位相同期ループ回路
【課題】 ディジタル信号伝送においてキャリア引き込み特性の改善を図り、それを実現する位相同期ループ回路の構成を提供すること。
【解決手段】 位相同期ループ回路が複素乗算器７１、位相比較器７３、ループフィルタ７４、数値制御発振器７５等を備え、位相比較器７３において、複素数信号の実数部及び虚数部から逆タンジェント特性を得て位相を算出する検出位相算出部７６と、位相が異なる２つの直交ディジタル位相変調の信号点配置パターンにおける近傍引き込み点の位相と、上記で算出した受信信号の検出位相とのそれぞれの位相誤差を求める位相誤差計算部７７とを備え、各ブロックにおけるパターン毎の位相誤差の２乗から尤度を求めて尤度の高い位相誤差の積分値を位相誤差として出力する。
【解決手段】 位相同期ループ回路が複素乗算器７１、位相比較器７３、ループフィルタ７４、数値制御発振器７５等を備え、位相比較器７３において、複素数信号の実数部及び虚数部から逆タンジェント特性を得て位相を算出する検出位相算出部７６と、位相が異なる２つの直交ディジタル位相変調の信号点配置パターンにおける近傍引き込み点の位相と、上記で算出した受信信号の検出位相とのそれぞれの位相誤差を求める位相誤差計算部７７とを備え、各ブロックにおけるパターン毎の位相誤差の２乗から尤度を求めて尤度の高い位相誤差の積分値を位相誤差として出力する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はディジタルデータ伝送方式において用いる搬送波再生回路に係り、より詳しくは同回路における位相同期ループ回路の構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、衛星通信などで画像伝送を行うために、大容量のディジタル信号伝送方式が研究されている。伝送方式としてはパーシャルレスポンス方式によって波形等化を行い、最尤復号方式によってデータの検出を行うトレリス符号化変調方式などのトレリス構造を持つ符号化方式が開発されている。
従来の技術では、ディジタル信号伝送において伝送されるデータビットに等しい誤り率特性を与えて伝送を行っている。この場合、伝送路での何らかの障害によって伝送路の提供できる信号対雑音比が所要値に以下に落ちると、伝送するデータビットに許容することのできない大きな誤り率が生じ、伝送品質は一遍に大きく劣化してしまうという問題があった。
【０００３】
ここで、伝送されるデータビットは異なる重要度を有しているため、重要度の高いデータビットに対してより良い誤り率特性を割り当てることによって、伝送品質の大きな劣化が避けられ、全体の伝送品質の向上を図ることができる。これを提案したのが本件出願人らによる特許文献１に開示される技術である。
【０００４】
【特許文献１】特許第３０５１９１４号
【０００５】
本件特許の多重ブロック符号化変調に基づく不均一誤り保護方式によれば、伝送されるデータビット中の重要度の高いビットに対して、より容易に良いビット誤り率特性（ＢＥＲ特性）を与えることを可能にする。そして、全体の伝送品質を改善することが可能であり、また、復号トレリス線図がブロック構造とトレリス構造を同時に有することを利用して、ビタビ復号を実現させながら、符号長をより短くすることができ、復号に要されるメモリ、計算を減らすことができる。
【０００６】
ディジタル信号伝送における変調波から再生波を再生する際、位相同期ループを形成した搬送波再生回路を用いて安定した搬送波を再生することが考えられている。
特許文献２にも開示されているように、従来から図１５に示すような位相同期ループ回路が用いられている。該回路は通信伝送路を経てアナログ／ディジタル変換されたディジタル信号を、入力端子（２００）（２０１）から入力する。ディジタル信号は複素数信号であり、それを構成するＩ信号・Ｑ信号は、複素乗算部（２０２）に入力される。
【０００７】
複素乗算部（２０２）は、入力されたＩ信号、Ｑ信号と、後述するデータ変換部（２０３）からのサイン（ＳＩＮ）、コサイン（ＣＯＮ）特性の信号とを乗算して、その結果を位相比較部（２０４）に供給する。
位相比較部（２０４）は、複素乗算部（２０２）から供給される乗算結果の実数部及び虚数部からタンジェント特性を得て、この逆特性（ＴＡＮ-1）から位相を検出している。すなわち、図１６は入力変調波がＱＰＳＫの場合のデータベクトルを示しており、同図に示した白丸印は本来のシンボルの位置を、同図に示した黒丸印は受信シンボルの位置を示している。白丸印のシンボル位置を基準にして受信シンボルである黒丸印との位相誤差θは逆タンジェント特性（数１）で求めることができる。
【０００８】
（数１） θ＝ＴＡＮ-1（ｙ／ｘ）−（π／４）
【０００９】
そして、検出された位相と所定の位相との位相差θを求め、この位相差θに比例した位相誤差信号をループフィルタ部（２０５）へ出力する。なお、複素乗算部（２０２）から出力される実数部及び虚数部からなる信号は復調信号として利用されるもので、例えばビタビ復号を用いたデータ復調部へ供給される。
【００１０】
ループフィルタ部（２０５）は、位相比較部（２０４）から供給される位相誤差信号を平滑化して制御信号を得て、これを数値制御発振部（２０６）の制御端子に供給する。数値制御発振部（２０６）は制御信号に基づいて発振周波数が制御された位相信号を得て、データ変換部（２０３）へ供給する。データ変換部（２０３）は、数値制御発振部（２０６）から供給される位相信号を２信号に分配してＳＩＮ、ＣＯＮ特性の信号に変換し、これをキャリアとして複素乗算部（２０２）の他方側入力に供給する。
【００１１】
以上のように、複素乗算部（２０２）、位相比較部（２０４）、ループフィルタ部（２０５）、数値制御発振部（２０６）及びデータ変換部（２０３）を経て複素乗算部（２０２）に戻るディジタル構成のループにより、周波数引込み及び位相同期が行われる。
【００１２】
【特許文献２】特開平７−１９３６０９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は、上記のようなディジタル信号伝送においてキャリア引き込み特性の改善を図るものであり、それを実現する位相同期ループ回路の構成を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は、上記の課題を解決するために、符号化方式で用いられるディジタル位相変調の信号点配置は信号点数が半減した２つの子信号点配置パターンに分けられ、１つの符号ブロックにおいてどちらかの子信号点配置しか用いないことに着眼し、キャリア引き込み特性の改善を図るものである。そして、次のような位相同期ループ回路の構成を提供する。
すなわち、請求項１に記載の発明は、時間と共に変化する単位ディジタル信号に対応する要素の集合からなる符号ブロック構造を有する符号化方式の搬送波再生回路に用いる位相同期ループ回路である。
そして、該位相同期ループ回路は、複素乗算器と、位相比較器と、ループフィルタと、数値制御発振器とを少なくとも備え、複素乗算器には複素数信号と数値制御発振器からのキャリアとを入力するループにより位相同期を行う構成において、位相比較器が、複素数信号の実数部及び虚数部から位相を算出する位相算出部と、用いられた直交ディジタル位相変調の位相が異なる２つの子信号点配置パターンにおける近傍引き込み点の位相と、上記で算出した受信信号の検出位相とのそれぞれの位相誤差を求める位相誤差計算部と、各ブロック毎に各位相誤差の２乗を積分して尤度を算出する尤度算出部と、該尤度の高い直交ディジタル位相変調の信号点配置パターンにおける位相誤差の積分値から平均位相誤差を算出して出力する位相誤差選択部とを備えることを特徴とする。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、前記符号化方式で用いられるディジタル位相変調の信号点配置は、前記信号点数が半減した２つの子信号点配置パターンに分けられ、ある時系列長の符号ブロックにおいて、どちらかの子信号点配置しか使用されないことを特徴とする。
請求項３に記載の発明は、前記直交ディジタル位相変調の２つの子信号点配置パターンが、それぞれπ／４位相がずれていることを特徴とする。
また、請求項４に記載の位相同期ループ回路では、前記符号化方式が、ブロック符号化変調（ＢＣＭ）である構成を、請求項５では、多重ブロック符号化変調（ＭＢＣＭ）である構成をそれぞれ提供するものである。
【発明の効果】
【００１６】
以上の発明により次の効果を奏する。すなわち、本発明に係る位相同期ループ回路は、８相ＰＳＫの信号点配置を２つのＱＰＳＫ配置パターンに分けてそれぞれの近傍点との誤差を比較することにより、正しい引き込み処理を行える確率を高めることができる。
これにより、キャリア引き込み特性の改善が図られ、優れた搬送波再生回路の構成に寄与する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態を、図面に示す実施例を基に説明する。なお、実施形態は下記に限定されるものではない。
図１は、本発明の位相同期ループ回路を実装するディジタル通信伝送システムの１例であって、地上局Ａ（１）と地上局Ｂ（２）の間で通信衛星（３）を用いて構成している。
【００１８】
各地上局（１）（２）には、それぞれ動画像撮影用のビデオカメラ（１０）、撮影した画像を入力してディジタルデータとして処理する公知のパソコン（１１）、該パソコン（１１）をネットワーク接続するルータ（１２）、本発明の要部に係る変復調装置（１３）を配設している。
また、変復調装置（１３）において出入力される１４０ＭＨｚの信号を、地上局Ａ（１）からはＫａバンドで、地上局Ｂ（２）からはＳバンドでアンテナ（１４）（１５）から送受信するために周波数変換装置（１６）（１７）を設けている。
【００１９】
変復調装置（１３）の構成を図２に示す。図示の通り、変復調装置（１３）にはルータ（１２）との動画像ディジタル入出力信号を同時に２個処理できるように、２つのインターフェース（２０）（２０）を備え、データバッファ（２１）を介してベースバンドユニット（３０）に至る。
ベースバンドユニット（３０）には送信側の送信ベースバンド処理部（３１）と、受信側の受信ベースバンド処理部（３２）を設けている。
【００２０】
本実施形態では、データインターフェース（２２）で画像の重要度や動画像ディジタルデータに含まれる情報の重要度に応じて、データビットを３つのレベル（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３）の３系統に振り分ける。
送信ベースバンド処理部（３１）では、それぞれのレベル毎に、公知のＲ／Ｓ符号化処理部（３３）、畳み込み符号化処理部（３４）を備えており、各レベルを後述のようにブロック符号化処理部（３５）で符号化処理する。
【００２１】
ブロック符号化された信号点をいくつかの部分集合に分割していき、その各々の部分集合に含まれる信号点間の最小距離が単調に増大するようにする。このような位相マッピングを、Ｉ・Ｑマッピング処理部（３６）で行い、フレーム化処理（３７）、ロールオフフィルタ（３８）（３８）を経て、ディジタル・アナログコンバータ（３９）（３９）によりアナログ信号に変換される。
そして、送信ＩＦユニット（４０）から１４０ＭＨｚの送信ＩＦ信号を送出する。
【００２２】
一方、通信衛星（３）から受信した信号は周波数変換装置を経て、受信ＩＦユニット（４１）に入力し、ベースバンドユニット（３０）で復調処理される。
このとき、フィルタ群を経てアナログ・ディジタルコンバータ（４２）（４２）によりディジタル信号に変換され、ロールオフフィルタ（４３）（４３）を介して本発明に係るＣＡＬ・ＣＬＫ同期処理部（４４）に入力する。該処理については後段で詳述する。
【００２３】
搬送波再生されたディジタル信号は、フレーム周期処理部（４５）、ブロック信号処理部（４６）を経て、各レベルＬ１，Ｌ２，Ｌ３毎にビタビ復号処理部（４７）で復号化処理される。ビタビ復号の処理方法は公知の技術を用いることができる。復号信号はＲ／Ｓ復号化処理部（４８）を介してデータインターフェース（２３）に出力される。
【００２４】
また、本実施形態では、外部データをレベル毎に入力及び出力する外部端子（４９）（５０）や、誤り率を測定するための実験用として疑似雑音符号を発生するＰＮ符号部（５１）を送信側に、ビット誤り率特性（ＢＥＲ特性）を測定する内部ＢＥＲ測定部（５２）を受信側にそれぞれ設けている。これらは通常の変復調器では特に配設しなくともよい。
【００２５】
以上のような構成により本実施形態では、次のような２通りの動画像伝送を行うことができる。すなわち、本件出願人が上記特許文献１で開示した方式を用いて動画像ディジタルデータを重要度によって複数のレベルに振り分けることができるので、次のような伝送形態を実現できる。
その１つは、図３に示すように地上局Ａ（１）・地上局Ｂ（２）における変復調装置（１３）のＸ２１インターフェース（２０）にそれぞれＰＣ１台（１１）（１１）を接続する方法である。本実施形態では動画像ディジタルデータに含まれる制御コード等やデータの重要度によってレベルＬ１〜Ｌ３に分配し、不均一誤り訂正を行う。
【００２６】
他の１つは、図４に示すように、それぞれの地上局（１）（２）にＰＣを２台ずつ配置し、Ｘ２１インターフェース（２０）に異なる２種類の動画像ディジタルデータを入力する。このとき、動画像の重要度により、例えば重要な画面Ａ（６０）はレベルＬ１・Ｌ２に入力し、あまり重要でない画面Ｂ（６１）はＬ３に振り分ける。この結果、伝搬環境が悪い場合、受信側では画面Ａ（６２）は十分な誤り訂正が行われて画質を損ねることがなく、一方画面Ｂ（６３）はノイズを含んで受信される。なお、図３・図４のノイズソース（６４）は実験用に伝送路でのノイズを擬似的に発生する装置である。
【００２７】
ここで、特許文献１に係る技術を簡単に説述する。ブロック符号化変調は予め決められたビット数ごとにまとめてブロック化し、それぞれのブロックごとにブロック符号化変調の操作を行うものである。
図５に１例として８相ＰＳＫ信号点配置を用いた符号化器のビットマトリクスおよび８相ＰＳＫ信号の生成法を示す。但し、これはトレリスの１ブランチにｋ個のシンボルが割り当てられている場合を示している。
【００２８】
図において、横の列を符号レベルと呼び、上からの順でｌ１、ｌ２、…、ｌk+2でラベルされている。また、縦の１つの列は後で述べる復号トレリス線図の１ブランチと対応する。従って、縦の１つの列からｋ個のシンボルを構成する必要がある。
このｋ個のシンボルは同図の下部に示すように、符号レベルｌ１ とｌ２からの２ビットを共通ビットとして各自の先頭の２ビットに用い、そして３ビット目にそれぞれｌ３、ｌ４、…、ｌk+2 からのビットを用いる。
【００２９】
図５において、ａ1 、ａ2 、…、ａ6k+7はデータビットであり、ｃ1 、ｃ2 、…、ｃk+1 はそれぞれ符号レベルｌ3 、ｌ4 、…、ｌk+2 におけるパリティ検査ビットである。検査ビットは数２に従う。
【００３０】
【数２】
【００３１】
ここで、各符号レベルにおける最小２乗ユークリッド距離ＭＳＥＤは、それぞれのレベルの最小ハミング距離ＭＨＤとセット分割の際にそのレベルと対応するサブセットのＭＳＥＤの積から得られる。ここで、符号レベルｌ１とｌ２のビットがｋ個のシンボルで重複使用されていることから、レベルの総ＭＨＤがそのレベルの符号のＭＨＤのｋ倍となる。従って、各符号レベルのＭＳＥＤは数３のように計算できる。
【００３２】
【数３】
【００３３】
従って、ｋ＞２であれば、符号レベルｌ３とその以下の符号レベルのＭＳＥＤが大きい値に保持されるまま、符号レベルｌ１とｌ２のＭＳＥＤを更に大きくすることができる。このように、本件出願人らによる方法を適用することで、データの重要度によって符号レベルｌ１〜ｌ３（或いはそれ以上の符号レベル）に振り分けることで不均一な誤り訂正特性を実現することができる。シミュレーションによると、ｋ＝６の場合、ｌ２はｌ３以下に比して３．５ｄＢ程度耐性を向上させることができる。
【００３４】
次に、本発明の要部である位相同期ループ回路につき説述する。該回路の構成を図７に示す。位相同期ループ回路（７０）は、複素乗算器（７１）、位相比較器（７２）、ループフィルタ（７３）、数値制御発振器（７４）、データ変換器（７５）から構成されている。
本発明は位相比較器（７２）における処理方法に特徴を有しており、その他の複素乗算器（７１）、ループフィルタ（７３）、数値制御発振器（７４）、データ変換器（７５）は公知の構成を用いている。
【００３５】
そして、位相比較器（７２）においては、まず位相算出部（７６）において、入力した複素数信号を逆タンジェント変換処理し、位相を算出する。なお、位相を算出する方法としては、必ずしも逆タンジェント変換を用いる構成に限らず、他の三角関数演算など任意の方法を用いることができる。
そして、従来そのままの８相ＰＳＫ信号点配置を用いて復調した場合、誤った近傍点に引き込む可能性があり、ノイズの多い伝搬環境では同期を行うことが困難であった。
【００３６】
これに対し、本発明では、８相ＰＳＫ信号点配置が図９に示すように座標軸Ｉ・Ｑからπ／４位相をずらした４つのシンボル点のＡパターンと、図１０に示す座標軸Ｉ・Ｑ上の４つのシンボル点のＢパターンとに分けられ、１つの符号ブロックにおいて、パターンＡとパターンＢの片方のみが用いられることを利用して、パターンＡとパターンＢとのそれぞれの位相誤差を求める。
すなわち、位相誤差計算部（７７）において、図８に示す位相誤差の計算処理を行う。ここで、図１１に示すように、受信信号の信号点（９０）と、Ａパターンにおける最寄りのシンボル点（９１）との位相誤差ΔθA、Ｂパターンにおける最寄りのシンボル点（９２）との位相誤差ΔθBを計算する。
【００３７】
そして、尤度算出部（８０）において、ブロック符号における各ブロック毎に、全ての位相誤差を２乗した値の積分値を、それぞれのパターンについて求め、尤度として算出する。言うまでもなく、積分値が小さな方が尤度が高くなる。
一方、それぞれのパターンとの位相誤差ΔθA・ΔθBの積分値を位相誤差積分算出部（８１）で求めた上、位相誤差選択部（８２）で上記尤度の高い方の位相誤差積分値から、数４によって算出される平均位相誤差を位相誤差Δθとして出力する。
本発明はこのような構成により、キャリア引き込み特性の改善を図るものである。
【００３８】
（数４）
Δθ＝ΣΔθA／Ｍ 又は Δθ＝ΣΔθB／Ｍ
ただし、Ｍは１つの符号ブロックに含まれる信号シンボルの数
【００３９】
本発明は、様々なブロック符号化方式に対応することができる手法である。図１２はＢＣＭの場合のトレリス線図である。図１２の線図左側に４行記載された数字０／４−２／６〜３／７−１／５は、４つの節点におけるそれぞれのブランチラベルを示すものである。０〜７の８つの数字は８相ＰＳＫの８つの信号点を表す。
例えば、１行目の数字は１番上の節点から出ている２つのブランチレベルは上のブランチが０か４の値をとり、下のブランチが２か６の値をとることを示す。
【００４０】
このトレリスは上下交差しない２つの子トレリスに分けることができ、上では０，２，４，６の値のみを用い、下では１，３，５，７の値のみを用いる。すなわち、上と下で用いられる信号点は図１０のＢパターン、図９のＡパターンにそれぞれ対応する。
【００４１】
図１３はＭＢＣＭ、ｋ＝２の場合のトレリス線図である。上記ＢＣＭの場合と同様で、線図の左側８行の数字は対応する８つの節点におけるブランチラベルを示すものである。ここでは１つの節点から４つのブランチが出ていて、１つのブランチのラベルが２つの信号点の組み合わせで与えられる。
ＢＣＭと同様、図１３のトレリス線図も上下２つの子トレリスに分けることができ、２つの子トレリスが２つの異なるＱＰＳＫパターンに対応する。
【００４２】
ＭＢＣＭ、ｋ＞２の場合のトレリス線図は図１３と同じ構造を有するが、１つのブランチラベルを記述する信号点組み合わせの数が増える。
以上によって、用いられるパターンで見る場合、ＢＣＭとＭＢＣＭは共に図１４に示すように、単純な２状態のトレリス線図と見ることができる。ただし、方式によって１つの符号ブロックに送られる信号シンボルの数が異なる。すなわち、ＢＣＭの場合は７個、ＭＢＣＭでｋ＝２の場合は１４個、ｋ＝４の場合は２８個、ｋ＝６の場合は４２個である。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の位相同期ループ回路を実装する通信システムの全体図である。
【図２】本発明の位相同期ループ回路を実装する変復調装置の構成図である。
【図３】本発明の通信システムの利用形態の１つである。
【図４】本発明の通信システムの利用形態の１つである。
【図５】不均一誤り保護を提供するビットマトリクスの１例である。
【図６】同、トレリス線図である。
【図７】本発明に係る位相同期ループ回路の構成図である。
【図８】本発明に係る位相誤差計算部の構成図である。
【図９】ＱＰＳＫのＡパターンの説明図である。
【図１０】ＱＰＳＫのＢパターンの説明図である。
【図１１】位相誤算の計算方法を説明する説明図である。
【図１２】ＢＣＭに適用する場合のトレリス線図である。
【図１３】ＭＢＣＭに適用する場合のトレリス線図である。
【図１４】これらを簡略化して回路に適用する場合のトレリス線図である。
【図１５】従来の位相同期ループ回路の構成図である。
【図１６】同、位相誤差の計算方法の説明図である。
【符号の説明】
【００４４】
７０ 位相同期ループ回路
７１ 複素乗算器
７２ ロールオフフィルタ
７３ 位相比較器
７４ ループフィルタ
７５ 数値制御発振器ＮＣＯ
７６ 検出位相算出部
７７ 位相誤差計算部
【技術分野】
【０００１】
本発明はディジタルデータ伝送方式において用いる搬送波再生回路に係り、より詳しくは同回路における位相同期ループ回路の構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、衛星通信などで画像伝送を行うために、大容量のディジタル信号伝送方式が研究されている。伝送方式としてはパーシャルレスポンス方式によって波形等化を行い、最尤復号方式によってデータの検出を行うトレリス符号化変調方式などのトレリス構造を持つ符号化方式が開発されている。
従来の技術では、ディジタル信号伝送において伝送されるデータビットに等しい誤り率特性を与えて伝送を行っている。この場合、伝送路での何らかの障害によって伝送路の提供できる信号対雑音比が所要値に以下に落ちると、伝送するデータビットに許容することのできない大きな誤り率が生じ、伝送品質は一遍に大きく劣化してしまうという問題があった。
【０００３】
ここで、伝送されるデータビットは異なる重要度を有しているため、重要度の高いデータビットに対してより良い誤り率特性を割り当てることによって、伝送品質の大きな劣化が避けられ、全体の伝送品質の向上を図ることができる。これを提案したのが本件出願人らによる特許文献１に開示される技術である。
【０００４】
【特許文献１】特許第３０５１９１４号
【０００５】
本件特許の多重ブロック符号化変調に基づく不均一誤り保護方式によれば、伝送されるデータビット中の重要度の高いビットに対して、より容易に良いビット誤り率特性（ＢＥＲ特性）を与えることを可能にする。そして、全体の伝送品質を改善することが可能であり、また、復号トレリス線図がブロック構造とトレリス構造を同時に有することを利用して、ビタビ復号を実現させながら、符号長をより短くすることができ、復号に要されるメモリ、計算を減らすことができる。
【０００６】
ディジタル信号伝送における変調波から再生波を再生する際、位相同期ループを形成した搬送波再生回路を用いて安定した搬送波を再生することが考えられている。
特許文献２にも開示されているように、従来から図１５に示すような位相同期ループ回路が用いられている。該回路は通信伝送路を経てアナログ／ディジタル変換されたディジタル信号を、入力端子（２００）（２０１）から入力する。ディジタル信号は複素数信号であり、それを構成するＩ信号・Ｑ信号は、複素乗算部（２０２）に入力される。
【０００７】
複素乗算部（２０２）は、入力されたＩ信号、Ｑ信号と、後述するデータ変換部（２０３）からのサイン（ＳＩＮ）、コサイン（ＣＯＮ）特性の信号とを乗算して、その結果を位相比較部（２０４）に供給する。
位相比較部（２０４）は、複素乗算部（２０２）から供給される乗算結果の実数部及び虚数部からタンジェント特性を得て、この逆特性（ＴＡＮ-1）から位相を検出している。すなわち、図１６は入力変調波がＱＰＳＫの場合のデータベクトルを示しており、同図に示した白丸印は本来のシンボルの位置を、同図に示した黒丸印は受信シンボルの位置を示している。白丸印のシンボル位置を基準にして受信シンボルである黒丸印との位相誤差θは逆タンジェント特性（数１）で求めることができる。
【０００８】
（数１） θ＝ＴＡＮ-1（ｙ／ｘ）−（π／４）
【０００９】
そして、検出された位相と所定の位相との位相差θを求め、この位相差θに比例した位相誤差信号をループフィルタ部（２０５）へ出力する。なお、複素乗算部（２０２）から出力される実数部及び虚数部からなる信号は復調信号として利用されるもので、例えばビタビ復号を用いたデータ復調部へ供給される。
【００１０】
ループフィルタ部（２０５）は、位相比較部（２０４）から供給される位相誤差信号を平滑化して制御信号を得て、これを数値制御発振部（２０６）の制御端子に供給する。数値制御発振部（２０６）は制御信号に基づいて発振周波数が制御された位相信号を得て、データ変換部（２０３）へ供給する。データ変換部（２０３）は、数値制御発振部（２０６）から供給される位相信号を２信号に分配してＳＩＮ、ＣＯＮ特性の信号に変換し、これをキャリアとして複素乗算部（２０２）の他方側入力に供給する。
【００１１】
以上のように、複素乗算部（２０２）、位相比較部（２０４）、ループフィルタ部（２０５）、数値制御発振部（２０６）及びデータ変換部（２０３）を経て複素乗算部（２０２）に戻るディジタル構成のループにより、周波数引込み及び位相同期が行われる。
【００１２】
【特許文献２】特開平７−１９３６０９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は、上記のようなディジタル信号伝送においてキャリア引き込み特性の改善を図るものであり、それを実現する位相同期ループ回路の構成を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は、上記の課題を解決するために、符号化方式で用いられるディジタル位相変調の信号点配置は信号点数が半減した２つの子信号点配置パターンに分けられ、１つの符号ブロックにおいてどちらかの子信号点配置しか用いないことに着眼し、キャリア引き込み特性の改善を図るものである。そして、次のような位相同期ループ回路の構成を提供する。
すなわち、請求項１に記載の発明は、時間と共に変化する単位ディジタル信号に対応する要素の集合からなる符号ブロック構造を有する符号化方式の搬送波再生回路に用いる位相同期ループ回路である。
そして、該位相同期ループ回路は、複素乗算器と、位相比較器と、ループフィルタと、数値制御発振器とを少なくとも備え、複素乗算器には複素数信号と数値制御発振器からのキャリアとを入力するループにより位相同期を行う構成において、位相比較器が、複素数信号の実数部及び虚数部から位相を算出する位相算出部と、用いられた直交ディジタル位相変調の位相が異なる２つの子信号点配置パターンにおける近傍引き込み点の位相と、上記で算出した受信信号の検出位相とのそれぞれの位相誤差を求める位相誤差計算部と、各ブロック毎に各位相誤差の２乗を積分して尤度を算出する尤度算出部と、該尤度の高い直交ディジタル位相変調の信号点配置パターンにおける位相誤差の積分値から平均位相誤差を算出して出力する位相誤差選択部とを備えることを特徴とする。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、前記符号化方式で用いられるディジタル位相変調の信号点配置は、前記信号点数が半減した２つの子信号点配置パターンに分けられ、ある時系列長の符号ブロックにおいて、どちらかの子信号点配置しか使用されないことを特徴とする。
請求項３に記載の発明は、前記直交ディジタル位相変調の２つの子信号点配置パターンが、それぞれπ／４位相がずれていることを特徴とする。
また、請求項４に記載の位相同期ループ回路では、前記符号化方式が、ブロック符号化変調（ＢＣＭ）である構成を、請求項５では、多重ブロック符号化変調（ＭＢＣＭ）である構成をそれぞれ提供するものである。
【発明の効果】
【００１６】
以上の発明により次の効果を奏する。すなわち、本発明に係る位相同期ループ回路は、８相ＰＳＫの信号点配置を２つのＱＰＳＫ配置パターンに分けてそれぞれの近傍点との誤差を比較することにより、正しい引き込み処理を行える確率を高めることができる。
これにより、キャリア引き込み特性の改善が図られ、優れた搬送波再生回路の構成に寄与する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態を、図面に示す実施例を基に説明する。なお、実施形態は下記に限定されるものではない。
図１は、本発明の位相同期ループ回路を実装するディジタル通信伝送システムの１例であって、地上局Ａ（１）と地上局Ｂ（２）の間で通信衛星（３）を用いて構成している。
【００１８】
各地上局（１）（２）には、それぞれ動画像撮影用のビデオカメラ（１０）、撮影した画像を入力してディジタルデータとして処理する公知のパソコン（１１）、該パソコン（１１）をネットワーク接続するルータ（１２）、本発明の要部に係る変復調装置（１３）を配設している。
また、変復調装置（１３）において出入力される１４０ＭＨｚの信号を、地上局Ａ（１）からはＫａバンドで、地上局Ｂ（２）からはＳバンドでアンテナ（１４）（１５）から送受信するために周波数変換装置（１６）（１７）を設けている。
【００１９】
変復調装置（１３）の構成を図２に示す。図示の通り、変復調装置（１３）にはルータ（１２）との動画像ディジタル入出力信号を同時に２個処理できるように、２つのインターフェース（２０）（２０）を備え、データバッファ（２１）を介してベースバンドユニット（３０）に至る。
ベースバンドユニット（３０）には送信側の送信ベースバンド処理部（３１）と、受信側の受信ベースバンド処理部（３２）を設けている。
【００２０】
本実施形態では、データインターフェース（２２）で画像の重要度や動画像ディジタルデータに含まれる情報の重要度に応じて、データビットを３つのレベル（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３）の３系統に振り分ける。
送信ベースバンド処理部（３１）では、それぞれのレベル毎に、公知のＲ／Ｓ符号化処理部（３３）、畳み込み符号化処理部（３４）を備えており、各レベルを後述のようにブロック符号化処理部（３５）で符号化処理する。
【００２１】
ブロック符号化された信号点をいくつかの部分集合に分割していき、その各々の部分集合に含まれる信号点間の最小距離が単調に増大するようにする。このような位相マッピングを、Ｉ・Ｑマッピング処理部（３６）で行い、フレーム化処理（３７）、ロールオフフィルタ（３８）（３８）を経て、ディジタル・アナログコンバータ（３９）（３９）によりアナログ信号に変換される。
そして、送信ＩＦユニット（４０）から１４０ＭＨｚの送信ＩＦ信号を送出する。
【００２２】
一方、通信衛星（３）から受信した信号は周波数変換装置を経て、受信ＩＦユニット（４１）に入力し、ベースバンドユニット（３０）で復調処理される。
このとき、フィルタ群を経てアナログ・ディジタルコンバータ（４２）（４２）によりディジタル信号に変換され、ロールオフフィルタ（４３）（４３）を介して本発明に係るＣＡＬ・ＣＬＫ同期処理部（４４）に入力する。該処理については後段で詳述する。
【００２３】
搬送波再生されたディジタル信号は、フレーム周期処理部（４５）、ブロック信号処理部（４６）を経て、各レベルＬ１，Ｌ２，Ｌ３毎にビタビ復号処理部（４７）で復号化処理される。ビタビ復号の処理方法は公知の技術を用いることができる。復号信号はＲ／Ｓ復号化処理部（４８）を介してデータインターフェース（２３）に出力される。
【００２４】
また、本実施形態では、外部データをレベル毎に入力及び出力する外部端子（４９）（５０）や、誤り率を測定するための実験用として疑似雑音符号を発生するＰＮ符号部（５１）を送信側に、ビット誤り率特性（ＢＥＲ特性）を測定する内部ＢＥＲ測定部（５２）を受信側にそれぞれ設けている。これらは通常の変復調器では特に配設しなくともよい。
【００２５】
以上のような構成により本実施形態では、次のような２通りの動画像伝送を行うことができる。すなわち、本件出願人が上記特許文献１で開示した方式を用いて動画像ディジタルデータを重要度によって複数のレベルに振り分けることができるので、次のような伝送形態を実現できる。
その１つは、図３に示すように地上局Ａ（１）・地上局Ｂ（２）における変復調装置（１３）のＸ２１インターフェース（２０）にそれぞれＰＣ１台（１１）（１１）を接続する方法である。本実施形態では動画像ディジタルデータに含まれる制御コード等やデータの重要度によってレベルＬ１〜Ｌ３に分配し、不均一誤り訂正を行う。
【００２６】
他の１つは、図４に示すように、それぞれの地上局（１）（２）にＰＣを２台ずつ配置し、Ｘ２１インターフェース（２０）に異なる２種類の動画像ディジタルデータを入力する。このとき、動画像の重要度により、例えば重要な画面Ａ（６０）はレベルＬ１・Ｌ２に入力し、あまり重要でない画面Ｂ（６１）はＬ３に振り分ける。この結果、伝搬環境が悪い場合、受信側では画面Ａ（６２）は十分な誤り訂正が行われて画質を損ねることがなく、一方画面Ｂ（６３）はノイズを含んで受信される。なお、図３・図４のノイズソース（６４）は実験用に伝送路でのノイズを擬似的に発生する装置である。
【００２７】
ここで、特許文献１に係る技術を簡単に説述する。ブロック符号化変調は予め決められたビット数ごとにまとめてブロック化し、それぞれのブロックごとにブロック符号化変調の操作を行うものである。
図５に１例として８相ＰＳＫ信号点配置を用いた符号化器のビットマトリクスおよび８相ＰＳＫ信号の生成法を示す。但し、これはトレリスの１ブランチにｋ個のシンボルが割り当てられている場合を示している。
【００２８】
図において、横の列を符号レベルと呼び、上からの順でｌ１、ｌ２、…、ｌk+2でラベルされている。また、縦の１つの列は後で述べる復号トレリス線図の１ブランチと対応する。従って、縦の１つの列からｋ個のシンボルを構成する必要がある。
このｋ個のシンボルは同図の下部に示すように、符号レベルｌ１ とｌ２からの２ビットを共通ビットとして各自の先頭の２ビットに用い、そして３ビット目にそれぞれｌ３、ｌ４、…、ｌk+2 からのビットを用いる。
【００２９】
図５において、ａ1 、ａ2 、…、ａ6k+7はデータビットであり、ｃ1 、ｃ2 、…、ｃk+1 はそれぞれ符号レベルｌ3 、ｌ4 、…、ｌk+2 におけるパリティ検査ビットである。検査ビットは数２に従う。
【００３０】
【数２】
【００３１】
ここで、各符号レベルにおける最小２乗ユークリッド距離ＭＳＥＤは、それぞれのレベルの最小ハミング距離ＭＨＤとセット分割の際にそのレベルと対応するサブセットのＭＳＥＤの積から得られる。ここで、符号レベルｌ１とｌ２のビットがｋ個のシンボルで重複使用されていることから、レベルの総ＭＨＤがそのレベルの符号のＭＨＤのｋ倍となる。従って、各符号レベルのＭＳＥＤは数３のように計算できる。
【００３２】
【数３】
【００３３】
従って、ｋ＞２であれば、符号レベルｌ３とその以下の符号レベルのＭＳＥＤが大きい値に保持されるまま、符号レベルｌ１とｌ２のＭＳＥＤを更に大きくすることができる。このように、本件出願人らによる方法を適用することで、データの重要度によって符号レベルｌ１〜ｌ３（或いはそれ以上の符号レベル）に振り分けることで不均一な誤り訂正特性を実現することができる。シミュレーションによると、ｋ＝６の場合、ｌ２はｌ３以下に比して３．５ｄＢ程度耐性を向上させることができる。
【００３４】
次に、本発明の要部である位相同期ループ回路につき説述する。該回路の構成を図７に示す。位相同期ループ回路（７０）は、複素乗算器（７１）、位相比較器（７２）、ループフィルタ（７３）、数値制御発振器（７４）、データ変換器（７５）から構成されている。
本発明は位相比較器（７２）における処理方法に特徴を有しており、その他の複素乗算器（７１）、ループフィルタ（７３）、数値制御発振器（７４）、データ変換器（７５）は公知の構成を用いている。
【００３５】
そして、位相比較器（７２）においては、まず位相算出部（７６）において、入力した複素数信号を逆タンジェント変換処理し、位相を算出する。なお、位相を算出する方法としては、必ずしも逆タンジェント変換を用いる構成に限らず、他の三角関数演算など任意の方法を用いることができる。
そして、従来そのままの８相ＰＳＫ信号点配置を用いて復調した場合、誤った近傍点に引き込む可能性があり、ノイズの多い伝搬環境では同期を行うことが困難であった。
【００３６】
これに対し、本発明では、８相ＰＳＫ信号点配置が図９に示すように座標軸Ｉ・Ｑからπ／４位相をずらした４つのシンボル点のＡパターンと、図１０に示す座標軸Ｉ・Ｑ上の４つのシンボル点のＢパターンとに分けられ、１つの符号ブロックにおいて、パターンＡとパターンＢの片方のみが用いられることを利用して、パターンＡとパターンＢとのそれぞれの位相誤差を求める。
すなわち、位相誤差計算部（７７）において、図８に示す位相誤差の計算処理を行う。ここで、図１１に示すように、受信信号の信号点（９０）と、Ａパターンにおける最寄りのシンボル点（９１）との位相誤差ΔθA、Ｂパターンにおける最寄りのシンボル点（９２）との位相誤差ΔθBを計算する。
【００３７】
そして、尤度算出部（８０）において、ブロック符号における各ブロック毎に、全ての位相誤差を２乗した値の積分値を、それぞれのパターンについて求め、尤度として算出する。言うまでもなく、積分値が小さな方が尤度が高くなる。
一方、それぞれのパターンとの位相誤差ΔθA・ΔθBの積分値を位相誤差積分算出部（８１）で求めた上、位相誤差選択部（８２）で上記尤度の高い方の位相誤差積分値から、数４によって算出される平均位相誤差を位相誤差Δθとして出力する。
本発明はこのような構成により、キャリア引き込み特性の改善を図るものである。
【００３８】
（数４）
Δθ＝ΣΔθA／Ｍ 又は Δθ＝ΣΔθB／Ｍ
ただし、Ｍは１つの符号ブロックに含まれる信号シンボルの数
【００３９】
本発明は、様々なブロック符号化方式に対応することができる手法である。図１２はＢＣＭの場合のトレリス線図である。図１２の線図左側に４行記載された数字０／４−２／６〜３／７−１／５は、４つの節点におけるそれぞれのブランチラベルを示すものである。０〜７の８つの数字は８相ＰＳＫの８つの信号点を表す。
例えば、１行目の数字は１番上の節点から出ている２つのブランチレベルは上のブランチが０か４の値をとり、下のブランチが２か６の値をとることを示す。
【００４０】
このトレリスは上下交差しない２つの子トレリスに分けることができ、上では０，２，４，６の値のみを用い、下では１，３，５，７の値のみを用いる。すなわち、上と下で用いられる信号点は図１０のＢパターン、図９のＡパターンにそれぞれ対応する。
【００４１】
図１３はＭＢＣＭ、ｋ＝２の場合のトレリス線図である。上記ＢＣＭの場合と同様で、線図の左側８行の数字は対応する８つの節点におけるブランチラベルを示すものである。ここでは１つの節点から４つのブランチが出ていて、１つのブランチのラベルが２つの信号点の組み合わせで与えられる。
ＢＣＭと同様、図１３のトレリス線図も上下２つの子トレリスに分けることができ、２つの子トレリスが２つの異なるＱＰＳＫパターンに対応する。
【００４２】
ＭＢＣＭ、ｋ＞２の場合のトレリス線図は図１３と同じ構造を有するが、１つのブランチラベルを記述する信号点組み合わせの数が増える。
以上によって、用いられるパターンで見る場合、ＢＣＭとＭＢＣＭは共に図１４に示すように、単純な２状態のトレリス線図と見ることができる。ただし、方式によって１つの符号ブロックに送られる信号シンボルの数が異なる。すなわち、ＢＣＭの場合は７個、ＭＢＣＭでｋ＝２の場合は１４個、ｋ＝４の場合は２８個、ｋ＝６の場合は４２個である。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の位相同期ループ回路を実装する通信システムの全体図である。
【図２】本発明の位相同期ループ回路を実装する変復調装置の構成図である。
【図３】本発明の通信システムの利用形態の１つである。
【図４】本発明の通信システムの利用形態の１つである。
【図５】不均一誤り保護を提供するビットマトリクスの１例である。
【図６】同、トレリス線図である。
【図７】本発明に係る位相同期ループ回路の構成図である。
【図８】本発明に係る位相誤差計算部の構成図である。
【図９】ＱＰＳＫのＡパターンの説明図である。
【図１０】ＱＰＳＫのＢパターンの説明図である。
【図１１】位相誤算の計算方法を説明する説明図である。
【図１２】ＢＣＭに適用する場合のトレリス線図である。
【図１３】ＭＢＣＭに適用する場合のトレリス線図である。
【図１４】これらを簡略化して回路に適用する場合のトレリス線図である。
【図１５】従来の位相同期ループ回路の構成図である。
【図１６】同、位相誤差の計算方法の説明図である。
【符号の説明】
【００４４】
７０ 位相同期ループ回路
７１ 複素乗算器
７２ ロールオフフィルタ
７３ 位相比較器
７４ ループフィルタ
７５ 数値制御発振器ＮＣＯ
７６ 検出位相算出部
７７ 位相誤差計算部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時間と共に変化する単位ディジタル信号に対応する要素の集合からなる符号ブロック構造を有する符号化方式の搬送波再生回路に用いる位相同期ループ回路が、
複素乗算器と、位相比較器と、ループフィルタと、数値制御発振器とを少なくとも備え、複素乗算器には複素数信号と数値制御発振器からのキャリアとを入力するループにより位相同期を行う構成において、
位相比較器が、
複素数信号の実数部及び虚数部から位相を算出する位相算出部と、
用いられた直交ディジタル位相変調の位相が異なる２つの子信号点配置パターンにおける近傍引き込み点の位相と、上記で算出した受信信号の検出位相とのそれぞれの位相誤差を求める位相誤差計算部と、
各ブロック毎に各位相誤差の２乗を積分して尤度を算出する尤度算出部と、
該尤度の高い直交ディジタル位相変調の信号点配置パターンにおける位相誤差の積分値から平均位相誤差を算出して出力する位相誤差選択部と
を備えることを特徴とする位相同期ループ回路
【請求項２】
前記符号化方式で用いられるディジタル位相変調の信号点配置は、前記信号点数が半減した２つの子信号点配置パターンに分けられ、ある時系列長の符号ブロックにおいて、どちらかの子信号点配置しか使用されないことを特徴とする
請求項１に記載の位相同期ループ回路。
【請求項３】
前記直交ディジタル位相変調の２つの子信号点配置パターンが、それぞれπ／４位相がずれている
請求項１又は２に記載の位相同期ループ回路。
【請求項４】
前記符号化方式が、ブロック符号化変調（ＢＣＭ）である
請求項１ないし３に記載の位相同期ループ回路。
【請求項５】
前記符号化方式が、多重ブロック符号化変調（ＭＢＣＭ）である
請求項１ないし３に記載の位相同期ループ回路。
【請求項１】
時間と共に変化する単位ディジタル信号に対応する要素の集合からなる符号ブロック構造を有する符号化方式の搬送波再生回路に用いる位相同期ループ回路が、
複素乗算器と、位相比較器と、ループフィルタと、数値制御発振器とを少なくとも備え、複素乗算器には複素数信号と数値制御発振器からのキャリアとを入力するループにより位相同期を行う構成において、
位相比較器が、
複素数信号の実数部及び虚数部から位相を算出する位相算出部と、
用いられた直交ディジタル位相変調の位相が異なる２つの子信号点配置パターンにおける近傍引き込み点の位相と、上記で算出した受信信号の検出位相とのそれぞれの位相誤差を求める位相誤差計算部と、
各ブロック毎に各位相誤差の２乗を積分して尤度を算出する尤度算出部と、
該尤度の高い直交ディジタル位相変調の信号点配置パターンにおける位相誤差の積分値から平均位相誤差を算出して出力する位相誤差選択部と
を備えることを特徴とする位相同期ループ回路
【請求項２】
前記符号化方式で用いられるディジタル位相変調の信号点配置は、前記信号点数が半減した２つの子信号点配置パターンに分けられ、ある時系列長の符号ブロックにおいて、どちらかの子信号点配置しか使用されないことを特徴とする
請求項１に記載の位相同期ループ回路。
【請求項３】
前記直交ディジタル位相変調の２つの子信号点配置パターンが、それぞれπ／４位相がずれている
請求項１又は２に記載の位相同期ループ回路。
【請求項４】
前記符号化方式が、ブロック符号化変調（ＢＣＭ）である
請求項１ないし３に記載の位相同期ループ回路。
【請求項５】
前記符号化方式が、多重ブロック符号化変調（ＭＢＣＭ）である
請求項１ないし３に記載の位相同期ループ回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２００６−４９９８４（Ｐ２００６−４９９８４Ａ）
【公開日】平成１８年２月１６日（２００６．２．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００４−２２４１９７（Ｐ２００４−２２４１９７）
【出願日】平成１６年７月３０日（２００４．７．３０）
【出願人】（３０１０２２４７１）独立行政法人情報通信研究機構 (1,071)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年２月１６日（２００６．２．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年７月３０日（２００４．７．３０）
【出願人】（３０１０２２４７１）独立行政法人情報通信研究機構 (1,071)
【Ｆターム（参考）】
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