直流定電流電源装置及びそれを用いたモータ駆動システム
【課題】負荷の正負に係わらず指定された定電流の出力を維持させるための制御をより容易にすることが可能となる直流定電流電源装置を提供することである。
【解決手段】直流電源１００と、複数のスイッチ１１１〜１１４（第1ブリッジ）を有し、直流電源１００に接続されたインバータ１１と、インバータ１１における各スイッチをオン・オフ制御して、インバータ１１から矩形波交流の電圧及び電流を出力させるインバータ駆動手段７０と、複数のスイッチ１２１〜１２４（第２ブリッジ）を有し、インバータ１１に接続され、出力端子Ｘ、Ｙに結合されたコンバータ１２と、負荷起電力に係わりなく、出力電流が直流定電流に維持されるように、コンバータ１２の各スイッチのオン・オフ制御によりインバータ１１の矩形波交流の電圧を基準とした電流の位相を制御して出力端子間に現れる出力電圧を制御する定電流制御手段８０とを備えた構成となる。
【解決手段】直流電源１００と、複数のスイッチ１１１〜１１４（第1ブリッジ）を有し、直流電源１００に接続されたインバータ１１と、インバータ１１における各スイッチをオン・オフ制御して、インバータ１１から矩形波交流の電圧及び電流を出力させるインバータ駆動手段７０と、複数のスイッチ１２１〜１２４（第２ブリッジ）を有し、インバータ１１に接続され、出力端子Ｘ、Ｙに結合されたコンバータ１２と、負荷起電力に係わりなく、出力電流が直流定電流に維持されるように、コンバータ１２の各スイッチのオン・オフ制御によりインバータ１１の矩形波交流の電圧を基準とした電流の位相を制御して出力端子間に現れる出力電圧を制御する定電流制御手段８０とを備えた構成となる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ等の負荷の起電力の正負及び大小に係わらず指示された一定電流を出力するとともに負荷側からの回生エネルギーの回収を可能にした直流定電流電源装置及びそれを用いたモータ駆動システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
本願の発明者は、既に、直流定電流電源装置、多相定電流インバータ及び多相定電流モータ（Ｋａｉｓｅｉ（登録商標）モータ）にて構成される新規なモータ駆動システムを提案している（特許文献１参照）。このモータ駆動システムは、電気自動車等に適用することができる。
【０００３】
前記直流定電流電源装置は、負荷である多相定電流モータ側の起電力の正負、大小に関係なく、一定方向に指定された大きさの直流電流を出力するように動作する。また、この直流定電流電源装置は、負荷である多相定電流モータの制動時、即ち、負荷起電力が負の場合には、負荷側からの回生電力を回収するように動作する。
【０００４】
前記多相定電流インバータは、前記直流定電流電源装置からの直流定電流を入力として、多相定電流モータの固定子巻線に流れる電流の向きを反転切換えして、該固定子巻線に矩形波交流電流を供給する機能を有している。この電流の向きを反転切換えする機能を複数設けることによって相数は任意に選択することが可能であり、この多相定電流インバータは、多相の矩形波交流電流を供給することができる。
【０００５】
前記多相定電流モータ（Ｋａｉｓｅｉ（登録商標）モータ）では、前記多相定電流インバータからの多相矩形波交流電流を受けると、内部の回転子の磁極に回転力が生じる。これまでの半導体モータは、三相正弦波電流で駆動する同期電動機、あるいは誘導電動機を原形にしているが、本願の発明者が提案した多相定電流モータは、直流電動機が原形であり、多相矩形波交流電流で動作する点において全く新しいタイプのモータである。
【０００６】
前述したようなモータ駆動システムに用いられる前記直流定電流電源装置は、図２５に示すように構成される。図２５において、半導体スイッチＳ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4によってブリッジが構成されている。各半導体スイッチＳ1〜Ｓ4は、ＩＧＢＴ、サイリスタ、パワートランジスタ等のいずれかにて構成することができる。これら半導体スイッチＳ1〜Ｓ4は、非対称でのＰＷＭ（パルス幅制御）に従ったオン・オフ制御がなされる。以下、半導体スイッチＳ1〜Ｓ4にて構成されるブリッジを非対称ＰＷＭブリッジという。この非対称ＰＷＭブリッジにおいて直列接続される半導体スイッチＳ1とＳ3との接続点と、同様に直列接続される半導体スイッチＳ2とＳ4との接続点とが、直流電源１の正（＋）端子と負（−）端子にそれぞれ接続されている。前記非対称ＰＷＭブリッジにおける半導体スイッチＳ1とＳ2との接続点がリアクトル２を介して出力端子Ｘに接続され、半導体スイッチＳ3とＳ4との接続点が出力端子Ｙに接続されている。また、半導体スイッチＳ5が前記非対称ＰＷＭブリッジに並列的に接続されている。
【０００７】
このような直流定電流電源において、半導体スイッチＳ1〜Ｓ4は、所定の搬送波信号に応じてオン・オフ動作し、そのオン期間（オフ期間）が制御される（ＰＷＭ制御）。また、非対称ＰＷＭブリッジにおいて対角線上にある一方半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4と、他方の半導体スイッチ対Ｓ2、Ｓ3とは、通常のブリッジのように対称的に動作するのではなく、負荷起電力の正或いは負に対応してそれぞれが一体で非対称に動作するように制御される。具体的には、負荷起電力が正の場合（多相定電流モータの駆動時）、一方の半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4が動作して、出力端子Ｘから定電流が出力されるように、出力端子Ｘ、Ｙの両端に正の平均電圧が出力し、その値は、前記半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4のオン期間の長さに対応するものとなる。一方、負荷起電力が負の場合（多相定電流モータの制動時）、他方の半導体スイッチ対Ｓ2、Ｓ3の対が動作して、出力端子Ｘから前記定電流の出力が維持されるように、出力端子Ｘ、Ｙの両端に負の平均電圧が出力し、その値は、前記半導体スイッチ対Ｓ2、Ｓ3のオン期間の長さに対応するものとなる。
【０００８】
なお、半導体スイッチＳ5は、リアクトル２及び後段の多相定電流インバータを通した循環回路を構成する。そして、半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4のオフ期間、及び半導体スイッチ対Ｓ2、Ｓ3のオフ期間にオンするように制御される。これにより、両半導体スイッチ対のオフ期間においても多相定電流インバータに対して直流電流を途切れることなく供給することができる。
【０００９】
前記直流定電流電源の制御装置は、負荷である定電流多相モータ（Ｋａｉｓｅｉ（登録商標）モータ）の駆動時に、半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4を搬送周波数でのパルス信号によってオン・オフ制御するとともに他方の半導体スイッチ対Ｓ2、Ｓ3をオフ状態に維持する。そして、その制御装置は、定電流多相モータの正の起電力に応じて出力電流が指定された定電流値Ｉに維持されるように、実効的な出力電圧（正の電圧）を制御すべく半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4のオン期間（オフ期間）を制御する。一方、負荷である定電流多相モータの制動時には、制御装置は、半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4に対する制御と他方の半導体スイッチ対Ｓ2、Ｓ3に対する制御とを切換え、半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4をオフ状態にするとともに他方の半導体スイッチ対Ｓ2、Ｓ3を搬送周波数でのパルス信号によってオン・オフ制御する。そして、この制御装置は、制動される定電流多相モータの負の起電力に応じて出力電流が指定された定電流値Ｉに維持されるように、実効的な出力電圧（負の電圧）を制御すべく半導体スイッチＳ2、Ｓ4のオン期間（オフ期間）を制御する。
【００１０】
前記多相定電流モータの制動時では、前記直流定電流電源の出力電圧（出力端子Ｘ、Ｙ間の電圧）が負電圧となる状態で、出力端子Ｘから出力された定電流Ｉは、多相インバータ及び多相定電流モータを経て出力端子Ｙに戻り、半導体スイッチＳ3を介して直流電源１００に戻される。即ち、電力回生がなされる。
【特許文献１】特許第４１０７６１４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
前述したような直流定電流電源装置では、負荷起電力が正の場合（多相定電流モータの駆動時）と、負荷起電力が負の場合（多相定電流モータの制動時）とで、非対称ＰＷＭブリッジにおいて有効にすべき半導体スイッチ対の切換え制御が必要であり、その有効に切換えた半導体スイッチ対に対して搬送周波数でのオン・オフ及びそのパルス幅制御がなされる。
【００１２】
このように、半導体スイッチ対の切換え制御と、半導体スイッチのオン・オフ及びそのパルス幅制御という異なる種類の制御を必要とするため、その分、制御が煩雑になる。負荷起電力の正負が頻繁に変わるような場合には、特にその制御が難しくなり得る。
【００１３】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、負荷の正負に係わらず指定された定電流の出力を維持させるための制御をより容易にすることが可能となる直流定電流電源装置を提供するものであり、また、そのような直流定電流電源装置を用いたモータ駆動システムを提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明に係る直流定電流電源装置は、充電可能な直流電源と、複数のスイッチにて構成された第１ブリッジを有し、直流側端子が前記直流電源の出力端子に接続されたインバータと、前記インバータにおける前記第１ブリッジの各スイッチを所定周期のパルス信号にてオン・オフ制御して、前記インバータの交流側端子から矩形波交流の電圧及び電流を出力させるインバータ駆動手段と、複数のスイッチにて構成された第２ブリッジを有し、交流側端子が前記インバータの前記交流側端子に接続され、負荷の接続される出力端子に結合された順逆変換動作を行うコンバータと、負荷起電力の正負及び大きさに係わりなく、出力電流が一定方向及び指示された一定値に維持されるように前記インバータの交流側端子から前記コンバータの交流側端子に供給される矩形波交流電圧を基準とした矩形波交流電流の位相を制御して前記出力端子間に現れる出力電圧を制御する定電流制御手段とを備えた構成となる。
【００１５】
このような構成により、インバータの交流側端子からコンバータの交流側端子に矩形波交流の電圧及び電流が供給されている状態で、定電流制御手段が、出力端子に接続される負荷の起電力が正であっても負であってもまたその大きさがどのようなものであっても、出力電流が一定方向及び指示された一定値に維持されるように前記インバータから供給される矩形波交流電圧を基準とした矩形波交流電流の位相を制御して出力端子間に現われる出力電圧を制御する。
【００１６】
また、本発明に係る直流定電流装置は、商用交流電源に接続されて所定レベルの正弦波交流の電圧及び電流を二次側端子から出力する変圧回路と、複数のスイッチにて構成されたブリッジを有し、交流側端子が前記変圧回路の二次側端子に接続され、負荷の接続される出力端子に結合された順逆変換動作を行うコンバータと、負荷起電力の正負及び大きさに係わりなく、出力電流が一定方向及び指定された一定値に維持されるように前記変圧回路から前記コンバータの交流側端子に供給される正弦波交流電圧を基準とした正弦波交流電流の位相を制御して前記出力端子に現われる出力電圧を制御する定電流制御手段とを備えた構成となる。
【００１７】
このような構成により、変圧回路の二次側端子からコンバータの交流側端子に正弦波交流の電圧及び電流が供給されている状態で、定電流制御手段が、出力端子に接続される負荷の起電力が正であっても負であってもまたその大きさがどのようなものであっても、出力電流が一定方向及び指示された一定値に維持されるように前記変圧回路から供給される正弦波交流電圧を基準とした正弦波交流電流の位相を制御して出力端子間に現われる出力電圧を制御する。
【００１８】
本発明に係るモータ駆動システムは、２ｎ（ｎは整数）個の凸部が周方向に等間隔に形成された磁性体製の回転子と、該回転子の外方に前記各凸部に対して所定の空隙が形成されるように４ｎ個の磁極を等間隔に配置してなる固定子と、該固定子の前記４ｎ個の磁極のうちの１つおきに配置された磁極のそれぞれに巻回される第１のコイルと、前記４ｎ個の磁極のうちの残りの磁極のそれぞれに巻回される第２のコイルとを有するスイッチドリラクタンスモータと、前述したいずれかの直流定電流電源装置と、交互に導通状態の切換えがなされ得る第１の電流路と第２の電流路とを有するフリップフロップ回路と、前記フリップフロップ回路の前記第１の電流路と前記第２の電流路との導通状態を交互に切換えるフリップフロップ制御手段とを備え、前記直流定電流電源装置の一方の出力端子から出力される直流定電流が前記フリップフロップ回路の第１の電流路を通って前記スイッチドリラクタンスモータの前記第１のコイルを流れ、前記直流定電流が前記フリップフロップ回路の前記第２の電流路を通って前記スイッチドリラクタンスモータの前記第２のコイルを流れ、前記第１及び第２のコイルを流れた前記直流定電流が前記直流定電流電源装置の他方の出力端子に帰還するように、前記直流定電流電源装置と、前記フリップフロップ回路と、前記スイッチドリラクタンスモータとが接続され、前記フリップフロップ制御手段は、前記スイッチドリラクタンスモータの前記回転子の角度位置に応じて前記第１及び第２の電流路の導通状態を交互に切換えて、電気角１８０°幅の矩形波電流を前記第１及び第２のコイルに交互に流し、前記スイッチドリラクタンスモータの駆動時と制動時とで、前記第１及び第２の電流路の導通状態を切換えるタイミングを前記回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転時間だけずらすように前記フリップフロップ回路を制御するように構成される。
【００１９】
このような構成により、スイッチドリラクタンスモータの駆動時（正の負荷起電力の場合）においては、直流定電流電源装置の一方の出力端子から出力される直流定電流（一定方向かつ一定値の直流電流）が、スイッチドリラクタンスモータの回転子の回転角度に応じて導通状態が交互に切換えられるフリップフロップ回路の第１の電流路及び第２の電流路を交互に流れる。その結果、スイッチドリラクタンスモータの４ｎ個の磁極に巻回された第１のコイル及び第２のコイルが前記回転子の回転角度に応じて交互に励磁される。この第１のコイル及び第２のコイルの交互の励磁により回転子の２ｎ個の凸部を吸引する磁極が移動し、それによって当該回転子が回転する（駆動）。この場合、直流定電流電源装置からの出力電流は、フリップフロップ回路の第１の電流路及びスイッチドリラクタンスモータの第１のコイルと、フリップフロップ回路の第２の電流路及びスイッチドリラクタンスモータの第２のコイルとのいずれかを通って直流定電流電源装置に戻り、当該直流定電流電源装置における直流電源の電力消費がなされ、または、当該直流定電流電源装置の変圧回路を介した商用交流電源の電力消費がなされる。
【００２０】
スイッチドリラクタンスモータの制動時（負の負荷起電力の場合）においては、直流定電流電源装置の出力端子間に負の出力電圧が現われて一方の出力端子からの出力直流電流値が一定に維持される。フリップフロップ回路の第１及び第２の電流路の導通状態を切換えるタイミングがスイッチドリラクタンスモータの回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転時間だけずらされて、前記第１及び第２の電流路の導通状態の交互切換えがなされる。その結果、スイッチドリラクタンスモータの４ｎ個の磁極に巻回された第１のコイル及び第２のコイルの交互励磁のタイミングが回転子の電気各１８０°に対応する回転時間だけずれ、それに伴った各磁極の吸引力により回転子の２ｎ個の凸部が吸引されて当該回転子に制動がかかる。この場合、直流定電流電源装置からの出力電流は、フリップフロップ回路の第１の電流路及びスイッチドリラクタンスモータの第１のコイルと、フリップフロップ回路の第２の電流路及びスイッチドリラクタンスモータの第２のコイルとのいずれかを通って直流定電流電源装置に戻り、その電流が当該直流定電流電源装置における直流電源に戻され、または、当該直流定電流電源装置における変圧回路を介して商用交流電源に戻される（回生）。
【００２１】
本発明に係るモータ駆動システムは、２ｎ（ｎは整数）個の凸部が周方向に等間隔に形成された磁性体製の回転子と、該回転子の外方に前記各凸部に対して所定の空隙が形成されるように４ｎ個の磁極が等間隔に配置されたｍ個の固定子部分が軸方向に重ねられて各磁極が周方向に等間隔となるように一体化された固定子と、各固定子部分の前記４ｎ個の磁極のうちの１つおきに配置された磁極のそれぞれに巻回される第１のコイルと、前記４ｎ個の磁極のうちの残りの磁極のそれぞれに巻回される第２のコイルとを有する多重固定子型スイッチドリラクタンスモータと、請求項１及び請求項２のいずれかに記載の直流定電流電源装置と、交互に導通状態の切換えがなされ得る第１の電流路と第２の電流路とを有するｍ個のフリップフロップ回路と、ｍ個の前記フリップフロップ回路それぞれの前記第１の電流路と前記第２の電流路との導通状態を交互に切換えるフリップフロップ制御手段とを備え、前記スイッチドリラクタンスモータにおける前記ｍ個の固定子部分のそれぞれがｍ個の前記フリップフロップ回路のいずれかに対応づけられ、各フリップフロップ回路の第１の電流路と対応する固定子部分に設けられた第１のコイルとが直列接続されるとともに第２の電流路と対応する固定子部分に設けられた第２のコイルとが直列接続された状態で、ｍ個の前記フリップフロップ回路が直列的に接続され、前記直流定電流電源装置の一方の出力端子から出力さる直流定電流が前記直列的に接続された初段のフリップフロップ回路の第１及び第２の電流路に入力し、最終段のフリップフロプの第１の電流路に接続された第１のコイル及び第２の電流路に接続された第２のコイルを流れた前記直流定電流が前記直流定電流電源装置の他方の出力端子に帰還するように、前記直流定電流電源装置、ｍ個の前記フリップフロップ回路及び前記スイッチドリラクタンスモータとが接続され、前記フリップフロップ制御手段は、前記スイッチドリラクタンスモータの前記回転子の角度位置に応じてｍ個のフリップフロップ回路それぞれにおける第１及び第２の電流路の導通状態を交互に切換えて、電気各１８０°幅の矩形波電流を前記第１及び第２のコイルに交互に流し、前記スイッチドリラクタンスモータの駆動時と制動時とで、前記第１及び第２の電流路の導通状態を切換えるタイミングを前記回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転時間だけずらすように各フリップフロップを制御するように構成される。
【００２２】
このような構成により、多重固定子型スイッチドリラクタンスモータの駆動時（正の負荷起電力の場合）においては、直流定電流電源装置の一方の出力端子から出力される直流定電流（一定方向かつ一定値の直流電流）が、多重固定子型スイッチドリラクタンスモータの回転子の回転角度に応じて導通状態が交互に切換えられるｍ個のフリップフロップ回路それぞれの第１の電流路及び第２の電流路を交互に流れる。その結果、多重固定子型スイッチドリラクタンスモータのｍ個の固定子部分それぞれの４ｎ個の磁極に巻回された第１のコイル及び第２のコイルが前記回転子の回転角度に応じて交互に励磁される。各固定子部分における前記第１のコイル及び第２のコイルの交互の励磁により回転子の２ｎ個の凸部を吸引する磁極が移動し、それによって当該回転子が回転する（駆動）。この場合、直流定電流電源装置からの出力電流は、m個のフリップフロップ回路それぞれの第１の電流路及び多重固定子型スイッチドリラクタンスモータの第１のコイルと、第２の電流路及び多重固定子型スイッチドリラクタンスモータの第２のコイルとのいずれかを通って直流定電流電源装置に戻り、当該直流定電流電源装置における直流電源の電力消費がなされ、または、当該直流定電流電源装置における変圧回路を介して商用交流電源の電力消費がなされる。
【００２３】
多重固定子型スイッチドリラクタンスモータの制動時（負の負荷起電力の場合）においては、直流定電流電源装置の出力端子間に負の出力電圧が現われて一方の出力端子からの出力直流電流値が一定に維持される。ｍ個のフリップフロップ回路それぞれの第１及び第２の電流路の導通状態を切換えるタイミングがスイッチドリラクタンスモータの回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転時間だけずらされて、前記第１及び第２の電流路の導通状態の交互切換えがなされる。その結果、多重固定子型スイッチドリラクタンスモータのｍ個の固定子部分それぞれの４ｎ個の磁極に巻回された第１のコイル及び第２のコイルの交互励磁のタイミングが前記駆動時に対して回転子の電気角１８０°に対応する回転時間だけずれ、それに伴った各磁極の吸引力により回転子の２ｎ個の凸部が吸引されて当該回転子に制動がかかる。この場合、直流定電流電源装置からの出力電流は、ｍ個のフリップフロップ回路それぞれの第１の電流路及びスイッチドリラクタンスモータの第１のコイルと、２の電流路及びスイッチドリラクタンスモータの第２のコイルとのいずれかを通って直流定電流電源装置に戻り、その電力が当該直流定電流電源装置における直流電源に戻され、または、当該直流定電流電源装置における変圧回路を介して商用交流電源に戻される（回生）。
【発明の効果】
【００２４】
本発明に係る直流定電流電源装置によれば、負荷起電力の正負に応じてスイッチ素子の切換え制御等を行うことなく、負荷起電力の正負に係わりなく常にコンバータのブリッジの各スイッチをインバータから供給される矩形波交流電圧を基準とした矩形波交流電流の位相を出力電流が一定方向及び指示された一定値に維持されるように制御すればよいため、定電流の出力を維持させるための制御をより容易にすることができるようになる。
【００２５】
また、本発明係るモータ駆動システムによれば、効率的に電力回生を行い得るスイッチドリラクタンスモータを用いたモータ駆動システムを実現することができるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて説明する。
【００２７】
本発明の実施の一形態に係るモータ駆動システムの基本的な構成が図１に示される。図１は、モータ駆動システムを車両（例えば、電気自動車）に用いた例を示している。
【００２８】
図１において、車両に搭載されるモータ駆動システムは、直流定電流電源装置１０、定電流フリップフロップ回路２０及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（スイッチドリラクタンスモータ）を備えている。定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０は、当該車両の動力源であり、その回転力はディファレンシャルギア４０を介して左右両側の車輪（駆動輪）に伝えられている。なお、この車両には、公知の構造となる機械ブレーキ５０が搭載されている。
【００２９】
直流定電流電源装置１０は、負荷である定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０側の起電力の正負及び大小に係わりなく、一定方向に指定された一定の大きさの直流電流（直流定電流）を出力するように動作する。また、直流定電流電源装置１０は、負荷である定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の制動時、即ち、負荷起電力が負の場合には、負荷側からの回生電力を回収するように動作する。
【００３０】
定電流フリップフロップ回路２０は、前述した直流定電流電源装置１０からの直流定電流を入力して、後述する構造となる定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の２組のコイルに交互に矩形波電流を供給する機能を有する。即ち、定電流フリップフロップ回路２０は、２相の矩形波電流を出力し、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０に供給する。
【００３１】
定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０は、その詳細な構造は後述するが、定電流フリップフロップ回路２０から供給される２相の矩形波電流を受けると、隣り合う２つの固定子磁極が回転子の回転に同期して交互に磁化される。そして、それら隣り合う２つの固定子磁極によって生ずる吸引力によって前記回転子に回転力が生じる。
【００３２】
従来のスイッチドリラクタンスモータを用いたモータ駆動システムは、３相ＰＷＭインバータが、直流定電圧電源からの定電圧を入力し、擬似正弦波あるいは電気角度１２０°幅の矩形波電流等を生成してスイッチドリラクタンスモータに供給している。このような従来のスイッチドリラクタンスモータを用いたモータ駆動システムは、直流定電圧電源、励磁コイルの大きなリアクタンス及び励磁極数と、供給電力との関係等、種々の関係によって、励磁磁極にトルクが生じるタイミングで効果的に電流を励磁コイルに供給することが難しい。また、従来のスイッチドリラクタンスモータを用いたモータ駆動システムは、励磁コイルを流れる電流をゼロにすべきタイミングでゼロにすることができずに、無用の反抗トルクが生じてしまう。更には、従来のスイッチドリラクタンスモータを用いたモータ駆動システムは、回生電力が生じた場合に、その回生電力を効果的に取り出す方法が見出されておらず、効果的な回生制動を行うことができなかった。
【００３３】
これに対して、本実施の形態に係るモータ駆動システムでは、半導体スイッチにより構成した定電流フリップフロップ回路２０が、直流定電流電源装置１０の出力電流を、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０内の回転子の回転に同期するように２相に構成したされた励磁コイルに交互に振り分けて、回転子にトルクを発生させるようにしている。このような構成により、トルクが発生するタイミングでは、設計上の最高値の電流が事実上瞬時に励磁コイルに供給され、トルクの発生が終了したタイミングでは、励磁コイルに流れる電流が瞬時にゼロとなって無用な反抗トルクが発生することがない。また、直流定電流電源装置１０の出力電流の方向を変えることなく、励磁コイルへの振り分けのタイミングを位相１８０°だけシフトして負荷起電力を負にすることで、自然な形での電力回生が行われる。その結果、回生制動が当該モータの停止まで可能であり、エネルギー回収効率が高いものとなる。このように回生制動が可能となることから、このモータ駆動システムを搭載した図１に示すような車両（電気自動車）では、通常の運転時には機械ブレーキ５を動作させる必要がなく、この機械ブレーキ５は、車両停止時の車輪のロックや緊急時等、その使用機会は限られたものとなり得る。
【００３４】
以下、モータ駆動システムの詳細について説明する。
【００３５】
図２は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０をその回転軸に垂直な方向に切った状態を示す断面図である。図２において、この定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０は、２相４極の構成となり、筒状の固定子３２内に回転子３１が回転自在に設けられた構造となっている。回転子３１は、磁性体である鉄製の回転鉄心３１３が回転軸３１２により回転自在に支持された構造となり、回転鉄心３１３の外周面に回転軸３１２に平行に延びる２つの凸部（以下、回転子凸極という）３１３ａ、３１３ｂが周方向に等間隔（１８０°の角度間隔）に配置形成されている。
【００３６】
回転子３１を囲む固定子３２は、筒状のヨーク３２１の内周面に４つの固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄが周方向に等間隔（９０°の角度間隔）に形成された構造となっている。各固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄの先端面と回転子３１の各回転子凸極３１３ａ、３１３ｂの先端面との間に所定の空隙が形成さるように固定子３２と回転子３１との相対的な位置関係が設定されている。
【００３７】
固定子３２において、４つの固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄのうち１つおきに配置された磁極３２１ａ、３２１ｃに励磁コイル３２２ａ、３２２ｂが、固定磁極３２１ａから固定磁極３２１ｃに向かう方向に磁束が形成されるように巻回され、それら励磁コイル３２２ａ、３２２ｂが直列接続されている。以下、これら直列接続された励磁コイル３２２ａ、３２２ｂをＡ相コイル３２２（第１のコイル）という。また、残りの固定磁極３２１ｂ、３２１ｄに励磁コイル３２３ａ、３２３ｂが、固定磁極３２１ｂから固定磁極３２１ｄに向かう方向に磁束が形成されるように巻回され、それら励磁コイル３２３ａ、３２３ｂが直列接続されている。以下、これら直列接続された励磁コイル３２３ａ、３２３ｂをＢ相コイル３２３（第２のコイル）という。
【００３８】
定電流フリップフロップ回路２０は、図３に示すように構成されている。
【００３９】
図３において、定電流フリップフロップ回路２０は、それぞれ直流定電流電源装置１０の一方の出力端子Ｘに接続され、並列的に延びる第１の電流路２１０と第２の電流路２２０とを有している。第１の電流路２１０においては、第１スイッチング素子２１１、ダイオード２１２及びダイオード２１３が直列接続されている。ダイオード２１２、２１３それぞれのカソード及びアノードの向きは、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｘからの出力電流が第１の電流路２１０を流れるように決められている。また、第２の電流路２２０においては、第２スイッチング素子２２１、ダイオード２２２及びダイオード２２３が直列接続されている。ダイオード２２２、２２３それぞれのカソード及びアノードの向きも、第１の電流路２１０の場合と同様に、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｘからの出力電流が第２の電流路２２０を流れるように決められている。第１の電流路２１０における２つのダイオード２１２、２１３の接続点と第２の電流路２２０における２つのダイオード２２２、２２３の接続点との間に転流用のコンデンサ２３０が接続されている。なお、第１スイッチング素子２１１及び第２スイッチング素子２２１のそれぞれは、ＩＧＢＴ、サイリスタ、電力用トランジスタ等の半導体スイッチを用いて構成することができる。
【００４０】
定電流フリップフロップ回路２０における第１の電流路２１０（ダイオード２１３）に対して直列的に定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＡ相コイル３２２（図２における励磁コイル３２２ａ、３２２ｂ）が接続されている。また、第２の電流路２２０（ダイオード２２３）に対して直列的に定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＢ相コイル３２３（図２における励磁コイル３２３ａ、３２３ｂ）が接続されている。そして、Ａ相コイル３２２とＢ相コイル３２３とが更に、直流定電流電源装置１０の他方の出力端子Ｙに接続されている。これにより、直流定電流電源装置１０の一方の出力端子Ｘから出力される直流定電流が、定電流フリップフロップ回路２０の第１の電流路２１０（第１スイッチング素子２１１、ダイオード２１２、２１３）及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＡ相コイル３２２を通って、また、定電流フリップフロップ回路２０の第２の電流路２２０（第２スイッチング素子２２１、ダイオード２２２、２２３）及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＢ相コイル３２３を通って、直流定電流電源装置１０の他方の出力端子Ｙに帰還し得るようになっている。
【００４１】
定電流フリップフロップ回路２０において、第１スイッチング素子２１１及び第２スイッチング素子２２１は、一方がオンしているときに他方がオフになる所謂フリップフロップ動作がなされるようにオン・オフ制御される。第１スイッチング素子２１１がオンで、第２スイッチング素子２２１がオフの場合には、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｘから出力される直流定電流が、第１の電流路２１０を通って定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＡ相コイル３２２に流れ、直流定電流電源装置１０の他方の出力端子Ｙに戻る。一方、第１スイッチング素子がオフで、第２スイッチング素子２２１がオンの場合、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｘから出力される直流定電流が、第２の電流路を通って定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＢ相コイル３２３に流れ、直流定電流電源装置１０の他方の出力端子Ｙに戻る。
【００４２】
このように、定電流フリップフロップ回路２０において、第１スイッチング素子２１１及び第２スイッチング素子２２１が交互にオン・オフ動作することにより、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＡ相コイル３２２及びＢ相コイル３２３には、直流定電流電源装置１０からの直流定電流値Ｉをピーク値とする矩形波電流が流れることになる。
【００４３】
なお、転流用のコンデンサ２３０は、第１スイッチング素子２１１及び第２スイッチング素子２２１を切換えてＡ相コイル３２２に電流が流れている状態からＢ相コイル３２３に電流が流れる状態に切換える際、また、Ｂ相コイル３２３に電流が流れている状態からＡ相コイル３２２に電流が流れる状態に切換える際に、過電圧が発生することを防止するためのものである。ダイオード２１２、２１３、２２２、２２３は、転流用のコンデンサ２３０の充電作用を補助する。
【００４４】
定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０における各励磁コイルの磁気エネルギー（１／２ＬＩ2）（Ｌ：励磁コイルのリアクタンス、Ｉ：励磁コイルの電流）は、一旦、転流用のコンデンサ２３０に静電エネルギー（１／２ＣＶ2）（Ｃ：コンデンサ２３０の静電容量、Ｖ：コンデンサ２３０の充電電圧）として蓄えられる。ここで、コンデンサ２３０の静電容量を小さくすると、過電圧は大きくなる一方で転流時間は短くなる。また、コンデンサ２０の静電容量を大きくすると、過電圧は小さくなる一方で転流時間は長くなる。このような関係から、コンデンサ２３０の静電容量は、過電圧と転流時間とが適切な値となるように定められる。
【００４５】
フリップフロップ制御回路６０は、定電流フリップフロップ回路２０の第１スイッチング素子２１１及び第２スイッチング素子２２１のオン・オフ制御を行う。具体的には、フリップフロップ制御回路６０は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０内の回転子３１の角度位置を示す角度位置情報（例えば、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０に設けられた角度センサ（図示略）からの信号）を入力し、その角度位置情報に基づいて、第１スイッチング素子２１１及び第２スイッチング素子２２１を交互にオン・オフさせるための動作信号を出力する。また、フリップフロップ制御回路６０は、制動指令（例えば、車両におけるアクセルのオフ操作あるいはブレーキペダルの操作に基づいた情報）を入力すると、前記オン・オフのタイミングを定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動時のタイミングから回転子３１が電気各１８０°に対応する角度を回転する時間だけずらす。
【００４６】
上述したように、Ａ相コイル３２２（図２に示す励磁コイル３２２ａ、３２２ｂ参照）とＢ相コイル３２３（図２に示す励磁コイル３２３ａ、３２３ｂ参照）とに交互に矩形波電流が流れることによって、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の回転子３１に回転トルクが発生する。図４Ａ乃至図４Ｅは、定電流フリップフロップリラクタンスモータ３０の駆動時において回転子３１に回転トルクが発生する原理を簡略化して示している。なお、図４Ａ乃至図４Ｅでは、図２に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０における回転子３１の回転子凸極３１３ａ、固定子３２の固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、Ａ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａ及びＢ相コイル３２３を構成する励磁コイル３２３ａが直線状に配列された状態で示されている。
【００４７】
例えば、図４Ａに示すように、Ａ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａに矩形波電流が流れて（矩形電流が流れていることを斜線で示す。図４Ａ乃至図４Ｅにおいて同様）固定子磁極３２１ａが磁化されている状態では（フリップフロップ回路２０における第１スイッチング素子２１１がオンで、第２スイッチング素子２２１がオフの場合）、回転子凸極３１３ａが固定子磁極３２１ａに吸引された状態となる。
【００４８】
この状態になったタイミングで、フリップフロップ制御回路６０は、フリップフロップ回路２０の第１スイッチング素子２１１をオフに切換えるとともに同回路の第２スイッチング素子２２１をオンに切換える。これにより、Ａ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａに矩形波電流が流れていた状態から、図４Ｂに示すように、Ｂ相コイル３２３を構成する励磁コイル３２３ａに矩形波電流が流れる状態に遷移する。このとき、回転子凸極３１３ａの回転方向先端部が位置Ｐ1にある。以下、回転子凸極３１３ａの回転方向先端部の位置を当該回転子凸極３１３ａの位置とする。矩形波電流により励磁コイル３２３ａが励磁されて固定子磁極３２１ｂが磁化されると、固定子磁極３２１ａに正対していた回転子凸極３１３ａが隣の固定子磁極３２１ｂに吸引される。
【００４９】
回転子凸極３１３ａが固定子磁極３２１ｂに吸引されることにより、回転子１１に回転トルクが作用し、位置Ｐ1にあった回転子凸極３１３ａが、図４Ｃ及び図４Ｄに示すように、位置Ｐ2、Ｐ3と順次固定子磁極３２１ｂに向かうよう（矢印参照）に回転子１１が回動する。そして、固定子凸極３１３ａが、図４Ｅに示すように、磁化されている固定磁極３２１ｂに正対する状態になると、即ち、回転子３１が、回転子凸極３１３ａが図４Ｂに示す位置Ｐ1となる状態から電気角１８０°に対応する角度（物理的な角度）９０°だけ回動すると（回転子凸極３１３ａが位置Ｐ４になると）、フリップフロップ制御回路６０は、フリップフロップ回路２０の第１スイッチング素子２１１をオン、同回路の第２スイッチング素子２２１をオフに切換える。すると、上述したのと同様に、固定子磁極３２１ｂに正対する回転子磁極３１３ａが、その固定子磁極３２１ｂの隣のＡ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ｂにより磁化された固定磁極３２１ｃ（図２参照）に吸引されて回転子１１に作用する回転トルクが維持される。これにより、回転子凸極３１３ａが固定子磁極３２１ｂから固定子磁極３２１ｃに向かうように、回転子１１が更に回動する。以下、同様にして、フリップフロップ回路２０における第１スイッチング素子２１１と第２スイッチング素子２２１の交互のオン・オフ動作による定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＡ相コイル３２２及びＢコイル３２３への交互の矩形波電流の供給により、回転子１１の回転子凸極３１３ａ（３１３ｂ）を吸引する固定子磁極（３２１ａ〜３２１ｄ）が順次遷移して回転子１１に対する回転トルクが維持される。その結果、回転子１１が回転することになる（定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動）。
【００５０】
定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動時の動作を更に詳細にみると、次のようになる。
【００５１】
前述した定電流フリップフロップリラクタンスモータ３０の駆動において、図４Ｂに示す状態から図４Ｅに示す状態までの間に励磁されるＢ相コイル３２３の起電力の時間遷移は、図５の（ａ）に示すようになり、定電流フリップフロップリラクタンスモータ３０のトルクの時間遷移は図５の（ｂ）に示すようになる。なお、図５において、横軸上のｔP1、ｔP2、ｔP3，ｔP4は、図４Ｂ乃至図４Ｅに示すように回転子凸極３１３ａが位置Ｐ1、Ｐ2、Ｐ3、Ｐ4に到達する時刻を示している。
【００５２】
図４Ｂに示す状態から図４Ｃに示す状態までの期間（時刻ｔP1〜時刻ｔP2までの期間）では、励磁コイル３２３ａには直流定電流Ｉが流れているが、回転子凸極３１３ａが励磁コイル３２３ａの巻回された固定子磁極３２１ｂに対向していないため、励磁コイル３２３ａは空心コイルと同じ状態であり、固定子磁極３２１ｂには、実質的に磁束は発生しない。また、励磁コイル３２３ａには、直流抵抗Ｒと直流定電流Ｉの積ＲＩに等しい電圧降下（抵抗ドロップ）が生じる。
【００５３】
一方、図４Ｃに示す状態から図４Ｅに示す状態までの期間（時刻ｔP2〜時刻ｔP4までの期間）では、回転子凸極３１３ａと励磁コイル３２３ａの巻回された固定子磁極３２１ｂとが少なくとも部分的に対向しており、固定子磁極３２１ｂには、その対向部分の面積に略比例した磁束が生じる。この固定磁極３２１ｂに生じる磁束は、回転子凸極３１３ａが位置Ｐ1にある時刻ｔP1で最も小さく、回転子凸極３１３ａが位置Ｐ2、Ｐ3、Ｐ4に順次移動する過程で徐々に増加する。固定子磁極３２１ｂに巻回された励磁コイル３２３ａを有するＢ相コイル３２３には、ファラデーの法則により起電力Ｅ1が生じる。
【００５４】
図４Ｂ乃至図４Ｅにおける回転子凸極３１３ａの横方向の速度を一定とすると、回転子凸極３１３ａと固定子磁極３２１ｂとの対向部分の面積は、時間に比例して増大するため、Ｂ相コイル３２３に生じる起電力Ｅ1は一定となる。そして、この起電力Ｅ1の極性は、直流定電流Ｉの方向とは逆方向となる。
【００５５】
Ｂ相コイル３２３を構成する励磁コイル３２３ａにこの起電力Ｅ1が生じている間、フリップフロップ回路２０の第２スイッチング素子２２１がオンになって、直流定電流Ｉが励磁コイル３２３ａに流れるようにすることで、直流定電流電源装置１０には、図５の（ａ）に示すような負荷起電力Ｅ1が加わる。直流定電流電源装置１０が、図５の（ａ）に示す負荷起電力Ｅ1に直流定電流Ｉを乗じた電力を、負荷である定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０内の励磁コイル３２３ａに供給することにより、抵抗ドロップＲＩによる電力を除いたＩ×Ｅ1の電力が定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の回転出力となる。
【００５６】
また、図４Ｃに示す状態から図４Ｅに示す状態までの期間では、図５の（ｂ）に示すように、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０にトルクが生じる。このトルクτ１は、負荷起電力Ｅ1に比例した一定値となる。
【００５７】
一方、Ａ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａの起電力波形、及び励磁コイル３２２ａへの電力供給により生じるトルク波形は、図５の（ａ）の起電力波形及び図５の（ｂ）に示すトルク波形を、回転子１１が電気角１８０°に対応する角度を回転する時間だけずらしたものとなる。
【００５８】
なお、以上の説明は、回転子凸極３１３ａと、励磁コイル３２２ａの巻回された固定子磁極３２１ａ、及び、励磁コイル３２３ａの巻回された固定子磁極３２１ｂとについて説明したが、それぞれ対向側に位置する、回転子凸極３１３ｂと、励磁コイル３２２ｂの巻回された固定子磁極３２１ｃ、及び、励磁コイル３２３ｂの巻回された固定子磁極３２１ｄについても同様である。
【００５９】
次に、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の回生制動時のトルクの発生の原理を図６Ａ乃至図６Ｅを参照して説明する。図６Ａ乃至図６Ｅに示す状態の遷移は、図４Ａ乃至図４Ｅに示す状態の遷移と比較すると、励磁コイル３２２ａ及び３２３ａに直流定電流が流れるタイミングが、回転子１１が電気角１８０°対応する角度（物理的な角度）９０°を回転する時間だけずれたものとなる。
【００６０】
例えば、図６Ａに示すように、Ｂ相コイル３２３を構成する励磁コイル３２３ａに矩形波電流が流れて（矩形電流が流れていることを斜線で示す。図６Ａ乃至図６Ｅにおいて同様）固定子磁極３２１ｂが磁化され（フリップフロップ回路２０における第１スイッチング素子２１１がオフで、第２スイッチング素子２２１がオンの場合）、回転中の回転子１１の回転子凸極３１３ａが固定子磁極３２１ａに正対した状態から固定子磁極３２１ｂに向けて移動（矢印参照）を継続しる状態にある。この図６Ａに示す状態となったタイミングで、フリップフロップ制御回路６０は、フリップフロップ回路２０の第１スイッチング素子２１１をオンに、同回路の第２スイッチング素子２２１をオフに切換える。これにより、Ｂ相コイル３２３を構成する励磁コイル３２３ａに矩形波電流が流れていた状態から、図６Ｂに示すように、Ａ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａに矩形波電流が流れる状態に遷移する。このとき、回転子凸極３１３ａ（回転方向先端部）は固定子磁極３２１ａに正対する位置Ｐ1にある。
【００６１】
第１スイッチング素子２１１のオン動作により励磁コイル３２２ａが励磁されて固定子磁極３２１ａが磁化され、回転子凸極３１３ａには固定子磁極３２１ａに吸引される力が加わる。この力が、回転子１１の回転方向とは逆の方向となり、回転子１１に対する制動力となる。このように回転子１１に制動力が作用しつつ回転子１１の回転が継続され、位置Ｐ1にあった回転子凸極３１３ａが、図６Ｃ及び図６Ｄに示すように、位置Ｐ2、Ｐ3と順次固定子磁極３２１ｂに向かうよう（矢印参照）に回転子１１が回動する。
【００６２】
そして、図６Ｅに示すように、回転子凸極３１３ａが固定子磁極３２３ａに正対した状態となると、即ち、回転子３１が、回転子凸極３１３ａが図６Ｂに示す位置Ｐ1となる状態から電気角１８０°に対応する角度（物理的な角度）９０°だけ回動すると（回転子凸極３１３ａが位置Ｐ4になると）、フリップフロップ制御回路６０は、フリップフロップ回路２０の第１スイッチング素子２１１をオフ、同回路の第２スイッチング素子２２１をオンに切換える。その後は、Ｂ相コイル３２３を構成する励磁コイル３２３ａが励磁されて固定子磁極３２１ｂが磁化し、移動する回転子凸極３１３ａに固定子磁極３２１ｂからの吸引力が作用して前述したのと同様に継続して回転する回転子１１に制動力が作用する。
【００６３】
定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の回生制動時の動作を更に詳細にみると、次のようになる。
【００６４】
前述した定電流フリップフロップリラクタンスモータ３０の回生制動時において、図６Ｂに示す状態から図６Ｅに示す状態までの間に励磁されるＡ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａの起電力の時間遷移は、図７の（ａ）に示すようになり、定電流フリップフロップリラクタンスモータ３０のトルクの時間遷移は図７の（ｂ）に示すようになる。なお、図７において、横軸上のｔP1、ｔP2、ｔP3，ｔP4は、図６Ｂ乃至図６Ｅに示すように回転子凸極３１３ａが位置Ｐ1、Ｐ2、Ｐ3、Ｐ4に到達する時刻を示している。
【００６５】
Ａ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａの巻回された固定子磁極３２１ａには、回転子凸極３１３ａと当該固定子磁極３２１ａとの対向する部分の面積に略比例した磁束が生じる。従って、固定磁極３２１ａに生じる磁束は、回転子凸極３１３ａが位置Ｐ1にある時刻ｔＰ1で最も大きくなり、位置Ｐ2、Ｐ3、Ｐ4の位置に遷移する過程で徐々に減少する。固定子磁極３２１ａに巻回された励磁コイル３２２ａを有するＡ相コイル３２２には、ファラデーの法則により起電力Ｅ2が生じる。
【００６６】
回転子凸極３１３ａの横方向の速度を一定とすると、回転子凸極３１３ａと固定子磁極３２１ａとの対向部分の面積は時間に比例して減少するため、Ａ相コイル３２２に生じる起電力Ｅ2は一定となる（図７の（ａ）参照）。そして、この起電力Ｅ2の極性は、直流定電流Ｉの方向と同一方向となる。
【００６７】
Ａ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａにこの起電力Ｅ2が生じている間、フリップフロップ回路２０の第１スイッチング素子２１１がオンになって、直流定電流Ｉが励磁コイル３２２ａに流れるようにすることで、直流定電流電源装置１０には、負荷起電力Ｅ2の絶対値から抵抗ドロップＲＩを除いたものに直流定電流Ｉを乗じた電力が回生される。
【００６８】
また、図６Ｃに示す状態から図６Ｅに示す状態までの期間では、図７の（ｂ）に示すように、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の回転子１１に制動トルクτ２が生じる。この制動トルクτ２は、負荷起電力Ｅ2に比例した一定値となる。
【００６９】
一方、Ｂ相コイル３２３を構成する励磁コイル３２３ａの起電力、及び、励磁コイル３２３ａへの電力供給により生じる制動トルクは、図７の（ａ）に示す起電力及び図７の（ｂ）に示す制動トルクを、回転子１１が電気角１８０°に対応する角度を回転する時間だけずらしたものとなる。
【００７０】
なお、以上の説明は、回転子凸極３１３ａと、励磁コイル３２２ａを巻回した固定子磁極３２１ａ、及び、励磁コイル３２３ａを巻回した固定子磁極３２１ｂとについて説明したが、それぞれ対向側に位置する、回転子凸極３１３ｂと、励磁コイル３２２ｂを巻回した固定子磁極３２１ｃ、及び、励磁コイル３２３ｂを巻回した固定子磁極３２１ｄについても同様である。
【００７１】
次に、直流定電流電源装置１０の詳細について説明する。
【００７２】
直流定電流電源装置１０は、図８に示すように構成される。
【００７３】
図８において、直流定電流電源装置１０は、直流電源１００、回生型インバータ１１、定電流コンバータ１２、電流検出器１３及びリアクトル素子１４を備えている。直流電源１００は、放電による駆動電力の供給と、充電による回生電力の回収が効果的に行い得るようになっており、具体的には、リチウムイオン電池等のバッテリとウルトラキャパシティやコンデンサ等の蓄電部とが並列接続された構成となっている。
【００７４】
回生型インバータ１１は、４つのスイッチ１１１、１１２、１１３、１１４を有し、それらスイッチ１１１〜１１４がブリッジ状に接続されている。以下、スイッチ１１１〜１１４にて構成されるブリッジを第１ブリッジという。第１ブリッジの一端となるスイッチ１１１とスイッチ１１２との接続点が当該回生型インバータ１１の正（＋）の直流側端子として直流電源１００の端子（＋）に接続され、第１ブリッジの他端となるスイッチ１１３とスイッチ１１４との接続点が当該回生型インバータ１１の負（−）の直流側端子として直流電源１００の端子（−）に接続されている。そして、第１ブリッジ内の直列接続される２つのスイッチ１１１とスイッチ１１３との接続点と、直列接続される他の２つのスイッチ１１２とスイッチ１１４との接続点とが当該回生型インバータ１１の交流側端子ａ、ｂとなっている。
【００７５】
前記第１ブリッジを構成する４つのスイッチ１１１、１１２、１１３、１１４のそれぞれは、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチＳ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4とダイオードＤ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4とが並列接続された構成となっている。各半導体スイッチＳ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4は、一方向の導通特性を有しており、第１ブリッジにおいて（＋）の直流側端子から（−）の直流側端子に向けて電流が流れるように接続されている。また、各ダイオードＤ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4は、回生電流を直流電源１００側に戻せるように、対応する半導体スイッチＳ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4に対して逆極性にて並列接続されている。
【００７６】
直流定電流電源装置１０は、クロックパルス発生回路７０（インバータ駆動手段）を有している。クロックパルス発生回路７０は、所定周期のパルス信号により回生型インバータ１１の各スイッチ１１１、１１２、１１３、１１４（半導体スイッチＳ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4）のオン・オフ制御を行う。具体的には、第１ブリッジの一方の対角線上に位置する２つのスイッチ１１１、１１４と、他方の対角線上に位置する２つのスイッチ１１２、１１３とが交互にオン・オフ動作するように、クロックパルス発生回路７０はパルス信号を各スイッチ１１１〜１１４（半導体スイッチＳ1〜Ｓ4）に供給する。その結果、回生型インバータ１１の交流側端子ａ、ｂから矩形波交流の電圧及び電流が出力される。クロックパルス発生回路７０からのパルス信号の周波数は、回生型インバータ１１の搬送周波数に対応し、この直流定電流電源装置１０の容量、リアクトル素子１４の容量、各スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ4の動作周波数性能等の設計上の要因に基づいて決められる。各スイッチ１１１〜１１４において半導体スイッチＳ1〜Ｓ4にダイオードＤ1〜Ｄ4が逆極性にて並列接続されているため、交流側電流の向きは、矩形波交流電圧の極性とは無関係に現われ得る。
【００７７】
定電流コンバータ１２は、４つのスイッチ１２１、１２２、１２３、１２４を有し、それらスイッチ１２１〜１２４がブリッジ状に接続されている。以下、スイッチ１２１〜１２４にて構成されるブリッジを第２ブリッジという。第２ブリッジ内の直列接続される一方の２つのスイッチ１２１とスイッチ１２３との接続点が一方の交流側端子ｃとして回生型インバータ１１の交流側端子ａに接続され、第２ブリッジ内の直列接続される他方の２つのスイッチ１２２とスイッチ１２４との接続点が他方の交流側端子ｄとして回生型インバータ１１の交流端子ｂに接続されている。また、第２ブリッジの出力側の一方端となるスイッチ１２１とスイッチ１２２との接続点がリアクトル素子１４及び電流検出器１３を介して一方の出力端子Ｘに接続され、第２ブリッジの出力側の他方端となるスイッチ１２３とスイッチ１２４との接続点が他方の出力端子Ｙに接続されている。
【００７８】
前記第２ブリッジを構成する４つのスイッチ１２１、１２２、１２３、１２４のそれぞれは、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチＳ11、Ｓ22、Ｓ33、Ｓ44とダイオードＤ11、Ｄ22、Ｄ33、Ｄ44とが直列接続された構成となっている。各半導体スイッチＳ11、Ｓ22、Ｓ33、Ｓ44は、一方向の導通特性を有しており、第２ブリッジにおいて、出力端子Ｙ側から出力端子Ｘ側に向けて電流が流れるように接続されている。また、各ダイオードＤ11、Ｄ22、Ｄ33、Ｄ44は、第２ブリッジにおいて出力端子Ｘ側から出力端子Ｙ側に向けて電流が流れるのを阻止するように、対応する半導体スイッチＳ11、Ｓ22、Ｓ33、Ｓ44に直列接続されている。即ち、各ダイオードＤ11、Ｄ22、Ｄ33、Ｄ44は直列接続される半導体スイッチＳ11、Ｓ22、Ｓ33、Ｓ44の逆耐圧を確保している。
【００７９】
直流定電流電源装置１０は、定電流制御回路８０（定電流制御手段）を有している。定電流制御回路８０は、出力端子Ｘ、Ｙに接続される負荷の起電力の正負及び大きさに係わりなく、出力電流Ｉが常に出力端子Ｘから負荷に向かう一定方向となり、電流検出器１３にて検出されるその電流値が指令値となるように、前記第２ブリッジの各スイッチ１２１、１２２、１２３、１２４（各半導体スイッチＳ11、Ｓ22、Ｓ33、Ｓ44）の制御により回生型インバータ１１の交流側端子ａ、ｂから定電流コンバータ１２の交流側端子ｃ、ｄに供給される矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波電流ｉiの位相角を制御して、出力端子Ｘ、Ｙ間に現われる出力電圧Ｅoを制御する。具体的には、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方の対角線上に位置する２つのスイッチ１１１、１１４と、他方の対角線上に位置する２つのスイッチ１１２、１１３との交互のオン・オフ動作に基づいた前記矩形波交流電圧ｅiの位相を基準として、第２ブリッジの一方の対角線上に位置するスイッチ１２１、１２４を制御角（位相角）αで、他方の対角線上に位置するスイッチ１２２、１２３を制御角（α＋１８０°）で１８０°期間オンさせる制御により、前記位相角αが０°〜１８０°の範囲で制御され、いわゆる順逆変換動作が行なわれる。前記位相角αが９０°以下の範囲（α≦９０°）では、順変換動作となり、出力端子Ｘ、Ｙ間に現われる平均出力電圧は正の値となる。また、前記位相角αが９０°を越えて１８０°以下の範囲（９０°＜α≦１８０°）では、逆変換動作となり、出力端子Ｘ、Ｙ間に現われる平均出力電圧は負の値となる。
【００８０】
なお、リアクトル素子１４は、定電流コンバータ１２での前記位相制御による脈動電流を平滑化する。
【００８１】
直流定電流電源装置１０の更に具体的な動作について、図９乃至図２２を参照して説明する。
【００８２】
各図において、クロックパルス発生回路７０からのパルス信号により駆動される回生型インバータ１１の交流側端子ａ、ｂから定電流コンバータ１２の交流側端子ｃ、ｄに矩形波交流電圧ｅiが供給され、このように矩形波交流電圧ｅiが交流側端子ｃ、ｄに供給された状態で、定電流制御回路８０からの制御信号に従って駆動される定電流コンバータ１２の交流側端子ｃから矩形波交流電流ｉiが入力される。矩形波交流電流ｉiの位相は、定電流制御回路８０からの制御信号（位相角α）によって定まり、回生型インバータ１１から供給される矩形波交流電圧ｅiに基本的に影響されない。
【００８３】
負荷（定電流フリップフロップ回路２０を通した定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０）が接続される（図３参照）出力端子Ｘから直流定電流が出力電流Ｉとして出力される。この出力電流Ｉのレベルは、定電流コンバータ１２を制御する定電流制御回路８０に与えられる指令値に対応している。そして、このような直流定電流となる出力電流Ｉが出力されるように制御される定電流コンバータ１２は電圧ｅo（リアクトル素子１４による平滑化前の電圧）を出力し、その電圧ｅoがリアクトル素子１４によって平滑化されることにより、出力端子Ｘ、Ｙ間に直流の出力電圧Ｅoが発生する。この出力電圧Ｅoは、極性を含めた負荷起電力の値に負荷回路の銅損、半導体損に起因した電圧降下分を加算した値になるように、定電流コンバータ１２によって自動的に調整される。
【００８４】
例えば、図９は、定電流制御回路８０により回生型インバータ１１から供給される矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波交流電流ｉiの位相角αがゼロとなるように、定電流コンバータ１２における第２ブリッジのスイッチ１２１、１２２、１２３、１２４を制御する場合を示している。この場合、定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４は、制御角（位相角）α＝０で１８０°期間オン動作し、前記第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３は、制御角α＝（０＋１８０°）で１８０°期間オン動作する。そして、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ対１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（１）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（２）とが１周期となって繰り返される。
【００８５】
前記モード（１）では、図１０の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１においてオン動作するスイッチ１１１及び交流側端子ａを通って交流側端子ｃから定電流コンバータ１２に入力する。そして、定電流コンバータ１２に入力する電流がオン動作するスイッチ１２１を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、定電流フリップフロップ回路２０の第１の電流路２１０（第１スイッチング素子２１１、ダイオード２１２、２１３）及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＡ相コイル３２２と、定電流フリップフロップ回路２０の第２の電流路２２０（第２スイッチング素子２２１、ダイオード２２２、２２３）及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＢ相コイル３２３とのいずれかを通って直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る（図３参照）。この出力端子Ｙに戻った電流は、定電流コンバータ１２においてオン動作するスイッチ１２４及び交流側端子ｄを通って交流側端子ｂから回生型インバータ１１に入力する。この回生型インバータ１１に入力する電流がオン動作するスイッチ１１４を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【００８６】
また、前記モード（２）では、図１１の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１においてオン動作するスイッチ１１２及び交流側端子ｂを通って交流側端子ｄから定電流コンバータ１２に入力する。そして、定電流コンバータ１２に入力する電流がオン動作するスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前記モード（１）の場合と同様に、定電流フリップフロップ２０及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０を通って直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。この出力端子Ｙに戻った電流は、定電流コンバータ１２においてオン動作するスイッチ１２３及び交流側端子ｃを通って交流型端子ａから回生型インバータ１１に入力する。この回生型インバータ１１に入力する電流がオン動作するスイッチ１１３を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【００８７】
直流定電流電源装置１０の前記モード（１）及び前記モード（２）での動作により、図９に示すように、回生型インバータ１１からの矩形波交流電流ｉiが順変換されてそのピーク値に等しい電流値Ｉとなる直流電流が出力電流Ｉとして出力される。また、定電流コンバータ１２に入力する矩形波交流電圧ｅiは、直流電源１００の電圧値Ｅに等しいピーク値を有し、定電流コンバータ１２は、前記矩形波交流電圧ｅiを順変換してそのピーク値Ｅに等しい値となる電圧ｅoを出力する。そして、この出力電圧ｅoがリアクトル素子１４によって平滑化されて出力端子Ｘ、Ｙ間に電圧値Ｅの出力電圧Ｅoが現われる。
【００８８】
このように、出力電流Ｉを一定（直流定電流）に保持した状態で、回生インバータ１１からの矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波交流電流ｉiの位相角αをゼロ（α＝０）に制御することで、直流定電流電源装置１０（定電流コンバータ１２）から直流電源１００の出力電圧Ｅoが、直流電源１００の電圧値Ｅに等しい最大の電圧値となる。そして、この出力電圧Ｅo（＝Ｅ）に基づいた直流定電流Ｉが定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動に使用され、直流電源１００にてＥ×Ｉの電力消費（放電）がなされる。
【００８９】
また、例えば、図１２は、定電流制御回路８０により回生型インバータ１１から供給される矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波交流電流ｉiの位相角αが３０°となるように、定電流コンバータ１２における第２ブリッジのスイッチ１２１、１２２、１２３、１２４を制御する場合を示している。この場合、定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４は、制御角（位相角）α＝３０°で１８０°期間オン動作し、前記第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３は、制御角α＝（３０°＋１８０°＝２１０°）で１８０°期間オン動作する。そして、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（１）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ対１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（２）と、回生型インバータ１１の他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（３）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（４）とが１周期となって繰り返される。
【００９０】
前記モード（１）では、図１３の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生型インバータ１１においてオン動作するスイッチ１１４及び交流側端子ｂを通って交流側端子ｄから定電流コンバータ１２に入力する。そして、定電流コンバータ１２に入力する電流がオン動作するスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に（図３参照）、定電流フリップフロップ回路２０及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０を通って直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。この出力端子Ｙに戻った電流は、定電流コンバータ１２でオン動作するスイッチ１２３及び交流側端子ｃを通って交流側端子ａから回生型インバータ１１に入力する。この回生型インバータ１１に入力する電流がオン動作するスイッチ１１１を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【００９１】
また、前記モード（２）では、前述した位相角αがゼロでの制御におけるモード（１）の場合と同様であって、図１０の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１のスイッチ１１１、交流側端子ａを通って交流側端子ｃから定電流コンバータ１２に入力し、その電流がスイッチ１２１を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に（図３参照）、定電流フリップフロップ回路２０及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０を通って直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。この出力端子Ｙに戻った電流は、定電流コンバータ１２のスイッチ１２４及び交流側端子ｄを通って交流側端子ｂから回生型インバータ１１に入力し、その電流がスイッチ１１４を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【００９２】
また、前記モード（３）では、図１４の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生インバータ１１でオン動作するスイッチ１１３及び交流側端子ａを通って交流側端子ｃから定電流コンバータ１２に入力する。そして、定電流コンバータ１２に入力する電流がオン動作するスイッチ１２１を通り、更に、リアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、モード（１）の場合と同様に、定電流フリップフロップ回路２０及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０を通って直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。この出力端子Ｙに戻った電流は、定電流コンバータ１２でオン動作するスイッチ１２４及び交流側端子ｄを通って交流側端子ｂから回生型インバータ１１に入力する。この回生型インバータ１１に入力する電流がオン動作するスイッチ１１２を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【００９３】
更に、モード（４）では、前述した位相角αがゼロでの制御におけるモード（２）の場合と同様であって、図１１の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１のスイッチ１１２、交流側端子ｂを通って交流側端子ｃから定電流コンバータ１２に入力し、その電流がスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に（図３参照）、定電流フリップフロップ回路２０及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０を通って直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。この出力端子Ｙに戻った電流は、定電流コンバータ１２のスイッチ１２３及び交流側端子ｃを通って交流側端子ａから回生型インバータ１１に入力し、その電流がスイッチ１１３を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【００９４】
前記モード（１）及びモード（３）の期間では、矩形波交流電圧ｅiが正となるときに矩形波交流電流ｉiが負となり、また、矩形波交流電圧ｅiが負となるときに矩形波交流電流ｉiが正となり、この電流ｉiが電圧ｅiの正の電位に向かって流れ込むよう、即ち、直流電源１００を充電する方向に流れて、電力回生動作がなされる。また、前記モード（２）及びモード（４）の期間では、前述した位相角αがゼロでの制御と同様に、直流電源１００が放電を行う。これらモード（１）〜（４）での動作により、図１２に示すように、出力電流Ｉが直流定電流に維持された状態で定電流コンバータ１２の出力電圧ｅoは、モード（１）及びモード（３）の期間において、負電圧（−Ｅ）となり、モード（２）及びモード（４）の期間において、正電圧（Ｅ）となる。この場合、出力電圧ｅoが負電圧（−Ｅ）となる前記モード（１）及びモード（３）の期間が、出力電圧ｅoが正電圧（＋）となる前記モード（２）及びモード（４）の期間より短い状態であるので、平均出力電圧Ｅoは、正電圧、具体的には、位相角α＝０°における電圧Ｅから低減した２／３Ｅとなる。
【００９５】
更に、図１５は、定電流制御回路８０により回生型インバータ１１から供給される矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波交流電流ｉiの位相角αが９０°となるように、定電流コンバータ１２における第２ブリッジのスイッチ１２１、１２２、１２３、１２４を制御する場合を示している。この場合、定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４は、制御角（位相角）α＝９０°で１８０°期間オン動作し、前記第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３は、制御角α＝（９０°＋１８０°＝２７０°）で１８０°期間オン動作する。そして、前述した位相角α＝３０°の制御（図１２参照）の場合と同様に、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（１）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ対１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（２）と、回生型インバータ１１の他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（３）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（４）とが１周期となって繰り返される。
【００９６】
前記モード（１）では、前述した位相角が３０°の制御におけるモード（１）と同様であって、図１３の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生型インバータ１１におけるスイッチ１１４及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２３及び回生型インバータ１１のスイッチ１１１を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【００９７】
また、モード（２）では、前述した位相角αがゼロでの制御におけるモード（１）の場合と同様であって、図１０の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１のスイッチ１１１及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２１を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２４及び回生型インバータ１１のスイッチ１１４を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【００９８】
また、前記モード（３）では、位相角αが３０°の制御におけるモード（３）と同様であって、図１４の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生型インバータ１１におけるスイッチ１１３及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２１を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２４及び回生型インバータ１１のスイッチ１１２を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【００９９】
更に、モード（４）では、前述した位相角αがゼロでの制御におけるモード（２）の場合と同様であって、図１１の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１のスイッチ１１２及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２３及び回生型インバータ１１のスイッチ１１３を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【０１００】
前記モード（１）及びモード（３）の期間では、位相角αが３０°の制御の場合と同様に、矩形波交流電圧ｅiが正となるときに矩形波交流電流ｉiが負となり、矩形波交流電圧ｅiが負となるときに矩形波交流電流ｉiが正となり、この電流ｉiが直流電源１００を充電する方向に流れて、電力回生動作がなされる。また、前記モード（２）及びモード（４）の期間では、前述した位相角αがゼロでの制御と同様に、直流電源１００が放電を行う。これらモード（１）〜（４）での動作により、図１５に示すように、出力電流Ｉが直流定電流に維持された状態で定電流コンバータ１２の出力電圧ｅoは、モード（１）及びモード（３）の期間において、負電圧（−Ｅ）となり、モード（２）及びモード（４）の期間において、正電圧（Ｅ）となる。この場合、出力電圧ｅoが負電圧（−Ｅ）となる前記モード（１）及びモード（３）の期間（電力回生動作の期間）と、出力電圧ｅoが正電圧（＋Ｅ）となる前記モード（２）及びモード（４）の期間（放電動作の期間）とが同じ長さになるので、平均出力電圧Ｅoはゼロ（Ｅo＝０）となる。
【０１０１】
例えば、図１６は、定電流制御回路８０により回生型インバータ１１から供給される矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波交流電流ｉiの位相角αが１５０°（α＝１５０°）となるように、定電流コンバータ１２における第２ブリッジのイッチ１２１、１２２、１２３、１２４を制御する場合を示している。この場合、定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４は、制御角（位相角）α＝１５０°で１８０°期間オン動作し、前記第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３は、制御角α＝（１５０°＋１８０°＝３３０°）で１８０°期間オン動作する。そして、前述した位相角αが３０°の制御（図１２参照）の場合や位相角αが９０°の制御（図１５参照）の場合と同様に、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（１）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ対１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（２）と、回生型インバータ１１の他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（３）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（４）とが１周期となって繰り返される。
【０１０２】
前記モード（１）では、前述した位相角αが３０°の制御や位相角αが９０°の制御におけるモード（１）と同様であって、図１３の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生型インバータ１１におけるスイッチ１１４及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２３及び回生型インバータ１１のスイッチ１１１を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【０１０３】
また、モード（２）では、前述した位相角αがゼロでの制御におけるモード（１）の場合と同様であって、図１０の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１のスイッチ１１１及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２１を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２４及び回生型インバータ１１のスイッチ１１４を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【０１０４】
また、前記モード（３）では、位相角αが３０°の制御や位相角αが９０°の制御におけるモード（３）と同様であって、図１４の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生型インバータ１１におけるスイッチ１１３及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２１を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２４及び回生型インバータ１１のスイッチ１１２を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【０１０５】
更に、モード（４）では、前述した位相角αがゼロでの制御におけるモード（２）の場合と同様であって、図１１の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１のスイッチ１１２及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２３及び回生型インバータ１１のスイッチ１１３を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【０１０６】
前記モード（１）及びモード（３）の期間では、位相角αが３０°の制御や位相角αが９０°の場合と同様に、電流ｉiが直流電源１００を充電する方向に流れて、電力回生動作がなされる。また、前記モード（２）及びモード（４）の期間では、前述した位相角α＝０°での制御と同様に、直流電源１００が放電を行う。これらモード（１）〜（４）での動作により、図１６に示すように、出力電流Ｉが直流定電流に維持された状態で定電流コンバータ１２の出力電圧ｅoは、モード（１）及びモード（３）の期間において、負電圧（−Ｅ）となり、モード（２）及びモード（４）の期間において、正電圧（Ｅ）となる。この場合、出力電圧ｅoが負電圧（−Ｅ）となる前記モード（１）及びモード（３）の期間（電力回生動作の期間）が、出力電圧ｅoが正電圧（＋Ｅ）となる前記モード（２）及びモード（４）の期間（放電動作の期間）より長い状態であるので、平均出力電圧Ｅoは負電圧となり、平均出力電圧Ｅoは、負電圧、具体的には、−２／３Ｅとなる。この場合、全体として、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０側からの電力回生がなされる。
【０１０７】
仮に定電流コンバータ１２（直流定電流電源装置１０）の負荷が抵抗負荷のような受動負荷の場合は、位相角αが９０°の制御（図１５参照）で、平均出力電圧Ｅoがゼロ（Ｅo＝０）となり、定電流制御回路８０に与えられる指令値の如何にかかわらず出力電流Ｉはゼロ（Ｉ＝０）となって動作限界を与える。従って、位相角αが９０°≦α≦１８０°の範囲内となる場合の当該直流定電流電源装置１０の動作は、定電流コンバータ１２にモータ負荷のような「負」の起電力を発生し得る能動的負荷が接続されていること、定電流コンバータ１２の交流側端子ｃ、ｄに回生可能な安定した交流電源ｅｉが接続されていること、位相角αが９０°≦αの適切な値に保持されていること、という条件のもとで可能となる。
【０１０８】
更に、例えば、図１７は、定電流制御回路８０により回生型インバータ１１から供給される矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波交流電流ｉiの位相角αが１８０°となるように、定電流コンバータ１２における第２ブリッジのスイッチ１２１、１２２、１２３、１２４を制御する場合を示している。この場合、定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４は、制御角（位相角）α＝１８０°で１８０°期間オン動作し、前記第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３は、制御角α＝（１８０°＋１８０°）で１８０°期間オン動作する。そして、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ対１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（１）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（２）とが１周期となって繰り返される。
【０１０９】
前記モード（１）では、位相角αが３０°、９０°、１５０°それぞれの制御におけるモード（１）の場合と同様であって、図１３の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生型インバータ１１のスイッチ１１４及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２３及び回生型インバータ１１のスイッチ１１１を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【０１１０】
前記モード（２）では、位相角αが３０°、９０°、１５０°それぞれの制御におけるモード（３）の場合と同様であって、図１４の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生型インバータ１１におけるスイッチ１１３及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２１を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２４及び回生型インバータ１１のスイッチ１１２を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【０１１１】
前述した位相角αが１８０°の制御の場合、前記モード（１）及びモード（２）の全期間において、電流ｉiが電圧ｅiの正の電位に向かって流れ込むよう、即ち、直流電源１００を充電する方向に流れて、電力回生動作がなされる。そして、電流コンバータ１２は、回生型インバータ１１からの矩形波交流電流ｅiを逆変換してそのピーク値Ｅを反転した負電圧値（−Ｅ）の電圧ｅoを出力する。この出力電圧ｅoがリアクトル素子１４によって平滑化されて出力端子Ｘ、Ｙ間に負電圧値（−Ｅ）の出力電圧Ｅoが現われる。
【０１１２】
このように、出力電流Ｉを一定（直流定電流）に保持した状態で、回生インバータ１１からの矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波交流電流ｉiの位相角αを１８０°（α＝１８０°）に制御することで、直流定電流電源装置１０（定電流コンバータ１２）から直流電源１００の出力電圧Ｅoが、電圧値−Ｅの負の最大電圧値（Ｅo＝−Ｅ）となる。そして、この出力電圧Ｅo（＝−Ｅ）に基づいた直流定電流Ｉの定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０への供給が維持されつつ、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０側からの電力回生がなされる。
【０１１３】
前述した直流定電流電源装置１０の動作において、位相角αと出力電圧Ｅoとの関係は、図１８に示すようになる。そして、前述した回生可能な安定した矩形波交流電圧ｅiと、正負、大小の変化する能動的な負荷（定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０）の起電力Ｅoと、位相角αとの３条件によって、電力は供給、回生のいずれの方向にも遷移し得るものとなる。
【０１１４】
前述した直流定電流電源装置１０によれば、回生型インバータ１１からの矩形波交流電圧ｅiを基準とした定電流コンバータ１２における交流側の矩形波交流電流ｉiの位相角αを０°〜１８０°の範囲で制御することにより、出力電流Ｉを指令値に応じた直流定電流に維持しつつ、出力電圧Ｅoを、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動、回生制動及び速度に応じて、負の電圧から正の電圧までの全域にわたって制御することができるので（図１８参照）、従来のようなブリッジ内のスイッチ対の切換え制御を特に必要とせずに、前記位相角αの0°〜１８０°での制御により、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動、制動とともにそのモータ出力に応じた電力を自動的に供給、回生することができるようになる。
【０１１５】
なお、前述した直流定電流電源装置１０における回生型インバータ１１及び定電流コンバータ１２における第１ブリッジ及び第２ブリッジは、単相ブリッジになっているが、三相ブリッジ等の多相ブリッジで構成することも可能である。
【０１１６】
図１９は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の起動加速、定速回転、回生制動及び停止の一連の動作に対応する直流定電流電源装置１０の動作について示したものである。図１１の（ａ）に示すように、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の動作（加速、定速、減速（制動））が行われる場合、図１１の（ｂ）に示すように、直流定電流電源装置１０は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動（加速）時と制動（減速）時には、定速回転時よりも大きな定電流を定電流フリップフロップ回路２０に供給する必要がある。
【０１１７】
直流定電流電源装置１０の出力端子Ｘから見た負荷起電力は、駆動（加速）状態では正、制動（減速）状態では負であり、その大きさは定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の回転子の回転速度にほぼ比例する。直流定電流電源装置１０は、図１１の（ｃ）の点線に示すように、正負の負荷起電力に負荷回路の抵抗分による電圧降下（抵抗ドロップ）分を加算した電圧を出力することで、定電流フリップフロップ回路２０に直流定電流を供給することができる。これにより、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の制動時には、停止まで回生制動が可能となる。
【０１１８】
負荷側の定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０が制動（減速）状態では負荷起電力は負である。この場合、直流定電流電源装置１０の前述した動作により、図１６及び図１７に示すように、出力電圧Ｅoは負になり、負荷側から回生電流が直流電源１００の正端子から流れ込む。この現象はあたかもバッテリーの充電と同様の態様となっている。直流電源１００は充電機能を有しており、回生電力を充電する。一方、直流電源１００が燃料電池等であり充電機能を有しない場合には、エネルギー回収のために、直流電源１００に並列にウルトラキャパシタを接続しておく必要がある。更には、直流電源１００がリチウムイオン電池のように充電機能を有していても、回生電力が数十秒単位の急峻な変動となる際には適切に充電を行うことができない場合にも、直流電源１００に並列にウルトラキャパシタを接続することが望ましい。
【０１１９】
このように、本発明の実施の形態に係る定電流方式の回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムでは、定電流フリップフロップ回路２０が、スイッチング素子２１１及び２２１の一方がオンの場合には他方がオフになる所謂フリップフロップ動作を行うことによって、定電流直流電源装置１０からの直流定電流Ｉを、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０内のＡ相コイル３２２及びＢ相コイル３２３に交互に振り分けて、これらＡ相コイル３２２及びＢ相コイル３２３に矩形波電流を流す。そして、固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄによる吸引力によって回転子３１に生じるトルクが理論上最大となるようにするとともに、制動時には、半導体スイッチ２１１及び２２１の切り替えタイミングを、駆動時の出力タイミングから回転子３１が電気角１８０°に対応する角度を回転する時間だけずらすことにより、電力回生を効率よく行うことができる。
【０１２０】
なお、上述した実施形態では、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０は、回転子３２が２個の回転子凸極３１３ａ、３１３ｂを有し、固定子３２が４個の固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄを有する２相４極の構成であったが、回転子３２が２ｎ個（ｎは整数）の回転子凸極を有し、固定子３２が４ｎ個の固定子磁極を有する２相２ｎ極の構成であってもよい。
【０１２１】
図２０は、２相８極の定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の構造を示す断面図である。図２０に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０において、回転子３１は、回転鉄心３１５の外周面に回転軸３１６に平行に伸びる４つの回転子凸極３１５ａ、３１５ｂ、３１５ｃ、３１５ｄが周方向に等間隔（９０°の角度間隔）に配置形成されている。回転子３１を囲む固定子３２は、筒状の３２４の内周面に８つの固定子磁極３２４ａ、３２４ｂ、３２４ｃ、３２４ｄ、３２４ｅ、３２４ｆ、３２４ｇ、３２４ｈが周方向に等間隔（４５°の角度間隔）に形成された構造となっている。各固定子磁極３２４ａ〜３２４ｈの先端面と回転子３１の角回転子凸極３１５ａ〜３１５ｄの先端面との間に所定の空隙が形成されるように固定子３２と回転子３１との相対的な位置関係が設定されている。
【０１２２】
固定子３２において、８つの固定子磁極３２４ａ〜３２４ｈのうち１つおきに配置された固定子磁極３２４ａ、３２４ｃ、３２４ｅ、３２４ｇに励磁コイル３２５ａ、３２５ｂ、３２５ｃ、３２５ｄが、固定子磁極３２４ａから固定子磁極３２４ｃに向かう方向に磁束が形成され、また、固定子磁極３２４ｅから固定子磁極３２４ｇに向かう方向にも磁束が形成されるように巻回されている。これら４つの励磁コイル３２５ａ〜３２５ｄは直列接続されて全体としてＡ相コイルを構成する。残りの４つの固定子磁極３２４ｂ、３２４ｄ、３２４ｆ、３２４ｈに励磁コイル３２６ａ、３２６ｂ、３２６ｃ、３２６ｄが、固定子磁極３２４ｂから固定子磁極３２４ｄに向かう方向に磁束が形成され、また、固定磁極２３４ｅから固定子磁極３２４ｇに向かう方向に磁束が形成されるように巻回されている。これら４つの励磁コイル３２６ａ〜３２６ｄは直列接続されて全体としてＢ相コイルを構成する。
【０１２３】
この２相８極の定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０を用いる場合には、ヨーク３２４の部分の磁路断面積を小さくして小型軽量化を図るとともに、トルクの脈動周期を高域に移行することができる。
【０１２４】
更に、前述した定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０において、固定子３２を複数の固定子部分にて構成することができる（固定子の多重化）。この構成例は、図２１に示される。図２１において、回転子３１を囲む固定子３２は、４つの第１固定子部分３２−１、第２固定子部分３２−２、第３固定子部分３２−３、第４固定子部分３２−４にて構成される。
【０１２５】
各固定子部分３２−１、３２−２、３２−３、３２−４は、前述した定電流型フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の固定子３２（図２参照）と同じ構造となっている。即ち、各固定子部分３２−１、３２−２、３２−３、３２−４は、図２２の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示すように、筒状のヨーク３２１の内周面に４つの固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄが周方向に等間隔（９０°の角度間隔）に形成された構造となっている。各固定子部分３２−１〜３２−４において、固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄのうち１つおきに配置された磁極３２１ａ、３２１ｃに励磁コイル３２２ａ、３２２ｂが、固定磁極３２１ａから固定磁極３２１ｃに向かう方向に磁束が形成されるように巻回され、それら励磁コイル３２２ａ、３２２ｂが直列接続されている。また、残りの固定磁極３２１ｂ、３２１ｄに励磁コイル３２３ａ、３２３ｂが、固定磁極３２１ｂから固定磁極３２１ｄに向かう方向に磁束が形成されるように巻回され、それら励磁コイル３２３ａ、３２３ｂが直列接続されている。
【０１２６】
直列接続された励磁コイル３２２ａ及び３２２ｂは、第１固定子部分３２−１において第１のＡ相コイル３２２−１を、第２固定子部分３２−２において第２のＡ相コイル３２２−２を、第３固定子部分３２−３において第３のＡ相コイル３２２−３を、第４固定子部分３２−４において第４のＡ相コイル３２２−４を構成する。また、直列接続された励磁コイル３２３ａ及び３２３ｂは、第１固定子部分３２−１において第１のＢ相コイル３２３−１を、第２固定子部分３２−２において第２のＢ相コイル３２３−２を、第３固定子部分３２−３において第３のＢ相コイル３２３−３を、第４固定子部分３２−４において第４のＢ相コイル３２３−４を構成する。
【０１２７】
共通の回転子３１を囲む各固定子部分３２−１〜３２−４は、回転軸３１２の伸びる方向に所定間隔をもって、かつ、回転子３１（回転軸３１２）の回りに所定角度ずつ回転した状態で配置されている。具体的には、図１４の（ａ）に示す第１固定子部分３２−１（基準位置Ａ）に対して、第２固定子部分３２−２（基準位置Ａ）が図１４の（ｂ）に示すように２２．５°回転した状態で配置され、第３固定子部分３２−３（基準位置Ａ）が図１４の（ｃ）に示すように４５°回転した状態で配置され、更に、第４固定子部分３２−４（基準位置Ａ）が図１４の（ｄ）に示すように６７．５°回転した状態で配置されている。このような４つの固定子部分３２−１〜３２−４の配置の結果、４つ全部の固定子部分３２−１〜３２−４における１６個の磁極は等角度間隔（等角度ピッチ：２２．５°）に配置されたものとなる。
【０１２８】
このように固定子３２が４つの固定子部分３２−１、３２−２、３２−３、３２−４で構成される定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（多重固定子型スイッチドリラクタンスモータ）を含むモータ駆動システムは、図２３に示すように構成される。図２３において、第１定電流フリップフロップ回路２０ａが定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０における第１固定子部分３２−１の第１のＡ相コイル３２２−１及び第１のＢ相コイル３２３−１に接続され、第２定電流フリップフロップ回路２０ｂがモータ３０における第２固定子部分３２−２の第２のＡ相コイル３２２−２及び第２のＢ相コイル３２３−２に接続され、第３定電流フリップフロップ回路２０ｃがモータ３０における第３固定子部分３２−３の第３Ａの相コイル３２２−３及び第３のＢ相コイル３２３−３に接続され、更に、第４定電流フリップフロップ回路２０ｄがモータ３０における第４固定子部分３２−４の第４のＡ相コイル３２２−４及び第４のＢ相コイル３２３−４に接続されている。
【０１２９】
各定電流フリップフロップ回路２０ａ（２０ｂ、２０ｃ、２０ｄ）は、前述した定電流フリップフロップ回路２０（図３参照）と同様に、第１スイッチング素子２１１ａ（２１１ｂ、２１１ｃ、２１１ｄ）及びダイオード２１２ａ（２１２ｂ、２１２ｃ、２１２ｄ）、２１３ａ（２１３ｂ、２１３ｃ、２１３ｄ）を含む第１の電流路２１０ａ（２１０ｂ、２１０ｃ、２１０ｄ）と、第２スイッチング素子２２１ａ（２２１ｂ、２２１ｃ、２２１ｄ）及びダイオード２２２ａ（２２２ｂ、２２２ｃ、２２２ｄ）、２２３ａ（２２３ｂ、２２３ｃ、２２３ｄ）を含む第２の電流路２２０ａ（２２０ｂ、２２０ｃ、２２０ｄ）とを有している。そして、第１の電流路２１０ａ（２１０ｂ、２１０ｃ、２１０ｄ）と定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の第１のＡ相コイル３２２−１（第２のＡ相コイル３２２−２、第３のＡ相コイル３２２−３、第４のＡ相コイル３２２−４）とが直列接続され、第２の電流路２２０ａ（２２０ｂ、２２０ｃ、２２０ｄ）と定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の第１のＢ相コイル３２３−１（第２のＢ相コイル３２３−２、第３のＢ相コイル３２３−３、第４のＢ相コイル３２３−４）とが直列接続されている。
【０１３０】
定電流フリップフロップ回路と定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＡ相コイル及びＢ相コイルとが接続された４つのユニットが直列接続されている。具体的には、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｘが初段の第１の定電流フリップフロップ回路２０ａにおける第１の電流路２１０ａ及び第２の電流路２２０ａに接続されている。そして、第１のＡ相コイル３２２−１及び第１のＢ相コイル３２３−１が次段の第２定電流フリップフロップ回路２０ｂにおける第１の電流路２１０ｂと第２の電流路２２０ｂとの接続点に接続され、第２のＡ相コイル３２２−２及び第２のＢ相コイル３２３−２が次段の第３定電流フリップフロップ回路２０ｃにおける第１の電流路２１０ｃと第２の電流路２２０ｃとの接続点に接続され、第３のＡ相コイル３２２−３及び第３のＢ相コイル３２３−３が次段の第４定電流フリップフロップ回路２０ｄにおける第１の電流路２１０ｂと第２の電流路２２０ｂとの接続点に接続されている。更に、最終段の第４定電流フリップフロップ２０ｄに接続される第４のＡ相コイル３２２−４及び第４のＢ相コイル２３２−４は、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに接続されている。
【０１３１】
フリップフロップ制御回路６１は、図３に示すフリップフロップ制御回路６０と同様の制御を、第１定電流フリップフロップ回路２０ａ、第２定電流フリップフロップ回路２０ｂ、第３定電流フリップフロップ回路２０ｃ及び第４定電流フリップフロップ回路２０ｄのそれぞれに対して行う。即ち、フリップフロップ制御回路６１は、角度センサからの回転子３１の第１固定子部分３２−１に対する相対的な角度位置を表す角度位置情報に基づいて、第１定電流フリップフロップ２０ａ内の第１スイッチング素子２１１ａ及び第２スイッチング素子２２１ａをオン、オフさせるための動作信号を出力し、角度センサからの回転子３１の第２固定子部分３２−２に対する相対的な角度位置を表す角度位置情報に基づいて、第２定電流フリップフロップ２０ｂ内の第１スイッチング素子２１１ｂ及び第２スイッチング素子２２１ｂをオン、オフさせるための動作信号を出力する。また、フリップフロップ制御回路６１は、角度センサからの回転子３１の第３固定子部分３２−３に対する相対的な角度位置を表す角度位置情報に基づいて、第３定電流フリップフロップ２０ｃ内の第１スイッチング素子２１１ｃ及び第２スイッチング素子２２１ｃをオン、オフさせるための動作信号を出力し、角度センサからの回転子３１の第４固定子部分３２−４に対する相対的な角度位置を表す角度位置情報に基づいて、第４定電流フリップフロップ２０ｄ内の第１スイッチング素子２１１ｄ及び第２スイッチング素子２２１ｄをオン、オフさせるための動作信号を出力する。また、フリップフロップ制御回路６１は、制動指令を入力すると、動作信号の出力タイミングを、駆動時の出力タイミングから回転子１１が電気角１８０°に対応する角度を回転する時間だけずらす。
【０１３２】
上述したようなフリップフロップ制御回路６１の動作により、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０において、第１固定子部分３２−１のＡ相コイル３２２−１とＢ相コイル３２３−１とへの交互の矩形波交流電流の流れ、第２固定子部分３２−２のＡ相コイル３２２−２とＢ相コイル３２３−２とへの交互の矩形波交流電流の流れ、第３固定子部分３２−３のＡ相コイル３２２−３とＢ相コイル３２３−３とへの交互の矩形波交流電流の流れ、及び第４固定子部分３２−４のＡ相コイル３２２−４とＢ相コイル３２３−４とへの交互の矩形波交流電流の流れが、循環するように切換えられる。それにより、回転子３１に前述したのと同様の原理（図４Ａ〜４Ｅ参照）にてトルクが発生して、回転子３１が回転する（定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動）。また、動作信号の出力タイミングを、駆動時の出力タイミングから回転子３１が電気角１８０°に対応する角度を回転する時間だけずらすことにより、前述したのと同様の原理（図６Ａ〜図６Ｅ参照）にて回転子３１に制動力が作用して、回転子３１の制動がなされる（定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の制動）。
【０１３３】
定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０において、回転子３１を共通にして複数の固定子部分３２−１、３２−２、３２−３、３２−４を設け、各固定子部分２−１、３２−２、３２−３、３２−４を所定角度間隔（例えば、２２．５°）ずらして配置し、更に、前記複数の固定子部分３２−１〜３２−４に対応した定電流フリップフロップ回路２０ａ〜２０ｄの切換え動作を行うことにより、トルクゼロ点がなくなって、トルクの脈動を低減させるとともに、励磁コイルの相対的なリアクタンスを低減して、導通させる電流路を切り替える際の過電圧を低減させることができるようになる。
【０１３４】
前述したモータ駆動システムに用いられる直流定電流電源装置は、図２４に示すように構成することもできる。この例では、図８に示す直流電源１００及び定電流型インバータ１１に変えて、商用交流電源に接続された変圧回路１６を用いたことを特徴としている。図２４に示す直流定電流電源装置１０´は、商用交流電源の使用できる環境において駆動させるモータ（例えば、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０）を含むモータ駆動システムに用いられる。
【０１３５】
図２４に示す直流定電流電源装置１０´は、商用交流電源（例えば、交流１００Ｖ）に接続された変圧回路１６、定電流コンバータ１２、電流検出器１３及びリアクトル素子１４を有している。定電流コンバータ１２は、前述した例（図８参照）と同様に、ブリッジを構成する４つのスイッチ１２１、１２２、１２３、１２４を有している。そして、このブリッジのスイッチ１２１と１２３との接続点である一方の交流側端子ｃと、前記ブリッジのスイッチ１２２と１２４との接続点である他方の交流側端子ｄとが変圧回路１６の二次側端子に接続されている。また、前記ブリッジの出力側の一方端がリアクトル素子１４及び電流検出器１２を介して出力端子Ｘに接続され、前記ブリッジの出力側の他方端が出力端子Ｙに接続されている。そして、定電流コンバータ１２の交流側端子ｃ、ｄが変圧回路１６の二次側端子に接続されている。
【０１３６】
図２４には示していないが、直流定電流電源装置１０´は、図８に示した例と同様に、定電流制御回路を有している。この定電流制御回路は、出力端子Ｘからモータ負荷側に供給される直流定電流Ｉ（指令値に基づいている）を維持するように、定電流コンバータ１２におけるブリッジの各スイッチ１２１、１２２、１２３、１２４の制御により変圧回路１６からの正弦波交流電圧を基準とした定電流コンバータ１２の交流側の正弦波交流電流の位相角αを制御している。この位相角αの制御は、前述した例（図９、図１５、図１６、図１７、図１８参照）と同様になされる。
【０１３７】
このような直流定電流電源装置１０´によれば、前述した直流定電流電源装置１０（図８参照）と同様に、変圧回路１６からの正弦波交流電圧を基準とした定電流コンバータ１２に入力する正弦波交流電流の位相角αを０°〜１８０°の範囲で制御することにより、出力電流Ｉを指令値に応じた直流定電流に維持しつつ、出力電圧Ｅoを、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動、回生制動及び速度に応じて、負の電圧から正の電圧までの全域にわたって制御することができるので（図１８参照）、従来のようなブリッジ内のスイッチ対の切換え制御を特に必要とせずに、常にスイッチのオン・オフ及びそのパルス幅制御によって、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動、制動とともにそのモータ出力に応じた電力を自動的に供給、回生することができるようになる。そして、その回生電力は、変圧回路１６を介して商用交流電源に戻すことができるようになる。
【産業上の利用可能性】
【０１３８】
本発明に係る直流定電流電源装置は、負荷の正負に係わらず指定された定電流の出力を維持させるための制御をより容易にすることが可能となり、モータ等の負荷の起電力の正負及び大小に係わらず指示された一定電流を出力するとともに負荷側からの回生エネルギーの回収を可能にした直流定電流電源装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１３９】
【図１】本発明の実施の一形態に係る直流定電流電源装置を用いたモータ駆動システムの基本構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示すモータ駆動システムに用いられる定電流フリップフロップリラクタンスモータ（スイッチドリラクタンスモータ）の構造を示す断面図である。
【図３】図１に示すモータ駆動システムに用いられ、定電流フリップフロップリラクタンスモータの励磁コイルの通電制御を行う定電流フリップフロップ回路の構成例を示す回路図である。
【図４Ａ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの駆動時において通電される励磁コイルと回転子（回転子凸極）との関係を示す図（その１）である。
【図４Ｂ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの駆動時において通電される励磁コイルと回転子（回転子凸極）との関係を示す図（その２）である。
【図４Ｃ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの駆動時において通電される励磁コイルと回転子（回転子凸極）との関係を示す図（その３）である。
【図４Ｄ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの駆動時において通電される励磁コイルと回転子（回転子凸極）との関係を示す図（その４）である。
【図４Ｅ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの駆動時において通電される励磁コイルと回転子（回転子凸極）との関係を示す図（その５）である。
【図５】定電流フリップフロップリラクタンスモータの駆動時における負荷起電力（ａ）と発生トルク（ｂ）とを示す図である。
【図６Ａ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの回生制動時において通電される励磁コイルと回転子との関係を示す図（その１）である。
【図６Ｂ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの回生制動時において通電される励磁コイルと回転子との関係を示す図（その２）である。
【図６Ｃ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの回生制動時において通電される励磁コイルと回転子との関係を示す図（その３）である。
【図６Ｄ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの回生制動時において通電される励磁コイルと回転子との関係を示す図（その４）である。
【図６Ｅ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの回生制動時において通電される励磁コイルと回転子との関係を示す図（その５）である。
【図７】定電流フリップフロップリラクタンスモータの制動時における負荷起電力（ａ）と発生トルク（ｂ）を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態に係る直流定電流電源装置の構成を示す回路図である。
【図９】位相角αがゼロでの制御における矩形波交流電圧ｅi、矩形波交流電流ｉi、出力電流Ｉ、コンバータ出力ｅo、出力電圧Ｅoを示すタイミングチャートである。
【図１０】図９に示す制御のモード（１）において直流定電流電源装置を流れる電流を示す図である。
【図１１】図９に示す制御のモード（２）において直流定電流電源装置を流れる電流を示す図である。
【図１２】位相角αが３０°での制御における矩形波交流電圧ｅi、矩形波交流電流ｉi、出力電流Ｉ、コンバータ出力ｅo、出力電圧Ｅoを示すタイミングチャートである。
【図１３】図１２に示す制御のモード（１）において直流定電流電源装置を流れる電流を示す図である。
【図１４】図１２に示す制御のモード（３）において直流定電流電源装置を流れる電流を示す図である。
【図１５】位相角αが９０°での制御における矩形波交流電圧ｅi、矩形波交流電流ｉi、出力電流Ｉ、コンバータ出力ｅo、出力電圧Ｅoを示すタイミングチャートである。
【図１６】位相角αが１５０°での制御における矩形波交流電圧ｅi、矩形波交流電流ｉi、出力電流Ｉ、コンバータ出力ｅo、出力電圧Ｅoを示すタイミングチャートである。
【図１７】位相角αが１８０°での制御における矩形波交流電圧ｅi、矩形波交流電流ｉi、出力電流Ｉ、コンバータ出力ｅo、出力電圧Ｅoを示すタイミングチャートである。
【図１８】０°≦α≦１８０°の範囲で位相角αが制御される場合の出力電圧Ｅoの特性を示す図である。
【図１９】定電流フリップフロップ型リラクタンスモータの状態（加速、定速、減速（制動））と直流定電流電源装置の動作（設定定電流値、出力電圧）との関係を示す図である。
【図２０】定電流フリップフロップ型リラクタンスモータの他の構成例を示す断面図である。
【図２１】定電流フリップフロップ型リラクタンスモータの更に他の基本構成例（多重固定子型スイッチドリラクタンスモータ）を示す図である。
【図２２】図２１に示す構造の定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ（多重固定子型スイッチドリラクタンスモータ）における複数の固定子部分の構成を示す図である。
【図２３】図２１及び図２２に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ（多重固定子型スイッチドリラクタンスモータ）を用いたモータ駆動システムにおける定電流フリップフロップ回路の構成を示す回路図である。
【図２４】本発明の他の実施の形態に係る直流定電流電源装置を示す回路図である。
【図２５】従来の直流定電流電源装置を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１４０】
１０ 直流定電流電源装置
１１ 回生型インバータ
１１１、１１２、１１３、１１４ スイッチ
１２ 定電流コンバータ
１２１、１２２、１２３、１２４ スイッチ
１３ 電流検出器
１４ リアクトル素子
２０ 定電流フリップフロップ回路
２１０ 第１の電流路
２１１ 第１スイッチ素子
２１２、２１３ ダイオード
２２０ 第２の電流路
２２１ 第２スイッチング素子
２２２、２２３ ダイオード
２３０ コンデンサ
３０ 定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ
３１ 回転子
３１２ 回転軸
３１３ 回転鉄心
３１３ａ、３１３ｂ 回転子凸極
３２ 固定子
３２１ ヨーク
３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄ 固定子磁極
３２２ａ、３２２ｂ 励磁コイル（Ａ相コイル３２２）
３２３ａ、３２３ｂ 励磁コイル（Ｂ相コイル３２３）
３２−１ 第１固定子部分
３２−２ 第２固定子部分
３２−３ 第３固定子部分
３２−４ 第４固定子部分
４０ ディファレンシャルギア
５０ 機械ブレーキ
６０、６１ フリップフロップ制御回路
７０ クロックパルス発生回路
８０ 定電流制御回路
１００ 直流電源
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ等の負荷の起電力の正負及び大小に係わらず指示された一定電流を出力するとともに負荷側からの回生エネルギーの回収を可能にした直流定電流電源装置及びそれを用いたモータ駆動システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
本願の発明者は、既に、直流定電流電源装置、多相定電流インバータ及び多相定電流モータ（Ｋａｉｓｅｉ（登録商標）モータ）にて構成される新規なモータ駆動システムを提案している（特許文献１参照）。このモータ駆動システムは、電気自動車等に適用することができる。
【０００３】
前記直流定電流電源装置は、負荷である多相定電流モータ側の起電力の正負、大小に関係なく、一定方向に指定された大きさの直流電流を出力するように動作する。また、この直流定電流電源装置は、負荷である多相定電流モータの制動時、即ち、負荷起電力が負の場合には、負荷側からの回生電力を回収するように動作する。
【０００４】
前記多相定電流インバータは、前記直流定電流電源装置からの直流定電流を入力として、多相定電流モータの固定子巻線に流れる電流の向きを反転切換えして、該固定子巻線に矩形波交流電流を供給する機能を有している。この電流の向きを反転切換えする機能を複数設けることによって相数は任意に選択することが可能であり、この多相定電流インバータは、多相の矩形波交流電流を供給することができる。
【０００５】
前記多相定電流モータ（Ｋａｉｓｅｉ（登録商標）モータ）では、前記多相定電流インバータからの多相矩形波交流電流を受けると、内部の回転子の磁極に回転力が生じる。これまでの半導体モータは、三相正弦波電流で駆動する同期電動機、あるいは誘導電動機を原形にしているが、本願の発明者が提案した多相定電流モータは、直流電動機が原形であり、多相矩形波交流電流で動作する点において全く新しいタイプのモータである。
【０００６】
前述したようなモータ駆動システムに用いられる前記直流定電流電源装置は、図２５に示すように構成される。図２５において、半導体スイッチＳ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4によってブリッジが構成されている。各半導体スイッチＳ1〜Ｓ4は、ＩＧＢＴ、サイリスタ、パワートランジスタ等のいずれかにて構成することができる。これら半導体スイッチＳ1〜Ｓ4は、非対称でのＰＷＭ（パルス幅制御）に従ったオン・オフ制御がなされる。以下、半導体スイッチＳ1〜Ｓ4にて構成されるブリッジを非対称ＰＷＭブリッジという。この非対称ＰＷＭブリッジにおいて直列接続される半導体スイッチＳ1とＳ3との接続点と、同様に直列接続される半導体スイッチＳ2とＳ4との接続点とが、直流電源１の正（＋）端子と負（−）端子にそれぞれ接続されている。前記非対称ＰＷＭブリッジにおける半導体スイッチＳ1とＳ2との接続点がリアクトル２を介して出力端子Ｘに接続され、半導体スイッチＳ3とＳ4との接続点が出力端子Ｙに接続されている。また、半導体スイッチＳ5が前記非対称ＰＷＭブリッジに並列的に接続されている。
【０００７】
このような直流定電流電源において、半導体スイッチＳ1〜Ｓ4は、所定の搬送波信号に応じてオン・オフ動作し、そのオン期間（オフ期間）が制御される（ＰＷＭ制御）。また、非対称ＰＷＭブリッジにおいて対角線上にある一方半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4と、他方の半導体スイッチ対Ｓ2、Ｓ3とは、通常のブリッジのように対称的に動作するのではなく、負荷起電力の正或いは負に対応してそれぞれが一体で非対称に動作するように制御される。具体的には、負荷起電力が正の場合（多相定電流モータの駆動時）、一方の半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4が動作して、出力端子Ｘから定電流が出力されるように、出力端子Ｘ、Ｙの両端に正の平均電圧が出力し、その値は、前記半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4のオン期間の長さに対応するものとなる。一方、負荷起電力が負の場合（多相定電流モータの制動時）、他方の半導体スイッチ対Ｓ2、Ｓ3の対が動作して、出力端子Ｘから前記定電流の出力が維持されるように、出力端子Ｘ、Ｙの両端に負の平均電圧が出力し、その値は、前記半導体スイッチ対Ｓ2、Ｓ3のオン期間の長さに対応するものとなる。
【０００８】
なお、半導体スイッチＳ5は、リアクトル２及び後段の多相定電流インバータを通した循環回路を構成する。そして、半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4のオフ期間、及び半導体スイッチ対Ｓ2、Ｓ3のオフ期間にオンするように制御される。これにより、両半導体スイッチ対のオフ期間においても多相定電流インバータに対して直流電流を途切れることなく供給することができる。
【０００９】
前記直流定電流電源の制御装置は、負荷である定電流多相モータ（Ｋａｉｓｅｉ（登録商標）モータ）の駆動時に、半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4を搬送周波数でのパルス信号によってオン・オフ制御するとともに他方の半導体スイッチ対Ｓ2、Ｓ3をオフ状態に維持する。そして、その制御装置は、定電流多相モータの正の起電力に応じて出力電流が指定された定電流値Ｉに維持されるように、実効的な出力電圧（正の電圧）を制御すべく半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4のオン期間（オフ期間）を制御する。一方、負荷である定電流多相モータの制動時には、制御装置は、半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4に対する制御と他方の半導体スイッチ対Ｓ2、Ｓ3に対する制御とを切換え、半導体スイッチ対Ｓ1、Ｓ4をオフ状態にするとともに他方の半導体スイッチ対Ｓ2、Ｓ3を搬送周波数でのパルス信号によってオン・オフ制御する。そして、この制御装置は、制動される定電流多相モータの負の起電力に応じて出力電流が指定された定電流値Ｉに維持されるように、実効的な出力電圧（負の電圧）を制御すべく半導体スイッチＳ2、Ｓ4のオン期間（オフ期間）を制御する。
【００１０】
前記多相定電流モータの制動時では、前記直流定電流電源の出力電圧（出力端子Ｘ、Ｙ間の電圧）が負電圧となる状態で、出力端子Ｘから出力された定電流Ｉは、多相インバータ及び多相定電流モータを経て出力端子Ｙに戻り、半導体スイッチＳ3を介して直流電源１００に戻される。即ち、電力回生がなされる。
【特許文献１】特許第４１０７６１４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
前述したような直流定電流電源装置では、負荷起電力が正の場合（多相定電流モータの駆動時）と、負荷起電力が負の場合（多相定電流モータの制動時）とで、非対称ＰＷＭブリッジにおいて有効にすべき半導体スイッチ対の切換え制御が必要であり、その有効に切換えた半導体スイッチ対に対して搬送周波数でのオン・オフ及びそのパルス幅制御がなされる。
【００１２】
このように、半導体スイッチ対の切換え制御と、半導体スイッチのオン・オフ及びそのパルス幅制御という異なる種類の制御を必要とするため、その分、制御が煩雑になる。負荷起電力の正負が頻繁に変わるような場合には、特にその制御が難しくなり得る。
【００１３】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、負荷の正負に係わらず指定された定電流の出力を維持させるための制御をより容易にすることが可能となる直流定電流電源装置を提供するものであり、また、そのような直流定電流電源装置を用いたモータ駆動システムを提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明に係る直流定電流電源装置は、充電可能な直流電源と、複数のスイッチにて構成された第１ブリッジを有し、直流側端子が前記直流電源の出力端子に接続されたインバータと、前記インバータにおける前記第１ブリッジの各スイッチを所定周期のパルス信号にてオン・オフ制御して、前記インバータの交流側端子から矩形波交流の電圧及び電流を出力させるインバータ駆動手段と、複数のスイッチにて構成された第２ブリッジを有し、交流側端子が前記インバータの前記交流側端子に接続され、負荷の接続される出力端子に結合された順逆変換動作を行うコンバータと、負荷起電力の正負及び大きさに係わりなく、出力電流が一定方向及び指示された一定値に維持されるように前記インバータの交流側端子から前記コンバータの交流側端子に供給される矩形波交流電圧を基準とした矩形波交流電流の位相を制御して前記出力端子間に現れる出力電圧を制御する定電流制御手段とを備えた構成となる。
【００１５】
このような構成により、インバータの交流側端子からコンバータの交流側端子に矩形波交流の電圧及び電流が供給されている状態で、定電流制御手段が、出力端子に接続される負荷の起電力が正であっても負であってもまたその大きさがどのようなものであっても、出力電流が一定方向及び指示された一定値に維持されるように前記インバータから供給される矩形波交流電圧を基準とした矩形波交流電流の位相を制御して出力端子間に現われる出力電圧を制御する。
【００１６】
また、本発明に係る直流定電流装置は、商用交流電源に接続されて所定レベルの正弦波交流の電圧及び電流を二次側端子から出力する変圧回路と、複数のスイッチにて構成されたブリッジを有し、交流側端子が前記変圧回路の二次側端子に接続され、負荷の接続される出力端子に結合された順逆変換動作を行うコンバータと、負荷起電力の正負及び大きさに係わりなく、出力電流が一定方向及び指定された一定値に維持されるように前記変圧回路から前記コンバータの交流側端子に供給される正弦波交流電圧を基準とした正弦波交流電流の位相を制御して前記出力端子に現われる出力電圧を制御する定電流制御手段とを備えた構成となる。
【００１７】
このような構成により、変圧回路の二次側端子からコンバータの交流側端子に正弦波交流の電圧及び電流が供給されている状態で、定電流制御手段が、出力端子に接続される負荷の起電力が正であっても負であってもまたその大きさがどのようなものであっても、出力電流が一定方向及び指示された一定値に維持されるように前記変圧回路から供給される正弦波交流電圧を基準とした正弦波交流電流の位相を制御して出力端子間に現われる出力電圧を制御する。
【００１８】
本発明に係るモータ駆動システムは、２ｎ（ｎは整数）個の凸部が周方向に等間隔に形成された磁性体製の回転子と、該回転子の外方に前記各凸部に対して所定の空隙が形成されるように４ｎ個の磁極を等間隔に配置してなる固定子と、該固定子の前記４ｎ個の磁極のうちの１つおきに配置された磁極のそれぞれに巻回される第１のコイルと、前記４ｎ個の磁極のうちの残りの磁極のそれぞれに巻回される第２のコイルとを有するスイッチドリラクタンスモータと、前述したいずれかの直流定電流電源装置と、交互に導通状態の切換えがなされ得る第１の電流路と第２の電流路とを有するフリップフロップ回路と、前記フリップフロップ回路の前記第１の電流路と前記第２の電流路との導通状態を交互に切換えるフリップフロップ制御手段とを備え、前記直流定電流電源装置の一方の出力端子から出力される直流定電流が前記フリップフロップ回路の第１の電流路を通って前記スイッチドリラクタンスモータの前記第１のコイルを流れ、前記直流定電流が前記フリップフロップ回路の前記第２の電流路を通って前記スイッチドリラクタンスモータの前記第２のコイルを流れ、前記第１及び第２のコイルを流れた前記直流定電流が前記直流定電流電源装置の他方の出力端子に帰還するように、前記直流定電流電源装置と、前記フリップフロップ回路と、前記スイッチドリラクタンスモータとが接続され、前記フリップフロップ制御手段は、前記スイッチドリラクタンスモータの前記回転子の角度位置に応じて前記第１及び第２の電流路の導通状態を交互に切換えて、電気角１８０°幅の矩形波電流を前記第１及び第２のコイルに交互に流し、前記スイッチドリラクタンスモータの駆動時と制動時とで、前記第１及び第２の電流路の導通状態を切換えるタイミングを前記回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転時間だけずらすように前記フリップフロップ回路を制御するように構成される。
【００１９】
このような構成により、スイッチドリラクタンスモータの駆動時（正の負荷起電力の場合）においては、直流定電流電源装置の一方の出力端子から出力される直流定電流（一定方向かつ一定値の直流電流）が、スイッチドリラクタンスモータの回転子の回転角度に応じて導通状態が交互に切換えられるフリップフロップ回路の第１の電流路及び第２の電流路を交互に流れる。その結果、スイッチドリラクタンスモータの４ｎ個の磁極に巻回された第１のコイル及び第２のコイルが前記回転子の回転角度に応じて交互に励磁される。この第１のコイル及び第２のコイルの交互の励磁により回転子の２ｎ個の凸部を吸引する磁極が移動し、それによって当該回転子が回転する（駆動）。この場合、直流定電流電源装置からの出力電流は、フリップフロップ回路の第１の電流路及びスイッチドリラクタンスモータの第１のコイルと、フリップフロップ回路の第２の電流路及びスイッチドリラクタンスモータの第２のコイルとのいずれかを通って直流定電流電源装置に戻り、当該直流定電流電源装置における直流電源の電力消費がなされ、または、当該直流定電流電源装置の変圧回路を介した商用交流電源の電力消費がなされる。
【００２０】
スイッチドリラクタンスモータの制動時（負の負荷起電力の場合）においては、直流定電流電源装置の出力端子間に負の出力電圧が現われて一方の出力端子からの出力直流電流値が一定に維持される。フリップフロップ回路の第１及び第２の電流路の導通状態を切換えるタイミングがスイッチドリラクタンスモータの回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転時間だけずらされて、前記第１及び第２の電流路の導通状態の交互切換えがなされる。その結果、スイッチドリラクタンスモータの４ｎ個の磁極に巻回された第１のコイル及び第２のコイルの交互励磁のタイミングが回転子の電気各１８０°に対応する回転時間だけずれ、それに伴った各磁極の吸引力により回転子の２ｎ個の凸部が吸引されて当該回転子に制動がかかる。この場合、直流定電流電源装置からの出力電流は、フリップフロップ回路の第１の電流路及びスイッチドリラクタンスモータの第１のコイルと、フリップフロップ回路の第２の電流路及びスイッチドリラクタンスモータの第２のコイルとのいずれかを通って直流定電流電源装置に戻り、その電流が当該直流定電流電源装置における直流電源に戻され、または、当該直流定電流電源装置における変圧回路を介して商用交流電源に戻される（回生）。
【００２１】
本発明に係るモータ駆動システムは、２ｎ（ｎは整数）個の凸部が周方向に等間隔に形成された磁性体製の回転子と、該回転子の外方に前記各凸部に対して所定の空隙が形成されるように４ｎ個の磁極が等間隔に配置されたｍ個の固定子部分が軸方向に重ねられて各磁極が周方向に等間隔となるように一体化された固定子と、各固定子部分の前記４ｎ個の磁極のうちの１つおきに配置された磁極のそれぞれに巻回される第１のコイルと、前記４ｎ個の磁極のうちの残りの磁極のそれぞれに巻回される第２のコイルとを有する多重固定子型スイッチドリラクタンスモータと、請求項１及び請求項２のいずれかに記載の直流定電流電源装置と、交互に導通状態の切換えがなされ得る第１の電流路と第２の電流路とを有するｍ個のフリップフロップ回路と、ｍ個の前記フリップフロップ回路それぞれの前記第１の電流路と前記第２の電流路との導通状態を交互に切換えるフリップフロップ制御手段とを備え、前記スイッチドリラクタンスモータにおける前記ｍ個の固定子部分のそれぞれがｍ個の前記フリップフロップ回路のいずれかに対応づけられ、各フリップフロップ回路の第１の電流路と対応する固定子部分に設けられた第１のコイルとが直列接続されるとともに第２の電流路と対応する固定子部分に設けられた第２のコイルとが直列接続された状態で、ｍ個の前記フリップフロップ回路が直列的に接続され、前記直流定電流電源装置の一方の出力端子から出力さる直流定電流が前記直列的に接続された初段のフリップフロップ回路の第１及び第２の電流路に入力し、最終段のフリップフロプの第１の電流路に接続された第１のコイル及び第２の電流路に接続された第２のコイルを流れた前記直流定電流が前記直流定電流電源装置の他方の出力端子に帰還するように、前記直流定電流電源装置、ｍ個の前記フリップフロップ回路及び前記スイッチドリラクタンスモータとが接続され、前記フリップフロップ制御手段は、前記スイッチドリラクタンスモータの前記回転子の角度位置に応じてｍ個のフリップフロップ回路それぞれにおける第１及び第２の電流路の導通状態を交互に切換えて、電気各１８０°幅の矩形波電流を前記第１及び第２のコイルに交互に流し、前記スイッチドリラクタンスモータの駆動時と制動時とで、前記第１及び第２の電流路の導通状態を切換えるタイミングを前記回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転時間だけずらすように各フリップフロップを制御するように構成される。
【００２２】
このような構成により、多重固定子型スイッチドリラクタンスモータの駆動時（正の負荷起電力の場合）においては、直流定電流電源装置の一方の出力端子から出力される直流定電流（一定方向かつ一定値の直流電流）が、多重固定子型スイッチドリラクタンスモータの回転子の回転角度に応じて導通状態が交互に切換えられるｍ個のフリップフロップ回路それぞれの第１の電流路及び第２の電流路を交互に流れる。その結果、多重固定子型スイッチドリラクタンスモータのｍ個の固定子部分それぞれの４ｎ個の磁極に巻回された第１のコイル及び第２のコイルが前記回転子の回転角度に応じて交互に励磁される。各固定子部分における前記第１のコイル及び第２のコイルの交互の励磁により回転子の２ｎ個の凸部を吸引する磁極が移動し、それによって当該回転子が回転する（駆動）。この場合、直流定電流電源装置からの出力電流は、m個のフリップフロップ回路それぞれの第１の電流路及び多重固定子型スイッチドリラクタンスモータの第１のコイルと、第２の電流路及び多重固定子型スイッチドリラクタンスモータの第２のコイルとのいずれかを通って直流定電流電源装置に戻り、当該直流定電流電源装置における直流電源の電力消費がなされ、または、当該直流定電流電源装置における変圧回路を介して商用交流電源の電力消費がなされる。
【００２３】
多重固定子型スイッチドリラクタンスモータの制動時（負の負荷起電力の場合）においては、直流定電流電源装置の出力端子間に負の出力電圧が現われて一方の出力端子からの出力直流電流値が一定に維持される。ｍ個のフリップフロップ回路それぞれの第１及び第２の電流路の導通状態を切換えるタイミングがスイッチドリラクタンスモータの回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転時間だけずらされて、前記第１及び第２の電流路の導通状態の交互切換えがなされる。その結果、多重固定子型スイッチドリラクタンスモータのｍ個の固定子部分それぞれの４ｎ個の磁極に巻回された第１のコイル及び第２のコイルの交互励磁のタイミングが前記駆動時に対して回転子の電気角１８０°に対応する回転時間だけずれ、それに伴った各磁極の吸引力により回転子の２ｎ個の凸部が吸引されて当該回転子に制動がかかる。この場合、直流定電流電源装置からの出力電流は、ｍ個のフリップフロップ回路それぞれの第１の電流路及びスイッチドリラクタンスモータの第１のコイルと、２の電流路及びスイッチドリラクタンスモータの第２のコイルとのいずれかを通って直流定電流電源装置に戻り、その電力が当該直流定電流電源装置における直流電源に戻され、または、当該直流定電流電源装置における変圧回路を介して商用交流電源に戻される（回生）。
【発明の効果】
【００２４】
本発明に係る直流定電流電源装置によれば、負荷起電力の正負に応じてスイッチ素子の切換え制御等を行うことなく、負荷起電力の正負に係わりなく常にコンバータのブリッジの各スイッチをインバータから供給される矩形波交流電圧を基準とした矩形波交流電流の位相を出力電流が一定方向及び指示された一定値に維持されるように制御すればよいため、定電流の出力を維持させるための制御をより容易にすることができるようになる。
【００２５】
また、本発明係るモータ駆動システムによれば、効率的に電力回生を行い得るスイッチドリラクタンスモータを用いたモータ駆動システムを実現することができるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて説明する。
【００２７】
本発明の実施の一形態に係るモータ駆動システムの基本的な構成が図１に示される。図１は、モータ駆動システムを車両（例えば、電気自動車）に用いた例を示している。
【００２８】
図１において、車両に搭載されるモータ駆動システムは、直流定電流電源装置１０、定電流フリップフロップ回路２０及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（スイッチドリラクタンスモータ）を備えている。定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０は、当該車両の動力源であり、その回転力はディファレンシャルギア４０を介して左右両側の車輪（駆動輪）に伝えられている。なお、この車両には、公知の構造となる機械ブレーキ５０が搭載されている。
【００２９】
直流定電流電源装置１０は、負荷である定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０側の起電力の正負及び大小に係わりなく、一定方向に指定された一定の大きさの直流電流（直流定電流）を出力するように動作する。また、直流定電流電源装置１０は、負荷である定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の制動時、即ち、負荷起電力が負の場合には、負荷側からの回生電力を回収するように動作する。
【００３０】
定電流フリップフロップ回路２０は、前述した直流定電流電源装置１０からの直流定電流を入力して、後述する構造となる定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の２組のコイルに交互に矩形波電流を供給する機能を有する。即ち、定電流フリップフロップ回路２０は、２相の矩形波電流を出力し、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０に供給する。
【００３１】
定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０は、その詳細な構造は後述するが、定電流フリップフロップ回路２０から供給される２相の矩形波電流を受けると、隣り合う２つの固定子磁極が回転子の回転に同期して交互に磁化される。そして、それら隣り合う２つの固定子磁極によって生ずる吸引力によって前記回転子に回転力が生じる。
【００３２】
従来のスイッチドリラクタンスモータを用いたモータ駆動システムは、３相ＰＷＭインバータが、直流定電圧電源からの定電圧を入力し、擬似正弦波あるいは電気角度１２０°幅の矩形波電流等を生成してスイッチドリラクタンスモータに供給している。このような従来のスイッチドリラクタンスモータを用いたモータ駆動システムは、直流定電圧電源、励磁コイルの大きなリアクタンス及び励磁極数と、供給電力との関係等、種々の関係によって、励磁磁極にトルクが生じるタイミングで効果的に電流を励磁コイルに供給することが難しい。また、従来のスイッチドリラクタンスモータを用いたモータ駆動システムは、励磁コイルを流れる電流をゼロにすべきタイミングでゼロにすることができずに、無用の反抗トルクが生じてしまう。更には、従来のスイッチドリラクタンスモータを用いたモータ駆動システムは、回生電力が生じた場合に、その回生電力を効果的に取り出す方法が見出されておらず、効果的な回生制動を行うことができなかった。
【００３３】
これに対して、本実施の形態に係るモータ駆動システムでは、半導体スイッチにより構成した定電流フリップフロップ回路２０が、直流定電流電源装置１０の出力電流を、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０内の回転子の回転に同期するように２相に構成したされた励磁コイルに交互に振り分けて、回転子にトルクを発生させるようにしている。このような構成により、トルクが発生するタイミングでは、設計上の最高値の電流が事実上瞬時に励磁コイルに供給され、トルクの発生が終了したタイミングでは、励磁コイルに流れる電流が瞬時にゼロとなって無用な反抗トルクが発生することがない。また、直流定電流電源装置１０の出力電流の方向を変えることなく、励磁コイルへの振り分けのタイミングを位相１８０°だけシフトして負荷起電力を負にすることで、自然な形での電力回生が行われる。その結果、回生制動が当該モータの停止まで可能であり、エネルギー回収効率が高いものとなる。このように回生制動が可能となることから、このモータ駆動システムを搭載した図１に示すような車両（電気自動車）では、通常の運転時には機械ブレーキ５を動作させる必要がなく、この機械ブレーキ５は、車両停止時の車輪のロックや緊急時等、その使用機会は限られたものとなり得る。
【００３４】
以下、モータ駆動システムの詳細について説明する。
【００３５】
図２は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０をその回転軸に垂直な方向に切った状態を示す断面図である。図２において、この定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０は、２相４極の構成となり、筒状の固定子３２内に回転子３１が回転自在に設けられた構造となっている。回転子３１は、磁性体である鉄製の回転鉄心３１３が回転軸３１２により回転自在に支持された構造となり、回転鉄心３１３の外周面に回転軸３１２に平行に延びる２つの凸部（以下、回転子凸極という）３１３ａ、３１３ｂが周方向に等間隔（１８０°の角度間隔）に配置形成されている。
【００３６】
回転子３１を囲む固定子３２は、筒状のヨーク３２１の内周面に４つの固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄが周方向に等間隔（９０°の角度間隔）に形成された構造となっている。各固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄの先端面と回転子３１の各回転子凸極３１３ａ、３１３ｂの先端面との間に所定の空隙が形成さるように固定子３２と回転子３１との相対的な位置関係が設定されている。
【００３７】
固定子３２において、４つの固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄのうち１つおきに配置された磁極３２１ａ、３２１ｃに励磁コイル３２２ａ、３２２ｂが、固定磁極３２１ａから固定磁極３２１ｃに向かう方向に磁束が形成されるように巻回され、それら励磁コイル３２２ａ、３２２ｂが直列接続されている。以下、これら直列接続された励磁コイル３２２ａ、３２２ｂをＡ相コイル３２２（第１のコイル）という。また、残りの固定磁極３２１ｂ、３２１ｄに励磁コイル３２３ａ、３２３ｂが、固定磁極３２１ｂから固定磁極３２１ｄに向かう方向に磁束が形成されるように巻回され、それら励磁コイル３２３ａ、３２３ｂが直列接続されている。以下、これら直列接続された励磁コイル３２３ａ、３２３ｂをＢ相コイル３２３（第２のコイル）という。
【００３８】
定電流フリップフロップ回路２０は、図３に示すように構成されている。
【００３９】
図３において、定電流フリップフロップ回路２０は、それぞれ直流定電流電源装置１０の一方の出力端子Ｘに接続され、並列的に延びる第１の電流路２１０と第２の電流路２２０とを有している。第１の電流路２１０においては、第１スイッチング素子２１１、ダイオード２１２及びダイオード２１３が直列接続されている。ダイオード２１２、２１３それぞれのカソード及びアノードの向きは、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｘからの出力電流が第１の電流路２１０を流れるように決められている。また、第２の電流路２２０においては、第２スイッチング素子２２１、ダイオード２２２及びダイオード２２３が直列接続されている。ダイオード２２２、２２３それぞれのカソード及びアノードの向きも、第１の電流路２１０の場合と同様に、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｘからの出力電流が第２の電流路２２０を流れるように決められている。第１の電流路２１０における２つのダイオード２１２、２１３の接続点と第２の電流路２２０における２つのダイオード２２２、２２３の接続点との間に転流用のコンデンサ２３０が接続されている。なお、第１スイッチング素子２１１及び第２スイッチング素子２２１のそれぞれは、ＩＧＢＴ、サイリスタ、電力用トランジスタ等の半導体スイッチを用いて構成することができる。
【００４０】
定電流フリップフロップ回路２０における第１の電流路２１０（ダイオード２１３）に対して直列的に定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＡ相コイル３２２（図２における励磁コイル３２２ａ、３２２ｂ）が接続されている。また、第２の電流路２２０（ダイオード２２３）に対して直列的に定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＢ相コイル３２３（図２における励磁コイル３２３ａ、３２３ｂ）が接続されている。そして、Ａ相コイル３２２とＢ相コイル３２３とが更に、直流定電流電源装置１０の他方の出力端子Ｙに接続されている。これにより、直流定電流電源装置１０の一方の出力端子Ｘから出力される直流定電流が、定電流フリップフロップ回路２０の第１の電流路２１０（第１スイッチング素子２１１、ダイオード２１２、２１３）及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＡ相コイル３２２を通って、また、定電流フリップフロップ回路２０の第２の電流路２２０（第２スイッチング素子２２１、ダイオード２２２、２２３）及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＢ相コイル３２３を通って、直流定電流電源装置１０の他方の出力端子Ｙに帰還し得るようになっている。
【００４１】
定電流フリップフロップ回路２０において、第１スイッチング素子２１１及び第２スイッチング素子２２１は、一方がオンしているときに他方がオフになる所謂フリップフロップ動作がなされるようにオン・オフ制御される。第１スイッチング素子２１１がオンで、第２スイッチング素子２２１がオフの場合には、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｘから出力される直流定電流が、第１の電流路２１０を通って定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＡ相コイル３２２に流れ、直流定電流電源装置１０の他方の出力端子Ｙに戻る。一方、第１スイッチング素子がオフで、第２スイッチング素子２２１がオンの場合、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｘから出力される直流定電流が、第２の電流路を通って定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＢ相コイル３２３に流れ、直流定電流電源装置１０の他方の出力端子Ｙに戻る。
【００４２】
このように、定電流フリップフロップ回路２０において、第１スイッチング素子２１１及び第２スイッチング素子２２１が交互にオン・オフ動作することにより、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＡ相コイル３２２及びＢ相コイル３２３には、直流定電流電源装置１０からの直流定電流値Ｉをピーク値とする矩形波電流が流れることになる。
【００４３】
なお、転流用のコンデンサ２３０は、第１スイッチング素子２１１及び第２スイッチング素子２２１を切換えてＡ相コイル３２２に電流が流れている状態からＢ相コイル３２３に電流が流れる状態に切換える際、また、Ｂ相コイル３２３に電流が流れている状態からＡ相コイル３２２に電流が流れる状態に切換える際に、過電圧が発生することを防止するためのものである。ダイオード２１２、２１３、２２２、２２３は、転流用のコンデンサ２３０の充電作用を補助する。
【００４４】
定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０における各励磁コイルの磁気エネルギー（１／２ＬＩ2）（Ｌ：励磁コイルのリアクタンス、Ｉ：励磁コイルの電流）は、一旦、転流用のコンデンサ２３０に静電エネルギー（１／２ＣＶ2）（Ｃ：コンデンサ２３０の静電容量、Ｖ：コンデンサ２３０の充電電圧）として蓄えられる。ここで、コンデンサ２３０の静電容量を小さくすると、過電圧は大きくなる一方で転流時間は短くなる。また、コンデンサ２０の静電容量を大きくすると、過電圧は小さくなる一方で転流時間は長くなる。このような関係から、コンデンサ２３０の静電容量は、過電圧と転流時間とが適切な値となるように定められる。
【００４５】
フリップフロップ制御回路６０は、定電流フリップフロップ回路２０の第１スイッチング素子２１１及び第２スイッチング素子２２１のオン・オフ制御を行う。具体的には、フリップフロップ制御回路６０は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０内の回転子３１の角度位置を示す角度位置情報（例えば、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０に設けられた角度センサ（図示略）からの信号）を入力し、その角度位置情報に基づいて、第１スイッチング素子２１１及び第２スイッチング素子２２１を交互にオン・オフさせるための動作信号を出力する。また、フリップフロップ制御回路６０は、制動指令（例えば、車両におけるアクセルのオフ操作あるいはブレーキペダルの操作に基づいた情報）を入力すると、前記オン・オフのタイミングを定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動時のタイミングから回転子３１が電気各１８０°に対応する角度を回転する時間だけずらす。
【００４６】
上述したように、Ａ相コイル３２２（図２に示す励磁コイル３２２ａ、３２２ｂ参照）とＢ相コイル３２３（図２に示す励磁コイル３２３ａ、３２３ｂ参照）とに交互に矩形波電流が流れることによって、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の回転子３１に回転トルクが発生する。図４Ａ乃至図４Ｅは、定電流フリップフロップリラクタンスモータ３０の駆動時において回転子３１に回転トルクが発生する原理を簡略化して示している。なお、図４Ａ乃至図４Ｅでは、図２に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０における回転子３１の回転子凸極３１３ａ、固定子３２の固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、Ａ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａ及びＢ相コイル３２３を構成する励磁コイル３２３ａが直線状に配列された状態で示されている。
【００４７】
例えば、図４Ａに示すように、Ａ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａに矩形波電流が流れて（矩形電流が流れていることを斜線で示す。図４Ａ乃至図４Ｅにおいて同様）固定子磁極３２１ａが磁化されている状態では（フリップフロップ回路２０における第１スイッチング素子２１１がオンで、第２スイッチング素子２２１がオフの場合）、回転子凸極３１３ａが固定子磁極３２１ａに吸引された状態となる。
【００４８】
この状態になったタイミングで、フリップフロップ制御回路６０は、フリップフロップ回路２０の第１スイッチング素子２１１をオフに切換えるとともに同回路の第２スイッチング素子２２１をオンに切換える。これにより、Ａ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａに矩形波電流が流れていた状態から、図４Ｂに示すように、Ｂ相コイル３２３を構成する励磁コイル３２３ａに矩形波電流が流れる状態に遷移する。このとき、回転子凸極３１３ａの回転方向先端部が位置Ｐ1にある。以下、回転子凸極３１３ａの回転方向先端部の位置を当該回転子凸極３１３ａの位置とする。矩形波電流により励磁コイル３２３ａが励磁されて固定子磁極３２１ｂが磁化されると、固定子磁極３２１ａに正対していた回転子凸極３１３ａが隣の固定子磁極３２１ｂに吸引される。
【００４９】
回転子凸極３１３ａが固定子磁極３２１ｂに吸引されることにより、回転子１１に回転トルクが作用し、位置Ｐ1にあった回転子凸極３１３ａが、図４Ｃ及び図４Ｄに示すように、位置Ｐ2、Ｐ3と順次固定子磁極３２１ｂに向かうよう（矢印参照）に回転子１１が回動する。そして、固定子凸極３１３ａが、図４Ｅに示すように、磁化されている固定磁極３２１ｂに正対する状態になると、即ち、回転子３１が、回転子凸極３１３ａが図４Ｂに示す位置Ｐ1となる状態から電気角１８０°に対応する角度（物理的な角度）９０°だけ回動すると（回転子凸極３１３ａが位置Ｐ４になると）、フリップフロップ制御回路６０は、フリップフロップ回路２０の第１スイッチング素子２１１をオン、同回路の第２スイッチング素子２２１をオフに切換える。すると、上述したのと同様に、固定子磁極３２１ｂに正対する回転子磁極３１３ａが、その固定子磁極３２１ｂの隣のＡ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ｂにより磁化された固定磁極３２１ｃ（図２参照）に吸引されて回転子１１に作用する回転トルクが維持される。これにより、回転子凸極３１３ａが固定子磁極３２１ｂから固定子磁極３２１ｃに向かうように、回転子１１が更に回動する。以下、同様にして、フリップフロップ回路２０における第１スイッチング素子２１１と第２スイッチング素子２２１の交互のオン・オフ動作による定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＡ相コイル３２２及びＢコイル３２３への交互の矩形波電流の供給により、回転子１１の回転子凸極３１３ａ（３１３ｂ）を吸引する固定子磁極（３２１ａ〜３２１ｄ）が順次遷移して回転子１１に対する回転トルクが維持される。その結果、回転子１１が回転することになる（定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動）。
【００５０】
定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動時の動作を更に詳細にみると、次のようになる。
【００５１】
前述した定電流フリップフロップリラクタンスモータ３０の駆動において、図４Ｂに示す状態から図４Ｅに示す状態までの間に励磁されるＢ相コイル３２３の起電力の時間遷移は、図５の（ａ）に示すようになり、定電流フリップフロップリラクタンスモータ３０のトルクの時間遷移は図５の（ｂ）に示すようになる。なお、図５において、横軸上のｔP1、ｔP2、ｔP3，ｔP4は、図４Ｂ乃至図４Ｅに示すように回転子凸極３１３ａが位置Ｐ1、Ｐ2、Ｐ3、Ｐ4に到達する時刻を示している。
【００５２】
図４Ｂに示す状態から図４Ｃに示す状態までの期間（時刻ｔP1〜時刻ｔP2までの期間）では、励磁コイル３２３ａには直流定電流Ｉが流れているが、回転子凸極３１３ａが励磁コイル３２３ａの巻回された固定子磁極３２１ｂに対向していないため、励磁コイル３２３ａは空心コイルと同じ状態であり、固定子磁極３２１ｂには、実質的に磁束は発生しない。また、励磁コイル３２３ａには、直流抵抗Ｒと直流定電流Ｉの積ＲＩに等しい電圧降下（抵抗ドロップ）が生じる。
【００５３】
一方、図４Ｃに示す状態から図４Ｅに示す状態までの期間（時刻ｔP2〜時刻ｔP4までの期間）では、回転子凸極３１３ａと励磁コイル３２３ａの巻回された固定子磁極３２１ｂとが少なくとも部分的に対向しており、固定子磁極３２１ｂには、その対向部分の面積に略比例した磁束が生じる。この固定磁極３２１ｂに生じる磁束は、回転子凸極３１３ａが位置Ｐ1にある時刻ｔP1で最も小さく、回転子凸極３１３ａが位置Ｐ2、Ｐ3、Ｐ4に順次移動する過程で徐々に増加する。固定子磁極３２１ｂに巻回された励磁コイル３２３ａを有するＢ相コイル３２３には、ファラデーの法則により起電力Ｅ1が生じる。
【００５４】
図４Ｂ乃至図４Ｅにおける回転子凸極３１３ａの横方向の速度を一定とすると、回転子凸極３１３ａと固定子磁極３２１ｂとの対向部分の面積は、時間に比例して増大するため、Ｂ相コイル３２３に生じる起電力Ｅ1は一定となる。そして、この起電力Ｅ1の極性は、直流定電流Ｉの方向とは逆方向となる。
【００５５】
Ｂ相コイル３２３を構成する励磁コイル３２３ａにこの起電力Ｅ1が生じている間、フリップフロップ回路２０の第２スイッチング素子２２１がオンになって、直流定電流Ｉが励磁コイル３２３ａに流れるようにすることで、直流定電流電源装置１０には、図５の（ａ）に示すような負荷起電力Ｅ1が加わる。直流定電流電源装置１０が、図５の（ａ）に示す負荷起電力Ｅ1に直流定電流Ｉを乗じた電力を、負荷である定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０内の励磁コイル３２３ａに供給することにより、抵抗ドロップＲＩによる電力を除いたＩ×Ｅ1の電力が定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の回転出力となる。
【００５６】
また、図４Ｃに示す状態から図４Ｅに示す状態までの期間では、図５の（ｂ）に示すように、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０にトルクが生じる。このトルクτ１は、負荷起電力Ｅ1に比例した一定値となる。
【００５７】
一方、Ａ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａの起電力波形、及び励磁コイル３２２ａへの電力供給により生じるトルク波形は、図５の（ａ）の起電力波形及び図５の（ｂ）に示すトルク波形を、回転子１１が電気角１８０°に対応する角度を回転する時間だけずらしたものとなる。
【００５８】
なお、以上の説明は、回転子凸極３１３ａと、励磁コイル３２２ａの巻回された固定子磁極３２１ａ、及び、励磁コイル３２３ａの巻回された固定子磁極３２１ｂとについて説明したが、それぞれ対向側に位置する、回転子凸極３１３ｂと、励磁コイル３２２ｂの巻回された固定子磁極３２１ｃ、及び、励磁コイル３２３ｂの巻回された固定子磁極３２１ｄについても同様である。
【００５９】
次に、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の回生制動時のトルクの発生の原理を図６Ａ乃至図６Ｅを参照して説明する。図６Ａ乃至図６Ｅに示す状態の遷移は、図４Ａ乃至図４Ｅに示す状態の遷移と比較すると、励磁コイル３２２ａ及び３２３ａに直流定電流が流れるタイミングが、回転子１１が電気角１８０°対応する角度（物理的な角度）９０°を回転する時間だけずれたものとなる。
【００６０】
例えば、図６Ａに示すように、Ｂ相コイル３２３を構成する励磁コイル３２３ａに矩形波電流が流れて（矩形電流が流れていることを斜線で示す。図６Ａ乃至図６Ｅにおいて同様）固定子磁極３２１ｂが磁化され（フリップフロップ回路２０における第１スイッチング素子２１１がオフで、第２スイッチング素子２２１がオンの場合）、回転中の回転子１１の回転子凸極３１３ａが固定子磁極３２１ａに正対した状態から固定子磁極３２１ｂに向けて移動（矢印参照）を継続しる状態にある。この図６Ａに示す状態となったタイミングで、フリップフロップ制御回路６０は、フリップフロップ回路２０の第１スイッチング素子２１１をオンに、同回路の第２スイッチング素子２２１をオフに切換える。これにより、Ｂ相コイル３２３を構成する励磁コイル３２３ａに矩形波電流が流れていた状態から、図６Ｂに示すように、Ａ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａに矩形波電流が流れる状態に遷移する。このとき、回転子凸極３１３ａ（回転方向先端部）は固定子磁極３２１ａに正対する位置Ｐ1にある。
【００６１】
第１スイッチング素子２１１のオン動作により励磁コイル３２２ａが励磁されて固定子磁極３２１ａが磁化され、回転子凸極３１３ａには固定子磁極３２１ａに吸引される力が加わる。この力が、回転子１１の回転方向とは逆の方向となり、回転子１１に対する制動力となる。このように回転子１１に制動力が作用しつつ回転子１１の回転が継続され、位置Ｐ1にあった回転子凸極３１３ａが、図６Ｃ及び図６Ｄに示すように、位置Ｐ2、Ｐ3と順次固定子磁極３２１ｂに向かうよう（矢印参照）に回転子１１が回動する。
【００６２】
そして、図６Ｅに示すように、回転子凸極３１３ａが固定子磁極３２３ａに正対した状態となると、即ち、回転子３１が、回転子凸極３１３ａが図６Ｂに示す位置Ｐ1となる状態から電気角１８０°に対応する角度（物理的な角度）９０°だけ回動すると（回転子凸極３１３ａが位置Ｐ4になると）、フリップフロップ制御回路６０は、フリップフロップ回路２０の第１スイッチング素子２１１をオフ、同回路の第２スイッチング素子２２１をオンに切換える。その後は、Ｂ相コイル３２３を構成する励磁コイル３２３ａが励磁されて固定子磁極３２１ｂが磁化し、移動する回転子凸極３１３ａに固定子磁極３２１ｂからの吸引力が作用して前述したのと同様に継続して回転する回転子１１に制動力が作用する。
【００６３】
定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の回生制動時の動作を更に詳細にみると、次のようになる。
【００６４】
前述した定電流フリップフロップリラクタンスモータ３０の回生制動時において、図６Ｂに示す状態から図６Ｅに示す状態までの間に励磁されるＡ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａの起電力の時間遷移は、図７の（ａ）に示すようになり、定電流フリップフロップリラクタンスモータ３０のトルクの時間遷移は図７の（ｂ）に示すようになる。なお、図７において、横軸上のｔP1、ｔP2、ｔP3，ｔP4は、図６Ｂ乃至図６Ｅに示すように回転子凸極３１３ａが位置Ｐ1、Ｐ2、Ｐ3、Ｐ4に到達する時刻を示している。
【００６５】
Ａ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａの巻回された固定子磁極３２１ａには、回転子凸極３１３ａと当該固定子磁極３２１ａとの対向する部分の面積に略比例した磁束が生じる。従って、固定磁極３２１ａに生じる磁束は、回転子凸極３１３ａが位置Ｐ1にある時刻ｔＰ1で最も大きくなり、位置Ｐ2、Ｐ3、Ｐ4の位置に遷移する過程で徐々に減少する。固定子磁極３２１ａに巻回された励磁コイル３２２ａを有するＡ相コイル３２２には、ファラデーの法則により起電力Ｅ2が生じる。
【００６６】
回転子凸極３１３ａの横方向の速度を一定とすると、回転子凸極３１３ａと固定子磁極３２１ａとの対向部分の面積は時間に比例して減少するため、Ａ相コイル３２２に生じる起電力Ｅ2は一定となる（図７の（ａ）参照）。そして、この起電力Ｅ2の極性は、直流定電流Ｉの方向と同一方向となる。
【００６７】
Ａ相コイル３２２を構成する励磁コイル３２２ａにこの起電力Ｅ2が生じている間、フリップフロップ回路２０の第１スイッチング素子２１１がオンになって、直流定電流Ｉが励磁コイル３２２ａに流れるようにすることで、直流定電流電源装置１０には、負荷起電力Ｅ2の絶対値から抵抗ドロップＲＩを除いたものに直流定電流Ｉを乗じた電力が回生される。
【００６８】
また、図６Ｃに示す状態から図６Ｅに示す状態までの期間では、図７の（ｂ）に示すように、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の回転子１１に制動トルクτ２が生じる。この制動トルクτ２は、負荷起電力Ｅ2に比例した一定値となる。
【００６９】
一方、Ｂ相コイル３２３を構成する励磁コイル３２３ａの起電力、及び、励磁コイル３２３ａへの電力供給により生じる制動トルクは、図７の（ａ）に示す起電力及び図７の（ｂ）に示す制動トルクを、回転子１１が電気角１８０°に対応する角度を回転する時間だけずらしたものとなる。
【００７０】
なお、以上の説明は、回転子凸極３１３ａと、励磁コイル３２２ａを巻回した固定子磁極３２１ａ、及び、励磁コイル３２３ａを巻回した固定子磁極３２１ｂとについて説明したが、それぞれ対向側に位置する、回転子凸極３１３ｂと、励磁コイル３２２ｂを巻回した固定子磁極３２１ｃ、及び、励磁コイル３２３ｂを巻回した固定子磁極３２１ｄについても同様である。
【００７１】
次に、直流定電流電源装置１０の詳細について説明する。
【００７２】
直流定電流電源装置１０は、図８に示すように構成される。
【００７３】
図８において、直流定電流電源装置１０は、直流電源１００、回生型インバータ１１、定電流コンバータ１２、電流検出器１３及びリアクトル素子１４を備えている。直流電源１００は、放電による駆動電力の供給と、充電による回生電力の回収が効果的に行い得るようになっており、具体的には、リチウムイオン電池等のバッテリとウルトラキャパシティやコンデンサ等の蓄電部とが並列接続された構成となっている。
【００７４】
回生型インバータ１１は、４つのスイッチ１１１、１１２、１１３、１１４を有し、それらスイッチ１１１〜１１４がブリッジ状に接続されている。以下、スイッチ１１１〜１１４にて構成されるブリッジを第１ブリッジという。第１ブリッジの一端となるスイッチ１１１とスイッチ１１２との接続点が当該回生型インバータ１１の正（＋）の直流側端子として直流電源１００の端子（＋）に接続され、第１ブリッジの他端となるスイッチ１１３とスイッチ１１４との接続点が当該回生型インバータ１１の負（−）の直流側端子として直流電源１００の端子（−）に接続されている。そして、第１ブリッジ内の直列接続される２つのスイッチ１１１とスイッチ１１３との接続点と、直列接続される他の２つのスイッチ１１２とスイッチ１１４との接続点とが当該回生型インバータ１１の交流側端子ａ、ｂとなっている。
【００７５】
前記第１ブリッジを構成する４つのスイッチ１１１、１１２、１１３、１１４のそれぞれは、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチＳ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4とダイオードＤ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4とが並列接続された構成となっている。各半導体スイッチＳ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4は、一方向の導通特性を有しており、第１ブリッジにおいて（＋）の直流側端子から（−）の直流側端子に向けて電流が流れるように接続されている。また、各ダイオードＤ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4は、回生電流を直流電源１００側に戻せるように、対応する半導体スイッチＳ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4に対して逆極性にて並列接続されている。
【００７６】
直流定電流電源装置１０は、クロックパルス発生回路７０（インバータ駆動手段）を有している。クロックパルス発生回路７０は、所定周期のパルス信号により回生型インバータ１１の各スイッチ１１１、１１２、１１３、１１４（半導体スイッチＳ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4）のオン・オフ制御を行う。具体的には、第１ブリッジの一方の対角線上に位置する２つのスイッチ１１１、１１４と、他方の対角線上に位置する２つのスイッチ１１２、１１３とが交互にオン・オフ動作するように、クロックパルス発生回路７０はパルス信号を各スイッチ１１１〜１１４（半導体スイッチＳ1〜Ｓ4）に供給する。その結果、回生型インバータ１１の交流側端子ａ、ｂから矩形波交流の電圧及び電流が出力される。クロックパルス発生回路７０からのパルス信号の周波数は、回生型インバータ１１の搬送周波数に対応し、この直流定電流電源装置１０の容量、リアクトル素子１４の容量、各スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ4の動作周波数性能等の設計上の要因に基づいて決められる。各スイッチ１１１〜１１４において半導体スイッチＳ1〜Ｓ4にダイオードＤ1〜Ｄ4が逆極性にて並列接続されているため、交流側電流の向きは、矩形波交流電圧の極性とは無関係に現われ得る。
【００７７】
定電流コンバータ１２は、４つのスイッチ１２１、１２２、１２３、１２４を有し、それらスイッチ１２１〜１２４がブリッジ状に接続されている。以下、スイッチ１２１〜１２４にて構成されるブリッジを第２ブリッジという。第２ブリッジ内の直列接続される一方の２つのスイッチ１２１とスイッチ１２３との接続点が一方の交流側端子ｃとして回生型インバータ１１の交流側端子ａに接続され、第２ブリッジ内の直列接続される他方の２つのスイッチ１２２とスイッチ１２４との接続点が他方の交流側端子ｄとして回生型インバータ１１の交流端子ｂに接続されている。また、第２ブリッジの出力側の一方端となるスイッチ１２１とスイッチ１２２との接続点がリアクトル素子１４及び電流検出器１３を介して一方の出力端子Ｘに接続され、第２ブリッジの出力側の他方端となるスイッチ１２３とスイッチ１２４との接続点が他方の出力端子Ｙに接続されている。
【００７８】
前記第２ブリッジを構成する４つのスイッチ１２１、１２２、１２３、１２４のそれぞれは、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチＳ11、Ｓ22、Ｓ33、Ｓ44とダイオードＤ11、Ｄ22、Ｄ33、Ｄ44とが直列接続された構成となっている。各半導体スイッチＳ11、Ｓ22、Ｓ33、Ｓ44は、一方向の導通特性を有しており、第２ブリッジにおいて、出力端子Ｙ側から出力端子Ｘ側に向けて電流が流れるように接続されている。また、各ダイオードＤ11、Ｄ22、Ｄ33、Ｄ44は、第２ブリッジにおいて出力端子Ｘ側から出力端子Ｙ側に向けて電流が流れるのを阻止するように、対応する半導体スイッチＳ11、Ｓ22、Ｓ33、Ｓ44に直列接続されている。即ち、各ダイオードＤ11、Ｄ22、Ｄ33、Ｄ44は直列接続される半導体スイッチＳ11、Ｓ22、Ｓ33、Ｓ44の逆耐圧を確保している。
【００７９】
直流定電流電源装置１０は、定電流制御回路８０（定電流制御手段）を有している。定電流制御回路８０は、出力端子Ｘ、Ｙに接続される負荷の起電力の正負及び大きさに係わりなく、出力電流Ｉが常に出力端子Ｘから負荷に向かう一定方向となり、電流検出器１３にて検出されるその電流値が指令値となるように、前記第２ブリッジの各スイッチ１２１、１２２、１２３、１２４（各半導体スイッチＳ11、Ｓ22、Ｓ33、Ｓ44）の制御により回生型インバータ１１の交流側端子ａ、ｂから定電流コンバータ１２の交流側端子ｃ、ｄに供給される矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波電流ｉiの位相角を制御して、出力端子Ｘ、Ｙ間に現われる出力電圧Ｅoを制御する。具体的には、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方の対角線上に位置する２つのスイッチ１１１、１１４と、他方の対角線上に位置する２つのスイッチ１１２、１１３との交互のオン・オフ動作に基づいた前記矩形波交流電圧ｅiの位相を基準として、第２ブリッジの一方の対角線上に位置するスイッチ１２１、１２４を制御角（位相角）αで、他方の対角線上に位置するスイッチ１２２、１２３を制御角（α＋１８０°）で１８０°期間オンさせる制御により、前記位相角αが０°〜１８０°の範囲で制御され、いわゆる順逆変換動作が行なわれる。前記位相角αが９０°以下の範囲（α≦９０°）では、順変換動作となり、出力端子Ｘ、Ｙ間に現われる平均出力電圧は正の値となる。また、前記位相角αが９０°を越えて１８０°以下の範囲（９０°＜α≦１８０°）では、逆変換動作となり、出力端子Ｘ、Ｙ間に現われる平均出力電圧は負の値となる。
【００８０】
なお、リアクトル素子１４は、定電流コンバータ１２での前記位相制御による脈動電流を平滑化する。
【００８１】
直流定電流電源装置１０の更に具体的な動作について、図９乃至図２２を参照して説明する。
【００８２】
各図において、クロックパルス発生回路７０からのパルス信号により駆動される回生型インバータ１１の交流側端子ａ、ｂから定電流コンバータ１２の交流側端子ｃ、ｄに矩形波交流電圧ｅiが供給され、このように矩形波交流電圧ｅiが交流側端子ｃ、ｄに供給された状態で、定電流制御回路８０からの制御信号に従って駆動される定電流コンバータ１２の交流側端子ｃから矩形波交流電流ｉiが入力される。矩形波交流電流ｉiの位相は、定電流制御回路８０からの制御信号（位相角α）によって定まり、回生型インバータ１１から供給される矩形波交流電圧ｅiに基本的に影響されない。
【００８３】
負荷（定電流フリップフロップ回路２０を通した定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０）が接続される（図３参照）出力端子Ｘから直流定電流が出力電流Ｉとして出力される。この出力電流Ｉのレベルは、定電流コンバータ１２を制御する定電流制御回路８０に与えられる指令値に対応している。そして、このような直流定電流となる出力電流Ｉが出力されるように制御される定電流コンバータ１２は電圧ｅo（リアクトル素子１４による平滑化前の電圧）を出力し、その電圧ｅoがリアクトル素子１４によって平滑化されることにより、出力端子Ｘ、Ｙ間に直流の出力電圧Ｅoが発生する。この出力電圧Ｅoは、極性を含めた負荷起電力の値に負荷回路の銅損、半導体損に起因した電圧降下分を加算した値になるように、定電流コンバータ１２によって自動的に調整される。
【００８４】
例えば、図９は、定電流制御回路８０により回生型インバータ１１から供給される矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波交流電流ｉiの位相角αがゼロとなるように、定電流コンバータ１２における第２ブリッジのスイッチ１２１、１２２、１２３、１２４を制御する場合を示している。この場合、定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４は、制御角（位相角）α＝０で１８０°期間オン動作し、前記第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３は、制御角α＝（０＋１８０°）で１８０°期間オン動作する。そして、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ対１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（１）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（２）とが１周期となって繰り返される。
【００８５】
前記モード（１）では、図１０の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１においてオン動作するスイッチ１１１及び交流側端子ａを通って交流側端子ｃから定電流コンバータ１２に入力する。そして、定電流コンバータ１２に入力する電流がオン動作するスイッチ１２１を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、定電流フリップフロップ回路２０の第１の電流路２１０（第１スイッチング素子２１１、ダイオード２１２、２１３）及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＡ相コイル３２２と、定電流フリップフロップ回路２０の第２の電流路２２０（第２スイッチング素子２２１、ダイオード２２２、２２３）及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＢ相コイル３２３とのいずれかを通って直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る（図３参照）。この出力端子Ｙに戻った電流は、定電流コンバータ１２においてオン動作するスイッチ１２４及び交流側端子ｄを通って交流側端子ｂから回生型インバータ１１に入力する。この回生型インバータ１１に入力する電流がオン動作するスイッチ１１４を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【００８６】
また、前記モード（２）では、図１１の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１においてオン動作するスイッチ１１２及び交流側端子ｂを通って交流側端子ｄから定電流コンバータ１２に入力する。そして、定電流コンバータ１２に入力する電流がオン動作するスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前記モード（１）の場合と同様に、定電流フリップフロップ２０及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０を通って直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。この出力端子Ｙに戻った電流は、定電流コンバータ１２においてオン動作するスイッチ１２３及び交流側端子ｃを通って交流型端子ａから回生型インバータ１１に入力する。この回生型インバータ１１に入力する電流がオン動作するスイッチ１１３を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【００８７】
直流定電流電源装置１０の前記モード（１）及び前記モード（２）での動作により、図９に示すように、回生型インバータ１１からの矩形波交流電流ｉiが順変換されてそのピーク値に等しい電流値Ｉとなる直流電流が出力電流Ｉとして出力される。また、定電流コンバータ１２に入力する矩形波交流電圧ｅiは、直流電源１００の電圧値Ｅに等しいピーク値を有し、定電流コンバータ１２は、前記矩形波交流電圧ｅiを順変換してそのピーク値Ｅに等しい値となる電圧ｅoを出力する。そして、この出力電圧ｅoがリアクトル素子１４によって平滑化されて出力端子Ｘ、Ｙ間に電圧値Ｅの出力電圧Ｅoが現われる。
【００８８】
このように、出力電流Ｉを一定（直流定電流）に保持した状態で、回生インバータ１１からの矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波交流電流ｉiの位相角αをゼロ（α＝０）に制御することで、直流定電流電源装置１０（定電流コンバータ１２）から直流電源１００の出力電圧Ｅoが、直流電源１００の電圧値Ｅに等しい最大の電圧値となる。そして、この出力電圧Ｅo（＝Ｅ）に基づいた直流定電流Ｉが定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動に使用され、直流電源１００にてＥ×Ｉの電力消費（放電）がなされる。
【００８９】
また、例えば、図１２は、定電流制御回路８０により回生型インバータ１１から供給される矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波交流電流ｉiの位相角αが３０°となるように、定電流コンバータ１２における第２ブリッジのスイッチ１２１、１２２、１２３、１２４を制御する場合を示している。この場合、定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４は、制御角（位相角）α＝３０°で１８０°期間オン動作し、前記第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３は、制御角α＝（３０°＋１８０°＝２１０°）で１８０°期間オン動作する。そして、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（１）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ対１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（２）と、回生型インバータ１１の他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（３）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（４）とが１周期となって繰り返される。
【００９０】
前記モード（１）では、図１３の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生型インバータ１１においてオン動作するスイッチ１１４及び交流側端子ｂを通って交流側端子ｄから定電流コンバータ１２に入力する。そして、定電流コンバータ１２に入力する電流がオン動作するスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に（図３参照）、定電流フリップフロップ回路２０及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０を通って直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。この出力端子Ｙに戻った電流は、定電流コンバータ１２でオン動作するスイッチ１２３及び交流側端子ｃを通って交流側端子ａから回生型インバータ１１に入力する。この回生型インバータ１１に入力する電流がオン動作するスイッチ１１１を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【００９１】
また、前記モード（２）では、前述した位相角αがゼロでの制御におけるモード（１）の場合と同様であって、図１０の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１のスイッチ１１１、交流側端子ａを通って交流側端子ｃから定電流コンバータ１２に入力し、その電流がスイッチ１２１を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に（図３参照）、定電流フリップフロップ回路２０及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０を通って直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。この出力端子Ｙに戻った電流は、定電流コンバータ１２のスイッチ１２４及び交流側端子ｄを通って交流側端子ｂから回生型インバータ１１に入力し、その電流がスイッチ１１４を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【００９２】
また、前記モード（３）では、図１４の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生インバータ１１でオン動作するスイッチ１１３及び交流側端子ａを通って交流側端子ｃから定電流コンバータ１２に入力する。そして、定電流コンバータ１２に入力する電流がオン動作するスイッチ１２１を通り、更に、リアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、モード（１）の場合と同様に、定電流フリップフロップ回路２０及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０を通って直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。この出力端子Ｙに戻った電流は、定電流コンバータ１２でオン動作するスイッチ１２４及び交流側端子ｄを通って交流側端子ｂから回生型インバータ１１に入力する。この回生型インバータ１１に入力する電流がオン動作するスイッチ１１２を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【００９３】
更に、モード（４）では、前述した位相角αがゼロでの制御におけるモード（２）の場合と同様であって、図１１の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１のスイッチ１１２、交流側端子ｂを通って交流側端子ｃから定電流コンバータ１２に入力し、その電流がスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に（図３参照）、定電流フリップフロップ回路２０及び定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０を通って直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。この出力端子Ｙに戻った電流は、定電流コンバータ１２のスイッチ１２３及び交流側端子ｃを通って交流側端子ａから回生型インバータ１１に入力し、その電流がスイッチ１１３を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【００９４】
前記モード（１）及びモード（３）の期間では、矩形波交流電圧ｅiが正となるときに矩形波交流電流ｉiが負となり、また、矩形波交流電圧ｅiが負となるときに矩形波交流電流ｉiが正となり、この電流ｉiが電圧ｅiの正の電位に向かって流れ込むよう、即ち、直流電源１００を充電する方向に流れて、電力回生動作がなされる。また、前記モード（２）及びモード（４）の期間では、前述した位相角αがゼロでの制御と同様に、直流電源１００が放電を行う。これらモード（１）〜（４）での動作により、図１２に示すように、出力電流Ｉが直流定電流に維持された状態で定電流コンバータ１２の出力電圧ｅoは、モード（１）及びモード（３）の期間において、負電圧（−Ｅ）となり、モード（２）及びモード（４）の期間において、正電圧（Ｅ）となる。この場合、出力電圧ｅoが負電圧（−Ｅ）となる前記モード（１）及びモード（３）の期間が、出力電圧ｅoが正電圧（＋）となる前記モード（２）及びモード（４）の期間より短い状態であるので、平均出力電圧Ｅoは、正電圧、具体的には、位相角α＝０°における電圧Ｅから低減した２／３Ｅとなる。
【００９５】
更に、図１５は、定電流制御回路８０により回生型インバータ１１から供給される矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波交流電流ｉiの位相角αが９０°となるように、定電流コンバータ１２における第２ブリッジのスイッチ１２１、１２２、１２３、１２４を制御する場合を示している。この場合、定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４は、制御角（位相角）α＝９０°で１８０°期間オン動作し、前記第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３は、制御角α＝（９０°＋１８０°＝２７０°）で１８０°期間オン動作する。そして、前述した位相角α＝３０°の制御（図１２参照）の場合と同様に、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（１）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ対１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（２）と、回生型インバータ１１の他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（３）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（４）とが１周期となって繰り返される。
【００９６】
前記モード（１）では、前述した位相角が３０°の制御におけるモード（１）と同様であって、図１３の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生型インバータ１１におけるスイッチ１１４及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２３及び回生型インバータ１１のスイッチ１１１を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【００９７】
また、モード（２）では、前述した位相角αがゼロでの制御におけるモード（１）の場合と同様であって、図１０の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１のスイッチ１１１及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２１を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２４及び回生型インバータ１１のスイッチ１１４を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【００９８】
また、前記モード（３）では、位相角αが３０°の制御におけるモード（３）と同様であって、図１４の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生型インバータ１１におけるスイッチ１１３及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２１を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２４及び回生型インバータ１１のスイッチ１１２を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【００９９】
更に、モード（４）では、前述した位相角αがゼロでの制御におけるモード（２）の場合と同様であって、図１１の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１のスイッチ１１２及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２３及び回生型インバータ１１のスイッチ１１３を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【０１００】
前記モード（１）及びモード（３）の期間では、位相角αが３０°の制御の場合と同様に、矩形波交流電圧ｅiが正となるときに矩形波交流電流ｉiが負となり、矩形波交流電圧ｅiが負となるときに矩形波交流電流ｉiが正となり、この電流ｉiが直流電源１００を充電する方向に流れて、電力回生動作がなされる。また、前記モード（２）及びモード（４）の期間では、前述した位相角αがゼロでの制御と同様に、直流電源１００が放電を行う。これらモード（１）〜（４）での動作により、図１５に示すように、出力電流Ｉが直流定電流に維持された状態で定電流コンバータ１２の出力電圧ｅoは、モード（１）及びモード（３）の期間において、負電圧（−Ｅ）となり、モード（２）及びモード（４）の期間において、正電圧（Ｅ）となる。この場合、出力電圧ｅoが負電圧（−Ｅ）となる前記モード（１）及びモード（３）の期間（電力回生動作の期間）と、出力電圧ｅoが正電圧（＋Ｅ）となる前記モード（２）及びモード（４）の期間（放電動作の期間）とが同じ長さになるので、平均出力電圧Ｅoはゼロ（Ｅo＝０）となる。
【０１０１】
例えば、図１６は、定電流制御回路８０により回生型インバータ１１から供給される矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波交流電流ｉiの位相角αが１５０°（α＝１５０°）となるように、定電流コンバータ１２における第２ブリッジのイッチ１２１、１２２、１２３、１２４を制御する場合を示している。この場合、定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４は、制御角（位相角）α＝１５０°で１８０°期間オン動作し、前記第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３は、制御角α＝（１５０°＋１８０°＝３３０°）で１８０°期間オン動作する。そして、前述した位相角αが３０°の制御（図１２参照）の場合や位相角αが９０°の制御（図１５参照）の場合と同様に、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（１）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ対１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（２）と、回生型インバータ１１の他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（３）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（４）とが１周期となって繰り返される。
【０１０２】
前記モード（１）では、前述した位相角αが３０°の制御や位相角αが９０°の制御におけるモード（１）と同様であって、図１３の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生型インバータ１１におけるスイッチ１１４及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２３及び回生型インバータ１１のスイッチ１１１を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【０１０３】
また、モード（２）では、前述した位相角αがゼロでの制御におけるモード（１）の場合と同様であって、図１０の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１のスイッチ１１１及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２１を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２４及び回生型インバータ１１のスイッチ１１４を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【０１０４】
また、前記モード（３）では、位相角αが３０°の制御や位相角αが９０°の制御におけるモード（３）と同様であって、図１４の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生型インバータ１１におけるスイッチ１１３及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２１を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２４及び回生型インバータ１１のスイッチ１１２を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【０１０５】
更に、モード（４）では、前述した位相角αがゼロでの制御におけるモード（２）の場合と同様であって、図１１の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（＋）からの電流が回生型インバータ１１のスイッチ１１２及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２３及び回生型インバータ１１のスイッチ１１３を通って直流電源１００の端子（−）に戻る。
【０１０６】
前記モード（１）及びモード（３）の期間では、位相角αが３０°の制御や位相角αが９０°の場合と同様に、電流ｉiが直流電源１００を充電する方向に流れて、電力回生動作がなされる。また、前記モード（２）及びモード（４）の期間では、前述した位相角α＝０°での制御と同様に、直流電源１００が放電を行う。これらモード（１）〜（４）での動作により、図１６に示すように、出力電流Ｉが直流定電流に維持された状態で定電流コンバータ１２の出力電圧ｅoは、モード（１）及びモード（３）の期間において、負電圧（−Ｅ）となり、モード（２）及びモード（４）の期間において、正電圧（Ｅ）となる。この場合、出力電圧ｅoが負電圧（−Ｅ）となる前記モード（１）及びモード（３）の期間（電力回生動作の期間）が、出力電圧ｅoが正電圧（＋Ｅ）となる前記モード（２）及びモード（４）の期間（放電動作の期間）より長い状態であるので、平均出力電圧Ｅoは負電圧となり、平均出力電圧Ｅoは、負電圧、具体的には、−２／３Ｅとなる。この場合、全体として、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０側からの電力回生がなされる。
【０１０７】
仮に定電流コンバータ１２（直流定電流電源装置１０）の負荷が抵抗負荷のような受動負荷の場合は、位相角αが９０°の制御（図１５参照）で、平均出力電圧Ｅoがゼロ（Ｅo＝０）となり、定電流制御回路８０に与えられる指令値の如何にかかわらず出力電流Ｉはゼロ（Ｉ＝０）となって動作限界を与える。従って、位相角αが９０°≦α≦１８０°の範囲内となる場合の当該直流定電流電源装置１０の動作は、定電流コンバータ１２にモータ負荷のような「負」の起電力を発生し得る能動的負荷が接続されていること、定電流コンバータ１２の交流側端子ｃ、ｄに回生可能な安定した交流電源ｅｉが接続されていること、位相角αが９０°≦αの適切な値に保持されていること、という条件のもとで可能となる。
【０１０８】
更に、例えば、図１７は、定電流制御回路８０により回生型インバータ１１から供給される矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波交流電流ｉiの位相角αが１８０°となるように、定電流コンバータ１２における第２ブリッジのスイッチ１２１、１２２、１２３、１２４を制御する場合を示している。この場合、定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４は、制御角（位相角）α＝１８０°で１８０°期間オン動作し、前記第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３は、制御角α＝（１８０°＋１８０°）で１８０°期間オン動作する。そして、回生型インバータ１１における第１ブリッジの一方のスイッチ対１１１、１１４がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの他方のスイッチ対１２２、１２３がオン動作するモード（１）と、回生型インバータ１１における第１ブリッジの他方のスイッチ対１１２、１１３がオン動作するとともに定電流コンバータ１２における第２ブリッジの一方のスイッチ対１２１、１２４がオン動作するモード（２）とが１周期となって繰り返される。
【０１０９】
前記モード（１）では、位相角αが３０°、９０°、１５０°それぞれの制御におけるモード（１）の場合と同様であって、図１３の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生型インバータ１１のスイッチ１１４及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２２を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２３及び回生型インバータ１１のスイッチ１１１を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【０１１０】
前記モード（２）では、位相角αが３０°、９０°、１５０°それぞれの制御におけるモード（３）の場合と同様であって、図１４の破線矢印で示されるように、直流電源１００の端子（−）からの電流が回生型インバータ１１におけるスイッチ１１３及び定電流コンバータ１２のスイッチ１２１を通り、更にリアクトル素子１４及び電流検出器１３を通って出力端子Ｘから出力電流Ｉとして出力する。この出力電流Ｉは、前述したのと同様に、定電流フリップフロップ回路２０を介して定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（Ａ相コイル３２２、Ｂ相コイル３２３）に供給されて（図３参照）、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに戻る。そして、この出力端子Ｙに戻った電流が、定電流コンバータ１２のスイッチ１２４及び回生型インバータ１１のスイッチ１１２を通って直流電源１００の端子（＋）に戻る。
【０１１１】
前述した位相角αが１８０°の制御の場合、前記モード（１）及びモード（２）の全期間において、電流ｉiが電圧ｅiの正の電位に向かって流れ込むよう、即ち、直流電源１００を充電する方向に流れて、電力回生動作がなされる。そして、電流コンバータ１２は、回生型インバータ１１からの矩形波交流電流ｅiを逆変換してそのピーク値Ｅを反転した負電圧値（−Ｅ）の電圧ｅoを出力する。この出力電圧ｅoがリアクトル素子１４によって平滑化されて出力端子Ｘ、Ｙ間に負電圧値（−Ｅ）の出力電圧Ｅoが現われる。
【０１１２】
このように、出力電流Ｉを一定（直流定電流）に保持した状態で、回生インバータ１１からの矩形波交流電圧ｅiを基準とした矩形波交流電流ｉiの位相角αを１８０°（α＝１８０°）に制御することで、直流定電流電源装置１０（定電流コンバータ１２）から直流電源１００の出力電圧Ｅoが、電圧値−Ｅの負の最大電圧値（Ｅo＝−Ｅ）となる。そして、この出力電圧Ｅo（＝−Ｅ）に基づいた直流定電流Ｉの定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０への供給が維持されつつ、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０側からの電力回生がなされる。
【０１１３】
前述した直流定電流電源装置１０の動作において、位相角αと出力電圧Ｅoとの関係は、図１８に示すようになる。そして、前述した回生可能な安定した矩形波交流電圧ｅiと、正負、大小の変化する能動的な負荷（定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０）の起電力Ｅoと、位相角αとの３条件によって、電力は供給、回生のいずれの方向にも遷移し得るものとなる。
【０１１４】
前述した直流定電流電源装置１０によれば、回生型インバータ１１からの矩形波交流電圧ｅiを基準とした定電流コンバータ１２における交流側の矩形波交流電流ｉiの位相角αを０°〜１８０°の範囲で制御することにより、出力電流Ｉを指令値に応じた直流定電流に維持しつつ、出力電圧Ｅoを、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動、回生制動及び速度に応じて、負の電圧から正の電圧までの全域にわたって制御することができるので（図１８参照）、従来のようなブリッジ内のスイッチ対の切換え制御を特に必要とせずに、前記位相角αの0°〜１８０°での制御により、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動、制動とともにそのモータ出力に応じた電力を自動的に供給、回生することができるようになる。
【０１１５】
なお、前述した直流定電流電源装置１０における回生型インバータ１１及び定電流コンバータ１２における第１ブリッジ及び第２ブリッジは、単相ブリッジになっているが、三相ブリッジ等の多相ブリッジで構成することも可能である。
【０１１６】
図１９は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の起動加速、定速回転、回生制動及び停止の一連の動作に対応する直流定電流電源装置１０の動作について示したものである。図１１の（ａ）に示すように、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の動作（加速、定速、減速（制動））が行われる場合、図１１の（ｂ）に示すように、直流定電流電源装置１０は、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動（加速）時と制動（減速）時には、定速回転時よりも大きな定電流を定電流フリップフロップ回路２０に供給する必要がある。
【０１１７】
直流定電流電源装置１０の出力端子Ｘから見た負荷起電力は、駆動（加速）状態では正、制動（減速）状態では負であり、その大きさは定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の回転子の回転速度にほぼ比例する。直流定電流電源装置１０は、図１１の（ｃ）の点線に示すように、正負の負荷起電力に負荷回路の抵抗分による電圧降下（抵抗ドロップ）分を加算した電圧を出力することで、定電流フリップフロップ回路２０に直流定電流を供給することができる。これにより、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の制動時には、停止まで回生制動が可能となる。
【０１１８】
負荷側の定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０が制動（減速）状態では負荷起電力は負である。この場合、直流定電流電源装置１０の前述した動作により、図１６及び図１７に示すように、出力電圧Ｅoは負になり、負荷側から回生電流が直流電源１００の正端子から流れ込む。この現象はあたかもバッテリーの充電と同様の態様となっている。直流電源１００は充電機能を有しており、回生電力を充電する。一方、直流電源１００が燃料電池等であり充電機能を有しない場合には、エネルギー回収のために、直流電源１００に並列にウルトラキャパシタを接続しておく必要がある。更には、直流電源１００がリチウムイオン電池のように充電機能を有していても、回生電力が数十秒単位の急峻な変動となる際には適切に充電を行うことができない場合にも、直流電源１００に並列にウルトラキャパシタを接続することが望ましい。
【０１１９】
このように、本発明の実施の形態に係る定電流方式の回生型スイッチドリラクタンスモータ駆動システムでは、定電流フリップフロップ回路２０が、スイッチング素子２１１及び２２１の一方がオンの場合には他方がオフになる所謂フリップフロップ動作を行うことによって、定電流直流電源装置１０からの直流定電流Ｉを、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０内のＡ相コイル３２２及びＢ相コイル３２３に交互に振り分けて、これらＡ相コイル３２２及びＢ相コイル３２３に矩形波電流を流す。そして、固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄによる吸引力によって回転子３１に生じるトルクが理論上最大となるようにするとともに、制動時には、半導体スイッチ２１１及び２２１の切り替えタイミングを、駆動時の出力タイミングから回転子３１が電気角１８０°に対応する角度を回転する時間だけずらすことにより、電力回生を効率よく行うことができる。
【０１２０】
なお、上述した実施形態では、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０は、回転子３２が２個の回転子凸極３１３ａ、３１３ｂを有し、固定子３２が４個の固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄを有する２相４極の構成であったが、回転子３２が２ｎ個（ｎは整数）の回転子凸極を有し、固定子３２が４ｎ個の固定子磁極を有する２相２ｎ極の構成であってもよい。
【０１２１】
図２０は、２相８極の定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の構造を示す断面図である。図２０に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０において、回転子３１は、回転鉄心３１５の外周面に回転軸３１６に平行に伸びる４つの回転子凸極３１５ａ、３１５ｂ、３１５ｃ、３１５ｄが周方向に等間隔（９０°の角度間隔）に配置形成されている。回転子３１を囲む固定子３２は、筒状の３２４の内周面に８つの固定子磁極３２４ａ、３２４ｂ、３２４ｃ、３２４ｄ、３２４ｅ、３２４ｆ、３２４ｇ、３２４ｈが周方向に等間隔（４５°の角度間隔）に形成された構造となっている。各固定子磁極３２４ａ〜３２４ｈの先端面と回転子３１の角回転子凸極３１５ａ〜３１５ｄの先端面との間に所定の空隙が形成されるように固定子３２と回転子３１との相対的な位置関係が設定されている。
【０１２２】
固定子３２において、８つの固定子磁極３２４ａ〜３２４ｈのうち１つおきに配置された固定子磁極３２４ａ、３２４ｃ、３２４ｅ、３２４ｇに励磁コイル３２５ａ、３２５ｂ、３２５ｃ、３２５ｄが、固定子磁極３２４ａから固定子磁極３２４ｃに向かう方向に磁束が形成され、また、固定子磁極３２４ｅから固定子磁極３２４ｇに向かう方向にも磁束が形成されるように巻回されている。これら４つの励磁コイル３２５ａ〜３２５ｄは直列接続されて全体としてＡ相コイルを構成する。残りの４つの固定子磁極３２４ｂ、３２４ｄ、３２４ｆ、３２４ｈに励磁コイル３２６ａ、３２６ｂ、３２６ｃ、３２６ｄが、固定子磁極３２４ｂから固定子磁極３２４ｄに向かう方向に磁束が形成され、また、固定磁極２３４ｅから固定子磁極３２４ｇに向かう方向に磁束が形成されるように巻回されている。これら４つの励磁コイル３２６ａ〜３２６ｄは直列接続されて全体としてＢ相コイルを構成する。
【０１２３】
この２相８極の定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０を用いる場合には、ヨーク３２４の部分の磁路断面積を小さくして小型軽量化を図るとともに、トルクの脈動周期を高域に移行することができる。
【０１２４】
更に、前述した定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０において、固定子３２を複数の固定子部分にて構成することができる（固定子の多重化）。この構成例は、図２１に示される。図２１において、回転子３１を囲む固定子３２は、４つの第１固定子部分３２−１、第２固定子部分３２−２、第３固定子部分３２−３、第４固定子部分３２−４にて構成される。
【０１２５】
各固定子部分３２−１、３２−２、３２−３、３２−４は、前述した定電流型フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の固定子３２（図２参照）と同じ構造となっている。即ち、各固定子部分３２−１、３２−２、３２−３、３２−４は、図２２の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示すように、筒状のヨーク３２１の内周面に４つの固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄが周方向に等間隔（９０°の角度間隔）に形成された構造となっている。各固定子部分３２−１〜３２−４において、固定子磁極３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄのうち１つおきに配置された磁極３２１ａ、３２１ｃに励磁コイル３２２ａ、３２２ｂが、固定磁極３２１ａから固定磁極３２１ｃに向かう方向に磁束が形成されるように巻回され、それら励磁コイル３２２ａ、３２２ｂが直列接続されている。また、残りの固定磁極３２１ｂ、３２１ｄに励磁コイル３２３ａ、３２３ｂが、固定磁極３２１ｂから固定磁極３２１ｄに向かう方向に磁束が形成されるように巻回され、それら励磁コイル３２３ａ、３２３ｂが直列接続されている。
【０１２６】
直列接続された励磁コイル３２２ａ及び３２２ｂは、第１固定子部分３２−１において第１のＡ相コイル３２２−１を、第２固定子部分３２−２において第２のＡ相コイル３２２−２を、第３固定子部分３２−３において第３のＡ相コイル３２２−３を、第４固定子部分３２−４において第４のＡ相コイル３２２−４を構成する。また、直列接続された励磁コイル３２３ａ及び３２３ｂは、第１固定子部分３２−１において第１のＢ相コイル３２３−１を、第２固定子部分３２−２において第２のＢ相コイル３２３−２を、第３固定子部分３２−３において第３のＢ相コイル３２３−３を、第４固定子部分３２−４において第４のＢ相コイル３２３−４を構成する。
【０１２７】
共通の回転子３１を囲む各固定子部分３２−１〜３２−４は、回転軸３１２の伸びる方向に所定間隔をもって、かつ、回転子３１（回転軸３１２）の回りに所定角度ずつ回転した状態で配置されている。具体的には、図１４の（ａ）に示す第１固定子部分３２−１（基準位置Ａ）に対して、第２固定子部分３２−２（基準位置Ａ）が図１４の（ｂ）に示すように２２．５°回転した状態で配置され、第３固定子部分３２−３（基準位置Ａ）が図１４の（ｃ）に示すように４５°回転した状態で配置され、更に、第４固定子部分３２−４（基準位置Ａ）が図１４の（ｄ）に示すように６７．５°回転した状態で配置されている。このような４つの固定子部分３２−１〜３２−４の配置の結果、４つ全部の固定子部分３２−１〜３２−４における１６個の磁極は等角度間隔（等角度ピッチ：２２．５°）に配置されたものとなる。
【０１２８】
このように固定子３２が４つの固定子部分３２−１、３２−２、３２−３、３２−４で構成される定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０（多重固定子型スイッチドリラクタンスモータ）を含むモータ駆動システムは、図２３に示すように構成される。図２３において、第１定電流フリップフロップ回路２０ａが定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０における第１固定子部分３２−１の第１のＡ相コイル３２２−１及び第１のＢ相コイル３２３−１に接続され、第２定電流フリップフロップ回路２０ｂがモータ３０における第２固定子部分３２−２の第２のＡ相コイル３２２−２及び第２のＢ相コイル３２３−２に接続され、第３定電流フリップフロップ回路２０ｃがモータ３０における第３固定子部分３２−３の第３Ａの相コイル３２２−３及び第３のＢ相コイル３２３−３に接続され、更に、第４定電流フリップフロップ回路２０ｄがモータ３０における第４固定子部分３２−４の第４のＡ相コイル３２２−４及び第４のＢ相コイル３２３−４に接続されている。
【０１２９】
各定電流フリップフロップ回路２０ａ（２０ｂ、２０ｃ、２０ｄ）は、前述した定電流フリップフロップ回路２０（図３参照）と同様に、第１スイッチング素子２１１ａ（２１１ｂ、２１１ｃ、２１１ｄ）及びダイオード２１２ａ（２１２ｂ、２１２ｃ、２１２ｄ）、２１３ａ（２１３ｂ、２１３ｃ、２１３ｄ）を含む第１の電流路２１０ａ（２１０ｂ、２１０ｃ、２１０ｄ）と、第２スイッチング素子２２１ａ（２２１ｂ、２２１ｃ、２２１ｄ）及びダイオード２２２ａ（２２２ｂ、２２２ｃ、２２２ｄ）、２２３ａ（２２３ｂ、２２３ｃ、２２３ｄ）を含む第２の電流路２２０ａ（２２０ｂ、２２０ｃ、２２０ｄ）とを有している。そして、第１の電流路２１０ａ（２１０ｂ、２１０ｃ、２１０ｄ）と定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の第１のＡ相コイル３２２−１（第２のＡ相コイル３２２−２、第３のＡ相コイル３２２−３、第４のＡ相コイル３２２−４）とが直列接続され、第２の電流路２２０ａ（２２０ｂ、２２０ｃ、２２０ｄ）と定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の第１のＢ相コイル３２３−１（第２のＢ相コイル３２３−２、第３のＢ相コイル３２３−３、第４のＢ相コイル３２３−４）とが直列接続されている。
【０１３０】
定電流フリップフロップ回路と定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０のＡ相コイル及びＢ相コイルとが接続された４つのユニットが直列接続されている。具体的には、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｘが初段の第１の定電流フリップフロップ回路２０ａにおける第１の電流路２１０ａ及び第２の電流路２２０ａに接続されている。そして、第１のＡ相コイル３２２−１及び第１のＢ相コイル３２３−１が次段の第２定電流フリップフロップ回路２０ｂにおける第１の電流路２１０ｂと第２の電流路２２０ｂとの接続点に接続され、第２のＡ相コイル３２２−２及び第２のＢ相コイル３２３−２が次段の第３定電流フリップフロップ回路２０ｃにおける第１の電流路２１０ｃと第２の電流路２２０ｃとの接続点に接続され、第３のＡ相コイル３２２−３及び第３のＢ相コイル３２３−３が次段の第４定電流フリップフロップ回路２０ｄにおける第１の電流路２１０ｂと第２の電流路２２０ｂとの接続点に接続されている。更に、最終段の第４定電流フリップフロップ２０ｄに接続される第４のＡ相コイル３２２−４及び第４のＢ相コイル２３２−４は、直流定電流電源装置１０の出力端子Ｙに接続されている。
【０１３１】
フリップフロップ制御回路６１は、図３に示すフリップフロップ制御回路６０と同様の制御を、第１定電流フリップフロップ回路２０ａ、第２定電流フリップフロップ回路２０ｂ、第３定電流フリップフロップ回路２０ｃ及び第４定電流フリップフロップ回路２０ｄのそれぞれに対して行う。即ち、フリップフロップ制御回路６１は、角度センサからの回転子３１の第１固定子部分３２−１に対する相対的な角度位置を表す角度位置情報に基づいて、第１定電流フリップフロップ２０ａ内の第１スイッチング素子２１１ａ及び第２スイッチング素子２２１ａをオン、オフさせるための動作信号を出力し、角度センサからの回転子３１の第２固定子部分３２−２に対する相対的な角度位置を表す角度位置情報に基づいて、第２定電流フリップフロップ２０ｂ内の第１スイッチング素子２１１ｂ及び第２スイッチング素子２２１ｂをオン、オフさせるための動作信号を出力する。また、フリップフロップ制御回路６１は、角度センサからの回転子３１の第３固定子部分３２−３に対する相対的な角度位置を表す角度位置情報に基づいて、第３定電流フリップフロップ２０ｃ内の第１スイッチング素子２１１ｃ及び第２スイッチング素子２２１ｃをオン、オフさせるための動作信号を出力し、角度センサからの回転子３１の第４固定子部分３２−４に対する相対的な角度位置を表す角度位置情報に基づいて、第４定電流フリップフロップ２０ｄ内の第１スイッチング素子２１１ｄ及び第２スイッチング素子２２１ｄをオン、オフさせるための動作信号を出力する。また、フリップフロップ制御回路６１は、制動指令を入力すると、動作信号の出力タイミングを、駆動時の出力タイミングから回転子１１が電気角１８０°に対応する角度を回転する時間だけずらす。
【０１３２】
上述したようなフリップフロップ制御回路６１の動作により、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０において、第１固定子部分３２−１のＡ相コイル３２２−１とＢ相コイル３２３−１とへの交互の矩形波交流電流の流れ、第２固定子部分３２−２のＡ相コイル３２２−２とＢ相コイル３２３−２とへの交互の矩形波交流電流の流れ、第３固定子部分３２−３のＡ相コイル３２２−３とＢ相コイル３２３−３とへの交互の矩形波交流電流の流れ、及び第４固定子部分３２−４のＡ相コイル３２２−４とＢ相コイル３２３−４とへの交互の矩形波交流電流の流れが、循環するように切換えられる。それにより、回転子３１に前述したのと同様の原理（図４Ａ〜４Ｅ参照）にてトルクが発生して、回転子３１が回転する（定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動）。また、動作信号の出力タイミングを、駆動時の出力タイミングから回転子３１が電気角１８０°に対応する角度を回転する時間だけずらすことにより、前述したのと同様の原理（図６Ａ〜図６Ｅ参照）にて回転子３１に制動力が作用して、回転子３１の制動がなされる（定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の制動）。
【０１３３】
定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０において、回転子３１を共通にして複数の固定子部分３２−１、３２−２、３２−３、３２−４を設け、各固定子部分２−１、３２−２、３２−３、３２−４を所定角度間隔（例えば、２２．５°）ずらして配置し、更に、前記複数の固定子部分３２−１〜３２−４に対応した定電流フリップフロップ回路２０ａ〜２０ｄの切換え動作を行うことにより、トルクゼロ点がなくなって、トルクの脈動を低減させるとともに、励磁コイルの相対的なリアクタンスを低減して、導通させる電流路を切り替える際の過電圧を低減させることができるようになる。
【０１３４】
前述したモータ駆動システムに用いられる直流定電流電源装置は、図２４に示すように構成することもできる。この例では、図８に示す直流電源１００及び定電流型インバータ１１に変えて、商用交流電源に接続された変圧回路１６を用いたことを特徴としている。図２４に示す直流定電流電源装置１０´は、商用交流電源の使用できる環境において駆動させるモータ（例えば、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０）を含むモータ駆動システムに用いられる。
【０１３５】
図２４に示す直流定電流電源装置１０´は、商用交流電源（例えば、交流１００Ｖ）に接続された変圧回路１６、定電流コンバータ１２、電流検出器１３及びリアクトル素子１４を有している。定電流コンバータ１２は、前述した例（図８参照）と同様に、ブリッジを構成する４つのスイッチ１２１、１２２、１２３、１２４を有している。そして、このブリッジのスイッチ１２１と１２３との接続点である一方の交流側端子ｃと、前記ブリッジのスイッチ１２２と１２４との接続点である他方の交流側端子ｄとが変圧回路１６の二次側端子に接続されている。また、前記ブリッジの出力側の一方端がリアクトル素子１４及び電流検出器１２を介して出力端子Ｘに接続され、前記ブリッジの出力側の他方端が出力端子Ｙに接続されている。そして、定電流コンバータ１２の交流側端子ｃ、ｄが変圧回路１６の二次側端子に接続されている。
【０１３６】
図２４には示していないが、直流定電流電源装置１０´は、図８に示した例と同様に、定電流制御回路を有している。この定電流制御回路は、出力端子Ｘからモータ負荷側に供給される直流定電流Ｉ（指令値に基づいている）を維持するように、定電流コンバータ１２におけるブリッジの各スイッチ１２１、１２２、１２３、１２４の制御により変圧回路１６からの正弦波交流電圧を基準とした定電流コンバータ１２の交流側の正弦波交流電流の位相角αを制御している。この位相角αの制御は、前述した例（図９、図１５、図１６、図１７、図１８参照）と同様になされる。
【０１３７】
このような直流定電流電源装置１０´によれば、前述した直流定電流電源装置１０（図８参照）と同様に、変圧回路１６からの正弦波交流電圧を基準とした定電流コンバータ１２に入力する正弦波交流電流の位相角αを０°〜１８０°の範囲で制御することにより、出力電流Ｉを指令値に応じた直流定電流に維持しつつ、出力電圧Ｅoを、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動、回生制動及び速度に応じて、負の電圧から正の電圧までの全域にわたって制御することができるので（図１８参照）、従来のようなブリッジ内のスイッチ対の切換え制御を特に必要とせずに、常にスイッチのオン・オフ及びそのパルス幅制御によって、定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ３０の駆動、制動とともにそのモータ出力に応じた電力を自動的に供給、回生することができるようになる。そして、その回生電力は、変圧回路１６を介して商用交流電源に戻すことができるようになる。
【産業上の利用可能性】
【０１３８】
本発明に係る直流定電流電源装置は、負荷の正負に係わらず指定された定電流の出力を維持させるための制御をより容易にすることが可能となり、モータ等の負荷の起電力の正負及び大小に係わらず指示された一定電流を出力するとともに負荷側からの回生エネルギーの回収を可能にした直流定電流電源装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１３９】
【図１】本発明の実施の一形態に係る直流定電流電源装置を用いたモータ駆動システムの基本構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示すモータ駆動システムに用いられる定電流フリップフロップリラクタンスモータ（スイッチドリラクタンスモータ）の構造を示す断面図である。
【図３】図１に示すモータ駆動システムに用いられ、定電流フリップフロップリラクタンスモータの励磁コイルの通電制御を行う定電流フリップフロップ回路の構成例を示す回路図である。
【図４Ａ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの駆動時において通電される励磁コイルと回転子（回転子凸極）との関係を示す図（その１）である。
【図４Ｂ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの駆動時において通電される励磁コイルと回転子（回転子凸極）との関係を示す図（その２）である。
【図４Ｃ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの駆動時において通電される励磁コイルと回転子（回転子凸極）との関係を示す図（その３）である。
【図４Ｄ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの駆動時において通電される励磁コイルと回転子（回転子凸極）との関係を示す図（その４）である。
【図４Ｅ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの駆動時において通電される励磁コイルと回転子（回転子凸極）との関係を示す図（その５）である。
【図５】定電流フリップフロップリラクタンスモータの駆動時における負荷起電力（ａ）と発生トルク（ｂ）とを示す図である。
【図６Ａ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの回生制動時において通電される励磁コイルと回転子との関係を示す図（その１）である。
【図６Ｂ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの回生制動時において通電される励磁コイルと回転子との関係を示す図（その２）である。
【図６Ｃ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの回生制動時において通電される励磁コイルと回転子との関係を示す図（その３）である。
【図６Ｄ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの回生制動時において通電される励磁コイルと回転子との関係を示す図（その４）である。
【図６Ｅ】定電流フリップフロップリラクタンスモータの回生制動時において通電される励磁コイルと回転子との関係を示す図（その５）である。
【図７】定電流フリップフロップリラクタンスモータの制動時における負荷起電力（ａ）と発生トルク（ｂ）を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態に係る直流定電流電源装置の構成を示す回路図である。
【図９】位相角αがゼロでの制御における矩形波交流電圧ｅi、矩形波交流電流ｉi、出力電流Ｉ、コンバータ出力ｅo、出力電圧Ｅoを示すタイミングチャートである。
【図１０】図９に示す制御のモード（１）において直流定電流電源装置を流れる電流を示す図である。
【図１１】図９に示す制御のモード（２）において直流定電流電源装置を流れる電流を示す図である。
【図１２】位相角αが３０°での制御における矩形波交流電圧ｅi、矩形波交流電流ｉi、出力電流Ｉ、コンバータ出力ｅo、出力電圧Ｅoを示すタイミングチャートである。
【図１３】図１２に示す制御のモード（１）において直流定電流電源装置を流れる電流を示す図である。
【図１４】図１２に示す制御のモード（３）において直流定電流電源装置を流れる電流を示す図である。
【図１５】位相角αが９０°での制御における矩形波交流電圧ｅi、矩形波交流電流ｉi、出力電流Ｉ、コンバータ出力ｅo、出力電圧Ｅoを示すタイミングチャートである。
【図１６】位相角αが１５０°での制御における矩形波交流電圧ｅi、矩形波交流電流ｉi、出力電流Ｉ、コンバータ出力ｅo、出力電圧Ｅoを示すタイミングチャートである。
【図１７】位相角αが１８０°での制御における矩形波交流電圧ｅi、矩形波交流電流ｉi、出力電流Ｉ、コンバータ出力ｅo、出力電圧Ｅoを示すタイミングチャートである。
【図１８】０°≦α≦１８０°の範囲で位相角αが制御される場合の出力電圧Ｅoの特性を示す図である。
【図１９】定電流フリップフロップ型リラクタンスモータの状態（加速、定速、減速（制動））と直流定電流電源装置の動作（設定定電流値、出力電圧）との関係を示す図である。
【図２０】定電流フリップフロップ型リラクタンスモータの他の構成例を示す断面図である。
【図２１】定電流フリップフロップ型リラクタンスモータの更に他の基本構成例（多重固定子型スイッチドリラクタンスモータ）を示す図である。
【図２２】図２１に示す構造の定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ（多重固定子型スイッチドリラクタンスモータ）における複数の固定子部分の構成を示す図である。
【図２３】図２１及び図２２に示す定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ（多重固定子型スイッチドリラクタンスモータ）を用いたモータ駆動システムにおける定電流フリップフロップ回路の構成を示す回路図である。
【図２４】本発明の他の実施の形態に係る直流定電流電源装置を示す回路図である。
【図２５】従来の直流定電流電源装置を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１４０】
１０ 直流定電流電源装置
１１ 回生型インバータ
１１１、１１２、１１３、１１４ スイッチ
１２ 定電流コンバータ
１２１、１２２、１２３、１２４ スイッチ
１３ 電流検出器
１４ リアクトル素子
２０ 定電流フリップフロップ回路
２１０ 第１の電流路
２１１ 第１スイッチ素子
２１２、２１３ ダイオード
２２０ 第２の電流路
２２１ 第２スイッチング素子
２２２、２２３ ダイオード
２３０ コンデンサ
３０ 定電流フリップフロップ型リラクタンスモータ
３１ 回転子
３１２ 回転軸
３１３ 回転鉄心
３１３ａ、３１３ｂ 回転子凸極
３２ 固定子
３２１ ヨーク
３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ、３２１ｄ 固定子磁極
３２２ａ、３２２ｂ 励磁コイル（Ａ相コイル３２２）
３２３ａ、３２３ｂ 励磁コイル（Ｂ相コイル３２３）
３２−１ 第１固定子部分
３２−２ 第２固定子部分
３２−３ 第３固定子部分
３２−４ 第４固定子部分
４０ ディファレンシャルギア
５０ 機械ブレーキ
６０、６１ フリップフロップ制御回路
７０ クロックパルス発生回路
８０ 定電流制御回路
１００ 直流電源
【特許請求の範囲】
【請求項１】
充電可能な直流電源と、
複数のスイッチにて構成された第１ブリッジを有し、直流側端子が前記直流電源の出力端子に接続されたインバータと、
前記インバータにおける前記第１ブリッジの各スイッチを所定周期のパルス信号にてオン・オフ制御して、前記インバータの交流側端子から矩形波交流の電圧及び電流を出力させるインバータ駆動手段と、
複数のスイッチにて構成された第２ブリッジを有し、交流側端子が前記インバータの前記交流側端子に接続され、負荷の接続される出力端子に結合されたコンバータと、
負荷起電力の正負及び大きさに係わりなく、出力電流が一定方向及び指示された一定値に維持されるように前記インバータの交流側端子から前記コンバータの交流側端子に供給される矩形波交流電圧を基準とした矩形波交流電流の位相を制御して前記出力端子間に現れる出力電圧を制御する定電流制御手段とを備え、負荷起電力の正負及び大小に対応して負荷電力を自動的に供給及び回生できるようにした直流定電流電源装置。
【請求項２】
商用交流電源に接続されて所定レベルの正弦波交流の電圧及び電流を二次側端子から出力する変圧回路と、
複数のスイッチにて構成されたブリッジを有し、交流側端子が前記変圧回路の二次側端子に接続され、負荷の接続される出力端子に結合されたコンバータと、
負荷起電力の正負及び大きさに係わりなく、出力電流が一定方向及び指定された一定値に維持されるように前記変圧回路から前記コンバータの交流側端子に供給される正弦波交流電圧を基準とした正弦波交流電流の位相を制御して前記出力端子に現われる出力電圧を制御する定電流制御手段とを備え、負荷起電力の正負及び大小に対応して負荷電力を自動的に供給及び回生できるようにした直流定電流電源装置。
【請求項３】
磁性体によりなり、２ｎ（ｎは整数）個の凸部が周方向に等間隔に形成された回転子と、該回転子の外方に前記各凸部に対して所定の空隙が形成されるように４ｎ個の磁極を等間隔に配置してなる固定子と、該固定子の前記４ｎ個の磁極のうちの１つおきに配置された磁極のそれぞれに巻回される第１のコイルと、前記４ｎ個の磁極のうちの残りの磁極のそれぞれに巻回される第２のコイルとを有するスイッチドリラクタンスモータと、
請求項１記載及び請求項２のいずれかに記載の直流定電流電源装置と、
交互に導通状態の切換えがなされ得る第１の電流路と第２の電流路とを有するフリップフロップ回路と、
前記フリップフロップ回路の前記第１の電流路と前記第２の電流路との導通状態を交互に切換えるフリップフロップ制御手段とを備え、
前記直流定電流電源装置の一方の出力端子から出力される直流定電流が前記フリップフロップ回路の第１の電流路を通って前記スイッチドリラクタンスモータの前記第１のコイルを流れ、前記直流定電流が前記フリップフロップ回路の前記第２の電流路を通って前記スイッチドリラクタンスモータの前記第２のコイルを流れ、前記第１及び第２のコイルを流れた前記直流定電流が前記直流定電流電源装置の他方の出力端子に帰還するように、前記直流定電流電源装置と、前記フリップフロップ回路と、前記スイッチドリラクタンスモータとが接続され、
前記フリップフロップ制御手段は、前記スイッチドリラクタンスモータの前記回転子の角度位置に応じて前記第１及び第２の電流路の導通状態を交互に切換えて、電気角１８０°幅の矩形波電流を前記第１及び第２のコイルに交互に流し、前記スイッチドリラクタンスモータの駆動時と制動時とで、前記第１及び第２の電流路の導通状態を切換えるタイミングを前記回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転時間だけずらすように前記フリップフロップ回路を制御するモータ駆動システム。
【請求項４】
磁性体によりなり、２ｎ（ｎは整数）個の凸部が周方向に等間隔に形成された回転子と、該回転子の外方に前記各凸部に対して所定の空隙が形成されるように４ｎ個の磁極が等間隔に配置されたｍ個の固定子部分が軸方向に重ねられて各磁極が周方向に等間隔となるように一体化された固定子と、各固定子部分の前記４ｎ個の磁極のうちの１つおきに配置された磁極のそれぞれに巻回される第１のコイルと、前記４ｎ個の磁極のうちの残りの磁極のそれぞれに巻回される第２のコイルとを有する多重固定子型スイッチドリラクタンスモータと、
請求項１及び請求項２のいずれかに記載の直流定電流電源装置と、
交互に導通状態の切換えがなされ得る第１の電流路と第２の電流路とを有するｍ個のフリップフロップ回路と、
ｍ個の前記フリップフロップ回路それぞれの前記第１の電流路と前記第２の電流路との導通状態を交互に切換えるフリップフロップ制御手段とを備え、
前記スイッチドリラクタンスモータにおける前記ｍ個の固定子部分のそれぞれがｍ個の前記フリップフロップ回路のいずれかに対応づけられ、各フリップフロップ回路の第１の電流路と対応する固定子部分に設けられた第１のコイルとが直列接続されるとともに第２の電流路と対応する固定子部分に設けられた第２のコイルとが直列接続された状態で、ｍ個の前記フリップフロップ回路が直列的に接続され、前記直流定電流電源装置の一方の出力端子から出力さる直流定電流が前記直列的に接続された初段のフリップフロップ回路の第１及び第２の電流路に入力し、最終段のフリップフロプの第１の電流路に接続された第１のコイル及び第２の電流路に接続された第２のコイルを流れた前記直流定電流が前記直流定電流電源装置の他方の出力端子に帰還するように、前記直流定電流電源装置、ｍ個の前記フリップフロップ回路及び前記スイッチドリラクタンスモータが接続され、
前記フリップフロップ制御手段は、前記スイッチドリラクタンスモータの前記回転子の角度位置に応じてｍ個のフリップフロップ回路それぞれにおける第１及び第２の電流路の導通状態を交互に切換えて、電気各１８０°幅の矩形波電流を前記第１及び第２のコイルに交互に流し、前記スイッチドリラクタンスモータの駆動時と制動時とで、前記第１及び第２の電流路の導通状態を切換えるタイミングを前記回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転時間だけずらすように各フリップフロップを制御するモータ駆動システム。
【請求項１】
充電可能な直流電源と、
複数のスイッチにて構成された第１ブリッジを有し、直流側端子が前記直流電源の出力端子に接続されたインバータと、
前記インバータにおける前記第１ブリッジの各スイッチを所定周期のパルス信号にてオン・オフ制御して、前記インバータの交流側端子から矩形波交流の電圧及び電流を出力させるインバータ駆動手段と、
複数のスイッチにて構成された第２ブリッジを有し、交流側端子が前記インバータの前記交流側端子に接続され、負荷の接続される出力端子に結合されたコンバータと、
負荷起電力の正負及び大きさに係わりなく、出力電流が一定方向及び指示された一定値に維持されるように前記インバータの交流側端子から前記コンバータの交流側端子に供給される矩形波交流電圧を基準とした矩形波交流電流の位相を制御して前記出力端子間に現れる出力電圧を制御する定電流制御手段とを備え、負荷起電力の正負及び大小に対応して負荷電力を自動的に供給及び回生できるようにした直流定電流電源装置。
【請求項２】
商用交流電源に接続されて所定レベルの正弦波交流の電圧及び電流を二次側端子から出力する変圧回路と、
複数のスイッチにて構成されたブリッジを有し、交流側端子が前記変圧回路の二次側端子に接続され、負荷の接続される出力端子に結合されたコンバータと、
負荷起電力の正負及び大きさに係わりなく、出力電流が一定方向及び指定された一定値に維持されるように前記変圧回路から前記コンバータの交流側端子に供給される正弦波交流電圧を基準とした正弦波交流電流の位相を制御して前記出力端子に現われる出力電圧を制御する定電流制御手段とを備え、負荷起電力の正負及び大小に対応して負荷電力を自動的に供給及び回生できるようにした直流定電流電源装置。
【請求項３】
磁性体によりなり、２ｎ（ｎは整数）個の凸部が周方向に等間隔に形成された回転子と、該回転子の外方に前記各凸部に対して所定の空隙が形成されるように４ｎ個の磁極を等間隔に配置してなる固定子と、該固定子の前記４ｎ個の磁極のうちの１つおきに配置された磁極のそれぞれに巻回される第１のコイルと、前記４ｎ個の磁極のうちの残りの磁極のそれぞれに巻回される第２のコイルとを有するスイッチドリラクタンスモータと、
請求項１記載及び請求項２のいずれかに記載の直流定電流電源装置と、
交互に導通状態の切換えがなされ得る第１の電流路と第２の電流路とを有するフリップフロップ回路と、
前記フリップフロップ回路の前記第１の電流路と前記第２の電流路との導通状態を交互に切換えるフリップフロップ制御手段とを備え、
前記直流定電流電源装置の一方の出力端子から出力される直流定電流が前記フリップフロップ回路の第１の電流路を通って前記スイッチドリラクタンスモータの前記第１のコイルを流れ、前記直流定電流が前記フリップフロップ回路の前記第２の電流路を通って前記スイッチドリラクタンスモータの前記第２のコイルを流れ、前記第１及び第２のコイルを流れた前記直流定電流が前記直流定電流電源装置の他方の出力端子に帰還するように、前記直流定電流電源装置と、前記フリップフロップ回路と、前記スイッチドリラクタンスモータとが接続され、
前記フリップフロップ制御手段は、前記スイッチドリラクタンスモータの前記回転子の角度位置に応じて前記第１及び第２の電流路の導通状態を交互に切換えて、電気角１８０°幅の矩形波電流を前記第１及び第２のコイルに交互に流し、前記スイッチドリラクタンスモータの駆動時と制動時とで、前記第１及び第２の電流路の導通状態を切換えるタイミングを前記回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転時間だけずらすように前記フリップフロップ回路を制御するモータ駆動システム。
【請求項４】
磁性体によりなり、２ｎ（ｎは整数）個の凸部が周方向に等間隔に形成された回転子と、該回転子の外方に前記各凸部に対して所定の空隙が形成されるように４ｎ個の磁極が等間隔に配置されたｍ個の固定子部分が軸方向に重ねられて各磁極が周方向に等間隔となるように一体化された固定子と、各固定子部分の前記４ｎ個の磁極のうちの１つおきに配置された磁極のそれぞれに巻回される第１のコイルと、前記４ｎ個の磁極のうちの残りの磁極のそれぞれに巻回される第２のコイルとを有する多重固定子型スイッチドリラクタンスモータと、
請求項１及び請求項２のいずれかに記載の直流定電流電源装置と、
交互に導通状態の切換えがなされ得る第１の電流路と第２の電流路とを有するｍ個のフリップフロップ回路と、
ｍ個の前記フリップフロップ回路それぞれの前記第１の電流路と前記第２の電流路との導通状態を交互に切換えるフリップフロップ制御手段とを備え、
前記スイッチドリラクタンスモータにおける前記ｍ個の固定子部分のそれぞれがｍ個の前記フリップフロップ回路のいずれかに対応づけられ、各フリップフロップ回路の第１の電流路と対応する固定子部分に設けられた第１のコイルとが直列接続されるとともに第２の電流路と対応する固定子部分に設けられた第２のコイルとが直列接続された状態で、ｍ個の前記フリップフロップ回路が直列的に接続され、前記直流定電流電源装置の一方の出力端子から出力さる直流定電流が前記直列的に接続された初段のフリップフロップ回路の第１及び第２の電流路に入力し、最終段のフリップフロプの第１の電流路に接続された第１のコイル及び第２の電流路に接続された第２のコイルを流れた前記直流定電流が前記直流定電流電源装置の他方の出力端子に帰還するように、前記直流定電流電源装置、ｍ個の前記フリップフロップ回路及び前記スイッチドリラクタンスモータが接続され、
前記フリップフロップ制御手段は、前記スイッチドリラクタンスモータの前記回転子の角度位置に応じてｍ個のフリップフロップ回路それぞれにおける第１及び第２の電流路の導通状態を交互に切換えて、電気各１８０°幅の矩形波電流を前記第１及び第２のコイルに交互に流し、前記スイッチドリラクタンスモータの駆動時と制動時とで、前記第１及び第２の電流路の導通状態を切換えるタイミングを前記回転子の電気角１８０°に対応する角度の回転時間だけずらすように各フリップフロップを制御するモータ駆動システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図４Ｃ】
【図４Ｄ】
【図４Ｅ】
【図５】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図６Ｃ】
【図６Ｄ】
【図６Ｅ】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２】
【図３】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図４Ｃ】
【図４Ｄ】
【図４Ｅ】
【図５】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図６Ｃ】
【図６Ｄ】
【図６Ｅ】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【公開番号】特開２０１０−１３０７５４（Ｐ２０１０−１３０７５４Ａ）
【公開日】平成２２年６月１０日（２０１０．６．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−３０１１６４（Ｐ２００８−３０１１６４）
【出願日】平成２０年１１月２６日（２００８．１１．２６）
【出願人】（５０５２５６９３９）
【出願人】（５０５２５６９４０）
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年６月１０日（２０１０．６．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１１月２６日（２００８．１１．２６）
【出願人】（５０５２５６９３９）
【出願人】（５０５２５６９４０）
【Ｆターム（参考）】
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