誘導性負荷駆動装置および誘導性負荷駆動方法
【課題】 位置決め制御などで２つのモータを独立に駆動するような場合であっても、電源から供給される電流を平滑化するとともに、電源から大きな電流が供給される頻度を大幅に低減する。
【解決手段】 位相差が１／２波長の鋸波搬送波Ｃ、Ｄにもとづいて第１ＰＷＭ制御信号生成部３６、第２ＰＷＭ制御信号生成部３７が第１、第２ＰＷＭ制御信号を生成し、該第１、第２ＰＷＭ制御信号によって２つのＤＣモータを作動させることにより、どちらか一方のＤｕｔｙ比が５０％を超えない限り、電源から２つのＤＣモータへの電流流入のタイミングが重なることがないので、双方のＤｕｔｙ比が刻々と変化するような場合であっても、電源から供給される電流を平滑化するとともに、電源から大きな電流が供給される頻度を大幅に低減することができる。
【解決手段】 位相差が１／２波長の鋸波搬送波Ｃ、Ｄにもとづいて第１ＰＷＭ制御信号生成部３６、第２ＰＷＭ制御信号生成部３７が第１、第２ＰＷＭ制御信号を生成し、該第１、第２ＰＷＭ制御信号によって２つのＤＣモータを作動させることにより、どちらか一方のＤｕｔｙ比が５０％を超えない限り、電源から２つのＤＣモータへの電流流入のタイミングが重なることがないので、双方のＤｕｔｙ比が刻々と変化するような場合であっても、電源から供給される電流を平滑化するとともに、電源から大きな電流が供給される頻度を大幅に低減することができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２つの誘導性負荷に供給する電力の制御を行う誘導性負荷駆動装置および誘導性負荷駆動方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、誘導性負荷（たとえばＤＣブラシ付きモータ）を正転反転する駆動回路として、いわゆるＨブリッジによるパルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御と呼ぶ）が一般的である。システムによっては、２つのＤＣモータを各々独立に制御する必要があり、その場合にはＨブリッジを二対装備することとなる。
複数の負荷をＰＷＭ制御によって駆動する場合、ハーネス容量やコネクタ接点容量、ノイズフィルタ、シャント抵抗定格などの低減のため、いくつかの技術が提案されている。
【０００３】
特開２００２−４３９１０号公報は、抵抗負荷を想定したものであり、２つの負荷をそれぞれＰＷＭ制御によって同時に駆動する場合に、一方のＰＷＭ制御信号の立ち下がりと他方のＰＷＭ制御信号の立ち上がりとのタイミング、および一方のＰＷＭ制御信号の立ち上がりと他方のＰＷＭ制御信号の立ち下がりとのタイミングを一致させることで、電源から負荷へ流れる負荷電流の増加と減少とを相殺し、その変化率を小さくしようとするものである。
また特開２００４−７２５９２号公報は、上記特開２００２−４３９１０号公報の装置を誘導性負荷に適用した場合の問題点を解決するため、一方のＰＷＭ制御信号の立ち下がり開始タイミングと他方のＰＷＭ制御信号の立ち上がり終了タイミングとを一致させ、一方のＰＷＭ制御信号の立ち上がり終了タイミングと他方のＰＷＭ制御信号の立ち下がり開始タイミングとを一致させる構成が記載されている。
【特許文献１】特開２００２−４３９１０号公報
【特許文献２】特開２００４−７２５９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、このような従来の負荷の駆動装置においては、ＰＷＭ制御信号のＤｕｔｙ比を固定（たとえば２個のＤＣモータのＤｕｔｙ比を５０％に固定）して駆動する場合に、電源（たとえばバッテリ）から駆動回路に供給される電流を平滑化して、電流値の上限を低く抑える効果があるが、モータによる位置決め制御など２個のモータ電流が時々刻々と変化する、すなわち２個のモータを制御するＰＷＭ制御信号のＤｕｔｙ比が刻々と変化するような駆動装置に適用する場合には不向きであるといった問題があった。
【０００５】
そこで本発明はこのような問題点に鑑み、位置決め制御などで２つのモータを独立に駆動するような場合、すなわち双方のモータのＰＷＭ制御信号のＤｕｔｙ比が刻々と変化するような場合であっても、電源から供給される電流を平滑化するとともに、電源から大きな電流が供給される頻度を大幅に低減することができる誘導性負荷駆動装置および誘導性負荷駆動方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、電源に接続される２つの誘導性負荷を各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動するため、第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部は、各々パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と鋸波搬送波とを比較することにより変調制御信号を生成するものであり、各々が用いる鋸波搬送波は、同一周波数であり、かつ一方の鋸波搬送波と他方の鋸波搬送波の位相が１／２波長ずれているものとした。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、たとえば位置決め制御などで２つのモータを独立に駆動するような場合、すなわち、双方のＤｕｔｙ比が刻々と変化するような場合であっても、電源から供給される電流を平滑化するとともに、電源から大きな電流が供給される頻度を大幅に低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
次に本発明の実施の形態を実施例により説明する。
なお次に説明する各実施例は、本発明を各々独立に位置決め制御されるＤＣモータを駆動する誘導性負荷駆動装置に適用したものである。
まず、第１の実施例について説明する。
図１に、第１の実施例における全体構成を示す。
電源１からコントロールユニット２に供給された電圧は、フィルタ３と電流検出用抵抗４を介して、Ｈブリッジ回路５、６に印加される。
Ｈブリッジ回路５およびＨブリッジ回路６は、それぞれ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）７〜１０および電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１１〜１４で構成され、各電界効果トランジスタのスイッチングの組み合わせにより、ＤＣモータ１５、１６に対し、モータを正転または逆転させる電流を供給する。
【０００９】
Ｈブリッジ回路５を駆動する第１スイッチング素子駆動回路１７は、電界効果トランジスタ７〜１０のゲート端子に、マイクロコンピュータ１９からの指令にもとづき、駆動電圧を印加する。同様に、Ｈブリッジ回路６を駆動する第２スイッチング素子駆動回路１８は、電界効果トランジスタ１１〜１４のゲート端子に、マイクロコンピュータ１９からの指令にもとづき、駆動電圧を印加する。
マイクロコンピュータ１９は、図示しない外部の指令部より指示されたＤＣモータ１５、１６のそれぞれのモータ回転角指令値と、ＤＣモータ１５、１６の回転角を検出するためのモータ回転角センサ２２、２３から出力されるモータ回転角信号と、ＤＣモータ１５、１６へ流れるモータ電流を検出するモータ電流センサ２４、２５から出力されるモータ電流値信号とに応じて演算を行い、電界効果トランジスタ７〜１４を駆動するためのＰＷＭ制御信号を生成し、第１スイッチング素子駆動回路１７および第２スイッチング素子駆動回路１８に印加する。
【００１０】
次に、ＰＷＭ制御信号を生成するマイクロコンピュータ１９の内部処理について説明する。
図２は、マイクロコンピュータの内部構成を示す図であり、図３は、搬送波とＤｕｔｙ比とより得られるＰＷＭ制御信号を示す。
マイクロコンピュータ１９は、図示しない指令部より出力されたＤＣモータ１５に対するモータ回転角指令値を通信部２６によって読み込み、ＤＣモータ１６に対するモータ回転角指令値を通信部２７によって読み込む。
またＤＣモータ１５のモータ回転角を検出するモータ回転角センサ２２（図１参照）より出力されたモータ回転角信号をアナログ信号入力部２８によって読み込み、ＤＣモータ１６のモータ回転角を検出するモータ回転角センサ２３（図１参照）より出力されたモータ回転角信号をアナログ信号入力部３０によって読み込む。
【００１１】
モータ電流センサ２４より出力されたモータ電流値信号をアナログ信号入力部２９によって読み込み、モータ電流センサ２５より出力されたモータ電流値信号をアナログ信号入力部３１によって読み込む。
このように、通信部２６、アナログ信号入力部２８、２９はＤＣモータ１５に関する信号を読み込むものであり、通信部２７、アナログ信号入力部３０、３１はＤＣモータ１６に関する信号を読み込むものである。
【００１２】
通信部２６によって読み込まれたモータ回転角指令値とアナログ信号入力部２８によって読み込まれたモータ回転角信号とが位置決めサーボ部３２に入力される。
位置決めサーボ部３２は、ＤＣモータ１５の実際のモータ回転角がモータ回転角指令値に追従するように、モータ電流指令値を算出する。
同様に、通信部２７によって読み込まれたモータ回転角指令値とアナログ信号入力部３０によって読み込まれたモータ回転角信号とが位置決めサーボ部３３に入力され、位置決めサーボ３３が、ＤＣモータ１６の実際のモータ回転角がモータ回転角指令値に追従するように、モータ電流指令値を算出する。
【００１３】
位置決めサーボ部３２によって算出されたモータ電流指令値と、アナログ信号入力部２９によって読み込まれたモータ電流値とが電流制御部３４に入力される。
電流制御部３４は、ＤＣモータ１５に流れる実際のモータ電流値が位置決めサーボ部３２によって算出されたモータ電流指令値に追従するように、ＤＣモータ１５をＰＷＭ制御するためのＤｕｔｙ比Ａ（Ｄｕｔｙ比Ａ＝０〜１）を算出する。
同様に、位置決めサーボ部３３によって算出されたモータ電流指令値と、アナログ信号入力部３１によって読み込まれたモータ電流値とが電流制御部３５に入力され、電流制御部３５はＤＣモータ１６に流れる実際のモータ電流値が位置決めサーボ部３３によって算出されたモータ電流指令値に追従するように、ＤＣモータ１６をＰＷＭ制御するためのＤｕｔｙ比Ｂ（Ｄｕｔｙ比Ｂ＝０〜１）を算出する。
これによって、図３に示すように変動するＤｕｔｙ比Ａ、Ｂが得られる。
【００１４】
搬送波生成部４０は図３に示すように、たとえば周波数１０ｋＨｚ、振幅１の鋸波搬送波Ｃを生成し、第１ＰＷＭ制御信号生成部３６および位相調整器４１へ出力する。
第１ＰＷＭ制御信号生成部３６は、ＤＣモータ１５を駆動する第１ＰＷＭ制御信号Ｓ１を生成するものである。
具体的には、第１ＰＷＭ制御信号生成部３６の内部に備えられた比較器３８によって、電流制御部３４から入力されたＤｕｔｙ比Ａと搬送波生成部４０より入力された鋸波搬送波Ｃとの値を比較し、図３に示すようにＤｕｔｙ比Ａ≧鋸波搬送波Ｃの場合にＨｉｇｈレベル、Ｄｕｔｙ比Ａ＜鋸波搬送波Ｃの場合にＬｏｗレベルとなる比較器出力を第１ＰＷＭ制御信号Ｓ１として出力する。
第１ＰＷＭ制御信号生成部３６によって生成された第１ＰＷＭ制御信号Ｓ１は、マイクロコンピュータ１９より第１スイッチング素子駆動回路１７へ向けて出力される。
【００１５】
位相調整器４１は、搬送波生成部４０より入力された鋸波搬送波Ｃを１／２波長、すなわち５０μｓｅｃ位相をずらした鋸波搬送波Ｄ（図３参照）を生成するものである。
位相調整器４１は生成した鋸波搬送波Ｄを第２ＰＷＭ制御信号生成部３７へ出力する。
第２ＰＷＭ制御信号生成部３７は、ＤＣモータ１６を駆動する第２ＰＷＭ制御信号Ｓ２を生成するものである。
具体的には、第２ＰＷＭ制御信号生成部３７の内部に備えられた比較器３９によって、電流制御部３５から入力されたＤｕｔｙ比Ｂと位相調整器４１より入力された鋸波搬送波Ｄとの値を比較し、図３に示すようにＤｕｔｙ比Ｂ≧鋸波搬送波Ｄの場合にＨｉｇｈレベル、Ｄｕｔｙ比Ｂ＜鋸波搬送波Ｄの場合にＬｏｗレベルとなる比較器出力を第２ＰＷＭ制御信号Ｓ２として出力する。
第２ＰＷＭ制御信号生成部３７によって生成された第２ＰＷＭ制御信号Ｓ２は、マイクロコンピュータ１９より第２スイッチング素子駆動回路１８へ向けて出力される。
【００１６】
第１スイッチング素子駆動回路１７、第２スイッチング素子駆動回路１８は、入力された第１、第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１、Ｓ２にもとづいてＨブリッジ回路５、６を駆動し、ＤＣモータ１５、１６を作動させる。
ここで、ＰＷＭ制御によって誘導性負荷を駆動する場合には、Ｈブリッジ回路のスイッチング素子をＯＮ状態にしている場合に電源から負荷へ電流が流れ、Ｈブリッジ回路のスイッチング素子をＯＦＦ状態にしている場合（一対のＯＮ状態のスイッチング素子の一方をＯＦＦ状態にした場合）には、誘導性負荷のリアクタンス成分によってＨブリッジ回路内を電流が還流し、電源からは電流が流れ込まない。
したがって、ＰＷＭ制御信号を生成するための鋸波搬送波Ｃ、Ｄの位相差を１／２波長とすることで、どちらか一方のＤｕｔｙ比が５０％を超えない限り、電源１からＤＣモータ１５、１６への電流流入のタイミングが重なることを回避することができる。
【００１７】
本実施例は以上のように構成され、位相差が１／２波長の鋸波搬送波Ｃ、Ｄにもとづいて第１、第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１、Ｓ２を生成し、該第１、第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１、Ｓ２によってＤＣモータ１５、１６を作動させることにより、どちらか一方のＤｕｔｙ比が５０％を超えない限り、電源１からＤＣモータ１５、１６への電流流入のタイミングが重なることがないので、双方のＤｕｔｙ比が刻々と変化するような場合であっても、電源１から供給される電流を平滑化するとともに、電源１から大きな電流が供給される頻度を大幅に低減することができる。
また電源１から大きな電流が供給される頻度が低減することにより、ハーネス容量やコネクタ接点容量、ノイズフィルタ、シャント抵抗定格などを設計する上で効果的である。
【００１８】
なお本実施例においては、ＰＷＭ制御信号を生成するための搬送波として鋸波搬送波Ｃを用いたが、これに代えて図４に示すように三角波搬送波Ｅを用いることもできる。
この場合には、搬送波生成部４０によって生成された三角波搬送波ＥとＤｕｔｙ比Ａとより第１ＰＷＭ制御信号生成部３６が第１ＰＷＭ制御信号Ｓ３を生成し、三角波搬送波Ｅを位相調整器４１によって１／２波長ずらして生成した三角波搬送波ＦとＤｕｔｙ比Ｂとより第２ＰＷＭ制御信号生成部３７が第２ＰＷＭ制御信号Ｓ４を生成する。
この場合にも、実施例と同様に、どちらか一方のＤｕｔｙ比が５０％を超えない限り、電源１からＤＣモータ１５、１６への電流流入のタイミングが重なることがないので、双方のＤｕｔｙ比が刻々と変化するような場合であっても、電源１から供給される電流を平滑化するとともに、電源１から大きな電流が供給される頻度を大幅に低減することができる。
【００１９】
次に第２の実施例について説明する。
なお本実施例は、第１の実施例におけるマイクロコンピュータ１９に代えて、内部構成が異なるマイクロコンピュータ１９Ａを用いたものであり、全体構成は図１に示す構成と同様であり説明を省略する。
次に、ＰＷＭ制御信号を生成するマイクロコンピュータ１９Ａの内部処理について説明する。
図５は、マイクロコンピュータの内部構成を示す図であり、図６は、搬送波とＤｕｔｙ比とより得られるＰＷＭ制御信号を示す。
なおマイクロコンピュータ１９Ａは、第１の実施例におけるマイクロコンピュータ１９内部の位相調整器４１に代えて搬送波加工部４１Ａを用いたものである。
搬送波加工部４１Ａ以外の構成は、第１の実施例の図２に示す構成と同様であり、同一番号を付して説明を省略する。
【００２０】
搬送波生成部４０によって鋸波搬送波Ｃが生成され、鋸波搬送波Ｃが第１ＰＷＭ制御信号生成部３６および搬送波加工部４１Ａへ出力される。
搬送波加工部４１Ａは、搬送波生成部４０が生成した単調増加を反復する鋸波搬送波Ｃから、単調減少を反復する鋸波搬送波Ｇを生成する。
具体的には、搬送波加工部４１Ａによって、
鋸波搬送波Ｇ＝１−鋸波搬送波Ｃ
の演算を行うものである。
第２ＰＷＭ制御信号生成部３７は、鋸波搬送波ＧとＤｕｔｙ比Ｂとより第２ＰＷＭ制御信号Ｓ６を生成して、第２スイッチング素子駆動回路１８へ向けて出力し、また第１ＰＷＭ制御信号生成部３６は鋸波搬送波ＣとＤｕｔｙ比Ａとより第１ＰＷＭ制御信号Ｓ５を生成して、第１スイッチング素子駆動回路１７へ向けて出力する。
【００２１】
本実施例は以上のように構成され、第１、第２ＰＷＭ制御信号Ｓ５、Ｓ６を単調増加を反復する鋸波搬送波Ｃ、単調減少を反復する鋸波搬送波Ｇにもとづいて生成することにより、双方のＤｕｔｙ比の合計が１００％を超えない限り電源１からＤＣモータ１５、１６への電流流入のタイミングが重なることを回避することができる。
これにより、電源１から大きな電流が供給される頻度を、さらに大幅に低減することができる。
【００２２】
次に第３の実施例について説明する。
なお本実施例は、第１の実施例におけるマイクロコンピュータ１９に代えて、内部構成が異なるマイクロコンピュータ１９Ｂを用いたものであり、全体構成は図１に示す構成と同様であり説明を省略する。
次に、ＰＷＭ制御信号を生成するマイクロコンピュータ１９Ｂの内部処理について説明する。
図７は、マイクロコンピュータの内部構成を示す図であり、図８は、搬送波とＤｕｔｙ比とより得られるＰＷＭ制御信号を示す。
なお本実施例におけるマイクロコンピュータ１９Ｂは、第１の実施例におけるマイクロコンピュータ１９内部の位相調整器４１を削除し、Ｄｕｔｙ比加工部４２と信号反転部４３とを追加したものである。
他の構成は、第１の実施例の図２に示す構成と同様であり、同一番号を付して説明を省略する。
【００２３】
搬送波生成部４０によって鋸波搬送波Ｃが生成され、鋸波搬送波Ｃが第１ＰＷＭ制御信号生成部３６および第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂへ出力される。
第１ＰＷＭ制御信号生成部３６は、Ｄｕｔｙ比Ａと鋸波搬送波Ｃとより第１ＰＷＭ制御信号Ｓ７を生成する。
電流制御部３５によって生成されたＤｕｔｙ比Ｂは、Ｄｕｔｙ比加工部４２に入力され、Ｄｕｔｙ比加工部４２においてＤｕｔｙ比ＢからＤｕｔｙ比Ｂ’が生成される。
具体的には、Ｄｕｔｙ比Ｂに対して１（１００％）の補数を取るため、Ｄｕｔｙ比加工部４２において、
Ｄｕｔｙ比Ｂ’＝１−Ｄｕｔｙ比Ｂ
の演算を行うものである。
Ｄｕｔｙ比加工部４２によって生成されたＤｕｔｙ比Ｂ’は第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂへ入力される。
【００２４】
第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂは、比較器３９と信号反転部４３とを備える。
比較器３９は、鋸波搬送波ＣとＤｕｔｙ比Ｂ’とを比較（比較方法は第１の実施例と同様とする）し、図７に示す比較器出力として信号反転部４３へ入力される。
信号反転部４３は、入力された比較器出力のレベル変換（ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベル、またはＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへの変換）を行い第２ＰＷＭ制御信号Ｓ８を生成する。
第２ＰＷＭ制御信号Ｓ８は、マイクロコンピュータ１９より第２スイッチング素子駆動回路１８へ向けて出力される。
【００２５】
本実施例は以上のように構成され、Ｄｕｔｙ比Ａ、Ｂのうち、一方のＤｕｔｙ比Ｂに対して１（１００％）の補数となるＤｕｔｙ比Ｂ’を算出し、比較器３９によってＤｕｔｙ比Ｂ’と鋸波搬送波Ｃとを比較して比較器出力を得た後、信号反転部４３によって比較器出力のレベル変換を行って第２ＰＷＭ制御信号Ｓ８を生成するので、双方のＤｕｔｙ比の合計が１００％を超えない限り、電源１からＤＣモータ１５、１６への電流流入のタイミングが重なることを回避することができる。
これにより、電源１から大きな電流が供給される頻度を、さらに大幅に低減することができる。
【００２６】
次に第４の実施例について説明する。
図９はその全体構成を示す。第１の実施例におけるマイクロコンピュータ１９の代わりにマイクロコンピュータ１９Ｃを備えるコントロールユニット２Ｃにより、ＤＣモータ１５、１６を駆動する。
電源１からコントロールユニット２Ｃに供給された電圧が、フィルタ３と入力電流センサ４４を介して、Ｈブリッジ回路５、６に印加される。入力電流センサ４４のセンサ出力はマイクロコンピュータ１９Ｃに入力される。
第１の実施例におけると同じく、Ｈブリッジ回路５およびＨブリッジ回路６が、それぞれ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）７〜１０および電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１１〜１４で構成される。
【００２７】
Ｈブリッジ回路５を駆動する第１スイッチング素子駆動回路１７は、電界効果トランジスタ７〜１０のゲート端子に、マイクロコンピュータ１９Ｃからの指令にもとづき、駆動電圧を印加する。同様に、Ｈブリッジ回路６を駆動する第２スイッチング素子駆動回路１８は、電界効果トランジスタ１１〜１４のゲート端子に、マイクロコンピュータ１９Ｃからの指令にもとづき、駆動電圧を印加する。各電界効果トランジスタのスイッチングの組み合わせにより、ＤＣモータ１５、１６に対し、モータを正転または逆転させる電流が供給される。
その他の全体構成は図１に示す構成と同様であり説明を省略する。
【００２８】
図１０は、マイクロコンピュータ１９Ｃの内部構成を示す図である。
マイクロコンピュータ１９Ｃは、第１の実施例におけるマイクロコンピュータ１９の構成において、搬送波生成部４０と第２ＰＷＭ制御信号生成部３７の間の位相調整器４１の代わりに、搬送波加工部４１Ａと位相調整器４１Ｃを設けたものである。他の構成は第１の実施例の図２に示す構成と同様であり、同一番号を付して説明を省略する。
なお、上記構成は、第２の実施例のマイクロコンピュータ１９Ａに位相調整器４１Ｃを付加したものに相当する。
【００２９】
搬送波生成部４０は先の図３に示すように、たとえば周波数１０ｋＨｚ、振幅１の単調増加する鋸波搬送波Ｃを生成し、第１ＰＷＭ制御信号生成部３６および搬送波加工部４１Ａへ出力する。
第１ＰＷＭ制御信号生成部３６は、内部に備えられた比較器３８によって、電流制御部３４から入力されたＤｕｔｙ比Ａと搬送波生成部４０より入力された鋸波搬送波Ｃとの値を比較し、Ｄｕｔｙ比Ａ≧鋸波搬送波Ｃの場合にＨｉｇｈレベル、Ｄｕｔｙ比Ａ＜鋸波搬送波Ｃの場合にＬｏｗレベルとなる比較器出力を第１ＰＷＭ制御信号Ｓ９として出力する。
搬送波加工部４１Ａは、搬送波生成部４０が生成した単調増加を反復する鋸波搬送波Ｃを基に、
鋸波搬送波Ｇ＝１−鋸波搬送波Ｃ
の演算を行い、単調減少を反復する鋸波搬送波Ｇを生成する。
【００３０】
位相調整器４１Ｃは、搬送波加工部４１Ａから出力される単調減少の鋸波搬送波Ｇの位相を所定時間だけオフセットさせて、鋸波搬送波Ｈとして第２ＰＷＭ制御信号生成部３７へ出力する。位相調整器４１は、第１の実施例における位相調整器４１が１／２波長ずらすのとは異なり、例えば搬送波周期の１０％以内で、数％の単位で位相をずらすものである。
第２ＰＷＭ制御信号生成部３７は、電流制御部３５から入力されたＤｕｔｙ比Ｂと鋸波搬送波Ｈとを比較して第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１０を出力する。
入力電流センサ４４で検出されるセンサ出力（すなわち電流値）は、第１、第２ＰＷＭ制御信号Ｓ５、Ｓ７に対応し、したがってＤＣモータ１５、１６に流入する電流を示す。
【００３１】
つぎに、位相調整器４１Ｃによる鋸波搬送波Ｇの位相のオフセット要領について説明する。
まず、ＤＣモータ１５、１６を駆動する第１、第２ＰＷＭ制御信号Ｓ９、Ｓ１０を、図１１の（ａ）、（ｂ）に示すように、それぞれＤｕｔｙ５０％で出力する。このとき、図１１の（ｃ）に示すように、コントロールユニット２Ｃの入力電流（入力電流センサ４４のセンサ出力）には、第１、第２ＰＷＭ制御信号の切り替わり点にＰ１のようなピークが現れる。
これは、次の理由による。
すなわち、電界効果トランジスタなどのスイッチング素子には応答遅れがあり、パルス状の駆動信号を入力してもゲート容量などの影響で図１２の（ａ）、（ｂ）に示すように、出力電流（ＤＣモータへの電流）は直ちには立ち上がらず、駆動信号をオフしたときも直ちには出力電流は停止しない。この結果、ＰＷＭ制御による電流波形はほぼ一次遅れとなり、図１２の（ｃ）のようにＤＣモータ１５、１６に流入する電流が重なってしまって、コントロールユニット２Ｃの入力電流にピークＰを形成することによる。なお、一般に出力の立ち上がり、立ち下がりの特性も異なる。
【００３２】
そこで、位相調整器４１Ｃでは、第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１０のＤｕｔｙ比の減少、鋸波搬送波の位相の増減を順次行って、入力電流のピークが発生しない点を探索し、鋸波搬送波Ｈのオフセット値とする。
例えば、まず図１３の（ｂ）に示すように、ＤＣモータ１６を駆動する第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１０のＤｕｔｙ比を４５％に減少させて、コントロールユニット２Ｃの入力電流の状態をチェックする。ここで第１ＰＷＭ制御信号Ｓ９は図１３の（ａ）のようにＤｕｔｙ５０％に保持する。
【００３３】
ここで図１３の（ｃ）に示されるように、入力電流のピークがＰ１のまま変化がない場合は、図１４の（ａ）、（ｂ）に示すように、鋸波搬送波Ｈの鋸波搬送波Ｃに対する位相を搬送波周期の２．５％にまで進めてオフセットさせる。これにより、図１４の（ｃ）に示すように、コントロールユニット２Ｃの入力電流のピークがＰ２のように減少する。
続いてさらに、図１５の（ａ）、（ｂ）に示すように、鋸波搬送波Ｈの鋸波搬送波Ｃに対する位相を搬送波周期の５％にまで進める。ここで、図１５の（ｃ）のように入力電流のピークがＰ３のように再び増大した場合は、直前にピークが減少した位相差２．５％を適切な値として、搬送波周期の２．５％に相当する時間だけ鋸波搬送波Ｈをオフセットさせる。
【００３４】
なお、上記鋸波搬送波の位相オフセットの設定は、例えばコントロールユニットの起動時などに実行することができる。すなわち、コントロールユニットの起動時においては、位置決めサーボ部３２、３３へモータ回転角信号を入力するモータ回転角センサ２２、２３の初期位置学習の際に、例えばモータに連結されたアクチュエータを一旦動作範囲の限界ストッパに当接させる。したがって、このときには、位相をずらした鋸波搬送波に基づく任意のＰＷＭ制御信号を、他に影響を与えることなく出力することができる。
【００３５】
本実施例は以上のように構成され、単調増加を反復する鋸波搬送波Ｃと単調減少を反復する鋸波搬送波Ｇを基礎として第１、第２ＰＷＭ制御信号を生成するので、第２の実施例と同様に、電源１からＤＣモータ１５、１６への電流流入のタイミングが重なることを回避して、電源１から大きな電流が供給される頻度を低減することができる。
そして、鋸波搬送波Ｃと第２ＰＷＭ制御信号生成部３７でＤｕｔｙ比Ｂと比較する鋸波搬送波Ｈとの間に所定時間相当のオフセット、すなわち位相差を持たせたものとしたので、Ｈブリッジ回路を形成する電界効果トランジスタの動作に応答遅れがあっても、電界効果トランジスタ間の応答遅れによる重なりの生じないタイミングで制御され、入力電流の上限を確実に低く抑えることができる。これは、立ち上がり、立ち下がりを含む諸特性が製品によってばらつく一般量産品の電界効果トランジスタを使用する場合にとくに大きな利点となる。
【００３６】
また、鋸波搬送波Ｃと鋸波搬送波Ｈ間のオフセットについては、第１、第２ＰＷＭ制御信号をそれぞれ予め設定した固定のＤｕｔｙ比としてＤＣモータ１５、１６を駆動開始し、コントロールユニット２Ｃの入力電流を入力電流センサ４４を介して確認しながら、Ｄｕｔｙ比や位相差を調整して、入力電流のピークが低くなる位相差を選択するので、設定が容易である。
なお、本実施例では、オフセットの設定においてまず第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１０のＤｕｔｙ比を４５％に減少させ、位相を搬送波周期の２．５％単位で進めるものとしたが、Ｄｕｔｙ比の減少幅および位相の増減幅は、搬送波の周期やＨブリッジ回路に用いる電界効果トランジスタの特性等に応じて任意に設定することができる。
【００３７】
次に第５の実施例について説明する。
これは、第４の実施例におけるマイクロコンピュータ１９Ｃの代わりにマイクロコンピュータ１９Ｄを備えたもので、その他の全体構成は図９に示す構成と同様であり説明を省略する。
図１６は、マイクロコンピュータ１９Ｄの内部構成を示す図である。
マイクロコンピュータ１９Ｄは、第１の実施例におけるマイクロコンピュータ１９の構成において、第２ＰＷＭ制御信号生成部３７の代わりに、信号反転部４３を備える第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂを用いるとともに、電流制御部３５と第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂの間にＤｕｔｙ比加工部４２を設けたものである。また、搬送波生成部４０と第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂの間には位相調整器４１Ｃを設けている。他の構成は第１の実施例の図２に示す構成と同様であり、同一番号を付して説明を省略する。
上記構成は、第３の実施例のマイクロコンピュータ１９Ｂに位相調整器４１Ｃを追加したものに相当する。
【００３８】
第１ＰＷＭ制御信号生成部３６へは搬送波生成部４０からの鋸波搬送波Ｃと電流制御部３４からのＤｕｔｙ比Ａ（Ｄｕｔｙ比Ａ＝０〜１）が入力される。第１ＰＷＭ制御信号生成部３６は、Ｄｕｔｙ比Ａと鋸波搬送波Ｃとを内部の比較器３８によって比較して、Ｄｕｔｙ比Ａ≧鋸波搬送波Ｃの場合にＨｉｇｈレベル、Ｄｕｔｙ比Ａ＜鋸波搬送波Ｃの場合にＬｏｗレベルとなる第１ＰＷＭ制御信号Ｓ１１を生成する。
【００３９】
位相調整器４１Ｃは、搬送波生成部４０より入力された鋸波搬送波Ｃを所定時間相当だけオフセットさせた位相の鋸波搬送波Ｊを生成して、第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂへ出力する。
Ｄｕｔｙ比加工部４２では、電流制御部３５によって生成されたＤｕｔｙ比Ｂ（Ｄｕｔｙ比Ｂ＝０〜１）から次式の演算によりＤｕｔｙ比Ｂ’が生成される。
Ｄｕｔｙ比Ｂ’＝１−Ｄｕｔｙ比Ｂ
Ｄｕｔｙ比加工部４２によって生成されたＤｕｔｙ比Ｂ’は第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂへ入力される。
第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂでは、Ｄｕｔｙ比Ｂ’と鋸波搬送波Ｊとを内部の比較器３９によって比較して、Ｄｕｔｙ比Ｂ’≧鋸波搬送波Ｊの場合にＨｉｇｈレベル、Ｄｕｔｙ比Ｂ’＜鋸波搬送波Ｊの場合にＬｏｗレベルとなる信号を生成し、この信号を信号反転部４３で反転させて第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１２として出力する。
【００４０】
本実施例は以上のように構成され、第３の実施例と同様に、Ｄｕｔｙ比Ａ、Ｂのうち、一方のＤｕｔｙ比Ｂに対して１（１００％）の補数となるＤｕｔｙ比Ｂ’を算出し、比較器３９によってＤｕｔｙ比Ｂ’と鋸波搬送波Ｊとを比較して比較器出力を得た後、信号反転部４３によって比較器出力のレベル変換を行って第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１２を生成するので、双方のＤｕｔｙ比の合計が１００％を超えない限り、原理的に電源１からＤＣモータ１５、１６への電流流入のタイミングが重なることを回避することができる。
そしてさらに、鋸波搬送波Ｃと鋸波搬送波Ｊの間に所定時間のオフセットを持たせたものとしたので、Ｈブリッジ回路を形成する電界効果トランジスタの動作に応答遅れがあっても、電界効果トランジスタ間の応答遅れによる重なりの生じないタイミングで制御され、入力電流の上限を確実に低く抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】第１の実施例の全体構成を示す図である。
【図２】第１の実施例におけるマイクロコンピュータの内部構成を示す図である。
【図３】第１の実施例における搬送波とＤｕｔｙ比とより得られるＰＷＭ制御信号を示す図である。
【図４】変形例における搬送波とＤｕｔｙ比とより得られるＰＷＭ制御信号を示す図である。
【図５】第２の実施例におけるマイクロコンピュータの内部構成を示す図である。
【図６】第２の実施例における搬送波とＤｕｔｙ比とより得られるＰＷＭ制御信号を示す図である。
【図７】第３の実施例におけるマイクロコンピュータの内部構成を示す図である。
【図８】第３の実施例における搬送波とＤｕｔｙ比とより得られるＰＷＭ制御信号を示す図である。
【図９】第４の実施例の全体構成を示す図である。
【図１０】第４の実施例におけるマイクロコンピュータの内部構成を示す図である。
【図１１】搬送波の位相オフセットの要領を示す図である。
【図１２】電界効果トランジスタの応答遅れを示す説明図である。
【図１３】搬送波の位相オフセットの要領を示す図である。
【図１４】搬送波の位相オフセットの要領を示す図である。
【図１５】搬送波の位相オフセットの要領を示す図である。
【図１６】第５の実施例におけるマイクロコンピュータの内部構成を示す図である。
【符号の説明】
【００４２】
１ 電源
２、２Ｃ コントロールユニット
５、６ Ｈブリッジ回路
７〜１４ 電界効果トランジスタ
１５、１６ ＤＣモータ （誘導性負荷）
１７ 第１スイッチング素子駆動回路
１８ 第２スイッチング素子駆動回路
１９、１９Ａ、１９Ｂ、１９Ｃ、１９Ｄ マイクロコンピュータ
２６、２７ 通信部
２８〜３１ アナログ信号入力部
３２、３３ 位置決めサーボ部
３４、３５ 電流制御部
３６ 第１ＰＷＭ制御信号生成部 （第１パルス幅変調制御信号生成部）
３７、３７Ｂ 第２ＰＷＭ制御信号生成部 （第２パルス幅変調制御信号生成部）
３８、３９ 比較器
４０ 搬送波生成部
４１ 位相調整器
４１Ａ 搬送波加工部
４１Ｃ 位相調整器（搬送波位相調整手段）
４２ Ｄｕｔｙ比加工部
４３ 信号反転部
４４ 入力電流センサ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２つの誘導性負荷に供給する電力の制御を行う誘導性負荷駆動装置および誘導性負荷駆動方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、誘導性負荷（たとえばＤＣブラシ付きモータ）を正転反転する駆動回路として、いわゆるＨブリッジによるパルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御と呼ぶ）が一般的である。システムによっては、２つのＤＣモータを各々独立に制御する必要があり、その場合にはＨブリッジを二対装備することとなる。
複数の負荷をＰＷＭ制御によって駆動する場合、ハーネス容量やコネクタ接点容量、ノイズフィルタ、シャント抵抗定格などの低減のため、いくつかの技術が提案されている。
【０００３】
特開２００２−４３９１０号公報は、抵抗負荷を想定したものであり、２つの負荷をそれぞれＰＷＭ制御によって同時に駆動する場合に、一方のＰＷＭ制御信号の立ち下がりと他方のＰＷＭ制御信号の立ち上がりとのタイミング、および一方のＰＷＭ制御信号の立ち上がりと他方のＰＷＭ制御信号の立ち下がりとのタイミングを一致させることで、電源から負荷へ流れる負荷電流の増加と減少とを相殺し、その変化率を小さくしようとするものである。
また特開２００４−７２５９２号公報は、上記特開２００２−４３９１０号公報の装置を誘導性負荷に適用した場合の問題点を解決するため、一方のＰＷＭ制御信号の立ち下がり開始タイミングと他方のＰＷＭ制御信号の立ち上がり終了タイミングとを一致させ、一方のＰＷＭ制御信号の立ち上がり終了タイミングと他方のＰＷＭ制御信号の立ち下がり開始タイミングとを一致させる構成が記載されている。
【特許文献１】特開２００２−４３９１０号公報
【特許文献２】特開２００４−７２５９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、このような従来の負荷の駆動装置においては、ＰＷＭ制御信号のＤｕｔｙ比を固定（たとえば２個のＤＣモータのＤｕｔｙ比を５０％に固定）して駆動する場合に、電源（たとえばバッテリ）から駆動回路に供給される電流を平滑化して、電流値の上限を低く抑える効果があるが、モータによる位置決め制御など２個のモータ電流が時々刻々と変化する、すなわち２個のモータを制御するＰＷＭ制御信号のＤｕｔｙ比が刻々と変化するような駆動装置に適用する場合には不向きであるといった問題があった。
【０００５】
そこで本発明はこのような問題点に鑑み、位置決め制御などで２つのモータを独立に駆動するような場合、すなわち双方のモータのＰＷＭ制御信号のＤｕｔｙ比が刻々と変化するような場合であっても、電源から供給される電流を平滑化するとともに、電源から大きな電流が供給される頻度を大幅に低減することができる誘導性負荷駆動装置および誘導性負荷駆動方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、電源に接続される２つの誘導性負荷を各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動するため、第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部は、各々パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と鋸波搬送波とを比較することにより変調制御信号を生成するものであり、各々が用いる鋸波搬送波は、同一周波数であり、かつ一方の鋸波搬送波と他方の鋸波搬送波の位相が１／２波長ずれているものとした。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、たとえば位置決め制御などで２つのモータを独立に駆動するような場合、すなわち、双方のＤｕｔｙ比が刻々と変化するような場合であっても、電源から供給される電流を平滑化するとともに、電源から大きな電流が供給される頻度を大幅に低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
次に本発明の実施の形態を実施例により説明する。
なお次に説明する各実施例は、本発明を各々独立に位置決め制御されるＤＣモータを駆動する誘導性負荷駆動装置に適用したものである。
まず、第１の実施例について説明する。
図１に、第１の実施例における全体構成を示す。
電源１からコントロールユニット２に供給された電圧は、フィルタ３と電流検出用抵抗４を介して、Ｈブリッジ回路５、６に印加される。
Ｈブリッジ回路５およびＨブリッジ回路６は、それぞれ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）７〜１０および電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１１〜１４で構成され、各電界効果トランジスタのスイッチングの組み合わせにより、ＤＣモータ１５、１６に対し、モータを正転または逆転させる電流を供給する。
【０００９】
Ｈブリッジ回路５を駆動する第１スイッチング素子駆動回路１７は、電界効果トランジスタ７〜１０のゲート端子に、マイクロコンピュータ１９からの指令にもとづき、駆動電圧を印加する。同様に、Ｈブリッジ回路６を駆動する第２スイッチング素子駆動回路１８は、電界効果トランジスタ１１〜１４のゲート端子に、マイクロコンピュータ１９からの指令にもとづき、駆動電圧を印加する。
マイクロコンピュータ１９は、図示しない外部の指令部より指示されたＤＣモータ１５、１６のそれぞれのモータ回転角指令値と、ＤＣモータ１５、１６の回転角を検出するためのモータ回転角センサ２２、２３から出力されるモータ回転角信号と、ＤＣモータ１５、１６へ流れるモータ電流を検出するモータ電流センサ２４、２５から出力されるモータ電流値信号とに応じて演算を行い、電界効果トランジスタ７〜１４を駆動するためのＰＷＭ制御信号を生成し、第１スイッチング素子駆動回路１７および第２スイッチング素子駆動回路１８に印加する。
【００１０】
次に、ＰＷＭ制御信号を生成するマイクロコンピュータ１９の内部処理について説明する。
図２は、マイクロコンピュータの内部構成を示す図であり、図３は、搬送波とＤｕｔｙ比とより得られるＰＷＭ制御信号を示す。
マイクロコンピュータ１９は、図示しない指令部より出力されたＤＣモータ１５に対するモータ回転角指令値を通信部２６によって読み込み、ＤＣモータ１６に対するモータ回転角指令値を通信部２７によって読み込む。
またＤＣモータ１５のモータ回転角を検出するモータ回転角センサ２２（図１参照）より出力されたモータ回転角信号をアナログ信号入力部２８によって読み込み、ＤＣモータ１６のモータ回転角を検出するモータ回転角センサ２３（図１参照）より出力されたモータ回転角信号をアナログ信号入力部３０によって読み込む。
【００１１】
モータ電流センサ２４より出力されたモータ電流値信号をアナログ信号入力部２９によって読み込み、モータ電流センサ２５より出力されたモータ電流値信号をアナログ信号入力部３１によって読み込む。
このように、通信部２６、アナログ信号入力部２８、２９はＤＣモータ１５に関する信号を読み込むものであり、通信部２７、アナログ信号入力部３０、３１はＤＣモータ１６に関する信号を読み込むものである。
【００１２】
通信部２６によって読み込まれたモータ回転角指令値とアナログ信号入力部２８によって読み込まれたモータ回転角信号とが位置決めサーボ部３２に入力される。
位置決めサーボ部３２は、ＤＣモータ１５の実際のモータ回転角がモータ回転角指令値に追従するように、モータ電流指令値を算出する。
同様に、通信部２７によって読み込まれたモータ回転角指令値とアナログ信号入力部３０によって読み込まれたモータ回転角信号とが位置決めサーボ部３３に入力され、位置決めサーボ３３が、ＤＣモータ１６の実際のモータ回転角がモータ回転角指令値に追従するように、モータ電流指令値を算出する。
【００１３】
位置決めサーボ部３２によって算出されたモータ電流指令値と、アナログ信号入力部２９によって読み込まれたモータ電流値とが電流制御部３４に入力される。
電流制御部３４は、ＤＣモータ１５に流れる実際のモータ電流値が位置決めサーボ部３２によって算出されたモータ電流指令値に追従するように、ＤＣモータ１５をＰＷＭ制御するためのＤｕｔｙ比Ａ（Ｄｕｔｙ比Ａ＝０〜１）を算出する。
同様に、位置決めサーボ部３３によって算出されたモータ電流指令値と、アナログ信号入力部３１によって読み込まれたモータ電流値とが電流制御部３５に入力され、電流制御部３５はＤＣモータ１６に流れる実際のモータ電流値が位置決めサーボ部３３によって算出されたモータ電流指令値に追従するように、ＤＣモータ１６をＰＷＭ制御するためのＤｕｔｙ比Ｂ（Ｄｕｔｙ比Ｂ＝０〜１）を算出する。
これによって、図３に示すように変動するＤｕｔｙ比Ａ、Ｂが得られる。
【００１４】
搬送波生成部４０は図３に示すように、たとえば周波数１０ｋＨｚ、振幅１の鋸波搬送波Ｃを生成し、第１ＰＷＭ制御信号生成部３６および位相調整器４１へ出力する。
第１ＰＷＭ制御信号生成部３６は、ＤＣモータ１５を駆動する第１ＰＷＭ制御信号Ｓ１を生成するものである。
具体的には、第１ＰＷＭ制御信号生成部３６の内部に備えられた比較器３８によって、電流制御部３４から入力されたＤｕｔｙ比Ａと搬送波生成部４０より入力された鋸波搬送波Ｃとの値を比較し、図３に示すようにＤｕｔｙ比Ａ≧鋸波搬送波Ｃの場合にＨｉｇｈレベル、Ｄｕｔｙ比Ａ＜鋸波搬送波Ｃの場合にＬｏｗレベルとなる比較器出力を第１ＰＷＭ制御信号Ｓ１として出力する。
第１ＰＷＭ制御信号生成部３６によって生成された第１ＰＷＭ制御信号Ｓ１は、マイクロコンピュータ１９より第１スイッチング素子駆動回路１７へ向けて出力される。
【００１５】
位相調整器４１は、搬送波生成部４０より入力された鋸波搬送波Ｃを１／２波長、すなわち５０μｓｅｃ位相をずらした鋸波搬送波Ｄ（図３参照）を生成するものである。
位相調整器４１は生成した鋸波搬送波Ｄを第２ＰＷＭ制御信号生成部３７へ出力する。
第２ＰＷＭ制御信号生成部３７は、ＤＣモータ１６を駆動する第２ＰＷＭ制御信号Ｓ２を生成するものである。
具体的には、第２ＰＷＭ制御信号生成部３７の内部に備えられた比較器３９によって、電流制御部３５から入力されたＤｕｔｙ比Ｂと位相調整器４１より入力された鋸波搬送波Ｄとの値を比較し、図３に示すようにＤｕｔｙ比Ｂ≧鋸波搬送波Ｄの場合にＨｉｇｈレベル、Ｄｕｔｙ比Ｂ＜鋸波搬送波Ｄの場合にＬｏｗレベルとなる比較器出力を第２ＰＷＭ制御信号Ｓ２として出力する。
第２ＰＷＭ制御信号生成部３７によって生成された第２ＰＷＭ制御信号Ｓ２は、マイクロコンピュータ１９より第２スイッチング素子駆動回路１８へ向けて出力される。
【００１６】
第１スイッチング素子駆動回路１７、第２スイッチング素子駆動回路１８は、入力された第１、第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１、Ｓ２にもとづいてＨブリッジ回路５、６を駆動し、ＤＣモータ１５、１６を作動させる。
ここで、ＰＷＭ制御によって誘導性負荷を駆動する場合には、Ｈブリッジ回路のスイッチング素子をＯＮ状態にしている場合に電源から負荷へ電流が流れ、Ｈブリッジ回路のスイッチング素子をＯＦＦ状態にしている場合（一対のＯＮ状態のスイッチング素子の一方をＯＦＦ状態にした場合）には、誘導性負荷のリアクタンス成分によってＨブリッジ回路内を電流が還流し、電源からは電流が流れ込まない。
したがって、ＰＷＭ制御信号を生成するための鋸波搬送波Ｃ、Ｄの位相差を１／２波長とすることで、どちらか一方のＤｕｔｙ比が５０％を超えない限り、電源１からＤＣモータ１５、１６への電流流入のタイミングが重なることを回避することができる。
【００１７】
本実施例は以上のように構成され、位相差が１／２波長の鋸波搬送波Ｃ、Ｄにもとづいて第１、第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１、Ｓ２を生成し、該第１、第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１、Ｓ２によってＤＣモータ１５、１６を作動させることにより、どちらか一方のＤｕｔｙ比が５０％を超えない限り、電源１からＤＣモータ１５、１６への電流流入のタイミングが重なることがないので、双方のＤｕｔｙ比が刻々と変化するような場合であっても、電源１から供給される電流を平滑化するとともに、電源１から大きな電流が供給される頻度を大幅に低減することができる。
また電源１から大きな電流が供給される頻度が低減することにより、ハーネス容量やコネクタ接点容量、ノイズフィルタ、シャント抵抗定格などを設計する上で効果的である。
【００１８】
なお本実施例においては、ＰＷＭ制御信号を生成するための搬送波として鋸波搬送波Ｃを用いたが、これに代えて図４に示すように三角波搬送波Ｅを用いることもできる。
この場合には、搬送波生成部４０によって生成された三角波搬送波ＥとＤｕｔｙ比Ａとより第１ＰＷＭ制御信号生成部３６が第１ＰＷＭ制御信号Ｓ３を生成し、三角波搬送波Ｅを位相調整器４１によって１／２波長ずらして生成した三角波搬送波ＦとＤｕｔｙ比Ｂとより第２ＰＷＭ制御信号生成部３７が第２ＰＷＭ制御信号Ｓ４を生成する。
この場合にも、実施例と同様に、どちらか一方のＤｕｔｙ比が５０％を超えない限り、電源１からＤＣモータ１５、１６への電流流入のタイミングが重なることがないので、双方のＤｕｔｙ比が刻々と変化するような場合であっても、電源１から供給される電流を平滑化するとともに、電源１から大きな電流が供給される頻度を大幅に低減することができる。
【００１９】
次に第２の実施例について説明する。
なお本実施例は、第１の実施例におけるマイクロコンピュータ１９に代えて、内部構成が異なるマイクロコンピュータ１９Ａを用いたものであり、全体構成は図１に示す構成と同様であり説明を省略する。
次に、ＰＷＭ制御信号を生成するマイクロコンピュータ１９Ａの内部処理について説明する。
図５は、マイクロコンピュータの内部構成を示す図であり、図６は、搬送波とＤｕｔｙ比とより得られるＰＷＭ制御信号を示す。
なおマイクロコンピュータ１９Ａは、第１の実施例におけるマイクロコンピュータ１９内部の位相調整器４１に代えて搬送波加工部４１Ａを用いたものである。
搬送波加工部４１Ａ以外の構成は、第１の実施例の図２に示す構成と同様であり、同一番号を付して説明を省略する。
【００２０】
搬送波生成部４０によって鋸波搬送波Ｃが生成され、鋸波搬送波Ｃが第１ＰＷＭ制御信号生成部３６および搬送波加工部４１Ａへ出力される。
搬送波加工部４１Ａは、搬送波生成部４０が生成した単調増加を反復する鋸波搬送波Ｃから、単調減少を反復する鋸波搬送波Ｇを生成する。
具体的には、搬送波加工部４１Ａによって、
鋸波搬送波Ｇ＝１−鋸波搬送波Ｃ
の演算を行うものである。
第２ＰＷＭ制御信号生成部３７は、鋸波搬送波ＧとＤｕｔｙ比Ｂとより第２ＰＷＭ制御信号Ｓ６を生成して、第２スイッチング素子駆動回路１８へ向けて出力し、また第１ＰＷＭ制御信号生成部３６は鋸波搬送波ＣとＤｕｔｙ比Ａとより第１ＰＷＭ制御信号Ｓ５を生成して、第１スイッチング素子駆動回路１７へ向けて出力する。
【００２１】
本実施例は以上のように構成され、第１、第２ＰＷＭ制御信号Ｓ５、Ｓ６を単調増加を反復する鋸波搬送波Ｃ、単調減少を反復する鋸波搬送波Ｇにもとづいて生成することにより、双方のＤｕｔｙ比の合計が１００％を超えない限り電源１からＤＣモータ１５、１６への電流流入のタイミングが重なることを回避することができる。
これにより、電源１から大きな電流が供給される頻度を、さらに大幅に低減することができる。
【００２２】
次に第３の実施例について説明する。
なお本実施例は、第１の実施例におけるマイクロコンピュータ１９に代えて、内部構成が異なるマイクロコンピュータ１９Ｂを用いたものであり、全体構成は図１に示す構成と同様であり説明を省略する。
次に、ＰＷＭ制御信号を生成するマイクロコンピュータ１９Ｂの内部処理について説明する。
図７は、マイクロコンピュータの内部構成を示す図であり、図８は、搬送波とＤｕｔｙ比とより得られるＰＷＭ制御信号を示す。
なお本実施例におけるマイクロコンピュータ１９Ｂは、第１の実施例におけるマイクロコンピュータ１９内部の位相調整器４１を削除し、Ｄｕｔｙ比加工部４２と信号反転部４３とを追加したものである。
他の構成は、第１の実施例の図２に示す構成と同様であり、同一番号を付して説明を省略する。
【００２３】
搬送波生成部４０によって鋸波搬送波Ｃが生成され、鋸波搬送波Ｃが第１ＰＷＭ制御信号生成部３６および第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂへ出力される。
第１ＰＷＭ制御信号生成部３６は、Ｄｕｔｙ比Ａと鋸波搬送波Ｃとより第１ＰＷＭ制御信号Ｓ７を生成する。
電流制御部３５によって生成されたＤｕｔｙ比Ｂは、Ｄｕｔｙ比加工部４２に入力され、Ｄｕｔｙ比加工部４２においてＤｕｔｙ比ＢからＤｕｔｙ比Ｂ’が生成される。
具体的には、Ｄｕｔｙ比Ｂに対して１（１００％）の補数を取るため、Ｄｕｔｙ比加工部４２において、
Ｄｕｔｙ比Ｂ’＝１−Ｄｕｔｙ比Ｂ
の演算を行うものである。
Ｄｕｔｙ比加工部４２によって生成されたＤｕｔｙ比Ｂ’は第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂへ入力される。
【００２４】
第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂは、比較器３９と信号反転部４３とを備える。
比較器３９は、鋸波搬送波ＣとＤｕｔｙ比Ｂ’とを比較（比較方法は第１の実施例と同様とする）し、図７に示す比較器出力として信号反転部４３へ入力される。
信号反転部４３は、入力された比較器出力のレベル変換（ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベル、またはＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへの変換）を行い第２ＰＷＭ制御信号Ｓ８を生成する。
第２ＰＷＭ制御信号Ｓ８は、マイクロコンピュータ１９より第２スイッチング素子駆動回路１８へ向けて出力される。
【００２５】
本実施例は以上のように構成され、Ｄｕｔｙ比Ａ、Ｂのうち、一方のＤｕｔｙ比Ｂに対して１（１００％）の補数となるＤｕｔｙ比Ｂ’を算出し、比較器３９によってＤｕｔｙ比Ｂ’と鋸波搬送波Ｃとを比較して比較器出力を得た後、信号反転部４３によって比較器出力のレベル変換を行って第２ＰＷＭ制御信号Ｓ８を生成するので、双方のＤｕｔｙ比の合計が１００％を超えない限り、電源１からＤＣモータ１５、１６への電流流入のタイミングが重なることを回避することができる。
これにより、電源１から大きな電流が供給される頻度を、さらに大幅に低減することができる。
【００２６】
次に第４の実施例について説明する。
図９はその全体構成を示す。第１の実施例におけるマイクロコンピュータ１９の代わりにマイクロコンピュータ１９Ｃを備えるコントロールユニット２Ｃにより、ＤＣモータ１５、１６を駆動する。
電源１からコントロールユニット２Ｃに供給された電圧が、フィルタ３と入力電流センサ４４を介して、Ｈブリッジ回路５、６に印加される。入力電流センサ４４のセンサ出力はマイクロコンピュータ１９Ｃに入力される。
第１の実施例におけると同じく、Ｈブリッジ回路５およびＨブリッジ回路６が、それぞれ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）７〜１０および電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１１〜１４で構成される。
【００２７】
Ｈブリッジ回路５を駆動する第１スイッチング素子駆動回路１７は、電界効果トランジスタ７〜１０のゲート端子に、マイクロコンピュータ１９Ｃからの指令にもとづき、駆動電圧を印加する。同様に、Ｈブリッジ回路６を駆動する第２スイッチング素子駆動回路１８は、電界効果トランジスタ１１〜１４のゲート端子に、マイクロコンピュータ１９Ｃからの指令にもとづき、駆動電圧を印加する。各電界効果トランジスタのスイッチングの組み合わせにより、ＤＣモータ１５、１６に対し、モータを正転または逆転させる電流が供給される。
その他の全体構成は図１に示す構成と同様であり説明を省略する。
【００２８】
図１０は、マイクロコンピュータ１９Ｃの内部構成を示す図である。
マイクロコンピュータ１９Ｃは、第１の実施例におけるマイクロコンピュータ１９の構成において、搬送波生成部４０と第２ＰＷＭ制御信号生成部３７の間の位相調整器４１の代わりに、搬送波加工部４１Ａと位相調整器４１Ｃを設けたものである。他の構成は第１の実施例の図２に示す構成と同様であり、同一番号を付して説明を省略する。
なお、上記構成は、第２の実施例のマイクロコンピュータ１９Ａに位相調整器４１Ｃを付加したものに相当する。
【００２９】
搬送波生成部４０は先の図３に示すように、たとえば周波数１０ｋＨｚ、振幅１の単調増加する鋸波搬送波Ｃを生成し、第１ＰＷＭ制御信号生成部３６および搬送波加工部４１Ａへ出力する。
第１ＰＷＭ制御信号生成部３６は、内部に備えられた比較器３８によって、電流制御部３４から入力されたＤｕｔｙ比Ａと搬送波生成部４０より入力された鋸波搬送波Ｃとの値を比較し、Ｄｕｔｙ比Ａ≧鋸波搬送波Ｃの場合にＨｉｇｈレベル、Ｄｕｔｙ比Ａ＜鋸波搬送波Ｃの場合にＬｏｗレベルとなる比較器出力を第１ＰＷＭ制御信号Ｓ９として出力する。
搬送波加工部４１Ａは、搬送波生成部４０が生成した単調増加を反復する鋸波搬送波Ｃを基に、
鋸波搬送波Ｇ＝１−鋸波搬送波Ｃ
の演算を行い、単調減少を反復する鋸波搬送波Ｇを生成する。
【００３０】
位相調整器４１Ｃは、搬送波加工部４１Ａから出力される単調減少の鋸波搬送波Ｇの位相を所定時間だけオフセットさせて、鋸波搬送波Ｈとして第２ＰＷＭ制御信号生成部３７へ出力する。位相調整器４１は、第１の実施例における位相調整器４１が１／２波長ずらすのとは異なり、例えば搬送波周期の１０％以内で、数％の単位で位相をずらすものである。
第２ＰＷＭ制御信号生成部３７は、電流制御部３５から入力されたＤｕｔｙ比Ｂと鋸波搬送波Ｈとを比較して第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１０を出力する。
入力電流センサ４４で検出されるセンサ出力（すなわち電流値）は、第１、第２ＰＷＭ制御信号Ｓ５、Ｓ７に対応し、したがってＤＣモータ１５、１６に流入する電流を示す。
【００３１】
つぎに、位相調整器４１Ｃによる鋸波搬送波Ｇの位相のオフセット要領について説明する。
まず、ＤＣモータ１５、１６を駆動する第１、第２ＰＷＭ制御信号Ｓ９、Ｓ１０を、図１１の（ａ）、（ｂ）に示すように、それぞれＤｕｔｙ５０％で出力する。このとき、図１１の（ｃ）に示すように、コントロールユニット２Ｃの入力電流（入力電流センサ４４のセンサ出力）には、第１、第２ＰＷＭ制御信号の切り替わり点にＰ１のようなピークが現れる。
これは、次の理由による。
すなわち、電界効果トランジスタなどのスイッチング素子には応答遅れがあり、パルス状の駆動信号を入力してもゲート容量などの影響で図１２の（ａ）、（ｂ）に示すように、出力電流（ＤＣモータへの電流）は直ちには立ち上がらず、駆動信号をオフしたときも直ちには出力電流は停止しない。この結果、ＰＷＭ制御による電流波形はほぼ一次遅れとなり、図１２の（ｃ）のようにＤＣモータ１５、１６に流入する電流が重なってしまって、コントロールユニット２Ｃの入力電流にピークＰを形成することによる。なお、一般に出力の立ち上がり、立ち下がりの特性も異なる。
【００３２】
そこで、位相調整器４１Ｃでは、第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１０のＤｕｔｙ比の減少、鋸波搬送波の位相の増減を順次行って、入力電流のピークが発生しない点を探索し、鋸波搬送波Ｈのオフセット値とする。
例えば、まず図１３の（ｂ）に示すように、ＤＣモータ１６を駆動する第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１０のＤｕｔｙ比を４５％に減少させて、コントロールユニット２Ｃの入力電流の状態をチェックする。ここで第１ＰＷＭ制御信号Ｓ９は図１３の（ａ）のようにＤｕｔｙ５０％に保持する。
【００３３】
ここで図１３の（ｃ）に示されるように、入力電流のピークがＰ１のまま変化がない場合は、図１４の（ａ）、（ｂ）に示すように、鋸波搬送波Ｈの鋸波搬送波Ｃに対する位相を搬送波周期の２．５％にまで進めてオフセットさせる。これにより、図１４の（ｃ）に示すように、コントロールユニット２Ｃの入力電流のピークがＰ２のように減少する。
続いてさらに、図１５の（ａ）、（ｂ）に示すように、鋸波搬送波Ｈの鋸波搬送波Ｃに対する位相を搬送波周期の５％にまで進める。ここで、図１５の（ｃ）のように入力電流のピークがＰ３のように再び増大した場合は、直前にピークが減少した位相差２．５％を適切な値として、搬送波周期の２．５％に相当する時間だけ鋸波搬送波Ｈをオフセットさせる。
【００３４】
なお、上記鋸波搬送波の位相オフセットの設定は、例えばコントロールユニットの起動時などに実行することができる。すなわち、コントロールユニットの起動時においては、位置決めサーボ部３２、３３へモータ回転角信号を入力するモータ回転角センサ２２、２３の初期位置学習の際に、例えばモータに連結されたアクチュエータを一旦動作範囲の限界ストッパに当接させる。したがって、このときには、位相をずらした鋸波搬送波に基づく任意のＰＷＭ制御信号を、他に影響を与えることなく出力することができる。
【００３５】
本実施例は以上のように構成され、単調増加を反復する鋸波搬送波Ｃと単調減少を反復する鋸波搬送波Ｇを基礎として第１、第２ＰＷＭ制御信号を生成するので、第２の実施例と同様に、電源１からＤＣモータ１５、１６への電流流入のタイミングが重なることを回避して、電源１から大きな電流が供給される頻度を低減することができる。
そして、鋸波搬送波Ｃと第２ＰＷＭ制御信号生成部３７でＤｕｔｙ比Ｂと比較する鋸波搬送波Ｈとの間に所定時間相当のオフセット、すなわち位相差を持たせたものとしたので、Ｈブリッジ回路を形成する電界効果トランジスタの動作に応答遅れがあっても、電界効果トランジスタ間の応答遅れによる重なりの生じないタイミングで制御され、入力電流の上限を確実に低く抑えることができる。これは、立ち上がり、立ち下がりを含む諸特性が製品によってばらつく一般量産品の電界効果トランジスタを使用する場合にとくに大きな利点となる。
【００３６】
また、鋸波搬送波Ｃと鋸波搬送波Ｈ間のオフセットについては、第１、第２ＰＷＭ制御信号をそれぞれ予め設定した固定のＤｕｔｙ比としてＤＣモータ１５、１６を駆動開始し、コントロールユニット２Ｃの入力電流を入力電流センサ４４を介して確認しながら、Ｄｕｔｙ比や位相差を調整して、入力電流のピークが低くなる位相差を選択するので、設定が容易である。
なお、本実施例では、オフセットの設定においてまず第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１０のＤｕｔｙ比を４５％に減少させ、位相を搬送波周期の２．５％単位で進めるものとしたが、Ｄｕｔｙ比の減少幅および位相の増減幅は、搬送波の周期やＨブリッジ回路に用いる電界効果トランジスタの特性等に応じて任意に設定することができる。
【００３７】
次に第５の実施例について説明する。
これは、第４の実施例におけるマイクロコンピュータ１９Ｃの代わりにマイクロコンピュータ１９Ｄを備えたもので、その他の全体構成は図９に示す構成と同様であり説明を省略する。
図１６は、マイクロコンピュータ１９Ｄの内部構成を示す図である。
マイクロコンピュータ１９Ｄは、第１の実施例におけるマイクロコンピュータ１９の構成において、第２ＰＷＭ制御信号生成部３７の代わりに、信号反転部４３を備える第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂを用いるとともに、電流制御部３５と第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂの間にＤｕｔｙ比加工部４２を設けたものである。また、搬送波生成部４０と第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂの間には位相調整器４１Ｃを設けている。他の構成は第１の実施例の図２に示す構成と同様であり、同一番号を付して説明を省略する。
上記構成は、第３の実施例のマイクロコンピュータ１９Ｂに位相調整器４１Ｃを追加したものに相当する。
【００３８】
第１ＰＷＭ制御信号生成部３６へは搬送波生成部４０からの鋸波搬送波Ｃと電流制御部３４からのＤｕｔｙ比Ａ（Ｄｕｔｙ比Ａ＝０〜１）が入力される。第１ＰＷＭ制御信号生成部３６は、Ｄｕｔｙ比Ａと鋸波搬送波Ｃとを内部の比較器３８によって比較して、Ｄｕｔｙ比Ａ≧鋸波搬送波Ｃの場合にＨｉｇｈレベル、Ｄｕｔｙ比Ａ＜鋸波搬送波Ｃの場合にＬｏｗレベルとなる第１ＰＷＭ制御信号Ｓ１１を生成する。
【００３９】
位相調整器４１Ｃは、搬送波生成部４０より入力された鋸波搬送波Ｃを所定時間相当だけオフセットさせた位相の鋸波搬送波Ｊを生成して、第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂへ出力する。
Ｄｕｔｙ比加工部４２では、電流制御部３５によって生成されたＤｕｔｙ比Ｂ（Ｄｕｔｙ比Ｂ＝０〜１）から次式の演算によりＤｕｔｙ比Ｂ’が生成される。
Ｄｕｔｙ比Ｂ’＝１−Ｄｕｔｙ比Ｂ
Ｄｕｔｙ比加工部４２によって生成されたＤｕｔｙ比Ｂ’は第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂへ入力される。
第２ＰＷＭ制御信号生成部３７Ｂでは、Ｄｕｔｙ比Ｂ’と鋸波搬送波Ｊとを内部の比較器３９によって比較して、Ｄｕｔｙ比Ｂ’≧鋸波搬送波Ｊの場合にＨｉｇｈレベル、Ｄｕｔｙ比Ｂ’＜鋸波搬送波Ｊの場合にＬｏｗレベルとなる信号を生成し、この信号を信号反転部４３で反転させて第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１２として出力する。
【００４０】
本実施例は以上のように構成され、第３の実施例と同様に、Ｄｕｔｙ比Ａ、Ｂのうち、一方のＤｕｔｙ比Ｂに対して１（１００％）の補数となるＤｕｔｙ比Ｂ’を算出し、比較器３９によってＤｕｔｙ比Ｂ’と鋸波搬送波Ｊとを比較して比較器出力を得た後、信号反転部４３によって比較器出力のレベル変換を行って第２ＰＷＭ制御信号Ｓ１２を生成するので、双方のＤｕｔｙ比の合計が１００％を超えない限り、原理的に電源１からＤＣモータ１５、１６への電流流入のタイミングが重なることを回避することができる。
そしてさらに、鋸波搬送波Ｃと鋸波搬送波Ｊの間に所定時間のオフセットを持たせたものとしたので、Ｈブリッジ回路を形成する電界効果トランジスタの動作に応答遅れがあっても、電界効果トランジスタ間の応答遅れによる重なりの生じないタイミングで制御され、入力電流の上限を確実に低く抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】第１の実施例の全体構成を示す図である。
【図２】第１の実施例におけるマイクロコンピュータの内部構成を示す図である。
【図３】第１の実施例における搬送波とＤｕｔｙ比とより得られるＰＷＭ制御信号を示す図である。
【図４】変形例における搬送波とＤｕｔｙ比とより得られるＰＷＭ制御信号を示す図である。
【図５】第２の実施例におけるマイクロコンピュータの内部構成を示す図である。
【図６】第２の実施例における搬送波とＤｕｔｙ比とより得られるＰＷＭ制御信号を示す図である。
【図７】第３の実施例におけるマイクロコンピュータの内部構成を示す図である。
【図８】第３の実施例における搬送波とＤｕｔｙ比とより得られるＰＷＭ制御信号を示す図である。
【図９】第４の実施例の全体構成を示す図である。
【図１０】第４の実施例におけるマイクロコンピュータの内部構成を示す図である。
【図１１】搬送波の位相オフセットの要領を示す図である。
【図１２】電界効果トランジスタの応答遅れを示す説明図である。
【図１３】搬送波の位相オフセットの要領を示す図である。
【図１４】搬送波の位相オフセットの要領を示す図である。
【図１５】搬送波の位相オフセットの要領を示す図である。
【図１６】第５の実施例におけるマイクロコンピュータの内部構成を示す図である。
【符号の説明】
【００４２】
１ 電源
２、２Ｃ コントロールユニット
５、６ Ｈブリッジ回路
７〜１４ 電界効果トランジスタ
１５、１６ ＤＣモータ （誘導性負荷）
１７ 第１スイッチング素子駆動回路
１８ 第２スイッチング素子駆動回路
１９、１９Ａ、１９Ｂ、１９Ｃ、１９Ｄ マイクロコンピュータ
２６、２７ 通信部
２８〜３１ アナログ信号入力部
３２、３３ 位置決めサーボ部
３４、３５ 電流制御部
３６ 第１ＰＷＭ制御信号生成部 （第１パルス幅変調制御信号生成部）
３７、３７Ｂ 第２ＰＷＭ制御信号生成部 （第２パルス幅変調制御信号生成部）
３８、３９ 比較器
４０ 搬送波生成部
４１ 位相調整器
４１Ａ 搬送波加工部
４１Ｃ 位相調整器（搬送波位相調整手段）
４２ Ｄｕｔｙ比加工部
４３ 信号反転部
４４ 入力電流センサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源に接続される２つの誘導性負荷を各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動するための変調制御信号を生成する、第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部を備えた誘導性負荷駆動装置において、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部は、各々パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と鋸波搬送波とを比較することにより前記変調制御信号を生成し、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波は、同一周波数であり、かつ一方の鋸波搬送波と他方の鋸波搬送波の位相が１／２波長ずれていることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項２】
電源に接続される２つの誘導性負荷を各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動するための変調制御信号を生成する、第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部を備えた誘導性負荷駆動装置において、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部は、各々パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と三角波搬送波とを比較することにより前記変調制御信号を生成し、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部が用いる三角波搬送波は、同一周波数であり、かつ一方の三角波搬送波と他方の三角波搬送波の位相が１／２波長ずれていることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項３】
電源に接続される２つの誘導性負荷を各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動するための変調制御信号を生成する、第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部を備えた誘導性負荷駆動装置において、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部は、各々パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と鋸波搬送波とを比較することにより前記変調制御信号を生成し、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波は、同一周波数であり、かつ一方の鋸波搬送波は単調増加の反復であり、他方の鋸波搬送波は単調減少の反復であることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項４】
電源に接続される２つの誘導性負荷を各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動するための変調制御信号を生成する、第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部を備えた誘導性負荷駆動装置において、
パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比に対して１の補数を算出するＤｕｔｙ比加工部を有し、
前記第２パルス幅変調制御信号生成部は、ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルまたはＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへの信号のレベル反転を行う信号反転部を備え、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部は、同一周波数、かつ同一位相の鋸波搬送波を用い、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部は、パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と前記鋸波搬送波とを比較することにより前記変調制御信号を生成し、
前記第２パルス幅変調制御信号生成部は、前記Ｄｕｔｙ比加工部によって算出された値と前記鋸波搬送波とを比較することにより得られた信号を前記信号反転部によって信号のレベル反転を行い、該レベル反転させた信号を前記変調制御信号として生成することを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項５】
電源に接続される２つの誘導性負荷を各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動するための変調制御信号を生成する、第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部を備えた誘導性負荷駆動装置において、
前記第２パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波を第１パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波に対して所定時間に相当する位相だけオフセットさせる搬送波位相調整手段を有し、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波は、同一周波数であり、かつ一方の鋸波搬送波は単調増加の反復であり、他方の鋸波搬送波は単調減少の反復であり、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部は、パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と鋸波搬送波とを比較することにより前記変調制御信号を生成し、
前記第２パルス幅変調制御信号生成部は、パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と前記位相をオフセットさせた鋸波搬送波とを比較することにより前記変調制御信号を生成することを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項６】
電源に接続される２つの誘導性負荷を各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動するための変調制御信号を生成する、第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部を備えた誘導性負荷駆動装置において、
パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比に対して１の補数を算出するＤｕｔｙ比加工部と、
前記第２パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波を第１パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波に対して所定時間に相当する位相だけオフセットさせる搬送波位相調整手段とを有し、
前記第２パルス幅変調制御信号生成部は、ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルまたはＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへの信号のレベル反転を行う信号反転部を備え、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波は、同一周波数であり、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部は、パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と鋸波搬送波とを比較することにより前記変調制御信号を生成し、
前記第２パルス幅変調制御信号生成部は、前記Ｄｕｔｙ比加工部によって算出された値と前記位相をオフセットさせた鋸波搬送波とを比較することにより得られた信号を前記信号反転部によって信号のレベル反転を行い、該レベル反転させた信号を前記変調制御信号として生成することを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項７】
前記搬送波位相調整手段は、前記誘導性負荷を各々予め定めた固定Ｄｕｔｙ比で駆動した状態から、当該誘導性負荷に流入する電流値を監視しながら一方のＤｕｔｙ比と位相差を調整して、前記電流値のピークを低減させる位相差を求め、該位相差を前記位相のオフセット量とするものであることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項８】
第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部が、各々同一周波数、かつ位相が１／２波長ずれた鋸波搬送波を用いて、該鋸波搬送波とパルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比とを比較することにより各々変調制御信号を生成し、該変調制御信号を用いて、電源に接続される２つの誘導性負荷を、各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動することを特徴とする誘導性負荷駆動方法。
【請求項１】
電源に接続される２つの誘導性負荷を各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動するための変調制御信号を生成する、第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部を備えた誘導性負荷駆動装置において、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部は、各々パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と鋸波搬送波とを比較することにより前記変調制御信号を生成し、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波は、同一周波数であり、かつ一方の鋸波搬送波と他方の鋸波搬送波の位相が１／２波長ずれていることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項２】
電源に接続される２つの誘導性負荷を各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動するための変調制御信号を生成する、第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部を備えた誘導性負荷駆動装置において、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部は、各々パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と三角波搬送波とを比較することにより前記変調制御信号を生成し、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部が用いる三角波搬送波は、同一周波数であり、かつ一方の三角波搬送波と他方の三角波搬送波の位相が１／２波長ずれていることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項３】
電源に接続される２つの誘導性負荷を各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動するための変調制御信号を生成する、第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部を備えた誘導性負荷駆動装置において、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部は、各々パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と鋸波搬送波とを比較することにより前記変調制御信号を生成し、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波は、同一周波数であり、かつ一方の鋸波搬送波は単調増加の反復であり、他方の鋸波搬送波は単調減少の反復であることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項４】
電源に接続される２つの誘導性負荷を各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動するための変調制御信号を生成する、第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部を備えた誘導性負荷駆動装置において、
パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比に対して１の補数を算出するＤｕｔｙ比加工部を有し、
前記第２パルス幅変調制御信号生成部は、ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルまたはＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへの信号のレベル反転を行う信号反転部を備え、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部は、同一周波数、かつ同一位相の鋸波搬送波を用い、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部は、パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と前記鋸波搬送波とを比較することにより前記変調制御信号を生成し、
前記第２パルス幅変調制御信号生成部は、前記Ｄｕｔｙ比加工部によって算出された値と前記鋸波搬送波とを比較することにより得られた信号を前記信号反転部によって信号のレベル反転を行い、該レベル反転させた信号を前記変調制御信号として生成することを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項５】
電源に接続される２つの誘導性負荷を各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動するための変調制御信号を生成する、第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部を備えた誘導性負荷駆動装置において、
前記第２パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波を第１パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波に対して所定時間に相当する位相だけオフセットさせる搬送波位相調整手段を有し、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波は、同一周波数であり、かつ一方の鋸波搬送波は単調増加の反復であり、他方の鋸波搬送波は単調減少の反復であり、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部は、パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と鋸波搬送波とを比較することにより前記変調制御信号を生成し、
前記第２パルス幅変調制御信号生成部は、パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と前記位相をオフセットさせた鋸波搬送波とを比較することにより前記変調制御信号を生成することを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項６】
電源に接続される２つの誘導性負荷を各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動するための変調制御信号を生成する、第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部を備えた誘導性負荷駆動装置において、
パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比に対して１の補数を算出するＤｕｔｙ比加工部と、
前記第２パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波を第１パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波に対して所定時間に相当する位相だけオフセットさせる搬送波位相調整手段とを有し、
前記第２パルス幅変調制御信号生成部は、ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルまたはＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへの信号のレベル反転を行う信号反転部を備え、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部が用いる鋸波搬送波は、同一周波数であり、
前記第１パルス幅変調制御信号生成部は、パルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比と鋸波搬送波とを比較することにより前記変調制御信号を生成し、
前記第２パルス幅変調制御信号生成部は、前記Ｄｕｔｙ比加工部によって算出された値と前記位相をオフセットさせた鋸波搬送波とを比較することにより得られた信号を前記信号反転部によって信号のレベル反転を行い、該レベル反転させた信号を前記変調制御信号として生成することを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項７】
前記搬送波位相調整手段は、前記誘導性負荷を各々予め定めた固定Ｄｕｔｙ比で駆動した状態から、当該誘導性負荷に流入する電流値を監視しながら一方のＤｕｔｙ比と位相差を調整して、前記電流値のピークを低減させる位相差を求め、該位相差を前記位相のオフセット量とするものであることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
【請求項８】
第１パルス幅変調制御信号生成部および第２パルス幅変調制御信号生成部が、各々同一周波数、かつ位相が１／２波長ずれた鋸波搬送波を用いて、該鋸波搬送波とパルス幅変調制御におけるＤｕｔｙ比とを比較することにより各々変調制御信号を生成し、該変調制御信号を用いて、電源に接続される２つの誘導性負荷を、各々独立してＨブリッジ回路によりパルス幅変調制御方式を用いて駆動することを特徴とする誘導性負荷駆動方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
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【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２００６−１４１１９２（Ｐ２００６−１４１１９２Ａ）
【公開日】平成１８年６月１日（２００６．６．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−１３８５２９（Ｐ２００５−１３８５２９）
【出願日】平成１７年５月１１日（２００５．５．１１）
【出願人】（０００００３９９７）日産自動車株式会社 (16,386)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年６月１日（２００６．６．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年５月１１日（２００５．５．１１）
【出願人】（０００００３９９７）日産自動車株式会社 (16,386)
【Ｆターム（参考）】
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