スイッチングゲートドライバ
【課題】スイッチングゲートドライバにおいて、スイッチング時間を短くして、スイッチング損失を低減すること。
【解決手段】本発明は、ＩＧＢＴ素子のスイッチングゲートドライバであって、ＩＧＢＴ素子のゲート電流を制御するための抵抗部、及び、前記ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ間の電圧に応じて、前記抵抗部の可変抵抗を制御するための制御信号を前記抵抗部に出力する電圧検針部を含むスイッチングゲートドライバを提供する。
【解決手段】本発明は、ＩＧＢＴ素子のスイッチングゲートドライバであって、ＩＧＢＴ素子のゲート電流を制御するための抵抗部、及び、前記ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ間の電圧に応じて、前記抵抗部の可変抵抗を制御するための制御信号を前記抵抗部に出力する電圧検針部を含むスイッチングゲートドライバを提供する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ等を駆動するために備えられるスイッチングゲートドライバに関するものであって、より詳しくは、オン／オフ（Ｏｎ／Ｏｆｆ）スイッチングストレスを低減するためのスイッチグゲートドライバに関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータは、交流電圧を直流電圧に変換し、スイッチング素子がＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号に応じて、前記変換した直流電圧をスイッチングさせ交流電圧を生成し、生成した交流電圧を負荷に出力して駆動させるものであって、ユーザが所望する電圧及び周波数の交流電圧を負荷に供給して、負荷の駆動を精密に制御することができる装置である。
【０００３】
インバータに備えられるスイッチング素子としては、一般に、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が多く用いられている。ＩＧＢＴまたはＭＯＳトランジスタを制御するための回路がスイッチングゲートドライバである。
【０００４】
図１は、ゲートドライバの回路図である。産業で用いられるほとんどのＩＧＢＴ素子を制御するためのゲートドライブは、図１に示されているような構造で構成されている。
【０００５】
図１を参照すると、ゲートドライバは、ＩＧＢＴ素子をスイッチングするために、ゲート抵抗ＲＧ（ｏｎ）、ＲＧ（ｏｆｆ）、Ｒｉｎ、ＲＧＥ、キャパシタＣ、及び、２つのスイッチング素子を含む。ゲートドライブは、ＩＧＢＴの制御信号を入力され、ＩＧＢＴの駆動に適した電圧レベルＶＧ＋、ＶＧ−に信号を変換して、ゲート抵抗ＲＧ（ｏｎ）、ＲＧ（ｏｆｆ）を介してＩＧＢＴ素子のゲートに電荷を充放電する。ＩＧＢＴのゲートに充電される電荷量に応じて、ＩＧＢＴ素子のゲート電圧Ｖｇｅが印加され、ゲート電圧ＶｇｅがＩＧＢＴ素子の駆動電圧よりも大きくなると、ＩＧＢＴは、ターンオン状態に変換される。
【０００６】
ＩＧＢＴ素子のゲート電圧Ｖｇｅが駆動電圧以下になると、ＩＧＢＴ素子はターンオフ状態になる。このとき、ＩＧＢＴ素子のターンオン時間及びターンオフ時間は、ゲート抵抗ＲＧ（ｏｎ）、ＲＧ（ｏｆｆ）の大きさによって決められる。ゲート抵抗ＲＧ（ｏｎ）、ＲＧ（ｏｆｆ）を小さく設計すると、ＩＧＢＴ素子のスイッチング時、急激な電流の切り替えにより、ＩＧＢＴターンオフ動作で、ＩＧＢＴ素子のコレクタとエミッタとの間に大きなスパイク（ｓｐｉｋｅ）電圧が発生し、ＩＧＢＴ素子のターンオン動作で、環流ダイオードの大きな逆回復電流が発生する。逆に、ゲート抵抗ＲＧ（ｏｎ）、ＲＧ（ｏｆｆ）を大きく設計すると、電流の切り替え時間が大きくなり、スイッチング損失が増加する。
【０００７】
図２ないし図５は、図１に示されたゲートドライバの様々な実施例を示す回路図である。
【０００８】
図２は、抵抗ＲＧ（ｏｎ）、ＲＧ（ｏｆｆ）を備えている場合を示したものであり、図３は、図２の抵抗ＲＧ（ｏｎ）、ＲＧ（ｏｆｆ）を一つで具現した場合である。図３は、ＩＧＢＴ素子のターンオン時の充電電流経路を示しており、図４は、ＩＧＢＴ素子ターンオフ時の放電電流経路を示している。
【０００９】
前述のように、従来のゲートドライブは、ＩＧＢＴ素子の駆動電源を供給するＭＯＳトランジスタまたはトーテムポール回路と、ＩＧＢＴのゲート充放電電流を制限するゲート抵抗ＲＧとから構成されている。ゲート抵抗ＲＧは、図２のように、ＩＧＢＴ素子のターンオン時、ＩＧＢＴ素子のゲート充電電流を制限するゲート抵抗ＲＧ（ｏｎ）と、ＩＧＢＴ素子ターンオフ時、ＩＧＢＴ素子のゲート放電電流を制限するゲート抵抗ＲＧ（ｏｆｆ）とに分離して構成したり、又は、図３のように、ＩＧＢＴ素子のターンオン／ターンオフ動作を区別せずに１つのゲート抵抗で構成することができる。
【００１０】
ＩＧＢＴ素子のゲート充放電電流は、図４のように、ＩＧＢＴ素子ターンオン時には、ＲＧ（ｏｎ）を介して充電され、図５のように、ＩＧＢＴ素子のターンオフ時には、ゲート抵抗ＲＧ（ｏｆｆ）を介して放電される。ゲート抵抗ＲＧは、ＩＧＢＴ素子のターンオフ時発生するＩＧＢＴのスパイク電圧、ターンオン時発生する環流ダイオードの逆回復電流、及びスイッチング損失を考慮して、適正な値に定められる。
【００１１】
ゲート抵抗ＲＧにより決定されるＩＧＢＴ素子のスパイク電圧と還流ダイオードの逆回復電流は、スイッチング損失に対して相補的な関係を有する。このとき、ゲート抵抗ＲＧを非常に大きく設計すると、ＩＧＢＴのゲート充放電時間が長くなり、ＩＧＢＴ素子のターンオフまたはターンオン時発生するＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧と環流ダイオード逆回復電流は低減するが、スイッチング損失は増加する。
【００１２】
ゲート抵抗ＲＧを小さく設計すると、ＩＧＢＴ素子のゲート充放電時間が短くなり、スイッチング損失は減少するが、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧と還流ダイオードの逆回復電流は増加する。ゲート抵抗ＲＧは、設計された固定値を用いるため、ＩＧＢＴ素子のゲート充放電時間は一定である。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は、上述した問題点を解決するためのものであって、ＩＧＢＴ素子のゲート端に備えられる抵抗を可変抵抗としたスイッチングゲートドライブを提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は、ＩＧＢＴ素子のスイッチングゲートドライバであって、ＩＧＢＴ素子のゲート電流を制御するための抵抗部、及び、前記ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ間の電圧に応じて、前記抵抗部の可変抵抗を制御するための制御信号を前記抵抗部に出力する電圧検針部を含むスイッチングゲートドライバを提供する。
【００１５】
また、前記抵抗部は、前記可変抵抗を備える可変抵抗部、及び、固定抵抗値を有する固定抵抗部を含む。
【００１６】
また、前記可変抵抗部は、前記制御信号を入力され、可変抵抗の値を変更することができる。前記可変抵抗部は、複数のスイッチと、前記複数のスイッチに対応する抵抗とを備えており、前記複数のスイッチを開放（オープン）または短絡（クローズ）することにより可変にする抵抗値を提供する。
【００１７】
前記固定抵抗部は、互いに並列に連結された第１の抵抗及び第２の抵抗を含み、前記可変抵抗部は、前記第１の抵抗と並列連結された第１のスイッチ及び前記第１のスイッチと直列連結された第３の抵抗、また、前記第２の抵抗と並列連結された第２のスイッチ及び前記第２のスイッチと直列連結された第４の抵抗を含む。
【００１８】
前記電圧検針部は、基準電圧を設定する。
【００１９】
前記電圧検針部は、前記ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧をモニタリングし、前記コレクタ−エミッタ電圧が前記基準電圧値より小さい場合、前記第１のスイッチを短絡して、前記ＩＧＢＴ素子のゲート入力電流を増加させる。
【００２０】
前記電圧検針部は、前記ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧をモニタリングし、前記コレクタ−エミッタ電圧が前記基準電圧値より大きい場合、前記第２のスイッチを開放して、前記ＩＧＢＴ素子のゲート入力電流を減少させる。
【００２１】
また、前記スイッチングゲートドライバは、ゲートドライバから信号を入力され、前記ＩＧＢＴ素子のゲート信号を提供するトーテムポール回路をさらに含む。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によるゲートドライバは、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅに応じてゲート抵抗を可変にして、ＩＧＢＴ素子のターンオフ時発生するＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧のスパイク電圧を抑制するため、固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブよりスイッチング時間を短くして、スイッチング損失を低減することができる。
【００２３】
また、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧のＩＧＢＴスパイク電圧を抑制して、ＩＧＢＴの電圧の定格容量を減らす。また、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧を抑制して、ＩＧＢＴのスパイク電圧抑制のためのスナバ回路の設計を容易にする。さらに、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴ素子のターンオフ時のスイッチング損失を低減して、ＩＧＢＴ素子の放熱設計を容易にする。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】ゲートドライバの回路図である。
【図２】図１に示されたゲートドライバの一実施例を示す回路図である。
【図３】図１に示されたゲートドライバの一実施例を示す回路図である。
【図４】図１に示されたゲートドライバの一実施例を示す回路図である。
【図５】図１に示されたゲートドライバの一実施例を示す回路図である。
【図６】インバータシステムにおけるＩＧＢＴゲートドライバの構成図である。
【図７】ＩＧＢＴ素子とＭＯＳＦＥＴ素子の動作特性を示す波形図である。
【図８】本発明の実施例によるスイッチングゲートドライバのブロック図である。
【図９】図８に示されたスイッチングゲートドライバの回路図である。
【図１０】電圧検針部に備えられた電圧検出回路の一実施例を示す回路図である。
【図１１】図９に示された各信号の動作状態を示す波形図である。
【図１２】図９に示されたスイッチングゲートドライバの動作を示す波形図である。
【図１３】図９に示されたスイッチングゲートドライバの動作を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者が、本発明の技術的思想を容易に実施できる程度に詳細に説明するために、本発明の最も好ましい実施例について添付図面を参照しながら説明する。
【００２６】
図６は、インバータシステムにおけるＩＧＢＴゲートドライバの構成図である。図７は、ＩＧＢＴ素子とＭＯＳＦＥＴ素子の動作特性を示す波形図である。図８は、本発明の実施例によるスイッチングゲートドライバのブロック図である。図９は、図８に示されたスイッチングゲートドライバの回路図である。図１０は、電圧検針部に備えられた電圧検出回路の一実施例を示す回路図である。図１１は、図９に示された各信号の動作状態を示す波形図である。図１２及び図１３は、図９に示されたスイッチングゲートドライバの動作を示す波形図である。
【００２７】
図６及び図７は、インバータシステムにおいて、ＩＧＢＴ素子のゲートドライブのスイッチング特性を示す。図６及び図７に示されているように、ＩＧＢＴ素子Ｔ１を通じて負荷電流ＩＬが流れているとき、ＩＧＢＴ素子Ｔ１がオフされると、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆方向ダイオードＤ２を通じて負荷電流ＩＬが流れるようになる。この時、負荷電流の変化速度（ｄｉ／ｄｔ）とインバータの負荷電流ＩＬの経路上の寄生インダクタンスによって、ＩＧＢＴ素子Ｔ１のコレクタ−エミッタの両端にＩＧＢＴ素子のスパイク（Ｓｐｉｋｅ）電圧が発生する。
【００２８】
ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆方向ダイオードＤ２を通じて負荷電流ＩＬが流れているとき、ＩＧＢＴ素子Ｔ１がターンオンされると、ＩＧＢＴ素子Ｔ１を通じて負荷電流ＩＬが流れるようになり、ダイオードの逆回復特性によってＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆方向ダイオードＤ２で還流ダイオードの逆回復電流が流れるようになる。素子Ｄ２の還流ダイオードの逆回復電流は、ＩＧＢＴ素子Ｔ１を通じて流れる負荷電流ＩＬに重畳して現れる。
【００２９】
本発明は、ＩＧＢＴ素子のターンオンまたはターンオフ動作時のＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタの電圧に応じてゲート抵抗ＲＧを可変にすることにより、適切なＩＧＢＴ素子のターンオン及びターンオフ時間を確保しながら、ＩＧＢＴ素子のスイッチング時に発生するＩＧＢＴのスパイク電圧及び還流ダイオードの逆回復電流を減少させるゲートドライブに関するものである。
【００３０】
本発明は、インバータだけでなく、ＩＧＢＴ素子、ＭＯＳＦＥＴ素子をはじめとする電力スイッチング素子が用いられる分野への適用が可能である。本発明は、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅに応じてゲート抵抗を可変にして、ＩＧＢＴ素子ターンオフ時に発生するＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴ素子のスパイク電圧を抑制し、ＩＧＢＴ素子ターンオン時に発生する環流ダイオードの逆回復電流を抑えることができる。また、同一のＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴ素子のスパイク電圧と還流ダイオードの逆回復電流を抑制する固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブよりスイッチング時間が短く、スイッチング損失を低減することができる。
【００３１】
また、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴ素子のスパイク電圧と還流ダイオードの逆回復電流を抑制するため、ＩＧＢＴの電圧及び電流の定格容量を減少することができ、ＩＧＢＴ素子の動作の切り替え時のスパイク電圧を抑制するためのスナバ回路の設計が容易である。また、ＩＧＢＴ素子のターンオン・ターンオフスイッチング切り替え時間が、同一のＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴ素子のスパイク電圧と還流ダイオードの逆回復電流を抑制する固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブよりも減少し、スイッチング損失が少ない。
【００３２】
図８に示されているように、本実施例によるゲートドライバは、トーテムポール回路２０、ＩＧＢＴ駆動電源部３０、電圧検針部４０、及び抵抗部５０を含む。
【００３３】
トーテムポール回路２０は、ゲートドライバ駆動チップ１０から提供されるＩＧＢＴ駆動信号を受けて可変抵抗部５０に提供する。ＩＧＢＴ駆動電源３０は、予定されたＩＧＢＴ駆動電圧を提供し、ＩＧＢＴ検針電圧Ｖｃｅの制限レベルを設定する。電圧検針部４０は、ＩＧＢＴ素子６０から提供されるＩＧＢＴ検針電圧Ｖｃｅを受けて、ＩＧＢＴゲート抵抗可変信号を提供する。抵抗部５０は、固定抵抗値を有する固定抵抗部５２と、可変抵抗値を提供するための可変抵抗部５１とを含む。
【００３４】
図９は、図８に示された各ブロックを実際の回路で具現した場合であって、便宜のため同一の図面符号をつけた。ここでは、可変抵抗部５１は、２つの抵抗と２つのスイッチとを備えており、電圧検針部４０で提供される抵抗可変信号に応答して、備えられているスイッチをターンオンまたはターンオフさせる。ここで、電圧検針部４０は、抵抗Ｒと、ダイオードＤと、電圧検出回路４１とを含み、多様に構成することができる。
【００３５】
本実施例によるゲートドライバの動作は、ＩＧＢＴ素子のターンオン動作とターンオフ動作とに区分できる。
【００３６】
図７は、ＩＧＢＴ素子のスイッチング時に発生するＩＧＢＴゲート電圧Ｖｇｅ、ＩＧＢＴコレクタ電流（ＩＣ）及びＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの動作波形である。ＩＧＢＴ素子のターンオンの動作は、ゲート電圧によって、(1)阻止状態（０〜ｔ１区間）、(2)ドレーン電流の上昇区間（ｔ１〜ｔ２区間）、(3)ターンオン区間（ｔ２〜ｔ３区間）、(4)抵抗特性領域（ｔ３〜ｔ４区間）に分けられ、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧の切り替えは、(3)ターンオン区間で発生する。ＩＧＢＴ素子のターンオフ動作は、ＩＧＢＴ素子のターンオンの動作の逆の順序で行われる。
【００３７】
本発明のゲートドライバの主な動作は、上記(3)ターンオン区間で発生するＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの切り替えで発生する。ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅは、図９の検針用ダイオードＤと検針用抵抗Ｒとを介して入力電圧ｖｃｅ１となって電圧検針部４０に入力される。このとき、検針用ダイオードＤにより電圧検針部４０に入力される入力電圧ｖｃｅ１の大きさは、ＩＧＢＴ駆動電源ＶＧ（＋）の大きさに制限され、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅをＶＧ（＋）の大きさまで制限された電圧である入力電圧ｖｃｅ１を電圧検出回路４１では継続的に入力される。
【００３８】
図１０は、電圧検針部に備えられた電圧検出回路の一実施例を示す回路図である。電圧検出回路４１はレベル検出器で構成することができる。電圧検出回路４１は、入力電圧Ｖｃｅ１を入力信号として入力され、制御信号ＲＣ１、ＲＣ２を出力信号ＯＵＴに提供する。電圧検出回路４１は、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅが一定の電圧レベル以上または以下に変化する時に制御信号ＲＣ１、ＲＣ２を提供する役割を果たす。電圧検出回路４１は、トランジスタ、演算増幅器、比較器などの様々な回路で具現することができる。ここでは、電圧検出回路４１は、前述したように、検針用ダイオードＤと検針用抵抗Ｒとを介して入ってきた電圧が、設定されたレベル以上または以下に変化するとき、ハイまたはローレベルの制御信号ＲＣ１、ＲＣ２を発生する。
【００３９】
図１１は、図１０に示された各信号の動作状態を示す波形図である。
【００４０】
図１１は、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅと電圧検針部４０に備えられている電圧検出回路４１の入力信号Ｖｃｅ１の波形及び制御信号ＲＣ１、ＲＣ２の波形を示している。
【００４１】
続いて、ＩＧＢＴ素子のターンオン動作時の電圧検針部４０は、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅが電圧検針部４０内に設定されている、予定された切り替え基準電圧以下になるとき、抵抗部５０の可変抵抗部５１に備えられた抵抗Ｒ１、Ｒ２が動作するようにスイッチＳＷ１、ＳＷ２を連結して、ＩＧＢＴ素子のゲート充電電流を増加させる。
【００４２】
ＩＧＢＴゲート充電電流が増加すると、ＩＧＢＴの電流の切り替え速度が増加するようになり、環流ダイオードの逆回復電流を抑制するために設計された制御信号ＲＣ１、ＲＣ２を調節して、電流の切り替えを速くする。ＩＧＢＴゲート抵抗可変によるＩＧＢＴゲート充電電流の増加は、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの切り替え中に発生するため、ＩＧＢＴのスイッチング時のＩＧＢＴ電流とＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの積によって算定されるＩＧＢＴのスイッチング損失は、同一の還流ダイオードの逆回復電流を抑制する固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブよりも減少する。したがって、ＩＧＢＴ素子のターンオン時、還流ダイオードの逆回復電流を抑制するため、ＩＧＢＴの電流の定格容量を低減することができる。
【００４３】
ＩＧＢＴ電流の切替速度は、同一の還流ダイオードの逆回復電流を抑制する固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブより速いため、デッドタイム（Ｄｅａｄ Ｔｉｍｅ）を小さく設計することができる。
【００４４】
図１２に示されているように、ＩＧＢＴ素子のターンオフ動作時、電圧検針部４０は、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅが電圧検針部４０内に設定された切り替え基準電圧以上になるとき、抵抗部５０の可変抵抗部５１のスイッチＳＷ１、ＳＷ２を開放（オープン）させ、ＩＧＢＴ素子のゲート放電電流を減少させる。ＩＧＢＴ素子のゲート放電電流が減少すると、ＩＧＢＴ電流の切替速度が減少し、よって、ＩＧＢＴターンオフ時、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅに現れるＩＧＢＴのスパイク電圧は減少するようになる。
【００４５】
可変抵抗部５１によるＩＧＢＴ放電電流の減少は、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧の切り替え中に発生するため、ＩＧＢＴのスイッチング時、ＩＧＢＴ電流とＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの積によって算定されるＩＧＢＴ素子のスイッチング損失は、同一のＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧を抑制する固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブよりも減少する。したがって、ＩＧＢＴ素子のターンオフ時、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧を抑制するため、ＩＧＢＴの電圧の定格容量を減少することができる。
【００４６】
また、ＩＧＢＴの電流の切替速度は、同一のＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧を抑制する固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブよりも速いため、デッドタイムを小さく設計することができる。
【００４７】
本実施例によるゲートドライバは、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅに応じてゲート抵抗ＲＧを可変にして、ＩＧＢＴ素子のターンオフ時発生するＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅのスパイク電圧を抑制して、同一のＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧を抑制する固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブよりもスイッチング時間を短くして、スイッチング損失を低減する。
【００４８】
また、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧を抑制し、ＩＧＢＴの電圧の定格容量を減らす。また、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧を抑制し、ＩＧＢＴのスパイク電圧抑制のためのスナバ回路の設計を容易にする。さらに、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴ素子のターンオフ時のスイッチング損失を低減して、ＩＧＢＴ素子の放熱設計を容易にする。
【００４９】
また、還流ダイオードの逆回復電流を抑制し、ＩＧＢＴの電流の定格容量を減らす。また、ＩＧＢＴ素子のターンオン時のスイッチング損失を低減して、ＩＧＢＴ素子の放熱設計を容易にする。ＩＧＢＴ素子が高電圧をドライブする場合、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅを制限された電圧範囲内で検出する。その上、変圧器やアイソレーション増幅器（Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）などのような高価部品を用いることなく、ダイオードを用いて相対的に低コストで実現することができる。
【００５０】
また、スイッチの切り替え時間を短くするため、ＩＧＢＴ素子のデッドタイム（Ｄｅａｄ Ｔｉｍｅ）を減らすことができる。ＩＧＢＴ素子が高電圧をドライブする場合にも、電圧検針部にダイオードを用いてＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅをＩＧＢＴ素子駆動電源ＶＧ（＋）の電圧範囲内で検針するため、回路設計が容易である。
【００５１】
また、本発明は、次のように多様に適用することができる。
【００５２】
例えば、本発明で用いられたＩＧＢＴの電圧検針ポイントをＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタからＩＧＢＴ素子のゲート−エミッタに変えて適用することができる。このように構成しても、上述の実施例と同様の効果を奏することができ、電圧検針範囲をＩＧＢＴの(1)阻止状態、(2)ドレーン電流の上昇区間、(3)ターンオン区間、(4)抵抗特性領域に拡大することができる。
【００５３】
また、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの電圧を分圧して、ＩＧＢＴ駆動電源ＶＧ（＋）の電圧以内にＶｃｅ検出部に入力を受けて、Ｖｃｅ検出回路内のゲート抵抗ＲＧの切り替えレベルをＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの全電圧範囲に拡大することができる。
【００５４】
また、コレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの検出回路内のゲート抵抗ＲＧの切り替え動作回路を微分器で構成すると、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの傾きに応じて、ゲート抵抗ＲＧの切り替え動作を具現することができる。
【００５５】
以上では、代表的な実施例により本発明について詳細に説明したが、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者であれば、上述した実施例に対して本発明の範囲から外れない範囲内で様々な変形が可能であることを理解することができる。したがって、本発明の権利範囲は説明した実施例に限定されず、後述する特許請求の範囲ばかりでなく、この特許請求の範囲と均等なものによって定めなければならない。
【符号の説明】
【００５６】
１０ ゲートドライバ
２０ トーテムポール回路
３０ ＩＧＢＴ駆動電源部
４０ 電圧検針部
５２ 抵抗部
６０ ＩＧＢＴ素子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ等を駆動するために備えられるスイッチングゲートドライバに関するものであって、より詳しくは、オン／オフ（Ｏｎ／Ｏｆｆ）スイッチングストレスを低減するためのスイッチグゲートドライバに関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータは、交流電圧を直流電圧に変換し、スイッチング素子がＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号に応じて、前記変換した直流電圧をスイッチングさせ交流電圧を生成し、生成した交流電圧を負荷に出力して駆動させるものであって、ユーザが所望する電圧及び周波数の交流電圧を負荷に供給して、負荷の駆動を精密に制御することができる装置である。
【０００３】
インバータに備えられるスイッチング素子としては、一般に、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が多く用いられている。ＩＧＢＴまたはＭＯＳトランジスタを制御するための回路がスイッチングゲートドライバである。
【０００４】
図１は、ゲートドライバの回路図である。産業で用いられるほとんどのＩＧＢＴ素子を制御するためのゲートドライブは、図１に示されているような構造で構成されている。
【０００５】
図１を参照すると、ゲートドライバは、ＩＧＢＴ素子をスイッチングするために、ゲート抵抗ＲＧ（ｏｎ）、ＲＧ（ｏｆｆ）、Ｒｉｎ、ＲＧＥ、キャパシタＣ、及び、２つのスイッチング素子を含む。ゲートドライブは、ＩＧＢＴの制御信号を入力され、ＩＧＢＴの駆動に適した電圧レベルＶＧ＋、ＶＧ−に信号を変換して、ゲート抵抗ＲＧ（ｏｎ）、ＲＧ（ｏｆｆ）を介してＩＧＢＴ素子のゲートに電荷を充放電する。ＩＧＢＴのゲートに充電される電荷量に応じて、ＩＧＢＴ素子のゲート電圧Ｖｇｅが印加され、ゲート電圧ＶｇｅがＩＧＢＴ素子の駆動電圧よりも大きくなると、ＩＧＢＴは、ターンオン状態に変換される。
【０００６】
ＩＧＢＴ素子のゲート電圧Ｖｇｅが駆動電圧以下になると、ＩＧＢＴ素子はターンオフ状態になる。このとき、ＩＧＢＴ素子のターンオン時間及びターンオフ時間は、ゲート抵抗ＲＧ（ｏｎ）、ＲＧ（ｏｆｆ）の大きさによって決められる。ゲート抵抗ＲＧ（ｏｎ）、ＲＧ（ｏｆｆ）を小さく設計すると、ＩＧＢＴ素子のスイッチング時、急激な電流の切り替えにより、ＩＧＢＴターンオフ動作で、ＩＧＢＴ素子のコレクタとエミッタとの間に大きなスパイク（ｓｐｉｋｅ）電圧が発生し、ＩＧＢＴ素子のターンオン動作で、環流ダイオードの大きな逆回復電流が発生する。逆に、ゲート抵抗ＲＧ（ｏｎ）、ＲＧ（ｏｆｆ）を大きく設計すると、電流の切り替え時間が大きくなり、スイッチング損失が増加する。
【０００７】
図２ないし図５は、図１に示されたゲートドライバの様々な実施例を示す回路図である。
【０００８】
図２は、抵抗ＲＧ（ｏｎ）、ＲＧ（ｏｆｆ）を備えている場合を示したものであり、図３は、図２の抵抗ＲＧ（ｏｎ）、ＲＧ（ｏｆｆ）を一つで具現した場合である。図３は、ＩＧＢＴ素子のターンオン時の充電電流経路を示しており、図４は、ＩＧＢＴ素子ターンオフ時の放電電流経路を示している。
【０００９】
前述のように、従来のゲートドライブは、ＩＧＢＴ素子の駆動電源を供給するＭＯＳトランジスタまたはトーテムポール回路と、ＩＧＢＴのゲート充放電電流を制限するゲート抵抗ＲＧとから構成されている。ゲート抵抗ＲＧは、図２のように、ＩＧＢＴ素子のターンオン時、ＩＧＢＴ素子のゲート充電電流を制限するゲート抵抗ＲＧ（ｏｎ）と、ＩＧＢＴ素子ターンオフ時、ＩＧＢＴ素子のゲート放電電流を制限するゲート抵抗ＲＧ（ｏｆｆ）とに分離して構成したり、又は、図３のように、ＩＧＢＴ素子のターンオン／ターンオフ動作を区別せずに１つのゲート抵抗で構成することができる。
【００１０】
ＩＧＢＴ素子のゲート充放電電流は、図４のように、ＩＧＢＴ素子ターンオン時には、ＲＧ（ｏｎ）を介して充電され、図５のように、ＩＧＢＴ素子のターンオフ時には、ゲート抵抗ＲＧ（ｏｆｆ）を介して放電される。ゲート抵抗ＲＧは、ＩＧＢＴ素子のターンオフ時発生するＩＧＢＴのスパイク電圧、ターンオン時発生する環流ダイオードの逆回復電流、及びスイッチング損失を考慮して、適正な値に定められる。
【００１１】
ゲート抵抗ＲＧにより決定されるＩＧＢＴ素子のスパイク電圧と還流ダイオードの逆回復電流は、スイッチング損失に対して相補的な関係を有する。このとき、ゲート抵抗ＲＧを非常に大きく設計すると、ＩＧＢＴのゲート充放電時間が長くなり、ＩＧＢＴ素子のターンオフまたはターンオン時発生するＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧と環流ダイオード逆回復電流は低減するが、スイッチング損失は増加する。
【００１２】
ゲート抵抗ＲＧを小さく設計すると、ＩＧＢＴ素子のゲート充放電時間が短くなり、スイッチング損失は減少するが、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧と還流ダイオードの逆回復電流は増加する。ゲート抵抗ＲＧは、設計された固定値を用いるため、ＩＧＢＴ素子のゲート充放電時間は一定である。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は、上述した問題点を解決するためのものであって、ＩＧＢＴ素子のゲート端に備えられる抵抗を可変抵抗としたスイッチングゲートドライブを提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は、ＩＧＢＴ素子のスイッチングゲートドライバであって、ＩＧＢＴ素子のゲート電流を制御するための抵抗部、及び、前記ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ間の電圧に応じて、前記抵抗部の可変抵抗を制御するための制御信号を前記抵抗部に出力する電圧検針部を含むスイッチングゲートドライバを提供する。
【００１５】
また、前記抵抗部は、前記可変抵抗を備える可変抵抗部、及び、固定抵抗値を有する固定抵抗部を含む。
【００１６】
また、前記可変抵抗部は、前記制御信号を入力され、可変抵抗の値を変更することができる。前記可変抵抗部は、複数のスイッチと、前記複数のスイッチに対応する抵抗とを備えており、前記複数のスイッチを開放（オープン）または短絡（クローズ）することにより可変にする抵抗値を提供する。
【００１７】
前記固定抵抗部は、互いに並列に連結された第１の抵抗及び第２の抵抗を含み、前記可変抵抗部は、前記第１の抵抗と並列連結された第１のスイッチ及び前記第１のスイッチと直列連結された第３の抵抗、また、前記第２の抵抗と並列連結された第２のスイッチ及び前記第２のスイッチと直列連結された第４の抵抗を含む。
【００１８】
前記電圧検針部は、基準電圧を設定する。
【００１９】
前記電圧検針部は、前記ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧をモニタリングし、前記コレクタ−エミッタ電圧が前記基準電圧値より小さい場合、前記第１のスイッチを短絡して、前記ＩＧＢＴ素子のゲート入力電流を増加させる。
【００２０】
前記電圧検針部は、前記ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧をモニタリングし、前記コレクタ−エミッタ電圧が前記基準電圧値より大きい場合、前記第２のスイッチを開放して、前記ＩＧＢＴ素子のゲート入力電流を減少させる。
【００２１】
また、前記スイッチングゲートドライバは、ゲートドライバから信号を入力され、前記ＩＧＢＴ素子のゲート信号を提供するトーテムポール回路をさらに含む。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によるゲートドライバは、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅに応じてゲート抵抗を可変にして、ＩＧＢＴ素子のターンオフ時発生するＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧のスパイク電圧を抑制するため、固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブよりスイッチング時間を短くして、スイッチング損失を低減することができる。
【００２３】
また、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧のＩＧＢＴスパイク電圧を抑制して、ＩＧＢＴの電圧の定格容量を減らす。また、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧を抑制して、ＩＧＢＴのスパイク電圧抑制のためのスナバ回路の設計を容易にする。さらに、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴ素子のターンオフ時のスイッチング損失を低減して、ＩＧＢＴ素子の放熱設計を容易にする。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】ゲートドライバの回路図である。
【図２】図１に示されたゲートドライバの一実施例を示す回路図である。
【図３】図１に示されたゲートドライバの一実施例を示す回路図である。
【図４】図１に示されたゲートドライバの一実施例を示す回路図である。
【図５】図１に示されたゲートドライバの一実施例を示す回路図である。
【図６】インバータシステムにおけるＩＧＢＴゲートドライバの構成図である。
【図７】ＩＧＢＴ素子とＭＯＳＦＥＴ素子の動作特性を示す波形図である。
【図８】本発明の実施例によるスイッチングゲートドライバのブロック図である。
【図９】図８に示されたスイッチングゲートドライバの回路図である。
【図１０】電圧検針部に備えられた電圧検出回路の一実施例を示す回路図である。
【図１１】図９に示された各信号の動作状態を示す波形図である。
【図１２】図９に示されたスイッチングゲートドライバの動作を示す波形図である。
【図１３】図９に示されたスイッチングゲートドライバの動作を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者が、本発明の技術的思想を容易に実施できる程度に詳細に説明するために、本発明の最も好ましい実施例について添付図面を参照しながら説明する。
【００２６】
図６は、インバータシステムにおけるＩＧＢＴゲートドライバの構成図である。図７は、ＩＧＢＴ素子とＭＯＳＦＥＴ素子の動作特性を示す波形図である。図８は、本発明の実施例によるスイッチングゲートドライバのブロック図である。図９は、図８に示されたスイッチングゲートドライバの回路図である。図１０は、電圧検針部に備えられた電圧検出回路の一実施例を示す回路図である。図１１は、図９に示された各信号の動作状態を示す波形図である。図１２及び図１３は、図９に示されたスイッチングゲートドライバの動作を示す波形図である。
【００２７】
図６及び図７は、インバータシステムにおいて、ＩＧＢＴ素子のゲートドライブのスイッチング特性を示す。図６及び図７に示されているように、ＩＧＢＴ素子Ｔ１を通じて負荷電流ＩＬが流れているとき、ＩＧＢＴ素子Ｔ１がオフされると、ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆方向ダイオードＤ２を通じて負荷電流ＩＬが流れるようになる。この時、負荷電流の変化速度（ｄｉ／ｄｔ）とインバータの負荷電流ＩＬの経路上の寄生インダクタンスによって、ＩＧＢＴ素子Ｔ１のコレクタ−エミッタの両端にＩＧＢＴ素子のスパイク（Ｓｐｉｋｅ）電圧が発生する。
【００２８】
ＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆方向ダイオードＤ２を通じて負荷電流ＩＬが流れているとき、ＩＧＢＴ素子Ｔ１がターンオンされると、ＩＧＢＴ素子Ｔ１を通じて負荷電流ＩＬが流れるようになり、ダイオードの逆回復特性によってＩＧＢＴ素子Ｔ２の逆方向ダイオードＤ２で還流ダイオードの逆回復電流が流れるようになる。素子Ｄ２の還流ダイオードの逆回復電流は、ＩＧＢＴ素子Ｔ１を通じて流れる負荷電流ＩＬに重畳して現れる。
【００２９】
本発明は、ＩＧＢＴ素子のターンオンまたはターンオフ動作時のＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタの電圧に応じてゲート抵抗ＲＧを可変にすることにより、適切なＩＧＢＴ素子のターンオン及びターンオフ時間を確保しながら、ＩＧＢＴ素子のスイッチング時に発生するＩＧＢＴのスパイク電圧及び還流ダイオードの逆回復電流を減少させるゲートドライブに関するものである。
【００３０】
本発明は、インバータだけでなく、ＩＧＢＴ素子、ＭＯＳＦＥＴ素子をはじめとする電力スイッチング素子が用いられる分野への適用が可能である。本発明は、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅに応じてゲート抵抗を可変にして、ＩＧＢＴ素子ターンオフ時に発生するＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴ素子のスパイク電圧を抑制し、ＩＧＢＴ素子ターンオン時に発生する環流ダイオードの逆回復電流を抑えることができる。また、同一のＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴ素子のスパイク電圧と還流ダイオードの逆回復電流を抑制する固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブよりスイッチング時間が短く、スイッチング損失を低減することができる。
【００３１】
また、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴ素子のスパイク電圧と還流ダイオードの逆回復電流を抑制するため、ＩＧＢＴの電圧及び電流の定格容量を減少することができ、ＩＧＢＴ素子の動作の切り替え時のスパイク電圧を抑制するためのスナバ回路の設計が容易である。また、ＩＧＢＴ素子のターンオン・ターンオフスイッチング切り替え時間が、同一のＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴ素子のスパイク電圧と還流ダイオードの逆回復電流を抑制する固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブよりも減少し、スイッチング損失が少ない。
【００３２】
図８に示されているように、本実施例によるゲートドライバは、トーテムポール回路２０、ＩＧＢＴ駆動電源部３０、電圧検針部４０、及び抵抗部５０を含む。
【００３３】
トーテムポール回路２０は、ゲートドライバ駆動チップ１０から提供されるＩＧＢＴ駆動信号を受けて可変抵抗部５０に提供する。ＩＧＢＴ駆動電源３０は、予定されたＩＧＢＴ駆動電圧を提供し、ＩＧＢＴ検針電圧Ｖｃｅの制限レベルを設定する。電圧検針部４０は、ＩＧＢＴ素子６０から提供されるＩＧＢＴ検針電圧Ｖｃｅを受けて、ＩＧＢＴゲート抵抗可変信号を提供する。抵抗部５０は、固定抵抗値を有する固定抵抗部５２と、可変抵抗値を提供するための可変抵抗部５１とを含む。
【００３４】
図９は、図８に示された各ブロックを実際の回路で具現した場合であって、便宜のため同一の図面符号をつけた。ここでは、可変抵抗部５１は、２つの抵抗と２つのスイッチとを備えており、電圧検針部４０で提供される抵抗可変信号に応答して、備えられているスイッチをターンオンまたはターンオフさせる。ここで、電圧検針部４０は、抵抗Ｒと、ダイオードＤと、電圧検出回路４１とを含み、多様に構成することができる。
【００３５】
本実施例によるゲートドライバの動作は、ＩＧＢＴ素子のターンオン動作とターンオフ動作とに区分できる。
【００３６】
図７は、ＩＧＢＴ素子のスイッチング時に発生するＩＧＢＴゲート電圧Ｖｇｅ、ＩＧＢＴコレクタ電流（ＩＣ）及びＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの動作波形である。ＩＧＢＴ素子のターンオンの動作は、ゲート電圧によって、(1)阻止状態（０〜ｔ１区間）、(2)ドレーン電流の上昇区間（ｔ１〜ｔ２区間）、(3)ターンオン区間（ｔ２〜ｔ３区間）、(4)抵抗特性領域（ｔ３〜ｔ４区間）に分けられ、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧の切り替えは、(3)ターンオン区間で発生する。ＩＧＢＴ素子のターンオフ動作は、ＩＧＢＴ素子のターンオンの動作の逆の順序で行われる。
【００３７】
本発明のゲートドライバの主な動作は、上記(3)ターンオン区間で発生するＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの切り替えで発生する。ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅは、図９の検針用ダイオードＤと検針用抵抗Ｒとを介して入力電圧ｖｃｅ１となって電圧検針部４０に入力される。このとき、検針用ダイオードＤにより電圧検針部４０に入力される入力電圧ｖｃｅ１の大きさは、ＩＧＢＴ駆動電源ＶＧ（＋）の大きさに制限され、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅをＶＧ（＋）の大きさまで制限された電圧である入力電圧ｖｃｅ１を電圧検出回路４１では継続的に入力される。
【００３８】
図１０は、電圧検針部に備えられた電圧検出回路の一実施例を示す回路図である。電圧検出回路４１はレベル検出器で構成することができる。電圧検出回路４１は、入力電圧Ｖｃｅ１を入力信号として入力され、制御信号ＲＣ１、ＲＣ２を出力信号ＯＵＴに提供する。電圧検出回路４１は、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅが一定の電圧レベル以上または以下に変化する時に制御信号ＲＣ１、ＲＣ２を提供する役割を果たす。電圧検出回路４１は、トランジスタ、演算増幅器、比較器などの様々な回路で具現することができる。ここでは、電圧検出回路４１は、前述したように、検針用ダイオードＤと検針用抵抗Ｒとを介して入ってきた電圧が、設定されたレベル以上または以下に変化するとき、ハイまたはローレベルの制御信号ＲＣ１、ＲＣ２を発生する。
【００３９】
図１１は、図１０に示された各信号の動作状態を示す波形図である。
【００４０】
図１１は、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅと電圧検針部４０に備えられている電圧検出回路４１の入力信号Ｖｃｅ１の波形及び制御信号ＲＣ１、ＲＣ２の波形を示している。
【００４１】
続いて、ＩＧＢＴ素子のターンオン動作時の電圧検針部４０は、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅが電圧検針部４０内に設定されている、予定された切り替え基準電圧以下になるとき、抵抗部５０の可変抵抗部５１に備えられた抵抗Ｒ１、Ｒ２が動作するようにスイッチＳＷ１、ＳＷ２を連結して、ＩＧＢＴ素子のゲート充電電流を増加させる。
【００４２】
ＩＧＢＴゲート充電電流が増加すると、ＩＧＢＴの電流の切り替え速度が増加するようになり、環流ダイオードの逆回復電流を抑制するために設計された制御信号ＲＣ１、ＲＣ２を調節して、電流の切り替えを速くする。ＩＧＢＴゲート抵抗可変によるＩＧＢＴゲート充電電流の増加は、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの切り替え中に発生するため、ＩＧＢＴのスイッチング時のＩＧＢＴ電流とＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの積によって算定されるＩＧＢＴのスイッチング損失は、同一の還流ダイオードの逆回復電流を抑制する固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブよりも減少する。したがって、ＩＧＢＴ素子のターンオン時、還流ダイオードの逆回復電流を抑制するため、ＩＧＢＴの電流の定格容量を低減することができる。
【００４３】
ＩＧＢＴ電流の切替速度は、同一の還流ダイオードの逆回復電流を抑制する固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブより速いため、デッドタイム（Ｄｅａｄ Ｔｉｍｅ）を小さく設計することができる。
【００４４】
図１２に示されているように、ＩＧＢＴ素子のターンオフ動作時、電圧検針部４０は、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅが電圧検針部４０内に設定された切り替え基準電圧以上になるとき、抵抗部５０の可変抵抗部５１のスイッチＳＷ１、ＳＷ２を開放（オープン）させ、ＩＧＢＴ素子のゲート放電電流を減少させる。ＩＧＢＴ素子のゲート放電電流が減少すると、ＩＧＢＴ電流の切替速度が減少し、よって、ＩＧＢＴターンオフ時、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅに現れるＩＧＢＴのスパイク電圧は減少するようになる。
【００４５】
可変抵抗部５１によるＩＧＢＴ放電電流の減少は、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧の切り替え中に発生するため、ＩＧＢＴのスイッチング時、ＩＧＢＴ電流とＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの積によって算定されるＩＧＢＴ素子のスイッチング損失は、同一のＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧を抑制する固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブよりも減少する。したがって、ＩＧＢＴ素子のターンオフ時、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧を抑制するため、ＩＧＢＴの電圧の定格容量を減少することができる。
【００４６】
また、ＩＧＢＴの電流の切替速度は、同一のＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧を抑制する固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブよりも速いため、デッドタイムを小さく設計することができる。
【００４７】
本実施例によるゲートドライバは、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅに応じてゲート抵抗ＲＧを可変にして、ＩＧＢＴ素子のターンオフ時発生するＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅのスパイク電圧を抑制して、同一のＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧を抑制する固定されたゲート抵抗ＲＧで設計されたゲートドライブよりもスイッチング時間を短くして、スイッチング損失を低減する。
【００４８】
また、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧を抑制し、ＩＧＢＴの電圧の定格容量を減らす。また、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴスパイク電圧を抑制し、ＩＧＢＴのスパイク電圧抑制のためのスナバ回路の設計を容易にする。さらに、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅのＩＧＢＴ素子のターンオフ時のスイッチング損失を低減して、ＩＧＢＴ素子の放熱設計を容易にする。
【００４９】
また、還流ダイオードの逆回復電流を抑制し、ＩＧＢＴの電流の定格容量を減らす。また、ＩＧＢＴ素子のターンオン時のスイッチング損失を低減して、ＩＧＢＴ素子の放熱設計を容易にする。ＩＧＢＴ素子が高電圧をドライブする場合、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅを制限された電圧範囲内で検出する。その上、変圧器やアイソレーション増幅器（Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）などのような高価部品を用いることなく、ダイオードを用いて相対的に低コストで実現することができる。
【００５０】
また、スイッチの切り替え時間を短くするため、ＩＧＢＴ素子のデッドタイム（Ｄｅａｄ Ｔｉｍｅ）を減らすことができる。ＩＧＢＴ素子が高電圧をドライブする場合にも、電圧検針部にダイオードを用いてＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧ＶｃｅをＩＧＢＴ素子駆動電源ＶＧ（＋）の電圧範囲内で検針するため、回路設計が容易である。
【００５１】
また、本発明は、次のように多様に適用することができる。
【００５２】
例えば、本発明で用いられたＩＧＢＴの電圧検針ポイントをＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタからＩＧＢＴ素子のゲート−エミッタに変えて適用することができる。このように構成しても、上述の実施例と同様の効果を奏することができ、電圧検針範囲をＩＧＢＴの(1)阻止状態、(2)ドレーン電流の上昇区間、(3)ターンオン区間、(4)抵抗特性領域に拡大することができる。
【００５３】
また、ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの電圧を分圧して、ＩＧＢＴ駆動電源ＶＧ（＋）の電圧以内にＶｃｅ検出部に入力を受けて、Ｖｃｅ検出回路内のゲート抵抗ＲＧの切り替えレベルをＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの全電圧範囲に拡大することができる。
【００５４】
また、コレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの検出回路内のゲート抵抗ＲＧの切り替え動作回路を微分器で構成すると、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅの傾きに応じて、ゲート抵抗ＲＧの切り替え動作を具現することができる。
【００５５】
以上では、代表的な実施例により本発明について詳細に説明したが、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者であれば、上述した実施例に対して本発明の範囲から外れない範囲内で様々な変形が可能であることを理解することができる。したがって、本発明の権利範囲は説明した実施例に限定されず、後述する特許請求の範囲ばかりでなく、この特許請求の範囲と均等なものによって定めなければならない。
【符号の説明】
【００５６】
１０ ゲートドライバ
２０ トーテムポール回路
３０ ＩＧＢＴ駆動電源部
４０ 電圧検針部
５２ 抵抗部
６０ ＩＧＢＴ素子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＩＧＢＴ素子のスイッチングゲートドライバであって、
ＩＧＢＴ素子のゲート電流を制御するための抵抗部、及び
前記ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ間の電圧に応じて、前記抵抗部の可変抵抗を制御するための制御信号を前記抵抗部に出力する電圧検針部を含むことを特徴とするスイッチングゲートドライバ。
【請求項２】
前記抵抗部は、
可変抵抗を備える可変抵抗部、及び
固定抵抗を備える固定抵抗部を含むことを特徴とする請求項１に記載のスイッチングゲートドライバ。
【請求項３】
前記可変抵抗部は、
複数のスイッチと、前記複数のスイッチに対応する抵抗とを備えており、前記複数のスイッチを開放または短絡することにより可変にする抵抗値を提供することを特徴とする請求項２に記載のスイッチングゲートドライバ。
【請求項４】
前記固定抵抗部は、互いに並列に連結された第１の抵抗及び第２の抵抗を含み、
前記可変抵抗部は、前記第１の抵抗と並列連結された第１のスイッチ及び前記第１のスイッチと直列連結された第３の抵抗、また、前記第２の抵抗と並列連結された第２のスイッチ及び前記第２のスイッチと直列連結された第４の抵抗を含むことを特徴とする請求項２に記載のスイッチングゲートドライバ。
【請求項５】
前記電圧検針部は、前記ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧をモニターし、
前記コレクタ−エミッタ電圧が前記基準電圧値よりも小さい場合、前記第１のスイッチを短絡して、前記ＩＧＢＴ素子のゲート入力電流を増加させることを特徴とする請求項４に記載のスイッチングゲートドライバ。
【請求項６】
前記電圧検針部は、前記ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧をモニタリングし、
前記コレクタ−エミッタ電圧が前記基準電圧値より大きい場合、前記第２のスイッチを開放して、前記ＩＧＢＴ素子のゲート入力電流を減少させることを特徴とする請求項４に記載のスイッチングゲートドライバ。
【請求項７】
前記ＩＧＢＴ素子のゲート信号を提供するトーテムポール回路をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のスイッチングゲートドライバ。
【請求項１】
ＩＧＢＴ素子のスイッチングゲートドライバであって、
ＩＧＢＴ素子のゲート電流を制御するための抵抗部、及び
前記ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ間の電圧に応じて、前記抵抗部の可変抵抗を制御するための制御信号を前記抵抗部に出力する電圧検針部を含むことを特徴とするスイッチングゲートドライバ。
【請求項２】
前記抵抗部は、
可変抵抗を備える可変抵抗部、及び
固定抵抗を備える固定抵抗部を含むことを特徴とする請求項１に記載のスイッチングゲートドライバ。
【請求項３】
前記可変抵抗部は、
複数のスイッチと、前記複数のスイッチに対応する抵抗とを備えており、前記複数のスイッチを開放または短絡することにより可変にする抵抗値を提供することを特徴とする請求項２に記載のスイッチングゲートドライバ。
【請求項４】
前記固定抵抗部は、互いに並列に連結された第１の抵抗及び第２の抵抗を含み、
前記可変抵抗部は、前記第１の抵抗と並列連結された第１のスイッチ及び前記第１のスイッチと直列連結された第３の抵抗、また、前記第２の抵抗と並列連結された第２のスイッチ及び前記第２のスイッチと直列連結された第４の抵抗を含むことを特徴とする請求項２に記載のスイッチングゲートドライバ。
【請求項５】
前記電圧検針部は、前記ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧をモニターし、
前記コレクタ−エミッタ電圧が前記基準電圧値よりも小さい場合、前記第１のスイッチを短絡して、前記ＩＧＢＴ素子のゲート入力電流を増加させることを特徴とする請求項４に記載のスイッチングゲートドライバ。
【請求項６】
前記電圧検針部は、前記ＩＧＢＴ素子のコレクタ−エミッタ電圧をモニタリングし、
前記コレクタ−エミッタ電圧が前記基準電圧値より大きい場合、前記第２のスイッチを開放して、前記ＩＧＢＴ素子のゲート入力電流を減少させることを特徴とする請求項４に記載のスイッチングゲートドライバ。
【請求項７】
前記ＩＧＢＴ素子のゲート信号を提供するトーテムポール回路をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のスイッチングゲートドライバ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１１−２３９３８３（Ｐ２０１１−２３９３８３Ａ）
【公開日】平成２３年１１月２４日（２０１１．１１．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−９８１５６（Ｐ２０１１−９８１５６）
【出願日】平成２３年４月２６日（２０１１．４．２６）
【出願人】（５９３１２１３７９）エルエス産電株式会社 (221)
【氏名又は名称原語表記】ＬＳＩＳ ＣＯ．， ＬＴＤ
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１１月２４日（２０１１．１１．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年４月２６日（２０１１．４．２６）
【出願人】（５９３１２１３７９）エルエス産電株式会社 (221)
【氏名又は名称原語表記】ＬＳＩＳ ＣＯ．， ＬＴＤ
【Ｆターム（参考）】
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