差が最小となるように調節制御し、その出力をトルク指令Ｔ*としてベクトル演算器２４に与える。ベクトル制御器２４は、磁束指令演算器２３から与えられた磁束指令φ*を用いて上記トルク指令Ｔ*をトルク電流指令ｉq*と磁束電流指令ｉｄ*とに変換する。尚、所謂弱め界磁制御を行う場合は、磁束指令演算器２３は、速度帰還ωｍが所定値（基底速度）以上になったとき、磁束指令φ*を弱めるように動作させる。
【００１４】
トルク電流指令ｉq*は、前述の電流帰還信号を３相−２相変換器３１で変換して得られたトルク電流帰還ｉqと比較され、電流制御器３２内の図示しないトルク電流制御器はその偏差が最小となるように調節してトルク電流制御を行う。また同様に、磁束電流指令ｉｄ*は、電流帰還信号を３相−２相変換器３１で変換して得られた磁束電流帰還ｉｄと比較され、電流制御器３２内の図示しない磁束電流制御器はその偏差が最小となるように調節して磁束電流制御を行う。電流制御器３２内のトルク電流制御器及び磁束電流制御器の出力は夫々トルク電圧指令、磁束電圧指令となるが、これらは２相−３相変換器３３に入力され、ここでＵ、Ｖ、Ｗ各相の電圧指令に変換されてスイッチング指令演算回路３５に与えられる。スイッチング指令演算回路３５は、例えば所定のキャリア信号を各相の電圧指令によって変調するＰＷＭ制御を行ってインバータ回路２のスイッチング素子に与えるゲート信号を出力する。
【００１５】
図１に示す電動機２は誘導電動機であるので、トルク電流指令ｉq*と磁束指令φ*からすべり演算器２５によって電動機５のすべり周波数を演算する。この演算結果に、速度帰還ωｍを機械角／電気角換算器２６で電気角換算した値を加算してインバータ出力周波数を求め、これを積分器３４で積分してインバータ回路２の位相基準θを求めている。この位相基準θは前述の３相−２相変換器３１及び２相−３相変換器３３の変換位相基準となる。
【００１６】
図２に速度制御器２２の内部構成を示す。
【００１７】
速度指令ωｍ*から速度帰還ωｍを減算した偏差は、積分ゲインＧIを有する積分演算器２２１に与えられる。そして、積分演算器２２１の出力から、加減算器２２２によって速度帰還ωｍを減算した偏差は、比例ゲインＧＰを有する比例演算器２２３に与えられる。また、速度指令ωｍ*を入力とするフィードフォワード補償器２２４の出力はフィードフォワード補償として加減算器２２２に加算される。ここでフィードフォワード補償器２２４は、比例ゲインがＧＦ１で目標値応答である速度指令応答時定数がτｒの不完全微分器２２５と、比例ゲインがＧＦ２で速度指令応答時定数がτｒの一次遅れ演算器２２６とで構成されている。不完全微分器２２５及び一次遅れ演算器２２６の各々の入力は何れも速度指令ωｍ*であり、フィードフォワード補償器２２４の出力は、不完全微分器２２５及び一次遅れ演算器２２６の各々の出力を加算したものとなっている。尚、図２において不完全微分器２２５は、比例ゲインＧＦ１を乗算したあと不完全微分を行っているが、これを不完全微分を行ったあと比例ゲインＧＦ１を乗算するようにしても良い。これは一次遅れ演算器２２６についても同様である。
【００１８】
以上の構成により、速度制御器２２の出力、すなわち比例演算器２２３の出力がトルク指令Ｔ*となり、図１に示した制御器７は速度指令ωｍ*に速度帰還ωｍが追従するようなフィードバック制御系として動作する。
【００１９】
ここで、積分ゲインＧI、比例ゲインＧＰ、比例ゲインＧＦ１及び比例ゲインＧＦ２の各定数を以下の関係に設定する。
【００２０】
ＧI＝１／τｄ （１）
ＧＰ＝σｒ×Ｊ （２）
ＧＦ１＝１／（σｒ×τｒ） （３）
ＧＦ２＝１−τｒ／τｄ （４）
上式において、τｄはトルク外乱応答時定数、σｒはゲイン調整パラメータ、Ｊは電動機５を含む負荷の慣性モーメントである。
【００２１】
以上の速度制御器２２を用いると目標値（速度）応答と外乱（負荷）応答を個別に最適化することが可能な電動機の速度制御装置を得ることができる。これは速度制御器２２が２自由度ＩＬＱ速度制御を実現しているからに他ならない。以下、この２自由度ＩＬＱ速度制御の概要について説明する。
【００２２】
図３は２自由度ＩＬＱ速度制御の基本ブロック構成図である。
【００２３】
速度指令ωｍ＊から電動機速度である速度帰還ωｍを減算した偏差は、基準最適ゲインＫＩ０を有する積分演算器２２１Ａに与えられる。そして、積分演算器２２１Ａの出力から、速度帰還ωｍに比例演算器２２７の基準最適ゲインＫＦ０を乗算した値を減算した偏差は、ゲイン調整パラメータσｒを有する比例演算器２２３Ａに与えられる。また、速度指令ωｍ＊を入力とするフィードフォワード補償器２２４Ａの出力はフィードフォワード補償として比例演算器２２３Ａの出力に加算され、トルク指令Ｔ*となる。このトルク指令Ｔ*に負荷外乱トルクＴｄが加算されて電動機モデル２２８に与えられる。電動機モデル２２８は、Ｊを慣性モーメント、Ｄを摩擦制動係数、ｓをラプラス演算子として、１／（ｓＪ＋Ｄ）の１次遅れ応答で電動機速度である速度帰還ωｍを出力する。
【００２４】
この図３の制御ブロック構成は、従来の１自由度ＩＬＱ制御に対して、補償特性ＧＣ（ｓ）を有するフィードフォワード補償器２２４Ａが付加されていることが特徴である。
【００２５】
図３において、フィードフォワード補償器２２４Ａはフィードバックループ内に存在せず、ループ特性に影響を及ぼさないことから、基準最適ゲインＫＦ０、ＫＩ０は従来の１自由度ＩＬＱ最適制御の手順に従って求めればよい。従って次式で与えられる。
【００２６】
ＫＦ０＝Ｊ、ＫＩ０＝−Ｊｓｒ＊ （５）
ここで、ｓｒ＊は指令値応答の速さ（設計仕様）を決定する指定極である。
【００２７】
そして、フィードバック系の最適性を保証するゲイン調整パラメータσｒの下限値σｒＬは次式となる。
【００２８】
σｒＬ＝２（Ａ−ｓｒ＊） （６）
σｒＬ＝０ （７）
ここでＡ＝−Ｄ／Ｊ（機械時定数）であり、ｓｒ＊＜Ａのとき(６）式が成立し、Ａ＜ｓｒ＊＜０のとき（７）式が成立する。
【００２９】
図３のＩＬＱ最適制御のゲインには，摩擦制動係数Ｄが存在しないので、Ｄに対してロバストであることが予想できる。実際に，ゲイン調整パラメータσｒがσｒＬ以上であり、ＩＬＱ制御系が最適性を保証されていれば、ＩＬＱ最適速度制御系は摩擦制動係数Ｄの変動に対して強いロバスト性を示す。尚、ＩＬＱ制御系の最適性が保証されているとは、応答が１次遅れに近くなるということである。調整パラメータσｒが下限値σｒＬを下回ると応答が若干振動気味となる。従って、例えば調整パラメータσｒを下限値σｒＬの２倍程度に設定しておくことが好ましい。
【００３０】
次に、フィードフォワード補償器２２４Ａの補償特性ＧＣ（ｓ）の設計法について述べる。ＩＬＱ最適速度制御系は摩擦制動係数Ｄの変動に対して強いロバスト性を発揮するので、図３においてＤを無視して閉ループ伝達関数を求めると次式が得られる。
【００３１】
Ｇ（ｓ）＝ωｍ（ｓ）／ωｍ＊（ｓ）
＝（−σｒｓｒ＊Ｊ＋ＧＣ（ｓ）ｓ）／{（ｓ２＋σｒｓ−σｒｓｒ＊）Ｊ} （８）
ここで、目標応答の仕様を与える目標伝達関数Ｇ＊（ｓ）は、速度指令応答時定数τｒを用いて次式で表される。
【００３２】
Ｇ＊（ｓ）＝１／（１＋τｒｓ） （９）
そして、（８）式と（９）式より、Ｇ（ｓ）＝Ｇ＊（ｓ）とおけば、フィードフォワード補償器２２４Ａの補償特性ＧＣ（ｓ）が次式のように求められる。
【００３３】
ＧＣ（ｓ）＝Ｊ（ｓ＋σｒ＋σｒｓｒ＊τｒ）／（１＋τｒｓ） （１０）
なお、外乱に対する閉ループ伝達関数は、
Ｇｄ（ｓ）＝ωｍ（ｓ）／Ｔｄ（ｓ）＝−ｓ／{（ｓ２＋σｒｓ−σｒｓｒ＊）Ｊ} （１１）
で与えられる。
【００３４】
上記の結果より、（１０）式の補償特性によって（９）式の目標応答仕様が得られ、（５）式の基準最適ゲインと（６）、（７）式の調整パラメータを与えることによって（１１）式の外乱応答仕様が得られることが分かる。これにより、目標（速度）応答と外乱（負荷）応答を独立に制御することが可能になり、簡単なフィードフォワード補償器を用いてパラメータ変動に対して強いロバスト性を有する２自由度速度制御を達成できる。
【００３５】
次に、図３の２自由度ＩＬＱ速度制御の基本ブロック構成図と図２の速度制御器２２の内部構成図が基本的に同一のものであることを説明する。
【００３６】
まず、図２のトルク外乱応答時定数τｄと図３の指令値応答の速さ（設計仕様）を決定する指定極ｓｒ＊とは、τｄ＝−１／ｓｒ＊の関係にある。
【００３７】
また、図３の制御ループは、基準最適ゲインＫＦ０を有する比例演算器２２７を用いているが、（５）式よりＫＦ０＝Ｊであるので、基準最適ゲインＫＦ０及びＫＩ０をＪで除算し、比例演算器２２３Ａのゲイン調整パラメータσｒをＪ倍して整合をとれば、比例演算器２２７のゲインは１となることが分かる。同様に、フィードフォワード補償器２２４Ａの補償特性ＧＣ（ｓ）をＪ×σｒで除算すれば、比例演算器２２３Ａの出力側に加算していたフィードフォワード補償器２２４Ａの補償出力を、比例演算器２２３Ａの入力側に加算するように変更すべきことも分かる。この結果、図３の制御ブロックと図２の制御ブロックは同一構成となる。
【００３８】
上記条件を用い、（１０）式をＪ×σｒで除算して更に変形すると、
ＧＣ（ｓ）／（Ｊσｒ）＝（ｓ＋σｒ＋σｒｓｒ＊τｒ）／{（１＋τｒ×ｓ）σｒ}
＝ＧＦ１×τｒｓ／（１＋τｒｓ）＋ＧＦ2×１／（１＋τｒｓ） （１２）
ただし、ＧＦ１＝１／（σｒτｒ）、ＧＦ2＝１−τｒ／τｄである。この（１２）式の第１項は不完全微分であり、第２項は１次遅れであるので、（１２）式は図２のフィードフォワード補償器２２４の補償特性そのものであることが分かる。
【００３９】
以上の説明によって、本願の図２に示した速度制御器２２の構成において各ゲインを式（１）乃至式（４）を満たすように定めると、２自由度ＩＬＱ速度制御を実現できることが分かる。ここで、（６）式及び（７）式を図２の速度制御器の特性に当てはめると、以下の条件となる。
【００４０】
すなわち、トルク外乱応答時定数τｄがＪ／Ｄ以上のとき、ゲイン調整パラメータσｒの値を０以上とし、トルク外乱応答時定数τｄがＪ／Ｄ未満のとき、ゲイン調整パラメータσｒの値を２（１／τｄ−Ｄ／Ｊ）以上に設定することによって、フィードバック系の最適性が保証される。
【００４１】
尚、図１において、速度センサ６を用いない所謂センサレスベクトル制御を使用する場合は、速度検出器２１に代えて電圧、電流の信号から速度を推定する速度推定器を用いる。
【００４２】
また、電動機５が同期電動機の場合は、速度検出器６に代えて位置センサを設け、この出力を微分して速度を求めれば良い。この場合、電動機５のすべり周波数はゼロとなるので、すべり周波数演算器２５と積分器３４を省略し、位置センサの出力を位相基準θとして３相−２相変換器３１及び２相−３相変換器３３に与える構成とする。
【００４３】
次に、本発明に係る電動機の速度制御装置の実験結果の概要について図４乃至図７を参照して説明する。実験は図１に示した構成で行い、電動機５としては、４Ｐ−１．５ｋＷ−１７９９ｒｐｍの誘導電動機を用いた。
【００４４】
図４乃至図７は、上記条件における本発明に係る電動機の速度制御装置の（ａ）速度ステップ応答と（ｂ）外乱ステップ応答の実測結果であり、上段から順に速度、トルク、電流（トルク電流及び磁束電流）の各応答波形が示されている。尚、速度Ｎの単位は回転数（ｍｉｎ-1）としてある。
【００４５】
ここで、図４は速度指令応答時定数τｒ＝０．０２５sec、トルク外乱応答時定数τｄ＝０．０２５secの場合であり、図５はτｒ＝０．０２５sec、τｄ＝０．０５sec、図６はτｒ＝０．０５sec、τｄ＝０．０２５sec、そして図７はτｒ＝０．０５sec、τｄ＝０．０５secの場合である。各図の時間軸を見れば、ほぼ設定された応答時間どおりのステップ応答となっていることが分かる。
【００４６】
ここで、図４から図５への変化を見ると、速度指令応答時定数をτｒ＝０．０２５secと速いままとし、トルク外乱応答時定数をτｄ＝０．０２５secからτｄ＝０．０５secと倍の時間に遅くしている。結果として外乱ステップ応答だけが遅くなり、速度ステップ応答は変化していない。同様に、図４から図６への変化を見ると、トルク外乱応答時定数をτｄ＝０．０２５secと速いままとし、速度指令応答時定数をτｒ＝０．０２５secからτｒ＝０．０５secと倍の時間に遅くしている。結果として速度ステップ応答だけが遅くなり、外乱ステップ応答は変化していない。同様に図７から図５への変化は、トルク外乱応答時定数をτｄ＝０．０５secと遅いままとし、速度指令応答時定数をτｒ＝０．０５secからτｒ＝０．０２５secと速くしている。こでも速度ステップ応答だけが速くなり、外乱ステップ応答は変化していない。図７から図６への変化は、速度指令応答時定数をτｒ＝０．０５secと遅いままとし、トルク外乱応答時定数をτｄ＝０．０５secからτｄ＝０．０２５secと速くしている。ここでも外乱ステップ応答だけが速くなり、速度ステップ応答は変化していない。
【００４７】
このような図４乃至図７の特性を得るための調整は、前述の通り、まず調整パラメータσｒを適切な値に選定する。そして、トルク外乱応答時定数τｄのみを調整する場合は、（１）式に従って積分ゲインＧIを調整する。また、速度指令応答時定数τｒのみを調整する場合は、積分ゲインＧIを固定した状態で、（２）乃至（４）式の関係を維持したまま比例ゲインＧＰ、ＧＦ１及びＧＦ２を調整すれば良い。
【００４８】
以上説明したように、本願の電動機の速度制御装置によれば、目標値応答である速度ステップ応答と外乱応答であるトルク外乱ステップ応答とを個別に最適化することが可能で、且つ設定値どおりの応答が得られることが検証された。
【符号の説明】
【００４９】
１ 電力変換装置
２ インバータ回路
３ 電流検出器
４ コンデンサ
５ 電動機
６ 速度検出器
７ 制御器
２１ 速度検出器
２２ 速度制御器
２３ 磁束指令演算器
２４ ベクトル演算器
２５ すべり演算器
２６ 機械角／電気角換算器
３１ ３φ／２φ変換器
３２ 電流制御器
３３ ２φ／３φ変換器
３４ 積分器
３５ スイッチング指令演算器
２２１、２２１Ａ 積分演算器
２２２ 加減算器
２２３、２２３Ａ 比例演算器
２２４、２２４Ａ フィードフォワード補償器
２２５ 不完全微分器
２２６ 一次遅れ演算器
２２７ 比例演算器
２２８ 電動機モデル
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源または交流電源を入力とし、交流電圧を出力して電動機を駆動する電力変換装置と、
前記電力変換装置のインバータ部を構成するスイッチング素子をオンオフ制御する制御手段と、
前記電動機の速度を速度帰還として直接または間接的に検出する速度検出手段と、
前記電動機の入力電流を検出する電流検出手段と
を備えた電動機の速度制御装置であって、
前記制御手段は、
前記速度検出手段によって得られる速度帰還が、速度指令に追従するように制御してトルク指令を出力する速度制御手段と、
前記電流検出手段から得られるトルク電流が、前記トルク指令に基づくトルク電流指令に追従するように制御して前記インバータ部の出力電圧指令を得るトルク制御手段と、
前記出力電圧指令に従って前記スイッチング素子にゲートパルスを供給するスイッチング指令演算手段と
を具備し、
前記速度制御手段は、
前記速度指令と前記速度帰還の偏差に積分ゲインＧIを乗算して積分する積分増幅器と、
前記速度指令を共通の入力とし、比例ゲインＧＦ１を有する不完全微分器の出力及び比例ゲインＧＦ２を有する１次遅れ演算器の出力を加算して出力するフィードフォワード補償器と、
前記積分器の出力から前記速度帰還を減算すると共に、前記フィードフォワード補償器の出力を加算する加減算器と、
前記加減算器の出力にゲインＧＰを乗算して前記トルク指令を得る比例増幅器と
から構成され、
速度指令応答時定数をτｒ、トルク外乱応答時定数をτｄ、電動機を含む負荷慣性モーメントをＪ、ゲイン調整パラメータをσｒとしたとき、ＧI＝１／τｄ、ＧＰ＝σｒ×Ｊ、ＧＦ１＝１／（σｒ×τｒ）、ＧＦ２＝１−τｒ／τｄの各関係を満たすようにしたことを特徴とする電動機の速度制御装置。
【請求項２】
前記電動機負荷の摩擦制動係数をＤとし、
前記トルク外乱応答時定数τｄがＪ／Ｄ以上のとき、前記ゲイン調整パラメータσｒの値を０以上とし、
前記トルク外乱応答時定数τｄがＪ／Ｄ未満のとき、前記ゲイン調整パラメータσｒの値を２（１／τｄ−Ｄ／Ｊ）以上に設定するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電動機の速度制御装置。
【請求項３】
直流電源または交流電源を入力とし、交流電圧を出力して電動機を駆動する電力変換装置と、
前記電力変換装置のインバータ部を構成するスイッチング素子をオンオフ制御する制御手段と、
前記電動機の速度を速度帰還として直接または間接的に検出する速度検出手段と、
前記電動機の入力電流を検出する電流検出手段と
を備え、
前記制御手段は、
前記速度検出手段によって得られる速度帰還が、速度指令に追従するように制御してトルク指令を出力する速度制御手段と、
前記電流検出手段から得られるトルク電流が、前記トルク指令に基づくトルク電流指令に追従するように制御して前記インバータ部の出力電圧指令を得るトルク制御手段と、
前記出力電圧指令に従って前記スイッチング素子にゲートパルスを供給するスイッチング指令演算手段と
を具備した電動機の速度制御装置における速度制御方法であって、
前記速度制御手段は、
前記速度指令と前記速度帰還の偏差に積分ゲインＧIを乗算して積分した値と、前記速度帰還との偏差にゲインＧＰを乗算して前記トルク指令を得るようにすると共に、
前記速度指令を共通の入力とし、比例ゲインＧＦ１を乗算して不完全微分した値と、比例ゲインＧＦ２を乗算して１次遅れ演算した値を加算し、これをフィードフォワード補償量として前記積分ゲインＧＰを乗算する前の前記偏差に加算するようにし、
速度指令応答時定数をτｒ、トルク外乱応答時定数をτｄ、電動機を含む負荷慣性モーメントをＪ、ゲイン調整パラメータをσｒとしたとき、ＧI＝１／τｄ、ＧＰ＝σｒ×Ｊ、ＧＦ１＝１／（σｒ×τｒ）、ＧＦ２＝１−τｒ／τｄの各関係を満たすようにしたことを特徴とする電動機の速度制御方法。
【請求項４】
前記電動機負荷の摩擦制動係数をＤとし、
前記トルク外乱応答時定数τｄがＪ／Ｄ以上のとき、前記ゲイン調整パラメータσｒの値を０以上とし、
前記トルク外乱応答時定数τｄがＪ／Ｄ未満のとき、前記ゲイン調整パラメータσｒの値を２（１／τｄ−Ｄ／Ｊ）以上に設定するようにしたことを特徴とする請求項３に記載の電動機の速度制御方法。
【請求項１】
直流電源または交流電源を入力とし、交流電圧を出力して電動機を駆動する電力変換装置と、
前記電力変換装置のインバータ部を構成するスイッチング素子をオンオフ制御する制御手段と、
前記電動機の速度を速度帰還として直接または間接的に検出する速度検出手段と、
前記電動機の入力電流を検出する電流検出手段と
を備えた電動機の速度制御装置であって、
前記制御手段は、
前記速度検出手段によって得られる速度帰還が、速度指令に追従するように制御してトルク指令を出力する速度制御手段と、
前記電流検出手段から得られるトルク電流が、前記トルク指令に基づくトルク電流指令に追従するように制御して前記インバータ部の出力電圧指令を得るトルク制御手段と、
前記出力電圧指令に従って前記スイッチング素子にゲートパルスを供給するスイッチング指令演算手段と
を具備し、
前記速度制御手段は、
前記速度指令と前記速度帰還の偏差に積分ゲインＧIを乗算して積分する積分増幅器と、
前記速度指令を共通の入力とし、比例ゲインＧＦ１を有する不完全微分器の出力及び比例ゲインＧＦ２を有する１次遅れ演算器の出力を加算して出力するフィードフォワード補償器と、
前記積分器の出力から前記速度帰還を減算すると共に、前記フィードフォワード補償器の出力を加算する加減算器と、
前記加減算器の出力にゲインＧＰを乗算して前記トルク指令を得る比例増幅器と
から構成され、
速度指令応答時定数をτｒ、トルク外乱応答時定数をτｄ、電動機を含む負荷慣性モーメントをＪ、ゲイン調整パラメータをσｒとしたとき、ＧI＝１／τｄ、ＧＰ＝σｒ×Ｊ、ＧＦ１＝１／（σｒ×τｒ）、ＧＦ２＝１−τｒ／τｄの各関係を満たすようにしたことを特徴とする電動機の速度制御装置。
【請求項２】
前記電動機負荷の摩擦制動係数をＤとし、
前記トルク外乱応答時定数τｄがＪ／Ｄ以上のとき、前記ゲイン調整パラメータσｒの値を０以上とし、
前記トルク外乱応答時定数τｄがＪ／Ｄ未満のとき、前記ゲイン調整パラメータσｒの値を２（１／τｄ−Ｄ／Ｊ）以上に設定するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電動機の速度制御装置。
【請求項３】
直流電源または交流電源を入力とし、交流電圧を出力して電動機を駆動する電力変換装置と、
前記電力変換装置のインバータ部を構成するスイッチング素子をオンオフ制御する制御手段と、
前記電動機の速度を速度帰還として直接または間接的に検出する速度検出手段と、
前記電動機の入力電流を検出する電流検出手段と
を備え、
前記制御手段は、
前記速度検出手段によって得られる速度帰還が、速度指令に追従するように制御してトルク指令を出力する速度制御手段と、
前記電流検出手段から得られるトルク電流が、前記トルク指令に基づくトルク電流指令に追従するように制御して前記インバータ部の出力電圧指令を得るトルク制御手段と、
前記出力電圧指令に従って前記スイッチング素子にゲートパルスを供給するスイッチング指令演算手段と
を具備した電動機の速度制御装置における速度制御方法であって、
前記速度制御手段は、
前記速度指令と前記速度帰還の偏差に積分ゲインＧIを乗算して積分した値と、前記速度帰還との偏差にゲインＧＰを乗算して前記トルク指令を得るようにすると共に、
前記速度指令を共通の入力とし、比例ゲインＧＦ１を乗算して不完全微分した値と、比例ゲインＧＦ２を乗算して１次遅れ演算した値を加算し、これをフィードフォワード補償量として前記積分ゲインＧＰを乗算する前の前記偏差に加算するようにし、
速度指令応答時定数をτｒ、トルク外乱応答時定数をτｄ、電動機を含む負荷慣性モーメントをＪ、ゲイン調整パラメータをσｒとしたとき、ＧI＝１／τｄ、ＧＰ＝σｒ×Ｊ、ＧＦ１＝１／（σｒ×τｒ）、ＧＦ２＝１−τｒ／τｄの各関係を満たすようにしたことを特徴とする電動機の速度制御方法。
【請求項４】
前記電動機負荷の摩擦制動係数をＤとし、
前記トルク外乱応答時定数τｄがＪ／Ｄ以上のとき、前記ゲイン調整パラメータσｒの値を０以上とし、
前記トルク外乱応答時定数τｄがＪ／Ｄ未満のとき、前記ゲイン調整パラメータσｒの値を２（１／τｄ−Ｄ／Ｊ）以上に設定するようにしたことを特徴とする請求項３に記載の電動機の速度制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１２−２３７９８（Ｐ２０１２−２３７９８Ａ）
【公開日】平成２４年２月２日（２０１２．２．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１５７６１４（Ｐ２０１０−１５７６１４）
【出願日】平成２２年７月１２日（２０１０．７．１２）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り 平成２２年２月１６日 学校法人芝浦工業大学発行の「平成２１年度 修士論文概要（電気電子情報工学専攻）」に発表
【出願人】（５９９０１６４３１）学校法人 芝浦工業大学 (109)
【出願人】（５０１１３７６３６）東芝三菱電機産業システム株式会社 (904)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年２月２日（２０１２．２．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年７月１２日（２０１０．７．１２）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り 平成２２年２月１６日 学校法人芝浦工業大学発行の「平成２１年度 修士論文概要（電気電子情報工学専攻）」に発表
【出願人】（５９９０１６４３１）学校法人 芝浦工業大学 (109)
【出願人】（５０１１３７６３６）東芝三菱電機産業システム株式会社 (904)
【Ｆターム（参考）】
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