送受信回路
【課題】受信回路に漏れこむ送信リーク信号による受信感度の劣化を緩和する。
【解決手段】直交復調を行うＩｃｈミキサ１１およびＱｃｈミキサ１２を備えた送受信回路において、送信リーク信号と同じ信号生成源の信号をＩｃｈミキサ１１およびＱｃｈミキサ１２の受信ローカル信号として使用し、送信リーク信号と受信ローカル信号との位相を４５°の奇数倍の関係にすることで、送信リーク信号が持つ振幅ノイズ成分をＩｃｈミキサ１１およびＱｃｈミキサ１２に均一に分配する。これにより、Ｉｃｈミキサ１１およびＱｃｈミキサ１２のうちデータ復調用に選択した側に極端に振幅ノイズが偏って現れることを防ぎ、受信感度の劣化を防ぐことができる。
【解決手段】直交復調を行うＩｃｈミキサ１１およびＱｃｈミキサ１２を備えた送受信回路において、送信リーク信号と同じ信号生成源の信号をＩｃｈミキサ１１およびＱｃｈミキサ１２の受信ローカル信号として使用し、送信リーク信号と受信ローカル信号との位相を４５°の奇数倍の関係にすることで、送信リーク信号が持つ振幅ノイズ成分をＩｃｈミキサ１１およびＱｃｈミキサ１２に均一に分配する。これにより、Ｉｃｈミキサ１１およびＱｃｈミキサ１２のうちデータ復調用に選択した側に極端に振幅ノイズが偏って現れることを防ぎ、受信感度の劣化を防ぐことができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は送受信回路に関し、より詳細には送信と受信を同時に同じキャリア周波数で行なう通信機、例えばＲＦＩＤ（Radio Frequency Identification）システムにおけるリーダ・ライタなどにおいて、送信機が出す送信波の受信機へのまわり込みが存在する送受信回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＲＦＩＤと呼ばれる通信システムがある。これは、一般にタグと呼ばれる小型の子機に対し、親機となるリーダ・ライタ装置が、ＲＦ（Radio Frequency）、即ち高周波無線を使って通信を行うシステムである。特に、ＲＦ周波数に８３０ＭＨｚ〜９６０ＭＨｚあたりの周波数帯を用いるＲＦＩＤシステムをＵＨＦ帯ＲＦＩＤと呼ばれる。
図１４は、ダイレクトコンバージョン方式を用いたＵＨＦ帯ＲＦＩＤのリーダ・ライタ用送受信機の一例を示す図である。同図の送受信機は、一般的なＡＳＫ（Amplitude shift keying）変調方式の送受信機の構成である。
【０００３】
同図において、送受信機は、ローカル信号を生成するローカル周波数信号生成部１と、送信信号と送信ローカル信号ＴＸＬＯとを掛け合わせる（乗算する）ＴＸミキサ２と、このＴＸミキサ２の出力信号を増幅するパワーアンプ３と、カプラやサーキュレータ等の送受分離器４と、アンテナ５と、このアンテナ５による受信信号を増幅する低雑音増幅器（以下、ＬＮＡと記す）６と、このＬＮＡ６によって増幅された受信信号ＲＦＩＮをＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯとを掛け合わせる（乗算する）Ｉｃｈミキサ１１と、ＬＮＡ６によって増幅された受信信号ＲＦＩＮをＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯとを掛け合わせる（乗算する）Ｑｃｈミキサ１２とを備えている。
【０００４】
このような構成において、送信信号はアナログ乗算回路であるＴＸミキサ２によりローカル周波数信号生成部１で生成した送信ローカル信号ＴＸＬＯと乗算することでＲＦ周波数にアップコンバートされ、パワーアンプ３により増幅され、高周波信号の送信信号ＴＸＲＦとなる。送信信号ＴＸＲＦは送受分離器４を介してアンテナ５において空中に出力される。
【０００５】
一方、高周波の受信信号ＲＸＲＦは、空中からアンテナ５によって受信され、送受分離器４を介して送受信機の受信側に入力される。受信信号ＲＸＲＦはＬＮＡ６により増幅され、直交復調器（Ｉｃｈミキサ１１およびＱｃｈミキサ１２）によりベースバンド周波数に周波数変換されて、後段のベースバンド信号処理部（図示せず）へ渡され、データが取出される。直交復調器に用いられるローカル信号は、位相が互いに９０度異なるＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯである。これらＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯは、ローカル周波数信号生成部１で生成される。
【０００６】
ここで、振幅変調された高周波信号として受信信号ＲＸＲＦをＰAM（ｔ）・ｓｉｎ（２πｆｔ＋θ）と表し、Ｉｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯをｓｉｎ（２πｆｔ＋φ）と表し、Ｑｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯをｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）とする。ただし、ｆはＲＦ信号の周波数、ｔは時間、θは受信ＲＦ信号の位相、ＰAM（ｔ）はＲＸＲＦに乗せられた振幅変調データ成分、φはＬＯ信号の位相である。
このとき、Ｉｃｈミキサの出力に現れる受信信号ＰIch、および、Ｑｃｈミキサの出力に現れる受信信号ＰQchは、式（１）で表せる。
【０００７】
【数１】
【０００８】
式（１）が示すように、ＩｃｈミキサおよびＱｃｈミキサへの入力（受信信号ＲＦＩＮ）とローカル信号との位相関係によって、Ｉｃｈ、Ｑｃｈに現れる受信信号のパワーが異なる。このため、高周波の受信信号ＲＸＲＦの位相が予測不可能なシステムにおいては、Ｉｃｈミキサ、Ｑｃｈミキサのどちらかしか持たない受信回路では受信できない場合が生じるので、ＩｃｈミキサおよびＱｃｈミキサを有するＩＱ受信機を用いる必要がある。
【０００９】
このようなＲＦ送受信機において、例えばＲＦＩＤのような送信ＲＦキャリア周波数と受信ＲＦキャリア周波数とが同じ周波数を使用し、受信中に同時に送信キャリアが出力されるようなシステムにおいては、図１４に示すように送信信号ＴＸＲＦが送受分離器で十分に分離されずに、あるいはアンテナで反射して、受信回路に漏れこむ。ここで、受信回路に漏れこむ送信リーク信号をＴＸＲＦリークと呼ぶ。ＲＦＩＤシステムにおいてはこのＴＸＲＦリークがノイズ（すなわち妨害波信号）となり、受信感度に影響を及ぼす。
【００１０】
ＴＸＲＦリークを受信側へのノイズと考えた時、これは主に位相および周波数の時間的な変動による位相ノイズ成分と、ＲＦ信号の振幅が時間的に変動する振幅ノイズ成分とに分けられる。位相ノイズ成分の大部分は送信のローカル周波数信号生成部で発生し、また振幅ノイズ成分は送信のベースバンド信号の生成部やパワーアンプ等の増幅段で発生することが多い。
【００１１】
位相ノイズは、受信ミキサ（ＩｃｈミキサおよびＱｃｈミキサ）のダウンコンバートに、送信側と同じローカル周波数信号生成部で生成した信号をローカルとして使用することで、相関関係によりキャンセルできる。このことは、例えば特許文献１に記載されている。この事実は以下のようにも表される。
受信信号ＲＦＩＮに含まれるＴＸＲＦリークの位相ノイズ成分をＮRF（ｔ）、ＩｃｈＲＸＬＯの位相ノイズ成分をＮLO（ｔ）として、ＴＸＲＦリークの位相ノイズ成分のみを考慮した場合、ＴＸＲＦリークは式（２）で表せ、ＩｃｈＲＸＬＯは式（３）で表せる。
【００１２】
【数２】
【００１３】
【数３】
【００１４】
このときＩｃｈに現れる周波数変換後のＴＸＲＦリーク成分ＰIch-TXは、式（４）となる。
【００１５】
【数４】
【００１６】
ＴＸＲＦリークとローカル信号とは同一の回路で生成された信号であるため、ＴＸＲＦリークとローカル信号との時間差、すなわち、ローカル周波数信号生成部で生成されてからミキサに入力されるまでの経路時間差が極めて小さい場合はＮRF（ｔ）＝ＮLO（ｔ）と近似できるので、ＴＸＲＦリーク成分ＰIch-TXは式（５）のようになり、位相ノイズ成分はキャンセルされる。
【００１７】
【数５】
【００１８】
以上はＩｃｈを例に式を使って説明したが、Ｑｃｈに対しても同様である。
一方で、ＴＸＲＦリークのもつノイズが振幅ノイズである場合は、受信ミキサ（ＩｃｈミキサおよびＱｃｈミキサ）のダウンコンバートに、送信側と同じローカル周波数信号生成部で生成した信号をローカル信号として使用した場合でもダウンコンバート時にキャンセルされることはない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開２００３−１７４３８８公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
前述のように、例えばＲＦＩＤのように送信と受信に同じキャリア周波数を用いるシステムの場合、受信機に漏れこんだＴＸＲＦリークの位相ノイズ成分は、上述したキャンセル（以下、単にキャンセルと記す）により除くことが可能である。しかしながら、振幅ノイズ成分については、この方法ではキャンセルされずに受信信号に重畳されてしまうため、受信感度に影響を与える。そのため、受信感度を改善するためにはＴＸＲＦリークが持つ振幅ノイズ成分、すなわち送信信号ＴＸＲＦがもつ振幅ノイズ成分を低減する必要がある。一般に、送信機のノイズを低減するためには電力の増加が必要であり、また当然ながらその改善には限界がある。
本発明はこの点に鑑みてなされたものであり、その目的は受信機側での工夫によりＴＸＲＦリークがもつ振幅ノイズ成分による感度劣化を緩和し、受信機の感度を向上させることのできる送受信回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明による送受信回路は、受信信号に掛け合わせるローカル信号の位相が９０°異なるＩミキサおよびＱミキサを備えた受信回路を有する送受信回路において、前記受信回路には前記ローカル信号と同じ周波数の妨害波信号が入力され、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該妨害波信号と前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該ローカル信号とのいずれか一方の位相を調整する位相調整手段を含み、前記妨害波信号を前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに均一に分配するようにしたことを特徴とする。これにより、ＩミキサおよびＱミキサのうちデータ復調用に選択した側に極端に振幅ノイズが偏って現れることを防ぎ、受信感度の劣化を防ぐことができる。
【００２２】
また、前記位相調整手段は、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該妨害波信号と前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該ローカル信号との位相差が４５°の奇数倍となるように、前記妨害波信号と前記ローカル信号とのいずれか一方の位相を９０°以上の範囲で調整することを特徴とする。位相差が４５°の奇数倍となるように調整することにより、妨害波信号をＩミキサおよびＱミキサに均一に分配し、ＴＸＲＦリークのもつ振幅ノイズについて、その影響を最小にし、受信感度を向上させることができる。
【００２３】
そして、前記位相調整手段は、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される前記妨害波信号の位相と前記ローカル信号の位相との差が４５°の奇数倍となるように、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサにそれぞれ入力されるローカル信号の位相を同時に調整してもよい。ＩミキサおよびＱミキサにそれぞれ入力されるローカル信号の位相を同時に調整することにより、妨害波信号とＩミキサおよびＱミキサに入力されるローカル信号との位相差が４５°の奇数倍となるように、位相を調整することができる。
【００２４】
また、前記位相調整手段は、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される前記妨害波信号の位相と前記ローカル信号の位相との差が４５°の奇数倍となるように、該妨害波信号の位相を調整してもよい。妨害波信号の位相を調整することにより、妨害波信号とＩミキサおよびＱミキサに入力されるローカル信号との位相差が４５°の奇数倍となるように、位相を調整することができる。
【００２５】
ところで、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサによってダウンコンバートされた信号のＤＣ成分を検出するＤＣ検出部と、前記ＤＣ検出部において検出されたＤＣ成分に対応する位相調整制御信号を生成する位相調整制御信号生成部とをさらに備え、前記位相調整手段が、前記位相調整制御信号生成部によって生成された前記位相調整制御信号によって前記ローカル信号の位相を調整するようにしてもよい。このように構成すれば、上記の位相状態を実現するための位相調整制御信号の生成を容易に行うことができる。
【００２６】
また、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサによってダウンコンバートされた信号のＤＣ成分を検出するＤＣ検出部と、前記ＤＣ検出部において検出されたＤＣ成分に対応する位相調整制御信号を生成する位相調整制御信号生成部とをさらに備え、前記位相調整手段が、前記位相調整制御信号生成部によって生成された前記位相調整制御信号によって前記妨害波信号の位相を調整するようにしてもよい。このように構成すれば、上記の位相状態を実現するための位相調整制御信号の生成を容易に行うことができる。
【００２７】
前記ＤＣ検出部は、前記Ｉミキサの出力を入力とする第１のローパスフィルタと、前記Ｑミキサの出力を入力とする第２のローパスフィルタと、前記第１ローパスフィルタおよび前記第２のローパスフィルタを通した２つの信号を加算する加算器と、前記第１ローパスフィルタおよび第２のローパスフィルタを通した２つの信号を減算する減算器と、前記加算器の加算結果および前記減算器の減算結果の正負をそれぞれ判定する第１および第２のコンパレータとを備え、前記位相調整制御信号生成部は、前記第１および第２のコンパレータの判定結果に応じて前記位相調整制御信号を生成するようにしてもよい。このように構成すれば、位相調整量をスイープしてどちらかの判定結果が反転したときの位相調整量を最適な調整量として選択でき、Ｉｃｈミキサ出力とＱｃｈミキサ出力とのＤＣ値の絶対値がほぼ一致する位相を容易に設定することができる。
【００２８】
前記ＤＣ検出部は、前記Ｉミキサの出力を入力とする第１のローパスフィルタと、前記Ｑミキサの出力を入力とする第２のローパスフィルタと、前記第１ローパスフィルタおよび前記第２のローパスフィルタを通した２つの信号のアナログ電圧値を、それぞれデジタル値に変換する第１および第２のアナログデジタル変換器とを備え、前記位相調整制御信号生成部は、前記第１および第２のアナログデジタル変換器によってそれぞれ変換されたデジタル値に応じて前記位相調整制御信号を生成するようにしてもよい。このように構成すれば、位相調整量をスイープしてどちらかの判定結果が反転したときの位相調整量を最適な調整量として選択でき、Ｉｃｈミキサ出力とＱｃｈミキサ出力とのＤＣ値の絶対値がほぼ一致する位相を容易に設定することができる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、従来技術においてキャンセルできなかった、ＴＸＲＦリークのもつ振幅ノイズについて、その影響を最小にし、受信感度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の実施例に係る送受信機の一例を示す図である。
【図２】本発明の実施例１に係る受信回路の一例を示す図である。
【図３】受信ＲＦ信号の位相とダウンコンバート後の振幅ノイズパワーの関係を示す図である。
【図４】本発明の実施例２に係る受信回路の一例を示す図である。
【図５】本発明の実施例３に係る受信回路の一例を示す図である。
【図６】本発明の実施例４に係る受信回路の一例を示す図である。
【図７】本発明の実施例４および実施例５に係る位相調整回路の一例を示す図である。
【図８】本発明の実施例１に係る受信ＲＦ信号の位相とＤＣ検出部に入力されるＤＣ値の関係を示す図である。
【図９】本発明の実施例５に係る受信回路の一例を示す図である。
【図１０】本発明の実施例６に係る受信回路の一例を示す図である。
【図１１】本発明の実施例６に係る受信回路の一例を示す図である。
【図１２】本発明の実施例６に係るＤＣ検出部の一例を示す図である。
【図１３】本発明の実施例７に係るＤＣ検出部の一例を示す図である。
【図１４】一般的なＡＳＫ変調方式の送受信機の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下、受信回路の実施例について、図面を参照して説明する。なお、以下の説明において参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によって示されている。
（送受信回路全体の構成）
まず、図１に本発明の実施例における送受信機全体の構成例を示す。同図において、本例の送受信機は、図１４の構成と異なり、分配器７を設けてパワーアンプ３の出力信号（すなわち送信信号）を受信回路１００への受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮとして用いる。受信回路１００の構成については、後述する各実施例において説明する。
【００３２】
図１の構成において、受信信号はアンテナ５により空中から受信され、カプラやサーキュレータ等の送受分離器４を介して受信回路に入力される。また、送信信号はミキサ２、パワーアンプ３、送受分離器４を介してアンテナ５により空中に出力され、同時に送受分離器４を介して受信信号ＲＦＩＮとして受信回路に入力される。また同時に送信信号は、分配器を介して受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮとして受信回路１００に入力される。この構成によれば、ＴＸＲＦリーク中の位相ノイズ成分はキャンセルによって、十分低く抑えることができる。ここでは例として、ＴＸＲＦリークと受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮとの経路時間差を小さくするために、送信信号から分配器７を介して受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮとしているが、受信回路１００内の受信ミキサのダウンコンバートに、送信側と同じローカル周波数信号生成部１で生成した信号をローカル信号として使用してさえいれば、別の構成であっても同様の効果を得ることができる。
【実施例１】
【００３３】
図２は本発明の実施例１の構成を示す図である。図２の受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮは、図１に示された受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮと同一のものである。また、図２の受信信号ＲＦＩＮは、図１に示された受信信号ＲＦＩＮと同一のものである。受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮは、例えばポリフェーズフィルタ等の信号を０°と９０°との異なる位相状態の信号に分配する位相シフト回路により、互いに９０°位相の異なる２つのローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈＲＸＬＯに変換される。送信リーク信号が含まれている受信信号ＲＸＩＮは、ＩミキサおよびＱミキサに入力され、それぞれ上記ローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈＲＸＬＯとそれぞれ掛け合わされることで周波数変換され、Ｉミキサから信号ＲＸＢＢＩが出力され、Ｑミキサから信号ＲＸＢＢＱが出力される。
【００３４】
ここで、ＴＸＲＦリークのもつ振幅ノイズは、受信ミキサのダウンコンバートに送信と同じローカル周波数信号生成部で生成した信号をローカルとして使用した場合でもダウンコンバート時にキャンセルされることはない。この事情は以下の各式で理解される。
受信信号ＲＦＩＮに含まれるＴＸＲＦリークの振幅ノイズ成分をＰRF（ｔ）、ＩｃｈＲＸＬＯの振幅ノイズ成分をＰLO（ｔ）とすると、受信信号ＲＦＩＮに含まれるＴＸＲＦリークは、式（６）で表せる。
【００３５】
【数６】
【００３６】
また、Ｉｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯは、式（７）で表せる。
【００３７】
【数７】
【００３８】
このとき、Ｉｃｈに現れる周波数変換後のＴＸＲＦリーク成分ＰIch-TXは、式（８）となる。
【００３９】
【数８】
【００４０】
ＰRF（ｔ）＝ＰLO（ｔ）となる場合でも、式（９）となり、振幅ノイズ成分はＴＸＲＦリークとローカル信号との時間差が極めて小さい場合でも消えない。
【００４１】
【数９】
【００４２】
しかし、ＴＸＲＦリークがもつ振幅ノイズ成分は、ローカル信号との位相関係により式（８）に従ってダウンコンバート後のノイズレベルが決められる。図３にＩｃｈ信号とＱｃｈ信号の位相とノイズパワーとの関係について示す。同図中の横軸はＴＸＲＦリークとＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯとの位相差であり、同図中の縦軸はＴＸＲＦリークがもつ振幅ノイズ成分を「０ｄＢ」に規格化したときの、ＩＱ受信信号に現れるノイズパワーである。直交復調器に使用するＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯとＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯとは位相が９０°異なるため、例えばＴＸＲＦリークの位相がＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯに一致する場合、図３中の「Ａ」に示すようにＩｃｈ受信信号すなわち信号ＲＸＢＢＩに全てのノイズパワーが現れ、同時にＱｃｈ受信信号にはノイズは全く現れない。逆に、ＴＸＲＦリークの位相がＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯに一致する場合は、図３中の「Ｃ」に示すようにノイズは全てＱｃｈ受信信号すなわち信号ＲＸＢＢＱに現れる。ここで、送信ＲＦリーク信号の位相がＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯに対して４５°の奇数倍ずつ異なる位相で入力された場合を考える。例えば、図３中の「Ｂ」に示すように、４５°×３＝１３５°異なる位相で入力された場合、Ｉｃｈ、Ｑｃｈそれぞれに現れるノイズは位相がどちらかに一致した場合に比べ、半分のレベルすなわち３ｄＢ小さいレベルでＩｃｈ、Ｑｃｈ両方に現れる。
【００４３】
この位相状態とパワーとの関係は、ノイズに関する場合と同様に、実は、受信信号にも同様に当てはめることができる。しかし、受信ＲＦ信号の方は通信距離によって位相状態が変わるので、どのような位相状態で受信されるか予測できないため、受信信号ＲＸＢＢＩと受信信号ＲＸＢＢＱに現れる受信信号成分のパワー配分は受信毎に異なる。
受信信号ＲＸＢＢＩと受信信号ＲＸＢＢＱとに現れる信号は同一のデータをもつため、受信機の機能としてはどちらか一方のみの情報を得られれば十分である。しかし、上述のように受信信号ＲＸＢＢＩと受信信号ＲＸＢＢＱとに現れる受信信号成分のパワー配分は受信毎に異なるため、受信機としては受信信号ＲＸＢＢＩおよび受信信号ＲＸＢＢＱの両方の信号パワーを比較し、受信信号成分がより多く配分された方を選択し、ベースバンド信号処理部でデータ復調を行う必要がある。
【００４４】
このような状況において、例えば受信信号がＩｃｈ、Ｑｃｈで同レベルの図３中の「Ｂ」の位相状態で受信され、同時にＴＸＲＦリークがＩｃｈのみに偏った図３中の「Ａ」の位相状態で受信されると、受信信号＋ノイズと考えてよりパワーの大きいＩｃｈがデータ復調用に選択されることになる。このときノイズパワーはＩｃｈに偏った最大レベルで受信されてしまうため、ＳＮ比（以下、Ｓ／Ｎと記す）は最低レベルとなる。
【００４５】
ここで、例えばＴＸＲＦリークの位相を図３中の「Ｂ」の位相状態にした場合、受信信号が最も小さくなる図３中の「Ｂ」の場合でも、上述の最低レベルのＳ／Ｎよりも３ｄＢ良い。そのため受信システムとして受信感度が３ｄＢ向上すると言える。つまり本発明の実施例１において、上記２つのローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈＲＸＬＯと受信信号ＲＸＩＮとの位相差が４５°の奇数倍の関係となるようにすることで、前述のようにＩｃｈ、Ｑｃｈそれぞれに現れる送信リーク信号の振幅ノイズパワーの配分は、ＩｃｈとＱｃｈとで同程度に分配され、ノイズが偏った状態よりも受信感度を向上させることができる。
【実施例２】
【００４６】
図４は本発明の実施例２の構成を示す図である。実施例２においては、図４に示すように受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮを位相調整回路３０に入力し、その位相を調整する。この位相調整回路３０は、９０°以上の位相調整幅を持っている。位相調整回路３０によって位相が調整されたローカル信号ＲＸＬＯは位相シフト回路２０に入力され、互いに９０°位相の異なる２つのローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯ、ＱｃｈＲＸＬＯが生成される。これらをＩｃｈミキサ１１へのＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯ、Ｑｃｈミキサ１２へのＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯとして用いることで、Ｉｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯと受信信号ＲＸＩＮの位相差を、容易に、４５°の奇数倍の関係となるようにすることができる。
【実施例３】
【００４７】
図５は本発明の実施例３の構成を示す図である。上述した実施例２は、ＲＸＬＯＩＮが位相調整回路３０に入力され、その位相を調整する構成である。これに対し、実施例３は受信信号ＲＸＩＮが位相調整回路３０に入力され、その位相を調整する構成である。位相調整回路３０によって位相が調整された受信信号ＲＸＩＮ２がＩｃｈミキサ１１、Ｑｃｈミキサ１２に入力されることによって、Ｉｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯと受信信号ＲＸＩＮ２との位相差を、容易に、４５°の奇数倍の関係となるようにすることができる。なお、本例において用いられる位相調整回路３０も、９０°以上の位相調整幅を持っている。
【実施例４】
【００４８】
図６は本発明の実施例４の構成を示す図である。実施例４においては、実施例２の位相調整回路３０の有効な調整手段を提供する。Ｉミキサ１１の出力である信号ＲＸＢＢＩおよびＱミキサ１２の出力である信号ＲＸＢＢＱは、ＤＣ検出部４０に入力され、ＤＣ検出部４０において信号ＲＸＢＢＩおよび信号ＲＸＢＢＱがもつＤＣ成分が検出される。ＤＣ成分の検出結果は、位相調整制御信号生成部５０に入力され、位相調整制御信号生成部５０はＤＣ成分の検出結果を元に、次の位相状態に変更するための位相調整制御信号を位相調整回路３０に出力する。
【００４９】
図７に、位相調整回路３０の回路構成例を示す。同図において、位相調整回路３０は、入力ポートＡおよび入力ポートＢと、入力ポートＡに一端が接続された抵抗Ｒ１と、入力ポートＡに一端が接続された可変容量ＶＣと、入力ポートＢに一端が接続された抵抗Ｒ２と、入力ポートＢに一端が接続された抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ１の他端および可変容量ＶＣの他端に正側入力が接続され抵抗Ｒ２の他端および抵抗Ｒ３の他端に負側入力が接続された差動バッファ３１とを備えている。可変容量ＶＣは位相調整制御信号（図示せず）によって容量を変えることができるようになっている。
【００５０】
入力信号が差動入力の場合には、入力ポートＡおよび入力ポートＢに差動信号を入力する。入力信号がシングル入力の場合には、ポートＡに入力信号を入力し、ポートＢには電源電圧などの一定電圧バイアスを印加する。
ポートＡは、抵抗Ｒ１の一端と可変容量ＶＣの一端に接続されている。また、入力ポートＢは、抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３のそれぞれの一端に接続されている。そして、抵抗Ｒ１およびＲ２の他端に現れる電圧は、差動信号Ｐとして差動バッファ３１の正側入力に印加される。また、可変容量ＶＣの他端および抵抗Ｒ３の他端に現れる電圧は、差動信号Ｎとして差動バッファ３１の負側入力に印加される。この差動バッファ３１の出力を差動信号として使用することで、可変容量ＶＣの容量の調整量に対応した位相の変化を伴う信号を得ることができる。
【００５１】
以下、本発明における位相調整の具体的動作について説明する。ある位相状態において、ＴＸＲＦリークを含む受信信号ＲＸＩＮとして受信回路に入力されているとする。このとき、ＴＸＲＦリークは、受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮと同じ信号生成源を使用しており同じ周波数になるため、信号ＲＸＢＢＩおよび信号ＲＸＢＢＱにはＤＣ成分および振幅ノイズ成分のみが残ることになる。
図８は、ローカル信号の位相状態に対するＩｃｈ受信信号（図中の実線）およびＱｃｈ受信信号（図中の破線）に現れるＤＣ値の相対値の図である。同図中の横軸は、Ｉｃｈローカル信号の位相を０°とした時の、受信信号ＲＦＩＮに含まれるＴＸＲＦリークの位相であり、式（４）におけるθ−φの値に相当する。
【００５２】
また、同図中の縦軸は最大のＤＣ値を「１」に規格化したときの、ＤＣ値である。式（４）より、このＤＣ値すなわち式（４）でのＰAM・ｃｏｓ（θ−φ）と、ＴＸＲＦリークの振幅ノイズ量すなわち式（４）でのＰRF（ｔ）・ｃｏｓ（θ−φ）とは比例関係にある。このため、このＤＣ値の絶対値がＩｃｈとＱｃｈとで等しくなるようにローカル信号の位相を調整すれば、ノイズ量もＩｃｈとＱｃｈとで等しくなる。すなわち、ＤＣ検出部４０により信号ＲＸＢＢＩおよび信号ＲＸＢＢＱがそれぞれ持つＤＣ成分同士が等しくなるように位相調整回路３０の位相調整量を適宜調整することにより、Ｉｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯと受信信号ＲＸＩＮとの位相差を、容易に、４５°の奇数倍の関係となるようにすることができる。
【実施例５】
【００５３】
図９は本発明の実施例５の構成を示す図である。実施例４においてはＲＸＬＯＩＮを位相調整回路に入力して位相の調整を行ったが、実施例５においては、図９に示すようにＲＸＩＮを位相調整回路に入力し、実施例４の場合と同様に、信号ＲＸＢＢＩおよび信号ＲＸＢＢＱがもつＤＣ成分が等しくなるように位相調整回路３０の位相調整量を適宜調整することで、Ｉｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯと受信信号ＲＸＩＮ２との位相差を、容易に、４５°の奇数倍の関係となるようにすることができる。
【実施例６】
【００５４】
図１０および図１１は、実施例６の構成を示す図である。実施例６においては、実施例４もしくは実施例５における位相調整制御信号を生成する具体的な回路構成を提供する。
図１０において、実施例４におけるＤＣ検出部４０が同図中の破線部で示されている。このＤＣ検出部４０は、Ｉｃｈローパスフィルタ４１およびＱｃｈローパスフィルタ４２と、ＤＣ判定回路４３とを備えている。
【００５５】
また、図１１において、実施例５におけるＤＣ検出部４０が同図中の破線部で示されている。このＤＣ検出部４０は、Ｉｃｈローパスフィルタ４１およびＱｃｈローパスフィルタ４２と、ＤＣ判定回路４３とを備えている。信号ＲＸＢＢＩおよび信号ＲＸＢＢＱは、Ｉｃｈローパスフィルタ４１およびＱｃｈローパスフィルタ４２によって、高調波成分が除去され、ＴＸＲＦリークに起因したＤＣ成分が残った信号ＲＸＤＣＩおよび信号ＲＸＤＣＱとして、ＤＣ判定回路４３に入力される。
【００５６】
図１２は、ＤＣ判定回路４３の構成例を示す図である。同図に示されているように、ＤＣ判定回路４３は、信号ＲＸＤＣＩと信号ＲＸＤＣＱとの加算を行う加算器４３１と、信号ＲＸＤＣＩと信号ＲＸＤＣＱとの減算を行う減算器４３２と、加算器４３１の加算結果について正負判定を行うためのコンパレータ４３３と、減算器４３２の減算結果について正負判定を行うためのコンパレータ４３４とを備えている。
【００５７】
この構成において、信号ＲＸＤＣＩおよび信号ＲＸＤＣＱの各ＤＣ値について、加算器４３１によって生成した信号（Ｉ＋Ｑ）と、減算器４３２によって生成した信号（Ｉ−Ｑ）とを用意する。そして、信号（Ｉ＋Ｑ）、信号（Ｉ−Ｑ）のそれぞれについて、２値コンパレータ４３３、４３４において正負判定を行う。
位相調整制御信号生成部５０により位相調整回路３０の位相調整量をスイープしていくと、位相状態が変化し、２値コンパレータ４３３、４３４のどちらかの判定結果が反転する。すなわち、信号ＲＸＤＣＩおよび信号ＲＸＤＣＱのＤＣ値が一致する場合、２値コンパレータ４３３、４３４のどちらかの判定結果が反転する。このため、位相調整制御信号生成部５０により位相調整回路３０の位相調整量をスイープしてどちらかの判定結果が反転したときの位相調整量を最適な調整量として選択する。これにより、Ｉｃｈミキサ出力とＱｃｈミキサ出力とのＤＣ値の絶対値がほぼ一致する位相を容易に設定することができる。
【実施例７】
【００５８】
実施例６においては、図１２中のＤＣ判定回路４３を用いている。これに対し、実施例７においては、図１２中のＤＣ判定回路４３の代わりにＩｃｈ用とＱｃｈ用の２つのアナログデジタル変換器（以下、ＡＤＣと記す）を用いる。すなわち、図１３のように、加算器４３１の出力を入力とするＡＤＣ４３５と、減算器４３２の出力を入力とするＡＤＣ４３６とによって、信号ＲＸＤＣＩのＤＣ値および信号ＲＸＤＣＱのＤＣ値をそれぞれ測定することによって、実施例６の場合と同等に、Ｉｃｈミキサ出力とＱｃｈミキサ出力との各ＤＣ値の絶対値がほぼ一致する位相を容易に設定することができる。
【００５９】
（まとめ）
本発明では、直交復調を行うＩミキサおよびＱミキサを備えた送受信回路において、送信リーク信号と同じ信号生成源の信号をＩミキサおよびＱミキサ受信ローカル信号として使用し、送信リーク信号と受信ローカル信号との位相を４５°の奇数倍の関係にすることで、送信リーク信号が持つ振幅ノイズ成分をＩミキサおよびＱミキサに均一に分配する。これにより、ＩミキサおよびＱミキサのうちデータ復調用に選択した側に極端に振幅ノイズが偏って現れることを防ぎ、受信感度の劣化を防ぐことができる。
なお本発明によれば、温度や外的要因の時間変化などによりローカルもしくは送信リーク信号の位相が変化した場合であっても、常に位相状態を監視できるため、常に最適な位相状態を保つ機構を実現することができる。
【符号の説明】
【００６０】
１ ローカル周波数信号生成部
２ ミキサ
３ パワーアンプ
４ 送受分離器
５ アンテナ
６ ＬＮＡ
７ 分配器
１１ Ｉｃｈミキサ
１２ Ｑｃｈミキサ
２０ 位相シフト回路
３０ 位相調整回路
３１ 差動バッファ
４０ ＤＣ検出部
４１、４２ ローパスフィルタ
４３ ＤＣ判定回路
５０ 位相調整制御信号生成部
１００ 受信回路
４３１ 加算器
４３２ 減算器
４３３、４３４ コンパレータ
Ａ、Ｂ 入力ポート
Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗
ＶＣ 可変容量
【技術分野】
【０００１】
本発明は送受信回路に関し、より詳細には送信と受信を同時に同じキャリア周波数で行なう通信機、例えばＲＦＩＤ（Radio Frequency Identification）システムにおけるリーダ・ライタなどにおいて、送信機が出す送信波の受信機へのまわり込みが存在する送受信回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＲＦＩＤと呼ばれる通信システムがある。これは、一般にタグと呼ばれる小型の子機に対し、親機となるリーダ・ライタ装置が、ＲＦ（Radio Frequency）、即ち高周波無線を使って通信を行うシステムである。特に、ＲＦ周波数に８３０ＭＨｚ〜９６０ＭＨｚあたりの周波数帯を用いるＲＦＩＤシステムをＵＨＦ帯ＲＦＩＤと呼ばれる。
図１４は、ダイレクトコンバージョン方式を用いたＵＨＦ帯ＲＦＩＤのリーダ・ライタ用送受信機の一例を示す図である。同図の送受信機は、一般的なＡＳＫ（Amplitude shift keying）変調方式の送受信機の構成である。
【０００３】
同図において、送受信機は、ローカル信号を生成するローカル周波数信号生成部１と、送信信号と送信ローカル信号ＴＸＬＯとを掛け合わせる（乗算する）ＴＸミキサ２と、このＴＸミキサ２の出力信号を増幅するパワーアンプ３と、カプラやサーキュレータ等の送受分離器４と、アンテナ５と、このアンテナ５による受信信号を増幅する低雑音増幅器（以下、ＬＮＡと記す）６と、このＬＮＡ６によって増幅された受信信号ＲＦＩＮをＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯとを掛け合わせる（乗算する）Ｉｃｈミキサ１１と、ＬＮＡ６によって増幅された受信信号ＲＦＩＮをＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯとを掛け合わせる（乗算する）Ｑｃｈミキサ１２とを備えている。
【０００４】
このような構成において、送信信号はアナログ乗算回路であるＴＸミキサ２によりローカル周波数信号生成部１で生成した送信ローカル信号ＴＸＬＯと乗算することでＲＦ周波数にアップコンバートされ、パワーアンプ３により増幅され、高周波信号の送信信号ＴＸＲＦとなる。送信信号ＴＸＲＦは送受分離器４を介してアンテナ５において空中に出力される。
【０００５】
一方、高周波の受信信号ＲＸＲＦは、空中からアンテナ５によって受信され、送受分離器４を介して送受信機の受信側に入力される。受信信号ＲＸＲＦはＬＮＡ６により増幅され、直交復調器（Ｉｃｈミキサ１１およびＱｃｈミキサ１２）によりベースバンド周波数に周波数変換されて、後段のベースバンド信号処理部（図示せず）へ渡され、データが取出される。直交復調器に用いられるローカル信号は、位相が互いに９０度異なるＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯである。これらＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯは、ローカル周波数信号生成部１で生成される。
【０００６】
ここで、振幅変調された高周波信号として受信信号ＲＸＲＦをＰAM（ｔ）・ｓｉｎ（２πｆｔ＋θ）と表し、Ｉｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯをｓｉｎ（２πｆｔ＋φ）と表し、Ｑｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯをｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）とする。ただし、ｆはＲＦ信号の周波数、ｔは時間、θは受信ＲＦ信号の位相、ＰAM（ｔ）はＲＸＲＦに乗せられた振幅変調データ成分、φはＬＯ信号の位相である。
このとき、Ｉｃｈミキサの出力に現れる受信信号ＰIch、および、Ｑｃｈミキサの出力に現れる受信信号ＰQchは、式（１）で表せる。
【０００７】
【数１】
【０００８】
式（１）が示すように、ＩｃｈミキサおよびＱｃｈミキサへの入力（受信信号ＲＦＩＮ）とローカル信号との位相関係によって、Ｉｃｈ、Ｑｃｈに現れる受信信号のパワーが異なる。このため、高周波の受信信号ＲＸＲＦの位相が予測不可能なシステムにおいては、Ｉｃｈミキサ、Ｑｃｈミキサのどちらかしか持たない受信回路では受信できない場合が生じるので、ＩｃｈミキサおよびＱｃｈミキサを有するＩＱ受信機を用いる必要がある。
【０００９】
このようなＲＦ送受信機において、例えばＲＦＩＤのような送信ＲＦキャリア周波数と受信ＲＦキャリア周波数とが同じ周波数を使用し、受信中に同時に送信キャリアが出力されるようなシステムにおいては、図１４に示すように送信信号ＴＸＲＦが送受分離器で十分に分離されずに、あるいはアンテナで反射して、受信回路に漏れこむ。ここで、受信回路に漏れこむ送信リーク信号をＴＸＲＦリークと呼ぶ。ＲＦＩＤシステムにおいてはこのＴＸＲＦリークがノイズ（すなわち妨害波信号）となり、受信感度に影響を及ぼす。
【００１０】
ＴＸＲＦリークを受信側へのノイズと考えた時、これは主に位相および周波数の時間的な変動による位相ノイズ成分と、ＲＦ信号の振幅が時間的に変動する振幅ノイズ成分とに分けられる。位相ノイズ成分の大部分は送信のローカル周波数信号生成部で発生し、また振幅ノイズ成分は送信のベースバンド信号の生成部やパワーアンプ等の増幅段で発生することが多い。
【００１１】
位相ノイズは、受信ミキサ（ＩｃｈミキサおよびＱｃｈミキサ）のダウンコンバートに、送信側と同じローカル周波数信号生成部で生成した信号をローカルとして使用することで、相関関係によりキャンセルできる。このことは、例えば特許文献１に記載されている。この事実は以下のようにも表される。
受信信号ＲＦＩＮに含まれるＴＸＲＦリークの位相ノイズ成分をＮRF（ｔ）、ＩｃｈＲＸＬＯの位相ノイズ成分をＮLO（ｔ）として、ＴＸＲＦリークの位相ノイズ成分のみを考慮した場合、ＴＸＲＦリークは式（２）で表せ、ＩｃｈＲＸＬＯは式（３）で表せる。
【００１２】
【数２】
【００１３】
【数３】
【００１４】
このときＩｃｈに現れる周波数変換後のＴＸＲＦリーク成分ＰIch-TXは、式（４）となる。
【００１５】
【数４】
【００１６】
ＴＸＲＦリークとローカル信号とは同一の回路で生成された信号であるため、ＴＸＲＦリークとローカル信号との時間差、すなわち、ローカル周波数信号生成部で生成されてからミキサに入力されるまでの経路時間差が極めて小さい場合はＮRF（ｔ）＝ＮLO（ｔ）と近似できるので、ＴＸＲＦリーク成分ＰIch-TXは式（５）のようになり、位相ノイズ成分はキャンセルされる。
【００１７】
【数５】
【００１８】
以上はＩｃｈを例に式を使って説明したが、Ｑｃｈに対しても同様である。
一方で、ＴＸＲＦリークのもつノイズが振幅ノイズである場合は、受信ミキサ（ＩｃｈミキサおよびＱｃｈミキサ）のダウンコンバートに、送信側と同じローカル周波数信号生成部で生成した信号をローカル信号として使用した場合でもダウンコンバート時にキャンセルされることはない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開２００３−１７４３８８公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
前述のように、例えばＲＦＩＤのように送信と受信に同じキャリア周波数を用いるシステムの場合、受信機に漏れこんだＴＸＲＦリークの位相ノイズ成分は、上述したキャンセル（以下、単にキャンセルと記す）により除くことが可能である。しかしながら、振幅ノイズ成分については、この方法ではキャンセルされずに受信信号に重畳されてしまうため、受信感度に影響を与える。そのため、受信感度を改善するためにはＴＸＲＦリークが持つ振幅ノイズ成分、すなわち送信信号ＴＸＲＦがもつ振幅ノイズ成分を低減する必要がある。一般に、送信機のノイズを低減するためには電力の増加が必要であり、また当然ながらその改善には限界がある。
本発明はこの点に鑑みてなされたものであり、その目的は受信機側での工夫によりＴＸＲＦリークがもつ振幅ノイズ成分による感度劣化を緩和し、受信機の感度を向上させることのできる送受信回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明による送受信回路は、受信信号に掛け合わせるローカル信号の位相が９０°異なるＩミキサおよびＱミキサを備えた受信回路を有する送受信回路において、前記受信回路には前記ローカル信号と同じ周波数の妨害波信号が入力され、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該妨害波信号と前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該ローカル信号とのいずれか一方の位相を調整する位相調整手段を含み、前記妨害波信号を前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに均一に分配するようにしたことを特徴とする。これにより、ＩミキサおよびＱミキサのうちデータ復調用に選択した側に極端に振幅ノイズが偏って現れることを防ぎ、受信感度の劣化を防ぐことができる。
【００２２】
また、前記位相調整手段は、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該妨害波信号と前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該ローカル信号との位相差が４５°の奇数倍となるように、前記妨害波信号と前記ローカル信号とのいずれか一方の位相を９０°以上の範囲で調整することを特徴とする。位相差が４５°の奇数倍となるように調整することにより、妨害波信号をＩミキサおよびＱミキサに均一に分配し、ＴＸＲＦリークのもつ振幅ノイズについて、その影響を最小にし、受信感度を向上させることができる。
【００２３】
そして、前記位相調整手段は、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される前記妨害波信号の位相と前記ローカル信号の位相との差が４５°の奇数倍となるように、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサにそれぞれ入力されるローカル信号の位相を同時に調整してもよい。ＩミキサおよびＱミキサにそれぞれ入力されるローカル信号の位相を同時に調整することにより、妨害波信号とＩミキサおよびＱミキサに入力されるローカル信号との位相差が４５°の奇数倍となるように、位相を調整することができる。
【００２４】
また、前記位相調整手段は、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される前記妨害波信号の位相と前記ローカル信号の位相との差が４５°の奇数倍となるように、該妨害波信号の位相を調整してもよい。妨害波信号の位相を調整することにより、妨害波信号とＩミキサおよびＱミキサに入力されるローカル信号との位相差が４５°の奇数倍となるように、位相を調整することができる。
【００２５】
ところで、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサによってダウンコンバートされた信号のＤＣ成分を検出するＤＣ検出部と、前記ＤＣ検出部において検出されたＤＣ成分に対応する位相調整制御信号を生成する位相調整制御信号生成部とをさらに備え、前記位相調整手段が、前記位相調整制御信号生成部によって生成された前記位相調整制御信号によって前記ローカル信号の位相を調整するようにしてもよい。このように構成すれば、上記の位相状態を実現するための位相調整制御信号の生成を容易に行うことができる。
【００２６】
また、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサによってダウンコンバートされた信号のＤＣ成分を検出するＤＣ検出部と、前記ＤＣ検出部において検出されたＤＣ成分に対応する位相調整制御信号を生成する位相調整制御信号生成部とをさらに備え、前記位相調整手段が、前記位相調整制御信号生成部によって生成された前記位相調整制御信号によって前記妨害波信号の位相を調整するようにしてもよい。このように構成すれば、上記の位相状態を実現するための位相調整制御信号の生成を容易に行うことができる。
【００２７】
前記ＤＣ検出部は、前記Ｉミキサの出力を入力とする第１のローパスフィルタと、前記Ｑミキサの出力を入力とする第２のローパスフィルタと、前記第１ローパスフィルタおよび前記第２のローパスフィルタを通した２つの信号を加算する加算器と、前記第１ローパスフィルタおよび第２のローパスフィルタを通した２つの信号を減算する減算器と、前記加算器の加算結果および前記減算器の減算結果の正負をそれぞれ判定する第１および第２のコンパレータとを備え、前記位相調整制御信号生成部は、前記第１および第２のコンパレータの判定結果に応じて前記位相調整制御信号を生成するようにしてもよい。このように構成すれば、位相調整量をスイープしてどちらかの判定結果が反転したときの位相調整量を最適な調整量として選択でき、Ｉｃｈミキサ出力とＱｃｈミキサ出力とのＤＣ値の絶対値がほぼ一致する位相を容易に設定することができる。
【００２８】
前記ＤＣ検出部は、前記Ｉミキサの出力を入力とする第１のローパスフィルタと、前記Ｑミキサの出力を入力とする第２のローパスフィルタと、前記第１ローパスフィルタおよび前記第２のローパスフィルタを通した２つの信号のアナログ電圧値を、それぞれデジタル値に変換する第１および第２のアナログデジタル変換器とを備え、前記位相調整制御信号生成部は、前記第１および第２のアナログデジタル変換器によってそれぞれ変換されたデジタル値に応じて前記位相調整制御信号を生成するようにしてもよい。このように構成すれば、位相調整量をスイープしてどちらかの判定結果が反転したときの位相調整量を最適な調整量として選択でき、Ｉｃｈミキサ出力とＱｃｈミキサ出力とのＤＣ値の絶対値がほぼ一致する位相を容易に設定することができる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、従来技術においてキャンセルできなかった、ＴＸＲＦリークのもつ振幅ノイズについて、その影響を最小にし、受信感度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の実施例に係る送受信機の一例を示す図である。
【図２】本発明の実施例１に係る受信回路の一例を示す図である。
【図３】受信ＲＦ信号の位相とダウンコンバート後の振幅ノイズパワーの関係を示す図である。
【図４】本発明の実施例２に係る受信回路の一例を示す図である。
【図５】本発明の実施例３に係る受信回路の一例を示す図である。
【図６】本発明の実施例４に係る受信回路の一例を示す図である。
【図７】本発明の実施例４および実施例５に係る位相調整回路の一例を示す図である。
【図８】本発明の実施例１に係る受信ＲＦ信号の位相とＤＣ検出部に入力されるＤＣ値の関係を示す図である。
【図９】本発明の実施例５に係る受信回路の一例を示す図である。
【図１０】本発明の実施例６に係る受信回路の一例を示す図である。
【図１１】本発明の実施例６に係る受信回路の一例を示す図である。
【図１２】本発明の実施例６に係るＤＣ検出部の一例を示す図である。
【図１３】本発明の実施例７に係るＤＣ検出部の一例を示す図である。
【図１４】一般的なＡＳＫ変調方式の送受信機の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下、受信回路の実施例について、図面を参照して説明する。なお、以下の説明において参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によって示されている。
（送受信回路全体の構成）
まず、図１に本発明の実施例における送受信機全体の構成例を示す。同図において、本例の送受信機は、図１４の構成と異なり、分配器７を設けてパワーアンプ３の出力信号（すなわち送信信号）を受信回路１００への受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮとして用いる。受信回路１００の構成については、後述する各実施例において説明する。
【００３２】
図１の構成において、受信信号はアンテナ５により空中から受信され、カプラやサーキュレータ等の送受分離器４を介して受信回路に入力される。また、送信信号はミキサ２、パワーアンプ３、送受分離器４を介してアンテナ５により空中に出力され、同時に送受分離器４を介して受信信号ＲＦＩＮとして受信回路に入力される。また同時に送信信号は、分配器を介して受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮとして受信回路１００に入力される。この構成によれば、ＴＸＲＦリーク中の位相ノイズ成分はキャンセルによって、十分低く抑えることができる。ここでは例として、ＴＸＲＦリークと受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮとの経路時間差を小さくするために、送信信号から分配器７を介して受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮとしているが、受信回路１００内の受信ミキサのダウンコンバートに、送信側と同じローカル周波数信号生成部１で生成した信号をローカル信号として使用してさえいれば、別の構成であっても同様の効果を得ることができる。
【実施例１】
【００３３】
図２は本発明の実施例１の構成を示す図である。図２の受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮは、図１に示された受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮと同一のものである。また、図２の受信信号ＲＦＩＮは、図１に示された受信信号ＲＦＩＮと同一のものである。受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮは、例えばポリフェーズフィルタ等の信号を０°と９０°との異なる位相状態の信号に分配する位相シフト回路により、互いに９０°位相の異なる２つのローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈＲＸＬＯに変換される。送信リーク信号が含まれている受信信号ＲＸＩＮは、ＩミキサおよびＱミキサに入力され、それぞれ上記ローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈＲＸＬＯとそれぞれ掛け合わされることで周波数変換され、Ｉミキサから信号ＲＸＢＢＩが出力され、Ｑミキサから信号ＲＸＢＢＱが出力される。
【００３４】
ここで、ＴＸＲＦリークのもつ振幅ノイズは、受信ミキサのダウンコンバートに送信と同じローカル周波数信号生成部で生成した信号をローカルとして使用した場合でもダウンコンバート時にキャンセルされることはない。この事情は以下の各式で理解される。
受信信号ＲＦＩＮに含まれるＴＸＲＦリークの振幅ノイズ成分をＰRF（ｔ）、ＩｃｈＲＸＬＯの振幅ノイズ成分をＰLO（ｔ）とすると、受信信号ＲＦＩＮに含まれるＴＸＲＦリークは、式（６）で表せる。
【００３５】
【数６】
【００３６】
また、Ｉｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯは、式（７）で表せる。
【００３７】
【数７】
【００３８】
このとき、Ｉｃｈに現れる周波数変換後のＴＸＲＦリーク成分ＰIch-TXは、式（８）となる。
【００３９】
【数８】
【００４０】
ＰRF（ｔ）＝ＰLO（ｔ）となる場合でも、式（９）となり、振幅ノイズ成分はＴＸＲＦリークとローカル信号との時間差が極めて小さい場合でも消えない。
【００４１】
【数９】
【００４２】
しかし、ＴＸＲＦリークがもつ振幅ノイズ成分は、ローカル信号との位相関係により式（８）に従ってダウンコンバート後のノイズレベルが決められる。図３にＩｃｈ信号とＱｃｈ信号の位相とノイズパワーとの関係について示す。同図中の横軸はＴＸＲＦリークとＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯとの位相差であり、同図中の縦軸はＴＸＲＦリークがもつ振幅ノイズ成分を「０ｄＢ」に規格化したときの、ＩＱ受信信号に現れるノイズパワーである。直交復調器に使用するＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯとＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯとは位相が９０°異なるため、例えばＴＸＲＦリークの位相がＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯに一致する場合、図３中の「Ａ」に示すようにＩｃｈ受信信号すなわち信号ＲＸＢＢＩに全てのノイズパワーが現れ、同時にＱｃｈ受信信号にはノイズは全く現れない。逆に、ＴＸＲＦリークの位相がＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯに一致する場合は、図３中の「Ｃ」に示すようにノイズは全てＱｃｈ受信信号すなわち信号ＲＸＢＢＱに現れる。ここで、送信ＲＦリーク信号の位相がＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯに対して４５°の奇数倍ずつ異なる位相で入力された場合を考える。例えば、図３中の「Ｂ」に示すように、４５°×３＝１３５°異なる位相で入力された場合、Ｉｃｈ、Ｑｃｈそれぞれに現れるノイズは位相がどちらかに一致した場合に比べ、半分のレベルすなわち３ｄＢ小さいレベルでＩｃｈ、Ｑｃｈ両方に現れる。
【００４３】
この位相状態とパワーとの関係は、ノイズに関する場合と同様に、実は、受信信号にも同様に当てはめることができる。しかし、受信ＲＦ信号の方は通信距離によって位相状態が変わるので、どのような位相状態で受信されるか予測できないため、受信信号ＲＸＢＢＩと受信信号ＲＸＢＢＱに現れる受信信号成分のパワー配分は受信毎に異なる。
受信信号ＲＸＢＢＩと受信信号ＲＸＢＢＱとに現れる信号は同一のデータをもつため、受信機の機能としてはどちらか一方のみの情報を得られれば十分である。しかし、上述のように受信信号ＲＸＢＢＩと受信信号ＲＸＢＢＱとに現れる受信信号成分のパワー配分は受信毎に異なるため、受信機としては受信信号ＲＸＢＢＩおよび受信信号ＲＸＢＢＱの両方の信号パワーを比較し、受信信号成分がより多く配分された方を選択し、ベースバンド信号処理部でデータ復調を行う必要がある。
【００４４】
このような状況において、例えば受信信号がＩｃｈ、Ｑｃｈで同レベルの図３中の「Ｂ」の位相状態で受信され、同時にＴＸＲＦリークがＩｃｈのみに偏った図３中の「Ａ」の位相状態で受信されると、受信信号＋ノイズと考えてよりパワーの大きいＩｃｈがデータ復調用に選択されることになる。このときノイズパワーはＩｃｈに偏った最大レベルで受信されてしまうため、ＳＮ比（以下、Ｓ／Ｎと記す）は最低レベルとなる。
【００４５】
ここで、例えばＴＸＲＦリークの位相を図３中の「Ｂ」の位相状態にした場合、受信信号が最も小さくなる図３中の「Ｂ」の場合でも、上述の最低レベルのＳ／Ｎよりも３ｄＢ良い。そのため受信システムとして受信感度が３ｄＢ向上すると言える。つまり本発明の実施例１において、上記２つのローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈＲＸＬＯと受信信号ＲＸＩＮとの位相差が４５°の奇数倍の関係となるようにすることで、前述のようにＩｃｈ、Ｑｃｈそれぞれに現れる送信リーク信号の振幅ノイズパワーの配分は、ＩｃｈとＱｃｈとで同程度に分配され、ノイズが偏った状態よりも受信感度を向上させることができる。
【実施例２】
【００４６】
図４は本発明の実施例２の構成を示す図である。実施例２においては、図４に示すように受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮを位相調整回路３０に入力し、その位相を調整する。この位相調整回路３０は、９０°以上の位相調整幅を持っている。位相調整回路３０によって位相が調整されたローカル信号ＲＸＬＯは位相シフト回路２０に入力され、互いに９０°位相の異なる２つのローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯ、ＱｃｈＲＸＬＯが生成される。これらをＩｃｈミキサ１１へのＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯ、Ｑｃｈミキサ１２へのＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯとして用いることで、Ｉｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯと受信信号ＲＸＩＮの位相差を、容易に、４５°の奇数倍の関係となるようにすることができる。
【実施例３】
【００４７】
図５は本発明の実施例３の構成を示す図である。上述した実施例２は、ＲＸＬＯＩＮが位相調整回路３０に入力され、その位相を調整する構成である。これに対し、実施例３は受信信号ＲＸＩＮが位相調整回路３０に入力され、その位相を調整する構成である。位相調整回路３０によって位相が調整された受信信号ＲＸＩＮ２がＩｃｈミキサ１１、Ｑｃｈミキサ１２に入力されることによって、Ｉｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯと受信信号ＲＸＩＮ２との位相差を、容易に、４５°の奇数倍の関係となるようにすることができる。なお、本例において用いられる位相調整回路３０も、９０°以上の位相調整幅を持っている。
【実施例４】
【００４８】
図６は本発明の実施例４の構成を示す図である。実施例４においては、実施例２の位相調整回路３０の有効な調整手段を提供する。Ｉミキサ１１の出力である信号ＲＸＢＢＩおよびＱミキサ１２の出力である信号ＲＸＢＢＱは、ＤＣ検出部４０に入力され、ＤＣ検出部４０において信号ＲＸＢＢＩおよび信号ＲＸＢＢＱがもつＤＣ成分が検出される。ＤＣ成分の検出結果は、位相調整制御信号生成部５０に入力され、位相調整制御信号生成部５０はＤＣ成分の検出結果を元に、次の位相状態に変更するための位相調整制御信号を位相調整回路３０に出力する。
【００４９】
図７に、位相調整回路３０の回路構成例を示す。同図において、位相調整回路３０は、入力ポートＡおよび入力ポートＢと、入力ポートＡに一端が接続された抵抗Ｒ１と、入力ポートＡに一端が接続された可変容量ＶＣと、入力ポートＢに一端が接続された抵抗Ｒ２と、入力ポートＢに一端が接続された抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ１の他端および可変容量ＶＣの他端に正側入力が接続され抵抗Ｒ２の他端および抵抗Ｒ３の他端に負側入力が接続された差動バッファ３１とを備えている。可変容量ＶＣは位相調整制御信号（図示せず）によって容量を変えることができるようになっている。
【００５０】
入力信号が差動入力の場合には、入力ポートＡおよび入力ポートＢに差動信号を入力する。入力信号がシングル入力の場合には、ポートＡに入力信号を入力し、ポートＢには電源電圧などの一定電圧バイアスを印加する。
ポートＡは、抵抗Ｒ１の一端と可変容量ＶＣの一端に接続されている。また、入力ポートＢは、抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３のそれぞれの一端に接続されている。そして、抵抗Ｒ１およびＲ２の他端に現れる電圧は、差動信号Ｐとして差動バッファ３１の正側入力に印加される。また、可変容量ＶＣの他端および抵抗Ｒ３の他端に現れる電圧は、差動信号Ｎとして差動バッファ３１の負側入力に印加される。この差動バッファ３１の出力を差動信号として使用することで、可変容量ＶＣの容量の調整量に対応した位相の変化を伴う信号を得ることができる。
【００５１】
以下、本発明における位相調整の具体的動作について説明する。ある位相状態において、ＴＸＲＦリークを含む受信信号ＲＸＩＮとして受信回路に入力されているとする。このとき、ＴＸＲＦリークは、受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮと同じ信号生成源を使用しており同じ周波数になるため、信号ＲＸＢＢＩおよび信号ＲＸＢＢＱにはＤＣ成分および振幅ノイズ成分のみが残ることになる。
図８は、ローカル信号の位相状態に対するＩｃｈ受信信号（図中の実線）およびＱｃｈ受信信号（図中の破線）に現れるＤＣ値の相対値の図である。同図中の横軸は、Ｉｃｈローカル信号の位相を０°とした時の、受信信号ＲＦＩＮに含まれるＴＸＲＦリークの位相であり、式（４）におけるθ−φの値に相当する。
【００５２】
また、同図中の縦軸は最大のＤＣ値を「１」に規格化したときの、ＤＣ値である。式（４）より、このＤＣ値すなわち式（４）でのＰAM・ｃｏｓ（θ−φ）と、ＴＸＲＦリークの振幅ノイズ量すなわち式（４）でのＰRF（ｔ）・ｃｏｓ（θ−φ）とは比例関係にある。このため、このＤＣ値の絶対値がＩｃｈとＱｃｈとで等しくなるようにローカル信号の位相を調整すれば、ノイズ量もＩｃｈとＱｃｈとで等しくなる。すなわち、ＤＣ検出部４０により信号ＲＸＢＢＩおよび信号ＲＸＢＢＱがそれぞれ持つＤＣ成分同士が等しくなるように位相調整回路３０の位相調整量を適宜調整することにより、Ｉｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯと受信信号ＲＸＩＮとの位相差を、容易に、４５°の奇数倍の関係となるようにすることができる。
【実施例５】
【００５３】
図９は本発明の実施例５の構成を示す図である。実施例４においてはＲＸＬＯＩＮを位相調整回路に入力して位相の調整を行ったが、実施例５においては、図９に示すようにＲＸＩＮを位相調整回路に入力し、実施例４の場合と同様に、信号ＲＸＢＢＩおよび信号ＲＸＢＢＱがもつＤＣ成分が等しくなるように位相調整回路３０の位相調整量を適宜調整することで、Ｉｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯと受信信号ＲＸＩＮ２との位相差を、容易に、４５°の奇数倍の関係となるようにすることができる。
【実施例６】
【００５４】
図１０および図１１は、実施例６の構成を示す図である。実施例６においては、実施例４もしくは実施例５における位相調整制御信号を生成する具体的な回路構成を提供する。
図１０において、実施例４におけるＤＣ検出部４０が同図中の破線部で示されている。このＤＣ検出部４０は、Ｉｃｈローパスフィルタ４１およびＱｃｈローパスフィルタ４２と、ＤＣ判定回路４３とを備えている。
【００５５】
また、図１１において、実施例５におけるＤＣ検出部４０が同図中の破線部で示されている。このＤＣ検出部４０は、Ｉｃｈローパスフィルタ４１およびＱｃｈローパスフィルタ４２と、ＤＣ判定回路４３とを備えている。信号ＲＸＢＢＩおよび信号ＲＸＢＢＱは、Ｉｃｈローパスフィルタ４１およびＱｃｈローパスフィルタ４２によって、高調波成分が除去され、ＴＸＲＦリークに起因したＤＣ成分が残った信号ＲＸＤＣＩおよび信号ＲＸＤＣＱとして、ＤＣ判定回路４３に入力される。
【００５６】
図１２は、ＤＣ判定回路４３の構成例を示す図である。同図に示されているように、ＤＣ判定回路４３は、信号ＲＸＤＣＩと信号ＲＸＤＣＱとの加算を行う加算器４３１と、信号ＲＸＤＣＩと信号ＲＸＤＣＱとの減算を行う減算器４３２と、加算器４３１の加算結果について正負判定を行うためのコンパレータ４３３と、減算器４３２の減算結果について正負判定を行うためのコンパレータ４３４とを備えている。
【００５７】
この構成において、信号ＲＸＤＣＩおよび信号ＲＸＤＣＱの各ＤＣ値について、加算器４３１によって生成した信号（Ｉ＋Ｑ）と、減算器４３２によって生成した信号（Ｉ−Ｑ）とを用意する。そして、信号（Ｉ＋Ｑ）、信号（Ｉ−Ｑ）のそれぞれについて、２値コンパレータ４３３、４３４において正負判定を行う。
位相調整制御信号生成部５０により位相調整回路３０の位相調整量をスイープしていくと、位相状態が変化し、２値コンパレータ４３３、４３４のどちらかの判定結果が反転する。すなわち、信号ＲＸＤＣＩおよび信号ＲＸＤＣＱのＤＣ値が一致する場合、２値コンパレータ４３３、４３４のどちらかの判定結果が反転する。このため、位相調整制御信号生成部５０により位相調整回路３０の位相調整量をスイープしてどちらかの判定結果が反転したときの位相調整量を最適な調整量として選択する。これにより、Ｉｃｈミキサ出力とＱｃｈミキサ出力とのＤＣ値の絶対値がほぼ一致する位相を容易に設定することができる。
【実施例７】
【００５８】
実施例６においては、図１２中のＤＣ判定回路４３を用いている。これに対し、実施例７においては、図１２中のＤＣ判定回路４３の代わりにＩｃｈ用とＱｃｈ用の２つのアナログデジタル変換器（以下、ＡＤＣと記す）を用いる。すなわち、図１３のように、加算器４３１の出力を入力とするＡＤＣ４３５と、減算器４３２の出力を入力とするＡＤＣ４３６とによって、信号ＲＸＤＣＩのＤＣ値および信号ＲＸＤＣＱのＤＣ値をそれぞれ測定することによって、実施例６の場合と同等に、Ｉｃｈミキサ出力とＱｃｈミキサ出力との各ＤＣ値の絶対値がほぼ一致する位相を容易に設定することができる。
【００５９】
（まとめ）
本発明では、直交復調を行うＩミキサおよびＱミキサを備えた送受信回路において、送信リーク信号と同じ信号生成源の信号をＩミキサおよびＱミキサ受信ローカル信号として使用し、送信リーク信号と受信ローカル信号との位相を４５°の奇数倍の関係にすることで、送信リーク信号が持つ振幅ノイズ成分をＩミキサおよびＱミキサに均一に分配する。これにより、ＩミキサおよびＱミキサのうちデータ復調用に選択した側に極端に振幅ノイズが偏って現れることを防ぎ、受信感度の劣化を防ぐことができる。
なお本発明によれば、温度や外的要因の時間変化などによりローカルもしくは送信リーク信号の位相が変化した場合であっても、常に位相状態を監視できるため、常に最適な位相状態を保つ機構を実現することができる。
【符号の説明】
【００６０】
１ ローカル周波数信号生成部
２ ミキサ
３ パワーアンプ
４ 送受分離器
５ アンテナ
６ ＬＮＡ
７ 分配器
１１ Ｉｃｈミキサ
１２ Ｑｃｈミキサ
２０ 位相シフト回路
３０ 位相調整回路
３１ 差動バッファ
４０ ＤＣ検出部
４１、４２ ローパスフィルタ
４３ ＤＣ判定回路
５０ 位相調整制御信号生成部
１００ 受信回路
４３１ 加算器
４３２ 減算器
４３３、４３４ コンパレータ
Ａ、Ｂ 入力ポート
Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗
ＶＣ 可変容量
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号に掛け合わせるローカル信号の位相が９０°異なるＩミキサおよびＱミキサを備えた受信回路を有する送受信回路において、前記受信回路には前記ローカル信号と同じ周波数の妨害波信号が入力され、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該妨害波信号と前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該ローカル信号とのいずれか一方の位相を調整する位相調整手段を含み、前記妨害波信号を前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに均一に分配するようにしたことを特徴とする送受信回路。
【請求項２】
前記位相調整手段は、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該妨害波信号と前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該ローカル信号との位相差が４５°の奇数倍となるように、前記妨害波信号と前記ローカル信号とのいずれか一方の位相を９０°以上の範囲で調整することを特徴とする請求項１に記載の送受信回路。
【請求項３】
前記位相調整手段は、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される前記妨害波信号の位相と前記ローカル信号の位相との差が４５°の奇数倍となるように、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサにそれぞれ入力されるローカル信号の位相を同時に調整することを特徴とする請求項１または２に記載の送受信回路。
【請求項４】
前記位相調整手段は、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される前記妨害波信号の位相と前記ローカル信号の位相との差が４５°の奇数倍となるように、該妨害波信号の位相を調整することを特徴とする請求項１または２に記載の送受信回路。
【請求項５】
前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサによってダウンコンバートされた信号のＤＣ成分を検出するＤＣ検出部と、前記ＤＣ検出部において検出されたＤＣ成分に対応する位相調整制御信号を生成する位相調整制御信号生成部とをさらに備え、前記位相調整手段は、前記位相調整制御信号生成部によって生成された前記位相調整制御信号によって前記ローカル信号の位相を調整することを特徴とする請求項３に記載の送受信回路。
【請求項６】
前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサによってダウンコンバートされた信号のＤＣ成分を検出するＤＣ検出部と、前記ＤＣ検出部において検出されたＤＣ成分に対応する位相調整制御信号を生成する位相調整制御信号生成部とをさらに備え、前記位相調整手段は、前記位相調整制御信号生成部によって生成された前記位相調整制御信号によって前記妨害波信号の位相を調整することを特徴とする請求項４に記載の送受信回路。
【請求項７】
前記ＤＣ検出部は、前記Ｉミキサの出力を入力とする第１のローパスフィルタと、前記Ｑミキサの出力を入力とする第２のローパスフィルタと、前記第１ローパスフィルタおよび前記第２のローパスフィルタを通した２つの信号を加算する加算器と、前記第１ローパスフィルタおよび第２のローパスフィルタを通した２つの信号を減算する減算器と、前記加算器の加算結果および前記減算器の減算結果の正負をそれぞれ判定する第１および第２のコンパレータとを備え、前記位相調整制御信号生成部は、前記第１および第２のコンパレータの判定結果に応じて前記位相調整制御信号を生成することを特徴とする請求項５または６に記載の送受信回路。
【請求項８】
前記ＤＣ検出部は、前記Ｉミキサの出力を入力とする第１のローパスフィルタと、前記Ｑミキサの出力を入力とする第２のローパスフィルタと、前記第１ローパスフィルタおよび前記第２のローパスフィルタを通した２つの信号のアナログ電圧値を、それぞれデジタル値に変換する第１および第２のアナログデジタル変換器とを備え、前記位相調整制御信号生成部は、前記第１および第２のアナログデジタル変換器によってそれぞれ変換されたデジタル値に応じて前記位相調整制御信号を生成することを特徴とする請求項５または６に記載の送受信回路。
【請求項１】
受信信号に掛け合わせるローカル信号の位相が９０°異なるＩミキサおよびＱミキサを備えた受信回路を有する送受信回路において、前記受信回路には前記ローカル信号と同じ周波数の妨害波信号が入力され、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該妨害波信号と前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該ローカル信号とのいずれか一方の位相を調整する位相調整手段を含み、前記妨害波信号を前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに均一に分配するようにしたことを特徴とする送受信回路。
【請求項２】
前記位相調整手段は、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該妨害波信号と前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される該ローカル信号との位相差が４５°の奇数倍となるように、前記妨害波信号と前記ローカル信号とのいずれか一方の位相を９０°以上の範囲で調整することを特徴とする請求項１に記載の送受信回路。
【請求項３】
前記位相調整手段は、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される前記妨害波信号の位相と前記ローカル信号の位相との差が４５°の奇数倍となるように、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサにそれぞれ入力されるローカル信号の位相を同時に調整することを特徴とする請求項１または２に記載の送受信回路。
【請求項４】
前記位相調整手段は、前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサに入力される前記妨害波信号の位相と前記ローカル信号の位相との差が４５°の奇数倍となるように、該妨害波信号の位相を調整することを特徴とする請求項１または２に記載の送受信回路。
【請求項５】
前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサによってダウンコンバートされた信号のＤＣ成分を検出するＤＣ検出部と、前記ＤＣ検出部において検出されたＤＣ成分に対応する位相調整制御信号を生成する位相調整制御信号生成部とをさらに備え、前記位相調整手段は、前記位相調整制御信号生成部によって生成された前記位相調整制御信号によって前記ローカル信号の位相を調整することを特徴とする請求項３に記載の送受信回路。
【請求項６】
前記Ｉミキサおよび前記Ｑミキサによってダウンコンバートされた信号のＤＣ成分を検出するＤＣ検出部と、前記ＤＣ検出部において検出されたＤＣ成分に対応する位相調整制御信号を生成する位相調整制御信号生成部とをさらに備え、前記位相調整手段は、前記位相調整制御信号生成部によって生成された前記位相調整制御信号によって前記妨害波信号の位相を調整することを特徴とする請求項４に記載の送受信回路。
【請求項７】
前記ＤＣ検出部は、前記Ｉミキサの出力を入力とする第１のローパスフィルタと、前記Ｑミキサの出力を入力とする第２のローパスフィルタと、前記第１ローパスフィルタおよび前記第２のローパスフィルタを通した２つの信号を加算する加算器と、前記第１ローパスフィルタおよび第２のローパスフィルタを通した２つの信号を減算する減算器と、前記加算器の加算結果および前記減算器の減算結果の正負をそれぞれ判定する第１および第２のコンパレータとを備え、前記位相調整制御信号生成部は、前記第１および第２のコンパレータの判定結果に応じて前記位相調整制御信号を生成することを特徴とする請求項５または６に記載の送受信回路。
【請求項８】
前記ＤＣ検出部は、前記Ｉミキサの出力を入力とする第１のローパスフィルタと、前記Ｑミキサの出力を入力とする第２のローパスフィルタと、前記第１ローパスフィルタおよび前記第２のローパスフィルタを通した２つの信号のアナログ電圧値を、それぞれデジタル値に変換する第１および第２のアナログデジタル変換器とを備え、前記位相調整制御信号生成部は、前記第１および第２のアナログデジタル変換器によってそれぞれ変換されたデジタル値に応じて前記位相調整制御信号を生成することを特徴とする請求項５または６に記載の送受信回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１１−１８８４２８（Ｐ２０１１−１８８４２８Ａ）
【公開日】平成２３年９月２２日（２０１１．９．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−５４３９７（Ｐ２０１０−５４３９７）
【出願日】平成２２年３月１１日（２０１０．３．１１）
【出願人】（３０３０４６２７７）旭化成エレクトロニクス株式会社 (840)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年９月２２日（２０１１．９．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年３月１１日（２０１０．３．１１）
【出願人】（３０３０４６２７７）旭化成エレクトロニクス株式会社 (840)
【Ｆターム（参考）】
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