モータ駆動用インバータ制御装置
【課題】小型・軽量・低コスト化を実現しつつ、電源電流の高調波規制も満足するモータ駆動用インバータ制御装置を提供する。
【解決手段】極めて小容量のリアクタとインバータの直流母線間には極めて小容量のコンデンサが設けられたモータ駆動用インバータで、インバータ印加電圧値の時系列変化から電圧歪み量を演算し、その結果に応じて指示回転数を補正することにより、電源歪みが生じた場合においてもモータ異常停止を回避し、駆動維持を図る。
【解決手段】極めて小容量のリアクタとインバータの直流母線間には極めて小容量のコンデンサが設けられたモータ駆動用インバータで、インバータ印加電圧値の時系列変化から電圧歪み量を演算し、その結果に応じて指示回転数を補正することにより、電源歪みが生じた場合においてもモータ異常停止を回避し、駆動維持を図る。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いたモータ駆動用インバータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
汎用インバータなどで用いられている一般的なモータ駆動用インバータ制御装置として、図６に示すようなモータ駆動用インバータ制御装置がよく知られている。
【０００３】
図６において、主回路は直流電源装置１１３と、インバータ２とモータ３とから構成されており、直流電源装置１１３については、交流電源１と、整流回路７と、インバータ２の直流電圧源のために電気エネルギーを蓄積する平滑コンデンサ１１２と、交流電源１の力率改善用リアクタ１１１から構成されている。
【０００４】
一方、制御演算部では、外部から与えられたモータ３の速度指令に基づいてモータ３の各相電圧指令値を作成するＰＷＭ信号生成部９と、ＰＷＭ信号生成部９で作成された各相電圧指令値に基づいてインバータ２をＰＷＭ制御するベースドライバ１０から構成されている。
【０００５】
ここで、交流電源１が２２０Ｖ（電源周波数５０Ｈｚ）、インバータ２の入力が１．５ｋＷ、平滑コンデンサ１１２が１５００μＦのとき、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨおよび２０ｍＨの場合における電源電流の高調波成分と電源周波数に対する次数との関係を図７に示す。
【０００６】
図７はＩＥＣ（国際電気標準会議）規格と併せて示したもので、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨの場合には特に第３高調波成分がＩＥＣ規格のそれを大きく上回っているが、２０ｍＨの場合には４０次までの高調波成分においてＩＥＣ規格をクリアしていることがわかる。
【０００７】
そのため特に高負荷時においてもＩＥＣ規格をクリアするためには、力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値をさらに大きくするなどの対策を取る必要があり、インバータ装置の大型化や重量増加、さらにはコストＵＰを招くという不都合があった。
【０００８】
そこで、力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値の増加を抑え、電源高調波成分の低減と高力率化を達成する直流電源装置として、例えば図８に示すような特許文献１に記載されている直流電源装置が提案されている。
【０００９】
図８において、交流電源１の電源電圧を、ダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなる全波整流回路の交流入力端子に印加し、その出力をリアクトルＬｉｎを介して中間コンデンサＣに充電し、この中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電して、負荷抵抗ＲＬに直流電圧を供給する。
【００１０】
この場合、リアクトルＬｉｎの負荷側と中間コンデンサＣを接続する正負の直流電流経路にトランジスタＱ１を接続し、このトランジスタＱ１をベース駆動回路Ｇ１で駆動する構成となっている。
【００１１】
また、ベース駆動回路Ｇ１にパルス電圧を印加するパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２と、ダミー抵抗Ｒｄｍとをさらに備えており、パルス発生回路Ｉ１、Ｉ２は、それぞれ電源電圧の
ゼロクロス点を検出する回路と、ゼロクロス点の検出から電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧と等しくなるまでダミー抵抗Ｒｄｍにパルス電流を流すパルス電流回路とで構成されている。
【００１２】
ここで、パルス発生回路Ｉ１は電源電圧の半サイクルの前半にてパルス電圧を発生させ、パルス発生Ｉ２は電源電圧の半サイクルの後半にてパルス電圧を発生させるようになっている。
【００１３】
なお、トランジスタＱ１をオン状態にしてリアクトルＬｉｎに強制的に電流を流す場合、中間コンデンサＣの電荷がトランジスタＱ１を通して放電することのないように逆流防止用ダイオードＤ５が接続され、さらに、中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電する経路に、逆流防止用ダイオードＤ６と、平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃが直列に接続されている。
【００１４】
上記の構成によって、電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧を超えない位相区間の一部または全部においてトランジスタＱ１をオン状態にすることによって、装置の大型化を抑えたままで、高調波成分の低減と高力率化を達成することができる（例えば、特許文献１、非特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平９−２６６６７４号公報
【非特許文献１】インバータドライブハンドブック編集委員会編「インバータドライブハンドブック」日刊工業新聞社出版、１９９５年初版
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、上記従来の構成では、容量の大きな平滑用コンデンサＣＤとリアクトルＬｉｎ（特許文献１では１５００μＦ、６．２ｍＨ時のシミュレーション結果について記載されている）とを依然として有したままであり、さらに中間コンデンサＣとトランジスタＱ１とベース駆動回路Ｇ１とパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２とダミー抵抗Ｒｄｍと逆流防止用ダイオードＤ５、Ｄ６と平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃとを具備することで、装置の大型化や部品点数の増加に伴うコストＵＰを招くという課題を有していた。
【００１６】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、小型・軽量・低コストでありながら、モータの駆動性能も悪化させることのない高品位なモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記課題を解決するために本発明は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される極めて小容量のリアクタで構成され、前記インバータの直流母線間には極めて小容量のコンデンサとインバータ印加電圧検出手段を配し、前記制御演算部には、前記モータの指示回転数を決定する指示回転数決定部と、前記インバータ印加電圧検出手段で得られるインバータ印加電圧値の時系列変化から電圧歪み量を演算するインバータ印加電圧歪み量演算部と、前記指示回転数決定部で得られる指示回転数を前記インバータ印加電圧歪み量演算部で得られる電圧歪み量に応じて補正する指示回転数補正部を設けたものである。
【００１８】
これによって、小容量コンデンサおよび小容量リアクタを用いることで小型・軽量・低コストのモータ駆動用インバータ制御装置を実現するとともに、電源電圧歪みが生じた場合においてもモータの異常停止を回避し、動作を維持し続けることが可能となる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストのモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、さらに電源電圧歪みが生じてもモータの回転動作を維持し続けることができるため、エアコンの圧縮機駆動に本制御装置を適用した場合、圧縮機モータの異常停止を回避させることで快適性の維持が図れるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
第１の発明は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される極めて小容量のリアクタで構成され、前記インバータの直流母線間には極めてコンデンサとインバータ印加電圧検出手段を配し、前記制御演算部には、前記モータの指示回転数を決定する指示回転数決定部と、前記インバータ印加電圧検出手段で得られるインバータ印加電圧値の時系列変化から電圧歪み量を演算するインバータ印加電圧歪み量演算部と、指示回転数補正部を設け、前記指示回転数補正部において前記指示回転数決定部で得られる指示回転数を前記インバータ印加電圧歪み量演算部で得られる電圧歪み量に応じて補正するものである。
【００２１】
これにより、小型・軽量・低コストでありながら電源歪みが生じた場合においてもモータ異常停止を回避可能な信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。
【００２２】
第２の発明は、第１の発明において、前記インバータ印加電圧歪み量演算部で得られる電圧歪み量を、前記交流電源の半周期毎におけるインバータ印加電圧値の増加から減少、または減少から増加への変化の回数とするものである。
【００２３】
これにより、交流電源電圧の周期毎に発生しない突発的な歪みが発生した場合においても、小型・軽量・低コストでありながら信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。
【００２４】
第３の発明は、第１の発明において、前記インバータ印加電圧歪み量演算部で得られる電圧歪み量を、前記交流電源の半周期毎におけるインバータ印加電圧値の最大値どうし、または最小値どうしの時間間隔の変化量とするものである。
【００２５】
これにより、交流電源電圧の周期間隔、すなわち周波数が不規則になるような歪みが発生した場合においても、信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。
【００２６】
第４の発明は、第１〜３のいずれか１つの発明において、リアクタとコンデンサとの共振周波数が電源周波数の４０倍よりも大きくなるように、リアクタおよびコンデンサの組み合わせを決定するものであり、電源電流の高調波成分を抑制し、ＩＥＣ規格をクリアすることができる。
【００２７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２８】
（実施の形態１）
本発明の第１の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を
図１に示す。
【００２９】
モータ駆動用インバータ制御装置は、交流電源１、交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ７、２ｍＨ以下の小容量リアクタ１１、１００μＦ以下の小容量コンデンサ１２、ブラシレスモータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部６を有する。
【００３０】
ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３相巻線４ｕ、４ｖ、４ｗが取付けられた固定子４と、磁石が装着された回転子５とからなる。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが接続されている。
【００３１】
インバータ２は一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として３相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、小容量コンデンサ１２の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電圧が印加される。
【００３２】
Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１３ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１３ｘよりなる。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｖ及び低圧側スイッチング素子１３ｙよりなる。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｗ及び低圧側スイッチング素子１３ｚよりなる。
【００３３】
また、各スイッチング素子と並列にフリーホイールダイオード１４ｕ、１４ｖ、１４ｗ、１４ｘ、１４ｙ、１４ｚが接続されている。
【００３４】
インバータ２におけるスイッチング素子１３ｕとスイッチング素子１３ｘの相互接続点、スイッチング素子１３ｖとスイッチング素子１３ｙの相互接続点、スイッチング素子１３ｗとスイッチング素子１３ｚの相互接続点にブラシレスモータ３の端子８ｕ、８ｖ、８ｗがそれぞれ接続される。
【００３５】
インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ３が駆動される。また、インバータ２の母線には母線電流検出器１５が配されている。
【００３６】
制御部６は、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等により構成可能なもので、ＰＷＭ信号生成部９、ベースドライバ１０、相電流変換部２０、モータ位相推定部１７、回転子速度検出部１８、電流指令演算部１９、指示回転数決定部２１、指示回転数補正部２２、インバータ印加電圧歪み量演算部２３の各機能ブロックを有している。
【００３７】
相電流変換部２０は母線電流検出器１５に流れるインバータ母線電流を観察し、そのインバータ母線電流をブラシレスモータ３の相電流に変換する。
【００３８】
モータ位相推定部１７は、相電流変換部２０により変換されたブラシレスモータ３の相電流と、ＰＷＭ信号生成部９で演算される出力電圧と、インバータ印加電圧検出手段１６により検出されるインバータ２への印加電圧の情報により、ブラシレスモータ３の位相を推定する。さらに、回転子速度検出部１８は、推定された位相からブラシレスモータ３の速度を推定する。
【００３９】
電流指令演算部１９では、推定されたブラシレスモータ３の速度と目標速度との偏差情
報に基づいて回転子速度が目標速度となるように通電すべき電流指令実行値を、ＰＩ演算などを用いて導出し、ＰＷＭ信号生成部９がブラシレスモータ３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。
【００４０】
最終的にＰＷＭ信号はベースドライバ１０に出力され、各スイッチング素子１３ｕ、１３ｖ、１３ｗ、１３ｘ、１３ｙ、１３ｚがＰＷＭ信号に従い駆動され、正弦波状の交流を生成する。
【００４１】
このように本実施の形態では、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモータ３の正弦波駆動を実現している。
【００４２】
さらに、ブラシレスモータ３の目標速度に関して説明する。ブラシレスモータ３の目標速度は通常、指示回転数決定部２１で決められるが、本発明の実施の形態ではインバータ印加電圧歪み量演算部２３における結果によって、目標速度を指示回転数補正部２２で補正する構成とした。
【００４３】
この目標速度の補正は、フィルタ演算の追加や制御ゲインの最適化などにより、極力外乱に対してロバスト性に優れた制御系を構築した上で、その限界を超えるようなインバータ印加電圧の歪などへの対策として行われることを目的としている。
【００４４】
図２は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第１の動作結果であり、ブラシレスモータ３の動作中における交流電源１の電源電圧波形とインバータ印加電圧とモータ相電流波形を示したものである。
【００４５】
本発明におけるコンデンサ１２は極めて容量の小さいものを用いているため、ブラシレスモータ３に電流が流れるとインバータ印加電圧は電源周波数ｆｓ（＝５０Ｈｚ）の２倍の周期（＝１０ｍｓｅｃ）で大きく脈動する。
【００４６】
さらに、コンデンサ１２が極めて容量の小さいものであるために、図３のように電源電圧波形において歪みが生じていると、その歪みが直接インバータ印加電圧に現れてくる。このインバータ印加電圧の歪みは、システムの制御安定性を劣化させる要因となりかねない。
【００４７】
例えば、上述したように、モータ位相推定部１７におけるブラシレスモータ３の位相の推定演算に、インバータ印加電圧検出手段１６により検出されるインバータ２への印加電圧の情報が用いられるため、インバータ印加電圧に電源周波数より高い周波数成分の歪みが生じた場合、位相の推定演算結果が不安定になり、実際のものから外れてしまう可能性がある。
【００４８】
モータ位相推定部１７での位相の推定演算結果に誤差が生じると、ブラシレスモータ３の各相への最適タイミングでの励磁ができなくなり、このような不安定な状態でブラシレスモータ３を高速回転や高トルク回転をさせようとすると、過電流による異常停止に至ってしまう。
【００４９】
そこで、上述した問題を解消すべくインバータ印加電圧歪み量演算部２３における結果によって、目標速度を指示回転数補正部２２で目標速度を補正する構成とし、ブラシレスモータ３が高速回転や高トルク回転領域で駆動している際にインバータ印加電圧に歪みが生じていると認識された場合、指示回転数決定部２１で決められた目標速度を下げる補正を行うようにした。
【００５０】
これによって、インバータ印加電圧に電源周波数より高い周波数成分の歪みが生じた場合でもブラシレスモータ３を過大電流などによる異常停止させることなく、駆動維持が図れる。
【００５１】
このことは、例えば、本インバータ制御装置をエアコンの圧縮機モータ駆動に適応させた場合、圧縮機モータの異常停止によって快適性が損なわれるような状態を回避し、冷房あるいは暖房能力を絞ったとしても快適性が損なわれるまでには至らない状態であり続けることができる。
【００５２】
（実施の形態２）
本発明の第２の実施の形態では、実施の形態１のモータ駆動用インバータ制御装置において、インバータ印加電圧歪み量演算部２３で得られる電圧歪み量は、交流電源１の半周期毎におけるインバータ印加電圧値の増加から減少、または減少から増加への変化の回数とするようにした。
【００５３】
インバータ印加電圧歪み量演算部２３におけるインバータ印加電圧の歪み量の演算方法について図４のフローチャートを用いて説明する。
【００５４】
インバータ印加電圧検出手段１６により検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が入力される（Ｓ１）と、次にストアされている前回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）をロードする（Ｓ２）。
【００５５】
現在、インバータ印圧が増加中であるか否かを記憶しておくＶｉｎｖ増加フラグがセットされていて（Ｓ３のＹｅｓ）、かつ、今回検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が前回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）以上であった場合（Ｓ４のＹｅｓ）は、引き続き増加中ということでＶｉｎｖ増加フラグを再セットする（Ｓ５）。
【００５６】
Ｖｉｎｖ増加フラグがセットされていて（Ｓ３のＹｅｓ）、かつ、今回検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が前回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）未満であった場合（Ｓ４のＮｏ）は、インバータ印加電圧が増加中であった状態から減少に転じたということで、Ｖｉｎｖ増加フラグをクリアし（Ｓ６）、インバータ印加電圧の歪み量を示すＶｉｎｖ歪みカウンタをインクリメントする（Ｓ７）。
【００５７】
Ｖｉｎｖ増加フラグがクリアされていて（Ｓ３のＮｏ）、かつ、今回検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が前回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）以上であった場合（Ｓ８のＹｅｓ）は、インバータ印加電圧が減少中であった状態から増加に転じたということで、Ｖｉｎｖ増加フラグをセットし（Ｓ９）、インバータ印加電圧の歪み量を示すＶｉｎｖ歪みカウンタをインクリメントする（Ｓ１０）。
【００５８】
Ｖｉｎｖ増加フラグがクリアされていて（Ｓ３のＮｏ）、かつ、今回検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が前回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）未満であった場合（Ｓ８のＮｏ）は、引き続き減少中ということでＶｉｎｖ増加フラグを再クリアする（Ｓ１１）。
【００５９】
最後に、今回検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）を次回の演算のためにストアしておく（Ｓ１２）。
【００６０】
なお、Ｖｉｎｖ歪みカウンタは前記交流電源１の半周期となる時間経過毎にクリアされるようにし（Ｓ１３、Ｓ１４）、この期間におけるインバータ印加電圧の歪み量が、随時更新されるようにした。
【００６１】
また、インバータ印加電圧検出手段１６により検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が入力された後に、ノイズ成分を除去するためにローパスフィルタ演算を挿入するなどして、制御安定性を向上させることも可能である。
【００６２】
これによって、交流電源電圧の周期毎に常時発生していない突発的な歪みが生じた場合においても、モータ異常停止を回避可能な信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。
【００６３】
（実施の形態３）
本発明の第３の実施の形態では、実施の形態１のモータ駆動用インバータ制御装置において、インバータ印加電圧歪み量演算部２３で得られる電圧歪み量は、交流電源１の半周期毎におけるインバータ印加電圧値の最大値どうし、または最小値どうしの時間間隔の変化量とするようにした。
【００６４】
インバータ印加電圧歪み量演算部２３におけるインバータ印加電圧の歪み量の演算方法について図５のフローチャートを用いて説明する。
【００６５】
インバータ印加電圧検出手段１６により検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が入力される（Ｓ１）と、次にストアされている前回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）と、前々回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−２）とをロードする（Ｓ２）。
【００６６】
前回検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）が前々回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−２）以上で（Ｓ３のＹｅｓ）、かつ、今回検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が前回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）未満であった場合（Ｓ４のＹｅｓ）は、インバータ印加電圧歪み量演算部２３内に設けたフリーランタイマのカウント値から前回ストアされたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ最大値間隔を減算し、その結果をインバータ印加電圧の歪み量とする（Ｓ５）。
【００６７】
さらに、インバータ印加電圧の歪み量が演算された後は、フリーランタイマのカウント値を今回計測されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ最大値間隔としてストアし（Ｓ６）、カウント値をクリアする（Ｓ７）。
【００６８】
なお、上記説明ではインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ最大値間隔を計測する例を用いたが、インバータ印加電圧の最小値を捉え、その時間間隔を計測するようにしてもよい。
【００６９】
これによって、交流電源電圧の周期間隔、すなわち周波数が不規則になるような歪みが発生した場合においても、モータ異常停止を回避可能な信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。
【００７０】
（実施の形態４）
本発明に係る小容量コンデンサおよび小容量リアクタの仕様決定に関する具体的な方法について以下に説明する。
【００７１】
本発明のモータ駆動用インバータ制御装置では、電源電流の高調波成分を抑制してＩＥＣ規格をクリアするために、小容量コンデンサと小容量リアクタとの共振周波数ｆＬＣ（ＬＣ共振周波数）を電源周波数ｆｓの４０倍よりも大きくなるように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定する。
【００７２】
ここで、小容量コンデンサの容量をＣ［Ｆ］、小容量リアクタのインダクタンス値をＬ［Ｈ］とすると、ＬＣ共振周波数ｆＬＣは次式のように表される。
【００７３】
【数１】
【００７４】
即ち、ｆＬＣ＞４０ｆｓを満たすように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定するものである（ＩＥＣ規格では電源電流の高調波成分において第４０次高調波まで規定されているため）。
【００７５】
以上により、小容量コンデンサおよび小容量リアクタの組み合わせを決定することで、電源電流の高調波成分を抑制して、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能となる。
【００７６】
なお、実施の形態１から実施の形態３で説明した本発明は、インバータ回路を使用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用できる。例えば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等である。いずれの製品についても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化により、製品の設計の自由度が向上し、安価な製品を提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストのモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、電源歪みが生じた場合においてもモータ異常停止を回避することが可能で、駆動維持によって再起動シーケンス実行の時間的ロスを省けるので、小型のモータ駆動装置を必要とする情報機器（特にハードディスクなどのストレージユニット）等にも広く用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】本発明の実施の形態１を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図
【図２】本発明の実施の形態１における第１の動作結果を示す図
【図３】本発明の実施の形態１における第２の動作結果を示す図
【図４】本発明の実施の形態２におけるインバータ印加電圧歪み量演算部での制御フローチャート
【図５】本発明の実施の形態３におけるインバータ印加電圧歪み量演算部での制御フローチャート
【図６】一般的なモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図
【図７】図６のモータ駆動用インバータ装置における電源電流の高調波成分と電源周波数に対する次数との関係を示した線図
【図８】従来の直流電源装置のシステム構成図
【符号の説明】
【００７９】
１ 交流電源
２ インバータ
３ ブラシレスモータ
４ 固定子
４ｕ〜４ｗ 巻線
５ 回転子
６ 制御部
７ ダイオードブリッジ
８ｕ〜８ｗ 端子
９ ＰＷＭ信号生成部
１０ ベースドライバ
１１ 小容量リアクタ
１２ 小容量コンデンサ
１３ｕ〜１３ｗ 上アームスイッチング素子
１３ｘ〜１３ｚ 下アームスイッチング素子
１４ｕ〜１４ｗ、１４ｘ〜１４ｚ フリーホイールダイオード
１５ 母線電流検出器
１６ インバータ印加電圧検出手段
１７ モータ位相推定部
１８ 回転子速度検出部
１９ 電流指令演算部
２０ 相電流変換部
２１ 指示回転数決定部
２２ 指示回転数補正部
２３ インバータ印加電圧歪み量演算部
１１１ リアクタ
１１２ 平滑コンデンサ
１１３ 直流電源装置
Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード
Ｌｉｎ、Ｌｄｃ リアクトル
Ｃ 中間コンデンサ
ＣＤ 平滑コンデンサ
Ｑ１ トランジスタ
Ｇ１ ベース駆動回路
Ｉ１、Ｉ２ パルス発生回路
ＲＬ 負荷抵抗
Ｒｄｍ ダミー抵抗
【技術分野】
【０００１】
本発明は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いたモータ駆動用インバータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
汎用インバータなどで用いられている一般的なモータ駆動用インバータ制御装置として、図６に示すようなモータ駆動用インバータ制御装置がよく知られている。
【０００３】
図６において、主回路は直流電源装置１１３と、インバータ２とモータ３とから構成されており、直流電源装置１１３については、交流電源１と、整流回路７と、インバータ２の直流電圧源のために電気エネルギーを蓄積する平滑コンデンサ１１２と、交流電源１の力率改善用リアクタ１１１から構成されている。
【０００４】
一方、制御演算部では、外部から与えられたモータ３の速度指令に基づいてモータ３の各相電圧指令値を作成するＰＷＭ信号生成部９と、ＰＷＭ信号生成部９で作成された各相電圧指令値に基づいてインバータ２をＰＷＭ制御するベースドライバ１０から構成されている。
【０００５】
ここで、交流電源１が２２０Ｖ（電源周波数５０Ｈｚ）、インバータ２の入力が１．５ｋＷ、平滑コンデンサ１１２が１５００μＦのとき、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨおよび２０ｍＨの場合における電源電流の高調波成分と電源周波数に対する次数との関係を図７に示す。
【０００６】
図７はＩＥＣ（国際電気標準会議）規格と併せて示したもので、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨの場合には特に第３高調波成分がＩＥＣ規格のそれを大きく上回っているが、２０ｍＨの場合には４０次までの高調波成分においてＩＥＣ規格をクリアしていることがわかる。
【０００７】
そのため特に高負荷時においてもＩＥＣ規格をクリアするためには、力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値をさらに大きくするなどの対策を取る必要があり、インバータ装置の大型化や重量増加、さらにはコストＵＰを招くという不都合があった。
【０００８】
そこで、力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値の増加を抑え、電源高調波成分の低減と高力率化を達成する直流電源装置として、例えば図８に示すような特許文献１に記載されている直流電源装置が提案されている。
【０００９】
図８において、交流電源１の電源電圧を、ダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなる全波整流回路の交流入力端子に印加し、その出力をリアクトルＬｉｎを介して中間コンデンサＣに充電し、この中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電して、負荷抵抗ＲＬに直流電圧を供給する。
【００１０】
この場合、リアクトルＬｉｎの負荷側と中間コンデンサＣを接続する正負の直流電流経路にトランジスタＱ１を接続し、このトランジスタＱ１をベース駆動回路Ｇ１で駆動する構成となっている。
【００１１】
また、ベース駆動回路Ｇ１にパルス電圧を印加するパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２と、ダミー抵抗Ｒｄｍとをさらに備えており、パルス発生回路Ｉ１、Ｉ２は、それぞれ電源電圧の
ゼロクロス点を検出する回路と、ゼロクロス点の検出から電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧と等しくなるまでダミー抵抗Ｒｄｍにパルス電流を流すパルス電流回路とで構成されている。
【００１２】
ここで、パルス発生回路Ｉ１は電源電圧の半サイクルの前半にてパルス電圧を発生させ、パルス発生Ｉ２は電源電圧の半サイクルの後半にてパルス電圧を発生させるようになっている。
【００１３】
なお、トランジスタＱ１をオン状態にしてリアクトルＬｉｎに強制的に電流を流す場合、中間コンデンサＣの電荷がトランジスタＱ１を通して放電することのないように逆流防止用ダイオードＤ５が接続され、さらに、中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電する経路に、逆流防止用ダイオードＤ６と、平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃが直列に接続されている。
【００１４】
上記の構成によって、電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧を超えない位相区間の一部または全部においてトランジスタＱ１をオン状態にすることによって、装置の大型化を抑えたままで、高調波成分の低減と高力率化を達成することができる（例えば、特許文献１、非特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平９−２６６６７４号公報
【非特許文献１】インバータドライブハンドブック編集委員会編「インバータドライブハンドブック」日刊工業新聞社出版、１９９５年初版
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、上記従来の構成では、容量の大きな平滑用コンデンサＣＤとリアクトルＬｉｎ（特許文献１では１５００μＦ、６．２ｍＨ時のシミュレーション結果について記載されている）とを依然として有したままであり、さらに中間コンデンサＣとトランジスタＱ１とベース駆動回路Ｇ１とパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２とダミー抵抗Ｒｄｍと逆流防止用ダイオードＤ５、Ｄ６と平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃとを具備することで、装置の大型化や部品点数の増加に伴うコストＵＰを招くという課題を有していた。
【００１６】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、小型・軽量・低コストでありながら、モータの駆動性能も悪化させることのない高品位なモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記課題を解決するために本発明は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される極めて小容量のリアクタで構成され、前記インバータの直流母線間には極めて小容量のコンデンサとインバータ印加電圧検出手段を配し、前記制御演算部には、前記モータの指示回転数を決定する指示回転数決定部と、前記インバータ印加電圧検出手段で得られるインバータ印加電圧値の時系列変化から電圧歪み量を演算するインバータ印加電圧歪み量演算部と、前記指示回転数決定部で得られる指示回転数を前記インバータ印加電圧歪み量演算部で得られる電圧歪み量に応じて補正する指示回転数補正部を設けたものである。
【００１８】
これによって、小容量コンデンサおよび小容量リアクタを用いることで小型・軽量・低コストのモータ駆動用インバータ制御装置を実現するとともに、電源電圧歪みが生じた場合においてもモータの異常停止を回避し、動作を維持し続けることが可能となる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストのモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、さらに電源電圧歪みが生じてもモータの回転動作を維持し続けることができるため、エアコンの圧縮機駆動に本制御装置を適用した場合、圧縮機モータの異常停止を回避させることで快適性の維持が図れるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
第１の発明は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される極めて小容量のリアクタで構成され、前記インバータの直流母線間には極めてコンデンサとインバータ印加電圧検出手段を配し、前記制御演算部には、前記モータの指示回転数を決定する指示回転数決定部と、前記インバータ印加電圧検出手段で得られるインバータ印加電圧値の時系列変化から電圧歪み量を演算するインバータ印加電圧歪み量演算部と、指示回転数補正部を設け、前記指示回転数補正部において前記指示回転数決定部で得られる指示回転数を前記インバータ印加電圧歪み量演算部で得られる電圧歪み量に応じて補正するものである。
【００２１】
これにより、小型・軽量・低コストでありながら電源歪みが生じた場合においてもモータ異常停止を回避可能な信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。
【００２２】
第２の発明は、第１の発明において、前記インバータ印加電圧歪み量演算部で得られる電圧歪み量を、前記交流電源の半周期毎におけるインバータ印加電圧値の増加から減少、または減少から増加への変化の回数とするものである。
【００２３】
これにより、交流電源電圧の周期毎に発生しない突発的な歪みが発生した場合においても、小型・軽量・低コストでありながら信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。
【００２４】
第３の発明は、第１の発明において、前記インバータ印加電圧歪み量演算部で得られる電圧歪み量を、前記交流電源の半周期毎におけるインバータ印加電圧値の最大値どうし、または最小値どうしの時間間隔の変化量とするものである。
【００２５】
これにより、交流電源電圧の周期間隔、すなわち周波数が不規則になるような歪みが発生した場合においても、信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。
【００２６】
第４の発明は、第１〜３のいずれか１つの発明において、リアクタとコンデンサとの共振周波数が電源周波数の４０倍よりも大きくなるように、リアクタおよびコンデンサの組み合わせを決定するものであり、電源電流の高調波成分を抑制し、ＩＥＣ規格をクリアすることができる。
【００２７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２８】
（実施の形態１）
本発明の第１の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を
図１に示す。
【００２９】
モータ駆動用インバータ制御装置は、交流電源１、交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ７、２ｍＨ以下の小容量リアクタ１１、１００μＦ以下の小容量コンデンサ１２、ブラシレスモータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部６を有する。
【００３０】
ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３相巻線４ｕ、４ｖ、４ｗが取付けられた固定子４と、磁石が装着された回転子５とからなる。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが接続されている。
【００３１】
インバータ２は一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として３相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、小容量コンデンサ１２の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電圧が印加される。
【００３２】
Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１３ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１３ｘよりなる。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｖ及び低圧側スイッチング素子１３ｙよりなる。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｗ及び低圧側スイッチング素子１３ｚよりなる。
【００３３】
また、各スイッチング素子と並列にフリーホイールダイオード１４ｕ、１４ｖ、１４ｗ、１４ｘ、１４ｙ、１４ｚが接続されている。
【００３４】
インバータ２におけるスイッチング素子１３ｕとスイッチング素子１３ｘの相互接続点、スイッチング素子１３ｖとスイッチング素子１３ｙの相互接続点、スイッチング素子１３ｗとスイッチング素子１３ｚの相互接続点にブラシレスモータ３の端子８ｕ、８ｖ、８ｗがそれぞれ接続される。
【００３５】
インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ３が駆動される。また、インバータ２の母線には母線電流検出器１５が配されている。
【００３６】
制御部６は、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等により構成可能なもので、ＰＷＭ信号生成部９、ベースドライバ１０、相電流変換部２０、モータ位相推定部１７、回転子速度検出部１８、電流指令演算部１９、指示回転数決定部２１、指示回転数補正部２２、インバータ印加電圧歪み量演算部２３の各機能ブロックを有している。
【００３７】
相電流変換部２０は母線電流検出器１５に流れるインバータ母線電流を観察し、そのインバータ母線電流をブラシレスモータ３の相電流に変換する。
【００３８】
モータ位相推定部１７は、相電流変換部２０により変換されたブラシレスモータ３の相電流と、ＰＷＭ信号生成部９で演算される出力電圧と、インバータ印加電圧検出手段１６により検出されるインバータ２への印加電圧の情報により、ブラシレスモータ３の位相を推定する。さらに、回転子速度検出部１８は、推定された位相からブラシレスモータ３の速度を推定する。
【００３９】
電流指令演算部１９では、推定されたブラシレスモータ３の速度と目標速度との偏差情
報に基づいて回転子速度が目標速度となるように通電すべき電流指令実行値を、ＰＩ演算などを用いて導出し、ＰＷＭ信号生成部９がブラシレスモータ３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。
【００４０】
最終的にＰＷＭ信号はベースドライバ１０に出力され、各スイッチング素子１３ｕ、１３ｖ、１３ｗ、１３ｘ、１３ｙ、１３ｚがＰＷＭ信号に従い駆動され、正弦波状の交流を生成する。
【００４１】
このように本実施の形態では、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモータ３の正弦波駆動を実現している。
【００４２】
さらに、ブラシレスモータ３の目標速度に関して説明する。ブラシレスモータ３の目標速度は通常、指示回転数決定部２１で決められるが、本発明の実施の形態ではインバータ印加電圧歪み量演算部２３における結果によって、目標速度を指示回転数補正部２２で補正する構成とした。
【００４３】
この目標速度の補正は、フィルタ演算の追加や制御ゲインの最適化などにより、極力外乱に対してロバスト性に優れた制御系を構築した上で、その限界を超えるようなインバータ印加電圧の歪などへの対策として行われることを目的としている。
【００４４】
図２は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第１の動作結果であり、ブラシレスモータ３の動作中における交流電源１の電源電圧波形とインバータ印加電圧とモータ相電流波形を示したものである。
【００４５】
本発明におけるコンデンサ１２は極めて容量の小さいものを用いているため、ブラシレスモータ３に電流が流れるとインバータ印加電圧は電源周波数ｆｓ（＝５０Ｈｚ）の２倍の周期（＝１０ｍｓｅｃ）で大きく脈動する。
【００４６】
さらに、コンデンサ１２が極めて容量の小さいものであるために、図３のように電源電圧波形において歪みが生じていると、その歪みが直接インバータ印加電圧に現れてくる。このインバータ印加電圧の歪みは、システムの制御安定性を劣化させる要因となりかねない。
【００４７】
例えば、上述したように、モータ位相推定部１７におけるブラシレスモータ３の位相の推定演算に、インバータ印加電圧検出手段１６により検出されるインバータ２への印加電圧の情報が用いられるため、インバータ印加電圧に電源周波数より高い周波数成分の歪みが生じた場合、位相の推定演算結果が不安定になり、実際のものから外れてしまう可能性がある。
【００４８】
モータ位相推定部１７での位相の推定演算結果に誤差が生じると、ブラシレスモータ３の各相への最適タイミングでの励磁ができなくなり、このような不安定な状態でブラシレスモータ３を高速回転や高トルク回転をさせようとすると、過電流による異常停止に至ってしまう。
【００４９】
そこで、上述した問題を解消すべくインバータ印加電圧歪み量演算部２３における結果によって、目標速度を指示回転数補正部２２で目標速度を補正する構成とし、ブラシレスモータ３が高速回転や高トルク回転領域で駆動している際にインバータ印加電圧に歪みが生じていると認識された場合、指示回転数決定部２１で決められた目標速度を下げる補正を行うようにした。
【００５０】
これによって、インバータ印加電圧に電源周波数より高い周波数成分の歪みが生じた場合でもブラシレスモータ３を過大電流などによる異常停止させることなく、駆動維持が図れる。
【００５１】
このことは、例えば、本インバータ制御装置をエアコンの圧縮機モータ駆動に適応させた場合、圧縮機モータの異常停止によって快適性が損なわれるような状態を回避し、冷房あるいは暖房能力を絞ったとしても快適性が損なわれるまでには至らない状態であり続けることができる。
【００５２】
（実施の形態２）
本発明の第２の実施の形態では、実施の形態１のモータ駆動用インバータ制御装置において、インバータ印加電圧歪み量演算部２３で得られる電圧歪み量は、交流電源１の半周期毎におけるインバータ印加電圧値の増加から減少、または減少から増加への変化の回数とするようにした。
【００５３】
インバータ印加電圧歪み量演算部２３におけるインバータ印加電圧の歪み量の演算方法について図４のフローチャートを用いて説明する。
【００５４】
インバータ印加電圧検出手段１６により検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が入力される（Ｓ１）と、次にストアされている前回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）をロードする（Ｓ２）。
【００５５】
現在、インバータ印圧が増加中であるか否かを記憶しておくＶｉｎｖ増加フラグがセットされていて（Ｓ３のＹｅｓ）、かつ、今回検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が前回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）以上であった場合（Ｓ４のＹｅｓ）は、引き続き増加中ということでＶｉｎｖ増加フラグを再セットする（Ｓ５）。
【００５６】
Ｖｉｎｖ増加フラグがセットされていて（Ｓ３のＹｅｓ）、かつ、今回検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が前回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）未満であった場合（Ｓ４のＮｏ）は、インバータ印加電圧が増加中であった状態から減少に転じたということで、Ｖｉｎｖ増加フラグをクリアし（Ｓ６）、インバータ印加電圧の歪み量を示すＶｉｎｖ歪みカウンタをインクリメントする（Ｓ７）。
【００５７】
Ｖｉｎｖ増加フラグがクリアされていて（Ｓ３のＮｏ）、かつ、今回検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が前回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）以上であった場合（Ｓ８のＹｅｓ）は、インバータ印加電圧が減少中であった状態から増加に転じたということで、Ｖｉｎｖ増加フラグをセットし（Ｓ９）、インバータ印加電圧の歪み量を示すＶｉｎｖ歪みカウンタをインクリメントする（Ｓ１０）。
【００５８】
Ｖｉｎｖ増加フラグがクリアされていて（Ｓ３のＮｏ）、かつ、今回検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が前回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）未満であった場合（Ｓ８のＮｏ）は、引き続き減少中ということでＶｉｎｖ増加フラグを再クリアする（Ｓ１１）。
【００５９】
最後に、今回検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）を次回の演算のためにストアしておく（Ｓ１２）。
【００６０】
なお、Ｖｉｎｖ歪みカウンタは前記交流電源１の半周期となる時間経過毎にクリアされるようにし（Ｓ１３、Ｓ１４）、この期間におけるインバータ印加電圧の歪み量が、随時更新されるようにした。
【００６１】
また、インバータ印加電圧検出手段１６により検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が入力された後に、ノイズ成分を除去するためにローパスフィルタ演算を挿入するなどして、制御安定性を向上させることも可能である。
【００６２】
これによって、交流電源電圧の周期毎に常時発生していない突発的な歪みが生じた場合においても、モータ異常停止を回避可能な信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。
【００６３】
（実施の形態３）
本発明の第３の実施の形態では、実施の形態１のモータ駆動用インバータ制御装置において、インバータ印加電圧歪み量演算部２３で得られる電圧歪み量は、交流電源１の半周期毎におけるインバータ印加電圧値の最大値どうし、または最小値どうしの時間間隔の変化量とするようにした。
【００６４】
インバータ印加電圧歪み量演算部２３におけるインバータ印加電圧の歪み量の演算方法について図５のフローチャートを用いて説明する。
【００６５】
インバータ印加電圧検出手段１６により検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が入力される（Ｓ１）と、次にストアされている前回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）と、前々回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−２）とをロードする（Ｓ２）。
【００６６】
前回検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）が前々回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−２）以上で（Ｓ３のＹｅｓ）、かつ、今回検出されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ）が前回検出したインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ（ｎ−１）未満であった場合（Ｓ４のＹｅｓ）は、インバータ印加電圧歪み量演算部２３内に設けたフリーランタイマのカウント値から前回ストアされたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ最大値間隔を減算し、その結果をインバータ印加電圧の歪み量とする（Ｓ５）。
【００６７】
さらに、インバータ印加電圧の歪み量が演算された後は、フリーランタイマのカウント値を今回計測されたインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ最大値間隔としてストアし（Ｓ６）、カウント値をクリアする（Ｓ７）。
【００６８】
なお、上記説明ではインバータ印加電圧Ｖｉｎｖ最大値間隔を計測する例を用いたが、インバータ印加電圧の最小値を捉え、その時間間隔を計測するようにしてもよい。
【００６９】
これによって、交流電源電圧の周期間隔、すなわち周波数が不規則になるような歪みが発生した場合においても、モータ異常停止を回避可能な信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。
【００７０】
（実施の形態４）
本発明に係る小容量コンデンサおよび小容量リアクタの仕様決定に関する具体的な方法について以下に説明する。
【００７１】
本発明のモータ駆動用インバータ制御装置では、電源電流の高調波成分を抑制してＩＥＣ規格をクリアするために、小容量コンデンサと小容量リアクタとの共振周波数ｆＬＣ（ＬＣ共振周波数）を電源周波数ｆｓの４０倍よりも大きくなるように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定する。
【００７２】
ここで、小容量コンデンサの容量をＣ［Ｆ］、小容量リアクタのインダクタンス値をＬ［Ｈ］とすると、ＬＣ共振周波数ｆＬＣは次式のように表される。
【００７３】
【数１】
【００７４】
即ち、ｆＬＣ＞４０ｆｓを満たすように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定するものである（ＩＥＣ規格では電源電流の高調波成分において第４０次高調波まで規定されているため）。
【００７５】
以上により、小容量コンデンサおよび小容量リアクタの組み合わせを決定することで、電源電流の高調波成分を抑制して、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能となる。
【００７６】
なお、実施の形態１から実施の形態３で説明した本発明は、インバータ回路を使用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用できる。例えば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等である。いずれの製品についても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化により、製品の設計の自由度が向上し、安価な製品を提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【００７７】
以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストのモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、電源歪みが生じた場合においてもモータ異常停止を回避することが可能で、駆動維持によって再起動シーケンス実行の時間的ロスを省けるので、小型のモータ駆動装置を必要とする情報機器（特にハードディスクなどのストレージユニット）等にも広く用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７８】
【図１】本発明の実施の形態１を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図
【図２】本発明の実施の形態１における第１の動作結果を示す図
【図３】本発明の実施の形態１における第２の動作結果を示す図
【図４】本発明の実施の形態２におけるインバータ印加電圧歪み量演算部での制御フローチャート
【図５】本発明の実施の形態３におけるインバータ印加電圧歪み量演算部での制御フローチャート
【図６】一般的なモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図
【図７】図６のモータ駆動用インバータ装置における電源電流の高調波成分と電源周波数に対する次数との関係を示した線図
【図８】従来の直流電源装置のシステム構成図
【符号の説明】
【００７９】
１ 交流電源
２ インバータ
３ ブラシレスモータ
４ 固定子
４ｕ〜４ｗ 巻線
５ 回転子
６ 制御部
７ ダイオードブリッジ
８ｕ〜８ｗ 端子
９ ＰＷＭ信号生成部
１０ ベースドライバ
１１ 小容量リアクタ
１２ 小容量コンデンサ
１３ｕ〜１３ｗ 上アームスイッチング素子
１３ｘ〜１３ｚ 下アームスイッチング素子
１４ｕ〜１４ｗ、１４ｘ〜１４ｚ フリーホイールダイオード
１５ 母線電流検出器
１６ インバータ印加電圧検出手段
１７ モータ位相推定部
１８ 回転子速度検出部
１９ 電流指令演算部
２０ 相電流変換部
２１ 指示回転数決定部
２２ 指示回転数補正部
２３ インバータ印加電圧歪み量演算部
１１１ リアクタ
１１２ 平滑コンデンサ
１１３ 直流電源装置
Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード
Ｌｉｎ、Ｌｄｃ リアクトル
Ｃ 中間コンデンサ
ＣＤ 平滑コンデンサ
Ｑ１ トランジスタ
Ｇ１ ベース駆動回路
Ｉ１、Ｉ２ パルス発生回路
ＲＬ 負荷抵抗
Ｒｄｍ ダミー抵抗
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を入力とする整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、モータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続されるリアクタで構成され、前記インバータの直流母線間にコンデンサとインバータ印加電圧検出手段を配し、前記制御演算部には、前記モータの指示回転数を決定する指示回転数決定部と、前記インバータ印加電圧検出手段で得られるインバータ印加電圧値の時系列変化から電圧歪み量を演算するインバータ印加電圧歪み量演算部と、前記指示回転数決定部で得られる指示回転数を前記インバータ印加電圧歪み量演算部で得られる電圧歪み量に応じて補正する指示回転数補正部を設けたモータ駆動用インバータ制御装置。
【請求項２】
前記インバータ印加電圧歪み量演算部で得られる電圧歪み量を、前記交流電源の半周期毎におけるインバータ印加電圧値の増加から減少、または減少から増加への変化の回数とする請求項１に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
【請求項３】
前記インバータ印加電圧歪み量演算部で得られる電圧歪み量を、前記交流電源の半周期毎におけるインバータ印加電圧値の最大値どうし、または最小値どうしの時間間隔の変化量とする請求項１に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
【請求項４】
前記リアクタと前記コンデンサとの共振周波数が前記電源周波数の４０倍よりも大きくなるように、前記リアクタおよび前記コンデンサの組み合わせを決定する請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
【請求項１】
交流電源を入力とする整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、モータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続されるリアクタで構成され、前記インバータの直流母線間にコンデンサとインバータ印加電圧検出手段を配し、前記制御演算部には、前記モータの指示回転数を決定する指示回転数決定部と、前記インバータ印加電圧検出手段で得られるインバータ印加電圧値の時系列変化から電圧歪み量を演算するインバータ印加電圧歪み量演算部と、前記指示回転数決定部で得られる指示回転数を前記インバータ印加電圧歪み量演算部で得られる電圧歪み量に応じて補正する指示回転数補正部を設けたモータ駆動用インバータ制御装置。
【請求項２】
前記インバータ印加電圧歪み量演算部で得られる電圧歪み量を、前記交流電源の半周期毎におけるインバータ印加電圧値の増加から減少、または減少から増加への変化の回数とする請求項１に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
【請求項３】
前記インバータ印加電圧歪み量演算部で得られる電圧歪み量を、前記交流電源の半周期毎におけるインバータ印加電圧値の最大値どうし、または最小値どうしの時間間隔の変化量とする請求項１に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
【請求項４】
前記リアクタと前記コンデンサとの共振周波数が前記電源周波数の４０倍よりも大きくなるように、前記リアクタおよび前記コンデンサの組み合わせを決定する請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図８】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図８】
【図７】
【公開番号】特開２００９−１３１００１（Ｐ２００９−１３１００１Ａ）
【公開日】平成２１年６月１１日（２００９．６．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−３０１５１１（Ｐ２００７−３０１５１１）
【出願日】平成１９年１１月２１日（２００７．１１．２１）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年６月１１日（２００９．６．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年１１月２１日（２００７．１１．２１）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]