制御装置
【課題】外乱成分による制御信号の変動を抑制できるとともに、当該制御信号の変動抑制によるフィードバック制御系の応答特性の変動を抑制できる制御装置が求められる。
【解決手段】制御対象の出力が目標値に近づくように制御信号を変化させるフィードバック制御部を備えた制御装置であって、目標値に対して目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出し、出力に対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値を算出し、目標値に対して目標値応答予測部及びノイズ除去フィルタの処理を行って第三演算値を算出し、第二演算値に第一演算値を加算し第三演算値を減算した制御用出力値を算出する処理と数学的に等価な処理を行い、制御用出力値を制御対象の出力として前記フィードバック制御部に入力する制御装置。
【解決手段】制御対象の出力が目標値に近づくように制御信号を変化させるフィードバック制御部を備えた制御装置であって、目標値に対して目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出し、出力に対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値を算出し、目標値に対して目標値応答予測部及びノイズ除去フィルタの処理を行って第三演算値を算出し、第二演算値に第一演算値を加算し第三演算値を減算した制御用出力値を算出する処理と数学的に等価な処理を行い、制御用出力値を制御対象の出力として前記フィードバック制御部に入力する制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、制御対象の出力が目標値に近づくように制御信号を変化させるフィードバック制御部を備えた制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
上記のような制御装置に関して、例えば下記の特許文献１には、制御対象を回転電機とした技術が開示されている。
特許文献１に記載されているような回転電機の制御装置では、回転電機に印加する電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）により制御しており、パルス幅変調の方式には、正弦波ＰＷＭ、過変調ＰＷＭ、及び１パルスの同期ＰＷＭなどの各種方式がある。
パルス幅変調方式では、回転電機の回転速度が高くなり、１つの交流周期（回転周期）中のＰＷＭ周期の数や、フィードバック制御を実行する制御周期の数が少なくなってくると、回転周期と、ＰＷＭ周期、制御周期のずれに起因する外乱成分としての振動成分が大きくなる。また、１パルスの同期ＰＷＭや、過変調ＰＭＭの方式の場合には、電圧指令の波形の正弦波からのずれが大きくなるために、回転電機を流れる電流に重畳される外乱成分としての高調波成分が大きくなる。
【０００３】
このような、高調波成分の重畳された実電流に基づいて、フィードバック制御を行うと、フィードバック制御部により算出される電圧指令信号にもこの高調波成分が生じる。この電圧指令信号に含まれる高調波成分により、フィードバック制御系が不要な電圧指令信号の変動を発生し、更なる電流振動の原因となり、制御系の安定性を低下させる恐れがある。
【０００４】
一方、実電流に対して高調波成分を低減するノイズ除去フィルタ処理を行って、フィルタ後の実電流に基づいてフィードバック制御を行うように構成した場合は、フィルタ処理により、フィードバック制御系の応答特性が変化し、制御系の応答性が悪化する恐れがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−８１２８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
そこで、フィードバック制御系に外乱が入力される場合でも、外乱成分による制御信号の変動を抑制できるとともに、当該制御信号の変動抑制によるフィードバック制御系の応答特性の変化を抑制できる制御装置が求められる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本実施形態に係わる、制御対象の出力が目標値に近づくように制御信号を変化させるフィードバック制御部を備えた制御装置の特徴構成は、前記目標値に対する前記制御対象の出力の応答特性を有する目標値応答予測部を備え、前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出し、前記制御対象の出力に対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値を算出し、前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理及びノイズ除去フィルタ処理を行って第三演算値を算出し、前記第二演算値に対して第一演算値を加算すると共に第三演算値を減算した値である制御用出力値を算出する処理と数学的に等価な処理である非干渉ノイズ除去フィルタ処理を行い、前記制御用出力値を制御対象の出力として前記フィードバック制御部に入力する点にある。
【０００８】
この特徴構成によれば、制御装置は、目標値に対する制御対象の出力の応答特性を有する目標値応答予測部を備えており、目標値に対する制御対象の出力の予測値を算出可能に構成されている。よって、目標値応答予測部は、制御対象に外乱が入力されず、ノイズ除去フィルタを備えていない状態での、目標値に対する制御対象の予測出力を算出可能である。よって、目標値応答予測部は、外乱が入力されず、ノイズ除去フィルタによる応答特性の変化のない、理想的な状態における制御対象の出力挙動を予測可能である。
非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、制御対象の出力に含まれる外乱成分をノイズ除去フィルタ処理により除去しつつ、目標値応答予測部の演算値を用いることにより、ノイズ除去フィルタによる理想的な出力挙動の位相遅れ及び減衰が生じないようにした制御用出力値を算出することができる。
よって、制御装置は、外乱成分による制御信号の変動を抑制しつつ、ノイズ除去フィルタにより理想的な出力挙動までが位相遅れ及び減衰を生じないようにすることができ、理想的な制御挙動を維持することができる。従って、制御装置は、制御信号の不要な変動により、制御系の安定性が低下することを抑制しつつ、制御信号の変動抑制によるフィードバック制御系の応答特性の変化を抑制できる。
【０００９】
また、前記非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出し、前記制御対象の出力から前記第一演算値を減算した値に対して、ノイズ除去フィルタ処理を行って第四演算値を算出し、前記第一演算値に第四演算値を加算した値を前記制御用出力値として算出する処理としても好適である。
【００１０】
この構成によれば、目標値に対して目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出しているので、目標値応答予測部は、外乱が入力されず、ノイズ除去フィルタによる応答特性の変化のない、理想的な状態における制御対象の出力挙動を予測することができる。
また、上記の構成によれば、制御対象の出力から理想的な出力挙動となる第一演算値を減算した値に対してノイズ除去フィルタ処理を行っているので、フィルタ処理が行われる値には、理想的な出力挙動が含まれず、外乱などによる理想的な出力挙動からの変動成分が主に含まれる。よって、ノイズ除去フィルタにより、当該変動成分を減衰することができる。
【００１１】
そして、上記の構成によれば、ノイズ除去フィルタの出力と理想的な出力挙動となる第一演算値とを加算した値を、制御対象の出力としてフィードバック制御部に入力している。よって、制御装置は、外乱成分による制御信号の変動を抑制しつつ、ノイズ除去フィルタにより理想的な出力挙動までが位相遅れ及び減衰を生じないようにすることができ、理想的な制御挙動を維持することができる。従って、制御装置は、制御信号の不要な変動により、制御系の安定性が低下することを抑制しつつ、制御信号の変動抑制によるフィードバック制御系の応答特性の変化を抑制できる。
【００１２】
また、上記の構成によれば、非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、１つの制御用出力値を算出するために、目標値応答予測部の処理及びノイズ除去フィルタ処理をそれぞれ１回ずつ行うだけとされているので、演算負荷を低減することができる。
【００１３】
また、前記非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出し、前記制御対象の出力に対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値を算出し、前記第一演算値から、前記第一演算値に対してノイズ除去フィルタ処理を行った値を減算して第五演算値を算出し、前記第二演算値に第五演算値を加算した値を前記制御用出力値として算出する処理としても好適である。
【００１４】
この構成によれば、第二演算値に、第五演算値を加算して制御用出力値を算出することにより、制御対象の出力に含まれる理想的な出力挙動の成分に位相遅れ及び減衰が生じた第二演算値に対して、理想的な出力挙動の成分を抽出した第五演算値を加算して補償することができる。従って、非干渉ノイズ除去フィルタ処理では、制御対象の出力から、ノイズ除去フィルタにより外乱成分を除去しつつ、ノイズ除去フィルタにより位相遅れ及び減衰を生じた理想的な出力挙動を補償して、制御用出力値を算出することができる。すなわち、非干渉ノイズ除去フィルタ処理では、ノイズ除去フィルタ処理により制御対象の出力に含まれる外乱成分を除去しつつ、ノイズ除去フィルタにより理想的な出力挙動までが位相遅れ及び減衰を生じないようにした制御用出力値を算出することができる。
【００１５】
また、前記非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、前記制御対象の出力に対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値を算出し、前記目標値から、前記目標値に対してノイズ除去フィルタ処理を行った値を減算した第六演算値を算出し、前記第六演算値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第七演算値を算出し、前記第二演算値に第七演算値を加算した値を前記制御用出力値として算出する処理としても好適である。
【００１６】
この構成によれば、第二演算値に、第七演算値を加算して制御用出力値を算出することにより、制御対象の出力に含まれる理想的な出力挙動の成分に位相遅れ及び減衰が生じた第二演算値に対して、理想的な出力挙動の成分を抽出した第七演算値を加算して補償することができる。従って、非干渉ノイズ除去フィルタ処理では、制御対象の出力から、ノイズ除去フィルタにより外乱成分を除去しつつ、ノイズ除去フィルタにより位相遅れ及び減衰を生じた理想的な出力挙動を補償して、制御用出力値を算出することができる。すなわち、非干渉ノイズ除去フィルタ処理では、ノイズ除去フィルタ処理により制御対象の出力に含まれる外乱成分を除去しつつ、ノイズ除去フィルタにより理想的な出力挙動までが位相遅れ及び減衰を生じないようにした制御用出力値を算出することができる。
【００１７】
また、前記制御対象の出力が、回転電機を流れる実電流であり、前記目標値が、目標電流であり、前記フィードバック制御部は、前記制御信号として前記回転電機に印加する電圧の指令信号である電圧指令信号を変化させると好適である。
【００１８】
なお、本願において「回転電機」は、モータ（電動機）、ジェネレータ（発電機）、及び必要に応じてモータ及びジェネレータの双方の機能を果たすモータ・ジェネレータのいずれをも含む概念として用いている。
【００１９】
上記の構成によれば、制御対象が回転電機である場合において、目標値応答予測部は、目標電流に対する回転電機を流れる実電流の予測値を算出可能に構成されている。よって、目標値応答予測部は、回転電機に高調波の外乱が入力されず、ノイズ除去フィルタを備えていない状態での、目標電流に対する実電流の予測電流を算出可能である。よって、目標値応答予測部は、高調波の外乱が入力されず、ノイズ除去フィルタによる応答特性の変化のない、理想的な状態における回転電機の実電流の挙動を予測することができる。
非干渉ノイズ除去フィルタ処理では、実電流に含まれる高調波の外乱成分をノイズ除去フィルタ処理により除去しつつ、目標値応答予測部の演算値を用いることにより、ノイズ除去フィルタによる理想的な実電流の挙動の位相遅れ及び減衰が生じないようにした制御用実電流値を算出することができる。
よって、制御装置は、高調波の外乱成分による電圧指令信号の変動を抑制しつつ、ノイズ除去フィルタにより理想的な実電流挙動までが位相遅れ及び減衰を生じないようにすることができ、理想的な実電流挙動を維持することができる。従って、制御装置は、制御信号の不要な変動により、制御系の安定性が低下することを抑制しつつ、電圧指令信号の変動抑制によるフィードバック制御系の応答特性の変化を抑制できる。
【００２０】
ここで、前記フィードバック制御部は、前記目標電流と前記実電流との偏差に基づいて、比例演算及び積分演算を行って前記電圧指令信号を算出する比例積分制御器を有し、前記比例積分制御器の比例ゲインは、所定のカットオフ周波数に、前記回転電機のインダクタンスを乗算した値に設定され、前記比例積分制御器の積分ゲインは、前記カットオフ周波数に、前記回転電機の抵抗を乗算した値に設定され、前記目標値応答予測部が有する応答特性は、前記カットオフ周波数の逆数を時定数とする一次遅れ特性であると好適である。
【００２１】
この構成によれば、比例ゲイン及び積分ゲインは、回転電機の応答特性に影響するインダクタンス及び抵抗に基づいて設定されているので、フィードバック制御系の応答特性を容易に設計及び管理することができる。また、目標値応答予測部の応答特性は、カットオフ周波数の逆数を時定数とする一次遅れ特性に設定されているので、目標値応答予測部の処理は、所定の時定数の一次遅れ処理とすることができ、目標値応答予測部の処理負荷を軽減できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施形態に係る制御装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る制御装置の概略構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するためのブロック図である。
【図４】本発明の実施形態に係る制御装置の制御対象を回転電機とした場合の概略構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施形態に係る回転電機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
【図６】図５のフィードバック制御部の構成の具体例を説明するためのブロック図である。
【図７】本発明の実施形態とは異なる比較例に係わる制御装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施形態とは異なる比較例を説明するタイムチャートである。
【図９】本発明の実施形態とは異なる比較例を説明するタイムチャートである。
【図１０】本発明の実施形態に係わる制御装置の制御挙動を説明するタイムチャートである。
【図１１】本発明のその他の実施形態に係わる制御装置の概略構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明のその他の実施形態に係わる制御装置の概略構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明の実施形態について図面を参照して説明する。制御装置３０は、制御対象３５の出力Ｃが目標値Ｒに近づくように制御信号Ｕを変化させるフィードバック制御部３１を備えている。
制御装置３０は、更に、目標値応答予測部３３と、当該目標値応答予測部３３を含む非干渉ノイズ除去フィルタ部３４と、を備えている。目標値応答予測部３３は、目標値Ｒに対する制御対象の出力Ｃの応答特性を有する。非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、目標値Ｒに対して目標値応答予測部３３の処理を行って第一演算値Ｙ１を算出し、制御対象の出力Ｃに対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値Ｙ２を算出し、目標値Ｒに対して目標値応答予測部３３の処理及びノイズ除去フィルタ処理を行って第三演算値Ｙ３を算出し、第二演算値Ｙ２に対して第一演算値Ｙ１を加算すると共に第三演算値Ｙ３を減算した値である制御用出力値Ｃｆを算出する処理と数学的に等価な処理である非干渉ノイズ除去フィルタ処理を行い、制御用出力値Ｃｆを制御対象の出力Ｃとしてフィードバック制御部３１に入力する。
【００２４】
この制御用出力値Ｃｆを算出する処理は、周波数領域（ｓ領域）では、次式（１）の数式で表せる。
ここで、ｓは、ラプラス演算子であり、Ｇｅ（ｓ）は、目標値応答予測部３３の応答特性（伝達関数）であり、Ｇｆ（ｓ）は、ノイズ除去フィルタ処理の応答特性（伝達関数）である。
式（１）の制御用出力値Ｃｆを算出する処理と数学的に等価な非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、式（１）の処理の他、以下の式（２）、式（３）、式（４）で表せる処理となる。
なお、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４が、式（１）で表せる非干渉ノイズ除去フィルタ処理である場合は、図１に示すようになる。
すなわち、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、目標値Ｒに対して目標値応答予測部３３の処理を行って第一演算値Ｙ１を算出し、制御対象の出力Ｃに対してノイズ除去フィルタ部３２によるノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値Ｙ２を算出し、目標値Ｒに対して目標値応答予測部３３の処理及びノイズ除去フィルタ部３２によるノイズ除去フィルタ処理を行って第三演算値Ｙ３を算出し、第二演算値Ｙ２に対して第一演算値Ｙ１を加算すると共に第三演算値Ｙ３を減算した値である制御用出力値Ｃｆを算出する。
ここで、二つのノイズ除去フィルタ部３２は、同じ応答特性、及び同じフィルタ周波数帯域を有し、二つの目標値応答予測部３３は、同じ応答特性、及び同じフィルタ周波数帯域を有する。
【００２５】
以下で説明する実施形態は、式（２）で表せる非干渉ノイズ除去フィルタ処理について説明する。
すなわち、式（２）で表せる非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、図２に示すように、目標値Ｒに対して目標値応答予測部３３の処理を行って第一演算値Ｙ１（以下、予測出力Ｃｅと称す）を算出し、制御対象の出力Ｃから予測出力Ｃｅを減算した値（出力偏差ΔＣと称す）に対して、ノイズ除去フィルタ部３２によりノイズ除去フィルタ処理を行って第四演算値Ｙ４（以下、フィルタ後出力偏差ΔＣｆと称す）を算出し、予測出力Ｃｅにフィルタ後出力偏差ΔＣｆを加算した値を制御用出力値Ｃｆとして算出する処理である。
すなわち、以下で説明する実施形態では、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、目標値応答予測部３３と、ノイズ除去フィルタ部３２と、を備えている。目標値応答予測部３３は、目標値Ｒに対する制御対象の出力Ｃの応答特性を有し、目標値Ｒに対する制御対象の出力Ｃの予測値である予測出力Ｃｅを算出する。ノイズ除去フィルタ部３２は、制御対象の出力Ｃから予測出力Ｃｅを減算した出力偏差ΔＣに対して、ノイズ除去のフィルタ処理を行う。そして、ノイズ除去フィルタ部３２の出力であるフィルタ後出力偏差ΔＣｆと予測出力Ｃｅとを加算した制御用出力値Ｃｆ（以下、制御用出力Ｃｆと称す）が、制御対象の出力としてフィードバック制御部３１に入力される。
フィードバック制御系には、制御信号Ｕに対する外乱Ｄｈ１や、制御対象に内在する外乱Ｄｈ２などの外乱が加わる。
以下、本実施形態に係る制御装置３０について、詳細に説明する。
【００２６】
１．フィードバック制御部３１
フィードバック制御部３１は、制御対象の出力Ｃが目標値Ｒに近づくように制御信号Ｕを変化させるフィードバック制御を行う。フィードバック制御部３１は、ＰＩＤ制御などの各種のフィードバック制御を用いることができる。制御信号Ｕは、制御対象を制御するための制御信号である。制御信号Ｕは、制御対象に直接入力されてもよく、或いは、アクチュエータ等を介して制御対象に入力されてもよい。すなわち、制御信号Ｕは、アクチュエータに入力され、アクチュエータによる操作量が制御対象に入力されてもよい。
【００２７】
２．非干渉ノイズ除去フィルタ部３４
非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、目標値応答予測部３３及びノイズ除去フィルタ部３２を備えており、制御対象の出力Ｃ及び目標値Ｒに基づいて、制御用出力Ｃｆを算出する。
２−１．目標値応答予測部３３
目標値応答予測部３３は、目標値Ｒに対する制御対象の出力Ｃの応答特性を有している。より詳細には、目標値応答予測部３３は、図３に示すように、フィードバック制御部３１と制御対象３５とを合せた応答特性を有している。すなわち、目標値応答予測部３３は、フィードバック制御部３１及び制御対象３５からなるフィードバック制御系において、目標値Ｒに対する制御対象の出力Ｃの応答である目標値応答に相当する応答特性を有している。ここで、図３に示す目標値応答予測部３３に係わるフィードバック制御系は、図２に示す現実のフィードバック制御系とは異なり、外乱が入力されず、外乱によるノイズ成分を除去するノイズ除去フィルタを備えていない。
目標値応答予測部３３の応答特性は、フィードバック制御部３１及び制御対象３５からなるフィードバック制御系の応答特性を、モデル化した応答特性であり、図３に示すように、フィードバック制御部３１及び制御対象３５のそれぞれの応答特性を表したフィードバック制御部のモデル３１ａ及び制御対象のモデル３５ａからなる応答特性であってもよいし、低次元化した応答特性であってもよい。
【００２８】
目標値応答予測部３３は、フィードバック制御系の目標値応答に相当する応答特性を用いて、目標値Ｒに対する制御対象の出力Ｃの予測値である予測出力Ｃｅを算出する。
目標値応答予測部３３は、図３に示すように、外乱が入力されず、ノイズ除去フィルタを備えていない状態で、目標値Ｒに対する制御対象の予測出力Ｃｅを算出する。よって、目標値応答予測部３３により算出される予測出力Ｃｅは、外乱が入力されず、ノイズ除去フィルタによる応答特性の変化のない、理想的な状態における制御対象の出力挙動となる。
【００２９】
２−２．ノイズ除去フィルタ部３２
ノイズ除去フィルタ部３２は、制御対象の出力Ｃから予測出力Ｃｅを減算した出力偏差ΔＣに対して、ノイズ除去のフィルタ処理を行う。
図２に示すフィードバック制御系に対して外乱Ｄｈ１、Ｄｈ２が入力されると、制御対象の出力Ｃに外乱Ｄｈ１、Ｄｈ２による変動成分が含まれる。一方、予測出力Ｃｅは、外乱の影響のない理想的な出力挙動となるため、制御対象の出力Ｃから予測出力Ｃｅを減算することにより、制御対象の出力Ｃから、外乱による変動成分を取り出すことができる。また、外乱による影響以外に、制御対象の出力Ｃが、予測出力Ｃｅから変動した場合でも、変動成分を取り出すことができる。
【００３０】
よって、ノイズ除去のフィルタ処理が行われる出力偏差ΔＣには、理想的な出力挙動が含まれず、理想的な出力挙動からの変動成分が主に含まれる。すなわち、出力Ｃに含まれる理想的な出力挙動成分に対しては、ノイズ除去のフィルタ処理が行われないようにすることができ、外乱の影響などにより理想的な出力挙動から変動した出力Ｃの成分に対して、ノイズ除去のフィルタ処理を行うようにすることができる。
【００３１】
本実施形態では、ノイズ除去フィルタ部３２は、ローパスフィルタや、バンドストップフィルタなど、所定の周波数帯域（以下、フィルタ周波数帯域と称す）の信号成分を減衰するフィルタを備えている。
例えば、フィルタ周波数帯域は、外乱に含まれる周波数成分のうち、除去したい周波数帯域に設定される。これにより、フィードバック制御系に反映させたくない周波数帯域の外乱成分をフィルタし、それ以外の周波数帯域の外乱成分をフィルタせずに、フィードバック制御系に反映させることができる。よって、理想的な出力挙動から変動した出力Ｃの成分の内、除去したい周波数帯域の変動成分を減衰させ、それ以外の変動成分を残すことができる。
なお、ノイズ除去フィルタ部３２は、複数のフィルタを備え、各フィルタに異なるフィルタ周波数帯域が設定されるように構成されてもよい。
【００３２】
２−３．制御用出力Ｃｆの算出
非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、ノイズ除去フィルタ部３２の出力ΔＣｆと予測出力Ｃｅとを加算して制御用出力Ｃｆを算出する。制御用出力Ｃｆは、制御対象の出力としてフィードバック制御部３１に入力される。
すなわち、出力Ｃから理想的な出力挙動を減算した後ノイズ除去した値に対して、再び理想的な出力挙動が加算されて、フィードバック制御部３１に入力される。
【００３３】
よって、出力Ｃに含まれる理想的な出力挙動成分に対しては、ノイズ除去のフィルタ処理が行われずに、外乱などによる理想的な出力挙動からの出力変動成分に対して、ノイズ除去のフィルタ処理が行われるようにすることができる。従って、フィードバック制御部３１は、ノイズ除去フィルタにより、除去したい周波数帯域の外乱成分の影響を低減しつつ、ノイズ除去フィルタにより、理想的な出力挙動が応答遅れを生じ、減衰されるなど影響を受けないようにすることができ、理想的な制御挙動を維持することができる。
このため、ノイズ除去フィルタのフィルタ周波数帯域及びフィードバック制御系の応答性を互いに分離して設定することができる。従って、フィードバック制御系の応答性を、外乱成分の応答性よりも低く設定するだけでなく、フィードバック制御系の応答性を、外乱成分の応答性よりも高くすることも可能になる。
【００３４】
また、理想的な出力挙動からの出力変動成分の内、除去したい周波数帯域の変動成分以外の変動成分をフィードバック制御部３１に入力させることができる。従って、出力Ｃが、除去したい周波数帯域以外の外乱成分によって変動した場合には、当該変動を検出し、目標値Ｒに近づけるようにフィードバックを行うことができる。よって、除去を意図していない外乱に対してのフィードバック性能を確保できる。
【００３５】
３．回転電機の制御装置
次に、制御対象を回転電機ＭＧとし、フィードバック制御系を、回転電機を流れる電流をフィードバック制御する系とする場合の例について説明する。この場合は、制御対象の出力Ｃが、回転電機ＭＧを流れる実電流Ｉｃであり、目標値Ｒが、目標電流Ｉｒであり、フィードバック制御部３１は、制御信号Ｕとして回転電機ＭＧに印加する電圧の指令信号である電圧指令信号Ｖｕを変化させる。すなわち、フィードバック制御部３１は、回転電機を流れる実電流Ｉｃが目標電流Ｉｒに近づくように回転電機に印加する電圧の指令信号である電圧指令信号Ｖｕを変化させる。
【００３６】
以下では、制御対象を回転電機ＭＧとし、図２で示した場合と同様に、式（２）で表せる非干渉ノイズ除去フィルタ処理を行う場合を説明する。
すなわち、制御対象を回転電機ＭＧとした場合の、式（２）で表せる非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、図４に示すように、目標電流Ｉｒに対して目標値応答予測部３３の処理を行って第一演算値Ｙ１（以下、予測電流Ｉｃｅと称す）を算出し、回転電機ＭＧを流れる実電流Ｉｃから予測電流Ｉｃｅを減算した値ΔＩｃ（以下、電流偏差ΔＩｃと称す）に対して、ノイズ除去フィルタ部３２によりノイズ除去フィルタ処理を行って第四演算値Ｙ４（以下、フィルタ後の電流偏差ΔＩｃｆと称す）を算出し、予測電流Ｉｃｅにフィルタ後の電流偏差ΔＩｃｆを加算した値を制御用実電流Ｉｃｆとして算出する処理である。
【００３７】
すなわち、以下で説明する実施形態では、目標値応答予測部３３は、目標電流Ｉｒに対する回転電機ＭＧを流れる実電流Ｉｃの応答特性を有し、目標電流Ｉｒに対する回転電機を流れる実電流の予測値である予測電流Ｉｃｅを算出する。ノイズ除去フィルタ部３２は、実電流Ｉｃから予測電流Ｉｃｅを減算した値ΔＩｃに対してノイズ除去のフィルタ処理を行う。そして、ノイズ除去フィルタ部３２の出力ΔＩｃｆと予測電流Ｉｃｅとを加算した値Ｉｃｆを、回転電機を流れる実電流としてフィードバック制御部３１に入力する。この場合でも、目標値応答予測部３３及びノイズ除去フィルタ部３２を備え、実電流Ｉｃ及び目標電流Ｉｒに基づいて、制御用実電流Ｉｃｆを算出する機能部を、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４とする。
フィードバック制御系には、電圧指令信号Ｖｕに対する高調波の外乱Ｄｈ１や、回転電機に内在する高調波の外乱Ｄｈ２などの外乱が加わる。
以下、回転電機の制御装置３０について、詳細に説明する。
【００３８】
３−１．回転電機ＭＧ
回転電機ＭＧは、ステータとロータを有している。図５に示すように、回転電機ＭＧは、直流交流変換を行うインバータＩＮを介して蓄電装置に電気的に接続されている。そして、回転電機ＭＧは、電力の供給を受けて動力を発生するモータ（電動機）としての機能と、動力の供給を受けて電力を発生するジェネレータ（発電機）としての機能と、を果たすことが可能とされている。インバータＩＮは、蓄電装置の直流電力を交流電力に変換して回転電機ＭＧを駆動するため、或いは回転電機ＭＧが発電した交流電力を直流電力に変換して蓄電装置に充電するための複数のスイッチング素子を備えている。
本実施形態に係わる回転電機ＭＧは、三相交流により動作する同期電動機である。本実施形態では、回転電機ＭＧは、ロータに永久磁石を備え、ステータにコイルを備えた、永久磁石同期電動機とされている。なお、永久磁石の代わりに、電磁石が備えられていてもよい。
【００３９】
３−２．回転電機の制御装置３０
図５に示すように、回転電機の制御装置３０は、目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑに対して、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行うように構成されている。
ベクトル制御では、ロータに備えられた磁石のＮ極の向き（磁極位置）にｄ軸を定め、これより電気角でπ／２進んだ方向にｑ軸をとり、ロータの電気角での回転に同期して回転するｄ軸及びｑ軸からなるｄｑ軸回転座標系を設定する。ここで、Ｕ相コイルを基準にｄ軸（磁極位置）の進み角（電気角）が磁極位置θｒｅとして定義されている。そして、ベクトル制御では、目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑをｄｑ軸回転座標系で設定し、各相のコイルに流れる三相実電流Ｉｃｕ、Ｉｃｖ、Ｉｃｗを、磁極位置θｒｅに基づき、ｄｑ軸回転座標系で表した二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑに変換し、二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑが二相目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑに近づくように回転電機ＭＧに印加する電圧を制御する電流フィードバック制御を行う。
【００４０】
本実施形態では、回転電機の制御装置３０は、目標電流演算部４０、実電流演算部４１、電流フィードバック制御部５２、５３、二相三相電圧変換部４３、及びインバータ制御部４４の機能部を備えており、各機能部が協働して、電流フィードバック制御を行うように構成されている。
また、本実施形態に係わる回転電機の制御装置３０では、二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑのそれぞれに対して非干渉ノイズ除去フィルタ部５０、５１が備えられている。
【００４１】
３−２−１．目標電流演算部４０
目標電流演算部４０は、回転電機ＭＧを流れる目標電流をｄｑ軸回転座標系で表した二相目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑを演算する。二相目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑは、例えば、回転電機ＭＧに出力させるトルクの目標値などに基づいて算出される。
【００４２】
３−２−２．実電流演算部４１
実電流演算部４１は、回転電機ＭＧを流れる実電流Ｉｃｕ、Ｉｃｖ、Ｉｃｗに基づいて、ｄｑ軸回転座標系で表した二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑを演算する。本実施形態では、実電流演算部４１は、電流センサＳｅ１の入力信号に基づいて各相のコイルを流れる三相実電流Ｉｃｕ、Ｉｃｖ、Ｉｃｗを検出する。そして、実電流演算部４１は、三相実電流Ｉｃｕ、Ｉｃｖ、Ｉｃｗを、磁極位置θｒｅに基づいて、三相二相変換及び回転座標変換を行って、ｄｑ軸回転座標系で表した二相実電流であるｄ軸実電流Ｉｃｄ及びｑ軸実電流Ｉｃｑに変換する。
なお、制御装置３０は、回転速度センサＳｅ２の入力信号に基づいて、回転電機ＭＧの磁極位置θｒｅ、磁極位置θｒｅの回転速度（角速度）である磁極回転速度ωｒｅを検出する。ここで、磁極位置θｒｅ及び磁極回転速度ωｒｅは、ロータの回転角度及び回転速度（角速度）を電気角で表したものである。なお、入力軸回転速度センサＳｅ２として、レゾルバ、又はロータリエンコーダなどが用いられる。
【００４３】
３−２−３．二相三相電圧変換部４３
二相三相電圧変換部４３は、電流フィードバック制御部５２、５３が算出した二相電圧指令信号Ｖｕｄ、Ｖｕｑを、三相の電圧指令信号Ｖｕｕ、Ｖｕｖ、Ｖｕｗに変換する。すなわち、ｄｑ軸回転座標系で表した二相電圧指令信号Ｖｕｄ、Ｖｕｑを、磁極位置θｒｅに基づいて、固定座標変換及び二相三相変換を行って、三相それぞれのコイルへの電圧指令信号である三相電圧指令信号Ｖｕｕ、Ｖｕｖ、Ｖｕｗに変換する。
【００４４】
３−２−４．インバータ制御部４４
インバータ制御部４４は、三相電圧指令信号Ｖｕｕ、Ｖｕｖ、Ｖｕｗに基づき、インバータＩＮが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。
本実施形態では、インバータ制御部４４は、三相電圧指令信号Ｖｕｕ、Ｖｕｖ、Ｖｕｗとキャリア波との比較に基づく各種のパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）により、インバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。インバータＩＮが備える複数のスイッチング素子は、インバータ制御信号Ｓｕｖｗに基づきオンオフ制御される。
パルス幅変調の方式には、正弦波ＰＷＭ、空間ＰＷＭ、過変調ＰＷＭ、１パルスの同期ＰＷＭなどがあり、各ＰＷＭ方式が切り替え可能に構成されてもよい。
【００４５】
３−２−５．電流フィードバック制御部５２、５３
電流フィードバック制御部５２、５３は、二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑが二相目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑに近づくように、回転電機ＭＧに印加する電圧の指令信号をｄｑ軸回転座標系で表した二相電圧指令信号Ｖｕｄ、Ｖｕｑを変化させる。
本実施形態では、電流フィードバック制御部５２、５３は、次式（５）及び図６（ａ）に示すように、二相目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑと二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑとの偏差に基づいて、比例演算及び積分演算を行って比例積分制御による二相電圧指令信号Ｖｕｄ＿ｐｉ、Ｖｕｑ＿ｐｉを算出する比例積分制御器（ＰＩ制御器）を有している。
ここで、Ｋｐｄは、ｄ軸比例ゲインであり、Ｋｐｑは、ｑ軸比例ゲインであり、Ｋｉｄは、ｄ軸積分ゲインであり、Ｋｉｑは、ｑ軸積分ゲインである。
本実施形態では、次式（６）に示すように、比例ゲインＫｐｄ、Ｋｐｑは、所定のカットオフ周波数ωｆに、回転電機のｄ軸及びｑ軸のインダクタンスＬｄ、Ｌｑを乗算した値に設定され、積分ゲインＫｉｄ、Ｋｉｑは、カットオフ周波数ωｆに、回転電機の抵抗Ｒｍを乗算した値に設定される。
また、本実施形態では、制御装置３０に、次式（７）及び図６（ａ）に示すように、電流フィードバック制御部５２、５３に加えて非干渉器５４、５５、５６が備えられており、非干渉器５４、５５、５６の算出値ΔＶｕｄ、ΔＶｕｑが、比例積分制御による二相電圧指令信号Ｖｕｄ＿ｐｉ、Ｖｕｑ＿ｐｉに加算されて、最終的な二相電圧指令信号Ｖｕｄ、Ｖｕｑが算出される。
ここで、Φは、磁石による鎖交磁束である。
【００４６】
回転電機の応答特性、すなわち、二相電圧指令信号Ｖｕｄ、Ｖｕｑに対する二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑの応答特性は、図６（ａ）及び次式（８）に示すように表せる。
図６（ａ）及び式（８）から、回転電機の応答特性において、ｄ軸実電流Ｉｃｄ及びｑ軸実電流Ｉｃｑが互いに干渉していることがわかる。また、ｑ軸実電流Ｉｃｑには、鎖交磁束Φの項が干渉している。制御装置３０に備えられた非干渉器５４、５５、５６により、二相実電流間Ｉｃｄ、Ｉｃｑ間の干渉及び鎖交磁束Φの干渉を打ち消して、非干渉化するように構成されている。
すなわち、式（７）に示すように、非干渉器５４、５５、５６の算出値ΔＶｕｄ、ΔＶｕｑが比例積分制御による二相電圧指令信号Ｖｕｄ＿ｐｉ、Ｖｕｑ＿ｐｉに加算されて、二相電圧指令信号Ｖｕｄ、Ｖｕｑが算出されることにより、式（８）の干渉項を打ち消すことができる。
【００４７】
よって、非干渉器５４、５５、５６を備えることにより、図６（ｂ）に示すように、ｄ軸実電流Ｉｃｄ及びｑ軸実電流Ｉｃｑを、互いに干渉しない、独立した電流フィードバック制御系とすることができる。すなわち、図６（ｂ）及び次式（９）に示すように、比例積分制御によるｄ軸電圧指令信号Ｖｕｄ＿ｐｉに対するｄ軸実電流Ｉｃｄの応答特性、及び比例積分制御によるｑ軸電圧指令信号Ｖｕｑ＿ｐｉに対するｑ軸実電流Ｉｃｑの応答特性を、インダクタンスＬｄ、Ｌｑ及び抵抗Ｒｍを用いた一次遅れで表せる。
【００４８】
また、本実施形態では、電流フィードバック制御部５２、５３は、比例積分制御器を有しており、比例ゲインＫｐｄ、Ｋｐｑ及び積分ゲインＫｉｄ、Ｋｉｑは、式（６）に示したように、インダクタンスＬｄ、Ｌｑ、回転電機の抵抗Ｒｍ、カットオフ周波数ωｆに基づいて設定されている。よって、各電流フィードバック制御部５２、５３と回転電機を合わせた応答特性は、図６（ｃ）及び次式（１０）で示すように、カットオフ周波数ωｆのゲインを有する積分器で表せる。
【００４９】
更に整理すると、二相目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑに対する二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑの応答特性は、図６（ｄ）及び次式（１１）で示すように、カットオフ周波数ωｆの逆数の時定数を有する一次遅れで表せる。
よって、目標値応答予測部３３の処理は、所定の時定数の一次遅れ処理の簡単な演算で行うことができる。
【００５０】
３−２−６．非干渉ノイズ除去フィルタ部５０、５１
図５に示すように、制御装置３０は、ｄ軸電流用の非干渉ノイズ除去フィルタ部５０、及びｑ軸電流用の非干渉ノイズ除去フィルタ部５１を備えている。各非干渉ノイズ除去フィルタ部５０、５１は、それぞれ図４に示す非干渉ノイズ除去フィルタ部３４の構成、すなわち、ｄ軸電流用及びｑ軸電流用の目標値応答予測部３３及びノイズ除去フィルタ部３２を備えている。
３−２−６−１．目標値応答予測部３３
上記したように、フィードバック制御部３１及び回転電機からなるフィードバック制御系の目標値応答は、式（１１）に示すような、カットオフ周波数ωｆの逆数の時定数を有する一次遅れで表せる。
これに対応して、目標値応答予測部３３が有する応答特性は、式（１１）に示すような、カットオフ周波数ωｆの逆数を時定数とする一次遅れ特性に設定されている。
すなわち、目標値応答予測部３３は、ｄ軸電流及びｑ軸電流のそれぞれについて、目標電流Ｉｒに対して、カットオフ周波数ωｆの逆数を時定数とする一次遅れ処理を行った値を、予測電流Ｉｃｅとして算出する。
よって、目標電流Ｉｒに対する一次遅れの実電流挙動が、理想的な出力挙動となる。
【００５１】
３−２−６−２．ノイズ除去フィルタ部３２
ノイズ除去フィルタ部３２のフィルタ周波数帯域は、電圧指令信号Ｖｕに対する高調波の外乱Ｄｈ１として、インバータ制御部４４で生じる高調波の外乱の周波数帯域に設定されている。
インバータ制御部４４は、回転電機の回転周期の交流信号となる三相電圧指令信号Ｖｕｕ、Ｖｕｖ、Ｖｕｗと、当該三相電圧指令信号の周波数より高い周波数（高調波）を有するキャリア波とを比較して、インバータＩＮのスイッチング素子をオンオフ制御している。このため、キャリア波を用いたスイッチング素子のオンオフ制御により、電圧指令信号Ｖｕに対してキャリア波の周波数（高調波）の外乱成分が付加され、実電流の高調波の外乱成分となって表れる。特に、回転電機の回転速度が高くなり、１つの交流周期（回転周期）中のＰＷＭ周期（キャリア波）の数や、フィードバック制御を実行する制御周期の数が少なくなってくると、回転周期と、ＰＷＭ周期、制御周期のずれに起因する外乱成分としての高調波成分が大きくなる。
また、１パルスの同期ＰＷＭや、過変調ＰＭＭの方式の場合には、電圧指令の波形の正弦波からのずれが大きくなるために、回転電機を流れる電流に重畳される外乱成分としての高調波成分が大きくなる。
また、回転電機は、回転電機に内在する高調波の外乱Ｄｈ２として、回転に伴い、高調波のトルク変動（コギングトルク）を発生し、このトルク変動が、実電流の高調波の外乱成分となって表れる。
よって、ノイズ除去フィルタ部３２のフィルタ周波数帯域は、これらの高調波の外乱成分の周波数帯域に設定されている。
従って、フィードバック制御部３１は、高調波の周波数帯域の外乱成分の影響を低減しつつ、理想的な制御挙動を維持することができる。
【００５２】
３−２−７．制御挙動
次に、図７から図１０を参照して、制御挙動を説明する。
＜本実施形態とは異なる挙動（比較例）＞
まず、図７から図９を参照して、本実施形態とは異なる比較例に係わる制御装置６０における比較例の制御挙動を説明する。
この比較例に係わる制御装置６０は、図７に示すように、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４を備えず、実電流Ｉｃが、直接又はノイズ除去フィルタ部６２のみを介してフィードバック制御部６１に入力される。
【００５３】
図８に、実電流Ｉｃが直接フィードバック制御部６１に入力される場合の制御挙動の比較例を示す。
図８に示すような所定の周波数の高調波の外乱Ｄｈ１が、電圧指令信号Ｖｕに付加されている。この外乱Ｄｈ１により、実電流Ｉｃに、外乱Ｄｈ１と同じ周波数の高調波の外乱成分が生じている。図８に示す比較例では、実電流Ｉｃが直接フィードバック制御部６１に入力されているため、時刻ｔ１１で目標電流Ｉｒがステップ変化した後、実電流Ｉｃは、理想的な制御挙動に対して応答遅れを生じていない。一方、実電流Ｉｃにおける高調波の外乱成分も直接フィードバック制御部６１に入力されているため、電圧指令信号Ｖｕに不要な高調波成分が生じている。この不要な電圧指令信号Ｖｕが、更なる電流振動の原因となり、制御系の安定性を低下させる恐れがある。なお、ＰＩ制御などの通常のフィードバック制御では、高調波の外乱のような周期的に変動する外乱に対して、外乱成分を十分に低減できない。
従って、図８に示す比較例では、制御挙動に応答遅れが生じることを抑制できるが、電圧指令信号Ｖｕに無駄な高調波成分が生じ、制御系の安定性が低下することを抑制できていない。
【００５４】
図９に、実電流Ｉｃがノイズ除去フィルタ部６２を介してフィードバック制御部６１に入力される場合の制御挙動の比較例を示す。
図８の場合と同じように、図９に示すような所定の周波数の高調波の外乱Ｄｈ１が、電圧指令信号Ｖｕに付加されている。この外乱Ｄｈ１により、実電流Ｉｃに、外乱Ｄｈ１と同じ周波数の高調波の外乱成分が生じている。図９に示す比較例では、実電流Ｉｃがノイズ除去フィルタ部６２を介してフィードバック制御部６１に入力されているため、制御用実電流Ｉｃｆは、実電流Ｉｃに対してなまされており、時刻ｔ２１で目標電流Ｉｒがステップ変化した後、電圧指令信号Ｖｕの挙動に遅れが生じ、実電流Ｉｃは、理想的な制御挙動に対して応答遅れを生じている。図９に示す例では、フィードバック制御系の一次遅れ特性のカットオフ周波数（時定数の逆数）と、高調波の外乱成分の周波数が近い。このため、ノイズ除去フィルタのフィルタ周波数帯域と、フィードバック制御系の一次遅れ特性のカットオフ周波数が近くなり、理想的な出力挙動に対するノイズ除去フィルタの出力（制御用実電流Ｉｃｆ）の位相遅れが大きくなっている。
一方、実電流Ｉｃにおける高調波の外乱成分もノイズ除去フィルタ部６２を介してフィードバック制御部６１に入力されているため、電圧指令信号Ｖｕの高調波成分が低減できている。
従って、図９に示す比較例では、電圧指令信号Ｖｕに無駄な高調波成分が生じることを防止できるが、制御挙動に遅れが生じている。
【００５５】
＜本実施形態の挙動＞
次に、本実施形態に係わる制御装置３０の制御挙動について、図１０に示すタイムチャートに従って説明する。すなわち、図４に示すように、実電流Ｉｃが非干渉ノイズ除去フィルタ部３４を介してフィードバック制御部３１に入力される場合の制御挙動を示す。
本例でも、図８及び図９の場合と同じように、図１０に示すような所定の周波数の高調波の外乱Ｄｈ１が、電圧指令信号Ｖｕに付加されている。この外乱Ｄｈ１により、実電流Ｉｃに、外乱Ｄｈ１と同じ周波数の高調波の外乱成分が生じている。図１０に示す例では、実電流Ｉｃが非干渉ノイズ除去フィルタ部３４を介してフィードバック制御部３１に入力されているため、制御用実電流Ｉｃｆは、実電流Ｉｃに含まれる高調波の外乱成分が減衰されているが、実電流Ｉｃに含まれる理想的な制御挙動の成分は位相遅れ及び減衰を生じていない。
また、図１０に示す例のように、フィードバック制御系の一次遅れ特性のカットオフ周波数と、高調波の外乱成分の周波数が近い場合でも、ノイズ除去フィルタのフィルタ周波数帯域及びフィードバック制御系の応答性を互いに分離して設定することができている。
よって、時刻ｔ３１で目標電流Ｉｒがステップ変化した後、実電流Ｉｃは、理想的な制御挙動に対して応答遅れを生じていない。また、電圧指令信号Ｖｕの高調波成分が低減できている。
【００５６】
次に、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４のより詳細な制御挙動を説明する。
目標値応答予測部３３は、目標電流Ｉｒに対する回転電機の実電流Ｉｃの予測値である予測電流Ｉｃｅを算出する。図１０に示す例では、目標値応答予測部３３の応答特性は一次遅れ特性に設定されているため、予測電流Ｉｃｅは、時刻ｔ３１の目標電流Ｉｒのステップ変化に対して、一次遅れ的に変化している。
実電流Ｉｃから予測電流Ｉｃｅを減算した電流偏差ΔＩｃには、理想的な出力挙動が含まれず、高調波の外乱成分となっている。すなわち、実電流Ｉｃに含まれる理想的な出力挙動の成分に対しては、ノイズ除去のフィルタ処理が行われないようにでき、外乱の影響などにより理想的な出力挙動から変動した実電流Ｉｃの成分に対して、ノイズ除去のフィルタ処理を行うようにすることができている。
ノイズ除去フィルタ部３２のフィルタ周波数帯域は、高調波の外乱成分の周波数帯域に設定されており、電流偏差ΔＩｃに含まれる高調波の外乱成分が減衰されて、フィルタ後の電流偏差ΔＩｃｆが算出されている。
【００５７】
非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、フィルタ後の電流偏差ΔＩｃｆと予測電流Ｉｃｅとを加算して、制御用実電流Ｉｃｆを算出している。従って、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、高調波の周波数帯域の外乱成分の影響を低減しつつ、ノイズ除去フィルタにより理想的な出力挙動が位相遅れ及び減衰を生じないようにすることができ、理想的な制御挙動を維持することができる。
【００５８】
〔その他の実施形態〕
最後に、本発明のその他の実施形態について説明する。なお、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
【００５９】
（１）上記の実施形態においては、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、式（２）、図２に示すような非干渉ノイズ除去フィルタ処理で構成されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、式（３）、図１１、又は式（４）、図１２に示すような、式（１）と数学的に等価な非干渉ノイズ除去フィルタ処理により構成にされてもよい。
【００６０】
式（３）で表せる非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、図１１に示すように、目標値Ｒに対して目標値応答予測部３３の処理を行って第一演算値Ｙ１を算出し、制御対象の出力Ｃに対してノイズ除去フィルタ部３２によるノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値Ｙ２を算出し、第一演算値Ｙ１から、第一演算値Ｙ１に対してノイズ除去フィルタ部３２によるノイズ除去フィルタ処理を行った値を減算して第五演算値Ｙ５を算出し、第二演算値Ｙ２に第五演算値Ｙ５を加算した値を制御用出力値Ｃｆとして算出する処理である。ここで、二つのノイズ除去フィルタ部３２は、同じ応答特性、及び同じフィルタ周波数帯域を有する。
【００６１】
第二演算値Ｙ２は、制御対象の出力Ｃに対してノイズ除去フィルタ処理を行って算出されるため、制御対象の出力Ｃに含まれる外乱成分だけでなく、理想的な出力挙動の成分にも位相遅れ及び減衰が生じる場合がある。
また、図１１に示す、第一演算値Ｙ１から、第一演算値Ｙ１に対してノイズ除去フィルタ処理を行った値を減算して第五演算値Ｙ５を演算する処理、すなわち式（３）における（１−Ｇｆ（ｓ））の処理は、ノイズ除去フィルタのフィルタ周波数帯域の信号成分を通過するフィルタとなる。例えば、ノイズ除去フィルタがローパスフィルタである場合はハイパスフィルタとなり、ノイズ除去フィルタがバンドストップフィルタである場合はバンドパスフィルタとなる。このフィルタ処理により、第一演算値Ｙ１に含まれるフィルタ周波数帯域の信号成分を通過させた値が第五演算値Ｙ５として算出される。よって、第五演算値Ｙ５は、理想的な出力挙動となる第一演算値Ｙ１（予測出力）から、ノイズ除去フィルタにより位相遅れ及び減衰が生じる成分のみを取り出した値となる。
よって、第二演算値Ｙ２に、第五演算値Ｙ５を加算して制御用出力値Ｃｆを算出することにより、制御対象の出力Ｃに含まれる理想的な出力挙動の成分に位相遅れ及び減衰が生じた第二演算値Ｙ２に対して、理想的な出力挙動の成分を抽出した第五演算値Ｙ５を加算して補償することができる。
従って、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、制御対象の出力Ｃから、ノイズ除去フィルタにより外乱成分を除去しつつ、ノイズ除去フィルタにより位相遅れ及び減衰を生じた理想的な出力挙動を補償して制御用出力値Ｃｆを算出することができる。
【００６２】
また、式（４）で表せる非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、図１２に示すように、制御対象の出力Ｃに対してノイズ除去フィルタ部３２によるノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値Ｙ２を算出し、目標値Ｒから、目標値Ｒに対してノイズ除去フィルタ部３２によるノイズ除去フィルタ部３２によるノイズ除去フィルタ処理を行った値を減算した第六演算値Ｙ６を算出し、第六演算値Ｙ６に対して目標値応答予測部３３の処理を行って第七演算値Ｙ７を算出し、第二演算値Ｙ２に第七演算値Ｙ７を加算した値を制御用出力値Ｃｆとして算出する処理である。ここで、二つのノイズ除去フィルタ部３２は、同じ応答特性、及び同じフィルタ周波数帯域を有する。
【００６３】
この図１２に示す場合は、図１１の場合と比べて、目標値応答予測部３３の処理と、フィルタ周波数帯域の信号成分を通過するフィルタの処理との順序が入れ替わっているが、第七演算値Ｙ７は、図１１の第五演算値Ｙ５と同様に、理想的な出力挙動から、ノイズ除去フィルタにより位相遅れ及び減衰が生じる成分のみを取り出した値となる。従って、図１２に示す非干渉ノイズ除去フィルタ部３４も、制御対象の出力Ｃから、ノイズ除去フィルタにより外乱成分を除去しつつ、ノイズ除去フィルタにより位相遅れ及び減衰を生じた理想的な出力挙動を補償して制御用出力値Ｃｆを算出することができる。
【００６４】
（２）上記の実施形態においては、制御対象を回転電機ＭＧとした場合に、目標値応答予測部３３は、式（１１）及び図６（ｄ）に示すような、一次遅れ特性を備えており、目標電流Ｉｒに対する実電流の予測値である予測電流Ｉｃｅを算出するように構成されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、目標値応答予測部３３は、フィードバック制御部３１と回転電機とを合せた応答特性を有していればよく、例えば、目標値応答予測部３３は、図６（ｃ）（ｂ）及び式（１０）に示すような処理を行うように構成されてもよい。或いは、目標値応答予測部３３は、図６（ａ）及び式（５）、式（７）、式（８）に示すような処理を行うように構成されてもよい。
【００６５】
（３）上記の実施形態においては、制御対象を回転電機ＭＧとした場合のフィードバック制御部３１は、図６（ａ）、及び式（５）、式（６）に示すように、目標電流Ｉｒと実電流Ｉｃとの偏差に基づいた比例積分制御器（ＰＩ制御器）を有し、比例ゲインＫｐは、所定のカットオフ周波数ωｆに、回転電機ＭＧのインダクタンスＬｄ、Ｌｑを乗算した値に設定され、積分ゲインＫｉは、カットオフ周波数ωｆに、回転電機ＭＧの抵抗Ｒｍを乗算した値に設定されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、制御対象を回転電機ＭＧとした場合のフィードバック制御部３１として、ＰＩ制御以外の各種のフィードバック制御を用いた制御器を用いることができる。或いは、フィードバック制御部３１の比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉを、式（６）以外の値に設定されてもよい。また、制御装置３０は、非干渉器５４、５５、５６を備えないように構成されてもよい。
この場合でも、目標値応答予測部３３は、フィードバック制御部３１と回転電機とを合せた応答特性を有しているので、図３及び図６（ａ）に示すような、制御装置３０の応答特性と回転電機ＭＧの応答特性とを有するフィードバック制御系のモデルを用いて、目標電流Ｉｒに対する実電流の予測値である予測電流Ｉｃｅを算出することができる。
【００６６】
（４）上記の実施形態においては、目標値応答予測部３３は、フィードバック制御部３１と回転電機ＭＧとを合せた応答特性を有している場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、制御装置３０が、フィードフォワード制御器などのフィードバック制御部３１以外の制御器を備える場合は、目標値応答予測部３３は、フィードバック制御部３１以外の制御器の応答特性も備えるように構成されてもよい。
なお、上記の実施形態における非干渉器５４、５５、５６は、フィードフォワード制御器に相等し、目標値応答予測部３３は、非干渉器５４、５５、５６の応答特性も備えている。
【００６７】
（５）上記の実施形態においては、制御対象が回転電機ＭＧである場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、制御対象を回転電機以外の対象としてもよく、例えば、制御装置３０は、クラッチやボールベアリング機構などを制御対象としてサーボ制御を行う、或いは内燃機関などの回転体を制御対象として回転速度制御やトルク制御を行うように構成されてもよい。
【００６８】
（６）上記の実施形態においては、制御装置３０の応答特性が連続系である場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、制御装置３０は、上記の実施形態における連続系の応答特性が離散化された応答特性を備えるように構成されてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明は、制御対象の出力が目標値に近づくように制御信号を変化させるフィードバック制御部を備えた制御装置に好適に利用することができる。
【符号の説明】
【００７０】
３０ ：制御装置
３１ ：フィードバック制御部
３２ ：ノイズ除去フィルタ部
３３ ：目標値応答予測部
３４ ：非干渉ノイズ除去フィルタ部
３５ ：制御対象
Ｒ ：目標値
Ｕ ：制御信号
Ｃ ：制御対象の出力
Ｃｅ ：予測出力
Ｃｆ ：制御用出力（制御用出力値）
Ｄｈ１ ：外乱
Ｄｈ２ ：外乱
ＭＧ ：回転電機
ＩＮ ：インバータ
４０ ：目標電流演算部
４１ ：実電流演算部
４３ ：二相三相電圧変換部
４４ ：インバータ制御部
５０ ：ｄ軸非干渉ノイズ除去フィルタ部
５１ ：ｑ軸非干渉ノイズ除去フィルタ部
５２ ：ｄ軸電流フィードバック制御部
５３ ：ｑ軸電流フィードバック制御部
Ｉｒ ：目標電流
Ｖｕ ：電圧指令信号
Ｉｃ ：実電流
Ｉｃｅ ：予測電流
Ｉｃｆ ：制御用実電流
Ｉｒｄ ：ｄ軸目標電流
Ｉｒｑ ：ｑ軸目標電流
Ｖｕｄ ：ｄ軸電圧指令信号
Ｖｕｑ ：ｑ軸電圧指令信号
Ｖｕｄ＿ｐｉ：比例積分制御によるｄ軸電圧指令信号
Ｖｕｑ＿ｐｉ：比例積分制御によるｑ軸電圧指令信号
Ｉｃｄ ：ｄ軸実電流
Ｉｃｑ ：ｑ軸実電流
Ｋｉｄ、Ｋｉｑ ：積分ゲイン
Ｋｐｄ、Ｋｐｑ ：比例ゲイン
ωｆ ：カットオフ周波数
Ｌｄ、Ｌｑ：インダクタンス
Ｒｍ ：抵抗
Φ ：鎖交磁束
Ｙ１ ：第一演算値
Ｙ２ ：第二演算値
Ｙ３ ：第三演算値
Ｙ４ ：第四演算値
Ｙ５ ：第五演算値
Ｙ６ ：第六演算値
Ｙ７ ：第七演算値
【技術分野】
【０００１】
本発明は、制御対象の出力が目標値に近づくように制御信号を変化させるフィードバック制御部を備えた制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
上記のような制御装置に関して、例えば下記の特許文献１には、制御対象を回転電機とした技術が開示されている。
特許文献１に記載されているような回転電機の制御装置では、回転電機に印加する電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）により制御しており、パルス幅変調の方式には、正弦波ＰＷＭ、過変調ＰＷＭ、及び１パルスの同期ＰＷＭなどの各種方式がある。
パルス幅変調方式では、回転電機の回転速度が高くなり、１つの交流周期（回転周期）中のＰＷＭ周期の数や、フィードバック制御を実行する制御周期の数が少なくなってくると、回転周期と、ＰＷＭ周期、制御周期のずれに起因する外乱成分としての振動成分が大きくなる。また、１パルスの同期ＰＷＭや、過変調ＰＭＭの方式の場合には、電圧指令の波形の正弦波からのずれが大きくなるために、回転電機を流れる電流に重畳される外乱成分としての高調波成分が大きくなる。
【０００３】
このような、高調波成分の重畳された実電流に基づいて、フィードバック制御を行うと、フィードバック制御部により算出される電圧指令信号にもこの高調波成分が生じる。この電圧指令信号に含まれる高調波成分により、フィードバック制御系が不要な電圧指令信号の変動を発生し、更なる電流振動の原因となり、制御系の安定性を低下させる恐れがある。
【０００４】
一方、実電流に対して高調波成分を低減するノイズ除去フィルタ処理を行って、フィルタ後の実電流に基づいてフィードバック制御を行うように構成した場合は、フィルタ処理により、フィードバック制御系の応答特性が変化し、制御系の応答性が悪化する恐れがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−８１２８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
そこで、フィードバック制御系に外乱が入力される場合でも、外乱成分による制御信号の変動を抑制できるとともに、当該制御信号の変動抑制によるフィードバック制御系の応答特性の変化を抑制できる制御装置が求められる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本実施形態に係わる、制御対象の出力が目標値に近づくように制御信号を変化させるフィードバック制御部を備えた制御装置の特徴構成は、前記目標値に対する前記制御対象の出力の応答特性を有する目標値応答予測部を備え、前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出し、前記制御対象の出力に対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値を算出し、前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理及びノイズ除去フィルタ処理を行って第三演算値を算出し、前記第二演算値に対して第一演算値を加算すると共に第三演算値を減算した値である制御用出力値を算出する処理と数学的に等価な処理である非干渉ノイズ除去フィルタ処理を行い、前記制御用出力値を制御対象の出力として前記フィードバック制御部に入力する点にある。
【０００８】
この特徴構成によれば、制御装置は、目標値に対する制御対象の出力の応答特性を有する目標値応答予測部を備えており、目標値に対する制御対象の出力の予測値を算出可能に構成されている。よって、目標値応答予測部は、制御対象に外乱が入力されず、ノイズ除去フィルタを備えていない状態での、目標値に対する制御対象の予測出力を算出可能である。よって、目標値応答予測部は、外乱が入力されず、ノイズ除去フィルタによる応答特性の変化のない、理想的な状態における制御対象の出力挙動を予測可能である。
非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、制御対象の出力に含まれる外乱成分をノイズ除去フィルタ処理により除去しつつ、目標値応答予測部の演算値を用いることにより、ノイズ除去フィルタによる理想的な出力挙動の位相遅れ及び減衰が生じないようにした制御用出力値を算出することができる。
よって、制御装置は、外乱成分による制御信号の変動を抑制しつつ、ノイズ除去フィルタにより理想的な出力挙動までが位相遅れ及び減衰を生じないようにすることができ、理想的な制御挙動を維持することができる。従って、制御装置は、制御信号の不要な変動により、制御系の安定性が低下することを抑制しつつ、制御信号の変動抑制によるフィードバック制御系の応答特性の変化を抑制できる。
【０００９】
また、前記非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出し、前記制御対象の出力から前記第一演算値を減算した値に対して、ノイズ除去フィルタ処理を行って第四演算値を算出し、前記第一演算値に第四演算値を加算した値を前記制御用出力値として算出する処理としても好適である。
【００１０】
この構成によれば、目標値に対して目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出しているので、目標値応答予測部は、外乱が入力されず、ノイズ除去フィルタによる応答特性の変化のない、理想的な状態における制御対象の出力挙動を予測することができる。
また、上記の構成によれば、制御対象の出力から理想的な出力挙動となる第一演算値を減算した値に対してノイズ除去フィルタ処理を行っているので、フィルタ処理が行われる値には、理想的な出力挙動が含まれず、外乱などによる理想的な出力挙動からの変動成分が主に含まれる。よって、ノイズ除去フィルタにより、当該変動成分を減衰することができる。
【００１１】
そして、上記の構成によれば、ノイズ除去フィルタの出力と理想的な出力挙動となる第一演算値とを加算した値を、制御対象の出力としてフィードバック制御部に入力している。よって、制御装置は、外乱成分による制御信号の変動を抑制しつつ、ノイズ除去フィルタにより理想的な出力挙動までが位相遅れ及び減衰を生じないようにすることができ、理想的な制御挙動を維持することができる。従って、制御装置は、制御信号の不要な変動により、制御系の安定性が低下することを抑制しつつ、制御信号の変動抑制によるフィードバック制御系の応答特性の変化を抑制できる。
【００１２】
また、上記の構成によれば、非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、１つの制御用出力値を算出するために、目標値応答予測部の処理及びノイズ除去フィルタ処理をそれぞれ１回ずつ行うだけとされているので、演算負荷を低減することができる。
【００１３】
また、前記非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出し、前記制御対象の出力に対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値を算出し、前記第一演算値から、前記第一演算値に対してノイズ除去フィルタ処理を行った値を減算して第五演算値を算出し、前記第二演算値に第五演算値を加算した値を前記制御用出力値として算出する処理としても好適である。
【００１４】
この構成によれば、第二演算値に、第五演算値を加算して制御用出力値を算出することにより、制御対象の出力に含まれる理想的な出力挙動の成分に位相遅れ及び減衰が生じた第二演算値に対して、理想的な出力挙動の成分を抽出した第五演算値を加算して補償することができる。従って、非干渉ノイズ除去フィルタ処理では、制御対象の出力から、ノイズ除去フィルタにより外乱成分を除去しつつ、ノイズ除去フィルタにより位相遅れ及び減衰を生じた理想的な出力挙動を補償して、制御用出力値を算出することができる。すなわち、非干渉ノイズ除去フィルタ処理では、ノイズ除去フィルタ処理により制御対象の出力に含まれる外乱成分を除去しつつ、ノイズ除去フィルタにより理想的な出力挙動までが位相遅れ及び減衰を生じないようにした制御用出力値を算出することができる。
【００１５】
また、前記非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、前記制御対象の出力に対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値を算出し、前記目標値から、前記目標値に対してノイズ除去フィルタ処理を行った値を減算した第六演算値を算出し、前記第六演算値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第七演算値を算出し、前記第二演算値に第七演算値を加算した値を前記制御用出力値として算出する処理としても好適である。
【００１６】
この構成によれば、第二演算値に、第七演算値を加算して制御用出力値を算出することにより、制御対象の出力に含まれる理想的な出力挙動の成分に位相遅れ及び減衰が生じた第二演算値に対して、理想的な出力挙動の成分を抽出した第七演算値を加算して補償することができる。従って、非干渉ノイズ除去フィルタ処理では、制御対象の出力から、ノイズ除去フィルタにより外乱成分を除去しつつ、ノイズ除去フィルタにより位相遅れ及び減衰を生じた理想的な出力挙動を補償して、制御用出力値を算出することができる。すなわち、非干渉ノイズ除去フィルタ処理では、ノイズ除去フィルタ処理により制御対象の出力に含まれる外乱成分を除去しつつ、ノイズ除去フィルタにより理想的な出力挙動までが位相遅れ及び減衰を生じないようにした制御用出力値を算出することができる。
【００１７】
また、前記制御対象の出力が、回転電機を流れる実電流であり、前記目標値が、目標電流であり、前記フィードバック制御部は、前記制御信号として前記回転電機に印加する電圧の指令信号である電圧指令信号を変化させると好適である。
【００１８】
なお、本願において「回転電機」は、モータ（電動機）、ジェネレータ（発電機）、及び必要に応じてモータ及びジェネレータの双方の機能を果たすモータ・ジェネレータのいずれをも含む概念として用いている。
【００１９】
上記の構成によれば、制御対象が回転電機である場合において、目標値応答予測部は、目標電流に対する回転電機を流れる実電流の予測値を算出可能に構成されている。よって、目標値応答予測部は、回転電機に高調波の外乱が入力されず、ノイズ除去フィルタを備えていない状態での、目標電流に対する実電流の予測電流を算出可能である。よって、目標値応答予測部は、高調波の外乱が入力されず、ノイズ除去フィルタによる応答特性の変化のない、理想的な状態における回転電機の実電流の挙動を予測することができる。
非干渉ノイズ除去フィルタ処理では、実電流に含まれる高調波の外乱成分をノイズ除去フィルタ処理により除去しつつ、目標値応答予測部の演算値を用いることにより、ノイズ除去フィルタによる理想的な実電流の挙動の位相遅れ及び減衰が生じないようにした制御用実電流値を算出することができる。
よって、制御装置は、高調波の外乱成分による電圧指令信号の変動を抑制しつつ、ノイズ除去フィルタにより理想的な実電流挙動までが位相遅れ及び減衰を生じないようにすることができ、理想的な実電流挙動を維持することができる。従って、制御装置は、制御信号の不要な変動により、制御系の安定性が低下することを抑制しつつ、電圧指令信号の変動抑制によるフィードバック制御系の応答特性の変化を抑制できる。
【００２０】
ここで、前記フィードバック制御部は、前記目標電流と前記実電流との偏差に基づいて、比例演算及び積分演算を行って前記電圧指令信号を算出する比例積分制御器を有し、前記比例積分制御器の比例ゲインは、所定のカットオフ周波数に、前記回転電機のインダクタンスを乗算した値に設定され、前記比例積分制御器の積分ゲインは、前記カットオフ周波数に、前記回転電機の抵抗を乗算した値に設定され、前記目標値応答予測部が有する応答特性は、前記カットオフ周波数の逆数を時定数とする一次遅れ特性であると好適である。
【００２１】
この構成によれば、比例ゲイン及び積分ゲインは、回転電機の応答特性に影響するインダクタンス及び抵抗に基づいて設定されているので、フィードバック制御系の応答特性を容易に設計及び管理することができる。また、目標値応答予測部の応答特性は、カットオフ周波数の逆数を時定数とする一次遅れ特性に設定されているので、目標値応答予測部の処理は、所定の時定数の一次遅れ処理とすることができ、目標値応答予測部の処理負荷を軽減できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施形態に係る制御装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る制御装置の概略構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態に係る制御装置の処理を説明するためのブロック図である。
【図４】本発明の実施形態に係る制御装置の制御対象を回転電機とした場合の概略構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施形態に係る回転電機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
【図６】図５のフィードバック制御部の構成の具体例を説明するためのブロック図である。
【図７】本発明の実施形態とは異なる比較例に係わる制御装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施形態とは異なる比較例を説明するタイムチャートである。
【図９】本発明の実施形態とは異なる比較例を説明するタイムチャートである。
【図１０】本発明の実施形態に係わる制御装置の制御挙動を説明するタイムチャートである。
【図１１】本発明のその他の実施形態に係わる制御装置の概略構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明のその他の実施形態に係わる制御装置の概略構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明の実施形態について図面を参照して説明する。制御装置３０は、制御対象３５の出力Ｃが目標値Ｒに近づくように制御信号Ｕを変化させるフィードバック制御部３１を備えている。
制御装置３０は、更に、目標値応答予測部３３と、当該目標値応答予測部３３を含む非干渉ノイズ除去フィルタ部３４と、を備えている。目標値応答予測部３３は、目標値Ｒに対する制御対象の出力Ｃの応答特性を有する。非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、目標値Ｒに対して目標値応答予測部３３の処理を行って第一演算値Ｙ１を算出し、制御対象の出力Ｃに対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値Ｙ２を算出し、目標値Ｒに対して目標値応答予測部３３の処理及びノイズ除去フィルタ処理を行って第三演算値Ｙ３を算出し、第二演算値Ｙ２に対して第一演算値Ｙ１を加算すると共に第三演算値Ｙ３を減算した値である制御用出力値Ｃｆを算出する処理と数学的に等価な処理である非干渉ノイズ除去フィルタ処理を行い、制御用出力値Ｃｆを制御対象の出力Ｃとしてフィードバック制御部３１に入力する。
【００２４】
この制御用出力値Ｃｆを算出する処理は、周波数領域（ｓ領域）では、次式（１）の数式で表せる。
ここで、ｓは、ラプラス演算子であり、Ｇｅ（ｓ）は、目標値応答予測部３３の応答特性（伝達関数）であり、Ｇｆ（ｓ）は、ノイズ除去フィルタ処理の応答特性（伝達関数）である。
式（１）の制御用出力値Ｃｆを算出する処理と数学的に等価な非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、式（１）の処理の他、以下の式（２）、式（３）、式（４）で表せる処理となる。
なお、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４が、式（１）で表せる非干渉ノイズ除去フィルタ処理である場合は、図１に示すようになる。
すなわち、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、目標値Ｒに対して目標値応答予測部３３の処理を行って第一演算値Ｙ１を算出し、制御対象の出力Ｃに対してノイズ除去フィルタ部３２によるノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値Ｙ２を算出し、目標値Ｒに対して目標値応答予測部３３の処理及びノイズ除去フィルタ部３２によるノイズ除去フィルタ処理を行って第三演算値Ｙ３を算出し、第二演算値Ｙ２に対して第一演算値Ｙ１を加算すると共に第三演算値Ｙ３を減算した値である制御用出力値Ｃｆを算出する。
ここで、二つのノイズ除去フィルタ部３２は、同じ応答特性、及び同じフィルタ周波数帯域を有し、二つの目標値応答予測部３３は、同じ応答特性、及び同じフィルタ周波数帯域を有する。
【００２５】
以下で説明する実施形態は、式（２）で表せる非干渉ノイズ除去フィルタ処理について説明する。
すなわち、式（２）で表せる非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、図２に示すように、目標値Ｒに対して目標値応答予測部３３の処理を行って第一演算値Ｙ１（以下、予測出力Ｃｅと称す）を算出し、制御対象の出力Ｃから予測出力Ｃｅを減算した値（出力偏差ΔＣと称す）に対して、ノイズ除去フィルタ部３２によりノイズ除去フィルタ処理を行って第四演算値Ｙ４（以下、フィルタ後出力偏差ΔＣｆと称す）を算出し、予測出力Ｃｅにフィルタ後出力偏差ΔＣｆを加算した値を制御用出力値Ｃｆとして算出する処理である。
すなわち、以下で説明する実施形態では、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、目標値応答予測部３３と、ノイズ除去フィルタ部３２と、を備えている。目標値応答予測部３３は、目標値Ｒに対する制御対象の出力Ｃの応答特性を有し、目標値Ｒに対する制御対象の出力Ｃの予測値である予測出力Ｃｅを算出する。ノイズ除去フィルタ部３２は、制御対象の出力Ｃから予測出力Ｃｅを減算した出力偏差ΔＣに対して、ノイズ除去のフィルタ処理を行う。そして、ノイズ除去フィルタ部３２の出力であるフィルタ後出力偏差ΔＣｆと予測出力Ｃｅとを加算した制御用出力値Ｃｆ（以下、制御用出力Ｃｆと称す）が、制御対象の出力としてフィードバック制御部３１に入力される。
フィードバック制御系には、制御信号Ｕに対する外乱Ｄｈ１や、制御対象に内在する外乱Ｄｈ２などの外乱が加わる。
以下、本実施形態に係る制御装置３０について、詳細に説明する。
【００２６】
１．フィードバック制御部３１
フィードバック制御部３１は、制御対象の出力Ｃが目標値Ｒに近づくように制御信号Ｕを変化させるフィードバック制御を行う。フィードバック制御部３１は、ＰＩＤ制御などの各種のフィードバック制御を用いることができる。制御信号Ｕは、制御対象を制御するための制御信号である。制御信号Ｕは、制御対象に直接入力されてもよく、或いは、アクチュエータ等を介して制御対象に入力されてもよい。すなわち、制御信号Ｕは、アクチュエータに入力され、アクチュエータによる操作量が制御対象に入力されてもよい。
【００２７】
２．非干渉ノイズ除去フィルタ部３４
非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、目標値応答予測部３３及びノイズ除去フィルタ部３２を備えており、制御対象の出力Ｃ及び目標値Ｒに基づいて、制御用出力Ｃｆを算出する。
２−１．目標値応答予測部３３
目標値応答予測部３３は、目標値Ｒに対する制御対象の出力Ｃの応答特性を有している。より詳細には、目標値応答予測部３３は、図３に示すように、フィードバック制御部３１と制御対象３５とを合せた応答特性を有している。すなわち、目標値応答予測部３３は、フィードバック制御部３１及び制御対象３５からなるフィードバック制御系において、目標値Ｒに対する制御対象の出力Ｃの応答である目標値応答に相当する応答特性を有している。ここで、図３に示す目標値応答予測部３３に係わるフィードバック制御系は、図２に示す現実のフィードバック制御系とは異なり、外乱が入力されず、外乱によるノイズ成分を除去するノイズ除去フィルタを備えていない。
目標値応答予測部３３の応答特性は、フィードバック制御部３１及び制御対象３５からなるフィードバック制御系の応答特性を、モデル化した応答特性であり、図３に示すように、フィードバック制御部３１及び制御対象３５のそれぞれの応答特性を表したフィードバック制御部のモデル３１ａ及び制御対象のモデル３５ａからなる応答特性であってもよいし、低次元化した応答特性であってもよい。
【００２８】
目標値応答予測部３３は、フィードバック制御系の目標値応答に相当する応答特性を用いて、目標値Ｒに対する制御対象の出力Ｃの予測値である予測出力Ｃｅを算出する。
目標値応答予測部３３は、図３に示すように、外乱が入力されず、ノイズ除去フィルタを備えていない状態で、目標値Ｒに対する制御対象の予測出力Ｃｅを算出する。よって、目標値応答予測部３３により算出される予測出力Ｃｅは、外乱が入力されず、ノイズ除去フィルタによる応答特性の変化のない、理想的な状態における制御対象の出力挙動となる。
【００２９】
２−２．ノイズ除去フィルタ部３２
ノイズ除去フィルタ部３２は、制御対象の出力Ｃから予測出力Ｃｅを減算した出力偏差ΔＣに対して、ノイズ除去のフィルタ処理を行う。
図２に示すフィードバック制御系に対して外乱Ｄｈ１、Ｄｈ２が入力されると、制御対象の出力Ｃに外乱Ｄｈ１、Ｄｈ２による変動成分が含まれる。一方、予測出力Ｃｅは、外乱の影響のない理想的な出力挙動となるため、制御対象の出力Ｃから予測出力Ｃｅを減算することにより、制御対象の出力Ｃから、外乱による変動成分を取り出すことができる。また、外乱による影響以外に、制御対象の出力Ｃが、予測出力Ｃｅから変動した場合でも、変動成分を取り出すことができる。
【００３０】
よって、ノイズ除去のフィルタ処理が行われる出力偏差ΔＣには、理想的な出力挙動が含まれず、理想的な出力挙動からの変動成分が主に含まれる。すなわち、出力Ｃに含まれる理想的な出力挙動成分に対しては、ノイズ除去のフィルタ処理が行われないようにすることができ、外乱の影響などにより理想的な出力挙動から変動した出力Ｃの成分に対して、ノイズ除去のフィルタ処理を行うようにすることができる。
【００３１】
本実施形態では、ノイズ除去フィルタ部３２は、ローパスフィルタや、バンドストップフィルタなど、所定の周波数帯域（以下、フィルタ周波数帯域と称す）の信号成分を減衰するフィルタを備えている。
例えば、フィルタ周波数帯域は、外乱に含まれる周波数成分のうち、除去したい周波数帯域に設定される。これにより、フィードバック制御系に反映させたくない周波数帯域の外乱成分をフィルタし、それ以外の周波数帯域の外乱成分をフィルタせずに、フィードバック制御系に反映させることができる。よって、理想的な出力挙動から変動した出力Ｃの成分の内、除去したい周波数帯域の変動成分を減衰させ、それ以外の変動成分を残すことができる。
なお、ノイズ除去フィルタ部３２は、複数のフィルタを備え、各フィルタに異なるフィルタ周波数帯域が設定されるように構成されてもよい。
【００３２】
２−３．制御用出力Ｃｆの算出
非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、ノイズ除去フィルタ部３２の出力ΔＣｆと予測出力Ｃｅとを加算して制御用出力Ｃｆを算出する。制御用出力Ｃｆは、制御対象の出力としてフィードバック制御部３１に入力される。
すなわち、出力Ｃから理想的な出力挙動を減算した後ノイズ除去した値に対して、再び理想的な出力挙動が加算されて、フィードバック制御部３１に入力される。
【００３３】
よって、出力Ｃに含まれる理想的な出力挙動成分に対しては、ノイズ除去のフィルタ処理が行われずに、外乱などによる理想的な出力挙動からの出力変動成分に対して、ノイズ除去のフィルタ処理が行われるようにすることができる。従って、フィードバック制御部３１は、ノイズ除去フィルタにより、除去したい周波数帯域の外乱成分の影響を低減しつつ、ノイズ除去フィルタにより、理想的な出力挙動が応答遅れを生じ、減衰されるなど影響を受けないようにすることができ、理想的な制御挙動を維持することができる。
このため、ノイズ除去フィルタのフィルタ周波数帯域及びフィードバック制御系の応答性を互いに分離して設定することができる。従って、フィードバック制御系の応答性を、外乱成分の応答性よりも低く設定するだけでなく、フィードバック制御系の応答性を、外乱成分の応答性よりも高くすることも可能になる。
【００３４】
また、理想的な出力挙動からの出力変動成分の内、除去したい周波数帯域の変動成分以外の変動成分をフィードバック制御部３１に入力させることができる。従って、出力Ｃが、除去したい周波数帯域以外の外乱成分によって変動した場合には、当該変動を検出し、目標値Ｒに近づけるようにフィードバックを行うことができる。よって、除去を意図していない外乱に対してのフィードバック性能を確保できる。
【００３５】
３．回転電機の制御装置
次に、制御対象を回転電機ＭＧとし、フィードバック制御系を、回転電機を流れる電流をフィードバック制御する系とする場合の例について説明する。この場合は、制御対象の出力Ｃが、回転電機ＭＧを流れる実電流Ｉｃであり、目標値Ｒが、目標電流Ｉｒであり、フィードバック制御部３１は、制御信号Ｕとして回転電機ＭＧに印加する電圧の指令信号である電圧指令信号Ｖｕを変化させる。すなわち、フィードバック制御部３１は、回転電機を流れる実電流Ｉｃが目標電流Ｉｒに近づくように回転電機に印加する電圧の指令信号である電圧指令信号Ｖｕを変化させる。
【００３６】
以下では、制御対象を回転電機ＭＧとし、図２で示した場合と同様に、式（２）で表せる非干渉ノイズ除去フィルタ処理を行う場合を説明する。
すなわち、制御対象を回転電機ＭＧとした場合の、式（２）で表せる非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、図４に示すように、目標電流Ｉｒに対して目標値応答予測部３３の処理を行って第一演算値Ｙ１（以下、予測電流Ｉｃｅと称す）を算出し、回転電機ＭＧを流れる実電流Ｉｃから予測電流Ｉｃｅを減算した値ΔＩｃ（以下、電流偏差ΔＩｃと称す）に対して、ノイズ除去フィルタ部３２によりノイズ除去フィルタ処理を行って第四演算値Ｙ４（以下、フィルタ後の電流偏差ΔＩｃｆと称す）を算出し、予測電流Ｉｃｅにフィルタ後の電流偏差ΔＩｃｆを加算した値を制御用実電流Ｉｃｆとして算出する処理である。
【００３７】
すなわち、以下で説明する実施形態では、目標値応答予測部３３は、目標電流Ｉｒに対する回転電機ＭＧを流れる実電流Ｉｃの応答特性を有し、目標電流Ｉｒに対する回転電機を流れる実電流の予測値である予測電流Ｉｃｅを算出する。ノイズ除去フィルタ部３２は、実電流Ｉｃから予測電流Ｉｃｅを減算した値ΔＩｃに対してノイズ除去のフィルタ処理を行う。そして、ノイズ除去フィルタ部３２の出力ΔＩｃｆと予測電流Ｉｃｅとを加算した値Ｉｃｆを、回転電機を流れる実電流としてフィードバック制御部３１に入力する。この場合でも、目標値応答予測部３３及びノイズ除去フィルタ部３２を備え、実電流Ｉｃ及び目標電流Ｉｒに基づいて、制御用実電流Ｉｃｆを算出する機能部を、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４とする。
フィードバック制御系には、電圧指令信号Ｖｕに対する高調波の外乱Ｄｈ１や、回転電機に内在する高調波の外乱Ｄｈ２などの外乱が加わる。
以下、回転電機の制御装置３０について、詳細に説明する。
【００３８】
３−１．回転電機ＭＧ
回転電機ＭＧは、ステータとロータを有している。図５に示すように、回転電機ＭＧは、直流交流変換を行うインバータＩＮを介して蓄電装置に電気的に接続されている。そして、回転電機ＭＧは、電力の供給を受けて動力を発生するモータ（電動機）としての機能と、動力の供給を受けて電力を発生するジェネレータ（発電機）としての機能と、を果たすことが可能とされている。インバータＩＮは、蓄電装置の直流電力を交流電力に変換して回転電機ＭＧを駆動するため、或いは回転電機ＭＧが発電した交流電力を直流電力に変換して蓄電装置に充電するための複数のスイッチング素子を備えている。
本実施形態に係わる回転電機ＭＧは、三相交流により動作する同期電動機である。本実施形態では、回転電機ＭＧは、ロータに永久磁石を備え、ステータにコイルを備えた、永久磁石同期電動機とされている。なお、永久磁石の代わりに、電磁石が備えられていてもよい。
【００３９】
３−２．回転電機の制御装置３０
図５に示すように、回転電機の制御装置３０は、目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑに対して、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行うように構成されている。
ベクトル制御では、ロータに備えられた磁石のＮ極の向き（磁極位置）にｄ軸を定め、これより電気角でπ／２進んだ方向にｑ軸をとり、ロータの電気角での回転に同期して回転するｄ軸及びｑ軸からなるｄｑ軸回転座標系を設定する。ここで、Ｕ相コイルを基準にｄ軸（磁極位置）の進み角（電気角）が磁極位置θｒｅとして定義されている。そして、ベクトル制御では、目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑをｄｑ軸回転座標系で設定し、各相のコイルに流れる三相実電流Ｉｃｕ、Ｉｃｖ、Ｉｃｗを、磁極位置θｒｅに基づき、ｄｑ軸回転座標系で表した二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑに変換し、二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑが二相目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑに近づくように回転電機ＭＧに印加する電圧を制御する電流フィードバック制御を行う。
【００４０】
本実施形態では、回転電機の制御装置３０は、目標電流演算部４０、実電流演算部４１、電流フィードバック制御部５２、５３、二相三相電圧変換部４３、及びインバータ制御部４４の機能部を備えており、各機能部が協働して、電流フィードバック制御を行うように構成されている。
また、本実施形態に係わる回転電機の制御装置３０では、二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑのそれぞれに対して非干渉ノイズ除去フィルタ部５０、５１が備えられている。
【００４１】
３−２−１．目標電流演算部４０
目標電流演算部４０は、回転電機ＭＧを流れる目標電流をｄｑ軸回転座標系で表した二相目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑを演算する。二相目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑは、例えば、回転電機ＭＧに出力させるトルクの目標値などに基づいて算出される。
【００４２】
３−２−２．実電流演算部４１
実電流演算部４１は、回転電機ＭＧを流れる実電流Ｉｃｕ、Ｉｃｖ、Ｉｃｗに基づいて、ｄｑ軸回転座標系で表した二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑを演算する。本実施形態では、実電流演算部４１は、電流センサＳｅ１の入力信号に基づいて各相のコイルを流れる三相実電流Ｉｃｕ、Ｉｃｖ、Ｉｃｗを検出する。そして、実電流演算部４１は、三相実電流Ｉｃｕ、Ｉｃｖ、Ｉｃｗを、磁極位置θｒｅに基づいて、三相二相変換及び回転座標変換を行って、ｄｑ軸回転座標系で表した二相実電流であるｄ軸実電流Ｉｃｄ及びｑ軸実電流Ｉｃｑに変換する。
なお、制御装置３０は、回転速度センサＳｅ２の入力信号に基づいて、回転電機ＭＧの磁極位置θｒｅ、磁極位置θｒｅの回転速度（角速度）である磁極回転速度ωｒｅを検出する。ここで、磁極位置θｒｅ及び磁極回転速度ωｒｅは、ロータの回転角度及び回転速度（角速度）を電気角で表したものである。なお、入力軸回転速度センサＳｅ２として、レゾルバ、又はロータリエンコーダなどが用いられる。
【００４３】
３−２−３．二相三相電圧変換部４３
二相三相電圧変換部４３は、電流フィードバック制御部５２、５３が算出した二相電圧指令信号Ｖｕｄ、Ｖｕｑを、三相の電圧指令信号Ｖｕｕ、Ｖｕｖ、Ｖｕｗに変換する。すなわち、ｄｑ軸回転座標系で表した二相電圧指令信号Ｖｕｄ、Ｖｕｑを、磁極位置θｒｅに基づいて、固定座標変換及び二相三相変換を行って、三相それぞれのコイルへの電圧指令信号である三相電圧指令信号Ｖｕｕ、Ｖｕｖ、Ｖｕｗに変換する。
【００４４】
３−２−４．インバータ制御部４４
インバータ制御部４４は、三相電圧指令信号Ｖｕｕ、Ｖｕｖ、Ｖｕｗに基づき、インバータＩＮが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。
本実施形態では、インバータ制御部４４は、三相電圧指令信号Ｖｕｕ、Ｖｕｖ、Ｖｕｗとキャリア波との比較に基づく各種のパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）により、インバータ制御信号Ｓｕｖｗを生成する。インバータＩＮが備える複数のスイッチング素子は、インバータ制御信号Ｓｕｖｗに基づきオンオフ制御される。
パルス幅変調の方式には、正弦波ＰＷＭ、空間ＰＷＭ、過変調ＰＷＭ、１パルスの同期ＰＷＭなどがあり、各ＰＷＭ方式が切り替え可能に構成されてもよい。
【００４５】
３−２−５．電流フィードバック制御部５２、５３
電流フィードバック制御部５２、５３は、二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑが二相目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑに近づくように、回転電機ＭＧに印加する電圧の指令信号をｄｑ軸回転座標系で表した二相電圧指令信号Ｖｕｄ、Ｖｕｑを変化させる。
本実施形態では、電流フィードバック制御部５２、５３は、次式（５）及び図６（ａ）に示すように、二相目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑと二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑとの偏差に基づいて、比例演算及び積分演算を行って比例積分制御による二相電圧指令信号Ｖｕｄ＿ｐｉ、Ｖｕｑ＿ｐｉを算出する比例積分制御器（ＰＩ制御器）を有している。
ここで、Ｋｐｄは、ｄ軸比例ゲインであり、Ｋｐｑは、ｑ軸比例ゲインであり、Ｋｉｄは、ｄ軸積分ゲインであり、Ｋｉｑは、ｑ軸積分ゲインである。
本実施形態では、次式（６）に示すように、比例ゲインＫｐｄ、Ｋｐｑは、所定のカットオフ周波数ωｆに、回転電機のｄ軸及びｑ軸のインダクタンスＬｄ、Ｌｑを乗算した値に設定され、積分ゲインＫｉｄ、Ｋｉｑは、カットオフ周波数ωｆに、回転電機の抵抗Ｒｍを乗算した値に設定される。
また、本実施形態では、制御装置３０に、次式（７）及び図６（ａ）に示すように、電流フィードバック制御部５２、５３に加えて非干渉器５４、５５、５６が備えられており、非干渉器５４、５５、５６の算出値ΔＶｕｄ、ΔＶｕｑが、比例積分制御による二相電圧指令信号Ｖｕｄ＿ｐｉ、Ｖｕｑ＿ｐｉに加算されて、最終的な二相電圧指令信号Ｖｕｄ、Ｖｕｑが算出される。
ここで、Φは、磁石による鎖交磁束である。
【００４６】
回転電機の応答特性、すなわち、二相電圧指令信号Ｖｕｄ、Ｖｕｑに対する二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑの応答特性は、図６（ａ）及び次式（８）に示すように表せる。
図６（ａ）及び式（８）から、回転電機の応答特性において、ｄ軸実電流Ｉｃｄ及びｑ軸実電流Ｉｃｑが互いに干渉していることがわかる。また、ｑ軸実電流Ｉｃｑには、鎖交磁束Φの項が干渉している。制御装置３０に備えられた非干渉器５４、５５、５６により、二相実電流間Ｉｃｄ、Ｉｃｑ間の干渉及び鎖交磁束Φの干渉を打ち消して、非干渉化するように構成されている。
すなわち、式（７）に示すように、非干渉器５４、５５、５６の算出値ΔＶｕｄ、ΔＶｕｑが比例積分制御による二相電圧指令信号Ｖｕｄ＿ｐｉ、Ｖｕｑ＿ｐｉに加算されて、二相電圧指令信号Ｖｕｄ、Ｖｕｑが算出されることにより、式（８）の干渉項を打ち消すことができる。
【００４７】
よって、非干渉器５４、５５、５６を備えることにより、図６（ｂ）に示すように、ｄ軸実電流Ｉｃｄ及びｑ軸実電流Ｉｃｑを、互いに干渉しない、独立した電流フィードバック制御系とすることができる。すなわち、図６（ｂ）及び次式（９）に示すように、比例積分制御によるｄ軸電圧指令信号Ｖｕｄ＿ｐｉに対するｄ軸実電流Ｉｃｄの応答特性、及び比例積分制御によるｑ軸電圧指令信号Ｖｕｑ＿ｐｉに対するｑ軸実電流Ｉｃｑの応答特性を、インダクタンスＬｄ、Ｌｑ及び抵抗Ｒｍを用いた一次遅れで表せる。
【００４８】
また、本実施形態では、電流フィードバック制御部５２、５３は、比例積分制御器を有しており、比例ゲインＫｐｄ、Ｋｐｑ及び積分ゲインＫｉｄ、Ｋｉｑは、式（６）に示したように、インダクタンスＬｄ、Ｌｑ、回転電機の抵抗Ｒｍ、カットオフ周波数ωｆに基づいて設定されている。よって、各電流フィードバック制御部５２、５３と回転電機を合わせた応答特性は、図６（ｃ）及び次式（１０）で示すように、カットオフ周波数ωｆのゲインを有する積分器で表せる。
【００４９】
更に整理すると、二相目標電流Ｉｒｄ、Ｉｒｑに対する二相実電流Ｉｃｄ、Ｉｃｑの応答特性は、図６（ｄ）及び次式（１１）で示すように、カットオフ周波数ωｆの逆数の時定数を有する一次遅れで表せる。
よって、目標値応答予測部３３の処理は、所定の時定数の一次遅れ処理の簡単な演算で行うことができる。
【００５０】
３−２−６．非干渉ノイズ除去フィルタ部５０、５１
図５に示すように、制御装置３０は、ｄ軸電流用の非干渉ノイズ除去フィルタ部５０、及びｑ軸電流用の非干渉ノイズ除去フィルタ部５１を備えている。各非干渉ノイズ除去フィルタ部５０、５１は、それぞれ図４に示す非干渉ノイズ除去フィルタ部３４の構成、すなわち、ｄ軸電流用及びｑ軸電流用の目標値応答予測部３３及びノイズ除去フィルタ部３２を備えている。
３−２−６−１．目標値応答予測部３３
上記したように、フィードバック制御部３１及び回転電機からなるフィードバック制御系の目標値応答は、式（１１）に示すような、カットオフ周波数ωｆの逆数の時定数を有する一次遅れで表せる。
これに対応して、目標値応答予測部３３が有する応答特性は、式（１１）に示すような、カットオフ周波数ωｆの逆数を時定数とする一次遅れ特性に設定されている。
すなわち、目標値応答予測部３３は、ｄ軸電流及びｑ軸電流のそれぞれについて、目標電流Ｉｒに対して、カットオフ周波数ωｆの逆数を時定数とする一次遅れ処理を行った値を、予測電流Ｉｃｅとして算出する。
よって、目標電流Ｉｒに対する一次遅れの実電流挙動が、理想的な出力挙動となる。
【００５１】
３−２−６−２．ノイズ除去フィルタ部３２
ノイズ除去フィルタ部３２のフィルタ周波数帯域は、電圧指令信号Ｖｕに対する高調波の外乱Ｄｈ１として、インバータ制御部４４で生じる高調波の外乱の周波数帯域に設定されている。
インバータ制御部４４は、回転電機の回転周期の交流信号となる三相電圧指令信号Ｖｕｕ、Ｖｕｖ、Ｖｕｗと、当該三相電圧指令信号の周波数より高い周波数（高調波）を有するキャリア波とを比較して、インバータＩＮのスイッチング素子をオンオフ制御している。このため、キャリア波を用いたスイッチング素子のオンオフ制御により、電圧指令信号Ｖｕに対してキャリア波の周波数（高調波）の外乱成分が付加され、実電流の高調波の外乱成分となって表れる。特に、回転電機の回転速度が高くなり、１つの交流周期（回転周期）中のＰＷＭ周期（キャリア波）の数や、フィードバック制御を実行する制御周期の数が少なくなってくると、回転周期と、ＰＷＭ周期、制御周期のずれに起因する外乱成分としての高調波成分が大きくなる。
また、１パルスの同期ＰＷＭや、過変調ＰＭＭの方式の場合には、電圧指令の波形の正弦波からのずれが大きくなるために、回転電機を流れる電流に重畳される外乱成分としての高調波成分が大きくなる。
また、回転電機は、回転電機に内在する高調波の外乱Ｄｈ２として、回転に伴い、高調波のトルク変動（コギングトルク）を発生し、このトルク変動が、実電流の高調波の外乱成分となって表れる。
よって、ノイズ除去フィルタ部３２のフィルタ周波数帯域は、これらの高調波の外乱成分の周波数帯域に設定されている。
従って、フィードバック制御部３１は、高調波の周波数帯域の外乱成分の影響を低減しつつ、理想的な制御挙動を維持することができる。
【００５２】
３−２−７．制御挙動
次に、図７から図１０を参照して、制御挙動を説明する。
＜本実施形態とは異なる挙動（比較例）＞
まず、図７から図９を参照して、本実施形態とは異なる比較例に係わる制御装置６０における比較例の制御挙動を説明する。
この比較例に係わる制御装置６０は、図７に示すように、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４を備えず、実電流Ｉｃが、直接又はノイズ除去フィルタ部６２のみを介してフィードバック制御部６１に入力される。
【００５３】
図８に、実電流Ｉｃが直接フィードバック制御部６１に入力される場合の制御挙動の比較例を示す。
図８に示すような所定の周波数の高調波の外乱Ｄｈ１が、電圧指令信号Ｖｕに付加されている。この外乱Ｄｈ１により、実電流Ｉｃに、外乱Ｄｈ１と同じ周波数の高調波の外乱成分が生じている。図８に示す比較例では、実電流Ｉｃが直接フィードバック制御部６１に入力されているため、時刻ｔ１１で目標電流Ｉｒがステップ変化した後、実電流Ｉｃは、理想的な制御挙動に対して応答遅れを生じていない。一方、実電流Ｉｃにおける高調波の外乱成分も直接フィードバック制御部６１に入力されているため、電圧指令信号Ｖｕに不要な高調波成分が生じている。この不要な電圧指令信号Ｖｕが、更なる電流振動の原因となり、制御系の安定性を低下させる恐れがある。なお、ＰＩ制御などの通常のフィードバック制御では、高調波の外乱のような周期的に変動する外乱に対して、外乱成分を十分に低減できない。
従って、図８に示す比較例では、制御挙動に応答遅れが生じることを抑制できるが、電圧指令信号Ｖｕに無駄な高調波成分が生じ、制御系の安定性が低下することを抑制できていない。
【００５４】
図９に、実電流Ｉｃがノイズ除去フィルタ部６２を介してフィードバック制御部６１に入力される場合の制御挙動の比較例を示す。
図８の場合と同じように、図９に示すような所定の周波数の高調波の外乱Ｄｈ１が、電圧指令信号Ｖｕに付加されている。この外乱Ｄｈ１により、実電流Ｉｃに、外乱Ｄｈ１と同じ周波数の高調波の外乱成分が生じている。図９に示す比較例では、実電流Ｉｃがノイズ除去フィルタ部６２を介してフィードバック制御部６１に入力されているため、制御用実電流Ｉｃｆは、実電流Ｉｃに対してなまされており、時刻ｔ２１で目標電流Ｉｒがステップ変化した後、電圧指令信号Ｖｕの挙動に遅れが生じ、実電流Ｉｃは、理想的な制御挙動に対して応答遅れを生じている。図９に示す例では、フィードバック制御系の一次遅れ特性のカットオフ周波数（時定数の逆数）と、高調波の外乱成分の周波数が近い。このため、ノイズ除去フィルタのフィルタ周波数帯域と、フィードバック制御系の一次遅れ特性のカットオフ周波数が近くなり、理想的な出力挙動に対するノイズ除去フィルタの出力（制御用実電流Ｉｃｆ）の位相遅れが大きくなっている。
一方、実電流Ｉｃにおける高調波の外乱成分もノイズ除去フィルタ部６２を介してフィードバック制御部６１に入力されているため、電圧指令信号Ｖｕの高調波成分が低減できている。
従って、図９に示す比較例では、電圧指令信号Ｖｕに無駄な高調波成分が生じることを防止できるが、制御挙動に遅れが生じている。
【００５５】
＜本実施形態の挙動＞
次に、本実施形態に係わる制御装置３０の制御挙動について、図１０に示すタイムチャートに従って説明する。すなわち、図４に示すように、実電流Ｉｃが非干渉ノイズ除去フィルタ部３４を介してフィードバック制御部３１に入力される場合の制御挙動を示す。
本例でも、図８及び図９の場合と同じように、図１０に示すような所定の周波数の高調波の外乱Ｄｈ１が、電圧指令信号Ｖｕに付加されている。この外乱Ｄｈ１により、実電流Ｉｃに、外乱Ｄｈ１と同じ周波数の高調波の外乱成分が生じている。図１０に示す例では、実電流Ｉｃが非干渉ノイズ除去フィルタ部３４を介してフィードバック制御部３１に入力されているため、制御用実電流Ｉｃｆは、実電流Ｉｃに含まれる高調波の外乱成分が減衰されているが、実電流Ｉｃに含まれる理想的な制御挙動の成分は位相遅れ及び減衰を生じていない。
また、図１０に示す例のように、フィードバック制御系の一次遅れ特性のカットオフ周波数と、高調波の外乱成分の周波数が近い場合でも、ノイズ除去フィルタのフィルタ周波数帯域及びフィードバック制御系の応答性を互いに分離して設定することができている。
よって、時刻ｔ３１で目標電流Ｉｒがステップ変化した後、実電流Ｉｃは、理想的な制御挙動に対して応答遅れを生じていない。また、電圧指令信号Ｖｕの高調波成分が低減できている。
【００５６】
次に、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４のより詳細な制御挙動を説明する。
目標値応答予測部３３は、目標電流Ｉｒに対する回転電機の実電流Ｉｃの予測値である予測電流Ｉｃｅを算出する。図１０に示す例では、目標値応答予測部３３の応答特性は一次遅れ特性に設定されているため、予測電流Ｉｃｅは、時刻ｔ３１の目標電流Ｉｒのステップ変化に対して、一次遅れ的に変化している。
実電流Ｉｃから予測電流Ｉｃｅを減算した電流偏差ΔＩｃには、理想的な出力挙動が含まれず、高調波の外乱成分となっている。すなわち、実電流Ｉｃに含まれる理想的な出力挙動の成分に対しては、ノイズ除去のフィルタ処理が行われないようにでき、外乱の影響などにより理想的な出力挙動から変動した実電流Ｉｃの成分に対して、ノイズ除去のフィルタ処理を行うようにすることができている。
ノイズ除去フィルタ部３２のフィルタ周波数帯域は、高調波の外乱成分の周波数帯域に設定されており、電流偏差ΔＩｃに含まれる高調波の外乱成分が減衰されて、フィルタ後の電流偏差ΔＩｃｆが算出されている。
【００５７】
非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、フィルタ後の電流偏差ΔＩｃｆと予測電流Ｉｃｅとを加算して、制御用実電流Ｉｃｆを算出している。従って、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、高調波の周波数帯域の外乱成分の影響を低減しつつ、ノイズ除去フィルタにより理想的な出力挙動が位相遅れ及び減衰を生じないようにすることができ、理想的な制御挙動を維持することができる。
【００５８】
〔その他の実施形態〕
最後に、本発明のその他の実施形態について説明する。なお、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
【００５９】
（１）上記の実施形態においては、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、式（２）、図２に示すような非干渉ノイズ除去フィルタ処理で構成されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、式（３）、図１１、又は式（４）、図１２に示すような、式（１）と数学的に等価な非干渉ノイズ除去フィルタ処理により構成にされてもよい。
【００６０】
式（３）で表せる非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、図１１に示すように、目標値Ｒに対して目標値応答予測部３３の処理を行って第一演算値Ｙ１を算出し、制御対象の出力Ｃに対してノイズ除去フィルタ部３２によるノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値Ｙ２を算出し、第一演算値Ｙ１から、第一演算値Ｙ１に対してノイズ除去フィルタ部３２によるノイズ除去フィルタ処理を行った値を減算して第五演算値Ｙ５を算出し、第二演算値Ｙ２に第五演算値Ｙ５を加算した値を制御用出力値Ｃｆとして算出する処理である。ここで、二つのノイズ除去フィルタ部３２は、同じ応答特性、及び同じフィルタ周波数帯域を有する。
【００６１】
第二演算値Ｙ２は、制御対象の出力Ｃに対してノイズ除去フィルタ処理を行って算出されるため、制御対象の出力Ｃに含まれる外乱成分だけでなく、理想的な出力挙動の成分にも位相遅れ及び減衰が生じる場合がある。
また、図１１に示す、第一演算値Ｙ１から、第一演算値Ｙ１に対してノイズ除去フィルタ処理を行った値を減算して第五演算値Ｙ５を演算する処理、すなわち式（３）における（１−Ｇｆ（ｓ））の処理は、ノイズ除去フィルタのフィルタ周波数帯域の信号成分を通過するフィルタとなる。例えば、ノイズ除去フィルタがローパスフィルタである場合はハイパスフィルタとなり、ノイズ除去フィルタがバンドストップフィルタである場合はバンドパスフィルタとなる。このフィルタ処理により、第一演算値Ｙ１に含まれるフィルタ周波数帯域の信号成分を通過させた値が第五演算値Ｙ５として算出される。よって、第五演算値Ｙ５は、理想的な出力挙動となる第一演算値Ｙ１（予測出力）から、ノイズ除去フィルタにより位相遅れ及び減衰が生じる成分のみを取り出した値となる。
よって、第二演算値Ｙ２に、第五演算値Ｙ５を加算して制御用出力値Ｃｆを算出することにより、制御対象の出力Ｃに含まれる理想的な出力挙動の成分に位相遅れ及び減衰が生じた第二演算値Ｙ２に対して、理想的な出力挙動の成分を抽出した第五演算値Ｙ５を加算して補償することができる。
従って、非干渉ノイズ除去フィルタ部３４は、制御対象の出力Ｃから、ノイズ除去フィルタにより外乱成分を除去しつつ、ノイズ除去フィルタにより位相遅れ及び減衰を生じた理想的な出力挙動を補償して制御用出力値Ｃｆを算出することができる。
【００６２】
また、式（４）で表せる非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、図１２に示すように、制御対象の出力Ｃに対してノイズ除去フィルタ部３２によるノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値Ｙ２を算出し、目標値Ｒから、目標値Ｒに対してノイズ除去フィルタ部３２によるノイズ除去フィルタ部３２によるノイズ除去フィルタ処理を行った値を減算した第六演算値Ｙ６を算出し、第六演算値Ｙ６に対して目標値応答予測部３３の処理を行って第七演算値Ｙ７を算出し、第二演算値Ｙ２に第七演算値Ｙ７を加算した値を制御用出力値Ｃｆとして算出する処理である。ここで、二つのノイズ除去フィルタ部３２は、同じ応答特性、及び同じフィルタ周波数帯域を有する。
【００６３】
この図１２に示す場合は、図１１の場合と比べて、目標値応答予測部３３の処理と、フィルタ周波数帯域の信号成分を通過するフィルタの処理との順序が入れ替わっているが、第七演算値Ｙ７は、図１１の第五演算値Ｙ５と同様に、理想的な出力挙動から、ノイズ除去フィルタにより位相遅れ及び減衰が生じる成分のみを取り出した値となる。従って、図１２に示す非干渉ノイズ除去フィルタ部３４も、制御対象の出力Ｃから、ノイズ除去フィルタにより外乱成分を除去しつつ、ノイズ除去フィルタにより位相遅れ及び減衰を生じた理想的な出力挙動を補償して制御用出力値Ｃｆを算出することができる。
【００６４】
（２）上記の実施形態においては、制御対象を回転電機ＭＧとした場合に、目標値応答予測部３３は、式（１１）及び図６（ｄ）に示すような、一次遅れ特性を備えており、目標電流Ｉｒに対する実電流の予測値である予測電流Ｉｃｅを算出するように構成されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、目標値応答予測部３３は、フィードバック制御部３１と回転電機とを合せた応答特性を有していればよく、例えば、目標値応答予測部３３は、図６（ｃ）（ｂ）及び式（１０）に示すような処理を行うように構成されてもよい。或いは、目標値応答予測部３３は、図６（ａ）及び式（５）、式（７）、式（８）に示すような処理を行うように構成されてもよい。
【００６５】
（３）上記の実施形態においては、制御対象を回転電機ＭＧとした場合のフィードバック制御部３１は、図６（ａ）、及び式（５）、式（６）に示すように、目標電流Ｉｒと実電流Ｉｃとの偏差に基づいた比例積分制御器（ＰＩ制御器）を有し、比例ゲインＫｐは、所定のカットオフ周波数ωｆに、回転電機ＭＧのインダクタンスＬｄ、Ｌｑを乗算した値に設定され、積分ゲインＫｉは、カットオフ周波数ωｆに、回転電機ＭＧの抵抗Ｒｍを乗算した値に設定されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、制御対象を回転電機ＭＧとした場合のフィードバック制御部３１として、ＰＩ制御以外の各種のフィードバック制御を用いた制御器を用いることができる。或いは、フィードバック制御部３１の比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉを、式（６）以外の値に設定されてもよい。また、制御装置３０は、非干渉器５４、５５、５６を備えないように構成されてもよい。
この場合でも、目標値応答予測部３３は、フィードバック制御部３１と回転電機とを合せた応答特性を有しているので、図３及び図６（ａ）に示すような、制御装置３０の応答特性と回転電機ＭＧの応答特性とを有するフィードバック制御系のモデルを用いて、目標電流Ｉｒに対する実電流の予測値である予測電流Ｉｃｅを算出することができる。
【００６６】
（４）上記の実施形態においては、目標値応答予測部３３は、フィードバック制御部３１と回転電機ＭＧとを合せた応答特性を有している場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、制御装置３０が、フィードフォワード制御器などのフィードバック制御部３１以外の制御器を備える場合は、目標値応答予測部３３は、フィードバック制御部３１以外の制御器の応答特性も備えるように構成されてもよい。
なお、上記の実施形態における非干渉器５４、５５、５６は、フィードフォワード制御器に相等し、目標値応答予測部３３は、非干渉器５４、５５、５６の応答特性も備えている。
【００６７】
（５）上記の実施形態においては、制御対象が回転電機ＭＧである場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、制御対象を回転電機以外の対象としてもよく、例えば、制御装置３０は、クラッチやボールベアリング機構などを制御対象としてサーボ制御を行う、或いは内燃機関などの回転体を制御対象として回転速度制御やトルク制御を行うように構成されてもよい。
【００６８】
（６）上記の実施形態においては、制御装置３０の応答特性が連続系である場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、制御装置３０は、上記の実施形態における連続系の応答特性が離散化された応答特性を備えるように構成されてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明は、制御対象の出力が目標値に近づくように制御信号を変化させるフィードバック制御部を備えた制御装置に好適に利用することができる。
【符号の説明】
【００７０】
３０ ：制御装置
３１ ：フィードバック制御部
３２ ：ノイズ除去フィルタ部
３３ ：目標値応答予測部
３４ ：非干渉ノイズ除去フィルタ部
３５ ：制御対象
Ｒ ：目標値
Ｕ ：制御信号
Ｃ ：制御対象の出力
Ｃｅ ：予測出力
Ｃｆ ：制御用出力（制御用出力値）
Ｄｈ１ ：外乱
Ｄｈ２ ：外乱
ＭＧ ：回転電機
ＩＮ ：インバータ
４０ ：目標電流演算部
４１ ：実電流演算部
４３ ：二相三相電圧変換部
４４ ：インバータ制御部
５０ ：ｄ軸非干渉ノイズ除去フィルタ部
５１ ：ｑ軸非干渉ノイズ除去フィルタ部
５２ ：ｄ軸電流フィードバック制御部
５３ ：ｑ軸電流フィードバック制御部
Ｉｒ ：目標電流
Ｖｕ ：電圧指令信号
Ｉｃ ：実電流
Ｉｃｅ ：予測電流
Ｉｃｆ ：制御用実電流
Ｉｒｄ ：ｄ軸目標電流
Ｉｒｑ ：ｑ軸目標電流
Ｖｕｄ ：ｄ軸電圧指令信号
Ｖｕｑ ：ｑ軸電圧指令信号
Ｖｕｄ＿ｐｉ：比例積分制御によるｄ軸電圧指令信号
Ｖｕｑ＿ｐｉ：比例積分制御によるｑ軸電圧指令信号
Ｉｃｄ ：ｄ軸実電流
Ｉｃｑ ：ｑ軸実電流
Ｋｉｄ、Ｋｉｑ ：積分ゲイン
Ｋｐｄ、Ｋｐｑ ：比例ゲイン
ωｆ ：カットオフ周波数
Ｌｄ、Ｌｑ：インダクタンス
Ｒｍ ：抵抗
Φ ：鎖交磁束
Ｙ１ ：第一演算値
Ｙ２ ：第二演算値
Ｙ３ ：第三演算値
Ｙ４ ：第四演算値
Ｙ５ ：第五演算値
Ｙ６ ：第六演算値
Ｙ７ ：第七演算値
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御対象の出力が目標値に近づくように制御信号を変化させるフィードバック制御部を備えた制御装置であって、
前記目標値に対する前記制御対象の出力の応答特性を有する目標値応答予測部を備え、
前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出し、
前記制御対象の出力に対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値を算出し、
前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理及びノイズ除去フィルタ処理を行って第三演算値を算出し、
前記第二演算値に対して第一演算値を加算すると共に第三演算値を減算した値である制御用出力値を算出する処理と数学的に等価な処理である非干渉ノイズ除去フィルタ処理を行い、
前記制御用出力値を制御対象の出力として前記フィードバック制御部に入力する制御装置。
【請求項２】
前記非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、
前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出し、
前記制御対象の出力から前記第一演算値を減算した値に対して、ノイズ除去フィルタ処理を行って第四演算値を算出し、
前記第一演算値に第四演算値を加算した値を前記制御用出力値として算出する処理である請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、
前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出し、
前記制御対象の出力に対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値を算出し、
前記第一演算値から、前記第一演算値に対してノイズ除去フィルタ処理を行った値を減算して第五演算値を算出し、
前記第二演算値に第五演算値を加算した値を前記制御用出力値として算出する処理である請求項１に記載の制御装置。
【請求項４】
前記非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、
前記制御対象の出力に対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値を算出し、
前記目標値から、前記目標値に対してノイズ除去フィルタ処理を行った値を減算した第六演算値を算出し、
前記第六演算値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第七演算値を算出し、
前記第二演算値に第七演算値を加算した値を前記制御用出力値として算出する処理である請求項１に記載の制御装置。
【請求項５】
前記制御対象の出力が、回転電機を流れる実電流であり、前記目標値が、目標電流であり、前記フィードバック制御部は、前記制御信号として前記回転電機に印加する電圧の指令信号である電圧指令信号を変化させる請求項１から４のいずれか一項に記載の制御装置。
【請求項６】
前記フィードバック制御部は、前記目標電流と前記実電流との偏差に基づいて、比例演算及び積分演算を行って前記電圧指令信号を算出する比例積分制御器を有し、
前記比例積分制御器の比例ゲインは、所定のカットオフ周波数に、前記回転電機のインダクタンスを乗算した値に設定され、前記比例積分制御器の積分ゲインは、前記カットオフ周波数に、前記回転電機の抵抗を乗算した値に設定され、
前記目標値応答予測部が有する応答特性は、前記カットオフ周波数の逆数を時定数とする一次遅れ特性である請求項５に記載の制御装置。
【請求項１】
制御対象の出力が目標値に近づくように制御信号を変化させるフィードバック制御部を備えた制御装置であって、
前記目標値に対する前記制御対象の出力の応答特性を有する目標値応答予測部を備え、
前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出し、
前記制御対象の出力に対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値を算出し、
前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理及びノイズ除去フィルタ処理を行って第三演算値を算出し、
前記第二演算値に対して第一演算値を加算すると共に第三演算値を減算した値である制御用出力値を算出する処理と数学的に等価な処理である非干渉ノイズ除去フィルタ処理を行い、
前記制御用出力値を制御対象の出力として前記フィードバック制御部に入力する制御装置。
【請求項２】
前記非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、
前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出し、
前記制御対象の出力から前記第一演算値を減算した値に対して、ノイズ除去フィルタ処理を行って第四演算値を算出し、
前記第一演算値に第四演算値を加算した値を前記制御用出力値として算出する処理である請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、
前記目標値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第一演算値を算出し、
前記制御対象の出力に対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値を算出し、
前記第一演算値から、前記第一演算値に対してノイズ除去フィルタ処理を行った値を減算して第五演算値を算出し、
前記第二演算値に第五演算値を加算した値を前記制御用出力値として算出する処理である請求項１に記載の制御装置。
【請求項４】
前記非干渉ノイズ除去フィルタ処理は、
前記制御対象の出力に対してノイズ除去フィルタ処理を行って第二演算値を算出し、
前記目標値から、前記目標値に対してノイズ除去フィルタ処理を行った値を減算した第六演算値を算出し、
前記第六演算値に対して前記目標値応答予測部の処理を行って第七演算値を算出し、
前記第二演算値に第七演算値を加算した値を前記制御用出力値として算出する処理である請求項１に記載の制御装置。
【請求項５】
前記制御対象の出力が、回転電機を流れる実電流であり、前記目標値が、目標電流であり、前記フィードバック制御部は、前記制御信号として前記回転電機に印加する電圧の指令信号である電圧指令信号を変化させる請求項１から４のいずれか一項に記載の制御装置。
【請求項６】
前記フィードバック制御部は、前記目標電流と前記実電流との偏差に基づいて、比例演算及び積分演算を行って前記電圧指令信号を算出する比例積分制御器を有し、
前記比例積分制御器の比例ゲインは、所定のカットオフ周波数に、前記回転電機のインダクタンスを乗算した値に設定され、前記比例積分制御器の積分ゲインは、前記カットオフ周波数に、前記回転電機の抵抗を乗算した値に設定され、
前記目標値応答予測部が有する応答特性は、前記カットオフ周波数の逆数を時定数とする一次遅れ特性である請求項５に記載の制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１２−２４７９１４（Ｐ２０１２−２４７９１４Ａ）
【公開日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１１８０２５（Ｐ２０１１−１１８０２５）
【出願日】平成２３年５月２６日（２０１１．５．２６）
【出願人】（０００１００７６８）アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 (3,717)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年５月２６日（２０１１．５．２６）
【出願人】（０００１００７６８）アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 (3,717)
【Ｆターム（参考）】
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