モータ制御装置及びモータ制御方法
【課題】ｄ軸電流を同期起動制御に用いることなく、ｄ軸電流を用いた同期起動制御からセンサレス制御に切り替えるときに生じる急加速や急減速等による振動、騒音を低減するとともに、電流の跳ね上がり等制御及び動作の不安定を回避する。
【解決手段】ブラシレスＤＣモータ１の制御装置２であって、前記モータ１の同期始動制御をｑ軸電流を用いて行うとともに、前記同期始動制御からセンサレス制御に移行する際に、前記モータ１の回転速度として位置推定器が前記ｑ軸電流から算出した推定速度を用いて行うことを特徴とする。
【解決手段】ブラシレスＤＣモータ１の制御装置２であって、前記モータ１の同期始動制御をｑ軸電流を用いて行うとともに、前記同期始動制御からセンサレス制御に移行する際に、前記モータ１の回転速度として位置推定器が前記ｑ軸電流から算出した推定速度を用いて行うことを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスＤＣモータをベクトル制御するモータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１に示すように、位置センサや速度センサを用いることなく、モータに流れる電流と磁束方向からモータの回転位置や回転速度を推定演算し、その演算結果と設定値との比較結果からモータを制御（センサレスベクトル制御）するモータ制御装置が知られている。ここでモータ制御装置の位置推定部では、制御する回転座標系としてモータの磁石Ｎ極の向きをｄ軸、このｄ軸からπ／２進んだ直交軸をｑ軸と定めて、位置推定部内では任意のγ−δ軸をとり電流及び電圧を制御するとともに、位置推定演算を実行することで、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸とを一致させて、モータトルクを自在に制御する。
【０００３】
位置センサレス方式によるモータ制御では、その始動方法に同期起動を適用したものがある。これは起動時に磁石による鎖交磁束と負荷角（Δθ）により発生するトルクを利用したフィードフォワード制御であり、モータのｄ−ｑ軸と同期起動制御内で任意に定めたγ’−δ’軸が負荷角のずれを持って同期回転するものである。この場合の電流指令値は、γ’軸電流指令値であり、以下のようなトルクＴを発生する。
【０００４】
Ｔ ＝Ｐ×（Φ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉγ）×Ｉδ ・・・（１）
Ｉｄ＝Ｉγ’ｃｏｓ（Δθ）、Ｉｑ＝Ｉγ’ｓｉｎ（Δθ）
Ｉｄ：ｄ軸電流、Ｉｑ：ｑ軸電流
Δθ：ｄ軸からγ’軸のずれ角（負荷角）
Φ ：磁石による電気子鎖交磁束
【０００５】
式（１）よりγ’軸電流をトルク発生の為の電流指令値とすることで、そのときの負荷とトルクが釣り合う負荷角でモータが動作する。位置推定部内のγ−δ軸がモータのｄ−ｑ軸と一致していれば、同期起動制御中のγ’−δ’軸とγ−δ軸も負荷角だけ位置がずれていることになる。このまま位置センサレス制御に切り換えると、急加速や急減速、過電流等の切り替えショックが発生する恐れがある。
【０００６】
そこで位置センサレス制御に移行する前の位置合わせの期間（移行期間）として、γ’軸電流を位置誤差に応じてγ−δ軸に分配してトルク変動を抑え、そののちに推定位置誤差を収束させるようにして切り替えショックを低減する方法が適用されている。
【０００７】
同期起動制御中のγ’軸電流指令値は最大トルクを出力させるためにインバータの制限電流値（最大電流値）が用いられる。このため通常負荷角がπ／２以下であり、γ’軸電流は正の大きな値としてγ軸に分配される。埋込磁石内蔵型同期モータ（ＩＰＭ）のように突極比が１以上（Ｌｄ−Ｌｑ＜０）のモータの場合、正のγ軸電流は、式（１）から負のトルクを発生させている。モータを効率良く制御するため、起動時は通常ｉγ電流指令値をゼロにしている。分配された結果、γ軸に残された電流は指令値になるように、且つトルク急変が無いように調整される。δ軸に分配された電流は負荷に応じたトルクを出すために必要な電流値となる。位置センサレス制御に移行する前後で実速度と推定速度はほぼ一致しているため、δ軸電流は移行当初、そのまま指令値として用いられる。こうして位置センサレス制御に移行した後、速度制御が収束し安定動作するようになる。
【０００８】
しかしながら、上記の制御方式の場合、以下のような２つの問題がある。
【０００９】
１つ目は、γ’軸電流指令値を同期起動制御に用いるため、負荷が大きい場合、つまり負荷角がπ／２以上である場合、位置センサレス制御に切り換えたときに位置推定演算結果が負の値となり、急減速し、最悪の場合脱調する。突極比１以上のモータではｑ軸よりやや位相が進んだ軸位置で最大トルクを発生する。負荷角を用いて表現すると、π／２を超えた位置にあり、本来のモータ性能を発揮することができない。その影響は起動時の効率低下として表れる。
【００１０】
２つ目は、負荷が軽い場合、負荷角が小さい状態で同期起動制御が行われるため、電流分配した際、電流のほとんどがγ軸電流として分配される。この状態で位置センサレス制御に移行するとほぼ最大の電流指令値がγ軸電流として流れるため、γ軸電流が指令値ゼロに調整される過程で、トルク過多となり急加速することがある。さらに速度超過であることから、トルク電流を抑制するためδ軸電流指令値がゼロ以下になる場合がある等、位置センサレス制御切り替え時に制御及び動作が不安定になることがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００８−２７８５９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
そこで本発明は、上記問題点を一挙に解決すべくなされたものであり、ｄ軸電流を同期起動制御に用いることなく、γ軸電流指令値を用いた同期起動制御からセンサレス制御に切り替えるときに生じる急加速や急減速等による振動、騒音を低減するとともに、電流の跳ね上がり等制御及び動作の不安定を回避することを主たる所期課題とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
すなわち本発明に係るモータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記モータの同期始動制御をｑ軸電流を用いて行うとともに、前記同期始動制御からセンサレス制御に移行する際に、前記モータの回転速度として位置推定器が前記ｑ軸電流から算出した推定速度を用いて行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
このように構成した本発明によれば、同期始動制御においてｑ軸電流を用いており、同期始動制御からセンサレス制御に移行する際に、同期始動制御において位置推定器により得られた推定速度を用いているので、同期起動制御からセンサレス制御に切り替えるときに生じる急加速や急減速等による振動、騒音を低減するとともに、電流の跳ね上がり等制御及び動作の不安定を回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】モータ制御装置の位置センサレス制御系を示す図。
【図２】従来の起動シーケンスを示す図。
【図３】本実施形態の起動シーケンスを示す図。
【図４】従来の同期起動制御におけるモータの挙動（Δω＞０）を示す図。
【図５】従来の同期起動制御におけるモータの挙動（Δω＜０）を示す図。
【図６】本実施形態の同期起動制御におけるモータの挙動（Δω＞０）を示す図。
【図７】本実施形態の同期起動制御におけるモータの挙動（Δω＜０）を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
【００１７】
本実施形態にかかるモータ制御装置２は、例えば、３相駆動される洗濯機のブラシレスＤＣモータを制御するものである。図１は、本モータ制御装置２を用いたモータ駆動システム１００を示している。この図１中、符号１は前記ブラシレスＤＣモータ、符号２は、本実施形態に係るモータ制御装置２、符号３は、電機子電流を測定する電流計３（電流測定手段）、符号４は、モータ制御装置２からの指令信号を受け付けて前記モータ１を駆動するドライブ回路である。
【００１８】
前記モータ制御装置２は、ＣＰＵ、メモリ、Ｉ／Ｏチャネル、Ａ／Ｄコンバータ等を備えたマイクロコンピュータであり、前記メモリに記憶させたプログラムにしたがってＣＰＵ及びその周辺機器が協働することにより、モータ１に対してフィードバックによるセンサレスベクトル制御を実施する。すなわち、前記電流計３で測定されたモータ１の電機子電流Ｉｓｈからロータの回転速度及び位置を推定算出し、その推定算出されたロータの推定回転速度と予め設定された目標回転速度との偏差を小さくするようにモータ１に供給する電機子電流（または電機子電圧Vｕ、Vｖ、Vｗ）を設定する。
【００１９】
このモータ制御装置２の位置センサレス制御系を図１に示す。補字（＊）のついた変数は指令値であり、Δは誤差を示す補字である。
【００２０】
そして、モータ制御装置２は、モータ１の同期起動制御において、ｑ軸電流を用いてモータ１を制御する。具体的には、図１の指令値演算器はＩｄｃ＊＝０、Ｉｑｃ＊＝インバータの制限電流値（最大電流値）とする。また、Ｉｄｃ＊Ｒｅｆもゼロ指令としている。スイッチＡは同期起動制御からセンサレス制御モードに切り替わるときに制御系が速度制御器を通るように動作する。スイッチＢは同期起動期間から移行期間に切り替わる時にスイッチ二次側のIntegral演算器には推定速度ω１が入力されるように動作する。
【００２１】
図２に従来の起動シーケンスを示す。起動直後、ロータの位置を固定するための位置決め期間、次に同期起動制御による同期起動の期間、その後、移行期間を経てセンサレス制御期間となる。これらの期間に必要な時間は、アプリケーションやモータの仕様等により適当な値に設定している。また、図３に本実施形態の起動シーケンスを示す。Ｉｄｃ＊はゼロ指令としている。
【００２２】
従来の方式では、負荷角Δθがπ／２以上で、推定速度が急激に減少して収束するように動作する。Ｉγ＝Ｉｍａｘ、Ｉδ＝０として、モータの動作を推定演算部で使われるγ−δ軸で表記すると以下のようになる。
【００２３】
【数１】
Ｖγ＝Ｖｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｖｑ・ｓｉｎ（Δθ） ・・・（３）
Ｖδ＝−Ｖｄ・ｓｉｎ（Δθ）＋Ｖｑ・ｃｏｓ（Δθ） ・・・（４）
Ｉγ＝Ｉｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｉｑ・ｓｉｎ（Δθ） ・・・（５）
Ｉδ＝−Ｉｄ・ｓｉｎ（Δθ）＋Ｉｑ・ｃｏｓ（Δθ） ・・・（６）
【００２４】
式（２）より、
Ｖγ＝Ｒ・Ｉγ−ω・Ｌｑ・Ｉδ ・・・（７）
【００２５】
式（７）に式（３）〜（６）を代入して、推定速度誤差をΔωとすると、
Ｖｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｖｑ・ｓｉｎ（Δθ）−Ｒ・（Ｉｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｉｑ・ｓｉｎ（Δθ））＋ω・Ｌｑ・Ｉδ＝Δω ・・・（８）
【００２６】
Ｉδ＝０より式（８）は第４項が０となり、以下のようになる。
Ｖｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｖｑ・ｓｉｎ（Δθ）−Ｒ・（Ｉｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｉｑ・ｓｉｎ（Δθ））＝Δω ・・・（９）
【００２７】
Δθ＝π／２のとき、ｃｏｓ（Δθ）＝０、ｓｉｎ（Δθ）＝１より式（９）は、
Ｖｑ−Ｒ・Ｉｑ＝Δω ・・・（１０）
【００２８】
式（２）より、
Ｖδ−Ｒ・Ｉδ−ω・Ｌｄ・Ｉγ−ωΦ＝０ ・・・（１１）
【００２９】
式（１０）、（１１）により、
Δω＝ω・Ｌｄ・Ｉγ＋ωΦ・・・（１２）
Δθ＝π／２よりＩγ＝０、よって式（１２）は、Φ＞０、ω＞０より、
Δω＝ωΦ＞０
【００３０】
負荷が大きく最大電流で同期起動しているにも関わらず、負荷角Δθ＝π／２で位置推定演算結果がΔω＞０より加速させようとしていることが分かる（図４）。つまり、最大トルク運転しているにも関わらず、それ以上のトルクを要求しているため十分な収束性能が得られない。
【００３１】
さらにΔθ＞π／２の負荷角で動作した場合を示す。
Δθ＞π／２のとき、ｃｏｓ（Δθ）＜０、ｓｉｎ（Δθ）＞０より、
−ｃｏｓ（Δθ）・（Ｖｄ−Ｒ・Ｉγ）＋ｓｉｎ（Δθ）・（Ｖｑ−Ｒ・Ｉδ）＝Δω ・・・（１４）
【００３２】
式（２）より、
−ω・Ｌｑ・Ｉδ＋ω・Ｌｄ・Ｉγ＋ωΦ＝Δω ・・・（１５）
【００３３】
Δθ＞π／２より、Ｉγ＜０なので、Ｌｄ−Ｌｑ＜０、つまり式（１５）の第１項、第２項は負の値、第３項は電流Ｉδに比例して小さい値であることから、Δω＜０となる。つまり、γ’−δ’軸がγ−δ軸よりπ／２以上になるとΔωが負の値、つまりブレーキをかけることになり、急減速することが分かる（図５参照）。γ’−δ’軸は負荷角が負になることは無いので、制御範囲は０〜π／２の範囲となる。
【００３４】
そこで、本実施形態では同期起動をＩδ指令値として行う。この場合、負荷角Δθはδ軸からの位相誤差と定義する。
【００３５】
Ｉγ’＝０、Ｉδ’＝Ｉｍａｘとすると、以下のように表される。
Ｉγ’＝０よ、り式（８）の第３項の（Ｉｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｉｑ・ｓｉｎ（Δθ））はゼロとなることより、式（８）は以下のように表される。
Ｖｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｖｑ・ｓｉｎ（Δθ）＋ω・Ｌｑ・Ｉδ＝Δω ・・・（１６）
【００３６】
Δθ＝π／２のとき、ｃｏｓ（Δθ）＝０、ｓｉｎ（Δθ）＝１、またＩδを代入して式（１６）は、
Ｖｑ−ω・Ｌｑ・Ｉｄ＝Δω ・・・（１７）
【００３７】
Δθ＝π／２であることから、Ｉｄ＜０。よって、Δω＞０となる。つまり、同期中の軸γ’−δ’軸と位置推定軸γ−δ軸の位相誤差がπ／２以下であればモータは加速するように動作する（図６参照）。
【００３８】
Δθ＝−π／２のとき、ｃｏｓ（Δθ）＝０、ｓｉｎ（Δθ）＝−１、またＩδを代入して式（１６）は、
−Ｖｑ−ω・Ｌｑ・Ｉｄ＝Δω ・・・（１８）
【００３９】
Δθ＝−π／２であることから、Ｉｄ＞０。よって、Δω＜０の値となる。つまり位相誤差が−π／２以下であれば、モータは減速するように動く（図７参照）。
【００４０】
Ｉδを同期起動の指令電流としたときの制御範囲は−π／２〜π／２となり、制御できる範囲は従来と比較し２倍の範囲を持つことが分かる。
【００４１】
推定位置にはわずかでも誤差が含まれるのが一般的である。この場合、Ｉδ同期起動では、Ｉδ電流がインバータの最大電流値としているため、急加速する危険があり、位置収束する過程で加速するＩδ同期起動においては致命的である。
【００４２】
そこで、位置推定と同期起動軸のγ’−δ’軸との差（π／２−負荷角相当）が大きい場合は同期起動電流Ｉδの値を制限することで推定位置誤差による急加速を回避し、Ｉδ同期起動を実施する。つまり負荷角に応じて同期起動中の指令電流Ｉδを制御することによって、負荷角を制御し、かつセンサレス制御切り替え時の速度変化を抑制することで、制御範囲の広いＩδ同期起動を可能とする。
【００４３】
さらに、同期起動をＩδ電流指令で実行することで、位置センサレス制御へ移行する移行期間に次のような効果を奏する。同期起動制御中に与えたδ’軸電流を推定軸であるγ−δ軸に分配する移行期間では、これまでトルクが必要な場合ほど位相誤差が大きかったため、推定速度を使うと過電流、急加速になるため、移行期間中はフィードフォワードの速度指令を適用していた。しかし、制御の切り替え中が不安定動作となりやすいため、フィードバック制御となる推定速度を使い安定動作をさせることが望ましい。本発明では、δ’軸電流を電流指令に使うことで、トルクが大きい方が位置誤差が小さくなるため、推定速度を適用することができる。また、併せてγ軸電流は式（２）の演算結果に関わらず常にゼロとすることで、位置誤差が収束するとともにγ電流が減少するため、より安定したセンサレス制御への移行を実現することができる。
【００４４】
その他、本発明は前記実施形態に限られず、その趣旨を逸脱しない範囲で種々の変形が可能であるのは言うまでもない。
【符号の説明】
【００４５】
１ ・・・モータ
２ ・・・モータ制御装置
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスＤＣモータをベクトル制御するモータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１に示すように、位置センサや速度センサを用いることなく、モータに流れる電流と磁束方向からモータの回転位置や回転速度を推定演算し、その演算結果と設定値との比較結果からモータを制御（センサレスベクトル制御）するモータ制御装置が知られている。ここでモータ制御装置の位置推定部では、制御する回転座標系としてモータの磁石Ｎ極の向きをｄ軸、このｄ軸からπ／２進んだ直交軸をｑ軸と定めて、位置推定部内では任意のγ−δ軸をとり電流及び電圧を制御するとともに、位置推定演算を実行することで、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸とを一致させて、モータトルクを自在に制御する。
【０００３】
位置センサレス方式によるモータ制御では、その始動方法に同期起動を適用したものがある。これは起動時に磁石による鎖交磁束と負荷角（Δθ）により発生するトルクを利用したフィードフォワード制御であり、モータのｄ−ｑ軸と同期起動制御内で任意に定めたγ’−δ’軸が負荷角のずれを持って同期回転するものである。この場合の電流指令値は、γ’軸電流指令値であり、以下のようなトルクＴを発生する。
【０００４】
Ｔ ＝Ｐ×（Φ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉγ）×Ｉδ ・・・（１）
Ｉｄ＝Ｉγ’ｃｏｓ（Δθ）、Ｉｑ＝Ｉγ’ｓｉｎ（Δθ）
Ｉｄ：ｄ軸電流、Ｉｑ：ｑ軸電流
Δθ：ｄ軸からγ’軸のずれ角（負荷角）
Φ ：磁石による電気子鎖交磁束
【０００５】
式（１）よりγ’軸電流をトルク発生の為の電流指令値とすることで、そのときの負荷とトルクが釣り合う負荷角でモータが動作する。位置推定部内のγ−δ軸がモータのｄ−ｑ軸と一致していれば、同期起動制御中のγ’−δ’軸とγ−δ軸も負荷角だけ位置がずれていることになる。このまま位置センサレス制御に切り換えると、急加速や急減速、過電流等の切り替えショックが発生する恐れがある。
【０００６】
そこで位置センサレス制御に移行する前の位置合わせの期間（移行期間）として、γ’軸電流を位置誤差に応じてγ−δ軸に分配してトルク変動を抑え、そののちに推定位置誤差を収束させるようにして切り替えショックを低減する方法が適用されている。
【０００７】
同期起動制御中のγ’軸電流指令値は最大トルクを出力させるためにインバータの制限電流値（最大電流値）が用いられる。このため通常負荷角がπ／２以下であり、γ’軸電流は正の大きな値としてγ軸に分配される。埋込磁石内蔵型同期モータ（ＩＰＭ）のように突極比が１以上（Ｌｄ−Ｌｑ＜０）のモータの場合、正のγ軸電流は、式（１）から負のトルクを発生させている。モータを効率良く制御するため、起動時は通常ｉγ電流指令値をゼロにしている。分配された結果、γ軸に残された電流は指令値になるように、且つトルク急変が無いように調整される。δ軸に分配された電流は負荷に応じたトルクを出すために必要な電流値となる。位置センサレス制御に移行する前後で実速度と推定速度はほぼ一致しているため、δ軸電流は移行当初、そのまま指令値として用いられる。こうして位置センサレス制御に移行した後、速度制御が収束し安定動作するようになる。
【０００８】
しかしながら、上記の制御方式の場合、以下のような２つの問題がある。
【０００９】
１つ目は、γ’軸電流指令値を同期起動制御に用いるため、負荷が大きい場合、つまり負荷角がπ／２以上である場合、位置センサレス制御に切り換えたときに位置推定演算結果が負の値となり、急減速し、最悪の場合脱調する。突極比１以上のモータではｑ軸よりやや位相が進んだ軸位置で最大トルクを発生する。負荷角を用いて表現すると、π／２を超えた位置にあり、本来のモータ性能を発揮することができない。その影響は起動時の効率低下として表れる。
【００１０】
２つ目は、負荷が軽い場合、負荷角が小さい状態で同期起動制御が行われるため、電流分配した際、電流のほとんどがγ軸電流として分配される。この状態で位置センサレス制御に移行するとほぼ最大の電流指令値がγ軸電流として流れるため、γ軸電流が指令値ゼロに調整される過程で、トルク過多となり急加速することがある。さらに速度超過であることから、トルク電流を抑制するためδ軸電流指令値がゼロ以下になる場合がある等、位置センサレス制御切り替え時に制御及び動作が不安定になることがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００８−２７８５９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
そこで本発明は、上記問題点を一挙に解決すべくなされたものであり、ｄ軸電流を同期起動制御に用いることなく、γ軸電流指令値を用いた同期起動制御からセンサレス制御に切り替えるときに生じる急加速や急減速等による振動、騒音を低減するとともに、電流の跳ね上がり等制御及び動作の不安定を回避することを主たる所期課題とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
すなわち本発明に係るモータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記モータの同期始動制御をｑ軸電流を用いて行うとともに、前記同期始動制御からセンサレス制御に移行する際に、前記モータの回転速度として位置推定器が前記ｑ軸電流から算出した推定速度を用いて行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
このように構成した本発明によれば、同期始動制御においてｑ軸電流を用いており、同期始動制御からセンサレス制御に移行する際に、同期始動制御において位置推定器により得られた推定速度を用いているので、同期起動制御からセンサレス制御に切り替えるときに生じる急加速や急減速等による振動、騒音を低減するとともに、電流の跳ね上がり等制御及び動作の不安定を回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】モータ制御装置の位置センサレス制御系を示す図。
【図２】従来の起動シーケンスを示す図。
【図３】本実施形態の起動シーケンスを示す図。
【図４】従来の同期起動制御におけるモータの挙動（Δω＞０）を示す図。
【図５】従来の同期起動制御におけるモータの挙動（Δω＜０）を示す図。
【図６】本実施形態の同期起動制御におけるモータの挙動（Δω＞０）を示す図。
【図７】本実施形態の同期起動制御におけるモータの挙動（Δω＜０）を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
【００１７】
本実施形態にかかるモータ制御装置２は、例えば、３相駆動される洗濯機のブラシレスＤＣモータを制御するものである。図１は、本モータ制御装置２を用いたモータ駆動システム１００を示している。この図１中、符号１は前記ブラシレスＤＣモータ、符号２は、本実施形態に係るモータ制御装置２、符号３は、電機子電流を測定する電流計３（電流測定手段）、符号４は、モータ制御装置２からの指令信号を受け付けて前記モータ１を駆動するドライブ回路である。
【００１８】
前記モータ制御装置２は、ＣＰＵ、メモリ、Ｉ／Ｏチャネル、Ａ／Ｄコンバータ等を備えたマイクロコンピュータであり、前記メモリに記憶させたプログラムにしたがってＣＰＵ及びその周辺機器が協働することにより、モータ１に対してフィードバックによるセンサレスベクトル制御を実施する。すなわち、前記電流計３で測定されたモータ１の電機子電流Ｉｓｈからロータの回転速度及び位置を推定算出し、その推定算出されたロータの推定回転速度と予め設定された目標回転速度との偏差を小さくするようにモータ１に供給する電機子電流（または電機子電圧Vｕ、Vｖ、Vｗ）を設定する。
【００１９】
このモータ制御装置２の位置センサレス制御系を図１に示す。補字（＊）のついた変数は指令値であり、Δは誤差を示す補字である。
【００２０】
そして、モータ制御装置２は、モータ１の同期起動制御において、ｑ軸電流を用いてモータ１を制御する。具体的には、図１の指令値演算器はＩｄｃ＊＝０、Ｉｑｃ＊＝インバータの制限電流値（最大電流値）とする。また、Ｉｄｃ＊Ｒｅｆもゼロ指令としている。スイッチＡは同期起動制御からセンサレス制御モードに切り替わるときに制御系が速度制御器を通るように動作する。スイッチＢは同期起動期間から移行期間に切り替わる時にスイッチ二次側のIntegral演算器には推定速度ω１が入力されるように動作する。
【００２１】
図２に従来の起動シーケンスを示す。起動直後、ロータの位置を固定するための位置決め期間、次に同期起動制御による同期起動の期間、その後、移行期間を経てセンサレス制御期間となる。これらの期間に必要な時間は、アプリケーションやモータの仕様等により適当な値に設定している。また、図３に本実施形態の起動シーケンスを示す。Ｉｄｃ＊はゼロ指令としている。
【００２２】
従来の方式では、負荷角Δθがπ／２以上で、推定速度が急激に減少して収束するように動作する。Ｉγ＝Ｉｍａｘ、Ｉδ＝０として、モータの動作を推定演算部で使われるγ−δ軸で表記すると以下のようになる。
【００２３】
【数１】
Ｖγ＝Ｖｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｖｑ・ｓｉｎ（Δθ） ・・・（３）
Ｖδ＝−Ｖｄ・ｓｉｎ（Δθ）＋Ｖｑ・ｃｏｓ（Δθ） ・・・（４）
Ｉγ＝Ｉｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｉｑ・ｓｉｎ（Δθ） ・・・（５）
Ｉδ＝−Ｉｄ・ｓｉｎ（Δθ）＋Ｉｑ・ｃｏｓ（Δθ） ・・・（６）
【００２４】
式（２）より、
Ｖγ＝Ｒ・Ｉγ−ω・Ｌｑ・Ｉδ ・・・（７）
【００２５】
式（７）に式（３）〜（６）を代入して、推定速度誤差をΔωとすると、
Ｖｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｖｑ・ｓｉｎ（Δθ）−Ｒ・（Ｉｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｉｑ・ｓｉｎ（Δθ））＋ω・Ｌｑ・Ｉδ＝Δω ・・・（８）
【００２６】
Ｉδ＝０より式（８）は第４項が０となり、以下のようになる。
Ｖｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｖｑ・ｓｉｎ（Δθ）−Ｒ・（Ｉｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｉｑ・ｓｉｎ（Δθ））＝Δω ・・・（９）
【００２７】
Δθ＝π／２のとき、ｃｏｓ（Δθ）＝０、ｓｉｎ（Δθ）＝１より式（９）は、
Ｖｑ−Ｒ・Ｉｑ＝Δω ・・・（１０）
【００２８】
式（２）より、
Ｖδ−Ｒ・Ｉδ−ω・Ｌｄ・Ｉγ−ωΦ＝０ ・・・（１１）
【００２９】
式（１０）、（１１）により、
Δω＝ω・Ｌｄ・Ｉγ＋ωΦ・・・（１２）
Δθ＝π／２よりＩγ＝０、よって式（１２）は、Φ＞０、ω＞０より、
Δω＝ωΦ＞０
【００３０】
負荷が大きく最大電流で同期起動しているにも関わらず、負荷角Δθ＝π／２で位置推定演算結果がΔω＞０より加速させようとしていることが分かる（図４）。つまり、最大トルク運転しているにも関わらず、それ以上のトルクを要求しているため十分な収束性能が得られない。
【００３１】
さらにΔθ＞π／２の負荷角で動作した場合を示す。
Δθ＞π／２のとき、ｃｏｓ（Δθ）＜０、ｓｉｎ（Δθ）＞０より、
−ｃｏｓ（Δθ）・（Ｖｄ−Ｒ・Ｉγ）＋ｓｉｎ（Δθ）・（Ｖｑ−Ｒ・Ｉδ）＝Δω ・・・（１４）
【００３２】
式（２）より、
−ω・Ｌｑ・Ｉδ＋ω・Ｌｄ・Ｉγ＋ωΦ＝Δω ・・・（１５）
【００３３】
Δθ＞π／２より、Ｉγ＜０なので、Ｌｄ−Ｌｑ＜０、つまり式（１５）の第１項、第２項は負の値、第３項は電流Ｉδに比例して小さい値であることから、Δω＜０となる。つまり、γ’−δ’軸がγ−δ軸よりπ／２以上になるとΔωが負の値、つまりブレーキをかけることになり、急減速することが分かる（図５参照）。γ’−δ’軸は負荷角が負になることは無いので、制御範囲は０〜π／２の範囲となる。
【００３４】
そこで、本実施形態では同期起動をＩδ指令値として行う。この場合、負荷角Δθはδ軸からの位相誤差と定義する。
【００３５】
Ｉγ’＝０、Ｉδ’＝Ｉｍａｘとすると、以下のように表される。
Ｉγ’＝０よ、り式（８）の第３項の（Ｉｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｉｑ・ｓｉｎ（Δθ））はゼロとなることより、式（８）は以下のように表される。
Ｖｄ・ｃｏｓ（Δθ）＋Ｖｑ・ｓｉｎ（Δθ）＋ω・Ｌｑ・Ｉδ＝Δω ・・・（１６）
【００３６】
Δθ＝π／２のとき、ｃｏｓ（Δθ）＝０、ｓｉｎ（Δθ）＝１、またＩδを代入して式（１６）は、
Ｖｑ−ω・Ｌｑ・Ｉｄ＝Δω ・・・（１７）
【００３７】
Δθ＝π／２であることから、Ｉｄ＜０。よって、Δω＞０となる。つまり、同期中の軸γ’−δ’軸と位置推定軸γ−δ軸の位相誤差がπ／２以下であればモータは加速するように動作する（図６参照）。
【００３８】
Δθ＝−π／２のとき、ｃｏｓ（Δθ）＝０、ｓｉｎ（Δθ）＝−１、またＩδを代入して式（１６）は、
−Ｖｑ−ω・Ｌｑ・Ｉｄ＝Δω ・・・（１８）
【００３９】
Δθ＝−π／２であることから、Ｉｄ＞０。よって、Δω＜０の値となる。つまり位相誤差が−π／２以下であれば、モータは減速するように動く（図７参照）。
【００４０】
Ｉδを同期起動の指令電流としたときの制御範囲は−π／２〜π／２となり、制御できる範囲は従来と比較し２倍の範囲を持つことが分かる。
【００４１】
推定位置にはわずかでも誤差が含まれるのが一般的である。この場合、Ｉδ同期起動では、Ｉδ電流がインバータの最大電流値としているため、急加速する危険があり、位置収束する過程で加速するＩδ同期起動においては致命的である。
【００４２】
そこで、位置推定と同期起動軸のγ’−δ’軸との差（π／２−負荷角相当）が大きい場合は同期起動電流Ｉδの値を制限することで推定位置誤差による急加速を回避し、Ｉδ同期起動を実施する。つまり負荷角に応じて同期起動中の指令電流Ｉδを制御することによって、負荷角を制御し、かつセンサレス制御切り替え時の速度変化を抑制することで、制御範囲の広いＩδ同期起動を可能とする。
【００４３】
さらに、同期起動をＩδ電流指令で実行することで、位置センサレス制御へ移行する移行期間に次のような効果を奏する。同期起動制御中に与えたδ’軸電流を推定軸であるγ−δ軸に分配する移行期間では、これまでトルクが必要な場合ほど位相誤差が大きかったため、推定速度を使うと過電流、急加速になるため、移行期間中はフィードフォワードの速度指令を適用していた。しかし、制御の切り替え中が不安定動作となりやすいため、フィードバック制御となる推定速度を使い安定動作をさせることが望ましい。本発明では、δ’軸電流を電流指令に使うことで、トルクが大きい方が位置誤差が小さくなるため、推定速度を適用することができる。また、併せてγ軸電流は式（２）の演算結果に関わらず常にゼロとすることで、位置誤差が収束するとともにγ電流が減少するため、より安定したセンサレス制御への移行を実現することができる。
【００４４】
その他、本発明は前記実施形態に限られず、その趣旨を逸脱しない範囲で種々の変形が可能であるのは言うまでもない。
【符号の説明】
【００４５】
１ ・・・モータ
２ ・・・モータ制御装置
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記モータの同期始動制御をｑ軸電流を用いて行うとともに、前記同期始動制御からセンサレス制御に移行する際に、前記モータの回転速度として位置推定器が前記ｑ軸電流から算出した推定速度を用いて行うことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記同期始動制御及び前記同期始動制御からセンサレス制御に移行する際においてｄ軸電流を常にゼロとしている請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項３】
ブラシレスＤＣモータの制御方法であって、前記モータの同期始動制御をｑ軸電流を用いて行うとともに、前記同期始動制御からセンサレス制御に移行する際に、前記モータの回転速度として位置推定器が前記ｑ軸電流から算出した推定速度を用いて行うことを特徴とするモータ制御方法。
【請求項１】
ブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記モータの同期始動制御をｑ軸電流を用いて行うとともに、前記同期始動制御からセンサレス制御に移行する際に、前記モータの回転速度として位置推定器が前記ｑ軸電流から算出した推定速度を用いて行うことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記同期始動制御及び前記同期始動制御からセンサレス制御に移行する際においてｄ軸電流を常にゼロとしている請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項３】
ブラシレスＤＣモータの制御方法であって、前記モータの同期始動制御をｑ軸電流を用いて行うとともに、前記同期始動制御からセンサレス制御に移行する際に、前記モータの回転速度として位置推定器が前記ｑ軸電流から算出した推定速度を用いて行うことを特徴とするモータ制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１２−１３０１００（Ｐ２０１２−１３０１００Ａ）
【公開日】平成２４年７月５日（２０１２．７．５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２７７０３０（Ｐ２０１０−２７７０３０）
【出願日】平成２２年１２月１３日（２０１０．１２．１３）
【出願人】（５９８０４５０５８）株式会社サムスン横浜研究所 (294)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年７月５日（２０１２．７．５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１２月１３日（２０１０．１２．１３）
【出願人】（５９８０４５０５８）株式会社サムスン横浜研究所 (294)
【Ｆターム（参考）】
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