スイッチング電源装置及びスイッチング制御システム
【課題】本発明は、複数の出力系統を設けた構成において、ある出力系統が短絡しても、それ以外の出力系統は正常な給電を行うことができる、スイッチング電源装置及びスイッチング制御システムの提供を目的とする。
【解決手段】レギュレータＲＧの出力電圧をトランスＴ１（Ｔ２）の一次側に接続されたスイッチング素子１６（２６）のオンオフ駆動により電圧変換して、インバータを構成するスイッチング素子を駆動する駆動回路の電源電圧として該駆動回路毎にそれぞれ供給される複数の直流電圧をトランスＴ１（Ｔ２）の二次側に出力するフォワード型コンバータＦＣ１（ＦＣ２）と、トランスＴ１（Ｔ２）の一次側に流れる過電流を遮断する過電流保護素子Ｅ１（Ｅ２）とを備える、スイッチング電源装置。
【解決手段】レギュレータＲＧの出力電圧をトランスＴ１（Ｔ２）の一次側に接続されたスイッチング素子１６（２６）のオンオフ駆動により電圧変換して、インバータを構成するスイッチング素子を駆動する駆動回路の電源電圧として該駆動回路毎にそれぞれ供給される複数の直流電圧をトランスＴ１（Ｔ２）の二次側に出力するフォワード型コンバータＦＣ１（ＦＣ２）と、トランスＴ１（Ｔ２）の一次側に流れる過電流を遮断する過電流保護素子Ｅ１（Ｅ２）とを備える、スイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レギュレータから出力される共通の出力電圧を電圧変換する複数のフォワード型コンバータを備える、スイッチング電源装置及びスイッチング制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、一次側及び三次側の各コンバータのスイッチング素子の主電流が流れる部分にヒューズが挿入され、破壊回路に流れる異常電流によってヒューズが溶断されることにより、破壊回路を強制的に切り離せるようにする、スイッチング電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この構成によって、一次側と三次側のコンバータのいずれかが短絡破壊されたとしても、正常な方のコンバータによって出力が低下することを抑えている。
【特許文献１】特開平９−２６１９５７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、特許文献１に開示のスイッチング電源装置に二次側回路を更に追加して、電源の出力系統を複数化しようとする場合、ある出力系統が短絡すると、それ以外の出力系統も正常な給電を行うことができなくなってしまう。
【０００４】
そこで、本発明は、複数の出力系統を設けた構成において、ある出力系統が短絡しても、それ以外の出力系統は正常な給電を行うことができる、スイッチング電源装置及びスイッチング制御システムの提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するため、本発明に係るスイッチング電源装置は、
レギュレータから出力される共通の出力電圧を電圧変換する複数のフォワード型コンバータを備える、スイッチング電源装置であって、
前記複数のフォワード型コンバータのそれぞれは、
前記レギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続された一次側スイッチ素子のスイッチングにより前記トランスの二次巻線から整流して得られる直流電圧を出力する複数の二次側回路と、
前記トランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段とを備える、ことを特徴とする。
【０００６】
また、上記目的を達成するため、本発明に係るスイッチング電源装置は、
レギュレータと、
前記レギュレータから出力される共通の出力電圧を電圧変換する複数のフォワード型コンバータとを備える、スイッチング電源装置であって、
前記複数のフォワード型コンバータのそれぞれは、
前記レギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続された一次側スイッチ素子のスイッチングにより前記トランスの二次巻線から整流して得られる直流電圧を出力する複数の二次側回路と、
前記トランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段とを備える、ことを特徴とする。
【０００７】
また、上記目的を達成するため、本発明に係るスイッチング制御システムは、
レギュレータと、
前記レギュレータから出力される共通の出力電圧を電圧変換する複数の電圧変換回路とを備える、スイッチング制御システムであって、
前記複数の電圧変換回路のそれぞれは、
前記レギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続された一次側スイッチ素子のスイッチングにより前記トランスの二次巻線から整流して得られる複数の直流電圧を出力するフォワード型コンバータと、
前記複数の直流電圧のうちの一の直流電圧を電源電圧とする駆動回路と該駆動回路で駆動されるスイッチング素子とを前記複数の直流電圧のそれぞれに対して有し、該スイッチング素子によってインバータ回路が構成されているインバータと、
前記トランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段とを備える、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、複数の出力系統を設けた構成において、ある出力系統が短絡しても、それ以外の出力系統は正常な給電を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態の説明を行う。
【実施例１】
【００１０】
図１は、本発明の一実施形態であるスイッチング制御システム１００の回路構成を示した概略図である。スイッチング制御システム１００は、低圧バッテリＬＢの低圧系バッテリ電圧を一定電圧にレギュレートするスイッチングレギュレータであるレギュレータＲＧと、一つのレギュレータＲＧから出力される共通の出力電圧を電圧変換できるように互いに並列接続された複数（図１の場合、２つ）の電圧変換回路とを備える、モータ駆動システムである。この２つの電圧変換回路のうち一方の第１の電圧変換回路は、レギュレータＲＧの出力電圧を電圧変換した直流電圧を出力する複数の出力系統を有するフォワードコンバータＦＣ１と、フォワードコンバータＦＣ１から出力される直流電圧を電源電圧とする駆動回路とその駆動回路で駆動されるスイッチング素子とを備えるインバータＩＶ１と、フォワードコンバータＦＣ１に内蔵されるトランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段である過電流保護素子Ｅ１とを備えている。もう一方の第２の電圧変換回路は、第１の電圧変換回路と同様の構成であって、フォワードコンバータＦＣ２と、インバータＩＶ２と、過電流保護素子Ｅ２とを備えている。
【００１１】
フォワードコンバータＦＣ１は、インバータ負荷の電源電圧を生成して出力するものであって、インバータＩＶ１のインバータ回路を構成するスイッチング素子を駆動する駆動回路の電源電圧として該駆動回路毎にそれぞれ供給される複数の直流電圧を出力する。図１の場合、フォワードコンバータＦＣ１は、６つの直流電圧を出力している。駆動回路３１Ａを動作させるための電源電圧は、フォワードコンバータＦＣ１の出力端子１３Ａ，１５Ａから出力される直流電圧である。駆動回路３２Ａを動作させるための電源電圧は、フォワードコンバータＦＣ１の出力端子１３Ｄ，１５Ｄから出力される直流電圧である。他の駆動回路３３Ａ〜３６Ａについても、図示の通り、フォワードコンバータＦＣ１の互いに異なる出力端子から出力される直流電圧を電源電圧としている。
【００１２】
各駆動回路３１Ａ〜３６Ａは、不図示のマイクロコンピュータ等の制御装置からの制御信号に従って、それぞれが駆動するスイッチング素子をスイッチングさせる駆動信号を出力し、スイッチング素子をオン／オフさせる。
【００１３】
インバータＩＶ１は、Ｕ相のスイッチング素子３１Ｂ（３２Ｂ）をスイッチングさせる信号を出力する駆動回路３１Ａ（３２Ａ）と、Ｖ相のスイッチング素子３３Ｂ（３４Ｂ）をスイッチングさせる信号を出力する駆動回路３３Ａ（３４Ａ）と、Ｗ相のスイッチング素子３５Ｂ（３６Ｂ）をスイッチングさせる信号を出力する駆動回路３５Ａ（３６Ａ）とを有する。インバータＩＮ１は、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動信号（例えば、ＰＷＭ信号）に従い各スイッチング素子のオン／オフを制御することによって、平滑コンデンサＣ１によって平滑された高圧系バッテリＨＢから得られる直流電力を交流電力に変換してモータＭ１を駆動する。
【００１４】
スイッチング素子３１Ｂ，３３Ｂ，３５Ｂは、高圧バッテリＨＢの正極側に短絡するハイサイドのスイッチング素子であり、スイッチング素子３２Ｂ，３４Ｂ，３６Ｂは、高圧バッテリＨＢの負極側に短絡するローサイドのスイッチング素子である。各スイッチング素子３１Ｂ〜３６Ｂには、ダイオードが並列に接続（又は、寄生）される。これらの各ダイオード３１Ｃ〜３６Ｃは、グランドから電源電圧への方向（エミッタからコレクタへの方向）を順方向とする（電源電圧側がカソードとなる）。すなわち、スイッチング素子のエミッタにアノードが接続され、スイッチング素子のコレクタにカソードが接続される。スイッチング素子３１Ｂと３２Ｂとの接続点は、モータＭ１のＵ相コイルに接続される。スイッチング素子３３Ｂと３４Ｂとの接続点は、モータＭ１のＶ相コイルに接続される。スイッチング素子３５Ｂと３６Ｂとの接続点は、モータＭ１のＷ相コイルに接続される。
【００１５】
なお、フォワードコンバータＦＣ２の構成要素やモータＭ２を駆動するインバータＩＶ２の構成要素についても、フォワードコンバータＦＣ１又はインバータＩＶ１と同様であるため、それらの説明については省略する。
【００１６】
また、インバータのブリッジ回路内のスイッチング素子は、ＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴ，バイポーラトランジスタ等の半導体から構成されるスイッチング素子であればよい。より具体的には、スイッチング素子３１Ｂ〜３６Ｂ，４１Ｂ〜４６Ｂは、ＮチャンネルＩＧＢＴ，ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ等の半導体から構成される電圧駆動型の素子であるとよい。ブリッジ回路以外の回路に構成される後述のスイッチング素子（スイッチ素子）についても同様である。
【００１７】
図２は、レギュレータＲＧとフォワードコンバータＦＣ１，ＦＣ２とを構成する、本発明の一実施形態であるスイッチング電源１００Ａの詳細な構成図である。レギュレータＲＧは、降圧動作を行うバックコンバータである。また、フォワードコンバータＦＣ１，ＦＣ２は、それぞれ７つの出力を持ち、そのうち１つはレギュレータＲＧのフィードバック制御に用いているが、レギュレータＲＧの出力自体をフィードバックしてもよい。この場合、フォワードコンバータＦＣ１，ＦＣ２の出力数は６つであればよい。
【００１８】
スイッチング電源１００Ａは、レギュレータＲＧと、レギュレータＲＧの出力電圧をトランスＴ１の一次側に接続されたスイッチング素子１６のスイッチングによりトランスＴ１の二次巻線１４Ａ〜１４Ｆから整流して得られる６つの直流電圧をトランスＴ１の二次側に出力するフォワード型コンバータＦＣ１と、トランスＴ１の一次巻線１８Ａに流れる過電流を遮断する過電流保護素子Ｅ１と、レギュレータＲＧの出力電圧をトランスＴ２の一次側に接続されたスイッチング素子２６の駆動によりトランスＴ２の二次巻線２４Ａ〜２４Ｆから整流して得られる６つの直流電圧をトランスＴ２の二次側に出力するフォワード型コンバータＦＣ２と、トランスＴ２の一次巻線２８Ａに流れる過電流を遮断する過電流保護素子Ｅ２と、トランスＴ１，Ｔ２の二次側の出力から得られる信号を誤差増幅部によってフィードバックすることによりレギュレータＲＧの出力電圧がレギュレートされるようにレギュレータＲＧ内のスイッチング素子９２Ａ，９２Ｂをオンオフするスイッチング制御を行うスイッチング制御部である制御回路ＣＣとを備える、スイッチングレギュレータである。
【００１９】
スイッチング電源１００Ａは、レギュレータＲＧに入力される一の入力電圧Ｖｉに基づいて、互いに独立した複数の系統の出力電圧（図１の場合、負荷供給用の出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａ，フィードバック制御のモニタ用の出力電圧Ｖｏｍａ）を生成してフォワード型コンバータＦＣ１から出力し、レギュレータＲＧに入力される一の入力電圧Ｖｉに基づいて、互いに独立した複数の系統の出力電圧（図１の場合、負荷供給用の出力電圧Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂ，フィードバック制御のモニタ用の出力電圧Ｖｏｍｂ）を生成してフォワード型コンバータＦＣ２から出力する、一入力多出力の電源装置である。そして、スイッチング電源１００Ａは、入力電圧Ｖｉの電圧変動や電気負荷の消費電流（負荷電流）の変動が生じても、複数の出力電圧のうち少なくとも一つの出力電圧（図１の場合、Ｖｏｍａ，Ｖｏｍ２）をフィードバックする電圧フィードバックを行うことによって、一定の電圧（図１の場合、Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａ，Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂ）を電気負荷側に出力する。
【００２０】
スイッチング電源１００Ａが車載される場合であれば、例えば、入力端子９９Ａから入力される入力電圧Ｖｉは、車載バッテリ又は車載バッテリに接続される電源回路などの基準電源によって供給され、生成される出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａ，Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂは、車載の各電気負荷に印加される。
【００２１】
例えば、図１に示されるように、出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ１ｂはインバータやＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチング素子の駆動回路の電源電圧として供給され、出力電圧Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂは出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ１ｂの供給先と異なるインバータやＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチング素子の駆動回路の電源電圧として供給される。
【００２２】
図２において、レギュレータＲＧは、入力電圧Ｖｉを降圧して所定の目標電圧にレギュレートする。目標電圧は、入力電圧Ｖｉがとり得る電圧範囲の下限値より低い電圧に設定される。例えば、入力電圧Ｖｉの電圧範囲が６〜１２Ｖの場合、目標電圧は４〜５．５Ｖに設定される。レギュレータＲＧは、ハイサイドのスイッチング素子９２Ａと、ローサイドのスイッチング素子９２Ｂと、一端を素子９２Ａと素子９２Ｂとの接続点に接続され他端をレギュレータＲＧの出力端子９９Ｂに接続される誘導素子であるインダクタ９３とから構成されるハーフブリッジ回路と、ハーフブリッジ回路の入力段に接続された平滑コンデンサ９１と、ハーフブリッジ回路の出力段に接続された平滑コンデンサ９４とを備える。レギュレータＲＧは、このハーフブリッジ回路のスイッチング動作によって、入力端子９９Ａから入力される入力電圧Ｖｉを所定の目標電圧になるように降圧した出力電圧を出力端子９９Ｂから出力する。
【００２３】
フォワード型コンバータＦＣ１，ＦＣ２のそれぞれは、その入出力間に、一つのコアに複数の巻線を巻いたトランスを備える、絶縁型の一入力多出力のＤＣ−ＤＣコンバータである。コンバータＦＣ１，ＦＣ２は、レギュレータＲＧの出力端子９９Ｂから出力された出力電圧を一次側の入力電圧Ｖｒとして、入力電圧Ｖｒをそれぞれのトランスで交流の電圧に変換し、各トランスの二次側に設けられた整流平滑回路による変換動作により入力電圧Ｖｒに対して昇圧又は降圧した直流の出力電圧を生成する。
【００２４】
図２では、入力電圧Ｖｒは、２つのトランスＴ１，Ｔ２でそれぞれ交流の電圧に変換され、トランスＴ１，Ｔ２のそれぞれの二次側に設けられた整流平滑回路により直流の１４系統の出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａ，Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂ，Ｖｏｍａ，Ｖｏｍｂが生成される。トランスＴ１の二次巻線１４Ａには出力ダイオード１１Ａと平滑コンデンサ１２Ａを構成する整流平滑回路が接続される。この整流平滑回路と二次巻線１４Ａで二次側回路が構成される。二次巻線１４Ｂ〜１４Ｆについても同様である。トランスＴ２の二次巻線２４Ａには出力ダイオード２１Ａと平滑コンデンサ２２Ａを構成する整流平滑回路が接続される。この整流平滑回路と二次巻線２４Ａで二次側回路が構成される。二次巻線２４Ｂ〜２４Ｆについても同様である。トランスＴ１の三次巻線１８Ｃには出力ダイオード１７Ｃと平滑コンデンサ１９Ｃを構成する整流平滑回路が接続される。三次巻線２８Ｃには出力ダイオード２７Ｃと平滑コンデンサ１９Ｃを構成する整流平滑回路が接続される。それらの整流平滑回路によって整流平滑された電圧が、それぞれ、入力電圧ＶｉやＶｒと絶縁した出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａ，Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂ，Ｖｏｍａ，Ｖｏｍｂに相当する。出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏｍ６ａは、出力端子１３Ａ〜１３Ｆ，１５Ａ〜１５Ｆを介して、第１の電力供給先であるインバータＩＶ１に印加され、出力電圧Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂは、出力端子２３Ａ〜２３Ｆ，２５Ａ〜２５Ｆを介して、第１の電力要求先と異なる第２の電力供給先であるインバータＩＶ２に印加される。
【００２５】
フォワードコンバータＦＣ１内の複数の二次側回路のそれぞれは、インバータＩＶ１内のインバータ回路を構成するスイッチング素子を駆動する駆動回路の電源電圧として、直流電圧を出力する。そして、複数の二次側回路のうちの一つの二次側回路は、他の二次側回路が直流電圧を供給する駆動回路と異なる駆動回路に、直流電圧を供給する。フォワードコンバータＦＣ２についても同様である。駆動回路は、例えば、トランジスタや論理回路などの回路要素によって構成されているので、各二次側回路が出力する直流電圧は当該回路要素を動作させるための電源として供給される。
【００２６】
出力電圧Ｖｏ１ａは、入力電圧Ｖｒと、トランスＴ１の一次巻線１８Ａと二次巻線１４Ａの巻線比とによって定まる。出力電圧Ｖｏ２ａは、入力電圧Ｖｒと、トランスＴ１の一次巻線１８Ａと二次巻線１４Ｂの巻線比とによって定まる。他の出力電圧についても同様である。
【００２７】
一つのスイッチング素子１６のスイッチング動作によって、入力電圧Ｖｒが印加される一次巻線１８Ａに脈動電圧を生成しているので、各出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａは、それぞれの巻線比に応じて定まる。したがって、各巻線比を同じに設定すれば、各出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａは同じ電圧値になるようにすることができ、各巻線比を互いに異なるように設定すれば、出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａが互いに異なる電圧値になるようにすることができる。スイッチング素子２６のスイッチング動作とトランスＴ２の巻線比についても同様である。
【００２８】
なお、スイッチング素子１６，２６は、その一端が各トランスの一次巻線の下流側に接続され且つその他端が接地側に接続されたものとなっている。スイッチング素子１６，２６がＮチャンネルＩＧＢＴの場合、コレクタが一次巻線の下流側に接続され且つエミッタが接地側に接続される。
【００２９】
また、トランスＴ１，Ｔ２の磁気飽和を防ぐため、リセットコイル１８Ｂとフリーホイールダイオード（リセットダイオード）１７ＢをトランスＴ１の一次側に結合し、リセットコイル２８Ｂとフリーホイールダイオード２７ＢをトランスＴ２の一次側に結合している。このように結合することによって、リセットトランスが不要となり、小型化が実現できる。
【００３０】
制御回路ＣＣは、中央演算処理装置等を有するマイクロコンピュータやアナログＩＣによって、上述のハーフブリッジ回路やスイッチング素子１６，２６のスイッチングを制御する。
【００３１】
制御回路ＣＣは、フィードバックしたモニタ出力電圧Ｖｏｍａ又はＶｏｍｂとその閾値電圧との誤差を所定の増幅度で増幅し、その増幅電圧と所定の目標設定電圧とを比較した差が零になるようにレギュレータＲＧ内のスイッチング素子９２Ａ，９２Ｂのスイッチング周波数を一定のままそのスイッチング周期のデューティ比を可変させるＰＷＭ制御を行うことにより、スイッチング素子９２Ａ，９２Ｂ及びインダクタ９３から構成されるハーフブリッジ回路を降圧動作させることによって、入力電圧Ｖｉを所定の目標電圧に降圧調整された出力電圧Ｖｒ（レギュレート電圧）をレギュレータＲＧの出力端子９９Ｂから出力させる。制御回路ＣＣは、出力電圧ＶｏｍａとＶｏｍｂのいずれかが所定の異常値を示した場合には、フィードバック電圧として採用しなければよい。
【００３２】
また、制御回路ＣＣは、一次巻線１８Ａ（２８Ａ）に流す電流を制御するスイッチング素子１６（２６）を一定のデューティ比（例えば、５０％）でオンオフさせることによって、入力電圧Ｖｒに対して昇圧又は降圧した直流の出力電圧をコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の出力端子から出力させる。
【００３３】
過電流保護素子Ｅ１（Ｅ２）は、スイッチング素子１６（２６）がオン状態で、トランスＴ１（Ｔ２）の一次側に流れる過電流を遮断するヒューズである。過電流保護素子Ｅ１（Ｅ２）は、トランスＴ１（Ｔ２）の二次側が短絡することによりトランスＴ１（Ｔ２）の一次側に流れる過電流が遮断されるように、一次側に流れる電流が一定値を超えると断線する。過電流保護素子Ｅ１（Ｅ２）は、スイッチング素子１６（２６）とグランドとの間に挿入されている。
【００３４】
したがって、実施例１によれば、例えば、モータＭ１を駆動するインバータＩＶ１内のあるスイッチング素子を駆動する駆動回路の電源電圧（すなわち、フォワードコンバータＦＣ１のある出力電圧）が短絡すると、フォワードコンバータＦＣ１の一次側のスイッチング素子１６がオンすることにより、トランスＴ１を介して一次側に大きな電流を流すことになる。そのため、過電流保護素子Ｅ１は断線する。過電流保護素子Ｅ１が断線することにより、フォワードコンバータＦＣ１は動作不能状態に陥る。過電流保護素子がないとフォワードコンバータＦＣ１はレギュレータＲＧの出力電圧Ｖｒを引き下げてしまうが、過電流保護が働くため、レギュレータＲＧは正常に一定の出力電圧Ｖｒを出力する。制御回路ＣＣは、フォワードコンバータＦＣ１の出力系統が短絡することにより生じた出力電圧Ｖｏｍａの異常値を検出した場合、出力電圧Ｖｏｍａを電圧フィードバック制御に反映させずに、他のフォワードコンバータＦＣ２の出力電圧Ｖｏｍｂを電圧フィードバックすることにより、レギュレータＲＧを制御する。したがって、出力電圧の短絡が発生していないフォワードコンバータＦＣ２は、出力電圧Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂを正常に出力することが可能となり、モータＭ１の駆動が不能になっても、モータＭ２の正常な駆動を継続することができる。逆に、モータＭ２を駆動するインバータＩＶ２内のあるスイッチング素子を駆動する駆動回路の電源電圧（すなわち、フォワードコンバータＦＣ２のある出力電圧）が短絡した場合でも、同様である。
【００３５】
また、過電流保護素子Ｅ１（Ｅ２）はフォワードコンバータ一つに対して一つあればよいため、また、制御回路ＣＣは複数のフォワードコンバータに対して一つあればよいため、小型化やコスト削減が可能となる。
【実施例２】
【００３６】
図３は、本発明の一実施形態であるスイッチング制御システム２００の回路構成を示した概略図である。上述の実施例と同様の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略又は簡略する。なお、後述の他の実施例についても同様である。
【００３７】
スイッチング制御システム２００は、２つのモータ駆動と２つのＤＣ−ＤＣコンバータ駆動を４つのインバータ回路によって行っている。この場合でも、レギュレータＲＧは一つでよい。フォワードコンバータＦＣ１〜ＦＣ４のそれぞれについて、各トランスの一次側に流れる過電流を遮断する過電流保護素子Ｅ１〜Ｅ４が設けられる。例えば、フォワードコンバータＦＣ１とＦＣ２の出力電力は、ハイブリッド車や電気自動車の走行用モータを駆動するインバータＩＶ１，ＩＶ２のインバータ回路を構成しているスイッチング素子の駆動回路の電源として生成され、フォワードコンバータＦＣ３とＦＣ４の出力電力は、走行用モータを駆動する駆動電流の供給源を生成するためのＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１，ＤＣ２のインバータ回路を構成しているスイッチング素子の駆動回路の電源として生成される。
【００３８】
図３の場合、フォワードコンバータＦＣ３は、２つの直流電圧を出力している。駆動回路５１Ａを動作させるための電源電圧は、フォワードコンバータＦＣ３の出力端子３３Ａ，３５Ａから出力される直流電圧である。駆動回路５２Ａを動作させるための電源電圧は、フォワードコンバータＦＣ３の出力端子３３Ｂ，３５Ｂから出力される直流電圧である。
【００３９】
ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１は、高圧バッテリＨＢ側の高圧系電圧を昇圧変換してコンデンサＣ３に蓄積する。この昇圧電圧が、モータＭ２を駆動するインバータＩＶ２内の、上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子とが接続された各相の直列回路の両端に印加される。ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１は、例えば、ダイオード５１Ｃをコレクタ−エミッタ間に並列に備える上アーム側のスイッチング素子５１Ｂと、ダイオード５２Ｃをコレクタ−エミッタ間に並列に備える下アーム側のスイッチング素子５２Ｅと、一端を素子５１Ｂと素子５２Ｂとの接続点に接続され他端を高圧バッテリＨＶの出力電位に接続されるリアクトルＬ１と、素子５１Ｂを駆動する駆動回路５１Ａと、素子５２Ｂを駆動する駆動回路５２Ａとを備える。
【００４０】
なお、フォワードコンバータＦＣ３，ＦＣ４の構成要素やインバータＩＶ１からモータＭ１に供給される駆動電流を生成するために必要な電源電圧を生成するためのＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２の構成要素についても、上述の構成と同様であるため、それらの説明については省略する。
【００４１】
したがって、実施例２によれば、例えば、フォワードコンバータＦＣ３のいずれかの出力段が短絡すると、フォワードコンバータＦＣ３内のトランスの一次側をスイッチング制御するスイッチング素子がオンすることにより、過電流保護素子Ｅ３のみ断線し、フォワードコンバータＦＣ３は動作不能状態に陥る。したがって、出力電圧の短絡が発生していないフォワードコンバータＦＣ１，ＦＣ２，ＦＣ４のそれぞれは、出力電圧を正常に出力することが可能となり、コンバータＤＣ１が動作不能によりモータＭ２の駆動が不能になっても、コンバータＤＣ２とモータＭ１の正常な駆動を継続することができる。
【実施例３】
【００４２】
図４は、本発明の一実施形態であるスイッチング制御システム３００の回路構成を示した概略図である。
【００４３】
スイッチング制御システム３００は、フォワードコンバータＦＣ１に内蔵されるトランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段として電流検出部Ｄ１を備え、フォワードコンバータＦＣ２に内蔵されるトランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段として電流検出部Ｄ２とを備える。
【００４４】
電流検出部Ｄ１（Ｄ２）は、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の一次側に流れるスイッチング電流の検出値が一定値を超えた場合に、当該スイッチング電流を生成する一次側のスイッチング素子をオフする、電流検出回路である。これにより、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の出力段が短絡すると、一次側のスイッチング素子をオフさせることができるので、レギュレータＲＧの出力電圧の低下を防ぐことができる。
【００４５】
電流検出部Ｄ１（Ｄ２）は、スイッチング電流の電流値に応じた値と所定の閾値との比較結果に基づいて、一次側に過電流が流れた又は流れるおそれがあるとして、当該スイッチング電流を制御する一次側のスイッチング素子をオフする。例えば、スイッチング電流の電流値に比例する値が所定の閾値を超えた場合に一次側スイッチング素子をオフしたり、一次側スイッチング素子の所定回数分のスイッチング周期の平均電流値に比例する値が所定の閾値を超えた場合に一次側スイッチング素子をオフしたりする。
【００４６】
さらに、電流検出部Ｄ１（Ｄ２）は、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）のトランスの一次側に所定の電流値が流れることにより過電流を遮断した一定の遮断状態を保持し、遮断状態を保持した後、過電流が流れない状態で遮断状態を解除する構成を有する。この構成によって、フォワードコンバータの出力系統の短絡状態が元の正常な状態に復帰すれば、一次側の遮断状態が解除されるため、出力系統が短絡状態から復帰したフォワードコンバータも正常な出力電圧を出力できるように回復させることができる。例えば、電流検出部Ｄ１（Ｄ２）は、遮断状態の解除条件の成立により遮断状態の解除信号が入力されると、一次側スイッチング素子のオフ固定を解除することにより当該遮断状態を解除する、ラッチ回路やタイマー回路などを備えるとよい。
【００４７】
図５は、レギュレータＲＧとフォワードコンバータＦＣ１，ＦＣ２とを構成する、本発明の実施形態であるスイッチング電源３００Ａの詳細な構成図である。
【００４８】
電流検出部Ｄ１（Ｄ２）は、トランスＴ１（Ｔ２）の一次側に流れる電流を検出する検出抵抗７１（８１）と、検出抵抗７１（８１）の両端電圧を検出する電圧検出部７２（８２）とを備える。電圧検出部７２（８２）は、検出抵抗７１（８１）で過電流が検出されていない状態でＨレベルをＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）に出力保持している。検出抵抗７１（８１）で過電流が検出されていない状態で過電流が検出されると、電圧検出部７２（８２）は、ＬレベルをＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）に出力した状態を保持する。制御回路ＣＣは、一次側スイッチ素子１６（２６）をオンさせるときＨレベルを出力し、一次側スイッチ素子１６（２６）をオフさせるときＬレベルを出力する。
【００４９】
したがって、電流検出部Ｄ１（Ｄ２）は過電流が検出されていない状態で一定値以上の過電流を検出するとＬレベルを出力したまま保持するので、ＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）は、一次側スイッチ素子１６（２６）を強制的にオフ状態に保つことができる。これにより、トランスＴ１（Ｔ２）の二次側が短絡することによりトランスＴ１（Ｔ２）の一次側に流れる過電流を遮断させることができる。
【００５０】
また、電圧検出部７２（８２）は、一次側に過電流が流れない状態であることを検知した制御回路ＣＣからの指示信号が入力されることにより、Ｌレベルに保持した出力をＨレベルに切り替える。Ｌレベルに保持した出力をＨレベルに切り替えることによって、一次側スイッチ素子１６（２６）のオフを強制している状態を解除することができる。
【００５１】
例えば、制御回路ＣＣは、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の二次側回路の出力電圧が短絡状態から正常電圧になったことを検知した場合にＨレベルを出力するように電圧検出部７２（８２）に指示する指示信号を出力すればよい。もちろん、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の二次側回路の出力電圧は、電圧検出部７２（８２）自身が検知してもよい。したがって、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の出力段が短絡状態から復帰すると、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）も正常動作に復帰させることができる。
【００５２】
また、電圧検出部７２（８２）は、一次側の遮断状態が一次側スイッチ素子１６（２６）のオフにより一定時間経過した後でなければ当該遮断状態を解除しないようにしてもよい。これによって、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の出力段が短絡／非短絡を繰り返している場合であっても（例えば、ハーフショートしている場合であっても）、一次側スイッチ素子１６（２６）がオンオフのチャタリングを起こすことを防ぐことができる。
【００５３】
また、一次側スイッチ素子１６（２６）が過電流の検出により一旦オフした後は電流が流れなくなることにより、電流の検出値は過電流を検出するための閾値を下回る。そのため、当該閾値を下回ることに従って一次側スイッチ素子１６（２６）をすぐにオンさせる構成にすると、一次側スイッチ素子１６（２６）はチャタリングすることになる。そこで、電圧検出部７２（８２）は、一次側の遮断状態を一次側スイッチ素子１６（２６）のオフにより一定時間経過した後でなければ当該遮断状態を解除しないようにすることで、そのようなチャタリングを防ぐことができる。
【００５４】
さらに、電圧検出部７２（８２）は、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）から出力される直流電圧の急変時にトランスＴ１（Ｔ２）の一次側に過電流が流れることを遮断するようにＬレベルをＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）に出力してもよい。フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）から出力される直流電圧の急変時、例えば、レギュレータＲＧやフォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の立ち上がりや立ち下がりのタイミングや、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の二次側回路に接続される負荷の負荷電流が急変するタイミングで、トランスＴ１（Ｔ２）の一次側に過電流が流れる場合がある。特に、レギュレータＲＧの出力電圧が定常電圧になっている状態で、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の出力電圧が低下することにより、電圧フィードバック制御によって、トランスＴ１（Ｔ２）の二次側に接続されるコンデンサにトランスＴ１（Ｔ２）を介して急速充電が行われてしまうと、トランスＴ１（Ｔ２）の一次側に過電流が流れる場合がある。そこで、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）から出力される直流電圧の急変時にＬレベルをＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）に出力することで、トランスＴ１（Ｔ２）の一次側に過電流が流れることを防止できる。また、実施例１で示した過電流保護素子Ｅ１（Ｅ２）が過電流により誤って断線することによって、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）が動作できなくなることを防ぐことができる。
【００５５】
図６は、レギュレータＲＧとフォワードコンバータＦＣ１，ＦＣ２とを構成する、本発明の実施形態であるスイッチング電源３００Ｂの詳細な構成図である。スイッチング電源３００Ｂでは、温度検知機能付自己オフ型スイッチ素子であるセンスＭＯＳＦＥＴ７３（８３）と抵抗素子７１（８１）を一次側の電流検出に用い、抵抗素子７１（８１）の両端電圧を検出することで、過電流保護を行う。
【００５６】
電圧検出部７２（８２）は、検出抵抗７１（８１）で過電流が検出されていない状態でＨレベルをＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）に出力保持している。一次側に過電流が流れるとセンスＭＯＳＦＥＴ７３（８３）は自己オフするので、検出抵抗７１（８１）に電流が流れなくなる。過電流が検出されていない状態で検出抵抗７１（８１）によって一定時間電流が流れない状態が検出されると、電圧検出部７２（８２）は、ＬレベルをＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）に出力した状態を保持する。制御回路ＣＣは、一次側スイッチ素子１６（２６）をオンさせるときＨレベルを出力し、一次側スイッチ素子１６（２６）をオフさせるときＬレベルを出力する。
【００５７】
したがって、スイッチング電源３００Ｂも図５のスイッチング電源３００Ａと同様の効果が得られる。例えば、電流検出部Ｄ１（Ｄ２）は過電流が検出されていない状態で一定値以上の過電流を検出するとＬレベルを出力したまま保持するので、ＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）は、一次側スイッチ素子１６（２６）を強制的にオフ状態に保つことができる。これにより、トランスＴ１（Ｔ２）の二次側が短絡することによりトランスＴ１（Ｔ２）の一次側に流れる過電流を遮断させることができる。
【実施例４】
【００５８】
上述の実施例では、複数のフォワードコンバータが、レギュレータＲＧの負荷として接続されているため、レギュレータＲＧの出力に、フォワードコンバータＦＣの１次側スイッチ素子のスイッチング周期に同期して、リップル電流が生じやすい。複数のフォワードコンバータを同時に駆動するとリップルが同期し大きくなる。そのため、このリップル電流が大きくなると、フォワードコンバータＦＣの二次側の出力ダイオードの通電時間に応じてフォワードコンバータＦＣの出力電圧が変化してしまう。例えば、フォワードコンバータＦＣの出力段に接続される負荷の負荷電流が小さいときには二次側の出力ダイオードの通電時間が短いため、出力電圧が高い期間のみ通電しているが、負荷電流が大きくなるにつれて出力ダイオードの通電時間が長くなり、出力電圧が低い期間でも通電することになる。これが、フォワードコンバータＦＣの負荷電流変動特性を悪化させる。
【００５９】
そこで、フォワードコンバータＦＣの一次側スイッチ素子のスイッチングタイミングをフォワードコンバータＦＣ毎にずらす制御を行う。例えば、複数のフォワードコンバータＦＣをｎ個のグループに分け、一次側スイッチ素子のスイッチングの制御周期に対して２×π／ｎ毎にスイッチングタイミングを振り分ける。例えば、制御周期が１００ｋＨｚである場合に２つのフォワードコンバータを接続しているとすると、第１のフォワードコンバータに対して第２のフォワードコンバータのスイッチングタイミングを５μｓ遅らせることになる。これにより、レギュレータＲＧの電圧リップルが低減され、フォワードコンバータＦＣの負荷変動特性を改善させることができる。
【００６０】
図７は、図２のスイッチング電源１００Ａのスイッチ素子１６とスイッチ素子２６のゲート駆動波形を示す図である。図７の場合、スイッチ素子１６のスイッチング波形とスイッチ素子２６のスイッチング波形がπだけずれている。図８は、レギュレータＲＧの出力電圧Ｖｒのリップル特性を示す。図８によれば、図７のスイッチング波形で位相をずらした本発明の場合の出力電圧Ｖｒは、位相をずらさずに同時にスイッチ素子１６と２６を駆動する従来回路の場合の出力電圧Ｖｒに比べ、リップルの大きさが小さくなっている。図９は、フォワードコンバータＦＣの負荷変動特性を示す。図９によれば、図７のスイッチング波形で位相をずらした本発明の場合、位相をずらさずに同時にスイッチ素子１６と２６を駆動する従来回路の場合に比べ、フォワードコンバータＦＣの二次側に接続される負荷の負荷電流が変動しても、フォワードコンバータＦＣの二次側に出力される直流電圧を変動し難くすることができる。
【００６１】
以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形及び置換を加えることができる。
【００６２】
例えば、上述の実施例では、レギュレータＲＧは降圧レギュレータであったが、昇圧レギュレータでも昇降圧自在のレギュレータであってもよい。また、フォワードコンバータの構成についても、フォワード型のトランスを構成していれば、他の形態であってもよい。例えば、フォワードコンバータＦＣのそれぞれは、レギュレータＲＧの出力電圧を一次側の入力電圧Ｖｒとして、入力電圧Ｖｒを複数のトランスのそれぞれで交流の電圧に変換し、各トランスの二次側に設けられた整流平滑回路による変換動作により入力電圧Ｖｒに対して昇圧又は降圧した直流の出力電圧を生成するものでもよい。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の一実施形態であるスイッチング制御システム１００の回路構成を示した概略図である。
【図２】本発明の実施形態であるスイッチング電源１００Ａの詳細な構成図である。
【図３】本発明の一実施形態であるスイッチング制御システム２００の回路構成を示した概略図である。
【図４】本発明の一実施形態であるスイッチング制御システム３００の回路構成を示した概略図である。
【図５】本発明の実施形態であるスイッチング電源３００Ａの詳細な構成図である。
【図６】本発明の実施形態であるスイッチング電源３００Ｂの詳細な構成図である。
【図７】図２のスイッチング電源１００Ａのスイッチ素子１６とスイッチ素子２６のゲート駆動波形を示す図である。
【図８】レギュレータＲＧの出力電圧Ｖｒのリップル特性を示す。
【図９】フォワードコンバータＦＣの負荷変動特性を示す。
【符号の説明】
【００６４】
ＬＢ 低圧系電源
ＨＢ 高圧系電源
ＲＧ レギュレータ
ＦＣ１〜ＦＣ４ フォワードコンバータ
ＩＶ１，ＩＶ２ インバータ
ＤＣ１，ＤＣ２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｍ１，Ｍ２ モータ
Ｅ１〜Ｅ４ 過電流保護素子
Ｄ１，Ｄ２ 電流検出部
ＣＣ 制御回路
３１Ａ〜３６Ａ，４１Ａ〜４６Ａ 駆動回路
３１Ｂ〜３６Ｂ，４１Ｂ〜４６Ｂ，５１Ｂ，５２Ｂ，６１Ｂ，６２Ｂ，
１６，２６ スイッチング素子（スイッチ素子）
７３，８３ センスＭＯＳＦＥＴ
１００，２００，３００ スイッチング制御システム
１００Ａ、３００Ａ，３００Ｂ スイッチング電源
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レギュレータから出力される共通の出力電圧を電圧変換する複数のフォワード型コンバータを備える、スイッチング電源装置及びスイッチング制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、一次側及び三次側の各コンバータのスイッチング素子の主電流が流れる部分にヒューズが挿入され、破壊回路に流れる異常電流によってヒューズが溶断されることにより、破壊回路を強制的に切り離せるようにする、スイッチング電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この構成によって、一次側と三次側のコンバータのいずれかが短絡破壊されたとしても、正常な方のコンバータによって出力が低下することを抑えている。
【特許文献１】特開平９−２６１９５７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、特許文献１に開示のスイッチング電源装置に二次側回路を更に追加して、電源の出力系統を複数化しようとする場合、ある出力系統が短絡すると、それ以外の出力系統も正常な給電を行うことができなくなってしまう。
【０００４】
そこで、本発明は、複数の出力系統を設けた構成において、ある出力系統が短絡しても、それ以外の出力系統は正常な給電を行うことができる、スイッチング電源装置及びスイッチング制御システムの提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するため、本発明に係るスイッチング電源装置は、
レギュレータから出力される共通の出力電圧を電圧変換する複数のフォワード型コンバータを備える、スイッチング電源装置であって、
前記複数のフォワード型コンバータのそれぞれは、
前記レギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続された一次側スイッチ素子のスイッチングにより前記トランスの二次巻線から整流して得られる直流電圧を出力する複数の二次側回路と、
前記トランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段とを備える、ことを特徴とする。
【０００６】
また、上記目的を達成するため、本発明に係るスイッチング電源装置は、
レギュレータと、
前記レギュレータから出力される共通の出力電圧を電圧変換する複数のフォワード型コンバータとを備える、スイッチング電源装置であって、
前記複数のフォワード型コンバータのそれぞれは、
前記レギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続された一次側スイッチ素子のスイッチングにより前記トランスの二次巻線から整流して得られる直流電圧を出力する複数の二次側回路と、
前記トランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段とを備える、ことを特徴とする。
【０００７】
また、上記目的を達成するため、本発明に係るスイッチング制御システムは、
レギュレータと、
前記レギュレータから出力される共通の出力電圧を電圧変換する複数の電圧変換回路とを備える、スイッチング制御システムであって、
前記複数の電圧変換回路のそれぞれは、
前記レギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続された一次側スイッチ素子のスイッチングにより前記トランスの二次巻線から整流して得られる複数の直流電圧を出力するフォワード型コンバータと、
前記複数の直流電圧のうちの一の直流電圧を電源電圧とする駆動回路と該駆動回路で駆動されるスイッチング素子とを前記複数の直流電圧のそれぞれに対して有し、該スイッチング素子によってインバータ回路が構成されているインバータと、
前記トランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段とを備える、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、複数の出力系統を設けた構成において、ある出力系統が短絡しても、それ以外の出力系統は正常な給電を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態の説明を行う。
【実施例１】
【００１０】
図１は、本発明の一実施形態であるスイッチング制御システム１００の回路構成を示した概略図である。スイッチング制御システム１００は、低圧バッテリＬＢの低圧系バッテリ電圧を一定電圧にレギュレートするスイッチングレギュレータであるレギュレータＲＧと、一つのレギュレータＲＧから出力される共通の出力電圧を電圧変換できるように互いに並列接続された複数（図１の場合、２つ）の電圧変換回路とを備える、モータ駆動システムである。この２つの電圧変換回路のうち一方の第１の電圧変換回路は、レギュレータＲＧの出力電圧を電圧変換した直流電圧を出力する複数の出力系統を有するフォワードコンバータＦＣ１と、フォワードコンバータＦＣ１から出力される直流電圧を電源電圧とする駆動回路とその駆動回路で駆動されるスイッチング素子とを備えるインバータＩＶ１と、フォワードコンバータＦＣ１に内蔵されるトランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段である過電流保護素子Ｅ１とを備えている。もう一方の第２の電圧変換回路は、第１の電圧変換回路と同様の構成であって、フォワードコンバータＦＣ２と、インバータＩＶ２と、過電流保護素子Ｅ２とを備えている。
【００１１】
フォワードコンバータＦＣ１は、インバータ負荷の電源電圧を生成して出力するものであって、インバータＩＶ１のインバータ回路を構成するスイッチング素子を駆動する駆動回路の電源電圧として該駆動回路毎にそれぞれ供給される複数の直流電圧を出力する。図１の場合、フォワードコンバータＦＣ１は、６つの直流電圧を出力している。駆動回路３１Ａを動作させるための電源電圧は、フォワードコンバータＦＣ１の出力端子１３Ａ，１５Ａから出力される直流電圧である。駆動回路３２Ａを動作させるための電源電圧は、フォワードコンバータＦＣ１の出力端子１３Ｄ，１５Ｄから出力される直流電圧である。他の駆動回路３３Ａ〜３６Ａについても、図示の通り、フォワードコンバータＦＣ１の互いに異なる出力端子から出力される直流電圧を電源電圧としている。
【００１２】
各駆動回路３１Ａ〜３６Ａは、不図示のマイクロコンピュータ等の制御装置からの制御信号に従って、それぞれが駆動するスイッチング素子をスイッチングさせる駆動信号を出力し、スイッチング素子をオン／オフさせる。
【００１３】
インバータＩＶ１は、Ｕ相のスイッチング素子３１Ｂ（３２Ｂ）をスイッチングさせる信号を出力する駆動回路３１Ａ（３２Ａ）と、Ｖ相のスイッチング素子３３Ｂ（３４Ｂ）をスイッチングさせる信号を出力する駆動回路３３Ａ（３４Ａ）と、Ｗ相のスイッチング素子３５Ｂ（３６Ｂ）をスイッチングさせる信号を出力する駆動回路３５Ａ（３６Ａ）とを有する。インバータＩＮ１は、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動信号（例えば、ＰＷＭ信号）に従い各スイッチング素子のオン／オフを制御することによって、平滑コンデンサＣ１によって平滑された高圧系バッテリＨＢから得られる直流電力を交流電力に変換してモータＭ１を駆動する。
【００１４】
スイッチング素子３１Ｂ，３３Ｂ，３５Ｂは、高圧バッテリＨＢの正極側に短絡するハイサイドのスイッチング素子であり、スイッチング素子３２Ｂ，３４Ｂ，３６Ｂは、高圧バッテリＨＢの負極側に短絡するローサイドのスイッチング素子である。各スイッチング素子３１Ｂ〜３６Ｂには、ダイオードが並列に接続（又は、寄生）される。これらの各ダイオード３１Ｃ〜３６Ｃは、グランドから電源電圧への方向（エミッタからコレクタへの方向）を順方向とする（電源電圧側がカソードとなる）。すなわち、スイッチング素子のエミッタにアノードが接続され、スイッチング素子のコレクタにカソードが接続される。スイッチング素子３１Ｂと３２Ｂとの接続点は、モータＭ１のＵ相コイルに接続される。スイッチング素子３３Ｂと３４Ｂとの接続点は、モータＭ１のＶ相コイルに接続される。スイッチング素子３５Ｂと３６Ｂとの接続点は、モータＭ１のＷ相コイルに接続される。
【００１５】
なお、フォワードコンバータＦＣ２の構成要素やモータＭ２を駆動するインバータＩＶ２の構成要素についても、フォワードコンバータＦＣ１又はインバータＩＶ１と同様であるため、それらの説明については省略する。
【００１６】
また、インバータのブリッジ回路内のスイッチング素子は、ＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴ，バイポーラトランジスタ等の半導体から構成されるスイッチング素子であればよい。より具体的には、スイッチング素子３１Ｂ〜３６Ｂ，４１Ｂ〜４６Ｂは、ＮチャンネルＩＧＢＴ，ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ等の半導体から構成される電圧駆動型の素子であるとよい。ブリッジ回路以外の回路に構成される後述のスイッチング素子（スイッチ素子）についても同様である。
【００１７】
図２は、レギュレータＲＧとフォワードコンバータＦＣ１，ＦＣ２とを構成する、本発明の一実施形態であるスイッチング電源１００Ａの詳細な構成図である。レギュレータＲＧは、降圧動作を行うバックコンバータである。また、フォワードコンバータＦＣ１，ＦＣ２は、それぞれ７つの出力を持ち、そのうち１つはレギュレータＲＧのフィードバック制御に用いているが、レギュレータＲＧの出力自体をフィードバックしてもよい。この場合、フォワードコンバータＦＣ１，ＦＣ２の出力数は６つであればよい。
【００１８】
スイッチング電源１００Ａは、レギュレータＲＧと、レギュレータＲＧの出力電圧をトランスＴ１の一次側に接続されたスイッチング素子１６のスイッチングによりトランスＴ１の二次巻線１４Ａ〜１４Ｆから整流して得られる６つの直流電圧をトランスＴ１の二次側に出力するフォワード型コンバータＦＣ１と、トランスＴ１の一次巻線１８Ａに流れる過電流を遮断する過電流保護素子Ｅ１と、レギュレータＲＧの出力電圧をトランスＴ２の一次側に接続されたスイッチング素子２６の駆動によりトランスＴ２の二次巻線２４Ａ〜２４Ｆから整流して得られる６つの直流電圧をトランスＴ２の二次側に出力するフォワード型コンバータＦＣ２と、トランスＴ２の一次巻線２８Ａに流れる過電流を遮断する過電流保護素子Ｅ２と、トランスＴ１，Ｔ２の二次側の出力から得られる信号を誤差増幅部によってフィードバックすることによりレギュレータＲＧの出力電圧がレギュレートされるようにレギュレータＲＧ内のスイッチング素子９２Ａ，９２Ｂをオンオフするスイッチング制御を行うスイッチング制御部である制御回路ＣＣとを備える、スイッチングレギュレータである。
【００１９】
スイッチング電源１００Ａは、レギュレータＲＧに入力される一の入力電圧Ｖｉに基づいて、互いに独立した複数の系統の出力電圧（図１の場合、負荷供給用の出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａ，フィードバック制御のモニタ用の出力電圧Ｖｏｍａ）を生成してフォワード型コンバータＦＣ１から出力し、レギュレータＲＧに入力される一の入力電圧Ｖｉに基づいて、互いに独立した複数の系統の出力電圧（図１の場合、負荷供給用の出力電圧Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂ，フィードバック制御のモニタ用の出力電圧Ｖｏｍｂ）を生成してフォワード型コンバータＦＣ２から出力する、一入力多出力の電源装置である。そして、スイッチング電源１００Ａは、入力電圧Ｖｉの電圧変動や電気負荷の消費電流（負荷電流）の変動が生じても、複数の出力電圧のうち少なくとも一つの出力電圧（図１の場合、Ｖｏｍａ，Ｖｏｍ２）をフィードバックする電圧フィードバックを行うことによって、一定の電圧（図１の場合、Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａ，Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂ）を電気負荷側に出力する。
【００２０】
スイッチング電源１００Ａが車載される場合であれば、例えば、入力端子９９Ａから入力される入力電圧Ｖｉは、車載バッテリ又は車載バッテリに接続される電源回路などの基準電源によって供給され、生成される出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａ，Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂは、車載の各電気負荷に印加される。
【００２１】
例えば、図１に示されるように、出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ１ｂはインバータやＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチング素子の駆動回路の電源電圧として供給され、出力電圧Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂは出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ１ｂの供給先と異なるインバータやＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチング素子の駆動回路の電源電圧として供給される。
【００２２】
図２において、レギュレータＲＧは、入力電圧Ｖｉを降圧して所定の目標電圧にレギュレートする。目標電圧は、入力電圧Ｖｉがとり得る電圧範囲の下限値より低い電圧に設定される。例えば、入力電圧Ｖｉの電圧範囲が６〜１２Ｖの場合、目標電圧は４〜５．５Ｖに設定される。レギュレータＲＧは、ハイサイドのスイッチング素子９２Ａと、ローサイドのスイッチング素子９２Ｂと、一端を素子９２Ａと素子９２Ｂとの接続点に接続され他端をレギュレータＲＧの出力端子９９Ｂに接続される誘導素子であるインダクタ９３とから構成されるハーフブリッジ回路と、ハーフブリッジ回路の入力段に接続された平滑コンデンサ９１と、ハーフブリッジ回路の出力段に接続された平滑コンデンサ９４とを備える。レギュレータＲＧは、このハーフブリッジ回路のスイッチング動作によって、入力端子９９Ａから入力される入力電圧Ｖｉを所定の目標電圧になるように降圧した出力電圧を出力端子９９Ｂから出力する。
【００２３】
フォワード型コンバータＦＣ１，ＦＣ２のそれぞれは、その入出力間に、一つのコアに複数の巻線を巻いたトランスを備える、絶縁型の一入力多出力のＤＣ−ＤＣコンバータである。コンバータＦＣ１，ＦＣ２は、レギュレータＲＧの出力端子９９Ｂから出力された出力電圧を一次側の入力電圧Ｖｒとして、入力電圧Ｖｒをそれぞれのトランスで交流の電圧に変換し、各トランスの二次側に設けられた整流平滑回路による変換動作により入力電圧Ｖｒに対して昇圧又は降圧した直流の出力電圧を生成する。
【００２４】
図２では、入力電圧Ｖｒは、２つのトランスＴ１，Ｔ２でそれぞれ交流の電圧に変換され、トランスＴ１，Ｔ２のそれぞれの二次側に設けられた整流平滑回路により直流の１４系統の出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａ，Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂ，Ｖｏｍａ，Ｖｏｍｂが生成される。トランスＴ１の二次巻線１４Ａには出力ダイオード１１Ａと平滑コンデンサ１２Ａを構成する整流平滑回路が接続される。この整流平滑回路と二次巻線１４Ａで二次側回路が構成される。二次巻線１４Ｂ〜１４Ｆについても同様である。トランスＴ２の二次巻線２４Ａには出力ダイオード２１Ａと平滑コンデンサ２２Ａを構成する整流平滑回路が接続される。この整流平滑回路と二次巻線２４Ａで二次側回路が構成される。二次巻線２４Ｂ〜２４Ｆについても同様である。トランスＴ１の三次巻線１８Ｃには出力ダイオード１７Ｃと平滑コンデンサ１９Ｃを構成する整流平滑回路が接続される。三次巻線２８Ｃには出力ダイオード２７Ｃと平滑コンデンサ１９Ｃを構成する整流平滑回路が接続される。それらの整流平滑回路によって整流平滑された電圧が、それぞれ、入力電圧ＶｉやＶｒと絶縁した出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａ，Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂ，Ｖｏｍａ，Ｖｏｍｂに相当する。出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏｍ６ａは、出力端子１３Ａ〜１３Ｆ，１５Ａ〜１５Ｆを介して、第１の電力供給先であるインバータＩＶ１に印加され、出力電圧Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂは、出力端子２３Ａ〜２３Ｆ，２５Ａ〜２５Ｆを介して、第１の電力要求先と異なる第２の電力供給先であるインバータＩＶ２に印加される。
【００２５】
フォワードコンバータＦＣ１内の複数の二次側回路のそれぞれは、インバータＩＶ１内のインバータ回路を構成するスイッチング素子を駆動する駆動回路の電源電圧として、直流電圧を出力する。そして、複数の二次側回路のうちの一つの二次側回路は、他の二次側回路が直流電圧を供給する駆動回路と異なる駆動回路に、直流電圧を供給する。フォワードコンバータＦＣ２についても同様である。駆動回路は、例えば、トランジスタや論理回路などの回路要素によって構成されているので、各二次側回路が出力する直流電圧は当該回路要素を動作させるための電源として供給される。
【００２６】
出力電圧Ｖｏ１ａは、入力電圧Ｖｒと、トランスＴ１の一次巻線１８Ａと二次巻線１４Ａの巻線比とによって定まる。出力電圧Ｖｏ２ａは、入力電圧Ｖｒと、トランスＴ１の一次巻線１８Ａと二次巻線１４Ｂの巻線比とによって定まる。他の出力電圧についても同様である。
【００２７】
一つのスイッチング素子１６のスイッチング動作によって、入力電圧Ｖｒが印加される一次巻線１８Ａに脈動電圧を生成しているので、各出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａは、それぞれの巻線比に応じて定まる。したがって、各巻線比を同じに設定すれば、各出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａは同じ電圧値になるようにすることができ、各巻線比を互いに異なるように設定すれば、出力電圧Ｖｏ１ａ〜Ｖｏ６ａが互いに異なる電圧値になるようにすることができる。スイッチング素子２６のスイッチング動作とトランスＴ２の巻線比についても同様である。
【００２８】
なお、スイッチング素子１６，２６は、その一端が各トランスの一次巻線の下流側に接続され且つその他端が接地側に接続されたものとなっている。スイッチング素子１６，２６がＮチャンネルＩＧＢＴの場合、コレクタが一次巻線の下流側に接続され且つエミッタが接地側に接続される。
【００２９】
また、トランスＴ１，Ｔ２の磁気飽和を防ぐため、リセットコイル１８Ｂとフリーホイールダイオード（リセットダイオード）１７ＢをトランスＴ１の一次側に結合し、リセットコイル２８Ｂとフリーホイールダイオード２７ＢをトランスＴ２の一次側に結合している。このように結合することによって、リセットトランスが不要となり、小型化が実現できる。
【００３０】
制御回路ＣＣは、中央演算処理装置等を有するマイクロコンピュータやアナログＩＣによって、上述のハーフブリッジ回路やスイッチング素子１６，２６のスイッチングを制御する。
【００３１】
制御回路ＣＣは、フィードバックしたモニタ出力電圧Ｖｏｍａ又はＶｏｍｂとその閾値電圧との誤差を所定の増幅度で増幅し、その増幅電圧と所定の目標設定電圧とを比較した差が零になるようにレギュレータＲＧ内のスイッチング素子９２Ａ，９２Ｂのスイッチング周波数を一定のままそのスイッチング周期のデューティ比を可変させるＰＷＭ制御を行うことにより、スイッチング素子９２Ａ，９２Ｂ及びインダクタ９３から構成されるハーフブリッジ回路を降圧動作させることによって、入力電圧Ｖｉを所定の目標電圧に降圧調整された出力電圧Ｖｒ（レギュレート電圧）をレギュレータＲＧの出力端子９９Ｂから出力させる。制御回路ＣＣは、出力電圧ＶｏｍａとＶｏｍｂのいずれかが所定の異常値を示した場合には、フィードバック電圧として採用しなければよい。
【００３２】
また、制御回路ＣＣは、一次巻線１８Ａ（２８Ａ）に流す電流を制御するスイッチング素子１６（２６）を一定のデューティ比（例えば、５０％）でオンオフさせることによって、入力電圧Ｖｒに対して昇圧又は降圧した直流の出力電圧をコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の出力端子から出力させる。
【００３３】
過電流保護素子Ｅ１（Ｅ２）は、スイッチング素子１６（２６）がオン状態で、トランスＴ１（Ｔ２）の一次側に流れる過電流を遮断するヒューズである。過電流保護素子Ｅ１（Ｅ２）は、トランスＴ１（Ｔ２）の二次側が短絡することによりトランスＴ１（Ｔ２）の一次側に流れる過電流が遮断されるように、一次側に流れる電流が一定値を超えると断線する。過電流保護素子Ｅ１（Ｅ２）は、スイッチング素子１６（２６）とグランドとの間に挿入されている。
【００３４】
したがって、実施例１によれば、例えば、モータＭ１を駆動するインバータＩＶ１内のあるスイッチング素子を駆動する駆動回路の電源電圧（すなわち、フォワードコンバータＦＣ１のある出力電圧）が短絡すると、フォワードコンバータＦＣ１の一次側のスイッチング素子１６がオンすることにより、トランスＴ１を介して一次側に大きな電流を流すことになる。そのため、過電流保護素子Ｅ１は断線する。過電流保護素子Ｅ１が断線することにより、フォワードコンバータＦＣ１は動作不能状態に陥る。過電流保護素子がないとフォワードコンバータＦＣ１はレギュレータＲＧの出力電圧Ｖｒを引き下げてしまうが、過電流保護が働くため、レギュレータＲＧは正常に一定の出力電圧Ｖｒを出力する。制御回路ＣＣは、フォワードコンバータＦＣ１の出力系統が短絡することにより生じた出力電圧Ｖｏｍａの異常値を検出した場合、出力電圧Ｖｏｍａを電圧フィードバック制御に反映させずに、他のフォワードコンバータＦＣ２の出力電圧Ｖｏｍｂを電圧フィードバックすることにより、レギュレータＲＧを制御する。したがって、出力電圧の短絡が発生していないフォワードコンバータＦＣ２は、出力電圧Ｖｏ１ｂ〜Ｖｏ６ｂを正常に出力することが可能となり、モータＭ１の駆動が不能になっても、モータＭ２の正常な駆動を継続することができる。逆に、モータＭ２を駆動するインバータＩＶ２内のあるスイッチング素子を駆動する駆動回路の電源電圧（すなわち、フォワードコンバータＦＣ２のある出力電圧）が短絡した場合でも、同様である。
【００３５】
また、過電流保護素子Ｅ１（Ｅ２）はフォワードコンバータ一つに対して一つあればよいため、また、制御回路ＣＣは複数のフォワードコンバータに対して一つあればよいため、小型化やコスト削減が可能となる。
【実施例２】
【００３６】
図３は、本発明の一実施形態であるスイッチング制御システム２００の回路構成を示した概略図である。上述の実施例と同様の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略又は簡略する。なお、後述の他の実施例についても同様である。
【００３７】
スイッチング制御システム２００は、２つのモータ駆動と２つのＤＣ−ＤＣコンバータ駆動を４つのインバータ回路によって行っている。この場合でも、レギュレータＲＧは一つでよい。フォワードコンバータＦＣ１〜ＦＣ４のそれぞれについて、各トランスの一次側に流れる過電流を遮断する過電流保護素子Ｅ１〜Ｅ４が設けられる。例えば、フォワードコンバータＦＣ１とＦＣ２の出力電力は、ハイブリッド車や電気自動車の走行用モータを駆動するインバータＩＶ１，ＩＶ２のインバータ回路を構成しているスイッチング素子の駆動回路の電源として生成され、フォワードコンバータＦＣ３とＦＣ４の出力電力は、走行用モータを駆動する駆動電流の供給源を生成するためのＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１，ＤＣ２のインバータ回路を構成しているスイッチング素子の駆動回路の電源として生成される。
【００３８】
図３の場合、フォワードコンバータＦＣ３は、２つの直流電圧を出力している。駆動回路５１Ａを動作させるための電源電圧は、フォワードコンバータＦＣ３の出力端子３３Ａ，３５Ａから出力される直流電圧である。駆動回路５２Ａを動作させるための電源電圧は、フォワードコンバータＦＣ３の出力端子３３Ｂ，３５Ｂから出力される直流電圧である。
【００３９】
ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１は、高圧バッテリＨＢ側の高圧系電圧を昇圧変換してコンデンサＣ３に蓄積する。この昇圧電圧が、モータＭ２を駆動するインバータＩＶ２内の、上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子とが接続された各相の直列回路の両端に印加される。ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１は、例えば、ダイオード５１Ｃをコレクタ−エミッタ間に並列に備える上アーム側のスイッチング素子５１Ｂと、ダイオード５２Ｃをコレクタ−エミッタ間に並列に備える下アーム側のスイッチング素子５２Ｅと、一端を素子５１Ｂと素子５２Ｂとの接続点に接続され他端を高圧バッテリＨＶの出力電位に接続されるリアクトルＬ１と、素子５１Ｂを駆動する駆動回路５１Ａと、素子５２Ｂを駆動する駆動回路５２Ａとを備える。
【００４０】
なお、フォワードコンバータＦＣ３，ＦＣ４の構成要素やインバータＩＶ１からモータＭ１に供給される駆動電流を生成するために必要な電源電圧を生成するためのＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２の構成要素についても、上述の構成と同様であるため、それらの説明については省略する。
【００４１】
したがって、実施例２によれば、例えば、フォワードコンバータＦＣ３のいずれかの出力段が短絡すると、フォワードコンバータＦＣ３内のトランスの一次側をスイッチング制御するスイッチング素子がオンすることにより、過電流保護素子Ｅ３のみ断線し、フォワードコンバータＦＣ３は動作不能状態に陥る。したがって、出力電圧の短絡が発生していないフォワードコンバータＦＣ１，ＦＣ２，ＦＣ４のそれぞれは、出力電圧を正常に出力することが可能となり、コンバータＤＣ１が動作不能によりモータＭ２の駆動が不能になっても、コンバータＤＣ２とモータＭ１の正常な駆動を継続することができる。
【実施例３】
【００４２】
図４は、本発明の一実施形態であるスイッチング制御システム３００の回路構成を示した概略図である。
【００４３】
スイッチング制御システム３００は、フォワードコンバータＦＣ１に内蔵されるトランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段として電流検出部Ｄ１を備え、フォワードコンバータＦＣ２に内蔵されるトランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段として電流検出部Ｄ２とを備える。
【００４４】
電流検出部Ｄ１（Ｄ２）は、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の一次側に流れるスイッチング電流の検出値が一定値を超えた場合に、当該スイッチング電流を生成する一次側のスイッチング素子をオフする、電流検出回路である。これにより、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の出力段が短絡すると、一次側のスイッチング素子をオフさせることができるので、レギュレータＲＧの出力電圧の低下を防ぐことができる。
【００４５】
電流検出部Ｄ１（Ｄ２）は、スイッチング電流の電流値に応じた値と所定の閾値との比較結果に基づいて、一次側に過電流が流れた又は流れるおそれがあるとして、当該スイッチング電流を制御する一次側のスイッチング素子をオフする。例えば、スイッチング電流の電流値に比例する値が所定の閾値を超えた場合に一次側スイッチング素子をオフしたり、一次側スイッチング素子の所定回数分のスイッチング周期の平均電流値に比例する値が所定の閾値を超えた場合に一次側スイッチング素子をオフしたりする。
【００４６】
さらに、電流検出部Ｄ１（Ｄ２）は、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）のトランスの一次側に所定の電流値が流れることにより過電流を遮断した一定の遮断状態を保持し、遮断状態を保持した後、過電流が流れない状態で遮断状態を解除する構成を有する。この構成によって、フォワードコンバータの出力系統の短絡状態が元の正常な状態に復帰すれば、一次側の遮断状態が解除されるため、出力系統が短絡状態から復帰したフォワードコンバータも正常な出力電圧を出力できるように回復させることができる。例えば、電流検出部Ｄ１（Ｄ２）は、遮断状態の解除条件の成立により遮断状態の解除信号が入力されると、一次側スイッチング素子のオフ固定を解除することにより当該遮断状態を解除する、ラッチ回路やタイマー回路などを備えるとよい。
【００４７】
図５は、レギュレータＲＧとフォワードコンバータＦＣ１，ＦＣ２とを構成する、本発明の実施形態であるスイッチング電源３００Ａの詳細な構成図である。
【００４８】
電流検出部Ｄ１（Ｄ２）は、トランスＴ１（Ｔ２）の一次側に流れる電流を検出する検出抵抗７１（８１）と、検出抵抗７１（８１）の両端電圧を検出する電圧検出部７２（８２）とを備える。電圧検出部７２（８２）は、検出抵抗７１（８１）で過電流が検出されていない状態でＨレベルをＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）に出力保持している。検出抵抗７１（８１）で過電流が検出されていない状態で過電流が検出されると、電圧検出部７２（８２）は、ＬレベルをＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）に出力した状態を保持する。制御回路ＣＣは、一次側スイッチ素子１６（２６）をオンさせるときＨレベルを出力し、一次側スイッチ素子１６（２６）をオフさせるときＬレベルを出力する。
【００４９】
したがって、電流検出部Ｄ１（Ｄ２）は過電流が検出されていない状態で一定値以上の過電流を検出するとＬレベルを出力したまま保持するので、ＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）は、一次側スイッチ素子１６（２６）を強制的にオフ状態に保つことができる。これにより、トランスＴ１（Ｔ２）の二次側が短絡することによりトランスＴ１（Ｔ２）の一次側に流れる過電流を遮断させることができる。
【００５０】
また、電圧検出部７２（８２）は、一次側に過電流が流れない状態であることを検知した制御回路ＣＣからの指示信号が入力されることにより、Ｌレベルに保持した出力をＨレベルに切り替える。Ｌレベルに保持した出力をＨレベルに切り替えることによって、一次側スイッチ素子１６（２６）のオフを強制している状態を解除することができる。
【００５１】
例えば、制御回路ＣＣは、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の二次側回路の出力電圧が短絡状態から正常電圧になったことを検知した場合にＨレベルを出力するように電圧検出部７２（８２）に指示する指示信号を出力すればよい。もちろん、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の二次側回路の出力電圧は、電圧検出部７２（８２）自身が検知してもよい。したがって、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の出力段が短絡状態から復帰すると、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）も正常動作に復帰させることができる。
【００５２】
また、電圧検出部７２（８２）は、一次側の遮断状態が一次側スイッチ素子１６（２６）のオフにより一定時間経過した後でなければ当該遮断状態を解除しないようにしてもよい。これによって、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の出力段が短絡／非短絡を繰り返している場合であっても（例えば、ハーフショートしている場合であっても）、一次側スイッチ素子１６（２６）がオンオフのチャタリングを起こすことを防ぐことができる。
【００５３】
また、一次側スイッチ素子１６（２６）が過電流の検出により一旦オフした後は電流が流れなくなることにより、電流の検出値は過電流を検出するための閾値を下回る。そのため、当該閾値を下回ることに従って一次側スイッチ素子１６（２６）をすぐにオンさせる構成にすると、一次側スイッチ素子１６（２６）はチャタリングすることになる。そこで、電圧検出部７２（８２）は、一次側の遮断状態を一次側スイッチ素子１６（２６）のオフにより一定時間経過した後でなければ当該遮断状態を解除しないようにすることで、そのようなチャタリングを防ぐことができる。
【００５４】
さらに、電圧検出部７２（８２）は、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）から出力される直流電圧の急変時にトランスＴ１（Ｔ２）の一次側に過電流が流れることを遮断するようにＬレベルをＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）に出力してもよい。フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）から出力される直流電圧の急変時、例えば、レギュレータＲＧやフォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の立ち上がりや立ち下がりのタイミングや、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の二次側回路に接続される負荷の負荷電流が急変するタイミングで、トランスＴ１（Ｔ２）の一次側に過電流が流れる場合がある。特に、レギュレータＲＧの出力電圧が定常電圧になっている状態で、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）の出力電圧が低下することにより、電圧フィードバック制御によって、トランスＴ１（Ｔ２）の二次側に接続されるコンデンサにトランスＴ１（Ｔ２）を介して急速充電が行われてしまうと、トランスＴ１（Ｔ２）の一次側に過電流が流れる場合がある。そこで、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）から出力される直流電圧の急変時にＬレベルをＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）に出力することで、トランスＴ１（Ｔ２）の一次側に過電流が流れることを防止できる。また、実施例１で示した過電流保護素子Ｅ１（Ｅ２）が過電流により誤って断線することによって、フォワードコンバータＦＣ１（ＦＣ２）が動作できなくなることを防ぐことができる。
【００５５】
図６は、レギュレータＲＧとフォワードコンバータＦＣ１，ＦＣ２とを構成する、本発明の実施形態であるスイッチング電源３００Ｂの詳細な構成図である。スイッチング電源３００Ｂでは、温度検知機能付自己オフ型スイッチ素子であるセンスＭＯＳＦＥＴ７３（８３）と抵抗素子７１（８１）を一次側の電流検出に用い、抵抗素子７１（８１）の両端電圧を検出することで、過電流保護を行う。
【００５６】
電圧検出部７２（８２）は、検出抵抗７１（８１）で過電流が検出されていない状態でＨレベルをＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）に出力保持している。一次側に過電流が流れるとセンスＭＯＳＦＥＴ７３（８３）は自己オフするので、検出抵抗７１（８１）に電流が流れなくなる。過電流が検出されていない状態で検出抵抗７１（８１）によって一定時間電流が流れない状態が検出されると、電圧検出部７２（８２）は、ＬレベルをＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）に出力した状態を保持する。制御回路ＣＣは、一次側スイッチ素子１６（２６）をオンさせるときＨレベルを出力し、一次側スイッチ素子１６（２６）をオフさせるときＬレベルを出力する。
【００５７】
したがって、スイッチング電源３００Ｂも図５のスイッチング電源３００Ａと同様の効果が得られる。例えば、電流検出部Ｄ１（Ｄ２）は過電流が検出されていない状態で一定値以上の過電流を検出するとＬレベルを出力したまま保持するので、ＡＮＤ回路Ａ１（Ａ２）は、一次側スイッチ素子１６（２６）を強制的にオフ状態に保つことができる。これにより、トランスＴ１（Ｔ２）の二次側が短絡することによりトランスＴ１（Ｔ２）の一次側に流れる過電流を遮断させることができる。
【実施例４】
【００５８】
上述の実施例では、複数のフォワードコンバータが、レギュレータＲＧの負荷として接続されているため、レギュレータＲＧの出力に、フォワードコンバータＦＣの１次側スイッチ素子のスイッチング周期に同期して、リップル電流が生じやすい。複数のフォワードコンバータを同時に駆動するとリップルが同期し大きくなる。そのため、このリップル電流が大きくなると、フォワードコンバータＦＣの二次側の出力ダイオードの通電時間に応じてフォワードコンバータＦＣの出力電圧が変化してしまう。例えば、フォワードコンバータＦＣの出力段に接続される負荷の負荷電流が小さいときには二次側の出力ダイオードの通電時間が短いため、出力電圧が高い期間のみ通電しているが、負荷電流が大きくなるにつれて出力ダイオードの通電時間が長くなり、出力電圧が低い期間でも通電することになる。これが、フォワードコンバータＦＣの負荷電流変動特性を悪化させる。
【００５９】
そこで、フォワードコンバータＦＣの一次側スイッチ素子のスイッチングタイミングをフォワードコンバータＦＣ毎にずらす制御を行う。例えば、複数のフォワードコンバータＦＣをｎ個のグループに分け、一次側スイッチ素子のスイッチングの制御周期に対して２×π／ｎ毎にスイッチングタイミングを振り分ける。例えば、制御周期が１００ｋＨｚである場合に２つのフォワードコンバータを接続しているとすると、第１のフォワードコンバータに対して第２のフォワードコンバータのスイッチングタイミングを５μｓ遅らせることになる。これにより、レギュレータＲＧの電圧リップルが低減され、フォワードコンバータＦＣの負荷変動特性を改善させることができる。
【００６０】
図７は、図２のスイッチング電源１００Ａのスイッチ素子１６とスイッチ素子２６のゲート駆動波形を示す図である。図７の場合、スイッチ素子１６のスイッチング波形とスイッチ素子２６のスイッチング波形がπだけずれている。図８は、レギュレータＲＧの出力電圧Ｖｒのリップル特性を示す。図８によれば、図７のスイッチング波形で位相をずらした本発明の場合の出力電圧Ｖｒは、位相をずらさずに同時にスイッチ素子１６と２６を駆動する従来回路の場合の出力電圧Ｖｒに比べ、リップルの大きさが小さくなっている。図９は、フォワードコンバータＦＣの負荷変動特性を示す。図９によれば、図７のスイッチング波形で位相をずらした本発明の場合、位相をずらさずに同時にスイッチ素子１６と２６を駆動する従来回路の場合に比べ、フォワードコンバータＦＣの二次側に接続される負荷の負荷電流が変動しても、フォワードコンバータＦＣの二次側に出力される直流電圧を変動し難くすることができる。
【００６１】
以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形及び置換を加えることができる。
【００６２】
例えば、上述の実施例では、レギュレータＲＧは降圧レギュレータであったが、昇圧レギュレータでも昇降圧自在のレギュレータであってもよい。また、フォワードコンバータの構成についても、フォワード型のトランスを構成していれば、他の形態であってもよい。例えば、フォワードコンバータＦＣのそれぞれは、レギュレータＲＧの出力電圧を一次側の入力電圧Ｖｒとして、入力電圧Ｖｒを複数のトランスのそれぞれで交流の電圧に変換し、各トランスの二次側に設けられた整流平滑回路による変換動作により入力電圧Ｖｒに対して昇圧又は降圧した直流の出力電圧を生成するものでもよい。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の一実施形態であるスイッチング制御システム１００の回路構成を示した概略図である。
【図２】本発明の実施形態であるスイッチング電源１００Ａの詳細な構成図である。
【図３】本発明の一実施形態であるスイッチング制御システム２００の回路構成を示した概略図である。
【図４】本発明の一実施形態であるスイッチング制御システム３００の回路構成を示した概略図である。
【図５】本発明の実施形態であるスイッチング電源３００Ａの詳細な構成図である。
【図６】本発明の実施形態であるスイッチング電源３００Ｂの詳細な構成図である。
【図７】図２のスイッチング電源１００Ａのスイッチ素子１６とスイッチ素子２６のゲート駆動波形を示す図である。
【図８】レギュレータＲＧの出力電圧Ｖｒのリップル特性を示す。
【図９】フォワードコンバータＦＣの負荷変動特性を示す。
【符号の説明】
【００６４】
ＬＢ 低圧系電源
ＨＢ 高圧系電源
ＲＧ レギュレータ
ＦＣ１〜ＦＣ４ フォワードコンバータ
ＩＶ１，ＩＶ２ インバータ
ＤＣ１，ＤＣ２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｍ１，Ｍ２ モータ
Ｅ１〜Ｅ４ 過電流保護素子
Ｄ１，Ｄ２ 電流検出部
ＣＣ 制御回路
３１Ａ〜３６Ａ，４１Ａ〜４６Ａ 駆動回路
３１Ｂ〜３６Ｂ，４１Ｂ〜４６Ｂ，５１Ｂ，５２Ｂ，６１Ｂ，６２Ｂ，
１６，２６ スイッチング素子（スイッチ素子）
７３，８３ センスＭＯＳＦＥＴ
１００，２００，３００ スイッチング制御システム
１００Ａ、３００Ａ，３００Ｂ スイッチング電源
【特許請求の範囲】
【請求項１】
レギュレータから出力される共通の出力電圧を電圧変換する複数のフォワード型コンバータを備える、スイッチング電源装置であって、
前記複数のフォワード型コンバータのそれぞれは、
前記レギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続された一次側スイッチ素子のスイッチングにより前記トランスの二次巻線から整流して得られる直流電圧を出力する複数の二次側回路と、
前記トランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段とを備える、スイッチング電源装置。
【請求項２】
前記複数の二次側回路は、前記直流電圧を、インバータ回路を構成するスイッチング素子を駆動する駆動回路の電源電圧として出力する、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記遮断手段は、前記過電流の遮断状態を保持した後に、前記過電流が流れない状態で前記遮断状態を解除する、請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記遮断手段は、前記一次側スイッチ素子のオンオフにより前記遮断状態の保持と解除を切り替える、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記遮断手段は、前記遮断状態を前記一次側スイッチ素子のオフにより一定時間保持した後に前記遮断状態を解除する、請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記遮断手段は、前記直流電圧の急変時に前記遮断状態に移行させる、請求項３から５のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記フォワード型コンバータ毎の前記一次側スイッチ素子のオンオフタイミングが互いに異なる、請求項１から６のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
レギュレータと、
前記レギュレータから出力される共通の出力電圧を電圧変換する複数のフォワード型コンバータとを備える、スイッチング電源装置であって、
前記複数のフォワード型コンバータのそれぞれは、
前記レギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続された一次側スイッチ素子のスイッチングにより前記トランスの二次巻線から整流して得られる直流電圧を出力する複数の二次側回路と、
前記トランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段とを備える、スイッチング電源装置。
【請求項９】
レギュレータと、
前記レギュレータから出力される共通の出力電圧を電圧変換する複数の電圧変換回路とを備える、スイッチング制御システムであって、
前記複数の電圧変換回路のそれぞれは、
前記レギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続された一次側スイッチ素子のスイッチングにより前記トランスの二次巻線から整流して得られる複数の直流電圧を出力するフォワード型コンバータと、
前記複数の直流電圧のうちの一の直流電圧を電源電圧とする駆動回路と該駆動回路で駆動されるスイッチング素子とを前記複数の直流電圧のそれぞれに対して有し、該スイッチング素子によってインバータ回路が構成されているインバータと、
前記トランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段とを備える、スイッチング制御システム。
【請求項１】
レギュレータから出力される共通の出力電圧を電圧変換する複数のフォワード型コンバータを備える、スイッチング電源装置であって、
前記複数のフォワード型コンバータのそれぞれは、
前記レギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続された一次側スイッチ素子のスイッチングにより前記トランスの二次巻線から整流して得られる直流電圧を出力する複数の二次側回路と、
前記トランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段とを備える、スイッチング電源装置。
【請求項２】
前記複数の二次側回路は、前記直流電圧を、インバータ回路を構成するスイッチング素子を駆動する駆動回路の電源電圧として出力する、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記遮断手段は、前記過電流の遮断状態を保持した後に、前記過電流が流れない状態で前記遮断状態を解除する、請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記遮断手段は、前記一次側スイッチ素子のオンオフにより前記遮断状態の保持と解除を切り替える、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記遮断手段は、前記遮断状態を前記一次側スイッチ素子のオフにより一定時間保持した後に前記遮断状態を解除する、請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記遮断手段は、前記直流電圧の急変時に前記遮断状態に移行させる、請求項３から５のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記フォワード型コンバータ毎の前記一次側スイッチ素子のオンオフタイミングが互いに異なる、請求項１から６のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
レギュレータと、
前記レギュレータから出力される共通の出力電圧を電圧変換する複数のフォワード型コンバータとを備える、スイッチング電源装置であって、
前記複数のフォワード型コンバータのそれぞれは、
前記レギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続された一次側スイッチ素子のスイッチングにより前記トランスの二次巻線から整流して得られる直流電圧を出力する複数の二次側回路と、
前記トランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段とを備える、スイッチング電源装置。
【請求項９】
レギュレータと、
前記レギュレータから出力される共通の出力電圧を電圧変換する複数の電圧変換回路とを備える、スイッチング制御システムであって、
前記複数の電圧変換回路のそれぞれは、
前記レギュレータの出力電圧をトランスの一次側に接続された一次側スイッチ素子のスイッチングにより前記トランスの二次巻線から整流して得られる複数の直流電圧を出力するフォワード型コンバータと、
前記複数の直流電圧のうちの一の直流電圧を電源電圧とする駆動回路と該駆動回路で駆動されるスイッチング素子とを前記複数の直流電圧のそれぞれに対して有し、該スイッチング素子によってインバータ回路が構成されているインバータと、
前記トランスの一次側に流れる過電流を遮断する遮断手段とを備える、スイッチング制御システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
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【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１０−９８８２９（Ｐ２０１０−９８８２９Ａ）
【公開日】平成２２年４月３０日（２０１０．４．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２６６７１４（Ｐ２００８−２６６７１４）
【出願日】平成２０年１０月１５日（２００８．１０．１５）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年４月３０日（２０１０．４．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１０月１５日（２００８．１０．１５）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
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