パルス幅変調されるモーター・コントローラの利得エラー相殺のための電力供給変動の抑止
ディスクドライブ・システムのボイスコイルモーター（２２）の位置決めドライバ（３２）が開示される。パルス幅変調される前段ドライバ（４６）が、ボイスコイルモーター（２２）を駆動するため「Ｈ」ブリッジに配置されるパワー・トランジスタ（５０ＰＨ、５０ＮＨ、５０ＰＬ、５０ＮＬ）に結合され、電力供給電圧（ＶＭ）でバイアスがかけられる。パルス幅変調される前段ドライバ（４６）は、エラー増幅器（３６）からのエラー信号とランプ・クロック生成器（４８）で生成されるランプ・クロック信号（ＲＭＰ）との比較に従ってパワー・トランジスタ（５０ＰＨ、５０ＮＨ、５０ＰＬ、５０ＮＬ）を駆動する。ランプ・クロック生成器（４８）は、電力供給電圧（ＶＭ）の変動に応答してランプ・クロック信号（ＲＭＰ）の高及び低限界を変調する制御回路を含む。高及び低限界のこの変調が、電力供給電圧（ＶＭ）の変動に起因するパワー・トランジスタ（５０）の利得の変動を補償する。制御回路は、例えば、一定の周波数を維持するため、電力供給電圧（ＶＭ）の変動に従ってランプ・クロック信号（ＲＭＰ）の勾配も変調し得る。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はモーター制御の分野に関し、更に特定して言えば、コンピュータ・ディスクドライブ・コントローラに用いられるようなボイスコイルモーターの制御に関連する。
【背景技術】
【０００２】
業界では明白なことであるが、磁気ディスクドライブは、依然として、デスクトップ・ワークステーション及びポータブル「ラップトップ」コンピュータの両方を含む今日のコンピュータの大容量読み出し／書き込み記憶装置の主流技術である。磁気ディスクドライブは今日、ポータブル・オーディオ・システム及びプレーヤーなど、一層小型のポータブル・システムにおいても普及している。
【０００３】
今日のディスクドライブには、一般に、「スピンドル」モーター及び「ボイスコイル」モーターが含まれる。スピンドル・モーターは、ディスクの所与の半径のセクターが、データ・トランスデューサ、即ち読み出し／書き込み「ヘッド」、の横を通過するように、オペレーションの間、磁気ディスクを回転させる。「ボイスコイル」モーターは、データが書き込まれている又はデータが読み出されているトラック位置に対応する、磁気ディスク表面の径方向の位置に、データ・トランスデューサを配置させる。典型的に、データ・トランスデューサは、磁気ディスクの外周の外の旋回地点から、回転する磁気ディスクの表面全体を旋回する位置決めアームの端にあり、位置決めアームの旋回が、磁気ディスク表面の上のデータ・トランスデューサの径方向の位置を変化させるようにしている。ボイスコイルモーターは、位置決めアームの旋回を、及びそれによりデータ・トランスデューサのトラック位置を制御する。
【０００４】
ボイスコイルモーター・コントローラ回路は、一般に、出力ドライバ対を介してボイスコイルモーターに駆動信号を供給し、出力ドライバ対は、ボイスコイルモーターの相対する側に接続される高側の及び低側のドライバを含むのが典型的である。オペレーションにおいて、位置決めアームは、ボイスコイルモーターを介して低側のドライバに電流を供給する高側のドライバによって一方向に旋回され、ボイスコイルモーターを介して高側のドライバに電流を供給する低側のドライバによって反対の方向に旋回される。
【０００５】
更なる背景として、米国特許番号第５，８３８，５１５号は、パルス幅変調された（「Ｄ級」）モードで及びリニア・モードでも動作する、デュアルモード・ボイスコイルモーター・ドライバについて記述している。当業界では周知であるように、ボイスコイルモーターの「トラック追従」動作モードは、データ・トランスデューサを所望のトラック位置に維持し、「トラック・シーク」動作モードは、位置決めアームを１つのトラック位置から別のトラック位置へ移動させる。この参照文献は、ボイスコイルモーターは、トラック・シークの間パルス幅変調されたモードで動作するが、シーク軌道（ｔｒａｊｅｃｔｏｒｙ）の減速位相の開始時に、リニア・モードに配置され、トラック追従の間リニア・モードにとどまることを記述している。
【０００６】
ここで図１を参照すると、従来のパルス幅変調されるボイスコイルモーターが図示されている。この例では、差動エラー信号は線ＥＲＲＰ、ＥＲＲＭで受信される。入力線ＥＲＲＰはコンパレータ３Ｈの非反転入力に供給され、入力線ＥＲＲＭはコンパレータ３Ｌの非反転入力に供給される。線ＥＲＲＰ、ＥＲＲＭ上の差動エラー信号は、一般に、フィードバック信号を所望の入力レベルと比較するエラー増幅器（図示せず）によって生成される。ランプ・クロック生成器２は、所望のパルス幅変調された（ＰＷＭ）出力信号の周波数に対応する周波数で三角波信号を生成し、このランプ・クロック信号をコンパレータ３Ｈ、３Ｌの反転入力に供給する。コンパレータ３Ｈの出力は、差動ＰＷＭ出力増幅器４Ｈの入力に供給され、コンパレータ３Ｌの出力は、差動ＰＷＭ出力増幅器４Ｌの入力に接続される。差動ＰＷＭ出力増幅器４Ｈは、パワー・トランジスタ５ＰＨ、５ＰＬのゲートに供給される出力レベルを生成し、これが差動電圧ｇＰを定める。同様に、差動ＰＷＭ出力増幅器４Ｌは、差動電圧ｇＭで、パワー・トランジスタ５ＮＨ、５ＮＬのゲートに供給される出力レベルを生成する。
【０００７】
パワー・トランジスタ５は、ボイスコイルモーター（ＶＣＭ）９のための技術において既知であるような、従来の「Ｈ」ブリッジで配列される。この配列では、パワー・トランジスタ５ＰＨ、５ＰＬは、電力供給電圧ＶＭと接地との間に直列に接続されるソース・ドレイン・パスを有し、パワー・トランジスタ５ＮＨ、５ＮＬも同様である。ＶＣＭ９は、トランジスタ５ＰＬのドレインとトランジスタ５ＰＨのソースとのノードＶＣＭＰ（この例では、トランジスタ５ＰＬ、５ＰＨはそれぞれｎチャネル・デバイスである）と、トランジスタ５ＮＬのドレインとトランジスタ５ＮＨのソースとのノードＶＣＭＮとの間に接続される。従って、ノードＶＣＭＰ、ＶＣＭＮの相対的な電圧は、ＶＣＭ９を介して導通される電流の極性及び大きさを決定する。
【０００８】
ここで、図１の従来の配列のオペレーションを図２に関連して説明する。図２から明らかなように、一方の入力エラー線ＥＲＲＰ、ＥＲＲＭ上の信号と、他方のランプ・クロック生成器２からの出力信号ＲＭＰとの間の関係が、ＶＣＭ９を介する電流を定める。図２に示すように、ＰＷＭ出力増幅器４Ｈからの差動電圧ｇＰは、ランプ・クロックＲＭＰの瞬間電圧よりも高い、線ＥＲＲＰ上の電圧に応答してプラスとなり、線ＥＲＲＰがランプ・クロックＲＭＰの電圧より低い電圧のときマイナスとなる。この例では、再び図１を参照すると、プラスの差動電圧ｇＰは、トランジスタ５ＰＬに対してトランジスタ５ＰＨをオンにし、これが、ノードＶＣＭＰの電圧を電力供給電圧ＶＭに向かって引き寄せる。同様に、ＰＷＭ出力増幅器４Ｌからの差動電圧ｇＭは、ランプ・クロックＲＭＰの瞬間電圧よりも低い、線ＥＲＲＭ上の電圧に応答してプラスとなり、線ＥＲＲＭがランプ・クロックＲＭＰの電圧よりも高い電圧のときマイナスとなる。プラスの差動電圧ｇＭは、トランジスタ５ＮＨに対してトランジスタ５ＮＬをオンにし、これが、ノードＶＣＭＮの電圧を接地に向かって引き込む。
【０００９】
一般に、電流は、ノードＶＣＭＰ、ＶＣＭＮの電圧が互いに異なるとき、ノードＶＣＭＡ、ＶＣＭＢ間で及びＶＣＭ９を介して導通される。図２において、電流パルスＴ０からＴ３は、差動電圧ｇＰ、ｇＭの両方がプラスの極性であるときに対応して、ＶＣＭ９を介して導通されるプラスの極性の電流を図示し、電流パルスＴ４及びＴ５は、差動電圧ｇＰ、ｇＭの両方がマイナスの極性であるときに対応して、ＶＣＭ９を介するマイナスの極性の電流を図示する。この例では、パルスＴ０からＴ３にあるようなプラスの極性の電流パルスは、入力線ＥＲＲＰの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを上回り、入力線ＥＲＲＭの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを下回る状況に起因する。逆に、入力線ＥＲＲＰが波形ＲＭＰの電圧よりも低い電圧であり、同じく波形ＲＭＰの電圧より低い電圧である入力線ＥＲＲＭと組み合わさる時間の間、電流パルスＴ４、Ｔ５及び対応する差動電圧ｇＰ、ｇＭで示すように、電流はＶＣＭ９を介して反対の方向に導通される。図２の例において、このマイナスの電流駆動は、入力線ＥＲＲＰの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを下回って低下し、入力線ＥＲＲＭの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを上回って上昇した結果である。差動電圧ｇＰ、ｇＭが反対の極性である時間の間、ノードＶＣＭＰ、ＶＣＭＮの電圧は、効果的に互いに等しくなり、電流は全く導通されない。
【００１０】
本発明と関連して、電力供給電圧の変動が、図１の従来のＰＷＭ ＶＣＭ駆動回路のトランスコンダクタンス又はオープン・ループ・ゲインに影響を与え、従って、ＶＣＭ９を介して駆動される電流に影響を与えることが分かっている。「Ｈ」ブリッジ配列のパワー・トランジスタ５を介する電流は、電力供給電圧ＶＭに直接依存し、当然、電力供給電圧ＶＭが一層高いとドレイン電流は一層高くなり、そのため、所与の一定のデューティ・サイクルの間、ＶＣＭ９を介する電流が一層高くなることは図１から明らかである。
【００１１】
図２を参照し、駆動回路の利得を考えるため、参照電圧Ｖｒｅｆを「擬似接地」と考えることが可能である。線ＥＲＲＰ、ＥＲＲＭのエラー電圧が両方とも参照電圧Ｖｒｅｆである場合、電流は全く駆動されず、デューティ・サイクル電圧０％となる。線ＥＲＲＰ、ＥＲＲＭのエラー電圧がランプ・クロックＲＭＰのそれぞれのピーク電圧である場合、電流はＶＣＭ９を介して恒常的に導通される。例えば、線ＥＲＲＰのエラー電圧がプラスのピーク・レベルであり、線ＥＲＲＭのエラー電圧がマイナスのピーク・レベルである場合、プラスの電流がＶＣＭ９を介して１００％のデューティ・サイクルで導通される。反対に、線ＥＲＲＰのエラー電圧がマイナスのピーク・レベルであり、線ＥＲＲＭのエラー電圧がプラスのピーク・レベルである場合、マイナスの電流がＶＣＭ９を介して同じく１００％のデューティ・サイクルで導通される。
【００１２】
電力供給変動の影響は、電力供給電圧ＶＭが１２ボルト、駆動段のオープン・ループ・ゲインが公称値で１２、参照電圧Ｖｒｅｆが接地である一例で考察することができる。従って、１００％のデューティ・サイクルが得られる、ランプ・クロックＲＭＰのセンター・ツー・ピーク電圧Ｖｐｅａｋは、次の式から考えることができる。
【数１】
ＶＣＭ９は双方向モーターであるため、この状況でのランプ・クロックＲＭＰのピーク・ツー・ピーク電圧ランプは２ボルトとなる。しかし、±１０％の電力供給電圧公差が規定される場合、電力供給電圧ＶＭは１０．８ボルトから１３．２ボルトまで変動し得る。この±１０％の電力供給電圧ＶＭの変動にわたってセンター・ツー・ピーク電圧Ｖｐｅａｋを１ボルトに維持すると、駆動回路オープン・ループ・ゲインは、１０．８から１３．２まで対応して変動する。このように、電力供給電圧ＶＭの変動は、オープン・ループ・ゲインの対応する変動を引き起こす。
【００１３】
オープン・ループ・ゲインのこれらの変動の影響は、２００２年４月１６日に登録された米国特許番号第６，３７４，０４３号に記載されるような、デュアルモード・ボイスコイルモーター・ドライバ回路において最も明白である。リニア・モードでは、ＶＣＭ駆動のフィードバック制御が、パワー・トランジスタ５の駆動における変動をなくす。また、Ｄ級又はパルス幅変調される多くのボイスコイルモーター駆動システム又はモードも、そのモードの定常状態オペレーションの間、オープン・ループ・ゲインの変動を補償するフィードバック制御を含む。しかし、米国特許番号第６，３７４，０４３号に記載されるような、デュアルモード・ボイスコイルモーター・ドライバ回路は、リニア・モードからＰＷＭモードへの遷移を行う。遷移を行うとき、フィードバック制御ループがその結果のエラーに応答可能になるときまで、駆動回路のオープン・ループ・ゲインがボイスコイルモーターの駆動を支配する。従って、オープン・ループ・ゲインの変動は、例えば、図１のパワー・トランジスタ５の「Ｈ」ブリッジでは、駆動モード間の遷移において非常に明白なものとなり得る。
【００１４】
また、従来のディスクドライブ・システムには、データ・トランスデューサの位置の制御に、及びそのためボイスコイルモーターの制御に電気的フィードバックを用いず、そのような制御に機械的位置決めデバイスを代わりに用いるものもある。このような従来のシステムでは、ボイスコイルモーター駆動回路のオープン・ループ・ゲインの変動は、データ・トランスデューサの位置決めに直接影響を与える。このような利得の変動は、トラック整定時間を長くし、ひどい場合には位置決めエラーを引き起こすと考えられている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
従って、本発明の一つの目的は、電力供給電圧の変動が補償される、パルス幅変調されるＤ級駆動回路を提供することである。
【００１６】
本発明の更なる目的は、電力供給電圧の変動に起因するオープン・ループ・ゲインの変動が補償されるような、駆動回路を提供することである。
【００１７】
本発明の更なる目的は、電力供給電圧の変動がＰＷＭ出力周波数の変動を引き起こさないような、駆動回路を提供することである。
【００１８】
本発明の更なる目的は、データ・トランスデューサを選択されたディスク・トラックに配置するボイスコイルモーターへの駆動を制御するための駆動回路を含む、ディスクドライブ・システムを提供することである。
【００１９】
本発明のその他の目的および利点は、当業者であれば、添付の図面と共に以下の明細書を参照することによって明らかになるであろう。
【００２０】
本発明は、ディスクドライブのデータ・トランスデューサ、又は読み出し／書き込みヘッド、を位置決めするボイスコイルモーターを駆動するために有効であるような駆動回路に実装され得る。ランプ・クロック生成器は、パルス幅変調された出力駆動信号を生成する目的で、それに対してエラー信号が比較される波形を生成する。ランプ・クロック生成器は、ランプ・クロックの電圧限界、又は波形の勾配、又は両方が、電力供給電圧の変動に応答して変調されるように、出力駆動回路の電力供給電圧に応答する制御回路を含む。
【実施例】
【００２１】
本発明を、その好ましい実施例、即ち、最近のコンピュータ・ディスクドライブ・システムのボイスコイルモーターの駆動回路に組み込まれるような実施例、に関連して説明する。これは、本発明がこのようなアプリケーションにおいて特に有益であると考えられるためである。しかし、本発明は、他のアプリケーションにおいても有益となるように用いられ得、そのような使用は、本明細書を参照すれば当業者には明らかであることも想到されている。
【００２２】
図３は、本発明の好ましい実施例に従って構成されたディスクドライブ・システム１０を全般的に示す。ディスクドライブ・システム１０は、スピンドル・ドライバ回路１６に応答してスピンドル・モーター１４によって回転される、１つ又はそれ以上の磁気媒体ディスク１２を含む。データ・トランスデューサ１８は、ディスクドライブ・システム１０の読み出し／書き込みヘッドであり、位置決めアーム１７の端部に配置される。図１に示した多数のディスクの場合、各々が１つ又はそれ以上のデータ・トランスデューサ１８を有する、多数の位置決めアーム１７が提供される。ボイスコイルモーター（ＶＣＭ）２２は、データ・トランスデューサ１８がディスク１２の選択可能な径方向のトラックに位置するように、位置決めアーム１７を旋回させるように動作する。ディスク１２のこれらの径方向のトラックは、ディスクドライブ・システム１０のオペレーションに用いられる、トラック識別データ、位置情報、及び同期化データを含む。データ・トランスデューサ１８は、ディスクへのユーザー・データの記録（「書き込み」）及びディスクからのユーザー・データの読み出しの両方のため、データが書き込まれたトラック及びセクターを識別する信号を検出するため、及びヘッドがディスクのトラックに対し適切に横方向に並ぶようにするサーボバースト（ｓｅｒｖｏ ｂｕｒｓｔｓ）を検出するために用いられる。
【００２３】
ディスク１２に記録された磁気信号に応答してヘッド１８によって生成されるアナログ電気信号は、ホスト・コンピュータ・システム（図示せず）への及びホスト・コンピュータ・システムからの最終的な通信のため、データ・パス１３に転送される。デジタル又はアナログのいずれかの形式でディスク１２に予め記録されているサーボ信号は、１つ又はそれ以上のサーボ復調器回路（図示せず）によって検出及び復調され、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）３０によって処理され、位置決めドライバ回路３２を介してデータ・トランスデューサ１８の位置を制御する。位置決めドライバ回路３２は、スピンドル・モーター１４を制御するスピンドル・ドライバ回路１６と共通のマイクロコントローラ内に組み込まれ得る。位置決めドライバ回路３２は、所望なように、ディスクドライブ・システム１０内の他の回路と統合されてもよい。
【００２４】
次に図４を参照し、ボイスコイルモーター（ＶＣＭ）２２自体と組み合わせて、本発明の好ましい実施例に従って位置決めドライバ回路３２の構成を説明する。この説明から明らかなように、位置決めドライバ回路３２は、それがリニア駆動モード及びパルス幅変調される（又はＤ級）駆動モードの両方を含むという点で、デュアルモードである。
【００２５】
パワー・トランジスタ５０は、ＶＣＭ２２を介する電流を駆動するために従来の「Ｈ」ブリッジで配列される。「高」側の駆動はトランジスタ５０ＰＨ、５０ＰＬによって提供され、これらは、本発明のこの実施例では両方ともｎチャネル・パワー金属酸化膜半導体（ＭＯＳ）トランジスタである。当業界では周知であるように、所望とされる場合、ＶＣＭ２２を駆動するために相補型ＭＯＳ（ＣＭＯＳ）技術を用いることもでき、この場合、トランジスタ５０ＰＨはｐチャネルＭＯＳトランジスタであり得る。高側のトランジスタ５０ＰＨ、５０ＰＬのソース・ドレイン・パスは、電力供給電圧ＶＭと接地との間に直列に接続される。同様に、「低」側の駆動はトランジスタ５０ＮＨ、５０ＮＬによって提供され、これらのトランジスタも電力供給電圧ＶＭと接地との間に直列に接続されるソース・ドレイン・パスを有する。ボイスコイルモーター２２は、トランジスタ５０ＰＨのソースとトランジスタ５０ＰＬのドレインとのノードＶＣＭＰと、トランジスタ５０ＮＨのソースとトランジスタ５０ＮＬのドレインとのノードＶＣＭＮとの間に接続される。ノードＶＣＭＰ、ＶＣＭＮの電圧は、当業界では通常、「位相」電圧と呼ぶ。電流感知レジスタ５１は、レジスタ５１とＶＣＭ２２との間の感知ノードＩＳＰと共に、ＶＣＭ２２と直列に接続される。
【００２６】
一般に、当業界では周知であるように、トランジスタ５０のゲートに印加される相対的な駆動は、ＶＣＭ２２を介する電流の極性及び大きさを決定する。例えば、トランジスタ５０ＰＨがトランジスタ５０ＰＬに比較して比較的強くオンになるように、高側の駆動トランジスタ５０ＰＨ、５０ＰＬのゲートにバイアスがかけられ、トランジスタ５０ＮＬがトランジスタ５０ＮＨに比べて比較的強くオンになるように、低側の駆動トランジスタ５０ＮＨ、５０ＮＬのゲートにバイアスがかけられる場合、ノードＶＣＭＰの位相電圧はノードＶＣＭＮの位相電圧よりも高くなる。この結果、電流が、トランジスタ５０ＰＨを介して供給され、ＶＣＭ２２を介して導通され、トランジスタ５０ＮＬを介して吸い込まれることになり、これにより、ＶＣＭ２２が位置決めアーム１７を１つの方向に旋回させる。逆に、トランジスタ５０ＰＬがトランジスタ５０ＰＨに比較して比較的強くオンとなるように、高側の駆動トランジスタ５０ＰＨ、５０ＰＬのゲートにバイアスがかけられ、トランジスタ５０ＮＨがトランジスタ５０ＮＬに比べて比較的強くオンとなるように、低側の駆動トランジスタ５０ＮＨ、５０ＮＬのゲートにバイアスがかけられる場合、ノードＶＣＭＮの位相電圧はノードＶＣＭＰの位相電圧よりも高くなる。この結果、電流が、トランジスタ５０ＮＨを介して供給され、ＶＣＭ２２を介して導通され、トランジスタ５０ＰＬを介して吸い込まれることになり、これにより、ＶＣＭ２２が位置決めアーム１７を反対の方向に旋回させる。
【００２７】
従って、トランジスタ５０のゲートに印加される電圧が、ＶＣＭ２２を介して導通される電流の極性及び大きさを制御する。これが、図３のディスクドライブ・システム１０において位置決めドライバ回路３２が達成する機能である。
【００２８】
再び図４を参照すると、位置決めドライバ回路３２のリニア側では、電流感知増幅器３４が、その入力でノードＶＣＭＰ及びＩＳＰの電圧を受信し、レジスタ５１を通る電圧低下に対応しそのためＶＣＭ２２を介する電流に対応する信号を生成する。この信号は、エラー増幅器３６の入力で制御電圧ＶＤＡＣと加算され（ｓｕｍｍｅｄ）、エラー増幅器３６の他方の入力は参照電圧ＶＲＥＦを受信する。エラー増幅器３６は、当業界で既知であるように、オペレーションの安定化のため、その出力と入力との間に接続される補償フィードバック・ネットワーク３７を含む。エラー増幅器３６の出力は、ＶＣＭ２２を介する瞬間電流レベルに対応する電圧と加算された所望の電圧ＶＤＡＣと、参照電圧ＶＲＥＦとの差に対応するエラー信号である。このエラー信号は、ノードＶＣＭＰ、ＶＣＭＮの位相電圧に対応するフィードバック信号と共に、リニア前段（ｐｒｅｓｔａｇｅ）ドライバ３８に供給される。エラー信号及びこれらの位相電圧に応答して、リニア前段ドライバ３８は、ＶＣＭ２２を介する電流を定める電圧で、ブリッジ・トランジスタ５０ＰＨ、５０ＰＬ、５０ＮＨ、５０ＮＬのゲートを駆動し、その結果、ディスク１２上の所望なトラック位置をシーク又は追従する際、位置決めアーム１７及びトランスデューサ１８（図１）の動きを制御する。
【００２９】
本発明に関連して用いられ得るような、リニア前段ドライバ３８の構成及びオペレーションに関する更なる詳細は、米国特許番号第６，３７４，０４３号で提供されている。また、ボイスコイルモーター２２のためのリニア・ドライバの他のアーキテクチャも本発明に関連して代替として用いられ得ることが想到されている。
【００３０】
位置決めドライバ回路３２のＰＷＭ側では、エラー増幅器３６からのエラー信号は、差動増幅器４０の１つの入力に転送され、差動増幅器４０の第２の入力は参照電圧ＶＲＥＦを受信する。差動増幅器４０は、エラー増幅器３６からのエラー信号と参照電圧ＶＲＥＦとの間の差に対応する差動出力信号を生成する。差動増幅器４０の一方の出力はコンパレータ４２Ｐの入力に供給され、差動増幅器４０の他方の出力はコンパレータ４２Ｎの入力に供給される。コンパレータ４２Ｐ、４２Ｎの各々は、これらの入力を、ランプ・クロック生成器４８によって生成されるランプ・クロック信号ＲＡＭＰと比較する。以下に詳細に説明するように、ランプ・クロック信号ＲＡＭＰは、電力供給電圧ＶＭに依存するような方式でランプ・クロック生成器４８によって生成される。コンパレータ４２Ｐ、４２Ｎの各々は、差動増幅器４０から受信した入力とランプ・クロック信号ＲＡＭＰとの間の比較に応答してフル・レール出力信号を生成し、その結果のロジック・レベルをＰＷＭ前段ドライバ４６に提供し、次に、ＰＷＭ前段ドライバ４６は、トランジスタ５０のゲートに供給される駆動信号を生成する。図４の「Ｈ」ブリッジのトランジスタ５０のオペレーションは、図１に関連して上述したものに対応する。このようにして、「Ｈ」ブリッジのトランジスタ５０は、ＶＣＭ２２に供給され、その旋回及び動きを制御する、パルス幅変調された電流を生成する。
【００３１】
次に図５を参照し、本発明のオペレーションの原理を説明する。ランプ・クロック信号ＲＭＰは、公称ランプ・クロック信号であり、公称ランプ・クロック信号がそうであるように最高レベルＶＨ及び最低レベルＶＬを有する三角波形である。一方で、ランプ・クロック信号ＲＭＰは、鋸歯波形又はパルス幅変調された出力信号を生成するのに有効であるように時間と共に変化する別の波形であってもよい。この説明では三角波形を指すが、本発明は、このような他の波形形状に同様に適用され得ることを理解されたい。擬似電圧Ｖｒｅｆが実際には接地、即ち０ボルト、であるこの例では、ランプ・クロック信号ＲＭＰは、電圧ＶＨ＝−ＶＬである、プラス及びマイナスの極性のエクスカーションを有する。１００％のデューティ・サイクルのエラー電圧ＥＲＲＰ、ＥＲＲＭは、図５ではそれぞれ電圧ＶＨ、ＶＬで示す。ランプ・クロック信号ＲＭＰの期間は、この例では時間Ｔである。
【００３２】
上述のように、主にパワー・トランジスタ５０の「Ｈ」ブリッジでの、位置決めドライバ３２のオープン・ループ・ゲインは、電力供給電圧ＶＭが変化すると変化する。本発明に従って、この利得変動は、式１に従って、電力供給電圧ＶＭの関数としてランプ・クロック信号のピーク振幅Ｖｐｅａｋを変えることによって、補償することができることが分かっている。これにより、出力ＰＷＭ信号のデューティ・サイクルの変化が起こり、これが、電力供給電圧の変動に起因するオープン・ループ・ゲインの変化を補償する。例えば、電力供給電圧ＶＭがその公称値から増加する場合、ピーク振幅Ｖｐｅａｋも増加し、これにより、出力ＰＷＭ信号のデューティ・サイクルの減少となる。反対に、電力供給電圧ＶＭの低減は、ランプ・クロック信号のピーク振幅Ｖｐｅａｋの減少によって補償され、これは、低減されたオープン・ループ・ゲインを補償する、ＰＷＭデューティ・サイクルの増加に反映される。
【００３３】
また、ランプ・クロック回路の積分電流を生成するために用いられる電流源が修正されない限り、ランプ・クロックの振幅がランプ・クロック信号ＲＭＰ’に変えられるにつれて、ランプ・クロック信号ＲＭＰ’の周波数も変化することも分かっている。ランプ・クロック周波数はその出力の全ＰＷＭ周波数を直接制御するため、多くのアプリケーションにおいて、この周波数は修正されることが好ましい。しかし、本発明の好ましい実施例に従って、ランプ・クロック周波数の完全な又は部分的な修正は任意に選択できる。
【００３４】
図５に示す例では、ランプ・クロック信号ＲＭＰ’は、本発明の好ましい実施例に従って、電力供給電圧ＶＭの増加が補償されるランプ・クロック信号に対応する。この例では、補償されたランプ・クロック信号ＲＭＰ’の周波数も、以下に説明するように、公称ランプ・クロック信号ＲＭＰの周波数に合うように調節される。補償されたランプ・クロック信号ＲＭＰ’は、ランプ・クロック信号ＲＭＰと同じ周波数で、最大電圧ＶＨ’＝ＶＨ＋ΔＶＨから最小電圧ＶＬ’＝ＶＬ＋ΔＶＬまでのエクスカーションを起こす。電圧ΔＶＨ、ΔＶＬと電力供給電圧ＶＭの変動ΔＶＭとの間の関係は、次のように示すことができる。
【数２】
図５から明らかなように、補償されたランプ・クロック信号ＲＭＰ’に対する周波数をランプ・クロック信号ＲＭＰと同じ周波数に維持するため、補償されたランプ・クロック信号ＲＭＰ’の勾配は、公称ランプ・クロック信号ＲＭＰの勾配から次の式の新しい勾配ｍ’に変えられる。
【数３】
この補償は、補償されたランプ・クロック信号ＲＭＰ’がエラー電圧ＥＲＲＰを上回る又はエラー電圧ＥＲＲＭを下回る（この例では公称ランプ・クロック信号ＲＭＰに起因するフル・デューティ・サイクルと比較して）時間Δｔに対応する量だけ、ＰＷＭデューティ・サイクルを低減させる。デューティ・サイクル（全体の期間Ｔの分数として示される）の変化は、次の数式に示す。
【数４】
デューティ・サイクルのこの変化は、式２を式３に置き換えることによって、次の式で表すことができる。
【数５】
これは、電力供給電圧ＶＭの変化の点で式２を考慮すると、次のように表すことができる。
【数６】
電力供給電圧変動に起因するオープン・ループ・ゲインの変化を補償するのは、デューティ・サイクルのこの変化である。
【００３５】
図５の例に示すように、周波数を一定に維持するため、公称ランプ・クロック信号ＲＭＰの勾配ｍに対するランプ・クロック信号ＲＭＰ’の勾配ｍ’の変化は、以下の式のようになる。
【数７】
又は、
【数８】
これらの勾配ｍ、ｍ’は、従来のランプ生成器の充電及び放電に対応する。例えば、ランプ生成器の１つの種類は、無論、次の式に対応するキャパシタの充電及び放電に基づいている。
【数９】
その結果、勾配をｍからｍ’に変えるには、ランプ生成器のキャパシタに供給される充電電流（及び放電電流）を、充電及び放電電流の差Δｉ＝ｉ’−ｉが電力供給電圧の差に対応するように変える必要がある。
【数１０】
【数１１】
上述のように、電力供給電圧の変動に従ってランプ生成器の充電及び放電電流を変調することにより、ランプ・クロック信号の周波数は、オープン・ループ・ゲインの変化を補償しつつ一定に維持され得る。
【００３６】
当業界で既知であるように、他の種類ランプ生成器回路も業界では既知である。例えば、別の種類のランプ生成器回路は、階段関数パルスの積分値に対応する出力信号を生成する積分器を含む。積分率は、演算増幅器回路のフィードバック・キャパシタによって決まることが典型的である。従って、このようなランプ生成器回路からの出力ランプ信号の勾配は、電力供給電圧の変動に応答して静電容量値を変化させることによって変調され得ることは、当業者であればことが理解されよう。当業者であれば、本明細書を参照すれば、ＰＷＭ周波数を一定に維持するために、これらの及び更に他の代替のランプ生成器回路のランプ信号の勾配の変調をもたらすことが容易に可能であることが想到されている。
【００３７】
上述のように、幾つかのアプリケーションにおいて、デューティ・サイクルがオープン・ループ・ゲインの対応する変化を補償するように変調される限り、ランプ・クロック信号の周波数を、電力供給電圧の変化と共に変調させる得ることも許容し得る。更に別の代替例として、所望であれば、ランプ・クロック信号の勾配は、周波数の変化を低減させて、部分的に修正されてもよいことが想到されている。周波数が、デューティ・サイクルの変化を変調することができる範囲は、本発明の好ましい実施例の特定のアプリケーションに従って、設計者により所望なように実現され得る。
【００３８】
いずれの場合でも、ＰＷＭデューティ・サイクルの補償、及びランプ・クロック信号の勾配の補償は、公称電力供給電圧ＶＭに対応する公称値に関連して、ディスクドライブ・システムの起動時に提供され得る。好ましくは、ＰＷＭデューティ・サイクル及びランプ・クロック信号ＲＭＰの勾配がオペレーションの間に調節され得るように、電力供給電圧ＶＭのリアルタイム監視又は測定が成されてもよい。
【００３９】
従って、本発明の好ましい実施例に従って、「Ｈ」ブリッジ出力駆動回路のパワー・トランジスタ５０に供給される電力供給電圧の変動に起因する、オープン・ループ・ゲインの変動を補償するために、ＰＷＭオペレーションのデューティ・サイクルが低減される。次に図６を参照し、ランプ生成器４８の構成を本発明の好ましい実施例に従って詳細に説明する。この特定の例のランプ生成器４８は、タイミング・キャパシタの充電及び放電に基づいており、そのようなものとして説明する。あらゆるランプ生成器回路が、ランプ・クロック信号の電圧限界を制御し及びその勾配及びそのためその周波数を制御する構成要素又は他のパラメータを必然的に含むことを考えれば、当業者であれば、本明細書を参照すれば、本発明を、アナログ方式で、他の種類のランプ生成器回路に容易に適用し得ることが想到されている。
【００４０】
図６に示すように、タイミング・キャパシタ６０は、充電ノードＣＮに接続される１つの極板、及びその反対の接地の極板を有する。電流源６２Ｈ及び電流源６２Ｌは、出力ランプ・クロック信号ＲＭＰの電圧エクスカーションがプラス及びマイナスの極性の両方であり得ることを考慮し、バイアス電圧Ｖ＋及びバイアス電圧Ｖ−の間に直列に接続される。この直列接続において、スイッチ６４Ｈが電流源６２Ｈと充電ノードＣＮとの間に直列に接続され、スイッチ６４Ｌが充電ノードＣＮと電流源６２Ｌとの間に直列に接続される。以下に説明するように、スイッチ６４Ｌ、６４Ｈはレベル検出器６６によって制御される。
【００４１】
バッファ６１は、充電ノードＣＮに接続される入力、及びランプ・クロック信号ＲＭＰとして供給され、更にレベル検出器６６に転送される出力を有する。レベル検出器６６は、ランプ・クロック信号ＲＭＰの高及び低電圧限界を示す、線ＶＨ、ＶＬ上の信号を受信する。レベル検出器６６は、ランプ・クロック信号ＲＭＰの瞬間電圧を、線ＶＨ、ＶＬ上の信号に対応する高及び低電圧限界と比較し、これに従ってスイッチ６４Ｈ、６４Ｌの状態を制御する。オペレーションでは、キャパシタ６０を充電するため、スイッチ６４Ｈは閉じられ、スイッチ６４Ｌは開放される（図６の例に示すように）。充電ノードＣＮからのバッファ６１の出力に生じる電圧が、線ＶＨ上の信号に対応する高電圧限界に達すると、レベル検出器６６は、放電半周期を開始するため、スイッチ６４Ｈを開き、スイッチ６４Ｌを閉じる。その後、キャパシタ６０は、充電ノードＣＮからのバッファ６１の出力の電圧が、線ＶＬ上の信号に対応する低電圧限界に達するまで、電流源６２Ｌを介して放電し、充電半周期は、線ＶＬ上の信号に対応してレベル検出器６６によるスイッチ６４Ｌの開放及びスイッチ６４Ｈの閉鎖を反復する。充電及び放電半周期はこのようにして継続する。
【００４２】
この説明から明らかなように、充電及び放電半周期の周波数は、電流源６２Ｈ、６２Ｌの電流に依存する。本発明のこの実施例において、周波数制御回路６５は、これらの充電及び放電電流を制御するため、電流源６２Ｈ、６２Ｌへの制御信号を生成する。当業界では既知であるように、電流源６２Ｈ、６２ＬはＭＯＳトランジスタとして実装され得、この場合、周波数制御回路６５がこれらの電流レベルを設定するために適切なゲート電圧を供給する。典型的に、ランプ生成器４８が動作する少なくとも公称周波数は、設計によって又はユーザ制御で決定される。
【００４３】
本発明の好ましい実施例に従って、線ＶＨ、ＶＬでレベル検出器６６に伝達される高及び低電圧限界は、図５に関連して上述した方式で、電力供給電圧ＶＭの変動に応答して変調される。この例では、ランプ生成器４８は、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８を含み、これは電力供給電圧ＶＭ及び参照電圧ＶＲＥＧをも受信し、参照電圧ＶＲＥＧに対して電力供給電圧ＶＭが比較され測定される。参照電圧ＶＲＥＧは、バンドギャップ参照回路、電圧レギュレータ、或いは、電力供給電圧ＶＭとは実質的に無関係である参照電圧を生成するための別の従来の回路によって生成され得る。本発明の好ましい実施例に従って、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８は、電力供給電圧ＶＭを参照電圧ＶＲＥＧと比較するため、及びこの比較に応答してレベル検出器６６への線ＶＨ、ＶＬ上に適切な高及び低電圧限界信号を生成するための、適切な回路を含む。当業者であれば、本明細書を参照すれば、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８に適切な詳細な回路を容易に導き出すことが可能であることが想到されている。
【００４４】
従って、オペレーションにおいて、電力供給電圧ＶＭが増加すると、図５に関連して上述した方式で、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８が、線ＶＨ、ＶＬ上に適切な信号を送出することにより、レベル検出器６６によって用いられる高及び低電圧限界を増加させる。反対に、電力供給電圧ＶＭが低減すると、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８が、線ＶＨ、ＶＬ上に適切な信号を送出することにより、レベル検出器６６によって用いられる高及び低電圧限界を低減させる。いずれの場合も、ランプ・クロック信号ＲＭＰのピーク電圧Ｖｐｅａｋは電力供給電圧ＶＭレベルに従って変調され、上述のように出力ＰＷＭ信号のデューティ・サイクルの変化をもたらす。このデューティ・サイクルの変化は、電力供給電圧ＶＭの変動によるオープン・ループ・ゲインの変動を補償する。
【００４５】
本発明のこの好ましい実施例に従って、電力供給電圧ＶＭの変動に応答してランプ・クロック信号ＲＭＰの周波数も制御され得る。図６に示すように、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８は、周波数制御回路６５に接続される出力も有する。このため、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８は、電力供給電圧ＶＭの参照電圧ＶＲＥＧに対する比較に応答して、周波数制御回路６５に制御信号を送出することができる。従って、周波数制御回路６５は、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８によって送出される信号に応答して、電流源６２Ｈ、６２Ｌに供給されるバイアス又は制御信号を調節することができる。上述のように、ＰＷＭデューティ・サイクルを低減させるため、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８がピーク電圧Ｖｐｅａｋを増加させるように電力供給電圧ＶＭが増加する場合、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８は、ランプ・クロック信号ＲＭＰの周波数を一定に保つため、電流源６２Ｈ、６２Ｌによって供給される充電及び放電電流も増加するように、周波数制御回路６５に制御信号を送出することもできる。反対に、電力供給電圧ＶＭが一層低いと、一層低いピーク電圧Ｖｐｅａｋと調和してランプ・クロック信号ＲＭＰの一定の周波数を保つように、電流源６２Ｈ、６２Ｌを介する電流を低減させるように、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８が、周波数制御回路６５に信号を送出することができる。しかし、上述のように、ランプ・クロック信号ＲＭＰの周波数のこの制御は必須ではない。また、部分的な制御が所望とされる場合、周波数は、ピーク電圧の変化を部分的にのみ補償するように調節されてもよい。
【００４６】
従って、本発明の好ましい実施例に従って、電力供給電圧の変動によるパルス幅変調された信号のオープン・ループ・ゲインの変動は、ランプ・クロック信号の限界を変更することによって補償される。また、ランプ・クロック信号の周波数は、一定に維持され得、又は所望である場合、部分的に調節されてもよい。ディスクドライブのボイスコイルモーターのコンテキストにおいて、オープン・ループ・ゲイン変動のこの補償は、データ・トランスデューサ、又は読み出し書き込みヘッド、の位置決めにおける精度を改良させる。この改良される精度は、デュアルモード・ボイスコイルモーター・コントローラの駆動モード間の遷移において、及びデータ・トランスデューサ及び位置決めアームの機械的位置決め制御を用いるこれらのディスクドライブ・システムにおいて、特に明らかである。
【００４７】
本発明を本発明の好ましい実施例に従って説明してきたが、もちろん、これらの実施例の変形及びその代替、即ち、本発明の利点及び利益をもたらすこのような変形及び代替は、本明細書及びその図面を参照すれば当業者には明らかであると考えられる。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】ボイスコイルモーターのための従来のパルス幅変調される駆動回路の概略図の形式の電気回路図である。
【図２】図２は、図１の従来のパルス幅変調される駆動回路のオペレーションを説明するタイミング図である。
【図３】図３は、本発明の好ましい実施例に従って構成されたディスクドライブ・システムのブロック図の形式の電気回路図である。
【図４】図４は、本発明の好ましい実施例に従って構成された、図３のシステムのボイスコイルモーター駆動回路のブロック図の形式の電気回路図である。
【図５】図５は、本発明の好ましい実施例のオペレーションの原理を説明するタイミング図である。
【図６】図６は、本発明の好ましい実施例に従って構成された、図４のボイスコイルモーター駆動回路のランプ・クロック生成器の構成を説明する電気回路図である。
【技術分野】
【０００１】
本発明はモーター制御の分野に関し、更に特定して言えば、コンピュータ・ディスクドライブ・コントローラに用いられるようなボイスコイルモーターの制御に関連する。
【背景技術】
【０００２】
業界では明白なことであるが、磁気ディスクドライブは、依然として、デスクトップ・ワークステーション及びポータブル「ラップトップ」コンピュータの両方を含む今日のコンピュータの大容量読み出し／書き込み記憶装置の主流技術である。磁気ディスクドライブは今日、ポータブル・オーディオ・システム及びプレーヤーなど、一層小型のポータブル・システムにおいても普及している。
【０００３】
今日のディスクドライブには、一般に、「スピンドル」モーター及び「ボイスコイル」モーターが含まれる。スピンドル・モーターは、ディスクの所与の半径のセクターが、データ・トランスデューサ、即ち読み出し／書き込み「ヘッド」、の横を通過するように、オペレーションの間、磁気ディスクを回転させる。「ボイスコイル」モーターは、データが書き込まれている又はデータが読み出されているトラック位置に対応する、磁気ディスク表面の径方向の位置に、データ・トランスデューサを配置させる。典型的に、データ・トランスデューサは、磁気ディスクの外周の外の旋回地点から、回転する磁気ディスクの表面全体を旋回する位置決めアームの端にあり、位置決めアームの旋回が、磁気ディスク表面の上のデータ・トランスデューサの径方向の位置を変化させるようにしている。ボイスコイルモーターは、位置決めアームの旋回を、及びそれによりデータ・トランスデューサのトラック位置を制御する。
【０００４】
ボイスコイルモーター・コントローラ回路は、一般に、出力ドライバ対を介してボイスコイルモーターに駆動信号を供給し、出力ドライバ対は、ボイスコイルモーターの相対する側に接続される高側の及び低側のドライバを含むのが典型的である。オペレーションにおいて、位置決めアームは、ボイスコイルモーターを介して低側のドライバに電流を供給する高側のドライバによって一方向に旋回され、ボイスコイルモーターを介して高側のドライバに電流を供給する低側のドライバによって反対の方向に旋回される。
【０００５】
更なる背景として、米国特許番号第５，８３８，５１５号は、パルス幅変調された（「Ｄ級」）モードで及びリニア・モードでも動作する、デュアルモード・ボイスコイルモーター・ドライバについて記述している。当業界では周知であるように、ボイスコイルモーターの「トラック追従」動作モードは、データ・トランスデューサを所望のトラック位置に維持し、「トラック・シーク」動作モードは、位置決めアームを１つのトラック位置から別のトラック位置へ移動させる。この参照文献は、ボイスコイルモーターは、トラック・シークの間パルス幅変調されたモードで動作するが、シーク軌道（ｔｒａｊｅｃｔｏｒｙ）の減速位相の開始時に、リニア・モードに配置され、トラック追従の間リニア・モードにとどまることを記述している。
【０００６】
ここで図１を参照すると、従来のパルス幅変調されるボイスコイルモーターが図示されている。この例では、差動エラー信号は線ＥＲＲＰ、ＥＲＲＭで受信される。入力線ＥＲＲＰはコンパレータ３Ｈの非反転入力に供給され、入力線ＥＲＲＭはコンパレータ３Ｌの非反転入力に供給される。線ＥＲＲＰ、ＥＲＲＭ上の差動エラー信号は、一般に、フィードバック信号を所望の入力レベルと比較するエラー増幅器（図示せず）によって生成される。ランプ・クロック生成器２は、所望のパルス幅変調された（ＰＷＭ）出力信号の周波数に対応する周波数で三角波信号を生成し、このランプ・クロック信号をコンパレータ３Ｈ、３Ｌの反転入力に供給する。コンパレータ３Ｈの出力は、差動ＰＷＭ出力増幅器４Ｈの入力に供給され、コンパレータ３Ｌの出力は、差動ＰＷＭ出力増幅器４Ｌの入力に接続される。差動ＰＷＭ出力増幅器４Ｈは、パワー・トランジスタ５ＰＨ、５ＰＬのゲートに供給される出力レベルを生成し、これが差動電圧ｇＰを定める。同様に、差動ＰＷＭ出力増幅器４Ｌは、差動電圧ｇＭで、パワー・トランジスタ５ＮＨ、５ＮＬのゲートに供給される出力レベルを生成する。
【０００７】
パワー・トランジスタ５は、ボイスコイルモーター（ＶＣＭ）９のための技術において既知であるような、従来の「Ｈ」ブリッジで配列される。この配列では、パワー・トランジスタ５ＰＨ、５ＰＬは、電力供給電圧ＶＭと接地との間に直列に接続されるソース・ドレイン・パスを有し、パワー・トランジスタ５ＮＨ、５ＮＬも同様である。ＶＣＭ９は、トランジスタ５ＰＬのドレインとトランジスタ５ＰＨのソースとのノードＶＣＭＰ（この例では、トランジスタ５ＰＬ、５ＰＨはそれぞれｎチャネル・デバイスである）と、トランジスタ５ＮＬのドレインとトランジスタ５ＮＨのソースとのノードＶＣＭＮとの間に接続される。従って、ノードＶＣＭＰ、ＶＣＭＮの相対的な電圧は、ＶＣＭ９を介して導通される電流の極性及び大きさを決定する。
【０００８】
ここで、図１の従来の配列のオペレーションを図２に関連して説明する。図２から明らかなように、一方の入力エラー線ＥＲＲＰ、ＥＲＲＭ上の信号と、他方のランプ・クロック生成器２からの出力信号ＲＭＰとの間の関係が、ＶＣＭ９を介する電流を定める。図２に示すように、ＰＷＭ出力増幅器４Ｈからの差動電圧ｇＰは、ランプ・クロックＲＭＰの瞬間電圧よりも高い、線ＥＲＲＰ上の電圧に応答してプラスとなり、線ＥＲＲＰがランプ・クロックＲＭＰの電圧より低い電圧のときマイナスとなる。この例では、再び図１を参照すると、プラスの差動電圧ｇＰは、トランジスタ５ＰＬに対してトランジスタ５ＰＨをオンにし、これが、ノードＶＣＭＰの電圧を電力供給電圧ＶＭに向かって引き寄せる。同様に、ＰＷＭ出力増幅器４Ｌからの差動電圧ｇＭは、ランプ・クロックＲＭＰの瞬間電圧よりも低い、線ＥＲＲＭ上の電圧に応答してプラスとなり、線ＥＲＲＭがランプ・クロックＲＭＰの電圧よりも高い電圧のときマイナスとなる。プラスの差動電圧ｇＭは、トランジスタ５ＮＨに対してトランジスタ５ＮＬをオンにし、これが、ノードＶＣＭＮの電圧を接地に向かって引き込む。
【０００９】
一般に、電流は、ノードＶＣＭＰ、ＶＣＭＮの電圧が互いに異なるとき、ノードＶＣＭＡ、ＶＣＭＢ間で及びＶＣＭ９を介して導通される。図２において、電流パルスＴ０からＴ３は、差動電圧ｇＰ、ｇＭの両方がプラスの極性であるときに対応して、ＶＣＭ９を介して導通されるプラスの極性の電流を図示し、電流パルスＴ４及びＴ５は、差動電圧ｇＰ、ｇＭの両方がマイナスの極性であるときに対応して、ＶＣＭ９を介するマイナスの極性の電流を図示する。この例では、パルスＴ０からＴ３にあるようなプラスの極性の電流パルスは、入力線ＥＲＲＰの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを上回り、入力線ＥＲＲＭの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを下回る状況に起因する。逆に、入力線ＥＲＲＰが波形ＲＭＰの電圧よりも低い電圧であり、同じく波形ＲＭＰの電圧より低い電圧である入力線ＥＲＲＭと組み合わさる時間の間、電流パルスＴ４、Ｔ５及び対応する差動電圧ｇＰ、ｇＭで示すように、電流はＶＣＭ９を介して反対の方向に導通される。図２の例において、このマイナスの電流駆動は、入力線ＥＲＲＰの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを下回って低下し、入力線ＥＲＲＭの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを上回って上昇した結果である。差動電圧ｇＰ、ｇＭが反対の極性である時間の間、ノードＶＣＭＰ、ＶＣＭＮの電圧は、効果的に互いに等しくなり、電流は全く導通されない。
【００１０】
本発明と関連して、電力供給電圧の変動が、図１の従来のＰＷＭ ＶＣＭ駆動回路のトランスコンダクタンス又はオープン・ループ・ゲインに影響を与え、従って、ＶＣＭ９を介して駆動される電流に影響を与えることが分かっている。「Ｈ」ブリッジ配列のパワー・トランジスタ５を介する電流は、電力供給電圧ＶＭに直接依存し、当然、電力供給電圧ＶＭが一層高いとドレイン電流は一層高くなり、そのため、所与の一定のデューティ・サイクルの間、ＶＣＭ９を介する電流が一層高くなることは図１から明らかである。
【００１１】
図２を参照し、駆動回路の利得を考えるため、参照電圧Ｖｒｅｆを「擬似接地」と考えることが可能である。線ＥＲＲＰ、ＥＲＲＭのエラー電圧が両方とも参照電圧Ｖｒｅｆである場合、電流は全く駆動されず、デューティ・サイクル電圧０％となる。線ＥＲＲＰ、ＥＲＲＭのエラー電圧がランプ・クロックＲＭＰのそれぞれのピーク電圧である場合、電流はＶＣＭ９を介して恒常的に導通される。例えば、線ＥＲＲＰのエラー電圧がプラスのピーク・レベルであり、線ＥＲＲＭのエラー電圧がマイナスのピーク・レベルである場合、プラスの電流がＶＣＭ９を介して１００％のデューティ・サイクルで導通される。反対に、線ＥＲＲＰのエラー電圧がマイナスのピーク・レベルであり、線ＥＲＲＭのエラー電圧がプラスのピーク・レベルである場合、マイナスの電流がＶＣＭ９を介して同じく１００％のデューティ・サイクルで導通される。
【００１２】
電力供給変動の影響は、電力供給電圧ＶＭが１２ボルト、駆動段のオープン・ループ・ゲインが公称値で１２、参照電圧Ｖｒｅｆが接地である一例で考察することができる。従って、１００％のデューティ・サイクルが得られる、ランプ・クロックＲＭＰのセンター・ツー・ピーク電圧Ｖｐｅａｋは、次の式から考えることができる。
【数１】
ＶＣＭ９は双方向モーターであるため、この状況でのランプ・クロックＲＭＰのピーク・ツー・ピーク電圧ランプは２ボルトとなる。しかし、±１０％の電力供給電圧公差が規定される場合、電力供給電圧ＶＭは１０．８ボルトから１３．２ボルトまで変動し得る。この±１０％の電力供給電圧ＶＭの変動にわたってセンター・ツー・ピーク電圧Ｖｐｅａｋを１ボルトに維持すると、駆動回路オープン・ループ・ゲインは、１０．８から１３．２まで対応して変動する。このように、電力供給電圧ＶＭの変動は、オープン・ループ・ゲインの対応する変動を引き起こす。
【００１３】
オープン・ループ・ゲインのこれらの変動の影響は、２００２年４月１６日に登録された米国特許番号第６，３７４，０４３号に記載されるような、デュアルモード・ボイスコイルモーター・ドライバ回路において最も明白である。リニア・モードでは、ＶＣＭ駆動のフィードバック制御が、パワー・トランジスタ５の駆動における変動をなくす。また、Ｄ級又はパルス幅変調される多くのボイスコイルモーター駆動システム又はモードも、そのモードの定常状態オペレーションの間、オープン・ループ・ゲインの変動を補償するフィードバック制御を含む。しかし、米国特許番号第６，３７４，０４３号に記載されるような、デュアルモード・ボイスコイルモーター・ドライバ回路は、リニア・モードからＰＷＭモードへの遷移を行う。遷移を行うとき、フィードバック制御ループがその結果のエラーに応答可能になるときまで、駆動回路のオープン・ループ・ゲインがボイスコイルモーターの駆動を支配する。従って、オープン・ループ・ゲインの変動は、例えば、図１のパワー・トランジスタ５の「Ｈ」ブリッジでは、駆動モード間の遷移において非常に明白なものとなり得る。
【００１４】
また、従来のディスクドライブ・システムには、データ・トランスデューサの位置の制御に、及びそのためボイスコイルモーターの制御に電気的フィードバックを用いず、そのような制御に機械的位置決めデバイスを代わりに用いるものもある。このような従来のシステムでは、ボイスコイルモーター駆動回路のオープン・ループ・ゲインの変動は、データ・トランスデューサの位置決めに直接影響を与える。このような利得の変動は、トラック整定時間を長くし、ひどい場合には位置決めエラーを引き起こすと考えられている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
従って、本発明の一つの目的は、電力供給電圧の変動が補償される、パルス幅変調されるＤ級駆動回路を提供することである。
【００１６】
本発明の更なる目的は、電力供給電圧の変動に起因するオープン・ループ・ゲインの変動が補償されるような、駆動回路を提供することである。
【００１７】
本発明の更なる目的は、電力供給電圧の変動がＰＷＭ出力周波数の変動を引き起こさないような、駆動回路を提供することである。
【００１８】
本発明の更なる目的は、データ・トランスデューサを選択されたディスク・トラックに配置するボイスコイルモーターへの駆動を制御するための駆動回路を含む、ディスクドライブ・システムを提供することである。
【００１９】
本発明のその他の目的および利点は、当業者であれば、添付の図面と共に以下の明細書を参照することによって明らかになるであろう。
【００２０】
本発明は、ディスクドライブのデータ・トランスデューサ、又は読み出し／書き込みヘッド、を位置決めするボイスコイルモーターを駆動するために有効であるような駆動回路に実装され得る。ランプ・クロック生成器は、パルス幅変調された出力駆動信号を生成する目的で、それに対してエラー信号が比較される波形を生成する。ランプ・クロック生成器は、ランプ・クロックの電圧限界、又は波形の勾配、又は両方が、電力供給電圧の変動に応答して変調されるように、出力駆動回路の電力供給電圧に応答する制御回路を含む。
【実施例】
【００２１】
本発明を、その好ましい実施例、即ち、最近のコンピュータ・ディスクドライブ・システムのボイスコイルモーターの駆動回路に組み込まれるような実施例、に関連して説明する。これは、本発明がこのようなアプリケーションにおいて特に有益であると考えられるためである。しかし、本発明は、他のアプリケーションにおいても有益となるように用いられ得、そのような使用は、本明細書を参照すれば当業者には明らかであることも想到されている。
【００２２】
図３は、本発明の好ましい実施例に従って構成されたディスクドライブ・システム１０を全般的に示す。ディスクドライブ・システム１０は、スピンドル・ドライバ回路１６に応答してスピンドル・モーター１４によって回転される、１つ又はそれ以上の磁気媒体ディスク１２を含む。データ・トランスデューサ１８は、ディスクドライブ・システム１０の読み出し／書き込みヘッドであり、位置決めアーム１７の端部に配置される。図１に示した多数のディスクの場合、各々が１つ又はそれ以上のデータ・トランスデューサ１８を有する、多数の位置決めアーム１７が提供される。ボイスコイルモーター（ＶＣＭ）２２は、データ・トランスデューサ１８がディスク１２の選択可能な径方向のトラックに位置するように、位置決めアーム１７を旋回させるように動作する。ディスク１２のこれらの径方向のトラックは、ディスクドライブ・システム１０のオペレーションに用いられる、トラック識別データ、位置情報、及び同期化データを含む。データ・トランスデューサ１８は、ディスクへのユーザー・データの記録（「書き込み」）及びディスクからのユーザー・データの読み出しの両方のため、データが書き込まれたトラック及びセクターを識別する信号を検出するため、及びヘッドがディスクのトラックに対し適切に横方向に並ぶようにするサーボバースト（ｓｅｒｖｏ ｂｕｒｓｔｓ）を検出するために用いられる。
【００２３】
ディスク１２に記録された磁気信号に応答してヘッド１８によって生成されるアナログ電気信号は、ホスト・コンピュータ・システム（図示せず）への及びホスト・コンピュータ・システムからの最終的な通信のため、データ・パス１３に転送される。デジタル又はアナログのいずれかの形式でディスク１２に予め記録されているサーボ信号は、１つ又はそれ以上のサーボ復調器回路（図示せず）によって検出及び復調され、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）３０によって処理され、位置決めドライバ回路３２を介してデータ・トランスデューサ１８の位置を制御する。位置決めドライバ回路３２は、スピンドル・モーター１４を制御するスピンドル・ドライバ回路１６と共通のマイクロコントローラ内に組み込まれ得る。位置決めドライバ回路３２は、所望なように、ディスクドライブ・システム１０内の他の回路と統合されてもよい。
【００２４】
次に図４を参照し、ボイスコイルモーター（ＶＣＭ）２２自体と組み合わせて、本発明の好ましい実施例に従って位置決めドライバ回路３２の構成を説明する。この説明から明らかなように、位置決めドライバ回路３２は、それがリニア駆動モード及びパルス幅変調される（又はＤ級）駆動モードの両方を含むという点で、デュアルモードである。
【００２５】
パワー・トランジスタ５０は、ＶＣＭ２２を介する電流を駆動するために従来の「Ｈ」ブリッジで配列される。「高」側の駆動はトランジスタ５０ＰＨ、５０ＰＬによって提供され、これらは、本発明のこの実施例では両方ともｎチャネル・パワー金属酸化膜半導体（ＭＯＳ）トランジスタである。当業界では周知であるように、所望とされる場合、ＶＣＭ２２を駆動するために相補型ＭＯＳ（ＣＭＯＳ）技術を用いることもでき、この場合、トランジスタ５０ＰＨはｐチャネルＭＯＳトランジスタであり得る。高側のトランジスタ５０ＰＨ、５０ＰＬのソース・ドレイン・パスは、電力供給電圧ＶＭと接地との間に直列に接続される。同様に、「低」側の駆動はトランジスタ５０ＮＨ、５０ＮＬによって提供され、これらのトランジスタも電力供給電圧ＶＭと接地との間に直列に接続されるソース・ドレイン・パスを有する。ボイスコイルモーター２２は、トランジスタ５０ＰＨのソースとトランジスタ５０ＰＬのドレインとのノードＶＣＭＰと、トランジスタ５０ＮＨのソースとトランジスタ５０ＮＬのドレインとのノードＶＣＭＮとの間に接続される。ノードＶＣＭＰ、ＶＣＭＮの電圧は、当業界では通常、「位相」電圧と呼ぶ。電流感知レジスタ５１は、レジスタ５１とＶＣＭ２２との間の感知ノードＩＳＰと共に、ＶＣＭ２２と直列に接続される。
【００２６】
一般に、当業界では周知であるように、トランジスタ５０のゲートに印加される相対的な駆動は、ＶＣＭ２２を介する電流の極性及び大きさを決定する。例えば、トランジスタ５０ＰＨがトランジスタ５０ＰＬに比較して比較的強くオンになるように、高側の駆動トランジスタ５０ＰＨ、５０ＰＬのゲートにバイアスがかけられ、トランジスタ５０ＮＬがトランジスタ５０ＮＨに比べて比較的強くオンになるように、低側の駆動トランジスタ５０ＮＨ、５０ＮＬのゲートにバイアスがかけられる場合、ノードＶＣＭＰの位相電圧はノードＶＣＭＮの位相電圧よりも高くなる。この結果、電流が、トランジスタ５０ＰＨを介して供給され、ＶＣＭ２２を介して導通され、トランジスタ５０ＮＬを介して吸い込まれることになり、これにより、ＶＣＭ２２が位置決めアーム１７を１つの方向に旋回させる。逆に、トランジスタ５０ＰＬがトランジスタ５０ＰＨに比較して比較的強くオンとなるように、高側の駆動トランジスタ５０ＰＨ、５０ＰＬのゲートにバイアスがかけられ、トランジスタ５０ＮＨがトランジスタ５０ＮＬに比べて比較的強くオンとなるように、低側の駆動トランジスタ５０ＮＨ、５０ＮＬのゲートにバイアスがかけられる場合、ノードＶＣＭＮの位相電圧はノードＶＣＭＰの位相電圧よりも高くなる。この結果、電流が、トランジスタ５０ＮＨを介して供給され、ＶＣＭ２２を介して導通され、トランジスタ５０ＰＬを介して吸い込まれることになり、これにより、ＶＣＭ２２が位置決めアーム１７を反対の方向に旋回させる。
【００２７】
従って、トランジスタ５０のゲートに印加される電圧が、ＶＣＭ２２を介して導通される電流の極性及び大きさを制御する。これが、図３のディスクドライブ・システム１０において位置決めドライバ回路３２が達成する機能である。
【００２８】
再び図４を参照すると、位置決めドライバ回路３２のリニア側では、電流感知増幅器３４が、その入力でノードＶＣＭＰ及びＩＳＰの電圧を受信し、レジスタ５１を通る電圧低下に対応しそのためＶＣＭ２２を介する電流に対応する信号を生成する。この信号は、エラー増幅器３６の入力で制御電圧ＶＤＡＣと加算され（ｓｕｍｍｅｄ）、エラー増幅器３６の他方の入力は参照電圧ＶＲＥＦを受信する。エラー増幅器３６は、当業界で既知であるように、オペレーションの安定化のため、その出力と入力との間に接続される補償フィードバック・ネットワーク３７を含む。エラー増幅器３６の出力は、ＶＣＭ２２を介する瞬間電流レベルに対応する電圧と加算された所望の電圧ＶＤＡＣと、参照電圧ＶＲＥＦとの差に対応するエラー信号である。このエラー信号は、ノードＶＣＭＰ、ＶＣＭＮの位相電圧に対応するフィードバック信号と共に、リニア前段（ｐｒｅｓｔａｇｅ）ドライバ３８に供給される。エラー信号及びこれらの位相電圧に応答して、リニア前段ドライバ３８は、ＶＣＭ２２を介する電流を定める電圧で、ブリッジ・トランジスタ５０ＰＨ、５０ＰＬ、５０ＮＨ、５０ＮＬのゲートを駆動し、その結果、ディスク１２上の所望なトラック位置をシーク又は追従する際、位置決めアーム１７及びトランスデューサ１８（図１）の動きを制御する。
【００２９】
本発明に関連して用いられ得るような、リニア前段ドライバ３８の構成及びオペレーションに関する更なる詳細は、米国特許番号第６，３７４，０４３号で提供されている。また、ボイスコイルモーター２２のためのリニア・ドライバの他のアーキテクチャも本発明に関連して代替として用いられ得ることが想到されている。
【００３０】
位置決めドライバ回路３２のＰＷＭ側では、エラー増幅器３６からのエラー信号は、差動増幅器４０の１つの入力に転送され、差動増幅器４０の第２の入力は参照電圧ＶＲＥＦを受信する。差動増幅器４０は、エラー増幅器３６からのエラー信号と参照電圧ＶＲＥＦとの間の差に対応する差動出力信号を生成する。差動増幅器４０の一方の出力はコンパレータ４２Ｐの入力に供給され、差動増幅器４０の他方の出力はコンパレータ４２Ｎの入力に供給される。コンパレータ４２Ｐ、４２Ｎの各々は、これらの入力を、ランプ・クロック生成器４８によって生成されるランプ・クロック信号ＲＡＭＰと比較する。以下に詳細に説明するように、ランプ・クロック信号ＲＡＭＰは、電力供給電圧ＶＭに依存するような方式でランプ・クロック生成器４８によって生成される。コンパレータ４２Ｐ、４２Ｎの各々は、差動増幅器４０から受信した入力とランプ・クロック信号ＲＡＭＰとの間の比較に応答してフル・レール出力信号を生成し、その結果のロジック・レベルをＰＷＭ前段ドライバ４６に提供し、次に、ＰＷＭ前段ドライバ４６は、トランジスタ５０のゲートに供給される駆動信号を生成する。図４の「Ｈ」ブリッジのトランジスタ５０のオペレーションは、図１に関連して上述したものに対応する。このようにして、「Ｈ」ブリッジのトランジスタ５０は、ＶＣＭ２２に供給され、その旋回及び動きを制御する、パルス幅変調された電流を生成する。
【００３１】
次に図５を参照し、本発明のオペレーションの原理を説明する。ランプ・クロック信号ＲＭＰは、公称ランプ・クロック信号であり、公称ランプ・クロック信号がそうであるように最高レベルＶＨ及び最低レベルＶＬを有する三角波形である。一方で、ランプ・クロック信号ＲＭＰは、鋸歯波形又はパルス幅変調された出力信号を生成するのに有効であるように時間と共に変化する別の波形であってもよい。この説明では三角波形を指すが、本発明は、このような他の波形形状に同様に適用され得ることを理解されたい。擬似電圧Ｖｒｅｆが実際には接地、即ち０ボルト、であるこの例では、ランプ・クロック信号ＲＭＰは、電圧ＶＨ＝−ＶＬである、プラス及びマイナスの極性のエクスカーションを有する。１００％のデューティ・サイクルのエラー電圧ＥＲＲＰ、ＥＲＲＭは、図５ではそれぞれ電圧ＶＨ、ＶＬで示す。ランプ・クロック信号ＲＭＰの期間は、この例では時間Ｔである。
【００３２】
上述のように、主にパワー・トランジスタ５０の「Ｈ」ブリッジでの、位置決めドライバ３２のオープン・ループ・ゲインは、電力供給電圧ＶＭが変化すると変化する。本発明に従って、この利得変動は、式１に従って、電力供給電圧ＶＭの関数としてランプ・クロック信号のピーク振幅Ｖｐｅａｋを変えることによって、補償することができることが分かっている。これにより、出力ＰＷＭ信号のデューティ・サイクルの変化が起こり、これが、電力供給電圧の変動に起因するオープン・ループ・ゲインの変化を補償する。例えば、電力供給電圧ＶＭがその公称値から増加する場合、ピーク振幅Ｖｐｅａｋも増加し、これにより、出力ＰＷＭ信号のデューティ・サイクルの減少となる。反対に、電力供給電圧ＶＭの低減は、ランプ・クロック信号のピーク振幅Ｖｐｅａｋの減少によって補償され、これは、低減されたオープン・ループ・ゲインを補償する、ＰＷＭデューティ・サイクルの増加に反映される。
【００３３】
また、ランプ・クロック回路の積分電流を生成するために用いられる電流源が修正されない限り、ランプ・クロックの振幅がランプ・クロック信号ＲＭＰ’に変えられるにつれて、ランプ・クロック信号ＲＭＰ’の周波数も変化することも分かっている。ランプ・クロック周波数はその出力の全ＰＷＭ周波数を直接制御するため、多くのアプリケーションにおいて、この周波数は修正されることが好ましい。しかし、本発明の好ましい実施例に従って、ランプ・クロック周波数の完全な又は部分的な修正は任意に選択できる。
【００３４】
図５に示す例では、ランプ・クロック信号ＲＭＰ’は、本発明の好ましい実施例に従って、電力供給電圧ＶＭの増加が補償されるランプ・クロック信号に対応する。この例では、補償されたランプ・クロック信号ＲＭＰ’の周波数も、以下に説明するように、公称ランプ・クロック信号ＲＭＰの周波数に合うように調節される。補償されたランプ・クロック信号ＲＭＰ’は、ランプ・クロック信号ＲＭＰと同じ周波数で、最大電圧ＶＨ’＝ＶＨ＋ΔＶＨから最小電圧ＶＬ’＝ＶＬ＋ΔＶＬまでのエクスカーションを起こす。電圧ΔＶＨ、ΔＶＬと電力供給電圧ＶＭの変動ΔＶＭとの間の関係は、次のように示すことができる。
【数２】
図５から明らかなように、補償されたランプ・クロック信号ＲＭＰ’に対する周波数をランプ・クロック信号ＲＭＰと同じ周波数に維持するため、補償されたランプ・クロック信号ＲＭＰ’の勾配は、公称ランプ・クロック信号ＲＭＰの勾配から次の式の新しい勾配ｍ’に変えられる。
【数３】
この補償は、補償されたランプ・クロック信号ＲＭＰ’がエラー電圧ＥＲＲＰを上回る又はエラー電圧ＥＲＲＭを下回る（この例では公称ランプ・クロック信号ＲＭＰに起因するフル・デューティ・サイクルと比較して）時間Δｔに対応する量だけ、ＰＷＭデューティ・サイクルを低減させる。デューティ・サイクル（全体の期間Ｔの分数として示される）の変化は、次の数式に示す。
【数４】
デューティ・サイクルのこの変化は、式２を式３に置き換えることによって、次の式で表すことができる。
【数５】
これは、電力供給電圧ＶＭの変化の点で式２を考慮すると、次のように表すことができる。
【数６】
電力供給電圧変動に起因するオープン・ループ・ゲインの変化を補償するのは、デューティ・サイクルのこの変化である。
【００３５】
図５の例に示すように、周波数を一定に維持するため、公称ランプ・クロック信号ＲＭＰの勾配ｍに対するランプ・クロック信号ＲＭＰ’の勾配ｍ’の変化は、以下の式のようになる。
【数７】
又は、
【数８】
これらの勾配ｍ、ｍ’は、従来のランプ生成器の充電及び放電に対応する。例えば、ランプ生成器の１つの種類は、無論、次の式に対応するキャパシタの充電及び放電に基づいている。
【数９】
その結果、勾配をｍからｍ’に変えるには、ランプ生成器のキャパシタに供給される充電電流（及び放電電流）を、充電及び放電電流の差Δｉ＝ｉ’−ｉが電力供給電圧の差に対応するように変える必要がある。
【数１０】
【数１１】
上述のように、電力供給電圧の変動に従ってランプ生成器の充電及び放電電流を変調することにより、ランプ・クロック信号の周波数は、オープン・ループ・ゲインの変化を補償しつつ一定に維持され得る。
【００３６】
当業界で既知であるように、他の種類ランプ生成器回路も業界では既知である。例えば、別の種類のランプ生成器回路は、階段関数パルスの積分値に対応する出力信号を生成する積分器を含む。積分率は、演算増幅器回路のフィードバック・キャパシタによって決まることが典型的である。従って、このようなランプ生成器回路からの出力ランプ信号の勾配は、電力供給電圧の変動に応答して静電容量値を変化させることによって変調され得ることは、当業者であればことが理解されよう。当業者であれば、本明細書を参照すれば、ＰＷＭ周波数を一定に維持するために、これらの及び更に他の代替のランプ生成器回路のランプ信号の勾配の変調をもたらすことが容易に可能であることが想到されている。
【００３７】
上述のように、幾つかのアプリケーションにおいて、デューティ・サイクルがオープン・ループ・ゲインの対応する変化を補償するように変調される限り、ランプ・クロック信号の周波数を、電力供給電圧の変化と共に変調させる得ることも許容し得る。更に別の代替例として、所望であれば、ランプ・クロック信号の勾配は、周波数の変化を低減させて、部分的に修正されてもよいことが想到されている。周波数が、デューティ・サイクルの変化を変調することができる範囲は、本発明の好ましい実施例の特定のアプリケーションに従って、設計者により所望なように実現され得る。
【００３８】
いずれの場合でも、ＰＷＭデューティ・サイクルの補償、及びランプ・クロック信号の勾配の補償は、公称電力供給電圧ＶＭに対応する公称値に関連して、ディスクドライブ・システムの起動時に提供され得る。好ましくは、ＰＷＭデューティ・サイクル及びランプ・クロック信号ＲＭＰの勾配がオペレーションの間に調節され得るように、電力供給電圧ＶＭのリアルタイム監視又は測定が成されてもよい。
【００３９】
従って、本発明の好ましい実施例に従って、「Ｈ」ブリッジ出力駆動回路のパワー・トランジスタ５０に供給される電力供給電圧の変動に起因する、オープン・ループ・ゲインの変動を補償するために、ＰＷＭオペレーションのデューティ・サイクルが低減される。次に図６を参照し、ランプ生成器４８の構成を本発明の好ましい実施例に従って詳細に説明する。この特定の例のランプ生成器４８は、タイミング・キャパシタの充電及び放電に基づいており、そのようなものとして説明する。あらゆるランプ生成器回路が、ランプ・クロック信号の電圧限界を制御し及びその勾配及びそのためその周波数を制御する構成要素又は他のパラメータを必然的に含むことを考えれば、当業者であれば、本明細書を参照すれば、本発明を、アナログ方式で、他の種類のランプ生成器回路に容易に適用し得ることが想到されている。
【００４０】
図６に示すように、タイミング・キャパシタ６０は、充電ノードＣＮに接続される１つの極板、及びその反対の接地の極板を有する。電流源６２Ｈ及び電流源６２Ｌは、出力ランプ・クロック信号ＲＭＰの電圧エクスカーションがプラス及びマイナスの極性の両方であり得ることを考慮し、バイアス電圧Ｖ＋及びバイアス電圧Ｖ−の間に直列に接続される。この直列接続において、スイッチ６４Ｈが電流源６２Ｈと充電ノードＣＮとの間に直列に接続され、スイッチ６４Ｌが充電ノードＣＮと電流源６２Ｌとの間に直列に接続される。以下に説明するように、スイッチ６４Ｌ、６４Ｈはレベル検出器６６によって制御される。
【００４１】
バッファ６１は、充電ノードＣＮに接続される入力、及びランプ・クロック信号ＲＭＰとして供給され、更にレベル検出器６６に転送される出力を有する。レベル検出器６６は、ランプ・クロック信号ＲＭＰの高及び低電圧限界を示す、線ＶＨ、ＶＬ上の信号を受信する。レベル検出器６６は、ランプ・クロック信号ＲＭＰの瞬間電圧を、線ＶＨ、ＶＬ上の信号に対応する高及び低電圧限界と比較し、これに従ってスイッチ６４Ｈ、６４Ｌの状態を制御する。オペレーションでは、キャパシタ６０を充電するため、スイッチ６４Ｈは閉じられ、スイッチ６４Ｌは開放される（図６の例に示すように）。充電ノードＣＮからのバッファ６１の出力に生じる電圧が、線ＶＨ上の信号に対応する高電圧限界に達すると、レベル検出器６６は、放電半周期を開始するため、スイッチ６４Ｈを開き、スイッチ６４Ｌを閉じる。その後、キャパシタ６０は、充電ノードＣＮからのバッファ６１の出力の電圧が、線ＶＬ上の信号に対応する低電圧限界に達するまで、電流源６２Ｌを介して放電し、充電半周期は、線ＶＬ上の信号に対応してレベル検出器６６によるスイッチ６４Ｌの開放及びスイッチ６４Ｈの閉鎖を反復する。充電及び放電半周期はこのようにして継続する。
【００４２】
この説明から明らかなように、充電及び放電半周期の周波数は、電流源６２Ｈ、６２Ｌの電流に依存する。本発明のこの実施例において、周波数制御回路６５は、これらの充電及び放電電流を制御するため、電流源６２Ｈ、６２Ｌへの制御信号を生成する。当業界では既知であるように、電流源６２Ｈ、６２ＬはＭＯＳトランジスタとして実装され得、この場合、周波数制御回路６５がこれらの電流レベルを設定するために適切なゲート電圧を供給する。典型的に、ランプ生成器４８が動作する少なくとも公称周波数は、設計によって又はユーザ制御で決定される。
【００４３】
本発明の好ましい実施例に従って、線ＶＨ、ＶＬでレベル検出器６６に伝達される高及び低電圧限界は、図５に関連して上述した方式で、電力供給電圧ＶＭの変動に応答して変調される。この例では、ランプ生成器４８は、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８を含み、これは電力供給電圧ＶＭ及び参照電圧ＶＲＥＧをも受信し、参照電圧ＶＲＥＧに対して電力供給電圧ＶＭが比較され測定される。参照電圧ＶＲＥＧは、バンドギャップ参照回路、電圧レギュレータ、或いは、電力供給電圧ＶＭとは実質的に無関係である参照電圧を生成するための別の従来の回路によって生成され得る。本発明の好ましい実施例に従って、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８は、電力供給電圧ＶＭを参照電圧ＶＲＥＧと比較するため、及びこの比較に応答してレベル検出器６６への線ＶＨ、ＶＬ上に適切な高及び低電圧限界信号を生成するための、適切な回路を含む。当業者であれば、本明細書を参照すれば、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８に適切な詳細な回路を容易に導き出すことが可能であることが想到されている。
【００４４】
従って、オペレーションにおいて、電力供給電圧ＶＭが増加すると、図５に関連して上述した方式で、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８が、線ＶＨ、ＶＬ上に適切な信号を送出することにより、レベル検出器６６によって用いられる高及び低電圧限界を増加させる。反対に、電力供給電圧ＶＭが低減すると、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８が、線ＶＨ、ＶＬ上に適切な信号を送出することにより、レベル検出器６６によって用いられる高及び低電圧限界を低減させる。いずれの場合も、ランプ・クロック信号ＲＭＰのピーク電圧Ｖｐｅａｋは電力供給電圧ＶＭレベルに従って変調され、上述のように出力ＰＷＭ信号のデューティ・サイクルの変化をもたらす。このデューティ・サイクルの変化は、電力供給電圧ＶＭの変動によるオープン・ループ・ゲインの変動を補償する。
【００４５】
本発明のこの好ましい実施例に従って、電力供給電圧ＶＭの変動に応答してランプ・クロック信号ＲＭＰの周波数も制御され得る。図６に示すように、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８は、周波数制御回路６５に接続される出力も有する。このため、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８は、電力供給電圧ＶＭの参照電圧ＶＲＥＧに対する比較に応答して、周波数制御回路６５に制御信号を送出することができる。従って、周波数制御回路６５は、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８によって送出される信号に応答して、電流源６２Ｈ、６２Ｌに供給されるバイアス又は制御信号を調節することができる。上述のように、ＰＷＭデューティ・サイクルを低減させるため、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８がピーク電圧Ｖｐｅａｋを増加させるように電力供給電圧ＶＭが増加する場合、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８は、ランプ・クロック信号ＲＭＰの周波数を一定に保つため、電流源６２Ｈ、６２Ｌによって供給される充電及び放電電流も増加するように、周波数制御回路６５に制御信号を送出することもできる。反対に、電力供給電圧ＶＭが一層低いと、一層低いピーク電圧Ｖｐｅａｋと調和してランプ・クロック信号ＲＭＰの一定の周波数を保つように、電流源６２Ｈ、６２Ｌを介する電流を低減させるように、電圧コンパレータ及びランプ・クロック・コントローラ回路６８が、周波数制御回路６５に信号を送出することができる。しかし、上述のように、ランプ・クロック信号ＲＭＰの周波数のこの制御は必須ではない。また、部分的な制御が所望とされる場合、周波数は、ピーク電圧の変化を部分的にのみ補償するように調節されてもよい。
【００４６】
従って、本発明の好ましい実施例に従って、電力供給電圧の変動によるパルス幅変調された信号のオープン・ループ・ゲインの変動は、ランプ・クロック信号の限界を変更することによって補償される。また、ランプ・クロック信号の周波数は、一定に維持され得、又は所望である場合、部分的に調節されてもよい。ディスクドライブのボイスコイルモーターのコンテキストにおいて、オープン・ループ・ゲイン変動のこの補償は、データ・トランスデューサ、又は読み出し書き込みヘッド、の位置決めにおける精度を改良させる。この改良される精度は、デュアルモード・ボイスコイルモーター・コントローラの駆動モード間の遷移において、及びデータ・トランスデューサ及び位置決めアームの機械的位置決め制御を用いるこれらのディスクドライブ・システムにおいて、特に明らかである。
【００４７】
本発明を本発明の好ましい実施例に従って説明してきたが、もちろん、これらの実施例の変形及びその代替、即ち、本発明の利点及び利益をもたらすこのような変形及び代替は、本明細書及びその図面を参照すれば当業者には明らかであると考えられる。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】ボイスコイルモーターのための従来のパルス幅変調される駆動回路の概略図の形式の電気回路図である。
【図２】図２は、図１の従来のパルス幅変調される駆動回路のオペレーションを説明するタイミング図である。
【図３】図３は、本発明の好ましい実施例に従って構成されたディスクドライブ・システムのブロック図の形式の電気回路図である。
【図４】図４は、本発明の好ましい実施例に従って構成された、図３のシステムのボイスコイルモーター駆動回路のブロック図の形式の電気回路図である。
【図５】図５は、本発明の好ましい実施例のオペレーションの原理を説明するタイミング図である。
【図６】図６は、本発明の好ましい実施例に従って構成された、図４のボイスコイルモーター駆動回路のランプ・クロック生成器の構成を説明する電気回路図である。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調ドライバ回路であって、
第１及び第２のトランジスタを含む第１のドライバ対であって、第１及び第２のトランジスタが、電力供給電圧と接地電圧との間に直列に接続される伝導パスを有し、第１及び第２のトランジスタの各々が制御端子を有する、第１のドライバ対、
エラー信号のランプ・クロック信号との比較に応答して第１のパルス幅変調された信号を生成するためのパルス幅変調回路、
第１のパルス幅変調された信号を受信するように結合される入力を有し、第１及び第２のトランジスタの制御端子に結合される出力を有する第１のパルス幅変調ドライバ、及び
高限界と低限界との間で周期的に変化するランプ・クロック信号を生成するためのランプ・クロック生成器であって、電力供給電圧の変動に応答して高及び低限界を変化させるための回路を含む、ランプ・クロック生成器
を含む、回路。
【請求項２】
請求項１に記載の回路であって、パルス幅変調回路は、エラー信号のランプ・クロック信号との比較に応答して第２のパルス幅変調された信号を生成することも目的としており、
第３及び第４のトランジスタを含む第２のドライバ対であって、第３及び第４のトランジスタが、電力供給電圧と接地電圧との間に直列に接続される伝導パスを有し、第３及び第４のトランジスタの各々が制御端子を有する、第２のドライバ対、及び
第２のパルス幅変調された信号を受信するように結合される入力を有し、第３及び第４のトランジスタの制御端子に結合される出力を有する第２のパルス幅変調ドライバ、
を更に含む回路。
【請求項３】
請求項１に記載の回路であって、第１及び第２のトランジスタの伝導パス間の接続の第１の位相ノードと、第３及び第４のトランジスタの伝導パス間の接続の第２の位相ノードとの間に接続される負荷を更に含む回路。
【請求項４】
請求項１に記載の回路であって、ランプ・クロック生成器が、電力供給電圧の変動に応答してランプ・クロック信号の勾配を変化させるための回路を更に含む、回路。
【請求項５】
請求項１に記載の回路であって、ランプ・クロック生成器が、
タイミング・キャパシタ、
タイミング・キャパシタを周期的に充電するための充電回路、
タイミング・キャパシタを周期的に放電するための放電回路、
タイミング・キャパシタの電圧を検出するため、低限界に達する検出された電圧に応答してタイミング・キャパシタを充電するように充電回路を制御するため、及び高限界に達する検出された電圧に応答してタイミング・キャパシタを放電するように放電回路を制御するためのレベル検出器、及び
電力供給電圧を測定するため、及び測定された電力供給電圧に応答して高及び低限界をレベル検出器に伝達するための制御回路、
を含む回路。
【請求項６】
請求項５に記載の回路であって、充電回路は、第１の制御信に応答してタイミング・キャパシタに充電電流を導通させるための第１の電流源を含み、放電回路は、第２の制御信号に応答してタイミング・キャパシタに放電電流を導通させるための第２の電流源を含み、測定された電力供給電圧に応答して充電及び放電電流を制御するため、第１及び第２の電流源に第１及び第２の制御信号を供給するための周波数制御回路を更に含む、回路。
【請求項７】
パルス幅変調される駆動回路を制御する方法であって、
高限界と低限界との間で周期的に変化するランプ・クロック信号を生成し、
エラー信号をランプ・クロック信号と比較し、
エラー信号のランプ・クロック信号との比較に応答して、或るデューティ・サイクルで第１のパルス幅変調された信号を生成し、
第１のパルス幅変調された信号に応答してドライバ・トランジスタの第１の対の制御端子を駆動し、ドライバ・トランジスタの第１の対は、電力供給電圧と接地電圧との間に直列に接続される伝導パスを有し、
公称値よりも高い電力供給電圧に応答して、第１のパルス幅変調された信号のデューティ・サイクルを低減させ、
公称値よりも低い電力供給電圧に応答して、第１のパルス幅変調された信号のデューティ・サイクルを増加させる
ことを含む方法。
【請求項８】
請求項７に記載の方法であって、低減させる工程は、高限界を増加させ、低限界を低減させることを含む方法。
【請求項９】
請求項８に記載の方法であって、増加させる工程は、高限界を低減させ、低限界を増加させることを含む方法。
【請求項１０】
請求項９に記載の方法であって、公称値よりも高い電力供給電圧に応答して、低及び高限界間のランプ・クロック信号の勾配を増加させ、公称値よりも低い電力供給電圧に応答して、低及び高限界間のランプ・クロック信号の勾配を低減させることを更に含む方法。
【請求項１１】
請求項９に記載の方法であって、ランプ・クロック信号を生成する工程は、充電電流でタイミング・キャパシタを充電することを含み、高限界に達するタイミング・キャパシタの電圧に応答して、タイミング・キャパシタを放電電流で放電し、低限界に達するタイミング・キャパシタの電圧に応答して、充電工程を反復する方法。
【請求項１２】
請求項１１に記載の方法であって、公称値より高い電力供給電圧に応答して、充電及び放電電流を増加させること、及び公称値より低い電力供給電圧に応答して、充電及び放電電流を低減させることを更に含む方法。
【請求項１３】
ディスクドライブ・システムであって、
磁気ディスク、
磁気ディスクの上に伸びる位置決めアーム、
位置決めアームの末端部に取り付けられるデータ・トランスデューサ、
位置決めアームを旋回させるため、位置決めアームの基部に結合されるボイスコイルモーター、
第１及び第２のトランジスタを含む第１のドライバ対であって、第１及び第２のトランジスタが、電力供給電圧と接地電圧との間に直列に接続される伝導パスを有し、ボイスコイルモーターが第１及び第２のトランジスタの伝導パス間の接続のノードに結合され、第１及び第２のトランジスタの各々が制御端子を有する、第１のドライバ対、
エラー信号のランプ・クロック信号との比較に応答して第１のパルス幅変調された信号を生成するためのパルス幅変調回路、
第１のパルス幅変調された信号を受信するように結合される入力を有し、第１及び第２のトランジスタの制御端子に結合される出力を有する、第１のパルス幅変調ドライバ、及び
高限界と低限界との間で周期的に変化するランプ・クロック信号を生成するためのランプ・クロック生成器であって、電力供給電圧の変動に応答して高及び低限界を変化させるための回路を含む、ランプ・クロック生成器
を含むシステム。
【請求項１４】
請求項１３に記載のシステムであって、パルス幅変調回路は、エラー信号のランプ・クロック信号との比較に応答して第２のパルス幅変調された信号も生成することも目的としており、
第３及び第４のトランジスタを含む第２のドライバ対であって、第３及び第４のトランジスタが、電力供給電圧と接地電圧との間に直列に接続される伝導パスを有し、ボイスコイルモーターが第３及び第４のトランジスタの伝導パス間の接続のノードに結合され、第３及び第４のトランジスタの各々が制御端子を有する、第２のドライバ対、及び
第２のパルス幅変調された信号を受信するように結合される入力を有し、第３及び第４のトランジスタの制御端子に結合される出力を有する第２のパルス幅変調ドライバ、
を更に含むシステム。
【請求項１５】
請求項１３に記載のシステムであって、ランプ・クロック生成器は、電力供給電圧の変動に応答してランプ・クロック信号の勾配を変化させるための回路を更に含むシステム。
【請求項１６】
請求項１３に記載のシステムであって、ランプ・クロック生成器は、
タイミング・キャパシタ
タイミング・キャパシタを周期的に充電するための充電回路、
タイミング・キャパシタを周期的に放電するための放電回路、
タイミング・キャパシタの電圧を検出するため、低限界に達する検出された電圧に応答してタイミング・キャパシタを充電するように充電回路を制御するため、及び高限界に達する検出された電圧に応答してタイミング・キャパシタを放電するように放電回路を制御するためのレベル検出器、及び
電力供給電圧を測定するため、及び測定された電力供給電圧に応答して高及び低限界をレベル検出器に伝達するための制御回路、
を含むシステム。
【請求項１７】
請求項１６に記載のシステムであって、充電回路は、第１の制御信号に応答してタイミング・キャパシタに充電電流を導通させるための第１の電流源を含み、放電回路は、第２の制御信号に応答してタイミング・キャパシタに放電電流を導通させるための第２の電流源を含み、測定された電力供給電圧に応答して充電及び放電電流を制御するため、第１及び第２の電流源に第１及び第２の制御信号を供給するための周波数制御回路を更に含む、回路。
【請求項１】
パルス幅変調ドライバ回路であって、
第１及び第２のトランジスタを含む第１のドライバ対であって、第１及び第２のトランジスタが、電力供給電圧と接地電圧との間に直列に接続される伝導パスを有し、第１及び第２のトランジスタの各々が制御端子を有する、第１のドライバ対、
エラー信号のランプ・クロック信号との比較に応答して第１のパルス幅変調された信号を生成するためのパルス幅変調回路、
第１のパルス幅変調された信号を受信するように結合される入力を有し、第１及び第２のトランジスタの制御端子に結合される出力を有する第１のパルス幅変調ドライバ、及び
高限界と低限界との間で周期的に変化するランプ・クロック信号を生成するためのランプ・クロック生成器であって、電力供給電圧の変動に応答して高及び低限界を変化させるための回路を含む、ランプ・クロック生成器
を含む、回路。
【請求項２】
請求項１に記載の回路であって、パルス幅変調回路は、エラー信号のランプ・クロック信号との比較に応答して第２のパルス幅変調された信号を生成することも目的としており、
第３及び第４のトランジスタを含む第２のドライバ対であって、第３及び第４のトランジスタが、電力供給電圧と接地電圧との間に直列に接続される伝導パスを有し、第３及び第４のトランジスタの各々が制御端子を有する、第２のドライバ対、及び
第２のパルス幅変調された信号を受信するように結合される入力を有し、第３及び第４のトランジスタの制御端子に結合される出力を有する第２のパルス幅変調ドライバ、
を更に含む回路。
【請求項３】
請求項１に記載の回路であって、第１及び第２のトランジスタの伝導パス間の接続の第１の位相ノードと、第３及び第４のトランジスタの伝導パス間の接続の第２の位相ノードとの間に接続される負荷を更に含む回路。
【請求項４】
請求項１に記載の回路であって、ランプ・クロック生成器が、電力供給電圧の変動に応答してランプ・クロック信号の勾配を変化させるための回路を更に含む、回路。
【請求項５】
請求項１に記載の回路であって、ランプ・クロック生成器が、
タイミング・キャパシタ、
タイミング・キャパシタを周期的に充電するための充電回路、
タイミング・キャパシタを周期的に放電するための放電回路、
タイミング・キャパシタの電圧を検出するため、低限界に達する検出された電圧に応答してタイミング・キャパシタを充電するように充電回路を制御するため、及び高限界に達する検出された電圧に応答してタイミング・キャパシタを放電するように放電回路を制御するためのレベル検出器、及び
電力供給電圧を測定するため、及び測定された電力供給電圧に応答して高及び低限界をレベル検出器に伝達するための制御回路、
を含む回路。
【請求項６】
請求項５に記載の回路であって、充電回路は、第１の制御信に応答してタイミング・キャパシタに充電電流を導通させるための第１の電流源を含み、放電回路は、第２の制御信号に応答してタイミング・キャパシタに放電電流を導通させるための第２の電流源を含み、測定された電力供給電圧に応答して充電及び放電電流を制御するため、第１及び第２の電流源に第１及び第２の制御信号を供給するための周波数制御回路を更に含む、回路。
【請求項７】
パルス幅変調される駆動回路を制御する方法であって、
高限界と低限界との間で周期的に変化するランプ・クロック信号を生成し、
エラー信号をランプ・クロック信号と比較し、
エラー信号のランプ・クロック信号との比較に応答して、或るデューティ・サイクルで第１のパルス幅変調された信号を生成し、
第１のパルス幅変調された信号に応答してドライバ・トランジスタの第１の対の制御端子を駆動し、ドライバ・トランジスタの第１の対は、電力供給電圧と接地電圧との間に直列に接続される伝導パスを有し、
公称値よりも高い電力供給電圧に応答して、第１のパルス幅変調された信号のデューティ・サイクルを低減させ、
公称値よりも低い電力供給電圧に応答して、第１のパルス幅変調された信号のデューティ・サイクルを増加させる
ことを含む方法。
【請求項８】
請求項７に記載の方法であって、低減させる工程は、高限界を増加させ、低限界を低減させることを含む方法。
【請求項９】
請求項８に記載の方法であって、増加させる工程は、高限界を低減させ、低限界を増加させることを含む方法。
【請求項１０】
請求項９に記載の方法であって、公称値よりも高い電力供給電圧に応答して、低及び高限界間のランプ・クロック信号の勾配を増加させ、公称値よりも低い電力供給電圧に応答して、低及び高限界間のランプ・クロック信号の勾配を低減させることを更に含む方法。
【請求項１１】
請求項９に記載の方法であって、ランプ・クロック信号を生成する工程は、充電電流でタイミング・キャパシタを充電することを含み、高限界に達するタイミング・キャパシタの電圧に応答して、タイミング・キャパシタを放電電流で放電し、低限界に達するタイミング・キャパシタの電圧に応答して、充電工程を反復する方法。
【請求項１２】
請求項１１に記載の方法であって、公称値より高い電力供給電圧に応答して、充電及び放電電流を増加させること、及び公称値より低い電力供給電圧に応答して、充電及び放電電流を低減させることを更に含む方法。
【請求項１３】
ディスクドライブ・システムであって、
磁気ディスク、
磁気ディスクの上に伸びる位置決めアーム、
位置決めアームの末端部に取り付けられるデータ・トランスデューサ、
位置決めアームを旋回させるため、位置決めアームの基部に結合されるボイスコイルモーター、
第１及び第２のトランジスタを含む第１のドライバ対であって、第１及び第２のトランジスタが、電力供給電圧と接地電圧との間に直列に接続される伝導パスを有し、ボイスコイルモーターが第１及び第２のトランジスタの伝導パス間の接続のノードに結合され、第１及び第２のトランジスタの各々が制御端子を有する、第１のドライバ対、
エラー信号のランプ・クロック信号との比較に応答して第１のパルス幅変調された信号を生成するためのパルス幅変調回路、
第１のパルス幅変調された信号を受信するように結合される入力を有し、第１及び第２のトランジスタの制御端子に結合される出力を有する、第１のパルス幅変調ドライバ、及び
高限界と低限界との間で周期的に変化するランプ・クロック信号を生成するためのランプ・クロック生成器であって、電力供給電圧の変動に応答して高及び低限界を変化させるための回路を含む、ランプ・クロック生成器
を含むシステム。
【請求項１４】
請求項１３に記載のシステムであって、パルス幅変調回路は、エラー信号のランプ・クロック信号との比較に応答して第２のパルス幅変調された信号も生成することも目的としており、
第３及び第４のトランジスタを含む第２のドライバ対であって、第３及び第４のトランジスタが、電力供給電圧と接地電圧との間に直列に接続される伝導パスを有し、ボイスコイルモーターが第３及び第４のトランジスタの伝導パス間の接続のノードに結合され、第３及び第４のトランジスタの各々が制御端子を有する、第２のドライバ対、及び
第２のパルス幅変調された信号を受信するように結合される入力を有し、第３及び第４のトランジスタの制御端子に結合される出力を有する第２のパルス幅変調ドライバ、
を更に含むシステム。
【請求項１５】
請求項１３に記載のシステムであって、ランプ・クロック生成器は、電力供給電圧の変動に応答してランプ・クロック信号の勾配を変化させるための回路を更に含むシステム。
【請求項１６】
請求項１３に記載のシステムであって、ランプ・クロック生成器は、
タイミング・キャパシタ
タイミング・キャパシタを周期的に充電するための充電回路、
タイミング・キャパシタを周期的に放電するための放電回路、
タイミング・キャパシタの電圧を検出するため、低限界に達する検出された電圧に応答してタイミング・キャパシタを充電するように充電回路を制御するため、及び高限界に達する検出された電圧に応答してタイミング・キャパシタを放電するように放電回路を制御するためのレベル検出器、及び
電力供給電圧を測定するため、及び測定された電力供給電圧に応答して高及び低限界をレベル検出器に伝達するための制御回路、
を含むシステム。
【請求項１７】
請求項１６に記載のシステムであって、充電回路は、第１の制御信号に応答してタイミング・キャパシタに充電電流を導通させるための第１の電流源を含み、放電回路は、第２の制御信号に応答してタイミング・キャパシタに放電電流を導通させるための第２の電流源を含み、測定された電力供給電圧に応答して充電及び放電電流を制御するため、第１及び第２の電流源に第１及び第２の制御信号を供給するための周波数制御回路を更に含む、回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公表番号】特表２００８−５０３１９３（Ｐ２００８−５０３１９３Ａ）
【公表日】平成２０年１月３１日（２００８．１．３１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−５１５２９３（Ｐ２００７−５１５２９３）
【出願日】平成１７年５月２３日（２００５．５．２３）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００５／０１８３３８
【国際公開番号】ＷＯ２００５／１１９６５８
【国際公開日】平成１７年１２月１５日（２００５．１２．１５）
【出願人】（５０１２２９５２８）テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド (111)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２０年１月３１日（２００８．１．３１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年５月２３日（２００５．５．２３）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００５／０１８３３８
【国際公開番号】ＷＯ２００５／１１９６５８
【国際公開日】平成１７年１２月１５日（２００５．１２．１５）
【出願人】（５０１２２９５２８）テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド (111)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]