モータ制御システム
【課題】交流モータにおいて最適電流進角ライン上か又はその近傍での電流位相による矩形波制御を積極的に用いることによってシステム全体の損失を効果的に低減する。
【解決手段】モータ制御システム１０は、バッテリ１１からの直流電圧を昇降圧可能なコンバータ２０と、コンバータ２０による昇圧直流電圧を交流電圧に変換するインバータ２２と、インバータ２２から交流電圧が印加されて駆動される交流モータＭ１と、入力されるトルク指令値に応じてコンバータ２０およびインバータ２２を作動制御することにより交流モータを矩形波制御等の複数の制御方式で駆動制御可能な制御部２６とを備える。制御部２６は、交流モータＭ１が矩形波制御中であるとき、交流モータＭ１に流れるモータ電流のｄ軸ｑ軸平面上における電流ベクトルの電流位相（ｉｄ，ｉｑ）が最適電流進角ライン上に近づくようにシステム電圧指令値ＶＨ＊を補正する。
【解決手段】モータ制御システム１０は、バッテリ１１からの直流電圧を昇降圧可能なコンバータ２０と、コンバータ２０による昇圧直流電圧を交流電圧に変換するインバータ２２と、インバータ２２から交流電圧が印加されて駆動される交流モータＭ１と、入力されるトルク指令値に応じてコンバータ２０およびインバータ２２を作動制御することにより交流モータを矩形波制御等の複数の制御方式で駆動制御可能な制御部２６とを備える。制御部２６は、交流モータＭ１が矩形波制御中であるとき、交流モータＭ１に流れるモータ電流のｄ軸ｑ軸平面上における電流ベクトルの電流位相（ｉｄ，ｉｑ）が最適電流進角ライン上に近づくようにシステム電圧指令値ＶＨ＊を補正する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御システムに係り、特に、コンバータで昇圧された直流電圧をインバータで交流電圧に変換して印加することにより交流モータを駆動制御するモータ制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、バッテリからの電力により駆動されて動力を出力する電動機を走行用動力源として備えた電気自動車が知られている。上記電動機には、三相同期型交流モータが用いられることがある。この三相同期型交流モータは、電源から供給される直流電圧をインバータによって三相交流電圧に変換して印加されることによって駆動される。
【０００３】
また、上記電気自動車では、バッテリから供給される直流電圧をそのままインバータへ供給するのではなく、昇降圧コンバータで所定の指令値まで昇圧してから上記インバータへ入力することがある。このように昇降圧コンバータで昇圧してシステム電圧ＶＨを高くすることで、交流モータに関してより高トルク高回転での駆動が可能になるという利点がある。
【０００４】
上記三相交流モータの制御方式として、正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御、過変調制御および矩形波制御が周知である。これらの制御方式が車両の運転条件や後述する変調率等に応じて選択的に切り替えられて用いられることが広く行われている。
【０００５】
例えば、特許文献１（特開２００６−３１１７６８号公報）には、インバータへの入力電圧を可変制御可能なモータ制御システムにおいて、特定の制御方式における変調率を目標値に維持することが開示されている。このモータ制御システムでは、インバータ（１４）が、ＰＷＭ制御ブロック（２００）によるトルク制御に従って、システム電圧ＶＨを交流電圧に変換して交流モータ（Ｍ１）へ印加する。変調率目標値設定部（３１０）は、変調率が固定されないインバータ（１４）での特定の制御方式において、システム全体での損失が低減されるような変調率を変調率目標値（Ｋｍｄ♯）として設定する。変調率演算部（３３０）は、インバータ（１４）への入力電圧すなわちシステム電圧（ＶＨ）に対するモータ必要電圧の振幅（Ｖａｍｐ）の比を演算して実際の変調率（Ｋｍｄ）を求める。電圧指令値発生部（３４０）は、実際の変調率（Ｋｍｄ）および変調率目標値（Ｋｍｄ♯）の比較に基づき、システム電圧（ＶＨ）の電圧指令値（ＶＨ♯）を生成する。コンバータ（１２）は、電圧指令値（ＶＨ♯）に基づきシステム電圧（ＶＨ）を可変制御するというものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−３１１７６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記特許文献１のモータ制御システムのように、コンバータ、インバータおよび交流モータを含むモータ制御システムでは、コンバータによる昇圧電圧を低くして所謂１パルス制御の矩形波制御で交流モータを動作させることがコンバータおよびインバータでのスイッチング損失を低減するのに有利であるが、矩形波制御は弱め界磁制御の下での電圧位相制御であるため弱め界磁電流が増加するとモータ損失が増加することになる。逆に、コンバータによる昇圧電圧を高くして正弦波ＰＷＭ制御で交流モータを動作させるとモータ損失は低減できるが、スイッチング回数の増加に伴うスイッチング損失により、コンバータおよびインバータでの損失が増加することになる。したがって、交流モータを含むシステム全体の損失を最小にするには、矩形波制御で且つモータ電流の電流ベクトルが最大トルクを出力する最適電流進角ライン上か又はその近傍にあるときである。
【０００８】
このようにモータ電流の電流位相が最適電流進角ライン上か又はその近傍の矩形波制御モードで交流モータの動作を制御しようとするとき、矩形波制御における変調率が一定（例えば０．７８）となるため、上記特許文献１に記載のように変調率を目標としてシステム電圧を可変制御することができない。
【０００９】
本発明の目的は、交流モータにおいて最適電流進角ライン上か又はその近傍での矩形波制御を積極的に用いることによりシステム全体の損失を効果的に低減できるモータ制御システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係るモータ制御システムは、電源から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇降圧可能なコンバータと、前記コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、インバータから交流電圧が印加されて駆動される交流モータと、入力されるトルク指令値に応じて前記コンバータおよびインバータを作動制御することにより前記交流モータを正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で駆動制御可能な制御部と、を備えるモータ制御システムであって、前記制御部は、前記交流モータが矩形波制御中であるとき、前記交流モータに流れるモータ電流のｄ軸ｑ軸平面上における電流ベクトルの電流位相が最適電流進角ライン上に近づくように前記システム電圧指令値を補正するものである。
【００１１】
本発明に係るモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記モータ電流の電流ベクトルの電流位相フィードバック制御により前記システム電圧指令値を補正するシステム電圧補正部を含んでもよい。
【００１２】
この場合、前記システム電圧補正部は、前記モータ電流に基づいてシステム電圧偏差を生成するシステム電圧偏差生成部と、前記システム電圧偏差を解消すべくシステム電圧補正値を生成する比例積分制御部とからなってもよい。
【００１３】
また、本発明に係るモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記ｄ軸ｑ軸平面上において前記最適電流進角ラインの進角側に昇圧閾値ラインが規定されるとともにその遅角側に降圧閾値ラインが規定されたマップを記憶しており、前記電流位相が前記昇圧閾値ラインを進角側に下回ったとき最適電流進角ラインへ戻すように前記コンバータを所定レートで昇圧動作させ、前記電流位相が前記降圧閾値ラインを遅角側に上回ったときに前記コンバータを所定レートで降圧動作させてもよい。
【００１４】
さらに、本発明に係るモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記交流モータに印加される交流電圧の電圧位相が目標電圧位相となるよう電圧位相フィードバック制御を行うことにより前記システム電圧指令値を補正するシステム電圧補正部を含んでもよい。
【００１５】
この場合、前記システム電圧補正部は、補正後のシステム電圧指令値に応じて目標電圧位相を生成する目標電圧位相生成部と、前記目標電圧位相と実際の指令電圧位相との偏差を解消すべくシステム電圧補正値を生成する比例積分制御部とからなってもよい。
【発明の効果】
【００１６】
本発明に係るモータ制御システムによれば、コンバータによる昇圧電圧をできるだけ低く抑えながら最適電流進角ライン上か又はその近傍の電流位相で交流モータを矩形波制御により動作させることができる。これにより、システム全体の損失を効果的に低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】モータ制御システムの全体構成を概略的に示す図である。
【図２】正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御の電圧波形と変調率を示す図である。
【図３】モータの運転条件をトルクおよび回転数で規定するマップを示す図である。
【図４】ｄ軸ｑ軸平面上において正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のモータ電流の電流位相を示す図である。
【図５】（ａ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨとシステム損失との関係を示すグラフ、（ｂ）は３制御モードにおけるシステム電圧と変調率との関係を示すグラフ、（ｃ）は３制御モードにおけるシステム電圧とモータ電流値との関係を示すグラフである。
【図６】制御部を示すブロック図である。
【図７】図６における電流位相フィードバック部の一例を示すブロック図である。
【図８】システム電圧が補正されることにより制御方式切替ラインが変位する様子を示す、図３と同様の図である。
【図９】図６における電流位相フィードバック部の変形例を示すブロック図である。
【図１０】電流位相フィードバック部に代わる電圧位相フィードバック部を含む制御部を示す、図６と同様のブロック図である。
【図１１】図１０における電圧位相フィードバック部の一例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下に、本発明に係る実施の形態（以下、実施形態という）について添付図面を参照しながら詳細に説明する。この説明において、具体的な形状、材料、数値、方向等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様等にあわせて適宜変更することができる。また、以下において複数の実施形態や変形例などが含まれる場合、それらの特徴部分を適宜に組み合わせて用いることは当初から想定されている。
【００１９】
図１は、一実施形態であるモータ制御システム１０の全体構成を示す図である。モータ制御システム１０は、モータを走行用動力源として搭載するハイブリッド自動車や電気自動車等に好適に用いることができる。
【００２０】
モータ制御システム１０は、直流電源であるバッテリ１１と、電圧センサ１２，１４と、システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２と、平滑コンデンサ１６，１８と、昇降圧コンバータ（以下、単に「コンバータ」という）２０と、インバータ２２と、電流センサ２４と、制御部２６と、交流モータＭ１とを備える。
【００２１】
交流モータＭ１は、例えばハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、例えば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００２２】
バッテリ１１は、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。あるいは、二次電池以外に、化学反応を伴わないキャパシタや、燃料電池が電源装置として用いられてもよい。電圧センサ１２は、バッテリ１１から出力される直流電圧またはバッテリ電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御部２６へ出力する。また、バッテリ１１には温度センサ２８が設けられている。温度センサ２８によって検出されたバッテリ温度Ｔｂは、制御部２６へ出力される。
【００２３】
システムメインリレーＳＭＲ１は、バッテリ１１の正極端子および電力線３０の間に接続され、システムメインリレーＳＭＲ２は、バッテリ１１の負極端子およびアース線３２の間に接続される。システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御部２６からの信号ＳＥによりオン・オフされる。より具体的には、システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御部２６からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御部２６からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。平滑コンデンサ１６は、電力線３０およびアース線３２の間に接続される。
【００２４】
コンバータ２０は、リアクトルＬと、電力用半導体スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｅ１およびＥ２は、電力線３０およびアース線３２の間に直列に接続される。電力用スイッチング素子Ｅ１およびＥ２のオン・オフは、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２によって制御される。
【００２５】
電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」という）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等を好適に用いることができる。スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。
【００２６】
リアクトルＬは、スイッチング素子Ｅ１およびＥ２の接続ノードと電力線３０の間に接続される。また、平滑コンデンサ１６は、電力線３０およびアース線３２の間に接続される。平滑コンデンサ１６は、バッテリ電圧Ｖｂを平滑化してインバータ２２へ供給する機能を有する。
【００２７】
インバータ２２は、電力線３０およびアース線３２の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム３４と、Ｖ相アーム３６と、Ｗ相アーム３８とからなる。各相アーム３４〜３８は、正極側の電力線３１とアース線３２との間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。例えば、Ｕ相アーム３４はスイッチング素子Ｅ３，Ｅ４からなり、Ｖ相アーム３６はスイッチング素子Ｅ５，Ｅ６からなり、Ｗ相アーム３８はスイッチング素子Ｅ７，Ｅ８からなる。また、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオン・オフは、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。
【００２８】
各相アーム３４〜３８の中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、三相同期型の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点３９に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム３４〜３８のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００２９】
コンバータ２０は、昇圧動作時には、バッテリ１１から供給された直流電圧を昇圧した直流電圧（インバータ２２への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧ＶＨ」という）をインバータ２２へ供給する。より具体的には、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｅ１のオン期間およびＥ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。
【００３０】
昇降圧コンバータ２０は、バッテリ１１から供給された例えば３００Ｖの直流電圧を最
大で例えば６００Ｖの昇圧上限電圧まで昇圧可能である。ただし、この昇圧上限電圧は、固定値ではなく、例えば車両の要求等に応じて可変であってもよく、例えば、ドライバーのスイッチ操作によってエコモードが選択されたとき、制御部２６にＥＣＯ信号が入力されることによってコンバータ２０の昇圧上限値が例えば４００Ｖに制限されてもよい。
【００３１】
また、昇降圧コンバータ２０は、降圧動作時には、平滑コンデンサ１８を介してインバータ２２から供給された直流電圧を降圧してバッテリ１１を充電する。より具体的には、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｅ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。
【００３２】
平滑コンデンサ１８は、コンバータ２０からの直流電圧を平滑化してインバータ２２へ供給する機能を有する。電圧センサ１４は、平滑コンデンサ１８の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値ＶＨを制御部２６へ出力する。
【００３３】
インバータ２２は、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊が正（Ｔｑ＊＞０）の場合には、平滑コンデンサ１８から直流電圧が供給されると制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ２２は、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊が零の場合（Ｔｑ＊＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｑ＊によって指定された正または零のトルクを発生するように駆動される。
【００３４】
また、モータ制御システム１０が搭載された車両の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊は負に設定される（Ｔｑ＊＜０）。この場合には、インバータ２２は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサ１８を介してコンバータ２０へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００３５】
電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御部２６へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（例えば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。
【００３６】
交流モータＭ１には、例えばレゾルバ等の回転角センサ４０が設けられている。回転角センサ４０は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御部２６へ送出する。制御部２６では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数や回転速度を算出する。
【００３７】
制御部２６は、外部に設けられた電子制御ユニット（ＥＣＵ）から入力されたトルク指令値Ｔｑ＊、電圧センサ１２によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１４によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｕ，ｉｖ、回転角センサ４０からの回転角θに基づいて、後述する方法により交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｑ＊に従ったトルクを出力するように、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成してコンバータ２０およびインバータ２２の動作を制御する。
【００３８】
コンバータ２０の昇圧動作時には、制御部２６は、平滑コンデンサ１８の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、コンバータ２０の出力電圧ＶＨがシステム電圧指令値ＶＨ＊となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。
【００３９】
また、制御部２６は、車両が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ２２へ出力する。これにより、インバータ２２は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ２０へ供給する。
【００４０】
さらに、制御部２６は、車両が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、インバータ２２から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ２０へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、降圧された直流電圧に変換されてバッテリ１１に充電される。
【００４１】
次に、制御部２６によって制御される、インバータ２２における電力変換について詳細に説明する。本実施形態のモータ制御システム１０では、インバータ２２における電力変換について図２に示すような３つの制御方式（または制御モード）を切替えて使用する。
【００４２】
正弦波ＰＷＭ制御方式は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には、三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一制御周期内でその基本波成分が正弦波状交流電圧（モータ必要電圧）となるようにデューティ比が制御される。周知のように、一般的な正弦波ＰＷＭ制御方式では、システム電圧ＶＨに対するモータ必要電圧の振幅の比として定義される変調率Ｋｍｄを０．６１まで高めることができる。ただし、２相変調方式または３次高調波重畳制御による正弦波ＰＷＭ制御の場合には、変調率Ｋｍｄを０．７０まで高められることが知られている。
【００４３】
一方、矩形波制御方式では、上記一制御周期内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータＭ１に印加する。矩形波制御方式では、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。これにより、変調率Ｋｍｄは０．７８まで高められる。
【００４４】
過変調制御方式は、上記正弦波ＰＷＭ制御方式と同様に正弦波状の電圧指令値と搬送波との電圧比較に従ってＰＷＭ制御を行なうものであるが、この場合、電圧指令値が搬送波よりも大きくなる領域で比較的大きなデューティ比の矩形パルスが生成される結果として略正弦波状をなす基本波成分の振幅を拡張することができ、これにより変調率Ｋｍｄを０．６１〜０．７８の範囲で高めることができる。
【００４５】
本実施形態のモータ制御システム１０では、コンバータ２０を昇圧動作させることなくバッテリ電圧Ｖｂをシステム電圧ＶＨとしてインバータ２２に供給することによって、交流モータＭ１を上記３つの制御方式のいずれかで駆動することができる。図３は、その場合の制御方式の適用を示すマップの例を示す。このマップでは、横軸にモータ回転数が、縦軸にモータ出力トルクがとられている。図３に示すように、低回転数域から中回転数域にかけては正弦波ＰＷＭ制御が適用され、中回転領域から高回転領域にかけては過変調制御が適用され、より高回転領域では矩形波制御が適用されるようになっている。
【００４６】
制御部２６は、３つの制御方式から次のようにして制御方式を選択する。図示しない外部ＥＣＵにおいてアクセル開度等に基づく車両要求出力から交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊が算出されて入力されるのを受けて、制御部２６は、予め設定された図３に示すようなマップ等に基づいて、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊およびモータ回転数Ｎからモータ必要電圧を算出する。
【００４７】
そして、制御部２６は、このモータ必要電圧とバッテリ電圧Ｖｂとの関係に従って、弱め界磁制御（矩形波制御方式）および最大トルク制御（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調制御方式）のいずれかを適用してモータ制御を行なうかを選択する。最大トルク制御適用時に、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調制御方式のいずれを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて選択する。すなわち、０＜変調率≦０．６１で正弦波ＰＷＭ制御が、０．６１＜変調率＜０．７８で過変調制御が選択される。また、変調率≦０．７８では矩形波制御が選択される。
【００４８】
上記のように矩形波制御では変調率Ｋｍｄが０．７８で一定になるため、バッテリ電圧Ｖｂをそのままシステム電圧ＶＨとして用いて実行される矩形波制御によって得られる出力トルクおよび回転数には限界がある。そのためバッテリ電圧Ｖｂではトルク指令値に見合った出力トルクを出せなくなったときに、コンバータ２０による昇圧動作を開始してシステム電圧ＶＨを高くするよう制御される。ただし、コンバータ２０には、コンバータ２０およびインバータ２２を構成するスイッチング素子等の耐圧性能に起因する昇圧上限値（または昇圧最大値）が存在する。したがって、システム電圧ＶＨが昇圧上限値にまで達すると、その状態を維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用されることになる。
【００４９】
図４は、ｄ軸ｑ軸平面上において正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のモータ電流の電流位相を示すグラフである。このグラフでは、横軸にｄ軸電流ｉｄが、縦軸にｑ軸電流ｉｑがとられている。そして、最適電流進角ラインが破線で示されている。この最適電流進角ラインは、交流モータＭ１での損失が最小となる最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔの点を連ねて描かれるラインであり、予め実験、シミュレーション等によって得られたものを記憶させておくことができる。
【００５０】
図４に示すように、交流モータＭ１を正弦波ＰＷＭ制御および過変調制御によって駆動するとき、モータ電流の電流位相が最適電流進角ライン上に一致する電流位相となるようにインバータ２２によるモータ電流制御が行われる。これに対し、矩形波制御では、弱め界磁制御を行うために界磁電流であるｄ軸電流ｉｄの絶対値が増加するために、零点位置を基点とする電流ベクトルの先端位置すなわち電流位相が最適電流進角ラインから図中左側（または進角側）へ離れることになってモータ損失が増加する。その様子を、図５を参照して次に説明する。
【００５１】
図５（ａ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨとシステム損失との関係を示すグラフ、同（ｂ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨと変調率Ｋｍｄとの関係を示すグラフ、同（ｃ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨとモータ電流位相との関係を示すグラフである。
【００５２】
図５（ａ）を参照すると、コンバータ２０による昇圧電圧を低くして所謂１パルス制御の矩形波制御で交流モータＭ１を動作させることがコンバータ２０およびインバータ２２でのスイッチング損失を低減してシステム全体の損失を最小にするのに有利である。しかし、矩形波制御は上記のように弱め界磁制御の下での電圧位相制御であるため弱め界磁電流が増加するほどにモータ損失が増加し、それに伴ってシステム全体の損失も大きくなる。
【００５３】
逆に、コンバータ２０による昇圧電圧を高くして正弦波ＰＷＭ制御で交流モータＭ１を動作させるとモータ損失は低減できるが、スイッチング回数の増加に伴うスイッチング損失により、コンバータおよびインバータでの損失が増加することになる。したがって、交流モータＭ１を含むシステム全体の損失を最小にするには、矩形波制御で且つモータ電流の電流ベクトルが最大トルクを出力する最適電流進角ライン上か又はその近傍にあるときである。以下、このような最適電流進角ライン上か又はその近傍の電流位相を最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔという。また、図４および図５（ａ）において、このような最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔでの矩形波制御による交流モータＭ１の動作点が符号４２で示されている。
【００５４】
このようにモータ電流が最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで且つ矩形波制御にて交流モータＭ１の動作を制御しようとするとき、図５（ｂ），（ｃ）に示すように、矩形波制御における変調率Ｋｍｄが一定（０．７８）となるため、変調率Ｋｍｄのフィードバック制御によってシステム電圧ＶＨを最適に可変制御することができない。
【００５５】
そこで、本実施形態のモータ制御システム１０において、制御部２６は、交流モータＭ１を流れるモータ電流の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）のフィードバック制御によってシステム電圧指令値ＶＨ＊を補正することにより、上記最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔでの矩形波制御を積極的に活用することとした。次に、図６を参照して、制御部２６における電流位相のフィードバック制御によるシステム電圧指令値の補正制御について説明する。
【００５６】
図６は、制御部２６における矩形波制御および電流位相フィードバック制御に関わる制御構成を示すブロック図である。図６に示す制御構成は、制御部によって実行される所定プログラムに従った制御演算処理によって実現されるが、その一部または全部がハードウェア要素によって実現されてもよい。
【００５７】
制御部２６は、３相２相変換部５０、トルク推定部５２、減算部５３、トルクフィードバック部５４、システム電圧指令生成部５６、電流位相フィードバック部（システム電圧補正部）５８、および、システム電圧フィードバック部６０を含む。
【００５８】
３相２相変換部５０は、交流モータＭ１に流れる３相モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、ロータ回転角θを用いた座標変換によって、ｄ軸ｑ軸の２相電流ｉｄ，ｉｑに変換して出力する機能を有する。具体的には、電流センサ２４によって検出されるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗからＵ相電流ｉｕ（＝−（ｉｖ＋ｉｗ））を算出し、これらｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づき、回転角センサ４０によって検出される回転角θに応じて、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを生成して出力する。
【００５９】
トルク推定部５２は、予め計測したトルクと電流の関係をマップとして持っており、３相２相変換部５０から入力されるｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに基づき上記マップを参照することによって実際トルクＴｑを導出する。
【００６０】
減算部５３は、外部ＥＣＵから入力されたトルク指令Ｔｑ＊と、上記のように導出された実際トルクＴｑとの比較によりトルク偏差ΔＴｑを生成して、トルクフィードバック部５４へ入力する。
【００６１】
トルクフィードバック部５４は、トルク偏差ΔＴｑについて所定の比例ゲインＧｐおよび積分ゲインＧｉによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相Φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｑ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｑ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。なお、本実施形態ではトルク偏差ΔＴｑを解消するために比例積分制御を実行するものとして説明するが、これに限定されるものではなく、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）を行ってもよい。
【００６２】
さらに、トルクフィードバック部５４は、上記電圧位相Φｖに従って２相電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を求め、これらの２相電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、上記回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって３相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換し、そして、これらの３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に従ってスイッチング制御信号Ｓ２〜Ｓ８を発生する。その結果、インバータ２２がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相Φｖに従った矩形波パルスが交流モータＭ１の各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとして印加される。
【００６３】
システム電圧指令生成部５６は、外部ＥＣＵから入力されるトルク指令値Ｔｑ＊、および、上記回転角θから算出されたモータ回転数Ｎに基づき、予め設定されたテーブルまたはマップ等を参照して、システム電圧指令値ＶＨ＊を生成して出力する。
【００６４】
システム電圧フィードバック部６０は、入力されるシステム電圧指令値ＶＨ＊にまでバッテリ電圧Ｖｂを昇圧するようスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成してコンバータ２０へ出力する。この制御信号を受けてスイッチング素子Ｅ１，Ｅ２がオン・オフ制御されることによって、電圧指令値ＶＨ＊に応じたシステム電圧ＶＨがコンバータ２０から平滑コンデンサ１８を介してインバータ２２へ供給される。
【００６５】
コンバータ２０の出力電圧であるシステム電圧ＶＨは、電圧センサ１４によって検出されて、システム電圧フィードバック部６０へ入力される。これにより、閉じた制御ループが構成され、システム電圧ＶＨのフィードバック制御が行われる。具体的には、システム電圧指令値ＶＨ＊と、電圧センサ１４によって検出されるシステム電圧ＶＨとの偏差が解消されるように操作量（具体的には、コンバータのスイッチング素子Ｅ１，Ｅ２のデューティ比）が例えばＰＩ演算されてフィードバック制御される。
【００６６】
電流位相フィードバック部５８は、上記３相２相変換部５０によって生成されたモータ実電流である電流位相（ｉｄ，ｉｑ）を受け取り、それに応じてシステム電圧補正値Ｃｖｈを出力する機能を有する。具体的には、図７に示すように、電流位相フィードバック部５８は、ＶＨ偏差生成部６２とＰＩ制御部６４とを含む。
【００６７】
ＶＨ偏差生成部６２は、交流モータＭ１に流れるモータ電流の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）を、トルクを変えることなく、上記最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔに変更するのに必要なシステム電圧偏差ΔＶＨを生成するものであり、そのために参照されるマップが制御部２６に予め記憶されている。図７では、実際の電流位相を符号４２で示す最適電流位相へ変更するために必要とされるシステム電圧偏差ΔＶＨが＋６０ボルトである例が示されている。
【００６８】
なお、このシステム電圧偏差ΔＶＨは、最適電流進角ラインよりも遅角側に実際の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）があって、それを最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔに変更するときには、負の値（すなわちシステム電圧ＶＨの降圧する方）に設定される。
【００６９】
ＰＩ制御部６４は、ＶＨ偏差生成部６２によって生成されたシステム電圧偏差ΔＶＨを解消するための比例積分制御を実行する。具体的には、ＰＩ制御部６４は、所定の比例ゲインおよび積分ゲインによるＰＩ演算を行って制御偏差、具体的にはシステム電圧補正値Ｃｖｈを求め、そして、このシステム電圧補正値Ｃｖｈを、システム電圧指令生成部５６によって生成されたシステム電圧指令値ＶＨ＊に対して、加算部５９にて加算して補正後システム電圧指令値（ＶＨ＊＋Ｃｖｈ）を生成する。このようなシステム電圧指令値ＶＨ＊の補正が電流位相フィードバック部５８を含む閉じた制御ループにて繰り返し実行されることによって、交流モータＭ１の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）が最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで矩形波制御される状態に正確かつ迅速に移行できる。
【００７０】
なお、交流モータＭ１の制御方式が切り替わった後、所定時間は、システム電圧ＶＨの補正値Ｃｖｈを変更しないようにしてもよい。また、コンバータ２０による昇圧動作開始後、所定時間は、システム電圧ＶＨの補正を行わないこととしてもよい。これらは、制御モードの切替わりのハンチングを防止するのに有効である。
【００７１】
図８に、上記のようにシステム電圧ＶＨが補正される様子を回転数トルクマップ上にて示す。例えば、図８の上図に示すように、コンバータ２０が非昇圧作動時においてバッテリ電圧Ｖｂがそのままシステム電圧ＶＨとしてインバータ２２に供給されている状態において、交流モータＭ１の現在の過変調制御領域Ａ２中の動作点Ｘ１が過変調矩形波切替ライン７０を大きく超えて矩形波制御領域Ａ３の動作点Ｘ２へ移行しようとするときを考える。この変更後の動作点Ｘ２は、コンバータ２０による昇圧を行わなくても矩形波制御により駆動可能な動作点である。なお、ここで変更前の動作点Ｘ１が過変調制御領域Ａ２内の動作点であるものとして例示するが、動作点Ｘ１が正弦波ＰＷＭ領域Ａ１にある場合も同様である。
【００７２】
このような場合、本実施形態のモータ制御システム１０では、コンバータ２０による昇圧動作を開始してシステム電圧ＶＨを上記のように補正することで高く設定し、図８中の下図に示すように、過変調矩形波切替ライン７０を高回転側（すなわち図中の右側）へシフトさせる。これにより、動作点Ｘ２は、過変調矩形波切替ライン７０近傍で且つ矩形波制御領域Ａ３中の動作点となる。
【００７３】
これとは逆に、コンバータ２０が昇圧動作中であって、交流モータＭ１の動作点が矩形波制御領域Ａ３から過変矩形波調切替ライン７０を超えて過変調領域Ａ２または正弦波ＰＷＭ領域Ａ１へ移行しようとするときには、上記のようなシステム電圧ＶＨの補正によってシステム電圧ＶＨが低く設定される。すなわち、コンバータ２０による昇圧電圧が低くなる。これにより、過変調矩形波切替ライン７０が低回転側（すなわち図中の左側）へシフトして、やはり、過変調矩形波切替ライン７０近傍で且つ矩形波制御領域Ａ３中の動作点となる。なお、この場合、補正後のシステム電圧指令値（ＶＨ＊＋Ｃｖｈ）がバッテリ電圧Ｖｂより低くなるとき、コンバータ２０は昇圧動作を停止し、バッテリ電圧Ｖｂをシステム電圧ＶＨとする過変調制御または正弦波ＰＷＭ制御が実行されることになる。
【００７４】
上述したように本実施形態のモータ制御システム１０によれば、コンバータ２０による昇圧電圧をできるだけ低く抑えながら最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで交流モータＭ１を矩形波制御により動作させることができる。これにより、コンバータ２０、インバータ２２および交流モータＭ１を含むシステム全体の損失を効果的に低減できる。
【００７５】
次に、図９を参照して、上記電流位相フィードバック部５８の変形例について説明する。この変形例におけるコンバータ２０の昇降圧制御は、上述したシステム電圧ＶＨの補正と組み合わせて適用可能であるが、単独で用いてシステム電圧ＶＨの補正を行ってもよい。単独で用いた場合でも、コンバータ２０による昇圧電圧をできるだけ低く抑えながらモータ電流を最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔか又はその近傍に維持しつつ交流モータＭ１を矩形波制御により動作させることが可能である。
【００７６】
電流位相フィードバック部５８は、昇降圧指令部７２と、昇降圧レート設定部７４と、積分制御部７６とを含む。
【００７７】
昇降圧指令部７２は、ｄ軸ｑ軸平面上において最適電流進角ラインの進角側に昇圧閾値ラインが規定されるとともにその遅角側に降圧閾値ラインが規定されたマップ７３をＲＯＭ等に記憶している。そして、入力されるモータ電流の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）が昇圧閾値ラインを進角側に下回ったとき最適電流進角ラインへ戻すようにコンバータ２０に対して昇圧動作を指令し、一方、電流位相（ｉｄ，ｉｑ）が降圧閾値ラインを遅角側に上回ったときにコンバータ２０に対して降圧動作を指令する。
【００７８】
ここで、マップ７３において、最適電流進角ラインと降圧閾値ラインとの間のマージンｍ２は、最適電流進角ラインと昇圧閾値ラインとの間のマージンｍ１よりも小さく設定されるのが好ましい。システム電圧ＶＨがかなり高い昇圧電圧になっている状態において降圧制御が遅れた場合にはインバータ２２等に過電流が生じることがあるため、上記のようにマージンｍ２を設定することより過電流を有効に抑制することができる。
【００７９】
昇降圧レート設定部７４は、昇降圧指令部７２から昇圧指令を受け取ると所定の昇圧レート＋ａに設定し、他方、昇降圧指令部７２から降圧指令を受け取ると所定の降圧レート−ｂに設定する。そして、積分制御部７６は、昇降圧レート設定部７４により設定された昇圧レート＋ａまたは降圧レート−ｂでの積分制御を行って、システム電圧指令値ＶＨ＊に対する補正値Ｃｖｈを生成する。
【００８０】
この場合、昇圧レートの値ａと降圧レートの値ｂは、同じであってもよいし、あるいは、異ならせてもよい。異ならせる場合には、上記マージンｍ１，ｍ２設定の場合と同様の理由から、昇圧レートａを降圧レートｂよりも小さく設定するのが好ましい。
【００８１】
このようなヒステリシス制御によってコンバータ２０の昇降圧動作を制御することで、交流モータＭ１における制御モード切替わりのハンチングを抑制することができる。
【００８２】
次に、図１０および図１１を参照して、別の実施態様であるモータ制御システム８０について説明する。ここでは、上記モータ制御システム１０と相違する点について主として説明することとして、同じ構成要素に同じ参照符号を付して重複する説明を援用により省略する。
【００８３】
図１０は、電流位相フィードバック部に代わる電圧位相フィードバック部を含む制御部を示す、図６と同様のブロック図である。図１１は、図１０における電圧位相フィードバック部の一例を示すブロック図である。本実施形態のモータ制御システム８０では、制御部２６は、電流ベクトルの電流位相のフィードバック制御を行う電流位相フィードバック部５８に代えて、電圧位相フィードバック部（システム電圧補正部）８２を備えている。これ以外の構成は、上記モータ制御システム１０と同様である。
【００８４】
図１０に示すように、電圧位相フィードバック部８２は、矩形波制御ブロックのトルクフィードバック部５４から指令電圧位相Φｖの入力を受けて、これに基づきシステム電圧補正値Ｃｖｈを生成して加算部５９に出力する機能を有する。電圧位相フィードバック部８２には、後述するシステム電圧補正値Ｃｖｈの加算によって補正されたシステム電圧指令値ＶＨ＊（正確には「ＶＨ＊＋Ｃｖｈ」）が入力されるようになっている。
【００８５】
より詳細には、電圧位相フィードバック部８２は、図１１に示すように、目標電圧位相生成部８４と、減算部８６と、ＰＩ制御部８８とを含む。
【００８６】
目標電圧位相生成部８４には、補正後のシステム電圧指令値ＶＨ＊と目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇとの関係を規定するマップ８５がＲＯＭ等に予め記憶されており、入力されたシステム電圧指令値ＶＨ＊に基づいてマップ８５から目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇを導出する。ここで「目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇ」とは、交流モータＭ１に流れるモータ電流の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）を、トルクを変えることなく、上記最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔに変更するのに必要な矩形波パルスの電圧位相である。
【００８７】
目標電圧位相生成部８４から出力された目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇは、減算部８６において指令電圧位相Φｖと比較または減算されて電圧位相偏差ΔΦｖが生成される。そして、この電圧位相偏差ΔΦｖがＰＩ制御部８８に入力される。
【００８８】
ＰＩ制御部８８では、上記電圧位相偏差ΔΦｖを解消するための比例積分制御を実行する。具体的には、ＰＩ制御部８８は、所定の比例ゲインおよび積分ゲインによるＰＩ演算を行って制御偏差、具体的にはシステム電圧補正値Ｃｖｈを求め、そして、このシステム電圧補正値Ｃｖｈを、システム電圧指令生成部５６によって生成されたシステム電圧指令値ＶＨ＊に対して、加算部５９にて加算して補正後システム電圧指令値（ＶＨ＊＋Ｃｖｈ）を生成する。
【００８９】
このようなシステム電圧指令値ＶＨ＊の補正が電圧位相フィードバック部８２を含む閉じた制御ループにて繰り返し実行されることによって、交流モータＭ１の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）が最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで矩形波制御される状態に正確かつ迅速に移行できる。
【００９０】
本実施形態のモータ制御システム８０によっても同様に、矩形波パルスの電圧位相フィードバック制御を行うことにより、コンバータ２０による昇圧電圧をできるだけ低く抑えながら最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで交流モータＭ１を矩形波制御により動作させることができる。これにより、コンバータ２０、インバータ２２および交流モータＭ１を含むシステム全体の損失を効果的に低減できる。
【００９１】
なお、本発明に係るモータ制御システムは、上述した各実施形態および変形例の構成に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された事項の範囲内において種々の変更や改良が可能である。
【符号の説明】
【００９２】
１０，８０ モータ制御システム、１１ バッテリ、１２，１４ 電圧センサ、１６，１８ 平滑コンデンサ、２０ 昇降圧コンバータ、２２ インバータ、２４ 電流センサ、２６ 制御部、２８ 温度センサ、３０，３１ 電力線、３２ アース線、３４ Ｕ相アーム、３６ Ｖ相アーム、３８ Ｗ相アーム、３９ 中性点、４０ 回転角センサ、５０ ３相２相変換部、５２ トルク推定部、５３，８６ 減算部、５４ トルクフィードバック部、５６ システム電圧指令生成部、５８ 電流位相フィードバック部、５９ 加算部、６０ システム電圧フィードバック部、６２ ＶＨ偏差生成部、６４，８８ ＰＩ制御部、７０ 過変調矩形波切替ライン、７２ 昇降圧指令部、７３，８５ マップ、７４ 昇降圧レート設定部、７６ 積分制御部、８２ 電圧位相フィードバック部、８４ 目標電圧位相生成部、ａ 昇圧レート、Ａ１ 正弦波ＰＷＭ制御領域、Ａ２ 過変調制御領域、Ａ３ 矩形波制御領域、ｂ 降圧レート、Ｃｖｈ システム電圧補正値、Ｄ１−Ｄ８ ダイオード、Ｅ１−Ｅ８ 電力用半導体スイッチング素子、ｉｄ ｄ軸電流、ｉｑ ｑ軸電流、ｉｖ Ｖ相電流、ｉｗ Ｗ相電流、Ｋｍｄ 変調率、Ｌ リアクトル、ｍ１，ｍ２ マージン、Ｍ１ 交流モータ、Ｎ モータ回転数、Ｓ１−Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＥ 信号、ＳＭＲ１，ＳＭＲ２ システムメインリレー、Ｔｂ バッテリ温度、Ｔｑ＊ トルク指令、Ｔｑ 実際トルク、Ｖｂ バッテリ電圧、Ｖｄ ｄ軸電圧指令値、ＶＨ システム電圧、ＶＨ＊ システム電圧指令値、Ｘ１，Ｘ２ 動作点、ΔＴｑ トルク偏差、ΔＶＨ システム電圧偏差、ΔΦｖ 電圧位相偏差、θ ロータ回転角、Φｖ 電圧位相、Φｖ＿ｔａｒｇ 目標電圧位相、ω モータ回転速度。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御システムに係り、特に、コンバータで昇圧された直流電圧をインバータで交流電圧に変換して印加することにより交流モータを駆動制御するモータ制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、バッテリからの電力により駆動されて動力を出力する電動機を走行用動力源として備えた電気自動車が知られている。上記電動機には、三相同期型交流モータが用いられることがある。この三相同期型交流モータは、電源から供給される直流電圧をインバータによって三相交流電圧に変換して印加されることによって駆動される。
【０００３】
また、上記電気自動車では、バッテリから供給される直流電圧をそのままインバータへ供給するのではなく、昇降圧コンバータで所定の指令値まで昇圧してから上記インバータへ入力することがある。このように昇降圧コンバータで昇圧してシステム電圧ＶＨを高くすることで、交流モータに関してより高トルク高回転での駆動が可能になるという利点がある。
【０００４】
上記三相交流モータの制御方式として、正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御、過変調制御および矩形波制御が周知である。これらの制御方式が車両の運転条件や後述する変調率等に応じて選択的に切り替えられて用いられることが広く行われている。
【０００５】
例えば、特許文献１（特開２００６−３１１７６８号公報）には、インバータへの入力電圧を可変制御可能なモータ制御システムにおいて、特定の制御方式における変調率を目標値に維持することが開示されている。このモータ制御システムでは、インバータ（１４）が、ＰＷＭ制御ブロック（２００）によるトルク制御に従って、システム電圧ＶＨを交流電圧に変換して交流モータ（Ｍ１）へ印加する。変調率目標値設定部（３１０）は、変調率が固定されないインバータ（１４）での特定の制御方式において、システム全体での損失が低減されるような変調率を変調率目標値（Ｋｍｄ♯）として設定する。変調率演算部（３３０）は、インバータ（１４）への入力電圧すなわちシステム電圧（ＶＨ）に対するモータ必要電圧の振幅（Ｖａｍｐ）の比を演算して実際の変調率（Ｋｍｄ）を求める。電圧指令値発生部（３４０）は、実際の変調率（Ｋｍｄ）および変調率目標値（Ｋｍｄ♯）の比較に基づき、システム電圧（ＶＨ）の電圧指令値（ＶＨ♯）を生成する。コンバータ（１２）は、電圧指令値（ＶＨ♯）に基づきシステム電圧（ＶＨ）を可変制御するというものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−３１１７６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記特許文献１のモータ制御システムのように、コンバータ、インバータおよび交流モータを含むモータ制御システムでは、コンバータによる昇圧電圧を低くして所謂１パルス制御の矩形波制御で交流モータを動作させることがコンバータおよびインバータでのスイッチング損失を低減するのに有利であるが、矩形波制御は弱め界磁制御の下での電圧位相制御であるため弱め界磁電流が増加するとモータ損失が増加することになる。逆に、コンバータによる昇圧電圧を高くして正弦波ＰＷＭ制御で交流モータを動作させるとモータ損失は低減できるが、スイッチング回数の増加に伴うスイッチング損失により、コンバータおよびインバータでの損失が増加することになる。したがって、交流モータを含むシステム全体の損失を最小にするには、矩形波制御で且つモータ電流の電流ベクトルが最大トルクを出力する最適電流進角ライン上か又はその近傍にあるときである。
【０００８】
このようにモータ電流の電流位相が最適電流進角ライン上か又はその近傍の矩形波制御モードで交流モータの動作を制御しようとするとき、矩形波制御における変調率が一定（例えば０．７８）となるため、上記特許文献１に記載のように変調率を目標としてシステム電圧を可変制御することができない。
【０００９】
本発明の目的は、交流モータにおいて最適電流進角ライン上か又はその近傍での矩形波制御を積極的に用いることによりシステム全体の損失を効果的に低減できるモータ制御システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係るモータ制御システムは、電源から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇降圧可能なコンバータと、前記コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、インバータから交流電圧が印加されて駆動される交流モータと、入力されるトルク指令値に応じて前記コンバータおよびインバータを作動制御することにより前記交流モータを正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で駆動制御可能な制御部と、を備えるモータ制御システムであって、前記制御部は、前記交流モータが矩形波制御中であるとき、前記交流モータに流れるモータ電流のｄ軸ｑ軸平面上における電流ベクトルの電流位相が最適電流進角ライン上に近づくように前記システム電圧指令値を補正するものである。
【００１１】
本発明に係るモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記モータ電流の電流ベクトルの電流位相フィードバック制御により前記システム電圧指令値を補正するシステム電圧補正部を含んでもよい。
【００１２】
この場合、前記システム電圧補正部は、前記モータ電流に基づいてシステム電圧偏差を生成するシステム電圧偏差生成部と、前記システム電圧偏差を解消すべくシステム電圧補正値を生成する比例積分制御部とからなってもよい。
【００１３】
また、本発明に係るモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記ｄ軸ｑ軸平面上において前記最適電流進角ラインの進角側に昇圧閾値ラインが規定されるとともにその遅角側に降圧閾値ラインが規定されたマップを記憶しており、前記電流位相が前記昇圧閾値ラインを進角側に下回ったとき最適電流進角ラインへ戻すように前記コンバータを所定レートで昇圧動作させ、前記電流位相が前記降圧閾値ラインを遅角側に上回ったときに前記コンバータを所定レートで降圧動作させてもよい。
【００１４】
さらに、本発明に係るモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記交流モータに印加される交流電圧の電圧位相が目標電圧位相となるよう電圧位相フィードバック制御を行うことにより前記システム電圧指令値を補正するシステム電圧補正部を含んでもよい。
【００１５】
この場合、前記システム電圧補正部は、補正後のシステム電圧指令値に応じて目標電圧位相を生成する目標電圧位相生成部と、前記目標電圧位相と実際の指令電圧位相との偏差を解消すべくシステム電圧補正値を生成する比例積分制御部とからなってもよい。
【発明の効果】
【００１６】
本発明に係るモータ制御システムによれば、コンバータによる昇圧電圧をできるだけ低く抑えながら最適電流進角ライン上か又はその近傍の電流位相で交流モータを矩形波制御により動作させることができる。これにより、システム全体の損失を効果的に低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】モータ制御システムの全体構成を概略的に示す図である。
【図２】正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御の電圧波形と変調率を示す図である。
【図３】モータの運転条件をトルクおよび回転数で規定するマップを示す図である。
【図４】ｄ軸ｑ軸平面上において正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のモータ電流の電流位相を示す図である。
【図５】（ａ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨとシステム損失との関係を示すグラフ、（ｂ）は３制御モードにおけるシステム電圧と変調率との関係を示すグラフ、（ｃ）は３制御モードにおけるシステム電圧とモータ電流値との関係を示すグラフである。
【図６】制御部を示すブロック図である。
【図７】図６における電流位相フィードバック部の一例を示すブロック図である。
【図８】システム電圧が補正されることにより制御方式切替ラインが変位する様子を示す、図３と同様の図である。
【図９】図６における電流位相フィードバック部の変形例を示すブロック図である。
【図１０】電流位相フィードバック部に代わる電圧位相フィードバック部を含む制御部を示す、図６と同様のブロック図である。
【図１１】図１０における電圧位相フィードバック部の一例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下に、本発明に係る実施の形態（以下、実施形態という）について添付図面を参照しながら詳細に説明する。この説明において、具体的な形状、材料、数値、方向等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様等にあわせて適宜変更することができる。また、以下において複数の実施形態や変形例などが含まれる場合、それらの特徴部分を適宜に組み合わせて用いることは当初から想定されている。
【００１９】
図１は、一実施形態であるモータ制御システム１０の全体構成を示す図である。モータ制御システム１０は、モータを走行用動力源として搭載するハイブリッド自動車や電気自動車等に好適に用いることができる。
【００２０】
モータ制御システム１０は、直流電源であるバッテリ１１と、電圧センサ１２，１４と、システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２と、平滑コンデンサ１６，１８と、昇降圧コンバータ（以下、単に「コンバータ」という）２０と、インバータ２２と、電流センサ２４と、制御部２６と、交流モータＭ１とを備える。
【００２１】
交流モータＭ１は、例えばハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、例えば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００２２】
バッテリ１１は、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。あるいは、二次電池以外に、化学反応を伴わないキャパシタや、燃料電池が電源装置として用いられてもよい。電圧センサ１２は、バッテリ１１から出力される直流電圧またはバッテリ電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御部２６へ出力する。また、バッテリ１１には温度センサ２８が設けられている。温度センサ２８によって検出されたバッテリ温度Ｔｂは、制御部２６へ出力される。
【００２３】
システムメインリレーＳＭＲ１は、バッテリ１１の正極端子および電力線３０の間に接続され、システムメインリレーＳＭＲ２は、バッテリ１１の負極端子およびアース線３２の間に接続される。システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御部２６からの信号ＳＥによりオン・オフされる。より具体的には、システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御部２６からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御部２６からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。平滑コンデンサ１６は、電力線３０およびアース線３２の間に接続される。
【００２４】
コンバータ２０は、リアクトルＬと、電力用半導体スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｅ１およびＥ２は、電力線３０およびアース線３２の間に直列に接続される。電力用スイッチング素子Ｅ１およびＥ２のオン・オフは、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２によって制御される。
【００２５】
電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」という）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等を好適に用いることができる。スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。
【００２６】
リアクトルＬは、スイッチング素子Ｅ１およびＥ２の接続ノードと電力線３０の間に接続される。また、平滑コンデンサ１６は、電力線３０およびアース線３２の間に接続される。平滑コンデンサ１６は、バッテリ電圧Ｖｂを平滑化してインバータ２２へ供給する機能を有する。
【００２７】
インバータ２２は、電力線３０およびアース線３２の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム３４と、Ｖ相アーム３６と、Ｗ相アーム３８とからなる。各相アーム３４〜３８は、正極側の電力線３１とアース線３２との間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。例えば、Ｕ相アーム３４はスイッチング素子Ｅ３，Ｅ４からなり、Ｖ相アーム３６はスイッチング素子Ｅ５，Ｅ６からなり、Ｗ相アーム３８はスイッチング素子Ｅ７，Ｅ８からなる。また、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオン・オフは、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。
【００２８】
各相アーム３４〜３８の中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、三相同期型の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点３９に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム３４〜３８のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００２９】
コンバータ２０は、昇圧動作時には、バッテリ１１から供給された直流電圧を昇圧した直流電圧（インバータ２２への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧ＶＨ」という）をインバータ２２へ供給する。より具体的には、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｅ１のオン期間およびＥ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。
【００３０】
昇降圧コンバータ２０は、バッテリ１１から供給された例えば３００Ｖの直流電圧を最
大で例えば６００Ｖの昇圧上限電圧まで昇圧可能である。ただし、この昇圧上限電圧は、固定値ではなく、例えば車両の要求等に応じて可変であってもよく、例えば、ドライバーのスイッチ操作によってエコモードが選択されたとき、制御部２６にＥＣＯ信号が入力されることによってコンバータ２０の昇圧上限値が例えば４００Ｖに制限されてもよい。
【００３１】
また、昇降圧コンバータ２０は、降圧動作時には、平滑コンデンサ１８を介してインバータ２２から供給された直流電圧を降圧してバッテリ１１を充電する。より具体的には、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｅ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。
【００３２】
平滑コンデンサ１８は、コンバータ２０からの直流電圧を平滑化してインバータ２２へ供給する機能を有する。電圧センサ１４は、平滑コンデンサ１８の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値ＶＨを制御部２６へ出力する。
【００３３】
インバータ２２は、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊が正（Ｔｑ＊＞０）の場合には、平滑コンデンサ１８から直流電圧が供給されると制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ２２は、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊が零の場合（Ｔｑ＊＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｑ＊によって指定された正または零のトルクを発生するように駆動される。
【００３４】
また、モータ制御システム１０が搭載された車両の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊は負に設定される（Ｔｑ＊＜０）。この場合には、インバータ２２は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサ１８を介してコンバータ２０へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００３５】
電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御部２６へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（例えば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。
【００３６】
交流モータＭ１には、例えばレゾルバ等の回転角センサ４０が設けられている。回転角センサ４０は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御部２６へ送出する。制御部２６では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数や回転速度を算出する。
【００３７】
制御部２６は、外部に設けられた電子制御ユニット（ＥＣＵ）から入力されたトルク指令値Ｔｑ＊、電圧センサ１２によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１４によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｕ，ｉｖ、回転角センサ４０からの回転角θに基づいて、後述する方法により交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｑ＊に従ったトルクを出力するように、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成してコンバータ２０およびインバータ２２の動作を制御する。
【００３８】
コンバータ２０の昇圧動作時には、制御部２６は、平滑コンデンサ１８の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、コンバータ２０の出力電圧ＶＨがシステム電圧指令値ＶＨ＊となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。
【００３９】
また、制御部２６は、車両が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ２２へ出力する。これにより、インバータ２２は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ２０へ供給する。
【００４０】
さらに、制御部２６は、車両が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、インバータ２２から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ２０へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、降圧された直流電圧に変換されてバッテリ１１に充電される。
【００４１】
次に、制御部２６によって制御される、インバータ２２における電力変換について詳細に説明する。本実施形態のモータ制御システム１０では、インバータ２２における電力変換について図２に示すような３つの制御方式（または制御モード）を切替えて使用する。
【００４２】
正弦波ＰＷＭ制御方式は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には、三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一制御周期内でその基本波成分が正弦波状交流電圧（モータ必要電圧）となるようにデューティ比が制御される。周知のように、一般的な正弦波ＰＷＭ制御方式では、システム電圧ＶＨに対するモータ必要電圧の振幅の比として定義される変調率Ｋｍｄを０．６１まで高めることができる。ただし、２相変調方式または３次高調波重畳制御による正弦波ＰＷＭ制御の場合には、変調率Ｋｍｄを０．７０まで高められることが知られている。
【００４３】
一方、矩形波制御方式では、上記一制御周期内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータＭ１に印加する。矩形波制御方式では、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。これにより、変調率Ｋｍｄは０．７８まで高められる。
【００４４】
過変調制御方式は、上記正弦波ＰＷＭ制御方式と同様に正弦波状の電圧指令値と搬送波との電圧比較に従ってＰＷＭ制御を行なうものであるが、この場合、電圧指令値が搬送波よりも大きくなる領域で比較的大きなデューティ比の矩形パルスが生成される結果として略正弦波状をなす基本波成分の振幅を拡張することができ、これにより変調率Ｋｍｄを０．６１〜０．７８の範囲で高めることができる。
【００４５】
本実施形態のモータ制御システム１０では、コンバータ２０を昇圧動作させることなくバッテリ電圧Ｖｂをシステム電圧ＶＨとしてインバータ２２に供給することによって、交流モータＭ１を上記３つの制御方式のいずれかで駆動することができる。図３は、その場合の制御方式の適用を示すマップの例を示す。このマップでは、横軸にモータ回転数が、縦軸にモータ出力トルクがとられている。図３に示すように、低回転数域から中回転数域にかけては正弦波ＰＷＭ制御が適用され、中回転領域から高回転領域にかけては過変調制御が適用され、より高回転領域では矩形波制御が適用されるようになっている。
【００４６】
制御部２６は、３つの制御方式から次のようにして制御方式を選択する。図示しない外部ＥＣＵにおいてアクセル開度等に基づく車両要求出力から交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊が算出されて入力されるのを受けて、制御部２６は、予め設定された図３に示すようなマップ等に基づいて、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊およびモータ回転数Ｎからモータ必要電圧を算出する。
【００４７】
そして、制御部２６は、このモータ必要電圧とバッテリ電圧Ｖｂとの関係に従って、弱め界磁制御（矩形波制御方式）および最大トルク制御（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調制御方式）のいずれかを適用してモータ制御を行なうかを選択する。最大トルク制御適用時に、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調制御方式のいずれを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて選択する。すなわち、０＜変調率≦０．６１で正弦波ＰＷＭ制御が、０．６１＜変調率＜０．７８で過変調制御が選択される。また、変調率≦０．７８では矩形波制御が選択される。
【００４８】
上記のように矩形波制御では変調率Ｋｍｄが０．７８で一定になるため、バッテリ電圧Ｖｂをそのままシステム電圧ＶＨとして用いて実行される矩形波制御によって得られる出力トルクおよび回転数には限界がある。そのためバッテリ電圧Ｖｂではトルク指令値に見合った出力トルクを出せなくなったときに、コンバータ２０による昇圧動作を開始してシステム電圧ＶＨを高くするよう制御される。ただし、コンバータ２０には、コンバータ２０およびインバータ２２を構成するスイッチング素子等の耐圧性能に起因する昇圧上限値（または昇圧最大値）が存在する。したがって、システム電圧ＶＨが昇圧上限値にまで達すると、その状態を維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用されることになる。
【００４９】
図４は、ｄ軸ｑ軸平面上において正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のモータ電流の電流位相を示すグラフである。このグラフでは、横軸にｄ軸電流ｉｄが、縦軸にｑ軸電流ｉｑがとられている。そして、最適電流進角ラインが破線で示されている。この最適電流進角ラインは、交流モータＭ１での損失が最小となる最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔの点を連ねて描かれるラインであり、予め実験、シミュレーション等によって得られたものを記憶させておくことができる。
【００５０】
図４に示すように、交流モータＭ１を正弦波ＰＷＭ制御および過変調制御によって駆動するとき、モータ電流の電流位相が最適電流進角ライン上に一致する電流位相となるようにインバータ２２によるモータ電流制御が行われる。これに対し、矩形波制御では、弱め界磁制御を行うために界磁電流であるｄ軸電流ｉｄの絶対値が増加するために、零点位置を基点とする電流ベクトルの先端位置すなわち電流位相が最適電流進角ラインから図中左側（または進角側）へ離れることになってモータ損失が増加する。その様子を、図５を参照して次に説明する。
【００５１】
図５（ａ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨとシステム損失との関係を示すグラフ、同（ｂ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨと変調率Ｋｍｄとの関係を示すグラフ、同（ｃ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨとモータ電流位相との関係を示すグラフである。
【００５２】
図５（ａ）を参照すると、コンバータ２０による昇圧電圧を低くして所謂１パルス制御の矩形波制御で交流モータＭ１を動作させることがコンバータ２０およびインバータ２２でのスイッチング損失を低減してシステム全体の損失を最小にするのに有利である。しかし、矩形波制御は上記のように弱め界磁制御の下での電圧位相制御であるため弱め界磁電流が増加するほどにモータ損失が増加し、それに伴ってシステム全体の損失も大きくなる。
【００５３】
逆に、コンバータ２０による昇圧電圧を高くして正弦波ＰＷＭ制御で交流モータＭ１を動作させるとモータ損失は低減できるが、スイッチング回数の増加に伴うスイッチング損失により、コンバータおよびインバータでの損失が増加することになる。したがって、交流モータＭ１を含むシステム全体の損失を最小にするには、矩形波制御で且つモータ電流の電流ベクトルが最大トルクを出力する最適電流進角ライン上か又はその近傍にあるときである。以下、このような最適電流進角ライン上か又はその近傍の電流位相を最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔという。また、図４および図５（ａ）において、このような最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔでの矩形波制御による交流モータＭ１の動作点が符号４２で示されている。
【００５４】
このようにモータ電流が最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで且つ矩形波制御にて交流モータＭ１の動作を制御しようとするとき、図５（ｂ），（ｃ）に示すように、矩形波制御における変調率Ｋｍｄが一定（０．７８）となるため、変調率Ｋｍｄのフィードバック制御によってシステム電圧ＶＨを最適に可変制御することができない。
【００５５】
そこで、本実施形態のモータ制御システム１０において、制御部２６は、交流モータＭ１を流れるモータ電流の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）のフィードバック制御によってシステム電圧指令値ＶＨ＊を補正することにより、上記最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔでの矩形波制御を積極的に活用することとした。次に、図６を参照して、制御部２６における電流位相のフィードバック制御によるシステム電圧指令値の補正制御について説明する。
【００５６】
図６は、制御部２６における矩形波制御および電流位相フィードバック制御に関わる制御構成を示すブロック図である。図６に示す制御構成は、制御部によって実行される所定プログラムに従った制御演算処理によって実現されるが、その一部または全部がハードウェア要素によって実現されてもよい。
【００５７】
制御部２６は、３相２相変換部５０、トルク推定部５２、減算部５３、トルクフィードバック部５４、システム電圧指令生成部５６、電流位相フィードバック部（システム電圧補正部）５８、および、システム電圧フィードバック部６０を含む。
【００５８】
３相２相変換部５０は、交流モータＭ１に流れる３相モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、ロータ回転角θを用いた座標変換によって、ｄ軸ｑ軸の２相電流ｉｄ，ｉｑに変換して出力する機能を有する。具体的には、電流センサ２４によって検出されるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗからＵ相電流ｉｕ（＝−（ｉｖ＋ｉｗ））を算出し、これらｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づき、回転角センサ４０によって検出される回転角θに応じて、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを生成して出力する。
【００５９】
トルク推定部５２は、予め計測したトルクと電流の関係をマップとして持っており、３相２相変換部５０から入力されるｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに基づき上記マップを参照することによって実際トルクＴｑを導出する。
【００６０】
減算部５３は、外部ＥＣＵから入力されたトルク指令Ｔｑ＊と、上記のように導出された実際トルクＴｑとの比較によりトルク偏差ΔＴｑを生成して、トルクフィードバック部５４へ入力する。
【００６１】
トルクフィードバック部５４は、トルク偏差ΔＴｑについて所定の比例ゲインＧｐおよび積分ゲインＧｉによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相Φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｑ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｑ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。なお、本実施形態ではトルク偏差ΔＴｑを解消するために比例積分制御を実行するものとして説明するが、これに限定されるものではなく、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）を行ってもよい。
【００６２】
さらに、トルクフィードバック部５４は、上記電圧位相Φｖに従って２相電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を求め、これらの２相電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、上記回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって３相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換し、そして、これらの３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に従ってスイッチング制御信号Ｓ２〜Ｓ８を発生する。その結果、インバータ２２がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相Φｖに従った矩形波パルスが交流モータＭ１の各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとして印加される。
【００６３】
システム電圧指令生成部５６は、外部ＥＣＵから入力されるトルク指令値Ｔｑ＊、および、上記回転角θから算出されたモータ回転数Ｎに基づき、予め設定されたテーブルまたはマップ等を参照して、システム電圧指令値ＶＨ＊を生成して出力する。
【００６４】
システム電圧フィードバック部６０は、入力されるシステム電圧指令値ＶＨ＊にまでバッテリ電圧Ｖｂを昇圧するようスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成してコンバータ２０へ出力する。この制御信号を受けてスイッチング素子Ｅ１，Ｅ２がオン・オフ制御されることによって、電圧指令値ＶＨ＊に応じたシステム電圧ＶＨがコンバータ２０から平滑コンデンサ１８を介してインバータ２２へ供給される。
【００６５】
コンバータ２０の出力電圧であるシステム電圧ＶＨは、電圧センサ１４によって検出されて、システム電圧フィードバック部６０へ入力される。これにより、閉じた制御ループが構成され、システム電圧ＶＨのフィードバック制御が行われる。具体的には、システム電圧指令値ＶＨ＊と、電圧センサ１４によって検出されるシステム電圧ＶＨとの偏差が解消されるように操作量（具体的には、コンバータのスイッチング素子Ｅ１，Ｅ２のデューティ比）が例えばＰＩ演算されてフィードバック制御される。
【００６６】
電流位相フィードバック部５８は、上記３相２相変換部５０によって生成されたモータ実電流である電流位相（ｉｄ，ｉｑ）を受け取り、それに応じてシステム電圧補正値Ｃｖｈを出力する機能を有する。具体的には、図７に示すように、電流位相フィードバック部５８は、ＶＨ偏差生成部６２とＰＩ制御部６４とを含む。
【００６７】
ＶＨ偏差生成部６２は、交流モータＭ１に流れるモータ電流の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）を、トルクを変えることなく、上記最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔに変更するのに必要なシステム電圧偏差ΔＶＨを生成するものであり、そのために参照されるマップが制御部２６に予め記憶されている。図７では、実際の電流位相を符号４２で示す最適電流位相へ変更するために必要とされるシステム電圧偏差ΔＶＨが＋６０ボルトである例が示されている。
【００６８】
なお、このシステム電圧偏差ΔＶＨは、最適電流進角ラインよりも遅角側に実際の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）があって、それを最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔに変更するときには、負の値（すなわちシステム電圧ＶＨの降圧する方）に設定される。
【００６９】
ＰＩ制御部６４は、ＶＨ偏差生成部６２によって生成されたシステム電圧偏差ΔＶＨを解消するための比例積分制御を実行する。具体的には、ＰＩ制御部６４は、所定の比例ゲインおよび積分ゲインによるＰＩ演算を行って制御偏差、具体的にはシステム電圧補正値Ｃｖｈを求め、そして、このシステム電圧補正値Ｃｖｈを、システム電圧指令生成部５６によって生成されたシステム電圧指令値ＶＨ＊に対して、加算部５９にて加算して補正後システム電圧指令値（ＶＨ＊＋Ｃｖｈ）を生成する。このようなシステム電圧指令値ＶＨ＊の補正が電流位相フィードバック部５８を含む閉じた制御ループにて繰り返し実行されることによって、交流モータＭ１の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）が最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで矩形波制御される状態に正確かつ迅速に移行できる。
【００７０】
なお、交流モータＭ１の制御方式が切り替わった後、所定時間は、システム電圧ＶＨの補正値Ｃｖｈを変更しないようにしてもよい。また、コンバータ２０による昇圧動作開始後、所定時間は、システム電圧ＶＨの補正を行わないこととしてもよい。これらは、制御モードの切替わりのハンチングを防止するのに有効である。
【００７１】
図８に、上記のようにシステム電圧ＶＨが補正される様子を回転数トルクマップ上にて示す。例えば、図８の上図に示すように、コンバータ２０が非昇圧作動時においてバッテリ電圧Ｖｂがそのままシステム電圧ＶＨとしてインバータ２２に供給されている状態において、交流モータＭ１の現在の過変調制御領域Ａ２中の動作点Ｘ１が過変調矩形波切替ライン７０を大きく超えて矩形波制御領域Ａ３の動作点Ｘ２へ移行しようとするときを考える。この変更後の動作点Ｘ２は、コンバータ２０による昇圧を行わなくても矩形波制御により駆動可能な動作点である。なお、ここで変更前の動作点Ｘ１が過変調制御領域Ａ２内の動作点であるものとして例示するが、動作点Ｘ１が正弦波ＰＷＭ領域Ａ１にある場合も同様である。
【００７２】
このような場合、本実施形態のモータ制御システム１０では、コンバータ２０による昇圧動作を開始してシステム電圧ＶＨを上記のように補正することで高く設定し、図８中の下図に示すように、過変調矩形波切替ライン７０を高回転側（すなわち図中の右側）へシフトさせる。これにより、動作点Ｘ２は、過変調矩形波切替ライン７０近傍で且つ矩形波制御領域Ａ３中の動作点となる。
【００７３】
これとは逆に、コンバータ２０が昇圧動作中であって、交流モータＭ１の動作点が矩形波制御領域Ａ３から過変矩形波調切替ライン７０を超えて過変調領域Ａ２または正弦波ＰＷＭ領域Ａ１へ移行しようとするときには、上記のようなシステム電圧ＶＨの補正によってシステム電圧ＶＨが低く設定される。すなわち、コンバータ２０による昇圧電圧が低くなる。これにより、過変調矩形波切替ライン７０が低回転側（すなわち図中の左側）へシフトして、やはり、過変調矩形波切替ライン７０近傍で且つ矩形波制御領域Ａ３中の動作点となる。なお、この場合、補正後のシステム電圧指令値（ＶＨ＊＋Ｃｖｈ）がバッテリ電圧Ｖｂより低くなるとき、コンバータ２０は昇圧動作を停止し、バッテリ電圧Ｖｂをシステム電圧ＶＨとする過変調制御または正弦波ＰＷＭ制御が実行されることになる。
【００７４】
上述したように本実施形態のモータ制御システム１０によれば、コンバータ２０による昇圧電圧をできるだけ低く抑えながら最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで交流モータＭ１を矩形波制御により動作させることができる。これにより、コンバータ２０、インバータ２２および交流モータＭ１を含むシステム全体の損失を効果的に低減できる。
【００７５】
次に、図９を参照して、上記電流位相フィードバック部５８の変形例について説明する。この変形例におけるコンバータ２０の昇降圧制御は、上述したシステム電圧ＶＨの補正と組み合わせて適用可能であるが、単独で用いてシステム電圧ＶＨの補正を行ってもよい。単独で用いた場合でも、コンバータ２０による昇圧電圧をできるだけ低く抑えながらモータ電流を最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔか又はその近傍に維持しつつ交流モータＭ１を矩形波制御により動作させることが可能である。
【００７６】
電流位相フィードバック部５８は、昇降圧指令部７２と、昇降圧レート設定部７４と、積分制御部７６とを含む。
【００７７】
昇降圧指令部７２は、ｄ軸ｑ軸平面上において最適電流進角ラインの進角側に昇圧閾値ラインが規定されるとともにその遅角側に降圧閾値ラインが規定されたマップ７３をＲＯＭ等に記憶している。そして、入力されるモータ電流の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）が昇圧閾値ラインを進角側に下回ったとき最適電流進角ラインへ戻すようにコンバータ２０に対して昇圧動作を指令し、一方、電流位相（ｉｄ，ｉｑ）が降圧閾値ラインを遅角側に上回ったときにコンバータ２０に対して降圧動作を指令する。
【００７８】
ここで、マップ７３において、最適電流進角ラインと降圧閾値ラインとの間のマージンｍ２は、最適電流進角ラインと昇圧閾値ラインとの間のマージンｍ１よりも小さく設定されるのが好ましい。システム電圧ＶＨがかなり高い昇圧電圧になっている状態において降圧制御が遅れた場合にはインバータ２２等に過電流が生じることがあるため、上記のようにマージンｍ２を設定することより過電流を有効に抑制することができる。
【００７９】
昇降圧レート設定部７４は、昇降圧指令部７２から昇圧指令を受け取ると所定の昇圧レート＋ａに設定し、他方、昇降圧指令部７２から降圧指令を受け取ると所定の降圧レート−ｂに設定する。そして、積分制御部７６は、昇降圧レート設定部７４により設定された昇圧レート＋ａまたは降圧レート−ｂでの積分制御を行って、システム電圧指令値ＶＨ＊に対する補正値Ｃｖｈを生成する。
【００８０】
この場合、昇圧レートの値ａと降圧レートの値ｂは、同じであってもよいし、あるいは、異ならせてもよい。異ならせる場合には、上記マージンｍ１，ｍ２設定の場合と同様の理由から、昇圧レートａを降圧レートｂよりも小さく設定するのが好ましい。
【００８１】
このようなヒステリシス制御によってコンバータ２０の昇降圧動作を制御することで、交流モータＭ１における制御モード切替わりのハンチングを抑制することができる。
【００８２】
次に、図１０および図１１を参照して、別の実施態様であるモータ制御システム８０について説明する。ここでは、上記モータ制御システム１０と相違する点について主として説明することとして、同じ構成要素に同じ参照符号を付して重複する説明を援用により省略する。
【００８３】
図１０は、電流位相フィードバック部に代わる電圧位相フィードバック部を含む制御部を示す、図６と同様のブロック図である。図１１は、図１０における電圧位相フィードバック部の一例を示すブロック図である。本実施形態のモータ制御システム８０では、制御部２６は、電流ベクトルの電流位相のフィードバック制御を行う電流位相フィードバック部５８に代えて、電圧位相フィードバック部（システム電圧補正部）８２を備えている。これ以外の構成は、上記モータ制御システム１０と同様である。
【００８４】
図１０に示すように、電圧位相フィードバック部８２は、矩形波制御ブロックのトルクフィードバック部５４から指令電圧位相Φｖの入力を受けて、これに基づきシステム電圧補正値Ｃｖｈを生成して加算部５９に出力する機能を有する。電圧位相フィードバック部８２には、後述するシステム電圧補正値Ｃｖｈの加算によって補正されたシステム電圧指令値ＶＨ＊（正確には「ＶＨ＊＋Ｃｖｈ」）が入力されるようになっている。
【００８５】
より詳細には、電圧位相フィードバック部８２は、図１１に示すように、目標電圧位相生成部８４と、減算部８６と、ＰＩ制御部８８とを含む。
【００８６】
目標電圧位相生成部８４には、補正後のシステム電圧指令値ＶＨ＊と目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇとの関係を規定するマップ８５がＲＯＭ等に予め記憶されており、入力されたシステム電圧指令値ＶＨ＊に基づいてマップ８５から目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇを導出する。ここで「目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇ」とは、交流モータＭ１に流れるモータ電流の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）を、トルクを変えることなく、上記最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔに変更するのに必要な矩形波パルスの電圧位相である。
【００８７】
目標電圧位相生成部８４から出力された目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇは、減算部８６において指令電圧位相Φｖと比較または減算されて電圧位相偏差ΔΦｖが生成される。そして、この電圧位相偏差ΔΦｖがＰＩ制御部８８に入力される。
【００８８】
ＰＩ制御部８８では、上記電圧位相偏差ΔΦｖを解消するための比例積分制御を実行する。具体的には、ＰＩ制御部８８は、所定の比例ゲインおよび積分ゲインによるＰＩ演算を行って制御偏差、具体的にはシステム電圧補正値Ｃｖｈを求め、そして、このシステム電圧補正値Ｃｖｈを、システム電圧指令生成部５６によって生成されたシステム電圧指令値ＶＨ＊に対して、加算部５９にて加算して補正後システム電圧指令値（ＶＨ＊＋Ｃｖｈ）を生成する。
【００８９】
このようなシステム電圧指令値ＶＨ＊の補正が電圧位相フィードバック部８２を含む閉じた制御ループにて繰り返し実行されることによって、交流モータＭ１の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）が最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで矩形波制御される状態に正確かつ迅速に移行できる。
【００９０】
本実施形態のモータ制御システム８０によっても同様に、矩形波パルスの電圧位相フィードバック制御を行うことにより、コンバータ２０による昇圧電圧をできるだけ低く抑えながら最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで交流モータＭ１を矩形波制御により動作させることができる。これにより、コンバータ２０、インバータ２２および交流モータＭ１を含むシステム全体の損失を効果的に低減できる。
【００９１】
なお、本発明に係るモータ制御システムは、上述した各実施形態および変形例の構成に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された事項の範囲内において種々の変更や改良が可能である。
【符号の説明】
【００９２】
１０，８０ モータ制御システム、１１ バッテリ、１２，１４ 電圧センサ、１６，１８ 平滑コンデンサ、２０ 昇降圧コンバータ、２２ インバータ、２４ 電流センサ、２６ 制御部、２８ 温度センサ、３０，３１ 電力線、３２ アース線、３４ Ｕ相アーム、３６ Ｖ相アーム、３８ Ｗ相アーム、３９ 中性点、４０ 回転角センサ、５０ ３相２相変換部、５２ トルク推定部、５３，８６ 減算部、５４ トルクフィードバック部、５６ システム電圧指令生成部、５８ 電流位相フィードバック部、５９ 加算部、６０ システム電圧フィードバック部、６２ ＶＨ偏差生成部、６４，８８ ＰＩ制御部、７０ 過変調矩形波切替ライン、７２ 昇降圧指令部、７３，８５ マップ、７４ 昇降圧レート設定部、７６ 積分制御部、８２ 電圧位相フィードバック部、８４ 目標電圧位相生成部、ａ 昇圧レート、Ａ１ 正弦波ＰＷＭ制御領域、Ａ２ 過変調制御領域、Ａ３ 矩形波制御領域、ｂ 降圧レート、Ｃｖｈ システム電圧補正値、Ｄ１−Ｄ８ ダイオード、Ｅ１−Ｅ８ 電力用半導体スイッチング素子、ｉｄ ｄ軸電流、ｉｑ ｑ軸電流、ｉｖ Ｖ相電流、ｉｗ Ｗ相電流、Ｋｍｄ 変調率、Ｌ リアクトル、ｍ１，ｍ２ マージン、Ｍ１ 交流モータ、Ｎ モータ回転数、Ｓ１−Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＥ 信号、ＳＭＲ１，ＳＭＲ２ システムメインリレー、Ｔｂ バッテリ温度、Ｔｑ＊ トルク指令、Ｔｑ 実際トルク、Ｖｂ バッテリ電圧、Ｖｄ ｄ軸電圧指令値、ＶＨ システム電圧、ＶＨ＊ システム電圧指令値、Ｘ１，Ｘ２ 動作点、ΔＴｑ トルク偏差、ΔＶＨ システム電圧偏差、ΔΦｖ 電圧位相偏差、θ ロータ回転角、Φｖ 電圧位相、Φｖ＿ｔａｒｇ 目標電圧位相、ω モータ回転速度。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇降圧可能なコンバータと、前記コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、インバータから交流電圧が印加されて駆動される交流モータと、入力されるトルク指令値に応じて前記コンバータおよびインバータを作動制御することにより前記交流モータを正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で駆動制御可能な制御部と、を備えるモータ制御システムであって、
前記制御部は、前記交流モータが矩形波制御中であるとき、前記交流モータに流れるモータ電流のｄ軸ｑ軸平面上における電流ベクトルの電流位相が最適電流進角ライン上に近づくように前記システム電圧指令値を補正する、
モータ制御システム。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ制御システムにおいて、
前記制御部は、前記モータ電流の電流ベクトルの電流位相フィードバック制御により前記システム電圧指令値を補正するシステム電圧補正部を含む、モータ制御システム。
【請求項３】
請求項２に記載のモータ制御システムにおいて、
前記システム電圧補正部は、前記モータ電流に基づいてシステム電圧偏差を生成するシステム電圧偏差生成部と、前記システム電圧偏差を解消すべくシステム電圧補正値を生成する比例積分制御部とからなる、モータ制御システム。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御システムにおいて、
前記制御部は、前記ｄ軸ｑ軸平面上において前記最適電流進角ラインの進角側に昇圧閾値ラインが規定されるとともにその遅角側に降圧閾値ラインが規定されたマップを記憶しており、前記電流位相が前記昇圧閾値ラインを進角側に下回ったとき最適電流進角ラインへ戻すように前記コンバータを所定レートで昇圧動作させ、前記電流位相が前記降圧閾値ラインを遅角側に上回ったときに前記コンバータを所定レートで降圧動作させる、モータ制御システム。
【請求項５】
請求項１に記載のモータ制御システムにおいて、
前記制御部は、前記交流モータに印加される交流電圧の電圧位相が目標電圧位相となるよう電圧位相フィードバック制御を行うことにより前記システム電圧指令値を補正するシステム電圧補正部を含む、モータ制御システム。
【請求項６】
請求項５に記載のモータ制御システムにおいて、
前記システム電圧補正部は、補正後のシステム電圧指令値に応じて目標電圧位相を生成する目標電圧位相生成部と、前記目標電圧位相と実際の指令電圧位相との偏差を解消すべくシステム電圧補正値を生成する比例積分制御部とからなる、モータ制御システム。
【請求項１】
電源から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇降圧可能なコンバータと、前記コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、インバータから交流電圧が印加されて駆動される交流モータと、入力されるトルク指令値に応じて前記コンバータおよびインバータを作動制御することにより前記交流モータを正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で駆動制御可能な制御部と、を備えるモータ制御システムであって、
前記制御部は、前記交流モータが矩形波制御中であるとき、前記交流モータに流れるモータ電流のｄ軸ｑ軸平面上における電流ベクトルの電流位相が最適電流進角ライン上に近づくように前記システム電圧指令値を補正する、
モータ制御システム。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ制御システムにおいて、
前記制御部は、前記モータ電流の電流ベクトルの電流位相フィードバック制御により前記システム電圧指令値を補正するシステム電圧補正部を含む、モータ制御システム。
【請求項３】
請求項２に記載のモータ制御システムにおいて、
前記システム電圧補正部は、前記モータ電流に基づいてシステム電圧偏差を生成するシステム電圧偏差生成部と、前記システム電圧偏差を解消すべくシステム電圧補正値を生成する比例積分制御部とからなる、モータ制御システム。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御システムにおいて、
前記制御部は、前記ｄ軸ｑ軸平面上において前記最適電流進角ラインの進角側に昇圧閾値ラインが規定されるとともにその遅角側に降圧閾値ラインが規定されたマップを記憶しており、前記電流位相が前記昇圧閾値ラインを進角側に下回ったとき最適電流進角ラインへ戻すように前記コンバータを所定レートで昇圧動作させ、前記電流位相が前記降圧閾値ラインを遅角側に上回ったときに前記コンバータを所定レートで降圧動作させる、モータ制御システム。
【請求項５】
請求項１に記載のモータ制御システムにおいて、
前記制御部は、前記交流モータに印加される交流電圧の電圧位相が目標電圧位相となるよう電圧位相フィードバック制御を行うことにより前記システム電圧指令値を補正するシステム電圧補正部を含む、モータ制御システム。
【請求項６】
請求項５に記載のモータ制御システムにおいて、
前記システム電圧補正部は、補正後のシステム電圧指令値に応じて目標電圧位相を生成する目標電圧位相生成部と、前記目標電圧位相と実際の指令電圧位相との偏差を解消すべくシステム電圧補正値を生成する比例積分制御部とからなる、モータ制御システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１３−４６４５３（Ｐ２０１３−４６４５３Ａ）
【公開日】平成２５年３月４日（２０１３．３．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１８１３９６（Ｐ２０１１−１８１３９６）
【出願日】平成２３年８月２３日（２０１１．８．２３）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月４日（２０１３．３．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月２３日（２０１１．８．２３）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
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