回転機の制御装置
【課題】モータジェネレータ１０を流れる電流の検出値をフィードバック制御するための操作量としての指令電圧の１電気角周期に渡る積分値をゼロにフィードバック制御する場合、電気角の検出値に誤差が生じることで、電流の検出値に重畳されたオフセット誤差を適切に補正できないこと。
【解決手段】モデル予測制御部３０では、モデル予測制御によってインバータＩＮＶの今回の操作状態を表現する電圧ベクトルＶｉを選択する。積分値算出部４０では、電圧ベクトルＶｉを入力とし、各相の印加電圧の積分値Δｖｕ，Δｖｖ，Δｖｗを算出する。補正部４４ｕ，４４ｖ，４４ｗでは、これらをゼロにフィードバック制御すべく実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを補正する。
【解決手段】モデル予測制御部３０では、モデル予測制御によってインバータＩＮＶの今回の操作状態を表現する電圧ベクトルＶｉを選択する。積分値算出部４０では、電圧ベクトルＶｉを入力とし、各相の印加電圧の積分値Δｖｕ，Δｖｖ，Δｖｗを算出する。補正部４４ｕ，４４ｖ，４４ｗでは、これらをゼロにフィードバック制御すべく実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを補正する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子を操作対象とし、前記回転機を流れる電流を検出する検出手段による電流の検出結果に基づき、前記スイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電流センサによって検出される電流と実際の値との間に定常的な誤差（オフセット誤差）が生じる現象が周知である。このため、電流センサの検出値に基づき回転機の制御量を制御する場合、電流のオフセット誤差に起因して制御性が低下するおそれがある。
【０００３】
そこで従来、下記特許文献１に見られるように、ｄｑ軸の電流のフィードバック操作量としてのｄｑ軸の電圧を３相変換することで各相の指令電圧を生成する構成において、これら指令電圧を１電気角周期に渡って積分し、この積分値に基づきオフセット誤差を検出することで、電流センサの検出値を補正するものも提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−１２１８６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ただし、上記手法を用いた場合、たとえば回転機の電気角の検出誤差等が生じる場合等にあっては、オフセット誤差が正しく検出されず、ひいては電流センサの検出値を誤った補正量で補正するおそれがあることが発明者らによって見出されている。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子を操作対象とし、前記回転機を流れる電流を検出する検出手段による電流の検出結果に基づき、前記スイッチング素子をオン・オフ操作することで、前記回転機の制御量を制御する新たな回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【０００８】
請求項１記載の発明は、互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子を操作対象とし、前記回転機を流れる電流を検出する検出手段による電流の検出結果に基づき、前記スイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記オン・オフ操作によって定まって且つ固定座標系の電圧ベクトルにて表現される前記電力変換回路の都度の操作状態を入力とし、前記回転機の各端子または各相に印加される電圧を算出する印加電圧算出手段と、前記印加電圧算出手段によって算出される各端子または各相のそれぞれの電圧についての１電気角周期以上の期間にわたる積分値を算出する積分手段と、前記積分値をゼロにフィードバック制御するフィードバック制御手段と、を備えることを特徴とする。
【０００９】
回転機の制御量を制御するに際し、上記検出手段にオフセット誤差がある場合、これに起因して回転機の端子の電圧や相電圧の振幅中心がゼロからずれる。このため、電圧の一周期にわたる積分値をゼロにフィードバック制御することで、検出手段のオフセット誤差を補償することができる。ただし、積分の対象とされる電圧を電気角情報を用いて算出する場合には、検出手段のオフセット誤差の補償処理に際して、電気角情報に含まれる誤差の影響を受けることとなる。この点、上記発明では、印加電圧算出手段が、電力変換回路の操作状態を入力として印加される電圧を算出するため、電圧の算出に際して電気角情報等を用いない。このため、こうして算出された電圧は、電気角の検出誤差等の影響を受けない精度の高いものとなる。そして、この電圧の積分値をゼロにフィードバック制御することで、検出手段のオフセット誤差を好適に補償することができる。
【００１０】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記フィードバック制御手段は、前記積分値を入力とする積分要素を備えて構成されることを特徴とする。
【００１１】
たとえば上記積分値をゼロとするように積分値を電流値に変換することで検出手段の検出値が補正される場合、積分手段によって次回算出される積分値はゼロとなる。このため、次回においては、検出値が補正されず、オフセット誤差が再度生じることとなる。また、積分値をゼロとするように検出値を一回で補正する場合には、積分値に含まれるノイズ等の影響を直接的に受けることともなる。この点、上記発明では、フィードバック制御手段に積分要素を備えることで、定常的な誤差を解消することができ、また、ゲインの設定によってノイズの影響を抑制することも容易となる。
【００１２】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記回転機の過渡運転時であるか否かを判断する判断手段と、前記過渡運転時であると判断される場合、前記積分手段の積分処理が前記フィードバック制御手段に反映されることを禁止する禁止手段とをさらに備えることを特徴とする。
【００１３】
過渡運転時においては、検出手段の検出値にオフセット誤差がない場合であっても、電気角の１周期当たりの上記積分値がゼロとならない。上記発明では、この点に鑑み、禁止手段を備えることで、積分値とオフセット誤差との関連が低いときにおける積分値がフィードバック制御に反映されることを回避する。
【００１４】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記積分手段は、前記各端子または各相に印加される電圧を電気角の関数として積分するものであることを特徴とする。
【００１５】
上記発明では、電圧を電気角で積分することで、時間で積分する場合と比較して、電気角速度の変動に起因して積分値によるオフセット誤差の定量化精度が低下することを好適に抑制することができる。
【００１６】
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記積分手段は、前記回転機の電気角周期の２倍以上の期間にわたる前記積分値を前記フィードバック制御手段に出力することを特徴とする。
【００１７】
上記発明では、積分期間を長く取ることで、１電気角周期に渡る積分値と比較して、積分値が微視的なタイムスケールにおける電気角速度の変動を受けることを好適に抑制することができる。また、積分処理を行なう周期の整数倍が１電気角周期と一致しない場合には、電圧が様々な位相をとるときの値を積分処理に用いることができるため、積分値によるオフセット誤差の定量化精度が向上する。
【００１８】
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、前記回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路であり、前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、前記操作状態が変更される場合、前記回転機を流れる電流に基づき、前記デッドタイム期間において各端子または各相に印加される電圧を前記積分値に反映させるデッドタイム補正手段をさらに備えることを特徴とする。
【００１９】
デッドタイム期間において各端子や各相に印加される電圧は回転機を流れる電流に依存するため、デッドタイムを含む期間における端子電圧や相電圧は、操作状態によっては一義的に定まらない。このため、操作状態の切り替えに際しては、印加電圧算出手段による算出精度が低下するおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、デッドタイム補正手段を備えた。
【００２０】
請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路の操作状態を仮設定した場合についての前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を予測する予測手段と、該予測手段によって予測される制御量に基づき、該予測される制御量に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記電力変換回路の操作状態として決定する決定手段と、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段とをさらに備えることを特徴とする。
【００２１】
モデル予測制御を行なう場合、操作状態を表現する電圧ベクトルが決定手段によって都度決定される。このため、印加電圧算出手段の入力情報としての操作状態に関する情報を簡易に取得することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】インバータの操作状態を表現する電圧ベクトルを示す図。
【図３】上記実施形態にかかるモデル予測処理の手順を示す流れ図。
【図４】同実施形態にかかる電圧オフセット部の処理の手順を示す流れ図。
【図５】同実施形態にかかる印加電圧の算出に用いるマップを示す図。
【図６】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図７】第２の実施形態にかかる電圧オフセット部の処理の手順を示す流れ図。
【図８】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図９】第３の実施形態にかかる電圧オフセット部の処理の手順を示す流れ図。
【図１０】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図１１】第４の実施形態にかかる積分処理の停止処理の手順を示す流れ図。
【図１２】第５の実施形態にかかる印加電圧の算出処理の手順を示す流れ図。
【図１３】第６の実施形態にかかるシステム構成図。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２４】
図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。車載主機としてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。
【００２５】
モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介して高電圧バッテリ１２およびコンデンサ１３に接続されている。高電圧バッテリ１２は、端子電圧がたとえば百Ｖ以上となる直流電圧源である。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊＃が逆並列に接続されている。
【００２６】
本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０のＵ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれを流れる相電流（実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を検出する電流センサ１６ｕ，１６ｖ，１６ｗを備えている。さらに、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。
【００２７】
上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ＊＃を操作する信号が、操作信号ｇ＊＃である。
【００２８】
上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流とモータジェネレータ１０を流れる電流とが一致するように、インバータＩＮＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＮＶの操作状態を複数通りのそれぞれに仮設定した場合についてのモータジェネレータ１０の電流を予測し、予測される電流に基づき仮設定した操作状態を評価する。そして評価の高いものをインバータＩＮＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。
【００２９】
詳しくは、上記実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、回転角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、及び電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＮＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号ｇ＊＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。
【００３０】
ここで、インバータＩＮＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＮＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アームおよび下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。
【００３１】
次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＮＶの操作状態を仮設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＮＶの操作状態として仮設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。
【００３２】
予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＮＶの操作状態を操作状態設定部３１によって仮設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、基本的には、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ ＋（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑおよび電機子鎖交磁束定数φを用いた。
【００３３】
上記電流の予測は、操作状態設定部３１によって仮設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。
【００３４】
一方、操作状態設定部３４では、予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＮＶの操作状態を決定する。こうして決定された操作状態に基づき、操作部２６では、操作信号ｇ＊＃を生成して出力する。
【００３５】
図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。
【００３６】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、基本的には、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）によってｄｑ変換したものを用いる。
【００３７】
続くステップＳ１４〜Ｓ２２では、次回の制御周期における電圧ベクトルを複数通りに仮設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１４において、電圧ベクトルを定める数ｊを「０」に設定する。続くステップＳ１６においては、電圧ベクトルＶｊを、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として設定する。続くステップＳ１８においては、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）にωＴｃを加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。
【００３８】
続くステップＳ２０においては、数ｊが「７」であるか否かを判断する。この処理は、インバータＩＮＶの操作状態を決定する電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて、電流の予測処理が完了したか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ２０において否定判断される場合には、ステップＳ２２において、数ｊをインクリメントし、ステップＳ１６に戻る。これに対し、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ２４に移行する。
【００３９】
ステップＳ２４においては、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を決定する処理を行う。ここでは、評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルを最終的な電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とする。本実施形態では、評価関数Ｊとして、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。
【００４０】
ここで、ステップＳ２０において肯定判断される時点で、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについての予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）が算出されている。このため、これら８通りの予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を用いて、評価関数Ｊの値を８つ算出することができる。続くステップＳ２６においては、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）を、それぞれ電圧ベクトルＶ（ｎ−１），Ｖ（ｎ）とし、電気角θ（ｎ）を電気角θ（ｎ−１）とし、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を、それぞれ実電流ｉｄ（ｎ−１）、ｉｑ（ｎ−１）とする。
【００４１】
なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００４２】
ところで、上記電流センサ１６ｕ，１６ｖ，１６ｗによって検出される実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗには、実際の電流値に対して規定値（オフセット値）だけずれたオフセット誤差が生じることがある。そしてこの場合には、モデル予測制御を行なう場合であっても、モータジェネレータ１０のトルクが電気角周期で変動することが発明者らによって見出された。
【００４３】
そこで本実施形態では、都度選択される電圧ベクトルＶｉから各相の電圧を算出し、それらの１電気角周期に渡る積分値によって上記オフセット誤差を定量化するとともに、これをゼロにフィードバック制御する。すなわち、オフセット誤差が生じる場合、基本波に応じて変動するはずの相電流の振幅中心がゼロからずれる。そして、操作状態設定部３４では、これを解消しようとして電圧ベクトルＶｉを選択するために、各相に印加する電圧もオフセットを有するようになる。したがって、各相に印加する電圧をオフセット誤差の定量値とすることができ、また、これをゼロにフィードバック制御することで、オフセット誤差を補償することができる。
【００４４】
こうした処理を実現すべく、本実施形態では、先の図１に示すように、積分値算出部４０において、操作状態設定部３４によって都度設定された電圧ベクトルＶｉと電源電圧ＶＤＣとを入力として、各相の都度の印加電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの積分値Δｖｕ，Δｖｖ，Δｖｗを算出する。図４に、積分値算出部４０の行なう処理の手順を示す。この処理は、たとえば先の図３に示した処理に同期してくり返し実行される。
【００４５】
この一連の処理では、まずステップＳ３０において、今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）を取得する。この処理は、たとえば先の図３のステップＳ１０の処理の後に行えばよい。続くステップＳ３２においては、電圧ベクトルＶ（ｎ）から、各相の印加電圧ｖｕ（ｎ），ｖｖ（ｎ），ｖｗ（ｎ）をマップ演算する。図５に、このマップを示す。図示されるように、マップは、各電圧ベクトルＶｉ（ｉ＝０〜７）と、印加電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗとの関係を定めるものである。ここで、たとえば電圧ベクトルＶ１について、マップの値となることは、以下のようにして示される。
【００４６】
まず、Ｕ相およびＶ相間の線間電圧Ｖｕｖ，Ｖ相およびＷ相間の線間電圧Ｖｖｗ、Ｗ相およびＵ相間の線間電圧Ｖｗｕは、以下の式にて表現される。
【００４７】
Ｖｕｖ＝ｖｕ−ｖｖ＝ＶＤＣ−０＝ＶＤＣ
Ｖｖｗ＝ｖｖ−ｖｗ＝０−０＝０
Ｖｗｕ＝ｖｗ−ｖｕ＝０−ＶＤＣ＝−ＶＤＣ
ここで、「ｖｕ＋ｖｖ＋ｖｗ＝０」とすることで、図５に示すマップの値が得られる。
【００４８】
先の図４に示すステップＳ３４においては、各相の印加電圧ｖ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の積分値Δｖ＊を算出する。これは、制御周期Ｔｃと今回の印加電圧ｖ＊（ｎ）との積を前回の積分値Δｖ＊に加算することで行われる。続くステップＳ３６においては、積分値Δｖ＊の積分区間が１電気角周期となったか否かを判断する。そして、１電気角周期となったと判断される場合、ステップＳ３８において、積分値Δｖ＊を出力し、これを初期化する。
【００４９】
上記出力された積分値Δｖｕ，Δｖｖ，Δｖｗのそれぞれは、先の図１に示す積分要素４２ｕ，４２ｖ，４２ｗのそれぞれに出力される。そして、積分要素４２ｕ，４２ｖ，４２ｗの出力のそれぞれは、補正部４４ｕ，４４ｖ，４４ｗのそれぞれにおいて、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに加算される。これにより、積分要素４２＊の出力が実電流ｉ＊の補正量となる。
【００５０】
上記積分要素４２＊のゲインＫｉは、積分値Δｖ＊を電流量に変換する係数「１／Ｒ（Ｒ：モータジェネレータ１０のモデルにおける抵抗値）よりも小さく設定される。これは、一度の積分値Δｖ＊によって実電流ｉ＊のオフセット誤差を全て解消する処理とする場合には、積分値Δｖ＊に混入するノイズの影響を受けやすいことに鑑みた設定である。
【００５１】
図６に、本実施形態の効果を示す。
【００５２】
図示されるように、本実施形態によれば、電流のオフセット誤差が解消し、トルクの変動も解消できている。
【００５３】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００５４】
（１）電圧ベクトルＶ（ｎ）を入力とし、印加電圧ｖｕ（ｎ），ｖｖ（ｎ），ｖｗ（ｎ）をマップ演算した。これにより、回転角度センサ１４によって検出される電気角θに誤差があったとしても、その影響を受けることなく、各相に実際に印加された電圧を算出することができ、ひいては積分値Δｖ＊を電流センサ１６＊のオフセット誤差を高精度に定量化した値とすることができる。
【００５５】
（２）積分値Δｖ＊を入力とする積分要素４２＊の出力を、実電流ｉ＊の補正量とした。これにより、定常的な誤差であるオフセット誤差を解消することができる。
【００５６】
（３）モデル予測制御を行った。これにより、印加電圧ｖｕ（ｎ），ｖｖ（ｎ），ｖｗ（ｎ）を算出する上で必要なインバータＩＮＶの操作状態に関する情報（電圧ベクトルＶ（ｎ））を簡易に取得することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５７】
図７に、本実施形態にかかる積分値算出部４０の行なう処理の手順を示す。この処理は、たとえば先の図３に示した処理に同期してくり返し実行される。なお、図７に示す処理のうち、先の図４に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。
【００５８】
本実施形態では、ステップＳ３４ａにおいて、印加電圧ｖ＊が電気角の関数であるとして、積分値Δｖ＊を電気角で積分する。すなわち、１制御周期Ｔｃにおける電気角の変化量は、「ω×Ｔｃ」であるため、印加電圧ｖ＊（ｎ）に「ω×Ｔｃ」を乗算した値を前回の積分値Δｖ＊に加算することで、今回の積分値Δｖ＊を算出する。
【００５９】
このように、電気角で積分することで、電気角速度ωが変化しても、積分値Δｖ＊によるオフセット誤差の定量化精度が低下することを抑制することができる。すなわち、図８（ａ）に示すように、電気角速度ωが一定である場合、印加電圧ｖ＊にオフセットがない状況下において制御周期Ｔｃを用いて積分すると、１電気角周期に渡る積分値Δｖ＊はゼロとなる。一方、図８（ｂ）に示すように、電気角速度ωが変化する場合、印加電圧ｖ＊にオフセットがない状況下において制御周期Ｔｃを用いて積分すると、１電気角周期に渡る積分値Δｖ＊がゼロからずれる。これに対し、図８（ｃ）に示すように、電気角速度ωが変化する場合であっても、印加電圧ｖ＊にオフセットがない状況下において電気角を用いて積分すると、１電気角周期に渡る積分値Δｖ＊がゼロとなる。
【００６０】
ここで、図８（ｂ）に示す積分値Δｖ＊に誤差が生じるのは、印加電圧ｖ＊の各サンプリングタイミング間の位相差が電気角速度ωに応じて変化することに起因している。すなわち、電気角速度ωの変化前と変化後とで、サンプリングタイミング間の位相差が変化することに起因している。印加電圧ｖ＊の位相は、電気角であるため、印加電圧ｖ＊が基本波となるためには、その独立変数を電気角とする必要がある。このため、時間での積分では、電気角速度ωが不変となり時間と電気角とが比例関係となる場合を除いて、積分値Δｖ＊に誤差を生じさせることとなる。
【００６１】
以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。
【００６２】
（４）印加電圧ｖ＊を電気角の関数として積分した。これにより、電気角速度ωの変動に起因して積分値Δｖ＊によるオフセット誤差の定量化精度が低下することを好適に抑制することができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６３】
図９に、本実施形態にかかる積分値算出部４０の行なう処理の手順を示す。この処理は、所定周期Ｔでくり返し実行される。なお、図９に示す処理のうち、先の図４に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。
【００６４】
本実施形態では、積分演算の周期Ｔを制御周期Ｔｃよりも長い周期とする（ステップＳ３４ｂ）。これに応じるべく、本実施形態では、積分値Δｖ＊を、Ｎ（＞１）電気角周期に渡る印加電圧ｖ＊の積分値とする（ステップＳ３６ａ）。これは、積分値Δｖ＊によって、モータジェネレータ１０の各相（端子）に印加される電圧の平均値をより高精度に定量化するための設定である。すなわち、積分値Δｖ＊の精度を向上させる上では、積分値Δｖ＊の算出に用いられる印加電圧ｖ＊として様々な位相における値を用いることが望ましい。しかし、図１０（ａ）に示すように、積分値Δｖ＊の算出に用いる印加電圧ｖ＊のサンプリング数が不足すると、算出に用いる印加電圧ｖ＊の位相としても十分なものとならない。このため、積分値Δｖ＊に誤差が生じやすい。これに対し、図１０（ｂ）に示すように、積分値Δｖ＊の算出期間をＮ電気角周期（ここでは、Ｎ＝４を例示）とすることで、積分値Δｖ＊の算出に用いる印加電圧ｖ＊のサンプリング数を増大させ、サンプリングする印加電圧ｖ＊の位相もサンプリング周期の整数倍が電気角周期とならないかぎり、様々な値となる。このため積分値Δｖ＊の誤差を低減することができる。
【００６５】
以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。
【００６６】
（５）積分値Δｖ＊の積分期間を１電気角周期よりも長くすることで、印加電圧ｖ＊のサンプリング数を増加させたり、様々な位相での印加電圧ｖ＊をサンプリングしたりすることができ、ひいては積分値Δｖ＊によるオフセット誤差の定量化精度が向上する。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６７】
本実施形態では、モータジェネレータ１０の運転状態が過渡的な運転状態となる場合に、積分値Δｖ＊の算出を停止し、積分値Δｖ＊を初期化する。これは、過渡的な運転状態の場合、モータジェネレータ１０の各相に印加される電圧の振幅が変化するために、実電流ｉ＊にオフセット誤差が生じない場合であっても、１電気角周期に渡る印加電圧ｖ＊の積分値がゼロにならないためである。
【００６８】
図１１に、上記積分値Δｖ＊の算出停止処理の手順を示す。この処理は、所定周期でくり返し実行される。
【００６９】
この一連の処理では、まずステップＳ４０において、要求トルクＴｒの変化量ΔＴｒの絶対値が規定量ΔＴｔｈより大きいことと、電気角速度ωの変化量Δωの絶対値が規定量Δωｔｈよりも大きいこととの論理和が真であるか否かを判断する。この処理は、モータジェネレータ１０の過渡運転時であるか否かを判断するためのものである。そしてステップＳ４０において肯定判断される場合、ステップＳ４２において、積分値Δｖ＊の算出処理を停止し、積分値Δｖ＊を初期化する。これにより、過渡運転時において積分要素４２＊の出力は、過渡運転時に移行する直前の出力値に維持されることとなる。
【００７０】
なお、ステップＳ４２の処理が完了する場合や、上記ステップＳ４０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００７１】
以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。
【００７２】
（６）過渡運転時であると判断される場合、積分値Δｖ＊の算出処理を停止した。これにより、積分値Δｖ＊によるオフセット誤差の定量化精度が低下する状況下、積分値Δｖ＊がフィードバック制御に反映されることを回避することができる。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７３】
上記実施形態では、印加電圧ｖ＊を電圧ベクトルＶｉから一義的に定まる値として算出した。ところで、電圧ベクトルＶ（ｎ）が電圧ベクトルＶ（ｎ−１）と相違することで、インバータＩＮＶのスイッチング状態の切り替えがなされる場合、上側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｐと下側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｎとの双方がオフとなるデッドタイム期間ＤＴが設けられる。そしてデッドタイム期間ＤＴにおいては、対応する相電流の極性に応じてダイオードＤ＊＃に電流が流れることから、モータジェネレータ１０に印加される電圧は、相電流に依存することとなる。このため、本実施形態では、先の図５に示したマップによって算出される印加電圧ｖ＊を、デッドタイム期間の電圧を考慮して補正する。
【００７４】
図１２に、上記補正処理の手順を示す。この処理は、先の図４に示した処理に同期して行われる。
【００７５】
この一連の処理では、まずステップＳ５０において、前回の電圧ベクトルＶ（ｎ−１）と今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）とが互いに相違するか否かを判断する。この処理は、インバータＩＮＶのスイッチング状態が変更されるか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ５０において肯定判断される場合、ステップＳ５２において、今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）と前回採用された電圧ベクトルＶ（ｎ−１）との差ベクトル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を算出する。ここでは、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ−１）を、３相座標系の成分として表現する。ここで、各成分の値は、上側アームがオンの場合と下側アームがオンの場合とで相違すれば任意でよい。ただしここでは、簡単のため、上側アームがオンの場合を「１」、下側アームがオンの場合を「０」とする。また、デッドタイム期間ＤＴにおける印加電圧（ｎｕ，ｎｖ，ｎｗ）を、今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）に仮設定する。ここで、印加電圧（ｎｕ，ｎｖ，ｎｗ）の各成分の表現方法も任意であるが、ここでは、簡単のため、上側アームがオンの場合を「１」、下側アームがオンの場合を「０」とする。
【００７６】
続くステップＳ５４においては、差ベクトルのＵ相成分Ｕがゼロであるか否かを判断する。この処理は、電圧ベクトルＶ（ｎ）の設定によって、Ｕ相のスイッチング状態の切り替えがなされないか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ５４において否定判断される場合、切り替えがなされたとして、ステップＳ５６において、Ｕ相の電流ｉｕが負であるか否かを判断する。この処理は、上側アームのダイオードＤｕｐに電流が流れるか否かを判断するためのものである。なお、ここでの電流ｉｕは、電圧ベクトルＶ（ｎ）の出力タイミングにおける予測電流（前回の制御周期における予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））とすればよい。そして、負である場合には、デッドタイム期間の印加電圧のＵ相成分ｎｕを「１」とし（ステップＳ５８）、そうでない場合には、Ｕ相成分ｎｕを「０」とする（ステップＳ６０）。これは、相電流が負である場合、デッドタイム期間ＤＴにおいて、ダイオードＤｕｐを介して電流が流れ、相電流が正である場合、デッドタイム期間ＤＴにおいて、ダイオードＤｕｎを介して電流が流れることに鑑みたものである。
【００７７】
上記ステップＳ５８，Ｓ６０の処理が完了する場合や、ステップＳ５４において肯定判断される場合には、上記ステップＳ５４〜Ｓ６０の処理に対応するステップＳ６２〜Ｓ６８の処理によって、Ｖ相のスイッチング状態が変更されたか否かの判断処理、および変更された場合におけるデッドタイム期間の印加電圧のＶ相成分ｎｖを設定する処理を行う。
【００７８】
そして、上記ステップＳ６６，Ｓ６８の処理が完了する場合や、ステップＳ６２において肯定判断される場合には、上記ステップＳ５４〜Ｓ６０の処理に対応するステップＳ７０〜Ｓ７６の処理によって、Ｗ相のスイッチング状態が変更されたか否かの判断処理、および変更された場合におけるデッドタイム期間の印加電圧のＷ相成分ｎｗを設定する処理を行う。
【００７９】
こうしてステップＳ７４，Ｓ７６の処理が完了した場合や、ステップＳ７０において否定判断される場合には、ステップＳ７８に移行する。この時点では、印加電圧（ｎｕ，ｎｖ，ｎｗ）は、デッドタイム期間ＤＴにおける印加電圧として正しい値を示している（ただし、上側アームがオンの場合を「１」、下側アームがオンの場合を「０」と表現しているのみであるため、絶対値は正しくない）。このため、これに基づき、デッドタイム期間ＤＴにおける電圧の補正量を算出する。これはたとえば、上記のように「１」および「０」で表記された電圧ベクトルＶ（ｎ）と印加電圧（ｎｕ，ｎｖ，ｎｗ）との差ベクトルが、先の図２に示した電圧ベクトルのいずれであるかを特定し、この電圧ベクトルを先の図５のマップで各相の印加電圧に変換し、この印加電圧に「ＤＴ／Ｔｃ」を乗算したものを補正量とすればよい。
【００８０】
続くステップＳ８０においては、先の図４のステップＳ３２においてマップ演算される印加電圧ｖ＊を、ステップＳ７８において算出された補正量によって補正する。これにより、印加電圧ｖ＊は、制御周期Ｔｃにおける各相の電圧を高精度に表現したものとなる。このため、先の図４のステップＳ３４において、デッドタイム期間ＤＴにおける印加電圧をも正確に反映した積分値Δｖ＊を算出することができる。
【００８１】
以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。
【００８２】
（７）モータジェネレータ１０を流れる電流に基づき、印加電圧ｖ＊をデッドタイム期間ＤＴにおいて印加される電圧を反映して算出した。これにより、積分値Δｖ＊を、電流のオフセット誤差をより高精度に表現したものとすることができる。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８３】
図１３に本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１３において、先の図１に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００８４】
図示されるように、本実施形態では、積分値Δｖ＊をゼロにフィードバック制御するための操作対象を、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとする。すなわち、積分要素４２＊の出力は、ｄｑ変換部６０においてｄ軸の補正量Δｉｄと、ｑ軸の補正量Δｉｑとに変換される。そして、これらは予測部３３において、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅが算出される際に用いられる。すなわち、先の図３のステップＳ１２において算出される予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに加算される。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００８５】
「デッドタイム補正手段について」
上記第５の実施形態（図１２）に例示した処理を行なうものに限らない。たとえば、電圧ベクトルが変更される場合、電圧ベクトルＶ（ｎ）に基づきマップ演算される印加電圧ｖ＊（ｎ）の積分処理を、「ｖ＊（ｎ）×（Ｔｃ−ＤＴ）」としたり、「ｖ＊（ｎ）×ω×（Ｔｃ−ＤＴ）」としたりしてもよい。これによっても、積分値Δｖ＊のデッドタイムＤＴに起因した誤差を低減することができることもある。
【００８６】
「積分手段について」
電気角の整数倍の期間にわたって相電圧を積分するものに限らない。たとえば、相電圧が正である期間における相電圧と負である期間における相電圧の絶対値とを別途積分し、それらの差を算出するものであってもよい。この場合、積分期間が電気角周期の整数倍からずれる場合であっても、積分期間を長くすることで、電気角の整数倍からのずれによって積分値によるオフセット誤差の定量化精度が低下することを好適に抑制することができる。
【００８７】
「フィードバック制御手段について」
積分要素の出力を補正量とするものに限らない。たとえば、比例要素および積分要素の出力同士の和を補正量とするものであってもよい。
【００８８】
また、積分要素を備えるものにも限らない。たとえば、積分値Δｖ＊を、電流量に変換し、これを補正量としてもよい。この変換係数は、モータジェネレータ１０をモデル化した際の抵抗値Ｒを用いて「１／Ｒ」とすればよい。なお、この場合、禁止手段による禁止処理によって新たな補正量が算出されない場合、前回の補正量を継続して使用することが望ましい。
【００８９】
「判断手段について」
要求トルクＴｒの変化量ΔＴｒに代えて、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの変化量が大きいことに基づき過渡運転時であると判断してもよい。
【００９０】
「禁止手段について」
積分ゲインＫｉを十分に小さくするなら、禁止手段を備えなくても、過渡運転時における補正部４４，４８，５２の出力値の精度の低下等を抑制することができる。
【００９１】
「仮設定される操作状態について」
スイッチング状態の切り替え端子数が「１」以下となるものに限らず、「２」以下となるものであってもよい。また、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てであってもよい。
【００９２】
「予測手段について」
次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）によって生じる制御量のみを予測するものに限らない。たとえば、数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＮＶの操作による制御量まで順次予測するものであってもよい。
【００９３】
「決定手段について」
たとえば、上記第１の実施形態において、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄｒ（ｎ＋２）との差の絶対値と、予測電流ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｑｒ（ｎ＋２）との差の絶対値との加重平均処理値を、予測電流と指令電流との乖離度合いの評価対象とするパラメータとしてもよい。要は、乖離度合いが大きいほど評価が低くなることを定量化すべく、乖離度合いと評価パラメータとの間に正または負の相関関係があるパラメータによって定量化すればよい。
【００９４】
「制御量について」
指令値と予測値とに基づきインバータＩＮＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルクおよび磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。また例えば、トルクおよびｄ軸電流またはトルクおよびｑ軸電流等、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。
【００９５】
上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。
【００９６】
「回転機について」
回転機としては、３相回転機に限らず、５相回転機等、４相以上の回転機であってもよい。
【００９７】
上記実施形態では、固定子巻線がスター結線されたものを想定したがこれに限らず、デルタ結線されたものであってもよい。この場合、回転機の端子と相とは一致しない。したがって、印加電圧算出手段を、回転機の２つの端子に印加される電圧の差を算出する手段とすればよい。もっとも、これに限らず、各端子の電圧を算出し、それらの積分値同士に基づき、各相のオフセット誤差を特定するなどしてもよい。
【００９８】
回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。
【００９９】
回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。
【０１００】
「制御量の制御手法について」
モデル予測制御に限らず、通常の電流フィードバック制御や、瞬時電流値制御であってもよい。この場合であっても、印加電圧算出手段を備えることで、電気角θの誤差等の影響を受けることなく相電圧の偏り度合いを定量化することができるため、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのオフセット誤差を精度よく検出することができる。
【０１０１】
「そのほか」
直流電圧源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。
【０１０２】
互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路としては、回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）に限らない。例えば、多相回転機の各相に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加する電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電力変換回路としては、例えば特開２００６−１７４６９７号公報に例示されているものがある。
【符号の説明】
【０１０３】
１０…モータジェネレータ、２０…制御装置、４０…積分値算出部、４２ｕ，４２ｖ，４２ｗ…積分要素、４４ｕ，４４ｖ，４４ｗ…補正部。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子を操作対象とし、前記回転機を流れる電流を検出する検出手段による電流の検出結果に基づき、前記スイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電流センサによって検出される電流と実際の値との間に定常的な誤差（オフセット誤差）が生じる現象が周知である。このため、電流センサの検出値に基づき回転機の制御量を制御する場合、電流のオフセット誤差に起因して制御性が低下するおそれがある。
【０００３】
そこで従来、下記特許文献１に見られるように、ｄｑ軸の電流のフィードバック操作量としてのｄｑ軸の電圧を３相変換することで各相の指令電圧を生成する構成において、これら指令電圧を１電気角周期に渡って積分し、この積分値に基づきオフセット誤差を検出することで、電流センサの検出値を補正するものも提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−１２１８６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ただし、上記手法を用いた場合、たとえば回転機の電気角の検出誤差等が生じる場合等にあっては、オフセット誤差が正しく検出されず、ひいては電流センサの検出値を誤った補正量で補正するおそれがあることが発明者らによって見出されている。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子を操作対象とし、前記回転機を流れる電流を検出する検出手段による電流の検出結果に基づき、前記スイッチング素子をオン・オフ操作することで、前記回転機の制御量を制御する新たな回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。
【０００８】
請求項１記載の発明は、互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子を操作対象とし、前記回転機を流れる電流を検出する検出手段による電流の検出結果に基づき、前記スイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記オン・オフ操作によって定まって且つ固定座標系の電圧ベクトルにて表現される前記電力変換回路の都度の操作状態を入力とし、前記回転機の各端子または各相に印加される電圧を算出する印加電圧算出手段と、前記印加電圧算出手段によって算出される各端子または各相のそれぞれの電圧についての１電気角周期以上の期間にわたる積分値を算出する積分手段と、前記積分値をゼロにフィードバック制御するフィードバック制御手段と、を備えることを特徴とする。
【０００９】
回転機の制御量を制御するに際し、上記検出手段にオフセット誤差がある場合、これに起因して回転機の端子の電圧や相電圧の振幅中心がゼロからずれる。このため、電圧の一周期にわたる積分値をゼロにフィードバック制御することで、検出手段のオフセット誤差を補償することができる。ただし、積分の対象とされる電圧を電気角情報を用いて算出する場合には、検出手段のオフセット誤差の補償処理に際して、電気角情報に含まれる誤差の影響を受けることとなる。この点、上記発明では、印加電圧算出手段が、電力変換回路の操作状態を入力として印加される電圧を算出するため、電圧の算出に際して電気角情報等を用いない。このため、こうして算出された電圧は、電気角の検出誤差等の影響を受けない精度の高いものとなる。そして、この電圧の積分値をゼロにフィードバック制御することで、検出手段のオフセット誤差を好適に補償することができる。
【００１０】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記フィードバック制御手段は、前記積分値を入力とする積分要素を備えて構成されることを特徴とする。
【００１１】
たとえば上記積分値をゼロとするように積分値を電流値に変換することで検出手段の検出値が補正される場合、積分手段によって次回算出される積分値はゼロとなる。このため、次回においては、検出値が補正されず、オフセット誤差が再度生じることとなる。また、積分値をゼロとするように検出値を一回で補正する場合には、積分値に含まれるノイズ等の影響を直接的に受けることともなる。この点、上記発明では、フィードバック制御手段に積分要素を備えることで、定常的な誤差を解消することができ、また、ゲインの設定によってノイズの影響を抑制することも容易となる。
【００１２】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記回転機の過渡運転時であるか否かを判断する判断手段と、前記過渡運転時であると判断される場合、前記積分手段の積分処理が前記フィードバック制御手段に反映されることを禁止する禁止手段とをさらに備えることを特徴とする。
【００１３】
過渡運転時においては、検出手段の検出値にオフセット誤差がない場合であっても、電気角の１周期当たりの上記積分値がゼロとならない。上記発明では、この点に鑑み、禁止手段を備えることで、積分値とオフセット誤差との関連が低いときにおける積分値がフィードバック制御に反映されることを回避する。
【００１４】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記積分手段は、前記各端子または各相に印加される電圧を電気角の関数として積分するものであることを特徴とする。
【００１５】
上記発明では、電圧を電気角で積分することで、時間で積分する場合と比較して、電気角速度の変動に起因して積分値によるオフセット誤差の定量化精度が低下することを好適に抑制することができる。
【００１６】
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記積分手段は、前記回転機の電気角周期の２倍以上の期間にわたる前記積分値を前記フィードバック制御手段に出力することを特徴とする。
【００１７】
上記発明では、積分期間を長く取ることで、１電気角周期に渡る積分値と比較して、積分値が微視的なタイムスケールにおける電気角速度の変動を受けることを好適に抑制することができる。また、積分処理を行なう周期の整数倍が１電気角周期と一致しない場合には、電圧が様々な位相をとるときの値を積分処理に用いることができるため、積分値によるオフセット誤差の定量化精度が向上する。
【００１８】
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、前記回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路であり、前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、前記操作状態が変更される場合、前記回転機を流れる電流に基づき、前記デッドタイム期間において各端子または各相に印加される電圧を前記積分値に反映させるデッドタイム補正手段をさらに備えることを特徴とする。
【００１９】
デッドタイム期間において各端子や各相に印加される電圧は回転機を流れる電流に依存するため、デッドタイムを含む期間における端子電圧や相電圧は、操作状態によっては一義的に定まらない。このため、操作状態の切り替えに際しては、印加電圧算出手段による算出精度が低下するおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、デッドタイム補正手段を備えた。
【００２０】
請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路の操作状態を仮設定した場合についての前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を予測する予測手段と、該予測手段によって予測される制御量に基づき、該予測される制御量に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記電力変換回路の操作状態として決定する決定手段と、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段とをさらに備えることを特徴とする。
【００２１】
モデル予測制御を行なう場合、操作状態を表現する電圧ベクトルが決定手段によって都度決定される。このため、印加電圧算出手段の入力情報としての操作状態に関する情報を簡易に取得することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】インバータの操作状態を表現する電圧ベクトルを示す図。
【図３】上記実施形態にかかるモデル予測処理の手順を示す流れ図。
【図４】同実施形態にかかる電圧オフセット部の処理の手順を示す流れ図。
【図５】同実施形態にかかる印加電圧の算出に用いるマップを示す図。
【図６】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図７】第２の実施形態にかかる電圧オフセット部の処理の手順を示す流れ図。
【図８】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図９】第３の実施形態にかかる電圧オフセット部の処理の手順を示す流れ図。
【図１０】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図１１】第４の実施形態にかかる積分処理の停止処理の手順を示す流れ図。
【図１２】第５の実施形態にかかる印加電圧の算出処理の手順を示す流れ図。
【図１３】第６の実施形態にかかるシステム構成図。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２４】
図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。車載主機としてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。
【００２５】
モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介して高電圧バッテリ１２およびコンデンサ１３に接続されている。高電圧バッテリ１２は、端子電圧がたとえば百Ｖ以上となる直流電圧源である。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊＃が逆並列に接続されている。
【００２６】
本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０のＵ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれを流れる相電流（実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を検出する電流センサ１６ｕ，１６ｖ，１６ｗを備えている。さらに、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。
【００２７】
上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ＊＃を操作する信号が、操作信号ｇ＊＃である。
【００２８】
上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流とモータジェネレータ１０を流れる電流とが一致するように、インバータＩＮＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＮＶの操作状態を複数通りのそれぞれに仮設定した場合についてのモータジェネレータ１０の電流を予測し、予測される電流に基づき仮設定した操作状態を評価する。そして評価の高いものをインバータＩＮＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。
【００２９】
詳しくは、上記実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、回転角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、及び電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＮＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号ｇ＊＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。
【００３０】
ここで、インバータＩＮＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＮＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アームおよび下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。
【００３１】
次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＮＶの操作状態を仮設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＮＶの操作状態として仮設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。
【００３２】
予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＮＶの操作状態を操作状態設定部３１によって仮設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、基本的には、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ ＋（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑおよび電機子鎖交磁束定数φを用いた。
【００３３】
上記電流の予測は、操作状態設定部３１によって仮設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。
【００３４】
一方、操作状態設定部３４では、予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＮＶの操作状態を決定する。こうして決定された操作状態に基づき、操作部２６では、操作信号ｇ＊＃を生成して出力する。
【００３５】
図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。
【００３６】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、基本的には、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）によってｄｑ変換したものを用いる。
【００３７】
続くステップＳ１４〜Ｓ２２では、次回の制御周期における電圧ベクトルを複数通りに仮設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１４において、電圧ベクトルを定める数ｊを「０」に設定する。続くステップＳ１６においては、電圧ベクトルＶｊを、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として設定する。続くステップＳ１８においては、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）にωＴｃを加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。
【００３８】
続くステップＳ２０においては、数ｊが「７」であるか否かを判断する。この処理は、インバータＩＮＶの操作状態を決定する電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて、電流の予測処理が完了したか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ２０において否定判断される場合には、ステップＳ２２において、数ｊをインクリメントし、ステップＳ１６に戻る。これに対し、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ２４に移行する。
【００３９】
ステップＳ２４においては、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を決定する処理を行う。ここでは、評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルを最終的な電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とする。本実施形態では、評価関数Ｊとして、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。
【００４０】
ここで、ステップＳ２０において肯定判断される時点で、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについての予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）が算出されている。このため、これら８通りの予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を用いて、評価関数Ｊの値を８つ算出することができる。続くステップＳ２６においては、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）を、それぞれ電圧ベクトルＶ（ｎ−１），Ｖ（ｎ）とし、電気角θ（ｎ）を電気角θ（ｎ−１）とし、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を、それぞれ実電流ｉｄ（ｎ−１）、ｉｑ（ｎ−１）とする。
【００４１】
なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００４２】
ところで、上記電流センサ１６ｕ，１６ｖ，１６ｗによって検出される実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗには、実際の電流値に対して規定値（オフセット値）だけずれたオフセット誤差が生じることがある。そしてこの場合には、モデル予測制御を行なう場合であっても、モータジェネレータ１０のトルクが電気角周期で変動することが発明者らによって見出された。
【００４３】
そこで本実施形態では、都度選択される電圧ベクトルＶｉから各相の電圧を算出し、それらの１電気角周期に渡る積分値によって上記オフセット誤差を定量化するとともに、これをゼロにフィードバック制御する。すなわち、オフセット誤差が生じる場合、基本波に応じて変動するはずの相電流の振幅中心がゼロからずれる。そして、操作状態設定部３４では、これを解消しようとして電圧ベクトルＶｉを選択するために、各相に印加する電圧もオフセットを有するようになる。したがって、各相に印加する電圧をオフセット誤差の定量値とすることができ、また、これをゼロにフィードバック制御することで、オフセット誤差を補償することができる。
【００４４】
こうした処理を実現すべく、本実施形態では、先の図１に示すように、積分値算出部４０において、操作状態設定部３４によって都度設定された電圧ベクトルＶｉと電源電圧ＶＤＣとを入力として、各相の都度の印加電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの積分値Δｖｕ，Δｖｖ，Δｖｗを算出する。図４に、積分値算出部４０の行なう処理の手順を示す。この処理は、たとえば先の図３に示した処理に同期してくり返し実行される。
【００４５】
この一連の処理では、まずステップＳ３０において、今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）を取得する。この処理は、たとえば先の図３のステップＳ１０の処理の後に行えばよい。続くステップＳ３２においては、電圧ベクトルＶ（ｎ）から、各相の印加電圧ｖｕ（ｎ），ｖｖ（ｎ），ｖｗ（ｎ）をマップ演算する。図５に、このマップを示す。図示されるように、マップは、各電圧ベクトルＶｉ（ｉ＝０〜７）と、印加電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗとの関係を定めるものである。ここで、たとえば電圧ベクトルＶ１について、マップの値となることは、以下のようにして示される。
【００４６】
まず、Ｕ相およびＶ相間の線間電圧Ｖｕｖ，Ｖ相およびＷ相間の線間電圧Ｖｖｗ、Ｗ相およびＵ相間の線間電圧Ｖｗｕは、以下の式にて表現される。
【００４７】
Ｖｕｖ＝ｖｕ−ｖｖ＝ＶＤＣ−０＝ＶＤＣ
Ｖｖｗ＝ｖｖ−ｖｗ＝０−０＝０
Ｖｗｕ＝ｖｗ−ｖｕ＝０−ＶＤＣ＝−ＶＤＣ
ここで、「ｖｕ＋ｖｖ＋ｖｗ＝０」とすることで、図５に示すマップの値が得られる。
【００４８】
先の図４に示すステップＳ３４においては、各相の印加電圧ｖ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の積分値Δｖ＊を算出する。これは、制御周期Ｔｃと今回の印加電圧ｖ＊（ｎ）との積を前回の積分値Δｖ＊に加算することで行われる。続くステップＳ３６においては、積分値Δｖ＊の積分区間が１電気角周期となったか否かを判断する。そして、１電気角周期となったと判断される場合、ステップＳ３８において、積分値Δｖ＊を出力し、これを初期化する。
【００４９】
上記出力された積分値Δｖｕ，Δｖｖ，Δｖｗのそれぞれは、先の図１に示す積分要素４２ｕ，４２ｖ，４２ｗのそれぞれに出力される。そして、積分要素４２ｕ，４２ｖ，４２ｗの出力のそれぞれは、補正部４４ｕ，４４ｖ，４４ｗのそれぞれにおいて、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに加算される。これにより、積分要素４２＊の出力が実電流ｉ＊の補正量となる。
【００５０】
上記積分要素４２＊のゲインＫｉは、積分値Δｖ＊を電流量に変換する係数「１／Ｒ（Ｒ：モータジェネレータ１０のモデルにおける抵抗値）よりも小さく設定される。これは、一度の積分値Δｖ＊によって実電流ｉ＊のオフセット誤差を全て解消する処理とする場合には、積分値Δｖ＊に混入するノイズの影響を受けやすいことに鑑みた設定である。
【００５１】
図６に、本実施形態の効果を示す。
【００５２】
図示されるように、本実施形態によれば、電流のオフセット誤差が解消し、トルクの変動も解消できている。
【００５３】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００５４】
（１）電圧ベクトルＶ（ｎ）を入力とし、印加電圧ｖｕ（ｎ），ｖｖ（ｎ），ｖｗ（ｎ）をマップ演算した。これにより、回転角度センサ１４によって検出される電気角θに誤差があったとしても、その影響を受けることなく、各相に実際に印加された電圧を算出することができ、ひいては積分値Δｖ＊を電流センサ１６＊のオフセット誤差を高精度に定量化した値とすることができる。
【００５５】
（２）積分値Δｖ＊を入力とする積分要素４２＊の出力を、実電流ｉ＊の補正量とした。これにより、定常的な誤差であるオフセット誤差を解消することができる。
【００５６】
（３）モデル予測制御を行った。これにより、印加電圧ｖｕ（ｎ），ｖｖ（ｎ），ｖｗ（ｎ）を算出する上で必要なインバータＩＮＶの操作状態に関する情報（電圧ベクトルＶ（ｎ））を簡易に取得することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５７】
図７に、本実施形態にかかる積分値算出部４０の行なう処理の手順を示す。この処理は、たとえば先の図３に示した処理に同期してくり返し実行される。なお、図７に示す処理のうち、先の図４に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。
【００５８】
本実施形態では、ステップＳ３４ａにおいて、印加電圧ｖ＊が電気角の関数であるとして、積分値Δｖ＊を電気角で積分する。すなわち、１制御周期Ｔｃにおける電気角の変化量は、「ω×Ｔｃ」であるため、印加電圧ｖ＊（ｎ）に「ω×Ｔｃ」を乗算した値を前回の積分値Δｖ＊に加算することで、今回の積分値Δｖ＊を算出する。
【００５９】
このように、電気角で積分することで、電気角速度ωが変化しても、積分値Δｖ＊によるオフセット誤差の定量化精度が低下することを抑制することができる。すなわち、図８（ａ）に示すように、電気角速度ωが一定である場合、印加電圧ｖ＊にオフセットがない状況下において制御周期Ｔｃを用いて積分すると、１電気角周期に渡る積分値Δｖ＊はゼロとなる。一方、図８（ｂ）に示すように、電気角速度ωが変化する場合、印加電圧ｖ＊にオフセットがない状況下において制御周期Ｔｃを用いて積分すると、１電気角周期に渡る積分値Δｖ＊がゼロからずれる。これに対し、図８（ｃ）に示すように、電気角速度ωが変化する場合であっても、印加電圧ｖ＊にオフセットがない状況下において電気角を用いて積分すると、１電気角周期に渡る積分値Δｖ＊がゼロとなる。
【００６０】
ここで、図８（ｂ）に示す積分値Δｖ＊に誤差が生じるのは、印加電圧ｖ＊の各サンプリングタイミング間の位相差が電気角速度ωに応じて変化することに起因している。すなわち、電気角速度ωの変化前と変化後とで、サンプリングタイミング間の位相差が変化することに起因している。印加電圧ｖ＊の位相は、電気角であるため、印加電圧ｖ＊が基本波となるためには、その独立変数を電気角とする必要がある。このため、時間での積分では、電気角速度ωが不変となり時間と電気角とが比例関係となる場合を除いて、積分値Δｖ＊に誤差を生じさせることとなる。
【００６１】
以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。
【００６２】
（４）印加電圧ｖ＊を電気角の関数として積分した。これにより、電気角速度ωの変動に起因して積分値Δｖ＊によるオフセット誤差の定量化精度が低下することを好適に抑制することができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６３】
図９に、本実施形態にかかる積分値算出部４０の行なう処理の手順を示す。この処理は、所定周期Ｔでくり返し実行される。なお、図９に示す処理のうち、先の図４に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。
【００６４】
本実施形態では、積分演算の周期Ｔを制御周期Ｔｃよりも長い周期とする（ステップＳ３４ｂ）。これに応じるべく、本実施形態では、積分値Δｖ＊を、Ｎ（＞１）電気角周期に渡る印加電圧ｖ＊の積分値とする（ステップＳ３６ａ）。これは、積分値Δｖ＊によって、モータジェネレータ１０の各相（端子）に印加される電圧の平均値をより高精度に定量化するための設定である。すなわち、積分値Δｖ＊の精度を向上させる上では、積分値Δｖ＊の算出に用いられる印加電圧ｖ＊として様々な位相における値を用いることが望ましい。しかし、図１０（ａ）に示すように、積分値Δｖ＊の算出に用いる印加電圧ｖ＊のサンプリング数が不足すると、算出に用いる印加電圧ｖ＊の位相としても十分なものとならない。このため、積分値Δｖ＊に誤差が生じやすい。これに対し、図１０（ｂ）に示すように、積分値Δｖ＊の算出期間をＮ電気角周期（ここでは、Ｎ＝４を例示）とすることで、積分値Δｖ＊の算出に用いる印加電圧ｖ＊のサンプリング数を増大させ、サンプリングする印加電圧ｖ＊の位相もサンプリング周期の整数倍が電気角周期とならないかぎり、様々な値となる。このため積分値Δｖ＊の誤差を低減することができる。
【００６５】
以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。
【００６６】
（５）積分値Δｖ＊の積分期間を１電気角周期よりも長くすることで、印加電圧ｖ＊のサンプリング数を増加させたり、様々な位相での印加電圧ｖ＊をサンプリングしたりすることができ、ひいては積分値Δｖ＊によるオフセット誤差の定量化精度が向上する。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６７】
本実施形態では、モータジェネレータ１０の運転状態が過渡的な運転状態となる場合に、積分値Δｖ＊の算出を停止し、積分値Δｖ＊を初期化する。これは、過渡的な運転状態の場合、モータジェネレータ１０の各相に印加される電圧の振幅が変化するために、実電流ｉ＊にオフセット誤差が生じない場合であっても、１電気角周期に渡る印加電圧ｖ＊の積分値がゼロにならないためである。
【００６８】
図１１に、上記積分値Δｖ＊の算出停止処理の手順を示す。この処理は、所定周期でくり返し実行される。
【００６９】
この一連の処理では、まずステップＳ４０において、要求トルクＴｒの変化量ΔＴｒの絶対値が規定量ΔＴｔｈより大きいことと、電気角速度ωの変化量Δωの絶対値が規定量Δωｔｈよりも大きいこととの論理和が真であるか否かを判断する。この処理は、モータジェネレータ１０の過渡運転時であるか否かを判断するためのものである。そしてステップＳ４０において肯定判断される場合、ステップＳ４２において、積分値Δｖ＊の算出処理を停止し、積分値Δｖ＊を初期化する。これにより、過渡運転時において積分要素４２＊の出力は、過渡運転時に移行する直前の出力値に維持されることとなる。
【００７０】
なお、ステップＳ４２の処理が完了する場合や、上記ステップＳ４０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００７１】
以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。
【００７２】
（６）過渡運転時であると判断される場合、積分値Δｖ＊の算出処理を停止した。これにより、積分値Δｖ＊によるオフセット誤差の定量化精度が低下する状況下、積分値Δｖ＊がフィードバック制御に反映されることを回避することができる。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７３】
上記実施形態では、印加電圧ｖ＊を電圧ベクトルＶｉから一義的に定まる値として算出した。ところで、電圧ベクトルＶ（ｎ）が電圧ベクトルＶ（ｎ−１）と相違することで、インバータＩＮＶのスイッチング状態の切り替えがなされる場合、上側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｐと下側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｎとの双方がオフとなるデッドタイム期間ＤＴが設けられる。そしてデッドタイム期間ＤＴにおいては、対応する相電流の極性に応じてダイオードＤ＊＃に電流が流れることから、モータジェネレータ１０に印加される電圧は、相電流に依存することとなる。このため、本実施形態では、先の図５に示したマップによって算出される印加電圧ｖ＊を、デッドタイム期間の電圧を考慮して補正する。
【００７４】
図１２に、上記補正処理の手順を示す。この処理は、先の図４に示した処理に同期して行われる。
【００７５】
この一連の処理では、まずステップＳ５０において、前回の電圧ベクトルＶ（ｎ−１）と今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）とが互いに相違するか否かを判断する。この処理は、インバータＩＮＶのスイッチング状態が変更されるか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ５０において肯定判断される場合、ステップＳ５２において、今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）と前回採用された電圧ベクトルＶ（ｎ−１）との差ベクトル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を算出する。ここでは、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ−１）を、３相座標系の成分として表現する。ここで、各成分の値は、上側アームがオンの場合と下側アームがオンの場合とで相違すれば任意でよい。ただしここでは、簡単のため、上側アームがオンの場合を「１」、下側アームがオンの場合を「０」とする。また、デッドタイム期間ＤＴにおける印加電圧（ｎｕ，ｎｖ，ｎｗ）を、今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）に仮設定する。ここで、印加電圧（ｎｕ，ｎｖ，ｎｗ）の各成分の表現方法も任意であるが、ここでは、簡単のため、上側アームがオンの場合を「１」、下側アームがオンの場合を「０」とする。
【００７６】
続くステップＳ５４においては、差ベクトルのＵ相成分Ｕがゼロであるか否かを判断する。この処理は、電圧ベクトルＶ（ｎ）の設定によって、Ｕ相のスイッチング状態の切り替えがなされないか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ５４において否定判断される場合、切り替えがなされたとして、ステップＳ５６において、Ｕ相の電流ｉｕが負であるか否かを判断する。この処理は、上側アームのダイオードＤｕｐに電流が流れるか否かを判断するためのものである。なお、ここでの電流ｉｕは、電圧ベクトルＶ（ｎ）の出力タイミングにおける予測電流（前回の制御周期における予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））とすればよい。そして、負である場合には、デッドタイム期間の印加電圧のＵ相成分ｎｕを「１」とし（ステップＳ５８）、そうでない場合には、Ｕ相成分ｎｕを「０」とする（ステップＳ６０）。これは、相電流が負である場合、デッドタイム期間ＤＴにおいて、ダイオードＤｕｐを介して電流が流れ、相電流が正である場合、デッドタイム期間ＤＴにおいて、ダイオードＤｕｎを介して電流が流れることに鑑みたものである。
【００７７】
上記ステップＳ５８，Ｓ６０の処理が完了する場合や、ステップＳ５４において肯定判断される場合には、上記ステップＳ５４〜Ｓ６０の処理に対応するステップＳ６２〜Ｓ６８の処理によって、Ｖ相のスイッチング状態が変更されたか否かの判断処理、および変更された場合におけるデッドタイム期間の印加電圧のＶ相成分ｎｖを設定する処理を行う。
【００７８】
そして、上記ステップＳ６６，Ｓ６８の処理が完了する場合や、ステップＳ６２において肯定判断される場合には、上記ステップＳ５４〜Ｓ６０の処理に対応するステップＳ７０〜Ｓ７６の処理によって、Ｗ相のスイッチング状態が変更されたか否かの判断処理、および変更された場合におけるデッドタイム期間の印加電圧のＷ相成分ｎｗを設定する処理を行う。
【００７９】
こうしてステップＳ７４，Ｓ７６の処理が完了した場合や、ステップＳ７０において否定判断される場合には、ステップＳ７８に移行する。この時点では、印加電圧（ｎｕ，ｎｖ，ｎｗ）は、デッドタイム期間ＤＴにおける印加電圧として正しい値を示している（ただし、上側アームがオンの場合を「１」、下側アームがオンの場合を「０」と表現しているのみであるため、絶対値は正しくない）。このため、これに基づき、デッドタイム期間ＤＴにおける電圧の補正量を算出する。これはたとえば、上記のように「１」および「０」で表記された電圧ベクトルＶ（ｎ）と印加電圧（ｎｕ，ｎｖ，ｎｗ）との差ベクトルが、先の図２に示した電圧ベクトルのいずれであるかを特定し、この電圧ベクトルを先の図５のマップで各相の印加電圧に変換し、この印加電圧に「ＤＴ／Ｔｃ」を乗算したものを補正量とすればよい。
【００８０】
続くステップＳ８０においては、先の図４のステップＳ３２においてマップ演算される印加電圧ｖ＊を、ステップＳ７８において算出された補正量によって補正する。これにより、印加電圧ｖ＊は、制御周期Ｔｃにおける各相の電圧を高精度に表現したものとなる。このため、先の図４のステップＳ３４において、デッドタイム期間ＤＴにおける印加電圧をも正確に反映した積分値Δｖ＊を算出することができる。
【００８１】
以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。
【００８２】
（７）モータジェネレータ１０を流れる電流に基づき、印加電圧ｖ＊をデッドタイム期間ＤＴにおいて印加される電圧を反映して算出した。これにより、積分値Δｖ＊を、電流のオフセット誤差をより高精度に表現したものとすることができる。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８３】
図１３に本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１３において、先の図１に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。
【００８４】
図示されるように、本実施形態では、積分値Δｖ＊をゼロにフィードバック制御するための操作対象を、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとする。すなわち、積分要素４２＊の出力は、ｄｑ変換部６０においてｄ軸の補正量Δｉｄと、ｑ軸の補正量Δｉｑとに変換される。そして、これらは予測部３３において、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅが算出される際に用いられる。すなわち、先の図３のステップＳ１２において算出される予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに加算される。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００８５】
「デッドタイム補正手段について」
上記第５の実施形態（図１２）に例示した処理を行なうものに限らない。たとえば、電圧ベクトルが変更される場合、電圧ベクトルＶ（ｎ）に基づきマップ演算される印加電圧ｖ＊（ｎ）の積分処理を、「ｖ＊（ｎ）×（Ｔｃ−ＤＴ）」としたり、「ｖ＊（ｎ）×ω×（Ｔｃ−ＤＴ）」としたりしてもよい。これによっても、積分値Δｖ＊のデッドタイムＤＴに起因した誤差を低減することができることもある。
【００８６】
「積分手段について」
電気角の整数倍の期間にわたって相電圧を積分するものに限らない。たとえば、相電圧が正である期間における相電圧と負である期間における相電圧の絶対値とを別途積分し、それらの差を算出するものであってもよい。この場合、積分期間が電気角周期の整数倍からずれる場合であっても、積分期間を長くすることで、電気角の整数倍からのずれによって積分値によるオフセット誤差の定量化精度が低下することを好適に抑制することができる。
【００８７】
「フィードバック制御手段について」
積分要素の出力を補正量とするものに限らない。たとえば、比例要素および積分要素の出力同士の和を補正量とするものであってもよい。
【００８８】
また、積分要素を備えるものにも限らない。たとえば、積分値Δｖ＊を、電流量に変換し、これを補正量としてもよい。この変換係数は、モータジェネレータ１０をモデル化した際の抵抗値Ｒを用いて「１／Ｒ」とすればよい。なお、この場合、禁止手段による禁止処理によって新たな補正量が算出されない場合、前回の補正量を継続して使用することが望ましい。
【００８９】
「判断手段について」
要求トルクＴｒの変化量ΔＴｒに代えて、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの変化量が大きいことに基づき過渡運転時であると判断してもよい。
【００９０】
「禁止手段について」
積分ゲインＫｉを十分に小さくするなら、禁止手段を備えなくても、過渡運転時における補正部４４，４８，５２の出力値の精度の低下等を抑制することができる。
【００９１】
「仮設定される操作状態について」
スイッチング状態の切り替え端子数が「１」以下となるものに限らず、「２」以下となるものであってもよい。また、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てであってもよい。
【００９２】
「予測手段について」
次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）によって生じる制御量のみを予測するものに限らない。たとえば、数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＮＶの操作による制御量まで順次予測するものであってもよい。
【００９３】
「決定手段について」
たとえば、上記第１の実施形態において、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄｒ（ｎ＋２）との差の絶対値と、予測電流ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｑｒ（ｎ＋２）との差の絶対値との加重平均処理値を、予測電流と指令電流との乖離度合いの評価対象とするパラメータとしてもよい。要は、乖離度合いが大きいほど評価が低くなることを定量化すべく、乖離度合いと評価パラメータとの間に正または負の相関関係があるパラメータによって定量化すればよい。
【００９４】
「制御量について」
指令値と予測値とに基づきインバータＩＮＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルクおよび磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。また例えば、トルクおよびｄ軸電流またはトルクおよびｑ軸電流等、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。
【００９５】
上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。
【００９６】
「回転機について」
回転機としては、３相回転機に限らず、５相回転機等、４相以上の回転機であってもよい。
【００９７】
上記実施形態では、固定子巻線がスター結線されたものを想定したがこれに限らず、デルタ結線されたものであってもよい。この場合、回転機の端子と相とは一致しない。したがって、印加電圧算出手段を、回転機の２つの端子に印加される電圧の差を算出する手段とすればよい。もっとも、これに限らず、各端子の電圧を算出し、それらの積分値同士に基づき、各相のオフセット誤差を特定するなどしてもよい。
【００９８】
回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。
【００９９】
回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。
【０１００】
「制御量の制御手法について」
モデル予測制御に限らず、通常の電流フィードバック制御や、瞬時電流値制御であってもよい。この場合であっても、印加電圧算出手段を備えることで、電気角θの誤差等の影響を受けることなく相電圧の偏り度合いを定量化することができるため、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのオフセット誤差を精度よく検出することができる。
【０１０１】
「そのほか」
直流電圧源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。
【０１０２】
互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路としては、回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）に限らない。例えば、多相回転機の各相に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加する電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電力変換回路としては、例えば特開２００６−１７４６９７号公報に例示されているものがある。
【符号の説明】
【０１０３】
１０…モータジェネレータ、２０…制御装置、４０…積分値算出部、４２ｕ，４２ｖ，４２ｗ…積分要素、４４ｕ，４４ｖ，４４ｗ…補正部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子を操作対象とし、前記回転機を流れる電流を検出する検出手段による電流の検出結果に基づき、前記スイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
前記オン・オフ操作によって定まって且つ固定座標系の電圧ベクトルにて表現される前記電力変換回路の都度の操作状態を入力とし、前記回転機の各端子または各相に印加される電圧を算出する印加電圧算出手段と、
前記印加電圧算出手段によって算出される各端子または各相のそれぞれの電圧についての１電気角周期以上の期間にわたる積分値を算出する積分手段と、
前記積分値をゼロにフィードバック制御するフィードバック制御手段と、
を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項２】
前記フィードバック制御手段は、前記積分値を入力とする積分要素を備えて構成されることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
【請求項３】
前記回転機の過渡運転時であるか否かを判断する判断手段と、
前記過渡運転時であると判断される場合、前記積分手段の積分処理が前記フィードバック制御手段に反映されることを禁止する禁止手段とをさらに備えることを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
【請求項４】
前記積分手段は、前記各端子または各相に印加される電圧を電気角の関数として積分するものであることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項５】
前記積分手段は、前記回転機の電気角周期の２倍以上の期間にわたる前記積分値を前記フィードバック制御手段に出力することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項６】
前記電力変換回路は、前記回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路であり、
前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、
前記操作状態が変更される場合、前記回転機を流れる電流に基づき、前記デッドタイム期間において各端子または各相に印加される電圧を前記積分値に反映させるデッドタイム補正手段をさらに備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項７】
前記電力変換回路の操作状態を仮設定した場合についての前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を予測する予測手段と、
該予測手段によって予測される制御量に基づき、該予測される制御量に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記電力変換回路の操作状態として決定する決定手段と、
該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段とをさらに備えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項１】
互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子を操作対象とし、前記回転機を流れる電流を検出する検出手段による電流の検出結果に基づき、前記スイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
前記オン・オフ操作によって定まって且つ固定座標系の電圧ベクトルにて表現される前記電力変換回路の都度の操作状態を入力とし、前記回転機の各端子または各相に印加される電圧を算出する印加電圧算出手段と、
前記印加電圧算出手段によって算出される各端子または各相のそれぞれの電圧についての１電気角周期以上の期間にわたる積分値を算出する積分手段と、
前記積分値をゼロにフィードバック制御するフィードバック制御手段と、
を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項２】
前記フィードバック制御手段は、前記積分値を入力とする積分要素を備えて構成されることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
【請求項３】
前記回転機の過渡運転時であるか否かを判断する判断手段と、
前記過渡運転時であると判断される場合、前記積分手段の積分処理が前記フィードバック制御手段に反映されることを禁止する禁止手段とをさらに備えることを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
【請求項４】
前記積分手段は、前記各端子または各相に印加される電圧を電気角の関数として積分するものであることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項５】
前記積分手段は、前記回転機の電気角周期の２倍以上の期間にわたる前記積分値を前記フィードバック制御手段に出力することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項６】
前記電力変換回路は、前記回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路であり、
前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、
前記操作状態が変更される場合、前記回転機を流れる電流に基づき、前記デッドタイム期間において各端子または各相に印加される電圧を前記積分値に反映させるデッドタイム補正手段をさらに備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項７】
前記電力変換回路の操作状態を仮設定した場合についての前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を予測する予測手段と、
該予測手段によって予測される制御量に基づき、該予測される制御量に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記電力変換回路の操作状態として決定する決定手段と、
該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段とをさらに備えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１３−３８８４２（Ｐ２０１３−３８８４２Ａ）
【公開日】平成２５年２月２１日（２０１３．２．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１７０６６９（Ｐ２０１１−１７０６６９）
【出願日】平成２３年８月４日（２０１１．８．４）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月２１日（２０１３．２．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月４日（２０１１．８．４）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
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