回転センサレス制御装置
【課題】同期電動機の回転センサレス制御であって、インバータの直流側の電圧よりも無負荷誘起電圧が大きい領域を含めた全領域で、フリーランからの再起動を実現する。
【解決手段】一実施例に係る回転センサレス制御装置は、同期機を駆動するインバータを制御する回転センサレス制御装置において、前記同期機のインダクタンス及び誘起電圧の両方を使用して回転子の位相角及び角速度を推定する位相角・角速度推定手段と、前記インバータ及び電動機のフリーランからの起動時に、非零電圧ベクトルのみを選択するＰＷＭを用いて、電圧指令値を生成すると共に前記インバータの出力電流を制御する制御手段とを具備し、前記位相角・角速度推定手段は、前記電圧指令値及びインバータ出力電流を用いて、前記回転位相角・角速度を推定する。
【解決手段】一実施例に係る回転センサレス制御装置は、同期機を駆動するインバータを制御する回転センサレス制御装置において、前記同期機のインダクタンス及び誘起電圧の両方を使用して回転子の位相角及び角速度を推定する位相角・角速度推定手段と、前記インバータ及び電動機のフリーランからの起動時に、非零電圧ベクトルのみを選択するＰＷＭを用いて、電圧指令値を生成すると共に前記インバータの出力電流を制御する制御手段とを具備し、前記位相角・角速度推定手段は、前記電圧指令値及びインバータ出力電流を用いて、前記回転位相角・角速度を推定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、同期電動機の回転センサレス制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
同期電動機の回転センサレス制御装置において、フリーラン状態からの再起動方法として、多くの方法が提案されている。フリーラン状態とは、運転台からのノッチ指令がニュートラル（０）で、モータを駆動するインバータのスイッチング素子ゲート指令が全てオフの状態で惰性走行している状態をいう。車両速度が高速域の場合に用いられる方法としては誘起電圧を利用した方法、すなわち零電流制御による方法、短絡電流を用いる方法などが提案されている。あるいは、低速域で用いられる方法として、インダクタンスを利用する方法が提案されている。さらに、その両方からモータ角速度に応じて適切な手法を選択する方法も提案されている。これらの方法により、フリーランの状態から起動することは可能となっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−０１７６９０号公報
【特許文献２】特許３６３６３４０号公報
【特許文献３】特開平７−１７７７８８号公報
【特許文献４】特許３４８６３２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
前述の手法によりフリーランの状態から起動することは可能であるが、いずれも単一の手法だけでは全速度域において起動することはできず、複数の手法にて起動を試みるために、最悪ケースでは再起動に要する時間（トルク（電流）指令が発生してからモータ回転子の実角度と推定角度が一致してモータにトルクが発生するまでの時間）が著しく長くなる、あるいは複数の手法を用いるため起動シーケンスが複雑になる等の問題がある。特に、再起動に要する時間は、トルク指令を与えてからの応答性に大きく影響するため、最悪ケースに合わせて電流指令の立ち上げを行うのが普通であり、最悪ケースでの時間を短縮することが、応答性の向上につながる。
【０００５】
又、インバータと同期電動機の間に負荷接触器があるシステムでは、負荷接触器を開放することで無負荷誘起電圧がインバータの直流側の電圧以上の領域（以降、この領域を高電圧領域と呼ぶ）でもフリーランをすることが可能であるが、この状態からの再起動の際には無負荷誘起電圧によってインバータの直流側の電圧が過電圧になる可能性がある。従って、高電圧領域で安定した起動を可能にする必要がある。
【０００６】
従って本発明は、同期電動機の回転センサレス制御であって、インバータの直流側の電圧よりも無負荷誘起電圧が大きい領域を含めた全領域で、フリーランからの再起動を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の実施形態は同期機を駆動するインバータを制御する回転センサレス制御装置であって、前記同期機のインダクタンス及び誘起電圧の両方を使用して回転子の位相角及び角速度を推定する位相角・角速度推定手段と、前記インバータ及び電動機のフリーランからの起動時に、非零電圧ベクトルのみを選択するＰＷＭを用いて、電圧指令値を生成すると共に前記インバータの出力電流を制御する制御手段とを具備し、前記位相角・角速度推定手段は、前記電圧指令値及びインバータ出力電流を用いて、前記回転位相角・角速度を推定する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１実施例のシステム構成を示すブロック図。
【図２】一実施例に係る電圧ベクトル選択方法を示すベクトル図。
【図３】一実施例に係る電圧ベクトル選択方法を示すブロック図。
【図４】本発明の第２実施例のシステム構成を示すブロック図。
【図５】起動時制御手段２１の構成を示すブロック図。
【図６】通常時制御手段２３の構成を示すブロック図。
【図７】第２実施例の動作を示すフローチャートである。
【図８】第３実施例の動作を示すフローチャートである。
【図９】第２のＮＳ判別法を採用するシステムのブロック構成図。
【図１０】ＰＬＬ９の構成を示すブロック図。
【図１１】無負荷誘起電圧を示すベクトル図。
【図１２】他のＮＳ判別方法を説明するためのベクトル図。
【図１３】ＮＳ判別の必要性を判断する構成を示すブロック図。
【図１４】ＮＳ判別の動作を示すフローチャート。
【図１５】第４実施例の構成を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
本発明の実施例は、回転センサレス制御におけるフリーランからの再起動法に関するものである。以下、本発明に係る回転センサレス制御装置及びフリーランからの再起動法の実施例について、図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００１０】
図１は、本発明による回転センサレス制御装置の第１実施例の構成を示すブロック図である。
【００１１】
インバータ１は、インバータ１を駆動するためのゲート指令を入力とし、インバータ１に内蔵される主回路スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切替えることによって交流／直流電力を相互に変換する。モータ２はＰＭＳＭ（永久磁石同期電動機）であって、各励磁相に流れる３相交流電流によって磁界が発生し、回転子との磁気的相互作用によりトルクを発生する。電流検出手段３は、ＰＭＳＭに流れる３相交流電流のうち２相もしくは３相の電流応答値を検出する。図１では２相の電流を検出する構成を示している。
【００１２】
座標変換手段４は、モータ３のｕ、ｖ、ｗ三相固定座標系とαβ軸固定座標系の座標変換を行う。α軸はモータ３のｕ相巻線軸を示し、β軸はα軸に直交する軸である。回転位相推定手段５は、前記電流検出手段において検出された電流応答値ｉα、ｉβから、モータ３の回転位相角を推定する（詳細は後述する）。
【００１３】
角速度推定手段６は、回転位相推定手段５によって推定した位相θｅｓｔから角速度ωｅｓｔを推定する。例えば、推定位相θｅｓｔの時間微分に基づき算出する手段、推定位相θｅｓｔと演算している位相との差を入力としてＰＬＬ(Phase Locked Loop)によって角速度ωｅｓｔを推定する手段などがある。
【００１４】
電圧指令生成手段７は、電流検出手段３から座標変換手段４を介して得られる電流応答値ｉα、ｉβと電流指令値ｉｄｒｅｆ、ｉｑｒｅｆを用いてゲート信号を決定し、出力する（詳細は後述する）。ここでは固定座標系によって位相・角速度を推定しているが、回転座標系で推定しても良い。
【００１５】
次に、回転位相推定手段５の位相推定方法について詳細に説明する。
【００１６】
モータ２のような突極型ＰＭＳＭのｄ−ｑ軸上の一般的な電圧方程式を式（１）に示す。ただし、回転子の磁束方向をｄ軸、ｄ軸から９０度進んだ方向をｑ軸とする。
【数１】
【００１７】
ここで、ｖｄ、ｖｑはｄ−ｑ軸電機子電圧、ｉｄ、ｉｑはｄ−ｑ軸電機子電流、Ｒｍは巻線抵抗、Ｌｄ、Ｌｑはｄ−ｑ軸インダクタンス、ωはｄ−ｑ軸回転子角速度、Φｆは磁石磁束係数、ｐ（＝ｄ／ｄｔ）は微分演算子である。このインダクタンスＬｄ、Ｌｑはモータ固有の値である。
【００１８】
ここで、式（１）の右辺第１項の行列の対角成分と逆対角成分のインダクタンスが同じになるように誘起電圧を拡張することで、位置情報を誘起電圧成分に集中させ、位相θを計算できるようにする。誘起電圧を拡張すると、式（１）の電圧方程式は式（２）で示される。
【数２】
【００１９】
式（２）をα−β座標に座標変換すると式（３）になる。
【数３】
【００２０】
ここで、ｖα、ｖβはα−β軸電機子電圧、ｉα、ｉβはα−β軸電機子電流である。又、拡張した誘起電圧（拡張誘起電圧Ｅ０ｘ）は式（４）で表される。
【数４】
【００２１】
式（３）より、位相θは式（５）で計算することができる。
【数５】
【００２２】
又、このような位相推定は、誘起電圧とインダクタンスの両方を利用する方法であれば、他の推定方法でも良い。
【００２３】
式（４）で示されるように、Ｅ０ｘは角速度ωが小さい時には、ｑ軸電流の微分項のみとなる。Ｅ０ｘが小さくなると式（５）で位相θを計算する際に誤差が大きくなってしまい精度良く推定することができないが、電流微分項を大きくすれば、低速から高速まで精度良く位相が推定できるようになる。つまり、例えば式（４）の第１式において、電流微分項ｐｉｑが大きいとＥ０ｘが大きくなり、式（５）で示される位相θの推定精度が上がり、低速から高速まで精度良く位相が推定できるようになる。
【００２４】
次に、本発明の１実施例に係る電圧指令生成手段７について説明する。
【００２５】
電圧指令生成手段７としては、例えば、インバータ出力電流の瞬時値が基準値に追従するようにＰＷＭ信号を直接発生させる電流追従型ＰＷＭを用いる。電流追従型ＰＷＭの制御動作の一例は、例えば特許３２６７５２８に記載されている。電流追従型ＰＷＭにおいて、精度良く位相が推定できるよう、前述したように電流微分項を大きくするために、本実施例では電圧ベクトルとして非零電圧ベクトルのみを選択する。
【００２６】
具体的な選択方法を図２に示す。図２はインバータ１の出力電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６（電圧ベクトル指令）を示している。インバータ１は出力電圧ベクトルしてこの他にＶ０、Ｖ７を取り得る。電圧ベクトルＶ１はｕｖｗのゲート信号で表わすと、（００１）に対応する。同様にＶ２〜Ｖ７及びＶ０は、（０１０）、（０１１）、（１００）、（１０１）、（１１０）、（１１１）、（０００）である。このうち、Ｖ０及びＶ７はｕｖｗの相間電圧は０Ｖであるから、零電圧ベクトルという。一方、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を非零電圧ベクトルという。インバータ１が零電圧ベクトルＶ０又はＶ７を出力している時、電流は回転子の誘起電圧のみにより変化し、その変化量は小さい。従って本実施例では、フリーランからの起動時に電流微分項を大きくするため、電圧ベクトルとして非零電圧ベクトルのみを選択する。
【００２７】
図２において、先ず電流指令ベクトルｉｒｅｆと検出電流ベクトルｉｒｅａｌの差Δｉを計算する。電流指令ベクトルｉｒｅｆは、ｄｑ軸電流指令値ｉｄｒｅｆ、ｉｑｒｅｆを推定位相θｅｓｔに基づいて座標変換したαβ軸電流指令値ｉαｒｅｆ、ｉβｒｅｆの電流ベクトルである。又検出電流ベクトルｉｒｅａｌは、αβ軸検出電流ｉα、ｉβの電流ベクトルである。
【００２８】
次に、Δｉの角度θｉを図３の左側に示すように求めて、その方向に最も近い電圧ベクトルを選択する（図２ではＶ６）。なぜなら、差電流Δｉが流れるように電圧ベクトル（図ではＶ６）を選択すれば、検出電流ベクトルｉｒｅａｌが電流指令ベクトルｉｒｅｆに近づくからである。このシーケンスを図３の右側に示す。
【００２９】
このように本実施例では、フリーランからの起動時に、零電圧ベクトルＶ０及びＶ７は選択されず、非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の１つが各制御サイクルにおいて選択される。図３に示した表を用いて、最終的なゲート指令を演算する。ここでは、非零電圧ベクトルとして、Δｉの方向と最も近い電圧ベクトルを選択したが、非零電圧ベクトルのみを選択すれば、他の選択方法でも良い。又、完全に非零電圧ベクトルのみを選択しなくても、非零電圧ベクトルを選択する割合を大きくすれば同様の効果が得られる。
【００３０】
以上のように本実施例では、零電圧ベクトルを選択しないので、電流微分項を大きくすることができ、式（４）を用いて拡張誘起電圧Ｅ０ｘを計算し、式（５）を用いて位相θを求めることで、停止から高速まで全ての速度域において、１つの方法で位相・角速度の推定が可能である。式（４）、式（５）から判るように本実施例では、回転位相推定手段５は、同期機のインダクタンスＬｄ、Ｌｑ及び誘起電圧ωΦｆの両方を使用して回転子の位相角を推定する。
【００３１】
次に、本発明の１実施例に係る電流指令値に関して説明する。
【００３２】
式（４）において、Ｌｄ−Ｌｑは負の値になる。従って、電流微分項を無視すれば、ｄ軸（回転子の磁束方向）に負の電流を流すと、拡張誘起電圧Ｅ０ｘは大きくなる。従って、式（５）より位相θの推定精度が向上する。さらに、電流微分項は零を中心に正負の値になり得るため、ｄ軸に負の電流を流すと拡張誘起電圧Ｅ０ｘの平均値は大きくなり、全体として位相θの推定精度が向上する。又フリーランからの起動時に、高電圧領域ではｄ軸に負の電流を流さないと、永久磁石回転子による無負荷誘起電圧によって回生電流が流れ、インバータの直流側の電圧が過電圧になる可能性がある。従って、起動時からｄ軸に負の電流を流した方が良い。同様の理由で、インバータ１の直流側の電圧が急変した場合などでも回生電流が流れないように、高電圧領域に近い領域ではｄ軸に負の電流を流した方が良い。以上のように本実施例では、推定精度向上、過電圧防止のために、起動時からｄ軸に負の電流指令を与える。
【００３３】
又、上記位相推定手段においては、全領域でｄ軸に負の電流を流した方が良いが、低速域ではｄ軸に正の電流を流すことで、回転子のｄ軸方向インダクタンスにより、電圧指令ベクトルの位相は変わらず振幅が大きくなる。従って、電圧指令ベクトルの位相から位相を推定する手法などでは、位相推定精度が向上すると期待できる。このような場合には、角速度あるいは無負荷誘起電圧などを基に速度域を判定し、低速域ではｄ軸に正の電流を流し推定精度を向上し、高速域ではｄ軸に負の電流を流し過電圧を防止するというように正負を選択すれば良い。あるいは、このような角速度ではなく電圧で使い分けることも可能である。例えば、後述の第４実施例のように、負荷接触器投入時に電流が流れるか否かで概略速度を推定することもできる。
【００３４】
あるいは過電圧を防止するという目的のみであれば、角速度あるいは無負荷誘起電圧などを基に速度域を判定し、高速域であればｄ軸に負の電流を流し過電圧を防止するというようにすれば良い。
【００３５】
以上において、ｄ軸方向は実際には不明であるため、短時間で推定できる方法と一緒に使用しないと、ｑ軸方向に電流が流れてトルクが発生する恐れがある。その意味で、全速度域において短時間で推定できる前述の零電圧ベクトルを選択しない方法と組み合わせることで、その効果が十分に得られるようになる。ただし、前述の零電圧ベクトルを選択しない方法と組み合わせなくとも本例の効果は得られる。
【００３６】
本実施例ではＰＭＳＭについて記載したが、回転子に電磁石を使用した同期機であっても同様の効果が得られる。ただし、本実施例のように永久磁石同期電動機の場合には、磁束を調整することができないため、特にフリーランからの再起動の際に生じる上記磁束の問題が顕著になることから、本発明を適用する効果は大きい。
【実施例２】
【００３７】
次に、本発明によるモータ制御装置の第２実施例を説明する。図４は第２実施例の構成を示すブロック図である。
【００３８】
インバータ１、モータ２、電流検出手段３は、上記第１実施例と同様な構成要素であるから、詳細な説明は割愛する。モードスイッチ２０は、フリーランからの起動時に起動時制御手段２１側に設定され、起動が完了した後又は所定時間後に通常時制御手段２３側に切り替わる切替手段である。起動時制御手段２１は、フリーランからの起動時にインバータを制御する電流追従型ＰＷＭ方式制御回路である。通常時制御手段２３は、起動完了後又は所定時間後の通常制御時にインバータ１を制御する電圧変調型ＰＷＭ方式制御回路である。初期値設定部２２は、起動時制御手段２１にて決定された推定位相θｅｓｔ及び推定速度ωｅｓｔを設定するための記憶部である。主制御部２６は、起動時制御手段２１、通常時制御手段２３、モードスイッチ２０等に接続され、このモータ制御装置を総合的に制御する。
【００３９】
本実施例では、フリーランからの起動時のみ、起動時制御手段２１によりインバータ１を制御してモータ２の推定位相θｅｓｔ及び推定速度ωｅｓｔを決定し、その値を初期値として通常時制御手段２３にてインバータ１を制御し通常運転を行う。
【００４０】
図５は起動時制御手段２１の構成を示すブロック図である。起動時制御手段２１は図１のインバータ制御部と同様な構成であるから、詳細な説明は割愛する。
【００４１】
図６は通常時制御手段２３の構成を示すブロック図である。
【００４２】
回転位相誤差推定手段５は、前記電流検出手段３において検出され座標変換手段８を介して入力される電流応答値から、同期機の回転位相角とγδ軸回転座標系の位相差Δθを推定する。γ軸は回転子ｄ軸の推定軸であり、δ軸はγ軸に直交する推定軸である。ＰＬＬ(Phase Locked Loop)は、前記回転位相推定手段５によって推定された位相差Δθを用いて例えばＰＩ制御を行い、回転子の角速度ωｅｓｔを演算する。積分手段２５はこの角速度ωｅｓｔを初期推定位相θｅｓｔ０を初期値として積分し、推定位相θｅｓｔを出力する。
【００４３】
座標変換手段８は推定位相θｅｓｔを用いて、三相固定座標系とγδ軸回転座標系の座標変換を行う。電流制御手段１０は、前記電流検出手段において検出された電流応答値ｉγ、ｉδと電流指令値ｉγｒｅｆ、ｉδｒｅｆを比較し、電圧指令値ｖγ、ｖδを決定する。
【００４４】
座標変換手段１１は、γδ軸回転座標系と三相固定座標系の座標変換を行う。三角波ＰＷＭ変調手段１２は、同期機２を駆動するための電圧指令値（変調率指令値）を、三角波ＰＷＭによって変調し、インバータ１の各相スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ指令であるゲート信号を出力する。
【００４５】
ここでは、回転座標系で位相角を推定しているが、実施例１で示した固定座標系で位相角を推定する方式を用いても良い。
【００４６】
図７は本実施例の動作を示すフローチャートである。この動作は制御部２４の制御の下に行われる。
【００４７】
ステップ０１では、主制御部２６はモータ起動指令が運転台等（図示されず）から入力されたか否か判断し、モータ起動の場合にはステップ０２に進む。ステップ０２では、起動時制御手段（電流追従型ＰＷＭ）２１で電流制御を行ってモータ２を起動する。電流追従型ＰＷＭとはインバータ出力電流の瞬時値が基準値に追従するようにＰＷＭ信号を直接発生させる手法である。この電流追従型ＰＷＭは電流応答が非常に速いことが特徴であり、起動時の電流を押さえ込むのに適しており、前述したようにインバータ１のＤＣ側が過電圧になるのを防止できる。
【００４８】
ステップ０３では、ステップ０２によって発生した電流あるいは電圧指令（ゲート指令）を用いて回転位相角・角速度を推定する。推定に用いる方法は例えば、第１実施例で説明した拡張誘起電圧方式である。
【００４９】
ステップ０４では、通常時制御手段（電圧変調型ＰＷＭ）２３に切り替えるか否かを判定する。この切り替えは、時間によって決めても良いし、位相推定が落ち着いたらとしても良いし、トルクが立ち上がったらとしても良いし、あるいはトルクが立ち上がって落ち着いたらとしても良い。
【００５０】
ステップ０５では、起動時制御手段２１により決定された推定位相θｅｓｔおよび推定速度ωｅｓｔが初期設定部２２に設定され、モードスイッチ２０が通常時制御手段２３側に切り替わる。通常時制御手段２３は、それら設定値を用いて電圧変調型ＰＷＭにて電流制御を行う。電圧変調型ＰＷＭとは、例えばｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ等の組合わせ方式のように、電流制御によって電圧指令（変調率指令）を演算しそれを基にＰＷＭを行う方式である。
【００５１】
ステップ０６では、ステップ０５によって発生した電流あるいは電圧指令（ゲート指令）を用いて回転位相角・角速度を推定する。推定に用いる方法はステップ０３と同じ方式でも別の方式でもどちらでも良い。別の方式として、誘起電圧を用いる方法やインダクタンスを用いる方法でもよい。ステップ０７はモータの停止指令が入力されたか否か判断し、モータ停止指令の場合には制御を終了する。
【００５２】
以下、本発明の第２実施例による効果を説明する。
【００５３】
車両がフリーランの状態から起動する際に位相が一般に判らないため、フィードフォワードでは、無負荷誘起電圧を抑えることができない。従って、流れる電流が指令電流に追従するようにすることで、無負荷誘起電圧を押さえ込めばよい。そのために、最も効果的な方法としては、電流制御応答性を上げるということである。これによって、電流が過電流になるのを防ぐことができる。このための方法としては、例えば、本実施例のように起動時に電流追従型ＰＷＭを用いる。
【００５４】
又、フリーランの状態から起動する際に電圧変調型ＰＷＭを用いると、位相が判らないためフィードフォワードによって電圧指令を与えることができず、回転子磁束による誘起電圧を電流制御のフィードバック制御で抑えるしかない。一方、電流追従型ＰＷＭでは、電流の応答性が高いことが特徴であり、特に電流指令（図５のｉｄｒｅｆ、ｉｑｒｅｆ）が零の場合には位相情報を用いずに制御することができる。従って、起動の際に電流追従型ＰＷＭを使用することで、起動の際のトルクショック（振幅が大きく単発的な振動）や過電流を抑えることができる。一方、電流追従型ＰＷＭでセンサレス制御を行う方法としては、実施例１に示した方法などが挙げられるが、全速度域での安定性に関しては、電流追従型ＰＷＭより電圧変調型ＰＷＭの方が優れている。以上を踏まえると、本第２実施例のように起動時のみ電流追従型ＰＷＭを用いてトルクショックを抑え、起動後には安定したセンサレス制御が実現できる電圧変調型ＰＷＭに切り替える方法が、センサレス制御におけるフリーラン状態からの再起動方法として適しており、安定した再起動が実現できるといえる。
【００５５】
あるいは、電流制御応答を上げる手段として、例えば図６に示す電圧変調型ＰＷＭのみを用いる場合だと、起動時のみ電流制御ゲインを大きくするか、又はスイッチング周波数を上げて、電圧ベクトルの更新を早くすることで電流制御応答性を上げることができる。起動時に通常よりスイッチング周波数を上げる実施例では、電圧変調型ＰＷＭ、電流追従型ＰＷＭのどちらでも可能である。例えば、起動時のみに電流追従型ＰＷＭを用いる実施例と起動時にスイッチング周波数を上げる実施例を組み合わせたり、起動時にスイッチング周波数を上げる実施例と起動時に電流制御ゲインを上げる実施例を組み合わせることでより、電流制御応答を上げることができ、起動時のトルクショックを抑えることができる。
【００５６】
本実施例ではＰＭＳＭについて記載したが、回転子に電磁石を使用した同期機であっても同様の効果が得られる。ただし、本実施例のように永久磁石同期電動機の場合には、磁束を調整することができないため、特にフリーランからの再起動の際に生じる上記磁束の問題が顕著になることから、本発明を適用する効果が大きい。
【実施例３】
【００５７】
次に、本発明によるモータ制御装置の第３実施例を説明する。本実施例は、永久磁石同期電動機の回転子のＮＳ判別方法に関する実施例である。
【００５８】
図８は第３実施例の動作を示すフローチャートである。
【００５９】
ステップ１１では角速度に応じて複数のＮＳ判別方法から１つを選択する。図８では２つの判別方法が示されるが、角速度によって３つ以上のＮＳ判別方法から１つを選択してもよい。ステップ１２では第１のＮＳ判別方法でＮＳ判別を実施する。第１のＮＳ判別法については後述する。ステップ１３では第２のＮＳ判別方法でＮＳ判別を実施する。第２のＮＳ判別法についても後述する。
【００６０】
ステップ１４ではステップ１２、１３で判別した結果、位相の反転が必要か否かを判断する。ステップ１５ではステップ１４で反転が必要と判断された場合に、推定位相を１８０度進めて位相を反転する（当然１８０度遅らせても良い）。以上でＮＳ判別ルーチンは終了である。
【００６１】
先ず、第１のＮＳ判別法について説明する。第１のＮＳ判別法としては一般的な磁気飽和を利用する方式である。推定座標系のｄ軸方向に正負の電圧を掛け、流れる電流の振幅が磁気飽和によってＮ極とＳ極で差が生じることを利用してＮＳ判別を行う。
【００６２】
次に、第２のＮＳ判別法は本実施例にかかる誘起電圧を利用する方式である。以下で効果を含めて詳細を説明する。
【００６３】
第２のＮＳ判別法を採用するシステムの構成を図９に示す。基本的な構成は実施例１と同様であるが、座標変換手段８、ＮＳ判定手段１３、ＰＬＬ９が追加されている。
【００６４】
図１０はＰＬＬ９の構成を示すブロック図である。位相差演算手段２７は回転位相推定手段５から入力される推定位相θｅ０と自回路の出力信号である推定位相θｅｓｔ０との位相差Δθを演算する。ＰＩ制御部２８は位相差Δθに基づいてＰＩ制御を行い、推定各速度ωｅｓｔを提供する。推定各速度ωｅｓｔは積分手段２９にて積分され、推定位相θｅｓｔ０が出力される。加算器３０は推定位相θｅｓｔ０にπを加算する。スイッチ３１はＮＳ反転指令に基づいて推定位相θｅｓｔ０とπを加算した推定位相θｅｓｔ０の一方を選択し、推定位相θｅｓｔを出力する。主制御部２６は、上記した各ブロックに接続され、このモータ制御装置を総合的に制御する。
【００６５】
次に本実施例に係るＮＳ判別について説明する。このＮＳ判別は、ｄｑ座標系のｑ軸電流に相当する推定座標系のδ軸電流からＮＳを判別している。
【００６６】
先ず、第１実施例の式（４）、（５）を再掲する。
【数６】
【００６７】
【数７】
【００６８】
式（５）を用いて位相を推定する場合、式（４）のように電流微分項の符号によってＥ０ｘの符号も変化する可能性があり、推定位相θは１８０度反対の値で計算されることがある。従って、図１０に示したように、ＰＬＬの際にはＰＬＬで保持している位相も１８０度反対の値になる可能性があり、角速度によらずＮＳ判別が必要である。
【００６９】
通常、ＮＳ判別を用いるのは低速域であり、誘起電圧が小さいために磁気飽和を利用する方式が広く利用されているが、磁気飽和を利用する方法では、ＮＳ判別に磁気飽和を起こすための時間が必要となる。前述の高電圧領域（無負荷誘起電圧がインバータの直流側の電圧以上の領域）では磁束を弱めて電圧を下げるように、ｄ軸に負の電流を流す必要があるが、位相が１８０度反対の値に推定されているとｄ軸に正の電流が流れ、逆に電圧を上げてしまうことになる。すなわち、ＮＳ判別を早く行わなければ、過電圧になってしまう可能性がある。
【００７０】
ここで、前述の高電圧領域のように電圧が大きい（角速度が高速である）領域では、誘起電圧が利用できるのでそれを利用することで、ＮＳ判別を短時間で行うことができる。しかし、誘起電圧は低速では非常に小さいため、十分な精度を期待できない。従って、低速域に適したＮＳ判別方法と高速域に適したＮＳ判別方法の２つを持ち、高速域では短時間でＮＳ判別ができるようにするのが良い。これが第３実施例の主な内容である。
【００７１】
以下、第３実施例におけるＮＳ判別法を説明する。
【００７２】
誘起電圧が大きい領域で電流追従型ＰＷＭを用いた場合、無負荷誘起電圧を打ち消す方向に電圧が選択されることになる。従って、例えば電圧ベクトルが最も多く選択される方向が無負荷誘起電圧を打ち消す方向となるので、そこから無負荷誘起電圧の方向を推定することができる（図１１参照）。この場合の方向は、精度良く推定することはできないが、ＮＳ判別には十分な精度が得られる。あるいは、制御上でｑ軸に対応するδ軸に最も近い電圧ベクトルと１８０度反対の電圧ベクトルとで、どちらが多く選択されるかを判断することでもＮＳ判別をすることができる（図１２参照）。
【００７３】
次に、他のＮＳ判別を説明する。電流追従型ＰＷＭでは、ある程度の角速度以上では無負荷誘起電圧によって電流が流れて、それを電圧ベクトルによって抑えることになる。そのため、電流の平均ベクトルとしては、無負荷誘起電圧によって流れる電流の方向である−ｑ軸方向となる。従って、例えば図１３のように、制御上でｑ軸に対応するδ軸電流の積分を取り、それが、ある閾値以上になったら、ＮＳ判別が必要であると判断することができる。あるいはδ軸電流の平均値を用いて判別することもできる。
【００７４】
ここで、ＮＳ判別のフローチャートは図８だけに限らず例えば図１４とすることも可能である。
【００７５】
図１４において、ステップ２１では第２のＮＳ判別方法でＮＳ判別を実施する。これはステップ１３と同様である。ステップ２２ではステップ２１でＮＳ判別が確定できたかを判断する。「反転が必要であると確定した」あるいは「正しい位置であるために反転は行わないと確定した」のいずれかでＮＳ判別が確定できたか判断する。
【００７６】
ステップ２３では一定時間が経過したか判断する。一定時間を経過しても第２のＮＳ判別法で判別ができていなければ、ステップ２４に移行する。ステップ２４では第１のＮＳ判別方法でＮＳ判別を実施する。これはステップ１２と同様である。
【００７７】
ステップ２５ではステップ２１、２４で判別した結果、位相の反転が必要か否かを判断する。これはステップ１４と同様である。ステップ２６ではステップ２５で反転が必要と判断された場合に、推定位相を１８０度進めて位相を反転する。（当然１８０度遅らせても良い）これはステップ１５と同様である。以上でＮＳ判別ルーチンは終了である。
【００７８】
本実施例ではＰＭＳＭについて記載したが、回転子に電磁石を使用した同期機であっても同様の効果が得られる。ただし、本実施例のように永久磁石同期電動機の場合には、磁束を調整することができないため、特にフリーランからの再起動の際に生じる上記磁束の問題が顕著になることから、本発明を適用する効果が大きい。
【実施例４】
【００７９】
次に、本発明によるモータ制御装置の第４実施例を説明する。図１５は第４実施例の構成を示すブロック図である。
【００８０】
基本的なシステムの構成は図９の第３実施例と同様であるが、モータ２とインバータ１の間に負荷接触器があり、負荷接触器によって、モータ２とインバータ１を開放することが可能な構造となっている。図１５では負荷接触器が電流検出器とＰＭＳＭの間にあるが、負荷接触器は電流検出器とインバータ１の間にあっても良い。
【００８１】
上記高電圧領域において再起動する場合には、無負荷誘起電圧がインバータ１の直流側の電圧よりも大きい。ここで、高電圧領域では、インバータ１がＯＦＦの状態でも負荷接触器を閉じた瞬間に巻線電流が流れてくる。あるいは、インバータ１の直流電流が流れる。又は、インバータ１の直流側の電圧が変動する。従って、これらのいずれかを検知することで、高電圧領域と判断することができる。
【００８２】
ここで高電圧領域と判定した場合には、無負荷誘起電圧を抑制するように磁石磁束方向に負の電流を流す必要があるが、特に、負荷接触器を閉じて再起動する際には、無負荷誘起電圧がインバータ１の直流側の電圧よりも非常に大きい可能性も想定される。従って、最高速度時の無負荷誘起電圧でも抑えられるように弱め電流を大きく流さなければならない。特に、次式のように設定することで最高速においても電圧上昇抑制が可能となる。
【数８】
【００８３】
ただし、Ｌｄは磁石磁束方向のインダクタンス、ωｍａｘは最高角速度、Ｖｄｃは前記直流電圧検出手段によって得られたインバータ１の直流側の電圧、Φｆは永久磁石をそれぞれ表すものとする。
【００８４】
以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。
【符号の説明】
【００８５】
１…インバータ、２…ＰＭＳＭ、３…電流検出手段、４…座標変換手段（ＵＶＷ→αβ）、５…回転位相角推定手段、６…角速度推定手段、７…電圧指令生成手段、８…座標変換手段（ＵＶＷ→αβ）、９…ＰＬＬ（Phase Locked Loop）、１０…電流制御手段、１１…座標変換手段（αβ→ＵＶＷ）、１２…三角波ＰＷＭ変調手段、１３…ＮＳ判別手段、１４…負荷接触器。
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、同期電動機の回転センサレス制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
同期電動機の回転センサレス制御装置において、フリーラン状態からの再起動方法として、多くの方法が提案されている。フリーラン状態とは、運転台からのノッチ指令がニュートラル（０）で、モータを駆動するインバータのスイッチング素子ゲート指令が全てオフの状態で惰性走行している状態をいう。車両速度が高速域の場合に用いられる方法としては誘起電圧を利用した方法、すなわち零電流制御による方法、短絡電流を用いる方法などが提案されている。あるいは、低速域で用いられる方法として、インダクタンスを利用する方法が提案されている。さらに、その両方からモータ角速度に応じて適切な手法を選択する方法も提案されている。これらの方法により、フリーランの状態から起動することは可能となっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−０１７６９０号公報
【特許文献２】特許３６３６３４０号公報
【特許文献３】特開平７−１７７７８８号公報
【特許文献４】特許３４８６３２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
前述の手法によりフリーランの状態から起動することは可能であるが、いずれも単一の手法だけでは全速度域において起動することはできず、複数の手法にて起動を試みるために、最悪ケースでは再起動に要する時間（トルク（電流）指令が発生してからモータ回転子の実角度と推定角度が一致してモータにトルクが発生するまでの時間）が著しく長くなる、あるいは複数の手法を用いるため起動シーケンスが複雑になる等の問題がある。特に、再起動に要する時間は、トルク指令を与えてからの応答性に大きく影響するため、最悪ケースに合わせて電流指令の立ち上げを行うのが普通であり、最悪ケースでの時間を短縮することが、応答性の向上につながる。
【０００５】
又、インバータと同期電動機の間に負荷接触器があるシステムでは、負荷接触器を開放することで無負荷誘起電圧がインバータの直流側の電圧以上の領域（以降、この領域を高電圧領域と呼ぶ）でもフリーランをすることが可能であるが、この状態からの再起動の際には無負荷誘起電圧によってインバータの直流側の電圧が過電圧になる可能性がある。従って、高電圧領域で安定した起動を可能にする必要がある。
【０００６】
従って本発明は、同期電動機の回転センサレス制御であって、インバータの直流側の電圧よりも無負荷誘起電圧が大きい領域を含めた全領域で、フリーランからの再起動を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の実施形態は同期機を駆動するインバータを制御する回転センサレス制御装置であって、前記同期機のインダクタンス及び誘起電圧の両方を使用して回転子の位相角及び角速度を推定する位相角・角速度推定手段と、前記インバータ及び電動機のフリーランからの起動時に、非零電圧ベクトルのみを選択するＰＷＭを用いて、電圧指令値を生成すると共に前記インバータの出力電流を制御する制御手段とを具備し、前記位相角・角速度推定手段は、前記電圧指令値及びインバータ出力電流を用いて、前記回転位相角・角速度を推定する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１実施例のシステム構成を示すブロック図。
【図２】一実施例に係る電圧ベクトル選択方法を示すベクトル図。
【図３】一実施例に係る電圧ベクトル選択方法を示すブロック図。
【図４】本発明の第２実施例のシステム構成を示すブロック図。
【図５】起動時制御手段２１の構成を示すブロック図。
【図６】通常時制御手段２３の構成を示すブロック図。
【図７】第２実施例の動作を示すフローチャートである。
【図８】第３実施例の動作を示すフローチャートである。
【図９】第２のＮＳ判別法を採用するシステムのブロック構成図。
【図１０】ＰＬＬ９の構成を示すブロック図。
【図１１】無負荷誘起電圧を示すベクトル図。
【図１２】他のＮＳ判別方法を説明するためのベクトル図。
【図１３】ＮＳ判別の必要性を判断する構成を示すブロック図。
【図１４】ＮＳ判別の動作を示すフローチャート。
【図１５】第４実施例の構成を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
本発明の実施例は、回転センサレス制御におけるフリーランからの再起動法に関するものである。以下、本発明に係る回転センサレス制御装置及びフリーランからの再起動法の実施例について、図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００１０】
図１は、本発明による回転センサレス制御装置の第１実施例の構成を示すブロック図である。
【００１１】
インバータ１は、インバータ１を駆動するためのゲート指令を入力とし、インバータ１に内蔵される主回路スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切替えることによって交流／直流電力を相互に変換する。モータ２はＰＭＳＭ（永久磁石同期電動機）であって、各励磁相に流れる３相交流電流によって磁界が発生し、回転子との磁気的相互作用によりトルクを発生する。電流検出手段３は、ＰＭＳＭに流れる３相交流電流のうち２相もしくは３相の電流応答値を検出する。図１では２相の電流を検出する構成を示している。
【００１２】
座標変換手段４は、モータ３のｕ、ｖ、ｗ三相固定座標系とαβ軸固定座標系の座標変換を行う。α軸はモータ３のｕ相巻線軸を示し、β軸はα軸に直交する軸である。回転位相推定手段５は、前記電流検出手段において検出された電流応答値ｉα、ｉβから、モータ３の回転位相角を推定する（詳細は後述する）。
【００１３】
角速度推定手段６は、回転位相推定手段５によって推定した位相θｅｓｔから角速度ωｅｓｔを推定する。例えば、推定位相θｅｓｔの時間微分に基づき算出する手段、推定位相θｅｓｔと演算している位相との差を入力としてＰＬＬ(Phase Locked Loop)によって角速度ωｅｓｔを推定する手段などがある。
【００１４】
電圧指令生成手段７は、電流検出手段３から座標変換手段４を介して得られる電流応答値ｉα、ｉβと電流指令値ｉｄｒｅｆ、ｉｑｒｅｆを用いてゲート信号を決定し、出力する（詳細は後述する）。ここでは固定座標系によって位相・角速度を推定しているが、回転座標系で推定しても良い。
【００１５】
次に、回転位相推定手段５の位相推定方法について詳細に説明する。
【００１６】
モータ２のような突極型ＰＭＳＭのｄ−ｑ軸上の一般的な電圧方程式を式（１）に示す。ただし、回転子の磁束方向をｄ軸、ｄ軸から９０度進んだ方向をｑ軸とする。
【数１】
【００１７】
ここで、ｖｄ、ｖｑはｄ−ｑ軸電機子電圧、ｉｄ、ｉｑはｄ−ｑ軸電機子電流、Ｒｍは巻線抵抗、Ｌｄ、Ｌｑはｄ−ｑ軸インダクタンス、ωはｄ−ｑ軸回転子角速度、Φｆは磁石磁束係数、ｐ（＝ｄ／ｄｔ）は微分演算子である。このインダクタンスＬｄ、Ｌｑはモータ固有の値である。
【００１８】
ここで、式（１）の右辺第１項の行列の対角成分と逆対角成分のインダクタンスが同じになるように誘起電圧を拡張することで、位置情報を誘起電圧成分に集中させ、位相θを計算できるようにする。誘起電圧を拡張すると、式（１）の電圧方程式は式（２）で示される。
【数２】
【００１９】
式（２）をα−β座標に座標変換すると式（３）になる。
【数３】
【００２０】
ここで、ｖα、ｖβはα−β軸電機子電圧、ｉα、ｉβはα−β軸電機子電流である。又、拡張した誘起電圧（拡張誘起電圧Ｅ０ｘ）は式（４）で表される。
【数４】
【００２１】
式（３）より、位相θは式（５）で計算することができる。
【数５】
【００２２】
又、このような位相推定は、誘起電圧とインダクタンスの両方を利用する方法であれば、他の推定方法でも良い。
【００２３】
式（４）で示されるように、Ｅ０ｘは角速度ωが小さい時には、ｑ軸電流の微分項のみとなる。Ｅ０ｘが小さくなると式（５）で位相θを計算する際に誤差が大きくなってしまい精度良く推定することができないが、電流微分項を大きくすれば、低速から高速まで精度良く位相が推定できるようになる。つまり、例えば式（４）の第１式において、電流微分項ｐｉｑが大きいとＥ０ｘが大きくなり、式（５）で示される位相θの推定精度が上がり、低速から高速まで精度良く位相が推定できるようになる。
【００２４】
次に、本発明の１実施例に係る電圧指令生成手段７について説明する。
【００２５】
電圧指令生成手段７としては、例えば、インバータ出力電流の瞬時値が基準値に追従するようにＰＷＭ信号を直接発生させる電流追従型ＰＷＭを用いる。電流追従型ＰＷＭの制御動作の一例は、例えば特許３２６７５２８に記載されている。電流追従型ＰＷＭにおいて、精度良く位相が推定できるよう、前述したように電流微分項を大きくするために、本実施例では電圧ベクトルとして非零電圧ベクトルのみを選択する。
【００２６】
具体的な選択方法を図２に示す。図２はインバータ１の出力電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６（電圧ベクトル指令）を示している。インバータ１は出力電圧ベクトルしてこの他にＶ０、Ｖ７を取り得る。電圧ベクトルＶ１はｕｖｗのゲート信号で表わすと、（００１）に対応する。同様にＶ２〜Ｖ７及びＶ０は、（０１０）、（０１１）、（１００）、（１０１）、（１１０）、（１１１）、（０００）である。このうち、Ｖ０及びＶ７はｕｖｗの相間電圧は０Ｖであるから、零電圧ベクトルという。一方、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を非零電圧ベクトルという。インバータ１が零電圧ベクトルＶ０又はＶ７を出力している時、電流は回転子の誘起電圧のみにより変化し、その変化量は小さい。従って本実施例では、フリーランからの起動時に電流微分項を大きくするため、電圧ベクトルとして非零電圧ベクトルのみを選択する。
【００２７】
図２において、先ず電流指令ベクトルｉｒｅｆと検出電流ベクトルｉｒｅａｌの差Δｉを計算する。電流指令ベクトルｉｒｅｆは、ｄｑ軸電流指令値ｉｄｒｅｆ、ｉｑｒｅｆを推定位相θｅｓｔに基づいて座標変換したαβ軸電流指令値ｉαｒｅｆ、ｉβｒｅｆの電流ベクトルである。又検出電流ベクトルｉｒｅａｌは、αβ軸検出電流ｉα、ｉβの電流ベクトルである。
【００２８】
次に、Δｉの角度θｉを図３の左側に示すように求めて、その方向に最も近い電圧ベクトルを選択する（図２ではＶ６）。なぜなら、差電流Δｉが流れるように電圧ベクトル（図ではＶ６）を選択すれば、検出電流ベクトルｉｒｅａｌが電流指令ベクトルｉｒｅｆに近づくからである。このシーケンスを図３の右側に示す。
【００２９】
このように本実施例では、フリーランからの起動時に、零電圧ベクトルＶ０及びＶ７は選択されず、非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の１つが各制御サイクルにおいて選択される。図３に示した表を用いて、最終的なゲート指令を演算する。ここでは、非零電圧ベクトルとして、Δｉの方向と最も近い電圧ベクトルを選択したが、非零電圧ベクトルのみを選択すれば、他の選択方法でも良い。又、完全に非零電圧ベクトルのみを選択しなくても、非零電圧ベクトルを選択する割合を大きくすれば同様の効果が得られる。
【００３０】
以上のように本実施例では、零電圧ベクトルを選択しないので、電流微分項を大きくすることができ、式（４）を用いて拡張誘起電圧Ｅ０ｘを計算し、式（５）を用いて位相θを求めることで、停止から高速まで全ての速度域において、１つの方法で位相・角速度の推定が可能である。式（４）、式（５）から判るように本実施例では、回転位相推定手段５は、同期機のインダクタンスＬｄ、Ｌｑ及び誘起電圧ωΦｆの両方を使用して回転子の位相角を推定する。
【００３１】
次に、本発明の１実施例に係る電流指令値に関して説明する。
【００３２】
式（４）において、Ｌｄ−Ｌｑは負の値になる。従って、電流微分項を無視すれば、ｄ軸（回転子の磁束方向）に負の電流を流すと、拡張誘起電圧Ｅ０ｘは大きくなる。従って、式（５）より位相θの推定精度が向上する。さらに、電流微分項は零を中心に正負の値になり得るため、ｄ軸に負の電流を流すと拡張誘起電圧Ｅ０ｘの平均値は大きくなり、全体として位相θの推定精度が向上する。又フリーランからの起動時に、高電圧領域ではｄ軸に負の電流を流さないと、永久磁石回転子による無負荷誘起電圧によって回生電流が流れ、インバータの直流側の電圧が過電圧になる可能性がある。従って、起動時からｄ軸に負の電流を流した方が良い。同様の理由で、インバータ１の直流側の電圧が急変した場合などでも回生電流が流れないように、高電圧領域に近い領域ではｄ軸に負の電流を流した方が良い。以上のように本実施例では、推定精度向上、過電圧防止のために、起動時からｄ軸に負の電流指令を与える。
【００３３】
又、上記位相推定手段においては、全領域でｄ軸に負の電流を流した方が良いが、低速域ではｄ軸に正の電流を流すことで、回転子のｄ軸方向インダクタンスにより、電圧指令ベクトルの位相は変わらず振幅が大きくなる。従って、電圧指令ベクトルの位相から位相を推定する手法などでは、位相推定精度が向上すると期待できる。このような場合には、角速度あるいは無負荷誘起電圧などを基に速度域を判定し、低速域ではｄ軸に正の電流を流し推定精度を向上し、高速域ではｄ軸に負の電流を流し過電圧を防止するというように正負を選択すれば良い。あるいは、このような角速度ではなく電圧で使い分けることも可能である。例えば、後述の第４実施例のように、負荷接触器投入時に電流が流れるか否かで概略速度を推定することもできる。
【００３４】
あるいは過電圧を防止するという目的のみであれば、角速度あるいは無負荷誘起電圧などを基に速度域を判定し、高速域であればｄ軸に負の電流を流し過電圧を防止するというようにすれば良い。
【００３５】
以上において、ｄ軸方向は実際には不明であるため、短時間で推定できる方法と一緒に使用しないと、ｑ軸方向に電流が流れてトルクが発生する恐れがある。その意味で、全速度域において短時間で推定できる前述の零電圧ベクトルを選択しない方法と組み合わせることで、その効果が十分に得られるようになる。ただし、前述の零電圧ベクトルを選択しない方法と組み合わせなくとも本例の効果は得られる。
【００３６】
本実施例ではＰＭＳＭについて記載したが、回転子に電磁石を使用した同期機であっても同様の効果が得られる。ただし、本実施例のように永久磁石同期電動機の場合には、磁束を調整することができないため、特にフリーランからの再起動の際に生じる上記磁束の問題が顕著になることから、本発明を適用する効果は大きい。
【実施例２】
【００３７】
次に、本発明によるモータ制御装置の第２実施例を説明する。図４は第２実施例の構成を示すブロック図である。
【００３８】
インバータ１、モータ２、電流検出手段３は、上記第１実施例と同様な構成要素であるから、詳細な説明は割愛する。モードスイッチ２０は、フリーランからの起動時に起動時制御手段２１側に設定され、起動が完了した後又は所定時間後に通常時制御手段２３側に切り替わる切替手段である。起動時制御手段２１は、フリーランからの起動時にインバータを制御する電流追従型ＰＷＭ方式制御回路である。通常時制御手段２３は、起動完了後又は所定時間後の通常制御時にインバータ１を制御する電圧変調型ＰＷＭ方式制御回路である。初期値設定部２２は、起動時制御手段２１にて決定された推定位相θｅｓｔ及び推定速度ωｅｓｔを設定するための記憶部である。主制御部２６は、起動時制御手段２１、通常時制御手段２３、モードスイッチ２０等に接続され、このモータ制御装置を総合的に制御する。
【００３９】
本実施例では、フリーランからの起動時のみ、起動時制御手段２１によりインバータ１を制御してモータ２の推定位相θｅｓｔ及び推定速度ωｅｓｔを決定し、その値を初期値として通常時制御手段２３にてインバータ１を制御し通常運転を行う。
【００４０】
図５は起動時制御手段２１の構成を示すブロック図である。起動時制御手段２１は図１のインバータ制御部と同様な構成であるから、詳細な説明は割愛する。
【００４１】
図６は通常時制御手段２３の構成を示すブロック図である。
【００４２】
回転位相誤差推定手段５は、前記電流検出手段３において検出され座標変換手段８を介して入力される電流応答値から、同期機の回転位相角とγδ軸回転座標系の位相差Δθを推定する。γ軸は回転子ｄ軸の推定軸であり、δ軸はγ軸に直交する推定軸である。ＰＬＬ(Phase Locked Loop)は、前記回転位相推定手段５によって推定された位相差Δθを用いて例えばＰＩ制御を行い、回転子の角速度ωｅｓｔを演算する。積分手段２５はこの角速度ωｅｓｔを初期推定位相θｅｓｔ０を初期値として積分し、推定位相θｅｓｔを出力する。
【００４３】
座標変換手段８は推定位相θｅｓｔを用いて、三相固定座標系とγδ軸回転座標系の座標変換を行う。電流制御手段１０は、前記電流検出手段において検出された電流応答値ｉγ、ｉδと電流指令値ｉγｒｅｆ、ｉδｒｅｆを比較し、電圧指令値ｖγ、ｖδを決定する。
【００４４】
座標変換手段１１は、γδ軸回転座標系と三相固定座標系の座標変換を行う。三角波ＰＷＭ変調手段１２は、同期機２を駆動するための電圧指令値（変調率指令値）を、三角波ＰＷＭによって変調し、インバータ１の各相スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ指令であるゲート信号を出力する。
【００４５】
ここでは、回転座標系で位相角を推定しているが、実施例１で示した固定座標系で位相角を推定する方式を用いても良い。
【００４６】
図７は本実施例の動作を示すフローチャートである。この動作は制御部２４の制御の下に行われる。
【００４７】
ステップ０１では、主制御部２６はモータ起動指令が運転台等（図示されず）から入力されたか否か判断し、モータ起動の場合にはステップ０２に進む。ステップ０２では、起動時制御手段（電流追従型ＰＷＭ）２１で電流制御を行ってモータ２を起動する。電流追従型ＰＷＭとはインバータ出力電流の瞬時値が基準値に追従するようにＰＷＭ信号を直接発生させる手法である。この電流追従型ＰＷＭは電流応答が非常に速いことが特徴であり、起動時の電流を押さえ込むのに適しており、前述したようにインバータ１のＤＣ側が過電圧になるのを防止できる。
【００４８】
ステップ０３では、ステップ０２によって発生した電流あるいは電圧指令（ゲート指令）を用いて回転位相角・角速度を推定する。推定に用いる方法は例えば、第１実施例で説明した拡張誘起電圧方式である。
【００４９】
ステップ０４では、通常時制御手段（電圧変調型ＰＷＭ）２３に切り替えるか否かを判定する。この切り替えは、時間によって決めても良いし、位相推定が落ち着いたらとしても良いし、トルクが立ち上がったらとしても良いし、あるいはトルクが立ち上がって落ち着いたらとしても良い。
【００５０】
ステップ０５では、起動時制御手段２１により決定された推定位相θｅｓｔおよび推定速度ωｅｓｔが初期設定部２２に設定され、モードスイッチ２０が通常時制御手段２３側に切り替わる。通常時制御手段２３は、それら設定値を用いて電圧変調型ＰＷＭにて電流制御を行う。電圧変調型ＰＷＭとは、例えばｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ等の組合わせ方式のように、電流制御によって電圧指令（変調率指令）を演算しそれを基にＰＷＭを行う方式である。
【００５１】
ステップ０６では、ステップ０５によって発生した電流あるいは電圧指令（ゲート指令）を用いて回転位相角・角速度を推定する。推定に用いる方法はステップ０３と同じ方式でも別の方式でもどちらでも良い。別の方式として、誘起電圧を用いる方法やインダクタンスを用いる方法でもよい。ステップ０７はモータの停止指令が入力されたか否か判断し、モータ停止指令の場合には制御を終了する。
【００５２】
以下、本発明の第２実施例による効果を説明する。
【００５３】
車両がフリーランの状態から起動する際に位相が一般に判らないため、フィードフォワードでは、無負荷誘起電圧を抑えることができない。従って、流れる電流が指令電流に追従するようにすることで、無負荷誘起電圧を押さえ込めばよい。そのために、最も効果的な方法としては、電流制御応答性を上げるということである。これによって、電流が過電流になるのを防ぐことができる。このための方法としては、例えば、本実施例のように起動時に電流追従型ＰＷＭを用いる。
【００５４】
又、フリーランの状態から起動する際に電圧変調型ＰＷＭを用いると、位相が判らないためフィードフォワードによって電圧指令を与えることができず、回転子磁束による誘起電圧を電流制御のフィードバック制御で抑えるしかない。一方、電流追従型ＰＷＭでは、電流の応答性が高いことが特徴であり、特に電流指令（図５のｉｄｒｅｆ、ｉｑｒｅｆ）が零の場合には位相情報を用いずに制御することができる。従って、起動の際に電流追従型ＰＷＭを使用することで、起動の際のトルクショック（振幅が大きく単発的な振動）や過電流を抑えることができる。一方、電流追従型ＰＷＭでセンサレス制御を行う方法としては、実施例１に示した方法などが挙げられるが、全速度域での安定性に関しては、電流追従型ＰＷＭより電圧変調型ＰＷＭの方が優れている。以上を踏まえると、本第２実施例のように起動時のみ電流追従型ＰＷＭを用いてトルクショックを抑え、起動後には安定したセンサレス制御が実現できる電圧変調型ＰＷＭに切り替える方法が、センサレス制御におけるフリーラン状態からの再起動方法として適しており、安定した再起動が実現できるといえる。
【００５５】
あるいは、電流制御応答を上げる手段として、例えば図６に示す電圧変調型ＰＷＭのみを用いる場合だと、起動時のみ電流制御ゲインを大きくするか、又はスイッチング周波数を上げて、電圧ベクトルの更新を早くすることで電流制御応答性を上げることができる。起動時に通常よりスイッチング周波数を上げる実施例では、電圧変調型ＰＷＭ、電流追従型ＰＷＭのどちらでも可能である。例えば、起動時のみに電流追従型ＰＷＭを用いる実施例と起動時にスイッチング周波数を上げる実施例を組み合わせたり、起動時にスイッチング周波数を上げる実施例と起動時に電流制御ゲインを上げる実施例を組み合わせることでより、電流制御応答を上げることができ、起動時のトルクショックを抑えることができる。
【００５６】
本実施例ではＰＭＳＭについて記載したが、回転子に電磁石を使用した同期機であっても同様の効果が得られる。ただし、本実施例のように永久磁石同期電動機の場合には、磁束を調整することができないため、特にフリーランからの再起動の際に生じる上記磁束の問題が顕著になることから、本発明を適用する効果が大きい。
【実施例３】
【００５７】
次に、本発明によるモータ制御装置の第３実施例を説明する。本実施例は、永久磁石同期電動機の回転子のＮＳ判別方法に関する実施例である。
【００５８】
図８は第３実施例の動作を示すフローチャートである。
【００５９】
ステップ１１では角速度に応じて複数のＮＳ判別方法から１つを選択する。図８では２つの判別方法が示されるが、角速度によって３つ以上のＮＳ判別方法から１つを選択してもよい。ステップ１２では第１のＮＳ判別方法でＮＳ判別を実施する。第１のＮＳ判別法については後述する。ステップ１３では第２のＮＳ判別方法でＮＳ判別を実施する。第２のＮＳ判別法についても後述する。
【００６０】
ステップ１４ではステップ１２、１３で判別した結果、位相の反転が必要か否かを判断する。ステップ１５ではステップ１４で反転が必要と判断された場合に、推定位相を１８０度進めて位相を反転する（当然１８０度遅らせても良い）。以上でＮＳ判別ルーチンは終了である。
【００６１】
先ず、第１のＮＳ判別法について説明する。第１のＮＳ判別法としては一般的な磁気飽和を利用する方式である。推定座標系のｄ軸方向に正負の電圧を掛け、流れる電流の振幅が磁気飽和によってＮ極とＳ極で差が生じることを利用してＮＳ判別を行う。
【００６２】
次に、第２のＮＳ判別法は本実施例にかかる誘起電圧を利用する方式である。以下で効果を含めて詳細を説明する。
【００６３】
第２のＮＳ判別法を採用するシステムの構成を図９に示す。基本的な構成は実施例１と同様であるが、座標変換手段８、ＮＳ判定手段１３、ＰＬＬ９が追加されている。
【００６４】
図１０はＰＬＬ９の構成を示すブロック図である。位相差演算手段２７は回転位相推定手段５から入力される推定位相θｅ０と自回路の出力信号である推定位相θｅｓｔ０との位相差Δθを演算する。ＰＩ制御部２８は位相差Δθに基づいてＰＩ制御を行い、推定各速度ωｅｓｔを提供する。推定各速度ωｅｓｔは積分手段２９にて積分され、推定位相θｅｓｔ０が出力される。加算器３０は推定位相θｅｓｔ０にπを加算する。スイッチ３１はＮＳ反転指令に基づいて推定位相θｅｓｔ０とπを加算した推定位相θｅｓｔ０の一方を選択し、推定位相θｅｓｔを出力する。主制御部２６は、上記した各ブロックに接続され、このモータ制御装置を総合的に制御する。
【００６５】
次に本実施例に係るＮＳ判別について説明する。このＮＳ判別は、ｄｑ座標系のｑ軸電流に相当する推定座標系のδ軸電流からＮＳを判別している。
【００６６】
先ず、第１実施例の式（４）、（５）を再掲する。
【数６】
【００６７】
【数７】
【００６８】
式（５）を用いて位相を推定する場合、式（４）のように電流微分項の符号によってＥ０ｘの符号も変化する可能性があり、推定位相θは１８０度反対の値で計算されることがある。従って、図１０に示したように、ＰＬＬの際にはＰＬＬで保持している位相も１８０度反対の値になる可能性があり、角速度によらずＮＳ判別が必要である。
【００６９】
通常、ＮＳ判別を用いるのは低速域であり、誘起電圧が小さいために磁気飽和を利用する方式が広く利用されているが、磁気飽和を利用する方法では、ＮＳ判別に磁気飽和を起こすための時間が必要となる。前述の高電圧領域（無負荷誘起電圧がインバータの直流側の電圧以上の領域）では磁束を弱めて電圧を下げるように、ｄ軸に負の電流を流す必要があるが、位相が１８０度反対の値に推定されているとｄ軸に正の電流が流れ、逆に電圧を上げてしまうことになる。すなわち、ＮＳ判別を早く行わなければ、過電圧になってしまう可能性がある。
【００７０】
ここで、前述の高電圧領域のように電圧が大きい（角速度が高速である）領域では、誘起電圧が利用できるのでそれを利用することで、ＮＳ判別を短時間で行うことができる。しかし、誘起電圧は低速では非常に小さいため、十分な精度を期待できない。従って、低速域に適したＮＳ判別方法と高速域に適したＮＳ判別方法の２つを持ち、高速域では短時間でＮＳ判別ができるようにするのが良い。これが第３実施例の主な内容である。
【００７１】
以下、第３実施例におけるＮＳ判別法を説明する。
【００７２】
誘起電圧が大きい領域で電流追従型ＰＷＭを用いた場合、無負荷誘起電圧を打ち消す方向に電圧が選択されることになる。従って、例えば電圧ベクトルが最も多く選択される方向が無負荷誘起電圧を打ち消す方向となるので、そこから無負荷誘起電圧の方向を推定することができる（図１１参照）。この場合の方向は、精度良く推定することはできないが、ＮＳ判別には十分な精度が得られる。あるいは、制御上でｑ軸に対応するδ軸に最も近い電圧ベクトルと１８０度反対の電圧ベクトルとで、どちらが多く選択されるかを判断することでもＮＳ判別をすることができる（図１２参照）。
【００７３】
次に、他のＮＳ判別を説明する。電流追従型ＰＷＭでは、ある程度の角速度以上では無負荷誘起電圧によって電流が流れて、それを電圧ベクトルによって抑えることになる。そのため、電流の平均ベクトルとしては、無負荷誘起電圧によって流れる電流の方向である−ｑ軸方向となる。従って、例えば図１３のように、制御上でｑ軸に対応するδ軸電流の積分を取り、それが、ある閾値以上になったら、ＮＳ判別が必要であると判断することができる。あるいはδ軸電流の平均値を用いて判別することもできる。
【００７４】
ここで、ＮＳ判別のフローチャートは図８だけに限らず例えば図１４とすることも可能である。
【００７５】
図１４において、ステップ２１では第２のＮＳ判別方法でＮＳ判別を実施する。これはステップ１３と同様である。ステップ２２ではステップ２１でＮＳ判別が確定できたかを判断する。「反転が必要であると確定した」あるいは「正しい位置であるために反転は行わないと確定した」のいずれかでＮＳ判別が確定できたか判断する。
【００７６】
ステップ２３では一定時間が経過したか判断する。一定時間を経過しても第２のＮＳ判別法で判別ができていなければ、ステップ２４に移行する。ステップ２４では第１のＮＳ判別方法でＮＳ判別を実施する。これはステップ１２と同様である。
【００７７】
ステップ２５ではステップ２１、２４で判別した結果、位相の反転が必要か否かを判断する。これはステップ１４と同様である。ステップ２６ではステップ２５で反転が必要と判断された場合に、推定位相を１８０度進めて位相を反転する。（当然１８０度遅らせても良い）これはステップ１５と同様である。以上でＮＳ判別ルーチンは終了である。
【００７８】
本実施例ではＰＭＳＭについて記載したが、回転子に電磁石を使用した同期機であっても同様の効果が得られる。ただし、本実施例のように永久磁石同期電動機の場合には、磁束を調整することができないため、特にフリーランからの再起動の際に生じる上記磁束の問題が顕著になることから、本発明を適用する効果が大きい。
【実施例４】
【００７９】
次に、本発明によるモータ制御装置の第４実施例を説明する。図１５は第４実施例の構成を示すブロック図である。
【００８０】
基本的なシステムの構成は図９の第３実施例と同様であるが、モータ２とインバータ１の間に負荷接触器があり、負荷接触器によって、モータ２とインバータ１を開放することが可能な構造となっている。図１５では負荷接触器が電流検出器とＰＭＳＭの間にあるが、負荷接触器は電流検出器とインバータ１の間にあっても良い。
【００８１】
上記高電圧領域において再起動する場合には、無負荷誘起電圧がインバータ１の直流側の電圧よりも大きい。ここで、高電圧領域では、インバータ１がＯＦＦの状態でも負荷接触器を閉じた瞬間に巻線電流が流れてくる。あるいは、インバータ１の直流電流が流れる。又は、インバータ１の直流側の電圧が変動する。従って、これらのいずれかを検知することで、高電圧領域と判断することができる。
【００８２】
ここで高電圧領域と判定した場合には、無負荷誘起電圧を抑制するように磁石磁束方向に負の電流を流す必要があるが、特に、負荷接触器を閉じて再起動する際には、無負荷誘起電圧がインバータ１の直流側の電圧よりも非常に大きい可能性も想定される。従って、最高速度時の無負荷誘起電圧でも抑えられるように弱め電流を大きく流さなければならない。特に、次式のように設定することで最高速においても電圧上昇抑制が可能となる。
【数８】
【００８３】
ただし、Ｌｄは磁石磁束方向のインダクタンス、ωｍａｘは最高角速度、Ｖｄｃは前記直流電圧検出手段によって得られたインバータ１の直流側の電圧、Φｆは永久磁石をそれぞれ表すものとする。
【００８４】
以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。
【符号の説明】
【００８５】
１…インバータ、２…ＰＭＳＭ、３…電流検出手段、４…座標変換手段（ＵＶＷ→αβ）、５…回転位相角推定手段、６…角速度推定手段、７…電圧指令生成手段、８…座標変換手段（ＵＶＷ→αβ）、９…ＰＬＬ（Phase Locked Loop）、１０…電流制御手段、１１…座標変換手段（αβ→ＵＶＷ）、１２…三角波ＰＷＭ変調手段、１３…ＮＳ判別手段、１４…負荷接触器。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期機を駆動するインバータを制御する回転センサレス制御装置において、
前記同期機のインダクタンス及び誘起電圧の両方を使用して回転子の位相角及び角速度を推定する位相角・角速度推定手段と、
前記インバータ及び電動機のフリーランからの起動時に、非零電圧ベクトルのみを選択するＰＷＭを用いて、電圧指令値を算出すると共に前記インバータの出力電流を制御する制御手段とを具備し、
前記位相角・角速度推定手段は、前記電圧指令値及びインバータ出力電流を用いて、前記回転位相角・角速度を推定することを特徴とする回転センサレス制御装置。
【請求項２】
同期機を駆動するインバータを制御する回転センサレス制御装置において、
前記同期機の回転子の位相角及び角速度を推定する位相角・角速度推定手段と、
ＰＷＭを用いて前記インバータの出力電流を制御する制御手段とを具備し、
前記制御手段は、前記インバータ及び電動機のフリーランからの起動時に、トルク指令がゼロの状態で前記回転子の磁束方向に電流が流れるよう前記インバータを制御することを特徴とする回転センサレス制御装置。
【請求項３】
同期機を駆動するインバータを制御する回転センサレス制御装置において、
前記同期機の回転子の位相角及び角速度を推定する位相角・角速度推定手段と、
ＰＷＭを用いて前記インバータの出力電流を制御する制御手段とを具備し、
前記制御手段は、前記インバータ及び電動機のフリーランからの起動時に、通常時と比較して電流制御応答性を上げて前記インバータを制御することを特徴とする回転センサレス制御装置。
【請求項４】
前記制御手段は、電流追従型ＰＷＭ方式制御部と、電圧変調型ＰＷＭ方式制御部とを具備し、前記起動時に電流追従型ＰＷＭ制御部を用いて前記インバータの出力電流を制御し、起動後に電圧変調型ＰＷＭ制御部を用いて前記インバータの出力電流を制御することを特徴とする請求項３記載の回転センサレス制御装置。
【請求項５】
前記電動機の回転子磁束の方向がＮ極かＳ極か判定するＮＳ判定手段を複数備えたことを特徴とする請求項１乃至４のうち１項記載の回転センサレス制御装置。
【請求項６】
前記電動機の無負荷誘起電圧と前記インバータの直流側電圧との大小を判定する電圧判定手段を具備し、
前記制御手段は、前記フリーランからの起動時に、前記電圧判定手段によって前記無負荷誘起電圧がインバータの直流側の電圧よりも大きいと判定された場合、同期機の回転子磁束方向に負の電流が流れるよう前記インバータを制御することを特徴とする請求項２記載の回転センサレス制御装置。
【請求項７】
前記インバータと前記同期機の間に負荷接触器を具備し、
前記制御手段は、前記負荷接触器が開放している状態から閉じた際に、前記電圧判定手段によって無負荷誘起電圧が直流電圧よりも大きいと判定された場合、前記インバータの電流絶対値が大きくなるように前記インバータを制御することを特徴とする請求項６記載の回転センサレス制御装置。
【請求項１】
同期機を駆動するインバータを制御する回転センサレス制御装置において、
前記同期機のインダクタンス及び誘起電圧の両方を使用して回転子の位相角及び角速度を推定する位相角・角速度推定手段と、
前記インバータ及び電動機のフリーランからの起動時に、非零電圧ベクトルのみを選択するＰＷＭを用いて、電圧指令値を算出すると共に前記インバータの出力電流を制御する制御手段とを具備し、
前記位相角・角速度推定手段は、前記電圧指令値及びインバータ出力電流を用いて、前記回転位相角・角速度を推定することを特徴とする回転センサレス制御装置。
【請求項２】
同期機を駆動するインバータを制御する回転センサレス制御装置において、
前記同期機の回転子の位相角及び角速度を推定する位相角・角速度推定手段と、
ＰＷＭを用いて前記インバータの出力電流を制御する制御手段とを具備し、
前記制御手段は、前記インバータ及び電動機のフリーランからの起動時に、トルク指令がゼロの状態で前記回転子の磁束方向に電流が流れるよう前記インバータを制御することを特徴とする回転センサレス制御装置。
【請求項３】
同期機を駆動するインバータを制御する回転センサレス制御装置において、
前記同期機の回転子の位相角及び角速度を推定する位相角・角速度推定手段と、
ＰＷＭを用いて前記インバータの出力電流を制御する制御手段とを具備し、
前記制御手段は、前記インバータ及び電動機のフリーランからの起動時に、通常時と比較して電流制御応答性を上げて前記インバータを制御することを特徴とする回転センサレス制御装置。
【請求項４】
前記制御手段は、電流追従型ＰＷＭ方式制御部と、電圧変調型ＰＷＭ方式制御部とを具備し、前記起動時に電流追従型ＰＷＭ制御部を用いて前記インバータの出力電流を制御し、起動後に電圧変調型ＰＷＭ制御部を用いて前記インバータの出力電流を制御することを特徴とする請求項３記載の回転センサレス制御装置。
【請求項５】
前記電動機の回転子磁束の方向がＮ極かＳ極か判定するＮＳ判定手段を複数備えたことを特徴とする請求項１乃至４のうち１項記載の回転センサレス制御装置。
【請求項６】
前記電動機の無負荷誘起電圧と前記インバータの直流側電圧との大小を判定する電圧判定手段を具備し、
前記制御手段は、前記フリーランからの起動時に、前記電圧判定手段によって前記無負荷誘起電圧がインバータの直流側の電圧よりも大きいと判定された場合、同期機の回転子磁束方向に負の電流が流れるよう前記インバータを制御することを特徴とする請求項２記載の回転センサレス制御装置。
【請求項７】
前記インバータと前記同期機の間に負荷接触器を具備し、
前記制御手段は、前記負荷接触器が開放している状態から閉じた際に、前記電圧判定手段によって無負荷誘起電圧が直流電圧よりも大きいと判定された場合、前記インバータの電流絶対値が大きくなるように前記インバータを制御することを特徴とする請求項６記載の回転センサレス制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２０１１−２４４６５５（Ｐ２０１１−２４４６５５Ａ）
【公開日】平成２３年１２月１日（２０１１．１２．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１１６６０１（Ｐ２０１０−１１６６０１）
【出願日】平成２２年５月２０日（２０１０．５．２０）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１２月１日（２０１１．１２．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年５月２０日（２０１０．５．２０）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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