電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置
【課題】本発明は、アーク放電を停止し、電力再投入時の過大電力の印加も防ぎ、地絡事故に対して迅速に対処できる電源、スパッタ電源及びスパッタ装置を提供する。
【解決手段】本発明の一態様によれば、インダクタにより平滑した順方向の直流電力を負荷に対して出力して定常運転を行い、前記負荷のインピーダンスの低下が生ずると前記負荷に対する前記順方向の直流電力の出力を遮断する遮断動作を行う電源であって、前記遮断動作が実行されると前記インダクタを流れる電流は前記負荷を含まない迂回路を流れ、前記迂回路の中に設けられ、前記定常運転においても前記遮断動作が実行された場合にも前記インダクタを流れる電流を測定するインダクタ電流センサと、前記迂回路の外側に設けられ、前記負荷に対して出力される電流を測定する出力電流センサと、を備えたことを特徴とする電源が提供される。
【解決手段】本発明の一態様によれば、インダクタにより平滑した順方向の直流電力を負荷に対して出力して定常運転を行い、前記負荷のインピーダンスの低下が生ずると前記負荷に対する前記順方向の直流電力の出力を遮断する遮断動作を行う電源であって、前記遮断動作が実行されると前記インダクタを流れる電流は前記負荷を含まない迂回路を流れ、前記迂回路の中に設けられ、前記定常運転においても前記遮断動作が実行された場合にも前記インダクタを流れる電流を測定するインダクタ電流センサと、前記迂回路の外側に設けられ、前記負荷に対して出力される電流を測定する出力電流センサと、を備えたことを特徴とする電源が提供される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置に関し、特に、順方向に電圧を印加した状態においてアーク放電などの突発的な短絡電流が発生した場合に、これを遮断するために逆方向に電圧を印加可能な電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
各種のプラズマ応用機器や、マイクロ波などの電磁波発生器、電力スイッチング装置などにおいて、電源の運転中に負荷側で突発的なインピーダンスの低下が生ずることがある。このインピーダンスの低下は、負荷側で、短絡的な突発電流が流れることなどによる。このような突発電流が生ずると機器の動作に弊害をもたらす場合が多いため、突発電流を確実且つ迅速に遮断する回路が必要とされる場合が多い。
【０００３】
以下、このような電源の具体例として、薄膜形成に用いるスパッタ用電源を例に挙げて説明する。
【０００４】
図１６は、ＤＣ（direct current）スパッタ装置の要部構成を表す模式図である。このスパッタ装置は、真空チャンバ１０１とスパッタ用ＤＣ電源１１０とを有する。電源１１０の陽極は、接続ケーブル１２０Ａを介してチャンバ１０１に接続され、接地電位とされている。一方、電源１１０の陰極は、接続ケーブル１２０Ｂを介して、チャンバ１０１の内部に設けられたスパッタ・ターゲット１０４に接続されている。そして、チャンバ１０１の内部には、薄膜を堆積する基板１００が設置される。
【０００５】
成膜に際しては、まず、真空排気ポンプ１０６によりチャンバ１０１内を真空状態にし、ガス供給源１０７からアルゴン（Ａｒ）などの放電ガスを導入してチャンバ内を所定の放電圧力に維持する。そして、電源１１０によりターゲット１０４とチャンバ１０１との間に電界を印加し、グロー放電１０８を発生させる。すると、放電空間において生成されたプラズマ中の正イオンがターゲット１０４の表面に衝突し、ターゲット１０４の原子をはじき出す。このようなスパッタ現象を利用することにより、ターゲット１０４の材料からなる薄膜を基板１００の上に形成することができる。
【０００６】
しかし、このようなスパッタ動作中に、チャンバ１０１内での放電が停止する場合がある。例えば、ガス供給源１０７から供給されるガスとポンプ１０６による排気速度とのバランスが変動したような場合、放電条件が満たされなくなると放電が停止してプラズマが消失することがある。放電が停止すると、スパッタ電流が流れなくなり、負荷インピーダンスが急激に上昇する。従って、電源１１０は、このような負荷インピーダンスの急激な上昇に対して柔軟に対応できる構造を有する必要がある。
【０００７】
また一方、スパッタ動作中に、チャンバ１０１内でアーク放電１５０が生ずる場合がある。このようなアーク放電１５０は、ターゲット１０４の近傍において生ずる場合が比較的多いが、基板１００の近傍において生ずる場合もある。そして、このようなアーク放電１５０が生ずると、局所的に大電流が流れるために、チャンバの負荷インピーダンスが低下し、ターゲット１０４や基板１００に損傷が生ずる。
【０００８】
例えば、ターゲット１０４の側でアーク放電１５０が生ずると、ターゲット１０４の微小領域に大電流が集中するために、その部分から瞬間に大量の被着材料が放出される。この現象は「スプラッシュ」などと称され、基板１００の表面に被着材料の粒子が飛び散るために、被害を受けてしまう。
【０００９】
一方、基板１００の側にアーク放電１５０が生じた場合にも、基板１００が損傷を受けて不良品になってしまう場合が多い。
【００１０】
従って、このようなアーク放電が発生した場合に、迅速且つ確実にアークを消弧できるアーク遮断機能を有するスパッタ用電源が必要とされている。
【００１１】
例えば、特許文献１乃至３には、アーク放電が発生すると、順方向電力の出力を遮断してアーク放電を消弧する電源が開示されている。
【００１２】
図１７は、このようなスパッタ用電源の一例を表す模式図である。
【００１３】
この電源は、制御された直流電流を出力する電源部ＤＣＰＦと整流インダクタＬ０とスイッチング部Ｑと遮断回路ＡＳとを有する。
【００１４】
この電源は、コンピュータやシーケンサなどの上位の制御装置ＭＣＵからの起動信号（RUN）に応じて、電力の出力の有無が制御される。また、制御装置ＭＣＵからの電力設定信号（Ｐset）に応じてフィードバック制御を行い、適切な電流を出力する。
【００１５】
スパッタの開始時には、スイッチング部Ｑを開いた状態で、電源部ＤＣＰＦから直流電力をターゲット１０４及びチャンバ１０１に印加し、プラズマを点火する。
【００１６】
一方、スパッタ中にアーク放電が発生すると、チャンバの負荷インピーダンスが低下する。すると、遮断回路ＡＳが、出力電圧の低下あるいは電流の増加としてこれを検出し、スイッチング部Ｑを閉じることにより電源部ＤＣＰＦからの出力を短絡して、チャンバへの出力を遮断する。遮断回路ＡＳは、所定の時間だけスイッチング部Ｑを閉じた後に、再びスイッチング部Ｑを開いて、チャンバへの電力の出力を再開させる。 そして、ここでアーク放電が消弧している場合には、そのままスパッタを再開する。一方、ここでアーク放電が消弧していない場合には、遮断回路ＡＳは再びスイッチング部Ｑを閉じて遮断動作を繰り返す。このようにして、アーク放電がなくなるまで、スイッチング部Ｑの開閉が繰り返される。
【００１７】
通常のスパッタの際には、２ミリ秒を超えるような長い連続アークは観察されないことが多い。そして、図１７に表した電源によれば、チャンバ内で生ずる通常のアーク放電をほぼ確実に遮断することが可能である。
【００１８】
【特許文献１】特開平１０−２９８７５４号公報
【特許文献２】特開平１０−２９８７５５号公報
【特許文献３】特開２００２−２３５１７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
しかし、図１７に例示した電源の場合、アーク放電を検出してから遮断動作に入るまでの時間に遅延が生ずると、チャンバ内でのアーク放電による被害が大きくなる場合がある。
【００２０】
また、アーク遮断動作の後に、順方向電力を再投入する時に、過大な電力を投入すると、アーク放電が再発する場合もあり得る。またこれと同様に、プラズマの点火までの待ち時間が長いと、電源に対する点火時の指令電流値が大きくなり、オーバーシュート状態になることもあり得る。
【００２１】
また一方、電源内部の高電圧部分などにおいて、「地絡事故」すなわちグラウンドへの短絡が生じて電流が外部にリークした場合、これを正常なチャンバ電流と区別できないと、短絡電流を流しつづけてしまうという問題もある。
【００２２】
本発明は、かかる課題の認識に基づいてなされたものであり、その目的は、アーク放電を迅速且つ確実に停止し、電力再投入時の過大電力の印加も防ぎ、地絡事故に対して迅速に対処できる電源、スパッタ電源及びスパッタ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
一方、本発明の電源は、インダクタにより平滑した順方向の直流電力を負荷に対して出力して定常運転を行い、前記負荷のインピーダンスの低下が生ずると前記負荷に対する前記順方向の直流電力の出力を遮断する遮断動作を行う電源であって、
前記遮断動作が実行されると前記インダクタを流れる電流は前記負荷を含まない迂回路を流れ、
前記迂回路の中に設けられ、前記定常運転においても前記遮断動作が実行された場合にも前記インダクタを流れる電流を測定するインダクタ電流センサと、
前記迂回路の外側に設けられ、前記負荷に対して出力される電流を測定する出力電流センサと、
を備えたことを特徴とする。
【００２４】
上記構成によれば、アーク放電を迅速且つ確実に停止し、電力再投入時の過大電力の印加も防ぐことができる電源を提供することができる。
【００２５】
ここで、前記定常運転においては、前記出力電流センサによる測定結果に基づいて前記インダクタを流れるべき電流の目標値を計算し、前記インダクタ電流センサによる測定結果が前記目標値に合致するように前記インダクタを流れる電流を制御するものとすることができる。
【００２６】
また、前記遮断動作が開始された場合は、その直前の前記目標値をホールドし、前記インダクタ電流センサによる測定結果が前記ホールドされた目標値に合致するように前記インダクタを流れる電流を制御するものとすることができる。
【００２７】
また、前記定常運転において、前記インダクタ電流センサにより測定した電流値と、前記出力電流センサにより測定した電流値と、の差または比率が一定の範囲を超えた場合に、前記順方向の直流電力の出力を停止する停止処理を行うものとすることもできる。
【００２８】
この場合、前記インダクタ電流センサは、前記負荷に対する出力端子のうちの接地電位に近いほうの出力端子と、前記迂回路の中で接地電位との電位差がもっとも大きい部分と、の間に設けられたものとすることができる。
【００２９】
また、前記出力電流センサは、前記負荷に対する出力端子のうちの接地電位からより遠いほうの出力端子と、前記迂回路の中で接地電位との電位差がもっとも大きい部分と、の間に設けられたものとすることができる。
【００３０】
また、前記遮断動作が実行されている間は、前記停止処理を実行しないものとすることができる。
【００３１】
また、前記停止処理を実行した後に、一定の時間が経過したら、前記順方向の直流電力の出力を再開するものとすることができる。
【００３２】
また、前記遮断動作において、前記負荷に対して前記順方向とは逆の方向の電圧を出力するものとすることができる。
【００３３】
一方、本発明のスパッタ用電源は、ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタ用電源であって、上記いずれかの電源を備え、前記順方向の電力を前記ターゲットに与えて前記スパッタを実施可能としたことを特徴とする。
【００３４】
または、本発明のスパッタ用電源は、ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタ用電源であって、上記いずれかの電源を備え、前記順方向の電力を前記ターゲットに与えて前記スパッタを実施可能とし、前記インピーダンスの低下は、前記スパッタの際のアーク放電の発生によるものであることを特徴とする。
【００３５】
一方、本発明のスパッタ装置は、上記のいずれかのスパッタ用電源と、前記ターゲットを収容可能とし大気圧よりも減圧された雰囲気を維持可能な真空チャンバと、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３６】
本発明によれば、アーク放電を迅速且つ確実に停止し、電力再投入時の過大電力の印加も防ぎ、地絡事故に対して迅速に対処できる電源、スパッタ電源及びスパッタ装置が提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００３８】
（第１の実施の形態）
まず、本発明の第１の実施の形態として、アーク放電の発生を検出すると、極めて迅速にアーク遮断動作を開始できる電源について説明する。
【００３９】
図１は、本実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【００４０】
また、図２は、本発明者が本実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。
【００４１】
以下、まず図２に表した比較例の電源について説明する。
【００４２】
この電源は、直流電源ＤＣ１とトランジスタＱ１〜Ｑ４とを共有した２つのインバータ出力を有する。すなわち、第１のインバータＩＮＶ１は、直流電源ＤＣ１、トランジスタＱ１〜Ｑ４、トランスＴ１及び整流器ＤＢ１を有し、第２のインバータＩＮＶ２は、直流電源ＤＣ１、トランジスタＱ１〜Ｑ４、トランスＴ１及び整流器ＤＢ２を有する。これらインバータの出力電流は、インダクタＬ１及びＬ２によりそれぞれ平滑化されてチャンバ１０１及びターゲット１０４に供給される。
【００４３】
一方、電源の出力側には、アークセンサ（Ａsen1）が設けられている。アークセンサは、出力電圧の低下により「アーク放電」を検出する。そして、その検出出力は、ワンショット・タイマＴＭＲ１及びＴＭＲ２に入力される。これらタイマからの制御信号は、電流検出信号（current）とともにアンド・ゲートに入力され、その出力信号（arc信号、ack信号）によりフォトカプラ （ＰＣ１１〜ＰＣ３２）を制御する。電流検出信号（current）は、電源からの出力電流に応じて、アーク判定を有効にするための制御信号である。つまり、出力電流が所定値に達すると、電流検出信号（current）がオンになり、アークセンサによる制御動作が許可される。
【００４４】
また、ワンショット・タイマＴＭＲ１は、arc信号を管理する。すなわち、ワンショット・タイマＴＭＲ１は、所定の「消弧期間」の間、arc信号をオンにするための制御信号を出力する。一方、ワンショット・タイマＴＭＲ２は、ack信号を管理する。すなわち、ワンショット・タイマＴＭＲ２は、「消弧期間」が経過した後に、所定の「復旧期間」の間、ack信号をオフにするための制御信号を出力する。
【００４５】
arc信号とack信号がいずれもオンの時に、フォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）がオンとなり、アーク遮断動作が実施される。
【００４６】
以下、スパッタプロセスにおける電源の動作を参照しつつ、この比較例の電源の構成についてさらに詳細に説明する。
【００４７】
まず、スパッタを実施する時には、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を起動し、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を閉じ、インダクタ電流を短絡する絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を開いた状態として、直流電圧をチャンバ１０１及びターゲット１０４に出力する。
【００４８】
一方、チャンバ内にアーク放電が発生すると、チャンバのインピーダンスが低下し、出力電圧が低下する。アークセンサ（Ａsen1）は、このような電圧の低下によってアーク放電を検出すると、ワンショット・タイマＴＭＲ１を起動する。ワンショット・タイマＴＭＲ１は、所定の「消弧期間」の間、オン信号を出力し、これに基づいてフォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）、アンド・ゲートを介して、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を開き、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を閉じる。
【００４９】
すると、逆電圧源ＤＣ２から絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ１、逆方向アーク防止用ダイオードＤＡ１、ＤＡ２、チャンバ、逆電圧源ＤＣ２の経路で逆電圧がチャンバに印加され、アーク電流が急速遮断される。またこの時、インダクタＬ１、Ｌ２を流れていた電流は、それぞれダイオードＤ１と絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ダイオードＤ２と絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ２の閉回路により保存される。
【００５０】
逆電圧を出力する「消弧期間」は、ワンショット・タイマＴＭＲ１の動作時間により管理される。「消弧期間」の終了と同時に、ワンショット・タイマＴＭＲ２が起動する。ワンショット・タイマＴＭＲ２は、「復旧期間」の間、ack信号をオフにするための制御信号を出力する。つまり、「復旧期間」の間は、アークの検出の有無に係らずフォトカプラ（ＰＣ１２、ＰＣ２２、ＰＣ３２）はオフとされる。すると、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２が開かれ、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６が閉じられて、順方向電流（スパッタするための電流方向）が出力される。
【００５１】
ワンショット・タイマＴＭＲ２が停止すると「復旧期間」は終了し、ワンショット・タイマＴＭＲ１の動作前の状態に戻って、再度アーク放電を検知したら上述のアーク遮断動作を繰り返す。一方、アーク放電を検知しなければ、そのままスパッタ電流の出力を継続する。
【００５２】
以上説明した比較例の電源において、アーク放電による被害を小さくするには、アーク放電の発生から出力電流の遮断までの時間（アーク応答時間）を短くしなければならない。ところが、図２に表した比較例の電源の場合、複数の絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ（ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２）に対して同期と絶縁とを確保するため、アーク放電を検出した信号がフォトカプラＰＣ１１〜ＰＣ３２を介して伝達される。しかし、このような回路構成においては、フォトカプラの信号伝達時間（約１マイクロ秒）だけアーク応答時間が長くなり、アーク放電の被害が大きくなる場合がある。
【００５３】
そこで、本発明者は、図１に例示したような電源を発明するに至った。
【００５４】
すなわち、図１と図２とを比較すれば分かるように、新たにアークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）を設け、フォトカプラを介さずにスイッチング素子やＩＧＢＴを制御するようにしている。以下、フォトカプラを介して信号伝達を行うアークセンサを「統括アークセンサ」と称し、フォトカプラを介さず信号伝達を行うアークセンサを「個別アークセンサ」と称することとする。
【００５５】
これら個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）と統括アークセンサ（Ａsen1）の検出しきい値は、異なるように設定することができる。すなわち、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）がアーク放電を検出する状態（範囲）では、統括アークセンサ（Ａsen1）もアーク放電を検知するように設定しておくとよい。
【００５６】
例えば、個別アークセンサは、チャンバへの出力電圧がマイナス１５０ボルト以上（絶対値で１５０ボルト以下）の時に「アーク放電」と判定する。これに対して、統括アークセンサは、出力電圧がマイナス１８０ボルト以上（絶対値で１８０ボルト以下）の時に「アーク放電」と判定するように設定することができる。すなわち、統括アークセンサのほうが個別アークセンサよりも先にアークを検出するようにすることができる。この点については、後に詳述する。
【００５７】
個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）は、同一電源で動作するスイッチング素子及び絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ毎に設けられている。そして、これらセンサからの出力に基づいて動作する制御回路は、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）から検出出力と、フォトカプラ（ＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１）からの出力との論理和に基づいて動作する。
【００５８】
ただし、両者の間では、信号伝達の応答時間が異なる。つまり、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）は、フォトカプラを介さずに信号伝達するので、応答時間が短いが、統括アークセンサ（Ａsen1）は、フォトカプラ（ＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１）を介して信号伝達を行うので、応答時間が長い。 一方、統括アークセンサ（Ａsen1）は、「アーク放電」と判定すると、ワンショット・タイマＴＭＲ１を動作させて「消弧期間」の間は遮断信号（arc）を出力し、その後、ワンショット・タイマＴＭＲ２を動作させて「復旧期間」の間、ack信号を停止する。
【００５９】
図１の電源においては、フォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）からの出力と、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）からの検出出力とをそれぞれ論理回路において論理演算することにより、以下のようにアーク遮断の動作を実行する。
【００６０】
（１）統括アークセンサ（Ａsen1）がアーク放電を検出しフォトカプラ（ＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１）からアーク遮断のための制御信号が出力された時は、アーク遮断動作を行う。
【００６１】
（２）フォトカプラ（ＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１）からアーク遮断のための制御信号が出力される前であっても、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）がアーク放電を検知して検出信号が出力された時には、アーク遮断動作を行う。
【００６２】
（３）統括アークセンサ（Ａsen1）により起動されるワンショット・タイマＴＭＲ２が管理する「復旧期間」の間は、統括アークセンサ（Ａsen1）及び個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）がアーク放電を検知してもアーク遮断動作をしない。
【００６３】
（４）電源の動作を制御する目的などにより、アーク遮断動作を禁止する場合は、各アークセンサの検知に係らず遮断動作をしない。
【００６４】
以下、本実施形態の電源の動作について、具体的な数値を例示しつつ説明する。
【００６５】
なお、以下の具体例においては、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）の検出しきい値をマイナス１５０ボルト、統括アークセンサ（Ａsen1）の検出しきい値をマイナス１８０ボルトとし、また、「消弧期間」と「復旧期間」はそれぞれ３マイクロ秒とする。
【００６６】
まず、電源が起動する時には、電源からの出力電圧が無いと各アークセンサは「アーク放電」と判定するが、出力電流も無いので制御信号（current）が得られず、ack信号も出力されない。このため、フォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）はオフのままである。その結果として、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６はオン（ＯＮ）し、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２はオフ（ＯＦＦ）するのでインバータが起動すれば電源は直流電圧を出力する。
【００６７】
次に、プラズマの点火およびスパッタの開始までは、以下の如くである。すなわち、トランジスタＱ１〜Ｑ４のスイッチングによりインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２が起動すると、トランスＴ１とダイオードブリッジＤＢ１、ＤＢ２を介して直流電圧を出力し、徐々にチャンバ１０１へ供給される電圧が上昇する。
【００６８】
プラズマの点火電圧は、例えばマイナス２００ボルト以下であり、この時点で、アークセンサのアーク判定レベルであるマイナス１５０ボルト（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）やマイナス１８０ボルト（Ａsen1）を超過する。つまり、各アークセンサは、アーク放電を検出せず、センサからのアーク検出信号はオフになる。
【００６９】
所定の条件が成立するとチャンバ内で放電が始まり、電流が流れてプラズマが形成されてスパッタが開始される。同時に電流が流れ始め、所定の電流しきい値を超えると制御信号（current）が得られ、ack信号が出力されて、フォトカプラ（ＰＣ１２、ＰＣ２２、ＰＣ３２）がオンされるが、すでにarc信号が無いので、フォトカプラ（ＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１）がオフのままであり、順方向（スパッタを実施する電圧方向）の直流電圧・電流の出力を継続する。
【００７０】
そして、スパッタ中にアーク放電が発生した時には、以下の動作が実行される。すなわち、正常なスパッタ中の放電電圧は、マイナス４００ボルト以上（例えば、マイナス７５０ボルト程度）であるが、アーク放電が始まると短時間に負荷電圧（すなわち出力電圧）が上昇（絶対値が低下）する。出力電圧がマイナス１８０ボルトよりも上昇する（ゼロボルトに近づく）と、まず統括アークセンサ（Ａsen1）が応答して、アーク検出信号を出力し、ワンショット・タイマＴＭＲ１を起動して「消弧期間」の間、arc信号を出力する。しかし、フォトカプラＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１の信号伝達には、例えば１マイクロ秒程度の遅延が生ずる。
【００７１】
この間に出力電圧がマイナス１５０ボルトにまで到達すると、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）が応答し、アーク検出信号をオア・ゲートに出力する。オア・ゲートの出力はアンド・ゲートを介して、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を開き、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を閉じることにより、逆電圧を出力する。個別アークセンサからの出力経路には、フォトカプラが介在しないので、その信号伝達は迅速であり、極めて短時間にアーク遮断動作が開始される。従って、フォトカプラを介したアーク遮断動作よりも先に、アーク遮断動作を開始することができる。
【００７２】
一方、ワンショット・タイマＴＭＲ１により管理される「消弧期間」が終了すると、ワンショット・タイマＴＭＲ２により「復旧期間」の間、ack信号がオフになるので、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）の検出信号に係らず、順方向の電流出力が再開される。
【００７３】
そして、「復旧期間」が終了し、ack信号がオンになった時にアーク放電が連続していれば、各アークセンサが遮断指令を出して、再びアーク遮断動作を再開する。
【００７４】
一方、「復旧期間」が終了し、ack信号がオンになった時にアーク放電が無くなっていれば、チャンバ電圧は、アークセンサの検出しきい値を超えているので、各アークセンサは遮断指令を出さずスパッタを継続する。
【００７５】
以上説明したように、本実施形態によれば、アーク放電が発生してチャンバ電圧が急速に上昇すると、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）を介した制御回路によって迅速に遮断動作を開始し、一方、「消弧期間」と「復旧期間」は常に統括アークセンサ（Ａsen1）によって管理される。従って、複数のアークセンサを設けても、「消弧期間」と「復旧期間」は一定に維持され、動作タイミングの「ずれ」などが生ずることがなくなる。
【００７６】
すなわち、複数のアークセンサを設けた場合、現実には、それぞれのアークセンサの個体差に応じて、検出しきい値に「ばらつき」が生ずることが多い。これに対して、本実施形態によれば、「消弧期間」と「復旧期間」を管理するワンショット・タイマを共通化することにより、動作タイミングを統一することができる。
【００７７】
図３は、通常のアーク放電が発生した時の出力電圧の変化を表すグラフ図である。
【００７８】
また、図４は、このようなアーク放電が発生した場合の本実施形態の電源の動作を表す模式図である。
【００７９】
すなわち、正常なスパッタ時には、例えば、マイナス７５０ボルト程度の電圧が出力されている。これに対して、アーク放電が発生すると、電圧は例えばマイナス８０ボルト程度にまで急激に上昇（絶対値が低下）する。そして、まず統括アークセンサ（Ａsen1）の検出しきい値（例えば、マイナス１８０ボルト）を超え、さらに個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）の検出しきい値（例えば、マイナス１５０ボルト）を超える。ただし、図３に表したようなアーク放電の場合、電圧の上昇は急激であるため、これらアークセンサによる検知タイミングは、非常に接近している。
【００８０】
統括アークセンサ（Ａsen1）が電圧の低下を検出すると、ワンショット・タイマＴＭＲ１を起動させることにより、「消弧期間」の計測が開始される。同時に、フォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）を介した遮断動作（逆方向電圧の出力）が開始されるが、この時に、フォトカプラの動作には遅延が生ずる。
【００８１】
これに対して、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）は、アーク放電を検出するとフォトカプラを介さずに遮断動作を開始する。その結果として、統括アークセンサよりも先に、チャンバに対して迅速に逆方向電圧を印加し、アーク放電を迅速に遮断できる。
【００８２】
一方、「消弧期間」と「復旧期間」の管理は、統括アークセンサに接続されたワンショット・タイマＴＭＲ１、ＴＭＲ２により行われるため、これら複数のアークセンサを設けても動作タイミングに「ずれ」が生ずることはない。
【００８３】
なお、図３に例示したように、チャンバ電圧が急速に上昇（絶対値が低下）するアーク放電は、例えば、アルミニウムをはじめとした各種の金属をスパッタする場合などに生ずることが多い。そして、このようなスパッタは、例えば、２０〜３０ｋＷ程度の大きな電力を投入する場合が多く、アーク放電の被害も大きいので、迅速に消弧することが望まれる。本実施形態によれば、個別アークセンサにより遮断動作を極めて迅速に開始できる点で、特に顕著な効果が得られる。
【００８４】
一方、スパッタ中に電圧が徐々に上昇（電圧の絶対値が徐々に低下）する「異常放電」が生ずることがある。
【００８５】
図５は、異常放電が生じた時の電圧変化を例示するグラフ図である。
【００８６】
また、図６は、このような異常放電が生じた場合の本実施形態の電源の動作を表す模式図である。
【００８７】
例えば、ＳｉＯ２などをスパッタする場合、図５に例示したように、電圧が徐々に上昇することがある。この上昇の時間は、例えば、２０ミリ秒程度と比較的長い場合がある。このような「異常放電」が生じた場合には、まず、統括アークセンサ（Ａsen1）が電圧の異常を検出し、「消弧期間」の計測を開始させると同時にフォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）を介した遮断動作を開始する。
【００８８】
そして、チャンバ電圧がさらに上昇すると、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）が電圧の異常を検出し、遮断動作を開始する。しかし、図５に例示したようにチャンバ電圧の上昇速度が小さい場合には、統括アークセンサによる逆電圧の出力のほうが先に開始される。つまり、図３及び図４に表したように電圧が急速に変化する場合とは、動作の順序が逆になる。
【００８９】
一般に、統括アークセンサや個別アークセンサの検出感度には、個体差などに起因する「ばらつき」などが含まれる場合がある。このような場合、図５に例示したように電圧がゆっくり変化すると、それぞれのセンサによる遮断動作のタイミングが大きくずれる虞がある。センサ毎に遮断動作のタイミングが大きくずれると、電源の動作が不安定になる場合もある。
【００９０】
これに対して、統括アークセンサのほうが個別アークセンサよりも先に異常放電を検知するように検知レベルを設定しておけば、図５に例示したように電圧がゆっくり変化したような場合に、統括アークセンサによる遮断動作を先に実行させることができる。その結果として、センサ毎の動作タイミングのばらつきによる問題を解消することができる。また、このような場合にも、「消弧期間」と「復旧期間」は統括アークセンサにより管理され、動作タイミングに「ずれ」が生ずることはない。
【００９１】
また、図５に例示したような「異常放電」は、ＳｉＯ２などを、例えば２〜３ｋＷ程度の比較的低い投入電力でスパッタする場合に生ずることが多い。従って、このような場合には、フォトカプラの遅延を含んだ遮断動作を用いても放電の被害が比較的少なくて済む。
【００９２】
以上説明したように、本実施形態によれば、フォトカプラを介さない遮断動作を行う個別アークセンサを付加し、さらに、「消弧期間」と「復旧期間」の管理は共通のワンショット・タイマで行うことにより、迅速且つ統一のとれた遮断動作を行う電源を提供することができる。
【００９３】
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態として、アーク遮断動作の後に順方向電力を再投入する際に、過電力の投入を防ぐことができる電源について説明する。
【００９４】
図７は、本実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【００９５】
また、図８は、本発明者が本実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。図７及び図８については、図１乃至図６に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
【００９６】
以下、まず図８に表した比較例の電源について説明する。
【００９７】
この電源も、第１実施形態に関して前述したものと同様に、２つのインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２からの順方向直流出力をチャンバに出力してスパッタを行うものである。
【００９８】
また、出力電力は帰還制御される。すなわち、出力電圧センサ（Ｖsen）と出力電流センサ（Ｃsen1）とによりそれぞれ出力電圧と出力電流を計測し、これらを積算回路ＭＴＬにおいて積算することにより実際の出力電力を得る。そして、この出力電力値と、これとは別に上位の制御装置（図示せず）から入力した設定値（Ｐset）と、を電力比較回路（Ｐerr）において比較することにより、指令電流値を計算する。そして、この指令電流値と、電流センサ（Ｃsen1）からの計測値とを電流比較回路（Ｃerr）において比較し、ＰＷＭ回路（ＰＷＭ）に入力することによりインバータのＰＷＭ(pulsewidth modulation）制御を行う。
【００９９】
さて、スパッタ中にアーク放電が発生するとチャンバ１０１の電圧が低下する。アークセンサ（Ａsen）は、この出力電圧の低下によってアーク放電を検出すると、まず、所定の「消弧期間」の間、以下に説明する動作を実行する。
【０１００】
すなわち、サンプル・ホールド・スイッチ（S&Hold）を開いて、電力比較回路（Ｐerr）から電流比較回路（Ｃerr）に至る指令電流値の出力経路を遮断する。すると、その経路に直列に接続されているホールド用コンデンサＣＨによって、直前の指令電流値が電流比較回路（Ｃerr）に出力される。
【０１０１】
また、アークセンサは、アーク放電を検出すると、図示しない制御回路によって絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を閉じ、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を開いて逆電圧源ＤＣ２から絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２、チャンバ、逆電圧源ＤＣ２の経路で逆方向電圧を出力してチャンバ電流を急速遮断する。
【０１０２】
また同時に、ダイオードＤ１と絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ダイオードＤ２と絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ２の閉回路を形成することにより、インダクタＬ１、Ｌ２の電流を保存する。
【０１０３】
以上の動作を「消弧期間」の間、実行した後に、所定の「復旧期間」の間は、アーク検出の有無に係らず絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を開いて順方向電流を出力する。「復旧期間」の後にアーク放電を検出したら、上述した「消弧期間」の動作を繰り返し、アーク放電を検知しなければそのままスパッタ電流を出力する。
【０１０４】
インダクタＬ１、Ｌ２の電流は、「消弧期間」が終わるまでの間、コンデンサＣＨにホールドされたアーク発生直前の指令電流値を目標にして定電流制御される。
【０１０５】
しかし、重大なアーク放電が発生すると、「消弧期間」と「復旧期間」を繰り返しても、放電を完全に消弧するまでに長い時間を要する場合がある。図８に表した回路構成の場合、この間の電流センサ（Ｃsen1）は、「復旧期間」の間しかインダクタの電流を監視できない。また、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２やスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６のスイッチング時の過渡応答による電流誤差を含めると、電流センサにおける測定値は、実際のインダクタ電流よりも小さくなる傾向がある。このため、コンデンサＣＨにホールドされた指令電流値に固定して定電流制御しても、「復旧期間」に流す順方向電流は大きくなる。その結果として、順方向の過電力を投入することにより、「復旧期間」においてアーク放電を再発させることがある。
【０１０６】
既に形成されているアーク発生点（ホットスポット）へ過電力を投入すると、ホットスポットの温度が急激に上昇し、周囲に飛び散る「スプラッシュ」などのアーク被害が発生しやすい。また、このような被害は、特に、複数の電源を並列接続してスパッタしたり、電源を大電力で運転したりする場合に顕著となる。
【０１０７】
そこで、本発明者は、本実施形形態に至った。
【０１０８】
以下、図７を参照しつつ、本実施形態の電源について詳細に説明する。
【０１０９】
本実施形態においては、出力電流センサ（Ｃsen1)とは別に、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）を設ける。出力電流センサ（Ｃsen1）は、アーク遮断時（「消弧期間」）に形成するインダクタ電流の保存のための閉回路と、電源出力端子と、の間に設けられている。また、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）は、アーク遮断時のインダクタ電流の保存のための閉回路内であって、且つ電源からの順方向出力時にもインダクタの電流が流れる箇所に設ける。インダクタ電流センサ（Ｃsen2）は、具体的には、インダクタＬ１またはＬ２と隣接する箇所に設けることができる。
【０１１０】
出力電流センサ（Ｃsen1）は、電源を定電力運転し、実際の出力電流をモニタする役割を有する。すなわち、電源は、この出力電流センサ（Ｃsen1) の計測データを元に、出力の定電力制御と実際の電流モニタを行う。
【０１１１】
一方、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）は、アーク遮断動作を行う「消弧期間」においても、インダクタ電流を計測する役割を有する。すなわち、電源は、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）の計測データに基づいて「消弧期間」を含む動作時の定電流制御を行う。
【０１１２】
なお、図７においては、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）をインダクタＬ１の近傍に設けた具体例を表したが、このインダクタ電流センサ（Ｃsen2）はインダクタＬ２の近傍に設けてもよい。
【０１１３】
以下、本実施形態の電源の動作について説明する。
【０１１４】
まず、スパッタ時には、出力電圧センサ（Ｖsen）による電圧測定値と、出力電流センサ （Ｃsen1）による電流測定値とを掛算（ＭＴＬ）して出力電力の測定値を得る。そして、図示しない上位の制御装置から入力した設定電力値（Ｐset）に対して、出力電力の測定値が有する誤差を電力比較回路（Ｐerr）において計算し、出力すべき指令電流値を決定する。
【０１１５】
このようにして得られた指令電流値に対して、電流比較回路（Ｃerr）は、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）による電流測定値からの誤差を求め、ＰＷＭ回路（ＰＷＭ）がインバータのパルス幅を決定する。
【０１１６】
一方、アーク放電が発生すると、アークセンサ（Ａsen）は、出力電圧の低下によってアーク放電を検出し、上述したように、「消弧期間」と「復旧期間」とにより管理するアーク遮断動作を開始する。
【０１１７】
「消弧期間」の間、出力電流センサ（Ｃsen1）は、チャンバに流れる実際の電流を測定して測定電流値として出力し、掛算器（ＭＴＬ）を通して電力比較回路（Ｃerr）に電流情報を与える。しかし、電流比較回路（Ｃerr）に供給される指令電流値は、アーク発生時にコンデンサＣＨにホールドされたデータであるので変動しない。一方、出力電流センサ（Ｃsen1）により測定したチャンバ電流をモニタ端子（moni）から取り出して、アーク放電の消弧の状態を調べることができる。
【０１１８】
これに対して、出力電流センサ（Ｃsen1）は、「消弧期間」の間も、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１を含む閉回路に保存されているインダクタ電流の測定を行い、電流比較回路（Ｃerr）に測定値を入力し、ホールドされた指令電流値との誤差に基づく定電流制御が実行される。インダクタ電流は、「消弧期間」にも保存されるが、何らかの原因でインダクタ電流が変動したら、指令電流値を目標に定電流制御される。従って、「消弧期間」が終了して「復旧期間」が開始された時も、チャンバに対して、過大な電力が投入されるという問題を解消できる。
【０１１９】
アーク放電が消弧すると、「復旧期間」にチャンバ電圧が回復するので、アークセンサ（Ａsen）によって出力電圧の上昇を確認したら、サンプル・ホールド・スイッチ（S&Hold）を閉じて、電力比較回路（Ｐerr）からの指令電流値を電流比較回路（Ｃerr）に入力する。電流比較回路（Ｃerr）は、新たな指令電流値に応じてインダクタＬ１、Ｌ２の電流を制御し、チャンバ１０１へ出力する。
【０１２０】
以上説明したように、本実施形態によれば、スパッタ中のチャンバでアーク放電が生じて電源がアーク遮断動作を実行しいる間でも、インダクタ電流をそれに隣接するインダクタ電流センサ（Ｃsen2）により計測して帰還制御することができる。その結果として、「消弧期間」の間も、インダクタＬ１、Ｌ２を流れる電流をアーク放電の発生前の状態に維持することができ、アーク消弧後に過電力を投入することによるアーク放電の再発を解消できる。
【０１２１】
図９は、本実施形態に変形例の電源を表す模式図である。同図についても、図１乃至図８に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
【０１２２】
本変形例においては、インダクタ電流を個別に保存するための閉回路が省略されている。すなわち、図７と比較すると分かるように、ダイオードＤ１、Ｄ２を含む経路が省略され、またスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６も省略されている。
【０１２３】
この電源の場合、「消弧期間」においては、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を閉じることにより、逆電圧源ＤＣ２からチャンバに対して逆方向電圧を印加すると同時に、インダクタＬ１を流れている電流は、インダクタＬ１、整流器ＤＢ１、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１を含む回路において保存され、インダクタＬ２を流れている電流も、インダクタＬ２、整流器ＤＢ２、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ２を含む回路において保存される。
【０１２４】
そして、この「消弧期間」中においても、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）によって実際のインダクタ電流を計測し、帰還制御することにより、「復旧期間」に適正な順方向電力を投入することができる。すなわち、過大な電力を再投入することによるアーク放電の再発を解消することができる。
【０１２５】
（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態として、第２実施形態のように、出力電流センサとインダクタ電流センサとを設けた電源において、「地絡事故」すなわちグラウンドに対して短絡などが生じた場合にも対処できる改良を施した電源について説明する。
【０１２６】
図１０は、本実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【０１２７】
また、図１１は、本発明者が本実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。図１０及び図１１についても、図１乃至図９に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
【０１２８】
以下、まず図１１に表した比較例の電源について説明する。
【０１２９】
この電源は、図７および図９に表したように、出力電流センサ（Ｃsen1）と、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）とを備え、第２実施形態に関して前述したように、「消弧期間」の間でも、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）によってインダクタ電流を帰還制御することができる。なお、同図においては、サンプル・ホールド・スイッチ（S&Hold）や、ホールド用コンデンサＣＨなどは便宜上、省略した。
【０１３０】
さて、この電源の場合、通常の順方向出力時には、出力電圧センサ（Ｖsen）と出力端子正極の出力電流センサ（Ｃsen1）の観測値の積を積算回路（ＭＴＬ）に演算することにより出力電力を得る。そして、この出力電力と、上位の制御装置（図示せず）からの電力指令値（Ｐset）を電力比較回路（Ｐerr）で比較することにより、指令電流値（Ｃset）を求め、これに対してインダクタ電流センサ（Ｃsen2）の観測値が一致するようにＰＷＭ回路（ＰＷＭ）を介してインバータをＰＷＭ制御する。
【０１３１】
ところが、電源の出力は高電圧（例えば、１５００ボルトあるいはそれ以上）であり、電源内部の高圧部などでは、図１１に矢印ＧＳで例示したような「地絡事故」が発生することもあり得る。つまり、電源の高電圧部と、その近傍の接地電位部分との間で「気中アーク放電」などによる短絡が生ずることがあり得る。
【０１３２】
このような「地絡事故」が生ずると、短絡点（矢印ＧＳ）からインダクタ電流センサ（Ｃsen2）と出力電流センサ（Ｃsen1）を介して、チャンバ１０１の接地電位に至る短絡電流が流れる。この短絡電流は、２つの電流センサを流れるので、これらの差分などを演算しても、その判定ができない。しかも、スパッタの負荷は通常は定電圧特性を有し、そこを流れる順方向電流が減少しても電圧が維持されるので、電圧の変化としても検出できない。
【０１３３】
つまり、図１１に表した電源の場合、このような「地絡事故」による短絡電流が流れても、それを検出することができず、異常を認識できないまま正極Ｐの電流を一定に制御しようとする。すると、地絡事故が生じた短絡箇所（ＧＳ）においては電流が連続するため、気中アーク放電が維持され、部品の破損などが生ずることもあり得る。
【０１３４】
本発明者は、かかる課題の認識に基づいて本実施形態に至った。
【０１３５】
すなわち、本実施形態においては、まず、図１０に表したように、出力電流センサ（Ｃsen1）を負極側の出力端子とアーク遮断用の絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴとの間であって、さらにはこの出力端子と逆方向アーク防止用ダイオードＤＡ１の間に設ける。
【０１３６】
これは、地絡事故が起き易い高電圧箇所は、電源の負極の出力（Ｎ端子）側であり、さらには電流平滑前の整流器の出力部分だからである。地絡事故の発生時は、多くの場合、ここから短絡電流が流入するので、短絡電流が出力電流センサ（Ｃsen1）を流れないようにするため、この整流器（ＤＢ２）よりも負荷側（Ｎ端子側）に出力電流センサ（Ｃsen1）を設ける。
【０１３７】
一方、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）には、短絡電流が流れるようにするため、この整流器（ＤＢ２）より接地側（Ｐ端子側）に設置する。つまり、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）は、正極側の出力端子（Ｐ端子）とそれに一番近いインダクタＬ１との間に設ける。さらには、「消弧期間」においてもインダクタ電流を計測できるように、アーク遮断用の絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴが閉じた時に形成される閉回路の中にインダクタ電流センサ（Ｃsen2）を設ける。
【０１３８】
このように、各電流センサを配置した上で、これら電流センサ（Ｃsen1、Ｃsen2）の計測値が一致しない時は、「地絡事故」と判定する。具体的には、例えば、これら２つの電流センサの出力側において、抵抗分圧回路を設けてレベルが９０％の信号を用意する。そして、コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２に各電流センサ（Ｃsen1、Ｃsen2）の出力信号を入力し、それぞれが他方の９０％を超過することをアンド・ゲートにより確認する。
【０１３９】
ただし、アーク放電が発生して消弧動作をすると、出力電流は遮断されるがインダクタ電流は保存され、これら電流値が異なる。そこで、コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２を用いた上記判定において、消弧動作の状態を除外するため、「消弧期間」中およびその後の所定の時間は、これら電流センサの比較を無効にする必要がある。このため、アークセンサ（Ａsen）からの出力信号をマルチトリガのタイマ回路（ＴＭＲ）に入力し、タイマの出力中である「消弧期間」およびその後の所定時間は、コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２による確認結果をマスクする。
【０１４０】
一方、マスクされない状態において、コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２による上記の確認が得られない場合は、「地絡事故」と判断し、必要に応じてタイマ回路（ＴＭＲ）を介して、電源の運転信号（RUN）を遮断することにより、電源を停止する。
【０１４１】
このように、「地絡事故」を検出した場合には、例えば、所定時間の間、電源の運転を停止して、運転モニタに異常を表示するなどの処理を実行させることができる。
【０１４２】
またこのとき、電源の運転を管理する上位の制御装置（図示せず）は、「地絡事故」による電源の停止動作が頻発するような場合には、電源の運転信号を停止するようにしてもよい。
【０１４３】
また一方、このような電源を複数台設け、並列接続してスパッタ装置に電力を出力するような場合がある。
【０１４４】
図１２は、このように複数の電源１１０を並列接続したスパッタシステムを表す模式図である。このような場合にも、電源１１０のそれぞれにおいて出力電流センサ（Ｃsen1）とインダクタ電流センサ（Ｃsen2）とによる計測値を比較して「地絡事故」を判定することができる。また、電源１１０のそれぞれにおいてインダクタ電流センサ（Ｃsen2）による計測を行い、この合計値と、別途設けた外部電流センサによって計測した各電源１１０からの出力電流の合計値とを比較してもよい。
【０１４５】
以下、本実施形態の電源の動作について、具体例を挙げつつ説明する。すなわち、５００ボルト、２アンペアで運転中に、矢印ＧＳの「地絡事故」が発生した場合の動作を説明する。
【０１４６】
まず、スパッタ時には、２つのインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の出力をそれぞれダイオードブリッジで整流し、かつそれぞれをインダクタＬ１、Ｌ２で平滑して出力端子Ｐ、Ｎを経て負荷へ供給し、負荷の正極は接地する。
【０１４７】
出力電圧を電圧センサ（Ｖsen）で、出力電流を電流センサ（Ｃsen1）で計測して、指令電力が得られるための電流値（Ｃset）を計算し、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）の計測結果が、この電流値になるようにインバータの運転を調整する。
【０１４８】
そして、「地絡事故」が発生すると、事故点（ＧＳ）から流入した電流は整流器ＤＢ２、インダクタＬ１、電流センサ（Ｃsen2）、整流器ＤＢ１、Ｐ端子、を経て負荷においてアースに戻る。よって、出力電流センサ（Ｃsen1）は負荷を流れる電流２アンペアを計測するが、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）は負荷電流２アンペアと、インバータの１次側で過電流にならない限界の短絡電流（例えば、約２０アンペア）を合わせた２２アンペアを計測する。なお、インバータの１次側の限界を超えた場合は、「過電流」として電源が停止するようにすることができる。
【０１４９】
この場合、出力電流センサ（Ｃsen1）の計測値は、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）の９０％である１９．８アンペアよりも小さいので「異常」と判定され、ＰＷＭ回路（ＰＷＭ）の運転信号（RUN）を遮断して電源が停止し、運転モニタ（図示せず）を切るなどの処理を実行する。
【０１５０】
その後、所定の時間の経過の後に、電源を復帰させてもよい。すなわち、タイマ回路（ＴＭＲ）により管理される停止時間が終了すると、電源の運転を再開するようにすることができる。この時点で、「地絡事故」が解除されていれば点火動作からスパッタを再開するが、「地絡事故」が継続していれば、上述した動作により、再度電源を停止する。
【０１５１】
また一方、「地絡事故」が頻発するような場合には、電源の自動復帰を停止してもよい。例えば、電源に対して上位の制御装置（図示せず）が電源の運転モニタを監視し、「地絡事故」による停止が頻発する時は、自動復帰不能な異常状態と判断して、運転信号（RUN）を止めて装置を停止させ、必要に応じてオペレータなどにアラームを出すようにしてもよい。このようにすれば、「地絡事故」の被害をより低減し、原因を迅速に取り除くことができる。
【０１５２】
以上説明したように、本実施形態によれば、電源内部の高電圧部分で「地絡事故」が発生し、過大な短絡電流が流れると、２つの電流センサの計測値が異なるので、迅速かつ正確に検知することができる。つまり、短絡電流が、インバータの過電流とはならない範囲であっても、「異常」を検出し、電源を停止することができる。その結果として、「地絡事故」による部品の破損や、生産プロセスの停止、不良品の形成などの問題を防ぐことが可能となる。
【０１５３】
（第４の実施の形態）
次に、本発明の第４の実施の形態として、プラズマの点火時や、アーク放電が発生した時に、過電流を投入することを防ぐことができる電源について説明する。
【０１５４】
図１３は、本実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【０１５５】
また、図１４は、本発明者が本実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。図１３及び図１４についても、図１乃至図１２に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
【０１５６】
以下、まず図１４に表した比較例の電源について説明する。
【０１５７】
このような電源は、例えば、上位の制御装置（図示せず）によって、電源が出力する電力と処理時間とを管理され、運転指令（RUN）と電力指令値（Ｐset）とを入力する。これらの制御信号を入力した電源は、インバータを起動して整流したインバータ電流をインダクタで平滑して出力する。
【０１５８】
インバータの制御回路は、電力比較回路（Ｐerr）によって出力電力の誤差積分演算を開始するが、電源の起動時は指令電流値（Ｃset）がゼロから上昇する。ただし、後段の増幅率が高いので、出力電圧はプラズマの点火電圧まで一気に上昇する。
【０１５９】
プラズマが点火するまでの間は、出力電圧が上昇しても出力電流がゼロなので、指令電流値（Ｃset）は時間経過とともに大きくなる。
【０１６０】
一方、プラズマが点火すると、負荷に電流が流れる。すると、電圧センサ（Ｖsen）および出力電流センサ（Ｃsen1）とによりそれぞれ計測した出力電圧と出力電流に応じて計算（ＭＴＬ）した出力電力と、指令電力との誤差を電力比較回路（Ｐerr）で積分して指令電流値（Ｃset）を定める。電流比較回路（Ｃerr）では、電流センサ（Ｃsen2）により計測したインダクタ電流と指令電流（Ｃset）との誤差に比例してインバータをＰＷＭ制御する。
【０１６１】
一方、スパッタ中にアーク放電が発生し、チャンバの電圧低下を出力電圧の低下として検知した電源は、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を閉じ、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を開いて逆電圧源ＤＣ２から逆電圧を出力し、規定した「消弧期間」の間、出力電流を遮断する。
【０１６２】
なお、アーク放電中は遮断動作のため出力電力がほとんど無く、指令値（Ｐset）との誤差が大きくなるので指令電流値（Ｃset）が大きくなる。これは電流遮断とは反対の動作指令となっしまう。そのため、例えば、図７に例示したようなサンプル・ホールド・スイッチ（S&Hold）とホールド用コンデンサＣＨなどを設けて、指令電流値（Ｃset）の保持や調節を行う必要がある。
【０１６３】
ところが、図１４に表した電源の場合、プラズマの点火までの待ち時間が長いと、点火時の指令電流値（Ｃset）が大きくなり、オーバーシュート状態になることがある。その結果として、点火時に、過大な電流を投入することがある。
【０１６４】
また、アーク放電が発生した時は、出力電圧の降下により増加した電流を測定してから電流制御により出力電流が抑制されるが、インダクタ電流の応答は遅いために、その電流の抑制動作が遅れる場合がある。その結果として、アーク放電が発生した初期の大きな瞬間電流を抑制できず、アーク被害が拡大することがある。
【０１６５】
本発明者は、かかる課題の認識に基づいて本実施形態に至った。
【０１６６】
すなわち、本実施形態においては、図１３に例示したように、除算回路（ＤＩＶ）を設け、（指令電力値÷出力電圧）を計算して出力すべき電流値を演算する。また、除算回路（ＤＩＶ）に入力する出力電圧は、電圧センサ（Ｖsen1）の計測データであるが、リミッタ（limit）を設けることによって、正常放電の最低電圧を制限値とする。正常放電の最低電圧値、すなわち制限値は、例えばマイナス１５０ボルトとすることができる。
【０１６７】
そして、このようにして得られた出力すべき電流値に対して、出力電流センサ（Ｃsen1）が測定した電流の誤差を電流比較回路（Ｃerr1）において演算する。電流比較回路（Ｃerr1）の出力は、積分動作を停止するスイッチＳＷに接続する。このスイッチＳＷが閉じている状態では積分動作はされず、開いている状態において積分動作が実行される。従って、このスイッチＳＷを出力電流センサ（Ｃsen1）とコンパレータ（Cmp）により制御することにより、出力電流が所定値以上の時だけ積分動作するように制御することができる。
【０１６８】
スイッチＳＷを動作させるためのしきい値、すなわち積分動作させるか否かの判断値は、例えば、出力電流が出力すべき電流の半分（１／２）とすることができる。
【０１６９】
以上説明した構成によれば、電力制御に際して、スパッタの開始から誤差の積分を始めることができる。そして、スパッタの開始の判断は、出力電流センサ（Ｃsen1）による測定値が所定値に上昇したことにより判断できる。
【０１７０】
そして、この積分を実行しない時間帯は、（出力すべき電流値＝指令電力値÷出力電圧）を電流指令値とすることができる。
【０１７１】
一方、本実施形態においては、出力電圧の帰還制御回路を設けることにより、電圧降下時にインバータの出力を絞ることができる。すなわち、図１３に表したように、インダクタＬ１の電圧を測定するインダクタ電圧センサ（Ｖsen2）を設ける。また、インダクタの指令電流値（Ｃset）と、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）の出力とを電流比較回路（Ｃerr2）において比較することにより、インダクタＬ１に印加される電圧を計算する。そして、この計算値と、インダクタ電圧センサ（Ｖsen2）の出力と、を電圧比較回路（Ｖerr）において比較して、その出力によりＰＷＭ回路（ＰＷＭ）を介してインバータのＰＷＭ制御を実行する。このようにすれば、出力電圧の帰還制御が可能となり、インダクタの電圧が降下した時にインバータの出力を絞ることができる。
【０１７２】
以下、本実施形態の電源の動作について具体例を参照しつつ詳細に説明する。
【０１７３】
まず、起動の際には、運転する指令電力値（Ｐset）を入力するが、出力電圧がゼロであり、正常放電の最低電圧値、すなわち制限値のマイナス１５０ボルトで電流を計算する。例えば、出力電力が３００ワットの設定の場合には、２アンペアが指令電流値（Ｃset）のスタート値となる。インダクタ電流、インダクタ電圧ともにゼロだが、運転信号（RUN）が入るまでは、トランジスタＱ１〜Ｑ４は動作しない。
【０１７４】
そして、上位の制御装置から運転信号（RUN）が入るとインバータが起動する。プラズマの点火までは、インダクタ電流が無く、インダクタ電圧も無い。よって別途制限する点火電圧まで出力電圧が上昇する。
【０１７５】
チャンバ１０１内でグロー放電が始まると、出力電流（＝インダクタ電流）が流れ始め、出力電圧が上昇する。出力電圧がマイナス４００ボルトの場合、出力すべき電流は０．７５アンペアとなり、出力電流がその１／２の０．３７５アンペアに達すると、スイッチＳＷが開かれて電流誤差の積分を開始する。
【０１７６】
指令電流値よりインダクタ電流が小さければ、インダクタ電圧が正になるようにＰＷＭ回路（ＰＷＭ）が動作し、逆に大きければインダクタ電圧が負になるようにＰＷＭ回路（ＰＷＭ）がインバータを制御する。
【０１７７】
一方、アーク放電が発生した場合には、以下の動作が実行される。
【０１７８】
すなわち、チャンバ１０１内でアーク放電が始まると出力電圧が降下する。すると、電源はアークセンサ（図示せず）によってこれを検知し、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２をＯＮして逆電圧を出力する。同時に、インダクタ電圧が正になりＰＷＭ回路（ＰＷＭ）への入力が急減するので、インバータは一瞬停止して、電流の上昇を防止する。その後、アーク遮断を終えてスパッタを再開すると、出力すべき電流とインダクタ電流を比較して、インダクタに必要な電圧をインバータが出力する。
【０１７９】
以上説明したように、本実施形態によれば、プラズマ点火後の目標電流値が点火までの放電待ち時間によらず、設定電力と出力電圧に依存して決定される。従って、点火までに時間を要したような場合でも、オーバーシュート無しに電流制御を開始できる。
【０１８０】
また、本実施形態によれば、アーク放電が始まった時、インダクタ電流の増加を待たず、インダクタ電圧センサ（Ｖsen2）によってインダクタ電圧の降下を検出して直ちにインバータのデューティー比を絞ることができる。その結果として、過電流によるアーク被害を抑制できる。
【０１８１】
（第５の実施の形態）
次に、本発明の第５の実施の形態として、第１乃至第４の実施の形態に関して前述したいずれかの停止回路を有するマグネトロン用の電源システムについて説明する。すなわち、マグネトロンに順方向電力を供給して発振動作を生じさせ、何らかの原因により、突発的な短絡電流が生じた場合にも、上述した充電動作により充電された逆バイアス電圧源から逆電圧を印加して、迅速に電流を遮断することができる。
【０１８２】
図１５は、本発明の電源をマグネトロンの発振に用いた構成を例示する概念図である。すなわち、同図は、マグネトロンを用いたマイクロ波発生システムを表す。
【０１８３】
このシステムの電源１１０は、所定の直流高電圧をマグネトロン２００に印加して発振させる。この電源１１０として、図１乃至図１４に関して前述した本発明の電源を用いることができる。マグネトロン２００の発振により生じたマイクロ波電力は、導波管を伝送路としてアイソレータ３１０、マイクロ波センサ３２０、マイクロ波整合器３４０を介して、負荷５００に供給される。また、センサ３２０からはフィードバック信号ＦＳが、電源１１０のインバータに与えられ、マイクロ波の出力電力の制御が行われる。
【０１８４】
このようなシステムの場合にも、電源１１０からマグネトロン２００に順方向電力を供給して発振動作を生じさせ、マグネトロン２００において物理的な短絡や放電などが生じた場合にも、本発明の第１実施形態によれば、迅速且つ確実な遮断動作を実行させることができる。
【０１８５】
また、本発明の第２実施形態によれば、そのような遮断動作の際にもインダクタ電流を適正に計測し帰還制御することができるので、遮断動作の後に、過大電力を投入することによる問題を防ぐことができる。
【０１８６】
また、本発明の第３実施形態によれば、さらに電源の内部などで「地絡事故」などによる短絡が生じた場合にも、この異常を速やかに検出して電源を停止することができる。
【０１８７】
また、本発明の第４実施形態によれば、負荷が定常状態に移行するまでの間に、目標電流値がオーバーシュートする問題を解消し、さらに、アーク放電などのインピーダンスの低下が発生した時にも、過大電流を防ぐことができる。
【０１８８】
以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明は、これらの具体例に限定されるものではない。
【０１８９】
例えば、図１乃至図１４においては、２つのインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を設けた電源を例示したが、本発明はこれに限定されない。すなわち、本発明は、３つあるいはそれ以上のインバータを設けた、いわゆる「多段インバータ構成」の電源についても同様に適用して同様の作用効果を得ることができる。
【０１９０】
また一方、本発明の電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置における各部の構成、構造、数、配置、形状、材質などに関しては、上記具体例に限定されず、当業者が適宜選択採用したものも、本発明の要旨を包含する限り本発明の範囲に包含される。
【０１９１】
より具体的には、例えば、スイッチング回路としてＭＯＳトランジスタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）の記号により例示したものや、保護用素子としてバリスタの記号により例示したものなどは、これら特定の電気素子には限定されず、同様の機能または作用を有する単一の電気素子あるいは複数の電気素子を含む電気回路として構成することができ、これらすべての変形は、本発明の範囲に包含される。
【０１９２】
また、同様に、インバータやコンパレータ、論理回路、保護回路などの具体的な構成や、ダイオード、抵抗、トランジスタをはじめとする各回路素子の数や配置関係などについても、当業者が適宜設計変更したものは本発明の範囲に包含される。
【０１９３】
その他、本発明の要素を具備し、当業者が適宜設計変更しうる全ての電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置は本発明の範囲に包含される。
【図面の簡単な説明】
【０１９４】
【図１】本発明の第１実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【図２】本発明者が第１実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。
【図３】通常のアーク放電が発生した時の出力電圧の変化を表すグラフ図である。
【図４】アーク放電が発生した場合の第１実施形態の電源の動作を表す模式図である。
【図５】異常放電が生じた時の電圧変化を例示するグラフ図である。
【図６】異常放電が生じた場合の第１実施形態の電源の動作を表す模式図である。
【図７】本発明の第２実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【図８】本発明者が第２実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。
【図９】第２実施形態に変形例の電源を表す模式図である。
【図１０】本発明の第３実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【図１１】本発明者が第３実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。
【図１２】複数の電源１１０を並列接続したスパッタシステムを表す模式図である。
【図１３】本発明の第４実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【図１４】本発明者が第４実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。
【図１５】本発明の電源をマグネトロンの発振に用いた構成を例示する概念図である。
【図１６】ＤＣ（direct current）スパッタ装置の要部構成を表す模式図である。
【図１７】スパッタ用電源の一例を表す模式図である。
【符号の説明】
【０１９５】
１００ 基板
１０１ チャンバ
１０４ ターゲット
１０６ ポンプ
１０７ ガス供給源
１０８ グロー放電
１１０ 電源
１２０Ａ、１２０Ｂ 接続ケーブル
１５０ アーク放電
２００ マグネトロン
３１０ アイソレータ
３２０ センサ
３４０ マイクロ波整合器
５００ 負荷
ＣＨ ホールド用コンデンサ
Ｃｍｐ コンパレータ
ＣＭＰ１、ＣＭＰ２ コンパレータ
ＤＡ１ 逆方向アーク防止用ダイオード
ＤＢ１、ＤＢ２ 整流器
ＤＣ１ 直流電源
ＤＣ２ 逆電圧源
ＤＣＰＦ 電源部
ＩＮＶ１、ＩＮＶ２ インバータ
Ｌ１，Ｌ２ インダクタ
ＰＣ１１〜ＰＣ３２ フォトカプラ
Ｑ１〜Ｑ４ トランジスタ
Ｑ５、Ｑ６ スイッチング素子
ＳＷ スイッチ
Ｔ１ トランス
ＴＭＲ１，ＴＭＲ２ ワンショット・タイマ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置に関し、特に、順方向に電圧を印加した状態においてアーク放電などの突発的な短絡電流が発生した場合に、これを遮断するために逆方向に電圧を印加可能な電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
各種のプラズマ応用機器や、マイクロ波などの電磁波発生器、電力スイッチング装置などにおいて、電源の運転中に負荷側で突発的なインピーダンスの低下が生ずることがある。このインピーダンスの低下は、負荷側で、短絡的な突発電流が流れることなどによる。このような突発電流が生ずると機器の動作に弊害をもたらす場合が多いため、突発電流を確実且つ迅速に遮断する回路が必要とされる場合が多い。
【０００３】
以下、このような電源の具体例として、薄膜形成に用いるスパッタ用電源を例に挙げて説明する。
【０００４】
図１６は、ＤＣ（direct current）スパッタ装置の要部構成を表す模式図である。このスパッタ装置は、真空チャンバ１０１とスパッタ用ＤＣ電源１１０とを有する。電源１１０の陽極は、接続ケーブル１２０Ａを介してチャンバ１０１に接続され、接地電位とされている。一方、電源１１０の陰極は、接続ケーブル１２０Ｂを介して、チャンバ１０１の内部に設けられたスパッタ・ターゲット１０４に接続されている。そして、チャンバ１０１の内部には、薄膜を堆積する基板１００が設置される。
【０００５】
成膜に際しては、まず、真空排気ポンプ１０６によりチャンバ１０１内を真空状態にし、ガス供給源１０７からアルゴン（Ａｒ）などの放電ガスを導入してチャンバ内を所定の放電圧力に維持する。そして、電源１１０によりターゲット１０４とチャンバ１０１との間に電界を印加し、グロー放電１０８を発生させる。すると、放電空間において生成されたプラズマ中の正イオンがターゲット１０４の表面に衝突し、ターゲット１０４の原子をはじき出す。このようなスパッタ現象を利用することにより、ターゲット１０４の材料からなる薄膜を基板１００の上に形成することができる。
【０００６】
しかし、このようなスパッタ動作中に、チャンバ１０１内での放電が停止する場合がある。例えば、ガス供給源１０７から供給されるガスとポンプ１０６による排気速度とのバランスが変動したような場合、放電条件が満たされなくなると放電が停止してプラズマが消失することがある。放電が停止すると、スパッタ電流が流れなくなり、負荷インピーダンスが急激に上昇する。従って、電源１１０は、このような負荷インピーダンスの急激な上昇に対して柔軟に対応できる構造を有する必要がある。
【０００７】
また一方、スパッタ動作中に、チャンバ１０１内でアーク放電１５０が生ずる場合がある。このようなアーク放電１５０は、ターゲット１０４の近傍において生ずる場合が比較的多いが、基板１００の近傍において生ずる場合もある。そして、このようなアーク放電１５０が生ずると、局所的に大電流が流れるために、チャンバの負荷インピーダンスが低下し、ターゲット１０４や基板１００に損傷が生ずる。
【０００８】
例えば、ターゲット１０４の側でアーク放電１５０が生ずると、ターゲット１０４の微小領域に大電流が集中するために、その部分から瞬間に大量の被着材料が放出される。この現象は「スプラッシュ」などと称され、基板１００の表面に被着材料の粒子が飛び散るために、被害を受けてしまう。
【０００９】
一方、基板１００の側にアーク放電１５０が生じた場合にも、基板１００が損傷を受けて不良品になってしまう場合が多い。
【００１０】
従って、このようなアーク放電が発生した場合に、迅速且つ確実にアークを消弧できるアーク遮断機能を有するスパッタ用電源が必要とされている。
【００１１】
例えば、特許文献１乃至３には、アーク放電が発生すると、順方向電力の出力を遮断してアーク放電を消弧する電源が開示されている。
【００１２】
図１７は、このようなスパッタ用電源の一例を表す模式図である。
【００１３】
この電源は、制御された直流電流を出力する電源部ＤＣＰＦと整流インダクタＬ０とスイッチング部Ｑと遮断回路ＡＳとを有する。
【００１４】
この電源は、コンピュータやシーケンサなどの上位の制御装置ＭＣＵからの起動信号（RUN）に応じて、電力の出力の有無が制御される。また、制御装置ＭＣＵからの電力設定信号（Ｐset）に応じてフィードバック制御を行い、適切な電流を出力する。
【００１５】
スパッタの開始時には、スイッチング部Ｑを開いた状態で、電源部ＤＣＰＦから直流電力をターゲット１０４及びチャンバ１０１に印加し、プラズマを点火する。
【００１６】
一方、スパッタ中にアーク放電が発生すると、チャンバの負荷インピーダンスが低下する。すると、遮断回路ＡＳが、出力電圧の低下あるいは電流の増加としてこれを検出し、スイッチング部Ｑを閉じることにより電源部ＤＣＰＦからの出力を短絡して、チャンバへの出力を遮断する。遮断回路ＡＳは、所定の時間だけスイッチング部Ｑを閉じた後に、再びスイッチング部Ｑを開いて、チャンバへの電力の出力を再開させる。 そして、ここでアーク放電が消弧している場合には、そのままスパッタを再開する。一方、ここでアーク放電が消弧していない場合には、遮断回路ＡＳは再びスイッチング部Ｑを閉じて遮断動作を繰り返す。このようにして、アーク放電がなくなるまで、スイッチング部Ｑの開閉が繰り返される。
【００１７】
通常のスパッタの際には、２ミリ秒を超えるような長い連続アークは観察されないことが多い。そして、図１７に表した電源によれば、チャンバ内で生ずる通常のアーク放電をほぼ確実に遮断することが可能である。
【００１８】
【特許文献１】特開平１０−２９８７５４号公報
【特許文献２】特開平１０−２９８７５５号公報
【特許文献３】特開２００２−２３５１７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
しかし、図１７に例示した電源の場合、アーク放電を検出してから遮断動作に入るまでの時間に遅延が生ずると、チャンバ内でのアーク放電による被害が大きくなる場合がある。
【００２０】
また、アーク遮断動作の後に、順方向電力を再投入する時に、過大な電力を投入すると、アーク放電が再発する場合もあり得る。またこれと同様に、プラズマの点火までの待ち時間が長いと、電源に対する点火時の指令電流値が大きくなり、オーバーシュート状態になることもあり得る。
【００２１】
また一方、電源内部の高電圧部分などにおいて、「地絡事故」すなわちグラウンドへの短絡が生じて電流が外部にリークした場合、これを正常なチャンバ電流と区別できないと、短絡電流を流しつづけてしまうという問題もある。
【００２２】
本発明は、かかる課題の認識に基づいてなされたものであり、その目的は、アーク放電を迅速且つ確実に停止し、電力再投入時の過大電力の印加も防ぎ、地絡事故に対して迅速に対処できる電源、スパッタ電源及びスパッタ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
一方、本発明の電源は、インダクタにより平滑した順方向の直流電力を負荷に対して出力して定常運転を行い、前記負荷のインピーダンスの低下が生ずると前記負荷に対する前記順方向の直流電力の出力を遮断する遮断動作を行う電源であって、
前記遮断動作が実行されると前記インダクタを流れる電流は前記負荷を含まない迂回路を流れ、
前記迂回路の中に設けられ、前記定常運転においても前記遮断動作が実行された場合にも前記インダクタを流れる電流を測定するインダクタ電流センサと、
前記迂回路の外側に設けられ、前記負荷に対して出力される電流を測定する出力電流センサと、
を備えたことを特徴とする。
【００２４】
上記構成によれば、アーク放電を迅速且つ確実に停止し、電力再投入時の過大電力の印加も防ぐことができる電源を提供することができる。
【００２５】
ここで、前記定常運転においては、前記出力電流センサによる測定結果に基づいて前記インダクタを流れるべき電流の目標値を計算し、前記インダクタ電流センサによる測定結果が前記目標値に合致するように前記インダクタを流れる電流を制御するものとすることができる。
【００２６】
また、前記遮断動作が開始された場合は、その直前の前記目標値をホールドし、前記インダクタ電流センサによる測定結果が前記ホールドされた目標値に合致するように前記インダクタを流れる電流を制御するものとすることができる。
【００２７】
また、前記定常運転において、前記インダクタ電流センサにより測定した電流値と、前記出力電流センサにより測定した電流値と、の差または比率が一定の範囲を超えた場合に、前記順方向の直流電力の出力を停止する停止処理を行うものとすることもできる。
【００２８】
この場合、前記インダクタ電流センサは、前記負荷に対する出力端子のうちの接地電位に近いほうの出力端子と、前記迂回路の中で接地電位との電位差がもっとも大きい部分と、の間に設けられたものとすることができる。
【００２９】
また、前記出力電流センサは、前記負荷に対する出力端子のうちの接地電位からより遠いほうの出力端子と、前記迂回路の中で接地電位との電位差がもっとも大きい部分と、の間に設けられたものとすることができる。
【００３０】
また、前記遮断動作が実行されている間は、前記停止処理を実行しないものとすることができる。
【００３１】
また、前記停止処理を実行した後に、一定の時間が経過したら、前記順方向の直流電力の出力を再開するものとすることができる。
【００３２】
また、前記遮断動作において、前記負荷に対して前記順方向とは逆の方向の電圧を出力するものとすることができる。
【００３３】
一方、本発明のスパッタ用電源は、ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタ用電源であって、上記いずれかの電源を備え、前記順方向の電力を前記ターゲットに与えて前記スパッタを実施可能としたことを特徴とする。
【００３４】
または、本発明のスパッタ用電源は、ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタ用電源であって、上記いずれかの電源を備え、前記順方向の電力を前記ターゲットに与えて前記スパッタを実施可能とし、前記インピーダンスの低下は、前記スパッタの際のアーク放電の発生によるものであることを特徴とする。
【００３５】
一方、本発明のスパッタ装置は、上記のいずれかのスパッタ用電源と、前記ターゲットを収容可能とし大気圧よりも減圧された雰囲気を維持可能な真空チャンバと、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３６】
本発明によれば、アーク放電を迅速且つ確実に停止し、電力再投入時の過大電力の印加も防ぎ、地絡事故に対して迅速に対処できる電源、スパッタ電源及びスパッタ装置が提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００３８】
（第１の実施の形態）
まず、本発明の第１の実施の形態として、アーク放電の発生を検出すると、極めて迅速にアーク遮断動作を開始できる電源について説明する。
【００３９】
図１は、本実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【００４０】
また、図２は、本発明者が本実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。
【００４１】
以下、まず図２に表した比較例の電源について説明する。
【００４２】
この電源は、直流電源ＤＣ１とトランジスタＱ１〜Ｑ４とを共有した２つのインバータ出力を有する。すなわち、第１のインバータＩＮＶ１は、直流電源ＤＣ１、トランジスタＱ１〜Ｑ４、トランスＴ１及び整流器ＤＢ１を有し、第２のインバータＩＮＶ２は、直流電源ＤＣ１、トランジスタＱ１〜Ｑ４、トランスＴ１及び整流器ＤＢ２を有する。これらインバータの出力電流は、インダクタＬ１及びＬ２によりそれぞれ平滑化されてチャンバ１０１及びターゲット１０４に供給される。
【００４３】
一方、電源の出力側には、アークセンサ（Ａsen1）が設けられている。アークセンサは、出力電圧の低下により「アーク放電」を検出する。そして、その検出出力は、ワンショット・タイマＴＭＲ１及びＴＭＲ２に入力される。これらタイマからの制御信号は、電流検出信号（current）とともにアンド・ゲートに入力され、その出力信号（arc信号、ack信号）によりフォトカプラ （ＰＣ１１〜ＰＣ３２）を制御する。電流検出信号（current）は、電源からの出力電流に応じて、アーク判定を有効にするための制御信号である。つまり、出力電流が所定値に達すると、電流検出信号（current）がオンになり、アークセンサによる制御動作が許可される。
【００４４】
また、ワンショット・タイマＴＭＲ１は、arc信号を管理する。すなわち、ワンショット・タイマＴＭＲ１は、所定の「消弧期間」の間、arc信号をオンにするための制御信号を出力する。一方、ワンショット・タイマＴＭＲ２は、ack信号を管理する。すなわち、ワンショット・タイマＴＭＲ２は、「消弧期間」が経過した後に、所定の「復旧期間」の間、ack信号をオフにするための制御信号を出力する。
【００４５】
arc信号とack信号がいずれもオンの時に、フォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）がオンとなり、アーク遮断動作が実施される。
【００４６】
以下、スパッタプロセスにおける電源の動作を参照しつつ、この比較例の電源の構成についてさらに詳細に説明する。
【００４７】
まず、スパッタを実施する時には、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を起動し、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を閉じ、インダクタ電流を短絡する絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を開いた状態として、直流電圧をチャンバ１０１及びターゲット１０４に出力する。
【００４８】
一方、チャンバ内にアーク放電が発生すると、チャンバのインピーダンスが低下し、出力電圧が低下する。アークセンサ（Ａsen1）は、このような電圧の低下によってアーク放電を検出すると、ワンショット・タイマＴＭＲ１を起動する。ワンショット・タイマＴＭＲ１は、所定の「消弧期間」の間、オン信号を出力し、これに基づいてフォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）、アンド・ゲートを介して、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を開き、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を閉じる。
【００４９】
すると、逆電圧源ＤＣ２から絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ１、逆方向アーク防止用ダイオードＤＡ１、ＤＡ２、チャンバ、逆電圧源ＤＣ２の経路で逆電圧がチャンバに印加され、アーク電流が急速遮断される。またこの時、インダクタＬ１、Ｌ２を流れていた電流は、それぞれダイオードＤ１と絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ダイオードＤ２と絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ２の閉回路により保存される。
【００５０】
逆電圧を出力する「消弧期間」は、ワンショット・タイマＴＭＲ１の動作時間により管理される。「消弧期間」の終了と同時に、ワンショット・タイマＴＭＲ２が起動する。ワンショット・タイマＴＭＲ２は、「復旧期間」の間、ack信号をオフにするための制御信号を出力する。つまり、「復旧期間」の間は、アークの検出の有無に係らずフォトカプラ（ＰＣ１２、ＰＣ２２、ＰＣ３２）はオフとされる。すると、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２が開かれ、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６が閉じられて、順方向電流（スパッタするための電流方向）が出力される。
【００５１】
ワンショット・タイマＴＭＲ２が停止すると「復旧期間」は終了し、ワンショット・タイマＴＭＲ１の動作前の状態に戻って、再度アーク放電を検知したら上述のアーク遮断動作を繰り返す。一方、アーク放電を検知しなければ、そのままスパッタ電流の出力を継続する。
【００５２】
以上説明した比較例の電源において、アーク放電による被害を小さくするには、アーク放電の発生から出力電流の遮断までの時間（アーク応答時間）を短くしなければならない。ところが、図２に表した比較例の電源の場合、複数の絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ（ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２）に対して同期と絶縁とを確保するため、アーク放電を検出した信号がフォトカプラＰＣ１１〜ＰＣ３２を介して伝達される。しかし、このような回路構成においては、フォトカプラの信号伝達時間（約１マイクロ秒）だけアーク応答時間が長くなり、アーク放電の被害が大きくなる場合がある。
【００５３】
そこで、本発明者は、図１に例示したような電源を発明するに至った。
【００５４】
すなわち、図１と図２とを比較すれば分かるように、新たにアークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）を設け、フォトカプラを介さずにスイッチング素子やＩＧＢＴを制御するようにしている。以下、フォトカプラを介して信号伝達を行うアークセンサを「統括アークセンサ」と称し、フォトカプラを介さず信号伝達を行うアークセンサを「個別アークセンサ」と称することとする。
【００５５】
これら個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）と統括アークセンサ（Ａsen1）の検出しきい値は、異なるように設定することができる。すなわち、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）がアーク放電を検出する状態（範囲）では、統括アークセンサ（Ａsen1）もアーク放電を検知するように設定しておくとよい。
【００５６】
例えば、個別アークセンサは、チャンバへの出力電圧がマイナス１５０ボルト以上（絶対値で１５０ボルト以下）の時に「アーク放電」と判定する。これに対して、統括アークセンサは、出力電圧がマイナス１８０ボルト以上（絶対値で１８０ボルト以下）の時に「アーク放電」と判定するように設定することができる。すなわち、統括アークセンサのほうが個別アークセンサよりも先にアークを検出するようにすることができる。この点については、後に詳述する。
【００５７】
個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）は、同一電源で動作するスイッチング素子及び絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ毎に設けられている。そして、これらセンサからの出力に基づいて動作する制御回路は、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）から検出出力と、フォトカプラ（ＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１）からの出力との論理和に基づいて動作する。
【００５８】
ただし、両者の間では、信号伝達の応答時間が異なる。つまり、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）は、フォトカプラを介さずに信号伝達するので、応答時間が短いが、統括アークセンサ（Ａsen1）は、フォトカプラ（ＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１）を介して信号伝達を行うので、応答時間が長い。 一方、統括アークセンサ（Ａsen1）は、「アーク放電」と判定すると、ワンショット・タイマＴＭＲ１を動作させて「消弧期間」の間は遮断信号（arc）を出力し、その後、ワンショット・タイマＴＭＲ２を動作させて「復旧期間」の間、ack信号を停止する。
【００５９】
図１の電源においては、フォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）からの出力と、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）からの検出出力とをそれぞれ論理回路において論理演算することにより、以下のようにアーク遮断の動作を実行する。
【００６０】
（１）統括アークセンサ（Ａsen1）がアーク放電を検出しフォトカプラ（ＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１）からアーク遮断のための制御信号が出力された時は、アーク遮断動作を行う。
【００６１】
（２）フォトカプラ（ＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１）からアーク遮断のための制御信号が出力される前であっても、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）がアーク放電を検知して検出信号が出力された時には、アーク遮断動作を行う。
【００６２】
（３）統括アークセンサ（Ａsen1）により起動されるワンショット・タイマＴＭＲ２が管理する「復旧期間」の間は、統括アークセンサ（Ａsen1）及び個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）がアーク放電を検知してもアーク遮断動作をしない。
【００６３】
（４）電源の動作を制御する目的などにより、アーク遮断動作を禁止する場合は、各アークセンサの検知に係らず遮断動作をしない。
【００６４】
以下、本実施形態の電源の動作について、具体的な数値を例示しつつ説明する。
【００６５】
なお、以下の具体例においては、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）の検出しきい値をマイナス１５０ボルト、統括アークセンサ（Ａsen1）の検出しきい値をマイナス１８０ボルトとし、また、「消弧期間」と「復旧期間」はそれぞれ３マイクロ秒とする。
【００６６】
まず、電源が起動する時には、電源からの出力電圧が無いと各アークセンサは「アーク放電」と判定するが、出力電流も無いので制御信号（current）が得られず、ack信号も出力されない。このため、フォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）はオフのままである。その結果として、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６はオン（ＯＮ）し、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２はオフ（ＯＦＦ）するのでインバータが起動すれば電源は直流電圧を出力する。
【００６７】
次に、プラズマの点火およびスパッタの開始までは、以下の如くである。すなわち、トランジスタＱ１〜Ｑ４のスイッチングによりインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２が起動すると、トランスＴ１とダイオードブリッジＤＢ１、ＤＢ２を介して直流電圧を出力し、徐々にチャンバ１０１へ供給される電圧が上昇する。
【００６８】
プラズマの点火電圧は、例えばマイナス２００ボルト以下であり、この時点で、アークセンサのアーク判定レベルであるマイナス１５０ボルト（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）やマイナス１８０ボルト（Ａsen1）を超過する。つまり、各アークセンサは、アーク放電を検出せず、センサからのアーク検出信号はオフになる。
【００６９】
所定の条件が成立するとチャンバ内で放電が始まり、電流が流れてプラズマが形成されてスパッタが開始される。同時に電流が流れ始め、所定の電流しきい値を超えると制御信号（current）が得られ、ack信号が出力されて、フォトカプラ（ＰＣ１２、ＰＣ２２、ＰＣ３２）がオンされるが、すでにarc信号が無いので、フォトカプラ（ＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１）がオフのままであり、順方向（スパッタを実施する電圧方向）の直流電圧・電流の出力を継続する。
【００７０】
そして、スパッタ中にアーク放電が発生した時には、以下の動作が実行される。すなわち、正常なスパッタ中の放電電圧は、マイナス４００ボルト以上（例えば、マイナス７５０ボルト程度）であるが、アーク放電が始まると短時間に負荷電圧（すなわち出力電圧）が上昇（絶対値が低下）する。出力電圧がマイナス１８０ボルトよりも上昇する（ゼロボルトに近づく）と、まず統括アークセンサ（Ａsen1）が応答して、アーク検出信号を出力し、ワンショット・タイマＴＭＲ１を起動して「消弧期間」の間、arc信号を出力する。しかし、フォトカプラＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１の信号伝達には、例えば１マイクロ秒程度の遅延が生ずる。
【００７１】
この間に出力電圧がマイナス１５０ボルトにまで到達すると、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）が応答し、アーク検出信号をオア・ゲートに出力する。オア・ゲートの出力はアンド・ゲートを介して、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を開き、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を閉じることにより、逆電圧を出力する。個別アークセンサからの出力経路には、フォトカプラが介在しないので、その信号伝達は迅速であり、極めて短時間にアーク遮断動作が開始される。従って、フォトカプラを介したアーク遮断動作よりも先に、アーク遮断動作を開始することができる。
【００７２】
一方、ワンショット・タイマＴＭＲ１により管理される「消弧期間」が終了すると、ワンショット・タイマＴＭＲ２により「復旧期間」の間、ack信号がオフになるので、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）の検出信号に係らず、順方向の電流出力が再開される。
【００７３】
そして、「復旧期間」が終了し、ack信号がオンになった時にアーク放電が連続していれば、各アークセンサが遮断指令を出して、再びアーク遮断動作を再開する。
【００７４】
一方、「復旧期間」が終了し、ack信号がオンになった時にアーク放電が無くなっていれば、チャンバ電圧は、アークセンサの検出しきい値を超えているので、各アークセンサは遮断指令を出さずスパッタを継続する。
【００７５】
以上説明したように、本実施形態によれば、アーク放電が発生してチャンバ電圧が急速に上昇すると、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）を介した制御回路によって迅速に遮断動作を開始し、一方、「消弧期間」と「復旧期間」は常に統括アークセンサ（Ａsen1）によって管理される。従って、複数のアークセンサを設けても、「消弧期間」と「復旧期間」は一定に維持され、動作タイミングの「ずれ」などが生ずることがなくなる。
【００７６】
すなわち、複数のアークセンサを設けた場合、現実には、それぞれのアークセンサの個体差に応じて、検出しきい値に「ばらつき」が生ずることが多い。これに対して、本実施形態によれば、「消弧期間」と「復旧期間」を管理するワンショット・タイマを共通化することにより、動作タイミングを統一することができる。
【００７７】
図３は、通常のアーク放電が発生した時の出力電圧の変化を表すグラフ図である。
【００７８】
また、図４は、このようなアーク放電が発生した場合の本実施形態の電源の動作を表す模式図である。
【００７９】
すなわち、正常なスパッタ時には、例えば、マイナス７５０ボルト程度の電圧が出力されている。これに対して、アーク放電が発生すると、電圧は例えばマイナス８０ボルト程度にまで急激に上昇（絶対値が低下）する。そして、まず統括アークセンサ（Ａsen1）の検出しきい値（例えば、マイナス１８０ボルト）を超え、さらに個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）の検出しきい値（例えば、マイナス１５０ボルト）を超える。ただし、図３に表したようなアーク放電の場合、電圧の上昇は急激であるため、これらアークセンサによる検知タイミングは、非常に接近している。
【００８０】
統括アークセンサ（Ａsen1）が電圧の低下を検出すると、ワンショット・タイマＴＭＲ１を起動させることにより、「消弧期間」の計測が開始される。同時に、フォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）を介した遮断動作（逆方向電圧の出力）が開始されるが、この時に、フォトカプラの動作には遅延が生ずる。
【００８１】
これに対して、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）は、アーク放電を検出するとフォトカプラを介さずに遮断動作を開始する。その結果として、統括アークセンサよりも先に、チャンバに対して迅速に逆方向電圧を印加し、アーク放電を迅速に遮断できる。
【００８２】
一方、「消弧期間」と「復旧期間」の管理は、統括アークセンサに接続されたワンショット・タイマＴＭＲ１、ＴＭＲ２により行われるため、これら複数のアークセンサを設けても動作タイミングに「ずれ」が生ずることはない。
【００８３】
なお、図３に例示したように、チャンバ電圧が急速に上昇（絶対値が低下）するアーク放電は、例えば、アルミニウムをはじめとした各種の金属をスパッタする場合などに生ずることが多い。そして、このようなスパッタは、例えば、２０〜３０ｋＷ程度の大きな電力を投入する場合が多く、アーク放電の被害も大きいので、迅速に消弧することが望まれる。本実施形態によれば、個別アークセンサにより遮断動作を極めて迅速に開始できる点で、特に顕著な効果が得られる。
【００８４】
一方、スパッタ中に電圧が徐々に上昇（電圧の絶対値が徐々に低下）する「異常放電」が生ずることがある。
【００８５】
図５は、異常放電が生じた時の電圧変化を例示するグラフ図である。
【００８６】
また、図６は、このような異常放電が生じた場合の本実施形態の電源の動作を表す模式図である。
【００８７】
例えば、ＳｉＯ２などをスパッタする場合、図５に例示したように、電圧が徐々に上昇することがある。この上昇の時間は、例えば、２０ミリ秒程度と比較的長い場合がある。このような「異常放電」が生じた場合には、まず、統括アークセンサ（Ａsen1）が電圧の異常を検出し、「消弧期間」の計測を開始させると同時にフォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）を介した遮断動作を開始する。
【００８８】
そして、チャンバ電圧がさらに上昇すると、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）が電圧の異常を検出し、遮断動作を開始する。しかし、図５に例示したようにチャンバ電圧の上昇速度が小さい場合には、統括アークセンサによる逆電圧の出力のほうが先に開始される。つまり、図３及び図４に表したように電圧が急速に変化する場合とは、動作の順序が逆になる。
【００８９】
一般に、統括アークセンサや個別アークセンサの検出感度には、個体差などに起因する「ばらつき」などが含まれる場合がある。このような場合、図５に例示したように電圧がゆっくり変化すると、それぞれのセンサによる遮断動作のタイミングが大きくずれる虞がある。センサ毎に遮断動作のタイミングが大きくずれると、電源の動作が不安定になる場合もある。
【００９０】
これに対して、統括アークセンサのほうが個別アークセンサよりも先に異常放電を検知するように検知レベルを設定しておけば、図５に例示したように電圧がゆっくり変化したような場合に、統括アークセンサによる遮断動作を先に実行させることができる。その結果として、センサ毎の動作タイミングのばらつきによる問題を解消することができる。また、このような場合にも、「消弧期間」と「復旧期間」は統括アークセンサにより管理され、動作タイミングに「ずれ」が生ずることはない。
【００９１】
また、図５に例示したような「異常放電」は、ＳｉＯ２などを、例えば２〜３ｋＷ程度の比較的低い投入電力でスパッタする場合に生ずることが多い。従って、このような場合には、フォトカプラの遅延を含んだ遮断動作を用いても放電の被害が比較的少なくて済む。
【００９２】
以上説明したように、本実施形態によれば、フォトカプラを介さない遮断動作を行う個別アークセンサを付加し、さらに、「消弧期間」と「復旧期間」の管理は共通のワンショット・タイマで行うことにより、迅速且つ統一のとれた遮断動作を行う電源を提供することができる。
【００９３】
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態として、アーク遮断動作の後に順方向電力を再投入する際に、過電力の投入を防ぐことができる電源について説明する。
【００９４】
図７は、本実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【００９５】
また、図８は、本発明者が本実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。図７及び図８については、図１乃至図６に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
【００９６】
以下、まず図８に表した比較例の電源について説明する。
【００９７】
この電源も、第１実施形態に関して前述したものと同様に、２つのインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２からの順方向直流出力をチャンバに出力してスパッタを行うものである。
【００９８】
また、出力電力は帰還制御される。すなわち、出力電圧センサ（Ｖsen）と出力電流センサ（Ｃsen1）とによりそれぞれ出力電圧と出力電流を計測し、これらを積算回路ＭＴＬにおいて積算することにより実際の出力電力を得る。そして、この出力電力値と、これとは別に上位の制御装置（図示せず）から入力した設定値（Ｐset）と、を電力比較回路（Ｐerr）において比較することにより、指令電流値を計算する。そして、この指令電流値と、電流センサ（Ｃsen1）からの計測値とを電流比較回路（Ｃerr）において比較し、ＰＷＭ回路（ＰＷＭ）に入力することによりインバータのＰＷＭ(pulsewidth modulation）制御を行う。
【００９９】
さて、スパッタ中にアーク放電が発生するとチャンバ１０１の電圧が低下する。アークセンサ（Ａsen）は、この出力電圧の低下によってアーク放電を検出すると、まず、所定の「消弧期間」の間、以下に説明する動作を実行する。
【０１００】
すなわち、サンプル・ホールド・スイッチ（S&Hold）を開いて、電力比較回路（Ｐerr）から電流比較回路（Ｃerr）に至る指令電流値の出力経路を遮断する。すると、その経路に直列に接続されているホールド用コンデンサＣＨによって、直前の指令電流値が電流比較回路（Ｃerr）に出力される。
【０１０１】
また、アークセンサは、アーク放電を検出すると、図示しない制御回路によって絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を閉じ、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を開いて逆電圧源ＤＣ２から絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２、チャンバ、逆電圧源ＤＣ２の経路で逆方向電圧を出力してチャンバ電流を急速遮断する。
【０１０２】
また同時に、ダイオードＤ１と絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ダイオードＤ２と絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ２の閉回路を形成することにより、インダクタＬ１、Ｌ２の電流を保存する。
【０１０３】
以上の動作を「消弧期間」の間、実行した後に、所定の「復旧期間」の間は、アーク検出の有無に係らず絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を開いて順方向電流を出力する。「復旧期間」の後にアーク放電を検出したら、上述した「消弧期間」の動作を繰り返し、アーク放電を検知しなければそのままスパッタ電流を出力する。
【０１０４】
インダクタＬ１、Ｌ２の電流は、「消弧期間」が終わるまでの間、コンデンサＣＨにホールドされたアーク発生直前の指令電流値を目標にして定電流制御される。
【０１０５】
しかし、重大なアーク放電が発生すると、「消弧期間」と「復旧期間」を繰り返しても、放電を完全に消弧するまでに長い時間を要する場合がある。図８に表した回路構成の場合、この間の電流センサ（Ｃsen1）は、「復旧期間」の間しかインダクタの電流を監視できない。また、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２やスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６のスイッチング時の過渡応答による電流誤差を含めると、電流センサにおける測定値は、実際のインダクタ電流よりも小さくなる傾向がある。このため、コンデンサＣＨにホールドされた指令電流値に固定して定電流制御しても、「復旧期間」に流す順方向電流は大きくなる。その結果として、順方向の過電力を投入することにより、「復旧期間」においてアーク放電を再発させることがある。
【０１０６】
既に形成されているアーク発生点（ホットスポット）へ過電力を投入すると、ホットスポットの温度が急激に上昇し、周囲に飛び散る「スプラッシュ」などのアーク被害が発生しやすい。また、このような被害は、特に、複数の電源を並列接続してスパッタしたり、電源を大電力で運転したりする場合に顕著となる。
【０１０７】
そこで、本発明者は、本実施形形態に至った。
【０１０８】
以下、図７を参照しつつ、本実施形態の電源について詳細に説明する。
【０１０９】
本実施形態においては、出力電流センサ（Ｃsen1)とは別に、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）を設ける。出力電流センサ（Ｃsen1）は、アーク遮断時（「消弧期間」）に形成するインダクタ電流の保存のための閉回路と、電源出力端子と、の間に設けられている。また、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）は、アーク遮断時のインダクタ電流の保存のための閉回路内であって、且つ電源からの順方向出力時にもインダクタの電流が流れる箇所に設ける。インダクタ電流センサ（Ｃsen2）は、具体的には、インダクタＬ１またはＬ２と隣接する箇所に設けることができる。
【０１１０】
出力電流センサ（Ｃsen1）は、電源を定電力運転し、実際の出力電流をモニタする役割を有する。すなわち、電源は、この出力電流センサ（Ｃsen1) の計測データを元に、出力の定電力制御と実際の電流モニタを行う。
【０１１１】
一方、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）は、アーク遮断動作を行う「消弧期間」においても、インダクタ電流を計測する役割を有する。すなわち、電源は、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）の計測データに基づいて「消弧期間」を含む動作時の定電流制御を行う。
【０１１２】
なお、図７においては、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）をインダクタＬ１の近傍に設けた具体例を表したが、このインダクタ電流センサ（Ｃsen2）はインダクタＬ２の近傍に設けてもよい。
【０１１３】
以下、本実施形態の電源の動作について説明する。
【０１１４】
まず、スパッタ時には、出力電圧センサ（Ｖsen）による電圧測定値と、出力電流センサ （Ｃsen1）による電流測定値とを掛算（ＭＴＬ）して出力電力の測定値を得る。そして、図示しない上位の制御装置から入力した設定電力値（Ｐset）に対して、出力電力の測定値が有する誤差を電力比較回路（Ｐerr）において計算し、出力すべき指令電流値を決定する。
【０１１５】
このようにして得られた指令電流値に対して、電流比較回路（Ｃerr）は、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）による電流測定値からの誤差を求め、ＰＷＭ回路（ＰＷＭ）がインバータのパルス幅を決定する。
【０１１６】
一方、アーク放電が発生すると、アークセンサ（Ａsen）は、出力電圧の低下によってアーク放電を検出し、上述したように、「消弧期間」と「復旧期間」とにより管理するアーク遮断動作を開始する。
【０１１７】
「消弧期間」の間、出力電流センサ（Ｃsen1）は、チャンバに流れる実際の電流を測定して測定電流値として出力し、掛算器（ＭＴＬ）を通して電力比較回路（Ｃerr）に電流情報を与える。しかし、電流比較回路（Ｃerr）に供給される指令電流値は、アーク発生時にコンデンサＣＨにホールドされたデータであるので変動しない。一方、出力電流センサ（Ｃsen1）により測定したチャンバ電流をモニタ端子（moni）から取り出して、アーク放電の消弧の状態を調べることができる。
【０１１８】
これに対して、出力電流センサ（Ｃsen1）は、「消弧期間」の間も、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１を含む閉回路に保存されているインダクタ電流の測定を行い、電流比較回路（Ｃerr）に測定値を入力し、ホールドされた指令電流値との誤差に基づく定電流制御が実行される。インダクタ電流は、「消弧期間」にも保存されるが、何らかの原因でインダクタ電流が変動したら、指令電流値を目標に定電流制御される。従って、「消弧期間」が終了して「復旧期間」が開始された時も、チャンバに対して、過大な電力が投入されるという問題を解消できる。
【０１１９】
アーク放電が消弧すると、「復旧期間」にチャンバ電圧が回復するので、アークセンサ（Ａsen）によって出力電圧の上昇を確認したら、サンプル・ホールド・スイッチ（S&Hold）を閉じて、電力比較回路（Ｐerr）からの指令電流値を電流比較回路（Ｃerr）に入力する。電流比較回路（Ｃerr）は、新たな指令電流値に応じてインダクタＬ１、Ｌ２の電流を制御し、チャンバ１０１へ出力する。
【０１２０】
以上説明したように、本実施形態によれば、スパッタ中のチャンバでアーク放電が生じて電源がアーク遮断動作を実行しいる間でも、インダクタ電流をそれに隣接するインダクタ電流センサ（Ｃsen2）により計測して帰還制御することができる。その結果として、「消弧期間」の間も、インダクタＬ１、Ｌ２を流れる電流をアーク放電の発生前の状態に維持することができ、アーク消弧後に過電力を投入することによるアーク放電の再発を解消できる。
【０１２１】
図９は、本実施形態に変形例の電源を表す模式図である。同図についても、図１乃至図８に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
【０１２２】
本変形例においては、インダクタ電流を個別に保存するための閉回路が省略されている。すなわち、図７と比較すると分かるように、ダイオードＤ１、Ｄ２を含む経路が省略され、またスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６も省略されている。
【０１２３】
この電源の場合、「消弧期間」においては、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を閉じることにより、逆電圧源ＤＣ２からチャンバに対して逆方向電圧を印加すると同時に、インダクタＬ１を流れている電流は、インダクタＬ１、整流器ＤＢ１、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１を含む回路において保存され、インダクタＬ２を流れている電流も、インダクタＬ２、整流器ＤＢ２、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ２を含む回路において保存される。
【０１２４】
そして、この「消弧期間」中においても、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）によって実際のインダクタ電流を計測し、帰還制御することにより、「復旧期間」に適正な順方向電力を投入することができる。すなわち、過大な電力を再投入することによるアーク放電の再発を解消することができる。
【０１２５】
（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態として、第２実施形態のように、出力電流センサとインダクタ電流センサとを設けた電源において、「地絡事故」すなわちグラウンドに対して短絡などが生じた場合にも対処できる改良を施した電源について説明する。
【０１２６】
図１０は、本実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【０１２７】
また、図１１は、本発明者が本実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。図１０及び図１１についても、図１乃至図９に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
【０１２８】
以下、まず図１１に表した比較例の電源について説明する。
【０１２９】
この電源は、図７および図９に表したように、出力電流センサ（Ｃsen1）と、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）とを備え、第２実施形態に関して前述したように、「消弧期間」の間でも、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）によってインダクタ電流を帰還制御することができる。なお、同図においては、サンプル・ホールド・スイッチ（S&Hold）や、ホールド用コンデンサＣＨなどは便宜上、省略した。
【０１３０】
さて、この電源の場合、通常の順方向出力時には、出力電圧センサ（Ｖsen）と出力端子正極の出力電流センサ（Ｃsen1）の観測値の積を積算回路（ＭＴＬ）に演算することにより出力電力を得る。そして、この出力電力と、上位の制御装置（図示せず）からの電力指令値（Ｐset）を電力比較回路（Ｐerr）で比較することにより、指令電流値（Ｃset）を求め、これに対してインダクタ電流センサ（Ｃsen2）の観測値が一致するようにＰＷＭ回路（ＰＷＭ）を介してインバータをＰＷＭ制御する。
【０１３１】
ところが、電源の出力は高電圧（例えば、１５００ボルトあるいはそれ以上）であり、電源内部の高圧部などでは、図１１に矢印ＧＳで例示したような「地絡事故」が発生することもあり得る。つまり、電源の高電圧部と、その近傍の接地電位部分との間で「気中アーク放電」などによる短絡が生ずることがあり得る。
【０１３２】
このような「地絡事故」が生ずると、短絡点（矢印ＧＳ）からインダクタ電流センサ（Ｃsen2）と出力電流センサ（Ｃsen1）を介して、チャンバ１０１の接地電位に至る短絡電流が流れる。この短絡電流は、２つの電流センサを流れるので、これらの差分などを演算しても、その判定ができない。しかも、スパッタの負荷は通常は定電圧特性を有し、そこを流れる順方向電流が減少しても電圧が維持されるので、電圧の変化としても検出できない。
【０１３３】
つまり、図１１に表した電源の場合、このような「地絡事故」による短絡電流が流れても、それを検出することができず、異常を認識できないまま正極Ｐの電流を一定に制御しようとする。すると、地絡事故が生じた短絡箇所（ＧＳ）においては電流が連続するため、気中アーク放電が維持され、部品の破損などが生ずることもあり得る。
【０１３４】
本発明者は、かかる課題の認識に基づいて本実施形態に至った。
【０１３５】
すなわち、本実施形態においては、まず、図１０に表したように、出力電流センサ（Ｃsen1）を負極側の出力端子とアーク遮断用の絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴとの間であって、さらにはこの出力端子と逆方向アーク防止用ダイオードＤＡ１の間に設ける。
【０１３６】
これは、地絡事故が起き易い高電圧箇所は、電源の負極の出力（Ｎ端子）側であり、さらには電流平滑前の整流器の出力部分だからである。地絡事故の発生時は、多くの場合、ここから短絡電流が流入するので、短絡電流が出力電流センサ（Ｃsen1）を流れないようにするため、この整流器（ＤＢ２）よりも負荷側（Ｎ端子側）に出力電流センサ（Ｃsen1）を設ける。
【０１３７】
一方、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）には、短絡電流が流れるようにするため、この整流器（ＤＢ２）より接地側（Ｐ端子側）に設置する。つまり、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）は、正極側の出力端子（Ｐ端子）とそれに一番近いインダクタＬ１との間に設ける。さらには、「消弧期間」においてもインダクタ電流を計測できるように、アーク遮断用の絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴが閉じた時に形成される閉回路の中にインダクタ電流センサ（Ｃsen2）を設ける。
【０１３８】
このように、各電流センサを配置した上で、これら電流センサ（Ｃsen1、Ｃsen2）の計測値が一致しない時は、「地絡事故」と判定する。具体的には、例えば、これら２つの電流センサの出力側において、抵抗分圧回路を設けてレベルが９０％の信号を用意する。そして、コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２に各電流センサ（Ｃsen1、Ｃsen2）の出力信号を入力し、それぞれが他方の９０％を超過することをアンド・ゲートにより確認する。
【０１３９】
ただし、アーク放電が発生して消弧動作をすると、出力電流は遮断されるがインダクタ電流は保存され、これら電流値が異なる。そこで、コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２を用いた上記判定において、消弧動作の状態を除外するため、「消弧期間」中およびその後の所定の時間は、これら電流センサの比較を無効にする必要がある。このため、アークセンサ（Ａsen）からの出力信号をマルチトリガのタイマ回路（ＴＭＲ）に入力し、タイマの出力中である「消弧期間」およびその後の所定時間は、コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２による確認結果をマスクする。
【０１４０】
一方、マスクされない状態において、コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２による上記の確認が得られない場合は、「地絡事故」と判断し、必要に応じてタイマ回路（ＴＭＲ）を介して、電源の運転信号（RUN）を遮断することにより、電源を停止する。
【０１４１】
このように、「地絡事故」を検出した場合には、例えば、所定時間の間、電源の運転を停止して、運転モニタに異常を表示するなどの処理を実行させることができる。
【０１４２】
またこのとき、電源の運転を管理する上位の制御装置（図示せず）は、「地絡事故」による電源の停止動作が頻発するような場合には、電源の運転信号を停止するようにしてもよい。
【０１４３】
また一方、このような電源を複数台設け、並列接続してスパッタ装置に電力を出力するような場合がある。
【０１４４】
図１２は、このように複数の電源１１０を並列接続したスパッタシステムを表す模式図である。このような場合にも、電源１１０のそれぞれにおいて出力電流センサ（Ｃsen1）とインダクタ電流センサ（Ｃsen2）とによる計測値を比較して「地絡事故」を判定することができる。また、電源１１０のそれぞれにおいてインダクタ電流センサ（Ｃsen2）による計測を行い、この合計値と、別途設けた外部電流センサによって計測した各電源１１０からの出力電流の合計値とを比較してもよい。
【０１４５】
以下、本実施形態の電源の動作について、具体例を挙げつつ説明する。すなわち、５００ボルト、２アンペアで運転中に、矢印ＧＳの「地絡事故」が発生した場合の動作を説明する。
【０１４６】
まず、スパッタ時には、２つのインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の出力をそれぞれダイオードブリッジで整流し、かつそれぞれをインダクタＬ１、Ｌ２で平滑して出力端子Ｐ、Ｎを経て負荷へ供給し、負荷の正極は接地する。
【０１４７】
出力電圧を電圧センサ（Ｖsen）で、出力電流を電流センサ（Ｃsen1）で計測して、指令電力が得られるための電流値（Ｃset）を計算し、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）の計測結果が、この電流値になるようにインバータの運転を調整する。
【０１４８】
そして、「地絡事故」が発生すると、事故点（ＧＳ）から流入した電流は整流器ＤＢ２、インダクタＬ１、電流センサ（Ｃsen2）、整流器ＤＢ１、Ｐ端子、を経て負荷においてアースに戻る。よって、出力電流センサ（Ｃsen1）は負荷を流れる電流２アンペアを計測するが、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）は負荷電流２アンペアと、インバータの１次側で過電流にならない限界の短絡電流（例えば、約２０アンペア）を合わせた２２アンペアを計測する。なお、インバータの１次側の限界を超えた場合は、「過電流」として電源が停止するようにすることができる。
【０１４９】
この場合、出力電流センサ（Ｃsen1）の計測値は、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）の９０％である１９．８アンペアよりも小さいので「異常」と判定され、ＰＷＭ回路（ＰＷＭ）の運転信号（RUN）を遮断して電源が停止し、運転モニタ（図示せず）を切るなどの処理を実行する。
【０１５０】
その後、所定の時間の経過の後に、電源を復帰させてもよい。すなわち、タイマ回路（ＴＭＲ）により管理される停止時間が終了すると、電源の運転を再開するようにすることができる。この時点で、「地絡事故」が解除されていれば点火動作からスパッタを再開するが、「地絡事故」が継続していれば、上述した動作により、再度電源を停止する。
【０１５１】
また一方、「地絡事故」が頻発するような場合には、電源の自動復帰を停止してもよい。例えば、電源に対して上位の制御装置（図示せず）が電源の運転モニタを監視し、「地絡事故」による停止が頻発する時は、自動復帰不能な異常状態と判断して、運転信号（RUN）を止めて装置を停止させ、必要に応じてオペレータなどにアラームを出すようにしてもよい。このようにすれば、「地絡事故」の被害をより低減し、原因を迅速に取り除くことができる。
【０１５２】
以上説明したように、本実施形態によれば、電源内部の高電圧部分で「地絡事故」が発生し、過大な短絡電流が流れると、２つの電流センサの計測値が異なるので、迅速かつ正確に検知することができる。つまり、短絡電流が、インバータの過電流とはならない範囲であっても、「異常」を検出し、電源を停止することができる。その結果として、「地絡事故」による部品の破損や、生産プロセスの停止、不良品の形成などの問題を防ぐことが可能となる。
【０１５３】
（第４の実施の形態）
次に、本発明の第４の実施の形態として、プラズマの点火時や、アーク放電が発生した時に、過電流を投入することを防ぐことができる電源について説明する。
【０１５４】
図１３は、本実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【０１５５】
また、図１４は、本発明者が本実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。図１３及び図１４についても、図１乃至図１２に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。
【０１５６】
以下、まず図１４に表した比較例の電源について説明する。
【０１５７】
このような電源は、例えば、上位の制御装置（図示せず）によって、電源が出力する電力と処理時間とを管理され、運転指令（RUN）と電力指令値（Ｐset）とを入力する。これらの制御信号を入力した電源は、インバータを起動して整流したインバータ電流をインダクタで平滑して出力する。
【０１５８】
インバータの制御回路は、電力比較回路（Ｐerr）によって出力電力の誤差積分演算を開始するが、電源の起動時は指令電流値（Ｃset）がゼロから上昇する。ただし、後段の増幅率が高いので、出力電圧はプラズマの点火電圧まで一気に上昇する。
【０１５９】
プラズマが点火するまでの間は、出力電圧が上昇しても出力電流がゼロなので、指令電流値（Ｃset）は時間経過とともに大きくなる。
【０１６０】
一方、プラズマが点火すると、負荷に電流が流れる。すると、電圧センサ（Ｖsen）および出力電流センサ（Ｃsen1）とによりそれぞれ計測した出力電圧と出力電流に応じて計算（ＭＴＬ）した出力電力と、指令電力との誤差を電力比較回路（Ｐerr）で積分して指令電流値（Ｃset）を定める。電流比較回路（Ｃerr）では、電流センサ（Ｃsen2）により計測したインダクタ電流と指令電流（Ｃset）との誤差に比例してインバータをＰＷＭ制御する。
【０１６１】
一方、スパッタ中にアーク放電が発生し、チャンバの電圧低下を出力電圧の低下として検知した電源は、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を閉じ、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を開いて逆電圧源ＤＣ２から逆電圧を出力し、規定した「消弧期間」の間、出力電流を遮断する。
【０１６２】
なお、アーク放電中は遮断動作のため出力電力がほとんど無く、指令値（Ｐset）との誤差が大きくなるので指令電流値（Ｃset）が大きくなる。これは電流遮断とは反対の動作指令となっしまう。そのため、例えば、図７に例示したようなサンプル・ホールド・スイッチ（S&Hold）とホールド用コンデンサＣＨなどを設けて、指令電流値（Ｃset）の保持や調節を行う必要がある。
【０１６３】
ところが、図１４に表した電源の場合、プラズマの点火までの待ち時間が長いと、点火時の指令電流値（Ｃset）が大きくなり、オーバーシュート状態になることがある。その結果として、点火時に、過大な電流を投入することがある。
【０１６４】
また、アーク放電が発生した時は、出力電圧の降下により増加した電流を測定してから電流制御により出力電流が抑制されるが、インダクタ電流の応答は遅いために、その電流の抑制動作が遅れる場合がある。その結果として、アーク放電が発生した初期の大きな瞬間電流を抑制できず、アーク被害が拡大することがある。
【０１６５】
本発明者は、かかる課題の認識に基づいて本実施形態に至った。
【０１６６】
すなわち、本実施形態においては、図１３に例示したように、除算回路（ＤＩＶ）を設け、（指令電力値÷出力電圧）を計算して出力すべき電流値を演算する。また、除算回路（ＤＩＶ）に入力する出力電圧は、電圧センサ（Ｖsen1）の計測データであるが、リミッタ（limit）を設けることによって、正常放電の最低電圧を制限値とする。正常放電の最低電圧値、すなわち制限値は、例えばマイナス１５０ボルトとすることができる。
【０１６７】
そして、このようにして得られた出力すべき電流値に対して、出力電流センサ（Ｃsen1）が測定した電流の誤差を電流比較回路（Ｃerr1）において演算する。電流比較回路（Ｃerr1）の出力は、積分動作を停止するスイッチＳＷに接続する。このスイッチＳＷが閉じている状態では積分動作はされず、開いている状態において積分動作が実行される。従って、このスイッチＳＷを出力電流センサ（Ｃsen1）とコンパレータ（Cmp）により制御することにより、出力電流が所定値以上の時だけ積分動作するように制御することができる。
【０１６８】
スイッチＳＷを動作させるためのしきい値、すなわち積分動作させるか否かの判断値は、例えば、出力電流が出力すべき電流の半分（１／２）とすることができる。
【０１６９】
以上説明した構成によれば、電力制御に際して、スパッタの開始から誤差の積分を始めることができる。そして、スパッタの開始の判断は、出力電流センサ（Ｃsen1）による測定値が所定値に上昇したことにより判断できる。
【０１７０】
そして、この積分を実行しない時間帯は、（出力すべき電流値＝指令電力値÷出力電圧）を電流指令値とすることができる。
【０１７１】
一方、本実施形態においては、出力電圧の帰還制御回路を設けることにより、電圧降下時にインバータの出力を絞ることができる。すなわち、図１３に表したように、インダクタＬ１の電圧を測定するインダクタ電圧センサ（Ｖsen2）を設ける。また、インダクタの指令電流値（Ｃset）と、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）の出力とを電流比較回路（Ｃerr2）において比較することにより、インダクタＬ１に印加される電圧を計算する。そして、この計算値と、インダクタ電圧センサ（Ｖsen2）の出力と、を電圧比較回路（Ｖerr）において比較して、その出力によりＰＷＭ回路（ＰＷＭ）を介してインバータのＰＷＭ制御を実行する。このようにすれば、出力電圧の帰還制御が可能となり、インダクタの電圧が降下した時にインバータの出力を絞ることができる。
【０１７２】
以下、本実施形態の電源の動作について具体例を参照しつつ詳細に説明する。
【０１７３】
まず、起動の際には、運転する指令電力値（Ｐset）を入力するが、出力電圧がゼロであり、正常放電の最低電圧値、すなわち制限値のマイナス１５０ボルトで電流を計算する。例えば、出力電力が３００ワットの設定の場合には、２アンペアが指令電流値（Ｃset）のスタート値となる。インダクタ電流、インダクタ電圧ともにゼロだが、運転信号（RUN）が入るまでは、トランジスタＱ１〜Ｑ４は動作しない。
【０１７４】
そして、上位の制御装置から運転信号（RUN）が入るとインバータが起動する。プラズマの点火までは、インダクタ電流が無く、インダクタ電圧も無い。よって別途制限する点火電圧まで出力電圧が上昇する。
【０１７５】
チャンバ１０１内でグロー放電が始まると、出力電流（＝インダクタ電流）が流れ始め、出力電圧が上昇する。出力電圧がマイナス４００ボルトの場合、出力すべき電流は０．７５アンペアとなり、出力電流がその１／２の０．３７５アンペアに達すると、スイッチＳＷが開かれて電流誤差の積分を開始する。
【０１７６】
指令電流値よりインダクタ電流が小さければ、インダクタ電圧が正になるようにＰＷＭ回路（ＰＷＭ）が動作し、逆に大きければインダクタ電圧が負になるようにＰＷＭ回路（ＰＷＭ）がインバータを制御する。
【０１７７】
一方、アーク放電が発生した場合には、以下の動作が実行される。
【０１７８】
すなわち、チャンバ１０１内でアーク放電が始まると出力電圧が降下する。すると、電源はアークセンサ（図示せず）によってこれを検知し、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２をＯＮして逆電圧を出力する。同時に、インダクタ電圧が正になりＰＷＭ回路（ＰＷＭ）への入力が急減するので、インバータは一瞬停止して、電流の上昇を防止する。その後、アーク遮断を終えてスパッタを再開すると、出力すべき電流とインダクタ電流を比較して、インダクタに必要な電圧をインバータが出力する。
【０１７９】
以上説明したように、本実施形態によれば、プラズマ点火後の目標電流値が点火までの放電待ち時間によらず、設定電力と出力電圧に依存して決定される。従って、点火までに時間を要したような場合でも、オーバーシュート無しに電流制御を開始できる。
【０１８０】
また、本実施形態によれば、アーク放電が始まった時、インダクタ電流の増加を待たず、インダクタ電圧センサ（Ｖsen2）によってインダクタ電圧の降下を検出して直ちにインバータのデューティー比を絞ることができる。その結果として、過電流によるアーク被害を抑制できる。
【０１８１】
（第５の実施の形態）
次に、本発明の第５の実施の形態として、第１乃至第４の実施の形態に関して前述したいずれかの停止回路を有するマグネトロン用の電源システムについて説明する。すなわち、マグネトロンに順方向電力を供給して発振動作を生じさせ、何らかの原因により、突発的な短絡電流が生じた場合にも、上述した充電動作により充電された逆バイアス電圧源から逆電圧を印加して、迅速に電流を遮断することができる。
【０１８２】
図１５は、本発明の電源をマグネトロンの発振に用いた構成を例示する概念図である。すなわち、同図は、マグネトロンを用いたマイクロ波発生システムを表す。
【０１８３】
このシステムの電源１１０は、所定の直流高電圧をマグネトロン２００に印加して発振させる。この電源１１０として、図１乃至図１４に関して前述した本発明の電源を用いることができる。マグネトロン２００の発振により生じたマイクロ波電力は、導波管を伝送路としてアイソレータ３１０、マイクロ波センサ３２０、マイクロ波整合器３４０を介して、負荷５００に供給される。また、センサ３２０からはフィードバック信号ＦＳが、電源１１０のインバータに与えられ、マイクロ波の出力電力の制御が行われる。
【０１８４】
このようなシステムの場合にも、電源１１０からマグネトロン２００に順方向電力を供給して発振動作を生じさせ、マグネトロン２００において物理的な短絡や放電などが生じた場合にも、本発明の第１実施形態によれば、迅速且つ確実な遮断動作を実行させることができる。
【０１８５】
また、本発明の第２実施形態によれば、そのような遮断動作の際にもインダクタ電流を適正に計測し帰還制御することができるので、遮断動作の後に、過大電力を投入することによる問題を防ぐことができる。
【０１８６】
また、本発明の第３実施形態によれば、さらに電源の内部などで「地絡事故」などによる短絡が生じた場合にも、この異常を速やかに検出して電源を停止することができる。
【０１８７】
また、本発明の第４実施形態によれば、負荷が定常状態に移行するまでの間に、目標電流値がオーバーシュートする問題を解消し、さらに、アーク放電などのインピーダンスの低下が発生した時にも、過大電流を防ぐことができる。
【０１８８】
以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明は、これらの具体例に限定されるものではない。
【０１８９】
例えば、図１乃至図１４においては、２つのインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を設けた電源を例示したが、本発明はこれに限定されない。すなわち、本発明は、３つあるいはそれ以上のインバータを設けた、いわゆる「多段インバータ構成」の電源についても同様に適用して同様の作用効果を得ることができる。
【０１９０】
また一方、本発明の電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置における各部の構成、構造、数、配置、形状、材質などに関しては、上記具体例に限定されず、当業者が適宜選択採用したものも、本発明の要旨を包含する限り本発明の範囲に包含される。
【０１９１】
より具体的には、例えば、スイッチング回路としてＭＯＳトランジスタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）の記号により例示したものや、保護用素子としてバリスタの記号により例示したものなどは、これら特定の電気素子には限定されず、同様の機能または作用を有する単一の電気素子あるいは複数の電気素子を含む電気回路として構成することができ、これらすべての変形は、本発明の範囲に包含される。
【０１９２】
また、同様に、インバータやコンパレータ、論理回路、保護回路などの具体的な構成や、ダイオード、抵抗、トランジスタをはじめとする各回路素子の数や配置関係などについても、当業者が適宜設計変更したものは本発明の範囲に包含される。
【０１９３】
その他、本発明の要素を具備し、当業者が適宜設計変更しうる全ての電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置は本発明の範囲に包含される。
【図面の簡単な説明】
【０１９４】
【図１】本発明の第１実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【図２】本発明者が第１実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。
【図３】通常のアーク放電が発生した時の出力電圧の変化を表すグラフ図である。
【図４】アーク放電が発生した場合の第１実施形態の電源の動作を表す模式図である。
【図５】異常放電が生じた時の電圧変化を例示するグラフ図である。
【図６】異常放電が生じた場合の第１実施形態の電源の動作を表す模式図である。
【図７】本発明の第２実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【図８】本発明者が第２実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。
【図９】第２実施形態に変形例の電源を表す模式図である。
【図１０】本発明の第３実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【図１１】本発明者が第３実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。
【図１２】複数の電源１１０を並列接続したスパッタシステムを表す模式図である。
【図１３】本発明の第４実施形態にかかる電源の要部を表す模式図である。
【図１４】本発明者が第４実施形態に至る過程で試作した比較例の電源の要部を表す模式図である。
【図１５】本発明の電源をマグネトロンの発振に用いた構成を例示する概念図である。
【図１６】ＤＣ（direct current）スパッタ装置の要部構成を表す模式図である。
【図１７】スパッタ用電源の一例を表す模式図である。
【符号の説明】
【０１９５】
１００ 基板
１０１ チャンバ
１０４ ターゲット
１０６ ポンプ
１０７ ガス供給源
１０８ グロー放電
１１０ 電源
１２０Ａ、１２０Ｂ 接続ケーブル
１５０ アーク放電
２００ マグネトロン
３１０ アイソレータ
３２０ センサ
３４０ マイクロ波整合器
５００ 負荷
ＣＨ ホールド用コンデンサ
Ｃｍｐ コンパレータ
ＣＭＰ１、ＣＭＰ２ コンパレータ
ＤＡ１ 逆方向アーク防止用ダイオード
ＤＢ１、ＤＢ２ 整流器
ＤＣ１ 直流電源
ＤＣ２ 逆電圧源
ＤＣＰＦ 電源部
ＩＮＶ１、ＩＮＶ２ インバータ
Ｌ１，Ｌ２ インダクタ
ＰＣ１１〜ＰＣ３２ フォトカプラ
Ｑ１〜Ｑ４ トランジスタ
Ｑ５、Ｑ６ スイッチング素子
ＳＷ スイッチ
Ｔ１ トランス
ＴＭＲ１，ＴＭＲ２ ワンショット・タイマ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタにより平滑した順方向の直流電力を負荷に対して出力して定常運転を行い、前記負荷のインピーダンスの低下が生ずると前記負荷に対する前記順方向の直流電力の出力を遮断する遮断動作を行う電源であって、
前記遮断動作が実行されると前記インダクタを流れる電流は前記負荷を含まない迂回路を流れ、
前記迂回路の中に設けられ、前記定常運転においても前記遮断動作が実行された場合にも前記インダクタを流れる電流を測定するインダクタ電流センサと、
前記迂回路の外側に設けられ、前記負荷に対して出力される電流を測定する出力電流センサと、
を備えたことを特徴とする電源。
【請求項２】
前記定常運転においては、前記出力電流センサによる測定結果に基づいて前記インダクタを流れるべき電流の目標値を計算し、前記インダクタ電流センサによる測定結果が前記目標値に合致するように前記インダクタを流れる電流を制御することを特徴とする請求項１記載の電源。
【請求項３】
前記遮断動作が開始された場合は、その直前の前記目標値をホールドし、前記インダクタ電流センサによる測定結果が前記ホールドされた目標値に合致するように前記インダクタを流れる電流を制御することを特徴とする請求項２記載の電源。
【請求項４】
前記定常運転において、前記インダクタ電流センサにより測定した電流値と、前記出力電流センサにより測定した電流値と、の差または比率が一定の範囲を超えた場合に、前記順方向の直流電力の出力を停止する停止処理を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源。
【請求項５】
前記インダクタ電流センサは、前記負荷に対する出力端子のうちの接地電位に近いほうの出力端子と、前記迂回路の中で接地電位との電位差がもっとも大きい部分と、の間に設けられたことを特徴とする請求項４記載の電源。
【請求項６】
前記出力電流センサは、前記負荷に対する出力端子のうちの接地電位からより遠いほうの出力端子と、前記迂回路の中で接地電位との電位差がもっとも大きい部分と、の間に設けられたことを特徴とする請求項４または５に記載の電源。
【請求項７】
前記遮断動作が実行されている間は、前記停止処理を実行しないことを特徴とする請求項４〜６のいずれか１つに記載の電源。
【請求項８】
前記停止処理を実行した後に、一定の時間が経過したら、前記順方向の直流電力の出力を再開することを特徴とする請求項４〜７のいずれか１つに記載の電源。
【請求項９】
前記遮断動作において、前記負荷に対して前記順方向とは逆の方向の電圧を出力することを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の電源。
【請求項１０】
ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタ用電源であって、
請求項１〜９のいずれか１つに記載の電源を備え、
前記順方向の電力を前記ターゲットに与えて前記スパッタを実施可能としたことを特徴とするスパッタ用電源。
【請求項１１】
ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタ用電源であって、
請求項１〜９のいずれか１つに記載の電源を備え、
前記順方向の電力を前記ターゲットに与えて前記スパッタを実施可能とし、
前記インピーダンスの低下は、前記スパッタの際のアーク放電の発生によるものであることを特徴とするスパッタ用電源。
【請求項１２】
請求項１０または１１に記載のスパッタ用電源と、
前記ターゲットを収容可能とし大気圧よりも減圧された雰囲気を維持可能な真空チャンバと、
を備えたことを特徴とするスパッタ装置。
【請求項１】
インダクタにより平滑した順方向の直流電力を負荷に対して出力して定常運転を行い、前記負荷のインピーダンスの低下が生ずると前記負荷に対する前記順方向の直流電力の出力を遮断する遮断動作を行う電源であって、
前記遮断動作が実行されると前記インダクタを流れる電流は前記負荷を含まない迂回路を流れ、
前記迂回路の中に設けられ、前記定常運転においても前記遮断動作が実行された場合にも前記インダクタを流れる電流を測定するインダクタ電流センサと、
前記迂回路の外側に設けられ、前記負荷に対して出力される電流を測定する出力電流センサと、
を備えたことを特徴とする電源。
【請求項２】
前記定常運転においては、前記出力電流センサによる測定結果に基づいて前記インダクタを流れるべき電流の目標値を計算し、前記インダクタ電流センサによる測定結果が前記目標値に合致するように前記インダクタを流れる電流を制御することを特徴とする請求項１記載の電源。
【請求項３】
前記遮断動作が開始された場合は、その直前の前記目標値をホールドし、前記インダクタ電流センサによる測定結果が前記ホールドされた目標値に合致するように前記インダクタを流れる電流を制御することを特徴とする請求項２記載の電源。
【請求項４】
前記定常運転において、前記インダクタ電流センサにより測定した電流値と、前記出力電流センサにより測定した電流値と、の差または比率が一定の範囲を超えた場合に、前記順方向の直流電力の出力を停止する停止処理を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源。
【請求項５】
前記インダクタ電流センサは、前記負荷に対する出力端子のうちの接地電位に近いほうの出力端子と、前記迂回路の中で接地電位との電位差がもっとも大きい部分と、の間に設けられたことを特徴とする請求項４記載の電源。
【請求項６】
前記出力電流センサは、前記負荷に対する出力端子のうちの接地電位からより遠いほうの出力端子と、前記迂回路の中で接地電位との電位差がもっとも大きい部分と、の間に設けられたことを特徴とする請求項４または５に記載の電源。
【請求項７】
前記遮断動作が実行されている間は、前記停止処理を実行しないことを特徴とする請求項４〜６のいずれか１つに記載の電源。
【請求項８】
前記停止処理を実行した後に、一定の時間が経過したら、前記順方向の直流電力の出力を再開することを特徴とする請求項４〜７のいずれか１つに記載の電源。
【請求項９】
前記遮断動作において、前記負荷に対して前記順方向とは逆の方向の電圧を出力することを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の電源。
【請求項１０】
ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタ用電源であって、
請求項１〜９のいずれか１つに記載の電源を備え、
前記順方向の電力を前記ターゲットに与えて前記スパッタを実施可能としたことを特徴とするスパッタ用電源。
【請求項１１】
ターゲットをスパッタして薄膜を形成するスパッタ用電源であって、
請求項１〜９のいずれか１つに記載の電源を備え、
前記順方向の電力を前記ターゲットに与えて前記スパッタを実施可能とし、
前記インピーダンスの低下は、前記スパッタの際のアーク放電の発生によるものであることを特徴とするスパッタ用電源。
【請求項１２】
請求項１０または１１に記載のスパッタ用電源と、
前記ターゲットを収容可能とし大気圧よりも減圧された雰囲気を維持可能な真空チャンバと、
を備えたことを特徴とするスパッタ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
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【図４】
【図５】
【図６】
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【図１０】
【図１１】
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【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２００９−５９７１４（Ｐ２００９−５９７１４Ａ）
【公開日】平成２１年３月１９日（２００９．３．１９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２９２８４０（Ｐ２００８−２９２８４０）
【出願日】平成２０年１１月１４日（２００８．１１．１４）
【分割の表示】特願２００３−１３９３５（Ｐ２００３−１３９３５）の分割
【原出願日】平成１５年１月２２日（２００３．１．２２）
【出願人】（０００００２４２８）芝浦メカトロニクス株式会社 (907)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年３月１９日（２００９．３．１９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１１月１４日（２００８．１１．１４）
【分割の表示】特願２００３−１３９３５（Ｐ２００３−１３９３５）の分割
【原出願日】平成１５年１月２２日（２００３．１．２２）
【出願人】（０００００２４２８）芝浦メカトロニクス株式会社 (907)
【Ｆターム（参考）】
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