制御装置
【課題】トルク指令に周期的なトルク振動が含まれる場合であっても、電流指令に対する追従性能を向上させるとともに、矩形波制御が実行される場合に、制御系が不安定になることを抑制できる交流回転電機の制御装置が求められる。
【解決手段】電圧制御部は、第一変調率域ではパルス幅変調制御を実行し、第二変調率域では矩形波制御を実行し、電流フィードバック制御部は、トルク指令に周期的なトルク振動が含まれる場合に、振動周波数の周期関数の特性を有する高調波モデルにより二相電圧指令を算出し、トルク電流演算部は、第一変調率域において変調率が増加するに従ってトルク振動の振幅を減少させ、第二変調率域でトルク振動の振幅をゼロとするように、トルク指令に含まれる前記トルク振動の制限を実行する制御装置。
【解決手段】電圧制御部は、第一変調率域ではパルス幅変調制御を実行し、第二変調率域では矩形波制御を実行し、電流フィードバック制御部は、トルク指令に周期的なトルク振動が含まれる場合に、振動周波数の周期関数の特性を有する高調波モデルにより二相電圧指令を算出し、トルク電流演算部は、第一変調率域において変調率が増加するに従ってトルク振動の振幅を減少させ、第二変調率域でトルク振動の振幅をゼロとするように、トルク指令に含まれる前記トルク振動の制限を実行する制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータを介して、ロータを有する交流回転電機を制御するための制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
上記のような制御装置に関して、例えば下記の特許文献１には、交流回転電機が内燃機関に連結され、内燃機関から伝達される周期的なトルク振動を制振するためのトルクを交流回転電機に出力させる技術が開示されている。この際、交流回転電機に対するトルク指令は、伝達トルク振動の逆位相のトルク指令とされる。
【０００３】
しかしながら、トルク指令に周期的なトルク振動が含まれると、トルク指令に基づいて電流指令を演算する際に、電流指令にトルク振動の周波数よりも高次の周波数の振動成分が生じる。このため、電流指令に対する実電流の良好な追従性能を得るための電流フィードバック制御系の設計が難しくなる恐れがあった。
【０００４】
また、インバータの制御方式として、下記の特許文献２には、パルス幅変調制御、又は矩形波制御を行う技術が開示されている。しかしながら、矩形波制御は、インバータの出力電圧波形を、電気角の回転周期で１回だけオンオフする制御であるため、トルク指令に含まれる周期的なトルク振動に応じた振動成分を、インバータの出力電圧波形に反映させることができない。このため、矩形波制御が実行される場合に、トルク指令に周期的なトルク振動が含まれると、制御系が不安定化しやすくなる恐れがあった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−３３９６９号公報
【特許文献２】特開２０１０−１１９２４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
そこで、トルク指令に周期的なトルク振動が含まれる場合であっても、トルク指令に基づいて算出される電流指令に対する追従性能を向上させるとともに、矩形波制御が実行される場合に、トルク指令に含まれる周期的なトルク振動により、制御系が不安定になることを抑制できる交流回転電機の制御装置が求められる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る、直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータを介して、ロータを有する交流回転電機を制御するための制御装置の特徴構成は、前記ロータの電気角に同期して回転する二軸の回転座標系である二軸回転座標系を用い、前記交流回転電機に出力させるトルク指令に基づいて、前記交流回転電機に流す電流の指令値を前記二軸回転座標系で表した二相電流指令を演算するトルク電流演算部と、前記交流回転電機に流れる実電流に基づいて、前記二軸回転座標系で表した二相実電流を演算する実電流演算部と、前記交流回転電機に印加する電圧指令を前記二軸回転座標系で表した二相電圧指令を、前記二相実電流が前記二相電流指令に近づくように変化させる電流フィードバック制御部と、前記二相電圧指令に基づいて、前記交流回転電機に印加する交流電圧指令を算出し、前記交流電圧指令に基づいて前記交流回転電機に印加する電圧を制御する電圧制御部と、前記直流電源の直流電圧に対する前記交流回転電機に印加される交流電圧の実効値の割合である変調率を算出する変調率演算部と、を備え、前記電圧制御部は、前記変調率の所定域である第一変調率域ではパルス幅変調制御を実行し、当該第一変調率域よりも高い前記変調率の域である第二変調率域では矩形波制御を実行し、前記電流フィードバック制御部は、前記トルク指令に周期的なトルク振動が含まれる場合に、前記トルク振動の周波数の周期関数の特性を有する高調波モデルを用いた演算を少なくとも実行して前記二相電圧指令を算出し、前記トルク電流演算部は、前記第一変調率域の中の少なくとも前記第二変調率域に隣接する領域において前記変調率が増加するに従って前記トルク振動の振幅を減少させ、前記第二変調率域で前記トルク振動の振幅をゼロとするように、前記トルク指令に含まれる前記トルク振動の制限を実行する点にある。
【０００８】
なお、本願において「交流回転電機」は、交流駆動のモータ（電動機）、ジェネレータ（発電機）、及び必要に応じてモータ及びジェネレータの双方の機能を果たすモータ・ジェネレータのいずれをも含む概念として用いている。
【０００９】
上記の特徴構成によれば、周期的なトルク振動が含まれるトルク指令を二軸回転座標系で表した二相電流指令にもトルク振動の周波数の振動成分が含まれる。電流フィードバック制御部は、二相電流指令に含まれるトルク振動の周波数の周期関数と同様の特性を有する高調波モデルを、制御系内に有している。このため、内部モデル原理より、二相電流指令に含まれる周期的な振動成分に対して、定常偏差を減少させて二相実電流を追従させることが可能となり、トルク指令に含まれる周期的なトルク振動に対する実トルクの追従性を向上させることができる。
【００１０】
但し、矩形波制御が実行される場合は、インバータの出力電圧波形が１パルスの矩形波であるため、インバータの出力電圧波形に、周期的な振動成分を重畳させることができない。このため、周期的なトルク振動が含まれるトルク指令に基づいて、周期的に振動する二相電流指令を設定し、高調波モデルを有する電流フィードバック制御により二相電圧指令を周期的に振動させても、最終的なインバータの出力電圧波形に周期的な振動成分を重畳させることができない。よって、矩形波制御が実行される場合は、電流フィードバック制御系が、トルク指令に含まれる周期的なトルク振動に対して追従せず、制御系が不安定化しやすくなる。上記の特徴構成によれば、矩形波制御が実行される第二変調率域では、トルク振動の振幅がゼロまで制限されるので、制御系が不安定化することを抑制でき、回転電機の出力トルクがトルク指令から大きく変動することを抑制できる。
【００１１】
また、第一変調率域の中の少なくとも第二変調率域に隣接する領域では、インバータの出力電圧波形が矩形波に近くなるため、変調率が第二変調率域に近づくに従い、トルク振動に対する追従性能が悪化する。上記の特徴構成によれば、第二変調率域に隣接する領域では、変調率が増加するに従ってトルク振動の振幅が減少されるので、トルク振動に対する追従性能の悪化の影響を軽減できる。
また、上記の構成によれば、変調率が増加するに従ってトルク振動の振幅が減少されるので、第二変調率域と、第二変調率域に隣接する領域との間で、トルク指令に含まれるトルク振動の振幅が急変することを防止できる。その結果、当該トルク振動の振幅の急変により、制御系の挙動が一時的に不安定になったり、急激な出力トルクの変動が生じたりすることを防止できる。
【００１２】
ここで、前記電流フィードバック制御部は、前記矩形波制御が実行される場合は、前記高調波モデルを用いた演算を停止して、比例積分演算により前記二相電圧指令を算出すると好適である。
【００１３】
矩形波制御では、二相実電流に電気角の回転周波数の３次以上の高調波成分が重畳されやすい。上記の構成によれば、矩形波制御が実行される場合は、高調波モデルを用いた演算が停止される。このため、二相実電流に重畳する３次以上の高調波成分に対して高調波モデルが反応して、高調波モデルの出力が発散傾向になって大きく変動することを防止できる。
【００１４】
ここで、前記トルク電流演算部は、前記トルク振動に応じて振動する前記変調率の振動最大値が増加するに従って前記トルク振動の振幅を減少させる前記トルク振動の制限を実行すると好適である。
【００１５】
この構成によれば、変調率の振動最大値が増加するに従って、トルク振動の振幅を減少させているので、例えば、変調率の振動中心値が第一変調率域内にあるような場合においても、変調率の振動最大値が、第二変調率域内にならないように、トルク振動の振幅を低減させることができる。
また、これにより、トルク指令に周期的なトルク振動が含まれる場合に、トルク振動周期内で部分的に矩形波制御が実行されることを防止することができる。
【００１６】
ここで、前記第一変調率域は、前記交流電圧指令の振幅が前記直流電圧以下となる変調率域である第１Ａ変調率域と、前記交流電圧指令の振幅が前記直流電圧より大きくなる変調率域である第１Ｂ変調率域と、を含み、前記電圧制御部は、前記パルス幅変調制御として、前記第１Ａ変調率域では通常パルス幅変調制御を実行し、前記第１Ｂ変調率域では過変調パルス幅変調制御を実行し、前記トルク電流演算部は、前記第１Ａ変調率域では、前記トルク指令に含まれる前記トルク振動の制限を実行せず、前記第１Ｂ変調率域で、前記トルク振動の制限を実行すると好適である。
【００１７】
この構成によれば、交流電圧指令の振幅が直流電圧より大きくなる第１Ｂ変調率域で実行される過変調パルス幅変調制御では、インバータの出力電圧がオン又はオフに固定される期間が生じ、この期間では、周期的な振動成分をインバータの出力電圧波形に反映させることが困難になる。このため、過変調パルス幅変調制御では、電気角の回転周期内で部分的に、電流フィードバック制御系が、トルク指令に含まれる周期的なトルク振動に対して働かず、トルク振動に対する追従性能が悪化する。上記の構成によれば、第１Ｂ変調率域で、トルク振動の制限が実行されるので、過変調パルス変調制御におけるトルク振動に対する追従性能の悪化の影響を軽減できる。
一方、交流電圧指令の振幅が直流電圧以下になる第１Ａ変調率域で実行される通常パルス幅変調制御では、周期的な振動成分をインバータの出力電圧波形に反映させることができる。よって、通常パルス幅変調制御では、電流フィードバック制御系が、トルク指令に含まれる周期的なトルク振動に対して良好な追従性能を示すことができる。上記の構成によれば、第１Ａ変調率域で、トルク振動の制限を実行しないので、周期的なトルク振動に対して良好な追従性能が確保される。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施形態に係る制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る二軸回転座標系を説明するための図である。
【図３】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図４】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図５】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図６】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図７】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図８】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するタイムチャートである。
【図９】本発明の実施形態に係る制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図１１】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図１２】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図１３】本発明の実施形態に係る装置の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
交流回転電機ＭＧは、ロータ及びステータを有している。ステータは、非回転部材に固定され、ロータは、当該ステータの径方向内側に回転自在に支持されている。本実施形態では、交流回転電機ＭＧは、ロータ内部に永久磁石を埋め込んだ埋込磁石同期電動機(IPMSM)とされている。なお、永久磁石の代わりに電磁石が備えられていてもよい。
図１に示すように、交流回転電機ＭＧのステータに備えられた三相のコイルは、直流交流変換を行うインバータＩＮを介して直流電源としての蓄電装置Ｂｔに電気的に接続されている。そして、交流回転電機ＭＧは、電力の供給を受けて動力を発生するモータ（電動機）としての機能と、動力の供給を受けて電力を発生するジェネレータ（発電機）としての機能と、を果たすことが可能とされている。インバータＩＮは、蓄電装置Ｂｔの直流電力を交流電力に変換して交流回転電機ＭＧを駆動するため、或いは交流回転電機ＭＧが発電した交流電力を直流電力に変換して蓄電装置Ｂｔに充電するための複数のスイッチング素子を備えている。
【００２０】
制御装置３０は、直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータＩＮを介して、交流回転電機ＭＧを制御するための装置である。制御装置３０は、図１に示すように、出力トルク指令設定部３９、トルク電流演算部４０、実電流演算部４１、電流フィードバック制御部４２、電圧制御部４７としての交流電圧指令算出部４３及びインバータ制御部４４、変調率演算部４８を備えている。
出力トルク指令設定部３９は、交流回転電機ＭＧに出力させるトルク指令である出力トルク指令値Ｔｍｏを設定する。トルク電流演算部４０は、出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、交流回転電機ＭＧに流す電流の指令値を後述するｄｑ軸回転座標系（二軸回転座標系）で表した二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを演算する。実電流演算部４１は、交流回転電機ＭＧに流れる実電流に基づいて、ｄｑ軸回転座標系で表した二相実電流Ｉｄ、Ｉｑを演算する。電流フィードバック制御部４２は、交流回転電機ＭＧに印加する電圧指令をｄｑ軸回転座標系で表した二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを、二相実電流Ｉｄ、Ｉｑが二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに近づくように変化させる。そして、交流電圧指令算出部４３は、二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに基づいて、交流回転電機ＭＧに印加する交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを算出する。インバータ制御部４４は、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づいて、インバータＩＮを介して交流回転電機ＭＧに印加する電圧を制御する。また、変調率演算部４８は、直流電源の直流電圧ＶＨに対する交流回転電機ＭＧに印加される交流電圧の実効値の割合である変調率Ｍを算出する。
なお、ｄｑ軸回転座標系が、本発明における「二軸回転座標系」に相当する。
【００２１】
ここで、ｄｑ軸回転座標系は、図２にモデルを示すように、ロータの電気角に同期して回転するｄ軸及びｑ軸からなる二軸の回転座標系である。
ｄ軸は、ロータに備えられた磁石の界磁磁束の方向（Ｎ極方向）に定められ、ｑ軸は、ｄ軸に対して電気角で９０度位相が進んだ方向に定められている。
本実施形態では、ステータに備えられたＵ相コイルを基準にした場合の、ｄ軸（磁極）の電気角を磁極位置θｒｅとし、ｄ軸（磁極）の電気角速度を磁極回転速度ωｒｅとする。
【００２２】
このような構成において、電圧制御部４７は、変調率Ｍの所定域である第一変調率域ではパルス幅変調制御を実行し、当該第一変調率域よりも高い変調率Ｍの域である第二変調率域では矩形波制御を実行する。また、電流フィードバック制御部４２は、出力トルク指令値Ｔｍｏに周期的なトルク振動が含まれる場合に、当該トルク振動の周波数の周期関数の特性を有する高調波モデルを用いた演算を少なくとも実行して二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを算出する。そして、トルク電流演算部４０は、第一変調率域の中の少なくとも第二変調率域に隣接する領域において変調率Ｍが増加するに従ってトルク振動の振幅を減少させ、第二変調率域でトルク振動の振幅をゼロとするように、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動の制限を実行する点に特徴を有している。
以下、本実施形態に係る制御装置３０について、詳細に説明する。
【００２３】
１．制御装置３０の構成
次に、交流回転電機ＭＧを制御するための制御装置３０の構成について説明する。
制御装置３０は、ＣＰＵ等の演算処理装置を中核部材として備えるとともに、当該演算処理装置からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（ランダム・アクセス・メモリ）や、演算処理装置からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（リード・オンリ・メモリ）等の記憶装置等を有して構成されている。そして、制御装置３０のＲＯＭ等に記憶されたソフトウェア（プログラム）又は別途設けられた演算回路等のハードウェア、或いはそれらの両方により、図１に示すような制御装置３０の機能部３９〜４９などが構成されている。
【００２４】
制御装置３０には、センサＳｅ１、Ｓｅ２、Ｓｅ３から出力される電気信号が入力される。制御装置３０は、入力された電気信号に基づき各センサの検出情報を算出する。
電流センサＳｅ１は、各相のコイルに流れる電流を検出するためのセンサであり、インバータＩＮと各相のコイルとをつなぐ電線上に備えられている。制御装置３０は、電流センサＳｅ１の入力信号に基づいて各相のコイルを流れる実電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。
回転速度センサＳｅ２は、ロータの回転速度及び回転角度を検出するためのセンサであり、ロータの回転軸に取り付けられている。制御装置３０は、回転速度センサＳｅ２の入力信号に基づいて、交流回転電機ＭＧの磁極位置θｒｅ、磁極回転速度ωｒｅを検出する。なお、回転速度センサＳｅ２として、レゾルバ、又はロータリエンコーダなどが用いられる。
電圧センサＳｅ３は、直流電源の直流電圧ＶＨを検出するためのセンサであり、本実施形態では、蓄電装置ＢｔとインバータＩＮとをつなぐ電線上に備えられている。制御装置３０は、電圧センサＳｅ３の入力信号に基づいて、直流電圧ＶＨを検出する。なお、電圧センサＳｅ３は、蓄電装置ＢｔとインバータＩＮとの間にＤＣ−ＤＣコンバータが備えられる場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータとインバータＩＮとをつなぐ電線上に備えられる。すなわち、電圧センサＳｅ３により検出される直流電圧ＶＨは、インバータＩＮのスイッチング素子に供給されている直流電圧であり、スイッチング素子がオンの場合に交流回転電機ＭＧに印加される電圧である。
【００２５】
制御装置３０は、交流回転電機ＭＧの動作制御を行う制御装置である。図１に示すように、制御装置３０は、出力トルク指令設定部３９、トルク電流演算部４０、実電流演算部４１、電流フィードバック制御部４２、交流電圧指令算出部４３、及びインバータ制御部４４など、の機能部を備えており、各機能部が協働して、出力トルク指令値Ｔｍｏのトルクを交流回転電機ＭＧに出力させるように制御する。
【００２６】
１−１．制御モードの決定
１−１−１．インバータＩＮの制御方式
制御モード決定部４９は、インバータＩＮの制御方式を、変調率Ｍの所定域である第一変調率域ではパルス幅変調制御（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に決定し、当該第一変調率域よりも高い変調率Ｍの域である第二変調率域では矩形波制御に決定する。本実施形態では、図３に示すように、第一変調率域は、変調率Ｍが０．０以上、０．７８未満の範囲に設定されており、第二変調率域は、変調率Ｍが０．７８に設定されている。
ここで、パルス幅変調制御は、代表的には、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃと搬送波とに基づいて、インバータＩＮのスイッチング素子をオンオフして回転電機ＭＧに電圧を印加する制御であり、電気角の回転周期でコイル各相への電圧印加が２回以上オンオフされる。
矩形波制御は、電気角の回転周期内で、オン期間及びオフ期間の比が１：１である矩形波１パルス分をコイル各相に印加する制御であり、電気角の回転周期でコイル各相への電圧印加が１回だけオンオフされる。
変調率Ｍは、直流電圧ＶＨに対する、インバータＩＮの出力電圧波形（印加電圧波形）の基本波成分（電気角の回転周波数（ωｒｅ）の正弦波又は余弦波成分）の割合を表す。
【００２７】
また、本実施形態では、制御モード決定部４９は、パルス幅変調制御として、第１Ａ変調率域では通常パルス幅変調制御に決定し、第１Ｂ変調率域では過変調パルス幅変調制御に決定する。
第１Ａ変調率域は、第一変調率域で交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃの振幅が直流電圧ＶＨ以下となる変調率域に設定されている。第１Ｂ変調率域は、第一変調率域で交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃの振幅が直流電圧ＶＨより大きくなる変調率域に設定されている。
本実施形態では、通常パルス幅変調制御として、正弦波パルス幅変調制御が設定されているので、第１Ａ変調率域は、変調率Ｍが０．０以上、０．６１以下の範囲に設定され、第１Ｂ変調率域は、変調率Ｍが０．６１より大きく、０．７８未満の範囲に設定されている。
【００２８】
１−１−２．ベクトル制御方式
制御モード決定部４９は、ベクトル制御方式を、第一変調率域では最大トルク電流制御に決定し、第二変調率域では弱め磁束制御に決定するように構成されている。
【００２９】
１−１−３．制御モードの決定
本実施形態では、制御モード決定部４９は、図４に示すような、予め設定された制御モード決定マップを用いて、磁極回転速度ωｒｅ及び出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、インバータＩＮの制御方式及びベクトル制御方式を決定するように構成されている。
制御モード決定マップは、上記のような各変調率域に対応して、図４に示すような磁極回転速度ωｒｅ及び出力トルク指令値Ｔｍｏの座標系（以下、回転トルク座標系と称する）における所定の領域毎に、インバータＩＮの制御方式及びベクトル制御方式が予め設定されたマップとされている。
例えば、第一変調率域（０．０≦Ｍ＜０．７８）、第１Ａ変調率域（０．０≦Ｍ≦０．６１）、第１Ｂ変調率域（０．６１＜Ｍ＜０．７８）は、最大トルク電流制御が実行される条件では、図４に示すような回転トルク座標系における所定の領域に対応する。また、第二変調率域（Ｍ＝０．７８）は、弱め磁束制御が実行される条件では、図４に示すような回転トルク座標系における所定の領域に対応する。
なお、図４に、第一変調率域内（０．０≦Ｍ＜０．７８）における、最大トルク電流制御が実行される条件での、等変調率曲線をＭ＝０．０５〜０．７５まで、ΔＭ＝０．０５間隔で示している。等変調率曲線は、所定の変調率Ｍとなる回転トルク座標系における座標点の軌跡である。なお、第一変調率域と第二変調率域との境界曲線は、Ｍ＝０．７８の等変調率曲線であり、第１Ａ変調率域と第１Ｂ変調率域との境界曲線は、Ｍ＝０．６１の等変調率曲線である。
【００３０】
なお、制御モード決定部４９は、変調率演算部４８が算出した変調率Ｍに応じて、インバータＩＮの制御方式及びベクトル制御方式を決定するように構成されてもよい。
【００３１】
１−２．出力トルク指令値の設定
出力トルク指令値Ｔｍｏには、周期的なトルク振動が含まれる場合がある。
本実施形態では、出力トルク指令設定部３９は、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動成分となる振動トルク指令値Ｔｐを算出する周期振動トルク指令設定部５８と、周期的なトルク振動成分を含まない指令値であって、振動している出力トルク指令値Ｔｍｏの中心値となる基準トルク指令値Ｔｂを算出する基準トルク指令設定部５７と、を備えるように構成されている。そして、出力トルク指令設定部３９は、基準トルク指令値Ｔｂと、振動トルク指令値Ｔｐと、を加算した値を、出力トルク指令値Ｔｍｏとして設定するように構成されている。なお、出力トルク指令値Ｔｍｏが、本発明における「トルク指令」に相当する。
本実施形態では、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動は、正弦波状にされている。
具体的には、振動トルク指令値Ｔｐは、式（１）に示すように、トルク振動周波数ωｐ（角周波数）の正弦波とされている。
【数１】
ここで、ΔＴｐは、振動トルク指令値Ｔｐの振幅であり、αは、振動トルク指令値Ｔｐの位相である。なお、振動トルク指令値Ｔｐは、余弦波とされてもよい。
【００３２】
１−３．トルク制御及び電流フィードバック制御
制御装置３０は、出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて電流指令を算出し、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御により交流回転電機ＭＧの制御を行うように構成されている。ベクトル制御では、電流指令をｄｑ軸回転座標系で設定し、各相のコイルに流れる実電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、磁極位置θｒｅに基づき、ｄｑ軸回転座標系で表した二相実電流Ｉｄ、Ｉｑに変換し、二相実電流Ｉｄ、Ｉｑが電流指令に近づくように、交流回転電機ＭＧに印加する電圧を制御する電流フィードバック制御を行う。以下、本実施形態に係わるトルク制御及び電流フィードバック制御について詳細に説明する。
【００３３】
１−３−１．トルク電流演算部４０
トルク電流演算部４０は、交流回転電機ＭＧに出力させる出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、交流回転電機ＭＧに流す電流の指令値をｄｑ軸回転座標系で表した二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを演算する機能部である。
本実施形態では、トルク電流演算部４０は、振幅制限部５１と二相電流指令演算部５２とを備えている。そして、振幅制限部５１は、上記のように、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動の制限を実行するように構成されている。そして、二相電流指令演算部５２は、振幅制限部５１の処理後の出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを演算するように構成されている。なお、以下の実施形態の説明では、特に断らない限り、出力トルク指令値Ｔｍｏは、振幅制限部５１の処理後の出力トルク指令値Ｔｍｏ（Ｔｍｏｌ）を指すものとする。
この節では、二相電流指令演算部５２の処理について詳細に説明し、振幅制限部５１の処理については、制御装置３０の各部の処理を説明した後に、詳述する。
【００３４】
１−３−１−１．二相電流指令演算部５２
二相電流指令演算部５２は、振幅制限部５１の処理後の出力トルク指令値Ｔｍｏ（Ｔｍｏｌ）に基づいて、出力トルク指令値Ｔｍｏのトルクを交流回転電機ＭＧに出力させるようなｄ軸電流指令Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃを算出するように構成されている。
交流回転電機ＭＧの出力トルクＴｍと、ｄ軸実電流Ｉｄ及びｑ軸実電流Ｉｑとの関係は、式（２）で示すように表せる。
【数２】
ここで、Φは、永久磁石による鎖交磁束であり、Ｌｄは、コイルのｄ軸インダクタンスであり、Ｌｑは、コイルのｑ軸インダクタンスであり、Ｐｎは、極対数である。埋込磁石構造では、Ｌｄ＜Ｌｑの突極性となる。
【００３５】
＜ベクトル制御方式＞
式（２）から、交流回転電機ＭＧに同じ大きさの出力トルクＴｍを出力させるような、ｄ軸電流指令Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃの組み合わせは無数に存在することがわかる。
そこで、トルク電流演算部４０は、制御モード決定部４９によって決定されたベクトル制御方式に従って、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを演算する。
ベクトル制御方式が最大トルク電流制御に決定されている場合は、トルク電流演算部４０は、同一電流に対して発生トルクを最大にするような二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを算出する。二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃは、最大トルク電流曲線上（図５参照）に決定される。ここで、最大トルク電流曲線は、最大トルク電流制御を行う際に、二相実電流Ｉｄ、Ｉｑが取り得る値をつないでなる曲線である。
一方、ベクトル制御方式が弱め磁束制御に決定されている場合は、トルク電流演算部４０は、負のｄ軸電流を流すことで、ｄ軸電機子反作用による減磁効果を利用してｄ軸方向の磁束を減少させるように、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを算出する。二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃは、弱め磁束制御に対応して設定されている変調率Ｍ（本実施形態では、０．７８）、直流電圧ＶＨ、及び磁極回転速度ωｒｅに対応する定誘起電圧楕円（電圧制限楕円）上に決定される。
以下では、最大トルク電流制御が行われる場合を例に説明する。
【００３６】
図５（ａ）に示すように、トルク電流演算部４０は、出力トルク指令値Ｔｍｏが０から増加するにつれ、最大トルク電流曲線に沿って、ｑ軸電流指令Ｉｑｃを０から増加させ、ｄ軸電流指令Ｉｄｃを０から減少させる。一方、トルク電流演算部４０は、出力トルク指令値Ｔｍｏが０から減少するにつれ、最大トルク電流曲線に沿って、ｑ軸電流指令Ｉｑｃを０から減少させ、ｄ軸電流指令Ｉｄｃを０から減少させる。図５（ｂ）（ｃ）に、出力トルク指令値Ｔｍｏに対する各電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの関係特性を示すように、ｑ軸電流指令Ｉｑｃは、出力トルク指令値Ｔｍｏの増加に対して単調増加するように算出される。一方、ｄ軸電流指令Ｉｄｃは、出力トルク指令値Ｔｍｏが０未満の場合は、出力トルク指令値Ｔｍｏの増加に対して単調増加するように算出され、出力トルク指令値Ｔｍｏが０より大きい場合は、出力トルク指令値Ｔｍｏの増加に対して単調減少するように算出される。また、出力トルク指令値Ｔｍｏに対する各電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの関係特性は、曲線となっており、１次より大きい高次の関数となっている。
【００３７】
＜トルク指令が０を中心に振動している場合＞
まず、図６（ｂ）に示すように、出力トルク指令値Ｔｍｏが、０を中心に周期的に振動している場合について説明する。
この場合は、図６（ａ）に示すように、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃは、ｄｑ軸回転座標系において、最大トルク電流曲線上を、出力トルク指令値Ｔｍｏの振動最大値に対応した等トルク曲線と振動最小値に対応した等トルク曲線との間を振動するように決定される。図６（ａ）には、このようなｄｑ軸回転座標系における二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの振動軌跡が太線で示されている。
【００３８】
ｄ軸電流指令Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃは、図５（ｂ）（ｃ）に示すような関係特性に従い、出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて算出される。図６（ｂ）に示すように、出力トルク指令値Ｔｍｏが、トルク振動周波数ωｐ（トルク振動周期２π／ωｐ）の正弦波で振動しているのに対して、ｄ軸電流指令Ｉｄｃは、主にトルク振動周波数ωｐの２倍の周波数で振動し、ｑ軸電流指令Ｉｑｃは、主にトルク振動周波数ωｐと同じ周波数で振動している。このため、図６（ｂ）の右側に、各波形をフーリエ変換した周波数特性を示すように、出力トルク指令値Ｔｍｏは、トルク振動周波数ωｐの成分（基本波成分、１次）の振幅が大きいのに対して、ｄ軸電流指令Ｉｄｃは、トルク振動周波数ωｐに対して、トルク振動周波数ωｐの２倍の２次（２ωｐ）の周波数成分の振幅が大きくなっている。ｑ軸電流指令Ｉｑｃは、トルク振動周波数ωｐと同じ１次（ωｐ）の周波数成分の振幅が大きくなっている。
【００３９】
また、出力トルク指令値Ｔｍｏに対する各電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの関係特性は、１次より大きい高次の関数となっているため、ｄ軸電流指令Ｉｄｃには、４次（４ωｐ）、６次（６ωｐ）の高次の周波数成分の振幅が生じており、ｑ軸電流指令Ｉｑｃには、３次（３ωｐ）、５次（５ωｐ）の高次の周波数成分の振幅が生じている。
【００４０】
＜トルク指令が０を跨いで振動している場合＞
次に、図７（ｂ）に示すように、出力トルク指令値Ｔｍｏが、０より小さい値を中心に、０を跨いで周期的に振動している場合について説明する。
この場合は、図７（ａ）に示すように、出力トルク指令値Ｔｍｏの振動最大値に対応した等トルク曲線、振動最小値に対応した等トルク曲線、振動中心値に対応した等トルク曲線は、図６（ａ）に示す場合と比べて、ｑ軸実電流Ｉｑが小さくなる方にシフトしている。
【００４１】
図７（ｂ）に示すように、ｄ軸電流指令Ｉｄｃは、１次（ωｐ）と２次（２ωｐ）の周波数成分が組み合わさったような複雑な波形で振動し、ｑ軸電流指令Ｉｑｃは、主に１次（ωｐ）の周波数で振動している。このため、図７（ｂ）の右側に、各波形をフーリエ変換した周波数特性を示すように、ｄ軸電流指令Ｉｄｃには、１次（ωｐ）に加えて、２次（２ωｐ）、３次（３ωｐ）、４次（４ωｐ）、５次（５ωｐ）、及び６次（６ωｐ）の周波数成分の振幅も大きくなっている。ｑ軸電流指令Ｉｑｃには、１次（ωｐ）に加えて、２次（２ωｐ）、４次（４ωｐ）、及び５次（５ωｐ）の周波数成分の振幅も大きくなっている。
【００４２】
１−３−２．電流フィードバック制御部４２
上記のように、出力トルク指令値Ｔｍｏに周期的なトルク振動が含まれる場合は、最大トルク電流曲線上に決定される各二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃにも周期的な振動成分が含まれる。
また、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動が正弦波であっても、特に、出力トルク指令値Ｔｍｏが０を跨いで振動する場合は、ｄ軸電流指令Ｉｄｃには、１次より大きい高次の周波数成分が大幅に増加する。また、出力トルク指令値Ｔｍｏに対するｑ軸電流指令Ｉｑｃの関係特性は、出力トルク指令値Ｔｍｏの０付近では高次の関数成分が多く含まれるので、出力トルク指令値Ｔｍｏが０付近で振動する場合は、ｑ軸電流指令Ｉｑｃには、１次より大きい高次の周波数成分が増加する。
【００４３】
電流フィードバック制御において目標値となる二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに周期的な振動成分が含まれると、比例積分制御（ＰＩ制御）などの単純な制御だけでは、目標値に含まれる周期的な振動成分に対する実値の追従性能を確保しにくくなる。
そこで、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに含まれる周期的な振動成分に対する追従性能を向上させるために、電流フィードバック制御部４２は、出力トルク指令値Ｔｍｏに周期的なトルク振動が含まれる場合に、トルク振動周波数ωｐの周波数に対応する周期関数の特性を有する高調波モデルを用いた演算を少なくとも実行して二相電圧指令を算出するように構成されている。
本実施形態では、電流フィードバック制御部４２は、ｄ軸電流及びｑ軸電流それぞれについて、高調波モデルを用いて高調波電圧指令Ｖｈｄ、Ｖｈｑを算出するｄ軸高調波制御器５３及びｑ軸高調波制御器５６を備えている。
また、電流フィードバック制御部４２は、ｄ軸電流及びｑ軸電流それぞれについて、基本電圧指令Ｖｂｄ、Ｖｂｑを算出するｄ軸比例積分制御器５４及びｑ軸比例積分制御器５５を備えている。
そして、電流フィードバック制御部４２は、ｄ軸高調波電圧指令Ｖｈｄと、ｄ軸基本電圧指令Ｖｂｄと、を加算した値を、ｄ軸電圧指令Ｖｄｃとして設定し、ｑ軸高調波電圧指令Ｖｈｑと、ｑ軸基本電圧指令Ｖｂｑと、を加算した値を、ｑ軸電圧指令Ｖｑｃとして設定するように構成されている。
【００４４】
ただし、電流フィードバック制御部４２は、矩形波制御が実行される場合は、高調波制御器５３、５６における高調波モデルを用いた演算を停止して、比例積分制御器５４、５５により二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを算出するように構成されている。
【００４５】
１−３−２−１．比例積分制御器
本実施形態では、各比例積分制御器５４、５５は、式（３）、式（４）に示すように、二相実電流Ｉｄ、Ｉｑと二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃとの電流偏差に基づいて、比例演算及び積分演算を行って基本電圧指令Ｖｂｄ、Ｖｂｑを算出する比例積分（ＰＩ）制御器とされている。
【数３】
【数４】
ここで、Ｋｐｄは、ｄ軸比例ゲインであり、Ｋｐｑは、ｑ軸比例ゲインであり、Ｋｉｄは、ｄ軸積分ゲインであり、Ｋｉｑは、ｑ軸積分ゲインである。
【００４６】
なお、各比例積分制御器５４、５５は、比例積分（ＰＩ）制御器以外の制御器、例えば、比例積分微分（ＰＩＤ）制御器とされていてもよい。
また、電流フィードバック制御部４２には、各比例積分制御器５４、５５に加えて、式（５）に示すような、非干渉器が追加的に備えられてもよい。この場合は、非干渉器の算出値ΔＶｕｄ、ΔＶｕｑが、追加的に二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに加算される。
【数５】
【００４７】
１−３−２−２．高調波制御器
＜周期振動成分に対する追従誤差＞
非干渉器が備えられる場合は、非干渉器の算出値ΔＶｕｄ、ΔＶｕｑを除いた二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに対する、交流回転電機ＭＧを流れる二相実電流Ｉｄ、Ｉｑの応答を表す伝達関数は、式（６）で示すように、一次遅れで表せる。
【数６】
二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに周期的な振動成分が含まれない場合は、比例積分制御器５４、５５だけでも、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに対して二相実電流Ｉｄ、Ｉｑを後述するような定常偏差なく追従させることができる。
しかし、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃには、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動周波数ωｐの振動成分に起因して、トルク振動周波数ωｐの１倍からｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周期的な振動成分が含まれる。
この場合は、比例積分制御器５４、５５だけでは、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの周期的な振動成分に対して二相実電流Ｉｄ、Ｉｑが位相遅れを持って追従し、定常偏差が生じる。例えば、図８のタイムチャートに示すように、時刻ｔ１１までの期間は、ｑ軸比例積分制御器５５だけでｑ軸電圧指令Ｖｑｃを算出しており、ｑ軸実電流Ｉｑは、周期振動しているｑ軸電流指令Ｉｑｃに対して位相遅れ及びゲイン低下を持って追従しており、定常偏差を有している。
【００４８】
＜内部モデル原理＞
そこで、指令値に定常偏差なく追従させるために、フィードバック系の内部に、指令値の極と同じ極を有する制御器を導入することが有効であるという、内部モデル原理の制御理論を用いる。
二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃには、式（７）のように表せる、トルク振動周波数ωｐの１倍からｎ倍（ｎは２以上の自然数）の正弦波（又は余弦波）の周期振動成分が含まれている。
【数７】
式（７）の二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃは、周波数領域（ｓ領域）では、式（８）の伝達関数で表せる。ここで、ｓは、ラプラス演算子である。
【数８】
なお、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃが余弦波の場合は、式（９）の伝達関数で表せる。
【数９】
【００４９】
式（７）、式（８）より、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの極、すなわち、伝達関数の分母が０になるｓは、式（１０）となる。
【数１０】
よって、内部モデル原理により、電流フィードバック制御部４２の伝達関数Ｇｆｂは、式（１１）のように、式（１０）の極を有するように構成すれば、指令値に定常偏差なく追従させることが可能となる。
【数１１】
式（１１）の右辺の第一項は、比例積分制御器５４、５５の積分演算として含まれる。
【００５０】
＜高調波モデル＞
よって、各高調波制御器５３、５６は、式（１１）の右辺の第一項を削除した式（１２）に示す伝達関数Ｇｈの特性を有する高調波モデルを用いるように構成される。
【数１２】
ここで、式（１２）に示す高調波モデルの伝達関数Ｇｈの分母（ｓ２＋（ｎωｐ）２）は、トルク振動周波数ωｐのｎ倍（ｎは、１以上の自然数）の周波数の正弦波又は余弦波の周期関数に対応する伝達関数である。よって、各高調波制御器５３、５６が用いる高調波モデルは、トルク振動周波数ωｐの１倍からｎ倍までの各周波数の正弦波又は余弦波の周期関数に対応する伝達関数（１／（ｓ２＋（ｎωｐ）２））の特性を並列した特性を有するように構成される。
【００５１】
本実施形態では、式（１３）に示すように、式（１２）に示す高調波モデルの伝達関数Ｇｈの分子Ｂｎ（ｓ）を０次（ｓの０乗）の伝達関数、すなわち、定数に設定する場合を例に説明する。
【数１３】
ここで、Ｋｈ１、Ｋｈ２、...は、トルク振動周波数ωｐの１倍からｎ倍のそれぞれに対応する各高調波制御器５３、５６の制御ゲインであり、電流フィードバック制御系の応答性及び安定性を考慮して設定される。なお、制御ゲインＫｈ１、Ｋｈ２、...は、トルク振動周波数ωｐに比例して変更されるように構成されてもよい。
【００５２】
なお、式（１４）及び式（１５）で示すように、高調波モデルの伝達関数Ｇｈの分子Ｂｎ（ｓ）を１次（ｓの１乗）又は２次（ｓの２乗）の伝達関数に設定してもよい。
【数１４】
【数１５】
ここで、Ｋｈｐ１、Ｋｈｐ２、...、及びＫｈｉ１、Ｋｈｉ２、...は、トルク振動周波数ωｐの１倍からｎ倍のそれぞれに対応する各高調波制御器５３、５６の制御ゲインである。
【００５３】
出力トルク指令値Ｔｍｏが０を跨いで振動する場合のように、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃにトルク振動周波数ωｐの１倍からｎ倍の複数の周波数の振動成分が多く含まれる場合は、各周波数の振動成分による定常偏差を減少させるためには、各周波数に対応する複数の高調波モデルを並列して用いる必要がある。
よって、高調波制御器５３、５６それぞれの高調波モデルは、トルク振動周波数ωｐの１倍からｎ倍までの各周波数の正弦波又は余弦波の特性（伝達関数では（１／（ｓ２＋（ｎωｐ）２））を有するように構成することができる。この場合、各二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに含まれる、各次数の成分の大きさに応じて、ｎの値が設定される。すなわち、比較的大きい振動成分を有する次数に対応する、次数（ｎ）の高調波モデルが備えられる。
【００５４】
例えば、図６及び図７に示すように、各二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに１次から４次の成分が比較的多く含まれるので、高調波制御器５３、５６それぞれの高調波モデルは、トルク振動周波数ωｐの１倍から４倍（１次から４次）までの各周波数の正弦波又は余弦波の特性を有するように構成することができる。
【００５５】
或いは、ｄ軸電流指令Ｉｄｃには、出力トルク指令値Ｔｍｏが０を跨いで振動する場合に、２次の成分が大幅に多くなるので、ｄ軸高調波制御器５３の高調波モデルは、トルク振動周波数ωｐの１倍及び２倍（１次及び２次）の各周波数の正弦波又は余弦波の特性を有するように構成されてもよい。また、ｑ軸電流指令Ｉｑｃには、出力トルク指令値Ｔｍｏが０を跨いで振動する場合でも、２次の成分が大幅に多くならない。従って、ｑ軸高調波制御器５６の高調波モデルは、トルク振動周波数ωｐの１倍（１次）の周波数の正弦波又は余弦波の特性を有するように構成されてもよい。
【００５６】
なお、式（１３）の各周波数（ｎωｐ）の高調波モデルは、例えば、式（１６）に示すように、２つの積分器（１／ｓ）と、帰還ループを有する演算により、構成することができる。
【数１６】
矩形波制御を実行する場合に、高調波モデルを用いた演算を停止する場合は、２つの積分器を０にリセットする。
【００５７】
＜高調波制御の挙動＞
次に、図８を参照して、高調波制御の挙動を説明する。
図８では、ｑ軸電流指令Ｉｑｃにおいて、トルク振動周波数ωｐ（１次）の成分の割合が大きい場合（図８では、１００％）であって、ｑ軸高調波制御器５６が、トルク振動周波数ωｐ（１次）のみの正弦波又は余弦波の伝達関数（１／（ｓ２＋ωｐ２））の特性を有するように構成されている場合の例を示す。
時刻ｔ１１までは、高調波制御の効果をわかりやすくするために、高調波制御が実行されていない。すなわち、ｑ軸高調波電圧指令Ｖｈｑが０に設定されており、ｑ軸電圧指令Ｖｑｃは、ｑ軸比例積分制御器５５により算出されたｑ軸基本電圧指令Ｖｂｑからなる。高調波制御が実行されていない場合は、ｑ軸基本電圧指令Ｖｂｑは、トルク振動周波数ωｐで振動しているｑ軸電流指令Ｉｑｃにｑ軸実電流Ｉｑを一致させるために周期変化しているが、ｑ軸実電流Ｉｑは、周期振動しているｑ軸電流指令Ｉｑｃに対して位相遅れ及びゲイン低下を持って追従しており、電流偏差に定常偏差を有している。
【００５８】
一方、時刻ｔ１１で高調波制御が開始されると、ｑ軸高調波電圧指令Ｖｈｑが、ｑ軸電流指令Ｉｑｃとｑ軸実電流Ｉｑとの電流偏差に応じて、トルク振動周波数ωｐで自己励起的に振動し始めると共に振幅が増加していく。この際、高調波モデルは、電流偏差を積分すると共に自己励起的にトルク振動周波数ωｐで振動して、ｑ軸高調波電圧指令Ｖｈｑを生成するように作用する。また、電流偏差は、トルク振動周波数ωｐで振動している。このため、トルク振動周波数ωｐで振動しているｑ軸高調波電圧指令Ｖｈｑの位相は、電流偏差が減少する方向に進角又は遅角されると共に、ｑ軸高調波電圧指令Ｖｈｑの振幅は、電流指令が減少する方向に増加又は減少される。よって、ｑ軸電流指令Ｉｑｃとｑ軸実電流Ｉｑとの電流偏差が減少していく。
【００５９】
このため、電流偏差に応じて算出されるｑ軸基本電圧指令Ｖｂｑも減少していく。そして、時刻ｔ１２で、ｑ軸高調波電圧指令Ｖｈｑによって、定常偏差を減少させてｑ軸実電流Ｉｑをｑ軸電流指令Ｉｑｃに追従させることができ、ｑ軸基本電圧指令Ｖｂｑの周期変化を０近くまで減少させることができている。
【００６０】
１−４．実電流演算部４１
図１に示すように、実電流演算部４１は、交流回転電機ＭＧを流れる実電流に基づいて、ｄｑ軸回転座標系で表した二相実電流Ｉｄ、Ｉｑを演算する機能部である。本実施形態では、実電流演算部４１は、各相のコイルを流れる実電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、磁極位置θｒｅに基づいて、三相二相変換及び回転座標変換を行って、ｄｑ軸回転座標系で表したｄ軸実電流Ｉｄ、ｑ軸実電流Ｉｑに変換する。
【００６１】
１−５．交流電圧指令算出部４３
交流電圧指令算出部４３は、電流フィードバック制御部４２が算出した二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに基づいて、交流回転電機ＭＧに印加する交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを算出する機能部である。
【００６２】
＜パルス幅変調制御＞
交流電圧指令算出部４３は、インバータＩＮの制御方式としてパルス幅変調制御が決定されている場合は、ｄｑ軸回転座標系で表した二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを、磁極位置θｒｅに基づいて、固定座標変換及び二相三相変換を行って、三相それぞれのコイルへの電圧指令である交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する。
過変調パルス幅変調制御が決定されている場合は、インバータＩＮの出力電圧波形における基本波成分の変調率が、目標とする変調率に一致するように、固定座標変換及び二相三相変換に加えて、交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを歪ませる振幅補正が行われる。
【００６３】
＜矩形波制御＞
交流電圧指令算出部４３は、インバータＩＮの制御方式として矩形波制御が決定されている場合は、ｄｑ軸回転座標系で表した二相電圧指令ベクトルの位相θｖを式（１７）に従い算出し、磁極位置θｒｅと位相θｖに基づいて、位相が調整された１パルス矩形波の交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを算出する。
【数１７】
ここで、二相電圧指令ベクトルは、ｄｑ回転座標系において原点から二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃの座標点に向うベクトルである。二相電圧指令ベクトルの位相θｖは、ｑ軸に対する二相電圧指令ベクトルの電気角での位相である。
【００６４】
１−６．インバータ制御部４４
インバータ制御部４４は、交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づき、インバータＩＮが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。
＜パルス幅変調制御＞
インバータ制御部４４は、インバータＩＮの制御方式としてパルス幅変調制御が決定されている場合は、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃと搬送波とに基づいてスイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。代表的には、直流電圧ＶＨの振幅を有する三角波の搬送波と、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃと、の比較結果に基づき、インバータ制御信号Ｓｕｖｗが生成される。
あるいは、式（１８）に基づいて算出された変調率Ｍと、式（１７）に基づいて算出された二相電圧指令ベクトルの位相θｖと、磁極位置θｒｅと、に基づいて、スイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成するように構成されてもよい。
【００６５】
＜矩形波制御＞
インバータ制御部４４は、インバータＩＮの制御方式として矩形波制御が決定されている場合は、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づいてインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。
あるいは、矩形波制御が決定されている場合は、交流電圧指令算出部４３は交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを算出せずに、インバータ制御部４４は、磁極位置θｒｅと二相電圧指令ベクトルの位相θｖに基づいて、直接、インバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成するように構成されてもよい。
【００６６】
１−７．変調率演算部４８
変調率演算部４８は、直流電源の直流電圧ＶＨに対する交流回転電機ＭＧに印加される交流電圧の実効値の割合である変調率Ｍを算出する。
本実施形態では、変調率演算部４８は、式（１８）に示すように、二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃ及び直流電圧ＶＨに基づいて、変調率Ｍを算出するように構成されている。
【数１８】
【００６７】
１−８．トルク振動の制限
次に、トルク電流演算部４０において実行されるトルク振動の制限について詳細に説明する。
振幅制限部５１は、上記のように、第一変調率域の中の少なくとも第二変調率域に隣接する領域において変調率Ｍが増加するに従ってトルク振動の振幅を減少させ、第二変調率域でトルク振動の振幅をゼロとするように、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動の制限を実行する。
本実施形態では、振幅制限部５１は、トルク振動に応じて振動する変調率Ｍの振動最大値Ｍｍｘ（以下、最大変調率と称す）が増加するに従ってトルク振動の振幅を減少させるトルク振動の制限を実行するように構成されている。
また、振幅制限部５１は、図１０に示すように、通常ＰＷＭ制御が実行される第１Ａ変調率域（０．０≦Ｍ≦０．６１）では、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動の制限を実行せず、過変調ＰＷＭ制御が実行される第１Ｂ変調率域（０．６１＜Ｍ＜０．７８）で、トルク振動の制限を実行するように構成されている。
【００６８】
本実施形態では、図９に示すように、振幅制限部５１は、トルク振動中心算出器６０、トルク振動成分算出器６１、最大変調率算出器６２、及び振幅制限ゲイン算出器６３を備えている。
【００６９】
トルク振動成分算出器６１は、出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、トルク振動成分Ｔｐを算出するように構成されている。周期振動トルク指令設定部５８により設定された振動トルク指令値Ｔｐの情報が得られる場合は、トルク振動成分算出器６１は、振動トルク指令値Ｔｐをそのままトルク振動成分Ｔｐに設定する。振動トルク指令値Ｔｐの情報が得られない場合は、出力トルク指令値Ｔｍｏに対してフィルタ処理などを行うことにより、トルク振動成分Ｔｐを算出する。
トルク振動中心算出器６０は、出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、トルク振動中心値Ｔｂを算出するように構成されている。基準トルク指令設定部５７により設定された基準トルク指令値Ｔｂの情報が得られる場合は、トルク振動中心算出器６０は、基準トルク指令値Ｔｂをそのままトルク振動中心値Ｔｂに設定する。基準トルク指令値Ｔｂの情報が得られない場合は、出力トルク指令値Ｔｍｏに対してフィルタ処理などを行うことにより、トルク振動中心値Ｔｂを算出する。
【００７０】
最大変調率算出器６２は、トルク振動周波数ωｐに応じた周波数で振動している変調率Ｍの最大値を算出可能に構成されている。例えば、トルク振動周期２π／ωｐ以上の長さに設定された周期間の変調率Ｍの最大値を算出するように構成できる。
そして、振幅制限ゲイン算出器６３は、図１０に示すような制限ゲイン設定マップを用い、最大変調率Ｍｍｘに基づいて、振幅制限ゲインＫｔを算出するように構成されている。
制限ゲイン設定マップは、最大変調率Ｍｍｘが第１Ａ変調率域（０．０≦Ｍ≦０．６１）内である場合は、振幅制限ゲインＫｔを１．０に設定し、最大変調率Ｍｍｘが第１Ｂ変調率域（０．６１＜Ｍ＜０．７８）内である場合は、最大変調率Ｍｍｘが増加するに従って、振幅制限ゲインＫｔを１．０から０．０まで徐々に減少させて設定するように構成されている。
【００７１】
振幅制限部５１は、トルク振動成分Ｔｐに振幅制限ゲインＫｔを乗算して、振幅制限後のトルク振動成分Ｔｐｌを算出する。そして、振幅制限部５１は、振幅制限後のトルク振動成分Ｔｐｌを、トルク振動中心値Ｔｂに加算した値を、振幅制限部５１の処理後の出力トルク指令値Ｔｍｏ（Ｔｍｏｌ）に設定する。
【００７２】
＜トルク振動制限の制御挙動＞
次に、トルク振動制限の制御挙動について説明する。
図１１に示すように、振幅制限部５１の処理前の出力トルク指令値Ｔｍｏが、所定の振幅ΔＴｐで、所定値を中心に、０より大きい範囲をトルク振動周波数ωｐで振動している条件において、磁極回転速度ωｒｅを変化させる場合の例を示す。
磁極回転速度ωｒｅが０から増加するに従い、変調率Ｍの振動中心が０から増加すると共に、変調率Ｍの振幅が０から増加していく。このことは、図１１のトルク振動範囲を、図４に示した等変調率曲線に重ね書きした図１２から理解できる。すなわち、図１２に示すように、磁極回転速度ωｒｅが０から増加するに従い、トルク振動中心値と交わる等変調率曲線の変調率Ｍが増加していく。また、磁極回転速度ωｒｅが０から増加するに従い、トルク振動最小値と交わる等変調率曲線の変調率Ｍと、トルク振動最大値と交わる等変調率曲線の変調率Ｍと、の差、すなわち変調率Ｍの振幅が増加していく。
【００７３】
＜矩形波制御の課題＞
まず、本実施形態とは異なりトルク振動の振幅を制限しないように構成された場合における課題について説明する。この場合は、図１１に破線で示すように、変調率Ｍの振動中心値が、第二変調率域（Ｍ＝０．７８）まで増加する前（磁極回転速度ω３より低い回転速度）で、変調率Ｍの振動最大値が、第二変調率域まで増加している（磁極回転速度ω２）。この磁極回転速度ω２からω３では、図１２に示すように、出力トルク指令値Ｔｍｏの振動中心値が、パルス幅変調制御が決定される領域にある場合でも、出力トルク指令値Ｔｍｏが、矩形波制御が決定される領域に亘って周期的に振動する。よって、インバータＩＮの制御方式が矩形波制御に決定されている場合においても、出力トルク指令値Ｔｍｏが周期的に振動する。
【００７４】
矩形波制御では、インバータＩＮの出力電圧波形が１パルスの矩形波であるため、インバータＩＮの出力電圧波形に、周期的な振動成分を重畳させることができない。このため、周期的なトルク振動が含まれる出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、周期的に振動する二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを設定し、電流フィードバック制御により二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを周期的に振動させても、最終的なインバータＩＮの出力電圧波形に周期的な振動成分を重畳させることができない。よって、矩形波制御では、電流フィードバック制御系が、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動に対して追従せず、制御系が不安定化しやすくなる。
従って、出力トルク指令値Ｔｍｏの振動中心値が、パルス幅変調制御が決定される領域にある場合でも、出力トルク指令値Ｔｍｏが、矩形波制御が決定される領域に亘って周期的に振動しないように、トルク振動の振幅を制限することが望ましい。なお、出力トルク指令値Ｔｍｏの振動中心値が、矩形波制御が決定される領域にある場合には、当然ながら、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動の振幅を０まで制限することが望ましい。
【００７５】
また、矩形波制御における１パルス矩形波のインバータＩＮの出力電圧波形は、電気角の回転周波数ωｒｅ（１次）の正弦波の基本波成分に加えて、３次（３ωｒｅ）、５次（５ωｒｅ）、７次（７ωｒｅ）、．．．の３次以上の高調波成分が重畳されてなる。このため、二相実電流Ｉｄ、Ｉｑには、電気角の回転周波数ωｒｅの３次（３ωｒｅ）以上の高調波成分が重畳する。
一方、電流フィードバック制御部４２には、高調波制御器５３、５６が備えられており、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに含まれるトルク振動周波数ωｐの１倍（１次）からｎ倍（ｎ次）までの振動成分に対して追従性を向上させるために、高調波制御器５３、５６の高調波モデルは、トルク振動周波数ωｐの１倍（１次）からｎ倍（ｎ次）までの各周波数の周期関数の特性を有するように構成されている。
ここで、高調波モデルが有する周期関数の周波数と、矩形波制御により二相実電流Ｉｄ、Ｉｑに重畳する高調波の周波数と、が一致する場合であって、本実施形態と異なり矩形波制御が実行される際に高調波モデルを用いた演算を停止しないように構成された場合を考える。この場合には、トルク振動の振幅を０まで制限した場合でも、高調波モデルが二相実電流Ｉｄ、Ｉｑに重畳している高調波の振動成分に反応し、高調波モデルの出力が変動してしまう。この際、矩形波制御では、上記のように、周期的な振動成分に対して追従しないため、高調波モデルの出力が発散傾向になる。
従って、矩形波制御が実行される場合に、トルク振動の振幅を０まで制限した場合でも、高調波モデルが有する周期関数の周波数と、矩形波制御により二相実電流Ｉｄ、Ｉｑに重畳する高調波の周波数が一致する場合は、高調波モデルを用いた演算を停止する必要がある。
【００７６】
＜内燃機関のトルク振動を打ち消す場合の矩形波制御の課題＞
特に、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動が、内燃機関Ｅから交流回転電機ＭＧに伝達されるトルク振動を打ち消すためのトルク振動である場合は、高調波モデルを用いた演算を停止する必要性が高くなる。
具体的には、交流回転電機ＭＧが、図１３の例に示すように、内燃機関Ｅに駆動連結されるとともに、車輪Ｗに駆動連結されるように構成されている。図１３に示す例では、交流回転電機ＭＧと車輪Ｗとの動力伝達経路に変速機構ＴＭが設けられている。
このような構成において、出力トルク指令値Ｔｍｏは、内燃機関Ｅから交流回転電機ＭＧに伝達されるトルク振動を打ち消すためのトルク振動を含むように構成される。この場合、トルク振動周波数ωｐは、内燃機関Ｅの燃焼周波数に応じた周波数になる。
例えば、気筒数Ｎの４サイクルエンジンでは、トルク振動周波数ωｐは式（１９）のようになる。
【数１９】
ここで、ωｍは、交流回転電機ＭＧ（内燃機関Ｅ）の回転周波数である。
なお、電気角の回転周波数ωｒｅは、式（２０）のようになる。
【数２０】
例えば、気筒数Ｎ＝４、極対数Ｐｎ＝２、又は気筒数Ｎ＝６、極対数Ｐｎ＝３では、トルク振動周波数ωｐと電気角の回転周波数ωｒｅとは等しくなり、式（２１）のようになる。
【数２１】
この場合は、矩形波制御により二相実電流Ｉｄ、Ｉｑに重畳する高調波の内、電気角の回転周波数ωｒｅの３次の周波数（３ωｒｅ）と、高調波モデルが有する周期関数の内、トルク振動周波数ωｐの３次の周波数（３ωｐ）とが、一致する。よって、上記のように、高調波モデルを用いた演算を停止する必要性が高くなる。
【００７７】
＜過変調パルス幅変調制御の課題＞
また、パルス幅変調制御でも、過変調パルス幅変調制御の場合は、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃの振幅が直流電圧ＶＨより大きくなる。この交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃの振幅が直流電圧ＶＨより大きくなっている期間では、インバータＩＮの出力電圧がオン又はオフに固定されるため、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃ、又は二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに重畳しているトルク振動周波数ωｐに応じた周期的な振動成分をインバータＩＮの出力電圧波形に反映させることが困難になる。このため、過変調パルス幅変調制御では、電気角の回転周期内で部分的に、電流フィードバック制御系が、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動に対して働かず、トルク振動に対する追従性能が悪化する。このトルク振動に対する追従性の悪化は、変調率Ｍが０．６１から０．７８に近づくに従い増大する。
【００７８】
従って、出力トルク指令値Ｔｍｏが、過変調パルス幅変調制御が決定される領域に亘って周期的に振動する場合は、トルク振動の振幅を制限することが望ましく、振動している変調率Ｍが０．７８に近づくに従い、トルク振動の振幅制限を増大させることが望ましい。
【００７９】
なお、パルス幅変調制御でも、通常パルス幅変調制御の場合は、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃの振幅が直流電圧ＶＨ以下になる。このため、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃ、又は二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに重畳しているトルク振動周波数ωｐに応じた周期的な振動成分をインバータＩＮの出力電圧波形に反映させることができる。よって、通常パルス幅変調制御では、電流フィードバック制御系が、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動に対して良好な追従性能を示すことができる。従って、出力トルク指令値Ｔｍｏが、通常パルス幅変調制御が決定される領域内で振動する場合は、トルク振動の振幅を制限する必要はない。
【００８０】
＜本実施形態の挙動＞
次に、本実施形態によりトルク振動の振幅を制限するように構成された場合における制御挙動及び効果について説明する。
磁極回転速度ωｒｅが０からω１の範囲内にある場合のように、最大変調率Ｍｍｘが、通常パルス幅変調制御が実行される第１Ａ変調率域内（Ｍ＝０〜０．６１）にある場合は、振幅制限ゲインＫｔは１．０に設定されており、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動は制限されていない。この場合は、トルク振動の振幅を制限しなくとも、周期的なトルク振動に対して良好な追従性能が確保される。
【００８１】
一方、最大変調率Ｍｍｘが、過変調パルス幅変調制御が実行される第１Ｂ変調率域内（０．６１＜Ｍ＜０．７８）及び矩形波制御が実行される第二変調率域内（Ｍ＝０．７８）になる場合（磁極回転速度ω１からω３）は、振幅制限ゲインＫｔが１．０から減少されており、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動の振幅が制限されている。この場合において、最大変調率Ｍｍｘが第二変調率域内（Ｍ＝０．７８）にならずに、第１Ｂ変調率域内（０．６１＜Ｍ＜０．７８）になる場合（磁極回転速度ω１からω２）であっても、トルク振動の振幅が制限されている。これにより、振動している変調率Ｍが０．７８に近づくに従い、トルク振動の振幅制限を増大させることができており、過変調パルス変調制御におけるトルク振動に対する追従性能の悪化の影響を軽減できる。また、トルク振動の振幅の制限を行わないように構成された場合に、最大変調率Ｍｍｘが第二変調率域内（Ｍ＝０．７８）になる場合（磁極回転速度ω２からω３）において、トルク振動の振幅が制限され、最大変調率Ｍｍｘが第二変調率域内になることを回避できている。これにより、矩形波制御において出力トルク指令値Ｔｍｏが周期的に振動することを防止できており、トルク振動に対する追従性の悪化を防止できる。
【００８２】
また、変調率Ｍの振動中心値が、矩形波制御が実行される第二変調率域内（Ｍ＝０．７８）になる場合は、振幅制限ゲインＫｔが０．０まで減少されており、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動の振幅が０まで制限されている。これにより、矩形波制御が実行される場合に、電流フィードバック制御系が不安定になることを抑制でき、交流回転電機ＭＧの出力トルクが出力トルク指令値Ｔｍｏから大きく変動することを抑制できる。
また、上記のように、矩形波制御が実行される場合は、高調波モデルを用いた演算が停止されるため、矩形波制御において二相実電流Ｉｄ、Ｉｑに重畳する電気角の回転周波数ωｒｅの３次（３ωｒｅ）以上の高調波成分に対して高調波モデルが反応し、高調波モデルの出力が発散傾向になって大きく変動することを防止できる。
特に、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動が、内燃機関Ｅのトルク振動を打ち消すためのトルク振動である場合は、高調波モデルの出力変動の防止効果が高くなる。
【００８３】
〔その他の実施形態〕
最後に、本発明のその他の実施形態について説明する。なお、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
【００８４】
（１）上記の実施形態において、通常パルス幅変調制御として、正弦波パルス幅変調制御が設定され、第１Ａ変調率域が、変調率Ｍが０．０以上、０．６１以下の範囲に設定され、第１Ｂ変調率域が、変調率Ｍが０．６１より大きく、０．７８未満の範囲に設定されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、通常パルス幅変調制御として、３次高調波注入パルス幅変調制御（ＴＨＩＰＷＭ：ｔｈｉｒｄ ｈａｒｍｏｎｉｃｓ ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ ＰＷＭ）、空間パルス幅変調制御（ＳＶＰＷＭ：ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ ＰＷＭ）、又は不連続パルス幅変調制御（ＤＰＷＭ：ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ＰＷＭ）が設定されるように構成されてもよい。この場合は、第１Ａ変調率域は、変調率Ｍが０．０以上、０．７０７以下の範囲まで広げられ、第１Ｂ変調率域は、変調率Ｍが０．７０７より大きく、０．７８未満の範囲に狭められる。また、通常パルス幅変調制御として、第１Ａ変調率域内の低い変調率域で正弦波ＰＷＭが設定され、高い変調率域でＳＶＰＷＭなどが設定されるなど、第１Ａ変調率域内で通常ＰＷＭの各方式が切り替え可能に構成されてもよい。
また、第１Ａ変調率域と第１Ｂ変調率域との境界の変調率Ｍは、例えば、搬送波を生成する制御装置３０のタイマの分解能などの制約により、０．６１又は０．７０７より小さい値、例えば０．５１に設定されてもよい。
【００８５】
（２）上記の実施形態において、制御装置３０に備えられた出力トルク指令設定部３９が、出力トルク指令値Ｔｍｏを設定している場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、外部の装置から制御装置３０に出力トルク指令値Ｔｍｏ、又は振動トルク指令値Ｔｐが伝達されるように構成されてもよい。
【００８６】
（３）上記の実施形態において、出力トルク指令値Ｔｍｏにトルク振動周波数ωｐの正弦波（又は余弦波）が含まれる場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、出力トルク指令値Ｔｍｏが周期的なトルク振動が含まれればよく、例えば、周期的なトルク振動は、複数の異なる周波数の正弦波（又は余弦波）からなる波、或いは、三角波、のこぎり波、又は任意の波形の周期関数であってもよい。この場合でも、高調波モデルは、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動の複数の異なる周波数に対応する周期関数の特性を有するように構成されてもよい。
【００８７】
（４）上記の実施形態において、電流フィードバック制御部４２は、矩形波制御が実行される場合は、高調波モデルを用いた演算を停止する場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、高調波モデルが有する周期関数の周波数と、矩形波制御により二相実電流Ｉｄ、Ｉｑに重畳する高調波の周波数が一致しない場合は、矩形波制御が実行される場合でも、高調波モデルを用いた演算を停止せずに、当該演算を実行するように構成されてもよい。
【００８８】
（５）上記の実施形態において、二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに基づいて算出される変調率Ｍに基づいて、トルク振動の振幅制限を実行する場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、図４の等変調率曲線で示すように、磁極回転速度ωｒｅ及び出力トルク指令値Ｔｍｏの動作点毎に変調率Ｍが予め設定された変調率決定マップを用いて、磁極回転速度ωｒｅ及び出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、変調率Ｍを算出し、当該変調率Ｍに基づいて、トルク振動の振幅制限を実行するように構成されてもよい。
【００８９】
（６）上記の実施形態において、図１０に示すような制限ゲイン設定マップを用いて、トルク振動の振幅制限を行う場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、最大変調率Ｍｍｘが増加するに従ってトルク振動の振幅を減少させる方法であればどのような方法でもよく、例えば、最大変調率Ｍｍｘが第二変調率域未満になるように、フィードバック的にトルク振動の振幅制限を増加させるように構成されてもよい。
【００９０】
（７）上記の実施形態において、図１０に示すように、振幅制限ゲインＫｔは、第１Ｂ変調率域内において、１．０から０．０まで直線的に減少されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、振幅制限ゲインＫｔは、第１Ｂ変調率域内において、１．０から０．０まで任意の曲線、又は直線の組み合わせに沿って減少されるように構成されてもよい。
また、トルク振動の振幅は、第二変調率域内においてゼロに制限されていればよく、第１Ｂ変調率域内の所定の変調率（例えば、Ｍ＝０．７３）から、第二変調率域（Ｍ＝０．７８）までの変調率域においても、トルク振動の振幅がゼロに制限されていてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００９１】
本発明は、本発明は、直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータを介して、ロータを有する交流回転電機を制御するための制御装置に好適に利用することができる。
【符号の説明】
【００９２】
θｒｅ ：磁極位置
θｖ ：二相電圧指令ベクトルの位相
ωｐ ：トルク振動周波数（角周波数）
ωｒｅ ：磁極回転速度（電気角の回転周波数）
３０ ：制御装置
３９ ：出力トルク指令設定部
４０ ：トルク電流演算部
４１ ：実電流演算部
４２ ：電流フィードバック制御部
４３ ：交流電圧指令算出部
４４ ：インバータ制御部
４７ ：電圧制御部
４８ ：変調率演算部
４９ ：制御モード決定部
５１ ：振幅制限部
５２ ：二相電流指令演算部
５３ ：ｄ軸高調波制御器
５４ ：ｄ軸比例積分制御器
５５ ：ｑ軸比例積分制御器
５６ ：ｑ軸高調波制御器
５７ ：基準トルク指令設定部
５８ ：周期振動トルク指令設定部
６０ ：トルク振動中心算出器
６１ ：トルク振動成分算出器
６２ ：最大変調率算出器
６３ ：振幅制限ゲイン算出器
Ｂｔ ：蓄電装置（直流電源）
ＩＮ ：インバータ
Ｉｄ ：ｄ軸実電流
Ｉｑ ：ｑ軸実電流
Ｉｄｃ ：ｄ軸電流指令
Ｉｑｃ ：ｑ軸電流指令
Ｋｔ ：振幅制限ゲイン
Ｍ ：変調率
ＭＧ ：交流回転電機
Ｍｍｘ ：最大変調率（変調率の振動最大値）
Ｐｎ ：極対数
Ｓｅ１ ：電流センサ
Ｓｅ２ ：回転速度センサ
Ｓｅ３ ：電圧センサ
Ｓｕｖｗ ：インバータ制御信号
Ｔｍｏ ：出力トルク指令値（トルク指令）
ＶＨ ：直流電圧
Ｖｂｄ ：ｄ軸基本電圧指令
Ｖｂｑ ：ｑ軸基本電圧指令
Ｖｄｃ ：ｄ軸電圧指令
Ｖｑｃ ：ｑ軸電圧指令
Ｖｈｄ ：ｄ軸高調波電圧指令
Ｖｈｑ ：ｑ軸高調波電圧指令
Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃ ：交流電圧指令
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータを介して、ロータを有する交流回転電機を制御するための制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
上記のような制御装置に関して、例えば下記の特許文献１には、交流回転電機が内燃機関に連結され、内燃機関から伝達される周期的なトルク振動を制振するためのトルクを交流回転電機に出力させる技術が開示されている。この際、交流回転電機に対するトルク指令は、伝達トルク振動の逆位相のトルク指令とされる。
【０００３】
しかしながら、トルク指令に周期的なトルク振動が含まれると、トルク指令に基づいて電流指令を演算する際に、電流指令にトルク振動の周波数よりも高次の周波数の振動成分が生じる。このため、電流指令に対する実電流の良好な追従性能を得るための電流フィードバック制御系の設計が難しくなる恐れがあった。
【０００４】
また、インバータの制御方式として、下記の特許文献２には、パルス幅変調制御、又は矩形波制御を行う技術が開示されている。しかしながら、矩形波制御は、インバータの出力電圧波形を、電気角の回転周期で１回だけオンオフする制御であるため、トルク指令に含まれる周期的なトルク振動に応じた振動成分を、インバータの出力電圧波形に反映させることができない。このため、矩形波制御が実行される場合に、トルク指令に周期的なトルク振動が含まれると、制御系が不安定化しやすくなる恐れがあった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−３３９６９号公報
【特許文献２】特開２０１０−１１９２４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
そこで、トルク指令に周期的なトルク振動が含まれる場合であっても、トルク指令に基づいて算出される電流指令に対する追従性能を向上させるとともに、矩形波制御が実行される場合に、トルク指令に含まれる周期的なトルク振動により、制御系が不安定になることを抑制できる交流回転電機の制御装置が求められる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る、直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータを介して、ロータを有する交流回転電機を制御するための制御装置の特徴構成は、前記ロータの電気角に同期して回転する二軸の回転座標系である二軸回転座標系を用い、前記交流回転電機に出力させるトルク指令に基づいて、前記交流回転電機に流す電流の指令値を前記二軸回転座標系で表した二相電流指令を演算するトルク電流演算部と、前記交流回転電機に流れる実電流に基づいて、前記二軸回転座標系で表した二相実電流を演算する実電流演算部と、前記交流回転電機に印加する電圧指令を前記二軸回転座標系で表した二相電圧指令を、前記二相実電流が前記二相電流指令に近づくように変化させる電流フィードバック制御部と、前記二相電圧指令に基づいて、前記交流回転電機に印加する交流電圧指令を算出し、前記交流電圧指令に基づいて前記交流回転電機に印加する電圧を制御する電圧制御部と、前記直流電源の直流電圧に対する前記交流回転電機に印加される交流電圧の実効値の割合である変調率を算出する変調率演算部と、を備え、前記電圧制御部は、前記変調率の所定域である第一変調率域ではパルス幅変調制御を実行し、当該第一変調率域よりも高い前記変調率の域である第二変調率域では矩形波制御を実行し、前記電流フィードバック制御部は、前記トルク指令に周期的なトルク振動が含まれる場合に、前記トルク振動の周波数の周期関数の特性を有する高調波モデルを用いた演算を少なくとも実行して前記二相電圧指令を算出し、前記トルク電流演算部は、前記第一変調率域の中の少なくとも前記第二変調率域に隣接する領域において前記変調率が増加するに従って前記トルク振動の振幅を減少させ、前記第二変調率域で前記トルク振動の振幅をゼロとするように、前記トルク指令に含まれる前記トルク振動の制限を実行する点にある。
【０００８】
なお、本願において「交流回転電機」は、交流駆動のモータ（電動機）、ジェネレータ（発電機）、及び必要に応じてモータ及びジェネレータの双方の機能を果たすモータ・ジェネレータのいずれをも含む概念として用いている。
【０００９】
上記の特徴構成によれば、周期的なトルク振動が含まれるトルク指令を二軸回転座標系で表した二相電流指令にもトルク振動の周波数の振動成分が含まれる。電流フィードバック制御部は、二相電流指令に含まれるトルク振動の周波数の周期関数と同様の特性を有する高調波モデルを、制御系内に有している。このため、内部モデル原理より、二相電流指令に含まれる周期的な振動成分に対して、定常偏差を減少させて二相実電流を追従させることが可能となり、トルク指令に含まれる周期的なトルク振動に対する実トルクの追従性を向上させることができる。
【００１０】
但し、矩形波制御が実行される場合は、インバータの出力電圧波形が１パルスの矩形波であるため、インバータの出力電圧波形に、周期的な振動成分を重畳させることができない。このため、周期的なトルク振動が含まれるトルク指令に基づいて、周期的に振動する二相電流指令を設定し、高調波モデルを有する電流フィードバック制御により二相電圧指令を周期的に振動させても、最終的なインバータの出力電圧波形に周期的な振動成分を重畳させることができない。よって、矩形波制御が実行される場合は、電流フィードバック制御系が、トルク指令に含まれる周期的なトルク振動に対して追従せず、制御系が不安定化しやすくなる。上記の特徴構成によれば、矩形波制御が実行される第二変調率域では、トルク振動の振幅がゼロまで制限されるので、制御系が不安定化することを抑制でき、回転電機の出力トルクがトルク指令から大きく変動することを抑制できる。
【００１１】
また、第一変調率域の中の少なくとも第二変調率域に隣接する領域では、インバータの出力電圧波形が矩形波に近くなるため、変調率が第二変調率域に近づくに従い、トルク振動に対する追従性能が悪化する。上記の特徴構成によれば、第二変調率域に隣接する領域では、変調率が増加するに従ってトルク振動の振幅が減少されるので、トルク振動に対する追従性能の悪化の影響を軽減できる。
また、上記の構成によれば、変調率が増加するに従ってトルク振動の振幅が減少されるので、第二変調率域と、第二変調率域に隣接する領域との間で、トルク指令に含まれるトルク振動の振幅が急変することを防止できる。その結果、当該トルク振動の振幅の急変により、制御系の挙動が一時的に不安定になったり、急激な出力トルクの変動が生じたりすることを防止できる。
【００１２】
ここで、前記電流フィードバック制御部は、前記矩形波制御が実行される場合は、前記高調波モデルを用いた演算を停止して、比例積分演算により前記二相電圧指令を算出すると好適である。
【００１３】
矩形波制御では、二相実電流に電気角の回転周波数の３次以上の高調波成分が重畳されやすい。上記の構成によれば、矩形波制御が実行される場合は、高調波モデルを用いた演算が停止される。このため、二相実電流に重畳する３次以上の高調波成分に対して高調波モデルが反応して、高調波モデルの出力が発散傾向になって大きく変動することを防止できる。
【００１４】
ここで、前記トルク電流演算部は、前記トルク振動に応じて振動する前記変調率の振動最大値が増加するに従って前記トルク振動の振幅を減少させる前記トルク振動の制限を実行すると好適である。
【００１５】
この構成によれば、変調率の振動最大値が増加するに従って、トルク振動の振幅を減少させているので、例えば、変調率の振動中心値が第一変調率域内にあるような場合においても、変調率の振動最大値が、第二変調率域内にならないように、トルク振動の振幅を低減させることができる。
また、これにより、トルク指令に周期的なトルク振動が含まれる場合に、トルク振動周期内で部分的に矩形波制御が実行されることを防止することができる。
【００１６】
ここで、前記第一変調率域は、前記交流電圧指令の振幅が前記直流電圧以下となる変調率域である第１Ａ変調率域と、前記交流電圧指令の振幅が前記直流電圧より大きくなる変調率域である第１Ｂ変調率域と、を含み、前記電圧制御部は、前記パルス幅変調制御として、前記第１Ａ変調率域では通常パルス幅変調制御を実行し、前記第１Ｂ変調率域では過変調パルス幅変調制御を実行し、前記トルク電流演算部は、前記第１Ａ変調率域では、前記トルク指令に含まれる前記トルク振動の制限を実行せず、前記第１Ｂ変調率域で、前記トルク振動の制限を実行すると好適である。
【００１７】
この構成によれば、交流電圧指令の振幅が直流電圧より大きくなる第１Ｂ変調率域で実行される過変調パルス幅変調制御では、インバータの出力電圧がオン又はオフに固定される期間が生じ、この期間では、周期的な振動成分をインバータの出力電圧波形に反映させることが困難になる。このため、過変調パルス幅変調制御では、電気角の回転周期内で部分的に、電流フィードバック制御系が、トルク指令に含まれる周期的なトルク振動に対して働かず、トルク振動に対する追従性能が悪化する。上記の構成によれば、第１Ｂ変調率域で、トルク振動の制限が実行されるので、過変調パルス変調制御におけるトルク振動に対する追従性能の悪化の影響を軽減できる。
一方、交流電圧指令の振幅が直流電圧以下になる第１Ａ変調率域で実行される通常パルス幅変調制御では、周期的な振動成分をインバータの出力電圧波形に反映させることができる。よって、通常パルス幅変調制御では、電流フィードバック制御系が、トルク指令に含まれる周期的なトルク振動に対して良好な追従性能を示すことができる。上記の構成によれば、第１Ａ変調率域で、トルク振動の制限を実行しないので、周期的なトルク振動に対して良好な追従性能が確保される。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施形態に係る制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る二軸回転座標系を説明するための図である。
【図３】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図４】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図５】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図６】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図７】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図８】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するタイムチャートである。
【図９】本発明の実施形態に係る制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図１１】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図１２】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するための図である。
【図１３】本発明の実施形態に係る装置の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
交流回転電機ＭＧは、ロータ及びステータを有している。ステータは、非回転部材に固定され、ロータは、当該ステータの径方向内側に回転自在に支持されている。本実施形態では、交流回転電機ＭＧは、ロータ内部に永久磁石を埋め込んだ埋込磁石同期電動機(IPMSM)とされている。なお、永久磁石の代わりに電磁石が備えられていてもよい。
図１に示すように、交流回転電機ＭＧのステータに備えられた三相のコイルは、直流交流変換を行うインバータＩＮを介して直流電源としての蓄電装置Ｂｔに電気的に接続されている。そして、交流回転電機ＭＧは、電力の供給を受けて動力を発生するモータ（電動機）としての機能と、動力の供給を受けて電力を発生するジェネレータ（発電機）としての機能と、を果たすことが可能とされている。インバータＩＮは、蓄電装置Ｂｔの直流電力を交流電力に変換して交流回転電機ＭＧを駆動するため、或いは交流回転電機ＭＧが発電した交流電力を直流電力に変換して蓄電装置Ｂｔに充電するための複数のスイッチング素子を備えている。
【００２０】
制御装置３０は、直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータＩＮを介して、交流回転電機ＭＧを制御するための装置である。制御装置３０は、図１に示すように、出力トルク指令設定部３９、トルク電流演算部４０、実電流演算部４１、電流フィードバック制御部４２、電圧制御部４７としての交流電圧指令算出部４３及びインバータ制御部４４、変調率演算部４８を備えている。
出力トルク指令設定部３９は、交流回転電機ＭＧに出力させるトルク指令である出力トルク指令値Ｔｍｏを設定する。トルク電流演算部４０は、出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、交流回転電機ＭＧに流す電流の指令値を後述するｄｑ軸回転座標系（二軸回転座標系）で表した二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを演算する。実電流演算部４１は、交流回転電機ＭＧに流れる実電流に基づいて、ｄｑ軸回転座標系で表した二相実電流Ｉｄ、Ｉｑを演算する。電流フィードバック制御部４２は、交流回転電機ＭＧに印加する電圧指令をｄｑ軸回転座標系で表した二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを、二相実電流Ｉｄ、Ｉｑが二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに近づくように変化させる。そして、交流電圧指令算出部４３は、二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに基づいて、交流回転電機ＭＧに印加する交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを算出する。インバータ制御部４４は、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づいて、インバータＩＮを介して交流回転電機ＭＧに印加する電圧を制御する。また、変調率演算部４８は、直流電源の直流電圧ＶＨに対する交流回転電機ＭＧに印加される交流電圧の実効値の割合である変調率Ｍを算出する。
なお、ｄｑ軸回転座標系が、本発明における「二軸回転座標系」に相当する。
【００２１】
ここで、ｄｑ軸回転座標系は、図２にモデルを示すように、ロータの電気角に同期して回転するｄ軸及びｑ軸からなる二軸の回転座標系である。
ｄ軸は、ロータに備えられた磁石の界磁磁束の方向（Ｎ極方向）に定められ、ｑ軸は、ｄ軸に対して電気角で９０度位相が進んだ方向に定められている。
本実施形態では、ステータに備えられたＵ相コイルを基準にした場合の、ｄ軸（磁極）の電気角を磁極位置θｒｅとし、ｄ軸（磁極）の電気角速度を磁極回転速度ωｒｅとする。
【００２２】
このような構成において、電圧制御部４７は、変調率Ｍの所定域である第一変調率域ではパルス幅変調制御を実行し、当該第一変調率域よりも高い変調率Ｍの域である第二変調率域では矩形波制御を実行する。また、電流フィードバック制御部４２は、出力トルク指令値Ｔｍｏに周期的なトルク振動が含まれる場合に、当該トルク振動の周波数の周期関数の特性を有する高調波モデルを用いた演算を少なくとも実行して二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを算出する。そして、トルク電流演算部４０は、第一変調率域の中の少なくとも第二変調率域に隣接する領域において変調率Ｍが増加するに従ってトルク振動の振幅を減少させ、第二変調率域でトルク振動の振幅をゼロとするように、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動の制限を実行する点に特徴を有している。
以下、本実施形態に係る制御装置３０について、詳細に説明する。
【００２３】
１．制御装置３０の構成
次に、交流回転電機ＭＧを制御するための制御装置３０の構成について説明する。
制御装置３０は、ＣＰＵ等の演算処理装置を中核部材として備えるとともに、当該演算処理装置からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（ランダム・アクセス・メモリ）や、演算処理装置からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（リード・オンリ・メモリ）等の記憶装置等を有して構成されている。そして、制御装置３０のＲＯＭ等に記憶されたソフトウェア（プログラム）又は別途設けられた演算回路等のハードウェア、或いはそれらの両方により、図１に示すような制御装置３０の機能部３９〜４９などが構成されている。
【００２４】
制御装置３０には、センサＳｅ１、Ｓｅ２、Ｓｅ３から出力される電気信号が入力される。制御装置３０は、入力された電気信号に基づき各センサの検出情報を算出する。
電流センサＳｅ１は、各相のコイルに流れる電流を検出するためのセンサであり、インバータＩＮと各相のコイルとをつなぐ電線上に備えられている。制御装置３０は、電流センサＳｅ１の入力信号に基づいて各相のコイルを流れる実電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。
回転速度センサＳｅ２は、ロータの回転速度及び回転角度を検出するためのセンサであり、ロータの回転軸に取り付けられている。制御装置３０は、回転速度センサＳｅ２の入力信号に基づいて、交流回転電機ＭＧの磁極位置θｒｅ、磁極回転速度ωｒｅを検出する。なお、回転速度センサＳｅ２として、レゾルバ、又はロータリエンコーダなどが用いられる。
電圧センサＳｅ３は、直流電源の直流電圧ＶＨを検出するためのセンサであり、本実施形態では、蓄電装置ＢｔとインバータＩＮとをつなぐ電線上に備えられている。制御装置３０は、電圧センサＳｅ３の入力信号に基づいて、直流電圧ＶＨを検出する。なお、電圧センサＳｅ３は、蓄電装置ＢｔとインバータＩＮとの間にＤＣ−ＤＣコンバータが備えられる場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータとインバータＩＮとをつなぐ電線上に備えられる。すなわち、電圧センサＳｅ３により検出される直流電圧ＶＨは、インバータＩＮのスイッチング素子に供給されている直流電圧であり、スイッチング素子がオンの場合に交流回転電機ＭＧに印加される電圧である。
【００２５】
制御装置３０は、交流回転電機ＭＧの動作制御を行う制御装置である。図１に示すように、制御装置３０は、出力トルク指令設定部３９、トルク電流演算部４０、実電流演算部４１、電流フィードバック制御部４２、交流電圧指令算出部４３、及びインバータ制御部４４など、の機能部を備えており、各機能部が協働して、出力トルク指令値Ｔｍｏのトルクを交流回転電機ＭＧに出力させるように制御する。
【００２６】
１−１．制御モードの決定
１−１−１．インバータＩＮの制御方式
制御モード決定部４９は、インバータＩＮの制御方式を、変調率Ｍの所定域である第一変調率域ではパルス幅変調制御（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に決定し、当該第一変調率域よりも高い変調率Ｍの域である第二変調率域では矩形波制御に決定する。本実施形態では、図３に示すように、第一変調率域は、変調率Ｍが０．０以上、０．７８未満の範囲に設定されており、第二変調率域は、変調率Ｍが０．７８に設定されている。
ここで、パルス幅変調制御は、代表的には、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃと搬送波とに基づいて、インバータＩＮのスイッチング素子をオンオフして回転電機ＭＧに電圧を印加する制御であり、電気角の回転周期でコイル各相への電圧印加が２回以上オンオフされる。
矩形波制御は、電気角の回転周期内で、オン期間及びオフ期間の比が１：１である矩形波１パルス分をコイル各相に印加する制御であり、電気角の回転周期でコイル各相への電圧印加が１回だけオンオフされる。
変調率Ｍは、直流電圧ＶＨに対する、インバータＩＮの出力電圧波形（印加電圧波形）の基本波成分（電気角の回転周波数（ωｒｅ）の正弦波又は余弦波成分）の割合を表す。
【００２７】
また、本実施形態では、制御モード決定部４９は、パルス幅変調制御として、第１Ａ変調率域では通常パルス幅変調制御に決定し、第１Ｂ変調率域では過変調パルス幅変調制御に決定する。
第１Ａ変調率域は、第一変調率域で交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃの振幅が直流電圧ＶＨ以下となる変調率域に設定されている。第１Ｂ変調率域は、第一変調率域で交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃの振幅が直流電圧ＶＨより大きくなる変調率域に設定されている。
本実施形態では、通常パルス幅変調制御として、正弦波パルス幅変調制御が設定されているので、第１Ａ変調率域は、変調率Ｍが０．０以上、０．６１以下の範囲に設定され、第１Ｂ変調率域は、変調率Ｍが０．６１より大きく、０．７８未満の範囲に設定されている。
【００２８】
１−１−２．ベクトル制御方式
制御モード決定部４９は、ベクトル制御方式を、第一変調率域では最大トルク電流制御に決定し、第二変調率域では弱め磁束制御に決定するように構成されている。
【００２９】
１−１−３．制御モードの決定
本実施形態では、制御モード決定部４９は、図４に示すような、予め設定された制御モード決定マップを用いて、磁極回転速度ωｒｅ及び出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、インバータＩＮの制御方式及びベクトル制御方式を決定するように構成されている。
制御モード決定マップは、上記のような各変調率域に対応して、図４に示すような磁極回転速度ωｒｅ及び出力トルク指令値Ｔｍｏの座標系（以下、回転トルク座標系と称する）における所定の領域毎に、インバータＩＮの制御方式及びベクトル制御方式が予め設定されたマップとされている。
例えば、第一変調率域（０．０≦Ｍ＜０．７８）、第１Ａ変調率域（０．０≦Ｍ≦０．６１）、第１Ｂ変調率域（０．６１＜Ｍ＜０．７８）は、最大トルク電流制御が実行される条件では、図４に示すような回転トルク座標系における所定の領域に対応する。また、第二変調率域（Ｍ＝０．７８）は、弱め磁束制御が実行される条件では、図４に示すような回転トルク座標系における所定の領域に対応する。
なお、図４に、第一変調率域内（０．０≦Ｍ＜０．７８）における、最大トルク電流制御が実行される条件での、等変調率曲線をＭ＝０．０５〜０．７５まで、ΔＭ＝０．０５間隔で示している。等変調率曲線は、所定の変調率Ｍとなる回転トルク座標系における座標点の軌跡である。なお、第一変調率域と第二変調率域との境界曲線は、Ｍ＝０．７８の等変調率曲線であり、第１Ａ変調率域と第１Ｂ変調率域との境界曲線は、Ｍ＝０．６１の等変調率曲線である。
【００３０】
なお、制御モード決定部４９は、変調率演算部４８が算出した変調率Ｍに応じて、インバータＩＮの制御方式及びベクトル制御方式を決定するように構成されてもよい。
【００３１】
１−２．出力トルク指令値の設定
出力トルク指令値Ｔｍｏには、周期的なトルク振動が含まれる場合がある。
本実施形態では、出力トルク指令設定部３９は、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動成分となる振動トルク指令値Ｔｐを算出する周期振動トルク指令設定部５８と、周期的なトルク振動成分を含まない指令値であって、振動している出力トルク指令値Ｔｍｏの中心値となる基準トルク指令値Ｔｂを算出する基準トルク指令設定部５７と、を備えるように構成されている。そして、出力トルク指令設定部３９は、基準トルク指令値Ｔｂと、振動トルク指令値Ｔｐと、を加算した値を、出力トルク指令値Ｔｍｏとして設定するように構成されている。なお、出力トルク指令値Ｔｍｏが、本発明における「トルク指令」に相当する。
本実施形態では、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動は、正弦波状にされている。
具体的には、振動トルク指令値Ｔｐは、式（１）に示すように、トルク振動周波数ωｐ（角周波数）の正弦波とされている。
【数１】
ここで、ΔＴｐは、振動トルク指令値Ｔｐの振幅であり、αは、振動トルク指令値Ｔｐの位相である。なお、振動トルク指令値Ｔｐは、余弦波とされてもよい。
【００３２】
１−３．トルク制御及び電流フィードバック制御
制御装置３０は、出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて電流指令を算出し、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御により交流回転電機ＭＧの制御を行うように構成されている。ベクトル制御では、電流指令をｄｑ軸回転座標系で設定し、各相のコイルに流れる実電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、磁極位置θｒｅに基づき、ｄｑ軸回転座標系で表した二相実電流Ｉｄ、Ｉｑに変換し、二相実電流Ｉｄ、Ｉｑが電流指令に近づくように、交流回転電機ＭＧに印加する電圧を制御する電流フィードバック制御を行う。以下、本実施形態に係わるトルク制御及び電流フィードバック制御について詳細に説明する。
【００３３】
１−３−１．トルク電流演算部４０
トルク電流演算部４０は、交流回転電機ＭＧに出力させる出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、交流回転電機ＭＧに流す電流の指令値をｄｑ軸回転座標系で表した二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを演算する機能部である。
本実施形態では、トルク電流演算部４０は、振幅制限部５１と二相電流指令演算部５２とを備えている。そして、振幅制限部５１は、上記のように、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動の制限を実行するように構成されている。そして、二相電流指令演算部５２は、振幅制限部５１の処理後の出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを演算するように構成されている。なお、以下の実施形態の説明では、特に断らない限り、出力トルク指令値Ｔｍｏは、振幅制限部５１の処理後の出力トルク指令値Ｔｍｏ（Ｔｍｏｌ）を指すものとする。
この節では、二相電流指令演算部５２の処理について詳細に説明し、振幅制限部５１の処理については、制御装置３０の各部の処理を説明した後に、詳述する。
【００３４】
１−３−１−１．二相電流指令演算部５２
二相電流指令演算部５２は、振幅制限部５１の処理後の出力トルク指令値Ｔｍｏ（Ｔｍｏｌ）に基づいて、出力トルク指令値Ｔｍｏのトルクを交流回転電機ＭＧに出力させるようなｄ軸電流指令Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃを算出するように構成されている。
交流回転電機ＭＧの出力トルクＴｍと、ｄ軸実電流Ｉｄ及びｑ軸実電流Ｉｑとの関係は、式（２）で示すように表せる。
【数２】
ここで、Φは、永久磁石による鎖交磁束であり、Ｌｄは、コイルのｄ軸インダクタンスであり、Ｌｑは、コイルのｑ軸インダクタンスであり、Ｐｎは、極対数である。埋込磁石構造では、Ｌｄ＜Ｌｑの突極性となる。
【００３５】
＜ベクトル制御方式＞
式（２）から、交流回転電機ＭＧに同じ大きさの出力トルクＴｍを出力させるような、ｄ軸電流指令Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃの組み合わせは無数に存在することがわかる。
そこで、トルク電流演算部４０は、制御モード決定部４９によって決定されたベクトル制御方式に従って、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを演算する。
ベクトル制御方式が最大トルク電流制御に決定されている場合は、トルク電流演算部４０は、同一電流に対して発生トルクを最大にするような二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを算出する。二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃは、最大トルク電流曲線上（図５参照）に決定される。ここで、最大トルク電流曲線は、最大トルク電流制御を行う際に、二相実電流Ｉｄ、Ｉｑが取り得る値をつないでなる曲線である。
一方、ベクトル制御方式が弱め磁束制御に決定されている場合は、トルク電流演算部４０は、負のｄ軸電流を流すことで、ｄ軸電機子反作用による減磁効果を利用してｄ軸方向の磁束を減少させるように、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを算出する。二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃは、弱め磁束制御に対応して設定されている変調率Ｍ（本実施形態では、０．７８）、直流電圧ＶＨ、及び磁極回転速度ωｒｅに対応する定誘起電圧楕円（電圧制限楕円）上に決定される。
以下では、最大トルク電流制御が行われる場合を例に説明する。
【００３６】
図５（ａ）に示すように、トルク電流演算部４０は、出力トルク指令値Ｔｍｏが０から増加するにつれ、最大トルク電流曲線に沿って、ｑ軸電流指令Ｉｑｃを０から増加させ、ｄ軸電流指令Ｉｄｃを０から減少させる。一方、トルク電流演算部４０は、出力トルク指令値Ｔｍｏが０から減少するにつれ、最大トルク電流曲線に沿って、ｑ軸電流指令Ｉｑｃを０から減少させ、ｄ軸電流指令Ｉｄｃを０から減少させる。図５（ｂ）（ｃ）に、出力トルク指令値Ｔｍｏに対する各電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの関係特性を示すように、ｑ軸電流指令Ｉｑｃは、出力トルク指令値Ｔｍｏの増加に対して単調増加するように算出される。一方、ｄ軸電流指令Ｉｄｃは、出力トルク指令値Ｔｍｏが０未満の場合は、出力トルク指令値Ｔｍｏの増加に対して単調増加するように算出され、出力トルク指令値Ｔｍｏが０より大きい場合は、出力トルク指令値Ｔｍｏの増加に対して単調減少するように算出される。また、出力トルク指令値Ｔｍｏに対する各電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの関係特性は、曲線となっており、１次より大きい高次の関数となっている。
【００３７】
＜トルク指令が０を中心に振動している場合＞
まず、図６（ｂ）に示すように、出力トルク指令値Ｔｍｏが、０を中心に周期的に振動している場合について説明する。
この場合は、図６（ａ）に示すように、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃは、ｄｑ軸回転座標系において、最大トルク電流曲線上を、出力トルク指令値Ｔｍｏの振動最大値に対応した等トルク曲線と振動最小値に対応した等トルク曲線との間を振動するように決定される。図６（ａ）には、このようなｄｑ軸回転座標系における二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの振動軌跡が太線で示されている。
【００３８】
ｄ軸電流指令Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃは、図５（ｂ）（ｃ）に示すような関係特性に従い、出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて算出される。図６（ｂ）に示すように、出力トルク指令値Ｔｍｏが、トルク振動周波数ωｐ（トルク振動周期２π／ωｐ）の正弦波で振動しているのに対して、ｄ軸電流指令Ｉｄｃは、主にトルク振動周波数ωｐの２倍の周波数で振動し、ｑ軸電流指令Ｉｑｃは、主にトルク振動周波数ωｐと同じ周波数で振動している。このため、図６（ｂ）の右側に、各波形をフーリエ変換した周波数特性を示すように、出力トルク指令値Ｔｍｏは、トルク振動周波数ωｐの成分（基本波成分、１次）の振幅が大きいのに対して、ｄ軸電流指令Ｉｄｃは、トルク振動周波数ωｐに対して、トルク振動周波数ωｐの２倍の２次（２ωｐ）の周波数成分の振幅が大きくなっている。ｑ軸電流指令Ｉｑｃは、トルク振動周波数ωｐと同じ１次（ωｐ）の周波数成分の振幅が大きくなっている。
【００３９】
また、出力トルク指令値Ｔｍｏに対する各電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの関係特性は、１次より大きい高次の関数となっているため、ｄ軸電流指令Ｉｄｃには、４次（４ωｐ）、６次（６ωｐ）の高次の周波数成分の振幅が生じており、ｑ軸電流指令Ｉｑｃには、３次（３ωｐ）、５次（５ωｐ）の高次の周波数成分の振幅が生じている。
【００４０】
＜トルク指令が０を跨いで振動している場合＞
次に、図７（ｂ）に示すように、出力トルク指令値Ｔｍｏが、０より小さい値を中心に、０を跨いで周期的に振動している場合について説明する。
この場合は、図７（ａ）に示すように、出力トルク指令値Ｔｍｏの振動最大値に対応した等トルク曲線、振動最小値に対応した等トルク曲線、振動中心値に対応した等トルク曲線は、図６（ａ）に示す場合と比べて、ｑ軸実電流Ｉｑが小さくなる方にシフトしている。
【００４１】
図７（ｂ）に示すように、ｄ軸電流指令Ｉｄｃは、１次（ωｐ）と２次（２ωｐ）の周波数成分が組み合わさったような複雑な波形で振動し、ｑ軸電流指令Ｉｑｃは、主に１次（ωｐ）の周波数で振動している。このため、図７（ｂ）の右側に、各波形をフーリエ変換した周波数特性を示すように、ｄ軸電流指令Ｉｄｃには、１次（ωｐ）に加えて、２次（２ωｐ）、３次（３ωｐ）、４次（４ωｐ）、５次（５ωｐ）、及び６次（６ωｐ）の周波数成分の振幅も大きくなっている。ｑ軸電流指令Ｉｑｃには、１次（ωｐ）に加えて、２次（２ωｐ）、４次（４ωｐ）、及び５次（５ωｐ）の周波数成分の振幅も大きくなっている。
【００４２】
１−３−２．電流フィードバック制御部４２
上記のように、出力トルク指令値Ｔｍｏに周期的なトルク振動が含まれる場合は、最大トルク電流曲線上に決定される各二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃにも周期的な振動成分が含まれる。
また、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動が正弦波であっても、特に、出力トルク指令値Ｔｍｏが０を跨いで振動する場合は、ｄ軸電流指令Ｉｄｃには、１次より大きい高次の周波数成分が大幅に増加する。また、出力トルク指令値Ｔｍｏに対するｑ軸電流指令Ｉｑｃの関係特性は、出力トルク指令値Ｔｍｏの０付近では高次の関数成分が多く含まれるので、出力トルク指令値Ｔｍｏが０付近で振動する場合は、ｑ軸電流指令Ｉｑｃには、１次より大きい高次の周波数成分が増加する。
【００４３】
電流フィードバック制御において目標値となる二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに周期的な振動成分が含まれると、比例積分制御（ＰＩ制御）などの単純な制御だけでは、目標値に含まれる周期的な振動成分に対する実値の追従性能を確保しにくくなる。
そこで、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに含まれる周期的な振動成分に対する追従性能を向上させるために、電流フィードバック制御部４２は、出力トルク指令値Ｔｍｏに周期的なトルク振動が含まれる場合に、トルク振動周波数ωｐの周波数に対応する周期関数の特性を有する高調波モデルを用いた演算を少なくとも実行して二相電圧指令を算出するように構成されている。
本実施形態では、電流フィードバック制御部４２は、ｄ軸電流及びｑ軸電流それぞれについて、高調波モデルを用いて高調波電圧指令Ｖｈｄ、Ｖｈｑを算出するｄ軸高調波制御器５３及びｑ軸高調波制御器５６を備えている。
また、電流フィードバック制御部４２は、ｄ軸電流及びｑ軸電流それぞれについて、基本電圧指令Ｖｂｄ、Ｖｂｑを算出するｄ軸比例積分制御器５４及びｑ軸比例積分制御器５５を備えている。
そして、電流フィードバック制御部４２は、ｄ軸高調波電圧指令Ｖｈｄと、ｄ軸基本電圧指令Ｖｂｄと、を加算した値を、ｄ軸電圧指令Ｖｄｃとして設定し、ｑ軸高調波電圧指令Ｖｈｑと、ｑ軸基本電圧指令Ｖｂｑと、を加算した値を、ｑ軸電圧指令Ｖｑｃとして設定するように構成されている。
【００４４】
ただし、電流フィードバック制御部４２は、矩形波制御が実行される場合は、高調波制御器５３、５６における高調波モデルを用いた演算を停止して、比例積分制御器５４、５５により二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを算出するように構成されている。
【００４５】
１−３−２−１．比例積分制御器
本実施形態では、各比例積分制御器５４、５５は、式（３）、式（４）に示すように、二相実電流Ｉｄ、Ｉｑと二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃとの電流偏差に基づいて、比例演算及び積分演算を行って基本電圧指令Ｖｂｄ、Ｖｂｑを算出する比例積分（ＰＩ）制御器とされている。
【数３】
【数４】
ここで、Ｋｐｄは、ｄ軸比例ゲインであり、Ｋｐｑは、ｑ軸比例ゲインであり、Ｋｉｄは、ｄ軸積分ゲインであり、Ｋｉｑは、ｑ軸積分ゲインである。
【００４６】
なお、各比例積分制御器５４、５５は、比例積分（ＰＩ）制御器以外の制御器、例えば、比例積分微分（ＰＩＤ）制御器とされていてもよい。
また、電流フィードバック制御部４２には、各比例積分制御器５４、５５に加えて、式（５）に示すような、非干渉器が追加的に備えられてもよい。この場合は、非干渉器の算出値ΔＶｕｄ、ΔＶｕｑが、追加的に二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに加算される。
【数５】
【００４７】
１−３−２−２．高調波制御器
＜周期振動成分に対する追従誤差＞
非干渉器が備えられる場合は、非干渉器の算出値ΔＶｕｄ、ΔＶｕｑを除いた二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに対する、交流回転電機ＭＧを流れる二相実電流Ｉｄ、Ｉｑの応答を表す伝達関数は、式（６）で示すように、一次遅れで表せる。
【数６】
二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに周期的な振動成分が含まれない場合は、比例積分制御器５４、５５だけでも、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに対して二相実電流Ｉｄ、Ｉｑを後述するような定常偏差なく追従させることができる。
しかし、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃには、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動周波数ωｐの振動成分に起因して、トルク振動周波数ωｐの１倍からｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周期的な振動成分が含まれる。
この場合は、比例積分制御器５４、５５だけでは、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの周期的な振動成分に対して二相実電流Ｉｄ、Ｉｑが位相遅れを持って追従し、定常偏差が生じる。例えば、図８のタイムチャートに示すように、時刻ｔ１１までの期間は、ｑ軸比例積分制御器５５だけでｑ軸電圧指令Ｖｑｃを算出しており、ｑ軸実電流Ｉｑは、周期振動しているｑ軸電流指令Ｉｑｃに対して位相遅れ及びゲイン低下を持って追従しており、定常偏差を有している。
【００４８】
＜内部モデル原理＞
そこで、指令値に定常偏差なく追従させるために、フィードバック系の内部に、指令値の極と同じ極を有する制御器を導入することが有効であるという、内部モデル原理の制御理論を用いる。
二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃには、式（７）のように表せる、トルク振動周波数ωｐの１倍からｎ倍（ｎは２以上の自然数）の正弦波（又は余弦波）の周期振動成分が含まれている。
【数７】
式（７）の二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃは、周波数領域（ｓ領域）では、式（８）の伝達関数で表せる。ここで、ｓは、ラプラス演算子である。
【数８】
なお、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃが余弦波の場合は、式（９）の伝達関数で表せる。
【数９】
【００４９】
式（７）、式（８）より、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの極、すなわち、伝達関数の分母が０になるｓは、式（１０）となる。
【数１０】
よって、内部モデル原理により、電流フィードバック制御部４２の伝達関数Ｇｆｂは、式（１１）のように、式（１０）の極を有するように構成すれば、指令値に定常偏差なく追従させることが可能となる。
【数１１】
式（１１）の右辺の第一項は、比例積分制御器５４、５５の積分演算として含まれる。
【００５０】
＜高調波モデル＞
よって、各高調波制御器５３、５６は、式（１１）の右辺の第一項を削除した式（１２）に示す伝達関数Ｇｈの特性を有する高調波モデルを用いるように構成される。
【数１２】
ここで、式（１２）に示す高調波モデルの伝達関数Ｇｈの分母（ｓ２＋（ｎωｐ）２）は、トルク振動周波数ωｐのｎ倍（ｎは、１以上の自然数）の周波数の正弦波又は余弦波の周期関数に対応する伝達関数である。よって、各高調波制御器５３、５６が用いる高調波モデルは、トルク振動周波数ωｐの１倍からｎ倍までの各周波数の正弦波又は余弦波の周期関数に対応する伝達関数（１／（ｓ２＋（ｎωｐ）２））の特性を並列した特性を有するように構成される。
【００５１】
本実施形態では、式（１３）に示すように、式（１２）に示す高調波モデルの伝達関数Ｇｈの分子Ｂｎ（ｓ）を０次（ｓの０乗）の伝達関数、すなわち、定数に設定する場合を例に説明する。
【数１３】
ここで、Ｋｈ１、Ｋｈ２、...は、トルク振動周波数ωｐの１倍からｎ倍のそれぞれに対応する各高調波制御器５３、５６の制御ゲインであり、電流フィードバック制御系の応答性及び安定性を考慮して設定される。なお、制御ゲインＫｈ１、Ｋｈ２、...は、トルク振動周波数ωｐに比例して変更されるように構成されてもよい。
【００５２】
なお、式（１４）及び式（１５）で示すように、高調波モデルの伝達関数Ｇｈの分子Ｂｎ（ｓ）を１次（ｓの１乗）又は２次（ｓの２乗）の伝達関数に設定してもよい。
【数１４】
【数１５】
ここで、Ｋｈｐ１、Ｋｈｐ２、...、及びＫｈｉ１、Ｋｈｉ２、...は、トルク振動周波数ωｐの１倍からｎ倍のそれぞれに対応する各高調波制御器５３、５６の制御ゲインである。
【００５３】
出力トルク指令値Ｔｍｏが０を跨いで振動する場合のように、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃにトルク振動周波数ωｐの１倍からｎ倍の複数の周波数の振動成分が多く含まれる場合は、各周波数の振動成分による定常偏差を減少させるためには、各周波数に対応する複数の高調波モデルを並列して用いる必要がある。
よって、高調波制御器５３、５６それぞれの高調波モデルは、トルク振動周波数ωｐの１倍からｎ倍までの各周波数の正弦波又は余弦波の特性（伝達関数では（１／（ｓ２＋（ｎωｐ）２））を有するように構成することができる。この場合、各二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに含まれる、各次数の成分の大きさに応じて、ｎの値が設定される。すなわち、比較的大きい振動成分を有する次数に対応する、次数（ｎ）の高調波モデルが備えられる。
【００５４】
例えば、図６及び図７に示すように、各二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに１次から４次の成分が比較的多く含まれるので、高調波制御器５３、５６それぞれの高調波モデルは、トルク振動周波数ωｐの１倍から４倍（１次から４次）までの各周波数の正弦波又は余弦波の特性を有するように構成することができる。
【００５５】
或いは、ｄ軸電流指令Ｉｄｃには、出力トルク指令値Ｔｍｏが０を跨いで振動する場合に、２次の成分が大幅に多くなるので、ｄ軸高調波制御器５３の高調波モデルは、トルク振動周波数ωｐの１倍及び２倍（１次及び２次）の各周波数の正弦波又は余弦波の特性を有するように構成されてもよい。また、ｑ軸電流指令Ｉｑｃには、出力トルク指令値Ｔｍｏが０を跨いで振動する場合でも、２次の成分が大幅に多くならない。従って、ｑ軸高調波制御器５６の高調波モデルは、トルク振動周波数ωｐの１倍（１次）の周波数の正弦波又は余弦波の特性を有するように構成されてもよい。
【００５６】
なお、式（１３）の各周波数（ｎωｐ）の高調波モデルは、例えば、式（１６）に示すように、２つの積分器（１／ｓ）と、帰還ループを有する演算により、構成することができる。
【数１６】
矩形波制御を実行する場合に、高調波モデルを用いた演算を停止する場合は、２つの積分器を０にリセットする。
【００５７】
＜高調波制御の挙動＞
次に、図８を参照して、高調波制御の挙動を説明する。
図８では、ｑ軸電流指令Ｉｑｃにおいて、トルク振動周波数ωｐ（１次）の成分の割合が大きい場合（図８では、１００％）であって、ｑ軸高調波制御器５６が、トルク振動周波数ωｐ（１次）のみの正弦波又は余弦波の伝達関数（１／（ｓ２＋ωｐ２））の特性を有するように構成されている場合の例を示す。
時刻ｔ１１までは、高調波制御の効果をわかりやすくするために、高調波制御が実行されていない。すなわち、ｑ軸高調波電圧指令Ｖｈｑが０に設定されており、ｑ軸電圧指令Ｖｑｃは、ｑ軸比例積分制御器５５により算出されたｑ軸基本電圧指令Ｖｂｑからなる。高調波制御が実行されていない場合は、ｑ軸基本電圧指令Ｖｂｑは、トルク振動周波数ωｐで振動しているｑ軸電流指令Ｉｑｃにｑ軸実電流Ｉｑを一致させるために周期変化しているが、ｑ軸実電流Ｉｑは、周期振動しているｑ軸電流指令Ｉｑｃに対して位相遅れ及びゲイン低下を持って追従しており、電流偏差に定常偏差を有している。
【００５８】
一方、時刻ｔ１１で高調波制御が開始されると、ｑ軸高調波電圧指令Ｖｈｑが、ｑ軸電流指令Ｉｑｃとｑ軸実電流Ｉｑとの電流偏差に応じて、トルク振動周波数ωｐで自己励起的に振動し始めると共に振幅が増加していく。この際、高調波モデルは、電流偏差を積分すると共に自己励起的にトルク振動周波数ωｐで振動して、ｑ軸高調波電圧指令Ｖｈｑを生成するように作用する。また、電流偏差は、トルク振動周波数ωｐで振動している。このため、トルク振動周波数ωｐで振動しているｑ軸高調波電圧指令Ｖｈｑの位相は、電流偏差が減少する方向に進角又は遅角されると共に、ｑ軸高調波電圧指令Ｖｈｑの振幅は、電流指令が減少する方向に増加又は減少される。よって、ｑ軸電流指令Ｉｑｃとｑ軸実電流Ｉｑとの電流偏差が減少していく。
【００５９】
このため、電流偏差に応じて算出されるｑ軸基本電圧指令Ｖｂｑも減少していく。そして、時刻ｔ１２で、ｑ軸高調波電圧指令Ｖｈｑによって、定常偏差を減少させてｑ軸実電流Ｉｑをｑ軸電流指令Ｉｑｃに追従させることができ、ｑ軸基本電圧指令Ｖｂｑの周期変化を０近くまで減少させることができている。
【００６０】
１−４．実電流演算部４１
図１に示すように、実電流演算部４１は、交流回転電機ＭＧを流れる実電流に基づいて、ｄｑ軸回転座標系で表した二相実電流Ｉｄ、Ｉｑを演算する機能部である。本実施形態では、実電流演算部４１は、各相のコイルを流れる実電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、磁極位置θｒｅに基づいて、三相二相変換及び回転座標変換を行って、ｄｑ軸回転座標系で表したｄ軸実電流Ｉｄ、ｑ軸実電流Ｉｑに変換する。
【００６１】
１−５．交流電圧指令算出部４３
交流電圧指令算出部４３は、電流フィードバック制御部４２が算出した二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに基づいて、交流回転電機ＭＧに印加する交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを算出する機能部である。
【００６２】
＜パルス幅変調制御＞
交流電圧指令算出部４３は、インバータＩＮの制御方式としてパルス幅変調制御が決定されている場合は、ｄｑ軸回転座標系で表した二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを、磁極位置θｒｅに基づいて、固定座標変換及び二相三相変換を行って、三相それぞれのコイルへの電圧指令である交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する。
過変調パルス幅変調制御が決定されている場合は、インバータＩＮの出力電圧波形における基本波成分の変調率が、目標とする変調率に一致するように、固定座標変換及び二相三相変換に加えて、交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを歪ませる振幅補正が行われる。
【００６３】
＜矩形波制御＞
交流電圧指令算出部４３は、インバータＩＮの制御方式として矩形波制御が決定されている場合は、ｄｑ軸回転座標系で表した二相電圧指令ベクトルの位相θｖを式（１７）に従い算出し、磁極位置θｒｅと位相θｖに基づいて、位相が調整された１パルス矩形波の交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを算出する。
【数１７】
ここで、二相電圧指令ベクトルは、ｄｑ回転座標系において原点から二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃの座標点に向うベクトルである。二相電圧指令ベクトルの位相θｖは、ｑ軸に対する二相電圧指令ベクトルの電気角での位相である。
【００６４】
１−６．インバータ制御部４４
インバータ制御部４４は、交流電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づき、インバータＩＮが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。
＜パルス幅変調制御＞
インバータ制御部４４は、インバータＩＮの制御方式としてパルス幅変調制御が決定されている場合は、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃと搬送波とに基づいてスイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。代表的には、直流電圧ＶＨの振幅を有する三角波の搬送波と、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃと、の比較結果に基づき、インバータ制御信号Ｓｕｖｗが生成される。
あるいは、式（１８）に基づいて算出された変調率Ｍと、式（１７）に基づいて算出された二相電圧指令ベクトルの位相θｖと、磁極位置θｒｅと、に基づいて、スイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成するように構成されてもよい。
【００６５】
＜矩形波制御＞
インバータ制御部４４は、インバータＩＮの制御方式として矩形波制御が決定されている場合は、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づいてインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。
あるいは、矩形波制御が決定されている場合は、交流電圧指令算出部４３は交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを算出せずに、インバータ制御部４４は、磁極位置θｒｅと二相電圧指令ベクトルの位相θｖに基づいて、直接、インバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成するように構成されてもよい。
【００６６】
１−７．変調率演算部４８
変調率演算部４８は、直流電源の直流電圧ＶＨに対する交流回転電機ＭＧに印加される交流電圧の実効値の割合である変調率Ｍを算出する。
本実施形態では、変調率演算部４８は、式（１８）に示すように、二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃ及び直流電圧ＶＨに基づいて、変調率Ｍを算出するように構成されている。
【数１８】
【００６７】
１−８．トルク振動の制限
次に、トルク電流演算部４０において実行されるトルク振動の制限について詳細に説明する。
振幅制限部５１は、上記のように、第一変調率域の中の少なくとも第二変調率域に隣接する領域において変調率Ｍが増加するに従ってトルク振動の振幅を減少させ、第二変調率域でトルク振動の振幅をゼロとするように、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動の制限を実行する。
本実施形態では、振幅制限部５１は、トルク振動に応じて振動する変調率Ｍの振動最大値Ｍｍｘ（以下、最大変調率と称す）が増加するに従ってトルク振動の振幅を減少させるトルク振動の制限を実行するように構成されている。
また、振幅制限部５１は、図１０に示すように、通常ＰＷＭ制御が実行される第１Ａ変調率域（０．０≦Ｍ≦０．６１）では、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動の制限を実行せず、過変調ＰＷＭ制御が実行される第１Ｂ変調率域（０．６１＜Ｍ＜０．７８）で、トルク振動の制限を実行するように構成されている。
【００６８】
本実施形態では、図９に示すように、振幅制限部５１は、トルク振動中心算出器６０、トルク振動成分算出器６１、最大変調率算出器６２、及び振幅制限ゲイン算出器６３を備えている。
【００６９】
トルク振動成分算出器６１は、出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、トルク振動成分Ｔｐを算出するように構成されている。周期振動トルク指令設定部５８により設定された振動トルク指令値Ｔｐの情報が得られる場合は、トルク振動成分算出器６１は、振動トルク指令値Ｔｐをそのままトルク振動成分Ｔｐに設定する。振動トルク指令値Ｔｐの情報が得られない場合は、出力トルク指令値Ｔｍｏに対してフィルタ処理などを行うことにより、トルク振動成分Ｔｐを算出する。
トルク振動中心算出器６０は、出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、トルク振動中心値Ｔｂを算出するように構成されている。基準トルク指令設定部５７により設定された基準トルク指令値Ｔｂの情報が得られる場合は、トルク振動中心算出器６０は、基準トルク指令値Ｔｂをそのままトルク振動中心値Ｔｂに設定する。基準トルク指令値Ｔｂの情報が得られない場合は、出力トルク指令値Ｔｍｏに対してフィルタ処理などを行うことにより、トルク振動中心値Ｔｂを算出する。
【００７０】
最大変調率算出器６２は、トルク振動周波数ωｐに応じた周波数で振動している変調率Ｍの最大値を算出可能に構成されている。例えば、トルク振動周期２π／ωｐ以上の長さに設定された周期間の変調率Ｍの最大値を算出するように構成できる。
そして、振幅制限ゲイン算出器６３は、図１０に示すような制限ゲイン設定マップを用い、最大変調率Ｍｍｘに基づいて、振幅制限ゲインＫｔを算出するように構成されている。
制限ゲイン設定マップは、最大変調率Ｍｍｘが第１Ａ変調率域（０．０≦Ｍ≦０．６１）内である場合は、振幅制限ゲインＫｔを１．０に設定し、最大変調率Ｍｍｘが第１Ｂ変調率域（０．６１＜Ｍ＜０．７８）内である場合は、最大変調率Ｍｍｘが増加するに従って、振幅制限ゲインＫｔを１．０から０．０まで徐々に減少させて設定するように構成されている。
【００７１】
振幅制限部５１は、トルク振動成分Ｔｐに振幅制限ゲインＫｔを乗算して、振幅制限後のトルク振動成分Ｔｐｌを算出する。そして、振幅制限部５１は、振幅制限後のトルク振動成分Ｔｐｌを、トルク振動中心値Ｔｂに加算した値を、振幅制限部５１の処理後の出力トルク指令値Ｔｍｏ（Ｔｍｏｌ）に設定する。
【００７２】
＜トルク振動制限の制御挙動＞
次に、トルク振動制限の制御挙動について説明する。
図１１に示すように、振幅制限部５１の処理前の出力トルク指令値Ｔｍｏが、所定の振幅ΔＴｐで、所定値を中心に、０より大きい範囲をトルク振動周波数ωｐで振動している条件において、磁極回転速度ωｒｅを変化させる場合の例を示す。
磁極回転速度ωｒｅが０から増加するに従い、変調率Ｍの振動中心が０から増加すると共に、変調率Ｍの振幅が０から増加していく。このことは、図１１のトルク振動範囲を、図４に示した等変調率曲線に重ね書きした図１２から理解できる。すなわち、図１２に示すように、磁極回転速度ωｒｅが０から増加するに従い、トルク振動中心値と交わる等変調率曲線の変調率Ｍが増加していく。また、磁極回転速度ωｒｅが０から増加するに従い、トルク振動最小値と交わる等変調率曲線の変調率Ｍと、トルク振動最大値と交わる等変調率曲線の変調率Ｍと、の差、すなわち変調率Ｍの振幅が増加していく。
【００７３】
＜矩形波制御の課題＞
まず、本実施形態とは異なりトルク振動の振幅を制限しないように構成された場合における課題について説明する。この場合は、図１１に破線で示すように、変調率Ｍの振動中心値が、第二変調率域（Ｍ＝０．７８）まで増加する前（磁極回転速度ω３より低い回転速度）で、変調率Ｍの振動最大値が、第二変調率域まで増加している（磁極回転速度ω２）。この磁極回転速度ω２からω３では、図１２に示すように、出力トルク指令値Ｔｍｏの振動中心値が、パルス幅変調制御が決定される領域にある場合でも、出力トルク指令値Ｔｍｏが、矩形波制御が決定される領域に亘って周期的に振動する。よって、インバータＩＮの制御方式が矩形波制御に決定されている場合においても、出力トルク指令値Ｔｍｏが周期的に振動する。
【００７４】
矩形波制御では、インバータＩＮの出力電圧波形が１パルスの矩形波であるため、インバータＩＮの出力電圧波形に、周期的な振動成分を重畳させることができない。このため、周期的なトルク振動が含まれる出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、周期的に振動する二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃを設定し、電流フィードバック制御により二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃを周期的に振動させても、最終的なインバータＩＮの出力電圧波形に周期的な振動成分を重畳させることができない。よって、矩形波制御では、電流フィードバック制御系が、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動に対して追従せず、制御系が不安定化しやすくなる。
従って、出力トルク指令値Ｔｍｏの振動中心値が、パルス幅変調制御が決定される領域にある場合でも、出力トルク指令値Ｔｍｏが、矩形波制御が決定される領域に亘って周期的に振動しないように、トルク振動の振幅を制限することが望ましい。なお、出力トルク指令値Ｔｍｏの振動中心値が、矩形波制御が決定される領域にある場合には、当然ながら、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動の振幅を０まで制限することが望ましい。
【００７５】
また、矩形波制御における１パルス矩形波のインバータＩＮの出力電圧波形は、電気角の回転周波数ωｒｅ（１次）の正弦波の基本波成分に加えて、３次（３ωｒｅ）、５次（５ωｒｅ）、７次（７ωｒｅ）、．．．の３次以上の高調波成分が重畳されてなる。このため、二相実電流Ｉｄ、Ｉｑには、電気角の回転周波数ωｒｅの３次（３ωｒｅ）以上の高調波成分が重畳する。
一方、電流フィードバック制御部４２には、高調波制御器５３、５６が備えられており、二相電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃに含まれるトルク振動周波数ωｐの１倍（１次）からｎ倍（ｎ次）までの振動成分に対して追従性を向上させるために、高調波制御器５３、５６の高調波モデルは、トルク振動周波数ωｐの１倍（１次）からｎ倍（ｎ次）までの各周波数の周期関数の特性を有するように構成されている。
ここで、高調波モデルが有する周期関数の周波数と、矩形波制御により二相実電流Ｉｄ、Ｉｑに重畳する高調波の周波数と、が一致する場合であって、本実施形態と異なり矩形波制御が実行される際に高調波モデルを用いた演算を停止しないように構成された場合を考える。この場合には、トルク振動の振幅を０まで制限した場合でも、高調波モデルが二相実電流Ｉｄ、Ｉｑに重畳している高調波の振動成分に反応し、高調波モデルの出力が変動してしまう。この際、矩形波制御では、上記のように、周期的な振動成分に対して追従しないため、高調波モデルの出力が発散傾向になる。
従って、矩形波制御が実行される場合に、トルク振動の振幅を０まで制限した場合でも、高調波モデルが有する周期関数の周波数と、矩形波制御により二相実電流Ｉｄ、Ｉｑに重畳する高調波の周波数が一致する場合は、高調波モデルを用いた演算を停止する必要がある。
【００７６】
＜内燃機関のトルク振動を打ち消す場合の矩形波制御の課題＞
特に、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動が、内燃機関Ｅから交流回転電機ＭＧに伝達されるトルク振動を打ち消すためのトルク振動である場合は、高調波モデルを用いた演算を停止する必要性が高くなる。
具体的には、交流回転電機ＭＧが、図１３の例に示すように、内燃機関Ｅに駆動連結されるとともに、車輪Ｗに駆動連結されるように構成されている。図１３に示す例では、交流回転電機ＭＧと車輪Ｗとの動力伝達経路に変速機構ＴＭが設けられている。
このような構成において、出力トルク指令値Ｔｍｏは、内燃機関Ｅから交流回転電機ＭＧに伝達されるトルク振動を打ち消すためのトルク振動を含むように構成される。この場合、トルク振動周波数ωｐは、内燃機関Ｅの燃焼周波数に応じた周波数になる。
例えば、気筒数Ｎの４サイクルエンジンでは、トルク振動周波数ωｐは式（１９）のようになる。
【数１９】
ここで、ωｍは、交流回転電機ＭＧ（内燃機関Ｅ）の回転周波数である。
なお、電気角の回転周波数ωｒｅは、式（２０）のようになる。
【数２０】
例えば、気筒数Ｎ＝４、極対数Ｐｎ＝２、又は気筒数Ｎ＝６、極対数Ｐｎ＝３では、トルク振動周波数ωｐと電気角の回転周波数ωｒｅとは等しくなり、式（２１）のようになる。
【数２１】
この場合は、矩形波制御により二相実電流Ｉｄ、Ｉｑに重畳する高調波の内、電気角の回転周波数ωｒｅの３次の周波数（３ωｒｅ）と、高調波モデルが有する周期関数の内、トルク振動周波数ωｐの３次の周波数（３ωｐ）とが、一致する。よって、上記のように、高調波モデルを用いた演算を停止する必要性が高くなる。
【００７７】
＜過変調パルス幅変調制御の課題＞
また、パルス幅変調制御でも、過変調パルス幅変調制御の場合は、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃの振幅が直流電圧ＶＨより大きくなる。この交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃの振幅が直流電圧ＶＨより大きくなっている期間では、インバータＩＮの出力電圧がオン又はオフに固定されるため、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃ、又は二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに重畳しているトルク振動周波数ωｐに応じた周期的な振動成分をインバータＩＮの出力電圧波形に反映させることが困難になる。このため、過変調パルス幅変調制御では、電気角の回転周期内で部分的に、電流フィードバック制御系が、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動に対して働かず、トルク振動に対する追従性能が悪化する。このトルク振動に対する追従性の悪化は、変調率Ｍが０．６１から０．７８に近づくに従い増大する。
【００７８】
従って、出力トルク指令値Ｔｍｏが、過変調パルス幅変調制御が決定される領域に亘って周期的に振動する場合は、トルク振動の振幅を制限することが望ましく、振動している変調率Ｍが０．７８に近づくに従い、トルク振動の振幅制限を増大させることが望ましい。
【００７９】
なお、パルス幅変調制御でも、通常パルス幅変調制御の場合は、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃの振幅が直流電圧ＶＨ以下になる。このため、交流電圧指令Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃ、又は二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに重畳しているトルク振動周波数ωｐに応じた周期的な振動成分をインバータＩＮの出力電圧波形に反映させることができる。よって、通常パルス幅変調制御では、電流フィードバック制御系が、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動に対して良好な追従性能を示すことができる。従って、出力トルク指令値Ｔｍｏが、通常パルス幅変調制御が決定される領域内で振動する場合は、トルク振動の振幅を制限する必要はない。
【００８０】
＜本実施形態の挙動＞
次に、本実施形態によりトルク振動の振幅を制限するように構成された場合における制御挙動及び効果について説明する。
磁極回転速度ωｒｅが０からω１の範囲内にある場合のように、最大変調率Ｍｍｘが、通常パルス幅変調制御が実行される第１Ａ変調率域内（Ｍ＝０〜０．６１）にある場合は、振幅制限ゲインＫｔは１．０に設定されており、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動は制限されていない。この場合は、トルク振動の振幅を制限しなくとも、周期的なトルク振動に対して良好な追従性能が確保される。
【００８１】
一方、最大変調率Ｍｍｘが、過変調パルス幅変調制御が実行される第１Ｂ変調率域内（０．６１＜Ｍ＜０．７８）及び矩形波制御が実行される第二変調率域内（Ｍ＝０．７８）になる場合（磁極回転速度ω１からω３）は、振幅制限ゲインＫｔが１．０から減少されており、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動の振幅が制限されている。この場合において、最大変調率Ｍｍｘが第二変調率域内（Ｍ＝０．７８）にならずに、第１Ｂ変調率域内（０．６１＜Ｍ＜０．７８）になる場合（磁極回転速度ω１からω２）であっても、トルク振動の振幅が制限されている。これにより、振動している変調率Ｍが０．７８に近づくに従い、トルク振動の振幅制限を増大させることができており、過変調パルス変調制御におけるトルク振動に対する追従性能の悪化の影響を軽減できる。また、トルク振動の振幅の制限を行わないように構成された場合に、最大変調率Ｍｍｘが第二変調率域内（Ｍ＝０．７８）になる場合（磁極回転速度ω２からω３）において、トルク振動の振幅が制限され、最大変調率Ｍｍｘが第二変調率域内になることを回避できている。これにより、矩形波制御において出力トルク指令値Ｔｍｏが周期的に振動することを防止できており、トルク振動に対する追従性の悪化を防止できる。
【００８２】
また、変調率Ｍの振動中心値が、矩形波制御が実行される第二変調率域内（Ｍ＝０．７８）になる場合は、振幅制限ゲインＫｔが０．０まで減少されており、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動の振幅が０まで制限されている。これにより、矩形波制御が実行される場合に、電流フィードバック制御系が不安定になることを抑制でき、交流回転電機ＭＧの出力トルクが出力トルク指令値Ｔｍｏから大きく変動することを抑制できる。
また、上記のように、矩形波制御が実行される場合は、高調波モデルを用いた演算が停止されるため、矩形波制御において二相実電流Ｉｄ、Ｉｑに重畳する電気角の回転周波数ωｒｅの３次（３ωｒｅ）以上の高調波成分に対して高調波モデルが反応し、高調波モデルの出力が発散傾向になって大きく変動することを防止できる。
特に、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれる周期的なトルク振動が、内燃機関Ｅのトルク振動を打ち消すためのトルク振動である場合は、高調波モデルの出力変動の防止効果が高くなる。
【００８３】
〔その他の実施形態〕
最後に、本発明のその他の実施形態について説明する。なお、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
【００８４】
（１）上記の実施形態において、通常パルス幅変調制御として、正弦波パルス幅変調制御が設定され、第１Ａ変調率域が、変調率Ｍが０．０以上、０．６１以下の範囲に設定され、第１Ｂ変調率域が、変調率Ｍが０．６１より大きく、０．７８未満の範囲に設定されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、通常パルス幅変調制御として、３次高調波注入パルス幅変調制御（ＴＨＩＰＷＭ：ｔｈｉｒｄ ｈａｒｍｏｎｉｃｓ ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ ＰＷＭ）、空間パルス幅変調制御（ＳＶＰＷＭ：ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ ＰＷＭ）、又は不連続パルス幅変調制御（ＤＰＷＭ：ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ＰＷＭ）が設定されるように構成されてもよい。この場合は、第１Ａ変調率域は、変調率Ｍが０．０以上、０．７０７以下の範囲まで広げられ、第１Ｂ変調率域は、変調率Ｍが０．７０７より大きく、０．７８未満の範囲に狭められる。また、通常パルス幅変調制御として、第１Ａ変調率域内の低い変調率域で正弦波ＰＷＭが設定され、高い変調率域でＳＶＰＷＭなどが設定されるなど、第１Ａ変調率域内で通常ＰＷＭの各方式が切り替え可能に構成されてもよい。
また、第１Ａ変調率域と第１Ｂ変調率域との境界の変調率Ｍは、例えば、搬送波を生成する制御装置３０のタイマの分解能などの制約により、０．６１又は０．７０７より小さい値、例えば０．５１に設定されてもよい。
【００８５】
（２）上記の実施形態において、制御装置３０に備えられた出力トルク指令設定部３９が、出力トルク指令値Ｔｍｏを設定している場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、外部の装置から制御装置３０に出力トルク指令値Ｔｍｏ、又は振動トルク指令値Ｔｐが伝達されるように構成されてもよい。
【００８６】
（３）上記の実施形態において、出力トルク指令値Ｔｍｏにトルク振動周波数ωｐの正弦波（又は余弦波）が含まれる場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、出力トルク指令値Ｔｍｏが周期的なトルク振動が含まれればよく、例えば、周期的なトルク振動は、複数の異なる周波数の正弦波（又は余弦波）からなる波、或いは、三角波、のこぎり波、又は任意の波形の周期関数であってもよい。この場合でも、高調波モデルは、出力トルク指令値Ｔｍｏに含まれるトルク振動の複数の異なる周波数に対応する周期関数の特性を有するように構成されてもよい。
【００８７】
（４）上記の実施形態において、電流フィードバック制御部４２は、矩形波制御が実行される場合は、高調波モデルを用いた演算を停止する場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、高調波モデルが有する周期関数の周波数と、矩形波制御により二相実電流Ｉｄ、Ｉｑに重畳する高調波の周波数が一致しない場合は、矩形波制御が実行される場合でも、高調波モデルを用いた演算を停止せずに、当該演算を実行するように構成されてもよい。
【００８８】
（５）上記の実施形態において、二相電圧指令Ｖｄｃ、Ｖｑｃに基づいて算出される変調率Ｍに基づいて、トルク振動の振幅制限を実行する場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、図４の等変調率曲線で示すように、磁極回転速度ωｒｅ及び出力トルク指令値Ｔｍｏの動作点毎に変調率Ｍが予め設定された変調率決定マップを用いて、磁極回転速度ωｒｅ及び出力トルク指令値Ｔｍｏに基づいて、変調率Ｍを算出し、当該変調率Ｍに基づいて、トルク振動の振幅制限を実行するように構成されてもよい。
【００８９】
（６）上記の実施形態において、図１０に示すような制限ゲイン設定マップを用いて、トルク振動の振幅制限を行う場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、最大変調率Ｍｍｘが増加するに従ってトルク振動の振幅を減少させる方法であればどのような方法でもよく、例えば、最大変調率Ｍｍｘが第二変調率域未満になるように、フィードバック的にトルク振動の振幅制限を増加させるように構成されてもよい。
【００９０】
（７）上記の実施形態において、図１０に示すように、振幅制限ゲインＫｔは、第１Ｂ変調率域内において、１．０から０．０まで直線的に減少されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、振幅制限ゲインＫｔは、第１Ｂ変調率域内において、１．０から０．０まで任意の曲線、又は直線の組み合わせに沿って減少されるように構成されてもよい。
また、トルク振動の振幅は、第二変調率域内においてゼロに制限されていればよく、第１Ｂ変調率域内の所定の変調率（例えば、Ｍ＝０．７３）から、第二変調率域（Ｍ＝０．７８）までの変調率域においても、トルク振動の振幅がゼロに制限されていてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００９１】
本発明は、本発明は、直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータを介して、ロータを有する交流回転電機を制御するための制御装置に好適に利用することができる。
【符号の説明】
【００９２】
θｒｅ ：磁極位置
θｖ ：二相電圧指令ベクトルの位相
ωｐ ：トルク振動周波数（角周波数）
ωｒｅ ：磁極回転速度（電気角の回転周波数）
３０ ：制御装置
３９ ：出力トルク指令設定部
４０ ：トルク電流演算部
４１ ：実電流演算部
４２ ：電流フィードバック制御部
４３ ：交流電圧指令算出部
４４ ：インバータ制御部
４７ ：電圧制御部
４８ ：変調率演算部
４９ ：制御モード決定部
５１ ：振幅制限部
５２ ：二相電流指令演算部
５３ ：ｄ軸高調波制御器
５４ ：ｄ軸比例積分制御器
５５ ：ｑ軸比例積分制御器
５６ ：ｑ軸高調波制御器
５７ ：基準トルク指令設定部
５８ ：周期振動トルク指令設定部
６０ ：トルク振動中心算出器
６１ ：トルク振動成分算出器
６２ ：最大変調率算出器
６３ ：振幅制限ゲイン算出器
Ｂｔ ：蓄電装置（直流電源）
ＩＮ ：インバータ
Ｉｄ ：ｄ軸実電流
Ｉｑ ：ｑ軸実電流
Ｉｄｃ ：ｄ軸電流指令
Ｉｑｃ ：ｑ軸電流指令
Ｋｔ ：振幅制限ゲイン
Ｍ ：変調率
ＭＧ ：交流回転電機
Ｍｍｘ ：最大変調率（変調率の振動最大値）
Ｐｎ ：極対数
Ｓｅ１ ：電流センサ
Ｓｅ２ ：回転速度センサ
Ｓｅ３ ：電圧センサ
Ｓｕｖｗ ：インバータ制御信号
Ｔｍｏ ：出力トルク指令値（トルク指令）
ＶＨ ：直流電圧
Ｖｂｄ ：ｄ軸基本電圧指令
Ｖｂｑ ：ｑ軸基本電圧指令
Ｖｄｃ ：ｄ軸電圧指令
Ｖｑｃ ：ｑ軸電圧指令
Ｖｈｄ ：ｄ軸高調波電圧指令
Ｖｈｑ ：ｑ軸高調波電圧指令
Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃ ：交流電圧指令
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータを介して、ロータを有する交流回転電機を制御するための制御装置であって、
前記ロータの電気角に同期して回転する二軸の回転座標系である二軸回転座標系を用い、前記交流回転電機に出力させるトルク指令に基づいて、前記交流回転電機に流す電流の指令値を前記二軸回転座標系で表した二相電流指令を演算するトルク電流演算部と、
前記交流回転電機に流れる実電流に基づいて、前記二軸回転座標系で表した二相実電流を演算する実電流演算部と、
前記交流回転電機に印加する電圧指令を前記二軸回転座標系で表した二相電圧指令を、前記二相実電流が前記二相電流指令に近づくように変化させる電流フィードバック制御部と、
前記二相電圧指令に基づいて、前記交流回転電機に印加する交流電圧指令を算出し、前記交流電圧指令に基づいて前記交流回転電機に印加する電圧を制御する電圧制御部と、
前記直流電源の直流電圧に対する前記交流回転電機に印加される交流電圧の実効値の割合である変調率を算出する変調率演算部と、を備え、
前記電圧制御部は、前記変調率の所定域である第一変調率域ではパルス幅変調制御を実行し、当該第一変調率域よりも高い前記変調率の域である第二変調率域では矩形波制御を実行し、
前記電流フィードバック制御部は、前記トルク指令に周期的なトルク振動が含まれる場合に、前記トルク振動の周波数の周期関数の特性を有する高調波モデルを用いた演算を少なくとも実行して前記二相電圧指令を算出し、
前記トルク電流演算部は、前記第一変調率域の中の少なくとも前記第二変調率域に隣接する領域において前記変調率が増加するに従って前記トルク振動の振幅を減少させ、前記第二変調率域で前記トルク振動の振幅をゼロとするように、前記トルク指令に含まれる前記トルク振動の制限を実行する制御装置。
【請求項２】
前記電流フィードバック制御部は、前記矩形波制御が実行される場合は、前記高調波モデルを用いた演算を停止して、比例積分演算により前記二相電圧指令を算出する請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記トルク電流演算部は、前記トルク振動に応じて振動する前記変調率の振動最大値が増加するに従って前記トルク振動の振幅を減少させる前記トルク振動の制限を実行する請求項１又は２に記載の制御装置。
【請求項４】
前記第一変調率域は、前記交流電圧指令の振幅が前記直流電圧以下となる変調率域である第１Ａ変調率域と、前記交流電圧指令の振幅が前記直流電圧より大きくなる変調率域である第１Ｂ変調率域と、を含み、
前記電圧制御部は、前記パルス幅変調制御として、前記第１Ａ変調率域では通常パルス幅変調制御を実行し、前記第１Ｂ変調率域では過変調パルス幅変調制御を実行し、
前記トルク電流演算部は、前記第１Ａ変調率域では、前記トルク指令に含まれる前記トルク振動の制限を実行せず、前記第１Ｂ変調率域で、前記トルク振動の制限を実行する請求項１から３のいずれか一項に記載の制御装置。
【請求項１】
直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータを介して、ロータを有する交流回転電機を制御するための制御装置であって、
前記ロータの電気角に同期して回転する二軸の回転座標系である二軸回転座標系を用い、前記交流回転電機に出力させるトルク指令に基づいて、前記交流回転電機に流す電流の指令値を前記二軸回転座標系で表した二相電流指令を演算するトルク電流演算部と、
前記交流回転電機に流れる実電流に基づいて、前記二軸回転座標系で表した二相実電流を演算する実電流演算部と、
前記交流回転電機に印加する電圧指令を前記二軸回転座標系で表した二相電圧指令を、前記二相実電流が前記二相電流指令に近づくように変化させる電流フィードバック制御部と、
前記二相電圧指令に基づいて、前記交流回転電機に印加する交流電圧指令を算出し、前記交流電圧指令に基づいて前記交流回転電機に印加する電圧を制御する電圧制御部と、
前記直流電源の直流電圧に対する前記交流回転電機に印加される交流電圧の実効値の割合である変調率を算出する変調率演算部と、を備え、
前記電圧制御部は、前記変調率の所定域である第一変調率域ではパルス幅変調制御を実行し、当該第一変調率域よりも高い前記変調率の域である第二変調率域では矩形波制御を実行し、
前記電流フィードバック制御部は、前記トルク指令に周期的なトルク振動が含まれる場合に、前記トルク振動の周波数の周期関数の特性を有する高調波モデルを用いた演算を少なくとも実行して前記二相電圧指令を算出し、
前記トルク電流演算部は、前記第一変調率域の中の少なくとも前記第二変調率域に隣接する領域において前記変調率が増加するに従って前記トルク振動の振幅を減少させ、前記第二変調率域で前記トルク振動の振幅をゼロとするように、前記トルク指令に含まれる前記トルク振動の制限を実行する制御装置。
【請求項２】
前記電流フィードバック制御部は、前記矩形波制御が実行される場合は、前記高調波モデルを用いた演算を停止して、比例積分演算により前記二相電圧指令を算出する請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記トルク電流演算部は、前記トルク振動に応じて振動する前記変調率の振動最大値が増加するに従って前記トルク振動の振幅を減少させる前記トルク振動の制限を実行する請求項１又は２に記載の制御装置。
【請求項４】
前記第一変調率域は、前記交流電圧指令の振幅が前記直流電圧以下となる変調率域である第１Ａ変調率域と、前記交流電圧指令の振幅が前記直流電圧より大きくなる変調率域である第１Ｂ変調率域と、を含み、
前記電圧制御部は、前記パルス幅変調制御として、前記第１Ａ変調率域では通常パルス幅変調制御を実行し、前記第１Ｂ変調率域では過変調パルス幅変調制御を実行し、
前記トルク電流演算部は、前記第１Ａ変調率域では、前記トルク指令に含まれる前記トルク振動の制限を実行せず、前記第１Ｂ変調率域で、前記トルク振動の制限を実行する請求項１から３のいずれか一項に記載の制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１３−２７１３３（Ｐ２０１３−２７１３３Ａ）
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１５９１７６（Ｐ２０１１−１５９１７６）
【出願日】平成２３年７月２０日（２０１１．７．２０）
【出願人】（０００１００７６８）アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 (3,717)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月２０日（２０１１．７．２０）
【出願人】（０００１００７６８）アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 (3,717)
【Ｆターム（参考）】
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