電圧駆動型素子のゲート駆動回路
【課題】ＩＧＢＴ等の電圧駆動型素子のターンオン動作時に、コレクタ電流の大小の判定を行うことなくコレクタ電圧の時間変化量を制御可能とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路を提供する。
【解決手段】ゲート信号（ＶＧ）を抵抗（Ｒ２）を介してベース端子に入力するＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）を、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子に抵抗（Ｒ１）を介して接続し、直列接続したコンデンサ(Ｃ１)とダイオード（Ｄ２）とをＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子とＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース端子との間に接続することにより、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）に基づいて、ゲート電流（Ｉｇ１）を制御し、ゲート電荷の充電速度を調整可能とする。また、コンデンサ（Ｃ１）に蓄積した電荷をターンオフ時に放電するダイオード（Ｄ１）をコンデンサ（Ｃ１）、ゲート信号（ＶＧ）間に接続する。
【解決手段】ゲート信号（ＶＧ）を抵抗（Ｒ２）を介してベース端子に入力するＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）を、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子に抵抗（Ｒ１）を介して接続し、直列接続したコンデンサ(Ｃ１)とダイオード（Ｄ２）とをＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子とＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース端子との間に接続することにより、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）に基づいて、ゲート電流（Ｉｇ１）を制御し、ゲート電荷の充電速度を調整可能とする。また、コンデンサ（Ｃ１）に蓄積した電荷をターンオフ時に放電するダイオード（Ｄ１）をコンデンサ（Ｃ１）、ゲート信号（ＶＧ）間に接続する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧駆動型素子のゲート駆動回路に関し、特に、電圧駆動型素子のターンオン動作時のノイズの抑制とターンオン損失の低減を可能とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車等の大電力を要する装置・機器の電力を制御するために適用されるスイッチング回路やインバータ回路には、電圧駆動型素子の一つであるＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が用いられることが多い。
【０００３】
しかし、近年、ＩＧＢＴの高速化に伴い、スイッチングする際の放射ノイズが大きな問題になりつつある。この放射ノイズの発生要因としては、特許文献１に示す特開２００３−１２５５７４号公報「絶縁ゲートトランジスタの駆動回路および電力変換装置と電力用半導体モジュール」にも記載されているように、ＩＧＢＴに流れるコレクタ電流が小さい小電流領域において動作する場合、大電流領域における動作に比して、ＩＧＢＴのターンオン動作時のコレクタ電流の時間的な変化がもたらす電流や電圧の振動が、放射ノイズに大きく起因している。
【０００４】
一般に、ＩＧＢＴのターンオン動作においては、ＩＧＢＴのコレクタ電流（導通電流）の小電流領域における放射ノイズ量と、ＩＧＢＴのコレクタ電流（導通電流）の大電流領域におけるターンオン損失とが、トレードオフの関係にあることが良く知られている。
【０００５】
このため、放射ノイズ低減と低損失との両立を図るために、特許文献２に示す特開平５−３２８７４６号公報「電圧形スイッチング素子制御方法およびその装置」に記載されているように、ＩＧＢＴに流れるコレクタ電流（導通電流）をリアルタイムに監視して、コレクタ電流（導通電流）が小電流領域にあると判別した時には、ＩＧＢＴのゲート抵抗を大きくして、ＩＧＢＴのスイッチング速度を遅くすることによって、放射ノイズを低減するようにし、逆に、コレクタ電流（導通電流）が大電流領域にあると判別した時には、ＩＧＢＴのゲート抵抗を小さくして、スイッチング速度を速くすることによって、ターンオン損失を低減するという技術が提案されている。
【特許文献１】特開平５−３２８７４６号公報
【特許文献２】特開２００３−１２５５７４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前述のような従来技術では、ＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴ等の電圧駆動型素子に流れるコレクタ電流が、あらかじめ定めた所定電流よりも大きいかあるいは小さいかを判別し、コレクタ電流が小さいことに応答して、スイッチング速度（すなわちゲート電荷の充電速度）を遅くするように、動作定数すなわちゲート抵抗を大きい値に切り替え、逆に、コレクタ電流が大きいことに応答して、スイッチング速度（すなわちゲート電荷の充電速度）を速くするように、動作定数すなわちゲート抵抗を小さい値に切り替えるという構成になっているため、コレクタ電流の電流レベルを判定するまでは、スイッチング速度を変更するためのゲート抵抗の切り替え制御を行うことができないという問題がある。
【０００７】
この結果、例えば、ＩＧＢＴ等の電圧駆動型素子のゲート抵抗が大きい値に設定されていた場合、コレクタ電流の大小の判定が完了する時点では、ターンオン損失の大部分が既に確定してしまっているため、たとえ、コレクタ電流が大きいことを判別して、ゲート抵抗を小さい値に切り替えたとしても、ターンオン損失を低減することが困難であるという問題がある。
【０００８】
ここで、一般に、電気自動車等の大電力の制御を行うスイッチング回路やインバータ回路にＩＧＢＴ等の電圧駆動型素子を適用し、電圧駆動型素子のコレクタに誘導性の負荷を接続するような形態においては、電圧駆動型素子に流れるコレクタ電流が小電流領域にある場合には、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が大きく、逆に、電圧駆動型素子に流れるコレクタ電流が大電流領域にある場合には、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が小さくなるという関係にある。
【０００９】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、ＩＧＢＴ等の電圧駆動型素子のターンオン動作時に、コレクタ電流の大小の判定を行うことなく、コレクタ電圧の時間変化量を制御可能とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、前述の課題を解決するために、電圧駆動型素子のターンオン動作時に、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量に基づいて、電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を調整することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の電圧駆動型素子のゲート駆動回路によれば、電圧駆動型素子のターンオン動作時に、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量に基づいて、電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を直接調整するように構成しているので、従来技術とは異なり、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が大きくなる傾向があるコレクタ電流の小電流領域においては、電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を遅くするように調整することにより、コレクタ電圧の時間変化量を小さくして、放射ノイズを抑制しつつ、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が小さくなる傾向があるコレクタ電流の大電流領域においては、電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を速くするように調整することにより、コレクタ電圧の時間変化量を大きくして、ターンオン損失を低減することができるという効果を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下に、本発明による電圧駆動型素子のゲート駆動回路の最良の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１３】
（本発明の回路構成例）
図１は、本発明による電圧駆動型素子のゲート駆動回路の一構成例を示す回路図であり、電気自動車等の大電力の制御を行うスイッチング回路やインバータ回路などを構成するために、誘導性の負荷をコレクタに接続した電圧駆動型素子を駆動するゲート駆動回路として適用した場合の一例について示している。なお、図１には、電圧駆動型素子としてＩＧＢＴを用いた場合について示しているが、本発明の適用対象とする電圧駆動型素子としては、ＩＧＢＴに限らず、パワーＭＯＳＦＥＴなど他の電圧駆動型素子であっても構わない。
【００１４】
図１に例示するような回路構成を採用することによって、負荷をコレクタに接続したＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲートに電圧を印加することによって駆動するような電圧駆動型のＩＧＢＴ（Ｑ１）をターンオン動作させる際に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）に基づいて、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整することを可能としている。この結果、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が、ＩＧＢＴ（Ｑ１）に流れるコレクタ電流(Ｉｃ)の電流量の如何によらず、あらかじめ定めた許容範囲内に収まるように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整することも可能である。
【００１５】
すなわち、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）に基づいて、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整する際に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が大きいほど、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度をより遅くするように調整し、逆に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が小さいほど、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度をより速くするように調整することを可能としており、もって、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流の大小の如何によらず、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）をあらかじめ定めた許容範囲内に収めるように動作させることを可能とし、放射ノイズの発生を抑制しつつ、ターンオン損失の低減も実現可能としている。
【００１６】
次に、かかる動作を実現している図１の電圧駆動型素子のゲート駆動回路（１００）の回路構成について、まず説明する。
【００１７】
図１の電圧駆動型素子のゲート駆動回路（１００）において、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）は、抵抗（Ｒ３）とＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）とを介して電源電圧（Ｖｃｃ）に接続され、また、抵抗（Ｒ３）とＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）との接続点からＰＮＰトランジスタ（Ｑ４）を介して基準電位（Ｖｅｅ）に接続されている。
【００１８】
また、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）とＰＮＰトランジスタ（Ｑ４）との双方のベース端子は、ゲート信号（ＶＧ）の出力端子に接続されており、双方のベース端子に入力されるゲート信号（ＶＧ）によって、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）およびＰＮＰトランジスタ（Ｑ４）をオン／オフさせることによって、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充放電動作を行わせるように構成されている。
【００１９】
すなわち、抵抗（Ｒ３）とＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）とは、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時にＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を充電する第一のゲート電荷充電回路を形成し、抵抗（Ｒ３）とＰＮＰトランジスタ（Ｑ４）とは、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ動作時にＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を放電するゲート電荷放電回路を形成している。
【００２０】
なお、基準電位（Ｖｅｅ）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のエミッタ端子（Ｅ）と同電位であり、ゲート駆動回路（１００）が動作するための基準の電位である。また、ゲート信号（ＶＧ）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）をターンオンさせるオン信号の出力中は、電源電圧（Ｖｃｃ）と同電位のＨｉレベルになり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）をターンオフさせるオフ信号の出力中は、基準電位（Ｖｅｅ）と同電位のＬｏレベルになる。
【００２１】
また、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時にＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を充電する第二のゲート電荷充電回路として、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）は、前述した第一のゲート電荷充電回路と並列に、抵抗（Ｒ１）とＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）とを介して電源電圧（Ｖｃｃ）に接続されている。
【００２２】
ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース端子は、当該ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース電位を調整するためのベース抵抗（Ｒ２）を介して、ゲート信号（ＶＧ）の出力端子に接続されており、ベース端子にベース抵抗（Ｒ２）を介して入力されるゲート信号（ＶＧ）によって、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）をオンさせることによって、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電動作を行うように構成されている。
【００２３】
ここで、第二のゲート電荷充電回路におけるゲート抵抗（Ｒ１）の抵抗値を、第一のゲート電荷充電回路におけるゲート抵抗（Ｒ３）の抵抗値よりも小さな値に調整して、ＩＧＢＴ（Ｑ１）へのゲート電荷の充電を、第一のゲート電荷充電回路よりも第二のゲート電荷充電回路が支配的に行うように設定し、第一のゲート電荷充電回路を、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作の安定性を図るための動作を行うように設定することも可能である。
【００２４】
また、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）へのゲート電荷の充電動作を行う第二のゲート電荷充電回路には、ＩＧＢＴ（Ｑ１）がターンオンする際のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）に応じて、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース電位およびベース電流（Ｉｂ）が調整されるように、抵抗（Ｒ２）とＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース端子との接続点は、ダイオード（Ｄ２）とコンデンサ（Ｃ１）とを介して、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）に接続されている。
【００２５】
ここで、ダイオード（Ｄ２）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）がターンオンして、ＩＧＢＴ(Ｑ１)のコレクタ電圧がＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース電位よりも低下した場合にのみ、コンデンサ（Ｃ１）方向へ充電用の整流電流が導通するように、抵抗（Ｒ２）とＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース端子との接続点側に、ダイオード（Ｄ２）のアノード端子を接続し、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）側に、ダイオード（Ｄ２）のカノード端子を接続する。
【００２６】
すなわち、第二のゲート電荷充電回路においては、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時にＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を充電する動作を行うゲート電荷充電用トランジスタとして、ターンオン動作を指示するゲートオン信号（すなわちゲート信号（ＶＧ））を抵抗(Ｒ２)を介してベース端子に入力するＮＰＮトランジスタ(Ｑ２)を用い、該ＮＰＮトランジスタ(Ｑ２)をＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子に抵抗(Ｒ１)を介して接続するとともに、ターンオン動作時の電荷を蓄積するコンデンサ(Ｃ１)を、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）とＮＰＮトランジスタ(Ｑ２)のベース端子との間に接続するように構成している。
【００２７】
さらに、コンデンサ（Ｃ１）に整流用のダイオード(Ｄ２)を直列に接続し、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時においてＮＰＮトランジスタ(Ｑ２)のベース端子からＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）の方向へ電流が流れてコンデンサ(Ｃ１)に電荷を蓄積させるように構成している。ここで、直列接続したダイオード（Ｄ２）の代わりに、例えばスイッチング素子を用いて、コンデンサ（Ｃ１）への電荷の蓄積動作をＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時のみに限るような回路構成とするようにしてももちろん構わない。
【００２８】
なお、コンデンサ(Ｃ１)の容量値、ベース抵抗（Ｒ２）、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）などの回路定数の決定に当たっては、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が、ＩＧＢＴ（Ｑ１）に流れるコレクタ電流(Ｉｃ)の電流量の如何によらず、あらかじめ定めた許容範囲内に収まるように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時にコンデンサ（ｃ１）に流れる電流を適切な電流量に調整することができる回路定数を用いるようにしている。
【００２９】
さらに、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時にコンデンサ（Ｃ１）に充電した電荷を、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ期間に放電するための放電手段となる放電回路が備えられており、該放電手段として、ダイオード（Ｄ１）が、コンデンサ（Ｃ１）とダイオード（Ｄ２）との接続点と、ゲート信号（ＶＧ）の出力端子との間に接続されている。ここで、ダイオード（Ｄ１）が接続されるゲート信号（ＶＧ）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ動作と同期して基準電位に設定される回路部の一つであり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ動作時において、コンデンサ（Ｃ１）に蓄積された電荷をダイオード（Ｄ１）を介して基準電位へ放電するように動作させることができる。
【００３０】
すなわち、ダイオード（Ｄ１）は、コンデンサ電圧（Ｖｃ１）としてＨｉレベルに充電されているコンデンサ（Ｃ１）側から、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ期間においてはＬｏレベル（基準電位（Ｖｅｅ）と同電位）になるゲート信号（ＶＧ）の出力端子の方向に、コンデンサ（Ｃ１）の充電電荷を放電する整流電流が導通するように、コンデンサ（Ｃ１）とダイオード（Ｄ２）との接続点側に、ダイオード（Ｄ１）のアノード端子を接続し、ゲート信号（ＶＧ）の出力端子側に、ダイオード（Ｄ１）のカノード端子を接続している。
【００３１】
かかる放電回路を形成することにより、ゲート信号（ＶＧ）が、ＩＧＢＴ（Ｑ１）をターンオフさせるために、Ｈｉレベル（電源電圧（Ｖｃｃ）と同電位）からＬｏレベル（基準電位（Ｖｅｅ）と同電位）に切り替わると、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の放電用のＰＮＰトランジスタ（Ｑ４）をオンさせて、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷をＰＮＰトランジスタ（Ｑ４）を介して放電させると同時に、Ｈｉレベルに充電されているコンデンサ（Ｃ１）から、基準電位（Ｖｅｅ）と同電位のＬｏレベルに切り替わったゲート信号（ＶＧ）の出力端子の方向に、コンデンサ（Ｃ１）の充電電荷を放電する整流電流が流れる。
【００３２】
（図１の回路構成例における作用）
次に、図１に示した電圧駆動型素子のゲート駆動回路（１００）の作用について図２、図３を用いて説明する。ここに、図２、図３は、いずれも、本発明の一実施例である図１の回路構成例において、ＩＧＢＴ（Ｑ１）がターンオン動作した際の各部の信号波形を示すタイムチャートであり、ゲート信号（ＶＧ）をＬｏレベルからＨｉレベルに変化させることによって、コレクタ端子（Ｃ）に誘導性の負荷を接続したＩＧＢＴ（Ｑ１）がターンオン動作を開始した際の各部の信号波形を示している。なお、図２は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）が小さい小電流領域におけるＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時の各部の信号波形を示し、図３は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）が大きい大電流領域におけるＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時の各部の信号波形を示している。
【００３３】
図２、図３において、ゲート信号（ＶＧ）は、図示していない外部のコントローラから入力される信号波形であり、ゲート電流Ｉｇ０は、第一のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）、抵抗（Ｒ３）を介して、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート（Ｇ）へ流れる電流の信号波形である。また、ベース電流（Ｉｂ）は、第二のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベースに流れる電流の信号波形であり、ゲート電流Ｉｇ１は、第二のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）、抵抗（Ｒ１）を介して、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート（Ｇ）へ流れる電流の信号波形である。
【００３４】
また、ゲート電圧（Ｖｇｅ）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート・エミッタ間の電圧変化を示す信号波形であり、微分電流（Ｉｄｉｆｆ）は、第二のゲート電荷充電回路に接続したコンデンサ（Ｃ１）を充電するように流れる電流の信号波形である。また、Ｒ２両端電圧（Ｖｒ）は、第二のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベースに接続した抵抗（Ｒ２）の両端にかかる電圧変化を示す信号波形である。
【００３５】
また、コンデンサ電圧（Ｖｃ１）は、コンデンサ（Ｃ１）とダイオード（Ｄ２）との接続点における電圧変化を示す信号波形であり、コレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタとエミッタ間の電圧変化を示す信号波形であり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧の時間的変化を示している。また、コレクタ電流（Ｉｃ）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタに流れるコレクタ電流（導通電流）の信号波形である。
【００３６】
以下、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流が小さい小電流領域にあった場合のＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時の各部の信号波形を示す図２の波形図に基づいて、図１のゲート駆動回路１００の回路動作について詳細に説明する。
【００３７】
ゲート信号（ＶＧ）をＬｏレベル（基準電位（Ｖｅｅ）と同電位）からＨｉレベル（電源電圧（Ｖｃｃ）と同電位）に変化させると、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷充電用の第一のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）は、オフからオンヘと状態遷移し、一方、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷放電用のゲート電荷放電回路を形成するＰＮＰトランジスタ（Ｑ４）は、オンからオフへ状態遷移して、抵抗（Ｒ３）を介して、電源電圧（Ｖｃｃ）からゲート電荷を充電するためのゲート電流（Ｉｇ０）が、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート（Ｇ）端子に向かって流れる。
【００３８】
さらに、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷充電用の第二のゲート電荷充電回路を形成するゲート電荷充電用のＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）も、ＨｉレベルのＶＧ信号が抵抗（Ｒ２）を介して印加されることにより、ベース電流（Ｉｂ）が流れて、オフからオンヘ状態遷移して、抵抗（Ｒ１）を介して、電源電圧（Ｖｃｃ）からゲート電荷を充電するためのゲート電流（Ｉｇ１）が、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート（Ｇ）端子に向かって流れる。
【００３９】
この結果、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電が開始され、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電圧（ゲート・エミッタ間電圧）Ｖｇｅが上昇し始める。ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へのゲート電荷の充電が進み、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電圧Ｖｇｅが、ターンオン電圧閾値に達すると、ＩＧＢＴ（Ｑ１）がターンオン動作を開始し、コレクタ電流（Ｉｃ）が流れ出すとともに、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）は低下し始める。
【００４０】
ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）が低下を開始すると、コレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）としては、負の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が発生する。負の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）によって、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース電圧よりもＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧すなわちコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）が低下した状態に達すると、コンデンサ（Ｃ１）には、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）に向かって、コンデンサ（Ｃ１）を充電する微分電流（Ｉｄｉｆｆ）が流れ出す。
【００４１】
ここで、微分電流（Ｉｄｉｆｆ）は、Ｈｉレベル（電源電圧（Ｖｃｃ）と同電位）のゲート信号（ＶＧ）の出力端子から、抵抗（Ｒ２）、ダイオード（Ｄ２）およびコンデンサ（Ｃ１）を通って、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）ヘと流れるため、抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）は上昇するとともに、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース電流（Ｉｂ）は減少に転じ、ゲート電流（Ｉｇ１）も減少し始める。
【００４２】
この結果、第二のゲート電荷充電回路がＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度に支配的な影響を及ぼすように設定されている場合には、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へのゲート電荷の充電速度もより大きく低下し、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）もより小さく抑えられるようになり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ（Ｃ）に流れるコレクタ電流（Ｉｃ）も急増せずに平坦な小さい値に抑えられる。
【００４３】
ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が小さくなると、コンデンサ（Ｃ１）に流れる微分電流（Ｉｄｉｆｆ）が減少し、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）も低下する。ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）が低下すると、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を充電するゲート電流（Ｉｇ１）が増加し、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へのゲート充電速度が速くなるように調整される。
【００４４】
ここで、ゲート信号（ＶＧ）が、Ｈｉレベルに切り替わった時点での、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へ流れ込むゲート電流（Ｉｇ０）およびゲート電流（Ｉｇ１）の大きさによって決定され、ゲート電流（Ｉｇ０）およびゲート電流（Ｉｇ１）は、以下の式（１）、式（２）で表すことができる。
【００４５】
Ｉｇ０＝（ＶＧ−Ｖｇｅ−Ｖｂｅ３）／Ｒ３ …（１）
Ｉｇ１＝（ＶＧ−Ｖｇｅ−Ｖｂｅ２−Ｖｒ）／Ｒ１ …（２）
ただし、ＶＧ…ゲート信号（ＶＧ）のＨｉレベル電圧（電源電圧Ｖｃｃ）
Ｖｇｅ…ＩＧＢＴ（Ｑ１）ゲート・エミッタ間電圧
Ｖｂｅ２…ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）ベース・エミッタ間電圧
Ｖｂｅ３…ＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）ベース・エミッタ間電圧
Ｖｒ…抵抗（Ｒ２）の両端電圧
また、このとき、コンデンサ（Ｃ１）に流れる微分電流Ｉｄｉｆｆと式（２）における抵抗（Ｒ２）の両端電圧Ｖｒとは、以下のように表される。
【００４６】
Ｉｄｉｆｆ＝Ｃ１×ｄＶｃｅ／ｄｔ …（３）
Ｖｒ＝Ｒ２×（Ｉｂ＋Ｉｄｉｆｆ） …（４）
ただし、Ｉｂ…ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース電流
ｄＶｃｅ／ｄｔ…ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ間電圧
（Ｖｃｅ）の時間変化量
すなわち、式（１）、式（２）に示すように、ゲート電流（Ｉｇ０）は抵抗（Ｒ３）によって決定され、ゲート電流（Ｉｇ１）は、抵抗（Ｒ１）および抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）によって決定される。ここで、図２には明示していないが、前述したように、抵抗（Ｒ１）の抵抗値を、抵抗（Ｒ３）に比して、小さな値に設定して、第二のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）からのゲート電流（Ｉｇ１）を、第一のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）からのゲート電流（Ｉｇ０）よりも大きくするようにしても良い。
【００４７】
前述したように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へのゲート電荷の充電が進むと、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）が下降を開始し、式（３）、式（４）に示すように、コンデンサ（Ｃ１）には、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）に向かって、微分電流（Ｉｄｉｆｆ）が流れて、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）は上昇する。ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）が上昇すると、式（２）、に示すように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を充電するゲート電流（Ｉｇ１）が減少し、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へのゲート充電速度が遅くなるように調整される。
【００４８】
さらに、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へのゲート充電速度が遅くなると、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の下降速度が遅くなり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が小さくなる。この結果、式（３）、式（４）に示すように、コンデンサ（Ｃ１）に流れる微分電流（Ｉｄｉｆｆ）が小さくなり、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）も低下する。ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）が低下すると、式（２）に示すように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を充電するゲート電流（Ｉｇ１）が増加し、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へのゲート充電速度が速くなるように調整される。
【００４９】
すなわち、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン過程において、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート充電時のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が大きくなると、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を充電するゲート電流（Ｉｇ１）は減少して、ゲート電荷の充電速度が低下し、この結果として、コレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が小さくなると、ゲート電流（Ｉｇ１）は増加して、ゲート電荷の充電速度が上昇する。このような負帰還動作によって、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート充電時のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）は、コレクタ電流の大小の如何によらず、あらかじめ定めた許容範囲内に収めることができるようになる。
【００５０】
かくのごとく、図２の小電流領域におけるターンオン動作の場合のように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ（Ｃ）に流れるコレクタ電流（Ｉｃ）が小さく、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が大きいときは、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が小さくなるように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を遅くするフィードバックをかけて、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン速度を遅くするようなネガティブ・フィードバック（負帰還動作）を行うことができる。
【００５１】
一方、図３の大電流領域におけるターンオン動作の場合のように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ（Ｃ）に流れるコレクタ電流（Ｉｃ）が大きく、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が小さいときは、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が大きくなるように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を速くするフィードバックをかけて、ターンオン速度を速くするようなネガティブ・フィードバック（負帰還動作）を行うことができる。
【００５２】
而して、本発明の一実施例を示す図１のＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート駆動回路（１００）のような回路構成を用いることにより、従来技術とは異なり、図２のような小電流領域でのターンオン動作時であっても、図３のような大電流領域でのターンオン動作時であっても、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）は、あらかじめ定めた許容範囲（例えば、６５０Ｖ／μｓ〜８５０Ｖ／μｓ）内に収めることができるとともに、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）をリアルタイムに監視して、その大小を判別して、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整するような、コレクタ電流（Ｉｃ）のモニタリング動作を行う必要もない。
【００５３】
その結果、図２に示すように、小電流領域でのターンオン動作時のＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）やコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の変化を小さく抑えて、放射ノイズの発生や素子の破壊を防止することが可能になり、かつ、図３に示すように、大電流領域でのターンオン動作時のＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）の立ち上がり時間、コレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の立ち下がり時間を短くし、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン損失（ターンオン遅延時間）を低減することが可能になる。
【００５４】
なお、図２、図３のＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）およびコレクタ電流（Ｉｃ）に一点鎖線で示している電圧波形および電流波形は、図５に示すような従来技術を適用した回路構成においてターンオン動作を行っている場合を示している。ここに、図５は、従来の電圧駆動型素子のゲート駆動回路の一構成例を示す回路図であり、図１に示す本発明の回路構成例から、第二のゲート電荷充電回路に接続したコンデンサ（Ｃ１）、ダイオード（Ｄ２）およびダイオード（Ｄ１）を削除した形態のものである。すなわち、図５に示すように、従来技術においては、本発明とは異なり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）をフィードバックして、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整するような負帰還回路構成を採用していない。この結果、小電流領域でのターンオン動作時のＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）の変化も大きくなり、放射ノイズの発生を防ぐことができなくなる恐れがあるとともに、大電流領域でのターンオン動作時のＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）の立ち上がり時間やコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の立ち下がり時間が長くなり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン損失が大きくなってしまう。
【００５５】
本発明の一実施例として図１に示したＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート駆動回路（１００）のもう一つの特徴は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時にコンデンサ（Ｃ１）に充電された電荷を、ターンオフ時に、放電できるように構成している点である。すなわち、図１においては、前述したように、ダイオード（Ｄ１）が、コンデンサ（Ｃ１）とダイオード（Ｄ２）との接続点と、ゲート信号（ＶＧ）の出力端子との間に接続されており、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ動作時に、コンデンサ（Ｃ１）側からゲート信号（ＶＧ）の出力端子の方向に、コンデンサ（Ｃ１）の充電電荷を放電する整流電流が導通するように、コンデンサ（Ｃ１）とダイオード（Ｄ２）との接続点側に、ダイオード（Ｄ１）のアノード端子を接続し、ゲート信号（ＶＧ）の出力端子側に、ダイオード（Ｄ１）のカノード端子を接続するように構成している。
【００５６】
したがって、図１のような、コンデンサ（Ｃ１）の電荷の放電回路を備えている回路構成においては、ゲート信号（ＶＧ）がＨｉレベルからＬｏレベルに変化する都度、すなわち、ＩＧＢＴ（Ｑ１）がオン状態からターンオフする都度、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時に充電されていたコンデンサ（Ｃ１）の電荷を、ダイオード（Ｄ１）を介して、ターンオフ時にはＬｏレベル(基準電位Ｖｅｅと同電位)に設定されるゲート信号（ＶＧ）の出力端子側へと放電することになる。このため、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオンごとにコンデンサ（Ｃ１）に流れる微分電流（Ｉｄｉｆｆ）は飽和してしまうことがなく、第二のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）に応じて、ゲート電流（Ｉｇ１）を調整し、もって、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整するという、所望の動作を安定して行うことができる。
【００５７】
なお、コンデンサ（Ｃ１）に充電された電荷を放電する放電手段となる放電回路として、図１のダイオード（Ｄ１）の代わりに、ゲート信号（ＶＧ）に同期してオンオフするようなスイッチング素子を用いるように構成しても、前述の場合と同様の作用を得ることができる。図４は、本発明による電圧駆動型素子のゲート駆動回路の図１とは異なる他の構成例を示す回路図であり、コンデンサ（Ｃ１）に充電された電荷を放電する放電回路用のスイッチング素子として、ＰＮＰトランジスタ（Ｑ５）を用いている場合を示している。
【００５８】
すなわち、図４のゲート駆動回路（１００Ａ）においては、コンデンサ（Ｃ１）とダイオード（Ｄ２）との接続点と、基準電位（Ｖｅｅ）とに、ＰＮＰトランジスタ（Ｑ５）のエミッタ端子とコレクタ端子とをそれぞれ接続し、ゲート信号（ＶＧ）の出力を、ＰＮＰトランジスタ（Ｑ５）のベースに入力して、ゲート信号（ＶＧ）がＨｉレベルからＬｏレベルに変化した時に、つまり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ動作と同期して、ＰＮＰトランジスタ（Ｑ５）がオン状態に切り替わって、コンデンサ（Ｃ１）の放電動作を行うように構成している。
【００５９】
図４の回路構成では、ゲート信号（ＶＧ）に同期して、ゲート信号（ＶＧ）がＨｉレベルの期間は、ＰＮＰトランジスタ（Ｑ５）はオフであり、コンデンサ（Ｃ１）に充電される電荷は、そのまま蓄積されており、ゲート信号（ＶＧ）がＬｏレベルになった時点で、ＰＮＰトランジスタ（Ｑ５）がオンに切り替わり、コンデンサ（Ｃ１）に充電されていた電荷が、基準電位（Ｖｅｅ）側に放電されることになる。
【００６０】
なお、コンデンサ（Ｃ１）の電荷を放電する放電回路として用いるスイッチング素子としては、図４に示したＰＮＰトランジスタ（Ｑ５）のみに限るものではなく、ＭＯＳＦＥＴ等を用いても、全く同様の効果が得られる。
【００６１】
以上に詳細に説明したように、本実施例によれば、負荷を接続している電圧駆動型素子の一例であるＩＧＢＴ（Ｑ１）と第二のゲート電荷充電回路用のＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）との間を接続するコンデンサ（Ｃ１）を備えて、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧の時間変化量に基づいて、電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を調整するように構成している。
【００６２】
したがって、大電力を要する装置等の電力を制御するためのスイッチング回路やインバータ回路等に適用した場合のように、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が大きくなる傾向があるコレクタ電流の小電流領域においては、電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を遅くするように調整することにより、コレクタ電圧の時間変化量を小さくして、放射ノイズを抑制しつつ、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が小さくなる傾向があるコレクタ電流の大電流領域においては、電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を速くするように調整することにより、コレクタ電圧の時間変化量を大きくして、ターンオン損失を低減することができるという、従来技術とは全く異なる効果を得ることができる。
【００６３】
さらに、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ動作時に、ターンオン動作時にコンデンサ（Ｃ１）に蓄積された電荷を放電させる放電手段を備えているので、ゲート信号（ＶＧ）がＨｉレベルからＬｏレベルに変化する都度、すなわち、ＩＧＢＴ（Ｑ１）がオン状態からターンオフする都度、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時にコンデンサ（Ｃ１）に蓄積された電荷を、基準電位Ｖｅｅへと放電することできる。
【００６４】
したがって、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオンごとにコンデンサ（Ｃ１）に流れる微分電流（Ｉｄｉｆｆ）は飽和することがなく、第二のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）に応じて、ゲート電流（Ｉｇ１）を調整し、もって、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整するという、所望の動作を安定して行うことができる。
【００６５】
なお、以上に説明した実施例においては、電圧駆動型素子の一例としてＩＧＢＴ（Ｑ１）を用い、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）の大小の如何によらず、あらかじめ定めた許容範囲内に収まるように、コレクタ電圧の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）を用いて、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整するようにする場合を示したが、場合によっては、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）に流れるコレクタ電流（Ｉｃ）そのもの（すなわち、電圧駆動型素子の導通電流そのもの）を用いて、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整するような回路構成とし、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）の電流量が小さい時は、ゲート電荷の充電速度を遅くし、ＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）の電流量が小さい時以外は、ゲート電荷の充電速度を速くするように制御するようにしても良い。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明による電圧駆動型素子のゲート駆動回路の一構成例を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施例である図１のＩＧＢＴのゲート駆動回路の小電流領域におけるＩＧＢＴターンオン動作時の各部の信号波形を示す波形図である。
【図３】本発明の一実施例である図１のＩＧＢＴのゲート駆動回路の大電流領域におけるＩＧＢＴターンオン動作時の各部の信号波形を示す波形図である。
【図４】本発明による電圧駆動型素子のゲート駆動回路の他の構成例を示す回路図である。
【図５】従来の電圧駆動型素子のゲート駆動回路の一構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００６７】
１００，１００Ａ…ゲート駆動回路、Ｃ…コレクタ端子、Ｃ１…コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、ｄＶｃｅ／ｄｔ…コレクタ・エミッタ間電圧時間変化量、Ｅ…エミッタ端子、Ｇ…ゲート端子、Ｉｂ…ベース電流、Ｉｃ…コレクタ電流、Ｉｄｉｆｆ…微分電流、Ｉｇ０，Ｉｇ１…ゲート電流、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４…抵抗、Ｑ１…ＩＧＢＴ、Ｑ２，Ｑ３…ＮＰＮトランジスタ、Ｑ４，Ｑ５…ＰＮＰトランジスタ、Ｖｃ１…コンデンサ電圧、Ｖｃｃ…電源電圧、Ｖｃｅ…コレクタ・エミッタ間電圧、Ｖｅｅ…基準電位、ＶＧ…ゲート信号、Ｖｇｅ…ゲート・エミッタ間電圧（ゲート電圧）、Ｖｒ…抵抗（Ｒ２）の両端電圧。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧駆動型素子のゲート駆動回路に関し、特に、電圧駆動型素子のターンオン動作時のノイズの抑制とターンオン損失の低減を可能とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車等の大電力を要する装置・機器の電力を制御するために適用されるスイッチング回路やインバータ回路には、電圧駆動型素子の一つであるＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が用いられることが多い。
【０００３】
しかし、近年、ＩＧＢＴの高速化に伴い、スイッチングする際の放射ノイズが大きな問題になりつつある。この放射ノイズの発生要因としては、特許文献１に示す特開２００３−１２５５７４号公報「絶縁ゲートトランジスタの駆動回路および電力変換装置と電力用半導体モジュール」にも記載されているように、ＩＧＢＴに流れるコレクタ電流が小さい小電流領域において動作する場合、大電流領域における動作に比して、ＩＧＢＴのターンオン動作時のコレクタ電流の時間的な変化がもたらす電流や電圧の振動が、放射ノイズに大きく起因している。
【０００４】
一般に、ＩＧＢＴのターンオン動作においては、ＩＧＢＴのコレクタ電流（導通電流）の小電流領域における放射ノイズ量と、ＩＧＢＴのコレクタ電流（導通電流）の大電流領域におけるターンオン損失とが、トレードオフの関係にあることが良く知られている。
【０００５】
このため、放射ノイズ低減と低損失との両立を図るために、特許文献２に示す特開平５−３２８７４６号公報「電圧形スイッチング素子制御方法およびその装置」に記載されているように、ＩＧＢＴに流れるコレクタ電流（導通電流）をリアルタイムに監視して、コレクタ電流（導通電流）が小電流領域にあると判別した時には、ＩＧＢＴのゲート抵抗を大きくして、ＩＧＢＴのスイッチング速度を遅くすることによって、放射ノイズを低減するようにし、逆に、コレクタ電流（導通電流）が大電流領域にあると判別した時には、ＩＧＢＴのゲート抵抗を小さくして、スイッチング速度を速くすることによって、ターンオン損失を低減するという技術が提案されている。
【特許文献１】特開平５−３２８７４６号公報
【特許文献２】特開２００３−１２５５７４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前述のような従来技術では、ＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴ等の電圧駆動型素子に流れるコレクタ電流が、あらかじめ定めた所定電流よりも大きいかあるいは小さいかを判別し、コレクタ電流が小さいことに応答して、スイッチング速度（すなわちゲート電荷の充電速度）を遅くするように、動作定数すなわちゲート抵抗を大きい値に切り替え、逆に、コレクタ電流が大きいことに応答して、スイッチング速度（すなわちゲート電荷の充電速度）を速くするように、動作定数すなわちゲート抵抗を小さい値に切り替えるという構成になっているため、コレクタ電流の電流レベルを判定するまでは、スイッチング速度を変更するためのゲート抵抗の切り替え制御を行うことができないという問題がある。
【０００７】
この結果、例えば、ＩＧＢＴ等の電圧駆動型素子のゲート抵抗が大きい値に設定されていた場合、コレクタ電流の大小の判定が完了する時点では、ターンオン損失の大部分が既に確定してしまっているため、たとえ、コレクタ電流が大きいことを判別して、ゲート抵抗を小さい値に切り替えたとしても、ターンオン損失を低減することが困難であるという問題がある。
【０００８】
ここで、一般に、電気自動車等の大電力の制御を行うスイッチング回路やインバータ回路にＩＧＢＴ等の電圧駆動型素子を適用し、電圧駆動型素子のコレクタに誘導性の負荷を接続するような形態においては、電圧駆動型素子に流れるコレクタ電流が小電流領域にある場合には、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が大きく、逆に、電圧駆動型素子に流れるコレクタ電流が大電流領域にある場合には、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が小さくなるという関係にある。
【０００９】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、ＩＧＢＴ等の電圧駆動型素子のターンオン動作時に、コレクタ電流の大小の判定を行うことなく、コレクタ電圧の時間変化量を制御可能とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、前述の課題を解決するために、電圧駆動型素子のターンオン動作時に、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量に基づいて、電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を調整することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の電圧駆動型素子のゲート駆動回路によれば、電圧駆動型素子のターンオン動作時に、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量に基づいて、電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を直接調整するように構成しているので、従来技術とは異なり、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が大きくなる傾向があるコレクタ電流の小電流領域においては、電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を遅くするように調整することにより、コレクタ電圧の時間変化量を小さくして、放射ノイズを抑制しつつ、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が小さくなる傾向があるコレクタ電流の大電流領域においては、電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を速くするように調整することにより、コレクタ電圧の時間変化量を大きくして、ターンオン損失を低減することができるという効果を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下に、本発明による電圧駆動型素子のゲート駆動回路の最良の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１３】
（本発明の回路構成例）
図１は、本発明による電圧駆動型素子のゲート駆動回路の一構成例を示す回路図であり、電気自動車等の大電力の制御を行うスイッチング回路やインバータ回路などを構成するために、誘導性の負荷をコレクタに接続した電圧駆動型素子を駆動するゲート駆動回路として適用した場合の一例について示している。なお、図１には、電圧駆動型素子としてＩＧＢＴを用いた場合について示しているが、本発明の適用対象とする電圧駆動型素子としては、ＩＧＢＴに限らず、パワーＭＯＳＦＥＴなど他の電圧駆動型素子であっても構わない。
【００１４】
図１に例示するような回路構成を採用することによって、負荷をコレクタに接続したＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲートに電圧を印加することによって駆動するような電圧駆動型のＩＧＢＴ（Ｑ１）をターンオン動作させる際に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）に基づいて、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整することを可能としている。この結果、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が、ＩＧＢＴ（Ｑ１）に流れるコレクタ電流(Ｉｃ)の電流量の如何によらず、あらかじめ定めた許容範囲内に収まるように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整することも可能である。
【００１５】
すなわち、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）に基づいて、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整する際に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が大きいほど、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度をより遅くするように調整し、逆に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が小さいほど、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度をより速くするように調整することを可能としており、もって、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流の大小の如何によらず、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）をあらかじめ定めた許容範囲内に収めるように動作させることを可能とし、放射ノイズの発生を抑制しつつ、ターンオン損失の低減も実現可能としている。
【００１６】
次に、かかる動作を実現している図１の電圧駆動型素子のゲート駆動回路（１００）の回路構成について、まず説明する。
【００１７】
図１の電圧駆動型素子のゲート駆動回路（１００）において、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）は、抵抗（Ｒ３）とＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）とを介して電源電圧（Ｖｃｃ）に接続され、また、抵抗（Ｒ３）とＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）との接続点からＰＮＰトランジスタ（Ｑ４）を介して基準電位（Ｖｅｅ）に接続されている。
【００１８】
また、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）とＰＮＰトランジスタ（Ｑ４）との双方のベース端子は、ゲート信号（ＶＧ）の出力端子に接続されており、双方のベース端子に入力されるゲート信号（ＶＧ）によって、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）およびＰＮＰトランジスタ（Ｑ４）をオン／オフさせることによって、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充放電動作を行わせるように構成されている。
【００１９】
すなわち、抵抗（Ｒ３）とＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）とは、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時にＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を充電する第一のゲート電荷充電回路を形成し、抵抗（Ｒ３）とＰＮＰトランジスタ（Ｑ４）とは、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ動作時にＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を放電するゲート電荷放電回路を形成している。
【００２０】
なお、基準電位（Ｖｅｅ）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のエミッタ端子（Ｅ）と同電位であり、ゲート駆動回路（１００）が動作するための基準の電位である。また、ゲート信号（ＶＧ）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）をターンオンさせるオン信号の出力中は、電源電圧（Ｖｃｃ）と同電位のＨｉレベルになり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）をターンオフさせるオフ信号の出力中は、基準電位（Ｖｅｅ）と同電位のＬｏレベルになる。
【００２１】
また、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時にＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を充電する第二のゲート電荷充電回路として、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）は、前述した第一のゲート電荷充電回路と並列に、抵抗（Ｒ１）とＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）とを介して電源電圧（Ｖｃｃ）に接続されている。
【００２２】
ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース端子は、当該ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース電位を調整するためのベース抵抗（Ｒ２）を介して、ゲート信号（ＶＧ）の出力端子に接続されており、ベース端子にベース抵抗（Ｒ２）を介して入力されるゲート信号（ＶＧ）によって、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）をオンさせることによって、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電動作を行うように構成されている。
【００２３】
ここで、第二のゲート電荷充電回路におけるゲート抵抗（Ｒ１）の抵抗値を、第一のゲート電荷充電回路におけるゲート抵抗（Ｒ３）の抵抗値よりも小さな値に調整して、ＩＧＢＴ（Ｑ１）へのゲート電荷の充電を、第一のゲート電荷充電回路よりも第二のゲート電荷充電回路が支配的に行うように設定し、第一のゲート電荷充電回路を、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作の安定性を図るための動作を行うように設定することも可能である。
【００２４】
また、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）へのゲート電荷の充電動作を行う第二のゲート電荷充電回路には、ＩＧＢＴ（Ｑ１）がターンオンする際のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）に応じて、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース電位およびベース電流（Ｉｂ）が調整されるように、抵抗（Ｒ２）とＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース端子との接続点は、ダイオード（Ｄ２）とコンデンサ（Ｃ１）とを介して、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）に接続されている。
【００２５】
ここで、ダイオード（Ｄ２）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）がターンオンして、ＩＧＢＴ(Ｑ１)のコレクタ電圧がＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース電位よりも低下した場合にのみ、コンデンサ（Ｃ１）方向へ充電用の整流電流が導通するように、抵抗（Ｒ２）とＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース端子との接続点側に、ダイオード（Ｄ２）のアノード端子を接続し、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）側に、ダイオード（Ｄ２）のカノード端子を接続する。
【００２６】
すなわち、第二のゲート電荷充電回路においては、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時にＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を充電する動作を行うゲート電荷充電用トランジスタとして、ターンオン動作を指示するゲートオン信号（すなわちゲート信号（ＶＧ））を抵抗(Ｒ２)を介してベース端子に入力するＮＰＮトランジスタ(Ｑ２)を用い、該ＮＰＮトランジスタ(Ｑ２)をＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子に抵抗(Ｒ１)を介して接続するとともに、ターンオン動作時の電荷を蓄積するコンデンサ(Ｃ１)を、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）とＮＰＮトランジスタ(Ｑ２)のベース端子との間に接続するように構成している。
【００２７】
さらに、コンデンサ（Ｃ１）に整流用のダイオード(Ｄ２)を直列に接続し、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時においてＮＰＮトランジスタ(Ｑ２)のベース端子からＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）の方向へ電流が流れてコンデンサ(Ｃ１)に電荷を蓄積させるように構成している。ここで、直列接続したダイオード（Ｄ２）の代わりに、例えばスイッチング素子を用いて、コンデンサ（Ｃ１）への電荷の蓄積動作をＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時のみに限るような回路構成とするようにしてももちろん構わない。
【００２８】
なお、コンデンサ(Ｃ１)の容量値、ベース抵抗（Ｒ２）、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）などの回路定数の決定に当たっては、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が、ＩＧＢＴ（Ｑ１）に流れるコレクタ電流(Ｉｃ)の電流量の如何によらず、あらかじめ定めた許容範囲内に収まるように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時にコンデンサ（ｃ１）に流れる電流を適切な電流量に調整することができる回路定数を用いるようにしている。
【００２９】
さらに、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時にコンデンサ（Ｃ１）に充電した電荷を、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ期間に放電するための放電手段となる放電回路が備えられており、該放電手段として、ダイオード（Ｄ１）が、コンデンサ（Ｃ１）とダイオード（Ｄ２）との接続点と、ゲート信号（ＶＧ）の出力端子との間に接続されている。ここで、ダイオード（Ｄ１）が接続されるゲート信号（ＶＧ）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ動作と同期して基準電位に設定される回路部の一つであり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ動作時において、コンデンサ（Ｃ１）に蓄積された電荷をダイオード（Ｄ１）を介して基準電位へ放電するように動作させることができる。
【００３０】
すなわち、ダイオード（Ｄ１）は、コンデンサ電圧（Ｖｃ１）としてＨｉレベルに充電されているコンデンサ（Ｃ１）側から、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ期間においてはＬｏレベル（基準電位（Ｖｅｅ）と同電位）になるゲート信号（ＶＧ）の出力端子の方向に、コンデンサ（Ｃ１）の充電電荷を放電する整流電流が導通するように、コンデンサ（Ｃ１）とダイオード（Ｄ２）との接続点側に、ダイオード（Ｄ１）のアノード端子を接続し、ゲート信号（ＶＧ）の出力端子側に、ダイオード（Ｄ１）のカノード端子を接続している。
【００３１】
かかる放電回路を形成することにより、ゲート信号（ＶＧ）が、ＩＧＢＴ（Ｑ１）をターンオフさせるために、Ｈｉレベル（電源電圧（Ｖｃｃ）と同電位）からＬｏレベル（基準電位（Ｖｅｅ）と同電位）に切り替わると、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の放電用のＰＮＰトランジスタ（Ｑ４）をオンさせて、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷をＰＮＰトランジスタ（Ｑ４）を介して放電させると同時に、Ｈｉレベルに充電されているコンデンサ（Ｃ１）から、基準電位（Ｖｅｅ）と同電位のＬｏレベルに切り替わったゲート信号（ＶＧ）の出力端子の方向に、コンデンサ（Ｃ１）の充電電荷を放電する整流電流が流れる。
【００３２】
（図１の回路構成例における作用）
次に、図１に示した電圧駆動型素子のゲート駆動回路（１００）の作用について図２、図３を用いて説明する。ここに、図２、図３は、いずれも、本発明の一実施例である図１の回路構成例において、ＩＧＢＴ（Ｑ１）がターンオン動作した際の各部の信号波形を示すタイムチャートであり、ゲート信号（ＶＧ）をＬｏレベルからＨｉレベルに変化させることによって、コレクタ端子（Ｃ）に誘導性の負荷を接続したＩＧＢＴ（Ｑ１）がターンオン動作を開始した際の各部の信号波形を示している。なお、図２は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）が小さい小電流領域におけるＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時の各部の信号波形を示し、図３は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）が大きい大電流領域におけるＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時の各部の信号波形を示している。
【００３３】
図２、図３において、ゲート信号（ＶＧ）は、図示していない外部のコントローラから入力される信号波形であり、ゲート電流Ｉｇ０は、第一のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）、抵抗（Ｒ３）を介して、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート（Ｇ）へ流れる電流の信号波形である。また、ベース電流（Ｉｂ）は、第二のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベースに流れる電流の信号波形であり、ゲート電流Ｉｇ１は、第二のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）、抵抗（Ｒ１）を介して、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート（Ｇ）へ流れる電流の信号波形である。
【００３４】
また、ゲート電圧（Ｖｇｅ）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート・エミッタ間の電圧変化を示す信号波形であり、微分電流（Ｉｄｉｆｆ）は、第二のゲート電荷充電回路に接続したコンデンサ（Ｃ１）を充電するように流れる電流の信号波形である。また、Ｒ２両端電圧（Ｖｒ）は、第二のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベースに接続した抵抗（Ｒ２）の両端にかかる電圧変化を示す信号波形である。
【００３５】
また、コンデンサ電圧（Ｖｃ１）は、コンデンサ（Ｃ１）とダイオード（Ｄ２）との接続点における電圧変化を示す信号波形であり、コレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタとエミッタ間の電圧変化を示す信号波形であり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧の時間的変化を示している。また、コレクタ電流（Ｉｃ）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタに流れるコレクタ電流（導通電流）の信号波形である。
【００３６】
以下、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流が小さい小電流領域にあった場合のＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時の各部の信号波形を示す図２の波形図に基づいて、図１のゲート駆動回路１００の回路動作について詳細に説明する。
【００３７】
ゲート信号（ＶＧ）をＬｏレベル（基準電位（Ｖｅｅ）と同電位）からＨｉレベル（電源電圧（Ｖｃｃ）と同電位）に変化させると、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷充電用の第一のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）は、オフからオンヘと状態遷移し、一方、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷放電用のゲート電荷放電回路を形成するＰＮＰトランジスタ（Ｑ４）は、オンからオフへ状態遷移して、抵抗（Ｒ３）を介して、電源電圧（Ｖｃｃ）からゲート電荷を充電するためのゲート電流（Ｉｇ０）が、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート（Ｇ）端子に向かって流れる。
【００３８】
さらに、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷充電用の第二のゲート電荷充電回路を形成するゲート電荷充電用のＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）も、ＨｉレベルのＶＧ信号が抵抗（Ｒ２）を介して印加されることにより、ベース電流（Ｉｂ）が流れて、オフからオンヘ状態遷移して、抵抗（Ｒ１）を介して、電源電圧（Ｖｃｃ）からゲート電荷を充電するためのゲート電流（Ｉｇ１）が、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート（Ｇ）端子に向かって流れる。
【００３９】
この結果、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電が開始され、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電圧（ゲート・エミッタ間電圧）Ｖｇｅが上昇し始める。ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へのゲート電荷の充電が進み、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電圧Ｖｇｅが、ターンオン電圧閾値に達すると、ＩＧＢＴ（Ｑ１）がターンオン動作を開始し、コレクタ電流（Ｉｃ）が流れ出すとともに、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）は低下し始める。
【００４０】
ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）が低下を開始すると、コレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）としては、負の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が発生する。負の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）によって、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース電圧よりもＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧すなわちコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）が低下した状態に達すると、コンデンサ（Ｃ１）には、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）に向かって、コンデンサ（Ｃ１）を充電する微分電流（Ｉｄｉｆｆ）が流れ出す。
【００４１】
ここで、微分電流（Ｉｄｉｆｆ）は、Ｈｉレベル（電源電圧（Ｖｃｃ）と同電位）のゲート信号（ＶＧ）の出力端子から、抵抗（Ｒ２）、ダイオード（Ｄ２）およびコンデンサ（Ｃ１）を通って、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）ヘと流れるため、抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）は上昇するとともに、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース電流（Ｉｂ）は減少に転じ、ゲート電流（Ｉｇ１）も減少し始める。
【００４２】
この結果、第二のゲート電荷充電回路がＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度に支配的な影響を及ぼすように設定されている場合には、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へのゲート電荷の充電速度もより大きく低下し、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）もより小さく抑えられるようになり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ（Ｃ）に流れるコレクタ電流（Ｉｃ）も急増せずに平坦な小さい値に抑えられる。
【００４３】
ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が小さくなると、コンデンサ（Ｃ１）に流れる微分電流（Ｉｄｉｆｆ）が減少し、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）も低下する。ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）が低下すると、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を充電するゲート電流（Ｉｇ１）が増加し、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へのゲート充電速度が速くなるように調整される。
【００４４】
ここで、ゲート信号（ＶＧ）が、Ｈｉレベルに切り替わった時点での、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へ流れ込むゲート電流（Ｉｇ０）およびゲート電流（Ｉｇ１）の大きさによって決定され、ゲート電流（Ｉｇ０）およびゲート電流（Ｉｇ１）は、以下の式（１）、式（２）で表すことができる。
【００４５】
Ｉｇ０＝（ＶＧ−Ｖｇｅ−Ｖｂｅ３）／Ｒ３ …（１）
Ｉｇ１＝（ＶＧ−Ｖｇｅ−Ｖｂｅ２−Ｖｒ）／Ｒ１ …（２）
ただし、ＶＧ…ゲート信号（ＶＧ）のＨｉレベル電圧（電源電圧Ｖｃｃ）
Ｖｇｅ…ＩＧＢＴ（Ｑ１）ゲート・エミッタ間電圧
Ｖｂｅ２…ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）ベース・エミッタ間電圧
Ｖｂｅ３…ＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）ベース・エミッタ間電圧
Ｖｒ…抵抗（Ｒ２）の両端電圧
また、このとき、コンデンサ（Ｃ１）に流れる微分電流Ｉｄｉｆｆと式（２）における抵抗（Ｒ２）の両端電圧Ｖｒとは、以下のように表される。
【００４６】
Ｉｄｉｆｆ＝Ｃ１×ｄＶｃｅ／ｄｔ …（３）
Ｖｒ＝Ｒ２×（Ｉｂ＋Ｉｄｉｆｆ） …（４）
ただし、Ｉｂ…ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース電流
ｄＶｃｅ／ｄｔ…ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ間電圧
（Ｖｃｅ）の時間変化量
すなわち、式（１）、式（２）に示すように、ゲート電流（Ｉｇ０）は抵抗（Ｒ３）によって決定され、ゲート電流（Ｉｇ１）は、抵抗（Ｒ１）および抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）によって決定される。ここで、図２には明示していないが、前述したように、抵抗（Ｒ１）の抵抗値を、抵抗（Ｒ３）に比して、小さな値に設定して、第二のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）からのゲート電流（Ｉｇ１）を、第一のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ３）からのゲート電流（Ｉｇ０）よりも大きくするようにしても良い。
【００４７】
前述したように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へのゲート電荷の充電が進むと、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）が下降を開始し、式（３）、式（４）に示すように、コンデンサ（Ｃ１）には、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）に向かって、微分電流（Ｉｄｉｆｆ）が流れて、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）は上昇する。ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）が上昇すると、式（２）、に示すように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を充電するゲート電流（Ｉｇ１）が減少し、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へのゲート充電速度が遅くなるように調整される。
【００４８】
さらに、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へのゲート充電速度が遅くなると、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の下降速度が遅くなり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が小さくなる。この結果、式（３）、式（４）に示すように、コンデンサ（Ｃ１）に流れる微分電流（Ｉｄｉｆｆ）が小さくなり、ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）も低下する。ＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）のベース抵抗（Ｒ２）の両端電圧（Ｖｒ）が低下すると、式（２）に示すように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を充電するゲート電流（Ｉｇ１）が増加し、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート端子（Ｇ）へのゲート充電速度が速くなるように調整される。
【００４９】
すなわち、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン過程において、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート充電時のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が大きくなると、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷を充電するゲート電流（Ｉｇ１）は減少して、ゲート電荷の充電速度が低下し、この結果として、コレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が小さくなると、ゲート電流（Ｉｇ１）は増加して、ゲート電荷の充電速度が上昇する。このような負帰還動作によって、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート充電時のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）は、コレクタ電流の大小の如何によらず、あらかじめ定めた許容範囲内に収めることができるようになる。
【００５０】
かくのごとく、図２の小電流領域におけるターンオン動作の場合のように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ（Ｃ）に流れるコレクタ電流（Ｉｃ）が小さく、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が大きいときは、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が小さくなるように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を遅くするフィードバックをかけて、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン速度を遅くするようなネガティブ・フィードバック（負帰還動作）を行うことができる。
【００５１】
一方、図３の大電流領域におけるターンオン動作の場合のように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ（Ｃ）に流れるコレクタ電流（Ｉｃ）が大きく、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が小さいときは、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が大きくなるように、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を速くするフィードバックをかけて、ターンオン速度を速くするようなネガティブ・フィードバック（負帰還動作）を行うことができる。
【００５２】
而して、本発明の一実施例を示す図１のＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート駆動回路（１００）のような回路構成を用いることにより、従来技術とは異なり、図２のような小電流領域でのターンオン動作時であっても、図３のような大電流領域でのターンオン動作時であっても、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）は、あらかじめ定めた許容範囲（例えば、６５０Ｖ／μｓ〜８５０Ｖ／μｓ）内に収めることができるとともに、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）をリアルタイムに監視して、その大小を判別して、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整するような、コレクタ電流（Ｉｃ）のモニタリング動作を行う必要もない。
【００５３】
その結果、図２に示すように、小電流領域でのターンオン動作時のＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）やコレクタ電圧（Ｖｃｅ）の変化を小さく抑えて、放射ノイズの発生や素子の破壊を防止することが可能になり、かつ、図３に示すように、大電流領域でのターンオン動作時のＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）の立ち上がり時間、コレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の立ち下がり時間を短くし、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン損失（ターンオン遅延時間）を低減することが可能になる。
【００５４】
なお、図２、図３のＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）およびコレクタ電流（Ｉｃ）に一点鎖線で示している電圧波形および電流波形は、図５に示すような従来技術を適用した回路構成においてターンオン動作を行っている場合を示している。ここに、図５は、従来の電圧駆動型素子のゲート駆動回路の一構成例を示す回路図であり、図１に示す本発明の回路構成例から、第二のゲート電荷充電回路に接続したコンデンサ（Ｃ１）、ダイオード（Ｄ２）およびダイオード（Ｄ１）を削除した形態のものである。すなわち、図５に示すように、従来技術においては、本発明とは異なり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）をフィードバックして、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整するような負帰還回路構成を採用していない。この結果、小電流領域でのターンオン動作時のＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）の変化も大きくなり、放射ノイズの発生を防ぐことができなくなる恐れがあるとともに、大電流領域でのターンオン動作時のＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）の立ち上がり時間やコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）の立ち下がり時間が長くなり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン損失が大きくなってしまう。
【００５５】
本発明の一実施例として図１に示したＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート駆動回路（１００）のもう一つの特徴は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時にコンデンサ（Ｃ１）に充電された電荷を、ターンオフ時に、放電できるように構成している点である。すなわち、図１においては、前述したように、ダイオード（Ｄ１）が、コンデンサ（Ｃ１）とダイオード（Ｄ２）との接続点と、ゲート信号（ＶＧ）の出力端子との間に接続されており、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ動作時に、コンデンサ（Ｃ１）側からゲート信号（ＶＧ）の出力端子の方向に、コンデンサ（Ｃ１）の充電電荷を放電する整流電流が導通するように、コンデンサ（Ｃ１）とダイオード（Ｄ２）との接続点側に、ダイオード（Ｄ１）のアノード端子を接続し、ゲート信号（ＶＧ）の出力端子側に、ダイオード（Ｄ１）のカノード端子を接続するように構成している。
【００５６】
したがって、図１のような、コンデンサ（Ｃ１）の電荷の放電回路を備えている回路構成においては、ゲート信号（ＶＧ）がＨｉレベルからＬｏレベルに変化する都度、すなわち、ＩＧＢＴ（Ｑ１）がオン状態からターンオフする都度、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時に充電されていたコンデンサ（Ｃ１）の電荷を、ダイオード（Ｄ１）を介して、ターンオフ時にはＬｏレベル(基準電位Ｖｅｅと同電位)に設定されるゲート信号（ＶＧ）の出力端子側へと放電することになる。このため、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオンごとにコンデンサ（Ｃ１）に流れる微分電流（Ｉｄｉｆｆ）は飽和してしまうことがなく、第二のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）に応じて、ゲート電流（Ｉｇ１）を調整し、もって、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整するという、所望の動作を安定して行うことができる。
【００５７】
なお、コンデンサ（Ｃ１）に充電された電荷を放電する放電手段となる放電回路として、図１のダイオード（Ｄ１）の代わりに、ゲート信号（ＶＧ）に同期してオンオフするようなスイッチング素子を用いるように構成しても、前述の場合と同様の作用を得ることができる。図４は、本発明による電圧駆動型素子のゲート駆動回路の図１とは異なる他の構成例を示す回路図であり、コンデンサ（Ｃ１）に充電された電荷を放電する放電回路用のスイッチング素子として、ＰＮＰトランジスタ（Ｑ５）を用いている場合を示している。
【００５８】
すなわち、図４のゲート駆動回路（１００Ａ）においては、コンデンサ（Ｃ１）とダイオード（Ｄ２）との接続点と、基準電位（Ｖｅｅ）とに、ＰＮＰトランジスタ（Ｑ５）のエミッタ端子とコレクタ端子とをそれぞれ接続し、ゲート信号（ＶＧ）の出力を、ＰＮＰトランジスタ（Ｑ５）のベースに入力して、ゲート信号（ＶＧ）がＨｉレベルからＬｏレベルに変化した時に、つまり、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ動作と同期して、ＰＮＰトランジスタ（Ｑ５）がオン状態に切り替わって、コンデンサ（Ｃ１）の放電動作を行うように構成している。
【００５９】
図４の回路構成では、ゲート信号（ＶＧ）に同期して、ゲート信号（ＶＧ）がＨｉレベルの期間は、ＰＮＰトランジスタ（Ｑ５）はオフであり、コンデンサ（Ｃ１）に充電される電荷は、そのまま蓄積されており、ゲート信号（ＶＧ）がＬｏレベルになった時点で、ＰＮＰトランジスタ（Ｑ５）がオンに切り替わり、コンデンサ（Ｃ１）に充電されていた電荷が、基準電位（Ｖｅｅ）側に放電されることになる。
【００６０】
なお、コンデンサ（Ｃ１）の電荷を放電する放電回路として用いるスイッチング素子としては、図４に示したＰＮＰトランジスタ（Ｑ５）のみに限るものではなく、ＭＯＳＦＥＴ等を用いても、全く同様の効果が得られる。
【００６１】
以上に詳細に説明したように、本実施例によれば、負荷を接続している電圧駆動型素子の一例であるＩＧＢＴ（Ｑ１）と第二のゲート電荷充電回路用のＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）との間を接続するコンデンサ（Ｃ１）を備えて、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時に、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧の時間変化量に基づいて、電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を調整するように構成している。
【００６２】
したがって、大電力を要する装置等の電力を制御するためのスイッチング回路やインバータ回路等に適用した場合のように、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が大きくなる傾向があるコレクタ電流の小電流領域においては、電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を遅くするように調整することにより、コレクタ電圧の時間変化量を小さくして、放射ノイズを抑制しつつ、電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が小さくなる傾向があるコレクタ電流の大電流領域においては、電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を速くするように調整することにより、コレクタ電圧の時間変化量を大きくして、ターンオン損失を低減することができるという、従来技術とは全く異なる効果を得ることができる。
【００６３】
さらに、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオフ動作時に、ターンオン動作時にコンデンサ（Ｃ１）に蓄積された電荷を放電させる放電手段を備えているので、ゲート信号（ＶＧ）がＨｉレベルからＬｏレベルに変化する都度、すなわち、ＩＧＢＴ（Ｑ１）がオン状態からターンオフする都度、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオン動作時にコンデンサ（Ｃ１）に蓄積された電荷を、基準電位Ｖｅｅへと放電することできる。
【００６４】
したがって、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のターンオンごとにコンデンサ（Ｃ１）に流れる微分電流（Ｉｄｉｆｆ）は飽和することがなく、第二のゲート電荷充電回路を形成するＮＰＮトランジスタ（Ｑ２）は、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ・エミッタ電圧（Ｖｃｅ）の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）に応じて、ゲート電流（Ｉｇ１）を調整し、もって、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整するという、所望の動作を安定して行うことができる。
【００６５】
なお、以上に説明した実施例においては、電圧駆動型素子の一例としてＩＧＢＴ（Ｑ１）を用い、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電圧の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）が、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）の大小の如何によらず、あらかじめ定めた許容範囲内に収まるように、コレクタ電圧の時間変化量（ｄＶｃｅ／ｄｔ）を用いて、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整するようにする場合を示したが、場合によっては、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ端子（Ｃ）に流れるコレクタ電流（Ｉｃ）そのもの（すなわち、電圧駆動型素子の導通電流そのもの）を用いて、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のゲート電荷の充電速度を調整するような回路構成とし、ＩＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）の電流量が小さい時は、ゲート電荷の充電速度を遅くし、ＧＢＴ（Ｑ１）のコレクタ電流（Ｉｃ）の電流量が小さい時以外は、ゲート電荷の充電速度を速くするように制御するようにしても良い。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明による電圧駆動型素子のゲート駆動回路の一構成例を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施例である図１のＩＧＢＴのゲート駆動回路の小電流領域におけるＩＧＢＴターンオン動作時の各部の信号波形を示す波形図である。
【図３】本発明の一実施例である図１のＩＧＢＴのゲート駆動回路の大電流領域におけるＩＧＢＴターンオン動作時の各部の信号波形を示す波形図である。
【図４】本発明による電圧駆動型素子のゲート駆動回路の他の構成例を示す回路図である。
【図５】従来の電圧駆動型素子のゲート駆動回路の一構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００６７】
１００，１００Ａ…ゲート駆動回路、Ｃ…コレクタ端子、Ｃ１…コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、ｄＶｃｅ／ｄｔ…コレクタ・エミッタ間電圧時間変化量、Ｅ…エミッタ端子、Ｇ…ゲート端子、Ｉｂ…ベース電流、Ｉｃ…コレクタ電流、Ｉｄｉｆｆ…微分電流、Ｉｇ０，Ｉｇ１…ゲート電流、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４…抵抗、Ｑ１…ＩＧＢＴ、Ｑ２，Ｑ３…ＮＰＮトランジスタ、Ｑ４，Ｑ５…ＰＮＰトランジスタ、Ｖｃ１…コンデンサ電圧、Ｖｃｃ…電源電圧、Ｖｃｅ…コレクタ・エミッタ間電圧、Ｖｅｅ…基準電位、ＶＧ…ゲート信号、Ｖｇｅ…ゲート・エミッタ間電圧（ゲート電圧）、Ｖｒ…抵抗（Ｒ２）の両端電圧。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コレクタに負荷を接続した電圧駆動型素子のゲートに電圧を印加することによって該電圧駆動型素子を駆動する電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記電圧駆動型素子のターンオン動作時に、前記電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量に基づいて、当該電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を調整することを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項２】
請求項１に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量に基づいて、当該電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を調整する際に、当該電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が、あらかじめ定めた許容範囲内に収まるように、当該電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を調整することを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路は、当該電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が大きいほど、当該電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度をより遅くするように調整し、当該電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が小さいほど、当該電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度をより速くするように調整することを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれかに記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記電圧駆動型素子のターンオン動作時に当該電圧駆動型素子のゲート電荷を充電する動作を行うゲート電荷充電用トランジスタとターンオン動作時の電荷を蓄積するコンデンサとを備え、前記ゲート電荷充電用トランジスタを前記電圧駆動型素子のゲート端子に抵抗を介して接続し、前記コンデンサを当該電圧駆動型素子のコレクタ端子と前記ゲート電荷充電用トランジスタのベース端子との間に接続することを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項５】
請求項４に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記ゲート電荷充電用トランジスタが、前記電圧駆動型素子のターンオン動作を指示するゲートオン信号を抵抗を介してベース端子に入力するＮＰＮトランジスタからなっていることを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項６】
請求項５に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記電圧駆動型素子のコレクタ端子と前記ゲート電荷充電用トランジスタのベース端子との間に接続した前記コンデンサに整流用のダイオードを直列に接続し、当該電圧駆動型素子のターンオン動作時に前記ゲート電荷充電用トランジスタのベース端子から当該電圧駆動型素子のコレクタ端子の方向へ電流が流れて前記コンデンサに電荷を蓄積させることを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項７】
請求項５または６に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記電圧駆動型素子のターンオン動作時に、当該電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が、当該電圧駆動型素子に流れるコレクタ電流の電流量の如何によらず、あらかじめ定めた許容範囲内に収まるように、当該電圧駆動型素子のターンオン動作時に前記コンデンサに流れる電流を調整することを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項８】
請求項６または７のいずれかに記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記電圧駆動型素子のターンオフ動作時に、当該電圧駆動型素子のターンオン動作で前記コンデンサに蓄積されていた電荷を放電する放電手段を備えていることを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項９】
請求項８に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記放電手段として、前記コンデンサと整流用の前記ダイオードとの接続点と、当該電圧駆動型素子のターンオフ動作と同期して基準電位に設定される回路部との間に、ダイオードを接続し、ターンオフ動作時に前記コンデンサに蓄積された電荷を前記ダイオードを介して基準電位へ放電することを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項１０】
請求項８に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記放電手段として、前記コンデンサと整流用の前記ダイオードとの接続点と、基準電位との間に、当該電圧駆動型素子のターンオフ動作と同期してオン状態に切り替わるスイッチング素子を接続し、ターンオフ動作時に前記コンデンサに蓄積された電荷を前記スイッチング素子を介して基準電位へ放電することを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項１１】
請求項１０に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記スイッチング素子が、ＰＮＰトランジスタまたはＭＯＳＦＥＴからなっていることを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項１】
コレクタに負荷を接続した電圧駆動型素子のゲートに電圧を印加することによって該電圧駆動型素子を駆動する電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記電圧駆動型素子のターンオン動作時に、前記電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量に基づいて、当該電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を調整することを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項２】
請求項１に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量に基づいて、当該電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を調整する際に、当該電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が、あらかじめ定めた許容範囲内に収まるように、当該電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度を調整することを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路は、当該電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が大きいほど、当該電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度をより遅くするように調整し、当該電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が小さいほど、当該電圧駆動型素子のゲート電荷の充電速度をより速くするように調整することを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれかに記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記電圧駆動型素子のターンオン動作時に当該電圧駆動型素子のゲート電荷を充電する動作を行うゲート電荷充電用トランジスタとターンオン動作時の電荷を蓄積するコンデンサとを備え、前記ゲート電荷充電用トランジスタを前記電圧駆動型素子のゲート端子に抵抗を介して接続し、前記コンデンサを当該電圧駆動型素子のコレクタ端子と前記ゲート電荷充電用トランジスタのベース端子との間に接続することを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項５】
請求項４に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記ゲート電荷充電用トランジスタが、前記電圧駆動型素子のターンオン動作を指示するゲートオン信号を抵抗を介してベース端子に入力するＮＰＮトランジスタからなっていることを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項６】
請求項５に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記電圧駆動型素子のコレクタ端子と前記ゲート電荷充電用トランジスタのベース端子との間に接続した前記コンデンサに整流用のダイオードを直列に接続し、当該電圧駆動型素子のターンオン動作時に前記ゲート電荷充電用トランジスタのベース端子から当該電圧駆動型素子のコレクタ端子の方向へ電流が流れて前記コンデンサに電荷を蓄積させることを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項７】
請求項５または６に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記電圧駆動型素子のターンオン動作時に、当該電圧駆動型素子のコレクタ電圧の時間変化量が、当該電圧駆動型素子に流れるコレクタ電流の電流量の如何によらず、あらかじめ定めた許容範囲内に収まるように、当該電圧駆動型素子のターンオン動作時に前記コンデンサに流れる電流を調整することを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項８】
請求項６または７のいずれかに記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記電圧駆動型素子のターンオフ動作時に、当該電圧駆動型素子のターンオン動作で前記コンデンサに蓄積されていた電荷を放電する放電手段を備えていることを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項９】
請求項８に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記放電手段として、前記コンデンサと整流用の前記ダイオードとの接続点と、当該電圧駆動型素子のターンオフ動作と同期して基準電位に設定される回路部との間に、ダイオードを接続し、ターンオフ動作時に前記コンデンサに蓄積された電荷を前記ダイオードを介して基準電位へ放電することを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項１０】
請求項８に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記放電手段として、前記コンデンサと整流用の前記ダイオードとの接続点と、基準電位との間に、当該電圧駆動型素子のターンオフ動作と同期してオン状態に切り替わるスイッチング素子を接続し、ターンオフ動作時に前記コンデンサに蓄積された電荷を前記スイッチング素子を介して基準電位へ放電することを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【請求項１１】
請求項１０に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動回路において、前記スイッチング素子が、ＰＮＰトランジスタまたはＭＯＳＦＥＴからなっていることを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００８−８６０６８（Ｐ２００８−８６０６８Ａ）
【公開日】平成２０年４月１０日（２００８．４．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−２６０２６０（Ｐ２００６−２６０２６０）
【出願日】平成１８年９月２６日（２００６．９．２６）
【出願人】（０００００３９９７）日産自動車株式会社 (16,386)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年４月１０日（２００８．４．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年９月２６日（２００６．９．２６）
【出願人】（０００００３９９７）日産自動車株式会社 (16,386)
【Ｆターム（参考）】
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