スペクトラム拡散クロックジェネレータ
【課題】 残ピークノイズを低減させることができるとともに、ジッターの増大を防止することのできるスペクトラム拡散クロックジェネレータを提供する。
【解決手段】 実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータは、チャージポンプ回路１が、出力電流量が設定に応じて変化する可変電流源を有し、位相比較器１４により検出された位相差に応じた期間、ＶＣＯ１１へ印加する電圧を制御するためのチャージ電流を出力する。
【解決手段】 実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータは、チャージポンプ回路１が、出力電流量が設定に応じて変化する可変電流源を有し、位相比較器１４により検出された位相差に応じた期間、ＶＣＯ１１へ印加する電圧を制御するためのチャージ電流を出力する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、スペクトラム拡散クロックジェネレータに関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体集積回路のクロックの高周波化に伴い顕著となった電磁波放射問題への対策の１つとして、スペクトラム拡散クロックジェネレータが用いられる。
【０００３】
スペクトラム拡散クロックジェネレータでは、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路のＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）の出力を分周する分周器に対して、その通常の分周比Ｎを、定期的に、Ｎ＋α（αは変調深度により決定される値）、Ｎ−αへ交互に変化させる。このとき、通常のＰＬＬはゲインが一定であるので、位相比較器から出力される位相差量が大きいほどＶＣＯへ入力される電圧の変化量も大きく、（Ｎ＋α）分周周波数、（Ｎ−α）分周周波数の２箇所に電磁エネルギーのピークが残存し、ノイズ低減効果が薄れる。
【０００４】
また、位相比較器の出力が入力されるチャージポンプは位相誤差量が大きいと位相制御感度が高くなるため、ピーク周波数においてジッターが増大するという問題も発生する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−２１１４７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
そこで、本発明が解決しようとする課題は、残ピークノイズを低減させることができるとともに、ジッターの増大を防止することのできるスペクトラム拡散クロックジェネレータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータは、チャージポンプ回路が、出力電流量が設定に応じて変化する可変電流源を有し、位相比較器により検出された位相差に応じた期間、ＶＣＯへ印加する電圧を制御するためのチャージ電流を出力する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るスペクトラム拡散クロックジェネレータの構成の例を示すブロック図。
【図２】第１の実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータで用いられるチャージポンプ回路およびチャージ電流量制御部の構成の例を示す回路図。
【図３】図２に示すチャージ電流量制御部の動作説明図。
【図４】第１の実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータで用いられるチャージポンプ回路内の可変電流源の別の構成の例を示す回路図。
【図５】プログラム分周器の分周比を変更する周期の中間時点における理想的の位相誤差量を示す図。
【図６】本発明の第２の実施形態に係るスペクトラム拡散クロックジェネレータの構成の例を示すブロック図。
【図７】第２の実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータで用いられるチャージポンプ回路の構成の例を示す回路図。
【図８】第２の実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータで用いられる補助電流制御部の構成の例を示すブロック図。
【図９】図８に示す補助電流制御部の動作説明図。
【図１０】本発明の第３の実施形態に係るスペクトラム拡散クロックジェネレータの構成の例を示すブロック図。
【図１１】第２の実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータで用いられる補助電流制御部の構成の例を示すブロック図。
【図１２】図１１に示す補助電流制御部の動作説明図。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、図中、同一または相当部分には同一の符号を付して、その説明は繰り返さない。
【００１０】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るスペクトラム拡散クロックジェネレータの構成の例を示すブロック図である。
【００１１】
本実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータは、その基本的な構成として、ＶＣＯ１１と、ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０を分周するプログラマブル分周器１２と、基準クロック信号ＣＫをＭ分周する分周器１３と、プログラマブル分周器１２の出力Ｂと分周器１３の出力Ａとの位相差を検出する位相比較器１４と、位相比較器１４により検出された位相差ＵＰあるいはＤＮに応じた期間、ＶＣＯ１１へ印加する電圧を制御するためのチャージ電流を出力するチャージポンプ回路１と、チャージポンプ回路１の出力を平滑化してＶＣＯ１１へ印加する電圧を発生するＬＰＦ（低域通過フィルタ）１５と、により構成されるＰＬＬ回路を備えている。
【００１２】
さらに、本実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータは、プログラマブル分周器１２から出力される分周クロックＢの数をカウントするカウンタ１６と、カウンタ１６が一定周期をカウントするごとに、プログラマブル分周器１２の分周比を変更する分周比変更部１７とを有している。分周比変更部１７は、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴに応じてプログラマブル分周器１２の分周比の変動量（＋１、±０、−１）を切り替える切り替え部１７１と、通常の分周比Ｎに、切り替え部１７１により設定された変動量を加算してプログラマブル分周器１２へ与える分周比を出力する加算器１７２と、を備える。
【００１３】
分周比変更部１７が、プログラマブル分周器１２の分周比を定期的に増減させることにより、本実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータは、周波数が変調されたクロックを生成する。
【００１４】
本実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータは、チャージポンプ回路１が、出力電流量が設定に応じて変化する可変電流源と、チャージポンプ回路１の単位時間当たりのチャージ電流量を変化させるチャージ電流量制御部２と、を備える。
【００１５】
チャージ電流量制御部２は、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴに応じてチャージポンプ回路１の可変電流源に対する設定を変更することにより、チャージポンプ回路１の単位時間当たりのチャージ電流量を変化させる。
【００１６】
図２に、チャージポンプ回路１およびチャージ電流量制御部２の具体的な回路構成の例を示す。
【００１７】
チャージポンプ回路１は、位相比較器１４により検出された位相差信号ＵＰをインバータＩＶで反転させた信号により導通が制御されるＰＭＯＳトランジスタＰＴと、位相比較器１４により検出された位相差ＤＮにより導通が制御されるＮＭＯＳトランジスタＮＴとが直列に接続され、ＰＭＯＳトランジスタＰＴには可変電流源ＶＩＧ１が接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮＴには可変電流源ＶＩＧ２が接続されている。
【００１８】
可変電流源ＶＩＧ１は、並列接続が可能な３つの定電流源ＩＧ１１、ＩＧ１２、ＩＧ１３と、その並列接続数を変化させるスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２と、を有している。
【００１９】
同様に、可変電流源ＶＩＧ２は、並列接続が可能な３つの定電流源ＩＧ２１、ＩＧ２２、ＩＧ２３と、その並列接続数を変化させるスイッチＳＷ２１、ＳＷ２２と、を有している。
【００２０】
スイッチＳＷ１１、ＳＷ２１は、チャージ電流量制御部２の出力信号Ｓ１によりそのオン／オフが制御され、スイッチＳＷ１２、ＳＷ２２は、チャージ電流量制御部２の出力信号Ｓ２によりそのオン／オフが制御される。
【００２１】
可変電流源ＶＩＧ１は、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２がともにオフしているときは定電流源ＩＧ１１の単独接続であるが、スイッチＳＷ１１がオンすると定電流源ＩＧ１１に定電流源ＩＧ１２が並列接続され、さらにスイッチＳＷ１２がオンすると定電流源ＩＧ１３がさらに並列接続される。
【００２２】
同様に、可変電流源ＶＩＧ２も、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２がともにオフしているときは定電流源ＩＧ２１の単独接続であるが、スイッチＳＷ２１がオンすると定電流源ＩＧ２１に定電流源ＩＧ２２が並列接続され、さらにスイッチＳＷ２２がオンすると定電流源ＩＧ２３がさらに並列接続される。
【００２３】
チャージ電流量制御部２は、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴを閾値Ｃ１と比較する比較器２１１と、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴを閾値Ｃ２（Ｃ２＞Ｃ１）と比較する比較器２１２と、を有している。
【００２４】
比較器２１１の出力信号Ｓ１は、ＣＮＴ＜Ｃ１のときはスイッチＳＷ１１、ＳＷ２１をオフさせ、ＣＮＴ≧Ｃ１のときはスイッチＳＷ１１、ＳＷ２１をオンさせる。
【００２５】
また、比較器２１２の出力信号Ｓ２は、ＣＮＴ＜Ｃ２のときはスイッチＳＷ１２、ＳＷ２２をオフさせ、ＣＮＴ≧Ｃ２のときはスイッチＳＷ１２、ＳＷ２２をオンさせる。
【００２６】
このようなチャージ電流量制御部２の制御により、カウンタ１６のカウントが進むほど、可変電流源ＶＩＧ１および可変電流源ＶＩＧ２の並列接続される定電流源の数が増加し、可変電流源ＶＩＧ１および可変電流源ＶＩＧ２の電流量が増加する。
【００２７】
図３に、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴに対する、位相比較器１４により検出される位相誤差量およびチャージポンプ回路１の単位時間当たりのチャージ電流量の関係を示す。
【００２８】
図３に示す例では、カウンタ１６は繰返し周期が（Ｋ＋１）のカウンタであり、カウント値ＣＮＴが０のときにプログラマブル分周器１２の分周比が（Ｎ＋１）とされ、カウント値ＣＮＴが１〜Ｋの間はプログラマブル分周器１２の分周比がＮとされるものとする。
【００２９】
したがって、位相比較器１４により検出される位相誤差量は、プログラマブル分周器１２の分周比が（Ｎ＋１）とされた直後が最も大きく、その後、位相誤差量は徐々に小さくなって行く。ここでは、カウント値ＣＮＴを０〜（Ｃ１−１）、Ｃ１〜（Ｃ２−１）、Ｃ２〜Ｋの期間に分け、それぞれの期間の位相誤差量を「大」、「中」、「小」とする。
【００３０】
本実施形態では、この位相誤差量を区分するカウント値Ｃ１、Ｃ２をチャージ電流量制御部２比較器２１１、２１２に設定する閾値とする。
【００３１】
したがって、チャージポンプ回路１の単位時間当たりのチャージ電流量は、カウント値ＣＮＴが０〜（Ｃ１−１）の期間は「小」、カウント値ＣＮＴがＣ１〜（Ｃ２−１）の期間は「中」、カウント値ＣＮＴがＣ２〜Ｋの期間は「大」と変化する。
【００３２】
チャージポンプ回路１のＰＭＯＳトランジスタＰＴおよびＮＭＯＳトランジスタＮＴ
は、位相比較器１４により検出される位相誤差量が大きいほど導通時間が長くなる。そのため、チャージポンプ回路１の出力チャージ電流量は、チャージポンプ回路１の単位時間当たりのチャージ電流量を位相誤差量で積分した値となる。
【００３３】
一般的なチャージポンプ回路では、単位時間当たりのチャージ電流量が固定されているため、位相誤差量が大きいほど、チャージポンプ回路の出力チャージ電流量も増大する。
【００３４】
しかし、本実施形態のチャージポンプ回路１では、単位時間当たりのチャージ電流量が、位相比較器１４により検出される位相誤差量が「大」の期間は「小」、位相誤差量が「中」の期間は「中」、位相誤差量が「小」の期間は「大」と変化する。
【００３５】
そのため、チャージポンプ回路１の出力チャージ電流量は、位相誤差量に対する相関が低くなり、本実施形態のＰＬＬ回路の位相制御感度は平坦化される。
【００３６】
なお、可変電流源ＶＩＧ１および可変電流源ＶＩＧ２として、１つの定電流源と、この定電流源に接続され、チャージ電流量制御部２により抵抗値が制御される可変抵抗と、を備える回路を用いるようにしてもよい。
【００３７】
図４に、可変抵抗を用いて構成した可変電流源ＶＩＧ１の回路の例を示す。この例では、定電流源ＩＧ１に、可変抵抗としてＲ−２Ｒラダー回路が接続されている。Ｒ−２Ｒラダー回路は、定電流源ＩＧ１の電流Ｉを、１／２・Ｉ、１／４・Ｉ、１／８・Ｉと分流する。図４に示す例では、チャージ電流量制御部２の出力信号Ｓ１、Ｓ２によりスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２が制御される。分流電流１／２・Ｉに対して、スイッチＳＷ１１がオンすると分流電流１／４・Ｉが加算され、ＳＷ１２がオンすると分流電流１／８・Ｉが加算される。
【００３８】
このような本実施形態によれば、チャージポンプ回路１の単位時間当たりのチャージ電流量をカウンタ１６のカウント値ＣＮＴに応じて変化させることができるので、チャージポンプ回路１の出力チャージ電流量の位相誤差量に対する相関を低くすることができる。そのため、プログラマブル分周器１２の分周比を（Ｎ±１）に変化させた直後のＶＣＯ１１の周波数の変化量を小さくすることができ、残ピークノイズを低減させることができる。また、ＰＬＬ回路の位相制御感度を平坦化するため、（Ｎ±１）分周直後のジッターも低減させることができる。
【００３９】
（第２の実施形態）
第１の実施形態では、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴに応じてチャージポンプ回路１の単位時間当たりのチャージ電流量を変化させることにより、プログラマブル分周器１２の出力Ｂと分周器１３の出力Ａとの位相差を一定の変化率で減少させることを図っている。理想的には、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴが０のとき最大ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の１周期分あった位相差が、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴがＫになったとき丁度０になるのが望ましい。その場合、図５に示すように、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴがカウント周期（Ｋ＋１）の中間値のとき、位相比較器１４により検出される位相誤差量が、ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の１／２周期分であることが理想的である。
【００４０】
すなわち、図５（ａ）に示すように、プログラマブル分周器１２の当初の分周比が（Ｎ＋１）であった場合、位相比較器１４により検出される位相誤差信号ＵＰの誤差量は、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴが０のときにＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の周期Ｔに相当する位相誤差量を示す。これが、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴが１／２（Ｋ＋１）のとき、１／２・Ｔとなっているのが理想的である。
【００４１】
同様に、プログラマブル分周器１２の当初の分周比が（Ｎ−１）であった場合は、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴが１／２（Ｋ＋１）のとき、位相比較器１４により検出される位相誤差信号ＤＮの誤差量が１／２・Ｔとなっているのが理想的である。
【００４２】
そこで、本実施形態では、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴがカウント周期の中間値であるときの位相誤差信号ＵＰ、ＤＮの誤差量をＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の半周期と比較して位相遷移量の過不足を判定し、その判定結果に応じてチャージポンプ回路の単位時間当たりのチャージ電流量の補正を行ない、以降の位相遷移量の調整を行うことができるスペクトラム拡散クロックジェネレータの例を示す。
【００４３】
図６は、本発明の第２の実施形態に係るスペクトラム拡散クロックジェネレータの構成の例を示すブロック図である。
【００４４】
本実施形態が第１の実施形態と異なる点は、チャージポンプ回路１Ａが、可変電流源ＶＩＧ１、ＶＩＧ２のそれぞれに並列に接続される補助電流源を有する点と、その補助電流源の出力電流量を制御する補助電流量制御部３を備えている点である。ここで、図１に示したブロックと同じ機能のブロックについては図１と同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００４５】
図７は、チャージポンプ回路１Ａの具体的な回路構成の例を示す回路図である。
【００４６】
図７に示すチャージポンプ回路１Ａでは、図２に示したチャージポンプ回路１の構成に対して、可変電流源ＶＩＧ１に並列に補助電流源ＨＩＧ１が接続され、可変電流源ＶＩＧ２に並列に補助電流源ＨＩＧ２が接続されている。
【００４７】
補助電流源ＨＩＧ１は、並列接続が可能な２つの定電流源ＩＧ３１、ＩＧ３２と、その並列接続数を変化させるスイッチＳＷ３１、ＳＷ３２を有している。
【００４８】
同様に、補助電流源ＨＩＧ２は、並列接続が可能な２つの定電流源ＩＧ４１、ＩＧ４２と、その並列接続数を変化させるスイッチＳＷ４１、ＳＷ４２を有している。
【００４９】
スイッチＳＷ３１、ＳＷ４１は、補助電流量制御部３の出力信号Ｈ１によりそのオン／オフが制御され、スイッチＳＷ３２、ＳＷ４２は、補助電流量制御部３の出力信号Ｈ２によりそのオン／オフが制御される。
【００５０】
図８に、補助電流量制御部３の構成の例を示す。
【００５１】
図８に示す例では、補助電流量制御部３は、位相比較器１４から出力される位相誤差信号ＵＰの信号幅をＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の半周期と比較する比較器３１１と、位相比較器１４から出力される位相誤差信号ＤＮの信号幅をＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の半周期と比較する比較器３１２と、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴが１／２（Ｋ＋１）であるときの比較器３１１あるいは比較器３１２の出力にもとづいて位相遷移量の過不足を判定する判定部３２と、を有する。
【００５２】
判定部３２は、位相遷移量の過不足の判定にもとづいて出力信号Ｈ１、Ｈ２の信号レベルを決定し、補助電流源ＨＩＧ１、ＨＩＧ２の各スイッチのオン／オフを制御し、補助電流源ＨＩＧ１、ＨＩＧ２の出力電流量を調整する。
【００５３】
図９に、補助電流量制御部３の判定部３２の判定と、出力信号Ｈ１、Ｈ２による補助電流源ＨＩＧ１、ＨＩＧ２の各スイッチのオン／オフの制御の関係を示す。なお、ここでは、初期状態では、出力信号Ｈ１は制御対象のスイッチをオンさせ、出力信号Ｈ２は制御対象のスイッチをオフさせるように設定されているものとする。すなわち、初期状態では、補助電流源ＨＩＧ１は定電流源ＩＧ３１の電流を出力し、補助電流源ＨＩＧ２は定電流源ＩＧ４１の電流を出力しているものとする。
【００５４】
図９（ａ）に示すように、判定部３２は、位相遷移量に関して、位相比較器１４から出力される位相誤差信号ＵＰの信号幅が、ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の半周期と比較して、広いときは「不足」、等しいときは「適切」、狭いときは「過剰」、と判定する。
【００５５】
図９（ｂ）に、この判定と、出力信号Ｈ１、Ｈ２がそれぞれ制御するスイッチのオン／オフの関係を示す。
【００５６】
判定が「不足」のときは、出力信号Ｈ１、Ｈ２が、それぞれ制御するスイッチをオンさせる。これにより、補助電流源ＨＩＧ１は定電流源ＩＧ３１と定電流源ＩＧ３２の加算電流を出力し、補助電流源ＨＩＧ２は定電流源ＩＧ４１と定電流源ＩＧ４２の加算の電流を出力するようになる。すなわち、初期状態に比べて、それぞれの出力電流が増加する。これにより、位相遷移率が増加し、位相遷移量の不足が解消されるようになる。
【００５７】
判定が「適切」のときは、出力信号Ｈ１、Ｈ２は、初期状態を保つように、それぞれのスイッチを制御する。これにより、現状の位相遷移率が維持される。
【００５８】
判定が「過剰」のときは、出力信号Ｈ１、Ｈ２が、それぞれ制御するスイッチをオフさせる。これにより、補助電流源ＨＩＧ１、ＨＩＧ２から電流が出力されなくなる。すなわち、初期状態に比べて、それぞれの出力電流が減少する。これにより、位相遷移率が低下し、位相遷移量の過剰が解消されるようになる。
【００５９】
このような本実施形態では、ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の１周期分の位相誤差量を与える周期の中間時点で、位相誤差量がＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の１／２周期になっているかどうかを判定し、この判定結果をチャージポンプ回路１Ａの単位時間当たりのチャージ電流量の制御へフィードバックする。そのため、チャージポンプ回路の単位時間当たりのチャージ電流量が補正され、以降の位相遷移率の適正化が図られる。これにより、より滑らかなスペクトラム拡散特性を得ることができる。
【００６０】
また、スペクトラム拡散動作時、上述のフィードバック制御が常時働くため、温度変動などによるＰＬＬ特性の乱れに影響されることも防止することができる。
【００６１】
なお、外乱等により突発的に定常位相差が増えるような場合には、位相遷移量の判定を、例えば中間時点の前後３点程度で行い、その判定結果から総合的に判断するようにすればよい。
【００６２】
（第３の実施形態）
第２の実施形態では、補助電流量制御部３の判定部３２の判定において、位相比較器１４から出力される位相誤差信号ＵＰ、ＤＮが示す位相誤差量が、ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の半周期に等しいとき、位相遷移量が「適切」と判定している。すなわち、判定ポイントが１点である。したがって、この「適切」の判定は、かなりクリティカルな判定となる。そのため、位相誤差量がＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の半周期に近づくと、「不足」と「過剰」の判定が交互に現れる可能性があり、チャージポンプ回路１Ａの単位時間当たりのチャージ電流量が振動的に変化するおそれがある。そこで、本実施形態では、位相遷移量が「適切」と判定される幅を設定することのできるスペクトラム拡散クロックジェネレータの例を示す。
【００６３】
図１０は、本発明の第３の実施形態に係るスペクトラム拡散クロックジェネレータの構成の例を示すブロック図である。
【００６４】
本実施形態の基本的な構成は第２の実施形態と同じであるが、本実施形態では、ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０を遅延器４、５で順次遅延させて、クロックＣＫ０とは位相の異なるクロックＣＫ１、ＣＫ２を生成し、クロックＣＫ１をプログラム分周器１２へ入力するクロックとしている。なお、プログラム分周器１２は、クロックＣＫ１の立ち下りに同期して分周動作を行うものとする。
【００６５】
これにより、プログラム分周器１２の入力クロックＣＫ１に対して、クロックＣＫ０は位相の進んだクロックとなり、クロックＣＫ２は位相の遅れたクロックとなる。
【００６６】
そこで、本実施形態の補助電流量制御部３Ａは、このクロックＣＫ０とクロックＣＫ２を用いて、位相遷移量の判定を行う。この場合、遅延器４、５の遅延時間の合計が、位相遷移量が「適切」と判定される幅となる。
【００６７】
図１１に、補助電流量制御部３Ａの回路構成の例を示す。
【００６８】
図１１に示す例では、補助電流量制御部３Ａは、ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０で分周器１３の出力Ａを取り込むレジスタ３３１と、遅延器５から出力されるクロックＣＫ２で分周器１３の出力Ａを取り込むレジスタ３３２と、レジスタ３３１の正転出力Ｑと反転出力ＱＮのいずれかを選択するセレクタ３４１と、レジスタ３３２の正転出力Ｑと反転出力ＱＮのいずれかを選択するセレクタ３４２と、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴが１／２（Ｋ＋１）を示したときに、セレクタ３４１の出力Ｑ１とセレクタ３４２の出力Ｑ２にもとづいて位相遷移量の過不足を判定する判定部３５と、を備える。
【００６９】
セレクタ３４１、３４２の選択の切り替えは、分周比変更部１７の切り替え部１７１から出力される切り替え信号Ｙにより行われる。すなわち、切り替え信号Ｙが＋１（プログラム分周器１２の分周比がＮ＋１）のときは、レジスタ３３１、３３２の正転出力Ｑが選択され、切り替え信号Ｙが−１（プログラム分周器１２の分周比がＮ−１）のときは、レジスタ３３１、３３２の反転出力ＱＮが選択される。この切り替えは、プログラム分周器１２の分周比が（Ｎ＋１）のときと（Ｎ−１）のときとでは、分周器１３の出力Ａとプログラム分周器１２の出力Ｂの位相関係が逆転することに対処するためのものである。
【００７０】
次に、図１２を用いて、補助電流量制御部３Ａの動作を説明する。なお、ここでは、プログラム分周器１２が（Ｎ＋１）分周を行った後を例にとって説明する。また、図１２（ａ）〜（ｃ）に示す波形は、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴが１／２（Ｋ＋１）を示した時点での波形である。
【００７１】
図１２（ａ）に示すように、位相遷移量が不足しているときは、クロックＣＫ０の立ち上りよりも早く、分周器１３の出力Ａが立ち上がる。したがって、レジスタ３３１の正転出力Ｑ（Ｑ１）、レジスタ３３２の正転出力Ｑ（Ｑ２）は、ともに‘Ｈ’となる。
【００７２】
一方、図１２（ｂ）に示すように、分周器１３の出力Ａの立ち上がりが、クロックＣＫ０の立ち上りよりも遅く、クロックＣＫ２の立ち上りよりも早い場合、レジスタ３３１の正転出力Ｑ（Ｑ１）は‘Ｌ’となり、レジスタ３３２の正転出力Ｑ（Ｑ２）は‘Ｈ’となる。このように、分周器１３の出力Ａの立ち上がりがクロックＣＫ０の立ち上りとクロックＣＫ２の立ち上りの間にあり、レジスタ３３１とレジスタ３３２の出力が異なる値となる場合、判定部３５は、位相遷移量が「適切」と判定する。
【００７３】
また、図１２（ｃ）に示すように、位相遷移量が過剰なときは、クロックＣＫ２の立ち上りよりも遅く、分周器１３の出力Ａが立ち上がる。したがって、レジスタ３３１の正転出力Ｑ（Ｑ１）、レジスタ３３２の正転出力Ｑ（Ｑ２）は、ともに‘Ｌ’となる。
【００７４】
図１２（ｄ）に、判定部３５へ入力されるＱ１、Ｑ２の信号レベルと、位相遷移量の判定および出力信号Ｈ１、Ｈ２がそれぞれ制御するスイッチのオン／オフとの関係を示す。
【００７５】
判定部３５は、位相遷移量に関して、入力されるＱ１、Ｑ２の信号レベルがともに‘Ｈ’のときは、「不足」と判定し、Ｑ１が‘Ｌ’でＱ２‘Ｈ’のときは、「適切」と判定し、Ｑ１、Ｑ２の信号レベルがともに‘Ｌ’ のときは、「過剰」と判定する。
【００７６】
なお、位相遷移量の判定と出力信号Ｈ１、Ｈ２により制御されるスイッチのオン／オフの関係は、第２の実施形態と同じであるので、ここでは、その説明を省略する。
【００７７】
このような本実施形態によれば、遅延器４、５の遅延時間を設定することにより、位相遷移量が「適切」と判定される幅を任意に設定することができる。そのため、位相誤差量がＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の半周期に近づいたときに、チャージポンプ回路１Ａの単位時間当たりのチャージ電流量が無用に変動することを防止することができる。
【００７８】
以上説明した少なくとも１つの実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータによれば、残ピークノイズを低減させることができるとともに、ジッターの増大を防止することができる。
【００７９】
また、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００８０】
１、１Ａ チャージポンプ回路
２ チャージ電流量制御部
３、３Ａ 補助電流量制御部
４、５ 遅延器
２１１、２１２、３１１、３１２ 比較器
３２、３５ 判定部
３３１、３３２ レジスタ
３４１、３４２ セレクタ
ＶＩＧ１、ＶＩＧ２ 可変電流源
ＨＩＧ１、ＨＩＧ２ 補助電流源
ＩＧ１、ＩＧ１１〜ＩＧ１３、ＩＧ２１〜ＩＧ２３、ＩＧ３１、ＩＧ３２、ＩＧ４１、ＩＧ４２ 定電流源
ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２、ＳＷ３１、ＳＷ３２、ＳＷ４１、ＳＷ４２ スイッチ
ＰＴ ＰＭＯＳトランジスタ
ＮＴ ＮＭＯＳトランジスタ
ＩＶ インバータ
Ｒ、２Ｒ 抵抗
１１ ＶＣＯ
１２ プログラマブル分周器
１３ 分周器
１４ 位相比較器
１５ ＬＰＦ
１６ カウンタ
１７ 分周比変更部
１７１ 切り替え部
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、スペクトラム拡散クロックジェネレータに関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体集積回路のクロックの高周波化に伴い顕著となった電磁波放射問題への対策の１つとして、スペクトラム拡散クロックジェネレータが用いられる。
【０００３】
スペクトラム拡散クロックジェネレータでは、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路のＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）の出力を分周する分周器に対して、その通常の分周比Ｎを、定期的に、Ｎ＋α（αは変調深度により決定される値）、Ｎ−αへ交互に変化させる。このとき、通常のＰＬＬはゲインが一定であるので、位相比較器から出力される位相差量が大きいほどＶＣＯへ入力される電圧の変化量も大きく、（Ｎ＋α）分周周波数、（Ｎ−α）分周周波数の２箇所に電磁エネルギーのピークが残存し、ノイズ低減効果が薄れる。
【０００４】
また、位相比較器の出力が入力されるチャージポンプは位相誤差量が大きいと位相制御感度が高くなるため、ピーク周波数においてジッターが増大するという問題も発生する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−２１１４７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
そこで、本発明が解決しようとする課題は、残ピークノイズを低減させることができるとともに、ジッターの増大を防止することのできるスペクトラム拡散クロックジェネレータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータは、チャージポンプ回路が、出力電流量が設定に応じて変化する可変電流源を有し、位相比較器により検出された位相差に応じた期間、ＶＣＯへ印加する電圧を制御するためのチャージ電流を出力する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るスペクトラム拡散クロックジェネレータの構成の例を示すブロック図。
【図２】第１の実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータで用いられるチャージポンプ回路およびチャージ電流量制御部の構成の例を示す回路図。
【図３】図２に示すチャージ電流量制御部の動作説明図。
【図４】第１の実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータで用いられるチャージポンプ回路内の可変電流源の別の構成の例を示す回路図。
【図５】プログラム分周器の分周比を変更する周期の中間時点における理想的の位相誤差量を示す図。
【図６】本発明の第２の実施形態に係るスペクトラム拡散クロックジェネレータの構成の例を示すブロック図。
【図７】第２の実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータで用いられるチャージポンプ回路の構成の例を示す回路図。
【図８】第２の実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータで用いられる補助電流制御部の構成の例を示すブロック図。
【図９】図８に示す補助電流制御部の動作説明図。
【図１０】本発明の第３の実施形態に係るスペクトラム拡散クロックジェネレータの構成の例を示すブロック図。
【図１１】第２の実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータで用いられる補助電流制御部の構成の例を示すブロック図。
【図１２】図１１に示す補助電流制御部の動作説明図。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、図中、同一または相当部分には同一の符号を付して、その説明は繰り返さない。
【００１０】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るスペクトラム拡散クロックジェネレータの構成の例を示すブロック図である。
【００１１】
本実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータは、その基本的な構成として、ＶＣＯ１１と、ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０を分周するプログラマブル分周器１２と、基準クロック信号ＣＫをＭ分周する分周器１３と、プログラマブル分周器１２の出力Ｂと分周器１３の出力Ａとの位相差を検出する位相比較器１４と、位相比較器１４により検出された位相差ＵＰあるいはＤＮに応じた期間、ＶＣＯ１１へ印加する電圧を制御するためのチャージ電流を出力するチャージポンプ回路１と、チャージポンプ回路１の出力を平滑化してＶＣＯ１１へ印加する電圧を発生するＬＰＦ（低域通過フィルタ）１５と、により構成されるＰＬＬ回路を備えている。
【００１２】
さらに、本実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータは、プログラマブル分周器１２から出力される分周クロックＢの数をカウントするカウンタ１６と、カウンタ１６が一定周期をカウントするごとに、プログラマブル分周器１２の分周比を変更する分周比変更部１７とを有している。分周比変更部１７は、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴに応じてプログラマブル分周器１２の分周比の変動量（＋１、±０、−１）を切り替える切り替え部１７１と、通常の分周比Ｎに、切り替え部１７１により設定された変動量を加算してプログラマブル分周器１２へ与える分周比を出力する加算器１７２と、を備える。
【００１３】
分周比変更部１７が、プログラマブル分周器１２の分周比を定期的に増減させることにより、本実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータは、周波数が変調されたクロックを生成する。
【００１４】
本実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータは、チャージポンプ回路１が、出力電流量が設定に応じて変化する可変電流源と、チャージポンプ回路１の単位時間当たりのチャージ電流量を変化させるチャージ電流量制御部２と、を備える。
【００１５】
チャージ電流量制御部２は、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴに応じてチャージポンプ回路１の可変電流源に対する設定を変更することにより、チャージポンプ回路１の単位時間当たりのチャージ電流量を変化させる。
【００１６】
図２に、チャージポンプ回路１およびチャージ電流量制御部２の具体的な回路構成の例を示す。
【００１７】
チャージポンプ回路１は、位相比較器１４により検出された位相差信号ＵＰをインバータＩＶで反転させた信号により導通が制御されるＰＭＯＳトランジスタＰＴと、位相比較器１４により検出された位相差ＤＮにより導通が制御されるＮＭＯＳトランジスタＮＴとが直列に接続され、ＰＭＯＳトランジスタＰＴには可変電流源ＶＩＧ１が接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮＴには可変電流源ＶＩＧ２が接続されている。
【００１８】
可変電流源ＶＩＧ１は、並列接続が可能な３つの定電流源ＩＧ１１、ＩＧ１２、ＩＧ１３と、その並列接続数を変化させるスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２と、を有している。
【００１９】
同様に、可変電流源ＶＩＧ２は、並列接続が可能な３つの定電流源ＩＧ２１、ＩＧ２２、ＩＧ２３と、その並列接続数を変化させるスイッチＳＷ２１、ＳＷ２２と、を有している。
【００２０】
スイッチＳＷ１１、ＳＷ２１は、チャージ電流量制御部２の出力信号Ｓ１によりそのオン／オフが制御され、スイッチＳＷ１２、ＳＷ２２は、チャージ電流量制御部２の出力信号Ｓ２によりそのオン／オフが制御される。
【００２１】
可変電流源ＶＩＧ１は、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２がともにオフしているときは定電流源ＩＧ１１の単独接続であるが、スイッチＳＷ１１がオンすると定電流源ＩＧ１１に定電流源ＩＧ１２が並列接続され、さらにスイッチＳＷ１２がオンすると定電流源ＩＧ１３がさらに並列接続される。
【００２２】
同様に、可変電流源ＶＩＧ２も、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２がともにオフしているときは定電流源ＩＧ２１の単独接続であるが、スイッチＳＷ２１がオンすると定電流源ＩＧ２１に定電流源ＩＧ２２が並列接続され、さらにスイッチＳＷ２２がオンすると定電流源ＩＧ２３がさらに並列接続される。
【００２３】
チャージ電流量制御部２は、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴを閾値Ｃ１と比較する比較器２１１と、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴを閾値Ｃ２（Ｃ２＞Ｃ１）と比較する比較器２１２と、を有している。
【００２４】
比較器２１１の出力信号Ｓ１は、ＣＮＴ＜Ｃ１のときはスイッチＳＷ１１、ＳＷ２１をオフさせ、ＣＮＴ≧Ｃ１のときはスイッチＳＷ１１、ＳＷ２１をオンさせる。
【００２５】
また、比較器２１２の出力信号Ｓ２は、ＣＮＴ＜Ｃ２のときはスイッチＳＷ１２、ＳＷ２２をオフさせ、ＣＮＴ≧Ｃ２のときはスイッチＳＷ１２、ＳＷ２２をオンさせる。
【００２６】
このようなチャージ電流量制御部２の制御により、カウンタ１６のカウントが進むほど、可変電流源ＶＩＧ１および可変電流源ＶＩＧ２の並列接続される定電流源の数が増加し、可変電流源ＶＩＧ１および可変電流源ＶＩＧ２の電流量が増加する。
【００２７】
図３に、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴに対する、位相比較器１４により検出される位相誤差量およびチャージポンプ回路１の単位時間当たりのチャージ電流量の関係を示す。
【００２８】
図３に示す例では、カウンタ１６は繰返し周期が（Ｋ＋１）のカウンタであり、カウント値ＣＮＴが０のときにプログラマブル分周器１２の分周比が（Ｎ＋１）とされ、カウント値ＣＮＴが１〜Ｋの間はプログラマブル分周器１２の分周比がＮとされるものとする。
【００２９】
したがって、位相比較器１４により検出される位相誤差量は、プログラマブル分周器１２の分周比が（Ｎ＋１）とされた直後が最も大きく、その後、位相誤差量は徐々に小さくなって行く。ここでは、カウント値ＣＮＴを０〜（Ｃ１−１）、Ｃ１〜（Ｃ２−１）、Ｃ２〜Ｋの期間に分け、それぞれの期間の位相誤差量を「大」、「中」、「小」とする。
【００３０】
本実施形態では、この位相誤差量を区分するカウント値Ｃ１、Ｃ２をチャージ電流量制御部２比較器２１１、２１２に設定する閾値とする。
【００３１】
したがって、チャージポンプ回路１の単位時間当たりのチャージ電流量は、カウント値ＣＮＴが０〜（Ｃ１−１）の期間は「小」、カウント値ＣＮＴがＣ１〜（Ｃ２−１）の期間は「中」、カウント値ＣＮＴがＣ２〜Ｋの期間は「大」と変化する。
【００３２】
チャージポンプ回路１のＰＭＯＳトランジスタＰＴおよびＮＭＯＳトランジスタＮＴ
は、位相比較器１４により検出される位相誤差量が大きいほど導通時間が長くなる。そのため、チャージポンプ回路１の出力チャージ電流量は、チャージポンプ回路１の単位時間当たりのチャージ電流量を位相誤差量で積分した値となる。
【００３３】
一般的なチャージポンプ回路では、単位時間当たりのチャージ電流量が固定されているため、位相誤差量が大きいほど、チャージポンプ回路の出力チャージ電流量も増大する。
【００３４】
しかし、本実施形態のチャージポンプ回路１では、単位時間当たりのチャージ電流量が、位相比較器１４により検出される位相誤差量が「大」の期間は「小」、位相誤差量が「中」の期間は「中」、位相誤差量が「小」の期間は「大」と変化する。
【００３５】
そのため、チャージポンプ回路１の出力チャージ電流量は、位相誤差量に対する相関が低くなり、本実施形態のＰＬＬ回路の位相制御感度は平坦化される。
【００３６】
なお、可変電流源ＶＩＧ１および可変電流源ＶＩＧ２として、１つの定電流源と、この定電流源に接続され、チャージ電流量制御部２により抵抗値が制御される可変抵抗と、を備える回路を用いるようにしてもよい。
【００３７】
図４に、可変抵抗を用いて構成した可変電流源ＶＩＧ１の回路の例を示す。この例では、定電流源ＩＧ１に、可変抵抗としてＲ−２Ｒラダー回路が接続されている。Ｒ−２Ｒラダー回路は、定電流源ＩＧ１の電流Ｉを、１／２・Ｉ、１／４・Ｉ、１／８・Ｉと分流する。図４に示す例では、チャージ電流量制御部２の出力信号Ｓ１、Ｓ２によりスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２が制御される。分流電流１／２・Ｉに対して、スイッチＳＷ１１がオンすると分流電流１／４・Ｉが加算され、ＳＷ１２がオンすると分流電流１／８・Ｉが加算される。
【００３８】
このような本実施形態によれば、チャージポンプ回路１の単位時間当たりのチャージ電流量をカウンタ１６のカウント値ＣＮＴに応じて変化させることができるので、チャージポンプ回路１の出力チャージ電流量の位相誤差量に対する相関を低くすることができる。そのため、プログラマブル分周器１２の分周比を（Ｎ±１）に変化させた直後のＶＣＯ１１の周波数の変化量を小さくすることができ、残ピークノイズを低減させることができる。また、ＰＬＬ回路の位相制御感度を平坦化するため、（Ｎ±１）分周直後のジッターも低減させることができる。
【００３９】
（第２の実施形態）
第１の実施形態では、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴに応じてチャージポンプ回路１の単位時間当たりのチャージ電流量を変化させることにより、プログラマブル分周器１２の出力Ｂと分周器１３の出力Ａとの位相差を一定の変化率で減少させることを図っている。理想的には、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴが０のとき最大ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の１周期分あった位相差が、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴがＫになったとき丁度０になるのが望ましい。その場合、図５に示すように、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴがカウント周期（Ｋ＋１）の中間値のとき、位相比較器１４により検出される位相誤差量が、ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の１／２周期分であることが理想的である。
【００４０】
すなわち、図５（ａ）に示すように、プログラマブル分周器１２の当初の分周比が（Ｎ＋１）であった場合、位相比較器１４により検出される位相誤差信号ＵＰの誤差量は、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴが０のときにＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の周期Ｔに相当する位相誤差量を示す。これが、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴが１／２（Ｋ＋１）のとき、１／２・Ｔとなっているのが理想的である。
【００４１】
同様に、プログラマブル分周器１２の当初の分周比が（Ｎ−１）であった場合は、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴが１／２（Ｋ＋１）のとき、位相比較器１４により検出される位相誤差信号ＤＮの誤差量が１／２・Ｔとなっているのが理想的である。
【００４２】
そこで、本実施形態では、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴがカウント周期の中間値であるときの位相誤差信号ＵＰ、ＤＮの誤差量をＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の半周期と比較して位相遷移量の過不足を判定し、その判定結果に応じてチャージポンプ回路の単位時間当たりのチャージ電流量の補正を行ない、以降の位相遷移量の調整を行うことができるスペクトラム拡散クロックジェネレータの例を示す。
【００４３】
図６は、本発明の第２の実施形態に係るスペクトラム拡散クロックジェネレータの構成の例を示すブロック図である。
【００４４】
本実施形態が第１の実施形態と異なる点は、チャージポンプ回路１Ａが、可変電流源ＶＩＧ１、ＶＩＧ２のそれぞれに並列に接続される補助電流源を有する点と、その補助電流源の出力電流量を制御する補助電流量制御部３を備えている点である。ここで、図１に示したブロックと同じ機能のブロックについては図１と同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００４５】
図７は、チャージポンプ回路１Ａの具体的な回路構成の例を示す回路図である。
【００４６】
図７に示すチャージポンプ回路１Ａでは、図２に示したチャージポンプ回路１の構成に対して、可変電流源ＶＩＧ１に並列に補助電流源ＨＩＧ１が接続され、可変電流源ＶＩＧ２に並列に補助電流源ＨＩＧ２が接続されている。
【００４７】
補助電流源ＨＩＧ１は、並列接続が可能な２つの定電流源ＩＧ３１、ＩＧ３２と、その並列接続数を変化させるスイッチＳＷ３１、ＳＷ３２を有している。
【００４８】
同様に、補助電流源ＨＩＧ２は、並列接続が可能な２つの定電流源ＩＧ４１、ＩＧ４２と、その並列接続数を変化させるスイッチＳＷ４１、ＳＷ４２を有している。
【００４９】
スイッチＳＷ３１、ＳＷ４１は、補助電流量制御部３の出力信号Ｈ１によりそのオン／オフが制御され、スイッチＳＷ３２、ＳＷ４２は、補助電流量制御部３の出力信号Ｈ２によりそのオン／オフが制御される。
【００５０】
図８に、補助電流量制御部３の構成の例を示す。
【００５１】
図８に示す例では、補助電流量制御部３は、位相比較器１４から出力される位相誤差信号ＵＰの信号幅をＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の半周期と比較する比較器３１１と、位相比較器１４から出力される位相誤差信号ＤＮの信号幅をＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の半周期と比較する比較器３１２と、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴが１／２（Ｋ＋１）であるときの比較器３１１あるいは比較器３１２の出力にもとづいて位相遷移量の過不足を判定する判定部３２と、を有する。
【００５２】
判定部３２は、位相遷移量の過不足の判定にもとづいて出力信号Ｈ１、Ｈ２の信号レベルを決定し、補助電流源ＨＩＧ１、ＨＩＧ２の各スイッチのオン／オフを制御し、補助電流源ＨＩＧ１、ＨＩＧ２の出力電流量を調整する。
【００５３】
図９に、補助電流量制御部３の判定部３２の判定と、出力信号Ｈ１、Ｈ２による補助電流源ＨＩＧ１、ＨＩＧ２の各スイッチのオン／オフの制御の関係を示す。なお、ここでは、初期状態では、出力信号Ｈ１は制御対象のスイッチをオンさせ、出力信号Ｈ２は制御対象のスイッチをオフさせるように設定されているものとする。すなわち、初期状態では、補助電流源ＨＩＧ１は定電流源ＩＧ３１の電流を出力し、補助電流源ＨＩＧ２は定電流源ＩＧ４１の電流を出力しているものとする。
【００５４】
図９（ａ）に示すように、判定部３２は、位相遷移量に関して、位相比較器１４から出力される位相誤差信号ＵＰの信号幅が、ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の半周期と比較して、広いときは「不足」、等しいときは「適切」、狭いときは「過剰」、と判定する。
【００５５】
図９（ｂ）に、この判定と、出力信号Ｈ１、Ｈ２がそれぞれ制御するスイッチのオン／オフの関係を示す。
【００５６】
判定が「不足」のときは、出力信号Ｈ１、Ｈ２が、それぞれ制御するスイッチをオンさせる。これにより、補助電流源ＨＩＧ１は定電流源ＩＧ３１と定電流源ＩＧ３２の加算電流を出力し、補助電流源ＨＩＧ２は定電流源ＩＧ４１と定電流源ＩＧ４２の加算の電流を出力するようになる。すなわち、初期状態に比べて、それぞれの出力電流が増加する。これにより、位相遷移率が増加し、位相遷移量の不足が解消されるようになる。
【００５７】
判定が「適切」のときは、出力信号Ｈ１、Ｈ２は、初期状態を保つように、それぞれのスイッチを制御する。これにより、現状の位相遷移率が維持される。
【００５８】
判定が「過剰」のときは、出力信号Ｈ１、Ｈ２が、それぞれ制御するスイッチをオフさせる。これにより、補助電流源ＨＩＧ１、ＨＩＧ２から電流が出力されなくなる。すなわち、初期状態に比べて、それぞれの出力電流が減少する。これにより、位相遷移率が低下し、位相遷移量の過剰が解消されるようになる。
【００５９】
このような本実施形態では、ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の１周期分の位相誤差量を与える周期の中間時点で、位相誤差量がＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の１／２周期になっているかどうかを判定し、この判定結果をチャージポンプ回路１Ａの単位時間当たりのチャージ電流量の制御へフィードバックする。そのため、チャージポンプ回路の単位時間当たりのチャージ電流量が補正され、以降の位相遷移率の適正化が図られる。これにより、より滑らかなスペクトラム拡散特性を得ることができる。
【００６０】
また、スペクトラム拡散動作時、上述のフィードバック制御が常時働くため、温度変動などによるＰＬＬ特性の乱れに影響されることも防止することができる。
【００６１】
なお、外乱等により突発的に定常位相差が増えるような場合には、位相遷移量の判定を、例えば中間時点の前後３点程度で行い、その判定結果から総合的に判断するようにすればよい。
【００６２】
（第３の実施形態）
第２の実施形態では、補助電流量制御部３の判定部３２の判定において、位相比較器１４から出力される位相誤差信号ＵＰ、ＤＮが示す位相誤差量が、ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の半周期に等しいとき、位相遷移量が「適切」と判定している。すなわち、判定ポイントが１点である。したがって、この「適切」の判定は、かなりクリティカルな判定となる。そのため、位相誤差量がＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の半周期に近づくと、「不足」と「過剰」の判定が交互に現れる可能性があり、チャージポンプ回路１Ａの単位時間当たりのチャージ電流量が振動的に変化するおそれがある。そこで、本実施形態では、位相遷移量が「適切」と判定される幅を設定することのできるスペクトラム拡散クロックジェネレータの例を示す。
【００６３】
図１０は、本発明の第３の実施形態に係るスペクトラム拡散クロックジェネレータの構成の例を示すブロック図である。
【００６４】
本実施形態の基本的な構成は第２の実施形態と同じであるが、本実施形態では、ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０を遅延器４、５で順次遅延させて、クロックＣＫ０とは位相の異なるクロックＣＫ１、ＣＫ２を生成し、クロックＣＫ１をプログラム分周器１２へ入力するクロックとしている。なお、プログラム分周器１２は、クロックＣＫ１の立ち下りに同期して分周動作を行うものとする。
【００６５】
これにより、プログラム分周器１２の入力クロックＣＫ１に対して、クロックＣＫ０は位相の進んだクロックとなり、クロックＣＫ２は位相の遅れたクロックとなる。
【００６６】
そこで、本実施形態の補助電流量制御部３Ａは、このクロックＣＫ０とクロックＣＫ２を用いて、位相遷移量の判定を行う。この場合、遅延器４、５の遅延時間の合計が、位相遷移量が「適切」と判定される幅となる。
【００６７】
図１１に、補助電流量制御部３Ａの回路構成の例を示す。
【００６８】
図１１に示す例では、補助電流量制御部３Ａは、ＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０で分周器１３の出力Ａを取り込むレジスタ３３１と、遅延器５から出力されるクロックＣＫ２で分周器１３の出力Ａを取り込むレジスタ３３２と、レジスタ３３１の正転出力Ｑと反転出力ＱＮのいずれかを選択するセレクタ３４１と、レジスタ３３２の正転出力Ｑと反転出力ＱＮのいずれかを選択するセレクタ３４２と、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴが１／２（Ｋ＋１）を示したときに、セレクタ３４１の出力Ｑ１とセレクタ３４２の出力Ｑ２にもとづいて位相遷移量の過不足を判定する判定部３５と、を備える。
【００６９】
セレクタ３４１、３４２の選択の切り替えは、分周比変更部１７の切り替え部１７１から出力される切り替え信号Ｙにより行われる。すなわち、切り替え信号Ｙが＋１（プログラム分周器１２の分周比がＮ＋１）のときは、レジスタ３３１、３３２の正転出力Ｑが選択され、切り替え信号Ｙが−１（プログラム分周器１２の分周比がＮ−１）のときは、レジスタ３３１、３３２の反転出力ＱＮが選択される。この切り替えは、プログラム分周器１２の分周比が（Ｎ＋１）のときと（Ｎ−１）のときとでは、分周器１３の出力Ａとプログラム分周器１２の出力Ｂの位相関係が逆転することに対処するためのものである。
【００７０】
次に、図１２を用いて、補助電流量制御部３Ａの動作を説明する。なお、ここでは、プログラム分周器１２が（Ｎ＋１）分周を行った後を例にとって説明する。また、図１２（ａ）〜（ｃ）に示す波形は、カウンタ１６のカウント値ＣＮＴが１／２（Ｋ＋１）を示した時点での波形である。
【００７１】
図１２（ａ）に示すように、位相遷移量が不足しているときは、クロックＣＫ０の立ち上りよりも早く、分周器１３の出力Ａが立ち上がる。したがって、レジスタ３３１の正転出力Ｑ（Ｑ１）、レジスタ３３２の正転出力Ｑ（Ｑ２）は、ともに‘Ｈ’となる。
【００７２】
一方、図１２（ｂ）に示すように、分周器１３の出力Ａの立ち上がりが、クロックＣＫ０の立ち上りよりも遅く、クロックＣＫ２の立ち上りよりも早い場合、レジスタ３３１の正転出力Ｑ（Ｑ１）は‘Ｌ’となり、レジスタ３３２の正転出力Ｑ（Ｑ２）は‘Ｈ’となる。このように、分周器１３の出力Ａの立ち上がりがクロックＣＫ０の立ち上りとクロックＣＫ２の立ち上りの間にあり、レジスタ３３１とレジスタ３３２の出力が異なる値となる場合、判定部３５は、位相遷移量が「適切」と判定する。
【００７３】
また、図１２（ｃ）に示すように、位相遷移量が過剰なときは、クロックＣＫ２の立ち上りよりも遅く、分周器１３の出力Ａが立ち上がる。したがって、レジスタ３３１の正転出力Ｑ（Ｑ１）、レジスタ３３２の正転出力Ｑ（Ｑ２）は、ともに‘Ｌ’となる。
【００７４】
図１２（ｄ）に、判定部３５へ入力されるＱ１、Ｑ２の信号レベルと、位相遷移量の判定および出力信号Ｈ１、Ｈ２がそれぞれ制御するスイッチのオン／オフとの関係を示す。
【００７５】
判定部３５は、位相遷移量に関して、入力されるＱ１、Ｑ２の信号レベルがともに‘Ｈ’のときは、「不足」と判定し、Ｑ１が‘Ｌ’でＱ２‘Ｈ’のときは、「適切」と判定し、Ｑ１、Ｑ２の信号レベルがともに‘Ｌ’ のときは、「過剰」と判定する。
【００７６】
なお、位相遷移量の判定と出力信号Ｈ１、Ｈ２により制御されるスイッチのオン／オフの関係は、第２の実施形態と同じであるので、ここでは、その説明を省略する。
【００７７】
このような本実施形態によれば、遅延器４、５の遅延時間を設定することにより、位相遷移量が「適切」と判定される幅を任意に設定することができる。そのため、位相誤差量がＶＣＯ１１の出力クロックＣＫ０の半周期に近づいたときに、チャージポンプ回路１Ａの単位時間当たりのチャージ電流量が無用に変動することを防止することができる。
【００７８】
以上説明した少なくとも１つの実施形態のスペクトラム拡散クロックジェネレータによれば、残ピークノイズを低減させることができるとともに、ジッターの増大を防止することができる。
【００７９】
また、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００８０】
１、１Ａ チャージポンプ回路
２ チャージ電流量制御部
３、３Ａ 補助電流量制御部
４、５ 遅延器
２１１、２１２、３１１、３１２ 比較器
３２、３５ 判定部
３３１、３３２ レジスタ
３４１、３４２ セレクタ
ＶＩＧ１、ＶＩＧ２ 可変電流源
ＨＩＧ１、ＨＩＧ２ 補助電流源
ＩＧ１、ＩＧ１１〜ＩＧ１３、ＩＧ２１〜ＩＧ２３、ＩＧ３１、ＩＧ３２、ＩＧ４１、ＩＧ４２ 定電流源
ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２、ＳＷ３１、ＳＷ３２、ＳＷ４１、ＳＷ４２ スイッチ
ＰＴ ＰＭＯＳトランジスタ
ＮＴ ＮＭＯＳトランジスタ
ＩＶ インバータ
Ｒ、２Ｒ 抵抗
１１ ＶＣＯ
１２ プログラマブル分周器
１３ 分周器
１４ 位相比較器
１５ ＬＰＦ
１６ カウンタ
１７ 分周比変更部
１７１ 切り替え部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＶＣＯと、前記ＶＣＯの出力クロックを分周するプログラマブル分周器と、基準クロック信号を分周する分周器と、前記プログラマブル分周器の出力と前記分周器の出力との位相差を検出する位相比較器とを有するＰＬＬ回路を備え、前記プログラマブル分周器から出力される分周クロックの数をカウントするカウンタと、前記カウンタが一定周期をカウントするごとに前記プログラマブル分周器の分周比を変更する分周比変更手段とを有し、前記プログラマブル分周器の分周比を定期的に増減させて、周波数が変調されたクロックを生成するスペクトラム拡散クロックジェネレータであって、
出力電流量が設定に応じて変化する可変電流源を有し、前記位相比較器により検出された位相差に応じた期間、前記ＶＣＯへ印加する電圧を制御するためのチャージ電流を出力するチャージポンプ回路と、
前記カウンタのカウント値に応じて前記可変電流源の前記設定を変更し、前記チャージポンプ回路の単位時間当たりのチャージ電流量を変化させるチャージ電流量制御手段と
を備えることを特徴とするスペクトラム拡散クロックジェネレータ。
【請求項２】
前記チャージ電流量制御手段は、
前記カウンタのカウント開始時は前記可変電流源の出力電流量を小さくしておき、前記カウンタのカウント値が大きくなるほど前記可変電流源の出力電流量を増加させる
ことを特徴とする請求項１に記載のスペクトラム拡散クロックジェネレータ。
【請求項３】
前記チャージポンプ回路が、前記可変電流源に並列に接続され、初期状態では一定の電流を出力する補助電流源を有し、
前記カウンタのカウント値が予め定められた値を示した時点を観測時点とし、前記観測時点における前記プログラマブル分周器の出力と前記分周器の出力との位相差である観測時点位相差にもとづいて前記補助電流源の出力電流量を制御する補助電流量制御手段を
備えることを特徴とする請求項１または２に記載のスペクトラム拡散クロックジェネレータ。
【請求項４】
前記可変電流源が、
複数の定電流源と、
前記チャージ電流量制御手段によるスイッチング制御により、前記複数の定電流源の並列接続数を変化させるスイッチ群と
を備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のスペクトラム拡散クロックジェネレータ。
【請求項５】
前記可変電流源が、
定電流源と、
前記定電流源に接続され、前記チャージ電流量制御手段により抵抗値が制御される可変抵抗と
を備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のスペクトラム拡散クロックジェネレータ。
【請求項１】
ＶＣＯと、前記ＶＣＯの出力クロックを分周するプログラマブル分周器と、基準クロック信号を分周する分周器と、前記プログラマブル分周器の出力と前記分周器の出力との位相差を検出する位相比較器とを有するＰＬＬ回路を備え、前記プログラマブル分周器から出力される分周クロックの数をカウントするカウンタと、前記カウンタが一定周期をカウントするごとに前記プログラマブル分周器の分周比を変更する分周比変更手段とを有し、前記プログラマブル分周器の分周比を定期的に増減させて、周波数が変調されたクロックを生成するスペクトラム拡散クロックジェネレータであって、
出力電流量が設定に応じて変化する可変電流源を有し、前記位相比較器により検出された位相差に応じた期間、前記ＶＣＯへ印加する電圧を制御するためのチャージ電流を出力するチャージポンプ回路と、
前記カウンタのカウント値に応じて前記可変電流源の前記設定を変更し、前記チャージポンプ回路の単位時間当たりのチャージ電流量を変化させるチャージ電流量制御手段と
を備えることを特徴とするスペクトラム拡散クロックジェネレータ。
【請求項２】
前記チャージ電流量制御手段は、
前記カウンタのカウント開始時は前記可変電流源の出力電流量を小さくしておき、前記カウンタのカウント値が大きくなるほど前記可変電流源の出力電流量を増加させる
ことを特徴とする請求項１に記載のスペクトラム拡散クロックジェネレータ。
【請求項３】
前記チャージポンプ回路が、前記可変電流源に並列に接続され、初期状態では一定の電流を出力する補助電流源を有し、
前記カウンタのカウント値が予め定められた値を示した時点を観測時点とし、前記観測時点における前記プログラマブル分周器の出力と前記分周器の出力との位相差である観測時点位相差にもとづいて前記補助電流源の出力電流量を制御する補助電流量制御手段を
備えることを特徴とする請求項１または２に記載のスペクトラム拡散クロックジェネレータ。
【請求項４】
前記可変電流源が、
複数の定電流源と、
前記チャージ電流量制御手段によるスイッチング制御により、前記複数の定電流源の並列接続数を変化させるスイッチ群と
を備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のスペクトラム拡散クロックジェネレータ。
【請求項５】
前記可変電流源が、
定電流源と、
前記定電流源に接続され、前記チャージ電流量制御手段により抵抗値が制御される可変抵抗と
を備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のスペクトラム拡散クロックジェネレータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１２−１６５０３６（Ｐ２０１２−１６５０３６Ａ）
【公開日】平成２４年８月３０日（２０１２．８．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２１４５９（Ｐ２０１１−２１４５９）
【出願日】平成２３年２月３日（２０１１．２．３）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年８月３０日（２０１２．８．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年２月３日（２０１１．２．３）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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