インダクタ、共振回路、半導体集積回路、発振器、通信装置
【課題】 インダクタを大型化することなくそのQ値を高める。
【解決手段】 積層された複数の絶縁層における所定の層上にコイルパターンが形成されたインダクタであって、少なくとも2つの絶縁層上にコイルパターンが形成されるとともに各コイルパターン同士が電気的に接続されている。
【解決手段】 積層された複数の絶縁層における所定の層上にコイルパターンが形成されたインダクタであって、少なくとも2つの絶縁層上にコイルパターンが形成されるとともに各コイルパターン同士が電気的に接続されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、半導体装置の製造プロセスを用いて構成したスパイラルインダクタおよびこれを用いた共振器および発振器(例えば、電圧制御発振回路)並びに通信装置(例えば、各種無線機、高周波送受信器)等に関する。
【背景技術】
【0002】
例えば、衛星放送用のチューナやケーブルテレビ用のチューナには、局部発振源として電圧制御発振回路が用いられている。電圧制御発振回路は、可変容量素子を有する共振回路と、能動素子を有する負性抵抗回路部とを備え、可変容量素子へ供給される制御電圧に応じて所定の周波数(共振周波数)信号を発振する。
【0003】
このような電圧制御発振回路の性能を表す指標の1つに、位相ノイズ(出力周波数近傍で発生する不要なエネルギー)がある。この位相ノイズは共振回路のQ値に影響される。すなわち、共振回路のQ値が高いほど信号と雑音との間にレベル差をつけることができ、位相ノイズを低減させることができる。
【0004】
この共振回路に用いられる多層配線型のインダクタの従来例を図18および図19に示す。図18は、この従来のインダクタの上面図であり、図19は、図18に示したインダクタのA−A’断面図である。
【0005】
図18および図19に示されるように、インダクタ121は、半導体基板106およびこの半導体基板106上に形成されたSiO2膜(図示せず)と、複数の絶縁層108と、直線状の配線103と、スパイラル状の配線102と、スルーホール115とを備える。
【0006】
複数の絶縁層108は、半導体基板106上にSiO2膜を介して積層されている。スパイラル状の配線102は、複数の絶縁層108の最上層に位置する絶縁層116上に形成されている。直線状の配線103は、最上層絶縁層116とは別の絶縁層(ここでは、最上層から2層目の層間絶縁層)117上に形成されている。スルーホール115は、配線102および配線103を電気的に接続している。
【0007】
また、図18に示されるように、スパイラル状の配線102の端部には、インダクタ121の一方の端子114が設けられ、外部の回路(図示せず)の端子等と接続されている。さらに、直線状の配線103の端部には、インダクタ121の他方の端子113が設けられ、外部の回路(図示せず)の端子等と接続されている。
【0008】
このスパイラル状の配線102には、その配線に直列の関係となる抵抗(配線抵抗)が発生し、これがインダクタ121のQ値ひいてはインダクタを用いた共振回路のQ値を低下させる大きな原因となる。このように共振回路のQ値を低下すると、これに伴って位相ノイズが増大する。
【特許文献1】特開2003−68862公報(公開日:平成15年3月7日)
【特許文献1】特開平8−97377公報(公開日:平成8年11月12日)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0009】
ここで、このスパイラル状の配線の配線幅を広げて問題となる抵抗を低減させる構成もあるが、この構成ではインダクタひいては回路面積が増大するという問題がある。
【0010】
また、最上層の絶縁層に厚みの大きなスパイラル状の配線を形成して問題となる抵抗を抑える構成もあるが、この構成ではインダクタ専用の特殊な厚い絶縁層を最上層に形成しなければならないという問題がある。
【0011】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、インダクタを大型化することなくそのQ値を高めることにある。
【課題を解決するための手段】
【0012】
本発明のインダクタは、上記課題を解決するために、積層された複数の絶縁層における所定の層上にコイルパターンが形成されたインダクタにおいて、少なくとも2つの絶縁層上にコイルパターンが形成されるとともに各コイルパターン同士が電気的に接続されていることを特徴としている。
【0013】
まず、コイルパターンとは、絶縁層上に形成される、例えば、渦巻き(スパイラル)形状の配線パターンである。
【0014】
上記構成によれば、各コイルパターンを電気的に接続し、多層化することで、各コイルパターンに直列に付加される抵抗を並列に接続するような形にすることができる。これにより、インダクタ全体としての直列抵抗値を下げることができる。
【0015】
ここで、直列共振時のインダクタのQ値(コイルの良さ=損失抵抗の少なさを示す値)は、自己インダクタンスをL、その直列抵抗値をRlとすれば、Q=ωL/Rlで表される。したがって、直列抵抗値Rlを小さくすることでインダクタ単体のQ値を高めることができる。また、上記構成では各コイルパターンを多層化するため、配線幅を広くするといった従来の手法と異なり、回路面積を増加させることもない。これにより、インダクタを大型化することなくそのQ値を高めることができる。例えば、本インダクタを共振回路に用いた場合には、そのQ値(共振回路の振動特性、振動の鋭さを示す値)を改善することができ、ひいてはその位相ノイズを低減させることができる。
【0016】
また、上記構成においては、各コイルパターンを複数の接続用ビアホールによって電気的に接続することが好ましい。このように、各コイルパターンを複数の接続用ビアホール(コイルパターン全体に多数設けることが好ましい)にて接続することで、直列抵抗値Rlをより小さくすることができ、インダクタ単体のQ値を一層高めることができる。
【0017】
また、上記構成においては、上記コイルパターンの周囲を取り囲むように複数のシールド用ビアホールが形成されていることが好ましい。こうすれば、他の回路等から侵入するノイズを低減させることができる。特に、同一基板にインダクタを含む高周波回路とロジック回路等とが形成されたモノリシック集積回路においては、ロジック回路からのデジタルノイズ等が基板を通じてインダクタに侵入することを防止でき、有効である。
【0018】
また、上記構成においては、上記シール用ビアホールがコイルパターンの周囲に複数段となるように形成されるとともに、隣接する各段のシール用ビアホールが入れ子状に配置されていることが好ましい。
【0019】
コイルパターンの周囲に1周(1段)だけビアホールを形成すると、各ビアホール間にある程度の隙間ができる。ビアホールを形成する上での制約(距離制約)があるからである。ここで、ビアホールを複数段となるように形成し、隣接する各段のシール用ビアホールが入れ子状に配置すれば、一段だけの場合の各ビアホール間の隙間を埋めることができる。これにより、他の回路等から侵入するノイズをより一層低減させることができる。
【0020】
また、本発明の共振回路は、上記のインダクタと、該インダクタと並列に配された可変容量素子とを備えることを特徴としている。
【0021】
このように、本来容量可変素子が並列に設けられる共振回路に本インダクタを用いた場合、コイルパターンの多層化による寄生容量増加の影響が小さくなり、コイルパターンの多層化による配線抵抗低減効果の方が大きくなる。この結果、高Q値の共振回路を実現することができる。
【0022】
上記共振回路においては、インダクタの最下層に位置する絶縁層の下層に、ベタ状のGNDパターンが設けられていることが好ましい。ベタ状のGNDパターンとは、例えば、半導体基板面に均一に形成されたメタル膜である。
【0023】
こうすれば、基板抵抗をほぼ0にすることができ、共振器全体としてのQ値を大幅に向上させることができる。
【0024】
また、本発明の半導体集積回路は上記共振回路を備えることを特徴としている。本半導体集積回路の一例としては、例えば、シリコン基板上にシリコンプロセス等を用いて、上記共振回路を含む高周波回路とロジック回路とを混載させたモノリシック集積回路を挙げることができる。
【0025】
また、本発明の発振器は、上記共振回路を備えることを特徴としている。この発振器の一例として、電圧制御発振器(VCO)を挙げることができる。
【0026】
また、本発明の通信装置は、上記発振回路を備えることを特徴としている。この通信装置の一例として、高周波送受信器を挙げることができる。
【発明の効果】
【0027】
以上のように、本発明のインダクタによれば、インダクタ全体としての直列抵抗値を下げることができる。そして、この直列抵抗値を小さくすることでインダクタ単体のQ値を高めることができる。また、本構成では各コイルパターンを多層化するため、回路面積を増加させることもない。これにより、インダクタを大型化することなくそのQ値を高めることができる。
【0028】
また、本来容量可変素子が並列に設けられる共振器に本インダクタを用いた場合、コイルパターンの多層化による寄生容量増加の影響が小さくなり、コイルパターンの多層化による配線抵抗低減効果の方が大きくなる。この結果、高Q値かつ低位相ノイズの共振回路を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0029】
本発明の実施の一形態を、図1〜図17を用いて説明すれば以下のとおりである。図1は本発明のインダクタの構成を示す断面斜視図であり、図2(a)・(b)は、図1に示されるインダクタにおける各メタル配線のパターンを示す平面図である。
【0030】
図1に示されるように、本インダクタ1は、第1〜4絶縁層11〜14と、第1〜4メタル配線21〜24と、第1〜3ビアホール31〜33とを備える。
【0031】
ここで、第1絶縁層11〜第4絶縁層14は、図示しない半導体基板上にこの順に積層されている。そして、第1絶縁層11の上面(半導体基板の反対側の面)には第1メタル配線21が形成され、第2絶縁層12の上面には第2メタル配線22が形成され、第3絶縁層13の上面には第3メタル配線23が形成され、第2絶縁層14の上面には第2メタル配線24が形成されている。また、第1メタル配線21と第2メタル配線22との間はビアホール31によって電気的に接続され、第1メタル配線22と第2メタル配線23との間はビアホール32によって電気的に接続され、第1メタル配線23と第2メタル配線24との間はビアホール33によって電気的に接続されている。
【0032】
図2(b)に示されるように、第1メタル配線21は渦巻き形状にパターンされ、その外周は略正方形形状である。また、渦巻きの中心部(巻き終わり部)と巻き始め部は、それぞれ引き出し線7a・7bに接続されている。この巻き終わり部からにつながる引き出し線7aは各巻き線に略直交する方向に引き出されており、各巻き線は、この引き出し線部7aと接触しないように、一部(引き出し線部7aが存在する部分)がとぎれた形状となっている。
【0033】
図2(a)に示されるように、第2メタル配線22〜第4メタル配線24は、同一形状であり、各メタル配線は、外周が略正方形形状となるように、渦巻き形状にパターンされている。
【0034】
各第メタル配線21〜24は、その配線上に設けられた複数のビアホール31〜33によって互いに接続される。例えば、第1メタル配線21(最下層)においては、その渦巻き配線上に一定の間隔をおいてビアホール31が形成されている。なお、引き出し線部7a・7b上にはビアホールが形成されていない。また、例えば、第4メタル配線24(最下層)においては、その渦巻き配線上に一定の間隔をおいてビアホール33が形成されている。
【0035】
ここで、第1メタル配線21において、引き出し線部7a・7b上およびその周囲にはビアホールが形成されていない。したがって、第2メタル配線22〜第4メタル配線24における、引き出し線部7aの上部にあたる部分にもビアホールが形成されておらず、その周辺部分に形成されたビアホール(図中、黒のマーク)は第2メタル配線22〜第4メタル配線24だけを接続する。なお、第2メタル配線22〜第4メタル配線24における、この周辺部分以外に形成されるビアホール(図中、白のマーク)は、各第メタル配線21〜24を電気的に接続している。
【0036】
ここで、本インダクタ1は、渦巻き形状の配線パターンを有する各メタル配線21〜24(コイルパターン)が、その配線上に設けられた多数のビアホール(接続用ビアホール)31〜33によって互いに接続された構成をとる。この構成を模式的に回路図に示してみると図3になる。すなわち、各メタル配線が1つのコイルLおよびこれに直列接続された1つの抵抗Rsに対応(例えば、図中、丸で囲んだ部分は、第1メタル配線21に対応)し、この直列接続されたコイルおよび抵抗が、4個並列接続された構成である。
【0037】
このように、各メタル配線をビアホールにて接続し、多層化をすることで、各メタル配線に直列に付加される抵抗を並列に接続するような形にすることができ、インダクタ全体としての直列抵抗値を下げることができる。直列共振時のインダクタ1のQ値は、自己インダクタンスをL、その直列抵抗値をRlとして、Q=ωL/Rlで表される。したがって、直列抵抗値Rlを小さくすることでインダクタ単体のQ値を高めることができる。
【0038】
このインダクタ1では、半導体基板上に第1絶縁層11が形成され、この第1絶縁層11の面上に第1メタル配線21が形成されているが、図4に示すインダクタ10ように、半導体基板と第1絶縁層11との間(最下層に位置する絶縁層の下層、半導体基板面)にベタ状のGNDパターンを形成することが好ましい。なお、図4における、各絶縁層、各メタル配線、および各ビアホールの構成およびこれらの配置・接続関係は、上記した図1の構成と同様である。
【0039】
このインダクタ10がもたらす有利な効果を以下に説明する。
【0040】
例えば、渦巻き形状の各メタル配線をL、各メタル配線に発生する抵抗をRs、各メタル配線および半導体基板間に発生する寄生容量をCox1・Cox2、GNDに対する半導体基板の抵抗(基板抵抗)をRsub、GNDおよび半導体基板間に発生する寄生容量をCsubとし、各メタル配線をπ型インダクタモデルで示すと、図5のようになる。すなわち、コイルLおよび抵抗Rlが直列に接続されており、その両端をP1・P2(コイルLおよび抵抗RsがP1・P2間に直列に接続されている)として、P1と容量Cox1の一方の電極が接続されるとともに該容量Cox1の他方の電極とGNDパターンとの間にRsubおよびCsubが並列に接続され、かつ、P2と容量Cox2の一方の電極が接続されるとともに該容量Cox2の他方の電極とGNDパターンとの間にもRsubおよびCsubが並列に接続されている。
【0041】
ここで、Csubは通常無視できること、およびRsub同士がGNDを介して繋がっていること、およびメタル配線が多層化されていることを考慮すれば、上記のモデルに基づいて、本インダクタ10は、図6に示す回路で説明できる。すなわち、コイルLおよび抵抗Rlが直列に接続されるとともに容量Cおよび抵抗Rcが直列接続され、かつ、この直列接続されたコイルLおよび抵抗Rlと、直列接続された容量Cおよび抵抗Rcとが並列に接続されている。なお、図6におけるRcは図5における基板抵抗Rsubに対応し、図6におけるCは図5における寄生容量Cox1・2に対応する。また、抵抗Rlは、メタル配線全体(第1〜4メタル配線21〜24)に発生する抵抗である。
【0042】
共振回路を構成するために、図6で説明されるインダクタを、可変容量素子Cvに並列接続した構成が図7である。すなわち、直列接続されたコイルLおよび抵抗Rlと、直列接続された容量Cおよび抵抗Rcと、可変容量素子Cvとを並列に接続した構成である。そして、この図7の構成の等価回路を、図8に示す。図8では、コイルLおよび抵抗Rlが直列に接続されるとともに容量C’および抵抗Rc’が直列接続され、かつ、この直列接続されたコイルLおよび抵抗Rlと、直列接続された容量C’および抵抗Rc’とが並列に接続されている。
【0043】
以下に、この図6〜図8に示す回路について説明する。
【0044】
まず、図7の回路における、直列接続された容量Cおよび抵抗Rcと可変容量素子Cvとが並列に接続された部分のアドミタンスYは以下のように表せる。
【0045】
【数1】
【0046】
ただし、容量Cの容量値をC、抵抗Rcの抵抗値をRc、可変容量素子Cvの容量をCvとしている。
【0047】
また、図8の回路における容量C’および抵抗Rc’が直列接続された部分のインピーダンスZは以下のように表せる。
【0048】
【数2】
【0049】
ただし、容量C’の容量値をC’、抵抗Rc’の抵抗値をRc’としている。
【0050】
(1)・(2)式の対応から、Rc’およびC’は以下のように表せる。
【0051】
【数3】
【0052】
【数4】
【0053】
ただし、コイルLの自己インダクタンスをLとしている。
【0054】
上記のRc’の式に関して、希望周波数=1.00G[Hz]、L=4.00n[H]、多層化による寄生容量C=600f[F]、Rl=2.00[Ω]、Cv=5.96p[F]を代入すると、Rcに対するRc’の関係は図9に示すグラフになる。なお、Rcを1.00×10−5〜1.00×109[Ω]とする。
【0055】
図9に示されるように、Rcを1[Ω]以下にすれば、R’cをほぼ0[Ω]にすることができる。なお、Rc’の変動は0〜1.20[Ω]であり、Rcが数百Ωの抵抗値を有するときにRc’はピーク値(約1.22[Ω])をとる。
【0056】
同様に、上記のC’の式に関して、希望周波数=1.00G[Hz]、L=4.00n[H]、C=600f[F]、Rl=2.00[Ω]、Cv=5.96p[F]を代入すると、Rcに対するC’の関係は図10に示すグラフになる。なお、Rcを1.00×10−5〜1.00×109[Ω]とする。
【0057】
図10に示されるように、C’の変動は5.95〜6.55p[F]であり、Rcが数十Ω以下ではほぼ一定の約6.55p[F]であり、数百Ω近辺で急激に減少し、Rcが千Ω以下ではほぼ一定の約5.95p[F]となる。
【0058】
また、共振器のQ値は、以下のように表せる。
【0059】
【数5】
【0060】
よって、希望周波数=1.00G[Hz]、L=4.00n[H]、C=600f[F]、Rl=2.00[Ω]、Cv=5.96p[F]としたときの、Rc’に対する図8の回路におけるQ値の関係は図11に示すグラフになる。なお、Rc’を1.00×10−5〜1.00×102[Ω]とする。
【0061】
図11に示されるように、Rc’を小さくすれば(0に近づければ)、Q値を12.3程度まで高めることができる。このRc’は上記のように、(GNDに対する半導体基板の抵抗Rsubに対応する)Rcを1.00[Ω]以下にすれば、ほぼ0[Ω]にすることができる。一方、Rc’が1.2[Ω](Rcにして数百[Ω])程度まで大きくなると、Q値は8.0程度にまで低下する。
【0062】
インダクタ10では、半導体基板と第1絶縁層11との間(最下層に位置する絶縁層の下層、半導体基板面)にベタ状のGNDパターンが形成されているため、Rcをほぼ0[Ω]にすることができる。
【0063】
このように、インダクタ10を共振回路に用いれば、インダクタ1に比較してそのQ値を高めることができる。
【0064】
ここで、共振回路に、インダクタ10を用いた場合1)、インダクタ1を用いた場合2)、および従来のインダクタを用いた場合3)の比較を図12に示す。従来のインダクタの構成は上記特許文献1記載の構成(図1・2参照)とする。
【0065】
従来の構成では、希望周波数=1.00G[Hz]、L=4.00n[H]、C=300f[F]、Rl=4.00[Ω]、可変容量素子の容量値Cv=6.33p[F]、Rc=300[Ω]、Rc’=0.475[Ω](式3参照)、C’=6.33p[F](式4参照)である。この従来の場合では、複数メタル配線の積層をとらないため、メタル配線の寄生容量に由来するCは本願に係る1)や2)の場合と比較して小さく、反面、メタル配線全体の抵抗Rlは1)や2)の場合と比較して大きい。このとき、共振回路のQ値は5.46程度である。
【0066】
本願の2)の構成では、希望周波数=1.00G[Hz]、L=4.00n[H]、C=600f[F]、Rl=2.00[Ω]、可変容量素子の容量値Cv=6.28p[F]、Rc=300[Ω]、Rc’=1.1[Ω](式3参照)、C’=6.56p[F](式4参照)である。
【0067】
この2)の場合には、複数メタル配線の積層をとるため、メタル配線の寄生容量に由来するCは従来の場合と比較して大きく(従来の2倍)、反面、メタル配線全体の抵抗Rlは従来の場合と比較して小さい(従来の1/2)。また、1)の場合とは異なり、細長い裂け目のような切り口を設けたGNDパターン(図17参照)を形成しているため、Rcの値は1)の場合と比較して大きい(1)の場合の30000倍)。なお、寄生容量が付加される分、Cvは従来の場合に比較して小さく設定する。
【0068】
このとき、共振回路のQ値は7.96程度であり、従来の場合と比較して、1.45倍程度の向上が見込まれる。位相雑音特性(phase noise)は、通常、以下のリーソンの式(Leeson’s equation)から導かれる。
【0069】
【数6】
【0070】
上式よりQ値は位相ノイズに対して(1/Q)2で効くと考えられる。よって、雑音電力向上は−10log(2)の場合のQ値/従来のQ値)2となり、位相雑音としては約3.2dB程度の向上が見込まれる。
【0071】
本願の1)の構成では、希望周波数=1.00G[Hz]、L=4.00n[H]、C=600f[F]、Rl=2.00[Ω]、可変容量素子の容量値Cv=5.96p[F]、Rc=1.00×10−2[Ω]、Rc’=8.36×10−5[Ω](式3参照)、C’=6.56p[F](式4参照)である。この2)の場合には、複数メタル配線の積層をとるため、メタル配線の寄生容量に由来するCは従来の場合と比較して大きく(従来の2倍)、反面、メタル配線全体の抵抗Rlは従来の場合と比較して小さい(従来の1/2)。また、2)の場合とは異なり、ベタ状のGNDパターンを形成しているため、Rcの値は2)の場合と比較して小さい(2)の場合の1/30000倍)。なお、寄生容量が付加される分、Cvは従来の場合に比較して小さく設定する。
【0072】
このとき、共振回路のQ値は12.3程度であり、従来の場合と比較して、2.25倍程度の向上が見込まれる。また、(5)式から、雑音電力向上は−10log(2)の場合のQ値/従来のQ値)2となり、位相雑音としては約7dB程度の向上が見込まれる。
【0073】
以上から、インダクタ1およびインダクタ10の構成によれば、従来の構成に比較してメタル配線および半導体基板間の寄生容量が増えるものの、メタル配線の積層構造、これに加えてのベタ状のGNDパターンの形成によって、共振器のQ値を高め、その位相ノイズを低減させることができる。
【0074】
なお、上記従来技術で示したような構成では、GNDパターンを磁界方向に直交する切込みを入れることでRcを大きくし、かつ半導体基板・メタル配線間の寄生容量Cを小さくするのが一般的である。というのも、コイルL単体としてのQ値を上げるには、図6における基板容量(酸化膜容量)Cおよび基板抵抗Rcの直列接続部分のインピーダンスZ(Z=1/jωC+Rc)を大きくし、CやRcを見えにくくするのが有効だからである。これに対し、本インダクタ1やインダクタ10では、Rcを小さくし、インダクタ自体の寄生容量Cも増加する。すなわち、インダクタ1では、寄生容量Cは増加するものの、メタル配線の抵抗を大幅に下げることで、これらのインダクタを用いた共振器のQ値を高めている。さらに、インダクタ10では、ベタ状のGNDパターンを形成してRcを下げ、共振器のQ値を一層高めている。本来バリアブルコンデンサ等の容量可変素子が並列に設けられる共振器(例えば、電圧制御発振器等に用いられる、図16参照)に本インダクタを用いた場合、メタル配線の多層化による寄生容量増加の影響が小さくなり、メタル配線の多層化による配線抵抗(Rl)低減効果の方が大きくなる。加えて、ベタ状のGNDパターンを形成し、Rcを低減させることで共振器全体としてのQ値を大幅に向上させることができる。
【0075】
ところで、共振回路を含む発振器(例えば、VCO)が形成されるような高周波集積回路(RF回路)には電子移動度の高く、高周波特性の良好なガリウム砒素等の化合物半導体が使用されることが多かった。つまり、シリコンプロセス等を用いたロジック回路と高周波集積回路とは異なる半導体装置内に形成され、高周波集積回路とロジック回路とが、同一の半導体装置内に混載されることは少なかった。
【0076】
しかし近年では技術の進歩に伴いシリコンプロセス等での微細化、高周波特性の良好なトランジスタの形成が可能となり、高周波集積回路をシリコン基板上等に形成できるようになった。このように、同一基板(例えば、シリコン基板)上にシリコンプロセス等を用いたロジック回路と高周波回路とを混載することが可能となったことで、このロジック回路が発生する雑音が基板を通じて(高周波回路中の)発振器内のインダクタに混入し、高周波特性を劣化させるおそれが高くなっている。
【0077】
このような視点から、インダクタ1やインダクタ10をシールド構造にすることも可能である。これを図13に示す。同図に示されるインダクタ20は、第1〜4メタル配線21〜24の周囲に、多数のビアホール25(シールド用ビアホール)が形成されている構成である。
【0078】
半導体レイアウトプロセスの制約上、ビアホールとビアホールとの間には、一定の間隔を取らなければならない。よって、各メタル配線の周りに単純にビアホールを並べただけであれば、この間隔(プロセス上の制約間隔)分の隙間ができてしまうことになる。図14(b)は、各メタル配線の周りにビアホール1段だけ並べただけの場合である。この場合、ビアホールを設けない場合よりはノイズシールド効果が認められものの、メタル配線の積層方向に直交する(絶縁層の面方向)方向から見れば、図15(b)に示すように、プロセス上の制約間隔分だけ隙間があくことになる。とすれば、特に、デジタル・アナログ混載の半導体集積回路ではその隙間からデジタル回路からの雑音が伝播するおそれが高い。
【0079】
そこで、本インダクタ20では、各メタル配線21〜24の周囲に、複数段構成となるようにビアホールを形成し、かつ、図14(a)に示すように、例えば、1段目と2段目および2段目と3段目を入れ子状に配している。すなわち、1段目の各ビアホールは、プロセス上の制約間隔だけ互いに離隔して形成されている。そして、2段目の各ビアホールは、1段目の各ビアホール間の隙間を通る行上に位置するように(1段目の隙間を埋めるように)形成されている。
【0080】
これにより、メタル配線の積層方向に直交する(絶縁層の面方向)方向から見れば、図15(a)に示すように、その周囲がビアホールでほぼ隙間なく埋められている構成にすることができる。これにより、デジタル回路等からのノイズが本インダクタ20に混入しにくくすることができる。
【0081】
本インダクタ(1・10・20)は、バラクタ等の可変容量素子とともに、図16に示すような電圧制御発振器(VCO)に用いられる。このVCOは、受動部と能動部とを備えている。受動部(共振回路)は、一般に、コイル(インダクタ)Lと可変容量素子Cvとが並列接続された構成である。ただし、インダクタの配線抵抗や寄生容量を考慮すれば、上記した図7のような等価回路となる。また、受動部に並列に接続される能動部では、2つのトランジスタが交差接続される(互いのエミッタ端子同士が接続され、互いのベース端子およびコレクタ端子が接続される)とともに、各トランジスタの共通エミッタ端子が定電流源に接続されており、負性抵抗回路が構成されている。
【0082】
また、本発明は、半導体プロセスにおいて、複数の絶縁層と、複数の絶縁層により電気的に絶縁された複数のメタル層と、複数のメタル層を電気的に接続するビアホールと、を用いて形成されるインダクタ素子と、容量を可変できる可変容量素子を備えた共振器に用いるインダクタ構造であって、インダクタ素子は、少なくとも1つのメタル層は、インダクタ素子の端子引き出しのためのもので、少なくとも2つのメタル層は、インダクタを形成するために同一のパターンであって、各メタル層間はビアホールを介して接続を行い、多層化をすることにより、インダクタに付加される浮遊容量は増加しても、各層毎のインダクタに付加される直列抵抗値を下げることが可能になり、共振器のQ値を高めることを特徴としたインダクタ構造と表現することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【0083】
本発明に係るインダクタ、共振回路および発振回路は、衛星放送用チューナ、ケーブルテレビ用チューナ、地上波用チューナ、無線LAN機器、移動体通信機器等の高周波送受信器等に広く適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【0084】
【図1】本発明に係るインダクタの断面構成を示す斜視図である。
【図2】(a)は図1に示すインダクタの上層部(最下層以外)のメタル配線を示す平面図であり、(b)は図1に示すインダクタの最下層のメタル配線を示す平面図である。
【図3】積層化されたメタル配線を模式的に表す回路図である。
【図4】図1に示すインダクタの変形例を示す上面図である。
【図5】本インダクタをπ型インダクタモデルで示したときの回路図である。
【図6】図5のπ型インダクタモデルを計算のために簡易化した回路図である。
【図7】本発明に係る共振回路の計算に用いる回路図である。
【図8】図7に示す回路の等価回路である。
【図9】図8の回路におけるR’の図7の回路におけるRc依存特性を示すグラフである。
【図10】図8の回路におけるC’の図7の回路におけるRc依存特性を示すグラフである。
【図11】図8の回路におけるQ値の図8の回路におけるRc’依存特性を示すグラフである。
【図12】本発明係る各構成と従来構成との比較結果を示す表である。
【図13】図1に示すインダクタの変形例を示す上面図である。
【図14】(a)はビアホールの入れ子の構成を示す上面模式図、(b)は(a)との対比構成を示す模式図である。
【図15】(a)はビアホールの入れ子の構成を示す側面模式図、(b)は(a)との対比構成を示す模式図である。
【図16】本インダクタを用いた電圧制御発振器の回路図である。
【図17】従来のGNDパターンを示す平面図である。
【図18】従来のインダクタの構成を示す上面図である。
【図19】従来のインダクタの構成を示す断面図である。
【符号の説明】
【0085】
1・10・20 インダクタ
11〜14 メタル配線(コイルパターン)
21〜24 絶縁層
25 ビアホール(シール用ビアホール)
31〜34 ビアホール(接続用ビアホール)
【技術分野】
【0001】
本発明は、半導体装置の製造プロセスを用いて構成したスパイラルインダクタおよびこれを用いた共振器および発振器(例えば、電圧制御発振回路)並びに通信装置(例えば、各種無線機、高周波送受信器)等に関する。
【背景技術】
【0002】
例えば、衛星放送用のチューナやケーブルテレビ用のチューナには、局部発振源として電圧制御発振回路が用いられている。電圧制御発振回路は、可変容量素子を有する共振回路と、能動素子を有する負性抵抗回路部とを備え、可変容量素子へ供給される制御電圧に応じて所定の周波数(共振周波数)信号を発振する。
【0003】
このような電圧制御発振回路の性能を表す指標の1つに、位相ノイズ(出力周波数近傍で発生する不要なエネルギー)がある。この位相ノイズは共振回路のQ値に影響される。すなわち、共振回路のQ値が高いほど信号と雑音との間にレベル差をつけることができ、位相ノイズを低減させることができる。
【0004】
この共振回路に用いられる多層配線型のインダクタの従来例を図18および図19に示す。図18は、この従来のインダクタの上面図であり、図19は、図18に示したインダクタのA−A’断面図である。
【0005】
図18および図19に示されるように、インダクタ121は、半導体基板106およびこの半導体基板106上に形成されたSiO2膜(図示せず)と、複数の絶縁層108と、直線状の配線103と、スパイラル状の配線102と、スルーホール115とを備える。
【0006】
複数の絶縁層108は、半導体基板106上にSiO2膜を介して積層されている。スパイラル状の配線102は、複数の絶縁層108の最上層に位置する絶縁層116上に形成されている。直線状の配線103は、最上層絶縁層116とは別の絶縁層(ここでは、最上層から2層目の層間絶縁層)117上に形成されている。スルーホール115は、配線102および配線103を電気的に接続している。
【0007】
また、図18に示されるように、スパイラル状の配線102の端部には、インダクタ121の一方の端子114が設けられ、外部の回路(図示せず)の端子等と接続されている。さらに、直線状の配線103の端部には、インダクタ121の他方の端子113が設けられ、外部の回路(図示せず)の端子等と接続されている。
【0008】
このスパイラル状の配線102には、その配線に直列の関係となる抵抗(配線抵抗)が発生し、これがインダクタ121のQ値ひいてはインダクタを用いた共振回路のQ値を低下させる大きな原因となる。このように共振回路のQ値を低下すると、これに伴って位相ノイズが増大する。
【特許文献1】特開2003−68862公報(公開日:平成15年3月7日)
【特許文献1】特開平8−97377公報(公開日:平成8年11月12日)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0009】
ここで、このスパイラル状の配線の配線幅を広げて問題となる抵抗を低減させる構成もあるが、この構成ではインダクタひいては回路面積が増大するという問題がある。
【0010】
また、最上層の絶縁層に厚みの大きなスパイラル状の配線を形成して問題となる抵抗を抑える構成もあるが、この構成ではインダクタ専用の特殊な厚い絶縁層を最上層に形成しなければならないという問題がある。
【0011】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、インダクタを大型化することなくそのQ値を高めることにある。
【課題を解決するための手段】
【0012】
本発明のインダクタは、上記課題を解決するために、積層された複数の絶縁層における所定の層上にコイルパターンが形成されたインダクタにおいて、少なくとも2つの絶縁層上にコイルパターンが形成されるとともに各コイルパターン同士が電気的に接続されていることを特徴としている。
【0013】
まず、コイルパターンとは、絶縁層上に形成される、例えば、渦巻き(スパイラル)形状の配線パターンである。
【0014】
上記構成によれば、各コイルパターンを電気的に接続し、多層化することで、各コイルパターンに直列に付加される抵抗を並列に接続するような形にすることができる。これにより、インダクタ全体としての直列抵抗値を下げることができる。
【0015】
ここで、直列共振時のインダクタのQ値(コイルの良さ=損失抵抗の少なさを示す値)は、自己インダクタンスをL、その直列抵抗値をRlとすれば、Q=ωL/Rlで表される。したがって、直列抵抗値Rlを小さくすることでインダクタ単体のQ値を高めることができる。また、上記構成では各コイルパターンを多層化するため、配線幅を広くするといった従来の手法と異なり、回路面積を増加させることもない。これにより、インダクタを大型化することなくそのQ値を高めることができる。例えば、本インダクタを共振回路に用いた場合には、そのQ値(共振回路の振動特性、振動の鋭さを示す値)を改善することができ、ひいてはその位相ノイズを低減させることができる。
【0016】
また、上記構成においては、各コイルパターンを複数の接続用ビアホールによって電気的に接続することが好ましい。このように、各コイルパターンを複数の接続用ビアホール(コイルパターン全体に多数設けることが好ましい)にて接続することで、直列抵抗値Rlをより小さくすることができ、インダクタ単体のQ値を一層高めることができる。
【0017】
また、上記構成においては、上記コイルパターンの周囲を取り囲むように複数のシールド用ビアホールが形成されていることが好ましい。こうすれば、他の回路等から侵入するノイズを低減させることができる。特に、同一基板にインダクタを含む高周波回路とロジック回路等とが形成されたモノリシック集積回路においては、ロジック回路からのデジタルノイズ等が基板を通じてインダクタに侵入することを防止でき、有効である。
【0018】
また、上記構成においては、上記シール用ビアホールがコイルパターンの周囲に複数段となるように形成されるとともに、隣接する各段のシール用ビアホールが入れ子状に配置されていることが好ましい。
【0019】
コイルパターンの周囲に1周(1段)だけビアホールを形成すると、各ビアホール間にある程度の隙間ができる。ビアホールを形成する上での制約(距離制約)があるからである。ここで、ビアホールを複数段となるように形成し、隣接する各段のシール用ビアホールが入れ子状に配置すれば、一段だけの場合の各ビアホール間の隙間を埋めることができる。これにより、他の回路等から侵入するノイズをより一層低減させることができる。
【0020】
また、本発明の共振回路は、上記のインダクタと、該インダクタと並列に配された可変容量素子とを備えることを特徴としている。
【0021】
このように、本来容量可変素子が並列に設けられる共振回路に本インダクタを用いた場合、コイルパターンの多層化による寄生容量増加の影響が小さくなり、コイルパターンの多層化による配線抵抗低減効果の方が大きくなる。この結果、高Q値の共振回路を実現することができる。
【0022】
上記共振回路においては、インダクタの最下層に位置する絶縁層の下層に、ベタ状のGNDパターンが設けられていることが好ましい。ベタ状のGNDパターンとは、例えば、半導体基板面に均一に形成されたメタル膜である。
【0023】
こうすれば、基板抵抗をほぼ0にすることができ、共振器全体としてのQ値を大幅に向上させることができる。
【0024】
また、本発明の半導体集積回路は上記共振回路を備えることを特徴としている。本半導体集積回路の一例としては、例えば、シリコン基板上にシリコンプロセス等を用いて、上記共振回路を含む高周波回路とロジック回路とを混載させたモノリシック集積回路を挙げることができる。
【0025】
また、本発明の発振器は、上記共振回路を備えることを特徴としている。この発振器の一例として、電圧制御発振器(VCO)を挙げることができる。
【0026】
また、本発明の通信装置は、上記発振回路を備えることを特徴としている。この通信装置の一例として、高周波送受信器を挙げることができる。
【発明の効果】
【0027】
以上のように、本発明のインダクタによれば、インダクタ全体としての直列抵抗値を下げることができる。そして、この直列抵抗値を小さくすることでインダクタ単体のQ値を高めることができる。また、本構成では各コイルパターンを多層化するため、回路面積を増加させることもない。これにより、インダクタを大型化することなくそのQ値を高めることができる。
【0028】
また、本来容量可変素子が並列に設けられる共振器に本インダクタを用いた場合、コイルパターンの多層化による寄生容量増加の影響が小さくなり、コイルパターンの多層化による配線抵抗低減効果の方が大きくなる。この結果、高Q値かつ低位相ノイズの共振回路を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0029】
本発明の実施の一形態を、図1〜図17を用いて説明すれば以下のとおりである。図1は本発明のインダクタの構成を示す断面斜視図であり、図2(a)・(b)は、図1に示されるインダクタにおける各メタル配線のパターンを示す平面図である。
【0030】
図1に示されるように、本インダクタ1は、第1〜4絶縁層11〜14と、第1〜4メタル配線21〜24と、第1〜3ビアホール31〜33とを備える。
【0031】
ここで、第1絶縁層11〜第4絶縁層14は、図示しない半導体基板上にこの順に積層されている。そして、第1絶縁層11の上面(半導体基板の反対側の面)には第1メタル配線21が形成され、第2絶縁層12の上面には第2メタル配線22が形成され、第3絶縁層13の上面には第3メタル配線23が形成され、第2絶縁層14の上面には第2メタル配線24が形成されている。また、第1メタル配線21と第2メタル配線22との間はビアホール31によって電気的に接続され、第1メタル配線22と第2メタル配線23との間はビアホール32によって電気的に接続され、第1メタル配線23と第2メタル配線24との間はビアホール33によって電気的に接続されている。
【0032】
図2(b)に示されるように、第1メタル配線21は渦巻き形状にパターンされ、その外周は略正方形形状である。また、渦巻きの中心部(巻き終わり部)と巻き始め部は、それぞれ引き出し線7a・7bに接続されている。この巻き終わり部からにつながる引き出し線7aは各巻き線に略直交する方向に引き出されており、各巻き線は、この引き出し線部7aと接触しないように、一部(引き出し線部7aが存在する部分)がとぎれた形状となっている。
【0033】
図2(a)に示されるように、第2メタル配線22〜第4メタル配線24は、同一形状であり、各メタル配線は、外周が略正方形形状となるように、渦巻き形状にパターンされている。
【0034】
各第メタル配線21〜24は、その配線上に設けられた複数のビアホール31〜33によって互いに接続される。例えば、第1メタル配線21(最下層)においては、その渦巻き配線上に一定の間隔をおいてビアホール31が形成されている。なお、引き出し線部7a・7b上にはビアホールが形成されていない。また、例えば、第4メタル配線24(最下層)においては、その渦巻き配線上に一定の間隔をおいてビアホール33が形成されている。
【0035】
ここで、第1メタル配線21において、引き出し線部7a・7b上およびその周囲にはビアホールが形成されていない。したがって、第2メタル配線22〜第4メタル配線24における、引き出し線部7aの上部にあたる部分にもビアホールが形成されておらず、その周辺部分に形成されたビアホール(図中、黒のマーク)は第2メタル配線22〜第4メタル配線24だけを接続する。なお、第2メタル配線22〜第4メタル配線24における、この周辺部分以外に形成されるビアホール(図中、白のマーク)は、各第メタル配線21〜24を電気的に接続している。
【0036】
ここで、本インダクタ1は、渦巻き形状の配線パターンを有する各メタル配線21〜24(コイルパターン)が、その配線上に設けられた多数のビアホール(接続用ビアホール)31〜33によって互いに接続された構成をとる。この構成を模式的に回路図に示してみると図3になる。すなわち、各メタル配線が1つのコイルLおよびこれに直列接続された1つの抵抗Rsに対応(例えば、図中、丸で囲んだ部分は、第1メタル配線21に対応)し、この直列接続されたコイルおよび抵抗が、4個並列接続された構成である。
【0037】
このように、各メタル配線をビアホールにて接続し、多層化をすることで、各メタル配線に直列に付加される抵抗を並列に接続するような形にすることができ、インダクタ全体としての直列抵抗値を下げることができる。直列共振時のインダクタ1のQ値は、自己インダクタンスをL、その直列抵抗値をRlとして、Q=ωL/Rlで表される。したがって、直列抵抗値Rlを小さくすることでインダクタ単体のQ値を高めることができる。
【0038】
このインダクタ1では、半導体基板上に第1絶縁層11が形成され、この第1絶縁層11の面上に第1メタル配線21が形成されているが、図4に示すインダクタ10ように、半導体基板と第1絶縁層11との間(最下層に位置する絶縁層の下層、半導体基板面)にベタ状のGNDパターンを形成することが好ましい。なお、図4における、各絶縁層、各メタル配線、および各ビアホールの構成およびこれらの配置・接続関係は、上記した図1の構成と同様である。
【0039】
このインダクタ10がもたらす有利な効果を以下に説明する。
【0040】
例えば、渦巻き形状の各メタル配線をL、各メタル配線に発生する抵抗をRs、各メタル配線および半導体基板間に発生する寄生容量をCox1・Cox2、GNDに対する半導体基板の抵抗(基板抵抗)をRsub、GNDおよび半導体基板間に発生する寄生容量をCsubとし、各メタル配線をπ型インダクタモデルで示すと、図5のようになる。すなわち、コイルLおよび抵抗Rlが直列に接続されており、その両端をP1・P2(コイルLおよび抵抗RsがP1・P2間に直列に接続されている)として、P1と容量Cox1の一方の電極が接続されるとともに該容量Cox1の他方の電極とGNDパターンとの間にRsubおよびCsubが並列に接続され、かつ、P2と容量Cox2の一方の電極が接続されるとともに該容量Cox2の他方の電極とGNDパターンとの間にもRsubおよびCsubが並列に接続されている。
【0041】
ここで、Csubは通常無視できること、およびRsub同士がGNDを介して繋がっていること、およびメタル配線が多層化されていることを考慮すれば、上記のモデルに基づいて、本インダクタ10は、図6に示す回路で説明できる。すなわち、コイルLおよび抵抗Rlが直列に接続されるとともに容量Cおよび抵抗Rcが直列接続され、かつ、この直列接続されたコイルLおよび抵抗Rlと、直列接続された容量Cおよび抵抗Rcとが並列に接続されている。なお、図6におけるRcは図5における基板抵抗Rsubに対応し、図6におけるCは図5における寄生容量Cox1・2に対応する。また、抵抗Rlは、メタル配線全体(第1〜4メタル配線21〜24)に発生する抵抗である。
【0042】
共振回路を構成するために、図6で説明されるインダクタを、可変容量素子Cvに並列接続した構成が図7である。すなわち、直列接続されたコイルLおよび抵抗Rlと、直列接続された容量Cおよび抵抗Rcと、可変容量素子Cvとを並列に接続した構成である。そして、この図7の構成の等価回路を、図8に示す。図8では、コイルLおよび抵抗Rlが直列に接続されるとともに容量C’および抵抗Rc’が直列接続され、かつ、この直列接続されたコイルLおよび抵抗Rlと、直列接続された容量C’および抵抗Rc’とが並列に接続されている。
【0043】
以下に、この図6〜図8に示す回路について説明する。
【0044】
まず、図7の回路における、直列接続された容量Cおよび抵抗Rcと可変容量素子Cvとが並列に接続された部分のアドミタンスYは以下のように表せる。
【0045】
【数1】
【0046】
ただし、容量Cの容量値をC、抵抗Rcの抵抗値をRc、可変容量素子Cvの容量をCvとしている。
【0047】
また、図8の回路における容量C’および抵抗Rc’が直列接続された部分のインピーダンスZは以下のように表せる。
【0048】
【数2】
【0049】
ただし、容量C’の容量値をC’、抵抗Rc’の抵抗値をRc’としている。
【0050】
(1)・(2)式の対応から、Rc’およびC’は以下のように表せる。
【0051】
【数3】
【0052】
【数4】
【0053】
ただし、コイルLの自己インダクタンスをLとしている。
【0054】
上記のRc’の式に関して、希望周波数=1.00G[Hz]、L=4.00n[H]、多層化による寄生容量C=600f[F]、Rl=2.00[Ω]、Cv=5.96p[F]を代入すると、Rcに対するRc’の関係は図9に示すグラフになる。なお、Rcを1.00×10−5〜1.00×109[Ω]とする。
【0055】
図9に示されるように、Rcを1[Ω]以下にすれば、R’cをほぼ0[Ω]にすることができる。なお、Rc’の変動は0〜1.20[Ω]であり、Rcが数百Ωの抵抗値を有するときにRc’はピーク値(約1.22[Ω])をとる。
【0056】
同様に、上記のC’の式に関して、希望周波数=1.00G[Hz]、L=4.00n[H]、C=600f[F]、Rl=2.00[Ω]、Cv=5.96p[F]を代入すると、Rcに対するC’の関係は図10に示すグラフになる。なお、Rcを1.00×10−5〜1.00×109[Ω]とする。
【0057】
図10に示されるように、C’の変動は5.95〜6.55p[F]であり、Rcが数十Ω以下ではほぼ一定の約6.55p[F]であり、数百Ω近辺で急激に減少し、Rcが千Ω以下ではほぼ一定の約5.95p[F]となる。
【0058】
また、共振器のQ値は、以下のように表せる。
【0059】
【数5】
【0060】
よって、希望周波数=1.00G[Hz]、L=4.00n[H]、C=600f[F]、Rl=2.00[Ω]、Cv=5.96p[F]としたときの、Rc’に対する図8の回路におけるQ値の関係は図11に示すグラフになる。なお、Rc’を1.00×10−5〜1.00×102[Ω]とする。
【0061】
図11に示されるように、Rc’を小さくすれば(0に近づければ)、Q値を12.3程度まで高めることができる。このRc’は上記のように、(GNDに対する半導体基板の抵抗Rsubに対応する)Rcを1.00[Ω]以下にすれば、ほぼ0[Ω]にすることができる。一方、Rc’が1.2[Ω](Rcにして数百[Ω])程度まで大きくなると、Q値は8.0程度にまで低下する。
【0062】
インダクタ10では、半導体基板と第1絶縁層11との間(最下層に位置する絶縁層の下層、半導体基板面)にベタ状のGNDパターンが形成されているため、Rcをほぼ0[Ω]にすることができる。
【0063】
このように、インダクタ10を共振回路に用いれば、インダクタ1に比較してそのQ値を高めることができる。
【0064】
ここで、共振回路に、インダクタ10を用いた場合1)、インダクタ1を用いた場合2)、および従来のインダクタを用いた場合3)の比較を図12に示す。従来のインダクタの構成は上記特許文献1記載の構成(図1・2参照)とする。
【0065】
従来の構成では、希望周波数=1.00G[Hz]、L=4.00n[H]、C=300f[F]、Rl=4.00[Ω]、可変容量素子の容量値Cv=6.33p[F]、Rc=300[Ω]、Rc’=0.475[Ω](式3参照)、C’=6.33p[F](式4参照)である。この従来の場合では、複数メタル配線の積層をとらないため、メタル配線の寄生容量に由来するCは本願に係る1)や2)の場合と比較して小さく、反面、メタル配線全体の抵抗Rlは1)や2)の場合と比較して大きい。このとき、共振回路のQ値は5.46程度である。
【0066】
本願の2)の構成では、希望周波数=1.00G[Hz]、L=4.00n[H]、C=600f[F]、Rl=2.00[Ω]、可変容量素子の容量値Cv=6.28p[F]、Rc=300[Ω]、Rc’=1.1[Ω](式3参照)、C’=6.56p[F](式4参照)である。
【0067】
この2)の場合には、複数メタル配線の積層をとるため、メタル配線の寄生容量に由来するCは従来の場合と比較して大きく(従来の2倍)、反面、メタル配線全体の抵抗Rlは従来の場合と比較して小さい(従来の1/2)。また、1)の場合とは異なり、細長い裂け目のような切り口を設けたGNDパターン(図17参照)を形成しているため、Rcの値は1)の場合と比較して大きい(1)の場合の30000倍)。なお、寄生容量が付加される分、Cvは従来の場合に比較して小さく設定する。
【0068】
このとき、共振回路のQ値は7.96程度であり、従来の場合と比較して、1.45倍程度の向上が見込まれる。位相雑音特性(phase noise)は、通常、以下のリーソンの式(Leeson’s equation)から導かれる。
【0069】
【数6】
【0070】
上式よりQ値は位相ノイズに対して(1/Q)2で効くと考えられる。よって、雑音電力向上は−10log(2)の場合のQ値/従来のQ値)2となり、位相雑音としては約3.2dB程度の向上が見込まれる。
【0071】
本願の1)の構成では、希望周波数=1.00G[Hz]、L=4.00n[H]、C=600f[F]、Rl=2.00[Ω]、可変容量素子の容量値Cv=5.96p[F]、Rc=1.00×10−2[Ω]、Rc’=8.36×10−5[Ω](式3参照)、C’=6.56p[F](式4参照)である。この2)の場合には、複数メタル配線の積層をとるため、メタル配線の寄生容量に由来するCは従来の場合と比較して大きく(従来の2倍)、反面、メタル配線全体の抵抗Rlは従来の場合と比較して小さい(従来の1/2)。また、2)の場合とは異なり、ベタ状のGNDパターンを形成しているため、Rcの値は2)の場合と比較して小さい(2)の場合の1/30000倍)。なお、寄生容量が付加される分、Cvは従来の場合に比較して小さく設定する。
【0072】
このとき、共振回路のQ値は12.3程度であり、従来の場合と比較して、2.25倍程度の向上が見込まれる。また、(5)式から、雑音電力向上は−10log(2)の場合のQ値/従来のQ値)2となり、位相雑音としては約7dB程度の向上が見込まれる。
【0073】
以上から、インダクタ1およびインダクタ10の構成によれば、従来の構成に比較してメタル配線および半導体基板間の寄生容量が増えるものの、メタル配線の積層構造、これに加えてのベタ状のGNDパターンの形成によって、共振器のQ値を高め、その位相ノイズを低減させることができる。
【0074】
なお、上記従来技術で示したような構成では、GNDパターンを磁界方向に直交する切込みを入れることでRcを大きくし、かつ半導体基板・メタル配線間の寄生容量Cを小さくするのが一般的である。というのも、コイルL単体としてのQ値を上げるには、図6における基板容量(酸化膜容量)Cおよび基板抵抗Rcの直列接続部分のインピーダンスZ(Z=1/jωC+Rc)を大きくし、CやRcを見えにくくするのが有効だからである。これに対し、本インダクタ1やインダクタ10では、Rcを小さくし、インダクタ自体の寄生容量Cも増加する。すなわち、インダクタ1では、寄生容量Cは増加するものの、メタル配線の抵抗を大幅に下げることで、これらのインダクタを用いた共振器のQ値を高めている。さらに、インダクタ10では、ベタ状のGNDパターンを形成してRcを下げ、共振器のQ値を一層高めている。本来バリアブルコンデンサ等の容量可変素子が並列に設けられる共振器(例えば、電圧制御発振器等に用いられる、図16参照)に本インダクタを用いた場合、メタル配線の多層化による寄生容量増加の影響が小さくなり、メタル配線の多層化による配線抵抗(Rl)低減効果の方が大きくなる。加えて、ベタ状のGNDパターンを形成し、Rcを低減させることで共振器全体としてのQ値を大幅に向上させることができる。
【0075】
ところで、共振回路を含む発振器(例えば、VCO)が形成されるような高周波集積回路(RF回路)には電子移動度の高く、高周波特性の良好なガリウム砒素等の化合物半導体が使用されることが多かった。つまり、シリコンプロセス等を用いたロジック回路と高周波集積回路とは異なる半導体装置内に形成され、高周波集積回路とロジック回路とが、同一の半導体装置内に混載されることは少なかった。
【0076】
しかし近年では技術の進歩に伴いシリコンプロセス等での微細化、高周波特性の良好なトランジスタの形成が可能となり、高周波集積回路をシリコン基板上等に形成できるようになった。このように、同一基板(例えば、シリコン基板)上にシリコンプロセス等を用いたロジック回路と高周波回路とを混載することが可能となったことで、このロジック回路が発生する雑音が基板を通じて(高周波回路中の)発振器内のインダクタに混入し、高周波特性を劣化させるおそれが高くなっている。
【0077】
このような視点から、インダクタ1やインダクタ10をシールド構造にすることも可能である。これを図13に示す。同図に示されるインダクタ20は、第1〜4メタル配線21〜24の周囲に、多数のビアホール25(シールド用ビアホール)が形成されている構成である。
【0078】
半導体レイアウトプロセスの制約上、ビアホールとビアホールとの間には、一定の間隔を取らなければならない。よって、各メタル配線の周りに単純にビアホールを並べただけであれば、この間隔(プロセス上の制約間隔)分の隙間ができてしまうことになる。図14(b)は、各メタル配線の周りにビアホール1段だけ並べただけの場合である。この場合、ビアホールを設けない場合よりはノイズシールド効果が認められものの、メタル配線の積層方向に直交する(絶縁層の面方向)方向から見れば、図15(b)に示すように、プロセス上の制約間隔分だけ隙間があくことになる。とすれば、特に、デジタル・アナログ混載の半導体集積回路ではその隙間からデジタル回路からの雑音が伝播するおそれが高い。
【0079】
そこで、本インダクタ20では、各メタル配線21〜24の周囲に、複数段構成となるようにビアホールを形成し、かつ、図14(a)に示すように、例えば、1段目と2段目および2段目と3段目を入れ子状に配している。すなわち、1段目の各ビアホールは、プロセス上の制約間隔だけ互いに離隔して形成されている。そして、2段目の各ビアホールは、1段目の各ビアホール間の隙間を通る行上に位置するように(1段目の隙間を埋めるように)形成されている。
【0080】
これにより、メタル配線の積層方向に直交する(絶縁層の面方向)方向から見れば、図15(a)に示すように、その周囲がビアホールでほぼ隙間なく埋められている構成にすることができる。これにより、デジタル回路等からのノイズが本インダクタ20に混入しにくくすることができる。
【0081】
本インダクタ(1・10・20)は、バラクタ等の可変容量素子とともに、図16に示すような電圧制御発振器(VCO)に用いられる。このVCOは、受動部と能動部とを備えている。受動部(共振回路)は、一般に、コイル(インダクタ)Lと可変容量素子Cvとが並列接続された構成である。ただし、インダクタの配線抵抗や寄生容量を考慮すれば、上記した図7のような等価回路となる。また、受動部に並列に接続される能動部では、2つのトランジスタが交差接続される(互いのエミッタ端子同士が接続され、互いのベース端子およびコレクタ端子が接続される)とともに、各トランジスタの共通エミッタ端子が定電流源に接続されており、負性抵抗回路が構成されている。
【0082】
また、本発明は、半導体プロセスにおいて、複数の絶縁層と、複数の絶縁層により電気的に絶縁された複数のメタル層と、複数のメタル層を電気的に接続するビアホールと、を用いて形成されるインダクタ素子と、容量を可変できる可変容量素子を備えた共振器に用いるインダクタ構造であって、インダクタ素子は、少なくとも1つのメタル層は、インダクタ素子の端子引き出しのためのもので、少なくとも2つのメタル層は、インダクタを形成するために同一のパターンであって、各メタル層間はビアホールを介して接続を行い、多層化をすることにより、インダクタに付加される浮遊容量は増加しても、各層毎のインダクタに付加される直列抵抗値を下げることが可能になり、共振器のQ値を高めることを特徴としたインダクタ構造と表現することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【0083】
本発明に係るインダクタ、共振回路および発振回路は、衛星放送用チューナ、ケーブルテレビ用チューナ、地上波用チューナ、無線LAN機器、移動体通信機器等の高周波送受信器等に広く適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【0084】
【図1】本発明に係るインダクタの断面構成を示す斜視図である。
【図2】(a)は図1に示すインダクタの上層部(最下層以外)のメタル配線を示す平面図であり、(b)は図1に示すインダクタの最下層のメタル配線を示す平面図である。
【図3】積層化されたメタル配線を模式的に表す回路図である。
【図4】図1に示すインダクタの変形例を示す上面図である。
【図5】本インダクタをπ型インダクタモデルで示したときの回路図である。
【図6】図5のπ型インダクタモデルを計算のために簡易化した回路図である。
【図7】本発明に係る共振回路の計算に用いる回路図である。
【図8】図7に示す回路の等価回路である。
【図9】図8の回路におけるR’の図7の回路におけるRc依存特性を示すグラフである。
【図10】図8の回路におけるC’の図7の回路におけるRc依存特性を示すグラフである。
【図11】図8の回路におけるQ値の図8の回路におけるRc’依存特性を示すグラフである。
【図12】本発明係る各構成と従来構成との比較結果を示す表である。
【図13】図1に示すインダクタの変形例を示す上面図である。
【図14】(a)はビアホールの入れ子の構成を示す上面模式図、(b)は(a)との対比構成を示す模式図である。
【図15】(a)はビアホールの入れ子の構成を示す側面模式図、(b)は(a)との対比構成を示す模式図である。
【図16】本インダクタを用いた電圧制御発振器の回路図である。
【図17】従来のGNDパターンを示す平面図である。
【図18】従来のインダクタの構成を示す上面図である。
【図19】従来のインダクタの構成を示す断面図である。
【符号の説明】
【0085】
1・10・20 インダクタ
11〜14 メタル配線(コイルパターン)
21〜24 絶縁層
25 ビアホール(シール用ビアホール)
31〜34 ビアホール(接続用ビアホール)
【特許請求の範囲】
【請求項1】
積層された複数の絶縁層における所定の層上にコイルパターンが形成されたインダクタであって、
少なくとも2つの絶縁層上にコイルパターンが形成されるとともに各コイルパターン同士が電気的に接続されていることを特徴とするインダクタ。
【請求項2】
各コイルパターン同士が複数の接続用ビアホールによって電気的に接続されていることを特徴とする請求項1記載のインダクタ。
【請求項3】
上記コイルパターンの周囲を取り囲むように複数のシールド用ビアホールが形成されていることを特徴とする請求項1に記載のインダクタ。
【請求項4】
上記シールド用ビアホールがコイルパターンの周囲に複数段となるように形成されるとともに、隣接する各段のシールド用ビアホールが入れ子状に配されていることを特徴とする請求項3に記載のインダクタ。
【請求項5】
請求項1〜4記載のいずれか1項に記載のインダクタと、該インダクタと並列に配された可変容量素子とを備えることを特徴とする共振回路。
【請求項6】
上記インダクタの最下層に位置する絶縁層の下層に、ベタ状のGNDパターンが設けられていることを特徴とする請求項5記載の共振回路。
【請求項7】
請求項5記載の共振回路を備えることを特徴とする半導体集積回路。
【請求項8】
請求項5記載の共振回路を備えることを特徴とする発振器。
【請求項9】
請求項8記載の発振器を備えることを特徴とする通信装置。
【請求項1】
積層された複数の絶縁層における所定の層上にコイルパターンが形成されたインダクタであって、
少なくとも2つの絶縁層上にコイルパターンが形成されるとともに各コイルパターン同士が電気的に接続されていることを特徴とするインダクタ。
【請求項2】
各コイルパターン同士が複数の接続用ビアホールによって電気的に接続されていることを特徴とする請求項1記載のインダクタ。
【請求項3】
上記コイルパターンの周囲を取り囲むように複数のシールド用ビアホールが形成されていることを特徴とする請求項1に記載のインダクタ。
【請求項4】
上記シールド用ビアホールがコイルパターンの周囲に複数段となるように形成されるとともに、隣接する各段のシールド用ビアホールが入れ子状に配されていることを特徴とする請求項3に記載のインダクタ。
【請求項5】
請求項1〜4記載のいずれか1項に記載のインダクタと、該インダクタと並列に配された可変容量素子とを備えることを特徴とする共振回路。
【請求項6】
上記インダクタの最下層に位置する絶縁層の下層に、ベタ状のGNDパターンが設けられていることを特徴とする請求項5記載の共振回路。
【請求項7】
請求項5記載の共振回路を備えることを特徴とする半導体集積回路。
【請求項8】
請求項5記載の共振回路を備えることを特徴とする発振器。
【請求項9】
請求項8記載の発振器を備えることを特徴とする通信装置。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【公開番号】特開2006−173145(P2006−173145A)
【公開日】平成18年6月29日(2006.6.29)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2004−358975(P2004−358975)
【出願日】平成16年12月10日(2004.12.10)
【出願人】(000005049)シャープ株式会社 (33,933)
【Fターム(参考)】
【公開日】平成18年6月29日(2006.6.29)
【国際特許分類】
【出願日】平成16年12月10日(2004.12.10)
【出願人】(000005049)シャープ株式会社 (33,933)
【Fターム(参考)】
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