発振回路および高周波発振型近接スイッチ
【課題】温度特性の良好な発振回路およびこの発振回路を用いた高周波発振型近接スイッチを提供する。
【解決手段】ＬＣタンク回路と負性抵抗回路のトランスコンダクタンス値を可変制御するトランスコンダクタンス設定回路を備え、負性抵抗回路は、第１のトランスコンダクタンスアンプの出力に接続されて所定レベルに出力信号の振幅を制限する非線形回路と、この非線形回路の出力を第１のトランスコンダクタンスアンプの入力にフィードバックする。またトランスコンダクタンス設定回路は、そのトランスコンダクタンス値を可変自在な第２のトランスコンダクタンスアンプと、このアンプの出力信号を積分した制御信号を出力する積分回路を備え、第１および第２のトランスコンダクタンスアンプは、それぞれ積分回路から出力される制御信号を受けてこの制御信号に応じたトランスコンダクタンス値に制御される。
【解決手段】ＬＣタンク回路と負性抵抗回路のトランスコンダクタンス値を可変制御するトランスコンダクタンス設定回路を備え、負性抵抗回路は、第１のトランスコンダクタンスアンプの出力に接続されて所定レベルに出力信号の振幅を制限する非線形回路と、この非線形回路の出力を第１のトランスコンダクタンスアンプの入力にフィードバックする。またトランスコンダクタンス設定回路は、そのトランスコンダクタンス値を可変自在な第２のトランスコンダクタンスアンプと、このアンプの出力信号を積分した制御信号を出力する積分回路を備え、第１および第２のトランスコンダクタンスアンプは、それぞれ積分回路から出力される制御信号を受けてこの制御信号に応じたトランスコンダクタンス値に制御される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発振回路および高周波発振型近接スイッチに係り、特にＬＣ共振回路を用いた発振回路およびこの発振回路を用いて近接磁界や近接磁性体の有無に応じた出力電圧の変化を検出する高周波発振型近接スイッチに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、インダクタＬおよびコンデンサＣによるＬＣタンク回路を用いた発振回路は、例えば図１０に示すように構成されている。この図においてＲｓは、インダクタＬに含まれる寄生抵抗である。発振回路には、この寄生抵抗Ｒｓによるエネルギー損失を補い、発振を継続させる能動素子を用いて構成された負性抵抗回路２が必要である。つまり発振回路は、負性抵抗回路２によってＬＣタンク回路１内で消費されるエネルギーが補償され、ＬＣタンク回路１の共振インピーダンスの実数部が零になるようにして発振させる。
【０００３】
この種の発振回路は、具体的には例えば図１１のブロック図に示すように電圧レベルの信号を電流レベルの信号に変換するトランスコンダクタンスアンプ３およびこのトランスコンダクタンスアンプ３から出力される信号の振幅を所定振幅のレベルに抑える非線形回路４を備え、非線形回路４の出力にＬＣタンク回路１が接続された構成をとる。また非線形回路４が出力する信号は、トランスコンダクタンスアンプ３の正入力端子に接続され、このトランスコンダクタンスアンプ３の負入力端子に接続された基準電圧源Ｖｒｅｆと比較されて所謂、正帰還回路を構成している。そしてトランスコンダクタンスアンプ３のコンダクタンスを調整するトリミング信号がトランスコンダクタンスアンプ３に与えられている。このように構成された発振回路は、ネガティブＧｍ回路と呼ばれ、一般によく知られている（例えば、非特許文献１、２を参照）。
【０００４】
この発振回路は、正帰還回路で構成されているため、発振開始時からＬＣタンク回路１の振幅電圧が上昇し続けるものの、非線形回路４によってトランスコンダクタンスアンプ３から出力される振幅電圧の上昇が抑えられるため一定振幅で発振を継続する。ちなみに非線形回路４は、一般的に発振回路を構成するトランジスタの非線形性や、非線形性をもたせた負帰還回路等から構成される。
【０００５】
ところで、このような発振回路を用いて近接磁界や近接磁性体の有無に応じた出力電圧の変化を検出する高周波発振型近接スイッチがある（例えば、特許文献１を参照）。この高周波発振型近接スイッチは、ＬＣタンク回路を用いた発振回路から構成され、ＬＣタンク回路によって生じる高周波磁界中に金属などの検出対象物が近づくことで検出対象物にうず電流を発生させる。近接スイッチは、このうず電流によってＬＣタンク回路の損失抵抗が増加することによって生じる発振振幅の減少を検出して対象物の近接を検知する。
【非特許文献１】Ｄ.Ｒ.ウェランド他（D.R.Welland,et al.）、「ア ディジタル リード／ライト チャネル ウィズ ＥＥＰＲ４ ディテクション」（"A Digital Read/Write Channel with EEPR4 Detection,"）、IEEEイント ソリッド・ステート サーキット カンファレンス（IEEE Int. Solid-State Circuits Conf.）,サンフランシスコ（San Francisco）,１９９４年、ｐ.２７６−２７７
【非特許文献２】Ｔ.Ｒ.ヴィスワナサン他（T.R.Viswanathan,et al.）、「スイッチト・キャパシタ フリクエンシ コントロール ループ」（"Switched-Capacitor Frequency Control Loop,"）、ＩＥＥＥジャーナル オブ ソリッド・ステート サーキッツ（IEEE Journal of Solid-State Circuits）、１９８２年８月、第１７巻、ｐ.７７５−７７８
【特許文献１】特許第２５５０６２０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前述したネガティブＧｍ回路は、周囲温度の変化に伴って回路のトランスコンダクタンス値に変化が生じ、また非線形回路を構成するフィードバック抵抗器の温度変化による抵抗値の変動が著しく、それ故、発振回路の性能を劣化させるという問題があった。このため、この種の発振回路を用いた高周波発振型近接スイッチは、温度変化による回路特性の変動によってＬＣタンク回路の発振振幅に変化が生じ、それ故、物体の近接による振幅変化であるのか、温度変化による振幅変化であるのかの判定が困難となっていた。或いはまた高周波発振型近接スイッチは、発振回路の振幅を決定するトランスコンダクタンス値が温度変化によって変動すると、検出対象物による振幅変化であるのか、トランスコンダクタンス値の温度変化による振幅変化であるのかを区別することが困難になるという問題もあった。
【０００７】
勿論、このような問題を解決するために温度変化によるトランスコンダクタンス値の変動分を加味し、明らかに検出対象物による振幅変化であると判断できるまでの大きな振幅変化になるまでのマージンをとり、検出対象物の有無を判断するという解決方法をとることが考えられる。しかしながらこの解決方法は、振幅変化が十分大きくなるまで検出対象物の有無を判定することができず、それ故、近接スイッチと検出対象物との距離を大きくとることができないという問題が新たに生じる。
【０００８】
また高周波発振型近接スイッチは、検出精度を向上させるため発振回路の温度特性を補償するだけでなく、この発振回路の出力信号の振幅変化を取り出す検波回路も同時に補償して温度変化に対して安定した出力が得られるように構成する必要がある。
本発明は、このような従来の問題を解決すべくなされたものであり、その目的とするところは、温度特性の良好な発振回路およびこの発振回路を用いて温度変化の影響を低減し、安定した検出精度を得ることが可能な高周波発振型近接スイッチを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した目的を達成すべく本発明の発振回路は、ＬＣタンク回路と、このＬＣタンク回路２含まれる直流抵抗成分によるエネルギー損失を補償して該ＬＣタンク回路を共振させる負性抵抗回路と、この負性抵抗回路のトランスコンダクタンス値を可変制御するトランスコンダクタンス設定回路とを具備し、
前記負性抵抗回路は、そのトランスコンダクタンス値が可変制御される第１のトランスコンダクタンスアンプと、この第１のトランスコンダクタンスアンプの出力端子に接続されて所定レベルに該第１のトランスコンダクタンスアンプから出力される出力信号の振幅を制限する非線形回路とを有し、この非線形回路の出力信号を前記第１のトランスコンダクタンスアンプの入力端子にフィードバックして構成され、前記トランスコンダクタンス設定回路は、そのトランスコンダクタンス値が可変制御される第２のトランスコンダクタンスアンプと、この第２のトランスコンダクタンスアンプの出力信号を受けて、その出力信号を積分した制御信号を出力する積分回路とを備え、
前記第１および第２のトランスコンダクタンスアンプは、それぞれ前記積分回路から出力される制御信号を受けて、この制御信号に応じたトランスコンダクタンス値に制御されることを特徴としている。
【００１０】
また前記トランスコンダクタンス設定回路は、前記第２のトランスコンダクタンスアンプの入力端子にその出力信号をフィードバックする可変抵抗器を備え、この可変抵抗器の抵抗器を調整してトランスコンダクタンス値を可変することを特徴としている。
あるいは前記トランスコンダクタンス設定回路は、前記第２のトランスコンダクタンスアンプの出力に接続された電流源を備え、この電流源の電流値を調整してトランスコンダクタンス値を可変することを特徴としている。
【００１１】
また前記トランスコンダクタンス設定回路は、前記第２のトランスコンダクタンスアンプの入力端子に接続された基準電圧源を備え、この基準電圧源の電圧値を調整してトランスコンダクタンス値を可変することを特徴としている。
上述の発振回路は、発振回路で用いるトランスコンダクタンス値が任意の一定値を保持するように第２のトランスコンダクタンス回路で発振回路の温度特性や素子のバラツキを補償する。したがって上述の発振回路は、温度変化による発振振幅の変化を抑える。
【００１２】
また上述の発振回路を用いた本発明の高周波発振型近接スイッチは、前記発振回路から出力される出力信号の振幅電圧を検波してその振幅に応じた直流電圧を出力する検波回路と、この検波回路が出力した直流電圧を受けて、この直流電圧と所定の電圧値とを比較して前記ＬＣタンク回路に近接した物体を検出する比較回路と、この比較回路が前記ＬＣタンク回路に近接した物体があると検出したときに物体検出信号を出力する出力回路とを備えることを特徴としている。
【００１３】
上述の高周波発振型近接スイッチは、周囲温度が変化しても回路のトランスコンダクタンス値を所望の値に維持することができ、発振振幅の変化から回路の温度特性を除去する。
好ましくは前記検波回路は、前記発振回路から出力される出力電圧の振幅に応じた電流を出力する第３のトランスコンダクタンスアンプと、この第３のトランスコンダクタンスアンプの出力端子に接続されて該第３のトランスコンダクタンスアンプから出力される電流を蓄えて前記発振回路から出力される出力電圧の振幅に応じた電圧を得る蓄電素子と
を備え、
前記第３のトランスコンダクタンスアンプは、前記トランスコンダクタンス値設定回路の前記積分回路から出力される制御信号を受けてこの制御信号に応じたトランスコンダクタンス値に制御されることが望ましい。
【００１４】
上述の高周波発振型近接スイッチは、検波回路に温度補償されたトランスコンダクタンス回路とコンデンサを用いたＧｍ−Ｃフィルタを形成し、このＧｍ−Ｃフィルタによる積分回路によって発振振幅に応じた積分電圧を作り、温度変化の少ない検波回路が構成される。
【発明の効果】
【００１５】
上述した本発明の発振回路は、非線形回路を負性抵抗回路に設けて所定レベルに第１のトランスコンダクタンスアンプから出力される出力信号の振幅を制限するとともに、トランスコンダクタンス設定回路が第２のトランスコンダクタンスアンプの出力信号を積分した制御信号を出力する積分回路を備え、この積分回路から出力される制御信号によって第１および第２のトランスコンダクタンスアンプの温度特性や素子のバラツキを補償しているので、周囲温度の変化によってトランスコンダクタンス回路を構成する回路素子のパラメータが変化したとしても安定した所望の発振出力信号を得ることができる。したがって本発明の発振回路は、温度変化による発振振幅の変化を効果的に抑えることが可能である。
【００１６】
特にトランスコンダクタンス設定回路は、第２のトランスコンダクタンスアンプの出力信号を入力端子にフィードバックする可変抵抗器の抵抗器を調整してトランスコンダクタンス値を自由に可変することもできる。
あるいはトランスコンダクタンス設定回路は、第２のトランスコンダクタンスアンプの出力端子に接続された電流源の電流値を調整し、または第２のトランスコンダクタンスアンプの入力に接続された基準電圧源の電圧値を調整するようにしてトランスコンダクタンス値を可変することも可能である。
【００１７】
また上述の発振回路を用いた本発明の高周波発振型近接スイッチは、発振回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの温度特性や素子のバラツキによって生じるトランスコンダクタンス値の変化を積分回路から出力される制御信号によって補償している。このため、本発明の高周波発振型近接スイッチは、周囲温度が変化しても回路のトランスコンダクタンス値を所望の値に維持することができ、発振回路の温度依存性を低減することができる。
【００１８】
更に本発明の高周波発振型近接スイッチを構成する検波回路は、温度補償されたトランスコンダクタンス回路を検波回路に適用するとともに、積分回路となるコンデンサを用いたＧｍ−Ｃフィルタを用いているので、このＧｍ−Ｃフィルタ（積分回路）によって発振振幅に応じた電圧信号を出力することができる。このため本発明の高周波発振型近接スイッチは、温度変化による影響を極力抑えた検波回路が構成できるので、温度特性の良好な高周波発振型近接スイッチを構成することができる等の実用上多大なる効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の第１の実施形態に係る発振回路について図面を参照しながら説明する。尚、図１〜図５は、本発明を実施する形態の一例であって、これらの図中、図１０および図１１と同一の符号を付した部分は同一物を表し、基本的な構成は図１０および図１１に示す従来のものと同様である。
さて、図１において１は、インダクタＬおよびコンデンサＣから構成されたＬＣタンク回路である。このＬＣタンク回路１には、詳細は後述するがインダクタＬの寄生抵抗Ｒｓ（図１には図示せず）における損失を補償してＬＣタンク回路１を共振させる負性抵抗回路の役割を担う負性非線形抵抗回路１０が接続される。この負性非線形抵抗回路１０は、この回路が備えるトランスコンダクタンスアンプのトランスコンダクタンス値を制御するＧｍ（トランスコンダクタンス）設定回路２０によって制御される。このＧｍ設定回路２０は、負性非線形抵抗回路１０のトランスコンダクタンス値が任意の一定値を保持するように作用し、発振回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの温度特性や素子のバラツキを補償することでトランスコンダクタンス回路を構成する回路素子のパラメータが温度変化によって変化しても一定値を維持するよう作用する。
【００２０】
具体的に負性非線形抵抗回路１０は、第１のトランスコンダクタンスアンプ１１と、この第１のトランスコンダクタンスアンプ１１の出力端子に接続されて、第１のトランスコンダクタンスアンプ１１から出力される出力信号の振幅を所定レベルに制限する可変非線形回路１２を備える。この可変非線形回路１２の出力信号は、第１のトランスコンダクタンスアンプ１１の正入力端子にフィードバックされている。また第１のトランスコンダクタンスアンプ１１の負入力端子は、基準電位であるシグナルグランドＳＧＮＤに接続される。したがって第１のトランスコンダクタンスアンプ１１は、シグナルグランドＳＧＮＤと可変非線形回路１２の出力電圧値との差分電圧値に応じた電流を出力する正帰還回路を構成する。
【００２１】
一方、Ｇｍ設定回路２０は、トランスコンダクタンス値を可変可能な第２のトランスコンダクタンスアンプ２１と、この第２のトランスコンダクタンスアンプ２１の出力信号を受けて、その出力信号を積分した制御信号を出力する積分回路２２を備えて構成される。また第２のトランスコンダクタンスアンプ２１の正入力端子は、基準電位であるシグナルグランドＳＧＮＤに接続される一方、負入力端子は、陰極がシグナルグランドＳＧＮＤに接続された基準電圧源Ｖｒｅｆの正極に接続される。そして、第２のトランスコンダクタンスアンプ２１の出力端子と負入力端子との間には、抵抗値を可変することができる可変抵抗器ＶＲが介挿される。尚、この可変抵抗器ＶＲは、温度特性の優れたデバイス、例えば金属皮膜可変抵抗器等を用いる。
【００２２】
ところで、この可変抵抗器ＶＲに加わる電圧は、トランスコンダクタンスアンプ２１のフィードバックによって基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧値に維持される。つまり第２のトランスコンダクタンスアンプ２１のトランスコンダクタンス値が所望の値より大きな値となった場合を想定すると積分回路２２には、この可変抵抗器ＶＲに流れる電流に加えて第２のトランスコンダクタンスアンプ２１から出力される電流が流れ込むことになる。この電流は、積分回路２２によって電圧値の変化として出力されて制御信号となる。この制御信号は、第２のトランスコンダクタンスアンプ２１のトランスコンダクタンス値を抑えるよう作用する。
【００２３】
逆に第２のトランスコンダクタンスアンプ２１のトランスコンダクタンス値が所望の値より小さな値となった場合を想定すると、このときは積分回路２２に流れ込む電流が減少し、積分回路２２から出力される制御信号が第２のトランスコンダクタンスアンプ２１のトランスコンダクタンス値を増加させるように作用する。
このようにＧｍ設定回路２０は、可変抵抗器ＶＲの設定値に応じた所望のトランスコンダクタンス値を得ることができるように作用する。
【００２４】
尚、前述した制御信号は、負性非線形回路を構成する第１のトランスコンダクタンスアンプ１１にも与えられてトランスコンダクタンス値が所望の値になるように維持制御される。
概略的には上述したように構成された本発明の一実施形態に係る発振回路について、図２および図３に示す回路図を参照しながら、より詳細にトランスコンダクタンスアンプ１１，２１および可変非線形回路１２について説明する。
【００２５】
トランスコンダクタンスアンプは、例えば図２に示すように９個のＭＯＳＦＥＴ（Ｍ０〜Ｍ８）と２つの電流源Ｉ１，Ｉ２とから構成される。そしてトランスコンダクタンスアンプの負入力端子から入力される信号を、そのゲートで受けるＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）は、ドレインがカレントミラー回路を形成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ３）のドレインおよびゲートに接続される。一方、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のソースは、一端が基準電位ＶＳＳに接続された電流源Ｉ１の他端に接続される。またトランスコンダクタンスアンプの正入力端子から入力される信号を、そのゲートで受けるＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）のドレインは、カレントミラー回路を形成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ５）のドレインおよびゲートに接続され、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）のソースは、一端が基準電位ＶＳＳに接続された電流源Ｉ２の他端に接続される。
【００２６】
また負入力端子および正入力端子にそれぞれ接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１，Ｍ２）のソース間には、Ｇｍ設定回路２０から出力された制御信号を、そのゲートに入力されるＭＯＳＦＥＴ（Ｍ０）のドレインおよびソースがそれぞれ接続される。このＭＯＳＦＥＴ（Ｍ０）は、Ｇｍ設定回路２０から与えられる制御信号に応じてトランスコンダクタンスアンプのトランスコンダクタンス値を変化させる役割を担う。
【００２７】
そしてカレントミラーを構成する２組のＭＯＳＦＥＴ（Ｍ３，Ｍ４）のゲートは、負入力端子に接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のドレインがそれぞれ接続される一方、各々のソースは、作動電源ＶＤＤに接続される。また、このカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ４）のドレインは、ソースが接地されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ７）のゲートおよびドレインに接続される。
【００２８】
もう一方のカレントミラーを構成する２組のＭＯＳＦＥＴ（Ｍ５，Ｍ６）のゲートは、正入力端子に接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）のドレインにそれぞれ接続されて、各々のソースは、作動電源ＶＤＤに接続される。また、このカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ６）のドレインは、ソースが接地されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ８）のドレインが接続されるとともに、この信号ラインがトランスコンダクタンスアンプの出力端子ＶＯＵＴとなる。ちなみにＭＯＳＦＥＴ（Ｍ８）のゲートには、他方のカレントミラー回路に接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ７）のゲートが接続される。
【００２９】
このように構成されたトランスコンダクタンスアンプは、差動増幅器を構成する。そして負入力端子と正入力端子にそれぞれ接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１，Ｍ２）のソース間に挿入したＭＯＳＦＥＴ（Ｍ０）のゲート電圧を調整することによって変化するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ０）のドレイン・ソース間抵抗に応じてトランスコンダクタンス値を可変することができる可変トランスコンダクタンスアンプが構成される。
【００３０】
このように構成された可変トランスコンダクタンスアンプのＭＯＳＦＥＴ（Ｍ０）を例えばＮチャネルとした場合、ゲート・ソース間の電圧を高くするとドレイン・ソース間のインピーダンスが低下する。つまりＭＯＳＦＥＴを線形領域で作動させた場合の電流（ドレイン電流；ＩＤ）・電圧特性およびトランスコンダクタンス値（Ｇｍ）は、それぞれ次式で求めることができる。
【００３１】
ＩＤ＝μ０ＣＯＸ（Ｗ／Ｌ）・（ＶＧＳ−ＶＴＨ）ＶＤＳ
Ｇｍ＝ＩＤ／ＶＤＳ＝μ０ＣＯＸ（Ｗ／Ｌ）・（ＶＧＳ−ＶＴＨ）
ここにμ０；移動度、ＣＯＸ；単位当たりのゲートキャパシタ、Ｗ；ゲート幅、Ｌ；ゲート長、ＶＧＳ；ゲート・ソース間電圧、ＶＤＳ；ドレイン・ソース間電圧、ＶＴＨ；スレッショルド電圧である。
【００３２】
この式が示すようにＶＧＳの上昇に伴ってトランスコンダクタンス値が変化する。この変化を図示すると図３に示すようにＧｍの値が大きくなり、その傾きが増加するグラフを得ることができる。
次に上述した可変トランスコンダクタンスアンプの次段に接続された可変非線形回路１２について図４を用いて説明する。この図において二点鎖線の左側に示した箇所が可変トランスコンダクタンスアンプであり、二点鎖線の右側に示した箇所が可変非線形回路１２である。この可変非線形回路１２は、可変トランスコンダクタンスアンプの出力段に設けられたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ８）のドレイン・ソース間に所定の電流を流す電流源ＩＢＲ１、カレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ６）のゲートと共通にそのゲートが接続されるＭＯＳＦＥＴ（Ｍ９）を有している。このＭＯＳＦＥＴ（Ｍ９）は、作動電源ＶＤＤにそのソースが接続される一方、ドレインは、基準電位ＶＳＳにそのソースが接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１０）にそれぞれ接続される。またＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１０）のゲートは、可変トランスコンダクタンスアンプの出力段に設けられたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ８）のゲートに接続される。
【００３３】
尚、ＭＯＳＥＦＥＴ（Ｍ９）のソース・ドレイン間には一定の電流を流す電流源ＩＢＲ２が接続され、更に別のカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１１）のソースとドレインとが並列に接続される。このＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１１）のゲートは、このＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１１）のドレインおよびカレントミラー回路を構成するもう一つのＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１２）のゲートに接続される。そしてカレントミラー回路を構成する２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１１，Ｍ１２）のソースは、それぞれ作動電源ＶＤＤに接続される。
【００３４】
一方、可変トランスコンダクタンスアンプの出力段のＭＯＳＦＥＴ（Ｍ８）のドレインは、別のカレントミラー回路を構成する２つもＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１３，Ｍ１４）のゲートにそれぞれ接続される。このうち一方のＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１３）には、更にこのゲートとドレインが接続される。そしてこのカレントミラー回路を構成する２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１３，Ｍ１４）のソースは、それぞれ基準電位ＶＳＳに接続される。
【００３５】
また可変非線形回路１２は、２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１５，Ｍ１６）のドレインがそれぞれ接続されて一方のＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１５）のソースが作動電源ＶＤＤに接続される一方、他方のＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１６）のソースが基準電位ＶＳＳに接続される。そしてＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１５，Ｍ１６）のゲートは、それぞれ可変トランスコンダクタンスアンプの出力段を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ６，Ｍ８）のゲートにそれぞれ接続される。
【００３６】
更に可変非線形回路１２に設けられた２つのカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１２）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１４）のそれぞれのドレインは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１５）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１６）のドレインが接続されたラインに接続されて制御信号であるＶＣＯＵＴを出力する。
このように構成された可変非線形回路１２の作動について説明する。この可変非線形回路１２は、図５のグラフに示すように可変トランスコンダクタンスアンプへ入力された入力電圧に比例する出力電流（回路Ａの特性）に対して、図５の回路Ｂの特性および回路Ｃの特性にそれぞれ示したように回路Ａの特性とは異なるトランスコンダクタンス特性を得ることができるよう構成されている。
【００３７】
このグラフにおいて回路Ｂおよび回路Ｃの特性は、図４の回路における一点鎖線Ｂで示したＭＯＳＦＥＴ（Ｍ６，Ｍ８）と電流源ＩＢＲ１（以下、回路Ｂと称する）および一点鎖線Ｃで示したＭＯＳＦＥＴ（Ｍ９，Ｍ１０）と電流源ＩＢＲ２(以下、回路Ｃと称する)によって生成される。ちなみに２つの電流源ＩＢＲ１,ＩＢＲ２は、図５のグラフに示した回路Ａの特性から回路Ｂまたは回路Ｃの特性に変化する点の閾値電流を設定するものである。つまり閾値電流よりも前段の可変トランスコンダクタンスアンプから吐き出される出力電流が大きくなったとき、あるいは吸い込まれる電流が大きくなったとき、閾値電流を超えた分の電流が減少してＶＣＯＵＴから出力されてＬＣタンク回路１に与えられ、その結果、発振回路から出力される出力電流は、可変非線形回路１２によって減少する。
【００３８】
一方、寄生抵抗Ｒｓを含むＬＣタンク回路１の電圧・電流特性は、図５の一点鎖線に示す特性であり、回路Ｂおよび回路Ｃの特性をそれぞれ示す実線との交点までの電流値を出力振幅とする特性を得ることができる。そして２つの電流源ＩＢＲ１，ＩＢＲ２のそれぞれの電流源の電流値を可変することで図５のグラフの破線で示す回路Ｂまたは回路Ｃのそれぞれの特性を得ることができる。つまり本回路は、発振回路の出力振幅を任意に可変することができる。
【００３９】
かくして本発明の第１の実施形態に係る発振回路は、負性非線形抵抗回路１０に非線形回路を設けて第１のトランスコンダクタンスアンプから出力される出力信号の振幅を所定レベルに制限するとともに、トランスコンダクタンス設定回路が備える第２のトランスコンダクタンスアンプの出力信号を積分した制御信号を出力する積分回路を有するトランスコンダクタンス設定回路を備え、積分回路２２から出力される制御信号によって第１および第２のトランスコンダクタンスアンプのトランスコンダクタンス値を制御し、発振回路の温度特性や素子のバラツキを補償しているので、温度変化によって回路素子のパラメータが変化しても一定値を維持することができる。したがって本発明の発振回路は、温度変化による発振振幅の変化を抑えることが可能となる。
【００４０】
特にトランスコンダクタンス設定回路は、第２のトランスコンダクタンスアンプの入力に出力をフィードバックする可変抵抗器の抵抗器を調整してトランスコンダクタンス値を自由に可変することができる。このため本発明は、発振回路から出力される振幅を自由に可変することが可能である。
次に本発明の第２の実施形態に係る発振回路ついて図６を参照しながら説明する。この第２の実施形態が前述した第１の実施形態と異なるところは、Ｇｍ設定回路２０を構成する第２のトランスコンダクタンスアンプ２１の出力端子と負入力端子に接続された可変抵抗器ＶＲを廃し、その代わりに第２のトランスコンダクタンスアンプ２１の出力端子に可変電流源２３を設けた点にある。
【００４１】
このように構成された本発明の第２の実施形態に係る発振回路は、Ｇｍ設定回路２０が可変電流源２３に設定した電流値を発生させるトランスコンダクタンス値となるよう作動する。したがって本発明の第２の実施形態に係る発振回路は、前述した第１の実施形態と同様にトランスコンダクタンス値を任意に設定することができる。このため、前述した第１の実施形態に係る発振回路と同様に本発明の第２の実施形態に係る発振回路は、温度変化による発振振幅の変化を抑えることができるとともに発振回路から出力される振幅を自由に可変して調整することが可能である。
【００４２】
次に本発明の第３の実施形態に係る発振回路ついて図７を参照しながら説明する。この第３の実施形態が前述した第１および第２の実施形態と異なるところは、Ｇｍ設定回路２０を構成する第２のトランスコンダクタンスアンプ２１の出力端子と負入力端子に接続された可変抵抗器ＶＲを廃し、その代わりに固定抵抗Ｒを設けた点、および基準電圧源Ｖｒｅｆの代わりに可変電圧源２４を設けた点にある。
【００４３】
このように構成された本発明の第３の実施形態に係る発振回路は、可変電圧源２４に設定した電圧値に応じた電流値を発生するようなトランスコンダクタンス値となるようＧｍ設定回路２０が作動する。したがって本発明の第３の実施形態に係る発振回路は、前述した第１および第２の実施形態に係る発振回路と同様にトランスコンダクタンス値を任意に設定することができる。このため、本発明の第３の実施形態に係る発振回路は、温度変化による発振振幅の変化を抑えることができるとともに発振回路から出力される振幅を自由に可変して調整することが可能である。
【００４４】
次に上述した発振回路を用いた高周波発振型近接スイッチについて図８を参照しながら説明する。この図において上述した第１〜第３の実施形態を示す図１〜図７並びに従来の構成を示す図１０および図１１と同一の符号を付した部分は同一物を表し、基本的な構成は、これらの図に示すものと同様であるのでその説明を省略する。
図８においてＬＣタンク回路１および発振部２５は、前述した第１〜第３の実施形態で説明した発振回路であって、前述した負性非線形抵抗回路１０およびＧｍ設定回路２０をまとめて一つの回路ブロックとしたものであり、その構成内容は前述したとおりである。
【００４５】
さて、この高周波発振型近接スイッチは、発振部２５を形成する負性非線形抵抗回路１０から出力される出力信号の振幅電圧を検波してその振幅に応じた直流電圧を出力する検波回路３０、この検波回路３０が出力した直流電圧を受けて、この直流電圧と所定の電圧値とを比較してＬＣタンク回路１に近接した物体を検出する比較回路４０およびこの比較回路４０がＬＣタンク回路１に近接した物体があると検出したとき、物体検出信号を出力する出力回路５０とを備えて構成される。
【００４６】
このように構成された本発明の一実施形態に係る高周波発振型近接スイッチは、前述したように発振部２５を構成する負性抵抗回路が回路のバラツキや温度特性を補償した可変トランスコンダクタンスアンプで構成されているので物体の近接によるＬＣタンク回路１に生ずる損失抵抗の変化分を高い精度で検出することができる。それ故、温度変化によるトランスコンダクタンス値の変動分によるマージンをとる必要が無く、また検出対象物までの距離を十分大きくとることができる。
【００４７】
尚、より好ましくは前述した高周波発振型近接スイッチを構成する検波回路についても同様に回路のバラツキや温度特性を補償することが望ましい。具体的には、図９のブロック図に示したように前述した検波回路３０は、負性非線形抵抗回路１０から出力される出力電圧の振幅に応じた電流を出力する第３のトランスコンダクタンスアンプ３１、この第３のトランスコンダクタンスアンプ３１の出力端子に接続されて、第３のトランスコンダクタンスアンプ３１から出力される出力電流を整流するダイオードＤ、このダイオードＤから出力される電流を蓄えて負性非線形抵抗回路１０から出力される出力電圧の振幅に応じた電圧を得る蓄電素子（コンデンサ）Ｃｉを備えて構成される。そして第３のトランスコンダクタンスアンプ３１は、Ｇｍ設定回路２０の積分回路２２から出力される制御信号を受けて、この制御信号に応じたトランスコンダクタンス値に制御する。
【００４８】
詳しくは負性非線形抵抗回路１０の可変非線形回路１２の出力に接続されたＬＣタンク回路１は、負入力端子がシグナルグランドＳＧＮＤに接続された第３のトランスコンダクタンスアンプ３１の正入力端子に接続される。この第３のトランスコンダクタンスアンプ３１は、前述したＧｍ設定回路２０の積分回路２２から出力される制御信号によって、第１および第２のトランスコンダクタンスアンプ１１，２１とともにトランスコンダクタンス値が補償される。
【００４９】
そして第３のトランスコンダクタンスアンプ３１の出力端子は、この出力端子から出力される信号を整流して出力するダイオードＤのアノードに接続され、そのカソードは、一端が接地されたコンデンサＣｉの他端に接続される。つまりダイオードＤとコンデンサＣｉとで構成された回路によって、第３のトランスコンダクタンスアンプ３１から出力される電流を蓄えて負性非線形抵抗回路１０から出力される出力電圧の振幅に応じた電圧をコンデンサＣｉの両端から得ることができる。そして、このコンデンサＣｉの出力は、図９に図示しない次段の比較回路に与えられる。
【００５０】
このように構成された本発明の高周波発振型近接スイッチは、検波回路３０についてもその回路のバラツキや温度特性を発振回路と同時に補償しているのでより高精度にＬＣタンク回路１に近接する物体を検出することができる。
ところで発明者は、このような特徴を備えた発振回路を用いた高周波発振型近接スイッチの効果を確認するため従来の発振回路と比較する比較実験並びに回路シミュレーションを行った。この比較実験並びに回路シミュレーションは、ＬＣタンク回路を構成するインダクタＬのインダクタンスを２００μＨ、その寄生抵抗Ｒｓの抵抗値を３Ω、コンデンサＣの静電容量を１.６８ｎＦとした。
【００５１】
つまりＬＣタンク回路の共振インピーダンスＺは、Ｚ＝Ｌ／(ＲＣ)＝３９.６８ｋΩとなる。したがって、上述した第１の実施形態に係る発振回路に適用する場合、Ｇｍ設定回路のトランスコンダクタンス値が約１／４０ｋΩとなるように可変抵抗器ＶＲの値を調整すればよい。一方、従来の発振回路も、これと同様にトランスコンダクタンス値が上述の値になるようにトリミングを行って調整する。
【００５２】
ちなみにこのＬＣパラメータにおける発振周波数（共振周波数）は、約３００ｋＨｚであるが、実際にはインダクタＬを構成するコイルコア（磁性体）の材質、特性によってその発振周波数が変化するのでコンデンサＣの静電容量を調整して発振周波数を所望の周波数になるよう設定する。そして発振回路の周囲温度を−４０℃〜＋８５℃と変化させて比較実験並びに回路シミュレーションを行った。
【００５３】
その結果、従来の発振回路では±２０％以上の変動が観測され、一方、本発明の発振回路は、±３％程度の変動に収まることが確かめられた。したがって本発明の発振回路およびこの発振回路を用いた高周波発振型近接スイッチは、温度変化による発振振幅の変化を効果的に抑えることが検証できた。
尚、本発明の発振回路および高周波発振型近接スイッチは、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る発振回路の要部構成を示すブロック図。
【図２】図１に示す可変トランスコンダクタンスアンプを構成する回路の一例を示す回路図。
【図３】図１に示す可変トランスコンダクタンスアンプの入力電圧・出力電流の特性を示すグラフ。
【図４】図１に示す可変トランスコンダクタンスアンプおよびＧｍ設定回路の一例を示す回路図。
【図５】図１に示す可変非線形抵抗回路の入力電圧・出力電流の特性を示すグラフ。
【図６】本発明の第２の実施形態に係る発振回路の要部構成を示すブロック図。
【図７】本発明の第３の実施形態に係る発振回路の要部構成を示すブロック図。
【図８】本発明の発振回路を適用した高周波発振型近接スイッチの要部構成を示すブロック図。
【図９】図８に示す発振回路を適用した高周波発振型近接スイッチの要部構成を示すブロック図。
【図１０】従来の発振回路を示す概略ブロック図。
【図１１】図１０に示す発振回路の要部構成を示すブロック図。
【符号の説明】
【００５５】
１ タンク回路
１０ 負性非線形抵抗回路
１１ 第１のトランスコンダクタンスアンプ
１２ 可変非線形回路
２０ Ｇｍ設定回路
２１ 第２のトランスコンダクタンスアンプ
２２ 積分回路
ＶＲ 可変抵抗器
Ｖｒｅｆ 基準電圧源
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発振回路および高周波発振型近接スイッチに係り、特にＬＣ共振回路を用いた発振回路およびこの発振回路を用いて近接磁界や近接磁性体の有無に応じた出力電圧の変化を検出する高周波発振型近接スイッチに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、インダクタＬおよびコンデンサＣによるＬＣタンク回路を用いた発振回路は、例えば図１０に示すように構成されている。この図においてＲｓは、インダクタＬに含まれる寄生抵抗である。発振回路には、この寄生抵抗Ｒｓによるエネルギー損失を補い、発振を継続させる能動素子を用いて構成された負性抵抗回路２が必要である。つまり発振回路は、負性抵抗回路２によってＬＣタンク回路１内で消費されるエネルギーが補償され、ＬＣタンク回路１の共振インピーダンスの実数部が零になるようにして発振させる。
【０００３】
この種の発振回路は、具体的には例えば図１１のブロック図に示すように電圧レベルの信号を電流レベルの信号に変換するトランスコンダクタンスアンプ３およびこのトランスコンダクタンスアンプ３から出力される信号の振幅を所定振幅のレベルに抑える非線形回路４を備え、非線形回路４の出力にＬＣタンク回路１が接続された構成をとる。また非線形回路４が出力する信号は、トランスコンダクタンスアンプ３の正入力端子に接続され、このトランスコンダクタンスアンプ３の負入力端子に接続された基準電圧源Ｖｒｅｆと比較されて所謂、正帰還回路を構成している。そしてトランスコンダクタンスアンプ３のコンダクタンスを調整するトリミング信号がトランスコンダクタンスアンプ３に与えられている。このように構成された発振回路は、ネガティブＧｍ回路と呼ばれ、一般によく知られている（例えば、非特許文献１、２を参照）。
【０００４】
この発振回路は、正帰還回路で構成されているため、発振開始時からＬＣタンク回路１の振幅電圧が上昇し続けるものの、非線形回路４によってトランスコンダクタンスアンプ３から出力される振幅電圧の上昇が抑えられるため一定振幅で発振を継続する。ちなみに非線形回路４は、一般的に発振回路を構成するトランジスタの非線形性や、非線形性をもたせた負帰還回路等から構成される。
【０００５】
ところで、このような発振回路を用いて近接磁界や近接磁性体の有無に応じた出力電圧の変化を検出する高周波発振型近接スイッチがある（例えば、特許文献１を参照）。この高周波発振型近接スイッチは、ＬＣタンク回路を用いた発振回路から構成され、ＬＣタンク回路によって生じる高周波磁界中に金属などの検出対象物が近づくことで検出対象物にうず電流を発生させる。近接スイッチは、このうず電流によってＬＣタンク回路の損失抵抗が増加することによって生じる発振振幅の減少を検出して対象物の近接を検知する。
【非特許文献１】Ｄ.Ｒ.ウェランド他（D.R.Welland,et al.）、「ア ディジタル リード／ライト チャネル ウィズ ＥＥＰＲ４ ディテクション」（"A Digital Read/Write Channel with EEPR4 Detection,"）、IEEEイント ソリッド・ステート サーキット カンファレンス（IEEE Int. Solid-State Circuits Conf.）,サンフランシスコ（San Francisco）,１９９４年、ｐ.２７６−２７７
【非特許文献２】Ｔ.Ｒ.ヴィスワナサン他（T.R.Viswanathan,et al.）、「スイッチト・キャパシタ フリクエンシ コントロール ループ」（"Switched-Capacitor Frequency Control Loop,"）、ＩＥＥＥジャーナル オブ ソリッド・ステート サーキッツ（IEEE Journal of Solid-State Circuits）、１９８２年８月、第１７巻、ｐ.７７５−７７８
【特許文献１】特許第２５５０６２０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前述したネガティブＧｍ回路は、周囲温度の変化に伴って回路のトランスコンダクタンス値に変化が生じ、また非線形回路を構成するフィードバック抵抗器の温度変化による抵抗値の変動が著しく、それ故、発振回路の性能を劣化させるという問題があった。このため、この種の発振回路を用いた高周波発振型近接スイッチは、温度変化による回路特性の変動によってＬＣタンク回路の発振振幅に変化が生じ、それ故、物体の近接による振幅変化であるのか、温度変化による振幅変化であるのかの判定が困難となっていた。或いはまた高周波発振型近接スイッチは、発振回路の振幅を決定するトランスコンダクタンス値が温度変化によって変動すると、検出対象物による振幅変化であるのか、トランスコンダクタンス値の温度変化による振幅変化であるのかを区別することが困難になるという問題もあった。
【０００７】
勿論、このような問題を解決するために温度変化によるトランスコンダクタンス値の変動分を加味し、明らかに検出対象物による振幅変化であると判断できるまでの大きな振幅変化になるまでのマージンをとり、検出対象物の有無を判断するという解決方法をとることが考えられる。しかしながらこの解決方法は、振幅変化が十分大きくなるまで検出対象物の有無を判定することができず、それ故、近接スイッチと検出対象物との距離を大きくとることができないという問題が新たに生じる。
【０００８】
また高周波発振型近接スイッチは、検出精度を向上させるため発振回路の温度特性を補償するだけでなく、この発振回路の出力信号の振幅変化を取り出す検波回路も同時に補償して温度変化に対して安定した出力が得られるように構成する必要がある。
本発明は、このような従来の問題を解決すべくなされたものであり、その目的とするところは、温度特性の良好な発振回路およびこの発振回路を用いて温度変化の影響を低減し、安定した検出精度を得ることが可能な高周波発振型近接スイッチを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した目的を達成すべく本発明の発振回路は、ＬＣタンク回路と、このＬＣタンク回路２含まれる直流抵抗成分によるエネルギー損失を補償して該ＬＣタンク回路を共振させる負性抵抗回路と、この負性抵抗回路のトランスコンダクタンス値を可変制御するトランスコンダクタンス設定回路とを具備し、
前記負性抵抗回路は、そのトランスコンダクタンス値が可変制御される第１のトランスコンダクタンスアンプと、この第１のトランスコンダクタンスアンプの出力端子に接続されて所定レベルに該第１のトランスコンダクタンスアンプから出力される出力信号の振幅を制限する非線形回路とを有し、この非線形回路の出力信号を前記第１のトランスコンダクタンスアンプの入力端子にフィードバックして構成され、前記トランスコンダクタンス設定回路は、そのトランスコンダクタンス値が可変制御される第２のトランスコンダクタンスアンプと、この第２のトランスコンダクタンスアンプの出力信号を受けて、その出力信号を積分した制御信号を出力する積分回路とを備え、
前記第１および第２のトランスコンダクタンスアンプは、それぞれ前記積分回路から出力される制御信号を受けて、この制御信号に応じたトランスコンダクタンス値に制御されることを特徴としている。
【００１０】
また前記トランスコンダクタンス設定回路は、前記第２のトランスコンダクタンスアンプの入力端子にその出力信号をフィードバックする可変抵抗器を備え、この可変抵抗器の抵抗器を調整してトランスコンダクタンス値を可変することを特徴としている。
あるいは前記トランスコンダクタンス設定回路は、前記第２のトランスコンダクタンスアンプの出力に接続された電流源を備え、この電流源の電流値を調整してトランスコンダクタンス値を可変することを特徴としている。
【００１１】
また前記トランスコンダクタンス設定回路は、前記第２のトランスコンダクタンスアンプの入力端子に接続された基準電圧源を備え、この基準電圧源の電圧値を調整してトランスコンダクタンス値を可変することを特徴としている。
上述の発振回路は、発振回路で用いるトランスコンダクタンス値が任意の一定値を保持するように第２のトランスコンダクタンス回路で発振回路の温度特性や素子のバラツキを補償する。したがって上述の発振回路は、温度変化による発振振幅の変化を抑える。
【００１２】
また上述の発振回路を用いた本発明の高周波発振型近接スイッチは、前記発振回路から出力される出力信号の振幅電圧を検波してその振幅に応じた直流電圧を出力する検波回路と、この検波回路が出力した直流電圧を受けて、この直流電圧と所定の電圧値とを比較して前記ＬＣタンク回路に近接した物体を検出する比較回路と、この比較回路が前記ＬＣタンク回路に近接した物体があると検出したときに物体検出信号を出力する出力回路とを備えることを特徴としている。
【００１３】
上述の高周波発振型近接スイッチは、周囲温度が変化しても回路のトランスコンダクタンス値を所望の値に維持することができ、発振振幅の変化から回路の温度特性を除去する。
好ましくは前記検波回路は、前記発振回路から出力される出力電圧の振幅に応じた電流を出力する第３のトランスコンダクタンスアンプと、この第３のトランスコンダクタンスアンプの出力端子に接続されて該第３のトランスコンダクタンスアンプから出力される電流を蓄えて前記発振回路から出力される出力電圧の振幅に応じた電圧を得る蓄電素子と
を備え、
前記第３のトランスコンダクタンスアンプは、前記トランスコンダクタンス値設定回路の前記積分回路から出力される制御信号を受けてこの制御信号に応じたトランスコンダクタンス値に制御されることが望ましい。
【００１４】
上述の高周波発振型近接スイッチは、検波回路に温度補償されたトランスコンダクタンス回路とコンデンサを用いたＧｍ−Ｃフィルタを形成し、このＧｍ−Ｃフィルタによる積分回路によって発振振幅に応じた積分電圧を作り、温度変化の少ない検波回路が構成される。
【発明の効果】
【００１５】
上述した本発明の発振回路は、非線形回路を負性抵抗回路に設けて所定レベルに第１のトランスコンダクタンスアンプから出力される出力信号の振幅を制限するとともに、トランスコンダクタンス設定回路が第２のトランスコンダクタンスアンプの出力信号を積分した制御信号を出力する積分回路を備え、この積分回路から出力される制御信号によって第１および第２のトランスコンダクタンスアンプの温度特性や素子のバラツキを補償しているので、周囲温度の変化によってトランスコンダクタンス回路を構成する回路素子のパラメータが変化したとしても安定した所望の発振出力信号を得ることができる。したがって本発明の発振回路は、温度変化による発振振幅の変化を効果的に抑えることが可能である。
【００１６】
特にトランスコンダクタンス設定回路は、第２のトランスコンダクタンスアンプの出力信号を入力端子にフィードバックする可変抵抗器の抵抗器を調整してトランスコンダクタンス値を自由に可変することもできる。
あるいはトランスコンダクタンス設定回路は、第２のトランスコンダクタンスアンプの出力端子に接続された電流源の電流値を調整し、または第２のトランスコンダクタンスアンプの入力に接続された基準電圧源の電圧値を調整するようにしてトランスコンダクタンス値を可変することも可能である。
【００１７】
また上述の発振回路を用いた本発明の高周波発振型近接スイッチは、発振回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの温度特性や素子のバラツキによって生じるトランスコンダクタンス値の変化を積分回路から出力される制御信号によって補償している。このため、本発明の高周波発振型近接スイッチは、周囲温度が変化しても回路のトランスコンダクタンス値を所望の値に維持することができ、発振回路の温度依存性を低減することができる。
【００１８】
更に本発明の高周波発振型近接スイッチを構成する検波回路は、温度補償されたトランスコンダクタンス回路を検波回路に適用するとともに、積分回路となるコンデンサを用いたＧｍ−Ｃフィルタを用いているので、このＧｍ−Ｃフィルタ（積分回路）によって発振振幅に応じた電圧信号を出力することができる。このため本発明の高周波発振型近接スイッチは、温度変化による影響を極力抑えた検波回路が構成できるので、温度特性の良好な高周波発振型近接スイッチを構成することができる等の実用上多大なる効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の第１の実施形態に係る発振回路について図面を参照しながら説明する。尚、図１〜図５は、本発明を実施する形態の一例であって、これらの図中、図１０および図１１と同一の符号を付した部分は同一物を表し、基本的な構成は図１０および図１１に示す従来のものと同様である。
さて、図１において１は、インダクタＬおよびコンデンサＣから構成されたＬＣタンク回路である。このＬＣタンク回路１には、詳細は後述するがインダクタＬの寄生抵抗Ｒｓ（図１には図示せず）における損失を補償してＬＣタンク回路１を共振させる負性抵抗回路の役割を担う負性非線形抵抗回路１０が接続される。この負性非線形抵抗回路１０は、この回路が備えるトランスコンダクタンスアンプのトランスコンダクタンス値を制御するＧｍ（トランスコンダクタンス）設定回路２０によって制御される。このＧｍ設定回路２０は、負性非線形抵抗回路１０のトランスコンダクタンス値が任意の一定値を保持するように作用し、発振回路を構成するトランスコンダクタンスアンプの温度特性や素子のバラツキを補償することでトランスコンダクタンス回路を構成する回路素子のパラメータが温度変化によって変化しても一定値を維持するよう作用する。
【００２０】
具体的に負性非線形抵抗回路１０は、第１のトランスコンダクタンスアンプ１１と、この第１のトランスコンダクタンスアンプ１１の出力端子に接続されて、第１のトランスコンダクタンスアンプ１１から出力される出力信号の振幅を所定レベルに制限する可変非線形回路１２を備える。この可変非線形回路１２の出力信号は、第１のトランスコンダクタンスアンプ１１の正入力端子にフィードバックされている。また第１のトランスコンダクタンスアンプ１１の負入力端子は、基準電位であるシグナルグランドＳＧＮＤに接続される。したがって第１のトランスコンダクタンスアンプ１１は、シグナルグランドＳＧＮＤと可変非線形回路１２の出力電圧値との差分電圧値に応じた電流を出力する正帰還回路を構成する。
【００２１】
一方、Ｇｍ設定回路２０は、トランスコンダクタンス値を可変可能な第２のトランスコンダクタンスアンプ２１と、この第２のトランスコンダクタンスアンプ２１の出力信号を受けて、その出力信号を積分した制御信号を出力する積分回路２２を備えて構成される。また第２のトランスコンダクタンスアンプ２１の正入力端子は、基準電位であるシグナルグランドＳＧＮＤに接続される一方、負入力端子は、陰極がシグナルグランドＳＧＮＤに接続された基準電圧源Ｖｒｅｆの正極に接続される。そして、第２のトランスコンダクタンスアンプ２１の出力端子と負入力端子との間には、抵抗値を可変することができる可変抵抗器ＶＲが介挿される。尚、この可変抵抗器ＶＲは、温度特性の優れたデバイス、例えば金属皮膜可変抵抗器等を用いる。
【００２２】
ところで、この可変抵抗器ＶＲに加わる電圧は、トランスコンダクタンスアンプ２１のフィードバックによって基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧値に維持される。つまり第２のトランスコンダクタンスアンプ２１のトランスコンダクタンス値が所望の値より大きな値となった場合を想定すると積分回路２２には、この可変抵抗器ＶＲに流れる電流に加えて第２のトランスコンダクタンスアンプ２１から出力される電流が流れ込むことになる。この電流は、積分回路２２によって電圧値の変化として出力されて制御信号となる。この制御信号は、第２のトランスコンダクタンスアンプ２１のトランスコンダクタンス値を抑えるよう作用する。
【００２３】
逆に第２のトランスコンダクタンスアンプ２１のトランスコンダクタンス値が所望の値より小さな値となった場合を想定すると、このときは積分回路２２に流れ込む電流が減少し、積分回路２２から出力される制御信号が第２のトランスコンダクタンスアンプ２１のトランスコンダクタンス値を増加させるように作用する。
このようにＧｍ設定回路２０は、可変抵抗器ＶＲの設定値に応じた所望のトランスコンダクタンス値を得ることができるように作用する。
【００２４】
尚、前述した制御信号は、負性非線形回路を構成する第１のトランスコンダクタンスアンプ１１にも与えられてトランスコンダクタンス値が所望の値になるように維持制御される。
概略的には上述したように構成された本発明の一実施形態に係る発振回路について、図２および図３に示す回路図を参照しながら、より詳細にトランスコンダクタンスアンプ１１，２１および可変非線形回路１２について説明する。
【００２５】
トランスコンダクタンスアンプは、例えば図２に示すように９個のＭＯＳＦＥＴ（Ｍ０〜Ｍ８）と２つの電流源Ｉ１，Ｉ２とから構成される。そしてトランスコンダクタンスアンプの負入力端子から入力される信号を、そのゲートで受けるＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）は、ドレインがカレントミラー回路を形成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ３）のドレインおよびゲートに接続される。一方、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のソースは、一端が基準電位ＶＳＳに接続された電流源Ｉ１の他端に接続される。またトランスコンダクタンスアンプの正入力端子から入力される信号を、そのゲートで受けるＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）のドレインは、カレントミラー回路を形成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ５）のドレインおよびゲートに接続され、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）のソースは、一端が基準電位ＶＳＳに接続された電流源Ｉ２の他端に接続される。
【００２６】
また負入力端子および正入力端子にそれぞれ接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１，Ｍ２）のソース間には、Ｇｍ設定回路２０から出力された制御信号を、そのゲートに入力されるＭＯＳＦＥＴ（Ｍ０）のドレインおよびソースがそれぞれ接続される。このＭＯＳＦＥＴ（Ｍ０）は、Ｇｍ設定回路２０から与えられる制御信号に応じてトランスコンダクタンスアンプのトランスコンダクタンス値を変化させる役割を担う。
【００２７】
そしてカレントミラーを構成する２組のＭＯＳＦＥＴ（Ｍ３，Ｍ４）のゲートは、負入力端子に接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のドレインがそれぞれ接続される一方、各々のソースは、作動電源ＶＤＤに接続される。また、このカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ４）のドレインは、ソースが接地されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ７）のゲートおよびドレインに接続される。
【００２８】
もう一方のカレントミラーを構成する２組のＭＯＳＦＥＴ（Ｍ５，Ｍ６）のゲートは、正入力端子に接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）のドレインにそれぞれ接続されて、各々のソースは、作動電源ＶＤＤに接続される。また、このカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ６）のドレインは、ソースが接地されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ８）のドレインが接続されるとともに、この信号ラインがトランスコンダクタンスアンプの出力端子ＶＯＵＴとなる。ちなみにＭＯＳＦＥＴ（Ｍ８）のゲートには、他方のカレントミラー回路に接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ７）のゲートが接続される。
【００２９】
このように構成されたトランスコンダクタンスアンプは、差動増幅器を構成する。そして負入力端子と正入力端子にそれぞれ接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１，Ｍ２）のソース間に挿入したＭＯＳＦＥＴ（Ｍ０）のゲート電圧を調整することによって変化するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ０）のドレイン・ソース間抵抗に応じてトランスコンダクタンス値を可変することができる可変トランスコンダクタンスアンプが構成される。
【００３０】
このように構成された可変トランスコンダクタンスアンプのＭＯＳＦＥＴ（Ｍ０）を例えばＮチャネルとした場合、ゲート・ソース間の電圧を高くするとドレイン・ソース間のインピーダンスが低下する。つまりＭＯＳＦＥＴを線形領域で作動させた場合の電流（ドレイン電流；ＩＤ）・電圧特性およびトランスコンダクタンス値（Ｇｍ）は、それぞれ次式で求めることができる。
【００３１】
ＩＤ＝μ０ＣＯＸ（Ｗ／Ｌ）・（ＶＧＳ−ＶＴＨ）ＶＤＳ
Ｇｍ＝ＩＤ／ＶＤＳ＝μ０ＣＯＸ（Ｗ／Ｌ）・（ＶＧＳ−ＶＴＨ）
ここにμ０；移動度、ＣＯＸ；単位当たりのゲートキャパシタ、Ｗ；ゲート幅、Ｌ；ゲート長、ＶＧＳ；ゲート・ソース間電圧、ＶＤＳ；ドレイン・ソース間電圧、ＶＴＨ；スレッショルド電圧である。
【００３２】
この式が示すようにＶＧＳの上昇に伴ってトランスコンダクタンス値が変化する。この変化を図示すると図３に示すようにＧｍの値が大きくなり、その傾きが増加するグラフを得ることができる。
次に上述した可変トランスコンダクタンスアンプの次段に接続された可変非線形回路１２について図４を用いて説明する。この図において二点鎖線の左側に示した箇所が可変トランスコンダクタンスアンプであり、二点鎖線の右側に示した箇所が可変非線形回路１２である。この可変非線形回路１２は、可変トランスコンダクタンスアンプの出力段に設けられたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ８）のドレイン・ソース間に所定の電流を流す電流源ＩＢＲ１、カレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ６）のゲートと共通にそのゲートが接続されるＭＯＳＦＥＴ（Ｍ９）を有している。このＭＯＳＦＥＴ（Ｍ９）は、作動電源ＶＤＤにそのソースが接続される一方、ドレインは、基準電位ＶＳＳにそのソースが接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１０）にそれぞれ接続される。またＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１０）のゲートは、可変トランスコンダクタンスアンプの出力段に設けられたＭＯＳＦＥＴ（Ｍ８）のゲートに接続される。
【００３３】
尚、ＭＯＳＥＦＥＴ（Ｍ９）のソース・ドレイン間には一定の電流を流す電流源ＩＢＲ２が接続され、更に別のカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１１）のソースとドレインとが並列に接続される。このＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１１）のゲートは、このＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１１）のドレインおよびカレントミラー回路を構成するもう一つのＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１２）のゲートに接続される。そしてカレントミラー回路を構成する２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１１，Ｍ１２）のソースは、それぞれ作動電源ＶＤＤに接続される。
【００３４】
一方、可変トランスコンダクタンスアンプの出力段のＭＯＳＦＥＴ（Ｍ８）のドレインは、別のカレントミラー回路を構成する２つもＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１３，Ｍ１４）のゲートにそれぞれ接続される。このうち一方のＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１３）には、更にこのゲートとドレインが接続される。そしてこのカレントミラー回路を構成する２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１３，Ｍ１４）のソースは、それぞれ基準電位ＶＳＳに接続される。
【００３５】
また可変非線形回路１２は、２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１５，Ｍ１６）のドレインがそれぞれ接続されて一方のＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１５）のソースが作動電源ＶＤＤに接続される一方、他方のＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１６）のソースが基準電位ＶＳＳに接続される。そしてＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１５，Ｍ１６）のゲートは、それぞれ可変トランスコンダクタンスアンプの出力段を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ６，Ｍ８）のゲートにそれぞれ接続される。
【００３６】
更に可変非線形回路１２に設けられた２つのカレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１２）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１４）のそれぞれのドレインは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１５）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１６）のドレインが接続されたラインに接続されて制御信号であるＶＣＯＵＴを出力する。
このように構成された可変非線形回路１２の作動について説明する。この可変非線形回路１２は、図５のグラフに示すように可変トランスコンダクタンスアンプへ入力された入力電圧に比例する出力電流（回路Ａの特性）に対して、図５の回路Ｂの特性および回路Ｃの特性にそれぞれ示したように回路Ａの特性とは異なるトランスコンダクタンス特性を得ることができるよう構成されている。
【００３７】
このグラフにおいて回路Ｂおよび回路Ｃの特性は、図４の回路における一点鎖線Ｂで示したＭＯＳＦＥＴ（Ｍ６，Ｍ８）と電流源ＩＢＲ１（以下、回路Ｂと称する）および一点鎖線Ｃで示したＭＯＳＦＥＴ（Ｍ９，Ｍ１０）と電流源ＩＢＲ２(以下、回路Ｃと称する)によって生成される。ちなみに２つの電流源ＩＢＲ１,ＩＢＲ２は、図５のグラフに示した回路Ａの特性から回路Ｂまたは回路Ｃの特性に変化する点の閾値電流を設定するものである。つまり閾値電流よりも前段の可変トランスコンダクタンスアンプから吐き出される出力電流が大きくなったとき、あるいは吸い込まれる電流が大きくなったとき、閾値電流を超えた分の電流が減少してＶＣＯＵＴから出力されてＬＣタンク回路１に与えられ、その結果、発振回路から出力される出力電流は、可変非線形回路１２によって減少する。
【００３８】
一方、寄生抵抗Ｒｓを含むＬＣタンク回路１の電圧・電流特性は、図５の一点鎖線に示す特性であり、回路Ｂおよび回路Ｃの特性をそれぞれ示す実線との交点までの電流値を出力振幅とする特性を得ることができる。そして２つの電流源ＩＢＲ１，ＩＢＲ２のそれぞれの電流源の電流値を可変することで図５のグラフの破線で示す回路Ｂまたは回路Ｃのそれぞれの特性を得ることができる。つまり本回路は、発振回路の出力振幅を任意に可変することができる。
【００３９】
かくして本発明の第１の実施形態に係る発振回路は、負性非線形抵抗回路１０に非線形回路を設けて第１のトランスコンダクタンスアンプから出力される出力信号の振幅を所定レベルに制限するとともに、トランスコンダクタンス設定回路が備える第２のトランスコンダクタンスアンプの出力信号を積分した制御信号を出力する積分回路を有するトランスコンダクタンス設定回路を備え、積分回路２２から出力される制御信号によって第１および第２のトランスコンダクタンスアンプのトランスコンダクタンス値を制御し、発振回路の温度特性や素子のバラツキを補償しているので、温度変化によって回路素子のパラメータが変化しても一定値を維持することができる。したがって本発明の発振回路は、温度変化による発振振幅の変化を抑えることが可能となる。
【００４０】
特にトランスコンダクタンス設定回路は、第２のトランスコンダクタンスアンプの入力に出力をフィードバックする可変抵抗器の抵抗器を調整してトランスコンダクタンス値を自由に可変することができる。このため本発明は、発振回路から出力される振幅を自由に可変することが可能である。
次に本発明の第２の実施形態に係る発振回路ついて図６を参照しながら説明する。この第２の実施形態が前述した第１の実施形態と異なるところは、Ｇｍ設定回路２０を構成する第２のトランスコンダクタンスアンプ２１の出力端子と負入力端子に接続された可変抵抗器ＶＲを廃し、その代わりに第２のトランスコンダクタンスアンプ２１の出力端子に可変電流源２３を設けた点にある。
【００４１】
このように構成された本発明の第２の実施形態に係る発振回路は、Ｇｍ設定回路２０が可変電流源２３に設定した電流値を発生させるトランスコンダクタンス値となるよう作動する。したがって本発明の第２の実施形態に係る発振回路は、前述した第１の実施形態と同様にトランスコンダクタンス値を任意に設定することができる。このため、前述した第１の実施形態に係る発振回路と同様に本発明の第２の実施形態に係る発振回路は、温度変化による発振振幅の変化を抑えることができるとともに発振回路から出力される振幅を自由に可変して調整することが可能である。
【００４２】
次に本発明の第３の実施形態に係る発振回路ついて図７を参照しながら説明する。この第３の実施形態が前述した第１および第２の実施形態と異なるところは、Ｇｍ設定回路２０を構成する第２のトランスコンダクタンスアンプ２１の出力端子と負入力端子に接続された可変抵抗器ＶＲを廃し、その代わりに固定抵抗Ｒを設けた点、および基準電圧源Ｖｒｅｆの代わりに可変電圧源２４を設けた点にある。
【００４３】
このように構成された本発明の第３の実施形態に係る発振回路は、可変電圧源２４に設定した電圧値に応じた電流値を発生するようなトランスコンダクタンス値となるようＧｍ設定回路２０が作動する。したがって本発明の第３の実施形態に係る発振回路は、前述した第１および第２の実施形態に係る発振回路と同様にトランスコンダクタンス値を任意に設定することができる。このため、本発明の第３の実施形態に係る発振回路は、温度変化による発振振幅の変化を抑えることができるとともに発振回路から出力される振幅を自由に可変して調整することが可能である。
【００４４】
次に上述した発振回路を用いた高周波発振型近接スイッチについて図８を参照しながら説明する。この図において上述した第１〜第３の実施形態を示す図１〜図７並びに従来の構成を示す図１０および図１１と同一の符号を付した部分は同一物を表し、基本的な構成は、これらの図に示すものと同様であるのでその説明を省略する。
図８においてＬＣタンク回路１および発振部２５は、前述した第１〜第３の実施形態で説明した発振回路であって、前述した負性非線形抵抗回路１０およびＧｍ設定回路２０をまとめて一つの回路ブロックとしたものであり、その構成内容は前述したとおりである。
【００４５】
さて、この高周波発振型近接スイッチは、発振部２５を形成する負性非線形抵抗回路１０から出力される出力信号の振幅電圧を検波してその振幅に応じた直流電圧を出力する検波回路３０、この検波回路３０が出力した直流電圧を受けて、この直流電圧と所定の電圧値とを比較してＬＣタンク回路１に近接した物体を検出する比較回路４０およびこの比較回路４０がＬＣタンク回路１に近接した物体があると検出したとき、物体検出信号を出力する出力回路５０とを備えて構成される。
【００４６】
このように構成された本発明の一実施形態に係る高周波発振型近接スイッチは、前述したように発振部２５を構成する負性抵抗回路が回路のバラツキや温度特性を補償した可変トランスコンダクタンスアンプで構成されているので物体の近接によるＬＣタンク回路１に生ずる損失抵抗の変化分を高い精度で検出することができる。それ故、温度変化によるトランスコンダクタンス値の変動分によるマージンをとる必要が無く、また検出対象物までの距離を十分大きくとることができる。
【００４７】
尚、より好ましくは前述した高周波発振型近接スイッチを構成する検波回路についても同様に回路のバラツキや温度特性を補償することが望ましい。具体的には、図９のブロック図に示したように前述した検波回路３０は、負性非線形抵抗回路１０から出力される出力電圧の振幅に応じた電流を出力する第３のトランスコンダクタンスアンプ３１、この第３のトランスコンダクタンスアンプ３１の出力端子に接続されて、第３のトランスコンダクタンスアンプ３１から出力される出力電流を整流するダイオードＤ、このダイオードＤから出力される電流を蓄えて負性非線形抵抗回路１０から出力される出力電圧の振幅に応じた電圧を得る蓄電素子（コンデンサ）Ｃｉを備えて構成される。そして第３のトランスコンダクタンスアンプ３１は、Ｇｍ設定回路２０の積分回路２２から出力される制御信号を受けて、この制御信号に応じたトランスコンダクタンス値に制御する。
【００４８】
詳しくは負性非線形抵抗回路１０の可変非線形回路１２の出力に接続されたＬＣタンク回路１は、負入力端子がシグナルグランドＳＧＮＤに接続された第３のトランスコンダクタンスアンプ３１の正入力端子に接続される。この第３のトランスコンダクタンスアンプ３１は、前述したＧｍ設定回路２０の積分回路２２から出力される制御信号によって、第１および第２のトランスコンダクタンスアンプ１１，２１とともにトランスコンダクタンス値が補償される。
【００４９】
そして第３のトランスコンダクタンスアンプ３１の出力端子は、この出力端子から出力される信号を整流して出力するダイオードＤのアノードに接続され、そのカソードは、一端が接地されたコンデンサＣｉの他端に接続される。つまりダイオードＤとコンデンサＣｉとで構成された回路によって、第３のトランスコンダクタンスアンプ３１から出力される電流を蓄えて負性非線形抵抗回路１０から出力される出力電圧の振幅に応じた電圧をコンデンサＣｉの両端から得ることができる。そして、このコンデンサＣｉの出力は、図９に図示しない次段の比較回路に与えられる。
【００５０】
このように構成された本発明の高周波発振型近接スイッチは、検波回路３０についてもその回路のバラツキや温度特性を発振回路と同時に補償しているのでより高精度にＬＣタンク回路１に近接する物体を検出することができる。
ところで発明者は、このような特徴を備えた発振回路を用いた高周波発振型近接スイッチの効果を確認するため従来の発振回路と比較する比較実験並びに回路シミュレーションを行った。この比較実験並びに回路シミュレーションは、ＬＣタンク回路を構成するインダクタＬのインダクタンスを２００μＨ、その寄生抵抗Ｒｓの抵抗値を３Ω、コンデンサＣの静電容量を１.６８ｎＦとした。
【００５１】
つまりＬＣタンク回路の共振インピーダンスＺは、Ｚ＝Ｌ／(ＲＣ)＝３９.６８ｋΩとなる。したがって、上述した第１の実施形態に係る発振回路に適用する場合、Ｇｍ設定回路のトランスコンダクタンス値が約１／４０ｋΩとなるように可変抵抗器ＶＲの値を調整すればよい。一方、従来の発振回路も、これと同様にトランスコンダクタンス値が上述の値になるようにトリミングを行って調整する。
【００５２】
ちなみにこのＬＣパラメータにおける発振周波数（共振周波数）は、約３００ｋＨｚであるが、実際にはインダクタＬを構成するコイルコア（磁性体）の材質、特性によってその発振周波数が変化するのでコンデンサＣの静電容量を調整して発振周波数を所望の周波数になるよう設定する。そして発振回路の周囲温度を−４０℃〜＋８５℃と変化させて比較実験並びに回路シミュレーションを行った。
【００５３】
その結果、従来の発振回路では±２０％以上の変動が観測され、一方、本発明の発振回路は、±３％程度の変動に収まることが確かめられた。したがって本発明の発振回路およびこの発振回路を用いた高周波発振型近接スイッチは、温度変化による発振振幅の変化を効果的に抑えることが検証できた。
尚、本発明の発振回路および高周波発振型近接スイッチは、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る発振回路の要部構成を示すブロック図。
【図２】図１に示す可変トランスコンダクタンスアンプを構成する回路の一例を示す回路図。
【図３】図１に示す可変トランスコンダクタンスアンプの入力電圧・出力電流の特性を示すグラフ。
【図４】図１に示す可変トランスコンダクタンスアンプおよびＧｍ設定回路の一例を示す回路図。
【図５】図１に示す可変非線形抵抗回路の入力電圧・出力電流の特性を示すグラフ。
【図６】本発明の第２の実施形態に係る発振回路の要部構成を示すブロック図。
【図７】本発明の第３の実施形態に係る発振回路の要部構成を示すブロック図。
【図８】本発明の発振回路を適用した高周波発振型近接スイッチの要部構成を示すブロック図。
【図９】図８に示す発振回路を適用した高周波発振型近接スイッチの要部構成を示すブロック図。
【図１０】従来の発振回路を示す概略ブロック図。
【図１１】図１０に示す発振回路の要部構成を示すブロック図。
【符号の説明】
【００５５】
１ タンク回路
１０ 負性非線形抵抗回路
１１ 第１のトランスコンダクタンスアンプ
１２ 可変非線形回路
２０ Ｇｍ設定回路
２１ 第２のトランスコンダクタンスアンプ
２２ 積分回路
ＶＲ 可変抵抗器
Ｖｒｅｆ 基準電圧源
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＬＣタンク回路と、
このＬＣタンク回路に含まれる直流抵抗成分によるエネルギー損失を補償して該ＬＣタンク回路を共振させる負性抵抗回路と、
この負性抵抗回路のトランスコンダクタンス値を可変制御するトランスコンダクタンス設定回路と
を具備し、
前記負性抵抗回路は、そのトランスコンダクタンス値が可変制御される第１のトランスコンダクタンスアンプと、
この第１のトランスコンダクタンスアンプの出力端子に接続されて所定レベルに該第１のトランスコンダクタンスアンプから出力される出力信号の振幅を制限する非線形回路とを有し、この非線形回路の出力信号を前記第１のトランスコンダクタンスアンプの入力端子にフィードバックしてなり、
前記トランスコンダクタンス設定回路は、そのトランスコンダクタンス値が可変制御される第２のトランスコンダクタンスアンプと、
この第２のトランスコンダクタンスアンプの出力信号を受けてその出力信号を積分した制御信号を出力する積分回路と
を備え、
前記第１および第２のトランスコンダクタンスアンプは、それぞれ前記積分回路から出力される制御信号を受けてこの制御信号に応じたトランスコンダクタンス値に制御されることを特徴とする発振回路。
【請求項２】
前記トランスコンダクタンス設定回路は、前記第２のトランスコンダクタンスアンプの入力端子にその出力信号をフィードバックする可変抵抗器を備え、
この可変抵抗器の抵抗器を調整してトランスコンダクタンス値を可変することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
【請求項３】
前記トランスコンダクタンス設定回路は、前記第２のトランスコンダクタンスアンプの出力端子に接続された電流源を備え、
この電流源の電流値を調整してトランスコンダクタンス値を可変することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
【請求項４】
前記トランスコンダクタンス設定回路は、前記第２のトランスコンダクタンスアンプの入力端子に接続された基準電圧源を備え、
この基準電圧源の電圧値を調整してトランスコンダクタンス値を可変することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかに記載の発振回路を用いた高周波発振型近接スイッチであって、
前記発振回路から出力される出力信号の振幅電圧を検波してその振幅に応じた直流電圧を出力する検波回路と、
この検波回路が出力した直流電圧を受けてこの直流電圧と所定の電圧値とを比較して前記ＬＣタンク回路に近接した物体を検出する比較回路と、
この比較回路が前記ＬＣタンク回路に近接した物体があると検出したときに物体検出信号を出力する出力回路と
を備えることを特徴とする高周波発振型近接スイッチ。
【請求項６】
請求項５に記載の高周波発振型近接スイッチであって、
前記検波回路は、前記発振回路から出力される出力電圧の振幅に応じた電流を出力する第３のトランスコンダクタンスアンプと、
この第３のトランスコンダクタンスアンプの出力端子に接続されて該第３のトランスコンダクタンスアンプから出力される電流を蓄えて前記発振回路から出力される出力電圧の振幅に応じた電圧を得る蓄電素子と
を備え、
前記第３のトランスコンダクタンスアンプは、前記トランスコンダクタンス値設定回路の前記積分回路から出力される制御信号を受けてこの制御信号に応じたトランスコンダクタンス値に制御されることを特徴とする高周波発振型近接スイッチ。
【請求項１】
ＬＣタンク回路と、
このＬＣタンク回路に含まれる直流抵抗成分によるエネルギー損失を補償して該ＬＣタンク回路を共振させる負性抵抗回路と、
この負性抵抗回路のトランスコンダクタンス値を可変制御するトランスコンダクタンス設定回路と
を具備し、
前記負性抵抗回路は、そのトランスコンダクタンス値が可変制御される第１のトランスコンダクタンスアンプと、
この第１のトランスコンダクタンスアンプの出力端子に接続されて所定レベルに該第１のトランスコンダクタンスアンプから出力される出力信号の振幅を制限する非線形回路とを有し、この非線形回路の出力信号を前記第１のトランスコンダクタンスアンプの入力端子にフィードバックしてなり、
前記トランスコンダクタンス設定回路は、そのトランスコンダクタンス値が可変制御される第２のトランスコンダクタンスアンプと、
この第２のトランスコンダクタンスアンプの出力信号を受けてその出力信号を積分した制御信号を出力する積分回路と
を備え、
前記第１および第２のトランスコンダクタンスアンプは、それぞれ前記積分回路から出力される制御信号を受けてこの制御信号に応じたトランスコンダクタンス値に制御されることを特徴とする発振回路。
【請求項２】
前記トランスコンダクタンス設定回路は、前記第２のトランスコンダクタンスアンプの入力端子にその出力信号をフィードバックする可変抵抗器を備え、
この可変抵抗器の抵抗器を調整してトランスコンダクタンス値を可変することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
【請求項３】
前記トランスコンダクタンス設定回路は、前記第２のトランスコンダクタンスアンプの出力端子に接続された電流源を備え、
この電流源の電流値を調整してトランスコンダクタンス値を可変することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
【請求項４】
前記トランスコンダクタンス設定回路は、前記第２のトランスコンダクタンスアンプの入力端子に接続された基準電圧源を備え、
この基準電圧源の電圧値を調整してトランスコンダクタンス値を可変することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかに記載の発振回路を用いた高周波発振型近接スイッチであって、
前記発振回路から出力される出力信号の振幅電圧を検波してその振幅に応じた直流電圧を出力する検波回路と、
この検波回路が出力した直流電圧を受けてこの直流電圧と所定の電圧値とを比較して前記ＬＣタンク回路に近接した物体を検出する比較回路と、
この比較回路が前記ＬＣタンク回路に近接した物体があると検出したときに物体検出信号を出力する出力回路と
を備えることを特徴とする高周波発振型近接スイッチ。
【請求項６】
請求項５に記載の高周波発振型近接スイッチであって、
前記検波回路は、前記発振回路から出力される出力電圧の振幅に応じた電流を出力する第３のトランスコンダクタンスアンプと、
この第３のトランスコンダクタンスアンプの出力端子に接続されて該第３のトランスコンダクタンスアンプから出力される電流を蓄えて前記発振回路から出力される出力電圧の振幅に応じた電圧を得る蓄電素子と
を備え、
前記第３のトランスコンダクタンスアンプは、前記トランスコンダクタンス値設定回路の前記積分回路から出力される制御信号を受けてこの制御信号に応じたトランスコンダクタンス値に制御されることを特徴とする高周波発振型近接スイッチ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２００８−６６９５５（Ｐ２００８−６６９５５Ａ）
【公開日】平成２０年３月２１日（２００８．３．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−２４１４２８（Ｐ２００６−２４１４２８）
【出願日】平成１８年９月６日（２００６．９．６）
【出願人】（０００００６６６６）株式会社山武 (1,808)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年３月２１日（２００８．３．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年９月６日（２００６．９．６）
【出願人】（０００００６６６６）株式会社山武 (1,808)
【Ｆターム（参考）】
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