電圧制御周波数発生器における妨害を補償する装置及び方法
本発明は、電圧制御周波数発生器を有する位相同期ループにおいて妨害を補償する装置及び方法であって、周波数発生器が同調電圧Ｖｔｕｎｅにより公称周波数に同調され、この周波数発生器の実際の周波数は周波数比較により基準周波数と比較され、周波数比較を介して偏差が検出された場合に再調整され、妨害が発生した場合に同調電圧Ｖｔｕｎｅが妨害事象に依存する妨害電圧Ｖｓｔｏｒにより変えられ、かくして公称周波数から逸脱した周波数が発生し、該周波数偏差が位相同期ループにより再び補正されるような装置及び方法に関するもので、電圧制御周波数発生器を有する位相同期ループにおいて妨害補償をする装置及び方法を提供する目的に基づき、既知の妨害事象が起きたならば、この方法で既定の公称周波数からの偏差を避ける。この目的は、本発明により、もし既知の妨害事象が起きるならば、妨害電圧Ｖｓｔｏｒを補償する電圧Ｖｃｏｍｐが妨害電圧Ｖｓｔｏｒに同期して符号を反転して生成され、妨害電圧Ｖｓｔｏｒに重畳される、という方法により達成される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧制御周波数発生器における妨害を補償する装置及び方法であって、該周波数発生器が同調電圧Ｖｔｕｎｅを介して公称周波数に同調され、該周波数発生器の実際の周波数が周波数比較により基準周波数と比較され、周波数比較を介して偏差が発見された場合に同調され、妨害事象において妨害事象に依存する妨害電圧Ｖｓｔｏｒにより同調電圧Ｖｔｕｎｅが変化され、したがって公称周波数からのずれた周波数が生成され、該周波数偏差が位相同期ループにより再び補正される、方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば無線に基づいて動作する多くの伝送システムにおいては、所望の搬送波周波数は、位相同期ループ（ＰＬＬ）により所望の値に同調される。もし適切に機能するならば、非常に安定した搬送波周波数が位相同期ループにより生成される。特にこれは、高速伝送レートを持つＷＬＡＮシステムにおけるような高次の変調のために利用される。６４ＱＡＭ ＯＦＤＭの場合、許容される静的な周波数偏差はおよそ２０ｐｐｍであり得るのに対し、性能の低下をもたらす動的な偏差は０．５ｐｐｍ（搬送波周波数が５ＧＨｚの場合は２．５ｋＨｚ）以上に過ぎない。
【０００３】
現代の通信規格では典型的に送受信間の高速切り替えが必要とされ、これは、切り替え動作の間及び／又は後での位相同期ループの周波数の短期的な不安定につながり得る。
【０００４】
この性質の妨害を補償する現状技術の変形例では、位相同期ループは、妨害を発生させる切り替え事象に続いて既定の所望の値から逸脱した周波数を示し、該事象は別の取りうるチャネルへの切り替え、即ち位相同期ループが切断されることであり得る。この切り替え事象に続いて、位相同期ループは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の周波数を公称周波数に近づけて、位相同期ループが公称周波数に再び結合するまで調整する。この場合、電圧制御発振器の同調電圧Ｖｔｕｎｅは、この説明の範囲外の効果による妨害又は切り替え事象の前の同調電圧とわずかに異なる。
【０００５】
この特別な動作にもかかわらず、各妨害事象は位相同期ループにおいて過渡応答を起こす。すなわちそれは、妨害により起こされる周波数偏差を完全に補償し、位相同期ループが公称周波数に戻るように、同調電圧Ｖｔｕｎｅに加えられなければならない電圧ステップを決定する。
【０００６】
現状技術の位相同期ループは、例えば基準クロックパルスが供給される位相検出電荷ポンプ（ＰＤＣＰ）を有する。このモジュールは、ループフィルタ、ことによると三次のループフィルタを介して電圧制御発振器（ＶＣＯ）に接続される。発振器周波数を出力する該電圧制御発振器の出力は、公称周波数と実際の周波数とを比較するために位相検出電荷ポンプの第２の入力に周波数分割器を介して接続される。もし電圧制御発振器の出力周波数が既定の公称値から逸脱していれば、電圧制御発振器の制御電圧Ｖｔｕｎｅは、公称周波数に近づくまで位相検出電荷ポンプにより再び調整される。
【０００７】
それゆえに、位相同期ループにより発生されるべき搬送波周波数は、既知の又は未知の妨害事象の場合に公称周波数から逸脱する。既知の妨害事象は、送信から受信への切り替え動作及びその逆又はチャネルの変更のような、装置の動作における態様により引き起こされる状態の変化を意味すると理解される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
したがって、本発明の目的は、電圧制御周波数発生器における妨害を補償する装置及び方法を創作し、それにより既知の妨害事象が発生する場合に規定された公称周波数から逸脱するのを避けることである。
【０００９】
本目的は、本発明によれば、冒頭の段落に記載されたタイプの電圧制御周波数発生器を有する位相同期ループにおける妨害を補償する方法であって、もし既知の妨害事象が発生した場合、妨害電圧Ｖｓｔｏｒを補償する電圧Ｖｃｏｍｐが妨害電圧に同期して符号反転をして発生され、妨害電圧Ｖｓｔｏｒに重畳される、方法を用いて達成される。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
送信／受信装置におけるある状態から別の状態への切り替え動作、例えば送信と受信との間での切り替えは、既知の妨害事象をもたらし、電圧制御発振器を制御する同調電圧Ｖｔｕｎｅの妨害電圧Ｖｓｔｏｒの振幅の値による変化をもたらす。もし既知の妨害事象の時間と妨害事象に関連した妨害電圧Ｖｓｔｏｒの振幅の値との両方が知られていたら、符号反転させた時間同期補償電圧Ｖｃｏｍｐを発生させることにより、同調電圧Ｖｔｕｎｅ及び発振器の実際の周波数に対する妨害事象の影響が除去できる。一つ又はそれ以上の知られた妨害事象がこのように除去されうる。
【００１１】
本発明の一実施例において、関連する補償電圧Ｖｃｏｍｐは、すべての可能性のある既知の妨害事象に対して一つの測定動作において決定され、この関連する電圧は補償テーブルに格納される。
【００１２】
本発明のさらなる実施例では、装置が動作されるとき及び／又は動作の間に、測定動作及び補償テーブルへの電圧値の格納が実行される。
【００１３】
妨害事象により生成される妨害電圧値Ｖｓｔｏｒは、本発明にしたがって妨害を補償することを可能にするためには知られていなければならないので、妨害電圧値はそれぞれのありえる妨害事象に対して測定されなければならず、測定された値は補償電圧値としてデータベース、例えば補償テーブルに表形式で格納されなければならない。このため、送信／受信ユニットにおける状態変化により１つの測定動作において、一連の既知の妨害事象が次々にシミュレートされ、測定が実行される。最初に装置が動作されるとき、この動作は、周期的に、プログラム制御により又は動作時における状態変化を通じて開始されうる。補償テーブルの生成に続いて、テーブルに格納された値は、妨害を補償するために本発明に従った方法により利用される。該測定は、該方法により妨害を補償する間もまた実行され得、この方法がどの様に動作するかを監視し、補償が適切におこなわれない場合に妨害事象に割り当てられた値を補正する。
【００１４】
本発明の特別な一実施例では、補償テーブルに格納された関連する補償電圧値は、妨害電圧Ｖｓｔｏｒを発生させる既知の妨害事象の発生の前に読み出され、この値を用いて補償電圧Ｖｃｏｍｐの発生は妨害電圧の発生と同期して制御される。
【００１５】
動作状態の変化が起きる時間は送信／受信装置において知られているので、関連する値は既知の妨害事象が起きる前のちょうど良い時点に補償テーブルから読まれ、この値を用いて補償電圧Ｖｃｏｍｐの発生は、例えば制御可能な電圧源により妨害事象と同期して制御されうる。
【００１６】
前記目的は、本発明によれば冒頭の段落に記載されたタイプの電圧制御発振器を含む位相同期ループにおいて妨害を補償する装置の場合に、電圧制御周波数発生器のＶａｒＧＮＤ端子が制御可能な電圧源に接続される態様で、達成される。
【００１７】
極性が妨害電圧Ｖｓｔｏｒのものとは逆である補償電圧Ｖｃｏｍｐは、ＶａｒＧＮＤ端子に印加され、このＶａｒＧＮＤ端子は、現状技術ではＧＮＤポテンシャルに接続されるものである。もし両方の電圧が同じ振幅の値を持つならば、それらは互いに相殺し、したがってそれらの電圧制御周波数発生器に対する影響を打ち消す。
【００１８】
本発明の一実施例では制御可能な電圧源は、ＶａｒＧＮＤ端子及びＧＮＤポテンシャルの間に位置された抵抗器並びにＶａｒＧＮＤ端子及び抵抗器の間に接続された電流源を有している。
【００１９】
電圧制御周波数発生器のＶａｒＧＮＤ端子に補償電圧Ｖｃｏｍｐを発生させるために電流は、ＶａｒＧＮＤ端子とＧＮＤポテンシャルとの間の抵抗を通じて制御可能な電流源により流される。電流は抵抗器の両端に電圧降下を発生させる。この電圧降下は発生されるべき補償電圧と一致している。制御可能な電流源により発生された電流の大きさは、事前に補償テーブルから読み出される補償値により決定される。
【００２０】
本発明のさらなる一実施例では、電圧制御周波数発生器のＶａｒＧＮＤ端子は、補償電流を発生させるデジタルアナログ変換器に接続されており、該デジタルアナログ変換器は送信／受信スイッチを介して２つのレジスタに接続されている。
【００２１】
この実施例において、ＶａｒＧＮＤ端子は制御可能な電流源に接続されており、この電流源の電流はＶａｒＧＮＤ端子とＧＮＤポテンシャルとの間に位置された抵抗器を通じて流れ、これによってこの抵抗器の両端に補償電圧と対応する電圧降下を発生させる。デジタルアナログ変換器として設計された制御可能な電流源は、装置の動作状態に依存して、送信を支配するレジスタの部分又は受信を支配するレジスタの部分に反転スイッチにより接続され、この部分に発生されるべき補償の値が格納される。
【００２２】
本発明の特別な一実施例では、ＶａｒＧＮＤ端子が制御可能な電圧源に電圧分割器を介して接続されていて、電圧分割器が第１部分抵抗器で制御可能電圧源に接続され、第２の直列に接続された部分抵抗器はＧＮＤポテンシャルに接続され、ＶａｒＧＮＤ端子は第１部分抵抗器の第２部分抵抗器との接続部に接続される。
【００２３】
中間の引き出し口へＶａｒＧＮＤ端子が接続されている、２つの抵抗器を持つ電圧分割器を有する電圧源は、制御可能な発振器のＶａｒＧＮＤ端子で補償電圧Ｖｃｏｍｐを発生させるために利用されうる。電圧分割器の分割比率のため、必要とされる補償電圧Ｖｃｏｍｐは適宜必要な大きさにされうる。ＶａｒＧＮＤ端子とＧＮＤとの間の抵抗器の両端に発生された電圧降下は、補償電圧Ｖｃｏｍｐと一致している。電圧源は補償テーブル内に格納された値によって制御され、したがって妨害事象と対応した電圧値を発生させる。
【００２４】
本発明の一実施例では、位相検出電荷ポンプが配置され、該電荷ポンプには基準クロックパルスが第１位相検出入力（ＰＤｉｎ１）を介して供給され、位相検出電荷ポンプの出力（Ｃｐｏｕｔ）がループフィルタを介して電圧制御周波数発生器の入力に接続され、電圧制御周波数発生器の出力が周波数分割器を介して第２位相検出入力（ＰＤｉｎ２）に接続され、更に測定回路が配置され、ループフィルタは、入力の第１コンデンサ、出力の第３コンデンサ、ループフィルタの入出力間に配置された第２抵抗器並びに入力に接続されており第１抵抗器及び第２コンデンサを有する直列回路、を有し、直列回路における第２コンデンサは測定回路の入力に接続されており、測定回路の入力は仮想接地端子を形成する。
【００２５】
本発明による装置によって補償されるべき妨害電圧Ｖｓｔｏｒを測定するために測定装置は、該装置がループフィルタ端子に接続するように構成されている。同調電圧Ｖｔｕｎｅは、この構成により異なる規定可能な時点で測定される。たとえばもし妨害事象が起きる前に第１の測定がおこなわれ、既定の時間ｔが経過したあとで第２の測定がなされるならば、妨害事象により起きる電圧の違いが測定され、デジタルの値に変換され、補償テーブルに格納されうる。測定回路入力は、第１抵抗器と第２コンデンサとを有する直列回路に対して仮想接地端子を形成し、実際のＧＮＤポテンシャルとわずかな電位偏差をもたらす。しかしながらこのわずかな偏差は、位相同期ループの機能に対して、機能的な影響はない。
【００２６】
本発明の別の実施例では、測定回路はネガティブフィードバック反転演算増幅器装置及びアナログデジタル変換器ユニットを有する。
【００２７】
電位差は、非常に小さな振幅しかないので、アナログデジタル変換器の上流で演算増幅器により増幅される。反転入力及びその出力の間で演算増幅器は、２つのネガティブフィードバック逆並列ダイオードを有する外部回路を持ち、下流のアナログデジタル変換器への出力電圧を０Ｖから１．５Ｖの範囲に制限する。
【００２８】
本発明の特に有利な実施例では、測定回路が電圧制御周波数発生器のｖｔｕｎｅ入力に接続され、測定回路はバッファ増幅器として働く第１演算増幅器を有し、この増幅器の出力は第１抵抗器及びコンデンサを介してネガティブフィードバック反転増幅として働く第２演算増幅器の反転入力に接続され、第２演算増幅器の非反転入力は基準電圧に接続され、第２演算増幅器の出力は２つの逆並列ダイオードを介して反転入力に帰還され、第２演算増幅器の出力は更に第２抵抗器を介して第１抵抗器及びコンデンサの接続部分に接続され、並びに第２演算増幅器の出力は電圧を出力するためにＴＤet端子を持つ。
【００２９】
測定回路を電気回路に組み込む場合、大容量値のコンデンサは問題になる。この解決策はたとえば、望ましくない外部の素子としてコンデンサを実施することである。本発明による装置では、公称値がおよそ１ｐＦである非常に小さなコンデンサで十分である。更に必要とされ、非反転入力がｖｔｕｎｅ端子に接続されている演算増幅器ＯＰ−ＡＭＰは、バッファ増幅器として働く。第２ＯＰ−ＡＭＰはネガティブフィードバック反転増幅器として動作する。ネガティブフィードバック増幅器の逆並列ダイオードは、出力信号ＴＤｅｔが０Ｖから１．５Ｖの範囲に限定されるような電圧にコンデンサＣが充電されるようにする。
【００３０】
本発明のこれら及び他の態様は、以下に記述される実施例を参照することで明らかになるだろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
図１は、現状技術から知られた位相同期ループの構成を示す。該位相同期ループは、素子Ｒ１、Ｒ２、Ｃ１、Ｃ２及びＣ３を有する三次のループフィルタ２を介して電圧制御発振器（ＶＣＯ）３に接続された位相検出電荷ポンプ１を有する。発振器３により出力Ｏｕｔで生成された周波数を調整するために、この周波数は、周波数分割器４を介して位相検出電荷ポンプ１の入力ＰＤｉｎ２に帰還される。外部基準周波数は、周波数比較のために第２入力ＰＤｉｎ１に印加される。もし入力ＰＤｉｎ１の基準周波数と、周波数分割器４により分割された発振器３の実際の周波数との間を比較した結果、不適切な偏差が発見された場合、発振器周波数を調整する同調電圧Ｖｔｕｎｅは公称周波数の値が達成されるまで変化される。
【００３２】
通常ループフィルタ２に属するコンデンサＣ３は、電圧制御発振器３の入力と並列に接続されるので、コンデンサＣ３の一端はＶｔｕｎｅ入力と接続されており、他端は発振器３のＶａｒＧＮＤ端子と接続されている。ＶａｒＧＮＤ端子は更に当該回路の中央ＧＮＤポテンシャルに接続されている。
【００３３】
本発明による方法を実施するために、発振器３のＶａｒＧＮＤ入力は、図２に示すように第３抵抗器Ｒ３を介して該回路のＧＮＤポテンシャルに接続されている。この抵抗器を介して発生された電圧降下は補償電圧Ｖｃｏｍｐに対応する。この電圧の振幅は、デジタルアナログ変換器５（ＤＡＣ）により制御され得、該変換器は発振器３における入力ＶａｒＧＮＤに接続され、電圧又は電流を発生する。電圧制御デジタルアナログ変換器５では、第４抵抗器Ｒ４は発振器３の入力ＶａｒＧＮＤと変換器５との間に挿入される。
【００３４】
妨害事象は同調電圧Ｖｔｕｎｅの振幅にわずかな影響しか与えないので、妨害電圧が０．１ｍＶから１０ｍＶのオーダーの場合は、必要とされる補償電圧Ｖｃｏｍｐもまた小さい。補償電圧Ｖｃｏｍｐを発生させる一つのありえる方法は、デジタルアナログ変換器５を使うことである。もしこれが０から１Ｖ程度の出力電圧範囲を有するなら、例えば、発生されるべき補償電圧Ｖｃｏｍｐは、電圧を分割する抵抗器Ｒ３とＲ４とを有する直列回路を用いることにより発生される。電力源としてデジタルアナログ変換器５を使う場合、図２における回路構成で示された抵抗器Ｒ４は必要ではない。例えば、もしデジタルアナログ変換器５からの最大出力電流が１ｍＡならば、抵抗器Ｒ３はＲ３＝１０オームとなるように寸法決めされる。
【００３５】
切り替え動作を通じて、例えば送信と受信との間で切り替えが生じる場合にみられるノイズ（グリッチ）は、時間軸と対称的に起きる。もしＴ（Ｚ１，Ｚ２）が、状態１から状態２に遷移したときに発生したノイズに対応しているならば、これはＴ（Ｚ１，Ｚ２）＝−Ｔ（Ｚ２，Ｚ１）であることを意味する。もし妨害電圧Ｖｓｔｏｒの振幅に対応した補償電圧Ｖｃｏｍｐが符号反転して供給されているならば、同調電圧Ｖｔｕｎｅに対する及び発振器３の実際の周波数に対する該ノイズの負の影響はなくなる。いくつかのノイズが同時又は連続して起こる場合も同じ原則が適用されうる。妨害補償は、ここでは妨害と関連した補償電圧Ｖｃｏｍｐの同期的な発生により行う。このために図３は送信／受信ユニットの典型的なプロセスを示し、ここでシステムが送信状態「Ｔｘ」から既定の高い受信ゲインをもつ「ＣＣＡ」状態へ切り替えられる。ＡＧＣ動作は続いて開始し、その後実際の受信動作「Ｒｘ」となる。受信動作「Ｒｘ」のあとで再び新たに「ＣＣＡ」状態となり、さらなるデータパケットの送信のために再び送信状態「Ｔｘ」となる。ある動作状態から次の状態に遷移する間にいつも妨害が起きるが、この妨害に関連した補償電圧Ｖｃｏｍｐを発生させることを通じて本発明による方法により該妨害は補償される。
【００３６】
妨害事象に関連した補償電圧Ｖｃｏｍｐを発生させるために、関連する妨害電圧Ｖｓｔｏｒが決定されなければならない。これは、最終的なシステムにおける妨害電圧Ｖｓｔｏｒを測定する方法及び装置を必要とする。可能な一実施例が図４に示されている。この測定方法は、例えば温度変化又は他の影響によりドリフトする動作パラメータが追跡されねばならないので、好ましくは通常の機能を阻害すべきではない。起こる妨害事象は典型的に制御時間の経過に続いて位相同期ループにより補償されるので、同調電圧Ｖｔｕｎｅの違いは、補償値の目安として又は誤り判定規準として位相同期ループの制御時間の前及び後の両方に利用されうる。適切に補償がおこなわれたならば、ある状態から別の状態へと遷移する間に同調電圧Ｖｔｕｎｅにおいて理想的には変化が観測されないべきである。妨害事象の前及び位相同期ループによる過渡応答の後に測定されたＶｔｕｎｅの値の違いは、もしそれぞれの測定における定数が変化しないままだとすれば、起きる妨害電圧に比例する。
【００３７】
補償電圧Ｖｃｏｍｐは同調電圧Ｖｔｕｎｅよりも小さいので、電圧における変化のみが測定されるはずである。あらゆる事象においてＶｔｕｎｅにおける変化は小さいので、十分な増幅が必要とされる。適した測定回路は、図４で示され、Ｃ２が仮想接地端子に接続され、それは反転演算増幅器６により生成されている。
【００３８】
演算増幅器６は、入力及び出力に対する動作電圧限界まで働くことができて入力電流が小さいＣＭＯＳのrail-to-railタイプであるべきである。電圧ゲインは交流電圧信号に対してｎであり、例えばｎ＝１００とする。浮動直流電圧上限は、逆並列ダイオードにより制限される。妥当な基準電圧は、Ｖｒｅｆ＝０．７５Ｖで、アナログデジタル変換器構成（ＡＤＣ）に対して０から１．５Ｖのオーダーの入力電圧となる。
【００３９】
補償電圧Ｖｃｏｍｐは、アナログデジタル変換器ユニット７の２つのＡＤＣサンプル間の違いを計算することにより測定され、その際に、第１サンプルは妨害事象の時間付近に決定され、第２サンプルは位相同期ループによる過渡応答（ループフィルタ２により識別される）に続いて決定される。この違いは、Ｒ２及びＲ３により形成されるローパスフィルタがメインループフィルタよりも実質的に高い臨界周波数を持つならば、Ｖｔｕｎｅの違いに近いＣ１における電位差に比例する。
【００４０】
ＯＰ−ＡＭＰ６は、Miklos Herpyによる「Analoge integrierte Schaltungen」(Franzis Verlag 1979, ISBN 3-7723-6152-8)という書籍に記載されたタイプのようなネガティブフィードバック反転増幅器６として動作される。ＯＰ−ＡＭＰのネガティブフィードバックにおけるＲＣ素子のインピーダンスはＺ２＝ｎＲ１＋ｎ／（ｊωＣ２）であり、反転入力前は
Ｚ１＝Ｒ１＋１／（ｊωＣ２）
それゆえ交流電圧ゲインはおよそ
ｖ＝−Ｚ２／Ｚ１＝−ｎ
であり、特に周波数に依存していない。ネガティブフィードバックは、ＯＰ−ＡＭＰ６の反転入力における電位が非反転入力における電位すなわちＶｒｅｆ＝０．７５Ｖと実質的に同一であることを保証する働きをするので、位相同期ループのループフィルタ２の振る舞いは、この検出回路によってはほとんど影響されない。図２における当初のフィルターに対して付加的となる、この直流電圧はコンデンサＣ２により阻止され、動的な振る舞いを変化させない。
【００４１】
図５は、ＴＤ−２ ＲＦ構造における方法を実施する本発明による装置の更なる変形例を示す。ＴＤ−２ ＲＦはスーパーヘテロダインアーキテクトに基づくので、常に２つの位相同期ループ（ＩＦ及びＲＦ）が送信（Ｔｘ）及び受信（Ｒｘ）動作に含まれる。例えば図４に示された回路は、図５において２回構成されている。ＴＤ−２ ＢＢは、妨害電圧を補償するために使われる２つのＳｉｇｍａ／ＳｅｌｔａＤＡＣを持つ。該ＴＤ ２ＢＢは更にＲＳＳＩ測定をするＡＤＣをサポートしており、該ＡＤＣはＴＤ−２ ＲＦに接続され、アナログ多重化装置は簡素な差分変換器を介してＡＤＣに切り替えられる２つの入力を持つ。
【００４２】
ループフィルタ２は、位相同期ループの完全な過渡応答がおよそ２００マイクロ秒以内で達成されるように設計されている。既知の妨害事象は別として、例えば温度ドリフトにより起きる変化は同調電圧においても観測され、この変化は位相同期ループを切断させずに同調電圧Ｖｔｕｎｅに変化をもたらす。短期的効果と長期的効果とを見分けるために、ＡＤＣサンプルは、状態変化のおよそ１００マイクロ秒後に生成される。
【００４３】
厳格な要件が周波数安定のための規準に対してなされ、位相同期ループを持つような将来のＲＦチップに、妨害補償及び測定回路装置を集積させることは、有利である。付加された回路は簡素で、これ以上のエネルギーを必要としない。
【００４４】
ＶａｒＧＮＤ端子に接続される内部電流モードＤＡＣは、図６に示されるように補償のために利用されうる。この電流モードＤＡＣは制御可能な電流源として働く。ＧＮＤポテンシャルの反対側にある外部の抵抗器Ｒ３は、実効補償電圧を決定する。ＴＤ−２ＲＦの経験に基づいて、外部抵抗１０オームに対して最大出力電流０．５ｍＡの９ビットの単調なＤＡＣが使われるべきである。
【００４５】
図４に示された回路は通常、集積化するには大きすぎるコンデンサを必要とする。バッファ増幅器として更に演算増幅器ＯＰ−ＡＭＰ６が必要とされるがしかし、図６に示された回路では１ｐＦのオーダーのコンデンサＣであれば十分であり、それゆえより集積化に適している。該ＯＰ−ＡＭＰ６は直接同調電圧Ｖｔｕｎｅに接続されており、従来の非補償回路で使われているもの以外に追加のＩＣピンは使われない。第２ＯＰ−ＡＭＰ６は、交流電圧ゲインｖ＝−ｎＲ５／Ｒ５＝−ｎのネガティブフィードバック反転増幅器として利用される。
【００４６】
ネガティブフィードバックモードにおける逆並列ダイオードは、出力信号ＴＤｅｔが０から１．５Ｖの範囲に制限されるような電圧にコンデンサＣが充電されるようにさせる。
【００４７】
参照リスト
１．位相検出電荷ポンプ
２．ループフィルタ
３．電圧制御周波数発生器
４．周波数分割器
５．デジタルアナログ変換器
６．演算増幅器
７．アナログデジタル変換器ユニット
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】図１は、現状技術による位相同期ループの構成を示す。
【図２】図２は、本発明による妨害電圧補償を持つ位相同期ループの構成を示す。
【図３】図３は、送信／受信ユニットの典型的なフローチャートを示す。
【図４】図４は、妨害電圧Ｖｓｔｏｒを決定する測定装置及び本発明による妨害電圧補償を持つ位相同期ループの構成を示す。
【図５】図５は、送信／受信ユニットにおける本発明による方法の測定及び補償を実施するさらなる装置を示す。
【図６】図６は、電気回路に集積化するのにふさわしい本発明による方法を実施するさらなる一実施例を示す。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧制御周波数発生器における妨害を補償する装置及び方法であって、該周波数発生器が同調電圧Ｖｔｕｎｅを介して公称周波数に同調され、該周波数発生器の実際の周波数が周波数比較により基準周波数と比較され、周波数比較を介して偏差が発見された場合に同調され、妨害事象において妨害事象に依存する妨害電圧Ｖｓｔｏｒにより同調電圧Ｖｔｕｎｅが変化され、したがって公称周波数からのずれた周波数が生成され、該周波数偏差が位相同期ループにより再び補正される、方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば無線に基づいて動作する多くの伝送システムにおいては、所望の搬送波周波数は、位相同期ループ（ＰＬＬ）により所望の値に同調される。もし適切に機能するならば、非常に安定した搬送波周波数が位相同期ループにより生成される。特にこれは、高速伝送レートを持つＷＬＡＮシステムにおけるような高次の変調のために利用される。６４ＱＡＭ ＯＦＤＭの場合、許容される静的な周波数偏差はおよそ２０ｐｐｍであり得るのに対し、性能の低下をもたらす動的な偏差は０．５ｐｐｍ（搬送波周波数が５ＧＨｚの場合は２．５ｋＨｚ）以上に過ぎない。
【０００３】
現代の通信規格では典型的に送受信間の高速切り替えが必要とされ、これは、切り替え動作の間及び／又は後での位相同期ループの周波数の短期的な不安定につながり得る。
【０００４】
この性質の妨害を補償する現状技術の変形例では、位相同期ループは、妨害を発生させる切り替え事象に続いて既定の所望の値から逸脱した周波数を示し、該事象は別の取りうるチャネルへの切り替え、即ち位相同期ループが切断されることであり得る。この切り替え事象に続いて、位相同期ループは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の周波数を公称周波数に近づけて、位相同期ループが公称周波数に再び結合するまで調整する。この場合、電圧制御発振器の同調電圧Ｖｔｕｎｅは、この説明の範囲外の効果による妨害又は切り替え事象の前の同調電圧とわずかに異なる。
【０００５】
この特別な動作にもかかわらず、各妨害事象は位相同期ループにおいて過渡応答を起こす。すなわちそれは、妨害により起こされる周波数偏差を完全に補償し、位相同期ループが公称周波数に戻るように、同調電圧Ｖｔｕｎｅに加えられなければならない電圧ステップを決定する。
【０００６】
現状技術の位相同期ループは、例えば基準クロックパルスが供給される位相検出電荷ポンプ（ＰＤＣＰ）を有する。このモジュールは、ループフィルタ、ことによると三次のループフィルタを介して電圧制御発振器（ＶＣＯ）に接続される。発振器周波数を出力する該電圧制御発振器の出力は、公称周波数と実際の周波数とを比較するために位相検出電荷ポンプの第２の入力に周波数分割器を介して接続される。もし電圧制御発振器の出力周波数が既定の公称値から逸脱していれば、電圧制御発振器の制御電圧Ｖｔｕｎｅは、公称周波数に近づくまで位相検出電荷ポンプにより再び調整される。
【０００７】
それゆえに、位相同期ループにより発生されるべき搬送波周波数は、既知の又は未知の妨害事象の場合に公称周波数から逸脱する。既知の妨害事象は、送信から受信への切り替え動作及びその逆又はチャネルの変更のような、装置の動作における態様により引き起こされる状態の変化を意味すると理解される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
したがって、本発明の目的は、電圧制御周波数発生器における妨害を補償する装置及び方法を創作し、それにより既知の妨害事象が発生する場合に規定された公称周波数から逸脱するのを避けることである。
【０００９】
本目的は、本発明によれば、冒頭の段落に記載されたタイプの電圧制御周波数発生器を有する位相同期ループにおける妨害を補償する方法であって、もし既知の妨害事象が発生した場合、妨害電圧Ｖｓｔｏｒを補償する電圧Ｖｃｏｍｐが妨害電圧に同期して符号反転をして発生され、妨害電圧Ｖｓｔｏｒに重畳される、方法を用いて達成される。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
送信／受信装置におけるある状態から別の状態への切り替え動作、例えば送信と受信との間での切り替えは、既知の妨害事象をもたらし、電圧制御発振器を制御する同調電圧Ｖｔｕｎｅの妨害電圧Ｖｓｔｏｒの振幅の値による変化をもたらす。もし既知の妨害事象の時間と妨害事象に関連した妨害電圧Ｖｓｔｏｒの振幅の値との両方が知られていたら、符号反転させた時間同期補償電圧Ｖｃｏｍｐを発生させることにより、同調電圧Ｖｔｕｎｅ及び発振器の実際の周波数に対する妨害事象の影響が除去できる。一つ又はそれ以上の知られた妨害事象がこのように除去されうる。
【００１１】
本発明の一実施例において、関連する補償電圧Ｖｃｏｍｐは、すべての可能性のある既知の妨害事象に対して一つの測定動作において決定され、この関連する電圧は補償テーブルに格納される。
【００１２】
本発明のさらなる実施例では、装置が動作されるとき及び／又は動作の間に、測定動作及び補償テーブルへの電圧値の格納が実行される。
【００１３】
妨害事象により生成される妨害電圧値Ｖｓｔｏｒは、本発明にしたがって妨害を補償することを可能にするためには知られていなければならないので、妨害電圧値はそれぞれのありえる妨害事象に対して測定されなければならず、測定された値は補償電圧値としてデータベース、例えば補償テーブルに表形式で格納されなければならない。このため、送信／受信ユニットにおける状態変化により１つの測定動作において、一連の既知の妨害事象が次々にシミュレートされ、測定が実行される。最初に装置が動作されるとき、この動作は、周期的に、プログラム制御により又は動作時における状態変化を通じて開始されうる。補償テーブルの生成に続いて、テーブルに格納された値は、妨害を補償するために本発明に従った方法により利用される。該測定は、該方法により妨害を補償する間もまた実行され得、この方法がどの様に動作するかを監視し、補償が適切におこなわれない場合に妨害事象に割り当てられた値を補正する。
【００１４】
本発明の特別な一実施例では、補償テーブルに格納された関連する補償電圧値は、妨害電圧Ｖｓｔｏｒを発生させる既知の妨害事象の発生の前に読み出され、この値を用いて補償電圧Ｖｃｏｍｐの発生は妨害電圧の発生と同期して制御される。
【００１５】
動作状態の変化が起きる時間は送信／受信装置において知られているので、関連する値は既知の妨害事象が起きる前のちょうど良い時点に補償テーブルから読まれ、この値を用いて補償電圧Ｖｃｏｍｐの発生は、例えば制御可能な電圧源により妨害事象と同期して制御されうる。
【００１６】
前記目的は、本発明によれば冒頭の段落に記載されたタイプの電圧制御発振器を含む位相同期ループにおいて妨害を補償する装置の場合に、電圧制御周波数発生器のＶａｒＧＮＤ端子が制御可能な電圧源に接続される態様で、達成される。
【００１７】
極性が妨害電圧Ｖｓｔｏｒのものとは逆である補償電圧Ｖｃｏｍｐは、ＶａｒＧＮＤ端子に印加され、このＶａｒＧＮＤ端子は、現状技術ではＧＮＤポテンシャルに接続されるものである。もし両方の電圧が同じ振幅の値を持つならば、それらは互いに相殺し、したがってそれらの電圧制御周波数発生器に対する影響を打ち消す。
【００１８】
本発明の一実施例では制御可能な電圧源は、ＶａｒＧＮＤ端子及びＧＮＤポテンシャルの間に位置された抵抗器並びにＶａｒＧＮＤ端子及び抵抗器の間に接続された電流源を有している。
【００１９】
電圧制御周波数発生器のＶａｒＧＮＤ端子に補償電圧Ｖｃｏｍｐを発生させるために電流は、ＶａｒＧＮＤ端子とＧＮＤポテンシャルとの間の抵抗を通じて制御可能な電流源により流される。電流は抵抗器の両端に電圧降下を発生させる。この電圧降下は発生されるべき補償電圧と一致している。制御可能な電流源により発生された電流の大きさは、事前に補償テーブルから読み出される補償値により決定される。
【００２０】
本発明のさらなる一実施例では、電圧制御周波数発生器のＶａｒＧＮＤ端子は、補償電流を発生させるデジタルアナログ変換器に接続されており、該デジタルアナログ変換器は送信／受信スイッチを介して２つのレジスタに接続されている。
【００２１】
この実施例において、ＶａｒＧＮＤ端子は制御可能な電流源に接続されており、この電流源の電流はＶａｒＧＮＤ端子とＧＮＤポテンシャルとの間に位置された抵抗器を通じて流れ、これによってこの抵抗器の両端に補償電圧と対応する電圧降下を発生させる。デジタルアナログ変換器として設計された制御可能な電流源は、装置の動作状態に依存して、送信を支配するレジスタの部分又は受信を支配するレジスタの部分に反転スイッチにより接続され、この部分に発生されるべき補償の値が格納される。
【００２２】
本発明の特別な一実施例では、ＶａｒＧＮＤ端子が制御可能な電圧源に電圧分割器を介して接続されていて、電圧分割器が第１部分抵抗器で制御可能電圧源に接続され、第２の直列に接続された部分抵抗器はＧＮＤポテンシャルに接続され、ＶａｒＧＮＤ端子は第１部分抵抗器の第２部分抵抗器との接続部に接続される。
【００２３】
中間の引き出し口へＶａｒＧＮＤ端子が接続されている、２つの抵抗器を持つ電圧分割器を有する電圧源は、制御可能な発振器のＶａｒＧＮＤ端子で補償電圧Ｖｃｏｍｐを発生させるために利用されうる。電圧分割器の分割比率のため、必要とされる補償電圧Ｖｃｏｍｐは適宜必要な大きさにされうる。ＶａｒＧＮＤ端子とＧＮＤとの間の抵抗器の両端に発生された電圧降下は、補償電圧Ｖｃｏｍｐと一致している。電圧源は補償テーブル内に格納された値によって制御され、したがって妨害事象と対応した電圧値を発生させる。
【００２４】
本発明の一実施例では、位相検出電荷ポンプが配置され、該電荷ポンプには基準クロックパルスが第１位相検出入力（ＰＤｉｎ１）を介して供給され、位相検出電荷ポンプの出力（Ｃｐｏｕｔ）がループフィルタを介して電圧制御周波数発生器の入力に接続され、電圧制御周波数発生器の出力が周波数分割器を介して第２位相検出入力（ＰＤｉｎ２）に接続され、更に測定回路が配置され、ループフィルタは、入力の第１コンデンサ、出力の第３コンデンサ、ループフィルタの入出力間に配置された第２抵抗器並びに入力に接続されており第１抵抗器及び第２コンデンサを有する直列回路、を有し、直列回路における第２コンデンサは測定回路の入力に接続されており、測定回路の入力は仮想接地端子を形成する。
【００２５】
本発明による装置によって補償されるべき妨害電圧Ｖｓｔｏｒを測定するために測定装置は、該装置がループフィルタ端子に接続するように構成されている。同調電圧Ｖｔｕｎｅは、この構成により異なる規定可能な時点で測定される。たとえばもし妨害事象が起きる前に第１の測定がおこなわれ、既定の時間ｔが経過したあとで第２の測定がなされるならば、妨害事象により起きる電圧の違いが測定され、デジタルの値に変換され、補償テーブルに格納されうる。測定回路入力は、第１抵抗器と第２コンデンサとを有する直列回路に対して仮想接地端子を形成し、実際のＧＮＤポテンシャルとわずかな電位偏差をもたらす。しかしながらこのわずかな偏差は、位相同期ループの機能に対して、機能的な影響はない。
【００２６】
本発明の別の実施例では、測定回路はネガティブフィードバック反転演算増幅器装置及びアナログデジタル変換器ユニットを有する。
【００２７】
電位差は、非常に小さな振幅しかないので、アナログデジタル変換器の上流で演算増幅器により増幅される。反転入力及びその出力の間で演算増幅器は、２つのネガティブフィードバック逆並列ダイオードを有する外部回路を持ち、下流のアナログデジタル変換器への出力電圧を０Ｖから１．５Ｖの範囲に制限する。
【００２８】
本発明の特に有利な実施例では、測定回路が電圧制御周波数発生器のｖｔｕｎｅ入力に接続され、測定回路はバッファ増幅器として働く第１演算増幅器を有し、この増幅器の出力は第１抵抗器及びコンデンサを介してネガティブフィードバック反転増幅として働く第２演算増幅器の反転入力に接続され、第２演算増幅器の非反転入力は基準電圧に接続され、第２演算増幅器の出力は２つの逆並列ダイオードを介して反転入力に帰還され、第２演算増幅器の出力は更に第２抵抗器を介して第１抵抗器及びコンデンサの接続部分に接続され、並びに第２演算増幅器の出力は電圧を出力するためにＴＤet端子を持つ。
【００２９】
測定回路を電気回路に組み込む場合、大容量値のコンデンサは問題になる。この解決策はたとえば、望ましくない外部の素子としてコンデンサを実施することである。本発明による装置では、公称値がおよそ１ｐＦである非常に小さなコンデンサで十分である。更に必要とされ、非反転入力がｖｔｕｎｅ端子に接続されている演算増幅器ＯＰ−ＡＭＰは、バッファ増幅器として働く。第２ＯＰ−ＡＭＰはネガティブフィードバック反転増幅器として動作する。ネガティブフィードバック増幅器の逆並列ダイオードは、出力信号ＴＤｅｔが０Ｖから１．５Ｖの範囲に限定されるような電圧にコンデンサＣが充電されるようにする。
【００３０】
本発明のこれら及び他の態様は、以下に記述される実施例を参照することで明らかになるだろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
図１は、現状技術から知られた位相同期ループの構成を示す。該位相同期ループは、素子Ｒ１、Ｒ２、Ｃ１、Ｃ２及びＣ３を有する三次のループフィルタ２を介して電圧制御発振器（ＶＣＯ）３に接続された位相検出電荷ポンプ１を有する。発振器３により出力Ｏｕｔで生成された周波数を調整するために、この周波数は、周波数分割器４を介して位相検出電荷ポンプ１の入力ＰＤｉｎ２に帰還される。外部基準周波数は、周波数比較のために第２入力ＰＤｉｎ１に印加される。もし入力ＰＤｉｎ１の基準周波数と、周波数分割器４により分割された発振器３の実際の周波数との間を比較した結果、不適切な偏差が発見された場合、発振器周波数を調整する同調電圧Ｖｔｕｎｅは公称周波数の値が達成されるまで変化される。
【００３２】
通常ループフィルタ２に属するコンデンサＣ３は、電圧制御発振器３の入力と並列に接続されるので、コンデンサＣ３の一端はＶｔｕｎｅ入力と接続されており、他端は発振器３のＶａｒＧＮＤ端子と接続されている。ＶａｒＧＮＤ端子は更に当該回路の中央ＧＮＤポテンシャルに接続されている。
【００３３】
本発明による方法を実施するために、発振器３のＶａｒＧＮＤ入力は、図２に示すように第３抵抗器Ｒ３を介して該回路のＧＮＤポテンシャルに接続されている。この抵抗器を介して発生された電圧降下は補償電圧Ｖｃｏｍｐに対応する。この電圧の振幅は、デジタルアナログ変換器５（ＤＡＣ）により制御され得、該変換器は発振器３における入力ＶａｒＧＮＤに接続され、電圧又は電流を発生する。電圧制御デジタルアナログ変換器５では、第４抵抗器Ｒ４は発振器３の入力ＶａｒＧＮＤと変換器５との間に挿入される。
【００３４】
妨害事象は同調電圧Ｖｔｕｎｅの振幅にわずかな影響しか与えないので、妨害電圧が０．１ｍＶから１０ｍＶのオーダーの場合は、必要とされる補償電圧Ｖｃｏｍｐもまた小さい。補償電圧Ｖｃｏｍｐを発生させる一つのありえる方法は、デジタルアナログ変換器５を使うことである。もしこれが０から１Ｖ程度の出力電圧範囲を有するなら、例えば、発生されるべき補償電圧Ｖｃｏｍｐは、電圧を分割する抵抗器Ｒ３とＲ４とを有する直列回路を用いることにより発生される。電力源としてデジタルアナログ変換器５を使う場合、図２における回路構成で示された抵抗器Ｒ４は必要ではない。例えば、もしデジタルアナログ変換器５からの最大出力電流が１ｍＡならば、抵抗器Ｒ３はＲ３＝１０オームとなるように寸法決めされる。
【００３５】
切り替え動作を通じて、例えば送信と受信との間で切り替えが生じる場合にみられるノイズ（グリッチ）は、時間軸と対称的に起きる。もしＴ（Ｚ１，Ｚ２）が、状態１から状態２に遷移したときに発生したノイズに対応しているならば、これはＴ（Ｚ１，Ｚ２）＝−Ｔ（Ｚ２，Ｚ１）であることを意味する。もし妨害電圧Ｖｓｔｏｒの振幅に対応した補償電圧Ｖｃｏｍｐが符号反転して供給されているならば、同調電圧Ｖｔｕｎｅに対する及び発振器３の実際の周波数に対する該ノイズの負の影響はなくなる。いくつかのノイズが同時又は連続して起こる場合も同じ原則が適用されうる。妨害補償は、ここでは妨害と関連した補償電圧Ｖｃｏｍｐの同期的な発生により行う。このために図３は送信／受信ユニットの典型的なプロセスを示し、ここでシステムが送信状態「Ｔｘ」から既定の高い受信ゲインをもつ「ＣＣＡ」状態へ切り替えられる。ＡＧＣ動作は続いて開始し、その後実際の受信動作「Ｒｘ」となる。受信動作「Ｒｘ」のあとで再び新たに「ＣＣＡ」状態となり、さらなるデータパケットの送信のために再び送信状態「Ｔｘ」となる。ある動作状態から次の状態に遷移する間にいつも妨害が起きるが、この妨害に関連した補償電圧Ｖｃｏｍｐを発生させることを通じて本発明による方法により該妨害は補償される。
【００３６】
妨害事象に関連した補償電圧Ｖｃｏｍｐを発生させるために、関連する妨害電圧Ｖｓｔｏｒが決定されなければならない。これは、最終的なシステムにおける妨害電圧Ｖｓｔｏｒを測定する方法及び装置を必要とする。可能な一実施例が図４に示されている。この測定方法は、例えば温度変化又は他の影響によりドリフトする動作パラメータが追跡されねばならないので、好ましくは通常の機能を阻害すべきではない。起こる妨害事象は典型的に制御時間の経過に続いて位相同期ループにより補償されるので、同調電圧Ｖｔｕｎｅの違いは、補償値の目安として又は誤り判定規準として位相同期ループの制御時間の前及び後の両方に利用されうる。適切に補償がおこなわれたならば、ある状態から別の状態へと遷移する間に同調電圧Ｖｔｕｎｅにおいて理想的には変化が観測されないべきである。妨害事象の前及び位相同期ループによる過渡応答の後に測定されたＶｔｕｎｅの値の違いは、もしそれぞれの測定における定数が変化しないままだとすれば、起きる妨害電圧に比例する。
【００３７】
補償電圧Ｖｃｏｍｐは同調電圧Ｖｔｕｎｅよりも小さいので、電圧における変化のみが測定されるはずである。あらゆる事象においてＶｔｕｎｅにおける変化は小さいので、十分な増幅が必要とされる。適した測定回路は、図４で示され、Ｃ２が仮想接地端子に接続され、それは反転演算増幅器６により生成されている。
【００３８】
演算増幅器６は、入力及び出力に対する動作電圧限界まで働くことができて入力電流が小さいＣＭＯＳのrail-to-railタイプであるべきである。電圧ゲインは交流電圧信号に対してｎであり、例えばｎ＝１００とする。浮動直流電圧上限は、逆並列ダイオードにより制限される。妥当な基準電圧は、Ｖｒｅｆ＝０．７５Ｖで、アナログデジタル変換器構成（ＡＤＣ）に対して０から１．５Ｖのオーダーの入力電圧となる。
【００３９】
補償電圧Ｖｃｏｍｐは、アナログデジタル変換器ユニット７の２つのＡＤＣサンプル間の違いを計算することにより測定され、その際に、第１サンプルは妨害事象の時間付近に決定され、第２サンプルは位相同期ループによる過渡応答（ループフィルタ２により識別される）に続いて決定される。この違いは、Ｒ２及びＲ３により形成されるローパスフィルタがメインループフィルタよりも実質的に高い臨界周波数を持つならば、Ｖｔｕｎｅの違いに近いＣ１における電位差に比例する。
【００４０】
ＯＰ−ＡＭＰ６は、Miklos Herpyによる「Analoge integrierte Schaltungen」(Franzis Verlag 1979, ISBN 3-7723-6152-8)という書籍に記載されたタイプのようなネガティブフィードバック反転増幅器６として動作される。ＯＰ−ＡＭＰのネガティブフィードバックにおけるＲＣ素子のインピーダンスはＺ２＝ｎＲ１＋ｎ／（ｊωＣ２）であり、反転入力前は
Ｚ１＝Ｒ１＋１／（ｊωＣ２）
それゆえ交流電圧ゲインはおよそ
ｖ＝−Ｚ２／Ｚ１＝−ｎ
であり、特に周波数に依存していない。ネガティブフィードバックは、ＯＰ−ＡＭＰ６の反転入力における電位が非反転入力における電位すなわちＶｒｅｆ＝０．７５Ｖと実質的に同一であることを保証する働きをするので、位相同期ループのループフィルタ２の振る舞いは、この検出回路によってはほとんど影響されない。図２における当初のフィルターに対して付加的となる、この直流電圧はコンデンサＣ２により阻止され、動的な振る舞いを変化させない。
【００４１】
図５は、ＴＤ−２ ＲＦ構造における方法を実施する本発明による装置の更なる変形例を示す。ＴＤ−２ ＲＦはスーパーヘテロダインアーキテクトに基づくので、常に２つの位相同期ループ（ＩＦ及びＲＦ）が送信（Ｔｘ）及び受信（Ｒｘ）動作に含まれる。例えば図４に示された回路は、図５において２回構成されている。ＴＤ−２ ＢＢは、妨害電圧を補償するために使われる２つのＳｉｇｍａ／ＳｅｌｔａＤＡＣを持つ。該ＴＤ ２ＢＢは更にＲＳＳＩ測定をするＡＤＣをサポートしており、該ＡＤＣはＴＤ−２ ＲＦに接続され、アナログ多重化装置は簡素な差分変換器を介してＡＤＣに切り替えられる２つの入力を持つ。
【００４２】
ループフィルタ２は、位相同期ループの完全な過渡応答がおよそ２００マイクロ秒以内で達成されるように設計されている。既知の妨害事象は別として、例えば温度ドリフトにより起きる変化は同調電圧においても観測され、この変化は位相同期ループを切断させずに同調電圧Ｖｔｕｎｅに変化をもたらす。短期的効果と長期的効果とを見分けるために、ＡＤＣサンプルは、状態変化のおよそ１００マイクロ秒後に生成される。
【００４３】
厳格な要件が周波数安定のための規準に対してなされ、位相同期ループを持つような将来のＲＦチップに、妨害補償及び測定回路装置を集積させることは、有利である。付加された回路は簡素で、これ以上のエネルギーを必要としない。
【００４４】
ＶａｒＧＮＤ端子に接続される内部電流モードＤＡＣは、図６に示されるように補償のために利用されうる。この電流モードＤＡＣは制御可能な電流源として働く。ＧＮＤポテンシャルの反対側にある外部の抵抗器Ｒ３は、実効補償電圧を決定する。ＴＤ−２ＲＦの経験に基づいて、外部抵抗１０オームに対して最大出力電流０．５ｍＡの９ビットの単調なＤＡＣが使われるべきである。
【００４５】
図４に示された回路は通常、集積化するには大きすぎるコンデンサを必要とする。バッファ増幅器として更に演算増幅器ＯＰ−ＡＭＰ６が必要とされるがしかし、図６に示された回路では１ｐＦのオーダーのコンデンサＣであれば十分であり、それゆえより集積化に適している。該ＯＰ−ＡＭＰ６は直接同調電圧Ｖｔｕｎｅに接続されており、従来の非補償回路で使われているもの以外に追加のＩＣピンは使われない。第２ＯＰ−ＡＭＰ６は、交流電圧ゲインｖ＝−ｎＲ５／Ｒ５＝−ｎのネガティブフィードバック反転増幅器として利用される。
【００４６】
ネガティブフィードバックモードにおける逆並列ダイオードは、出力信号ＴＤｅｔが０から１．５Ｖの範囲に制限されるような電圧にコンデンサＣが充電されるようにさせる。
【００４７】
参照リスト
１．位相検出電荷ポンプ
２．ループフィルタ
３．電圧制御周波数発生器
４．周波数分割器
５．デジタルアナログ変換器
６．演算増幅器
７．アナログデジタル変換器ユニット
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】図１は、現状技術による位相同期ループの構成を示す。
【図２】図２は、本発明による妨害電圧補償を持つ位相同期ループの構成を示す。
【図３】図３は、送信／受信ユニットの典型的なフローチャートを示す。
【図４】図４は、妨害電圧Ｖｓｔｏｒを決定する測定装置及び本発明による妨害電圧補償を持つ位相同期ループの構成を示す。
【図５】図５は、送信／受信ユニットにおける本発明による方法の測定及び補償を実施するさらなる装置を示す。
【図６】図６は、電気回路に集積化するのにふさわしい本発明による方法を実施するさらなる一実施例を示す。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧制御周波数発生器を有する位相同期ループにおける妨害を補償する方法であって、該周波数発生器は、同調電圧Ｖｔｕｎｅを介して公称周波数に同調され、該周波数発生器の実際の周波数は周波数比較により基準周波数と比較され、もし該周波数比較を介して偏差が見つかったならば同調されるような方法であって、妨害の場合、前記同調電圧Ｖｔｕｎｅは妨害事象に依存した妨害電圧Ｖｓｔｏｒにより変化され、したがって前記公称周波数から逸脱した周波数が発生され、該周波数が前記位相同期ループによって再び補正されるような方法において、もし既知の妨害事象が起きたならば、前記妨害電圧Ｖｓｔｏｒを補償する電圧Ｖｃｏｍｐが該妨害電圧Ｖｓｔｏｒに同期して符号反転して発生され、該妨害電圧Ｖｓｔｏｒに重畳されることを特徴とする方法。
【請求項２】
関連した前記補償電圧Ｖｃｏｍｐがすべての可能性のある前記既知の妨害事象の測定動作で決定され、この測定値が補償テーブルに格納されることを特徴とする、請求項1に記載の方法。
【請求項３】
当該装置が動作させられるとき及び／又は動作中に、前記測定動作及び前記補償テーブルへの前記電圧値の格納がおこなわれることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記補償テーブルに保存される前記関連した補償電圧値が、妨害電圧Ｖｓｔｏｒを発生させる既知の妨害事象の前に読み出され、該補償電圧値を用いて前記補償電圧Ｖｃｏｍｐが、該妨害電圧の発生と同期して制御されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
電圧制御周波数発生器を有する位相同期ループにおける妨害を補償する装置であって、該周波数発生器はＶｔｕｎｅ入力及びＶａｒＧＮＤ端子を持ち、該電圧制御周波数発生器のＶａｒＧＮＤ端子は制御可能な電圧源に接続されていることを特徴とする装置。
【請求項６】
前記制御可能な電圧源が、前記ＶａｒＧＮＤ端子及び前記ＧＮＤポテンシャルの間に接続された抵抗器、並びに該ＶａｒＧＮＤ端子及び該抵抗器の間に接続された制御可能な電流源を有することを特徴とする、請求項５に記載の装置。
【請求項７】
前記電圧制御周波数発生器の前記ＶａｒＧＮＤ端子が、補償電流を発生するデジタルアナログ変換器に接続され、このデジタルアナログ変換器が、送信／受信切り替えスイッチを介して２つのレジスタに接続されていることを特徴とする、請求項６に記載の装置。
【請求項８】
前記ＶａｒＧＮＤ端子が電圧分割器を介して前記制御可能な電圧源に接続され、その場合に、該電圧分割器は第１部分抵抗器を介して該制御可能な電圧源に接続され、直列に接続された第２部分抵抗器は前記ＧＮＤポテンシャルに接続され、該第１部分抵抗器との接続部で該ＶａｒＧＮＤ端子は該第２部分抵抗器に接続されることを特徴とする、請求項５に記載の装置。
【請求項９】
基準クロックが第１位相検出器入力を介して印加されるような位相検出電荷ポンプが配設され、この位相検出電荷ポンプの出力がループフィルタを介して電圧制御周波数発生器の入力に接続され、この電圧制御周波数発生器の出力が周波数分割器を介して第２位相検出器入力に接続され、更に測定回路が配設され、前記ループフィルタは、入力端に第１コンデンサ、出力端に第３コンデンサ、該ループフィルタの入力と出力との間に配置された第２抵抗器並びに該入力に接続されると共に第１抵抗器及び第２コンデンサを有する直列回路を有しており、該直列回路の該第２コンデンサは前記測定回路の入力に接続されており、該測定回路の入力が仮想接地端子を形成することを特徴とする、請求項５乃至８の何れか一項に記載の装置。
【請求項１０】
前記測定回路がネガティブフィードバック反転演算増幅器装置及びアナログデジタル変換器ユニットを有することを特徴とする、請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
測定回路が前記電圧制御周波数発生器のＶｔｕｎｅ入力に接続され、該測定回路はバッファ増幅器として働く第１演算増幅器を有し、該演算増幅器の出力が第１抵抗器及びコンデンサを介して第２演算増幅器の反転入力に接続され、この第２演算増幅器はネガティブフィードバック反転増幅器として働き、該第２演算増幅器の非反転入力は基準電圧に接続され、該第２演算増幅器の出力は２つの逆並列ダイオードを介して反転入力に帰還され、該第２演算増幅器の出力は更に、第２抵抗器を介して該第１抵抗器と前記コンデンサとの接続部に接続され、該第２演算増幅器の出力は電圧を出力するＴＤｅｔ端子を持つことを特徴とする、請求項５乃至８の何れか一項に記載の装置。
【請求項１】
電圧制御周波数発生器を有する位相同期ループにおける妨害を補償する方法であって、該周波数発生器は、同調電圧Ｖｔｕｎｅを介して公称周波数に同調され、該周波数発生器の実際の周波数は周波数比較により基準周波数と比較され、もし該周波数比較を介して偏差が見つかったならば同調されるような方法であって、妨害の場合、前記同調電圧Ｖｔｕｎｅは妨害事象に依存した妨害電圧Ｖｓｔｏｒにより変化され、したがって前記公称周波数から逸脱した周波数が発生され、該周波数が前記位相同期ループによって再び補正されるような方法において、もし既知の妨害事象が起きたならば、前記妨害電圧Ｖｓｔｏｒを補償する電圧Ｖｃｏｍｐが該妨害電圧Ｖｓｔｏｒに同期して符号反転して発生され、該妨害電圧Ｖｓｔｏｒに重畳されることを特徴とする方法。
【請求項２】
関連した前記補償電圧Ｖｃｏｍｐがすべての可能性のある前記既知の妨害事象の測定動作で決定され、この測定値が補償テーブルに格納されることを特徴とする、請求項1に記載の方法。
【請求項３】
当該装置が動作させられるとき及び／又は動作中に、前記測定動作及び前記補償テーブルへの前記電圧値の格納がおこなわれることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記補償テーブルに保存される前記関連した補償電圧値が、妨害電圧Ｖｓｔｏｒを発生させる既知の妨害事象の前に読み出され、該補償電圧値を用いて前記補償電圧Ｖｃｏｍｐが、該妨害電圧の発生と同期して制御されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
電圧制御周波数発生器を有する位相同期ループにおける妨害を補償する装置であって、該周波数発生器はＶｔｕｎｅ入力及びＶａｒＧＮＤ端子を持ち、該電圧制御周波数発生器のＶａｒＧＮＤ端子は制御可能な電圧源に接続されていることを特徴とする装置。
【請求項６】
前記制御可能な電圧源が、前記ＶａｒＧＮＤ端子及び前記ＧＮＤポテンシャルの間に接続された抵抗器、並びに該ＶａｒＧＮＤ端子及び該抵抗器の間に接続された制御可能な電流源を有することを特徴とする、請求項５に記載の装置。
【請求項７】
前記電圧制御周波数発生器の前記ＶａｒＧＮＤ端子が、補償電流を発生するデジタルアナログ変換器に接続され、このデジタルアナログ変換器が、送信／受信切り替えスイッチを介して２つのレジスタに接続されていることを特徴とする、請求項６に記載の装置。
【請求項８】
前記ＶａｒＧＮＤ端子が電圧分割器を介して前記制御可能な電圧源に接続され、その場合に、該電圧分割器は第１部分抵抗器を介して該制御可能な電圧源に接続され、直列に接続された第２部分抵抗器は前記ＧＮＤポテンシャルに接続され、該第１部分抵抗器との接続部で該ＶａｒＧＮＤ端子は該第２部分抵抗器に接続されることを特徴とする、請求項５に記載の装置。
【請求項９】
基準クロックが第１位相検出器入力を介して印加されるような位相検出電荷ポンプが配設され、この位相検出電荷ポンプの出力がループフィルタを介して電圧制御周波数発生器の入力に接続され、この電圧制御周波数発生器の出力が周波数分割器を介して第２位相検出器入力に接続され、更に測定回路が配設され、前記ループフィルタは、入力端に第１コンデンサ、出力端に第３コンデンサ、該ループフィルタの入力と出力との間に配置された第２抵抗器並びに該入力に接続されると共に第１抵抗器及び第２コンデンサを有する直列回路を有しており、該直列回路の該第２コンデンサは前記測定回路の入力に接続されており、該測定回路の入力が仮想接地端子を形成することを特徴とする、請求項５乃至８の何れか一項に記載の装置。
【請求項１０】
前記測定回路がネガティブフィードバック反転演算増幅器装置及びアナログデジタル変換器ユニットを有することを特徴とする、請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
測定回路が前記電圧制御周波数発生器のＶｔｕｎｅ入力に接続され、該測定回路はバッファ増幅器として働く第１演算増幅器を有し、該演算増幅器の出力が第１抵抗器及びコンデンサを介して第２演算増幅器の反転入力に接続され、この第２演算増幅器はネガティブフィードバック反転増幅器として働き、該第２演算増幅器の非反転入力は基準電圧に接続され、該第２演算増幅器の出力は２つの逆並列ダイオードを介して反転入力に帰還され、該第２演算増幅器の出力は更に、第２抵抗器を介して該第１抵抗器と前記コンデンサとの接続部に接続され、該第２演算増幅器の出力は電圧を出力するＴＤｅｔ端子を持つことを特徴とする、請求項５乃至８の何れか一項に記載の装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公表番号】特表２００７−５１５１２０（Ｐ２００７−５１５１２０Ａ）
【公表日】平成１９年６月７日（２００７．６．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−５４４６４９（Ｐ２００６−５４４６４９）
【出願日】平成１６年１２月１０日（２００４．１２．１０）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＩＢ２００４／０５２７５６
【国際公開番号】ＷＯ２００５／０６２４７１
【国際公開日】平成１７年７月７日（２００５．７．７）
【出願人】（５９００００２４８）コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ (12,071)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成１９年６月７日（２００７．６．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年１２月１０日（２００４．１２．１０）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＩＢ２００４／０５２７５６
【国際公開番号】ＷＯ２００５／０６２４７１
【国際公開日】平成１７年７月７日（２００５．７．７）
【出願人】（５９００００２４８）コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ (12,071)
【Ｆターム（参考）】
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