漏洩磁束検出型回転位置検出装置を組み込んだ液密サーボモータ装置
【課題】小型化、液密構造に適し、温度ドリフト補償に優れ、検出信号の伝送路のインピーダンス変化の影響を受けにくい回転位置検出装置を備えたサーボモータ装置を提供する。
【解決手段】サーボモータ１と共に液密にケーシング４内に収納されたセンサ１０は、サーボモータ回転子から生じる漏洩磁束を検知する複数のコイルを備え、各コイルに対応して高透磁率磁性体がそれぞれ近接配置され、該高透磁率磁性体においては回転位置に対応する漏洩磁束の変化に応じて磁気飽和が生ぜしめられる。各コイルは磁気飽和の変化特性に応じて、回転位置に対応した振幅関数を持つ交流信号を出力する。正弦関数的振幅特性の２つのコイルは漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、余弦関数的振幅特性の別の２つのコイルも同様に互いに逆相となるように配置される。この出力交流信号を合成して、電気的位相によって回転位置を示す検出信号を生成する。
【解決手段】サーボモータ１と共に液密にケーシング４内に収納されたセンサ１０は、サーボモータ回転子から生じる漏洩磁束を検知する複数のコイルを備え、各コイルに対応して高透磁率磁性体がそれぞれ近接配置され、該高透磁率磁性体においては回転位置に対応する漏洩磁束の変化に応じて磁気飽和が生ぜしめられる。各コイルは磁気飽和の変化特性に応じて、回転位置に対応した振幅関数を持つ交流信号を出力する。正弦関数的振幅特性の２つのコイルは漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、余弦関数的振幅特性の別の２つのコイルも同様に互いに逆相となるように配置される。この出力交流信号を合成して、電気的位相によって回転位置を示す検出信号を生成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、漏洩磁束検出型の回転位置検出装置を組み込んだ液密サーボモータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば原子力発電所や病院の医療機器等から放射線を発生する環境下で、作業や機器操作を行うには、遠隔操作によりロボットやマニピュレータを制御している。このようなロボットやマニピュレータの各駆動軸の駆動源としてサーボモータが用いられ、このサーボモータの回転位置を検出すると共に、その検出信号を中央制御装置に伝送して制御に必要な演算処理を行い、その演算結果に基づいてサーボモータを駆動するようにしている。従来、サーボモータの回転位置を検出するには、放射線環境下では半導体による検出器が使用できないため、回転体に発光ダイオード等を設けて光学的に回転位置を検出するエンコーダ方式が考えられるが、このような回転位置検出器では光信号を伝送するための光ファイバーが必要となる。しかし、この光ファイバーは放射線が当たると変色する、所謂ブラウニング（browning）現象が発生するという問題がある。そこで、放射線による影響を受けないでサーボモータの回転位置が検出可能なものとして、ロータ側に回転トランスを備えた構成の誘導型の回転位置検出器の使用が考えられている。しかし、この誘導型の回転位置検出器は回転トランスに鉄心が設けられているため、検出器の小型化が困難であり、超小型のサーボモータと一体化するには寸法の違いが大きく構造的に無理がある。
【０００３】
この点に鑑みて、下記特許文献１においては、空心コイルを用いた微弱な磁界で回転位置を高精度で検出可能なレゾルバをサーボモータに直結して一体化することにより、全体を小型化したサーボモータ装置が開示されている。
【０００４】
また、下記特許文献２においては、検出コイルの出力をＰＷＭ信号化して伝送するように構成し、温度特性誤差を成分を除去した高精度な検出データを得、かつ出力配線数を減少して、構成の簡略化を計った位置検出装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第４０７０８６９号
【特許文献２】特開２００６−２１４９４８号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、従来のサーボモータ用の誘導型の回転位置検出装置は、サーボモータとは別構造の位置検出装置をモータ回転軸に取り付けることになるため、小型化には限界があった。また、検出用コイルの温度ドリフト補償が十分ではなかった。更に、上記のような原子力発電所等において使用されるサーボモータにあっては、水中環境に置かれることも考慮して液密構造とされるが、その場合、回転位置検出装置にも液密性が要求されることになる。この点、従来の回転位置検出装置を備えたサーボモータ装置においては、サーボモータとは別構造の回転位置検出装置に対して格別の液密構造を施す必要があるので、設計・製造が面倒となり、また、コスト高にもなる。更に、制御装置本体は、サーボモータ及び回転位置検出装置から離れた場所に置かれるため、回転位置検出信号を制御装置本体に伝送する配線が比較的長くなり、伝送路のインピーダンス等の影響を受けやすくなる。
【０００７】
本発明は、上述の点に鑑みてなされたもので、小型化に適し、液密構造にするのにも適し、温度ドリフト補償性能に優れ、かつ、検出信号の伝送路のインピーダンス等の影響を受けにくい構成からなる回転位置検出装置を備えたサーボモータ装置を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１によれば、本発明に係るサーボモータ装置は、サーボモータと、前記サーボモータの回転子の回転位置を検出するための回転位置検出装置とを備えており、前記回転位置検出装置は、前記サーボモータの回転子に近接して該回転子の移動経路に沿って配置され、該回転子から生じる漏洩磁束を検知する複数のコイルと、ここで、前記複数のコイルの各々に対応して高透磁率磁性体が近接配置されており、該高透磁率磁性体においては前記回転子の回転位置に対応する関数特性で生じる前記漏洩磁束の変化に応じて磁気飽和が生ぜしめられ、各コイルにおいては、前記磁気飽和の変化特性に応じてインピーダンスが変化せしめられ、かつ、前記高透磁率磁性体は、近接した前記回転子の変位に伴って前記磁気飽和の変化特性が正弦関数的特性を示すように、前記回転子の変位方向に関して漸次変化する形状を有しており、更に、前記複数のコイルのうち第１及び第２のコイルは、前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、かつ、前記複数のコイルのうち第３及び第４のコイルも、前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、更に、前記第１及び第２のコイルの組と前記第３及び第４のコイルの組とが前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに所定位相だけずれるように配置されており、前記各コイルを所定の基準交流信号で励磁し、該各コイルのインピーダンスに応じた出力信号を各コイルから生成すると共に、前記第１及び第２のコイルの出力信号を差動合成して第１の合成出力交流信号を生成し、かつ、前記第３及び第４のコイルの出力信号を差動合成して第２の合成出力交流信号を生成するセンサ回路と、前記第１及び第２の合成出力交流信号に基づき、前記サーボモータの回転子の位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、同じ前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを生成する信号生成回路と、前記基準交流信号の基準位相と前記第１の電気的交流信号の基準位相と前記第２の電気的交流信号の基準位相とに基づき、前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差を示す位相出力信号を生成する位相出力回路とを具備し、生成された位相出力信号を前記サーボモータの回転子の位置検出信号として出力することを特徴とする。
【０００９】
本発明によれば、回転位置検出装置の検出要素は、前記複数のコイルのみであり、検出要素としての特段の磁性体ロータが不要であるので、回転位置検出装置の構成をかなり小型化することができる。従って、液密サーボモータ装置として構成する場合に、サーボモータと回転位置検出装置を一体化して１つのケーシング内に液密に収納することが容易に行えるものとなり、液密構造化するのに適する。また、複数のコイルの各々に取り付ける高透磁率磁性体は、サーボモータ回転子から漏洩する磁束に敏感に反応するので、サーボモータ回転子から漏洩する磁束の向きとコイルの軸線方向との関係に自由度をもたせることができ、回転位置検出装置の配置あるいはコイル配置などの自由度が高いので、実用上優れている。
【００１０】
更に、複数のコイルの各々に取り付けた高透磁率磁性体の形状をサーボモータ回転子の変位方向に関して漸次変化するように工夫することで、近接したサーボモータ回転子の変位に伴って該回転子からの漏洩磁束に基づく磁気飽和の変化特性が正弦関数的特性を示すようにしたので、コイルに生じるインピーダンス変化の特性を所望の正弦関数的特性とすることが容易にできる。従って、各コイルから生成する各コイルのインピーダンスに応じた出力信号として、所望の正弦関数及び余弦関数的振幅特性を持つ交流信号を適切に生成させることができ、後段での位相検出処理にとって都合がよいものとなる。
【００１１】
更に、前記複数のコイルのうち第１及び第２のコイルは、前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、前記第１及び第２のコイルの出力信号を差動合成して第１の合成出力交流信号を生成するので、第１の合成出力交流信号としてコイルの温度ドリフト補償を行った信号を得ることができる。複数のコイルのうち第３及び第４のコイルについても同様に、前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、前記第３及び第４のコイルの出力信号を差動合成して第２の合成出力交流信号を生成するので、第２の合成出力交流信号としてコイルの温度ドリフト補償を行った信号を得ることができる。
【００１２】
また、前記第１及び第２の合成出力交流信号に基づき、前記サーボモータの回転子の位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、同じ前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを生成し、更に、前記基準交流信号の基準位相と前記第１の電気的交流信号の基準位相と前記第２の電気的交流信号の基準位相とに基づき、前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差を示す位相出力信号を生成し、生成された位相出力信号を前記サーボモータの回転子の位置検出信号として出力するので、コイル以外の電気回路及び磁気回路要素による温度ドリフト誤差成分を、正及び負の両方向にシフトされた電気的位相角の合成により、相殺的に除去した高精度な位置検出信号を得ることができる。また、サーボモータの回転子の位置検出信号は、電気的位相差を示す信号であるため、該検出信号を遠隔の制御装置まで伝送する場合において、伝送路のインピーダンス等の影響を受けにくい。
【００１３】
請求項２によれば、前記位相出力回路は、前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の位相差を示すＰＷＭ信号を，前記位相出力信号として、生成する。このように、第１の電気的交流信号と第２の電気的交流信号との電気的位相差に対応するパルス幅を持つＰＷＭ信号を出力するように構成したことで、出力配線数を減少することができ、構成の簡略化を図ることができる。
【００１４】
請求項３によれば、前記位相出力回路は、前記第１の電気的交流信号の基準位相のタイミングを始点とし、前記基準交流信号の基準位相のタイミングを経過した後の前記第２の電気的交流信号の基準位相のタイミングを終点として、該始点から終点までの時間間隔で前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差を示す前記位相出力信号を生成する。これによれば、前記第１及び第２の電気的交流信号の前記基準交流信号に対する前記電気的位相角シフトが１８０度以上であっても、正確な検出データを生成することができる。
【００１５】
請求項４によれば、前記センサ回路は、外部から与えられる直流電源に基づき前記基準交流信号を生成する回路を含む。これによれば、センサ回路内部で基準交流信号を生成するので、長い伝送路を経て外部から基準交流信号を供給する構成に比べて、基準交流信号に誤差が生じにくく、正確な検出が行える。
【００１６】
請求項５によれば、前記サーボモータ及び前記回転位置検出装置を液密に収納するケーシングと、前記ケーシングの内部に外部から空気圧を導入するために前記ケーシングに設けられた圧力ポート部とを更に備えることを特徴とする。これによれば、液密サーボモータ装置を提供することができ、かつ、ケーシング内圧を高める若しくは調整することで、液密性をより一層高めることができる。
【００１７】
請求項６によれば、前記サーボモータの出力軸に対して取り付けられる液密構造の減速機を更に備え、前記ケーシングは、前記サーボモータ及び前記回転位置検出装置を液密に収納する空間の外側において、前記減速機を交換可能に収納し、前記減速機の出力軸の周囲を液密にシールする第１のシール部材と、前記第１のシール部材の内側寄りで前記減速機の出力軸の周囲を液密にシールする第２のシール部材とを備え、前記第１のシール部材は、前記減速機の内部への外部からの液体の侵入を防止し、前記第２のシール部材は、前記減速機の内部の圧力を保持することを特徴とする。これによれば、サーボモータ装置の出力軸に減速機を設ける場合において、両者の液密構造を分離することにより、減速機の交換を容易に行うことができる構成とすることができる。また、その場合、減速機の出力軸を二重にシールすることにより、減速機の内部への外部からの液体の侵入防止と、減速機の内部の圧力保持の両方を達成することで、液密性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の一実施例を示す液密サーボモータ装置の概略断面図。
【００１９】
【図２】漏洩磁束検出型の回転位置検出装置の一例を、コイル部分の構成例について示す図。
【００２０】
【図３】コイル部分の変形例として、高透磁率磁性体の形状を図２の例とは異ならせた例を示す正面略図。
【００２１】
【図４】回転位置検出装置に含まれる検出用電気回路例を示す図。
【００２２】
【図５】回転位置検出装置の出力をマイクロコンピュータに接続してなるシステムの一例を示すブロック図。
【００２３】
【図６】図４の検出回路構成によって検出データの温度ドリフト補償が行えることを説明するタイミングチャート。
【００２４】
【図７】回転位置検出装置の出力をマイクロコンピュータに接続してなる検出システムの別の構成例を示すブロック図。
【００２５】
【図８】電気的位相角の時間差をカウントする動作例を示すタイミングチャート。
【００２６】
【図９】図８に従う時間差カウント動作を行う処理の一例を示すフローチャート。
【００２７】
【図１０】図８に従う時間差カウント動作を行うように構成したＰＷＭ変換回路の一例を示すロジック回路図。
【００２８】
【図１１】漏洩磁束検出型の回転位置検出装置のコイル部分の別の構成例を示す図。
【００２９】
【図１２】コイルと高透磁率磁性体の別の配置例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
図１において、本発明の一実施例に係る液密サーボモータ装置は、サーボモータ１と、サーボモータ１のローター（回転子）２の回転位置を検出するためのセンサ（回転位置検出装置）１０とを備える。サーボモータ１は、公知のどのようなタイプのサーボモータであってもよく、励磁コイルを備えたステータ３と、ローター（回転子）２とで構成される。なお、ローター（回転子）２には、所定の配置でＮ極とＳ極が形成されるものを用いる。ここでは、ローター（回転子）２において永久磁石のＮ極とＳ極が形成されている同期モータをサーボモータ１として用いる例を想定する。
【００３１】
ケーシング４は、サーボモータ１及びセンサ１０を液密に収納するもので、液密構造かつ防錆材質若しくは防錆表面処理を施したものからなる。一例として、ケーシング４は、防水を目的とし、かつ、モータ本体の形成を兼ねた一体ケース構造を有する。該ケーシング内にローター２とステータ３を組み立てることによりサーボモータ１を構成し、かつ、該サーボモータ１に対して所定の配置をなすようにセンサ１０をケーシング４内に取り付け収納する。
【００３２】
更に、ケーシング４には、該ケーシング４の内部に外部から空気圧を導入するための圧力ポート部５が形成されている。この圧力ポート部５を介して外部の空気圧供給源（図示せず）から空気圧をケーシング４内に供給することで、ケーシング４の内圧を高める、若しくは調整し、液密性をより一層高めることができる。例えば、内部圧力調整機構（調整弁）を適宜箇所に設置し、ケーシング４の内部圧力と外部圧力を調整することで、ケーシング４の液密性を保つ。このように液密サーボモータ装置として構成することで、原子力発電所等における水中環境に置かれたマニピュレータのサーボモータ装置として本発明を適用することができる。
【００３３】
ケーシング４において、サーボモータ１の出力軸６の側は、仕切壁７が形成されており、その外側（つまり、サーボモータ１及びセンサ１０を液密に収納するための空間の外側）に減速機８を交換可能に収納するための領域が形成されている。減速機８はサーボモータ１の出力軸６の回転を変速して出力軸９から出力する。減速機８に液密性をもたせるために、減速機８の出力軸９の周囲を液密にシールする第１のシール部材１８と、第１のシール部材１８の内側寄りで減速機８の出力軸９の周囲を液密にシールする第２のシール部材１９とが設けられる。第１のシール部材１８は、減速機８の内部への外部からの液体の侵入を防止し、第２のシール部材１９は、減速機８の内部の圧力を保持する役目を果たす。これによれば、サーボモータ１の出力軸６に減速機８を設ける場合において、両者の液密構造を分離することにより、減速機８の交換を容易に行うことができる構成とすることができる。また、その場合、減速機８の出力軸９を二段階にシールすることにより、減速機８の内部への外部からの液体の侵入防止と、減速機８の内部の圧力保持の両方を達成し、液密性を向上させることができる。
【００３４】
図２は、漏洩磁束検出型の回転位置検出装置として構成されたセンサ１０のコイル部分の構成例を示す図であり、（ａ）は正面略図、（ｂ）は側面略図である。一例として、サーボモータ１のローター（回転子）２は、永久磁石ＭＧのＮ極とＳ極を１８０度の間隔で配置した構成からなるものとしている。その場合、サーボモータ１のローター２の一回転につき、ローター２の永久磁石ＭＧによる磁界が２サイクル回転する。センサ１０は、サーボモータ１のローター２の永久磁石ＭＧの漏洩磁束を検出し、ローター２の永久磁石ＭＧによる磁界の現在角度を割り出すことで、サーボモータ１の回転位置を検出する。
【００３５】
図２（ａ）において、センサ１０は、リング状の回路基板１５において所定の角度間隔で配置された４極のフラットコイル１１，１２，１３，１４を含む。例えば、各極のフラットコイル１１，１２，１３，１４は、渦巻き状のプリント配線からなるもので、渦巻きプリント配線コイルを複数層重ねてインダクタンスを高めている。図２（ｂ）に示すように、サーボモータ１のローター２の一部がステータ３よりも幾分突出して形成され、その突出部分２ａの周囲にセンサ１０のリング状回路基板１５が嵌め込まれる。図２（ｂ）に示すように、各フラットコイル１１，１２，１３，１４の配置に対応して基板１５の両面において高透磁率磁性体１６が配置される。各高透磁率磁性体１６は例えばアモルファスのような高透磁率材質からなり、薄い板若しくは薄膜を成している。このような高透磁率材質は、フラックスゲートとして機能する。すなわち、高透磁率材質に永久磁石の磁極が近接すると、該高透磁率材質は大きな磁束の影響により磁気飽和を起こし、その透磁率を大きく低下させる性質を有している。従って、各フラットコイル１１，１２，１３，１４における各高透磁率磁性体１６は、ローター２の永久磁石ＭＧの磁極Ｓ，Ｎの近接に応じて透磁率を変化させ、対応するコイル１１，１２，１３，１４にそれに応じたインピーダンス変化を生じさせる。このフラックスゲート原理により、ローター２の永久磁石ＭＧから生じる漏洩磁束を各コイル１１，１２，１３，１４で検知することができる。なお、高透磁率磁性体１６は、各フラットコイル１１，１２，１３，１４の配置に対応して基板１５の片面に配置するだけでもよい。
【００３６】
例えば、図示例のように、サーボモータ１のローター２の一回転につき、ローター２の永久磁石ＭＧの磁極Ｓ，Ｎによる磁界が２サイクル回転する場合は、ローター２の回転角度をφとすると、該ローター２の回転角度φに応じた永久磁石の漏洩磁束に応じて各フラットコイル１１，１２，１３，１４における各高透磁率磁性体１６にはφに対して２倍の周期性を持つ（つまり、該回転角度φに相関する）磁気飽和が生ぜしめられ、各コイル１１，１２，１３，１４においては、前記磁気飽和の周期的変化に応じてインピーダンスが変化せしめられる。
【００３７】
ここで、高透磁率磁性体１６の形状を適切に設定することにより、ローター２の回転角度φに応じて第１のコイル１１（サイン極Ｓ）に生じるインピーダンス変化の特性が正弦関数ｓｉｎθと同等若しくはそれに近いものとなるようにすることができる。なお、θ＝２φである。また、第１のコイル１１から時計方向に機械角で約９０度ずれて配置された第２のコイル１２（マイナスサイン極−Ｓ）では、ローター２の回転角度φに応じたインピーダンス変化の特性がマイナス正弦関数−ｓｉｎθと同等若しくはそれに近いものとなるようにすることができる。同様に、第１のコイル１１から時計方向に機械角で約２２５度ずれて配置された第３のコイル１３（コサイン極Ｃ）では、ローター２の回転角度φに応じたインピーダンス変化の特性が余弦関数ｃｏｓθと同等若しくはそれに近いものとなるようにすることができる。また、第１のコイル１１から時計方向に機械角で約３１５度ずれて配置された第４のコイル１４（マイナスコサイン極−Ｃ）では、ローター２の回転角度φに応じたインピーダンス変化の特性がマイナス余弦関数−ｃｏｓθと同等若しくはそれに近いものとなるようにすることができる。なお、各コイル１１〜１４の機械的配置は、上記例に限らず、適宜設計変更可能である。要は、各コイル１１〜１４におけるローター２の回転角度φに応じたインピーダンス変化の特性がそれぞれｓｉｎθ，−ｓｉｎθ，ｃｏｓθ，−ｃｏｓθとなるようにすればよい。
【００３８】
なお、高透磁率磁性体１６の形状は、図２（ａ）では、各フラットコイル１１，１２，１３，１４の円形状に合わせて略円形状としている。このような略円形状であっても、ローター２の変位方向に関して漸次変化する形状であるから、近接したローター２の変位に伴って磁気飽和の変化特性が正弦関数的特性を示すようにすることができるかもしれない。しかし、より好ましくは、図３に示すように、高透磁率磁性体１６の形状は、眼の輪郭のような先細り形状を有するものとするのがよいかもしれない。いずれにせよ、上述のように、各コイル１１〜１４におけるローター２の回転角度φに応じたインピーダンス変化の特性がそれぞれｓｉｎθ，−ｓｉｎθ，ｃｏｓθ，−ｃｏｓθとなるように、若しくはできるだけそれに近いものとなるように、高透磁率磁性体１６の形状を、ローター２の変位方向に関して漸次変化する形状とする。
【００３９】
このように、第１及び第２のコイル１１，１２は、ローター２から生じる漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、かつ、第３及び第４のコイル１３，１４も、ローター２から生じる漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置されている。そして、第１及び第２のコイル１１，１２の組と前記第３及び第４のコイル１３，１４の組とがローター２から生じる漏洩磁束の変化に対して互いに所定位相（π／２）だけずれるように配置されている。
【００４０】
図４は、センサ１０に含まれる検出用電気回路例を示す。図４において、各コイル１１〜１４は可変インダクタンス要素として等価的に示されている。各コイル１１〜１４は、基準交流信号源４０から与えられる所定の高周波交流信号（便宜上、これをＥｓｉｎωｔで示す）によって１相で励磁される。各コイル１１〜１４に生じる電圧Ｖａ，Ｖｃ，Ｖｂ，Ｖｄは、等価的に、下記のように、検出対象たるローター２の回転位置φに対応する角度変数θ（＝２φ）に応じた上記コイル１１〜１４毎のインピーダンス値に応じた大きさを示す。なお、Ｐ0は磁気回路の定数要素である。
Ｖａ＝（Ｐ0＋ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ
Ｖｂ＝（Ｐ0＋ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ
Ｖｃ＝（Ｐ0−ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ
Ｖｄ＝（Ｐ0−ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ
【００４１】
アナログ演算器３１は、下記のように、サイン相に相当するコイル１１の出力電圧Ｖａと、それに対して差動変化するマイナスサイン相に相当するコイル１２の出力電圧Ｖｃとの差を求め、角度変数θのサイン関数特性の振幅係数を持つ交流出力信号を生成する。
Ｖａ−Ｖｃ＝（Ｐ0＋ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ−（Ｐ0−ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ
＝２ｓｉｎθｓｉｎωｔ
アナログ演算器３２は、下記のように、コサイン相に相当するコイル１３の出力電圧Ｖｂと、それに対して差動変化するマイナスコサイン相に相当するコイル１４の出力電圧Ｖｄとの差を求め、角度変数θのコサイン関数特性の振幅係数を持つ交流出力信号を生成する。
Ｖｂ−Ｖｄ＝（Ｐ0＋ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ−（Ｐ0−ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ
＝２ｃｏｓθｓｉｎωｔ
【００４２】
こうして、検出対象たる回転位置φに相関する角度変数θを含む２つの周期的振幅関数（ｓｉｎθとｃｏｓθ）によってそれぞれ振幅変調された２つの交流出力信号「２ｓｉｎθｓｉｎωｔ」と「２ｃｏｓθｓｉｎωｔ」が得られる（以下、係数の「２」は省略する。）。これは、従来からレゾルバとして知られた検出器のサイン相出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びコサイン相出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔと同等のものである。なお、サイン相及びコサイン相という呼び名、及び２つの交流出力信号の振幅関数のサイン、コサインの表わし方は便宜的なものであり、一方がサインで他方がコサインでありさえすれば、どちらをサインと言ってもよい。すなわち、Ｖａ−Ｖｃ＝ｃｏｓθｓｉｎωｔで、Ｖｂ−Ｖｄ＝ｓｉｎθｓｉｎωｔである、と表現してもよい。
【００４３】
基準交流信号源４０及びアナログ演算器３１，３２の部分が、各コイル１１〜１４を所定の基準交流信号で励磁し、該各コイル１１〜１４のインピーダンスに応じた出力信号を各コイル１１〜１４から生成すると共に、第１及び第２のコイル１１，１２の出力信号を差動合成して第１の合成出力交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔを生成し、かつ、第３及び第４のコイル１３，１４の出力信号を差動合成して第２の合成出力交流信号ｃｏｓθｓｉｎωｔを生成するセンサ回路に相当する。
【００４４】
ここで、温度ドリフト特性の補償について説明すると、温度に応じて各コイル１１〜１４のインピーダンスが変化し、その出力電圧Ｖａ〜Ｖｄも変動する。しかし、これらを演算合成したサイン及びコサイン関数特性の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔにおいては、「Ｖａ−Ｖｃ」及び「Ｖｂ−Ｖｄ」の演算によって、コイルの温度ドリフト誤差が補償されるので、温度ドリフトによるコイルインピーダンス変化の影響を受けないものとなる。従って、精度のよい検出が可能である。また、その他の回路部分例えば基準交流信号源４０等での温度ドリフト特性も、後述するように自動的に補償される。
【００４５】
本実施例においては、演算器３１、３２から出力される２つの交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔに基づき、位相検出方式で回転位置検出を行う。この場合の位相検出方式としては、例えば特開平９−１２６８０９号公報に示された技術を適宜用いるとよい。例えば、一方の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔをシフト回路３３で電気的に９０度シフトすることで、交流信号ｓｉｎθｃｏｓωｔを生成し、これと他方の交流出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔをアナログ加算器３４で加算合成することで、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）なる、θに応じてプラス方向（進相）に位相シフトされた交流信号（位相成分θを交流位相ずれに変換した信号）を生成する。
【００４６】
一方、シフト回路３３から出力される交流出力信号ｓｉｎθｃｏｓωｔと他方の交流出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔとをアナログ引算器３６で引算合成することで、ｓｉｎ（ωｔ−θ）なる、θに応じてマイナス方向（遅相）に位相シフトされた交流信号（位相成分θを交流位相ずれに変換した信号）を生成する。
【００４７】
これらのシフト回路３３、アナログ加算器３４、アナログ引算器３６の部分が、第１及び第２の合成出力交流信号ｓｉｎθｃｏｓωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔに基づき、サーボモータ１のローター２の回転位置φに対応するシフト量θだけ基準交流信号ｓｉｎωｔに対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）と、同じ検出対象回転位置φに対応するシフト量θだけ基準交流信号ｓｉｎωｔに対して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）を生成する信号生成回路に相当する。
【００４８】
そして、進相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のゼロクロスをコンパレータ３５で検出し、ゼロクロス検出パルスＬｐを生成する。また、遅相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）のゼロクロスをコンパレータ３７で検出し、ゼロクロス検出パルスＬｍを生成する。ゼロクロス検出パルスＬｐは、上記第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基準位相（位相角０）のタイミングを示している。ゼロクロス検出パルスＬｍは、上記第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の基準位相（位相角０）のタイミングを示している。
【００４９】
コンパレータ３５から出力される進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐは、進相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）における位相シフト量θを、基準交流信号ｓｉｎωｔのゼロ位相時点に対する進み時間位置で示すタイミング信号に相当する。
【００５０】
また、コンパレータ３７から出力される遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍは、遅相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）における位相シフト量θを、基準交流信号ｓｉｎωｔのゼロ位相時点からの遅れ時間位置で示すタイミング信号に相当する。
【００５１】
このように、進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍのどちらもが、サーボモータ１のローター２の回転位置φに対応する位相シフト量θを、時間位置で示す検出データである。従って、原理的には、進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍのどちらか一方を、ローター２の回転位置φの検出信号として出力するようにすればよい。しかし、後述するように温度ドリフト補償した検出データを得るためには、両方を用いるのがよい。
【００５２】
図４に示されたセンサ１０の各回路３１〜３７、４０は１つの回路基板１５上にユニット化して収容されて回路ユニットとしてまとめられる。そして、該回路ユニットを含むセンサ１０が、図１に示すように、ケーシング４内に収納される。こうして、ケーシング４内にコイルと回路を含むセンサ１０がコンパクトに収められる。図５は、ケーシング４内に収納された図２〜図４に示す実施例に係るセンサ１０を、その検出出力を利用するためのマイクロコンピュータ２０に接続してなるシステム構成例を示す。マイクロコンピュータ２０と図４実施例回路との間は、少なくとも直流電源供給ラインと２本の出力ライン２１ａ，２１ｂで接続されるだけでよい。この２本の出力ライン２１ａ，２１ｂには、上述の進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍがそれぞれ出力される。マイクロコンピュータ２０は、タイミング信号キャプチャ用の入力ポートを複数有しており、この入力ポートに上記出力ライン２１ａ，２１ｂをそれぞれ接続する。マイクロコンピュータ２０は該入力ポートに接続されたライン２１ａ，２１ｂから与えられる２つのタイミング信号（パルスＬｐとＬｍ）の時間差Δｔをカウントすることで、サーボモータ１のローター２の回転位置φに対応する位相角データθをデジタル的に測定する。なお、この例の場合、位相角データθは、ローター２の１８０度の回転範囲を１サイクルとしてその１サイクル範囲内のアブソリュート値で回転位置を示す。１８０度を越える回転範囲に関しては、サイクル数をインクリメントすることで検出可能である。測定した位相角データθは、サーボモータ１のローター回転位置φのフィードバック信号としてサーボモータ制御回路（図示せず）に与えられる。サーボモータ制御回路（図示せず）を公知の手法により目標値とローター回転位置φのフィードバック信号とに基づきサーボモータ１の回転指令信号を生成し、サーボモータ１に与える。
【００５３】
コンパレータ３５、３７及びマイクロコンピュータ２０でΔｔをカウントする部分が、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相と第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基準位相と第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の基準位相とに基づき、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）と第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の電気的位相差を示す位相出力信号を生成する位相出力回路に相当する。勿論、マイクロコンピュータ２０に代えて、パルスＬｐとＬｍの時間差Δｔをカウントするデジタル回路を使用してもよい。
【００５４】
なお、マイクロコンピュータ２０では、ライン２１ａ，２１ｂから与えられる２つのタイミング信号（パルスＬｐとＬｍ）の時間差Δｔをカウントするだけでよく、センサ１０内に設けられた基準交流信号源４０から発生される基準交流信号ｓｉｎωｔのゼロ位相時点を知る必要がない。よって、コンピュータ２０の側での時間測定のための処理・構成が簡素化される。一方、ケーシング４内に収納されたセンサ１０内の回路では、基準交流信号源４０としてアナログ発振回路により又はサイン波関数発生器などを使用して、外部から供給される直流電源に基づき、内部で基準交流信号ｓｉｎωｔを発生するだけでよく、これを同期化のための参照信号としてマイクロコンピュータ２０に与える必要がないので、液密構成のケーシング４に設けねばならない外部端子の構成を簡素化でき、コスト削減につながる。
【００５５】
ここで、再び温度ドリフト特性の補償について説明する。温度ドリフト特性によって、例えば基準交流信号源４０で発生する交流信号の周波数や振幅レベルに変動が起きたり、その他の回路要素や信号線路でのインピーダンスが変動した場合、検出される前記進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍにおけるそれぞれの位相シフト値θには温度ドリフト特性による誤差εが含まれることになる。しかし、この誤差εは両検出パルスＬｐ，Ｌｍにおいて同値同一方向（同値同一符号）で現われるので、２つの検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）の時間差Δｔにおいては、自動的に誤差εが相殺されることになる。従って、温度ドリフトによる回路等のインピーダンス変化の影響を受けず、高精度な検出が可能となる。
【００５６】
図６は、この温度補償の様子を模式的に示すタイミング図である。（ａ）は温度ドリフトによる誤差εがない場合の検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）の発生タイミング例を示し、時間差Δｔは、理論的には２θであり、正確な回転位置を示す。（ｂ）は温度ドリフトによる誤差εがある場合の検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）の発生タイミング例を示す。この場合、進相の検出パルスＬｐは、基準交流信号のゼロ位相時点に対して、誤差εを含む「＋θ−ε」に相当する進み時間だけ先行して発生し、遅相の検出パルスＬｍは、基準交流信号のゼロ位相時点に対して、誤差εを含む「−θ−ε」に相当する遅れ時間だけ遅れて発生する。しかし、２つの検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）のそれぞれがこのように誤差εを含んでいても、両者の時間差Δｔにおいては、自動的に誤差εが相殺され、正確な回転位置を示す理論値２θに対応している。このように、温度ドリフト補償が達成されている。
【００５７】
図７は、センサ１０の回路ユニット内に搭載する回路構成の別の例を示す。図７の例では、ケーシング４内に収納されたセンサ１０内の回路構成は、図４の回路構成に加えて、進相の検出パルスＬｐと遅相の検出パルスＬｍとのを時間差Δｔに対応するパルス幅を持つ可変パルス幅信号ＰＷＭを形成するＰＷＭ変換回路３８を更に備える。このＰＷＭ変換回路３８で形成された該時間差Δｔに対応するパルス幅を持つ可変パルス幅信号ＰＷＭは、１本の出力ライン２１ｃを介して出力され、マイクロコンピュータ２０に入力される。マイクロコンピュータ２０は、ＰＷＭ信号キャプチャ用の入力ポートを有しており、この入力ポートに上記出力ライン２１ｃを接続する。マイクロコンピュータ２０は該入力ポートに接続されたライン２１ｃからのＰＷＭ信号のパルス時間幅Δｔをカウントすることで、サーボモータ１のローター２の回転位置φに対応する位相角データθをデジタル的に測定する。測定した位相角データθは、前述と同様に、サーボモータ１のフィードバック制御のために利用される。この回路構成例においては、出力ライン２１ｃが１本で済むので、より一層、構成を簡素化できる。
【００５８】
ところで、上述のように、パルスＬｐとＬｍの時間差Δｔをカウントする場合、図８（ａ）に示すように、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）に対して、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の電気的位相角シフト＋θ（つまりＬｐのタイミング）及び第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の電気的位相角シフト−θ（つまりＬｍのタイミング）が１８０度以内であれば、単純にパルスＬｐとＬｍの時間差Δｔをカウントすることで正確な位相角シフトデータθ（つまり２θ）を得ることができる。
【００５９】
一方、図８（ｂ）に示すように、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）に対して、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の電気的位相角シフト＋θ（つまりＬｐ1のタイミング）及び第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の電気的位相角シフト−θ（つまりＬｍ1のタイミング）が１８０度以上の場合は、単純に、パルスＬｐとＬｍの時間差Δｔをカウントしたのでは、今回サイクルのパルスＬｐ1のタイミングと前回サイクルのパルスＬｍ0の時間差をカウントしてしまうことになり、正確な位相角シフトデータθ（つまり２θ）を得ることができない。そこで、そのような場合でも、正確な位相角シフトデータθ（つまり２θ）を得ることができるようにすることが新たな課題となる。
【００６０】
そのような課題を解決するために、図５の実施例において、センサ１０の回路側で基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）を示す基準ゼロクロスパルスＲ0を生成して、これをマイクロコンピュータ２０に供給し、マイクロコンピュータ２０の側において、例えば、図９に示すような手順で時間差Δｔのカウントを行うとよい。図９においては、要するに、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｐのタイミング）を始点とし、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相のタイミング（Ｒ0）を経過した後の第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｍのタイミング）を終点として、該始点から終点までの時間間隔Δｔで第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差（２θ）を示す位相出力信号を生じるようにしている。
【００６１】
図９の処理は、基準ゼロクロスパルスＲ0の発生タイミングでスタートする。ステップＳ１では、Δｔのカウント動作中であるか（カウントフラグが立っているか）を判定する。ＹＥＳであれば、ステップＳ２に行き、Ｌｍの発生タイミングが到来したかを判定する。Ｌｍの発生タイミングになると、ステップＳ３でΔｔのカウント動作を終了する。この場合、Δｔのカウントデータを回転位置検出データとして保存し、カウントフラグをリセットする。その後、ステップＳ４でＬｐの発生タイミングが到来したかを判定する。Ｌｐの発生タイミングが到来したならば、ステップＳ５でΔｔのカウント動作を開始し、カウントフラグを立てる。ステップＳ３のＹＥＳを経てステップＳ４，Ｓ５の処理に進むのは、図８（ａ）の例のように、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）に対して、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の電気的位相角シフト＋θ（つまりＬｐのタイミング）及び第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の電気的位相角シフト−θ（つまりＬｍのタイミング）が１８０度以内である場合である。
【００６２】
ステップＳ４がＮＯの場合は、ステップＳ６で基準ゼロクロスパルスＲ0の発生タイミングが到来したかを判定し、到来していなければ、ステップＳ４に戻る。つまり、ステップＳ４とステップＳ６を巡回することにより、ＬｐとＲ0のいずれか早い方の発生に応じて処理を行う。Ｒ0が発生する前にＬｐが発生した場合は、上述のようにステップＳ５に進む。
【００６３】
一方、Ｌｐが発生する前にＲ0が発生した場合は、ステップＳ６でＹＥＳと判定し、図９のルーチンのスタートにジャンプする。この場合、Δｔのカウント動作中ではない（カウントフラグがリセットされている）ので、ステップＳ１はＮＯであり、ステップＳ４に進む。ステップＳ４では、Ｌｐの発生タイミングが到来したかを判定する。Ｌｐの発生タイミングが到来したならば、ステップＳ５でΔｔのカウント動作を開始し、カウントフラグを立てる。そして、このルーチンを終了し、次にＲ0が発生するまで待機する。ステップＳ１のＮＯからステップＳ４、Ｓ５の処理を行うのは、図８（ｂ）の例のように、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）に対して、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の電気的位相角シフト＋θ（つまりＬｐのタイミング）及び第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の電気的位相角シフト−θ（つまりＬｍのタイミング）が１８０度以上の場合である。
【００６４】
一方、上記のような課題を解決するために、図７の実施例においては、センサ１０の回路側に設けられたＰＷＭ変換回路３８において、上記図９の処理のコンセプトと同様に、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｐのタイミング）を始点とし、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相のタイミング（Ｒ0）を経過した後の第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｍのタイミング）を終点とするように、ＰＷＭ信号を生成するようにロジック回路を構成すればよい。そのためには、ＰＷＭ変換回路３８を例えば図１０に示すように構成するとよい。図１０においては、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のゼロクロス検出パルスＬｐをフリップフロップ３８１のセット入力Ｓに入力し、このフリップフロップ３８１のセット出力ＱをＡＮＤゲート３８２に入力し、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）のタイミングで発生するパルスＲ0をＡＮＤゲート３８２の他方入力に入力し、ＡＮＤゲート３８２の出力をフリップフロップ３８３のセット入力Ｓに入力する。フリップフロップ３８３のセット出力ＱはＡＮＤゲート３８４に入力され、ＡＮＤゲート３８４の他の入力には第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）のゼロクロス検出パルスＬｍが入力され、ＡＮＤゲート３８４の出力はフリップフロップ３８１のリセット入力Ｒに入力される。フリップフロップ３８１のセット出力Ｑが回転位置に応じた時間差Δｔを示すＰＷＭ信号として出力ライン２１ｃに出力される。そして、フリップフロップ３８１のセット出力Ｑをインバータ３８５で反転した信号がフリップフロップ３８３のリセット入力Ｒに入力される。この構成によれば、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のゼロクロス検出パルスＬｐの発生タイミングでフリップフロップ３８１がセットされ、フリップフロップ３８１がセットされた状態で基準位相（０度）のタイミングパルスＲ0が発生されると、ＡＮＤゲート３８２のＡＮＤ条件が成立してフリップフロップ３８３がセットされ、フリップフロップ３８３がセットされた状態で第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）のゼロクロス検出パルスＬｍが発生されると、ＡＮＤゲート３８４のＡＮＤ条件が成立してフリップフロップ３８１がリセットされる。これにより、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｐのタイミング）を始点とし、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相のタイミング（Ｒ0）を経過した後の第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｍのタイミング）を終点とするように、ＰＷＭ信号を生成することができる。そして、ＰＷＭ信号が０に立ち下がったとき、インバータ３８５の出力１によりフリップフロップ３８３がリセットされる。
【００６５】
なお、センサ１０における検出用コイル１１〜１４の構成は、上記実施例のようなプリント回路基板に形成されたフラットコイル型のものに限らず、どのようなタイプでもよい。例えば、図１１は、高透磁率磁性体のコア２６の周りにコイル１１〜１４を巻回したタイプからなっている。あるいは、図１２に示すように、単体のコイル１１に隣接して所定形状の高透磁率磁性体１６を配置する構成でもよい。フラックスゲートタイプのセンサにおいては、漏洩磁束に敏感に応答して検出を行うことができるので、漏洩磁束の発生源であるローター２から発生される漏洩磁束の向きとコイルの軸線の向きとの関係には自由度があり、コイルの配置の許容度が高い。
【符号の説明】
【００６６】
１ サーボモータ
２ ローター（回転子）
３ ステータ
４ ケーシング
１０ センサ（回転位置検出装置）
１１，１２，１３，１４ コイル
１５ 回路基板
１６ 高透磁率磁性体
ＭＧ 永久磁石
【技術分野】
【０００１】
本発明は、漏洩磁束検出型の回転位置検出装置を組み込んだ液密サーボモータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば原子力発電所や病院の医療機器等から放射線を発生する環境下で、作業や機器操作を行うには、遠隔操作によりロボットやマニピュレータを制御している。このようなロボットやマニピュレータの各駆動軸の駆動源としてサーボモータが用いられ、このサーボモータの回転位置を検出すると共に、その検出信号を中央制御装置に伝送して制御に必要な演算処理を行い、その演算結果に基づいてサーボモータを駆動するようにしている。従来、サーボモータの回転位置を検出するには、放射線環境下では半導体による検出器が使用できないため、回転体に発光ダイオード等を設けて光学的に回転位置を検出するエンコーダ方式が考えられるが、このような回転位置検出器では光信号を伝送するための光ファイバーが必要となる。しかし、この光ファイバーは放射線が当たると変色する、所謂ブラウニング（browning）現象が発生するという問題がある。そこで、放射線による影響を受けないでサーボモータの回転位置が検出可能なものとして、ロータ側に回転トランスを備えた構成の誘導型の回転位置検出器の使用が考えられている。しかし、この誘導型の回転位置検出器は回転トランスに鉄心が設けられているため、検出器の小型化が困難であり、超小型のサーボモータと一体化するには寸法の違いが大きく構造的に無理がある。
【０００３】
この点に鑑みて、下記特許文献１においては、空心コイルを用いた微弱な磁界で回転位置を高精度で検出可能なレゾルバをサーボモータに直結して一体化することにより、全体を小型化したサーボモータ装置が開示されている。
【０００４】
また、下記特許文献２においては、検出コイルの出力をＰＷＭ信号化して伝送するように構成し、温度特性誤差を成分を除去した高精度な検出データを得、かつ出力配線数を減少して、構成の簡略化を計った位置検出装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第４０７０８６９号
【特許文献２】特開２００６−２１４９４８号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、従来のサーボモータ用の誘導型の回転位置検出装置は、サーボモータとは別構造の位置検出装置をモータ回転軸に取り付けることになるため、小型化には限界があった。また、検出用コイルの温度ドリフト補償が十分ではなかった。更に、上記のような原子力発電所等において使用されるサーボモータにあっては、水中環境に置かれることも考慮して液密構造とされるが、その場合、回転位置検出装置にも液密性が要求されることになる。この点、従来の回転位置検出装置を備えたサーボモータ装置においては、サーボモータとは別構造の回転位置検出装置に対して格別の液密構造を施す必要があるので、設計・製造が面倒となり、また、コスト高にもなる。更に、制御装置本体は、サーボモータ及び回転位置検出装置から離れた場所に置かれるため、回転位置検出信号を制御装置本体に伝送する配線が比較的長くなり、伝送路のインピーダンス等の影響を受けやすくなる。
【０００７】
本発明は、上述の点に鑑みてなされたもので、小型化に適し、液密構造にするのにも適し、温度ドリフト補償性能に優れ、かつ、検出信号の伝送路のインピーダンス等の影響を受けにくい構成からなる回転位置検出装置を備えたサーボモータ装置を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１によれば、本発明に係るサーボモータ装置は、サーボモータと、前記サーボモータの回転子の回転位置を検出するための回転位置検出装置とを備えており、前記回転位置検出装置は、前記サーボモータの回転子に近接して該回転子の移動経路に沿って配置され、該回転子から生じる漏洩磁束を検知する複数のコイルと、ここで、前記複数のコイルの各々に対応して高透磁率磁性体が近接配置されており、該高透磁率磁性体においては前記回転子の回転位置に対応する関数特性で生じる前記漏洩磁束の変化に応じて磁気飽和が生ぜしめられ、各コイルにおいては、前記磁気飽和の変化特性に応じてインピーダンスが変化せしめられ、かつ、前記高透磁率磁性体は、近接した前記回転子の変位に伴って前記磁気飽和の変化特性が正弦関数的特性を示すように、前記回転子の変位方向に関して漸次変化する形状を有しており、更に、前記複数のコイルのうち第１及び第２のコイルは、前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、かつ、前記複数のコイルのうち第３及び第４のコイルも、前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、更に、前記第１及び第２のコイルの組と前記第３及び第４のコイルの組とが前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに所定位相だけずれるように配置されており、前記各コイルを所定の基準交流信号で励磁し、該各コイルのインピーダンスに応じた出力信号を各コイルから生成すると共に、前記第１及び第２のコイルの出力信号を差動合成して第１の合成出力交流信号を生成し、かつ、前記第３及び第４のコイルの出力信号を差動合成して第２の合成出力交流信号を生成するセンサ回路と、前記第１及び第２の合成出力交流信号に基づき、前記サーボモータの回転子の位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、同じ前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを生成する信号生成回路と、前記基準交流信号の基準位相と前記第１の電気的交流信号の基準位相と前記第２の電気的交流信号の基準位相とに基づき、前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差を示す位相出力信号を生成する位相出力回路とを具備し、生成された位相出力信号を前記サーボモータの回転子の位置検出信号として出力することを特徴とする。
【０００９】
本発明によれば、回転位置検出装置の検出要素は、前記複数のコイルのみであり、検出要素としての特段の磁性体ロータが不要であるので、回転位置検出装置の構成をかなり小型化することができる。従って、液密サーボモータ装置として構成する場合に、サーボモータと回転位置検出装置を一体化して１つのケーシング内に液密に収納することが容易に行えるものとなり、液密構造化するのに適する。また、複数のコイルの各々に取り付ける高透磁率磁性体は、サーボモータ回転子から漏洩する磁束に敏感に反応するので、サーボモータ回転子から漏洩する磁束の向きとコイルの軸線方向との関係に自由度をもたせることができ、回転位置検出装置の配置あるいはコイル配置などの自由度が高いので、実用上優れている。
【００１０】
更に、複数のコイルの各々に取り付けた高透磁率磁性体の形状をサーボモータ回転子の変位方向に関して漸次変化するように工夫することで、近接したサーボモータ回転子の変位に伴って該回転子からの漏洩磁束に基づく磁気飽和の変化特性が正弦関数的特性を示すようにしたので、コイルに生じるインピーダンス変化の特性を所望の正弦関数的特性とすることが容易にできる。従って、各コイルから生成する各コイルのインピーダンスに応じた出力信号として、所望の正弦関数及び余弦関数的振幅特性を持つ交流信号を適切に生成させることができ、後段での位相検出処理にとって都合がよいものとなる。
【００１１】
更に、前記複数のコイルのうち第１及び第２のコイルは、前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、前記第１及び第２のコイルの出力信号を差動合成して第１の合成出力交流信号を生成するので、第１の合成出力交流信号としてコイルの温度ドリフト補償を行った信号を得ることができる。複数のコイルのうち第３及び第４のコイルについても同様に、前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、前記第３及び第４のコイルの出力信号を差動合成して第２の合成出力交流信号を生成するので、第２の合成出力交流信号としてコイルの温度ドリフト補償を行った信号を得ることができる。
【００１２】
また、前記第１及び第２の合成出力交流信号に基づき、前記サーボモータの回転子の位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、同じ前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを生成し、更に、前記基準交流信号の基準位相と前記第１の電気的交流信号の基準位相と前記第２の電気的交流信号の基準位相とに基づき、前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差を示す位相出力信号を生成し、生成された位相出力信号を前記サーボモータの回転子の位置検出信号として出力するので、コイル以外の電気回路及び磁気回路要素による温度ドリフト誤差成分を、正及び負の両方向にシフトされた電気的位相角の合成により、相殺的に除去した高精度な位置検出信号を得ることができる。また、サーボモータの回転子の位置検出信号は、電気的位相差を示す信号であるため、該検出信号を遠隔の制御装置まで伝送する場合において、伝送路のインピーダンス等の影響を受けにくい。
【００１３】
請求項２によれば、前記位相出力回路は、前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の位相差を示すＰＷＭ信号を，前記位相出力信号として、生成する。このように、第１の電気的交流信号と第２の電気的交流信号との電気的位相差に対応するパルス幅を持つＰＷＭ信号を出力するように構成したことで、出力配線数を減少することができ、構成の簡略化を図ることができる。
【００１４】
請求項３によれば、前記位相出力回路は、前記第１の電気的交流信号の基準位相のタイミングを始点とし、前記基準交流信号の基準位相のタイミングを経過した後の前記第２の電気的交流信号の基準位相のタイミングを終点として、該始点から終点までの時間間隔で前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差を示す前記位相出力信号を生成する。これによれば、前記第１及び第２の電気的交流信号の前記基準交流信号に対する前記電気的位相角シフトが１８０度以上であっても、正確な検出データを生成することができる。
【００１５】
請求項４によれば、前記センサ回路は、外部から与えられる直流電源に基づき前記基準交流信号を生成する回路を含む。これによれば、センサ回路内部で基準交流信号を生成するので、長い伝送路を経て外部から基準交流信号を供給する構成に比べて、基準交流信号に誤差が生じにくく、正確な検出が行える。
【００１６】
請求項５によれば、前記サーボモータ及び前記回転位置検出装置を液密に収納するケーシングと、前記ケーシングの内部に外部から空気圧を導入するために前記ケーシングに設けられた圧力ポート部とを更に備えることを特徴とする。これによれば、液密サーボモータ装置を提供することができ、かつ、ケーシング内圧を高める若しくは調整することで、液密性をより一層高めることができる。
【００１７】
請求項６によれば、前記サーボモータの出力軸に対して取り付けられる液密構造の減速機を更に備え、前記ケーシングは、前記サーボモータ及び前記回転位置検出装置を液密に収納する空間の外側において、前記減速機を交換可能に収納し、前記減速機の出力軸の周囲を液密にシールする第１のシール部材と、前記第１のシール部材の内側寄りで前記減速機の出力軸の周囲を液密にシールする第２のシール部材とを備え、前記第１のシール部材は、前記減速機の内部への外部からの液体の侵入を防止し、前記第２のシール部材は、前記減速機の内部の圧力を保持することを特徴とする。これによれば、サーボモータ装置の出力軸に減速機を設ける場合において、両者の液密構造を分離することにより、減速機の交換を容易に行うことができる構成とすることができる。また、その場合、減速機の出力軸を二重にシールすることにより、減速機の内部への外部からの液体の侵入防止と、減速機の内部の圧力保持の両方を達成することで、液密性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の一実施例を示す液密サーボモータ装置の概略断面図。
【００１９】
【図２】漏洩磁束検出型の回転位置検出装置の一例を、コイル部分の構成例について示す図。
【００２０】
【図３】コイル部分の変形例として、高透磁率磁性体の形状を図２の例とは異ならせた例を示す正面略図。
【００２１】
【図４】回転位置検出装置に含まれる検出用電気回路例を示す図。
【００２２】
【図５】回転位置検出装置の出力をマイクロコンピュータに接続してなるシステムの一例を示すブロック図。
【００２３】
【図６】図４の検出回路構成によって検出データの温度ドリフト補償が行えることを説明するタイミングチャート。
【００２４】
【図７】回転位置検出装置の出力をマイクロコンピュータに接続してなる検出システムの別の構成例を示すブロック図。
【００２５】
【図８】電気的位相角の時間差をカウントする動作例を示すタイミングチャート。
【００２６】
【図９】図８に従う時間差カウント動作を行う処理の一例を示すフローチャート。
【００２７】
【図１０】図８に従う時間差カウント動作を行うように構成したＰＷＭ変換回路の一例を示すロジック回路図。
【００２８】
【図１１】漏洩磁束検出型の回転位置検出装置のコイル部分の別の構成例を示す図。
【００２９】
【図１２】コイルと高透磁率磁性体の別の配置例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
図１において、本発明の一実施例に係る液密サーボモータ装置は、サーボモータ１と、サーボモータ１のローター（回転子）２の回転位置を検出するためのセンサ（回転位置検出装置）１０とを備える。サーボモータ１は、公知のどのようなタイプのサーボモータであってもよく、励磁コイルを備えたステータ３と、ローター（回転子）２とで構成される。なお、ローター（回転子）２には、所定の配置でＮ極とＳ極が形成されるものを用いる。ここでは、ローター（回転子）２において永久磁石のＮ極とＳ極が形成されている同期モータをサーボモータ１として用いる例を想定する。
【００３１】
ケーシング４は、サーボモータ１及びセンサ１０を液密に収納するもので、液密構造かつ防錆材質若しくは防錆表面処理を施したものからなる。一例として、ケーシング４は、防水を目的とし、かつ、モータ本体の形成を兼ねた一体ケース構造を有する。該ケーシング内にローター２とステータ３を組み立てることによりサーボモータ１を構成し、かつ、該サーボモータ１に対して所定の配置をなすようにセンサ１０をケーシング４内に取り付け収納する。
【００３２】
更に、ケーシング４には、該ケーシング４の内部に外部から空気圧を導入するための圧力ポート部５が形成されている。この圧力ポート部５を介して外部の空気圧供給源（図示せず）から空気圧をケーシング４内に供給することで、ケーシング４の内圧を高める、若しくは調整し、液密性をより一層高めることができる。例えば、内部圧力調整機構（調整弁）を適宜箇所に設置し、ケーシング４の内部圧力と外部圧力を調整することで、ケーシング４の液密性を保つ。このように液密サーボモータ装置として構成することで、原子力発電所等における水中環境に置かれたマニピュレータのサーボモータ装置として本発明を適用することができる。
【００３３】
ケーシング４において、サーボモータ１の出力軸６の側は、仕切壁７が形成されており、その外側（つまり、サーボモータ１及びセンサ１０を液密に収納するための空間の外側）に減速機８を交換可能に収納するための領域が形成されている。減速機８はサーボモータ１の出力軸６の回転を変速して出力軸９から出力する。減速機８に液密性をもたせるために、減速機８の出力軸９の周囲を液密にシールする第１のシール部材１８と、第１のシール部材１８の内側寄りで減速機８の出力軸９の周囲を液密にシールする第２のシール部材１９とが設けられる。第１のシール部材１８は、減速機８の内部への外部からの液体の侵入を防止し、第２のシール部材１９は、減速機８の内部の圧力を保持する役目を果たす。これによれば、サーボモータ１の出力軸６に減速機８を設ける場合において、両者の液密構造を分離することにより、減速機８の交換を容易に行うことができる構成とすることができる。また、その場合、減速機８の出力軸９を二段階にシールすることにより、減速機８の内部への外部からの液体の侵入防止と、減速機８の内部の圧力保持の両方を達成し、液密性を向上させることができる。
【００３４】
図２は、漏洩磁束検出型の回転位置検出装置として構成されたセンサ１０のコイル部分の構成例を示す図であり、（ａ）は正面略図、（ｂ）は側面略図である。一例として、サーボモータ１のローター（回転子）２は、永久磁石ＭＧのＮ極とＳ極を１８０度の間隔で配置した構成からなるものとしている。その場合、サーボモータ１のローター２の一回転につき、ローター２の永久磁石ＭＧによる磁界が２サイクル回転する。センサ１０は、サーボモータ１のローター２の永久磁石ＭＧの漏洩磁束を検出し、ローター２の永久磁石ＭＧによる磁界の現在角度を割り出すことで、サーボモータ１の回転位置を検出する。
【００３５】
図２（ａ）において、センサ１０は、リング状の回路基板１５において所定の角度間隔で配置された４極のフラットコイル１１，１２，１３，１４を含む。例えば、各極のフラットコイル１１，１２，１３，１４は、渦巻き状のプリント配線からなるもので、渦巻きプリント配線コイルを複数層重ねてインダクタンスを高めている。図２（ｂ）に示すように、サーボモータ１のローター２の一部がステータ３よりも幾分突出して形成され、その突出部分２ａの周囲にセンサ１０のリング状回路基板１５が嵌め込まれる。図２（ｂ）に示すように、各フラットコイル１１，１２，１３，１４の配置に対応して基板１５の両面において高透磁率磁性体１６が配置される。各高透磁率磁性体１６は例えばアモルファスのような高透磁率材質からなり、薄い板若しくは薄膜を成している。このような高透磁率材質は、フラックスゲートとして機能する。すなわち、高透磁率材質に永久磁石の磁極が近接すると、該高透磁率材質は大きな磁束の影響により磁気飽和を起こし、その透磁率を大きく低下させる性質を有している。従って、各フラットコイル１１，１２，１３，１４における各高透磁率磁性体１６は、ローター２の永久磁石ＭＧの磁極Ｓ，Ｎの近接に応じて透磁率を変化させ、対応するコイル１１，１２，１３，１４にそれに応じたインピーダンス変化を生じさせる。このフラックスゲート原理により、ローター２の永久磁石ＭＧから生じる漏洩磁束を各コイル１１，１２，１３，１４で検知することができる。なお、高透磁率磁性体１６は、各フラットコイル１１，１２，１３，１４の配置に対応して基板１５の片面に配置するだけでもよい。
【００３６】
例えば、図示例のように、サーボモータ１のローター２の一回転につき、ローター２の永久磁石ＭＧの磁極Ｓ，Ｎによる磁界が２サイクル回転する場合は、ローター２の回転角度をφとすると、該ローター２の回転角度φに応じた永久磁石の漏洩磁束に応じて各フラットコイル１１，１２，１３，１４における各高透磁率磁性体１６にはφに対して２倍の周期性を持つ（つまり、該回転角度φに相関する）磁気飽和が生ぜしめられ、各コイル１１，１２，１３，１４においては、前記磁気飽和の周期的変化に応じてインピーダンスが変化せしめられる。
【００３７】
ここで、高透磁率磁性体１６の形状を適切に設定することにより、ローター２の回転角度φに応じて第１のコイル１１（サイン極Ｓ）に生じるインピーダンス変化の特性が正弦関数ｓｉｎθと同等若しくはそれに近いものとなるようにすることができる。なお、θ＝２φである。また、第１のコイル１１から時計方向に機械角で約９０度ずれて配置された第２のコイル１２（マイナスサイン極−Ｓ）では、ローター２の回転角度φに応じたインピーダンス変化の特性がマイナス正弦関数−ｓｉｎθと同等若しくはそれに近いものとなるようにすることができる。同様に、第１のコイル１１から時計方向に機械角で約２２５度ずれて配置された第３のコイル１３（コサイン極Ｃ）では、ローター２の回転角度φに応じたインピーダンス変化の特性が余弦関数ｃｏｓθと同等若しくはそれに近いものとなるようにすることができる。また、第１のコイル１１から時計方向に機械角で約３１５度ずれて配置された第４のコイル１４（マイナスコサイン極−Ｃ）では、ローター２の回転角度φに応じたインピーダンス変化の特性がマイナス余弦関数−ｃｏｓθと同等若しくはそれに近いものとなるようにすることができる。なお、各コイル１１〜１４の機械的配置は、上記例に限らず、適宜設計変更可能である。要は、各コイル１１〜１４におけるローター２の回転角度φに応じたインピーダンス変化の特性がそれぞれｓｉｎθ，−ｓｉｎθ，ｃｏｓθ，−ｃｏｓθとなるようにすればよい。
【００３８】
なお、高透磁率磁性体１６の形状は、図２（ａ）では、各フラットコイル１１，１２，１３，１４の円形状に合わせて略円形状としている。このような略円形状であっても、ローター２の変位方向に関して漸次変化する形状であるから、近接したローター２の変位に伴って磁気飽和の変化特性が正弦関数的特性を示すようにすることができるかもしれない。しかし、より好ましくは、図３に示すように、高透磁率磁性体１６の形状は、眼の輪郭のような先細り形状を有するものとするのがよいかもしれない。いずれにせよ、上述のように、各コイル１１〜１４におけるローター２の回転角度φに応じたインピーダンス変化の特性がそれぞれｓｉｎθ，−ｓｉｎθ，ｃｏｓθ，−ｃｏｓθとなるように、若しくはできるだけそれに近いものとなるように、高透磁率磁性体１６の形状を、ローター２の変位方向に関して漸次変化する形状とする。
【００３９】
このように、第１及び第２のコイル１１，１２は、ローター２から生じる漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、かつ、第３及び第４のコイル１３，１４も、ローター２から生じる漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置されている。そして、第１及び第２のコイル１１，１２の組と前記第３及び第４のコイル１３，１４の組とがローター２から生じる漏洩磁束の変化に対して互いに所定位相（π／２）だけずれるように配置されている。
【００４０】
図４は、センサ１０に含まれる検出用電気回路例を示す。図４において、各コイル１１〜１４は可変インダクタンス要素として等価的に示されている。各コイル１１〜１４は、基準交流信号源４０から与えられる所定の高周波交流信号（便宜上、これをＥｓｉｎωｔで示す）によって１相で励磁される。各コイル１１〜１４に生じる電圧Ｖａ，Ｖｃ，Ｖｂ，Ｖｄは、等価的に、下記のように、検出対象たるローター２の回転位置φに対応する角度変数θ（＝２φ）に応じた上記コイル１１〜１４毎のインピーダンス値に応じた大きさを示す。なお、Ｐ0は磁気回路の定数要素である。
Ｖａ＝（Ｐ0＋ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ
Ｖｂ＝（Ｐ0＋ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ
Ｖｃ＝（Ｐ0−ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ
Ｖｄ＝（Ｐ0−ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ
【００４１】
アナログ演算器３１は、下記のように、サイン相に相当するコイル１１の出力電圧Ｖａと、それに対して差動変化するマイナスサイン相に相当するコイル１２の出力電圧Ｖｃとの差を求め、角度変数θのサイン関数特性の振幅係数を持つ交流出力信号を生成する。
Ｖａ−Ｖｃ＝（Ｐ0＋ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ−（Ｐ0−ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ
＝２ｓｉｎθｓｉｎωｔ
アナログ演算器３２は、下記のように、コサイン相に相当するコイル１３の出力電圧Ｖｂと、それに対して差動変化するマイナスコサイン相に相当するコイル１４の出力電圧Ｖｄとの差を求め、角度変数θのコサイン関数特性の振幅係数を持つ交流出力信号を生成する。
Ｖｂ−Ｖｄ＝（Ｐ0＋ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ−（Ｐ0−ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ
＝２ｃｏｓθｓｉｎωｔ
【００４２】
こうして、検出対象たる回転位置φに相関する角度変数θを含む２つの周期的振幅関数（ｓｉｎθとｃｏｓθ）によってそれぞれ振幅変調された２つの交流出力信号「２ｓｉｎθｓｉｎωｔ」と「２ｃｏｓθｓｉｎωｔ」が得られる（以下、係数の「２」は省略する。）。これは、従来からレゾルバとして知られた検出器のサイン相出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びコサイン相出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔと同等のものである。なお、サイン相及びコサイン相という呼び名、及び２つの交流出力信号の振幅関数のサイン、コサインの表わし方は便宜的なものであり、一方がサインで他方がコサインでありさえすれば、どちらをサインと言ってもよい。すなわち、Ｖａ−Ｖｃ＝ｃｏｓθｓｉｎωｔで、Ｖｂ−Ｖｄ＝ｓｉｎθｓｉｎωｔである、と表現してもよい。
【００４３】
基準交流信号源４０及びアナログ演算器３１，３２の部分が、各コイル１１〜１４を所定の基準交流信号で励磁し、該各コイル１１〜１４のインピーダンスに応じた出力信号を各コイル１１〜１４から生成すると共に、第１及び第２のコイル１１，１２の出力信号を差動合成して第１の合成出力交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔを生成し、かつ、第３及び第４のコイル１３，１４の出力信号を差動合成して第２の合成出力交流信号ｃｏｓθｓｉｎωｔを生成するセンサ回路に相当する。
【００４４】
ここで、温度ドリフト特性の補償について説明すると、温度に応じて各コイル１１〜１４のインピーダンスが変化し、その出力電圧Ｖａ〜Ｖｄも変動する。しかし、これらを演算合成したサイン及びコサイン関数特性の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔにおいては、「Ｖａ−Ｖｃ」及び「Ｖｂ−Ｖｄ」の演算によって、コイルの温度ドリフト誤差が補償されるので、温度ドリフトによるコイルインピーダンス変化の影響を受けないものとなる。従って、精度のよい検出が可能である。また、その他の回路部分例えば基準交流信号源４０等での温度ドリフト特性も、後述するように自動的に補償される。
【００４５】
本実施例においては、演算器３１、３２から出力される２つの交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔに基づき、位相検出方式で回転位置検出を行う。この場合の位相検出方式としては、例えば特開平９−１２６８０９号公報に示された技術を適宜用いるとよい。例えば、一方の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔをシフト回路３３で電気的に９０度シフトすることで、交流信号ｓｉｎθｃｏｓωｔを生成し、これと他方の交流出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔをアナログ加算器３４で加算合成することで、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）なる、θに応じてプラス方向（進相）に位相シフトされた交流信号（位相成分θを交流位相ずれに変換した信号）を生成する。
【００４６】
一方、シフト回路３３から出力される交流出力信号ｓｉｎθｃｏｓωｔと他方の交流出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔとをアナログ引算器３６で引算合成することで、ｓｉｎ（ωｔ−θ）なる、θに応じてマイナス方向（遅相）に位相シフトされた交流信号（位相成分θを交流位相ずれに変換した信号）を生成する。
【００４７】
これらのシフト回路３３、アナログ加算器３４、アナログ引算器３６の部分が、第１及び第２の合成出力交流信号ｓｉｎθｃｏｓωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔに基づき、サーボモータ１のローター２の回転位置φに対応するシフト量θだけ基準交流信号ｓｉｎωｔに対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）と、同じ検出対象回転位置φに対応するシフト量θだけ基準交流信号ｓｉｎωｔに対して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）を生成する信号生成回路に相当する。
【００４８】
そして、進相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のゼロクロスをコンパレータ３５で検出し、ゼロクロス検出パルスＬｐを生成する。また、遅相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）のゼロクロスをコンパレータ３７で検出し、ゼロクロス検出パルスＬｍを生成する。ゼロクロス検出パルスＬｐは、上記第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基準位相（位相角０）のタイミングを示している。ゼロクロス検出パルスＬｍは、上記第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の基準位相（位相角０）のタイミングを示している。
【００４９】
コンパレータ３５から出力される進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐは、進相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）における位相シフト量θを、基準交流信号ｓｉｎωｔのゼロ位相時点に対する進み時間位置で示すタイミング信号に相当する。
【００５０】
また、コンパレータ３７から出力される遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍは、遅相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）における位相シフト量θを、基準交流信号ｓｉｎωｔのゼロ位相時点からの遅れ時間位置で示すタイミング信号に相当する。
【００５１】
このように、進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍのどちらもが、サーボモータ１のローター２の回転位置φに対応する位相シフト量θを、時間位置で示す検出データである。従って、原理的には、進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍのどちらか一方を、ローター２の回転位置φの検出信号として出力するようにすればよい。しかし、後述するように温度ドリフト補償した検出データを得るためには、両方を用いるのがよい。
【００５２】
図４に示されたセンサ１０の各回路３１〜３７、４０は１つの回路基板１５上にユニット化して収容されて回路ユニットとしてまとめられる。そして、該回路ユニットを含むセンサ１０が、図１に示すように、ケーシング４内に収納される。こうして、ケーシング４内にコイルと回路を含むセンサ１０がコンパクトに収められる。図５は、ケーシング４内に収納された図２〜図４に示す実施例に係るセンサ１０を、その検出出力を利用するためのマイクロコンピュータ２０に接続してなるシステム構成例を示す。マイクロコンピュータ２０と図４実施例回路との間は、少なくとも直流電源供給ラインと２本の出力ライン２１ａ，２１ｂで接続されるだけでよい。この２本の出力ライン２１ａ，２１ｂには、上述の進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍがそれぞれ出力される。マイクロコンピュータ２０は、タイミング信号キャプチャ用の入力ポートを複数有しており、この入力ポートに上記出力ライン２１ａ，２１ｂをそれぞれ接続する。マイクロコンピュータ２０は該入力ポートに接続されたライン２１ａ，２１ｂから与えられる２つのタイミング信号（パルスＬｐとＬｍ）の時間差Δｔをカウントすることで、サーボモータ１のローター２の回転位置φに対応する位相角データθをデジタル的に測定する。なお、この例の場合、位相角データθは、ローター２の１８０度の回転範囲を１サイクルとしてその１サイクル範囲内のアブソリュート値で回転位置を示す。１８０度を越える回転範囲に関しては、サイクル数をインクリメントすることで検出可能である。測定した位相角データθは、サーボモータ１のローター回転位置φのフィードバック信号としてサーボモータ制御回路（図示せず）に与えられる。サーボモータ制御回路（図示せず）を公知の手法により目標値とローター回転位置φのフィードバック信号とに基づきサーボモータ１の回転指令信号を生成し、サーボモータ１に与える。
【００５３】
コンパレータ３５、３７及びマイクロコンピュータ２０でΔｔをカウントする部分が、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相と第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基準位相と第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の基準位相とに基づき、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）と第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の電気的位相差を示す位相出力信号を生成する位相出力回路に相当する。勿論、マイクロコンピュータ２０に代えて、パルスＬｐとＬｍの時間差Δｔをカウントするデジタル回路を使用してもよい。
【００５４】
なお、マイクロコンピュータ２０では、ライン２１ａ，２１ｂから与えられる２つのタイミング信号（パルスＬｐとＬｍ）の時間差Δｔをカウントするだけでよく、センサ１０内に設けられた基準交流信号源４０から発生される基準交流信号ｓｉｎωｔのゼロ位相時点を知る必要がない。よって、コンピュータ２０の側での時間測定のための処理・構成が簡素化される。一方、ケーシング４内に収納されたセンサ１０内の回路では、基準交流信号源４０としてアナログ発振回路により又はサイン波関数発生器などを使用して、外部から供給される直流電源に基づき、内部で基準交流信号ｓｉｎωｔを発生するだけでよく、これを同期化のための参照信号としてマイクロコンピュータ２０に与える必要がないので、液密構成のケーシング４に設けねばならない外部端子の構成を簡素化でき、コスト削減につながる。
【００５５】
ここで、再び温度ドリフト特性の補償について説明する。温度ドリフト特性によって、例えば基準交流信号源４０で発生する交流信号の周波数や振幅レベルに変動が起きたり、その他の回路要素や信号線路でのインピーダンスが変動した場合、検出される前記進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍにおけるそれぞれの位相シフト値θには温度ドリフト特性による誤差εが含まれることになる。しかし、この誤差εは両検出パルスＬｐ，Ｌｍにおいて同値同一方向（同値同一符号）で現われるので、２つの検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）の時間差Δｔにおいては、自動的に誤差εが相殺されることになる。従って、温度ドリフトによる回路等のインピーダンス変化の影響を受けず、高精度な検出が可能となる。
【００５６】
図６は、この温度補償の様子を模式的に示すタイミング図である。（ａ）は温度ドリフトによる誤差εがない場合の検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）の発生タイミング例を示し、時間差Δｔは、理論的には２θであり、正確な回転位置を示す。（ｂ）は温度ドリフトによる誤差εがある場合の検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）の発生タイミング例を示す。この場合、進相の検出パルスＬｐは、基準交流信号のゼロ位相時点に対して、誤差εを含む「＋θ−ε」に相当する進み時間だけ先行して発生し、遅相の検出パルスＬｍは、基準交流信号のゼロ位相時点に対して、誤差εを含む「−θ−ε」に相当する遅れ時間だけ遅れて発生する。しかし、２つの検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）のそれぞれがこのように誤差εを含んでいても、両者の時間差Δｔにおいては、自動的に誤差εが相殺され、正確な回転位置を示す理論値２θに対応している。このように、温度ドリフト補償が達成されている。
【００５７】
図７は、センサ１０の回路ユニット内に搭載する回路構成の別の例を示す。図７の例では、ケーシング４内に収納されたセンサ１０内の回路構成は、図４の回路構成に加えて、進相の検出パルスＬｐと遅相の検出パルスＬｍとのを時間差Δｔに対応するパルス幅を持つ可変パルス幅信号ＰＷＭを形成するＰＷＭ変換回路３８を更に備える。このＰＷＭ変換回路３８で形成された該時間差Δｔに対応するパルス幅を持つ可変パルス幅信号ＰＷＭは、１本の出力ライン２１ｃを介して出力され、マイクロコンピュータ２０に入力される。マイクロコンピュータ２０は、ＰＷＭ信号キャプチャ用の入力ポートを有しており、この入力ポートに上記出力ライン２１ｃを接続する。マイクロコンピュータ２０は該入力ポートに接続されたライン２１ｃからのＰＷＭ信号のパルス時間幅Δｔをカウントすることで、サーボモータ１のローター２の回転位置φに対応する位相角データθをデジタル的に測定する。測定した位相角データθは、前述と同様に、サーボモータ１のフィードバック制御のために利用される。この回路構成例においては、出力ライン２１ｃが１本で済むので、より一層、構成を簡素化できる。
【００５８】
ところで、上述のように、パルスＬｐとＬｍの時間差Δｔをカウントする場合、図８（ａ）に示すように、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）に対して、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の電気的位相角シフト＋θ（つまりＬｐのタイミング）及び第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の電気的位相角シフト−θ（つまりＬｍのタイミング）が１８０度以内であれば、単純にパルスＬｐとＬｍの時間差Δｔをカウントすることで正確な位相角シフトデータθ（つまり２θ）を得ることができる。
【００５９】
一方、図８（ｂ）に示すように、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）に対して、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の電気的位相角シフト＋θ（つまりＬｐ1のタイミング）及び第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の電気的位相角シフト−θ（つまりＬｍ1のタイミング）が１８０度以上の場合は、単純に、パルスＬｐとＬｍの時間差Δｔをカウントしたのでは、今回サイクルのパルスＬｐ1のタイミングと前回サイクルのパルスＬｍ0の時間差をカウントしてしまうことになり、正確な位相角シフトデータθ（つまり２θ）を得ることができない。そこで、そのような場合でも、正確な位相角シフトデータθ（つまり２θ）を得ることができるようにすることが新たな課題となる。
【００６０】
そのような課題を解決するために、図５の実施例において、センサ１０の回路側で基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）を示す基準ゼロクロスパルスＲ0を生成して、これをマイクロコンピュータ２０に供給し、マイクロコンピュータ２０の側において、例えば、図９に示すような手順で時間差Δｔのカウントを行うとよい。図９においては、要するに、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｐのタイミング）を始点とし、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相のタイミング（Ｒ0）を経過した後の第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｍのタイミング）を終点として、該始点から終点までの時間間隔Δｔで第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差（２θ）を示す位相出力信号を生じるようにしている。
【００６１】
図９の処理は、基準ゼロクロスパルスＲ0の発生タイミングでスタートする。ステップＳ１では、Δｔのカウント動作中であるか（カウントフラグが立っているか）を判定する。ＹＥＳであれば、ステップＳ２に行き、Ｌｍの発生タイミングが到来したかを判定する。Ｌｍの発生タイミングになると、ステップＳ３でΔｔのカウント動作を終了する。この場合、Δｔのカウントデータを回転位置検出データとして保存し、カウントフラグをリセットする。その後、ステップＳ４でＬｐの発生タイミングが到来したかを判定する。Ｌｐの発生タイミングが到来したならば、ステップＳ５でΔｔのカウント動作を開始し、カウントフラグを立てる。ステップＳ３のＹＥＳを経てステップＳ４，Ｓ５の処理に進むのは、図８（ａ）の例のように、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）に対して、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の電気的位相角シフト＋θ（つまりＬｐのタイミング）及び第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の電気的位相角シフト−θ（つまりＬｍのタイミング）が１８０度以内である場合である。
【００６２】
ステップＳ４がＮＯの場合は、ステップＳ６で基準ゼロクロスパルスＲ0の発生タイミングが到来したかを判定し、到来していなければ、ステップＳ４に戻る。つまり、ステップＳ４とステップＳ６を巡回することにより、ＬｐとＲ0のいずれか早い方の発生に応じて処理を行う。Ｒ0が発生する前にＬｐが発生した場合は、上述のようにステップＳ５に進む。
【００６３】
一方、Ｌｐが発生する前にＲ0が発生した場合は、ステップＳ６でＹＥＳと判定し、図９のルーチンのスタートにジャンプする。この場合、Δｔのカウント動作中ではない（カウントフラグがリセットされている）ので、ステップＳ１はＮＯであり、ステップＳ４に進む。ステップＳ４では、Ｌｐの発生タイミングが到来したかを判定する。Ｌｐの発生タイミングが到来したならば、ステップＳ５でΔｔのカウント動作を開始し、カウントフラグを立てる。そして、このルーチンを終了し、次にＲ0が発生するまで待機する。ステップＳ１のＮＯからステップＳ４、Ｓ５の処理を行うのは、図８（ｂ）の例のように、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）に対して、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の電気的位相角シフト＋θ（つまりＬｐのタイミング）及び第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の電気的位相角シフト−θ（つまりＬｍのタイミング）が１８０度以上の場合である。
【００６４】
一方、上記のような課題を解決するために、図７の実施例においては、センサ１０の回路側に設けられたＰＷＭ変換回路３８において、上記図９の処理のコンセプトと同様に、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｐのタイミング）を始点とし、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相のタイミング（Ｒ0）を経過した後の第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｍのタイミング）を終点とするように、ＰＷＭ信号を生成するようにロジック回路を構成すればよい。そのためには、ＰＷＭ変換回路３８を例えば図１０に示すように構成するとよい。図１０においては、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のゼロクロス検出パルスＬｐをフリップフロップ３８１のセット入力Ｓに入力し、このフリップフロップ３８１のセット出力ＱをＡＮＤゲート３８２に入力し、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）のタイミングで発生するパルスＲ0をＡＮＤゲート３８２の他方入力に入力し、ＡＮＤゲート３８２の出力をフリップフロップ３８３のセット入力Ｓに入力する。フリップフロップ３８３のセット出力ＱはＡＮＤゲート３８４に入力され、ＡＮＤゲート３８４の他の入力には第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）のゼロクロス検出パルスＬｍが入力され、ＡＮＤゲート３８４の出力はフリップフロップ３８１のリセット入力Ｒに入力される。フリップフロップ３８１のセット出力Ｑが回転位置に応じた時間差Δｔを示すＰＷＭ信号として出力ライン２１ｃに出力される。そして、フリップフロップ３８１のセット出力Ｑをインバータ３８５で反転した信号がフリップフロップ３８３のリセット入力Ｒに入力される。この構成によれば、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のゼロクロス検出パルスＬｐの発生タイミングでフリップフロップ３８１がセットされ、フリップフロップ３８１がセットされた状態で基準位相（０度）のタイミングパルスＲ0が発生されると、ＡＮＤゲート３８２のＡＮＤ条件が成立してフリップフロップ３８３がセットされ、フリップフロップ３８３がセットされた状態で第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）のゼロクロス検出パルスＬｍが発生されると、ＡＮＤゲート３８４のＡＮＤ条件が成立してフリップフロップ３８１がリセットされる。これにより、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｐのタイミング）を始点とし、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相のタイミング（Ｒ0）を経過した後の第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｍのタイミング）を終点とするように、ＰＷＭ信号を生成することができる。そして、ＰＷＭ信号が０に立ち下がったとき、インバータ３８５の出力１によりフリップフロップ３８３がリセットされる。
【００６５】
なお、センサ１０における検出用コイル１１〜１４の構成は、上記実施例のようなプリント回路基板に形成されたフラットコイル型のものに限らず、どのようなタイプでもよい。例えば、図１１は、高透磁率磁性体のコア２６の周りにコイル１１〜１４を巻回したタイプからなっている。あるいは、図１２に示すように、単体のコイル１１に隣接して所定形状の高透磁率磁性体１６を配置する構成でもよい。フラックスゲートタイプのセンサにおいては、漏洩磁束に敏感に応答して検出を行うことができるので、漏洩磁束の発生源であるローター２から発生される漏洩磁束の向きとコイルの軸線の向きとの関係には自由度があり、コイルの配置の許容度が高い。
【符号の説明】
【００６６】
１ サーボモータ
２ ローター（回転子）
３ ステータ
４ ケーシング
１０ センサ（回転位置検出装置）
１１，１２，１３，１４ コイル
１５ 回路基板
１６ 高透磁率磁性体
ＭＧ 永久磁石
【特許請求の範囲】
【請求項１】
サーボモータと、前記サーボモータの回転子の回転位置を検出するための回転位置検出装置とを備えるサーボモータ装置であって、
前記回転位置検出装置は、
前記サーボモータの回転子に近接して該回転子の移動経路に沿って配置され、該回転子から生じる漏洩磁束を検知する複数のコイルと、ここで、前記複数のコイルの各々に対応して高透磁率磁性体が近接配置されており、該高透磁率磁性体においては前記回転子の回転位置に対応する関数特性で生じる前記漏洩磁束の変化に応じて磁気飽和が生ぜしめられ、各コイルにおいては、前記磁気飽和の変化特性に応じてインピーダンスが変化せしめられ、かつ、前記高透磁率磁性体は、近接した前記回転子の変位に伴って前記磁気飽和の変化特性が正弦関数的特性を示すように、前記回転子の変位方向に関して漸次変化する形状を有しており、更に、前記複数のコイルのうち第１及び第２のコイルは、前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、かつ、前記複数のコイルのうち第３及び第４のコイルも、前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、更に、前記第１及び第２のコイルの組と前記第３及び第４のコイルの組とが前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに所定位相だけずれるように配置されており、
前記各コイルを所定の基準交流信号で励磁し、該各コイルのインピーダンスに応じた出力信号を各コイルから生成すると共に、前記第１及び第２のコイルの出力信号を差動合成して第１の合成出力交流信号を生成し、かつ、前記第３及び第４のコイルの出力信号を差動合成して第２の合成出力交流信号を生成するセンサ回路と、
前記第１及び第２の合成出力交流信号に基づき、前記サーボモータの回転子の位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、同じ前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを生成する信号生成回路と、
前記基準交流信号の基準位相と前記第１の電気的交流信号の基準位相と前記第２の電気的交流信号の基準位相とに基づき、前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差を示す位相出力信号を生成する位相出力回路と
を具備し、生成された位相出力信号を前記サーボモータの回転子の位置検出信号として出力することを特徴とするサーボモータ装置。
【請求項２】
前記位相出力回路は、前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の位相差を示すＰＷＭ信号を，前記位相出力信号として、生成する請求項１に記載のサーボモータ装置。
【請求項３】
前記位相出力回路は、前記第１の電気的交流信号の基準位相のタイミングを始点とし、前記基準交流信号の基準位相のタイミングを経過した後の前記第２の電気的交流信号の基準位相のタイミングを終点として、該始点から終点までの時間間隔で前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差を示す前記位相出力信号を生成する請求項１又は２に記載のサーボモータ装置。
【請求項４】
前記センサ回路は、外部から与えられる直流電源に基づき前記基準交流信号を生成する回路を含む請求項１乃至３のいずれかに記載のサーボモータ装置。
【請求項５】
前記サーボモータ及び前記回転位置検出装置を液密に収納するケーシングと、
前記ケーシングの内部に外部から空気圧を導入するために前記ケーシングに設けられた圧力ポート部と
を更に備えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のサーボモータ装置。
【請求項６】
前記サーボモータの出力軸に対して取り付けられる液密構造の減速機を更に備え、
前記ケーシングは、前記サーボモータ及び前記回転位置検出装置を液密に収納する空間の外側において、前記減速機を交換可能に収納し、
前記減速機の出力軸の周囲を液密にシールする第１のシール部材と、
前記第１のシール部材の内側寄りで前記減速機の出力軸の周囲を液密にシールする第２のシール部材と
を備え、前記第１のシール部材は、前記減速機の内部への外部からの液体の侵入を防止し、前記第２のシール部材は、前記減速機の内部の圧力を保持することを特徴とする請求項５に記載のサーボモータ装置。
【請求項１】
サーボモータと、前記サーボモータの回転子の回転位置を検出するための回転位置検出装置とを備えるサーボモータ装置であって、
前記回転位置検出装置は、
前記サーボモータの回転子に近接して該回転子の移動経路に沿って配置され、該回転子から生じる漏洩磁束を検知する複数のコイルと、ここで、前記複数のコイルの各々に対応して高透磁率磁性体が近接配置されており、該高透磁率磁性体においては前記回転子の回転位置に対応する関数特性で生じる前記漏洩磁束の変化に応じて磁気飽和が生ぜしめられ、各コイルにおいては、前記磁気飽和の変化特性に応じてインピーダンスが変化せしめられ、かつ、前記高透磁率磁性体は、近接した前記回転子の変位に伴って前記磁気飽和の変化特性が正弦関数的特性を示すように、前記回転子の変位方向に関して漸次変化する形状を有しており、更に、前記複数のコイルのうち第１及び第２のコイルは、前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、かつ、前記複数のコイルのうち第３及び第４のコイルも、前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、更に、前記第１及び第２のコイルの組と前記第３及び第４のコイルの組とが前記回転子から生じる前記漏洩磁束の変化に対して互いに所定位相だけずれるように配置されており、
前記各コイルを所定の基準交流信号で励磁し、該各コイルのインピーダンスに応じた出力信号を各コイルから生成すると共に、前記第１及び第２のコイルの出力信号を差動合成して第１の合成出力交流信号を生成し、かつ、前記第３及び第４のコイルの出力信号を差動合成して第２の合成出力交流信号を生成するセンサ回路と、
前記第１及び第２の合成出力交流信号に基づき、前記サーボモータの回転子の位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、同じ前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを生成する信号生成回路と、
前記基準交流信号の基準位相と前記第１の電気的交流信号の基準位相と前記第２の電気的交流信号の基準位相とに基づき、前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差を示す位相出力信号を生成する位相出力回路と
を具備し、生成された位相出力信号を前記サーボモータの回転子の位置検出信号として出力することを特徴とするサーボモータ装置。
【請求項２】
前記位相出力回路は、前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の位相差を示すＰＷＭ信号を，前記位相出力信号として、生成する請求項１に記載のサーボモータ装置。
【請求項３】
前記位相出力回路は、前記第１の電気的交流信号の基準位相のタイミングを始点とし、前記基準交流信号の基準位相のタイミングを経過した後の前記第２の電気的交流信号の基準位相のタイミングを終点として、該始点から終点までの時間間隔で前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差を示す前記位相出力信号を生成する請求項１又は２に記載のサーボモータ装置。
【請求項４】
前記センサ回路は、外部から与えられる直流電源に基づき前記基準交流信号を生成する回路を含む請求項１乃至３のいずれかに記載のサーボモータ装置。
【請求項５】
前記サーボモータ及び前記回転位置検出装置を液密に収納するケーシングと、
前記ケーシングの内部に外部から空気圧を導入するために前記ケーシングに設けられた圧力ポート部と
を更に備えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のサーボモータ装置。
【請求項６】
前記サーボモータの出力軸に対して取り付けられる液密構造の減速機を更に備え、
前記ケーシングは、前記サーボモータ及び前記回転位置検出装置を液密に収納する空間の外側において、前記減速機を交換可能に収納し、
前記減速機の出力軸の周囲を液密にシールする第１のシール部材と、
前記第１のシール部材の内側寄りで前記減速機の出力軸の周囲を液密にシールする第２のシール部材と
を備え、前記第１のシール部材は、前記減速機の内部への外部からの液体の侵入を防止し、前記第２のシール部材は、前記減速機の内部の圧力を保持することを特徴とする請求項５に記載のサーボモータ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１１−１０４９２（Ｐ２０１１−１０４９２Ａ）
【公開日】平成２３年１月１３日（２０１１．１．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１５２６７１（Ｐ２００９−１５２６７１）
【出願日】平成２１年６月２６日（２００９．６．２６）
【出願人】（５９７１５６９７１）株式会社アミテック (20)
【出願人】（３９００１４５６８）東芝プラントシステム株式会社 (273)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１月１３日（２０１１．１．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年６月２６日（２００９．６．２６）
【出願人】（５９７１５６９７１）株式会社アミテック (20)
【出願人】（３９００１４５６８）東芝プラントシステム株式会社 (273)
【Ｆターム（参考）】
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