電流検出装置、電源供給装置、及び電流検出方法
【課題】温度補正用のデータテーブルを２以上の所定の温度点だけで作成し、これを用いて広範囲の周囲温度で電流検出値を高精度に補正する電流検出装置とそれを備える電源供給装置、及び電流検出方法を提供する。
【解決手段】温度補正部１３０は、演算手段１３１、メモリ１３２、第１ＡＤ変換手段１３３、及び第２ＡＤ変換手段１３４を備えており、代表温度点に対応する電圧−電流変換テーブルは、事前に作成されてメモリ１３２に保存されている。演算手段１３１では、周囲温度Ｔをもとに、これを間に挟む代表温度点Ｔ１、Ｔ２を選択し、各代表温度点に対応する電圧−電流変換テーブルから測定電圧Ｖｔに対する負荷電流を求める。この２つの負荷電流を用いて、線形補間により周囲温度Ｔにおける負荷電流を算出する。
【解決手段】温度補正部１３０は、演算手段１３１、メモリ１３２、第１ＡＤ変換手段１３３、及び第２ＡＤ変換手段１３４を備えており、代表温度点に対応する電圧−電流変換テーブルは、事前に作成されてメモリ１３２に保存されている。演算手段１３１では、周囲温度Ｔをもとに、これを間に挟む代表温度点Ｔ１、Ｔ２を選択し、各代表温度点に対応する電圧−電流変換テーブルから測定電圧Ｖｔに対する負荷電流を求める。この２つの負荷電流を用いて、線形補間により周囲温度Ｔにおける負荷電流を算出する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷への電源供給線路を開閉するスイッチを通過する電流を検出する電流検出装置とそれを備える電源供給装置、及び電流検出方法に関し、特にスイッチにパワーＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチを用いたときの電流検出装置とそれを備える電源供給装置、及び電流検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車等に用いられている電源供給装置では、ヘッドライト等の電装品に電源を供給するために、各電装品が電源供給線路であるハーネスを介してバッテリに接続されている。また、各電装品への電源供給線路を開閉するためのスイッチがその途中に設けられている。さらに、スイッチやハーネスを過電流から保護するための過電流保護手段も設けられている。過電流保護手段として、従来はヒューズが用いられていた。
【０００３】
近年、スイッチや過電流保護手段の電子化が進められており、電源供給線路を開閉するためのスイッチとして半導体スイッチが用いられるようになっている。また、ヒューズに代えて、過電流時に半導体スイッチをオフにして電源供給線路を遮断させるように構成された過電流保護手段も種々提案されている。半導体スイッチを用いた過電流保護手段では、ハーネスに加えて半導体スイッチも過電流から保護することが要求される。
【０００４】
半導体スイッチは、周囲温度やそれ自身の発熱の影響を強く受けることが知られており、大電力に対応可能なパワーＭＯＳＦＥＴを用いた場合には、周囲温度の変化によってそのオン抵抗が２倍程度も変化することがある。そこで、このような半導体スイッチを用いる場合には、半導体スイッチを通過する電流を精度よく求めて過電流等を適切に判定できるようにするために、検出した電流値に対し半導体スイッチのオン抵抗の温度変化による影響を補償する必要がある。また、半導体スイッチ以外のスイッチを用いた場合でも、スイッチの抵抗値の温度変化による影響を補償してハーネスを保護する必要がある。
【０００５】
特許文献１には、図１１に示すようなモータ９０１の界磁コイル９０２に供給される界磁電流を制御する界磁電流補正制御装置９００が記載されている。ここでは、電流検出用抵抗９０３の温度変化による抵抗値の変化量に基づいて、電流補正部９０４で界磁電流の測定値を補正するようにしている。電流検出用抵抗９０３の抵抗値の変化量として、電流検出用抵抗９０３の自己発熱による変化量と周囲温度の変化による変化量の両方を推定している。自己発熱による抵抗値変化量を推定するために、図１２に示すような温度補正マップ、又は図１３に示すような補正テーブルを用意して用いている。
【０００６】
また、特許文献２には、図１４に示すように、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)の主電流を検出する手段を備えた電力変換装置の記載がある。ＩＧＢＴの電圧、電流特性が非線形であり、かつ温度によって特性が非線形に変わることから、図１４に示すＩＧＢＴ９１１の主電流とセンスＩＧＢＴ９１２のセンス電流との比を、温度依存性のデータテーブルあるいは換算式を用いて推定するようにしている。
【０００７】
さらに、特許文献３には、図１５に示すようなスイッチング装置が開示されている。同図に示すスイッチング装置では、ハーネス９２１に対し、図１６に示すような周囲温度に依存して変化する発煙特性が規定されている。特許文献３では、ハーネス９２１の周囲温度として、半導体スイッチ９２２がオフの時に温度センサで検出した値を用いている。この周囲温度をもとに、図１６に示した発煙特性の温度変化に対応させて検出電流値を補正している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００５−２３７０４９号公報
【特許文献２】特開２００６−２７１０９８号公報
【特許文献３】特開２００３−２０９９２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１乃至３に記載されているような温度補正の方法では、周囲温度毎に温度補正用のデータテーブルを用意する必要があり、周囲温度として広範囲の温度をカバーさせる必要がある場合には、データテーブルのデータ量が膨大になってしまうといった問題があった。また、このような膨大なデータテーブルを保存するために大容量のメモリが必要となり、高コストになるといった問題がある。
【００１０】
本発明はこのような問題を解決するためになされたものであり、温度補正用のデータテーブルを２以上の所定の温度点だけで作成し、これを用いて広範囲の周囲温度で電流検出値を高精度に補正する電流検出装置とそれを備える電源供給装置、及び電流検出方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の電流検出装置の第１の態様は、電源からハーネスを介して負荷に供給される負荷電流をオン／オフするスイッチに並列に接続されて前記負荷電流を検出する電流検出装置であって、電流計測用抵抗と、前記電流計測用抵抗による電圧降下を検出して測定電圧として出力する電圧検出回路と、前記スイッチの周囲温度を検出する温度センサーと、前記電圧検出回路及び前記温度センサーからそれぞれ前記測定電圧及び前記周囲温度を入力して前記負荷電流を算出する温度補正部と、を備え、前記温度補正部は、前記電圧検出回路から入力した前記測定電圧をＡＤ変換する第１ＡＤ変換手段と、前記温度センサーから入力した前記周囲温度をＡＤ変換する第２ＡＤ変換手段と、代表温度点事前に設定された２以上の前記周囲温度のそれぞれに対して事前に作成された前記測定電圧を前記負荷電流に変換するための電圧対電流データからなる電圧−電流変換テーブルを保存するメモリと、前記第２ＡＤ変換手段から入力したデジタル値の前記周囲温度を挟む２つの前記代表温度点を求め、前記第１ＡＤ変換手段から入力したデジタル値の前記測定電圧と前記メモリから入力した前記２つの代表温度点のそれぞれに対する前記電圧−電流変換テーブルから前記２つの代表温度点のそれぞれにおける２つの電流値を求め、前記２つの電流値を線形補間して前記検出された周囲温度における前記負荷電流を算出する演算手段と、を備えることを特徴とする。
【００１２】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記演算手段から前記負荷電流を入力し、前記負荷電流をもとに所定の過電流制限条件が満たされているかを判定し、前記過電流制限条件が満たされていないと判定したときは前記スイッチをオフに制御する異常判定部をさらに備えることを特徴とする。
【００１３】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記過電流制限条件の判定は、最新の一定期間の前記負荷電流又は前記負荷電流の２乗値を積分又は積算した電流積分値が所定の電流積分閾値以下のときに満たされていると判定し、前記電流積分値が前記電流積分閾値を超えると満たされていないと判定することを特徴とする。
【００１４】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記電流積分閾値は、前記スイッチを保護するために設定された所定の限界過電流特性に基づいて算出される閾値と、前記ハーネスを保護するために設定された電線限界過電流特性に基づいて算出される別の閾値のいずれか低い値であることを特徴とする。
【００１５】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記電圧−電流変換テーブルは、前記測定電圧に対する前記負荷電流の変化が小さいときは前記電圧対電流データのデータ数を少なくしていることを特徴とする。
【００１６】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記代表温度点は、少なくとも前記周囲温度に対する前記スイッチの抵抗値の変化が大きい温度点を選択していることを特徴とする。
【００１７】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記電圧検出回路は、前記スイッチの前記電源側にこれと並列に接続された第１抵抗と、非反転入力端子が前記スイッチの前記負荷側に接続され、反転入力端子が前記第１抵抗の下流側に接続された差動増幅器と、エミッタ端子が前記第１抵抗と前記差動増幅器の反転入力端子との間に接続され、コレクタ端子が前記電流計測用抵抗を介して接地され、ゲート端子が前記差動増幅器の出力端子に接続されたトランジスタと、を備えることを特徴とする。
【００１８】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記温度センサーで検出された前記周囲温度が、前記２以上の代表温度点のうち最も低い温度より低いときは、前記最も低い温度の代表温度点に対する前記電圧−電流変換テーブルから求めた電流値を前記負荷電流とすることを特徴とする。
【００１９】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記スイッチは、ｎチャネル型半導体スイッチのパワーＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。
【００２０】
本発明の電源供給装置の第１の態様は、電源と、前記電源からハーネスを介して負荷に供給される負荷電流を通電又は遮断させるスイッチと、上記態様のいずれか１項に記載の電流検出装置と、前記ハーネスへの前記負荷電流の通電又は遮断を指令するための操作スイッチと、前記操作スイッチからの指令を受信して前記電流検出装置に出力する指令受信部と、を備え、前記電流検出装置は、前記指令受信部から前記操作スイッチの指令を入力して前記スイッチを制御するとともに、前記電流検出装置で過電流が検出されると前記スイッチをオフに制御することを特徴とする。
【００２１】
本発明の電流検出方法の第１の態様は、スイッチを通電する負荷電流に伴って変化する所定の電圧を測定し、前記測定電圧から前記負荷電流を算出する電流検出方法であって、前記スイッチの代表温度点として事前に設定された２以上の周囲温度のそれぞれに対して前記測定電圧を前記負荷電流に変換するための電圧対電流データからなる電圧−電流変換テーブルを事前に作成し、前記測定電圧及び前記周囲温度を検出し、前記検出された周囲温度を挟む２つの前記代表温度点を求め、前記検出された測定電圧と前記２つの代表温度点のそれぞれに対する前記電圧−電流変換テーブルとから前記２つの代表温度点のそれぞれにおける２つの電流値を求め、前記２つの電流値を線形補間して前記検出された周囲温度における前記負荷電流を算出することを特徴とする。
【００２２】
本発明の電流検出方法の他の態様は、前記電圧−電流変換テーブルは、前記測定電圧に対する前記負荷電流の変化が小さいときは前記電圧対電流データのデータ数を少なくすることを特徴とする。
【００２３】
本発明の電流検出方法の他の態様は、前記代表温度点は、少なくとも前記周囲温度に対する前記半導体スイッチの抵抗値の変化が大きい温度点を選択することを特徴とする。
【００２４】
本発明の電流検出方法の他の態様は、前記周囲温度が前記２以上の代表温度点のうち最も低い温度より低いときは、前記最も低い温度の代表温度点に対する前記電圧−電流変換テーブルから求めた電流値を前記負荷電流とすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、温度補正用のデータテーブルを２以上の所定の温度点だけで作成し、これを用いて広範囲の周囲温度で電流検出値を高精度に補正する電流検出装置とそれを備える電源供給装置、及び電流検出方法を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電流検出装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】測定電圧と負荷電流との相関の一例を示すグラフである。
【図３】周囲温度に対するオン抵抗の変化の一例を示すグラフである。
【図４】本発明の第２実施形態に係る電流検出装置の概略構成を示すブロック図である。
【図５】パワーＭＯＳＦＥＴに対する限界過電流特性の一例を示すグラフである。
【図６】第３の実施形態の電流検出方法における周囲温度と温度係数との関係を示すグラフである。
【図７】本発明の実施形態に係る電源供給装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施形態に係る電源供給装置の処理の流れを説明する流れ図である。
【図９】負荷電流積分値を算出する方法を説明する流れ図である。
【図１０】強制遮断時の処理の流れを説明する流れ図である。
【図１１】従来の界磁電流補正制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】従来の界磁電流補正制御装置で用いられる温度補正マップである。
【図１３】従来の界磁電流補正制御装置で用いられる補正テーブルである。
【図１４】従来のＩＧＢＴの主電流を検出する手段を備えた電力変換装置のブロック図である。
【図１５】従来のスイッチング装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】従来のハーネスの発煙特性を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
本発明の好ましい実施の形態における電流検出装置とそれを備える電源供給装置、及び電流検出方法の構成について、図面を参照して以下に詳細に説明する。なお、同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。以下では、電流を通電／遮断するためのスイッチに半導体スイッチを用いた場合を例に説明するが、これに限定されず、それ以外の開閉手段を用いた場合にも適用可能である。
【００２８】
（第１実施形態）
本発明の第１の実施の形態に係る電流検出装置及び電流検出方法の構成を、図１を用いて説明する。図１は、本実施形態の電流検出装置１００の構成を示すブロック図である。同図では、負荷４０がハーネス２０及びその途中に設けられた半導体スイッチのパワーＭＯＳＦＥＴ３０を介して電源１０に接続された系統において、負荷４０に供給される負荷電流Ｉｌｏａｄを高精度に測定する本実施形態の電流検出装置１００の構成を示している。
【００２９】
パワーＭＯＳＦＥＴ３０は、ｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴであり、ドライバ回路５０からの制御によって、電源１０から負荷４０への電源供給をオン／オフする構成となっている。このような系統として、例えば電源１０を車両に搭載されたバッテリとし、負荷４０を車載電装品とすることができる。パワーＭＯＳＦＥＴ３０のゲート端子にドライバ回路５０からＨレベルの駆動電圧が出力されると、パワーＭＯＳＦＥＴ３０がオンになって負荷４０に負荷電流Ｉｌｏａｄが供給される。一方、ドライバ回路５０から出力される駆動電圧がＨレベルからＬレベルに変更されると、パワーＭＯＳＦＥＴ３０がオン状態からオフ状態に切り替えられて負荷４０への負荷電流Ｉｌｏａｄが遮断される。
【００３０】
本実施形態の電流検出装置１００は、電圧検出回路１１０、温度センサー１２０、及び温度補正部１３０を備えている。電圧検出回路１１０は、差動増幅器１１１、トランジスタ１１２、第１抵抗１１３、及び第２抵抗１１４を備えている。トランジスタ１１２にはｐｎｐ型のものを用いており、エミッタ端子が第１抵抗１１３を介して電源１０に接続され、コレクタ端子は、第２抵抗１１４を介して接地されている。
【００３１】
差動増幅器１１１は、非反転入力端子がパワーＭＯＳＦＥＴ３０のソース側（負荷４０側）に接続され、反転入力端子が第１抵抗１１３の下流側、すなわちトランジスタ１１２のエミッタ端子に接続されている。これにより、非反転入力端子の電圧はパワーＭＯＳＦＥＴ３０のソース側の電圧と等しく、反転入力端子の電圧はトランジスタ１１２のエミッタ端子の電圧に等しくなっている。また、差動増幅器１１１の出力端子は、トランジスタ１１２のゲート端子に接続されている。
【００３２】
上記のように構成された電圧検出回路１１０では、差動増幅器１１１の反転入力端子に印加される電圧と非反転入力端子に印加される電圧とが等しくなるように差動増幅器１１１の出力が調整され、これによりトランジスタ１１２のエミッターコレクタ間電流、すなわち第１抵抗１１３を流れる電流が制御される。電源１０の電圧をＶ０、パワーＭＯＳＦＥＴ３０のドレイン・ソース間電圧をＶｄｓ、第１抵抗１１３の抵抗値をＲｓ、第１抵抗１１３を流れる電流をＩｓとしたとき、
Ｖ０−Ｖｄｓ＝Ｖ０−Ｒｓ・Ｉｓ （１）
が成立する。
【００３３】
これより、電流Ｉｓは次式で与えられる。
Ｉｓ＝Ｖｄｓ／Ｒｓ （２）
式（２）より、第１抵抗１１３を流れる電流Ｉｓは、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓに比例することがわかる。この電流Ｉｓは、トランジスタ１１２のエミッタ側からコレクタ側に流れ、第２抵抗１１４で消費される。
【００３４】
一方、パワーＭＯＳＦＥＴ３０のオン抵抗をＲｄｓ（ＯＮ）としたとき、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓと負荷電流Ｉｌｏａｄとの間に次式が成り立つ。
Ｖｄｓ＝Ｉｌｏａｄ・Ｒｄｓ（ＯＮ） （３）
式（２）、（３）より、負荷電流Ｉｌｏａｄと電流Ｉｓとの間には、
Ｉｓ＝Ｉｌｏａｄ・（Ｒｄｓ（ＯＮ）／Ｒｓ）
あるいは
Ｉｌｏａｄ＝Ｉｓ・（Ｒｓ／Ｒｄｓ（ＯＮ）） （４）
が成り立つ。すなわち、第１抵抗１１３には負荷電流Ｉｌｏａｄに比例した電流Ｉｓが流れることがわかる。
【００３５】
本実施形態の電流検出装置１００では、電流Ｉｓを検出することで負荷電流Ｉｌｏａｄを検出する構成となっており、以下では電流Ｉｓを測定電流Ｉｓと称することとする。測定電流Ｉｓは、トランジスタ１１２のコレクタ側電圧を検出し、これを電流値に変換して検出する。トランジスタ１１２のコレクタ側電圧は、第２抵抗１１４の接地側とは反対側の電圧に相当する。この電圧（以下では測定電圧という）をＶｔとし、第２抵抗１１４の抵抗値をＲｔとするとき、測定電流Ｉｓは
Ｉｓ＝Ｖｔ／Ｒｔ （５）
で与えられる。
【００３６】
式（４）、（５）より、
Ｉｌｏａｄ＝（Ｖｔ／Ｒｔ）・（Ｒｓ／Ｒｄｓ（ＯＮ））
＝Ｖｔ・（Ｒｓ／｛Ｒｄｓ（ＯＮ）・Ｒｔ）｝ （６）
が得られる。これより、抵抗Ｒｄｓ（ＯＮ）、Ｒｓ、Ｒｔが決まると、測定電圧Ｖｔを検出することで負荷電流Ｉｌｏａｄを求めることが可能となる。
【００３７】
しかしながら、パワーＭＯＳＦＥＴ３０のオン抵抗Ｒｄｓ（ｏｎ）は、周囲温度の変化によって大きく変化する。式（６）で与えられる測定電圧Ｖｔと負荷電流Ｉｌｏａｄとの相関の一例を図２に示す。ここでは、横軸の負荷電流Ｉｌｏａｄに対し、縦軸は測定電圧Ｖｔを所定のＡＤ変換器でＡＤ変換したＡＤ変換値ＡＤ＿Ｖｔを示しており、ＡＤ変換器の単位（ＬＳＢ）で示している。オン抵抗Ｒｄｓ（ｏｎ）が周囲温度によって変化することから、図２では異なる周囲温度Ｔ毎に負荷電流Ｉｌｏａｄと測定電圧ＶｔのＡＤ変換値ＡＤ＿Ｖｔとの相関を示している。
【００３８】
図２の縦軸に示すＡＤ変換値ＡＤ＿Ｖｔは、［Ｖ］単位に変換して測定電圧のデジタル値Ｖｔとして用いることができる。あるいは、ＬＳＢ単位のＡＤ変換値ＡＤ＿Ｖｔのまま用いてもよい。以下の説明では、［Ｖ］単位に変換したデジタル値の測定電圧Ｖｔを用いて説明する。上記のような負荷電流Ｉｌｏａｄと測定電圧Ｖｔとの相関を、所定の相関式又はデータテーブル形式の電圧−電流変換テーブルとして周辺温度毎に予め作成し、これを用いて測定電圧Ｖｔから負荷電流Ｉｌｏａｄを算出するようにすることができる。
【００３９】
しかしながら、負荷電流Ｉｌｏａｄを高精度に算出できるようにするには、従来は、周囲温度Ｔが異なる多数の温度点で電圧−電流変換テーブルを作成しておく必要があった。そのため、電圧−電流変換テーブルのデータ量が膨大になるといった問題があった。例えば、周辺温度−４０℃〜１４０℃の温度範囲において、５℃毎に温度点を変えて電圧−電流変換テーブルを作成した場合には、１つの温度点に対する電圧−電流変換テーブルのデータ量の３７倍のデータが必要となり、データ量が膨大となってしまう。
【００４０】
そこで、本実施形態の電流検出方法では、周囲温度として少数の代表温度点をあらかじめ選択し、この代表温度点における電圧−電流変換テーブルのみを作成して用いるようにしている。周囲温度の代表温度点の選択方法について、以下に説明する。
【００４１】
パワーＭＯＳＦＥＴ３０のオン抵抗Ｒｄｓ（ＯＮ）は、周囲温度の変化に対し非線形な変化を示す。図３は、横軸を周囲温度Ｔとし、縦軸をオン抵抗Ｒｄｓ（ＯＮ）としたときの周囲温度Ｔに対するオン抵抗Ｒｄｓ（ＯＮ）の変化の一例を示している。同図において、破線Ａ、Ｂの傾きは、それぞれ周囲温度Ｔ１、Ｔ２における温度係数ＴＣ＿Ｒｄｓ（ＯＮ）を示している。
【００４２】
図３に示すように、オン抵抗Ｒｄｓ（ＯＮ）の温度係数ＴＣ＿Ｒｄｓ（ＯＮ）は、周囲温度Ｔによって変化しており、周囲温度Ｔに対し概略二次曲線で表される変化を示す。そこで本実施形態では、温度係数ＴＣ＿Ｒｄｓ（ＯＮ）を周囲温度で線形補間できる温度範囲を事前に選択し、この温度範囲を基準に周囲温度の代表温度点を適切に選択している。代表温度点は、少なくとも周囲温度に対するオン抵抗Ｒｄｓ（ＯＮ）の変化が大きい温度点を選択するのがよい。一例として、パワーＭＯＳＦＥＴ３０を対象とするときの代表温度点として、−４０℃、−２５℃、２５℃、１２５℃、１４０℃を選択することができる。これらの代表温度点を、図３に一点鎖線で示す。
【００４３】
このようにして選択された周囲温度の各代表温度点に対し、測定電圧を負荷電流に変換するための電圧対電流データからなる電圧−電流変換テーブルを事前に作成して電流検出装置１００で用いるようにしている。電圧−電流変換テーブルは、測定電圧に対する負荷電流の変化が小さいときは、電圧対電流データのデータ数を少なくすることができる。
【００４４】
本実施形態の電流検出方法では、事前に作成された各代表温度点に対応する電圧−電流変換テーブルを用いて、以下のようにして周囲温度Ｔにおける負荷電流Ｉｌｏａｄを高精度に算出する。まず、検出された周囲温度Ｔに対し、これを挟む代表温度点Ｔ１、Ｔ２を求める。次に、代表温度点Ｔ１、Ｔ２に対応する電圧−電流変換テーブルを用いて、検出された測定電圧Ｖｔから各代表温度点における負荷電流Ｉｌｏａｄ１、Ｉｌｏａｄ２を求める。さらに、負荷電流Ｉｌｏａｄ１、Ｉｌｏａｄ２を線形補間して周囲温度Ｔにおける負荷電流Ｉｌｏａｄを算出する。
【００４５】
負荷電流Ｉｌｏａｄの算出は、次式を用いて行うことができる。
Ｉｌｏａｄ＝Ｉｌｏａｄ１＋
（Ｉｌｏａｄ２ーＩｌｏａｄ１）×｛（Ｔ−Ｔ１）／（Ｔ２−Ｔ１）｝ （７）
これにより、負荷電流Ｉｌｏａｄを高精度に算出することができる。
【００４６】
上記の本実施形態の電流検出方法を用いて負荷電流Ｉｌｏａｄを高精度に算出するために、本実施形態の電流検出装置１００には、温度補正部１３０が設けられている。温度補正部１３０は、演算手段１３１、メモリ１３２、第１ＡＤ変換手段１３３、及び第２ＡＤ変換手段１３４を備えている。温度補正部１３０では、上記の周囲温度によるオン抵抗Ｒｄｓ（ＯＮ）の変化の影響をデジタル演算処理して補正するために、演算手段１３１にマイコンを用いている。また、各代表温度点に対応する電圧−電流変換テーブルは、事前に作成されてメモリ１３２に保存されている。
【００４７】
電圧検出回路１１０から温度補正部１３０に入力された測定電圧Ｖｔは、第１ＡＤ変換手段１３３でデジタル値ＡＤ＿Ｖｔに変換されて演算手段１３１に入力される。また、温度センサー１２０で測定されたパワーＭＯＳＦＥＴの周辺温度Ｔも、第２ＡＤ変換手段１３４でデジタル値ＡＤ＿Ｔに変換されて演算手段１３１に入力される。ＡＤ変換手段１３３、１３４から出力されるデジタル値ＡＤ＿Ｖｔ、ＡＤ＿Ｔは、いずれもＬＳＢ単位であるが、演算手段１３１でそれぞれ［Ｖ］単位の測定電圧Ｖｔ及び［℃］単位の周囲温度Ｔに変換される。演算手段１３１では、デジタル値の測定電圧Ｖｔ［Ｖ］及び周囲温度Ｔ［℃］を用いて以下の演算処理を行う。
【００４８】
演算手段１３１では、周囲温度Ｔをもとに、これを間に挟む低温側の代表温度点Ｔ１と高温側の代表温度点Ｔ２を選択する。代表温度点Ｔ１、Ｔ２が選択されると、各代表温度点に対応する電圧−電流変換テーブルをメモリ１３２から読み出し、それぞれの電圧−電流変換テーブルから測定電圧Ｖｔに対する負荷電流Ｉｌｏａｄ１、Ｉｌｏａｄ２を求める。この負荷電流Ｉｌｏａｄ１、Ｉｌｏａｄ２を用いて、式（７）より周囲温度Ｔにおける負荷電流Ｉｌｏａｄを算出する。
【００４９】
上記のように、本実施形態の電流検出装置１００及び電流検出方法によれば、測定電圧Ｖｔと負荷電流Ｉｌｏａｄとの相関を表す電圧−電流変換テーブルとして、あらかじめ選択された代表温度点に対応するものだけを用意すればよく、電圧−電流変換テーブルのデータ量を大幅に低減することが可能となる。また、保存させるデータ量が少なくなることから、メモリ１３２に要求される容量も小さくなり、低コストで負荷電流を高精度に推定することが可能となる。
【００５０】
（第２実施形態）
本発明の第２の実施形態に係る電流検出装置及び電流検出方法を、図４を用いて以下に説明する。図４は、第２の実施形態の電流検出装置２００の構成を示すブロック図である。本実施形態の電流検出装置２００は、第１の実施形態の電流検出装置１００に、さらに異常判定部２４０を追加している。異常判定部２４０は、演算手段１３１で算出した負荷電流Ｉｌｏａｄが、パワーＭＯＳＦＥＴ３０及びハーネス２０を保護するために設定されている負荷電流制限値を超えるか否かを判定するものである。
【００５１】
本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥＴ３０を保護するために設けられている半導体限界過電流特性と、ハーネス２０を保護するために設けられている電線限界過電流特性を、メモリ１３２に予め保存させている。異常判定部２４０は、メモリ１３２から半導体限界過電流特性及び電線限界過電流特性を読み出し、両者のうちいずれか低い方を負荷電流制限値に選択する。そして、演算手段１３１から入力した負荷電流Ｉｌｏａｄが負荷電流制限値を超えるか否かを判定し、負荷電流制限値を超えると判定すると、ドライバ回路５０に対し負荷電流Ｉｌｏａｄの遮断を要求する信号を出力する。これにより、ドライバ回路５０は、負荷電流Ｉｌｏａｄを遮断するようにパワーＭＯＳＦＥＴ３０を制御する。
【００５２】
上記のように、本実施形態の電流検出装置２００によれば、第１の実施形態と同様に、少ないデータ量の電圧−電流変換テーブルを用いて負荷電流を高精度に推定することができるのに加えて、負荷電流が所定の制限値を超えると判定されると、負荷電流を遮断させてパワーＭＯＳＦＥＴ及びハーネスの損傷を防止することが可能となる。
【００５３】
（第３実施形態）
本発明の第３の実施形態の電流検出装置及び電流検出方法について、以下に説明する。本実施形態の電流検出方法では、パワーＭＯＳＦＥＴ３０及びハーネス２０の保護特性に基づき、許容される電流量が大きくなる周囲温度の低温側では、代表温度点を減らして電圧−電流変換テーブルのデータ量をさらに低減するようにしている。
【００５４】
パワーＭＯＳＦＥＴ３０の保護特性として、電流の大きさによって通電を許可する時間を制限する半導体限界過電流特性が規定されている。パワーＭＯＳＦＥＴ３０に設定された半導体限界過電流特性の一例を図５に示す。同図に示すように、パワーＭＯＳＦＥＴ３０の半導体限界過電流特性は周辺温度Ｔに依存して変化し、周辺温度が低下するほど半導体限界過電流特性のラインが高電流側に移動する。従って、例えば電流値が同じであっても、周辺温度が低温になるほど通電が許可される時間が長くなる。また、通電時間が同じであっても、周辺温度が低いほど通電が許可される電流値が高くなる。
【００５５】
上記のような限界過電流特性は、ハーネス２０に対しても同様に設定されており、電流の大きさによってハーネスを通電する時間を制限する電線限界過電流特性が規定されている。第２の実施形態の電流検出装置２００では、異常判定部２４０において、半導体限界過電流特性と電線限界過電流特性のいずれか低い方を負荷電流制限値としている。
【００５６】
半導体限界過電流特性及び電線限界過電流特性では、図５に例示するように、周囲温度が低温になると、許容する電流値が急激に大きくなる。そのため、周囲温度が低温の場合には、常温又は高温の場合に比べて電流制限値に対し十分大きな余裕を有することになる。そのため、周囲温度が低温時には、温度係数ＴＣ＿Ｒｄｓ（ＯＮ）を周囲温度で高精度に補正しなくても、負荷電流Ｉｌｏａｄが半導体限界過電流特性又は電線限界過電流特性で与えられる電流制限値を超えるおそれはない。
【００５７】
そこで、本実施形態の電流検出方法では、周囲温度が所定の温度Ｔｃより低い場合には、周囲温度がＴｃのときの温度係数ＴＣ＿Ｒｄｓ（ＯＮ）を用いて負荷電流Ｉｌｏａｄの補正を行うようにする。すなわち、温度係数ＴＣ＿Ｒｄｓ（ＯＮ）は、周囲温度Ｔに対し図６に示すように変化するものとしている。図６では、一例としてＴｃ＝０℃としている。そこで、本実施形態の電流検出方法及び電流検出装置では、周囲温度Ｔｃを代表温度点とし、この温度Ｔｃに対応する電圧−電流変換テーブルを事前に作成してメモリ１３２に保存させておき、温度センサー１２０で検出された周囲温度がＴｃ以下の場合には、周囲温度Ｔｃに対応する電圧−電流変換テーブルから求めた電流を負荷電流Ｉｌｏａｄとする。
【００５８】
本実施形態の電流検出方法及び電流検出装置では、周囲温度がＴｃ以下の場合には、周囲温度Ｔｃに対応する電圧−電流変換テーブルを用いて負荷電流Ｉｌｏａｄを算出することから、代表温度点を温度Ｔｃより低い温度に設ける必要がなくなり、電圧−電流変換テーブルのデータ量をさらに低減することが可能となる。
【００５９】
本発明の電源供給装置の実施形態を図７を用いて説明する。図７は、本発明の実施形態に係る電源供給装置の構成を示すブロック図である。本実施形態の電源供給装置３００は、電源１０、パワーＭＯＳＦＥＴ３０、ドライバ回路５０、及び電流検出装置３０１に加えて、さらに操作スイッチ３５０と指令受信部３６０を備えている。
【００６０】
操作スイッチ３５０は、運転者等がパワーＭＯＳＦＥＴ３０のオン（通電）／オフ（遮断）を指令するために設けられているものであり、指令受信部３６０は、操作スイッチ３５０の指令内容を電流検出装置３０１の演算手段３３１に常時（所定の周期ｔｃで）出力する。本実施形態の電流検出装置３０１は、負荷電流Ｉｌｏａｄの検出に加えて、指令受信部３６０からの指令内容に従ってパワーＭＯＳＦＥＴ３０の制御を行っている。電流検出装置３０１における処理の流れを、図８の流れ図を用いて説明する。
【００６１】
電流検出装置３０１における処理は、周期ｔｃで実行される。周期ｔｃは、例えば２ミリ秒とすることができる。まず、演算手段３３１が、操作スイッチ３５０の指令内容を指令受信部３６０から入力し（ステップＳ１）、操作スイッチ３５０の指令内容を判定する（ステップＳ２）。そして、操作スイッチ３５０の指令内容がパワーＭＯＳＦＥＴ３０に対する通電指令の場合にはステップＳ３に進み、遮断指令の場合にはステップＳ４に進む。ステップＳ４では、演算手段３３１がドライバ回路５０に対し負荷電流Ｉｌｏａｄの遮断を要求する信号を出力し、ドライバ回路５０がパワーＭＯＳＦＥＴ３０をオフに自動制御する。その後ステップＳ１０に進む。
【００６２】
一方、ステップＳ３では、負荷電流Ｉｌｏａｄが強制遮断されているか否かを判定し、強制遮断されていないときはステップＳ５に進み、強制遮断されているときはステップＳ６に進む。ステップＳ５では、演算手段３３１がドライバ回路５０に対し負荷電流Ｉｌｏａｄの通電を要求する信号を出力し、ドライバ回路５０がパワーＭＯＳＦＥＴ３０をオンに自動制御する。その後ステップＳ７に進み、負荷電流Ｉｌｏａｄの算出等の処理を行う。ステップＳ７における処理を、図９の流れ図を用いて詳細に説明する。
【００６３】
本実施形態では、ハーネス２０の発煙を防止するために、ハーネス２０を通過する電流、すなわち負荷電流Ｉｌｏａｄを所定期間で積分又は積算した電流積分値を用いて監視するようにしている。ハーネスを保護するための電線限界過電流特性は、図５に示す半導体限界過電流特性と同様に、ある大きさの電流を通電させることが可能な時間を制限しており、電流が大きくなるほど通電可能な時間が短くなる。そこで、所定期間（ｔｓとする）の電流を積分した電流積分値が所定の電流積分閾値を超えないように監視することで、負荷電流Ｉｌｏａｄが電線限界過電流特性の制限を超えないようにさせることができる。
【００６４】
図９において、ステップＳ７１で電圧検出回路１１０及び温度センサー１２０からそれぞれ測定電圧Ｖｔ及び周囲温度Ｔを入力し、ステップＳ７２で測定電圧Ｖｔ及び周囲温度Ｔから電圧−電流変換テーブルを用いて負荷電流Ｉｌｏａｄを算出する。さらにステップＳ７３で、算出した負荷電流Ｉｌｏａｄをメモリ１３２に保存して負荷電流履歴を更新する。メモリ１３２には、過去ｔｓ時間分の負荷電流Ｉｌｏａｄが保存されており、最新の負荷電流Ｉｌｏａｄが算出される度に、もっとも古い値が破棄されて最新値が保存される。ステップＳ７４では、メモリ１３２に保存されている負荷電流を積分又は積算して電流積分値を算出する。なお、負荷電流を積分する期間ｔｓは、例えば６０秒とすることができる。
【００６５】
ステップＳ７で算出された電流積分値は異常判定部３４０に出力され、異常判定部３４０でステップＳ８の処理が行われる。ステップＳ８では、電流積分値を電線限界過電流特性に基づいて事前に決定された電流積分閾値と比較し、電流積分値が電流積分閾値を超えるときは、ステップＳ９の処理が行われる。一方、電流積分値が電流積分閾値を超えていないときは、ステップＳ１０に進む。
【００６６】
ステップＳ９では、ドライバ回路５０に対し負荷電流Ｉｌｏａｄの遮断を要求する信号を出力する。これにより、パワーＭＯＳＦＥＴ３０は、負荷電流Ｉｌｏａｄを遮断するようにドライバ回路５０によって強制的にオフに自動制御される。その後、ステップＳ１０に進む。
【００６７】
一方、ステップＳ３で負荷電流Ｉｌｏａｄが強制遮断されていると判定されたときには、ステップＳ６で強制遮断されているときの処理を行う。ステップＳ６における処理内容を、図１０に示す流れ図を用いて詳細に説明する。まずステップＳ６１において、温度センサー１２０から周囲温度を入力する。ステップＳ６２では、周辺温度が所定の復帰温度より低いか否かを判定し、周辺温度が所定の復帰温度より低いと判定すると、次のステップＳ６３に進んで強制遮断からの復帰処理を行う。一方、周辺温度が所定の復帰温度以上であると判定すると、強制遮断からの復帰処理を行わずに終了する。
【００６８】
ステップＳ６３では、負荷電流Ｉｌｏａｄの強制遮断から復帰させるために、ドライバ回路５０に対し負荷電流Ｉｌｏａｄの通電を要求する信号を出力し、ドライバ回路５０がパワーＭＯＳＦＥＴ３０を再びオンに自動制御する。上記のステップＳ６の処理が終了すると、ステップＳ１０に進む。
【００６９】
ステップＳ１０では、電流検出装置３０１における処理を、次の周期に達するまで時間ｔｃだけ待機させる。上記のように、本実施形態の電源供給装置によれば、負荷電流Ｉｌｏａｄを通電／遮断させるパワーＭＯＳＦＥＴ３０を運転者等が操作できるようにするとともに、パワーＭＯＳＦＥＴ３０がオンのときの負荷電流Ｉｌｏａｄの電流積分値を監視することで、ハーネス２０の発煙を防止することが可能となる。また、ハーネス２０の発煙防止のためにパワーＭＯＳＦＥＴ３０が強制遮断された後、周囲温度が再び低下して復帰温度以下になると、パワーＭＯＳＦＥＴ３０をオンに自動制御することで、負荷４０への電力供給を効率的に行うことが可能となる。
【００７０】
なお、本実施の形態における記述は、本発明に係る電流検出装置とそれを備える電源供給装置、及び電流検出方法の一例を示すものであり、これに限定されるものではない。本実施の形態における電流検出装置等の細部構成及び詳細な動作等に関しては、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【符号の説明】
【００７１】
１０ 電源
２０ ハーネス
３０ パワーＭＯＳＦＥＴ
４０ 負荷
５０ ドライバ回路
１００、２００、３０１ 電流検出装置
１１０ 電圧検出回路
１１１ 差動増幅器
１１２ トランジスタ
１１３ 第１抵抗
１１４ 第２抵抗
１２０ 温度センサー
１３０、３３０ 温度補正部
１３１、３３１ 演算手段
１３２ メモリ
１３３ 第１ＡＤ変換手段
１３４ 第２ＡＤ変換手段
２４０、３４０ 異常判定部
３００ 電源供給装置
３５０ 操作スイッチ
３６０ 指令受信部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷への電源供給線路を開閉するスイッチを通過する電流を検出する電流検出装置とそれを備える電源供給装置、及び電流検出方法に関し、特にスイッチにパワーＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチを用いたときの電流検出装置とそれを備える電源供給装置、及び電流検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車等に用いられている電源供給装置では、ヘッドライト等の電装品に電源を供給するために、各電装品が電源供給線路であるハーネスを介してバッテリに接続されている。また、各電装品への電源供給線路を開閉するためのスイッチがその途中に設けられている。さらに、スイッチやハーネスを過電流から保護するための過電流保護手段も設けられている。過電流保護手段として、従来はヒューズが用いられていた。
【０００３】
近年、スイッチや過電流保護手段の電子化が進められており、電源供給線路を開閉するためのスイッチとして半導体スイッチが用いられるようになっている。また、ヒューズに代えて、過電流時に半導体スイッチをオフにして電源供給線路を遮断させるように構成された過電流保護手段も種々提案されている。半導体スイッチを用いた過電流保護手段では、ハーネスに加えて半導体スイッチも過電流から保護することが要求される。
【０００４】
半導体スイッチは、周囲温度やそれ自身の発熱の影響を強く受けることが知られており、大電力に対応可能なパワーＭＯＳＦＥＴを用いた場合には、周囲温度の変化によってそのオン抵抗が２倍程度も変化することがある。そこで、このような半導体スイッチを用いる場合には、半導体スイッチを通過する電流を精度よく求めて過電流等を適切に判定できるようにするために、検出した電流値に対し半導体スイッチのオン抵抗の温度変化による影響を補償する必要がある。また、半導体スイッチ以外のスイッチを用いた場合でも、スイッチの抵抗値の温度変化による影響を補償してハーネスを保護する必要がある。
【０００５】
特許文献１には、図１１に示すようなモータ９０１の界磁コイル９０２に供給される界磁電流を制御する界磁電流補正制御装置９００が記載されている。ここでは、電流検出用抵抗９０３の温度変化による抵抗値の変化量に基づいて、電流補正部９０４で界磁電流の測定値を補正するようにしている。電流検出用抵抗９０３の抵抗値の変化量として、電流検出用抵抗９０３の自己発熱による変化量と周囲温度の変化による変化量の両方を推定している。自己発熱による抵抗値変化量を推定するために、図１２に示すような温度補正マップ、又は図１３に示すような補正テーブルを用意して用いている。
【０００６】
また、特許文献２には、図１４に示すように、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)の主電流を検出する手段を備えた電力変換装置の記載がある。ＩＧＢＴの電圧、電流特性が非線形であり、かつ温度によって特性が非線形に変わることから、図１４に示すＩＧＢＴ９１１の主電流とセンスＩＧＢＴ９１２のセンス電流との比を、温度依存性のデータテーブルあるいは換算式を用いて推定するようにしている。
【０００７】
さらに、特許文献３には、図１５に示すようなスイッチング装置が開示されている。同図に示すスイッチング装置では、ハーネス９２１に対し、図１６に示すような周囲温度に依存して変化する発煙特性が規定されている。特許文献３では、ハーネス９２１の周囲温度として、半導体スイッチ９２２がオフの時に温度センサで検出した値を用いている。この周囲温度をもとに、図１６に示した発煙特性の温度変化に対応させて検出電流値を補正している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００５−２３７０４９号公報
【特許文献２】特開２００６−２７１０９８号公報
【特許文献３】特開２００３−２０９９２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１乃至３に記載されているような温度補正の方法では、周囲温度毎に温度補正用のデータテーブルを用意する必要があり、周囲温度として広範囲の温度をカバーさせる必要がある場合には、データテーブルのデータ量が膨大になってしまうといった問題があった。また、このような膨大なデータテーブルを保存するために大容量のメモリが必要となり、高コストになるといった問題がある。
【００１０】
本発明はこのような問題を解決するためになされたものであり、温度補正用のデータテーブルを２以上の所定の温度点だけで作成し、これを用いて広範囲の周囲温度で電流検出値を高精度に補正する電流検出装置とそれを備える電源供給装置、及び電流検出方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の電流検出装置の第１の態様は、電源からハーネスを介して負荷に供給される負荷電流をオン／オフするスイッチに並列に接続されて前記負荷電流を検出する電流検出装置であって、電流計測用抵抗と、前記電流計測用抵抗による電圧降下を検出して測定電圧として出力する電圧検出回路と、前記スイッチの周囲温度を検出する温度センサーと、前記電圧検出回路及び前記温度センサーからそれぞれ前記測定電圧及び前記周囲温度を入力して前記負荷電流を算出する温度補正部と、を備え、前記温度補正部は、前記電圧検出回路から入力した前記測定電圧をＡＤ変換する第１ＡＤ変換手段と、前記温度センサーから入力した前記周囲温度をＡＤ変換する第２ＡＤ変換手段と、代表温度点事前に設定された２以上の前記周囲温度のそれぞれに対して事前に作成された前記測定電圧を前記負荷電流に変換するための電圧対電流データからなる電圧−電流変換テーブルを保存するメモリと、前記第２ＡＤ変換手段から入力したデジタル値の前記周囲温度を挟む２つの前記代表温度点を求め、前記第１ＡＤ変換手段から入力したデジタル値の前記測定電圧と前記メモリから入力した前記２つの代表温度点のそれぞれに対する前記電圧−電流変換テーブルから前記２つの代表温度点のそれぞれにおける２つの電流値を求め、前記２つの電流値を線形補間して前記検出された周囲温度における前記負荷電流を算出する演算手段と、を備えることを特徴とする。
【００１２】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記演算手段から前記負荷電流を入力し、前記負荷電流をもとに所定の過電流制限条件が満たされているかを判定し、前記過電流制限条件が満たされていないと判定したときは前記スイッチをオフに制御する異常判定部をさらに備えることを特徴とする。
【００１３】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記過電流制限条件の判定は、最新の一定期間の前記負荷電流又は前記負荷電流の２乗値を積分又は積算した電流積分値が所定の電流積分閾値以下のときに満たされていると判定し、前記電流積分値が前記電流積分閾値を超えると満たされていないと判定することを特徴とする。
【００１４】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記電流積分閾値は、前記スイッチを保護するために設定された所定の限界過電流特性に基づいて算出される閾値と、前記ハーネスを保護するために設定された電線限界過電流特性に基づいて算出される別の閾値のいずれか低い値であることを特徴とする。
【００１５】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記電圧−電流変換テーブルは、前記測定電圧に対する前記負荷電流の変化が小さいときは前記電圧対電流データのデータ数を少なくしていることを特徴とする。
【００１６】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記代表温度点は、少なくとも前記周囲温度に対する前記スイッチの抵抗値の変化が大きい温度点を選択していることを特徴とする。
【００１７】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記電圧検出回路は、前記スイッチの前記電源側にこれと並列に接続された第１抵抗と、非反転入力端子が前記スイッチの前記負荷側に接続され、反転入力端子が前記第１抵抗の下流側に接続された差動増幅器と、エミッタ端子が前記第１抵抗と前記差動増幅器の反転入力端子との間に接続され、コレクタ端子が前記電流計測用抵抗を介して接地され、ゲート端子が前記差動増幅器の出力端子に接続されたトランジスタと、を備えることを特徴とする。
【００１８】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記温度センサーで検出された前記周囲温度が、前記２以上の代表温度点のうち最も低い温度より低いときは、前記最も低い温度の代表温度点に対する前記電圧−電流変換テーブルから求めた電流値を前記負荷電流とすることを特徴とする。
【００１９】
本発明の電流検出装置の他の態様は、前記スイッチは、ｎチャネル型半導体スイッチのパワーＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。
【００２０】
本発明の電源供給装置の第１の態様は、電源と、前記電源からハーネスを介して負荷に供給される負荷電流を通電又は遮断させるスイッチと、上記態様のいずれか１項に記載の電流検出装置と、前記ハーネスへの前記負荷電流の通電又は遮断を指令するための操作スイッチと、前記操作スイッチからの指令を受信して前記電流検出装置に出力する指令受信部と、を備え、前記電流検出装置は、前記指令受信部から前記操作スイッチの指令を入力して前記スイッチを制御するとともに、前記電流検出装置で過電流が検出されると前記スイッチをオフに制御することを特徴とする。
【００２１】
本発明の電流検出方法の第１の態様は、スイッチを通電する負荷電流に伴って変化する所定の電圧を測定し、前記測定電圧から前記負荷電流を算出する電流検出方法であって、前記スイッチの代表温度点として事前に設定された２以上の周囲温度のそれぞれに対して前記測定電圧を前記負荷電流に変換するための電圧対電流データからなる電圧−電流変換テーブルを事前に作成し、前記測定電圧及び前記周囲温度を検出し、前記検出された周囲温度を挟む２つの前記代表温度点を求め、前記検出された測定電圧と前記２つの代表温度点のそれぞれに対する前記電圧−電流変換テーブルとから前記２つの代表温度点のそれぞれにおける２つの電流値を求め、前記２つの電流値を線形補間して前記検出された周囲温度における前記負荷電流を算出することを特徴とする。
【００２２】
本発明の電流検出方法の他の態様は、前記電圧−電流変換テーブルは、前記測定電圧に対する前記負荷電流の変化が小さいときは前記電圧対電流データのデータ数を少なくすることを特徴とする。
【００２３】
本発明の電流検出方法の他の態様は、前記代表温度点は、少なくとも前記周囲温度に対する前記半導体スイッチの抵抗値の変化が大きい温度点を選択することを特徴とする。
【００２４】
本発明の電流検出方法の他の態様は、前記周囲温度が前記２以上の代表温度点のうち最も低い温度より低いときは、前記最も低い温度の代表温度点に対する前記電圧−電流変換テーブルから求めた電流値を前記負荷電流とすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、温度補正用のデータテーブルを２以上の所定の温度点だけで作成し、これを用いて広範囲の周囲温度で電流検出値を高精度に補正する電流検出装置とそれを備える電源供給装置、及び電流検出方法を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電流検出装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】測定電圧と負荷電流との相関の一例を示すグラフである。
【図３】周囲温度に対するオン抵抗の変化の一例を示すグラフである。
【図４】本発明の第２実施形態に係る電流検出装置の概略構成を示すブロック図である。
【図５】パワーＭＯＳＦＥＴに対する限界過電流特性の一例を示すグラフである。
【図６】第３の実施形態の電流検出方法における周囲温度と温度係数との関係を示すグラフである。
【図７】本発明の実施形態に係る電源供給装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施形態に係る電源供給装置の処理の流れを説明する流れ図である。
【図９】負荷電流積分値を算出する方法を説明する流れ図である。
【図１０】強制遮断時の処理の流れを説明する流れ図である。
【図１１】従来の界磁電流補正制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】従来の界磁電流補正制御装置で用いられる温度補正マップである。
【図１３】従来の界磁電流補正制御装置で用いられる補正テーブルである。
【図１４】従来のＩＧＢＴの主電流を検出する手段を備えた電力変換装置のブロック図である。
【図１５】従来のスイッチング装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】従来のハーネスの発煙特性を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
本発明の好ましい実施の形態における電流検出装置とそれを備える電源供給装置、及び電流検出方法の構成について、図面を参照して以下に詳細に説明する。なお、同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。以下では、電流を通電／遮断するためのスイッチに半導体スイッチを用いた場合を例に説明するが、これに限定されず、それ以外の開閉手段を用いた場合にも適用可能である。
【００２８】
（第１実施形態）
本発明の第１の実施の形態に係る電流検出装置及び電流検出方法の構成を、図１を用いて説明する。図１は、本実施形態の電流検出装置１００の構成を示すブロック図である。同図では、負荷４０がハーネス２０及びその途中に設けられた半導体スイッチのパワーＭＯＳＦＥＴ３０を介して電源１０に接続された系統において、負荷４０に供給される負荷電流Ｉｌｏａｄを高精度に測定する本実施形態の電流検出装置１００の構成を示している。
【００２９】
パワーＭＯＳＦＥＴ３０は、ｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴであり、ドライバ回路５０からの制御によって、電源１０から負荷４０への電源供給をオン／オフする構成となっている。このような系統として、例えば電源１０を車両に搭載されたバッテリとし、負荷４０を車載電装品とすることができる。パワーＭＯＳＦＥＴ３０のゲート端子にドライバ回路５０からＨレベルの駆動電圧が出力されると、パワーＭＯＳＦＥＴ３０がオンになって負荷４０に負荷電流Ｉｌｏａｄが供給される。一方、ドライバ回路５０から出力される駆動電圧がＨレベルからＬレベルに変更されると、パワーＭＯＳＦＥＴ３０がオン状態からオフ状態に切り替えられて負荷４０への負荷電流Ｉｌｏａｄが遮断される。
【００３０】
本実施形態の電流検出装置１００は、電圧検出回路１１０、温度センサー１２０、及び温度補正部１３０を備えている。電圧検出回路１１０は、差動増幅器１１１、トランジスタ１１２、第１抵抗１１３、及び第２抵抗１１４を備えている。トランジスタ１１２にはｐｎｐ型のものを用いており、エミッタ端子が第１抵抗１１３を介して電源１０に接続され、コレクタ端子は、第２抵抗１１４を介して接地されている。
【００３１】
差動増幅器１１１は、非反転入力端子がパワーＭＯＳＦＥＴ３０のソース側（負荷４０側）に接続され、反転入力端子が第１抵抗１１３の下流側、すなわちトランジスタ１１２のエミッタ端子に接続されている。これにより、非反転入力端子の電圧はパワーＭＯＳＦＥＴ３０のソース側の電圧と等しく、反転入力端子の電圧はトランジスタ１１２のエミッタ端子の電圧に等しくなっている。また、差動増幅器１１１の出力端子は、トランジスタ１１２のゲート端子に接続されている。
【００３２】
上記のように構成された電圧検出回路１１０では、差動増幅器１１１の反転入力端子に印加される電圧と非反転入力端子に印加される電圧とが等しくなるように差動増幅器１１１の出力が調整され、これによりトランジスタ１１２のエミッターコレクタ間電流、すなわち第１抵抗１１３を流れる電流が制御される。電源１０の電圧をＶ０、パワーＭＯＳＦＥＴ３０のドレイン・ソース間電圧をＶｄｓ、第１抵抗１１３の抵抗値をＲｓ、第１抵抗１１３を流れる電流をＩｓとしたとき、
Ｖ０−Ｖｄｓ＝Ｖ０−Ｒｓ・Ｉｓ （１）
が成立する。
【００３３】
これより、電流Ｉｓは次式で与えられる。
Ｉｓ＝Ｖｄｓ／Ｒｓ （２）
式（２）より、第１抵抗１１３を流れる電流Ｉｓは、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓに比例することがわかる。この電流Ｉｓは、トランジスタ１１２のエミッタ側からコレクタ側に流れ、第２抵抗１１４で消費される。
【００３４】
一方、パワーＭＯＳＦＥＴ３０のオン抵抗をＲｄｓ（ＯＮ）としたとき、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓと負荷電流Ｉｌｏａｄとの間に次式が成り立つ。
Ｖｄｓ＝Ｉｌｏａｄ・Ｒｄｓ（ＯＮ） （３）
式（２）、（３）より、負荷電流Ｉｌｏａｄと電流Ｉｓとの間には、
Ｉｓ＝Ｉｌｏａｄ・（Ｒｄｓ（ＯＮ）／Ｒｓ）
あるいは
Ｉｌｏａｄ＝Ｉｓ・（Ｒｓ／Ｒｄｓ（ＯＮ）） （４）
が成り立つ。すなわち、第１抵抗１１３には負荷電流Ｉｌｏａｄに比例した電流Ｉｓが流れることがわかる。
【００３５】
本実施形態の電流検出装置１００では、電流Ｉｓを検出することで負荷電流Ｉｌｏａｄを検出する構成となっており、以下では電流Ｉｓを測定電流Ｉｓと称することとする。測定電流Ｉｓは、トランジスタ１１２のコレクタ側電圧を検出し、これを電流値に変換して検出する。トランジスタ１１２のコレクタ側電圧は、第２抵抗１１４の接地側とは反対側の電圧に相当する。この電圧（以下では測定電圧という）をＶｔとし、第２抵抗１１４の抵抗値をＲｔとするとき、測定電流Ｉｓは
Ｉｓ＝Ｖｔ／Ｒｔ （５）
で与えられる。
【００３６】
式（４）、（５）より、
Ｉｌｏａｄ＝（Ｖｔ／Ｒｔ）・（Ｒｓ／Ｒｄｓ（ＯＮ））
＝Ｖｔ・（Ｒｓ／｛Ｒｄｓ（ＯＮ）・Ｒｔ）｝ （６）
が得られる。これより、抵抗Ｒｄｓ（ＯＮ）、Ｒｓ、Ｒｔが決まると、測定電圧Ｖｔを検出することで負荷電流Ｉｌｏａｄを求めることが可能となる。
【００３７】
しかしながら、パワーＭＯＳＦＥＴ３０のオン抵抗Ｒｄｓ（ｏｎ）は、周囲温度の変化によって大きく変化する。式（６）で与えられる測定電圧Ｖｔと負荷電流Ｉｌｏａｄとの相関の一例を図２に示す。ここでは、横軸の負荷電流Ｉｌｏａｄに対し、縦軸は測定電圧Ｖｔを所定のＡＤ変換器でＡＤ変換したＡＤ変換値ＡＤ＿Ｖｔを示しており、ＡＤ変換器の単位（ＬＳＢ）で示している。オン抵抗Ｒｄｓ（ｏｎ）が周囲温度によって変化することから、図２では異なる周囲温度Ｔ毎に負荷電流Ｉｌｏａｄと測定電圧ＶｔのＡＤ変換値ＡＤ＿Ｖｔとの相関を示している。
【００３８】
図２の縦軸に示すＡＤ変換値ＡＤ＿Ｖｔは、［Ｖ］単位に変換して測定電圧のデジタル値Ｖｔとして用いることができる。あるいは、ＬＳＢ単位のＡＤ変換値ＡＤ＿Ｖｔのまま用いてもよい。以下の説明では、［Ｖ］単位に変換したデジタル値の測定電圧Ｖｔを用いて説明する。上記のような負荷電流Ｉｌｏａｄと測定電圧Ｖｔとの相関を、所定の相関式又はデータテーブル形式の電圧−電流変換テーブルとして周辺温度毎に予め作成し、これを用いて測定電圧Ｖｔから負荷電流Ｉｌｏａｄを算出するようにすることができる。
【００３９】
しかしながら、負荷電流Ｉｌｏａｄを高精度に算出できるようにするには、従来は、周囲温度Ｔが異なる多数の温度点で電圧−電流変換テーブルを作成しておく必要があった。そのため、電圧−電流変換テーブルのデータ量が膨大になるといった問題があった。例えば、周辺温度−４０℃〜１４０℃の温度範囲において、５℃毎に温度点を変えて電圧−電流変換テーブルを作成した場合には、１つの温度点に対する電圧−電流変換テーブルのデータ量の３７倍のデータが必要となり、データ量が膨大となってしまう。
【００４０】
そこで、本実施形態の電流検出方法では、周囲温度として少数の代表温度点をあらかじめ選択し、この代表温度点における電圧−電流変換テーブルのみを作成して用いるようにしている。周囲温度の代表温度点の選択方法について、以下に説明する。
【００４１】
パワーＭＯＳＦＥＴ３０のオン抵抗Ｒｄｓ（ＯＮ）は、周囲温度の変化に対し非線形な変化を示す。図３は、横軸を周囲温度Ｔとし、縦軸をオン抵抗Ｒｄｓ（ＯＮ）としたときの周囲温度Ｔに対するオン抵抗Ｒｄｓ（ＯＮ）の変化の一例を示している。同図において、破線Ａ、Ｂの傾きは、それぞれ周囲温度Ｔ１、Ｔ２における温度係数ＴＣ＿Ｒｄｓ（ＯＮ）を示している。
【００４２】
図３に示すように、オン抵抗Ｒｄｓ（ＯＮ）の温度係数ＴＣ＿Ｒｄｓ（ＯＮ）は、周囲温度Ｔによって変化しており、周囲温度Ｔに対し概略二次曲線で表される変化を示す。そこで本実施形態では、温度係数ＴＣ＿Ｒｄｓ（ＯＮ）を周囲温度で線形補間できる温度範囲を事前に選択し、この温度範囲を基準に周囲温度の代表温度点を適切に選択している。代表温度点は、少なくとも周囲温度に対するオン抵抗Ｒｄｓ（ＯＮ）の変化が大きい温度点を選択するのがよい。一例として、パワーＭＯＳＦＥＴ３０を対象とするときの代表温度点として、−４０℃、−２５℃、２５℃、１２５℃、１４０℃を選択することができる。これらの代表温度点を、図３に一点鎖線で示す。
【００４３】
このようにして選択された周囲温度の各代表温度点に対し、測定電圧を負荷電流に変換するための電圧対電流データからなる電圧−電流変換テーブルを事前に作成して電流検出装置１００で用いるようにしている。電圧−電流変換テーブルは、測定電圧に対する負荷電流の変化が小さいときは、電圧対電流データのデータ数を少なくすることができる。
【００４４】
本実施形態の電流検出方法では、事前に作成された各代表温度点に対応する電圧−電流変換テーブルを用いて、以下のようにして周囲温度Ｔにおける負荷電流Ｉｌｏａｄを高精度に算出する。まず、検出された周囲温度Ｔに対し、これを挟む代表温度点Ｔ１、Ｔ２を求める。次に、代表温度点Ｔ１、Ｔ２に対応する電圧−電流変換テーブルを用いて、検出された測定電圧Ｖｔから各代表温度点における負荷電流Ｉｌｏａｄ１、Ｉｌｏａｄ２を求める。さらに、負荷電流Ｉｌｏａｄ１、Ｉｌｏａｄ２を線形補間して周囲温度Ｔにおける負荷電流Ｉｌｏａｄを算出する。
【００４５】
負荷電流Ｉｌｏａｄの算出は、次式を用いて行うことができる。
Ｉｌｏａｄ＝Ｉｌｏａｄ１＋
（Ｉｌｏａｄ２ーＩｌｏａｄ１）×｛（Ｔ−Ｔ１）／（Ｔ２−Ｔ１）｝ （７）
これにより、負荷電流Ｉｌｏａｄを高精度に算出することができる。
【００４６】
上記の本実施形態の電流検出方法を用いて負荷電流Ｉｌｏａｄを高精度に算出するために、本実施形態の電流検出装置１００には、温度補正部１３０が設けられている。温度補正部１３０は、演算手段１３１、メモリ１３２、第１ＡＤ変換手段１３３、及び第２ＡＤ変換手段１３４を備えている。温度補正部１３０では、上記の周囲温度によるオン抵抗Ｒｄｓ（ＯＮ）の変化の影響をデジタル演算処理して補正するために、演算手段１３１にマイコンを用いている。また、各代表温度点に対応する電圧−電流変換テーブルは、事前に作成されてメモリ１３２に保存されている。
【００４７】
電圧検出回路１１０から温度補正部１３０に入力された測定電圧Ｖｔは、第１ＡＤ変換手段１３３でデジタル値ＡＤ＿Ｖｔに変換されて演算手段１３１に入力される。また、温度センサー１２０で測定されたパワーＭＯＳＦＥＴの周辺温度Ｔも、第２ＡＤ変換手段１３４でデジタル値ＡＤ＿Ｔに変換されて演算手段１３１に入力される。ＡＤ変換手段１３３、１３４から出力されるデジタル値ＡＤ＿Ｖｔ、ＡＤ＿Ｔは、いずれもＬＳＢ単位であるが、演算手段１３１でそれぞれ［Ｖ］単位の測定電圧Ｖｔ及び［℃］単位の周囲温度Ｔに変換される。演算手段１３１では、デジタル値の測定電圧Ｖｔ［Ｖ］及び周囲温度Ｔ［℃］を用いて以下の演算処理を行う。
【００４８】
演算手段１３１では、周囲温度Ｔをもとに、これを間に挟む低温側の代表温度点Ｔ１と高温側の代表温度点Ｔ２を選択する。代表温度点Ｔ１、Ｔ２が選択されると、各代表温度点に対応する電圧−電流変換テーブルをメモリ１３２から読み出し、それぞれの電圧−電流変換テーブルから測定電圧Ｖｔに対する負荷電流Ｉｌｏａｄ１、Ｉｌｏａｄ２を求める。この負荷電流Ｉｌｏａｄ１、Ｉｌｏａｄ２を用いて、式（７）より周囲温度Ｔにおける負荷電流Ｉｌｏａｄを算出する。
【００４９】
上記のように、本実施形態の電流検出装置１００及び電流検出方法によれば、測定電圧Ｖｔと負荷電流Ｉｌｏａｄとの相関を表す電圧−電流変換テーブルとして、あらかじめ選択された代表温度点に対応するものだけを用意すればよく、電圧−電流変換テーブルのデータ量を大幅に低減することが可能となる。また、保存させるデータ量が少なくなることから、メモリ１３２に要求される容量も小さくなり、低コストで負荷電流を高精度に推定することが可能となる。
【００５０】
（第２実施形態）
本発明の第２の実施形態に係る電流検出装置及び電流検出方法を、図４を用いて以下に説明する。図４は、第２の実施形態の電流検出装置２００の構成を示すブロック図である。本実施形態の電流検出装置２００は、第１の実施形態の電流検出装置１００に、さらに異常判定部２４０を追加している。異常判定部２４０は、演算手段１３１で算出した負荷電流Ｉｌｏａｄが、パワーＭＯＳＦＥＴ３０及びハーネス２０を保護するために設定されている負荷電流制限値を超えるか否かを判定するものである。
【００５１】
本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥＴ３０を保護するために設けられている半導体限界過電流特性と、ハーネス２０を保護するために設けられている電線限界過電流特性を、メモリ１３２に予め保存させている。異常判定部２４０は、メモリ１３２から半導体限界過電流特性及び電線限界過電流特性を読み出し、両者のうちいずれか低い方を負荷電流制限値に選択する。そして、演算手段１３１から入力した負荷電流Ｉｌｏａｄが負荷電流制限値を超えるか否かを判定し、負荷電流制限値を超えると判定すると、ドライバ回路５０に対し負荷電流Ｉｌｏａｄの遮断を要求する信号を出力する。これにより、ドライバ回路５０は、負荷電流Ｉｌｏａｄを遮断するようにパワーＭＯＳＦＥＴ３０を制御する。
【００５２】
上記のように、本実施形態の電流検出装置２００によれば、第１の実施形態と同様に、少ないデータ量の電圧−電流変換テーブルを用いて負荷電流を高精度に推定することができるのに加えて、負荷電流が所定の制限値を超えると判定されると、負荷電流を遮断させてパワーＭＯＳＦＥＴ及びハーネスの損傷を防止することが可能となる。
【００５３】
（第３実施形態）
本発明の第３の実施形態の電流検出装置及び電流検出方法について、以下に説明する。本実施形態の電流検出方法では、パワーＭＯＳＦＥＴ３０及びハーネス２０の保護特性に基づき、許容される電流量が大きくなる周囲温度の低温側では、代表温度点を減らして電圧−電流変換テーブルのデータ量をさらに低減するようにしている。
【００５４】
パワーＭＯＳＦＥＴ３０の保護特性として、電流の大きさによって通電を許可する時間を制限する半導体限界過電流特性が規定されている。パワーＭＯＳＦＥＴ３０に設定された半導体限界過電流特性の一例を図５に示す。同図に示すように、パワーＭＯＳＦＥＴ３０の半導体限界過電流特性は周辺温度Ｔに依存して変化し、周辺温度が低下するほど半導体限界過電流特性のラインが高電流側に移動する。従って、例えば電流値が同じであっても、周辺温度が低温になるほど通電が許可される時間が長くなる。また、通電時間が同じであっても、周辺温度が低いほど通電が許可される電流値が高くなる。
【００５５】
上記のような限界過電流特性は、ハーネス２０に対しても同様に設定されており、電流の大きさによってハーネスを通電する時間を制限する電線限界過電流特性が規定されている。第２の実施形態の電流検出装置２００では、異常判定部２４０において、半導体限界過電流特性と電線限界過電流特性のいずれか低い方を負荷電流制限値としている。
【００５６】
半導体限界過電流特性及び電線限界過電流特性では、図５に例示するように、周囲温度が低温になると、許容する電流値が急激に大きくなる。そのため、周囲温度が低温の場合には、常温又は高温の場合に比べて電流制限値に対し十分大きな余裕を有することになる。そのため、周囲温度が低温時には、温度係数ＴＣ＿Ｒｄｓ（ＯＮ）を周囲温度で高精度に補正しなくても、負荷電流Ｉｌｏａｄが半導体限界過電流特性又は電線限界過電流特性で与えられる電流制限値を超えるおそれはない。
【００５７】
そこで、本実施形態の電流検出方法では、周囲温度が所定の温度Ｔｃより低い場合には、周囲温度がＴｃのときの温度係数ＴＣ＿Ｒｄｓ（ＯＮ）を用いて負荷電流Ｉｌｏａｄの補正を行うようにする。すなわち、温度係数ＴＣ＿Ｒｄｓ（ＯＮ）は、周囲温度Ｔに対し図６に示すように変化するものとしている。図６では、一例としてＴｃ＝０℃としている。そこで、本実施形態の電流検出方法及び電流検出装置では、周囲温度Ｔｃを代表温度点とし、この温度Ｔｃに対応する電圧−電流変換テーブルを事前に作成してメモリ１３２に保存させておき、温度センサー１２０で検出された周囲温度がＴｃ以下の場合には、周囲温度Ｔｃに対応する電圧−電流変換テーブルから求めた電流を負荷電流Ｉｌｏａｄとする。
【００５８】
本実施形態の電流検出方法及び電流検出装置では、周囲温度がＴｃ以下の場合には、周囲温度Ｔｃに対応する電圧−電流変換テーブルを用いて負荷電流Ｉｌｏａｄを算出することから、代表温度点を温度Ｔｃより低い温度に設ける必要がなくなり、電圧−電流変換テーブルのデータ量をさらに低減することが可能となる。
【００５９】
本発明の電源供給装置の実施形態を図７を用いて説明する。図７は、本発明の実施形態に係る電源供給装置の構成を示すブロック図である。本実施形態の電源供給装置３００は、電源１０、パワーＭＯＳＦＥＴ３０、ドライバ回路５０、及び電流検出装置３０１に加えて、さらに操作スイッチ３５０と指令受信部３６０を備えている。
【００６０】
操作スイッチ３５０は、運転者等がパワーＭＯＳＦＥＴ３０のオン（通電）／オフ（遮断）を指令するために設けられているものであり、指令受信部３６０は、操作スイッチ３５０の指令内容を電流検出装置３０１の演算手段３３１に常時（所定の周期ｔｃで）出力する。本実施形態の電流検出装置３０１は、負荷電流Ｉｌｏａｄの検出に加えて、指令受信部３６０からの指令内容に従ってパワーＭＯＳＦＥＴ３０の制御を行っている。電流検出装置３０１における処理の流れを、図８の流れ図を用いて説明する。
【００６１】
電流検出装置３０１における処理は、周期ｔｃで実行される。周期ｔｃは、例えば２ミリ秒とすることができる。まず、演算手段３３１が、操作スイッチ３５０の指令内容を指令受信部３６０から入力し（ステップＳ１）、操作スイッチ３５０の指令内容を判定する（ステップＳ２）。そして、操作スイッチ３５０の指令内容がパワーＭＯＳＦＥＴ３０に対する通電指令の場合にはステップＳ３に進み、遮断指令の場合にはステップＳ４に進む。ステップＳ４では、演算手段３３１がドライバ回路５０に対し負荷電流Ｉｌｏａｄの遮断を要求する信号を出力し、ドライバ回路５０がパワーＭＯＳＦＥＴ３０をオフに自動制御する。その後ステップＳ１０に進む。
【００６２】
一方、ステップＳ３では、負荷電流Ｉｌｏａｄが強制遮断されているか否かを判定し、強制遮断されていないときはステップＳ５に進み、強制遮断されているときはステップＳ６に進む。ステップＳ５では、演算手段３３１がドライバ回路５０に対し負荷電流Ｉｌｏａｄの通電を要求する信号を出力し、ドライバ回路５０がパワーＭＯＳＦＥＴ３０をオンに自動制御する。その後ステップＳ７に進み、負荷電流Ｉｌｏａｄの算出等の処理を行う。ステップＳ７における処理を、図９の流れ図を用いて詳細に説明する。
【００６３】
本実施形態では、ハーネス２０の発煙を防止するために、ハーネス２０を通過する電流、すなわち負荷電流Ｉｌｏａｄを所定期間で積分又は積算した電流積分値を用いて監視するようにしている。ハーネスを保護するための電線限界過電流特性は、図５に示す半導体限界過電流特性と同様に、ある大きさの電流を通電させることが可能な時間を制限しており、電流が大きくなるほど通電可能な時間が短くなる。そこで、所定期間（ｔｓとする）の電流を積分した電流積分値が所定の電流積分閾値を超えないように監視することで、負荷電流Ｉｌｏａｄが電線限界過電流特性の制限を超えないようにさせることができる。
【００６４】
図９において、ステップＳ７１で電圧検出回路１１０及び温度センサー１２０からそれぞれ測定電圧Ｖｔ及び周囲温度Ｔを入力し、ステップＳ７２で測定電圧Ｖｔ及び周囲温度Ｔから電圧−電流変換テーブルを用いて負荷電流Ｉｌｏａｄを算出する。さらにステップＳ７３で、算出した負荷電流Ｉｌｏａｄをメモリ１３２に保存して負荷電流履歴を更新する。メモリ１３２には、過去ｔｓ時間分の負荷電流Ｉｌｏａｄが保存されており、最新の負荷電流Ｉｌｏａｄが算出される度に、もっとも古い値が破棄されて最新値が保存される。ステップＳ７４では、メモリ１３２に保存されている負荷電流を積分又は積算して電流積分値を算出する。なお、負荷電流を積分する期間ｔｓは、例えば６０秒とすることができる。
【００６５】
ステップＳ７で算出された電流積分値は異常判定部３４０に出力され、異常判定部３４０でステップＳ８の処理が行われる。ステップＳ８では、電流積分値を電線限界過電流特性に基づいて事前に決定された電流積分閾値と比較し、電流積分値が電流積分閾値を超えるときは、ステップＳ９の処理が行われる。一方、電流積分値が電流積分閾値を超えていないときは、ステップＳ１０に進む。
【００６６】
ステップＳ９では、ドライバ回路５０に対し負荷電流Ｉｌｏａｄの遮断を要求する信号を出力する。これにより、パワーＭＯＳＦＥＴ３０は、負荷電流Ｉｌｏａｄを遮断するようにドライバ回路５０によって強制的にオフに自動制御される。その後、ステップＳ１０に進む。
【００６７】
一方、ステップＳ３で負荷電流Ｉｌｏａｄが強制遮断されていると判定されたときには、ステップＳ６で強制遮断されているときの処理を行う。ステップＳ６における処理内容を、図１０に示す流れ図を用いて詳細に説明する。まずステップＳ６１において、温度センサー１２０から周囲温度を入力する。ステップＳ６２では、周辺温度が所定の復帰温度より低いか否かを判定し、周辺温度が所定の復帰温度より低いと判定すると、次のステップＳ６３に進んで強制遮断からの復帰処理を行う。一方、周辺温度が所定の復帰温度以上であると判定すると、強制遮断からの復帰処理を行わずに終了する。
【００６８】
ステップＳ６３では、負荷電流Ｉｌｏａｄの強制遮断から復帰させるために、ドライバ回路５０に対し負荷電流Ｉｌｏａｄの通電を要求する信号を出力し、ドライバ回路５０がパワーＭＯＳＦＥＴ３０を再びオンに自動制御する。上記のステップＳ６の処理が終了すると、ステップＳ１０に進む。
【００６９】
ステップＳ１０では、電流検出装置３０１における処理を、次の周期に達するまで時間ｔｃだけ待機させる。上記のように、本実施形態の電源供給装置によれば、負荷電流Ｉｌｏａｄを通電／遮断させるパワーＭＯＳＦＥＴ３０を運転者等が操作できるようにするとともに、パワーＭＯＳＦＥＴ３０がオンのときの負荷電流Ｉｌｏａｄの電流積分値を監視することで、ハーネス２０の発煙を防止することが可能となる。また、ハーネス２０の発煙防止のためにパワーＭＯＳＦＥＴ３０が強制遮断された後、周囲温度が再び低下して復帰温度以下になると、パワーＭＯＳＦＥＴ３０をオンに自動制御することで、負荷４０への電力供給を効率的に行うことが可能となる。
【００７０】
なお、本実施の形態における記述は、本発明に係る電流検出装置とそれを備える電源供給装置、及び電流検出方法の一例を示すものであり、これに限定されるものではない。本実施の形態における電流検出装置等の細部構成及び詳細な動作等に関しては、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【符号の説明】
【００７１】
１０ 電源
２０ ハーネス
３０ パワーＭＯＳＦＥＴ
４０ 負荷
５０ ドライバ回路
１００、２００、３０１ 電流検出装置
１１０ 電圧検出回路
１１１ 差動増幅器
１１２ トランジスタ
１１３ 第１抵抗
１１４ 第２抵抗
１２０ 温度センサー
１３０、３３０ 温度補正部
１３１、３３１ 演算手段
１３２ メモリ
１３３ 第１ＡＤ変換手段
１３４ 第２ＡＤ変換手段
２４０、３４０ 異常判定部
３００ 電源供給装置
３５０ 操作スイッチ
３６０ 指令受信部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源からハーネスを介して負荷に供給される負荷電流をオン／オフするスイッチに並列に接続されて前記負荷電流を検出する電流検出装置であって、
電流計測用抵抗と、
前記電流計測用抵抗による電圧降下を検出して測定電圧として出力する電圧検出回路と、
前記スイッチの周囲温度を検出する温度センサーと、
前記電圧検出回路及び前記温度センサーからそれぞれ前記測定電圧及び前記周囲温度を入力して前記負荷電流を算出する温度補正部と、を備え、
前記温度補正部は、
前記電圧検出回路から入力した前記測定電圧をＡＤ変換する第１ＡＤ変換手段と、
前記温度センサーから入力した前記周囲温度をＡＤ変換する第２ＡＤ変換手段と、
代表温度点として事前に設定された２以上の前記周囲温度のそれぞれに対して事前に作成された前記測定電圧を前記負荷電流に変換するための電圧対電流データからなる電圧−電流変換テーブルを保存するメモリと、
前記第２ＡＤ変換手段から入力したデジタル値の前記周囲温度を挟む２つの前記代表温度点を求め、前記第１ＡＤ変換手段から入力したデジタル値の前記測定電圧と前記メモリから入力した前記２つの代表温度点のそれぞれに対する前記電圧−電流変換テーブルから前記２つの代表温度点のそれぞれにおける２つの電流値を求め、前記２つの電流値を線形補間して前記検出された周囲温度における前記負荷電流を算出する演算手段と、を備える
ことを特徴とする電流検出装置。
【請求項２】
前記演算手段から前記負荷電流を入力し、前記負荷電流をもとに所定の過電流制限条件が満たされているかを判定し、前記過電流制限条件が満たされていないと判定したときは前記スイッチをオフに制御する異常判定部をさらに備える
ことを特徴とする請求項１に記載の電流検出装置。
【請求項３】
前記過電流制限条件の判定は、最新の一定期間の前記負荷電流又は前記負荷電流の２乗値を積分又は積算した電流積分値が所定の電流積分閾値以下のときに満たされていると判定し、前記電流積分値が前記電流積分閾値を超えると満たされていないと判定する
ことを特徴とする請求項２に記載の電流検出装置。
【請求項４】
前記電流積分閾値は、前記スイッチを保護するために設定された所定の限界過電流特性に基づいて算出される閾値と、前記ハーネスを保護するために設定された電線限界過電流特性に基づいて算出される別の閾値のいずれか低い値である
ことを特徴とする請求項３に記載の電流検出装置。
【請求項５】
前記電圧−電流変換テーブルは、前記測定電圧に対する前記負荷電流の変化が小さいときは前記電圧対電流データのデータ数を少なくしている
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電流検出装置。
【請求項６】
前記代表温度点は、少なくとも前記周囲温度に対する前記スイッチの抵抗値の変化が大きい温度点を選択している
ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電流検出装置。
【請求項７】
前記電圧検出回路は、
前記スイッチの前記電源側にこれと並列に接続された第１抵抗と、
非反転入力端子が前記スイッチの前記負荷側に接続され、反転入力端子が前記第１抵抗の下流側に接続された差動増幅器と、
エミッタ端子が前記第１抵抗と前記差動増幅器の反転入力端子との間に接続され、コレクタ端子が前記電流計測用抵抗を介して接地され、ゲート端子が前記差動増幅器の出力端子に接続されたトランジスタと、を備える
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電流検出装置。
【請求項８】
前記温度センサーで検出された前記周囲温度が、前記２以上の代表温度点のうち最も低い温度より低いときは、前記最も低い温度の代表温度点に対する前記電圧−電流変換テーブルから求めた電流値を前記負荷電流とする
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電流検出装置。
【請求項９】
前記スイッチは、ｎチャネル型半導体スイッチのパワーＭＯＳＦＥＴである
ことを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電流検出装置。
【請求項１０】
電源と、
前記電源からハーネスを介して負荷に供給される負荷電流を通電又は遮断させるスイッチと、
請求項２乃至９のいずれか１項に記載の電流検出装置と、
前記ハーネスへの前記負荷電流の通電又は遮断を指令するための操作スイッチと、
前記操作スイッチからの指令を受信して前記電流検出装置に出力する指令受信部と、を備え、
前記電流検出装置は、前記指令受信部から前記操作スイッチの指令を入力して前記スイッチを制御するとともに、前記電流検出装置で過電流が検出されると前記スイッチをオフに制御する
ことを特徴とする電源供給装置。
【請求項１１】
スイッチを通電する負荷電流に伴って変化する所定の電圧を測定し、前記測定電圧から前記負荷電流を算出する電流検出方法であって、
前記スイッチの代表温度点として事前に設定された２以上の周囲温度のそれぞれに対して前記測定電圧を前記負荷電流に変換するための電圧対電流データからなる電圧−電流変換テーブルを事前に作成し、
前記測定電圧及び前記周囲温度を検出し、
前記検出された周囲温度を挟む２つの前記代表温度点を求め、
前記検出された測定電圧と前記２つの代表温度点のそれぞれに対する前記電圧−電流変換テーブルとから前記２つの代表温度点のそれぞれにおける２つの電流値を求め、
前記２つの電流値を線形補間して前記検出された周囲温度における前記負荷電流を算出する
ことを特徴とする電流検出方法。
【請求項１２】
前記電圧−電流変換テーブルは、前記測定電圧に対する前記負荷電流の変化が小さいときは前記電圧対電流データのデータ数を少なくする
ことを特徴とする請求項１１に記載の電流検出方法。
【請求項１３】
前記代表温度点は、少なくとも前記周囲温度に対する前記半導体スイッチの抵抗値の変化が大きい温度点を選択する
ことを特徴とする請求項１１又は１２に記載の電流検出装置。
【請求項１４】
前記周囲温度が前記２以上の代表温度点のうち最も低い温度より低いときは、前記最も低い温度の代表温度点に対する前記電圧−電流変換テーブルから求めた電流値を前記負荷電流とする
ことを特徴とする請求項１１乃至１３のいずれか１項に記載の電流検出方法。
【請求項１】
電源からハーネスを介して負荷に供給される負荷電流をオン／オフするスイッチに並列に接続されて前記負荷電流を検出する電流検出装置であって、
電流計測用抵抗と、
前記電流計測用抵抗による電圧降下を検出して測定電圧として出力する電圧検出回路と、
前記スイッチの周囲温度を検出する温度センサーと、
前記電圧検出回路及び前記温度センサーからそれぞれ前記測定電圧及び前記周囲温度を入力して前記負荷電流を算出する温度補正部と、を備え、
前記温度補正部は、
前記電圧検出回路から入力した前記測定電圧をＡＤ変換する第１ＡＤ変換手段と、
前記温度センサーから入力した前記周囲温度をＡＤ変換する第２ＡＤ変換手段と、
代表温度点として事前に設定された２以上の前記周囲温度のそれぞれに対して事前に作成された前記測定電圧を前記負荷電流に変換するための電圧対電流データからなる電圧−電流変換テーブルを保存するメモリと、
前記第２ＡＤ変換手段から入力したデジタル値の前記周囲温度を挟む２つの前記代表温度点を求め、前記第１ＡＤ変換手段から入力したデジタル値の前記測定電圧と前記メモリから入力した前記２つの代表温度点のそれぞれに対する前記電圧−電流変換テーブルから前記２つの代表温度点のそれぞれにおける２つの電流値を求め、前記２つの電流値を線形補間して前記検出された周囲温度における前記負荷電流を算出する演算手段と、を備える
ことを特徴とする電流検出装置。
【請求項２】
前記演算手段から前記負荷電流を入力し、前記負荷電流をもとに所定の過電流制限条件が満たされているかを判定し、前記過電流制限条件が満たされていないと判定したときは前記スイッチをオフに制御する異常判定部をさらに備える
ことを特徴とする請求項１に記載の電流検出装置。
【請求項３】
前記過電流制限条件の判定は、最新の一定期間の前記負荷電流又は前記負荷電流の２乗値を積分又は積算した電流積分値が所定の電流積分閾値以下のときに満たされていると判定し、前記電流積分値が前記電流積分閾値を超えると満たされていないと判定する
ことを特徴とする請求項２に記載の電流検出装置。
【請求項４】
前記電流積分閾値は、前記スイッチを保護するために設定された所定の限界過電流特性に基づいて算出される閾値と、前記ハーネスを保護するために設定された電線限界過電流特性に基づいて算出される別の閾値のいずれか低い値である
ことを特徴とする請求項３に記載の電流検出装置。
【請求項５】
前記電圧−電流変換テーブルは、前記測定電圧に対する前記負荷電流の変化が小さいときは前記電圧対電流データのデータ数を少なくしている
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電流検出装置。
【請求項６】
前記代表温度点は、少なくとも前記周囲温度に対する前記スイッチの抵抗値の変化が大きい温度点を選択している
ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電流検出装置。
【請求項７】
前記電圧検出回路は、
前記スイッチの前記電源側にこれと並列に接続された第１抵抗と、
非反転入力端子が前記スイッチの前記負荷側に接続され、反転入力端子が前記第１抵抗の下流側に接続された差動増幅器と、
エミッタ端子が前記第１抵抗と前記差動増幅器の反転入力端子との間に接続され、コレクタ端子が前記電流計測用抵抗を介して接地され、ゲート端子が前記差動増幅器の出力端子に接続されたトランジスタと、を備える
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電流検出装置。
【請求項８】
前記温度センサーで検出された前記周囲温度が、前記２以上の代表温度点のうち最も低い温度より低いときは、前記最も低い温度の代表温度点に対する前記電圧−電流変換テーブルから求めた電流値を前記負荷電流とする
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電流検出装置。
【請求項９】
前記スイッチは、ｎチャネル型半導体スイッチのパワーＭＯＳＦＥＴである
ことを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電流検出装置。
【請求項１０】
電源と、
前記電源からハーネスを介して負荷に供給される負荷電流を通電又は遮断させるスイッチと、
請求項２乃至９のいずれか１項に記載の電流検出装置と、
前記ハーネスへの前記負荷電流の通電又は遮断を指令するための操作スイッチと、
前記操作スイッチからの指令を受信して前記電流検出装置に出力する指令受信部と、を備え、
前記電流検出装置は、前記指令受信部から前記操作スイッチの指令を入力して前記スイッチを制御するとともに、前記電流検出装置で過電流が検出されると前記スイッチをオフに制御する
ことを特徴とする電源供給装置。
【請求項１１】
スイッチを通電する負荷電流に伴って変化する所定の電圧を測定し、前記測定電圧から前記負荷電流を算出する電流検出方法であって、
前記スイッチの代表温度点として事前に設定された２以上の周囲温度のそれぞれに対して前記測定電圧を前記負荷電流に変換するための電圧対電流データからなる電圧−電流変換テーブルを事前に作成し、
前記測定電圧及び前記周囲温度を検出し、
前記検出された周囲温度を挟む２つの前記代表温度点を求め、
前記検出された測定電圧と前記２つの代表温度点のそれぞれに対する前記電圧−電流変換テーブルとから前記２つの代表温度点のそれぞれにおける２つの電流値を求め、
前記２つの電流値を線形補間して前記検出された周囲温度における前記負荷電流を算出する
ことを特徴とする電流検出方法。
【請求項１２】
前記電圧−電流変換テーブルは、前記測定電圧に対する前記負荷電流の変化が小さいときは前記電圧対電流データのデータ数を少なくする
ことを特徴とする請求項１１に記載の電流検出方法。
【請求項１３】
前記代表温度点は、少なくとも前記周囲温度に対する前記半導体スイッチの抵抗値の変化が大きい温度点を選択する
ことを特徴とする請求項１１又は１２に記載の電流検出装置。
【請求項１４】
前記周囲温度が前記２以上の代表温度点のうち最も低い温度より低いときは、前記最も低い温度の代表温度点に対する前記電圧−電流変換テーブルから求めた電流値を前記負荷電流とする
ことを特徴とする請求項１１乃至１３のいずれか１項に記載の電流検出方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
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【図１１】
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【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２０１１−１２５１０１（Ｐ２０１１−１２５１０１Ａ）
【公開日】平成２３年６月２３日（２０１１．６．２３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２７９１２０（Ｐ２００９−２７９１２０）
【出願日】平成２１年１２月９日（２００９．１２．９）
【出願人】（０００００５２９０）古河電気工業株式会社 (4,457)
【出願人】（３９１０４５８９７）古河ＡＳ株式会社 (571)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年６月２３日（２０１１．６．２３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１２月９日（２００９．１２．９）
【出願人】（０００００５２９０）古河電気工業株式会社 (4,457)
【出願人】（３９１０４５８９７）古河ＡＳ株式会社 (571)
【Ｆターム（参考）】
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