シーク制御方法、シーク制御装置および媒体記憶装置
【課題】二自由度制御を行う現在オブザーバ制御によるシーク制御制御装置において、シーク制御からフォローイング制御への切り替え時の電流段差を防止する。
【解決手段】シーク制御からフォローイング制御への切り替え時に、電流段差解消軌道生成部（２８）が、電流値ｕ（ｎ），ｕ（ｎ−１）の差分から段差分の電流値Ｕｄｉｆｆを計算し、この計算値を相殺する目標位置軌道ｒ‘（ｎ）（又は目標電流軌道）を、フォローイング用コントローラ（２２）に供給する。このため、出力電流の電流段差が解消される。
【解決手段】シーク制御からフォローイング制御への切り替え時に、電流段差解消軌道生成部（２８）が、電流値ｕ（ｎ），ｕ（ｎ−１）の差分から段差分の電流値Ｕｄｉｆｆを計算し、この計算値を相殺する目標位置軌道ｒ‘（ｎ）（又は目標電流軌道）を、フォローイング用コントローラ（２２）に供給する。このため、出力電流の電流段差が解消される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シーク制御を行った後、フォローイング制御に切り替えるシーク制御方法、シーク制御装置及び媒体記憶装置に関し、特に、シーク制御からフォローイング制御に切り替え時に生じる電流の段差を防止するためのシーク制御方法、シーク制御装置及び媒体記憶装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
対象物を目標位置に位置制御する装置は、広く利用されている。例えば、磁気ディスク装置や光ディスク装置等の媒体記憶装置の位置決め制御の１つである、ヘッドを目標トラックへ移動させるシーク制御（これに続くフォローイング制御）に利用されている。
【０００３】
このシーク制御では、コアース制御を行い、目標位置近傍でファイン制御に切り替えることにより、高速の目標位置への移動と高精度の位置決めの両立を実現する。このため、コアース制御（シーク制御ともいう）と、ファイン制御（フォローイング制御ともいう）とは、異なる制御特性を与えている。
【０００４】
図２１は、従来の位置制御系のブロック図である。コントローラ１００は、プラント（対象物）１１０を制御する。コントローラ１００は、プラント１１０の実位置と、目標位置Ｌｓｅｅｋとの位置誤差ｅを演算する位置誤差演算部１１２と、目標位置（又は移動距離）Ｌｓｅｅｋから、目標軌道ｒ（ｎ）を生成する目標軌道生成部１０２と、２つのコントローラ１０３，１０４と、整定判定部１０８と、位置誤差切り替え部１０９と、出力切り替え部１０６とを有する。
【０００５】
この位置制御系では、シーク制御では、シーク用コントローラ１０３が、目標軌道生成部１０２からの目標軌道ｒ（ｎ）と、切り替え部１０９からの位置誤差ｅとから出力電流値を計算し、切り替え部１０６を介しプラント１１０を駆動する。
【０００６】
一方、整定判定部１０８は、位置誤差ｅが、所定の整定判定条件（例えば、ゼロ）を満足するかを判定し、整定判定条件を満足したと判定すると、目標位置近傍に到達したと判断し、２つの切り替え部１０６，１０９を、フォローイング用コントローラ１０４に切り替える。
【０００７】
これにより、フォローイング制御が開始し、フォローイング用コントローラ１０４が、切り替え部１０９からの位置誤差ｅから出力電流値を計算し、切り替え部１０６を介しプラント１１０を駆動する（例えば、特許文献１、２参照）。
【０００８】
このように、シーク制御とフォローイング制御で、制御系の特性を異なら構成を採用している。例えば、シーク制御中は、４００Ｈｚの帯域フィルタの構成を、フォローイング制御中は、８００Ｈｚの帯域フィルタの構成を採用する。
【０００９】
シーク制御中は、ディスク装置では、多数のトラックを高速で通過するため、観測位置に含まれるノイズが、フォローイング制御中に比し、多い。シーク制御をフォローイング制御と同じ制御帯域で制御を行うと、出力電流が、ノイズの影響に左右され易く、設計上の特性が得られないため、シーク制御中は、制御帯域を落とすことで、この影響を防止している。
【特許文献１】特開平０３−２３３６０９号公報
【特許文献２】特開平０５−１４３１６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図２２は、従来の問題点の説明図である。図２２に示すように、位置誤差ＰＥＳ（ｅ）が、所定の閾値Ｔｈ（例えば、磁気ディスク装置では、目標位置のセンターから±０．５トラック）以下になると、前述の整定判定部により、シーク制御からフォローイング制御に切り替わる。
【００１１】
この場合に、切り替え時に、同じ位置誤差ＰＥＳをゼロにする制御をする電流を計算しても、シーク制御系とフォローイング制御系の制御帯域が相違するため、切り替え時に、出力電流が異なり、出力電流の段差が生じる。このような出力電流の段差は、瞬間的なステップ変化であるため、アクチュエータの動作が瞬間的に大きく変化し、小さな可聴音が生じる。
【００１２】
近年のかかる装置、例えば、ディスク記憶装置の普及に伴い、記憶装置が、家電機器の分野に利用されている。例えば、携帯音楽プレーヤーや、携帯電話、ノート型パーソナルコンピュータ、録画装置等に、利用されている。
【００１３】
このような機器に利用される場合には、装置に静音設計が要求され、即ち、できるだけ、動作音が小さいことが要求される。このため、従来、問題とならなかった電流段差による可聴音の発生の防止が要求されている。
【００１４】
又、電流段差の発生は、フォローイング制御系が、この段差を解消しよう制御するため、残留振動の発生の原因となる。即ち、フォローイングの安定により、位置決め完了となるまでの時間が長くなる。
【００１５】
従って、本発明の目的は、シーク制御からフォローイング制御への切り替え時に発生する電流段差を解消するための位置制御方法、位置制御装置及び媒体記憶装置を提供することにある。
【００１６】
又、本発明の他の目的は、シーク制御からフォローイング制御への切り替え時に発生する騒音の発生を防止するためのシーク制御方法、シーク制御装置及び媒体記憶装置を提供することにある。
【００１７】
更に、本発明の他の目的は、シーク制御からフォローイング制御への切り替え時に発生する電流段差を解消し、騒音の発生を防止するためのシーク制御方法、シーク制御装置及び媒体記憶装置を提供することにある。
【００１８】
更に、本発明の他の目的は、シーク制御からフォローイング制御への切り替え時に発生する電流段差を解消し、残留振動の発生を防止するためのシーク制御方法、シーク制御装置及び媒体記憶装置を提供することにある。
【００１９】
更に、本発明の他の目的は、シーク制御系の特性に影響を与えずに、シーク制御からフォローイング制御への切り替え時に発生する電流段差を解消するためのシーク制御方法、シーク制御装置及び媒体記憶装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
この目的の達成のため、本発明のシーク制御方法は、前記対象物の目標位置と前記対象物の現在位置とから位置誤差を演算するステップと、前記位置誤差に従い、シーク制御を実行するステップと、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行するステップとを有する。そして、前記フォローイング制御を実行するステップは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成するステップと、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行するステップとを有する。
【００２１】
又、本発明の媒体記憶装置は、記憶媒体のデータを少なくとも読み取るヘッドと、前記記憶媒体の所定位置に、前記ヘッドを位置決めするアクチュエータと、前記ヘッドの目標位置と前記ヘッドから得た現在位置とから位置誤差に従い、シーク制御を実行し、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行する制御ユニットとを有し、前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成し、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行する。
【００２２】
又、本発明のシーク制御装置は、対象物の目標位置と前記対象物の現在位置とから位置誤差を演算するブロックと、前記位置誤差に従い、シーク制御を実行し、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行する制御ユニットとを有し、前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成し、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行する。
【００２３】
更に、本発明では、好ましくは、前記目標軌道を生成するステップは、前記二自由度現在オブザーバ制御により、前記切り替え後の前記フォローイング制御の制御電流を演算するステップと、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記演算された前記フォローイング制御の制御電流との差に従う目標軌道を生成するステップとを有する。
【００２４】
更に、本発明では、好ましくは、前記シーク制御を実行するステップは、目標位置までの位置軌道に応じて、前記二自由度現在オブザーバ制御により、制御電流を演算するステップを有する。
【００２５】
更に、本発明では、好ましくは、前記二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行するステップは、前記現在オブザーバの現サンプルの推定位置との推定位置誤差により、現サンプルの推定位置を補正するステップと、前記補正された推定位置と現サンプルの目標軌道との差を演算し、且つ前記差から前記アクチュエータの出力値を演算するステップと、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算するステップとを有する。
【００２６】
更に、本発明では、好ましくは、前記アクチュエータの出力値を演算するステップは、１サンプル前の出力値と前記差とから前記サンプル時点から所定時間進んだ推定位置を演算するステップと、前記進んだ推定位置から前記アクチュエータへの出力値を演算するステップとを有し、前記次の推定位置を演算するステップは、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値と、前記１サンプル前の出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算するステップとを有する。
【００２７】
更に、本発明では、好ましくは、前記目標軌道を生成するステップは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算するステップを有する。
【００２８】
更に、本発明では、好ましくは、前記目標軌道を生成するステップは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算するステップと、前記差に従い、目標位置軌道を生成するステップとを有する。
【発明の効果】
【００２９】
シーク制御からフォローイング制御への切り替え時に、電流段差解消軌道生成部、電流値ｕ（ｎ），ｕ（ｎ−１）の差分から段差分の電流値Ｕｄｉｆｆを計算し、この計算値を相殺する目標位置軌道ｒ‘（ｎ）（又は目標電流軌道）を、フォローイング制御に供給するので、電流段差が解消される。フォローイング制御は、二自由度制御系で構成され、目標位置軌道ｒ‘（ｎ）が二自由度位置制御系の目標位置として与えられるので、余分な外乱入力にはならず、制御系への影響がない。
【００３０】
又、電流段差の解消構成を用いることで、より切り替え条件が緩和できる。このため，従来よりも目標位置からより遠い位置で、より速い速度で，フォローイング制御への切替が可能になる。そのため、シーク時間は、より短縮できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
以下、本発明の実施の形態を、媒体記憶装置、位置制御系の第１の実施の形態、二自由度制御系、第２の実施の形態、第３の実施の形態、第４の実施の形態、第５の実施の形態、他の実施の形態の順で説明するが、本発明は、この実施の形態に限られない。
【００３２】
（媒体記憶装置）
図１は、本発明の一実施の形態の媒体記憶装置の構成図、図２は、図１の磁気ディスクの位置信号の配置図、図３は、図１及び図２の磁気ディスクの位置信号の構成図、図４は、シーク制御の制御遷移図である。
【００３３】
図１は、媒体記憶装置として、磁気ディスク装置を示す。図１に示すように、磁気記憶媒体である磁気ディスク４が、スピンドルモータ５の回転軸２に設けられている。スピンドルモータ５は、磁気ディスク４を回転する。アクチュエータ（ＶＣＭ）１は、先端に磁気ヘッド３を備え、磁気ヘッド３を磁気ディスク４の半径方向に移動する。
【００３４】
アクチュエータ１は、回転軸を中心に回転するボイスコイルモータ（ＶＣＭ）で構成される。図では、磁気ディスク装置に、２枚の磁気ディスク４が搭載され、４つの磁気ヘッド３が、同一のアクチュエータ１で同時に駆動される。
【００３５】
磁気ヘッド３は、リード素子と、ライト素子とからなる。磁気ヘッド３は、スライダに、磁気抵抗（ＭＲ）素子を含むリード素子を積層し、その上にライトコイルを含むライト素子を積層して、構成される。
【００３６】
位置検出回路７は、磁気ヘッド３が読み取った位置信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換する。リード／ライト（Ｒ／Ｗ）回路１０は、磁気ヘッド３の読み取り及び書込みを制御する。スピンドルモータ（ＳＰＭ）駆動回路８は、スピンドルモータ５を駆動する。ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）駆動回路６は、ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）１に駆動電流を供給し、ＶＣＭ１を駆動する。
【００３７】
マイクロコントローラ（ＭＣＵ）１４は、位置検出回路７からのデジタル位置信号から現在位置を検出（復調）し、検出した現在位置と目標位置との誤差に従い、ＶＣＭ駆動指令値を演算する。即ち、位置復調と図５以下で説明するシーク、フォローイングを含むサーボ制御を行う。リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）１３は、ＭＣＵ１４の制御プログラム等を格納する。ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１２は、ＭＣＵ１４の処理のためのデータ等を格納する。
【００３８】
ハードディスクコントローラ（ＨＤＣ）１１は、サーボ信号のセクタ番号を基準にして，１周内の位置を判断し，データを記録・再生する。バッファ用ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１５は、リードデータやライトデータを一時格納する。ＨＤＣ１１は、ＵＳＢ(Universal Serial Bus)，ＡＴＡやＳＣＳＩ(Small Computer System Interface) 等のインターフェイスＩＦで、ホストと通信する。バス９は、これらを接続する。
【００３９】
図２に示すように、磁気ディスク４には、外周から内周に渡り、各トラックにサーボ信号（位置信号）１６が、円周方向に等間隔に配置される。尚、各トラックは、複数のセクタで構成され、図２の実線は、サーボ信号１６の記録位置を示す。図３に示すように、位置信号は，サーボマークＳｅｒｖｏ Ｍａｒｋと、トラック番号Ｇｒａｙ Ｃｏｄｅと、インデックスＩｎｄｅｘと、オフセット情報（サーボバースト）ＰｏｓＡ，ＰｏｓＢ，ＰｏｓＣ，ＰｏｓＤとからなる。尚、図３の点線は、トラックセンターを示す。
【００４０】
図３の位置信号をヘッド３で読み取り、トラック番号Ｇｒａｙ Ｃｏｄｅとオフセット情報ＰｏｓＡ，ＰｏｓＢ，ＰｏｓＣ，ＰｏｓＤを使い，磁気ヘッドの半径方向の位置を検出する。さらに、インデックス信号Ｉｎｄｅｘを元にして，磁気ヘッドの円周方向の位置を把握する。
【００４１】
例えば，インデックス信号を検出したときのセクタ番号を０番に設定し、サーボ信号を検出する毎に、カウントアップして、トラックの各セクタのセクタ番号を得る。このサーボ信号のセクタ番号は，データの記録再生を行うときの基準となる。尚、インデックス信号は、１周に１つである、又、インデックス信号の代わりに、セクタ番号を設けることもできる。
【００４２】
図１のＭＣＵ１４は、位置検出回路７を通じて、アクチュエータ１の位置を確認して，サーボ演算し、適切な電流をＶＣＭ１に供給する。即ち、図４に示すように、シーク制御は、コアース制御、整定制御及びフォローイング制御と遷移することで，目標位置まで移動させることができる。いずれも、ヘッドの現在位置を検出する必要がある。ここでは、整定制御をフォローイング制御に含めて説明する。
【００４３】
このような，位置を確認するためには，前述の図２のように、磁気ディスク上にサーボ信号を事前に記録しておく。即ち、図３に示したように、サーボ信号の開始位置を示すサーボマーク，トラック番号を表すグレイコード，インデックス信号，オフセットを示すＰｏｓＡ〜ＰｏｓＤといった信号が記録されている。この信号を磁気ヘッドで読み出し、このサーボ信号を、位置検出回路７が、デジタル値に変換する。
【００４４】
（位置制御系の第１の実施の形態）
図５は、本発明の位置制御系の第１の実施の形態のブロック図であり、図１のＭＣＵ１４が実行する位置決め制御系のブロック図である。図６は、図５の段差解消目標軌道の説明図、図７は、図５乃至図６の電流段差解消動作の説明図である。
【００４５】
図５に示すように、位置制御部２０は、プラント（対象物）４０（図１では、アクチュエータ１）を制御する。コントローラ２０は、プラント４０の実位置と、目標位置Ｌｓｅｅｋとの位置誤差ｅを演算する位置誤差演算部４２と、目標位置（又は移動距離）Ｌｓｅｅｋから、目標軌道ｒ（ｎ）を生成する目標軌道生成部４４と、２つのコントローラ２２，２４と、整定判定部２６と、位置誤差切り替え部３０と、出力切り替え部３２とを有する。
【００４６】
位置制御部２０は、更に、シーク制御用コントローラ２４の出力値を各サンプルで、ホールドするホールドブロック３４と、ホールドブロック３４からの電流値とフォローイング用コントローラ２２の電流出力値ｕ（ｎ）との差に従い、電流段差解消軌道ｒ‘（ｎ）を生成する電流段差解消軌道生成部２８とを設ける。
【００４７】
図５に示すように、シーク制御では、シーク用コントローラ２４が、目標軌道生成部４４からの目標軌道ｒ（ｎ）と、切り替え部３０からの位置誤差ｅとから出力電流値を計算し、切り替え部３２を介し、プラント４０（１，３）を駆動する。
【００４８】
一方、整定判定部２６は、位置誤差ｅが、所定の整定判定条件（例えば、ゼロ）を満足するかを判定する。整定判定部２６は、整定判定条件を満足したと判定すると、目標位置近傍に到達したと判断し、２つの切り替え部３０，３２を、フォローイング用コントローラ２２に切り替える。これにより、フォローイング制御が開始する。
【００４９】
この切り替え後の現サンプルにおいて、フォローイング用コントローラ２２が、切り替え部３０からの位置誤差ｅから出力電流値を計算する。又、整定判定部２６からの切り替え指示に応じて、電流段差解消軌道生成部２８は、切り替え直前に、シーク用コントローラ２４がアクチュエータ１に流した電流値ｕ（ｎ−１）をホールドし、フォローイング用コントローラ２２が計算した出力値（電流値）ｕ（ｎ）を取得する。
【００５０】
そして、電流段差解消軌道生成部２８は、両電流値ｕ（ｎ），ｕ（ｎ−１）の差分から段差分の電流値Ｕｄｉｆｆを計算し、この計算値を相殺する目標位置軌道ｒ‘（ｎ）（又は目標電流軌道）を、フォローイング用コントローラ２２に供給する。
【００５１】
フォローイングコントロ−ラは、２自由度位置制御系で構成されており、計算した出力値をフィードバック制御値とし、供給された目標位置軌道ｒ‘（ｎ）（又は目標電流軌道）を、フィードフォワード値として、プラント４０に出力する。
【００５２】
この目標位置軌道ｒ‘（ｎ）（又は目標電流軌道）は、前述の計算値Ｕｄｉｆｆを初期値として、指定時刻後に、「０」に収束する軌道である。図６は、生成する目標位置軌道例を示し、計算したＵｄｉｆｆを初期値とする三角波を用いた例である。図６では、計算したＵｄｉｆｆを初期値として、１０サンプル後に「０」となる直線で示される。
【００５３】
図７に示すように、サンプルｎの時点で、シーク制御系からフォローイング制御系に切り替えると、サンプルｎでのフォローイング制御系が計算するアクチュエータ１への電流出力は、図の実線のように、段差Ｕｄｉｆｆが生じる。
【００５４】
ここで、切り替え時に、電流段差解消軌道生成部２８が、電流値ｕ（ｎ），ｕ（ｎ−１）の差分から段差分の電流値Ｕｄｉｆｆを計算し、この計算値を相殺する目標位置軌道ｒ‘（ｎ）（又は目標電流軌道）を、フォローイング用コントローラ２２に供給する。
【００５５】
このため、出力電流は、図の一点鎖線で示すように、電流段差が解消される。ここで、フォローイングコントローラ２２は、二自由度制御系で構成され、目標位置軌道ｒ‘（ｎ）が二自由度位置制御系の目標位置として与えられている。二自由度系で設計し、目標位置として与えるため、制御系は安定動作する。又、応答も予測可能である。即ち、余分な外乱入力にはならず、制御系への影響がない。
【００５６】
又、従来、このような電流段差が発生するために，シーク制御からフォローイング制御へ切り替えるときの条件としての位置および速度の制約が厳しかった。しかし、この電流段差の解消構成を用いることで、より切り替え条件が緩和できる。このため，従来よりも目標位置からより遠い位置で、より速い速度で，フォローイング制御への切替が可能になる。そのため、シーク時間は、より短縮できる。
【００５７】
（二自由度制御系の説明）
図８は、図５のフォローイング用コントローラ２２のブロック図であり、現在オブザーバを使用した二自由度位置制御系を示す。先ず、現在オブザーバを説明する。磁気ディスク装置のアクチュエータは、回転型である。しかし、次式（１）の形の直進型アクチュエータの状態方程式に変換して表現できる。尚、ｘは位置（ｍ）、ｖは速度（ｍ／ｓ），ｕは電流（Ａｍｐｅｒｅ）、Ｂｌは力定数（Ｎ／ｍ）、ｍは等価質量（ｋｇ）、ｕは出力、ｓはラプラス演算子である。
【００５８】
【数１】
【００５９】
サンプリング周期をＴ（ｓ）、電流の最大値をＩｍａｘ（Ａｍｐｅｒｅ），トラック幅をＬｐ（ｍ／ｔｒａｃｋ）とおき、位置の単位をｔｒａｃｋ、速度の単位をｔｒａｃｋ／ｓａｍｐｌｅ、電流の単位を、Ｉｍａｘを「１」とする変換を行い、（１）式を、デジタルの状態方程式で表現すると、次式（２）を得る。
【００６０】
【数２】
【００６１】
一方、定常バイアスを推定するため、定常バイアスを一定とした次式（３）を仮定する。尚、ｓはラプラス演算子である。
【００６２】
【数３】
【００６３】
これをデジタル空間に変換すると、次式（４）を得る
【００６４】
【数４】
【００６５】
又、外乱モデルとして、次式（５）の２次式の特性を設定する。
【００６６】
【数５】
【００６７】
式（５）の外乱モデルのアナログの状態方程式は、次式（６）で表現される。
【００６８】
【数６】
【００６９】
この式（６）をデジタル空間に変換すると、次式（７）を得る。
【００７０】
【数７】
【００７１】
この式（２）、式（４）、式（７）をまとめて、拡大モデルを構成すると、次式（８）が得られる。ここでは、式（４）の定常バイアス、式（７）の２次式で表現された外乱を２つ含めている。
【００７２】
【数８】
【００７３】
式（８）のアクチュエータのモデルと１つ又は複数の外乱モデルを含む拡大モデルを、簡単化して、次式（９）で表す。
【００７４】
【数９】
【００７５】
式（９）は、式（８）の行列を、Ｘ（ｎ＋１），Ｘ（ｎ）、Ａ，Ｂ、Ｃで表して、簡単化したものである。式（９）から予測オブザーバは、次式（１０）で表される。
【００７６】
【数１０】
【００７７】
この式は、アナログ制御のオブザーバの式をそのままデジタルの式に直したものであり、Ｌは、状態推定ゲインであり、位置、速度、バイアス、外乱の４つ（式（８）に対応すると、外乱が２つのため、５つ）の状態推定ゲインからなる。又、Ｆは、フィードバックゲインであり、同様に、５つのフィードバックゲインからなる。
【００７８】
この式では、観測位置ｙ（ｎ）が、現サンプルの電流出力ｕ（ｎ）に反映されない。即ち、予測オブザーバの形式であるため、応答が１サンプル遅延する。１サンプルの遅延を補うため、一般には、現在オブザーバが利用される。現在オブザーバは、次式（１１）で表現される。但し、ｙ（ｎ）は、現サンプルでの観測位置である。
【００７９】
【数１１】
【００８０】
このように、１サンプルで、１回の演算を行い、１回駆動電流を変化するための現在オブザーバを構成する。次に、この現在オブザーバを元に、２自由度制御系を構成する。
【００８１】
式（１１）に二自由度制御のフィードフォワードを付与すると、式（１２）、式（１３）、式（１４）が得られる。
【００８２】
【数１２】
【００８３】
【数１３】
【００８４】
【数１４】
【００８５】
即ち、式（１１）に比し、式（１３）に示すように、出力ｕ（ｎ）の計算に、フィードフォワード項である（Ｃ＾Ｔ・ｒ（ｎ））を加えている。尚、式（１２）のＣ，式（１３）のＣ＾Ｔ（Ｃの転置）は、下記式（１５）、式（１６）で示される。
【００８６】
【数１５】
【００８７】
【数１６】
【００８８】
図８のブロック図で説明する。現サンプルｎでの観測位置ｙ（ｎ）と，前サンプルで推定した現サンプルの予測位置Ｃ・Ｘｂ（ｎ）との差分を、演算ブロック５２で演算し，推定位置誤差ｅｒ［ｎ］を生成する。乗算ブロック５４で、この推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に，推定ゲインＬをかけて、補正値を作る。
【００８９】
加算ブロック５６により、この補正値と，予測位置，予測速度などのＸｂ［ｎ］と加算する。これにより，式（１２）の現サンプルでの推定位置・推定速度などＸｈ（ｎ）を生成する。通常の状態フィードバックならば，この推定状態Ｘｈ（ｎ）の推定位置にゲインをかけ，推定速度にゲインをかけて，両者の和をとり，状態フィードバック電流を生成する。
【００９０】
二自由度制御では、推定速度にゲインをかけた値を利用するのは同じであるが、推定位置Ｘｈ（ｎ）と目標位置軌道ｒ（ｎ）との差分値を加算ブロック５８で演算し、乗算ブロック６０で、それにフィードバックゲインＦをかけた値を、状態フィードバックに利用する。即ち、（１３）式を演算する。
【００９１】
一方、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ）と出力値ｕ（ｎ）とから乗算ブロック６２，６４、加算ブロック６６により、（１４）式のように、計算する。
【００９２】
ここで、演算ブロック７０は、目標位置軌道ｒ（ｎ）に行列Ｃ＾Ｔを乗算し、遅延ブロック６８は、推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を１サンプル遅延する。又、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｃ＾Ｔ，Ｌ，Ｆは、位置ｘ、速度ｖ、バイアス値ｂ、外乱値ｄ１，ｄ２に対する行列である。更に、Ａ，Ｂ，Ｌは、状態推定ゲイン、Ｆは、フィードバックゲインである。
【００９３】
この式（１２）、式（１３）、式（１４）及び図８で示される現在オブザーバは、通常の現在オブザーバに、目標軌道ｒ（ｎ）に、式（１６）のＣ＾Ｔを乗じて、加算するだけで、二自由度制御を実現できる。
【００９４】
ここで、二自由度制御を用いた制御系での前述の段差解消位置軌道ｒ‘（ｎ）を説明する。フォローイング切り替え時は、式（１３）の目標軌道ｒ（ｎ）は、「０」であるから、電流段差Ｕｄｉｆｆは、下記式（１７）で表される。
【００９５】
【数１７】
【００９６】
式（１３）を用いて、最終出力から電流段差を解消するためには、式（１８）を満足する必要がある。
【００９７】
【数１８】
【００９８】
従って、電流段差解消位置軌道ｒ‘（ｎ）は、下記式（１９）で表される。
【００９９】
【数１９】
【０１００】
このため、フォローイング制御に二自由度現在オブザーバを使用すると、段差解消位置軌道ｒ‘（ｎ）を簡単且つ高速の計算できる。そして、現在オブザーバでは、次の計算順序により、フォローイング開始時に、電流段差を生じさせない出力電流を計算できる。
【０１０１】
先ず、式（１２）により、Ｘｈ（ｎ）を計算する。次に、式（１３）において、ｒ（ｎ）を「０」として、ｕ（ｎ）を計算する。この計算したｕ（ｎ）と、ホールド回路３４のシーク制御の最終電流値ｕ（ｎ−１）とから、式（１７）により、段差電流値Ｕｄｉｆｆを計算する。更に、式（１９）により、電流段差解消位置軌道ｒ’（ｎ）の初期値を計算する。
【０１０２】
そして、式（１３）において、ｒ（ｎ）をｒ‘（ｎ）として、出力電流ｕ（ｎ）を計算し、出力し、更に、式（１４）により、Ｘｂ（ｎ＋１）を計算する。
【０１０３】
このように、二自由度現在オブザーバを用いると、切り替え時点から段差を解消した出力電流を出力できる。
【０１０４】
次に、他の電流段差解消軌道を説明する。図９は、二次関数軌道を示す。図９において、上段が加速度、中段が速度、下段が位置の時間に対する特性である。二次関数軌道は、矩形波を二回積分したものであり、図９の位置の軌道を使用できる。図６の三角波に比し、やや曲線状の特性を示す。
【０１０５】
図１０は、台形軌道を示す。図１０において、上段が加速度、中段が速度、下段が位置の時間に対する特性である。台形位置軌道は、図６の三角波に比し、より曲線状の位置特性を示す。
【０１０６】
図１１は、正弦波軌道を示す。図１１において、上段が加速度、中段が速度、下段が位置の時間に対する特性である。正弦波位置軌道は、図６の三角波に比し、より曲線状の位置特性を示す。
【０１０７】
図１２は、ＳＭＡＲＴ軌道を示す。図１２において、上段が加速度、中段が速度、下段が位置の時間に対する特性である。ＳＭＡＲＴ軌道は、前述の特許文献１で紹介されており、正弦波軌道を改良したものであり、図６の三角波に比し、より曲線状の位置特性を示す。
【０１０８】
図１３は、ＳＭＡＲＴ−Ｌｉｋｅ軌道を示す。図１３において、上段が加速度、中段が速度、下段が位置の時間に対する特性である。ＳＭＡＲＴ−Ｌｉｋｅ軌道は、前述の特許文献２で紹介されており、正弦波軌道を更に改良したものであり、図６の三角波に比し、より曲線状の位置特性を示す。
【０１０９】
このように、初期値をｒ’（ｎ）とし、段差解消軌道の形状を、必要な特性に応じて、種々のものを採用できる。
【０１１０】
（位置制御系の第２の実施の形態）
図１４は、本発明の位置制御系の第２の実施の形態のブロック図であり、図５及び図８で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。二自由度制御の利点の一つは、シーク制御とフォローイング制御とを、同一の構成で実現する点である。この実施の形態は、図５の基本構成において、シークコントローラ２４とフォローイングコントローラ２２とを、１つの現在オブザーバで構成したものである。
【０１１１】
図１４において、コントローラ２２，２４は、１つの現在オブザーバで構成される。この現在オブザーバの構成は、図８で示した構成と同一である。現サンプルｎでの観測位置ｙ（ｎ）と，前サンプルで推定した現サンプルの予測位置Ｃ・Ｘｂ（ｎ）との差分を、演算ブロック５２で演算し，推定位置誤差ｅｒ［ｎ］を生成する。
【０１１２】
乗算ブロック５４は、この推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に，推定ゲインＬをかけて、補正値を作る。加算ブロック５６は、この補正値と，予測位置，予測速度などのＸｂ［ｎ］とを加算する。これにより，式（１２）の現サンプルでの推定位置・推定速度などＸｈ（ｎ）を生成する。
【０１１３】
二自由度制御では、推定位置Ｘｈ（ｎ）と目標位置軌道ｒ（ｎ）との差分値を加算ブロック５８で演算し、乗算ブロック６０で、それにフィードバックゲインＦをかけた値を、状態フィードバックに利用する。即ち、（１３）式を演算する。
【０１１４】
一方、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ）と出力値ｕ（ｎ）とから乗算ブロック６２，６４、加算ブロック６６により、（１４）式のように、計算する。ここで、演算ブロック７０は、目標位置軌道ｒ（ｎ）に行列Ｃ＾Ｔを乗算し、遅延ブロック６８は、推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を１サンプル遅延する。
【０１１５】
この式（１２）、式（１３）、式（１４）及び図１４で示される現在オブザーバも、通常の現在オブザーバに、目標軌道ｒ（ｎ）に、式（１６）のＣ＾Ｔを乗じて、加算するだけで、二自由度制御を実現できる。
【０１１６】
又、目標位置（又は移動距離）Ｌｓｅｅｋから、目標軌道ｒ（ｎ）を生成する目標軌道生成部４４と、切り替え前のサンプル時刻の電流値ｕ（ｎ−１）と切り替え後のサンプル時刻の電流出力値ｕ（ｎ）との差に従い、電流段差解消軌道ｒ‘（ｎ）を生成する電流段差解消軌道生成部２８とを設ける。そして、シークからフォローイングへの切り替え指示に応じて、目標軌道生成部４４の目標軌道ｒ（ｎ）から電流段差解消軌道生成部２８の電流段差解消軌道ｒ’（ｎ）に切り替え、演算ブロック７０に出力するスイッチ４６を設ける。
【０１１７】
更に、１つの現在オブザーバの制御特性を、シークとフォローイングで異ならすための設定テーブル４８を設ける。設定テーブル４８には、シーク用の状態推定ゲインＬｓ，フィードバックゲインＦｓと、フォローイング用の状態推定ゲインＬｆ，フィードバックゲインＦｆとを格納する。
【０１１８】
そして、設定テーブル４８は、シークからフォローイングへの切り替え指示に応じて、シーク時には、演算ブロック５４，６０に、シーク用の状態推定ゲインＬｓ，フィードバックゲインＦｓを設定し、フォローイング時には、演算ブロック５４，６０に、フォローイング用の状態推定ゲインＬｆ，フィードバックゲインＦｆを設定する。
【０１１９】
この構成の動作を説明すると、シーク制御では、目標軌道生成部４４からの目標軌道ｒ（ｎ）が、スイッチ４６を介し、演算ブロック７０に入力され、設定テーブル４８から演算ブロック５４，６０に、シーク用の状態推定ゲインＬｓ，フィードバックゲインＦｓを設定される。
【０１２０】
そして、前述の図８で説明したように、式（１２）、式（１３）、式（１４）を演算し、出力電流値ｕ（ｎ）を計算し、プラント４０（１，３）を駆動する。
【０１２１】
一方、整定判定部２６（図５参照）は、位置誤差ｅが、所定の整定判定条件（例えば、ゼロ）を満足したと判定すると、目標位置近傍に到達したと判断し、フォローイング制御に切り替える。即ち、設定テーブル４８から演算ブロック５４，６０に、フォローイング用の状態推定ゲインＬｆ，フィードバックゲインＦｆを設定する。
【０１２２】
そして、図８で説明したように、段差解消軌道生成部２８は、式（１９）の演算を行い、段差解消軌道ｒ’（ｎ）を生成し、スイッチ４６を切り替える。そして、前述の図８で説明したように、式（１２）、式（１３）、式（１４）を演算し、出力電流値ｕ（ｎ）を計算し、プラント４０（１，３）を駆動する。
【０１２３】
このように、二自由度現在オブザーバをシークにも使用することにより、より簡単な構成で、シーク、フォローイング、段差解消制御を実現できる。
【０１２４】
又、シーク、フォローイングの切替時に，式（１２）の推定状態Ｘｂ（ｎ）中の推定位置を，その時点の位置誤差ｙ（ｎ）に置換することにより、より正確に段差を解消できる。すなわち，シーク、フォローイング切替直後のサンプルでの推定位置誤差が、「０」になるように設定する。
【０１２５】
次に、実際の２．５インチ磁気ディスク装置において実験を行った実施例を説明する。図１５は、従来の電流段差の解消を行わない位置制御系での電流波形、位置の特性図、図１６は、本発明による電流段差の解消を行う制御系での電流波形、位置の特性図である。
【０１２６】
図１５、図１６とも，上からシーク時間，電流波形，位置誤差波形を示す。ただし，位置誤差は±１の範囲で折り返すように表示している。図１５では、シーク波形に、シーク、フォローイング切り替え時に、電流段差ＣＳＴが観察できるが、図１６では、シーク波形に電流段差は観察できない。
【０１２７】
このように、従来は、図１５でみられるような電流段差が発生するために，騒音の原因となっていた。又、シーク制御からフォロイング制御へ切り替えるときの条件の位置および速度の制約が厳しかった。しかし，本発明の電流段差の解消策を用いることで，騒音の発生を防止し、且つより条件が緩和でき，従来技術の位置より遠い位置で，より速い速度で、フォローイング制御への切替が可能になる。そのため，シーク時間も、図１６で示したよりもさらに短縮が可能になる。
【０１２８】
（位置制御系の第３の実施の形態）
図１７は、本発明の位置制御系の第３の実施の形態のブロック図であり、図５、図８及び図１４で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。前述の式（１３）乃至式（１９）においては、電流段差Ｕｄｉｆｆから段差解消軌道ｒ‘（ｎ）を生成していたが、電流段差そのものを電流軌道として供給することもできる。即ち、式（１４）を下記式（２０）に変形し、電流で段差解消軌道を供給する。
【０１２９】
【数２０】
【０１３０】
図１７において、コントローラ２２，２４は、１つの現在オブザーバで構成される。この現在オブザーバの構成は、図８で示した構成と同一である。現サンプルｎでの観測位置ｙ（ｎ）と，前サンプルで推定した現サンプルの予測位置Ｃ・Ｘｂ（ｎ）との差分を、演算ブロック５２で演算し，推定位置誤差ｅｒ［ｎ］を生成する。
【０１３１】
乗算ブロック５４は、この推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に，推定ゲインＬをかけて、補正値を作る。加算ブロック５６は、この補正値と，予測位置，予測速度などのＸｂ［ｎ］とを加算する。これにより，式（１２）の現サンプルでの推定位置・推定速度などＸｈ（ｎ）を生成する。
【０１３２】
二自由度制御では、推定位置Ｘｈ（ｎ）と目標位置軌道ｒ（ｎ）との差分値を加算ブロック５８で演算し、乗算ブロック６０で、それにフィードバックゲインＦをかけた値を、状態フィードバックに利用する。即ち、（１３）式を演算する。
【０１３３】
一方、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ）と出力値ｕ（ｎ）とから乗算ブロック６２，６４、加算ブロック６６により、（１４）式のように、計算する。ここで、演算ブロック７０は、目標位置軌道ｒ（ｎ）に行列Ｃ＾Ｔを乗算し、遅延ブロック６８は、推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を１サンプル遅延する。
【０１３４】
この式（１２）、式（１３）、式（１４）及び図１７で示される現在オブザーバも、通常の現在オブザーバに、目標軌道ｒ（ｎ）に、式（１６）のＣ＾Ｔを乗じて、加算するだけで、二自由度制御を実現できる。
【０１３５】
又、目標位置（又は移動距離）Ｌｓｅｅｋから、目標軌道ｒ（ｎ）を生成する目標軌道生成部４４と、切り替え前のサンプル時刻の電流値ｕ（ｎ−１）と切り替え後のサンプル時刻の電流出力値ｕ（ｎ）との差に従い、段差電流値を計算し、これを初期値として、段差解消電流軌道Ｕｆｆ（ｎ）を生成する電流段差解消軌道生成部２８−１とを設ける。
【０１３６】
そして、シークからフォローイングへの切り替え指示に応じて、目標軌道生成部４４の目標軌道ｒ（ｎ）の入力をカットするスイッチ４６と、切り替え指示に応じて、電流段差解消軌道生成部２８−１の電流段差解消電流軌道Ｕｆｆ（ｎ）に切り替え、加算ブロック７４に出力するスイッチ７２を設ける。
【０１３７】
更に、１つの現在オブザーバの制御特性を、シークとフォローイングで異ならすための設定テーブル４８を設ける。設定テーブル４８には、シーク用の状態推定ゲインＬｓ，フィードバックゲインＦｓと、フォローイング用の状態推定ゲインＬｆ，フィードバックゲインＦｆとを格納する。
【０１３８】
そして、設定テーブル４８は、シークからフォローイングへの切り替え指示に応じて、シーク時には、演算ブロック５４，６０に、シーク用の状態推定ゲインＬｓ，フィードバックゲインＦｓを設定し、フォローイング時には、演算ブロック５４，６０に、フォローイング用の状態推定ゲインＬｆ，フィードバックゲインＦｆを設定する。
【０１３９】
この構成の動作を説明すると、シーク制御では、目標軌道生成部４４からの目標軌道ｒ（ｎ）が、スイッチ４６を介し、演算ブロック７０に入力され、設定テーブル４８から演算ブロック５４，６０に、シーク用の状態推定ゲインＬｓ，フィードバックゲインＦｓを設定される。
【０１４０】
そして、前述の図８で説明したように、式（１２）、式（１３）、式（１４）を演算し、出力電流値ｕ（ｎ）を計算し、プラント４０（１，３）を駆動する。
【０１４１】
一方、整定判定部２６（図５参照）は、位置誤差ｅが、所定の整定判定条件（例えば、ゼロ）を満足したと判定すると、目標位置近傍に到達したと判断し、フォローイング制御に切り替える。即ち、設定テーブル４８から演算ブロック５４，６０に、フォローイング用の状態推定ゲインＬｆ，フィードバックゲインＦｆを設定する。
【０１４２】
そして、図８で説明したように、段差解消軌道生成部２８は、式（１７）の演算を行い、段差解消電流軌道Ｕｆｆ（ｎ）を生成し、スイッチ４６、７２を切り替える。図１８は、電流軌道Ｕｆｆ（ｎ）の説明図である。式（１７）の演算結果を初期値とし、例えば、１０サンプルで「０」となる、電流軌道Ｕｆｆ（ｎ）を生成する。ここでは、三角波を使用しているが、前述の位置軌道と同様に、２次関数軌道等を利用できる。
【０１４３】
更に、前述の図８、図１４で説明したように、式（１２）、式（２０）、式（１４）を演算し、出力電流値ｕ（ｎ）を計算し、プラント４０（１，３）を駆動する。
【０１４４】
このように、位置軌道の代わりに、電流軌道を与える構成でも実現できる。又、二自由度現在オブザーバをシークにも使用することにより、より簡単な構成で、シーク、フォローイング、段差解消制御を実現できる。
【０１４５】
（位置制御系の第４の実施の形態）
図１９は、本発明の位置制御系の第４の実施の形態のブロック図であり、現在オブザーバのみ示してある。この実施の形態は、サンプルサーボ制御では、サンプル時刻から出力されるまで、計算時間やアナログドライバ回路の遅延により、遅延する。いわゆる出力遅延が生じる。
【０１４６】
この実施の形態は、出力遅延を考慮した現在オブザーバの構成を示す。従って、この二自由度制御現在オブザーバは、図５及び図８のフォローイングコントローラのみ、又は、図１４、図１７のシーク、フォローイング共用の構成の両方に適用できる。
【０１４７】
先ず、サンプル時刻ｎからＴｄだけ遅延した（進んだ）時間での状態変数Ｘは、式（９）と同様に、求めると、次の式（２１）で表現できる。
【０１４８】
【数２１】
【０１４９】
式（２１）を、式（２）と同様に、アクチュエータのモデルで表すと、式（２２）で表現できる。尚、式（２２）において、Ｔｄは、時間単位のため、サンプル数ｎに変換するため、サンプリング周期Ｔで、Ｔｄを割り、サンプル数単位に変換している。
【０１５０】
【数２２】
【０１５１】
又、定常バイアスｂは、常に一定であるため、次式（２３）で表される。
【０１５２】
【数２３】
【０１５３】
他の外乱モデルも、式（５）に従い、式（６）、式（７）と同様に変換できる。変換は、ｚ変換を用いる。前述の現在オブザーバの式（１０）と、上記式を合わせれば、次式（２４）を構成できる。
【０１５４】
【数２４】
【０１５５】
式（２４）において、Ｘｈ（ｎ）は、現サンプルｎでの推定状態、Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）は、現サンプルｎからＴｄだけ進んだ時の推定状態である。
【０１５６】
式（２４）は、現サンプルｎでの推定状態Ｘｈ（ｎ）を求め、次に、遅延を考慮した時間Ｔｄだけ進んだ状態Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）を、現サンプルｎでの推定状態Ｘｈ（ｎ）と前サンプルの出力値ｕ（ｎ−１）から計算する。
【０１５７】
ここで、一般に、次のサンプルの状態を推定するには、式（１１）のように、現サンプルの出力ｕ（ｎ）を使用するが、この例では、シングルレート制御、即ち、１サンプルで、１回出力するから、サンプル時点では、ｕ（ｎ）が計算されていない。このため、既に計算された前サンプルの出力ｕ（ｎ−１）を使用して、時間Ｔｄだけ進んだ状態Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）を計算する。そして、計算された時間Ｔｄだけ進んだ状態Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）から、現サンプルｎでの出力ｕ（ｎ）を計算する。
【０１５８】
次のサンプルの推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）は、式（２４）では、式（１０）と異なり、ｕ（ｎ）とｕ（ｎ−１）とを使用する。ここで、式（２４）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）の位置ｘ（ｎ＋１），速度ｖ（ｎ＋１）は、下記式（２５）で表される。
【０１５９】
【数２５】
【０１６０】
この式（２５）のｕ（ｎ）の係数が、式（２４）のＢ１であり、ｕ（ｎ−１）の係数が、式（２４）のＢ２である。
【０１６１】
式（２４）に二自由度制御のフィードフォワードを付与すると、式（２６）が得られる。即ち、式（２４）に比し、Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）の計算に、フィードフォワード項である（Ｃ＾Ｔ・ｒ（ｎ））を加えている。
【０１６２】
【数２６】
【０１６３】
この場合に、従来の二自由度制御の式（１３）に従うと、出力ｕ（ｎ）の計算式に、直接フィードフォワード項を加える。しかしながら、このようにすると、サンプル時点が異なるＸｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）から（Ｃ＾Ｔ・ｒ（ｎ））を引くことになり、計算順序が複雑となり、高速に演算することが難しい。又、状態推定順序が変化し、系全体の安定性を維持するのが困難となるおそれがある。
【０１６４】
このため、サンプル時点が同じであるＸｈ（ｎ）に対し、フィードフォワード項である（Ｃ＾Ｔ・ｒ（ｎ））を加えて、進んだ状態Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）を計算する。
【０１６５】
更に、式（２６）の第２式を、第３式に代入して、式（２６）を簡単化し、次式（２７）を得る。
【０１６６】
【数２７】
【０１６７】
図１９は、式（２７）をブロック化した構成図であり、図８、図１４、図１７で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。図１９に示すように、現サンプルｎでの観測位置（位置誤差）ｙ（ｎ）を取り込み，前サンプルで推定した現サンプルの予測位置Ｃ・Ｘｂ（ｎ）と観測位置ｙ（ｎ）の差分を、演算ブロック５２で演算し，推定位置誤差ｅｒ［ｎ］を生成する。乗算ブロック５４は、この推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に，推定ゲインＬをかけて、補正値を作る。
【０１６８】
加算ブロック５６は、この補正値と，予測位置，予測速度などの現サンプルでの推定状態Ｘｂ［ｎ］とを加算する。これにより，式（２７）の現サンプルでの推定位置・推定速度など推定状態Ｘｈ（ｎ）を生成する。
【０１６９】
そして二自由度制御では、推定状態（位置）Ｘｈ（ｎ）と目標位置軌道ｒ（ｎ）との差分値を加算ブロック５８で演算し、乗算ブロック７６は、それに係数行列−Ｆ・Ａｄをかけた値を演算する。一方、遅延ブロック８２で遅延された１サンプル前の出力ｕ（ｎ−１）に、乗算ブロック７８で、係数行列−Ｆ・Ｂｄを乗じる。そして、加算ブロック８０は、この結果と、乗算ブロック７６の結果を加算し、式（２７）の２番目の式の出力値ｕ（ｎ）を得る。
【０１７０】
一方、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ）と、出力値ｕ（ｎ）と、遅延ブロック３４で遅延された前サンプルの出力値ｕ（ｎ−１）から乗算ブロック６２，６４−１，６４−２、加算ブロック６６により、（２７）式の３番目の式のように、計算する。
【０１７１】
尚、遅延ブロック６８は、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を遅延し、乗算ブロック５０は、遅延ブロック６８の出力に、Ｃを乗じて、現サンプルの推定位置ｘ（ｎ）を計算する。
【０１７２】
このように、オーバーラン防止のための二自由度制御系において、二自由度制御の出力の遅延（演算遅延及び駆動アンプ、Ｄ／Ａコンバータ等のハード遅延）を考慮して、サンプル時点から遅延分進んだＴｄの推定状態を演算し、この推定状態から出力を演算するため、サンプル時点から、計算中に状態変化があっても、出力遅延の影響を防止し、精度の高い位置制御が可能となり、オーバーランを防止できる。
【０１７３】
又、同一のサンプル時刻で、二自由度制御項を計算しているため、計算順序が複雑となることを防止でき、高速に演算できる。更に、状態推定順序が守ることができ、系全体の安定性を維持することができる。
【０１７４】
（位置制御系の第５の実施の形態）
図２０は、本発明の二自由度位置制御系の第５の実施の形態のブロック図である。マルチレート制御は、１サンプルで、２回又は３回、電流を変化させるものである。２回変化するものを２倍のマルチレート構成、３回変化するものを３倍のマルチレート構成という。
【０１７５】
このマルチレート制御には、状態推定をシングルレートで行うシングルレート状態推定と、状態推定をマルチレートで行うマルチレート状態推定とがある。いずれも、１サンプルで、電流を、ｕ（ｎ），ｕ（ｎ＋０．５）と２回演算し、変化する。
【０１７６】
先ず、シングルレート状態推定でのマルチレート制御を説明する。マルチレート制御では、１サンプルで、電流出力値をｕ（ｎ），ｕ（ｎ＋０．５）と出力する。そのため、基本的には、式（２６）を２回演算する。即ち、下記式（２８）、式（２９）を実行する。
【０１７７】
【数２８】
【０１７８】
【数２９】
【０１７９】
即ち、先ず、出力ｕ（ｎ）と、次の状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）を演算するため、式（２８）を演算する。この式（２８）は、基本的に、式（２６）と同一であるが、１サンプル中に２回電流が変化するため、Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）とＸｂ（ｎ＋０．５）の演算には、ｕ（ｎ−１）と、ｕ（ｎ−０．５）とを使用する。
【０１８０】
そして、式（２９）のように、（ｎ＋０．５）サンプルでの推定状態Ｘｈ（ｎ＋０．５）を、式（２８）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）とした上で、目標軌道ｒ（ｎ＋０．５）を用いて、式（２８）と同様に、出力ｕ（ｎ＋０．５）と、次の状態Ｘｂ（ｎ＋１）を演算する。
【０１８１】
ここで、式（２８）、式（２９）中の係数Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は、遅延を加味したＴｄが、Ｔ／２（＝ｎ＋０．５）との比較により変わり、Ｔｄ＜Ｔ／２の場合には、次式（３０）で決まる。
【０１８２】
【数３０】
【０１８３】
一方、Ｔ／２＜Ｔｄ＜Ｔの場合は、次式（３１）で決まる。
【０１８４】
【数３１】
【０１８５】
即ち、この式（３０）、（３１）のｕ（ｎ）の係数が、式（２８）、式（２９）のＢ１であり、ｕ（ｎ−０．５）の係数が、Ｂ２であり、ｕ（ｎ−１）の係数が、Ｂ３である。従って、Ｔｄ＜Ｔ／２の場合には、係数Ｂ３は、「０」、Ｔ／２＜Ｔｄの場合は、Ｂ１は、「０」となる。
【０１８６】
次に、マルチレート状態推定でのマルチレート制御を説明する。同様に、マルチレート制御では、１サンプルで、電流出力値をｕ（ｎ），ｕ（ｎ＋０．５）と出力する。そのため、マルチレート状態推定でも、基本的には、式（２４）を２回演算する。即ち、下記式（３２）、式（３３）を実行する。
【０１８７】
【数３２】
【０１８８】
【数３３】
【０１８９】
先ず、出力ｕ（ｎ）と、次の状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）を演算するため、式（３２）を演算する。この式（３２）は、基本的に、式（２６）と同一であるが、１サンプル中に２回電流が変化するため、Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）とＸｂ（ｎ＋０．５）の演算には、ｕ（ｎ−１）と、ｕ（ｎ−０．５）とを使用する。又、推定位置誤差ｅ（ｎ）を、（ｙ（ｎ）−Ｃ・Ｘｂ（ｎ））で、別に演算する。
【０１９０】
そして、式（３３）のように、（ｎ＋０．５）サンプルでの推定状態Ｘｈ（ｎ＋０．５）を、式（３２）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）に、式（３２）のｅ（ｎ）にＬ２を乗じた値で補正する。更に、目標軌道ｒ（ｎ＋０．５）を用いて、式（３３）と同様に、出力ｕ（ｎ＋０．５）と、次の状態Ｘｂ（ｎ＋１）を演算する。
【０１９１】
ここで、式（３２）、式（３３）中の係数Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は、遅延を加味したＴｄが、Ｔ／２（＝ｎ＋０．５）との比較により変わり、Ｔｄ＜Ｔ／２の場合には、式（３０）、２／Ｔ＜Ｔｄの場合は、式（３１）で決まる。
【０１９２】
式（２８）、式（２９）のシングルレート状態推定と比較すると、式（３３）のように、（ｎ＋０．５）サンプルでの推定状態Ｘｈ（ｎ＋０．５）を、式（３２）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）に、式（３２）のｅ（ｎ）にＬ２を乗じた値で補正している点が相違する
このように、１回目と同様に、２回目の推定状態を、サンプル時刻に観測した位置誤差で補正することが、マルチレート状態推定である。
【０１９３】
式（３２）、式（３３）のＸｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）とＸｈ（ｎ＋０．５＋Ｔｄ／Ｔ）を、式（３２）、式（３３）の他の式に代入すると、式（３２）、式（３３）は、次式（３４）に変形できる。
【０１９４】
【数３４】
【０１９５】
式（３４）は、式（３２）のＸｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）を式（３２）のｕ（ｎ）の計算にまとめ、式（３３）のＸｈ（ｎ＋０．５＋Ｔｄ／Ｔ）を、式（３３）のｕ（ｎ＋０．５）に纏め、結合したものである。式が少なくなれば、当然、計算時間も短くなり、応答が速くなる。
【０１９６】
尚、式（３４）のＬ２を「０」とすると、式（２８）、式（２９）で説明したシングルレート状態推定式を示し、Ｌ２が「０」でないと、マルチレート状態推定式を示す。
【０１９７】
図２０は、式（３４）をブロック化したブロック図である。図２０の構成は、基本的に、図１９の構成を２つ直列に連結したものである。図３０に示すように、現サンプルｎでの観測位置（位置誤差）ｙ（ｎ）を取り込み，前サンプルで推定した現サンプルの予測位置Ｃ・Ｘｂ（ｎ）と観測位置ｙ（ｎ）の差分を、演算ブロック５２−１で演算し，推定位置誤差ｅｒ［ｎ］を生成する。乗算ブロック５４−１は、この推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に，推定ゲインＬ１をかけて、補正値を作る。
【０１９８】
加算ブロック５６−１は、この補正値と，予測位置，予測速度などの現サンプルでの推定状態Ｘｂ［ｎ］とを加算する。これにより，式（３４）の現サンプルでの推定位置・推定速度など推定状態Ｘｈ（ｎ）を生成する。
【０１９９】
そして二自由度制御では、推定状態（位置）Ｘｈ（ｎ）と目標位置軌道ｒ（ｎ）との差分値を加算ブロック５８−１で演算し、乗算ブロック７６−１で、それに係数行列−Ｆ・Ａｄをかけた値を演算する。一方、出力ｕ（ｎ−１）に、乗算ブロック７８−２で、係数行列−Ｆ・Ｂｄ２を乗じて、出力ｕ（ｎ−０．５）に、乗算ブロック７８−１で、係数行列−Ｆ・Ｂｄ１を乗じる。３つの乗算ブロック７６−１，７８−１，７８−２の出力を加算ブロック８０−１が加算し、式（３４）の３番目の式の出力値ｕ（ｎ）を得る。
【０２００】
一方、次の（ｎ＋０．５）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ）に乗算ブロック６２−１で係数行列Ａを乗じた値と、乗算ブロック６４−１で、出力値ｕ（ｎ）に係数行列Ｂ１を乗じた値と、乗算ブロック６４−３で、出力値ｕ（ｎ−０．５）に係数行列Ｂ２を乗じた値と、遅延ブロック８２−１で遅延された前サンプルの出力値ｕ（ｎ−１）に乗算ブロック６４−２で係数行列Ｂ３を乗じた値とを、加算ブロック６６−１が加算して、（３４）式の４番目の式のように、計算する。
【０２０１】
次に、演算ブロック５２で演算した推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に、乗算ブロック５４−２で、推定ゲインＬ２をかけて、補正値を作る。加算ブロック５６−２は、この補正値と，予測位置，予測速度などの現サンプルでの推定状態Ｘｂ［ｎ＋０．５］とを加算する。これにより，式（３４）の現サンプルでの推定位置・推定速度など推定状態Ｘｈ（ｎ＋０．５）を生成する。
【０２０２】
そして、マルチレート制御では、推定状態（位置）Ｘｈ（ｎ＋０．５）と目標位置軌道ｒ（ｎ＋０．５）との差分値を加算ブロック５８−２が演算し、乗算ブロック７６−２は、それに係数行列−Ｆ・Ａｄをかけた値を演算する。
【０２０３】
一方、出力ｕ（ｎ−０．５）に、乗算ブロック７８−４は、係数行列−Ｆ・Ｂｄ２を乗じて、出力ｕ（ｎ）に、乗算ブロック７８−３は、係数行列−Ｆ・Ｂｄ１を乗じる。３つの乗算ブロック７６−２，７８−３，７８−４の出力を加算ブロック８０−２が加算し、式（３４）の６番目の式の出力値ｕ（ｎ＋０．５）を得る。
【０２０４】
一方、次の（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ＋０．５）に乗算ブロック６２−２で係数行列Ａを乗じた値と、乗算ブロック６４−４で、出力値ｕ（ｎ＋０．５）に係数行列Ｂ１を乗じた値と、乗算ブロック６４−６で、出力値ｕ（ｎ）に係数行列Ｂ２を乗じた値と、遅延ブロック８２−２で遅延された前サンプルの出力値ｕ（ｎ−０．５）に乗算ブロック６４−５で係数行列Ｂ３を乗じた値とを、加算ブロック６６−２により加算して、（３４）式の７番目の式のように、計算する。
【０２０５】
尚、遅延ブロック６８は、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を遅延し、乗算ブロック２０−１は、遅延ブロック５０の出力に、Ｃを乗じて、現サンプルの推定位置ｘ（ｎ）を計算する。
【０２０６】
このように、同一のサンプル時刻で、二自由度制御項を計算しているため、このマルチレート制御では、特に、計算順序が複雑となることを防止でき、高速に演算できる。更に、状態推定順序が守ることができ、系全体の安定性を維持することができる。
【０２０７】
尚、図２０のブロックにおいて、乗算ブロック５４−２のＬ２を「０」に設定すると、シングルレート状態推定の構成となり、図２０の構成は、シングルレート、マルチレート状態推定にいずれにも使用できる。
【０２０８】
この場合には、図５で説明した目標軌道生成部４４は、目標軌道ｒを、０．５サンプル時刻毎に生成する。即ち、ｒ（ｎ），ｒ（ｎ＋０．５）を生成する。同様に、前述の電流段差解消軌道生成部２８も、電流段差解消軌道ｒ‘を、０．５サンプル時刻毎に生成する。即ち、ｒ’（ｎ），ｒ‘（ｎ＋０．５）を生成する。
【０２０９】
（他の実施の形態）
前述の実施の形態では、位置制御を、磁気ディスク装置のヘッド位置決め装置の適用の例で説明したが、光ディスク装置等の他のディスク装置にも適用できる。又、外乱モデルを考慮しているが、外乱モデルを考慮しない場合にも、採用できる。
【０２１０】
以上、本発明を、実施の形態で説明したが、本発明は、その趣旨の範囲内で種々の変形が可能であり、これを本発明の範囲から排除するものではない。
【０２１１】
（付記１）対象物を目標位置に、アクチュエータによりシーク制御するシーク制御方法において、前記対象物の目標位置と前記対象物の現在位置とから位置誤差を演算するステップと、前記位置誤差に従い、シーク制御を実行するステップと、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行するステップとを有し、前記フォローイング制御を実行するステップは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成するステップと、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行するステップとを有することを特徴とするシーク制御方法。
【０２１２】
（付記２）前記目標軌道を生成するステップは、前記二自由度現在オブザーバ制御により、前記切り替え後の前記フォローイング制御の制御電流を演算するステップと、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記演算された前記フォローイング制御の制御電流との差に従う目標軌道を生成するステップとを有することを特徴とする付記１のシーク制御方法。
【０２１３】
（付記３）前記シーク制御を実行するステップは、目標位置までの位置軌道に応じて、前記二自由度現在オブザーバ制御により、制御電流を演算するステップを有することを特徴とする付記１のシーク制御方法。
【０２１４】
（付記４）前記二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行するステップは、前記現在オブザーバの現サンプルの推定位置との推定位置誤差により、現サンプルの推定位置を補正するステップと、前記補正された推定位置と現サンプルの目標軌道との差を演算し、且つ前記差から前記アクチュエータの出力値を演算するステップと、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算するステップとを有することを特徴とする付記１のシーク制御方法。
【０２１５】
（付記５）前記目標軌道を生成するステップは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算するステップを有することを特徴とする付記１のシーク制御方法。
【０２１６】
（付記６）前記目標軌道を生成するステップは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算するステップと、前記差に従い、目標位置軌道を生成するステップとを有することを特徴とする付記１のシーク制御方法。
【０２１７】
（付記７）記憶媒体のデータを少なくとも読み取るヘッドと、前記記憶媒体の所定位置に、前記ヘッドを位置決めするアクチュエータと、前記ヘッドの目標位置と前記ヘッドから得た現在位置とから位置誤差に従い、シーク制御を実行し、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行する制御ユニットとを有し、前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成し、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行することを特徴とする媒体記憶装置。
【０２１８】
（付記８）前記制御ユニットは、前記二自由度現在オブザーバ制御により、前記切り替え後の前記フォローイング制御の制御電流を演算し、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記演算された前記フォローイング制御の制御電流との差に従う目標軌道を生成することを特徴とする付記７の媒体記憶装置。
【０２１９】
（付記９）前記制御ユニットは、目標位置までの位置軌道に応じて、前記二自由度現在オブザーバ制御により、制御電流を演算して、シーク制御することを特徴とする付記７の媒体記憶装置。
【０２２０】
（付記１０）前記制御ユニットは、前記現在オブザーバの現サンプルの推定位置との推定位置誤差により、現サンプルの推定位置を補正し、前記補正された推定位置と現サンプルの目標軌道との差を演算し、且つ前記差から前記アクチュエータの出力値を演算し、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算することを特徴とする付記７の媒体記憶装置。
【０２２１】
（付記１１）前記制御ユニットは、１サンプル前の出力値と前記差とから前記サンプル時点から所定時間進んだ推定位置を演算し、前記進んだ推定位置から前記アクチュエータへの出力値を演算し、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値と、前記１サンプル前の出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算することを特徴とする付記１０の媒体記憶装置。
【０２２２】
（付記１２）前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算することを特徴とする付記７の媒体記憶装置。
【０２２３】
（付記１３）前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算し、前記差に従い、目標位置軌道を生成することを特徴とする付記７の媒体記憶装置。
【０２２４】
（付記１４）対象物を目標位置に、アクチュエータによりシーク制御するシーク制御装置において、前記対象物の目標位置と前記対象物の現在位置とから位置誤差を演算するブロックと、前記位置誤差に従い、シーク制御を実行し、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行する制御ユニットとを有し、前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成し、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行することを特徴とするシーク制御装置。
【０２２５】
（付記１５）前記制御ユニットは、前記二自由度現在オブザーバ制御により、前記切り替え後の前記フォローイング制御の制御電流を演算し、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記演算された前記フォローイング制御の制御電流との差に従う目標軌道を生成することを特徴とする付記１４のシーク制御装置。
【０２２６】
（付記１６）前記制御ユニットは、目標位置までの位置軌道に応じて、前記二自由度現在オブザーバ制御により、制御電流を演算して、シーク制御することを特徴とする付記１４のシーク制御装置。
【０２２７】
（付記１７）前記制御ユニットは、前記現在オブザーバの現サンプルの推定位置との推定位置誤差により、現サンプルの推定位置を補正し、前記補正された推定位置と現サンプルの目標軌道との差を演算し、且つ前記差から前記アクチュエータの出力値を演算し、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算することを特徴とする付記１４のシーク制御装置。
【０２２８】
（付記１８）前記制御ユニットは、１サンプル前の出力値と前記差とから前記サンプル時点から所定時間進んだ推定位置を演算し、前記進んだ推定位置から前記アクチュエータへの出力値を演算し、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値と、前記１サンプル前の出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算することを特徴とする付記１７のシーク制御装置。
【０２２９】
（付記１９）前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算することを特徴とする付記１４のシーク制御装置。
【０２３０】
（付記２０）前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算し、前記差に従い、目標位置軌道を生成することを特徴とする付記１４のシーク制御装置。
【産業上の利用可能性】
【０２３１】
シークからフォローイングへの切り替え時に、電流値ｕ（ｎ），ｕ（ｎ−１）の差分から段差分の電流値Ｕｄｉｆｆを計算し、この計算値を相殺する目標位置軌道（又は目標電流軌道）を、フォローイング制御に供給するため、出力電流の電流段差が解消される。又、フォローイング制御は、二自由度制御系で構成され、目標位置軌道が二自由度位置制御系の目標位置として与えられるため、余分な外乱入力にはならず、制御系への影響がない。更に、電流段差の解消構成を用いることで、より切り替え条件が緩和でき，従来よりも目標位置からより遠い位置で、より速い速度で，フォローイング制御への切替が可能になる。そのため、シーク時間は、より短縮できる。
【図面の簡単な説明】
【０２３２】
【図１】本発明の一実施形態を示す媒体記憶装置の構成図である。
【図２】図１のディスクの位置信号の説明図である。
【図３】図２の位置信号の詳細説明図である。
【図４】本発明の一実施の形態のシーク制御の遷移図である。
【図５】本発明の位置制御系の第１の実施の形態のブロック図である。
【図６】図５の段差解消軌道の説明図である。
【図７】図５の電流段差解消動作の説明図である。
【図８】図５のフォローイングコントローラのブロック図である。
【図９】本発明の他の段差解消軌道の説明図である。
【図１０】本発明の更に他の段差解消軌道の説明図である。
【図１１】本発明の更に他の段差解消軌道の説明図である。
【図１２】本発明の更に他の段差解消軌道の説明図である。
【図１３】本発明の更に他の段差解消軌道の説明図である。
【図１４】本発明の位置制御系の第２の実施の形態の現在オブザーバのブロック図である。
【図１５】本発明の比較例の説明図である。
【図１６】本発明の実施例の特性図である。
【図１７】本発明の位置制御系の第３の実施の形態の現在オブザーバのブロック図である。
【図１８】本発明の位置制御系の第３の実施の形態の電流軌道の説明図である。
【図１９】本発明の位置制御系の第４の実施の形態の現在オブザーバのブロック図である。
【図２０】本発明の位置制御系の第５の実施の形態の現在オブザーバのブロック図である。
【図２１】従来のシーク制御装置のブロック図である。
【図２２】従来の切り替え時の電流段差の説明図である。
【符号の説明】
【０２３３】
１ アクチュエータ
２ スピンドルモータの回転軸
３ ヘッド
４ ディスク
５ スピンドルモータ
６ アクチュエータのＶＣＭ駆動回路
７ 位置復調回路
８ スピンドルモータの駆動回路
９ バス
１０ データの記録再生回路
１１ ハードディスクコントローラ
１２ ＭＣＵのＲＡＭ
１３ ＭＣＵのＲＯＭ
１４ マイクロコントローラユニット
１５ ハードディスクコントローラのＲＡＭ
１６ 位置信号
２０ 位置制御装置
２２ フォローイングコントローラ
２４ シークコントローラ
２６ 整定判定部
２８ 電流段差解消軌道生成部
４０ プラント
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シーク制御を行った後、フォローイング制御に切り替えるシーク制御方法、シーク制御装置及び媒体記憶装置に関し、特に、シーク制御からフォローイング制御に切り替え時に生じる電流の段差を防止するためのシーク制御方法、シーク制御装置及び媒体記憶装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
対象物を目標位置に位置制御する装置は、広く利用されている。例えば、磁気ディスク装置や光ディスク装置等の媒体記憶装置の位置決め制御の１つである、ヘッドを目標トラックへ移動させるシーク制御（これに続くフォローイング制御）に利用されている。
【０００３】
このシーク制御では、コアース制御を行い、目標位置近傍でファイン制御に切り替えることにより、高速の目標位置への移動と高精度の位置決めの両立を実現する。このため、コアース制御（シーク制御ともいう）と、ファイン制御（フォローイング制御ともいう）とは、異なる制御特性を与えている。
【０００４】
図２１は、従来の位置制御系のブロック図である。コントローラ１００は、プラント（対象物）１１０を制御する。コントローラ１００は、プラント１１０の実位置と、目標位置Ｌｓｅｅｋとの位置誤差ｅを演算する位置誤差演算部１１２と、目標位置（又は移動距離）Ｌｓｅｅｋから、目標軌道ｒ（ｎ）を生成する目標軌道生成部１０２と、２つのコントローラ１０３，１０４と、整定判定部１０８と、位置誤差切り替え部１０９と、出力切り替え部１０６とを有する。
【０００５】
この位置制御系では、シーク制御では、シーク用コントローラ１０３が、目標軌道生成部１０２からの目標軌道ｒ（ｎ）と、切り替え部１０９からの位置誤差ｅとから出力電流値を計算し、切り替え部１０６を介しプラント１１０を駆動する。
【０００６】
一方、整定判定部１０８は、位置誤差ｅが、所定の整定判定条件（例えば、ゼロ）を満足するかを判定し、整定判定条件を満足したと判定すると、目標位置近傍に到達したと判断し、２つの切り替え部１０６，１０９を、フォローイング用コントローラ１０４に切り替える。
【０００７】
これにより、フォローイング制御が開始し、フォローイング用コントローラ１０４が、切り替え部１０９からの位置誤差ｅから出力電流値を計算し、切り替え部１０６を介しプラント１１０を駆動する（例えば、特許文献１、２参照）。
【０００８】
このように、シーク制御とフォローイング制御で、制御系の特性を異なら構成を採用している。例えば、シーク制御中は、４００Ｈｚの帯域フィルタの構成を、フォローイング制御中は、８００Ｈｚの帯域フィルタの構成を採用する。
【０００９】
シーク制御中は、ディスク装置では、多数のトラックを高速で通過するため、観測位置に含まれるノイズが、フォローイング制御中に比し、多い。シーク制御をフォローイング制御と同じ制御帯域で制御を行うと、出力電流が、ノイズの影響に左右され易く、設計上の特性が得られないため、シーク制御中は、制御帯域を落とすことで、この影響を防止している。
【特許文献１】特開平０３−２３３６０９号公報
【特許文献２】特開平０５−１４３１６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図２２は、従来の問題点の説明図である。図２２に示すように、位置誤差ＰＥＳ（ｅ）が、所定の閾値Ｔｈ（例えば、磁気ディスク装置では、目標位置のセンターから±０．５トラック）以下になると、前述の整定判定部により、シーク制御からフォローイング制御に切り替わる。
【００１１】
この場合に、切り替え時に、同じ位置誤差ＰＥＳをゼロにする制御をする電流を計算しても、シーク制御系とフォローイング制御系の制御帯域が相違するため、切り替え時に、出力電流が異なり、出力電流の段差が生じる。このような出力電流の段差は、瞬間的なステップ変化であるため、アクチュエータの動作が瞬間的に大きく変化し、小さな可聴音が生じる。
【００１２】
近年のかかる装置、例えば、ディスク記憶装置の普及に伴い、記憶装置が、家電機器の分野に利用されている。例えば、携帯音楽プレーヤーや、携帯電話、ノート型パーソナルコンピュータ、録画装置等に、利用されている。
【００１３】
このような機器に利用される場合には、装置に静音設計が要求され、即ち、できるだけ、動作音が小さいことが要求される。このため、従来、問題とならなかった電流段差による可聴音の発生の防止が要求されている。
【００１４】
又、電流段差の発生は、フォローイング制御系が、この段差を解消しよう制御するため、残留振動の発生の原因となる。即ち、フォローイングの安定により、位置決め完了となるまでの時間が長くなる。
【００１５】
従って、本発明の目的は、シーク制御からフォローイング制御への切り替え時に発生する電流段差を解消するための位置制御方法、位置制御装置及び媒体記憶装置を提供することにある。
【００１６】
又、本発明の他の目的は、シーク制御からフォローイング制御への切り替え時に発生する騒音の発生を防止するためのシーク制御方法、シーク制御装置及び媒体記憶装置を提供することにある。
【００１７】
更に、本発明の他の目的は、シーク制御からフォローイング制御への切り替え時に発生する電流段差を解消し、騒音の発生を防止するためのシーク制御方法、シーク制御装置及び媒体記憶装置を提供することにある。
【００１８】
更に、本発明の他の目的は、シーク制御からフォローイング制御への切り替え時に発生する電流段差を解消し、残留振動の発生を防止するためのシーク制御方法、シーク制御装置及び媒体記憶装置を提供することにある。
【００１９】
更に、本発明の他の目的は、シーク制御系の特性に影響を与えずに、シーク制御からフォローイング制御への切り替え時に発生する電流段差を解消するためのシーク制御方法、シーク制御装置及び媒体記憶装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
この目的の達成のため、本発明のシーク制御方法は、前記対象物の目標位置と前記対象物の現在位置とから位置誤差を演算するステップと、前記位置誤差に従い、シーク制御を実行するステップと、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行するステップとを有する。そして、前記フォローイング制御を実行するステップは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成するステップと、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行するステップとを有する。
【００２１】
又、本発明の媒体記憶装置は、記憶媒体のデータを少なくとも読み取るヘッドと、前記記憶媒体の所定位置に、前記ヘッドを位置決めするアクチュエータと、前記ヘッドの目標位置と前記ヘッドから得た現在位置とから位置誤差に従い、シーク制御を実行し、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行する制御ユニットとを有し、前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成し、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行する。
【００２２】
又、本発明のシーク制御装置は、対象物の目標位置と前記対象物の現在位置とから位置誤差を演算するブロックと、前記位置誤差に従い、シーク制御を実行し、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行する制御ユニットとを有し、前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成し、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行する。
【００２３】
更に、本発明では、好ましくは、前記目標軌道を生成するステップは、前記二自由度現在オブザーバ制御により、前記切り替え後の前記フォローイング制御の制御電流を演算するステップと、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記演算された前記フォローイング制御の制御電流との差に従う目標軌道を生成するステップとを有する。
【００２４】
更に、本発明では、好ましくは、前記シーク制御を実行するステップは、目標位置までの位置軌道に応じて、前記二自由度現在オブザーバ制御により、制御電流を演算するステップを有する。
【００２５】
更に、本発明では、好ましくは、前記二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行するステップは、前記現在オブザーバの現サンプルの推定位置との推定位置誤差により、現サンプルの推定位置を補正するステップと、前記補正された推定位置と現サンプルの目標軌道との差を演算し、且つ前記差から前記アクチュエータの出力値を演算するステップと、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算するステップとを有する。
【００２６】
更に、本発明では、好ましくは、前記アクチュエータの出力値を演算するステップは、１サンプル前の出力値と前記差とから前記サンプル時点から所定時間進んだ推定位置を演算するステップと、前記進んだ推定位置から前記アクチュエータへの出力値を演算するステップとを有し、前記次の推定位置を演算するステップは、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値と、前記１サンプル前の出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算するステップとを有する。
【００２７】
更に、本発明では、好ましくは、前記目標軌道を生成するステップは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算するステップを有する。
【００２８】
更に、本発明では、好ましくは、前記目標軌道を生成するステップは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算するステップと、前記差に従い、目標位置軌道を生成するステップとを有する。
【発明の効果】
【００２９】
シーク制御からフォローイング制御への切り替え時に、電流段差解消軌道生成部、電流値ｕ（ｎ），ｕ（ｎ−１）の差分から段差分の電流値Ｕｄｉｆｆを計算し、この計算値を相殺する目標位置軌道ｒ‘（ｎ）（又は目標電流軌道）を、フォローイング制御に供給するので、電流段差が解消される。フォローイング制御は、二自由度制御系で構成され、目標位置軌道ｒ‘（ｎ）が二自由度位置制御系の目標位置として与えられるので、余分な外乱入力にはならず、制御系への影響がない。
【００３０】
又、電流段差の解消構成を用いることで、より切り替え条件が緩和できる。このため，従来よりも目標位置からより遠い位置で、より速い速度で，フォローイング制御への切替が可能になる。そのため、シーク時間は、より短縮できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
以下、本発明の実施の形態を、媒体記憶装置、位置制御系の第１の実施の形態、二自由度制御系、第２の実施の形態、第３の実施の形態、第４の実施の形態、第５の実施の形態、他の実施の形態の順で説明するが、本発明は、この実施の形態に限られない。
【００３２】
（媒体記憶装置）
図１は、本発明の一実施の形態の媒体記憶装置の構成図、図２は、図１の磁気ディスクの位置信号の配置図、図３は、図１及び図２の磁気ディスクの位置信号の構成図、図４は、シーク制御の制御遷移図である。
【００３３】
図１は、媒体記憶装置として、磁気ディスク装置を示す。図１に示すように、磁気記憶媒体である磁気ディスク４が、スピンドルモータ５の回転軸２に設けられている。スピンドルモータ５は、磁気ディスク４を回転する。アクチュエータ（ＶＣＭ）１は、先端に磁気ヘッド３を備え、磁気ヘッド３を磁気ディスク４の半径方向に移動する。
【００３４】
アクチュエータ１は、回転軸を中心に回転するボイスコイルモータ（ＶＣＭ）で構成される。図では、磁気ディスク装置に、２枚の磁気ディスク４が搭載され、４つの磁気ヘッド３が、同一のアクチュエータ１で同時に駆動される。
【００３５】
磁気ヘッド３は、リード素子と、ライト素子とからなる。磁気ヘッド３は、スライダに、磁気抵抗（ＭＲ）素子を含むリード素子を積層し、その上にライトコイルを含むライト素子を積層して、構成される。
【００３６】
位置検出回路７は、磁気ヘッド３が読み取った位置信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換する。リード／ライト（Ｒ／Ｗ）回路１０は、磁気ヘッド３の読み取り及び書込みを制御する。スピンドルモータ（ＳＰＭ）駆動回路８は、スピンドルモータ５を駆動する。ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）駆動回路６は、ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）１に駆動電流を供給し、ＶＣＭ１を駆動する。
【００３７】
マイクロコントローラ（ＭＣＵ）１４は、位置検出回路７からのデジタル位置信号から現在位置を検出（復調）し、検出した現在位置と目標位置との誤差に従い、ＶＣＭ駆動指令値を演算する。即ち、位置復調と図５以下で説明するシーク、フォローイングを含むサーボ制御を行う。リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）１３は、ＭＣＵ１４の制御プログラム等を格納する。ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１２は、ＭＣＵ１４の処理のためのデータ等を格納する。
【００３８】
ハードディスクコントローラ（ＨＤＣ）１１は、サーボ信号のセクタ番号を基準にして，１周内の位置を判断し，データを記録・再生する。バッファ用ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１５は、リードデータやライトデータを一時格納する。ＨＤＣ１１は、ＵＳＢ(Universal Serial Bus)，ＡＴＡやＳＣＳＩ(Small Computer System Interface) 等のインターフェイスＩＦで、ホストと通信する。バス９は、これらを接続する。
【００３９】
図２に示すように、磁気ディスク４には、外周から内周に渡り、各トラックにサーボ信号（位置信号）１６が、円周方向に等間隔に配置される。尚、各トラックは、複数のセクタで構成され、図２の実線は、サーボ信号１６の記録位置を示す。図３に示すように、位置信号は，サーボマークＳｅｒｖｏ Ｍａｒｋと、トラック番号Ｇｒａｙ Ｃｏｄｅと、インデックスＩｎｄｅｘと、オフセット情報（サーボバースト）ＰｏｓＡ，ＰｏｓＢ，ＰｏｓＣ，ＰｏｓＤとからなる。尚、図３の点線は、トラックセンターを示す。
【００４０】
図３の位置信号をヘッド３で読み取り、トラック番号Ｇｒａｙ Ｃｏｄｅとオフセット情報ＰｏｓＡ，ＰｏｓＢ，ＰｏｓＣ，ＰｏｓＤを使い，磁気ヘッドの半径方向の位置を検出する。さらに、インデックス信号Ｉｎｄｅｘを元にして，磁気ヘッドの円周方向の位置を把握する。
【００４１】
例えば，インデックス信号を検出したときのセクタ番号を０番に設定し、サーボ信号を検出する毎に、カウントアップして、トラックの各セクタのセクタ番号を得る。このサーボ信号のセクタ番号は，データの記録再生を行うときの基準となる。尚、インデックス信号は、１周に１つである、又、インデックス信号の代わりに、セクタ番号を設けることもできる。
【００４２】
図１のＭＣＵ１４は、位置検出回路７を通じて、アクチュエータ１の位置を確認して，サーボ演算し、適切な電流をＶＣＭ１に供給する。即ち、図４に示すように、シーク制御は、コアース制御、整定制御及びフォローイング制御と遷移することで，目標位置まで移動させることができる。いずれも、ヘッドの現在位置を検出する必要がある。ここでは、整定制御をフォローイング制御に含めて説明する。
【００４３】
このような，位置を確認するためには，前述の図２のように、磁気ディスク上にサーボ信号を事前に記録しておく。即ち、図３に示したように、サーボ信号の開始位置を示すサーボマーク，トラック番号を表すグレイコード，インデックス信号，オフセットを示すＰｏｓＡ〜ＰｏｓＤといった信号が記録されている。この信号を磁気ヘッドで読み出し、このサーボ信号を、位置検出回路７が、デジタル値に変換する。
【００４４】
（位置制御系の第１の実施の形態）
図５は、本発明の位置制御系の第１の実施の形態のブロック図であり、図１のＭＣＵ１４が実行する位置決め制御系のブロック図である。図６は、図５の段差解消目標軌道の説明図、図７は、図５乃至図６の電流段差解消動作の説明図である。
【００４５】
図５に示すように、位置制御部２０は、プラント（対象物）４０（図１では、アクチュエータ１）を制御する。コントローラ２０は、プラント４０の実位置と、目標位置Ｌｓｅｅｋとの位置誤差ｅを演算する位置誤差演算部４２と、目標位置（又は移動距離）Ｌｓｅｅｋから、目標軌道ｒ（ｎ）を生成する目標軌道生成部４４と、２つのコントローラ２２，２４と、整定判定部２６と、位置誤差切り替え部３０と、出力切り替え部３２とを有する。
【００４６】
位置制御部２０は、更に、シーク制御用コントローラ２４の出力値を各サンプルで、ホールドするホールドブロック３４と、ホールドブロック３４からの電流値とフォローイング用コントローラ２２の電流出力値ｕ（ｎ）との差に従い、電流段差解消軌道ｒ‘（ｎ）を生成する電流段差解消軌道生成部２８とを設ける。
【００４７】
図５に示すように、シーク制御では、シーク用コントローラ２４が、目標軌道生成部４４からの目標軌道ｒ（ｎ）と、切り替え部３０からの位置誤差ｅとから出力電流値を計算し、切り替え部３２を介し、プラント４０（１，３）を駆動する。
【００４８】
一方、整定判定部２６は、位置誤差ｅが、所定の整定判定条件（例えば、ゼロ）を満足するかを判定する。整定判定部２６は、整定判定条件を満足したと判定すると、目標位置近傍に到達したと判断し、２つの切り替え部３０，３２を、フォローイング用コントローラ２２に切り替える。これにより、フォローイング制御が開始する。
【００４９】
この切り替え後の現サンプルにおいて、フォローイング用コントローラ２２が、切り替え部３０からの位置誤差ｅから出力電流値を計算する。又、整定判定部２６からの切り替え指示に応じて、電流段差解消軌道生成部２８は、切り替え直前に、シーク用コントローラ２４がアクチュエータ１に流した電流値ｕ（ｎ−１）をホールドし、フォローイング用コントローラ２２が計算した出力値（電流値）ｕ（ｎ）を取得する。
【００５０】
そして、電流段差解消軌道生成部２８は、両電流値ｕ（ｎ），ｕ（ｎ−１）の差分から段差分の電流値Ｕｄｉｆｆを計算し、この計算値を相殺する目標位置軌道ｒ‘（ｎ）（又は目標電流軌道）を、フォローイング用コントローラ２２に供給する。
【００５１】
フォローイングコントロ−ラは、２自由度位置制御系で構成されており、計算した出力値をフィードバック制御値とし、供給された目標位置軌道ｒ‘（ｎ）（又は目標電流軌道）を、フィードフォワード値として、プラント４０に出力する。
【００５２】
この目標位置軌道ｒ‘（ｎ）（又は目標電流軌道）は、前述の計算値Ｕｄｉｆｆを初期値として、指定時刻後に、「０」に収束する軌道である。図６は、生成する目標位置軌道例を示し、計算したＵｄｉｆｆを初期値とする三角波を用いた例である。図６では、計算したＵｄｉｆｆを初期値として、１０サンプル後に「０」となる直線で示される。
【００５３】
図７に示すように、サンプルｎの時点で、シーク制御系からフォローイング制御系に切り替えると、サンプルｎでのフォローイング制御系が計算するアクチュエータ１への電流出力は、図の実線のように、段差Ｕｄｉｆｆが生じる。
【００５４】
ここで、切り替え時に、電流段差解消軌道生成部２８が、電流値ｕ（ｎ），ｕ（ｎ−１）の差分から段差分の電流値Ｕｄｉｆｆを計算し、この計算値を相殺する目標位置軌道ｒ‘（ｎ）（又は目標電流軌道）を、フォローイング用コントローラ２２に供給する。
【００５５】
このため、出力電流は、図の一点鎖線で示すように、電流段差が解消される。ここで、フォローイングコントローラ２２は、二自由度制御系で構成され、目標位置軌道ｒ‘（ｎ）が二自由度位置制御系の目標位置として与えられている。二自由度系で設計し、目標位置として与えるため、制御系は安定動作する。又、応答も予測可能である。即ち、余分な外乱入力にはならず、制御系への影響がない。
【００５６】
又、従来、このような電流段差が発生するために，シーク制御からフォローイング制御へ切り替えるときの条件としての位置および速度の制約が厳しかった。しかし、この電流段差の解消構成を用いることで、より切り替え条件が緩和できる。このため，従来よりも目標位置からより遠い位置で、より速い速度で，フォローイング制御への切替が可能になる。そのため、シーク時間は、より短縮できる。
【００５７】
（二自由度制御系の説明）
図８は、図５のフォローイング用コントローラ２２のブロック図であり、現在オブザーバを使用した二自由度位置制御系を示す。先ず、現在オブザーバを説明する。磁気ディスク装置のアクチュエータは、回転型である。しかし、次式（１）の形の直進型アクチュエータの状態方程式に変換して表現できる。尚、ｘは位置（ｍ）、ｖは速度（ｍ／ｓ），ｕは電流（Ａｍｐｅｒｅ）、Ｂｌは力定数（Ｎ／ｍ）、ｍは等価質量（ｋｇ）、ｕは出力、ｓはラプラス演算子である。
【００５８】
【数１】
【００５９】
サンプリング周期をＴ（ｓ）、電流の最大値をＩｍａｘ（Ａｍｐｅｒｅ），トラック幅をＬｐ（ｍ／ｔｒａｃｋ）とおき、位置の単位をｔｒａｃｋ、速度の単位をｔｒａｃｋ／ｓａｍｐｌｅ、電流の単位を、Ｉｍａｘを「１」とする変換を行い、（１）式を、デジタルの状態方程式で表現すると、次式（２）を得る。
【００６０】
【数２】
【００６１】
一方、定常バイアスを推定するため、定常バイアスを一定とした次式（３）を仮定する。尚、ｓはラプラス演算子である。
【００６２】
【数３】
【００６３】
これをデジタル空間に変換すると、次式（４）を得る
【００６４】
【数４】
【００６５】
又、外乱モデルとして、次式（５）の２次式の特性を設定する。
【００６６】
【数５】
【００６７】
式（５）の外乱モデルのアナログの状態方程式は、次式（６）で表現される。
【００６８】
【数６】
【００６９】
この式（６）をデジタル空間に変換すると、次式（７）を得る。
【００７０】
【数７】
【００７１】
この式（２）、式（４）、式（７）をまとめて、拡大モデルを構成すると、次式（８）が得られる。ここでは、式（４）の定常バイアス、式（７）の２次式で表現された外乱を２つ含めている。
【００７２】
【数８】
【００７３】
式（８）のアクチュエータのモデルと１つ又は複数の外乱モデルを含む拡大モデルを、簡単化して、次式（９）で表す。
【００７４】
【数９】
【００７５】
式（９）は、式（８）の行列を、Ｘ（ｎ＋１），Ｘ（ｎ）、Ａ，Ｂ、Ｃで表して、簡単化したものである。式（９）から予測オブザーバは、次式（１０）で表される。
【００７６】
【数１０】
【００７７】
この式は、アナログ制御のオブザーバの式をそのままデジタルの式に直したものであり、Ｌは、状態推定ゲインであり、位置、速度、バイアス、外乱の４つ（式（８）に対応すると、外乱が２つのため、５つ）の状態推定ゲインからなる。又、Ｆは、フィードバックゲインであり、同様に、５つのフィードバックゲインからなる。
【００７８】
この式では、観測位置ｙ（ｎ）が、現サンプルの電流出力ｕ（ｎ）に反映されない。即ち、予測オブザーバの形式であるため、応答が１サンプル遅延する。１サンプルの遅延を補うため、一般には、現在オブザーバが利用される。現在オブザーバは、次式（１１）で表現される。但し、ｙ（ｎ）は、現サンプルでの観測位置である。
【００７９】
【数１１】
【００８０】
このように、１サンプルで、１回の演算を行い、１回駆動電流を変化するための現在オブザーバを構成する。次に、この現在オブザーバを元に、２自由度制御系を構成する。
【００８１】
式（１１）に二自由度制御のフィードフォワードを付与すると、式（１２）、式（１３）、式（１４）が得られる。
【００８２】
【数１２】
【００８３】
【数１３】
【００８４】
【数１４】
【００８５】
即ち、式（１１）に比し、式（１３）に示すように、出力ｕ（ｎ）の計算に、フィードフォワード項である（Ｃ＾Ｔ・ｒ（ｎ））を加えている。尚、式（１２）のＣ，式（１３）のＣ＾Ｔ（Ｃの転置）は、下記式（１５）、式（１６）で示される。
【００８６】
【数１５】
【００８７】
【数１６】
【００８８】
図８のブロック図で説明する。現サンプルｎでの観測位置ｙ（ｎ）と，前サンプルで推定した現サンプルの予測位置Ｃ・Ｘｂ（ｎ）との差分を、演算ブロック５２で演算し，推定位置誤差ｅｒ［ｎ］を生成する。乗算ブロック５４で、この推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に，推定ゲインＬをかけて、補正値を作る。
【００８９】
加算ブロック５６により、この補正値と，予測位置，予測速度などのＸｂ［ｎ］と加算する。これにより，式（１２）の現サンプルでの推定位置・推定速度などＸｈ（ｎ）を生成する。通常の状態フィードバックならば，この推定状態Ｘｈ（ｎ）の推定位置にゲインをかけ，推定速度にゲインをかけて，両者の和をとり，状態フィードバック電流を生成する。
【００９０】
二自由度制御では、推定速度にゲインをかけた値を利用するのは同じであるが、推定位置Ｘｈ（ｎ）と目標位置軌道ｒ（ｎ）との差分値を加算ブロック５８で演算し、乗算ブロック６０で、それにフィードバックゲインＦをかけた値を、状態フィードバックに利用する。即ち、（１３）式を演算する。
【００９１】
一方、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ）と出力値ｕ（ｎ）とから乗算ブロック６２，６４、加算ブロック６６により、（１４）式のように、計算する。
【００９２】
ここで、演算ブロック７０は、目標位置軌道ｒ（ｎ）に行列Ｃ＾Ｔを乗算し、遅延ブロック６８は、推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を１サンプル遅延する。又、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｃ＾Ｔ，Ｌ，Ｆは、位置ｘ、速度ｖ、バイアス値ｂ、外乱値ｄ１，ｄ２に対する行列である。更に、Ａ，Ｂ，Ｌは、状態推定ゲイン、Ｆは、フィードバックゲインである。
【００９３】
この式（１２）、式（１３）、式（１４）及び図８で示される現在オブザーバは、通常の現在オブザーバに、目標軌道ｒ（ｎ）に、式（１６）のＣ＾Ｔを乗じて、加算するだけで、二自由度制御を実現できる。
【００９４】
ここで、二自由度制御を用いた制御系での前述の段差解消位置軌道ｒ‘（ｎ）を説明する。フォローイング切り替え時は、式（１３）の目標軌道ｒ（ｎ）は、「０」であるから、電流段差Ｕｄｉｆｆは、下記式（１７）で表される。
【００９５】
【数１７】
【００９６】
式（１３）を用いて、最終出力から電流段差を解消するためには、式（１８）を満足する必要がある。
【００９７】
【数１８】
【００９８】
従って、電流段差解消位置軌道ｒ‘（ｎ）は、下記式（１９）で表される。
【００９９】
【数１９】
【０１００】
このため、フォローイング制御に二自由度現在オブザーバを使用すると、段差解消位置軌道ｒ‘（ｎ）を簡単且つ高速の計算できる。そして、現在オブザーバでは、次の計算順序により、フォローイング開始時に、電流段差を生じさせない出力電流を計算できる。
【０１０１】
先ず、式（１２）により、Ｘｈ（ｎ）を計算する。次に、式（１３）において、ｒ（ｎ）を「０」として、ｕ（ｎ）を計算する。この計算したｕ（ｎ）と、ホールド回路３４のシーク制御の最終電流値ｕ（ｎ−１）とから、式（１７）により、段差電流値Ｕｄｉｆｆを計算する。更に、式（１９）により、電流段差解消位置軌道ｒ’（ｎ）の初期値を計算する。
【０１０２】
そして、式（１３）において、ｒ（ｎ）をｒ‘（ｎ）として、出力電流ｕ（ｎ）を計算し、出力し、更に、式（１４）により、Ｘｂ（ｎ＋１）を計算する。
【０１０３】
このように、二自由度現在オブザーバを用いると、切り替え時点から段差を解消した出力電流を出力できる。
【０１０４】
次に、他の電流段差解消軌道を説明する。図９は、二次関数軌道を示す。図９において、上段が加速度、中段が速度、下段が位置の時間に対する特性である。二次関数軌道は、矩形波を二回積分したものであり、図９の位置の軌道を使用できる。図６の三角波に比し、やや曲線状の特性を示す。
【０１０５】
図１０は、台形軌道を示す。図１０において、上段が加速度、中段が速度、下段が位置の時間に対する特性である。台形位置軌道は、図６の三角波に比し、より曲線状の位置特性を示す。
【０１０６】
図１１は、正弦波軌道を示す。図１１において、上段が加速度、中段が速度、下段が位置の時間に対する特性である。正弦波位置軌道は、図６の三角波に比し、より曲線状の位置特性を示す。
【０１０７】
図１２は、ＳＭＡＲＴ軌道を示す。図１２において、上段が加速度、中段が速度、下段が位置の時間に対する特性である。ＳＭＡＲＴ軌道は、前述の特許文献１で紹介されており、正弦波軌道を改良したものであり、図６の三角波に比し、より曲線状の位置特性を示す。
【０１０８】
図１３は、ＳＭＡＲＴ−Ｌｉｋｅ軌道を示す。図１３において、上段が加速度、中段が速度、下段が位置の時間に対する特性である。ＳＭＡＲＴ−Ｌｉｋｅ軌道は、前述の特許文献２で紹介されており、正弦波軌道を更に改良したものであり、図６の三角波に比し、より曲線状の位置特性を示す。
【０１０９】
このように、初期値をｒ’（ｎ）とし、段差解消軌道の形状を、必要な特性に応じて、種々のものを採用できる。
【０１１０】
（位置制御系の第２の実施の形態）
図１４は、本発明の位置制御系の第２の実施の形態のブロック図であり、図５及び図８で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。二自由度制御の利点の一つは、シーク制御とフォローイング制御とを、同一の構成で実現する点である。この実施の形態は、図５の基本構成において、シークコントローラ２４とフォローイングコントローラ２２とを、１つの現在オブザーバで構成したものである。
【０１１１】
図１４において、コントローラ２２，２４は、１つの現在オブザーバで構成される。この現在オブザーバの構成は、図８で示した構成と同一である。現サンプルｎでの観測位置ｙ（ｎ）と，前サンプルで推定した現サンプルの予測位置Ｃ・Ｘｂ（ｎ）との差分を、演算ブロック５２で演算し，推定位置誤差ｅｒ［ｎ］を生成する。
【０１１２】
乗算ブロック５４は、この推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に，推定ゲインＬをかけて、補正値を作る。加算ブロック５６は、この補正値と，予測位置，予測速度などのＸｂ［ｎ］とを加算する。これにより，式（１２）の現サンプルでの推定位置・推定速度などＸｈ（ｎ）を生成する。
【０１１３】
二自由度制御では、推定位置Ｘｈ（ｎ）と目標位置軌道ｒ（ｎ）との差分値を加算ブロック５８で演算し、乗算ブロック６０で、それにフィードバックゲインＦをかけた値を、状態フィードバックに利用する。即ち、（１３）式を演算する。
【０１１４】
一方、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ）と出力値ｕ（ｎ）とから乗算ブロック６２，６４、加算ブロック６６により、（１４）式のように、計算する。ここで、演算ブロック７０は、目標位置軌道ｒ（ｎ）に行列Ｃ＾Ｔを乗算し、遅延ブロック６８は、推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を１サンプル遅延する。
【０１１５】
この式（１２）、式（１３）、式（１４）及び図１４で示される現在オブザーバも、通常の現在オブザーバに、目標軌道ｒ（ｎ）に、式（１６）のＣ＾Ｔを乗じて、加算するだけで、二自由度制御を実現できる。
【０１１６】
又、目標位置（又は移動距離）Ｌｓｅｅｋから、目標軌道ｒ（ｎ）を生成する目標軌道生成部４４と、切り替え前のサンプル時刻の電流値ｕ（ｎ−１）と切り替え後のサンプル時刻の電流出力値ｕ（ｎ）との差に従い、電流段差解消軌道ｒ‘（ｎ）を生成する電流段差解消軌道生成部２８とを設ける。そして、シークからフォローイングへの切り替え指示に応じて、目標軌道生成部４４の目標軌道ｒ（ｎ）から電流段差解消軌道生成部２８の電流段差解消軌道ｒ’（ｎ）に切り替え、演算ブロック７０に出力するスイッチ４６を設ける。
【０１１７】
更に、１つの現在オブザーバの制御特性を、シークとフォローイングで異ならすための設定テーブル４８を設ける。設定テーブル４８には、シーク用の状態推定ゲインＬｓ，フィードバックゲインＦｓと、フォローイング用の状態推定ゲインＬｆ，フィードバックゲインＦｆとを格納する。
【０１１８】
そして、設定テーブル４８は、シークからフォローイングへの切り替え指示に応じて、シーク時には、演算ブロック５４，６０に、シーク用の状態推定ゲインＬｓ，フィードバックゲインＦｓを設定し、フォローイング時には、演算ブロック５４，６０に、フォローイング用の状態推定ゲインＬｆ，フィードバックゲインＦｆを設定する。
【０１１９】
この構成の動作を説明すると、シーク制御では、目標軌道生成部４４からの目標軌道ｒ（ｎ）が、スイッチ４６を介し、演算ブロック７０に入力され、設定テーブル４８から演算ブロック５４，６０に、シーク用の状態推定ゲインＬｓ，フィードバックゲインＦｓを設定される。
【０１２０】
そして、前述の図８で説明したように、式（１２）、式（１３）、式（１４）を演算し、出力電流値ｕ（ｎ）を計算し、プラント４０（１，３）を駆動する。
【０１２１】
一方、整定判定部２６（図５参照）は、位置誤差ｅが、所定の整定判定条件（例えば、ゼロ）を満足したと判定すると、目標位置近傍に到達したと判断し、フォローイング制御に切り替える。即ち、設定テーブル４８から演算ブロック５４，６０に、フォローイング用の状態推定ゲインＬｆ，フィードバックゲインＦｆを設定する。
【０１２２】
そして、図８で説明したように、段差解消軌道生成部２８は、式（１９）の演算を行い、段差解消軌道ｒ’（ｎ）を生成し、スイッチ４６を切り替える。そして、前述の図８で説明したように、式（１２）、式（１３）、式（１４）を演算し、出力電流値ｕ（ｎ）を計算し、プラント４０（１，３）を駆動する。
【０１２３】
このように、二自由度現在オブザーバをシークにも使用することにより、より簡単な構成で、シーク、フォローイング、段差解消制御を実現できる。
【０１２４】
又、シーク、フォローイングの切替時に，式（１２）の推定状態Ｘｂ（ｎ）中の推定位置を，その時点の位置誤差ｙ（ｎ）に置換することにより、より正確に段差を解消できる。すなわち，シーク、フォローイング切替直後のサンプルでの推定位置誤差が、「０」になるように設定する。
【０１２５】
次に、実際の２．５インチ磁気ディスク装置において実験を行った実施例を説明する。図１５は、従来の電流段差の解消を行わない位置制御系での電流波形、位置の特性図、図１６は、本発明による電流段差の解消を行う制御系での電流波形、位置の特性図である。
【０１２６】
図１５、図１６とも，上からシーク時間，電流波形，位置誤差波形を示す。ただし，位置誤差は±１の範囲で折り返すように表示している。図１５では、シーク波形に、シーク、フォローイング切り替え時に、電流段差ＣＳＴが観察できるが、図１６では、シーク波形に電流段差は観察できない。
【０１２７】
このように、従来は、図１５でみられるような電流段差が発生するために，騒音の原因となっていた。又、シーク制御からフォロイング制御へ切り替えるときの条件の位置および速度の制約が厳しかった。しかし，本発明の電流段差の解消策を用いることで，騒音の発生を防止し、且つより条件が緩和でき，従来技術の位置より遠い位置で，より速い速度で、フォローイング制御への切替が可能になる。そのため，シーク時間も、図１６で示したよりもさらに短縮が可能になる。
【０１２８】
（位置制御系の第３の実施の形態）
図１７は、本発明の位置制御系の第３の実施の形態のブロック図であり、図５、図８及び図１４で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。前述の式（１３）乃至式（１９）においては、電流段差Ｕｄｉｆｆから段差解消軌道ｒ‘（ｎ）を生成していたが、電流段差そのものを電流軌道として供給することもできる。即ち、式（１４）を下記式（２０）に変形し、電流で段差解消軌道を供給する。
【０１２９】
【数２０】
【０１３０】
図１７において、コントローラ２２，２４は、１つの現在オブザーバで構成される。この現在オブザーバの構成は、図８で示した構成と同一である。現サンプルｎでの観測位置ｙ（ｎ）と，前サンプルで推定した現サンプルの予測位置Ｃ・Ｘｂ（ｎ）との差分を、演算ブロック５２で演算し，推定位置誤差ｅｒ［ｎ］を生成する。
【０１３１】
乗算ブロック５４は、この推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に，推定ゲインＬをかけて、補正値を作る。加算ブロック５６は、この補正値と，予測位置，予測速度などのＸｂ［ｎ］とを加算する。これにより，式（１２）の現サンプルでの推定位置・推定速度などＸｈ（ｎ）を生成する。
【０１３２】
二自由度制御では、推定位置Ｘｈ（ｎ）と目標位置軌道ｒ（ｎ）との差分値を加算ブロック５８で演算し、乗算ブロック６０で、それにフィードバックゲインＦをかけた値を、状態フィードバックに利用する。即ち、（１３）式を演算する。
【０１３３】
一方、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ）と出力値ｕ（ｎ）とから乗算ブロック６２，６４、加算ブロック６６により、（１４）式のように、計算する。ここで、演算ブロック７０は、目標位置軌道ｒ（ｎ）に行列Ｃ＾Ｔを乗算し、遅延ブロック６８は、推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を１サンプル遅延する。
【０１３４】
この式（１２）、式（１３）、式（１４）及び図１７で示される現在オブザーバも、通常の現在オブザーバに、目標軌道ｒ（ｎ）に、式（１６）のＣ＾Ｔを乗じて、加算するだけで、二自由度制御を実現できる。
【０１３５】
又、目標位置（又は移動距離）Ｌｓｅｅｋから、目標軌道ｒ（ｎ）を生成する目標軌道生成部４４と、切り替え前のサンプル時刻の電流値ｕ（ｎ−１）と切り替え後のサンプル時刻の電流出力値ｕ（ｎ）との差に従い、段差電流値を計算し、これを初期値として、段差解消電流軌道Ｕｆｆ（ｎ）を生成する電流段差解消軌道生成部２８−１とを設ける。
【０１３６】
そして、シークからフォローイングへの切り替え指示に応じて、目標軌道生成部４４の目標軌道ｒ（ｎ）の入力をカットするスイッチ４６と、切り替え指示に応じて、電流段差解消軌道生成部２８−１の電流段差解消電流軌道Ｕｆｆ（ｎ）に切り替え、加算ブロック７４に出力するスイッチ７２を設ける。
【０１３７】
更に、１つの現在オブザーバの制御特性を、シークとフォローイングで異ならすための設定テーブル４８を設ける。設定テーブル４８には、シーク用の状態推定ゲインＬｓ，フィードバックゲインＦｓと、フォローイング用の状態推定ゲインＬｆ，フィードバックゲインＦｆとを格納する。
【０１３８】
そして、設定テーブル４８は、シークからフォローイングへの切り替え指示に応じて、シーク時には、演算ブロック５４，６０に、シーク用の状態推定ゲインＬｓ，フィードバックゲインＦｓを設定し、フォローイング時には、演算ブロック５４，６０に、フォローイング用の状態推定ゲインＬｆ，フィードバックゲインＦｆを設定する。
【０１３９】
この構成の動作を説明すると、シーク制御では、目標軌道生成部４４からの目標軌道ｒ（ｎ）が、スイッチ４６を介し、演算ブロック７０に入力され、設定テーブル４８から演算ブロック５４，６０に、シーク用の状態推定ゲインＬｓ，フィードバックゲインＦｓを設定される。
【０１４０】
そして、前述の図８で説明したように、式（１２）、式（１３）、式（１４）を演算し、出力電流値ｕ（ｎ）を計算し、プラント４０（１，３）を駆動する。
【０１４１】
一方、整定判定部２６（図５参照）は、位置誤差ｅが、所定の整定判定条件（例えば、ゼロ）を満足したと判定すると、目標位置近傍に到達したと判断し、フォローイング制御に切り替える。即ち、設定テーブル４８から演算ブロック５４，６０に、フォローイング用の状態推定ゲインＬｆ，フィードバックゲインＦｆを設定する。
【０１４２】
そして、図８で説明したように、段差解消軌道生成部２８は、式（１７）の演算を行い、段差解消電流軌道Ｕｆｆ（ｎ）を生成し、スイッチ４６、７２を切り替える。図１８は、電流軌道Ｕｆｆ（ｎ）の説明図である。式（１７）の演算結果を初期値とし、例えば、１０サンプルで「０」となる、電流軌道Ｕｆｆ（ｎ）を生成する。ここでは、三角波を使用しているが、前述の位置軌道と同様に、２次関数軌道等を利用できる。
【０１４３】
更に、前述の図８、図１４で説明したように、式（１２）、式（２０）、式（１４）を演算し、出力電流値ｕ（ｎ）を計算し、プラント４０（１，３）を駆動する。
【０１４４】
このように、位置軌道の代わりに、電流軌道を与える構成でも実現できる。又、二自由度現在オブザーバをシークにも使用することにより、より簡単な構成で、シーク、フォローイング、段差解消制御を実現できる。
【０１４５】
（位置制御系の第４の実施の形態）
図１９は、本発明の位置制御系の第４の実施の形態のブロック図であり、現在オブザーバのみ示してある。この実施の形態は、サンプルサーボ制御では、サンプル時刻から出力されるまで、計算時間やアナログドライバ回路の遅延により、遅延する。いわゆる出力遅延が生じる。
【０１４６】
この実施の形態は、出力遅延を考慮した現在オブザーバの構成を示す。従って、この二自由度制御現在オブザーバは、図５及び図８のフォローイングコントローラのみ、又は、図１４、図１７のシーク、フォローイング共用の構成の両方に適用できる。
【０１４７】
先ず、サンプル時刻ｎからＴｄだけ遅延した（進んだ）時間での状態変数Ｘは、式（９）と同様に、求めると、次の式（２１）で表現できる。
【０１４８】
【数２１】
【０１４９】
式（２１）を、式（２）と同様に、アクチュエータのモデルで表すと、式（２２）で表現できる。尚、式（２２）において、Ｔｄは、時間単位のため、サンプル数ｎに変換するため、サンプリング周期Ｔで、Ｔｄを割り、サンプル数単位に変換している。
【０１５０】
【数２２】
【０１５１】
又、定常バイアスｂは、常に一定であるため、次式（２３）で表される。
【０１５２】
【数２３】
【０１５３】
他の外乱モデルも、式（５）に従い、式（６）、式（７）と同様に変換できる。変換は、ｚ変換を用いる。前述の現在オブザーバの式（１０）と、上記式を合わせれば、次式（２４）を構成できる。
【０１５４】
【数２４】
【０１５５】
式（２４）において、Ｘｈ（ｎ）は、現サンプルｎでの推定状態、Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）は、現サンプルｎからＴｄだけ進んだ時の推定状態である。
【０１５６】
式（２４）は、現サンプルｎでの推定状態Ｘｈ（ｎ）を求め、次に、遅延を考慮した時間Ｔｄだけ進んだ状態Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）を、現サンプルｎでの推定状態Ｘｈ（ｎ）と前サンプルの出力値ｕ（ｎ−１）から計算する。
【０１５７】
ここで、一般に、次のサンプルの状態を推定するには、式（１１）のように、現サンプルの出力ｕ（ｎ）を使用するが、この例では、シングルレート制御、即ち、１サンプルで、１回出力するから、サンプル時点では、ｕ（ｎ）が計算されていない。このため、既に計算された前サンプルの出力ｕ（ｎ−１）を使用して、時間Ｔｄだけ進んだ状態Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）を計算する。そして、計算された時間Ｔｄだけ進んだ状態Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）から、現サンプルｎでの出力ｕ（ｎ）を計算する。
【０１５８】
次のサンプルの推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）は、式（２４）では、式（１０）と異なり、ｕ（ｎ）とｕ（ｎ−１）とを使用する。ここで、式（２４）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）の位置ｘ（ｎ＋１），速度ｖ（ｎ＋１）は、下記式（２５）で表される。
【０１５９】
【数２５】
【０１６０】
この式（２５）のｕ（ｎ）の係数が、式（２４）のＢ１であり、ｕ（ｎ−１）の係数が、式（２４）のＢ２である。
【０１６１】
式（２４）に二自由度制御のフィードフォワードを付与すると、式（２６）が得られる。即ち、式（２４）に比し、Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）の計算に、フィードフォワード項である（Ｃ＾Ｔ・ｒ（ｎ））を加えている。
【０１６２】
【数２６】
【０１６３】
この場合に、従来の二自由度制御の式（１３）に従うと、出力ｕ（ｎ）の計算式に、直接フィードフォワード項を加える。しかしながら、このようにすると、サンプル時点が異なるＸｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）から（Ｃ＾Ｔ・ｒ（ｎ））を引くことになり、計算順序が複雑となり、高速に演算することが難しい。又、状態推定順序が変化し、系全体の安定性を維持するのが困難となるおそれがある。
【０１６４】
このため、サンプル時点が同じであるＸｈ（ｎ）に対し、フィードフォワード項である（Ｃ＾Ｔ・ｒ（ｎ））を加えて、進んだ状態Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）を計算する。
【０１６５】
更に、式（２６）の第２式を、第３式に代入して、式（２６）を簡単化し、次式（２７）を得る。
【０１６６】
【数２７】
【０１６７】
図１９は、式（２７）をブロック化した構成図であり、図８、図１４、図１７で示したものと同一のものは、同一の記号で示してある。図１９に示すように、現サンプルｎでの観測位置（位置誤差）ｙ（ｎ）を取り込み，前サンプルで推定した現サンプルの予測位置Ｃ・Ｘｂ（ｎ）と観測位置ｙ（ｎ）の差分を、演算ブロック５２で演算し，推定位置誤差ｅｒ［ｎ］を生成する。乗算ブロック５４は、この推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に，推定ゲインＬをかけて、補正値を作る。
【０１６８】
加算ブロック５６は、この補正値と，予測位置，予測速度などの現サンプルでの推定状態Ｘｂ［ｎ］とを加算する。これにより，式（２７）の現サンプルでの推定位置・推定速度など推定状態Ｘｈ（ｎ）を生成する。
【０１６９】
そして二自由度制御では、推定状態（位置）Ｘｈ（ｎ）と目標位置軌道ｒ（ｎ）との差分値を加算ブロック５８で演算し、乗算ブロック７６は、それに係数行列−Ｆ・Ａｄをかけた値を演算する。一方、遅延ブロック８２で遅延された１サンプル前の出力ｕ（ｎ−１）に、乗算ブロック７８で、係数行列−Ｆ・Ｂｄを乗じる。そして、加算ブロック８０は、この結果と、乗算ブロック７６の結果を加算し、式（２７）の２番目の式の出力値ｕ（ｎ）を得る。
【０１７０】
一方、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ）と、出力値ｕ（ｎ）と、遅延ブロック３４で遅延された前サンプルの出力値ｕ（ｎ−１）から乗算ブロック６２，６４−１，６４−２、加算ブロック６６により、（２７）式の３番目の式のように、計算する。
【０１７１】
尚、遅延ブロック６８は、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を遅延し、乗算ブロック５０は、遅延ブロック６８の出力に、Ｃを乗じて、現サンプルの推定位置ｘ（ｎ）を計算する。
【０１７２】
このように、オーバーラン防止のための二自由度制御系において、二自由度制御の出力の遅延（演算遅延及び駆動アンプ、Ｄ／Ａコンバータ等のハード遅延）を考慮して、サンプル時点から遅延分進んだＴｄの推定状態を演算し、この推定状態から出力を演算するため、サンプル時点から、計算中に状態変化があっても、出力遅延の影響を防止し、精度の高い位置制御が可能となり、オーバーランを防止できる。
【０１７３】
又、同一のサンプル時刻で、二自由度制御項を計算しているため、計算順序が複雑となることを防止でき、高速に演算できる。更に、状態推定順序が守ることができ、系全体の安定性を維持することができる。
【０１７４】
（位置制御系の第５の実施の形態）
図２０は、本発明の二自由度位置制御系の第５の実施の形態のブロック図である。マルチレート制御は、１サンプルで、２回又は３回、電流を変化させるものである。２回変化するものを２倍のマルチレート構成、３回変化するものを３倍のマルチレート構成という。
【０１７５】
このマルチレート制御には、状態推定をシングルレートで行うシングルレート状態推定と、状態推定をマルチレートで行うマルチレート状態推定とがある。いずれも、１サンプルで、電流を、ｕ（ｎ），ｕ（ｎ＋０．５）と２回演算し、変化する。
【０１７６】
先ず、シングルレート状態推定でのマルチレート制御を説明する。マルチレート制御では、１サンプルで、電流出力値をｕ（ｎ），ｕ（ｎ＋０．５）と出力する。そのため、基本的には、式（２６）を２回演算する。即ち、下記式（２８）、式（２９）を実行する。
【０１７７】
【数２８】
【０１７８】
【数２９】
【０１７９】
即ち、先ず、出力ｕ（ｎ）と、次の状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）を演算するため、式（２８）を演算する。この式（２８）は、基本的に、式（２６）と同一であるが、１サンプル中に２回電流が変化するため、Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）とＸｂ（ｎ＋０．５）の演算には、ｕ（ｎ−１）と、ｕ（ｎ−０．５）とを使用する。
【０１８０】
そして、式（２９）のように、（ｎ＋０．５）サンプルでの推定状態Ｘｈ（ｎ＋０．５）を、式（２８）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）とした上で、目標軌道ｒ（ｎ＋０．５）を用いて、式（２８）と同様に、出力ｕ（ｎ＋０．５）と、次の状態Ｘｂ（ｎ＋１）を演算する。
【０１８１】
ここで、式（２８）、式（２９）中の係数Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は、遅延を加味したＴｄが、Ｔ／２（＝ｎ＋０．５）との比較により変わり、Ｔｄ＜Ｔ／２の場合には、次式（３０）で決まる。
【０１８２】
【数３０】
【０１８３】
一方、Ｔ／２＜Ｔｄ＜Ｔの場合は、次式（３１）で決まる。
【０１８４】
【数３１】
【０１８５】
即ち、この式（３０）、（３１）のｕ（ｎ）の係数が、式（２８）、式（２９）のＢ１であり、ｕ（ｎ−０．５）の係数が、Ｂ２であり、ｕ（ｎ−１）の係数が、Ｂ３である。従って、Ｔｄ＜Ｔ／２の場合には、係数Ｂ３は、「０」、Ｔ／２＜Ｔｄの場合は、Ｂ１は、「０」となる。
【０１８６】
次に、マルチレート状態推定でのマルチレート制御を説明する。同様に、マルチレート制御では、１サンプルで、電流出力値をｕ（ｎ），ｕ（ｎ＋０．５）と出力する。そのため、マルチレート状態推定でも、基本的には、式（２４）を２回演算する。即ち、下記式（３２）、式（３３）を実行する。
【０１８７】
【数３２】
【０１８８】
【数３３】
【０１８９】
先ず、出力ｕ（ｎ）と、次の状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）を演算するため、式（３２）を演算する。この式（３２）は、基本的に、式（２６）と同一であるが、１サンプル中に２回電流が変化するため、Ｘｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）とＸｂ（ｎ＋０．５）の演算には、ｕ（ｎ−１）と、ｕ（ｎ−０．５）とを使用する。又、推定位置誤差ｅ（ｎ）を、（ｙ（ｎ）−Ｃ・Ｘｂ（ｎ））で、別に演算する。
【０１９０】
そして、式（３３）のように、（ｎ＋０．５）サンプルでの推定状態Ｘｈ（ｎ＋０．５）を、式（３２）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）に、式（３２）のｅ（ｎ）にＬ２を乗じた値で補正する。更に、目標軌道ｒ（ｎ＋０．５）を用いて、式（３３）と同様に、出力ｕ（ｎ＋０．５）と、次の状態Ｘｂ（ｎ＋１）を演算する。
【０１９１】
ここで、式（３２）、式（３３）中の係数Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は、遅延を加味したＴｄが、Ｔ／２（＝ｎ＋０．５）との比較により変わり、Ｔｄ＜Ｔ／２の場合には、式（３０）、２／Ｔ＜Ｔｄの場合は、式（３１）で決まる。
【０１９２】
式（２８）、式（２９）のシングルレート状態推定と比較すると、式（３３）のように、（ｎ＋０．５）サンプルでの推定状態Ｘｈ（ｎ＋０．５）を、式（３２）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）に、式（３２）のｅ（ｎ）にＬ２を乗じた値で補正している点が相違する
このように、１回目と同様に、２回目の推定状態を、サンプル時刻に観測した位置誤差で補正することが、マルチレート状態推定である。
【０１９３】
式（３２）、式（３３）のＸｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）とＸｈ（ｎ＋０．５＋Ｔｄ／Ｔ）を、式（３２）、式（３３）の他の式に代入すると、式（３２）、式（３３）は、次式（３４）に変形できる。
【０１９４】
【数３４】
【０１９５】
式（３４）は、式（３２）のＸｈ（ｎ＋Ｔｄ／Ｔ）を式（３２）のｕ（ｎ）の計算にまとめ、式（３３）のＸｈ（ｎ＋０．５＋Ｔｄ／Ｔ）を、式（３３）のｕ（ｎ＋０．５）に纏め、結合したものである。式が少なくなれば、当然、計算時間も短くなり、応答が速くなる。
【０１９６】
尚、式（３４）のＬ２を「０」とすると、式（２８）、式（２９）で説明したシングルレート状態推定式を示し、Ｌ２が「０」でないと、マルチレート状態推定式を示す。
【０１９７】
図２０は、式（３４）をブロック化したブロック図である。図２０の構成は、基本的に、図１９の構成を２つ直列に連結したものである。図３０に示すように、現サンプルｎでの観測位置（位置誤差）ｙ（ｎ）を取り込み，前サンプルで推定した現サンプルの予測位置Ｃ・Ｘｂ（ｎ）と観測位置ｙ（ｎ）の差分を、演算ブロック５２−１で演算し，推定位置誤差ｅｒ［ｎ］を生成する。乗算ブロック５４−１は、この推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に，推定ゲインＬ１をかけて、補正値を作る。
【０１９８】
加算ブロック５６−１は、この補正値と，予測位置，予測速度などの現サンプルでの推定状態Ｘｂ［ｎ］とを加算する。これにより，式（３４）の現サンプルでの推定位置・推定速度など推定状態Ｘｈ（ｎ）を生成する。
【０１９９】
そして二自由度制御では、推定状態（位置）Ｘｈ（ｎ）と目標位置軌道ｒ（ｎ）との差分値を加算ブロック５８−１で演算し、乗算ブロック７６−１で、それに係数行列−Ｆ・Ａｄをかけた値を演算する。一方、出力ｕ（ｎ−１）に、乗算ブロック７８−２で、係数行列−Ｆ・Ｂｄ２を乗じて、出力ｕ（ｎ−０．５）に、乗算ブロック７８−１で、係数行列−Ｆ・Ｂｄ１を乗じる。３つの乗算ブロック７６−１，７８−１，７８−２の出力を加算ブロック８０−１が加算し、式（３４）の３番目の式の出力値ｕ（ｎ）を得る。
【０２００】
一方、次の（ｎ＋０．５）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋０．５）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ）に乗算ブロック６２−１で係数行列Ａを乗じた値と、乗算ブロック６４−１で、出力値ｕ（ｎ）に係数行列Ｂ１を乗じた値と、乗算ブロック６４−３で、出力値ｕ（ｎ−０．５）に係数行列Ｂ２を乗じた値と、遅延ブロック８２−１で遅延された前サンプルの出力値ｕ（ｎ−１）に乗算ブロック６４−２で係数行列Ｂ３を乗じた値とを、加算ブロック６６−１が加算して、（３４）式の４番目の式のように、計算する。
【０２０１】
次に、演算ブロック５２で演算した推定位置誤差ｅｒ［ｎ］に、乗算ブロック５４−２で、推定ゲインＬ２をかけて、補正値を作る。加算ブロック５６−２は、この補正値と，予測位置，予測速度などの現サンプルでの推定状態Ｘｂ［ｎ＋０．５］とを加算する。これにより，式（３４）の現サンプルでの推定位置・推定速度など推定状態Ｘｈ（ｎ＋０．５）を生成する。
【０２０２】
そして、マルチレート制御では、推定状態（位置）Ｘｈ（ｎ＋０．５）と目標位置軌道ｒ（ｎ＋０．５）との差分値を加算ブロック５８−２が演算し、乗算ブロック７６−２は、それに係数行列−Ｆ・Ａｄをかけた値を演算する。
【０２０３】
一方、出力ｕ（ｎ−０．５）に、乗算ブロック７８−４は、係数行列−Ｆ・Ｂｄ２を乗じて、出力ｕ（ｎ）に、乗算ブロック７８−３は、係数行列−Ｆ・Ｂｄ１を乗じる。３つの乗算ブロック７６−２，７８−３，７８−４の出力を加算ブロック８０−２が加算し、式（３４）の６番目の式の出力値ｕ（ｎ＋０．５）を得る。
【０２０４】
一方、次の（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を、現サンプルの推定状態Ｘｈ（ｎ＋０．５）に乗算ブロック６２−２で係数行列Ａを乗じた値と、乗算ブロック６４−４で、出力値ｕ（ｎ＋０．５）に係数行列Ｂ１を乗じた値と、乗算ブロック６４−６で、出力値ｕ（ｎ）に係数行列Ｂ２を乗じた値と、遅延ブロック８２−２で遅延された前サンプルの出力値ｕ（ｎ−０．５）に乗算ブロック６４−５で係数行列Ｂ３を乗じた値とを、加算ブロック６６−２により加算して、（３４）式の７番目の式のように、計算する。
【０２０５】
尚、遅延ブロック６８は、次のサンプル（ｎ＋１）の推定状態Ｘｂ（ｎ＋１）を遅延し、乗算ブロック２０−１は、遅延ブロック５０の出力に、Ｃを乗じて、現サンプルの推定位置ｘ（ｎ）を計算する。
【０２０６】
このように、同一のサンプル時刻で、二自由度制御項を計算しているため、このマルチレート制御では、特に、計算順序が複雑となることを防止でき、高速に演算できる。更に、状態推定順序が守ることができ、系全体の安定性を維持することができる。
【０２０７】
尚、図２０のブロックにおいて、乗算ブロック５４−２のＬ２を「０」に設定すると、シングルレート状態推定の構成となり、図２０の構成は、シングルレート、マルチレート状態推定にいずれにも使用できる。
【０２０８】
この場合には、図５で説明した目標軌道生成部４４は、目標軌道ｒを、０．５サンプル時刻毎に生成する。即ち、ｒ（ｎ），ｒ（ｎ＋０．５）を生成する。同様に、前述の電流段差解消軌道生成部２８も、電流段差解消軌道ｒ‘を、０．５サンプル時刻毎に生成する。即ち、ｒ’（ｎ），ｒ‘（ｎ＋０．５）を生成する。
【０２０９】
（他の実施の形態）
前述の実施の形態では、位置制御を、磁気ディスク装置のヘッド位置決め装置の適用の例で説明したが、光ディスク装置等の他のディスク装置にも適用できる。又、外乱モデルを考慮しているが、外乱モデルを考慮しない場合にも、採用できる。
【０２１０】
以上、本発明を、実施の形態で説明したが、本発明は、その趣旨の範囲内で種々の変形が可能であり、これを本発明の範囲から排除するものではない。
【０２１１】
（付記１）対象物を目標位置に、アクチュエータによりシーク制御するシーク制御方法において、前記対象物の目標位置と前記対象物の現在位置とから位置誤差を演算するステップと、前記位置誤差に従い、シーク制御を実行するステップと、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行するステップとを有し、前記フォローイング制御を実行するステップは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成するステップと、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行するステップとを有することを特徴とするシーク制御方法。
【０２１２】
（付記２）前記目標軌道を生成するステップは、前記二自由度現在オブザーバ制御により、前記切り替え後の前記フォローイング制御の制御電流を演算するステップと、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記演算された前記フォローイング制御の制御電流との差に従う目標軌道を生成するステップとを有することを特徴とする付記１のシーク制御方法。
【０２１３】
（付記３）前記シーク制御を実行するステップは、目標位置までの位置軌道に応じて、前記二自由度現在オブザーバ制御により、制御電流を演算するステップを有することを特徴とする付記１のシーク制御方法。
【０２１４】
（付記４）前記二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行するステップは、前記現在オブザーバの現サンプルの推定位置との推定位置誤差により、現サンプルの推定位置を補正するステップと、前記補正された推定位置と現サンプルの目標軌道との差を演算し、且つ前記差から前記アクチュエータの出力値を演算するステップと、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算するステップとを有することを特徴とする付記１のシーク制御方法。
【０２１５】
（付記５）前記目標軌道を生成するステップは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算するステップを有することを特徴とする付記１のシーク制御方法。
【０２１６】
（付記６）前記目標軌道を生成するステップは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算するステップと、前記差に従い、目標位置軌道を生成するステップとを有することを特徴とする付記１のシーク制御方法。
【０２１７】
（付記７）記憶媒体のデータを少なくとも読み取るヘッドと、前記記憶媒体の所定位置に、前記ヘッドを位置決めするアクチュエータと、前記ヘッドの目標位置と前記ヘッドから得た現在位置とから位置誤差に従い、シーク制御を実行し、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行する制御ユニットとを有し、前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成し、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行することを特徴とする媒体記憶装置。
【０２１８】
（付記８）前記制御ユニットは、前記二自由度現在オブザーバ制御により、前記切り替え後の前記フォローイング制御の制御電流を演算し、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記演算された前記フォローイング制御の制御電流との差に従う目標軌道を生成することを特徴とする付記７の媒体記憶装置。
【０２１９】
（付記９）前記制御ユニットは、目標位置までの位置軌道に応じて、前記二自由度現在オブザーバ制御により、制御電流を演算して、シーク制御することを特徴とする付記７の媒体記憶装置。
【０２２０】
（付記１０）前記制御ユニットは、前記現在オブザーバの現サンプルの推定位置との推定位置誤差により、現サンプルの推定位置を補正し、前記補正された推定位置と現サンプルの目標軌道との差を演算し、且つ前記差から前記アクチュエータの出力値を演算し、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算することを特徴とする付記７の媒体記憶装置。
【０２２１】
（付記１１）前記制御ユニットは、１サンプル前の出力値と前記差とから前記サンプル時点から所定時間進んだ推定位置を演算し、前記進んだ推定位置から前記アクチュエータへの出力値を演算し、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値と、前記１サンプル前の出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算することを特徴とする付記１０の媒体記憶装置。
【０２２２】
（付記１２）前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算することを特徴とする付記７の媒体記憶装置。
【０２２３】
（付記１３）前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算し、前記差に従い、目標位置軌道を生成することを特徴とする付記７の媒体記憶装置。
【０２２４】
（付記１４）対象物を目標位置に、アクチュエータによりシーク制御するシーク制御装置において、前記対象物の目標位置と前記対象物の現在位置とから位置誤差を演算するブロックと、前記位置誤差に従い、シーク制御を実行し、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行する制御ユニットとを有し、前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成し、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行することを特徴とするシーク制御装置。
【０２２５】
（付記１５）前記制御ユニットは、前記二自由度現在オブザーバ制御により、前記切り替え後の前記フォローイング制御の制御電流を演算し、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記演算された前記フォローイング制御の制御電流との差に従う目標軌道を生成することを特徴とする付記１４のシーク制御装置。
【０２２６】
（付記１６）前記制御ユニットは、目標位置までの位置軌道に応じて、前記二自由度現在オブザーバ制御により、制御電流を演算して、シーク制御することを特徴とする付記１４のシーク制御装置。
【０２２７】
（付記１７）前記制御ユニットは、前記現在オブザーバの現サンプルの推定位置との推定位置誤差により、現サンプルの推定位置を補正し、前記補正された推定位置と現サンプルの目標軌道との差を演算し、且つ前記差から前記アクチュエータの出力値を演算し、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算することを特徴とする付記１４のシーク制御装置。
【０２２８】
（付記１８）前記制御ユニットは、１サンプル前の出力値と前記差とから前記サンプル時点から所定時間進んだ推定位置を演算し、前記進んだ推定位置から前記アクチュエータへの出力値を演算し、前記補正された推定位置と、前記現サンプルの出力値と、前記１サンプル前の出力値とから次の出力値演算のための推定位置を演算することを特徴とする付記１７のシーク制御装置。
【０２２９】
（付記１９）前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算することを特徴とする付記１４のシーク制御装置。
【０２３０】
（付記２０）前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算し、前記差に従い、目標位置軌道を生成することを特徴とする付記１４のシーク制御装置。
【産業上の利用可能性】
【０２３１】
シークからフォローイングへの切り替え時に、電流値ｕ（ｎ），ｕ（ｎ−１）の差分から段差分の電流値Ｕｄｉｆｆを計算し、この計算値を相殺する目標位置軌道（又は目標電流軌道）を、フォローイング制御に供給するため、出力電流の電流段差が解消される。又、フォローイング制御は、二自由度制御系で構成され、目標位置軌道が二自由度位置制御系の目標位置として与えられるため、余分な外乱入力にはならず、制御系への影響がない。更に、電流段差の解消構成を用いることで、より切り替え条件が緩和でき，従来よりも目標位置からより遠い位置で、より速い速度で，フォローイング制御への切替が可能になる。そのため、シーク時間は、より短縮できる。
【図面の簡単な説明】
【０２３２】
【図１】本発明の一実施形態を示す媒体記憶装置の構成図である。
【図２】図１のディスクの位置信号の説明図である。
【図３】図２の位置信号の詳細説明図である。
【図４】本発明の一実施の形態のシーク制御の遷移図である。
【図５】本発明の位置制御系の第１の実施の形態のブロック図である。
【図６】図５の段差解消軌道の説明図である。
【図７】図５の電流段差解消動作の説明図である。
【図８】図５のフォローイングコントローラのブロック図である。
【図９】本発明の他の段差解消軌道の説明図である。
【図１０】本発明の更に他の段差解消軌道の説明図である。
【図１１】本発明の更に他の段差解消軌道の説明図である。
【図１２】本発明の更に他の段差解消軌道の説明図である。
【図１３】本発明の更に他の段差解消軌道の説明図である。
【図１４】本発明の位置制御系の第２の実施の形態の現在オブザーバのブロック図である。
【図１５】本発明の比較例の説明図である。
【図１６】本発明の実施例の特性図である。
【図１７】本発明の位置制御系の第３の実施の形態の現在オブザーバのブロック図である。
【図１８】本発明の位置制御系の第３の実施の形態の電流軌道の説明図である。
【図１９】本発明の位置制御系の第４の実施の形態の現在オブザーバのブロック図である。
【図２０】本発明の位置制御系の第５の実施の形態の現在オブザーバのブロック図である。
【図２１】従来のシーク制御装置のブロック図である。
【図２２】従来の切り替え時の電流段差の説明図である。
【符号の説明】
【０２３３】
１ アクチュエータ
２ スピンドルモータの回転軸
３ ヘッド
４ ディスク
５ スピンドルモータ
６ アクチュエータのＶＣＭ駆動回路
７ 位置復調回路
８ スピンドルモータの駆動回路
９ バス
１０ データの記録再生回路
１１ ハードディスクコントローラ
１２ ＭＣＵのＲＡＭ
１３ ＭＣＵのＲＯＭ
１４ マイクロコントローラユニット
１５ ハードディスクコントローラのＲＡＭ
１６ 位置信号
２０ 位置制御装置
２２ フォローイングコントローラ
２４ シークコントローラ
２６ 整定判定部
２８ 電流段差解消軌道生成部
４０ プラント
【特許請求の範囲】
【請求項１】
対象物を目標位置に、アクチュエータによりシーク制御するシーク制御方法において、
前記対象物の目標位置と前記対象物の現在位置とから位置誤差を演算するステップと、
前記位置誤差に従い、シーク制御を実行するステップと、
前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行するステップとを有し、
前記フォローイング制御を実行するステップは、
前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成するステップと、
前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行するステップとを有する
ことを特徴とするシーク制御方法。
【請求項２】
前記目標軌道を生成するステップは、
前記二自由度現在オブザーバ制御により、前記切り替え後の前記フォローイング制御の制御電流を演算するステップと、
前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記演算された前記フォローイング制御の制御電流との差に従う目標軌道を生成するステップとを有する
ことを特徴とする請求項１のシーク制御方法。
【請求項３】
前記シーク制御を実行するステップは、目標位置までの位置軌道に応じて、前記二自由度現在オブザーバ制御により、制御電流を演算するステップを有する
ことを特徴とする請求項１のシーク制御方法。
【請求項４】
記憶媒体のデータを少なくとも読み取るヘッドと、
前記記憶媒体の所定位置に、前記ヘッドを位置決めするアクチュエータと、
前記ヘッドの目標位置と前記ヘッドから得た現在位置とから位置誤差に従い、シーク制御を実行し、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行する制御ユニットとを有し、
前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成し、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行する
ことを特徴とする媒体記憶装置。
【請求項５】
前記制御ユニットは、前記二自由度現在オブザーバ制御により、前記切り替え後の前記フォローイング制御の制御電流を演算し、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記演算された前記フォローイング制御の制御電流との差に従う目標軌道を生成する
ことを特徴とする請求項４の媒体記憶装置。
【請求項６】
前記制御ユニットは、目標位置までの位置軌道に応じて、前記二自由度現在オブザーバ制御により、制御電流を演算して、シーク制御する
ことを特徴とする請求項４の媒体記憶装置。
【請求項７】
対象物を目標位置に、アクチュエータによりシーク制御するシーク制御装置において、
前記対象物の目標位置と前記対象物の現在位置とから位置誤差を演算するブロックと、
前記位置誤差に従い、シーク制御を実行し、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行する制御ユニットとを有し、
前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成し、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行する
ことを特徴とするシーク制御装置。
【請求項８】
前記制御ユニットは、前記二自由度現在オブザーバ制御により、前記切り替え後の前記フォローイング制御の制御電流を演算し、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記演算された前記フォローイング制御の制御電流との差に従う目標軌道を生成する
ことを特徴とする請求項７のシーク制御装置。
【請求項９】
前記制御ユニットは、目標位置までの位置軌道に応じて、前記二自由度現在オブザーバ制御により、制御電流を演算して、シーク制御する
ことを特徴とする請求項７のシーク制御装置。
【請求項１０】
前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算し、前記差に従い、目標位置軌道を生成する
ことを特徴とする請求項７のシーク制御装置。
【請求項１】
対象物を目標位置に、アクチュエータによりシーク制御するシーク制御方法において、
前記対象物の目標位置と前記対象物の現在位置とから位置誤差を演算するステップと、
前記位置誤差に従い、シーク制御を実行するステップと、
前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行するステップとを有し、
前記フォローイング制御を実行するステップは、
前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成するステップと、
前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行するステップとを有する
ことを特徴とするシーク制御方法。
【請求項２】
前記目標軌道を生成するステップは、
前記二自由度現在オブザーバ制御により、前記切り替え後の前記フォローイング制御の制御電流を演算するステップと、
前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記演算された前記フォローイング制御の制御電流との差に従う目標軌道を生成するステップとを有する
ことを特徴とする請求項１のシーク制御方法。
【請求項３】
前記シーク制御を実行するステップは、目標位置までの位置軌道に応じて、前記二自由度現在オブザーバ制御により、制御電流を演算するステップを有する
ことを特徴とする請求項１のシーク制御方法。
【請求項４】
記憶媒体のデータを少なくとも読み取るヘッドと、
前記記憶媒体の所定位置に、前記ヘッドを位置決めするアクチュエータと、
前記ヘッドの目標位置と前記ヘッドから得た現在位置とから位置誤差に従い、シーク制御を実行し、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行する制御ユニットとを有し、
前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成し、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行する
ことを特徴とする媒体記憶装置。
【請求項５】
前記制御ユニットは、前記二自由度現在オブザーバ制御により、前記切り替え後の前記フォローイング制御の制御電流を演算し、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記演算された前記フォローイング制御の制御電流との差に従う目標軌道を生成する
ことを特徴とする請求項４の媒体記憶装置。
【請求項６】
前記制御ユニットは、目標位置までの位置軌道に応じて、前記二自由度現在オブザーバ制御により、制御電流を演算して、シーク制御する
ことを特徴とする請求項４の媒体記憶装置。
【請求項７】
対象物を目標位置に、アクチュエータによりシーク制御するシーク制御装置において、
前記対象物の目標位置と前記対象物の現在位置とから位置誤差を演算するブロックと、
前記位置誤差に従い、シーク制御を実行し、前記目標位置近傍に到達したことを検出して、フォローイング制御に切り替え、フォローイング制御を実行する制御ユニットとを有し、
前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差に従う目標軌道を生成し、前記目標軌道と前記位置誤差に従い、二自由度現在オブザーバ制御によりフォローイング制御を実行する
ことを特徴とするシーク制御装置。
【請求項８】
前記制御ユニットは、前記二自由度現在オブザーバ制御により、前記切り替え後の前記フォローイング制御の制御電流を演算し、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記演算された前記フォローイング制御の制御電流との差に従う目標軌道を生成する
ことを特徴とする請求項７のシーク制御装置。
【請求項９】
前記制御ユニットは、目標位置までの位置軌道に応じて、前記二自由度現在オブザーバ制御により、制御電流を演算して、シーク制御する
ことを特徴とする請求項７のシーク制御装置。
【請求項１０】
前記制御ユニットは、前記切り替え前のシーク制御の制御電流と前記切り替え後の前記フォローイング制御での制御電流との差を演算し、前記差に従い、目標位置軌道を生成する
ことを特徴とする請求項７のシーク制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【公開番号】特開２００８−８４１０３（Ｐ２００８−８４１０３Ａ）
【公開日】平成２０年４月１０日（２００８．４．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−２６４６７９（Ｐ２００６−２６４６７９）
【出願日】平成１８年９月２８日（２００６．９．２８）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年４月１０日（２００８．４．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年９月２８日（２００６．９．２８）
【出願人】（０００００５２２３）富士通株式会社 (25,993)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]